JP5773951B2 - Liquid level measuring device and its VCO predistortion method - Google Patents
Liquid level measuring device and its VCO predistortion method Download PDFInfo
- Publication number
- JP5773951B2 JP5773951B2 JP2012131115A JP2012131115A JP5773951B2 JP 5773951 B2 JP5773951 B2 JP 5773951B2 JP 2012131115 A JP2012131115 A JP 2012131115A JP 2012131115 A JP2012131115 A JP 2012131115A JP 5773951 B2 JP5773951 B2 JP 5773951B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- vco
- predistortion
- curve
- liquid level
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 239000007788 liquid Substances 0.000 title claims description 71
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 19
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 40
- 230000035559 beat frequency Effects 0.000 claims description 39
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 25
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 20
- 230000006870 function Effects 0.000 claims description 18
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 16
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 12
- 238000010183 spectrum analysis Methods 0.000 claims description 11
- 238000010408 sweeping Methods 0.000 claims description 8
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 5
- CZMRCDWAGMRECN-UGDNZRGBSA-N Sucrose Chemical compound O[C@H]1[C@H](O)[C@@H](CO)O[C@@]1(CO)O[C@@H]1[C@H](O)[C@@H](O)[C@H](O)[C@@H](CO)O1 CZMRCDWAGMRECN-UGDNZRGBSA-N 0.000 claims 2
- 229930006000 Sucrose Natural products 0.000 claims 2
- 239000005720 sucrose Substances 0.000 claims 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 19
- 230000001902 propagating effect Effects 0.000 description 12
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 7
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 7
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 4
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000009434 installation Methods 0.000 description 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Measurement Of Levels Of Liquids Or Fluent Solid Materials (AREA)
Description
本発明は、例えば液化ガスなどの液体を保管するタンクなどにおける液体の液面レベルを測定するレーダー方式による液位測定装置およびそのＶＣＯプリディストーション方法に関するもので、特に、導波管を用いることによる導波管内での電波の伝搬速度変化に起因する計測誤差を抑制するものである。 The present invention relates to a radar-type liquid level measuring apparatus that measures the liquid level in a tank that stores liquid such as liquefied gas and the like, and its VCO predistortion method, and in particular, by using a waveguide. This suppresses measurement errors caused by changes in the propagation speed of radio waves in the waveguide.
液位測定装置に用いられるレーダー方式の一つとしてＦＭＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）レーダー方式がある。このＦＭＣＷレーダー方式は、図１０に示すように、予め決められた固定時間（この時間を、掃引時間（Ｔ）という）において、予め決められた周波数（Ｆ）を掃引しながら測定地点に向かって電波を送信するものである。図１１に示すように、送信地点で送信された電波が、測定地点（送信地点からの距離をＬとする）で反射されて送信地点に戻るまでの往復時間ｔの間に、送信周波数がＦ・ｔ／Ｔ（Ｈｚ）だけ掃引される。この掃引された周波数は、反射波（受信周波数ＦＲ）を受信した瞬間の送信周波数ＦＴと受信周波数ＦＲの差（ビート周波数ＦＢ）になる。 One of the radar systems used in the liquid level measuring device is an FMCW (Frequency Modulated Continuous Wave) radar system. In this FMCW radar system, as shown in FIG. 10, in a predetermined fixed time (this time is referred to as a sweep time (T)), a predetermined frequency (F) is swept toward a measurement point. It transmits radio waves. As shown in FIG. 11, the transmission frequency is F during a round-trip time t from when a radio wave transmitted at a transmission point is reflected at a measurement point (L is a distance from the transmission point) and returns to the transmission point. -Swept by t / T (Hz). The swept frequency is the difference of the reception frequency F R and the transmission frequency F T of the moment of receiving the reflected wave (reception frequency F R) (beat frequency F B).
上記往復時間ｔは
ｔ＝（Ｔ／Ｆ）×ＦＢ
であるから、上記ビート周波数ＦＢを計測することができれば、送信地点から測定地点まで電波が往復するのに要した時間ｔを計測することができる。自由空間における電波の伝搬速度は光速Ｃと同じであるから、送信地点から測定地点までの距離Ｌは、次の式１で表すことができる。
式１
Ｌ＝Ｃ×ｔ／２＝Ｃ×Ｔ×ＦＢ／２Ｆ
The round trip time t is t = (T / F) × FB
Therefore, if the beat frequency FB can be measured, the time t required for radio waves to reciprocate from the transmission point to the measurement point can be measured. Since the propagation speed of the radio wave in the free space is the same as the speed of light C, the distance L from the transmission point to the measurement point can be expressed by the following formula 1.
Formula 1
L = C × t / 2 = C × T × FB / 2F
以上、ＦＭＣＷレーダー方式による距離測定原理を概略的に説明した。図９は、ＦＭＣＷレーダー方式距離測定装置の従来例を示す。図９において、ＦＭＣＷレーダー方式距離測定装置は、ＤＳＰ（デジタル信号処理装置：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｓｅｓｓｏｒ）１０１、デジタル・アナログ変換器１０３、ＶＣＯ（電圧制御発振器）１０４、結合回路１０５、混合器１１０、ＡＧＣ（自動利得制御回路）１１１、アナログ・デジタル変換器１１２を有してなる。デジタル・アナログ変換器１０３とＶＣＯ１０４を含む構成部分は送信系を構成し、混合器１１０からアナログ・デジタル変換器１１２に至る構成部分は受信系を構成している。ＤＳＰ１０１はメモリ１０２を内蔵し、メモリ１０２には、掃引時間Ｔに対するＶＣＯ１０４の発振周波数を決定するＶＣＯ１０４への印加電圧の関係すなわち電圧−時間カーブ(以下「Ｖ−Ｔカーブ」という)が電圧−時間テーブル（以下「Ｖ−Ｔテーブル」という）として記憶されている。 The principle of distance measurement by the FMCW radar method has been schematically described above. FIG. 9 shows a conventional example of an FMCW radar type distance measuring device. In FIG. 9, the FMCW radar type distance measuring device includes a DSP (Digital Signal Processor) 101, a digital / analog converter 103, a VCO (Voltage Controlled Oscillator) 104, a coupling circuit 105, a mixer 110, an AGC (AGC). Automatic gain control circuit) 111 and analog / digital converter 112. The components including the digital / analog converter 103 and the VCO 104 constitute a transmission system, and the components from the mixer 110 to the analog / digital converter 112 constitute a reception system. The DSP 101 has a built-in memory 102. The relationship between the voltage applied to the VCO 104 that determines the oscillation frequency of the VCO 104 with respect to the sweep time T, that is, a voltage-time curve (hereinafter referred to as “VT curve”) is voltage-time. It is stored as a table (hereinafter referred to as “VT table”).
ＤＳＰ１０１は、メモリ１０２からＶ−Ｔテーブルを読み出し、時間の経過に伴って連続的に変化する電圧値をデジタル・アナログ変換器１０３でアナログ信号に変換してＶＣＯ１０４の制御電圧とする。ＶＣＯ１０４の発振周波数は制御電圧に応じて連続的に変化する。この発振信号が結合回路１０５を経て適宜のアンテナから測定地点（例えば、液体の液面）に向けて送信される。上記アンテナから測定地点までの間に被測定系１２０が介在している。測定地点で反射された電波は被測定系１２０を戻り上記アンテナでとらえられ、結合回路１０５を経て受信系に導かれる。受信系では、混合器１１０で受信信号と受信時の発振信号が混合され、受信周波数とその瞬間の発振周波数との差、すなわち前記ビート周波数ＦＢ信号が取り出される。 The DSP 101 reads the VT table from the memory 102, converts the voltage value that continuously changes with the passage of time into an analog signal by the digital / analog converter 103, and sets it as the control voltage of the VCO 104. The oscillation frequency of the VCO 104 changes continuously according to the control voltage. This oscillation signal is transmitted from the appropriate antenna to the measurement point (for example, the liquid level) via the coupling circuit 105. A system under measurement 120 is interposed between the antenna and the measurement point. The radio wave reflected at the measurement point returns to the measured system 120 and is captured by the antenna, and is guided to the receiving system via the coupling circuit 105. In the receiving system, the mixer 110 mixes the received signal and the oscillation signal at the time of reception, and the difference between the reception frequency and the instantaneous oscillation frequency, that is, the beat frequency FB signal is extracted.
ビート周波数ＦＢ信号は、ＡＧＣ１１１で適宜の振幅値に制御されたのち、アナログ・デジタル変換器１１２でデジタル信号に変換され、ＤＳＰ１０１に入力される。ＤＳＰ１０１では、前記式１を適用して演算処理することによって測定地点までの距離Ｌを求める。 The beat frequency FB signal is controlled to an appropriate amplitude value by the AGC 111, converted to a digital signal by the analog / digital converter 112, and input to the DSP 101. In the DSP 101, the distance L to the measurement point is obtained by performing arithmetic processing by applying the formula 1.
以上説明したＦＭＣＷレーダー方式距離測定原理は、自由空間において成立する。しかるに、反射係数が低い計測対象の距離をレーダー方式で計測する装置では、電波の伝送路に導波管を用いる。導波管を用いることにより、伝送路における伝送損失を大幅に低減することができるからである。 The FMCW radar system distance measurement principle described above is established in free space. However, in a device that measures the distance of a measurement target having a low reflection coefficient by a radar method, a waveguide is used for a radio wave transmission path. This is because the transmission loss in the transmission line can be greatly reduced by using the waveguide.
しかし、伝送路に導波管を用いたレーダー方式液面計測装置では、導波管内の伝搬速度が導波管の内径および導波管内を伝搬する電波のモードに依存し、周波数によって変化する。このため、ＦＭＣＷレーダーのビート周波数が周波数掃引に伴って変化し、液面計測装置の計測精度を低下させる。よって、液面計測装置の計測精度を高めるためには、導波管内を伝搬する電波の周波数特性を考慮する必要がある。 However, in a radar-type liquid level measuring device using a waveguide as a transmission path, the propagation speed in the waveguide depends on the inner diameter of the waveguide and the mode of the radio wave propagating in the waveguide, and varies depending on the frequency. For this reason, the beat frequency of the FMCW radar changes with the frequency sweep, and the measurement accuracy of the liquid level measuring device is lowered. Therefore, in order to increase the measurement accuracy of the liquid level measuring device, it is necessary to consider the frequency characteristics of the radio wave propagating in the waveguide.
図９に示す例のように、ＦＭＣＷレーダーの送信機は一般的にＶＣＯ１０４を使用している。ＶＣＯ１０４は、制御電圧を印加することによって発振し、かつ、掃引時間Ｔにおいて、掃引周波数に対応する制御電圧を連続的に変化させることにより発振周波数が連続的に変化する。図１０では、掃引開始から掃引停止までの時間をＴで表し、掃引開始から掃引停止までの発振周波数の変化幅をＦで表している。以下、ＶＣＯ１０４に印加する制御電圧Ｖに対するＶＣＯ１０４の発振周波数Ｆの変化を表すグラフを周波数−電圧特性（以下「Ｆ−Ｖ特性」という）といい、掃引時間ＴにおけるＶＣＯ１０４の発振周波数の変化を表すグラフを周波数−時間特性（以下「Ｆ−Ｔ特性」という）という。 As in the example shown in FIG. 9, the transmitter of the FMCW radar generally uses the VCO 104. The VCO 104 oscillates when a control voltage is applied, and the oscillation frequency continuously changes during the sweep time T by continuously changing the control voltage corresponding to the sweep frequency. In FIG. 10, the time from the start of the sweep to the stop of the sweep is represented by T, and the change width of the oscillation frequency from the start of the sweep to the stop of the sweep is represented by F. Hereinafter, a graph representing a change in the oscillation frequency F of the VCO 104 with respect to the control voltage V applied to the VCO 104 is referred to as a frequency-voltage characteristic (hereinafter referred to as “FV characteristic”), and represents a change in the oscillation frequency of the VCO 104 during the sweep time T. The graph is referred to as a frequency-time characteristic (hereinafter referred to as “FT characteristic”).
ＶＣＯは、一般的には周波数の安定した信号を発振することができるＰＬＬ（フェイズ・ロックド・ループ）回路に用いられており、上記ＶＣＯ１０４のように周波数を掃引する用途は特殊な用途といえる。ＶＣＯ１０４から出力される周波数−電圧特性（Ｆ−Ｖ特性）の直線性は、ＦＭＣＷレーダーで要求される計測精度を得るには不十分である。そのため、ＦＭＣＷレーダーでは、ＶＣＯ１０４から出力されるＦ−Ｔ特性の直線性を保証するために、補正されたＦ−Ｔ特性になる補正後電圧―時間テーブル（以下、これを「補正後Ｖ−Ｔカーブテーブル」という）を生成し、このテーブルを用いてＶＣＯ１０４の発振電圧を制御している。 The VCO is generally used in a PLL (Phase Locked Loop) circuit that can oscillate a signal having a stable frequency, and the use of sweeping the frequency like the VCO 104 is a special use. The linearity of the frequency-voltage characteristic (FV characteristic) output from the VCO 104 is insufficient to obtain the measurement accuracy required by the FMCW radar. Therefore, in the FMCW radar, in order to guarantee the linearity of the FT characteristic output from the VCO 104, a corrected voltage-time table (hereinafter referred to as "corrected VT Curve table ”) and the oscillation voltage of the VCO 104 is controlled using this table.
しかし、ＶＣＯ１０４から出力されるＦ−Ｖカーブの直線性が保証されていても、伝送路に導波管を用いている液面計測装置では、前述のように導波管内を伝搬する電波の周波数特性によって計測精度が劣化する。 However, even if the linearity of the FV curve output from the VCO 104 is guaranteed, the liquid level measuring device using the waveguide in the transmission path, as described above, the frequency of the radio wave propagating in the waveguide. Measurement accuracy deteriorates depending on the characteristics.
上記のような、導波管を用いた液面計測装置において、導波管内を伝搬する電波の周波数特性を考慮して計測精度を高める先行技術は見つからなかったが、本発明に関連のある技術を開示するものとして特許文献１がある。特許文献１には、ＦＭＣＷレーダーに適用可能な、通常の動作モードとキャリブレイション（校正）モードの二つのモードを持ったＶＣＯを備えた周波数キャリブレイション構造が記載されている。上記ＶＣＯは、キャリブレイションモードにおいてそれ自身がＰＬＬ回路に組み込まれてキャリブレイションＶＣＯの代わりをするというもので、本願発明とは技術思想を異にするものである。 In the liquid level measurement device using the waveguide as described above, a prior art for improving the measurement accuracy in consideration of the frequency characteristics of the radio wave propagating in the waveguide has not been found, but a technique related to the present invention. There exists patent document 1 as what discloses this. Patent Document 1 describes a frequency calibration structure including a VCO having two modes of a normal operation mode and a calibration (calibration) mode, which can be applied to an FMCW radar. The VCO is incorporated in the PLL circuit in the calibration mode to replace the calibration VCO, and has a technical idea different from that of the present invention.
また、特許文献２には、計算される液位に対して液体上方のガスの誘電率が影響を及ぼすことを避けるために、送信機が、導波管内での伝播モードでマイクロ波信号の群速度が上記誘電率に基本的に影響しない所定の誘電率範囲内にある周波数帯域でマイクロ波信号を送信するように適合させる液位測定装置が開示されている。特許文献２に記載されている技術思想は、導波管内を伝搬する電波の周波数特性に着目しているものの、周波数特性による計測精度劣化を回避する技術思想が本願発明と異なっている。 Further, in Patent Document 2, in order to avoid the influence of the dielectric constant of the gas above the liquid on the calculated liquid level, the transmitter is a group of microwave signals in a propagation mode in the waveguide. A liquid level measuring device adapted to transmit a microwave signal in a frequency band within a predetermined dielectric constant range in which speed basically does not affect the dielectric constant is disclosed. Although the technical idea described in Patent Document 2 focuses on the frequency characteristics of radio waves propagating in the waveguide, the technical idea for avoiding measurement accuracy deterioration due to the frequency characteristics is different from the present invention.
本発明は、伝送路に導波管を用いている場合に、導波管内を伝搬する電波の周波数特性によって計測精度が劣化することを防止することができる液面計測装置およびこの液面計測装置が備えるＶＣＯのプリディストーション方法を提供することを目的とする。 The present invention relates to a liquid level measuring device and a liquid level measuring device capable of preventing the measurement accuracy from deteriorating due to the frequency characteristics of radio waves propagating in the waveguide when a waveguide is used in the transmission line. An object of the present invention is to provide a predistortion method for a VCO included in the above.
本発明は、
掃引時間において予め決められた周波数を掃引しながら導波管を通して液面に向かって電波を送信し、液面で反射される上記電波を受信した瞬間の送信周波数と反射波の受信周波数の差であるビート周波数によって液面までの距離を測定するＦＭＣＷレーダー方式の液位測定装置であって、
掃引周波数信号を生成するＶＣＯと、
上記ＶＣＯで生成する信号の周波数を掃引するための電圧−時間カーブ（以下「Ｖ−Ｔカーブ」という）が記憶されている電圧−時間テーブル（以下「Ｖ−Ｔテーブル」という）と、
掃引周波数に対するビート周波数の差分を解析するスペクトラム解析部と、
上記スペクトラム解析部による解析結果から上記ビート周波数の差分の変化度合いに対応して上記Ｖ−Ｔテーブルを補正するためのプリディストーションテーブルを生成するプリディストーションテーブル生成部と、
上記Ｖ−Ｔカーブに上記プリディストーションテーブルを適用してプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルを生成するプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブル生成部と、
上記プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルを記憶し、上記ＶＣＯに上記掃引周波数信号を生成させるために上記プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルから上記ＶＣＯに印加する制御電圧を記憶するメモリと、
を備えていることを最も主要な特徴とする。
The present invention
While sweeping a predetermined frequency in the sweep time, the radio wave is transmitted toward the liquid surface through the waveguide, and the difference between the transmission frequency at the moment when the radio wave reflected by the liquid surface is received and the reception frequency of the reflected wave is An FMCW radar type liquid level measuring device that measures the distance to the liquid level with a certain beat frequency,
A VCO that generates a sweep frequency signal;
A voltage-time table (hereinafter referred to as “VT table”) in which a voltage-time curve (hereinafter referred to as “VT curve”) for sweeping the frequency of the signal generated by the VCO is stored ;
A spectrum analyzer for analyzing the difference between the beat frequency and the sweep frequency;
A predistortion table generating unit that generates a predistortion table for correcting the VT table in accordance with the degree of change in the difference in beat frequency from the analysis result by the spectrum analyzing unit;
A predistortion VT curve table generating unit that generates the predistortion VT curve table by applying the predistortion table to the VT curve;
A memory for storing the predistortion VT curve table and storing a control voltage to be applied to the VCO from the predistortion VT curve table to cause the VCO to generate the sweep frequency signal ;
It has the most important feature.
導波管内を伝搬する電波が周波数特性を持っていても、この周波数特性に対応してＶＣＯの発振周波数を制御することができるため、発振周波数と受信周波数とのビート周波数の広がりが抑制され、計測精度の劣化を防止することができる。 Even if the radio wave propagating in the waveguide has frequency characteristics, the oscillation frequency of the VCO can be controlled in accordance with the frequency characteristics, so that the spread of the beat frequency between the oscillation frequency and the reception frequency is suppressed, Degradation of measurement accuracy can be prevented.
以下、本発明に係る液位測定装置およびそのＶＣＯプリディストーション方法の実施例について図面を参照しながら説明する。 Embodiments of a liquid level measuring device and its VCO predistortion method according to the present invention will be described below with reference to the drawings.
図２は、本発明によるＦＭＣＷレーダー方式による液位測定装置の実施例を示す。図２において、液位測定装置は、ＤＳＰ１１、デジタル・アナログ変換器１３、ＶＣＯ１４、結合回路１５、スイッチ１６、混合器２０、ＡＧＣ２１、アナログ・デジタル変換器２２を有してなる。デジタル・アナログ変換器１３とＶＣＯ１４を含む構成部分は送信系を構成し、混合器２０からアナログ・デジタル変換器２２に至る構成部分は受信系を構成している。ＤＳＰ１１はメモリ１２を内蔵し、メモリ１２には、掃引時間Ｔに対するＶＣＯ１４の発振周波数を決定するＶＣＯ１４への印加電圧の関係すなわちＶ−ＴカーブがＶ−Ｔテーブルとして記憶されている。メモリ１２にはまた、後で説明するプリディストーションテーブル、プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルなどが記憶されている。 FIG. 2 shows an embodiment of the liquid level measuring device by the FMCW radar system according to the present invention. In FIG. 2, the liquid level measuring device includes a DSP 11, a digital / analog converter 13, a VCO 14, a coupling circuit 15, a switch 16, a mixer 20, an AGC 21, and an analog / digital converter 22. The components including the digital / analog converter 13 and the VCO 14 constitute a transmission system, and the components from the mixer 20 to the analog / digital converter 22 constitute a reception system. The DSP 11 has a built-in memory 12, and the memory 12 stores the relationship of the voltage applied to the VCO 14 that determines the oscillation frequency of the VCO 14 with respect to the sweep time T, that is, the VT curve as a VT table. The memory 12 also stores a predistortion table, a predistortion VT curve table, etc., which will be described later.
ここまで説明した部分は、スイッチ１６が追加されていることを除けば図９に示す従来のレーダー方式による距離測定装置の構成と同じである。したがって、測定時の動作も上記従来例と同じである。すなわち、ＤＳＰ１１は、メモリ１２に記憶されているＶ−Ｔテーブルから、掃引時間とサンプリングポイント数により決定されるクロック周波数に同期してＶＣＯ１４の動作を制御する電圧を読み出す。読み出された制御電圧値はデジタル・アナログ変換器１３でアナログ信号に変換され、ＶＣＯ１４に制御電圧として印加される。ＶＣＯ１４は制御電圧に対応した周波数の信号、すなわち時間の経過とともに周波数が連続的に変化する高周波信号を出力する。この高周波信号が結合回路１５、スイッチ１６を経て適宜のアンテナから被測定系２５に向けて送信される。 The portion described so far is the same as the configuration of the conventional distance measuring apparatus using the radar system shown in FIG. 9 except that the switch 16 is added. Therefore, the operation at the time of measurement is also the same as that in the conventional example. That is, the DSP 11 reads from the VT table stored in the memory 12 a voltage that controls the operation of the VCO 14 in synchronization with the clock frequency determined by the sweep time and the number of sampling points. The read control voltage value is converted into an analog signal by the digital / analog converter 13 and applied to the VCO 14 as a control voltage. The VCO 14 outputs a signal having a frequency corresponding to the control voltage, that is, a high-frequency signal whose frequency continuously changes with time. This high frequency signal is transmitted from the appropriate antenna to the system under test 25 via the coupling circuit 15 and the switch 16.
被測定系２５には測定地点である液体の液面があり、液面で上記高周波信号が反射される。反射された高周波信号は被測定系２５を戻り上記アンテナでとらえられ、スイッチ１６、結合回路１５を経て受信系に導かれる。受信系の混合器２０では、受信信号と受信時の発振信号が混合され、受信周波数とその瞬間の発振周波数との差信号、すなわちビート信号が取り出される。ビート信号は、ＡＧＣ２１で適正振幅に調整されたのち、アナログ・デジタル変換器２２でデジタル信号に変換され、ＤＳＰ１１に入力される。 The system under test 25 has a liquid level that is a measurement point, and the high-frequency signal is reflected by the liquid level. The reflected high-frequency signal returns to the system to be measured 25 and is captured by the antenna, and is guided to the receiving system through the switch 16 and the coupling circuit 15. In the mixer 20 of the reception system, the reception signal and the oscillation signal at the time of reception are mixed, and a difference signal between the reception frequency and the oscillation frequency at that moment, that is, a beat signal is extracted. The beat signal is adjusted to an appropriate amplitude by the AGC 21, converted to a digital signal by the analog / digital converter 22, and input to the DSP 11.
ＤＳＰ１１では、掃引時間Ｔの間、Ｖ−Ｔカーブデータの読み出し、ビート信号の取り込みを実行し、取り込んだ時間軸上のビート信号データ群にフィルタリング処理を施して不要なノイズを除去する。さらに、ＤＳＰ１１で上記ビート信号データ群をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理して周波数軸のデータに変換し、その結果からビート周波数ＦＢを抽出する。このビート周波数ＦＢを前記式１に入力して演算処理することによって測定地点までの距離Ｌを求める。したがって、ＤＳＰ１１は、上記ノイズ除去用のフィルタ、ビート周波数ＦＢの抽出部としてのＦＦＴ処理部を備えている。 In the DSP 11, during the sweep time T, VT curve data is read and beat signals are captured, and unnecessary noise is removed by performing filtering processing on the captured beat signal data group on the time axis. Further, the DSP 11 performs FFT (Fast Fourier Transform) processing on the beat signal data group to convert it to frequency axis data, and extracts the beat frequency FB from the result. The beat frequency FB is input to the equation 1 and subjected to calculation processing to obtain the distance L to the measurement point. Therefore, the DSP 11 includes the noise removal filter and the FFT processing unit as the beat frequency FB extraction unit.
以上説明した液位測定装置の設置例を図３に模式的に示す。図３において符号１０はレーダーユニットを含む液位測定装置を、符号４０は液位測定装置１０を設置したタンクを示している。タンク１０は液化ガスなどの液体４１を収納するもので、タンク４０内にはタンク４０の天板から円筒形状の導波管３０がタンク４０の底に向かって垂直に設置されている。導波管３０内には液体４１が進入することができ、タンク４０内の液体レベルと導波管３０内の液体レベルが一致するようになっている。タンク４０の天板上には導波管３０の上方においてレーダーユニットからなる上記液位測定装置１０が設置されている。液位測定装置１０は、図２に示す各ブロックで構成されたＦＭＣＷレーダー方式による液位測定装置で、この液位測定装置１０と導波管３０の上端との間には変換器３２が介在している。変換器３２は、上記ユニット１０から出力される信号を電波に変換して上記液面に向かい導波管３０内に放射するアンテナである。 An installation example of the liquid level measuring apparatus described above is schematically shown in FIG. In FIG. 3, reference numeral 10 denotes a liquid level measuring device including a radar unit, and reference numeral 40 denotes a tank in which the liquid level measuring device 10 is installed. The tank 10 stores a liquid 41 such as liquefied gas. In the tank 40, a cylindrical waveguide 30 is vertically installed from the top plate of the tank 40 toward the bottom of the tank 40. The liquid 41 can enter the waveguide 30, and the liquid level in the tank 40 matches the liquid level in the waveguide 30. On the top plate of the tank 40, the liquid level measuring device 10 including a radar unit is installed above the waveguide 30. The liquid level measuring apparatus 10 is an FMCW radar type liquid level measuring apparatus configured by each block shown in FIG. 2, and a converter 32 is interposed between the liquid level measuring apparatus 10 and the upper end of the waveguide 30. doing. The converter 32 is an antenna that converts a signal output from the unit 10 into a radio wave and radiates it into the waveguide 30 toward the liquid surface.
タンク４０内の液体４１の面から天井面までの空間には、液体４１の蒸発気体が充満している。上記天井面から液体４１の面までの距離をＬとする。導波管３０の内径をｄで表している。ＦＴは液位測定装置１０から液面に向かって導波管３０内に放射される電波の周波数を、ＦＲは上記電波が液面で反射され導波管３０内を液位測定装置１０に向かって戻る電波の周波数を示している。 The space from the surface of the liquid 41 in the tank 40 to the ceiling surface is filled with the evaporated gas of the liquid 41. Let L be the distance from the ceiling surface to the surface of the liquid 41. The inner diameter of the waveguide 30 is represented by d. F T is the frequency of the radio waves emitted toward the liquid surface in the waveguide 30 from the liquid level measuring device 10, F R is a liquid level measuring device in the waveguide 30 the radio wave is reflected by the liquid surface 10 The frequency of the radio wave returning toward is shown.
図２に示す本発明に係る液位測定装置の実施例が前記従来のレーダー方式による距離測定装置の例と異なる点は、近端反射部材２６を備えている点である。近端反射部材２６は、液位測定装置すなわちレーダーユニット１０から放射される電波を反射することができる部材からなり、図３に示す導波管３０内に、かつ、タンク４０の天井面であるとともに変換器３２の電波放射面でもある基準面位置から既知の長さ位置に設置されている。近端反射部材２６は、ＶＣＯキャリブレイションを行うのに必要な部材である。ＶＣＯキャリブレイションとは、ＶＣＯ１４から出力される信号のＦ−Ｔカーブが直線になるように、メモリ１２に記憶するＶ−ＴカーブをＶＣＯ１４のＦ−Ｖ特性に対応して補正することをいう。すなわち、前記Ｖ−Ｔカーブの直線性が保たれていても、ＶＣＯ１４の個体の特性、経時変化などによってＶＣＯ１４のＦ−Ｖカーブの直線性が崩れていると、ＶＣＯ１４から出力されるＦ−Ｔカーブが崩れる。そこで、上記Ｆ−Ｔカーブの直線性が保たれるように校正する。 The embodiment of the liquid level measuring device according to the present invention shown in FIG. 2 is different from the conventional radar type distance measuring device in that a near-end reflecting member 26 is provided. The near-end reflecting member 26 is made of a member capable of reflecting radio waves radiated from the liquid level measuring device, that is, the radar unit 10, and is in the waveguide 30 shown in FIG. 3 and is a ceiling surface of the tank 40. At the same time, it is installed at a known length position from the reference plane position which is also the radio wave radiation surface of the converter 32. The near-end reflecting member 26 is a member necessary for performing VCO calibration. VCO calibration refers to correcting the VT curve stored in the memory 12 in accordance with the FV characteristic of the VCO 14 so that the FT curve of the signal output from the VCO 14 becomes a straight line. That is, even if the linearity of the VT curve is maintained, if the linearity of the FV curve of the VCO 14 is broken due to the characteristics of the individual VCO 14 or changes over time, the FT output from the VCO 14 The curve collapses. Therefore, calibration is performed so that the linearity of the FT curve is maintained.
ただし、ＶＣＯキャリブレイションは本願発明の主題ではなく、本願発明の主題はＶＣＯプリディストーションにあるので、以下、ＶＣＯプリディストーションを行うための具体的な構成およびＶＣＯプリディストーションの方法について説明する。 However, since VCO calibration is not the subject of the present invention, and the subject of the present invention is VCO predistortion, a specific configuration for performing VCO predistortion and a method of VCO predistortion will be described below.
導波管内を伝搬する電波の波長λｇは、次の式２で表される。
式２
ここで、λｏは伝搬する周波数の波長、λｃは遮断（カットオフ）周波数すなわち導波管で伝送可能な最低周波数の波長である。
The wavelength λg of the radio wave propagating in the waveguide is expressed by the following formula 2.
Formula 2
Here, λo is the wavelength of the propagating frequency, and λc is the cutoff frequency, that is, the wavelength of the lowest frequency that can be transmitted through the waveguide.
図４に示すような横断面が方形の導波管であって、内面側における長辺の寸法がａ、短辺の寸法がｂの導波管の場合、遮断周波数の波長λｃは、次の式３で表すことができる。
式３
ここで、ｍ，ｎはそれぞれ導波管内伝送のモード数である。したがって、基本モードすなわちＴＥ１０モードの場合、ｍ＝１，ｎ＝０であるから、λｃ＝２ａになる。
In the case of a waveguide having a rectangular cross section as shown in FIG. 4 and having a long side dimension a and a short side dimension b on the inner surface side, the wavelength λc of the cutoff frequency is It can be expressed by Equation 3.
Formula 3
Here, m and n are the number of modes in the waveguide, respectively. Therefore, in the basic mode, that is, the TE10 mode, since m = 1 and n = 0, λc = 2a.
また、図５に示すような横断面が円形の導波管であって、内径がｄの導波管の場合、遮断周波数の波長λｃは、次の式４で表すことができる。
式４
λｃ＝Ｋｎｍ・ｄ
ここで、Ｋｎｍは伝送モードごとに固有の値になる。すなわち、ＴＥ１１モードではＫｎｍ＝１．７０６、ＴＥ０１モードではＫｎｍ＝０．８２である。
In the case of a waveguide having a circular cross section as shown in FIG. 5 and a waveguide having an inner diameter d, the wavelength λc of the cutoff frequency can be expressed by the following equation 4.
Formula 4
λc = Knm · d
Here, Knm is a unique value for each transmission mode. That is, Knm = 1.706 in the TE11 mode and Knm = 0.82 in the TE01 mode.
導波管内を伝搬する電波の速度ｖｇは次の式５で表すことができる。
式５
式５からわかるように、導波管内の電波の速度ｖｇは伝搬する周波数の波長λｏの関数になっており、周波数が変化すると上記速度ｖｇが変化することになる。図６のグラフは、管内速度の周波数特性、すなわち周波数（ｆ）の変化に対する管内速度（ｖｇ）の変化を表していて、周波数に対して管内速度が非直線的に変化している。
The velocity vg of the radio wave propagating in the waveguide can be expressed by the following formula 5.
Formula 5
As can be seen from Equation 5, the velocity vg of the radio wave in the waveguide is a function of the wavelength λo of the propagating frequency, and the velocity vg changes as the frequency changes. The graph of FIG. 6 represents the frequency characteristic of the in-pipe speed, that is, the change in the in-pipe speed (vg) with respect to the change in the frequency (f), and the in-pipe speed changes nonlinearly with respect to the frequency.
式５を式１に代入すると式６が得られる。
式６
Substituting Equation 5 into Equation 1 yields Equation 6.
Equation 6
式６からビート周波数ＦＢは次の式７によって求めることができる。
式７
From Equation 6, the beat frequency FB can be obtained by the following Equation 7.
Equation 7
図７は、反射面が固定の場合に、掃引周波数に対するビート周波数ＦＢの変化を表したグラフを示しており、掃引周波数の変化に対してビート周波数ＦＢが直線的に変化せず、非直線的に変化している。 FIG. 7 is a graph showing changes in the beat frequency FB with respect to the sweep frequency when the reflecting surface is fixed. The beat frequency FB does not change linearly with respect to the change in the sweep frequency, and is non-linear. Has changed.
また、図８は、ビート信号をＦＦＴ処理して得られるスペクトラム波形を示しており、波形Ａは自由空間反射の場合のスペクトラム波形を、波形Ｂは円形の導波管内反射の場合のスペクトラム波形を示している。自由空間反射の場合に比べて円形の導波管内反射の場合が、スペクトラム波形が広がっている。これは、測定点すなわち電波の反射点が変わらなくても円形導波管内ではＦＭＣＷレーダーの周波数掃引によってビート周波数が変化することを示している。そして、円形導波管内での周波数掃引の場合、ビート信号をＦＦＴ演算処理して得られるスペクトラム波形が広がることによりピーク検出の精度が悪くなり、測定精度が劣化する要因となることが分かる。 FIG. 8 shows a spectrum waveform obtained by subjecting the beat signal to FFT processing. Waveform A is a spectrum waveform in the case of free space reflection, and waveform B is a spectrum waveform in the case of reflection in a circular waveguide. Show. The spectrum waveform is broader in the case of reflection in a circular waveguide than in the case of free space reflection. This indicates that the beat frequency is changed by the frequency sweep of the FMCW radar in the circular waveguide even if the measurement point, that is, the reflection point of the radio wave does not change. In the case of frequency sweeping in a circular waveguide, it can be seen that the spectrum waveform obtained by subjecting the beat signal to the FFT calculation process is widened, so that the accuracy of peak detection deteriorates and the measurement accuracy deteriorates.
上に述べたように、測定精度が劣化する原因は、ＦＭＣＷレーダーの周波数掃引によりビート周波数が変化することにある。そこで、周波数掃引によるビート周波数の変化を見越して、前記ＶＣＯ１４に印加する制御電圧のＶ−Ｔカーブ特性を、ビート周波数の変化に対し逆特性とし、ビート周波数の変化を抑制する。ビート周波数の変化を抑制すると、図８の波形Ｂで示すスペクトラムの広がりが抑制され、スペクトラム波形が先鋭化することによって測定精度の劣化を抑制することができる。上記のように、ＶＣＯ１４に印加する制御電圧が逆特性となるＶ−Ｔカーブを生成することを「ＶＣＯプリディストーション」という。 As described above, the cause of the deterioration of measurement accuracy is that the beat frequency is changed by the frequency sweep of the FMCW radar. Therefore, in anticipation of a change in the beat frequency due to the frequency sweep, the VT curve characteristic of the control voltage applied to the VCO 14 is reversed with respect to the change in the beat frequency to suppress the change in the beat frequency. When the change in the beat frequency is suppressed, the spread of the spectrum indicated by the waveform B in FIG. 8 is suppressed, and the deterioration of measurement accuracy can be suppressed by sharpening the spectrum waveform. As described above, generating a VT curve in which the control voltage applied to the VCO 14 has reverse characteristics is referred to as “VCO predistortion”.
図１は、ＶＣＯプリディストーションの手順を示している。図１の中央縦方向に処理ステップを示す。各処理ステップには、ステップごとにＳ１，Ｓ２，・・・のように符号を付している。以下、ＶＣＯプリディストーションの手順を説明する。 FIG. 1 shows the procedure of VCO predistortion. Processing steps are shown in the central vertical direction of FIG. Each processing step is provided with a reference numeral such as S1, S2,. Hereinafter, the procedure of VCO predistortion will be described.
まず、予め用意されているＶ−Ｔカーブテーブルから掃引時間の経過に対応してＶＣＯ１４の制御電圧を読み出し、この制御電圧をＶＣＯ１４に印加してＶＣＯ１４で制御電圧に対応した周波数の信号を生成する。Ｖ−Ｔカーブテーブルはもともと直線性が保たれているはずであるが、ＶＣＯ１４から出力されるＦ−Ｔカーブ（図１の左上右側のグラフ参照）の直線性が保たれるように、前記ＶＣＯキャリブレイションが実行されている。図１の左上左側に示すＶ−Ｔカーブは、予めＶＣＯ１４の特性などに合わせてＶＣＯキャリブレイションが実行された非直線性のＶ−Ｔカーブを示す。 First, the control voltage of the VCO 14 is read from the VT curve table prepared in advance in accordance with the lapse of the sweep time, and this control voltage is applied to the VCO 14 to generate a signal having a frequency corresponding to the control voltage. . In the VT curve table, the linearity should be maintained originally, but the VCO is maintained so that the linearity of the FT curve output from the VCO 14 (see the graph on the upper left and right in FIG. 1) is maintained. A calibration is being performed. The VT curve shown on the upper left side of FIG. 1 is a non-linear VT curve in which VCO calibration has been executed in advance according to the characteristics of the VCO 14 or the like.
ＶＣＯキャリブレイションが実行された非直線性のＶ−Ｔカーブテーブルにしたがって周波数掃引し（Ｓ１）、掃引によって生成される電波を、円形の導波管を通じて測定点に向かって放射する。測定点で反射された電波を受信し、前述のとおり、掃引時間内における一定時点での受信周波数と送信周波数とのビート波形を取得する（Ｓ２）。図１の右側上段の波形は上記ビート波形のイメージを示している。 A frequency sweep is performed in accordance with a non-linear VT curve table in which VCO calibration is performed (S1), and a radio wave generated by the sweep is radiated toward a measurement point through a circular waveguide. The radio wave reflected at the measurement point is received, and as described above, the beat waveform of the reception frequency and the transmission frequency at a certain time point within the sweep time is acquired (S2). The upper right waveform in FIG. 1 shows an image of the beat waveform.
次に、上記ビート波形をＦＦＴ演算処理することによりビートスペクトラム解析を行う（Ｓ３）。図１の右側上から２段目の波形図は上記ビート波形のスペクトラム解析のイメージを示している。上記波形図に示すように、掃引周波数の中心周波数に対するビート周波数の差分が求められ、掃引周波数に対するビート周波数の差分の変化度合いを解析することによりビート波形のスペクトラム解析を行う。このスペクトラム解析は、ＤＳＰ１１内に組み込まれたプログラムにより、ＤＳＰ１１の機能の一部として実行される。 Next, beat spectrum analysis is performed by subjecting the beat waveform to FFT calculation processing (S3). The waveform diagram in the second stage from the upper right of FIG. 1 shows an image of spectrum analysis of the beat waveform. As shown in the waveform diagram, the beat frequency difference with respect to the center frequency of the sweep frequency is obtained, and the spectrum analysis of the beat waveform is performed by analyzing the degree of change in the beat frequency difference with respect to the sweep frequency. This spectrum analysis is executed as a part of the function of the DSP 11 by a program incorporated in the DSP 11.
次に、ビート波形のスペクトラム解析結果から、スペクトラム補正関数：Ｄ（ｘ）を生成する（Ｓ４）。図１の右側第３段目の波形図は上記スペクトラム補正関数：Ｄ（ｘ）の例を示しており、スペクトラム補正関数：Ｄ（ｘ）は、上記ビート周波数の差分の変化度合いに対応している。スペクトラム補正関数：Ｄ（ｘ）の生成は、ＤＳＰ１１内に組み込まれたプログラムにより、ＤＳＰ１１の機能の一部として実行される。 Next, a spectrum correction function: D (x) is generated from the spectrum analysis result of the beat waveform (S4). The waveform diagram in the third stage on the right side of FIG. 1 shows an example of the spectrum correction function: D (x). The spectrum correction function: D (x) corresponds to the degree of change in the beat frequency difference. Yes. The generation of the spectrum correction function: D (x) is executed as a part of the function of the DSP 11 by a program incorporated in the DSP 11.
次に、スペクトラム補正関数：Ｄ（ｘ）に基づき、プリディストーションテーブルを生成する（Ｓ５）。プリディストーションテーブルはＶＣＯ１４に適用するＶ−Ｔカーブを補正するためのテーブルで、図１の右側最下段の波形図はＶ−Ｔ補正カーブを示している。Ｖ−Ｔ補正カーブは、スペクトラム補正関数：Ｄ（ｘ）を表す波形に対して逆特性になっている。プリディストーションテーブル生成機能も、ＤＳＰ１１にその機能の一部として備えられている。 Next, a predistortion table is generated based on the spectrum correction function: D (x) (S5). The predistortion table is a table for correcting the VT curve applied to the VCO 14, and the waveform diagram at the bottom right side of FIG. 1 shows the VT correction curve. The VT correction curve has a reverse characteristic with respect to the waveform representing the spectrum correction function: D (x). A predistortion table generation function is also provided in the DSP 11 as a part of the function.
次に、前記Ｖ−Ｔカーブに上記Ｖ−Ｔ補正カーブを適用してプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルを生成する（Ｓ６）。プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブル生成機能も、ＤＳＰ１１にその機能の一部として備えられている。図１の左下に示す二つのグラフのうち左側のグラフはＶ−Ｔカーブを示しており、カーブａ１は補正前の初期Ｖ−Ｔカーブを、カーブａ２はプリディストーションＶ−Ｔカーブを示している。なお、初期Ｖ−Ｔカーブａ１は前記ＶＣＯキャリブレイション実施後のＶ−Ｔカーブである。 Next, a predistortion VT curve table is generated by applying the VT correction curve to the VT curve (S6). A predistortion VT curve table generation function is also provided in the DSP 11 as part of the function. The left graph of the two graphs shown in the lower left of FIG. 1 shows the VT curve, the curve a1 shows the initial VT curve before correction, and the curve a2 shows the predistortion VT curve. . The initial VT curve a1 is a VT curve after the VCO calibration is performed.
上記二つのグラフのうち右側のグラフはＶＣＯ１４から出力されるＦ−Ｔカーブを示しており、カーブｂ１はプリディストーション前のＦ−Ｔカーブを、カーブｂ２はプリディストーション後のＦ−Ｔカーブを示している。プリディストーション前のＦ−Ｔカーブｂ１は直線性を保っているが、このＦ−Ｔカーブｂ１にしたがって掃引周波数信号を生成すると、前述のように導波管内での電波の伝搬速度変化すなわち周波数変化が計測精度悪化の要因となる。そこで、プリディストーション後のＦ−Ｔカーブｂ２にしたがって掃引周波数信号を生成する。また、プリディストーション後のＦ−Ｔカーブｂ２は前記ＤＳＰ１１が内蔵しあるいは付随するメモリに、プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルとして保存される。 The right graph of the above two graphs shows the FT curve output from the VCO 14, the curve b1 shows the FT curve before the predistortion, and the curve b2 shows the FT curve after the predistortion. ing. The FT curve b1 before pre-distortion maintains linearity, but when a sweep frequency signal is generated according to the FT curve b1, a change in the propagation speed of radio waves in the waveguide, that is, a change in frequency as described above. Becomes a factor of deterioration of measurement accuracy. Therefore, a sweep frequency signal is generated according to the FT curve b2 after the predistortion. Further, the pre-distortion FT curve b2 is stored as a pre-distortion VT curve table in a memory built in or attached to the DSP 11.
以後の液面計測にプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルが利用される。プリディストーションＶ−ＴカーブテーブルにしたがってＶＣＯ１４の発振周波数が制御されることにより、導波管内での電波の伝搬速度変化に対応した周波数信号が出力されるため、掃引時間内におけるビート周波数の変化が少なくなる。その結果、ビート周波数信号のスペクトラム波形が先鋭化し、計測精度が高くなる。 A predistortion VT curve table is used for the subsequent liquid level measurement. By controlling the oscillation frequency of the VCO 14 in accordance with the predistortion VT curve table, a frequency signal corresponding to a change in the propagation speed of the radio wave in the waveguide is output, so that the beat frequency changes within the sweep time. Less. As a result, the spectrum waveform of the beat frequency signal is sharpened, and the measurement accuracy is increased.
このように、本発明に係る液位測定装置およびそのＶＣＯプリディストーション方法によれば、プリディストーションが実行されているＶ−Ｔカーブテーブルに従ってＶＣＯの発振周波数が制御される。したがって、導波管内を伝搬する電波が周波数特性を持っていても、この周波数特性に対応してＶＣＯの発振周波数を制御することができ、発振周波数と受信周波数とのビート周波数の広がりが抑制され、ビート周波数のスペクトラム解析結果の先鋭度が高まって、計測精度を高めることができる。 As described above, according to the liquid level measuring device and the VCO predistortion method according to the present invention, the oscillation frequency of the VCO is controlled according to the VT curve table in which predistortion is executed. Therefore, even if the radio wave propagating in the waveguide has frequency characteristics, it is possible to control the oscillation frequency of the VCO corresponding to the frequency characteristics, and the spread of the beat frequency between the oscillation frequency and the reception frequency is suppressed. The sharpness of the spectrum analysis result of the beat frequency is increased, and the measurement accuracy can be increased.
本発明による測定対象は、液体であればなんでもよいが、特に高精度の液面レベルを計測するアプリケーションに適している。 The measurement object according to the present invention may be anything as long as it is a liquid, but is particularly suitable for an application for measuring a highly accurate liquid level.
１１ ＤＳＰ
１２ メモリ
１３ デジタル・アナログ変換器
１４ ＶＣＯ
１５ 結合回路
１６ スイッチ
２０ 混合器
２１ ＡＧＣ回路
２５ 被測定系
11 DSP
12 Memory 13 Digital to Analog Converter 14 VCO
15 coupling circuit 16 switch 20 mixer 21 AGC circuit 25 system to be measured
Claims (8)
掃引周波数信号を生成するＶＣＯと、
上記ＶＣＯで生成する信号の周波数を掃引するための電圧−時間カーブ（以下「Ｖ−Ｔカーブ」という）が記憶されている電圧−時間テーブル（以下「Ｖ−Ｔテーブル」という）と、
掃引周波数に対するビート周波数の差分を解析するスペクトラム解析部と、
上記スペクトラム解析部による解析結果から上記ビート周波数の差分の変化度合いに対応して上記Ｖ−Ｔテーブルを補正するためのプリディストーションテーブルを生成するプリディストーションテーブル生成部と、
上記Ｖ−Ｔカーブに上記プリディストーションテーブルを適用してプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルを生成するプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブル生成部と、
上記プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルを記憶し、上記ＶＣＯに上記掃引周波数信号を生成させるために上記プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルから上記ＶＣＯに印加する制御電圧を記憶するメモリと、
を備えた液位測定装置。 While sweeping a predetermined frequency in the sweep time, the radio wave is transmitted toward the liquid surface through the waveguide, and the difference between the transmission frequency at the moment when the radio wave reflected by the liquid surface is received and the reception frequency of the reflected wave is An FMCW radar type liquid level measuring device that measures the distance to the liquid level with a certain beat frequency,
A VCO that generates a sweep frequency signal;
A voltage-time table (hereinafter referred to as “VT table”) in which a voltage-time curve (hereinafter referred to as “VT curve”) for sweeping the frequency of the signal generated by the VCO is stored ;
A spectrum analyzer for analyzing the difference between the beat frequency and the sweep frequency;
A predistortion table generating unit that generates a predistortion table for correcting the VT table in accordance with the degree of change in the difference in beat frequency from the analysis result by the spectrum analyzing unit;
A predistortion VT curve table generating unit that generates the predistortion VT curve table by applying the predistortion table to the VT curve;
A memory for storing the predistortion VT curve table and storing a control voltage to be applied to the VCO from the predistortion VT curve table to cause the VCO to generate the sweep frequency signal ;
A liquid level measuring device.
上記プリディストーションテーブル生成部は、上記スペクトラム補正関数に基づきＶ−Ｔカーブを補正カーブするためのプリディストーションテーブルを生成する請求項１記載の液位測定装置。 It includes a spectrum correction function generating unit for generating a spectrum correction function corresponding to the degree of change in the difference in the beat frequency from the analysis result by the spectrum analyzing portion,
The liquid level measurement device according to claim 1, wherein the predistortion table generation unit generates a predistortion table for correcting a VT curve based on the spectrum correction function.
ＶＣＯで生成する信号の周波数を電圧−時間カーブ（以下「Ｖ−Ｔカーブ」という）が記憶されている電圧−時間テーブル（以下「Ｖ−Ｔテーブル」という）に従い掃引する工程と、
掃引周波数に対するビート周波数の差分をスペクトラム解析する工程と、
上記スペクトラム解析結果から上記ビート周波数の差分の変化度合いに対応して上記Ｖ−Ｔカーブを補正するためのプリディストーションテーブルを生成する工程と、
上記Ｖ−Ｔカーブに上記プリディストーションテーブルのＶ−Ｔ補正カーブを適用してプリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルを生成する工程と、
上記プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルをメモリに記憶する工程と、
上記プリディストーションＶ−Ｔカーブテーブルから上記ＶＣＯに上記掃引周波数信号を生成するための制御信号として供する工程と、
を備えた液位測定装置のＶＣＯプリディストーション方法。 While sweeping a predetermined frequency in the sweep time, the radio wave is transmitted toward the liquid surface through the waveguide, and the difference between the transmission frequency at the moment when the radio wave reflected by the liquid surface is received and the reception frequency of the reflected wave is A VCO predistortion method in an FMCW radar type liquid level measuring device that measures the distance to the liquid level with a certain beat frequency,
Sweeping the frequency of a signal generated by the VCO according to a voltage-time table (hereinafter referred to as “ VT table”) in which a voltage-time curve (hereinafter referred to as “VT curve”) is stored ;
Spectrum analysis of the difference of the beat frequency with respect to the sweep frequency;
Generating a predistortion table for correcting the VT curve corresponding to the degree of change in the difference in beat frequency from the spectrum analysis result;
Applying a VT correction curve of the predistortion table to the VT curve to generate a predistortion VT curve table;
Storing the predistortion VT curve table in a memory;
Providing the VCO as a control signal for generating the sweep frequency signal from the predistortion VT curve table;
A VCO predistortion method for a liquid level measuring device.
The V-T table subjected to the VCO, VCO liquid level measuring apparatus according to claim 5, 6 or 7, wherein VCO carry Bray sucrose emissions as F-T characteristic with linearity from the VCO is obtained is running Predistortion method.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012131115A JP5773951B2 (en) | 2012-06-08 | 2012-06-08 | Liquid level measuring device and its VCO predistortion method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012131115A JP5773951B2 (en) | 2012-06-08 | 2012-06-08 | Liquid level measuring device and its VCO predistortion method |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2013253937A JP2013253937A (en) | 2013-12-19 |
| JP5773951B2 true JP5773951B2 (en) | 2015-09-02 |
Family
ID=49951537
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012131115A Active JP5773951B2 (en) | 2012-06-08 | 2012-06-08 | Liquid level measuring device and its VCO predistortion method |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5773951B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11079268B2 (en) | 2017-12-21 | 2021-08-03 | Rosemount Inc. | Precision ADC sampling clock for high accuracy wireless guided wave radar |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5952168B2 (en) * | 2012-11-02 | 2016-07-13 | ムサシノ機器株式会社 | Liquid level measuring device |
| KR101576438B1 (en) * | 2014-05-02 | 2015-12-11 | (주) 다인레벨 | method of measuring level of liquid errorless and radar level gauge system using the same |
| EP3418700A1 (en) | 2017-06-21 | 2018-12-26 | VEGA Grieshaber KG | Fill level radar apparatus with automated frequency adjustment |
| CN112945351B (en) * | 2021-03-12 | 2022-01-04 | 中灌顺鑫华霖科技发展有限公司 | Microwave water level meter and water level measuring method |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10115677A (en) * | 1996-10-11 | 1998-05-06 | Mitsubishi Electric Corp | Fm-cw radar |
| JPH11271428A (en) * | 1998-03-23 | 1999-10-08 | Toyota Motor Corp | Fm-cw radar apparatus |
| EP1069438A1 (en) * | 1999-07-15 | 2001-01-17 | Endress + Hauser Gmbh + Co. | Method and device for highly accurate determination of the level of a product in a container |
| JP2002090447A (en) * | 2000-09-19 | 2002-03-27 | Toshiba Corp | Fmcw radar apparatus and time/frequency characteristic measuring method |
| JP4695394B2 (en) * | 2002-11-20 | 2011-06-08 | ローズマウント タンク レーダー アクチボラゲット | Liquid level measurement apparatus and measurement method using radar |
| US7345622B2 (en) * | 2005-10-14 | 2008-03-18 | Saab Rosemount Tank Radar Ab | Two-mode radar level gauge system |
| JP5436332B2 (en) * | 2010-05-21 | 2014-03-05 | 三菱電機株式会社 | Frequency modulation circuit of FMCW radar device |
-
2012
- 2012-06-08 JP JP2012131115A patent/JP5773951B2/en active Active
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11079268B2 (en) | 2017-12-21 | 2021-08-03 | Rosemount Inc. | Precision ADC sampling clock for high accuracy wireless guided wave radar |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2013253937A (en) | 2013-12-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US11015969B2 (en) | Fill level radar device having controlled transmission power | |
| JP5773951B2 (en) | Liquid level measuring device and its VCO predistortion method | |
| KR102331740B1 (en) | Frequency modulated radar level gauging | |
| US7336218B2 (en) | Radar system with peak frequency analysis and window functions | |
| EP2513615B1 (en) | Radar level gauge system and corresponding method | |
| EP1744176B1 (en) | Distance measuring device, distance measuring method and distance measuring program | |
| KR101135982B1 (en) | Synchronization method of radar systems for the rejection of interference in FMCW radars | |
| US6373427B1 (en) | Radar distance measuring device | |
| KR20030079690A (en) | Radar system | |
| JP5952168B2 (en) | Liquid level measuring device | |
| CN104457910B (en) | The position measuring system of dielectric boundaries | |
| JP2006317162A (en) | Radar system | |
| JP5759429B2 (en) | Relative permittivity calculation device and relative permittivity calculation program | |
| US20130057425A1 (en) | Pulsed level gauge system with controllable delay path through selected number of delay cells | |
| JP5773950B2 (en) | Liquid level measuring device and VCO calibration method thereof | |
| JPH11271428A (en) | Fm-cw radar apparatus | |
| US7095366B2 (en) | High-frequency oscillation apparatus, radio apparatus, and radar | |
| JP2007078518A (en) | Distance measuring apparatus | |
| RU2655746C1 (en) | Method of level measurement and radio range station with frequency modulation | |
| JP3768511B2 (en) | Distance measuring device, distance measuring method, and distance measuring program | |
| WO2016084468A1 (en) | Radar device, radar output adjustment system, and radar output adjustment method | |
| JPWO2012056791A1 (en) | Distance measuring device | |
| RU2446407C1 (en) | Method to detect area of power transmission and communication lines damage and device for its realisation | |
| US20130057426A1 (en) | Pulsed level gauge system with supply voltage controlled delay | |
| KR20150102854A (en) | System and Method for Ku-band Long Range Radar using Frequency-modulated Continuous Wave |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20140123 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20140407 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20140919 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20141118 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20150106 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20150609 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20150630 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5773951 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |