JP5753287B2 - デジタル信号の漏洩の検出及び場所特定のための方法及び装置 - Google Patents

デジタル信号の漏洩の検出及び場所特定のための方法及び装置 Download PDF

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Description

本発明は全般的には漏洩信号の検出及び漏洩源の場所の特定に関し、さらに詳しくは、ＨＦＣネットワークの同軸ケーブル部からのデジタル信号漏洩を検出するため及び１つないし複数の漏洩場所を特定するための方法及び装置に関する。
ファイバ／同軸ハイブリッド(ＨＦＣ)ネットワークの同軸ケーブル部からの信号漏洩を検出し、１つまたは複数の漏洩源の場所を特定する仕事は、ＨＦＣケーブルテレビジョンネットワークのような、ＨＦＣネットワークにおける流合(ingress)及び流出(egress)の制御に非常に重要である。
ＨＦＣケーブルテレビジョンネットワークにおける漏洩の検出及び場所特定の既知の方法は２つのグループに分類することができる。第１のグループはアナログＴＶ信号の使用を含む。第２のグループは専用のパイロット信号またはパイロットキャリアがフォワードパススペクトルに挿入され、次いでこれらの信号が漏洩検出に用いられる方法を含む。いずれのグループも、受信信号をＨＦＣネットワークから発する漏洩としてマークするために、アナログＴＶ信号またはパイロット信号に与えられた、何らかの形態のタグ信号または変調を含むこともできる。
第１のグループの例は、ハリス(Harris)の特許文献１(２００８年６月５日)、ステル(Stelle)の特許文献２(２００８年２月７日公開)、エッケンロス(Eckentoth)等の特許文献３(２００７年１月２５日)、エッケンロス等の特許文献４、ルンゾ(Rinzo)の特許文献５、エッケンロス等の特許文献６、シンプ(Shimp)等の特許文献７(２００６年１１月２日)、シュナイダー(Schneider)等の特許文献８、ボウヤー(Bowyer)等の特許文献９及びツィマーマン(Zimmerman)の特許文献１０に見られる。第２のグループの例は、ボウヤー等の特許文献１１及びシンプの特許文献１２に見られる。アナログＴＶ信号またはパイロット信号にともなうタグ信号の使用は、ブッシュ(Bush)等の特許文献１３、ボウヤー等の特許文献１１及びブッシュの特許文献１４に開示されている。
ＨＦＣネットワークが、デジタルＴＶ信号、例えば直角位相振幅変調(ＱＡＭ)信号のような、デジタル信号だけを伝送する(全デジタルシステム)の場合、既知の方法には限界がある。多くの最新全デジタルシステムにはアナログチャネル(またはキャリア)がなく、試験信号またはパイロットキャリアのための空き帯域がない。現行の漏洩検出手法は、漏洩信号が純雑音のように見えるから、ＱＡＭ ＴＶ信号またはその他のデジタルＴＶ信号からの漏洩に有効ではない。ＱＡＭ受信器及び復調器の使用も、例えばＱＡＭ-６４変調器は２０ｄＢより高いキャリア対雑音比(ＣＮＲ)を必要とするから、ＱＡＭ信号からの漏洩検出に役に立たない。したがって、全デジタルシステムにおいて既知の手法を用いる唯一の実用的手法は、漏洩信号として検出されるべきアナログ試験信号またはパイロット信号に貴重な帯域を割り当てることである。
全デジタルネットワークにおける漏洩検出の問題は、非特許文献１及び非特許文献２に十分に説明されている。また、この問題は非特許文献３でも十分に論じられている。
指向性アンテナを用いる、三角測量に基づく漏洩源の場所特定のための既知のシステム及び方法がある。三角測量を用いる既知のシステム及び方法の例は、ハリスの特許文献１、エッケンロス等の特許文献３、エッケンロス等の特許文献４、及びエッケンロス等の特許文献６に開示されている。また、いくつかの既知の方法は、無指向性漏洩検出器アンテナを用いる、動き回る車輌のＧＰＳ座標の取得及び漏洩信号の強度の測定に基づく。そのような方法は、漏洩源の場所特定に十分な精度を達成するため、多くの異なる地点からの、多くの漏洩信号強度測定の実施に基づく。この結果、そのような方法では漏洩源の場所特定に比較的長い時間が必要である。そのような方法の例は、ハリスの特許文献１及びボウチャード(Bouchard)の特許文献１５に開示されている。
米国特許出願公開第２００８/０１３３３０８号明細書 米国特許出願公開第２００８/００３３６９８号明細書 米国特許出願公開第２００７/００２２４５７号明細書 米国特許第７５４８２０１号明細書 米国特許第７３９５５４８号明細書 米国特許第６８０１１６２号明細書 米国特許出願公開第２００６/０２４８５６５号明細書 米国特許第６８３３８５９号明細書 米国特許第６３１３８７４号明細書 米国特許第５７７７６６２号明細書 米国特許第６６００５１５号明細書 米国特許第４０７２８９９号明細書 米国特許第６８０４８２６号明細書 米国特許第６０１８３５８号明細書 米国特許第７３６０１２４号明細書
ロン・フラナック(Ron Hranac)，「ブロードバンド：全デジタルネットワークにおける漏洩(Broadband: Signal leakage in all-digital network)」，[online]，２００９年２月１日，インターネット＜URL: http://www.cable360.net/ct/operations/bestpractices/33882.html＞ ロン・フラナック，「ブロードバンド：全デジタルネットワークにおける漏洩(承前)(Broadband: Signal leakage in all-digital network: Continuing story)」，[online]，２００９年５月１日，インターネット＜URL: http://www.cable360.net/ct/sections/-columns/broadband/35443.html＞ 「全デジタルワールドにおける漏洩(Leakage in all-digital World)」，[online]，２００９年５月１日，インターネット＜URL: http://www.cablefax.com/technology/strategy/-Leakage-in-All-Digital-World_34303.html＞
本発明の一課題は、従来技術にともなう問題を克服する、ＨＦＣネットワークにおける信号漏洩の検出及び場所特定のための方法及び装置を提供することにある。
本発明の別の課題は全デジタルネットワークにおける漏洩信号の検出及び漏洩源の場所特定のための方法及び装置を提供することにある。
本発明のまた別の課題は、雑音様周波数スペクトルを有する、デジタル漏洩信号の検出のための方法及び装置を提供することにある。
本発明のさらに別の課題は、例えば、６４-ＱＡＭ信号 ＴＶ信号，２５６-ＱＡＭ ＴＶ信号及び８-ＶＳＢ信号のような、デジタルＴＶ信号の漏洩の検出及び場所特定のための方法及び装置を提供することにある。
本発明のさらにまた別の課題は、パイロット信号またはトーン信号あるいはタグ信号を用いずに、漏洩信号を検出するための方法及び装置を提供することにある。
本発明のまた別の課題は、測定を一回行って、１つより多くの漏洩信号の検出を行い、１つより多くの漏洩源の場所を特定するための方法及び装置を提供することにある。
本発明のなおまた別の課題は、１つの検出点から、あるいは、少なくとも漏洩源の場所を正確に特定するに必要な検出点の数を最小限に抑えて、漏洩源の場所を特定するための方法及び装置を提供することにある。
本発明の別の課題は、指向性アンテナを用いずに、漏洩信号の検出及び漏洩信号源の場所特定を行うための方法及び装置を提供することにある。
本発明のまた別の課題は、さらに迅速に、また向上した精度で、漏洩信号の検出及び漏洩信号源の場所特定を行うための方法及び装置を提供することにある。
本発明のさらに別の課題は、三角測量法を用いずに、漏洩信号源の場所特定を行うための方法及び装置を提供することにある。
本発明のさらにまた別の課題はＨＦＣネットワークの同軸ケーブル部における低周波数流合源の検出を行うための方法及び装置を提供することにある。
本発明の一課題は、現場配備漏洩検出器においてコヒーレント相互相関デジタル受信器を用いることによりＱＡＭ信号漏洩を検出するための方法及びシステムを提供することにある。相互相関デジタル受信器は、(漏洩による)自由空間で検出されたＱＡＭ信号のサンプルと、ヘッドエンドにおいてサンプリングされ、例えばインターネット及び無線ネットワークのような、通信リンクを通じて漏洩検出器に送信される同じＱＡＭ信号のサンプルの間の相互相関から相互相関関数を生成する。サンプルのコヒーレント相互相関のため、ヘッドエンド及び漏洩検出器のいずれにおいてもＧＰＳシステムからの共通クロック及びタイムスタンプが用いられる。
本発明の別の課題は、ヘッドエンドから漏洩検出器へのＱＡＭ信号伝搬の時間遅延の測定及び漏洩検出器のＧＰＳ座標の取得による、漏洩源の場所特定を行うための別の方法を提供することにある。時間遅延は、ＧＰＳ秒同期パルスに対する相互相関関数のピークの時間遅延から決定される。時間遅延測定値は次いで、ケーブルネットワーク内のそれぞれにデバイスについての時間遅延の計算値または測定値を収めている、データベースと比較される。このデータベースは、ヘッドエンドからそれぞれのデバイスへの信号の伝搬時間(すなわち、[光ファイバケーブル内の時間遅延]＋[同軸ケーブル内の時間遅延])を収めている。ヘッドエンドから漏洩検出器までの総時間遅延測定値を用い、ケーブルネットワーク内の漏洩源(または流出点)から検出器までの自由空間内の信号の時間遅延を用い、またネットワーク内の全てのデバイスまでの時間距離計算値データベースを用いて、ＱＡＭ信号漏洩源であるデバイスを決定することができる。この方法はデバイスデータベースによる電子マップを用いて実現される。
本発明の別の課題は、上述したようなＱＡＭ信号の時間遅延の測定に基づき、３つないしさらに多くの異なる検出地点における漏洩検出器のＧＰＳ座標及び、いずれか２つの地点の間の時間差がＱＡＭ信号の時間遅延測定値の差として計算される、双曲線到着時間差法(ＴＤＯＡ)を用いることで漏洩源の座標を計算する、信号漏洩の場所を特定するための別の方法を提供することにある。
上記及びその他の課題は、ＨＦＣネットワークの同軸ケーブル部から自由空間に放射されるデジタル信号を検出するためのシステムが提供される、本発明にしたがって達成される。本システムは、時間基準信号、タイムスタンプ及び通信リンクとともに動作する。デジタル信号はヘッドエンドからＨＦＣネットワーク内を伝送される。本システムはヘッドエンドユニット及び漏洩検出器を備える。ヘッドエンドユニットは、入力、第１の受信器、第１の信号サンプラー、第１のプロセッサ及び第１の通信インターフェースを備える。入力は、基準信号として用いるためにデジタル信号をヘッドエンドから受け取るため、ヘッドエンドに接続されるように適合される。あるいは、ヘッドエンドユニットは、光ファイバノードのＲＦ出力を含む、ＨＦＣネットワークの同軸ケーブル部におけるいずれかの基準ポイントに接続することができる。第１の受信器は(例えばＧＰＳシステムから)時間基準信号及びタイプスタンプを受信する。第１の信号サンプラーは、時間基準信号に対応するレートで基準信号をサンプリングして基準信号サンプルを生成するために、入力及び第１の受信器に接続される。第１のデータプロセッサは、基準信号サンプルを受け取るために第１の信号サンプラーに接続され、さらに、タイムスタンプを受け取るために第１の受信器に接続される。第１のデータプロセッサはタイムスタンプを基準信号サンプルと関係付けるように適合される。第１の通信インターフェースは第１のデータプロセッサに付帯し、基準信号サンプル及びタイムスタンプを漏洩検出器に(通信リンクを通して)送信するために通信リンクとインターフェースするように適合される。
検出器ユニットは、アンテナ、第２の受信器、第２のデータプロセッサ、第２の通信インターフェース及び相互相関プロセッサを備える。アンテナは、漏洩信号を検出するため、ＨＦＣネットワークの同軸ケーブル部から(漏洩点から)自由空間に放射されるデジタル信号を受信する。第２の受信器は、例えばＧＰＳシステムから、時間基準信号及びタイムスタンプを受信する。第２の信号サンプラーは、時間基準信号に対応するレートで漏洩信号をサンプリングして漏洩信号サンプルを生成するため、アンテナ及び第２の受信器に接続される。第２のデータプロセッサは、漏洩信号サンプルを受け取るために第２の信号サンプラーに接続され、さらに、タイムスタンプを受け取るために第２の受信器に接続される。第２のデータプロセッサはタイムスタンプを漏洩信号サンプルと関係付けるように適合される。第２の通信インターフェースは第２のデータプロセッサに付帯し、ヘッドエンドユニットからの基準信号サンプル及び関係付けられたタイムスタンプの受信のために通信リンクとインターフェースするように適合される。第２の通信インターフェースはさらに、基準信号サンプル及び関係付けられたタイムスタンプを第２にデータプロセッサに転送するように適合される。相互相関プロセッサは第２のデータプロセッサに接続され、基準信号サンプルの漏洩信号サンプルとの相互相関を実施して、ピークを有する相互相関関数を生成するように適合される。漏洩信号は相互相関関数のピークから検出される。
ＨＦＣネットワークの同軸ケーブル部から自由空間に放射されるデジタル信号を検出する方法が本発明の別の態様である。本方法は時間基準信号、タイムスタンプ及び通信リンクとともに動作する。デジタル信号はヘッドエンドからＨＦＣネットワーク内を伝送される。本方法は、
(ａ)基準信号として用いるためにヘッドエンドからデジタル信号を受信する工程、
(ｂ)時間基準信号及びタイムスタンプを受信する工程、
(ｃ)基準信号サンプルを生成するため、時間基準信号に対応するレートで基準信号をサンプリングする工程、
(ｄ)タイムスタンプを基準信号サンプルに関係付ける工程、
(ｅ)基準信号サンプル及び関係付けられたタイムスタンプを、ＨＦＣネットワークの同軸ケーブル部の近傍に配備された漏洩検出器に通信リンクを通して送信する工程、
(ｆ)基準信号サンプル及び関係付けられたタイムスタンプを通信リンクから、検出器において、受信する工程、
(ｇ)漏洩信号として検出するため、ＨＦＣネットワークの同軸ケーブル部から自由空間に放射されるデジタル信号を、検出器において、受信する工程、
(ｈ)時間基準信号及びタイムスタンプを、検出器において、受信する工程、
(ｉ)漏洩信号サンプルを生成するため、時間基準信号に対応するレートで漏洩信号をサンプリングする工程、
(ｊ)タイムスタンプを漏洩信号サンプルに関係付ける工程、及び
(ｋ)ピークを有する相互相関関数を生成するため、基準信号サンプルの漏洩信号サンプルとの相互相関を実施する工程、
を含み、
漏洩信号は相互相関関数のピークから検出される。
ＨＦＣネットワークの同軸ケーブル部にある漏洩源の場所を特定する方法が本発明の別の態様である。ＨＦＣネットワークは、ネットワークデータベース内で地理座標及び時間遅延値(例えばＴ同軸ｎ)によってそれぞれが識別される、複数のネットワークポイント(例えばネットワークデバイス)によって、少なくともある程度、定められる。本方法は、
(ａ)漏洩源から自由空間に放射される信号を、検出地点において、検出する工程、
−信号は光ファイバノードからＨＦＣネットワークの同軸ケーブル部を通じて漏洩源に伝送される、
(ｂ)光ファイバノードから漏洩源までの同軸ケーブル伝搬遅延(例えばＴ同軸)及び漏洩源から検出地点までの自由空間伝搬遅延(例えばＴ大気)を含む光ファイバノードから検出地点までの信号の伝搬遅延(例えばＴmnd)を測定する工程、
(ｃ)複数のネットワークポイントの地理座標をネットワークデータベースから検索する工程、
(ｄ)複数のネットワークポイントの地理座標及び検出地点の地理座標を用いて、検出地点から複数のネットワークポイントのそれぞれまでの距離Ｒｎを計算する工程、
(ｅ)工程(ｄ)で計算された距離Ｒｎ及び自由空間における伝播の伝搬速度を用いて、検出地点から複数のネットワークポイントのそれぞれまでの、自由空間における伝搬遅延(例えばＴ大気ｎ)を計算する工程、
(ｆ)複数のネットワークポイントの時間遅延値(例えばＴ同軸ｎ)をネットワークデータベースから検索する工程、
−時間遅延値は、光ファイバノードから複数のネットワークポイントのそれぞれまでのＨＦＣネットワークの同軸ケーブル部におけるあらかじめ定められた伝搬遅延である、
(ｇ)複数のネットワークポイントのそれぞれで、工程(ｅ)で計算された遅延(例えばＴ大気)と工程(ｆ)で計算された時間遅延値(例えばＴ同軸ｎ)を加え合わせることによって、複数のネットワークポイントを介する、ＨＦＣネットワークの光ファイバノードから検出地点までの伝搬遅延,Ｔcndｎを計算する工程、
(ｈ)工程(ｇ)で計算された遅延Ｔcndｎを工程(ｂ)で測定された遅延Ｔmndｎと比較し、遅延Ｔmndと、許容値範囲内で、実質的に一致する遅延Ｔcndｋを遅延Ｔcndｎから選択する工程、及び
(ｉ)工程(ｈ)で選択されたＴcndｋから、漏洩源の座標として、ネットワークポイントを同定する工程、
を含む。
ＨＦＣネットワークの同軸ケーブル部における漏洩源の場所を特定する別の方法も提供される。漏洩源の場所は一セットの地理座標で定められる。本方法は、
(ａ)漏洩源から自由空間に放射される信号を、第１の検出地点で、検出する工程、
−信号は光ファイバノードからＨＦＣネットワークの同軸ケーブル部を通じて漏洩源に伝送される、
−第１の検出地点は、第１のセットの地理座標で定められる、
(ｂ)少なくとも漏洩源から第１の検出地点までの伝搬遅延を含む、信号の第１の伝搬遅延,ｔ1を測定する工程、
(ｃ)漏洩源から自由空間に放射される信号を、第２の検出地点で、検出する工程、
−第２の検出地点は、第２のセットの地理座標で定められる、
(ｄ)少なくとも漏洩源から第２の検出地点までの伝搬遅延を含む、信号の第２の伝搬遅延,ｔ2を測定する工程、
(ｅ)漏洩源から自由空間に放射される信号を、第３の検出地点で、検出する工程、
−第３の検出地点は、第３のセットの地理座標で定められる、
(ｆ)少なくとも漏洩源から第３の検出地点までの伝搬遅延を含む、信号の第３の伝搬遅延,ｔ3を測定する工程、
(ｇ)第１の遅延ｔ1と第２の遅延ｔ2の間の時間差,Δｔ12、及び第２の遅延ｔ2と第３の遅延ｔ3の間の時間差,Δｔ23を計算する工程、及び
(ｈ)少なくとも２つの双曲線方程式において漏洩源の地理座標のセットについて解くことで漏洩源の概略場所を決定する工程、
−方程式は、時間差Δｔ12及びΔｔ23、及び、第１，第２及び第３のセットの地理座標によって定められる、
を含む。
双方向性ＨＦＣネットワーク内の低周波数流合源の検出方法も提供される。ＨＦＣネットワークはフォワードパスにおいてデジタルＴＶ信号を伝送し、低周波数リターンパスも有する。低周波数流合源(及び漏洩源)はリターンパスへの低周波数流合を可能にする。本方法は、時間基準信号、タイムスタンプ及び通信リンクとともに動作する。本方法は、
(ａ)フォワードパスにおいて、低ＶＨＦ帯に中心周波数を有する、デジタルＴＶ信号を受信する工程、及びＴＶ基準信号として用いるためのデジタルＴＶ信号を選択する工程、
(ｂ)時間基準信号及びタイムスタンプを受信する工程、
(ｃ)ＴＶ基準信号サンプルを生成するため、時間基準信号に対応するレートでＴＶ基準信号をサンプリングする工程、
(ｄ)タイムスタンプをＴＶ基準信号サンプルに関係付ける工程、
(ｅ)ＴＶ基準信号サンプル及び関係付けられたタイムスタンプを、ＨＦＣネットワークの同軸ケーブル部の近傍に配備された検出器ユニットに、通信リンクを通して送信する工程、
(ｆ)通信リンクからＴＶ基準信号サンプル及び関係付けられたタイムスタンプを、検出器ユニットにおいて、受信する工程、
(ｇ)ＴＶ流出信号として検出するため、低周波数流合源から自由空間に放射されるデジタルＴＶ信号を、検出器ユニットにおいて、受信する工程、
(ｈ)時間基準信号及びタイムスタンプを、検出器ユニットにおいて、受信する工程、
(ｉ)ＴＶ流出信号サンプルを生成するため、時間基準信号に対応するレートでＴＶ流出信号をサンプリングする工程、
(ｊ)タイムスタンプをＴＶ流出信号サンプルに関係付ける工程、及び
(ｋ)ピークを有する相互相関関数を生成するため、ＴＶ基準信号サンプルのＴＶ流出信号サンプルとの相互相関を実施する工程、及び
(ｌ)相互相関関数のピークからＴＶ流出信号を検出する工程、
を含み、
ＴＶ流出信号の検出が流合源の検出を示す。
双方向ＨＦＣネットワーク内の低周波数流合源の場所特定の方法も提供される。本方法は、複数のネットワークポイントに対する地理座標及び時間遅延値を収めるネットワークデータベースに関わる手法及び少なくとも３つの検出地点及び双曲線到着時間差方程式の使用に関わる手法を含む、既述の漏洩場所特定手法を用いる。
本発明の別の課題は、添付図面を参照する、以下の好ましい実施形態の説明から明らかになるであろう。
図１は本発明の漏洩検出／場所特定システムの一実施形態のブロック図である。 図２は、本発明のヘッドエンドユニット及び漏洩検出器ユニットにおける、ＱＡＭ ＴＶ信号のタイミングを示す一連の振幅対時間のグラフ(時間図)である。 図３はそれぞれが本発明のヘッドエンドユニットからのＱＡＭ-６４(基準)信号と本発明の漏洩検出器ユニットからのＱＡＭ-６４(漏洩)信号の間の相互相関を表す一連の相互相関関数のグラフであり、それぞれのグラフは、ＱＡＭ-６４(基準)信号のサンプリングには異なるビット数(８，４，２及び１)を用い、ＱＡＭ-６４漏洩信号のサンプリングには同じビット数(８)を用いて、つくられている。 図４は、ヘッドエンドユニット及び漏洩検出器ユニットのいずれにおいても、選ばれたＲＦ ＱＡＭ ＴＶ信号をダウンコンバータにおいてダウンコンバートするために用いられる、選ばれたＲＦ ＱＡＭ ＴＶ信号を含むフォワードパスＴＶスペクトルの代表形を示し、基準局部発振器キャリアの位置も示す、周波数スペクトル図である。 図５は、ゼロＩＦにダウンコンバートされた後の選ばれたＲＦ ＱＡＭ ＴＶ信号の周波数スペクトルの代表形を示し、ダウンコンバータの出力に配置されたローパスフィルタの理想化周波数応答も示す、同じく周波数スペクトル図である。 図６は、ＱＡＭ ＴＶ基準信号の選択、ダウンコンバート及びサンプリングに用いられる、ヘッドエンドユニット内の多チャネルデジタルダウンコンバータの簡略なブロック図である。 図７は、ＱＡＭ ＴＶ漏洩信号の選択、ダウンコンバート及びサンプリングに用いられる、現場漏洩検出器ユニット内で使用される相互相関デジタル受信器の簡略なブロック図である。 図８は相互相関デジタル受信器に用いられる相互相関プロセッサのブロック図である。 図９は、本発明にしたがう第１の漏洩源場所特定方法とともに用いられる、電子ネットワークマップ及びネットワークデバイスデータベースを示す。 図１０は、電子ネットワークマップ及びネットワークデバイスデータベースを用いる、第１の漏洩源場所特定方法の一例を示すフローチャートである。 図１１は、双曲線方程式及び少なくとも３つの測定地点を用いる、本発明にしたがう第２の漏洩源場所特定方法を示す。 図１２は、双曲線方程式及び少なくとも３つの測定地点を用いる、第２の漏洩源場所特定方法の一例を示すフローチャートである。
本発明にしたがうＱＡＭ漏洩信号の検出及び場所特定のための装置の一例示実施形態が図１の簡略なブロック図に示される。一例として、本実施形態は、ヘッドエンド１０１及びファイバ／同軸ハイブリッド(ＨＦＣ)ネットワーク１２１を備える、ケーブルテレビジョン(またはＣＡＴＶ)通信システム内に配備される。ＨＦＣネットワーク１２１は、少なくとも１台の光ファイバ送信器１０４，光ファイバケーブル部１２２，少なくとも１つの光ファイバノード１２３及び同軸ケーブル部１２４を備える。ＨＦＣネットワーク１２１は、ＣＡＴＶ業界では周知であり、当然であるように、フォワードパス(例えば、５４〜１０００ＭＨｚ)及びリターンパス(例えば、５〜４２ＭＨｚ)を有する双方向通信ネットワークである。ＴＶ信号はヘッドエンド１０１から加入者にフォワードパス内を伝送され、一般に、加入者とヘッドエンド１０１の間の別のタイプの通信はリターンパス内で行われる。双方向ＣＡＴＶ ＨＦＣネットワークの設計及び構築は周知であり、本明細書でさらに説明されることはない。
図１に示される本発明の実施形態は一般に、ヘッドエンドユニット１０２及び少なくとも１台の漏洩検出器１１９を備える。本実施形態において、通信は、インターネット１０９及び無線ネットワーク１１０を含む、通信リンクによってヘッドエンドユニット１０２と検出器１１９の間に確立される。ヘッドエンドユニット１０２を除いて、ヘッドエンド１０１の構成は従来通りであり、周知である。本実施形態において、ヘッドエンド１０１は、例えば６４-ＱＡＭまたは２５６-ＱＡＭのような、直角位相振幅変調(ＱＡＭ)を用い、デジタルＴＶチャネルだけを送信する。本発明の一利点は、同軸ケーブル部にある漏洩源１２０から放射されるＱＡＭチャネル信号(すなわちＱＡＭ漏洩信号)の検出に特に適していることである。
周知のように、ヘッドエンド１０１は対応する数のＱＡＭ ＴＶ信号を生成する多くのＱＡＭ信号変調器を備え、ＱＡＭ ＴＶ信号の全てがＨＦＣネットワーク１２１のフォワードパス内を伝送される。図１においてこれらの信号は一括して「フォワード信号」と表される。フォワード信号は光ファイバ送信器１０４においてＲＦ信号から光信号に変換され、ＨＦＣネットワーク１２１の光ファイバケーブル部１２２を通して伝送される。光信号は光ファイバノード１２３によって受信され、光ファイバノード１２３は、ＨＦＣネットワーク１２１の同軸ケーブル部１２４を通して送信するため、光信号をＲＦ信号に変換する。ＨＦＣネットワークの構成は従来通りであり、周知である。
図１の実施形態においては、フォワード信号のサンプルが方向性結合器１０３を用いてヘッドエンドユニット１０２に結合される。ユニット１０２は、全地球測位システム(ＧＰＳ)アンテナ１０５，ＧＰＳ受信器１０６，多チャネルデジタルダウンコンバータ１０７及びプログラマブルコンピュータ１０８を備える。ダウンコンバータ１０７によりフォワード信号のサンプルから特定の(１つまたは複数の)ＱＡＭ信号が選ばれる。ユニット１０２及びその動作のさらなる説明は以降に与えられる。漏洩検出器１１９は、無線モデム１１２に接続された無線ネットワークアンテナ１１１，相互相関デジタル受信器１１４に接続された漏洩アンテナ１１３，及びＧＰＳ受信器１１６に接続されたＧＰＳアンテナ１１５を備える。もちろん、アンテナ１１１，１１３及び１１５は結合させて単一アンテナ構造とすることができる。無線モデム１１２，相互相関受信器１１４及びＧＰＳ受信器１１６は、表示スクリーン１１８を有する、コンピュータ１１７に接続される。漏洩検出器１１９及びその動作のさらなる説明は以降に与えられる。
図１の実施形態の肝要な態様に、漏洩源１２０からのＱＡＭ漏洩信号が検出器１１９によって受信され、次いで、ヘッドエンドユニット１０２において形成された、同じＱＡＭ信号のサンプルと相関される、コヒーレントデジタル相互相関を用いるＱＡＭ ＴＶ信号の検出がある。ユニット１０２において形成されるサンプルはＨＦＣネットワーク１２１内を実際に伝送される(及び漏洩源１２０から漏洩される)同じＱＡＭ信号の「イメージ」を提供する。
サンプリングの前に、ヘッドエンドユニット１０２及び漏洩検出器１１９のいずれにおいても、ＱＡＭ信号はコヒーレントな態様でＲＦからゼロＩＦに変換される(例えば図５を見よ)。コヒーレントダウンコンバート及び、次いで、ゼロＩＦ信号の(同じクロックによる)コヒーレントサンプリングを提供するため、ヘッドエンドユニット１０２及び検出器１１９のいずれにおいてもＧＰＳ計時システムが用いられる。ユニット１０２において、ＱＡＭ信号のサンプルはコンピュータ１０８によって記録される。コンピュータ１０８はＧＰＳ受信器から(ＧＰＳクロック基準に基づく)タイムスタンプも受け取り、ＧＰＳ受信器からの秒パルスの立ち上がりから始まるいくらかの時間間隔中にＱＡＭ信号サンプルを記録する。コンピュータ１０８は次いで秒パルスのタイムスタンプ及び(秒パルス直後に記録された)ＱＡＭ信号のサンプルを収めるデータパケットを形成する。よって、ヘッドエンドユニット１０２においてＱＡＭ信号のサンプルはＧＰＳ秒パルスと強固に同期化され、タイムスタンプによって識別される。コンピュータ１０８は次いでこのデータパケットを、本実施形態においてはウンターネット１０９及び無線ネットワーク１１０である、通信リンクを介して漏洩検出器１１９に送る。
漏洩検出器１１９において、受信した漏洩信号のサンプルも、ＧＰＳ計時システからのＧＰＳクロック基準(１０ＭＨｚクロック信号)及び秒パルスと同期化される(ＧＰＳ受信器１１６を見よ)。しかし、検出器１１９において、検出器１１９におけるＱＡＭ漏洩信号の到着時間は未知であるから、サンプルはヘッドエンドユニット１０２より長い時間間隔にわたってとられる。
漏洩検出器１１９は無線モデム１１２及びアンテナ１１１を用いることでヘッドエンドユニット１０２からデータパケットを受け取る。これらのデータパケットはコンピュータ１１７に格納され、次いで相互相関デジタル受信器１１４に送られる。受信器１１４は、ヘッドエンドユニットから受け取ったＱＡＭ信号サンプルを、アンテナ１１３及び受信器１１４により自由空間において受信したＱＡＭ漏洩信号のサンプルと相互相関させる。相互相関は与えられたデータパケット内のタイプスタンプによって示される時間間隔と同じ時間間隔にわたって実施される。ヘッドエンドユニット１０２からのそれぞれのデータパケット内のサンプルはタイムスタンプを有しているから、コヒーレント相互相関のための検出器１１９へのデータパケット送付の時間遅延はこの場合問題にならない。ＱＡＭ信号特性は白色ガウス雑音に近いから、受信器１１４におけるコヒーレント相互相関によりＱＡＭ信号の最適検出が得られる。得られる相互相関関数の(なんらかの閾レベルをこえる)ピークが、ＨＦＣネットワーク１１２からのリークの検出を示すために用いられる。また、相互相関ピークの振幅は漏洩の強度を示す。
図２を参照すれば、一連の振幅対時間のグラフが提示されている。(上から)第１のグラフは、時間の経過にわたるＧＰＳ秒同期パルスを示す。(同じく上から)第２及び第３のグラフはそれぞれ、ヘッドエンドユニット１０２及び漏洩検出器１０９においてＱＡＭ信号が時間ドメイン内でどのように見えるかを示す。第２のグラフにおいて、ＱＡＭ信号２０２のサンプルは、(ＧＰＳ受信器１０６から得られた)秒パルス２０１の立ち上がりから始まる、時間間隔Ｔ０中にヘッドエンドユニット１０２に記録される。信号２０２のヘッドエンドユニット１０２においてサンプリングされた部分は、パート２０３として示される(サンプルはユニット１０２に取り込まれて、相互相関における基準信号として用いるために検出器１１９に送信される)。ＱＡＭ信号２０２は、ＨＦＣネットワーク１２１内の伝送及び漏洩源１２０から検出器１１９までの自由空間内の伝送により、時間間隔Ｔだけ遅延される。信号２０２の遅延版(すなわち漏洩信号)が検出器１１９によって受信され、第３のグラフに信号２０４として示される。信号２０４は、信号２０２のパート２０３に対応する、パート２０５を含む。
検出器１１９において、漏洩信号２０４のサンプルも、(ＧＰＳ受信器１１６で受信されるような)ＧＰＳ計時システムからの秒パルス２０１と同期化される。信号２０４のサンプルの記録は、ＧＰＳ秒パルス２０１の立ち上がりに対して、時間遅延Ｔ１の終了時に始まり、サンプルの記録は時間間隔ＴＬにわたって継続する。時間間隔Ｔ１は、ＨＦＣネットワーク１２１内のヘッドエンド１０１から光ファイバノード１２３までの信号の伝搬の推定または測定された時間遅延である。
時間間隔ＴＬは、その間に漏洩信号２０４の部分２０５が漏洩検出器１１９に到着すると考えられる、推定時間間隔である。時間間隔ＴＬは[Ｔ０＋いくらかのΔｔ]に等しい。Δｔは[光ファイバノード１２３からあり得る漏洩源１２０までの伝搬する信号の最大時間遅延(「最大同軸伝搬遅延」)]＋[あり得る漏洩源１２０から漏洩検出器１１９まで自由空間内を伝搬する信号の時間遅延(「最大自由空間伝搬遅延)」]に基づいて推定される。Δｔは通常、図２の第３のグラフにＴＬの時間幅で示されるように、これらの伝搬遅延の総和より大きく設定される。これらの伝搬遅延が適切に選ばれれば、ＱＡＭ信号２０４のパート２０５は必ずサンプリング間隔ＴＬ内に収まり、基準(ヘッドエンド)信号２０２のパート２０３との相互相関のために取り込まれるであろう。
最大同軸伝搬遅延は、ＨＦＣネットワーク１２１の同軸ケーブル部１２４内の最も遠いネットワークデバイスまでの遅延より大きくする必要があることに注意されたい。
ケーブルモデムからヘッドエンドまでの信号の(ＤＯＣＳＩＳ(ケーブルによるデータサービスインターフェース標準)による)最大時間遅延は、最新のＨＦＣシステムにおいては８００μ秒をこえるべきではない。代表的なノードに対するＴ０からのＴＬの偏差は、漏洩検出器がノード境界から遠くに、例えば１マイル(１.６ｋｍ)離れていたとしても、０〜５０μ秒の範囲内にある。この推定は、ＣＰＤの場所特定のための(米国ニューヨーク州シラキュース(Syracuse)のArcom Digitalから入手できる)Ｈｕｎｔｅｒ(登録商標)システムの施設中の数１０００の実ノードマップの解析に基づく。よって、時間遅延Ｔ１が未知であれば、時間間隔ＴＬは、ゼロ(すなわち、秒パルス２０１の立ち上がり)から始めて[Ｔ０＋(８００＋５０)]μ秒まで継続するように改めて定められる(最大自由空間伝搬遅延には５０μ秒があてられると想定されている)。
図２の第４の振幅対時間グラフは、ＱＡＭ漏洩信号２０４のサンプル版２０６を示す。サンプル版２０６のサンプルは、ヘッドエンドユニット１０２からの(秒パルス２０１のタイムスタンプと同じタイムスタンプ)をもつデータパケットが漏洩検出器１１９に到着するまでの時間間隔ＴＸの間、相互相関受信器１１４のＦＩＦＯメモリ(図７のメモリ７１０を見よ)に格納される。
図２の第５のグラフに示されるように、受信器１１４はパート２０３のサンプルとサンプル版２０６のサンプルの相互相関関数２０７を計算する。ＱＡＭ信号漏洩は、あらかじめ定められた閾レベル２０８をこえる相互相関関数のピークを同定することで検出される。閾レベル２０８は受信器１１４の感度及び、臨界レベルの偽警報(すなわち偽漏洩検出)を生じない、最小信号対雑音比に依存して選ばれる。相互相関関数２０７のピークの振幅はＱＡＭ信号漏洩強度に対応する。
漏洩検出器１１９において相互相関関数２０７のピークの時間遅延Ｔ２が測定され、次いで、ＱＡＭ漏洩信号２０４の実時間遅延Ｔが式：Ｔ＝Ｔ１＋Ｔ２−Ｔ０から計算される。これらのパラメータは、以降で説明されるように、漏洩源の場所特定のために用いられるであろう。
相互相関関数２０７には、検出器１１９によって検出される異なる漏洩信号の数に対応する、多くのピークがあり得る。一回の測定から多くの異なる漏洩信号／信号源を検出できる能力は、従来技術の従来方法に優る利点である。
本実施形態において、(ヘッドエンドユニット１０２からの)信号パート２０３のサンプル及び(漏洩検出器１１９における)信号２０６の(パート２０５のサンプルを含む)サンプルはいずれの側においても同じコヒーレント１０ＭＨｚクロックを用いて既に記録されているから、時間間隔ＴＸは相互相関プロセスに対してクリティカルではない。
本実施形態において、関連パラメータは(ヘッドエンドユニット１０２においてサンプリングされた)信号パート２０３の時間間隔Ｔ０である。時間間隔Ｔ０は、ＱＡＭ信号部分２０３のサンプルを収めているデータパケットのサイズを定める。検出側において、相互相関受信器１１４の出力に関する信号対雑音比が(時間間隔Ｔ０に正比例する)信号のエネルギー及び入力における雑音スペクトル密度に依存することは周知であるから、時間間隔Ｔ０は漏洩検出器１１９の感度を定める。
時間間隔Ｔ０の評価には、実環境においてＱＡＭ信号の漏洩を検出することが必要である。アナログビデオチャネルに対して現在入手できる漏洩検出器，米国バーモント州ハリソンバーグ(Harrisonburg)のComSonics, Inc.のSniffer(登録商標)Sleuth II(http://www.comsonics.com/products/pdfs/sleuth.pdf)と同じ感度を漏洩検出器１１９が有しているとする。このモデルの感度は−１２９ｄＢｍまたは−８０ｄＢｍである。相互相関受信器１１４の感度はほぼ１２０〜１３０ｄＢｍの範囲にあるべきである。相互相関受信器１１４の感度,Ｓ入力(ｄＢｍ)は：
Ｓ入力(ｄＢｍ)＝ＮＦ(ｄＢ)＋ｋＴＢ(dＢｍ)＋Ｅｂ/Ｎｏ(ｄＢ)−Ｇ(ｄＢ)
と定義される。ここで、
ＮＦ＝相互相関前の受信器の総雑音指数，単位ｄＢ(図７を見よ)；
ｋＴＢ＝入力熱雑音電力，単位ｄＢｍ；
ここで、
ｋ＝ボルツマン定数＝１.３８１×１０−２３Ｗ/Ｈｚ/Ｋ；
Ｔ＝２９０Ｋ(室温)；及び
Ｂは受信器の帯域幅，単位Ｈｚ(漏洩検出器１１９についてはＢ＝６ＭＨｚ)；
Ｅｂ/Ｎｏは検出器の前及び相互相関器の後の信号対雑音比，単位ｄＢ(図７を見よ)；
Ｇは相互相関器のプロセス利得；
である。
ＮＴＳＣ ＱＡＭ信号に対する受信器１１４の帯域幅はＢ＝６ＭＨｚである。よって、室温(Ｔ＝２９０Ｋ)に対する熱雑音電力は、ｋＴＢ＝−１０６.２ｄＢｍである。受信器１１４の雑音指数はＮＦ＝６ｄＢ(代表値)であるとする。そうすれば、Ｓ入力＝−１２９ｄＢ及び１０ｄＢの信号対雑音比(妥当な閾)に対する相互相関器のプロセス利得は：
Ｇ＝１２９＋６−１０６.２＋１０＝３８.８ｄＢ
と定められる。
相互相関器のプロセス利得はＧ＝１０log(Ｂ×Ｔ０)と定義される。よって、Ｇ＝３８.８ｄＢのプロセス利得を得るには、時間間隔Ｔ０を、Ｔ０＝７５８５/(６×１０６Ｈｚ)＝１２６４μ秒とすべきである。Ｔ０＝１２６４μ秒に対するサンプル数は、サンプリングに１０ＭＨｚクロックが用いられていれば、１０倍になる。
信号部分２０３のサンプルを収めるデータパケットのサイズはサンプル当たりのビット数にも依存する。図３は、Ｔ０＝８００μ秒に対して、検出器１１９における漏洩信号のサンプリングに対するビット数が常に一定の８ビットである条件で、実ＱＡＭ-６４信号の相互相関関数がヘッドエンドユニット１０２におけるサンプリングに用いられるビット数に依存してどのように変化するかを示す(８ビットは、入力信号のダイナミックレンジが３５ｄＢである場合の、１２ビットアナログ-デジタルコンバータに対する有効ビット数である)。図３に示されるように、相互相関関数３０１，３０２，３０３及び３０４はそれぞれ、
(ａ)漏洩検出器において８ビットサンプルと相関された、ヘッドエンドからの８ビットサンプル(関数３０１)、
(ｂ)漏洩検出器において８ビットサンプルと相関された、ヘッドエンドからの４ビットサンプル(関数３０２)、
(ｃ)漏洩検出器において８ビットサンプルと相関された、ヘッドエンドからの２ビットサンプル(関数３０３)、及び
(ｄ)漏洩検出器において８ビットサンプルと相関された、ヘッドエンドからの１ビットサンプル(関数３０４)
の相互相関に対応する。明らかに、相互相関関数３０１〜３０４のピーク及びサイドローブのレベルはヘッドエンドにおいて用いられるビット数に関して劇的には変化しない。
ヘッドエンドにおける信号のサンプリングに４ビットが選ばれれば、データパケットのサイズは４×１２６４×１０＝５０５６０ビット、すなわち６.３２キロバイトになるであろう。１ビットでサンプリングすれば、サイズは１.５８キロバイトに縮小される。明らかに、インターネット及び無線３Ｇネットワークを通じるそのようなファイルの送信に、特に３Ｇ無線ネットワークが、基地局から無線モデム(例えば漏洩検出器)へのダウンストリームデータに対する速度が３.６Ｍｂｐｓの、高速パケットアクセス技術(ＨＳＰＡ)を用いていれば、問題はない。
本発明のこの実施形態において、次の関連パラメータは、ＨＦＣネットワーク１２１の光ファイバケーブル部１２２における信号の伝搬時間(すなわち時間遅延),Ｔ１(図２)である。相互相関受信器１１４に必要なチャネル数は、Ｔ１がどれだけ正確に推定、計算または測定されるかに直接依存する。例えば、先に示したように、Ｔ１が未知であれば、時間間隔ＴＬが８００μ秒まで長くされる。これに対応して、相互相関受信器１１４のチャネル数は８０００チャネル(８００μ秒×１０ＭＨｚサンプリング)まで拡張されることが必要になるであろう。これには、相互相関関数の計算のためにデジタルプロセッサに大量の予備リソースが必要になるであろう。
一般に、ケーブル管理者はＨＦＣネットワークの光ファイバケーブル部(ヘッドエンドから光ファイバノードまで)の長さに関する情報を有しており、光ファイバケーブル内の既知の光の相対伝搬速度(代表値は０.６６)に基づいて時間Ｔ１を簡単に計算できることが分かる。しかし、Arcom Digital(米国ニューヨーク州シラキュース)によってＨｕｎｔｅｒシステムの施設時になされた数１０００のノードにおける実測定により、光ファイバケーブル内の実時間遅延が計算値と決して同じではないことが明らかになった。これは、異なるタイプの光ファイバケーブル内の光の様々な伝搬速度、不正確なケーブル長データ、文書に残されていない光ファイバケーブルの手直し、等のような、多くの理由による。
この問題を解決するため、初めにノード較正プロセスが実施されることが好ましい。本発明の好ましい実施形態にしたがえば、ノード較正は光ファイバノード１２３におけるフォワードパスの試験ポイントへの漏洩検出器１１９のＲＦ入力(図２の相互相関受信器１１４の入力)の接続によって達成される。実際には、多くの場合、フォワードパス信号は、試験ポイントへの接続は行わず、漏洩アンテナ１１３によって受信することができる。光ファイバノードのハウジングを開けるだけで十分であり、光ファイバノード増幅器からの漏洩信号がアンテナ１１３で受信され、Ｔ１最大＝Ｔ０＋８００μ秒の最大時間間隔内に検出器１１９において検出されるであろう。
実現される(相互相関)ピーク検出時間は相互相関受信器１１４の実最大チャネル数に依存するであろう。受信器の妥当なチャネル数は５０μ秒×１０ＭＨｚ＝５００と定めることができる。
図４は、選ばれたＱＡＭチャネル４０２を含む、フォワードパススペクトル４０１の代表形を示す、周波数スペクトル図である。本図は、ヘッドエンドダウンコンバータ１０７(図１及び６)及び相互相関デジタル受信器１１４内のダウンコンバータ(図７を見よ)のいずれにおいてもダウンコンバートに用いられる、基準局部発振器キャリア４０３の位置も示す。
図５は、ゼロＩＦへのダウンコンバート後の選ばれたＱＡＭチャネルのスペクトル５０１を示す、周波数スペクトル図である。本図は、サンプリングされる前にダウンコンバータの出力をフィルタリングするローパスフィルタ(図６及び７)の理想化周波数応答５０２も示す。ローパスフィルタ応答は、６ＭＨｚ幅ＱＡＭ信号スペクトルを無歪で通過させるため、３ＭＨｚの３ｄＢカットオフ周波数を有することが好ましい。さらに、応答５０２は、不要なスプリアス成分の全てを除去するため、５ＭＨｚにおいて−４０ｄＢ〜−５０ｄＢの減衰を有することが好ましい。本実施形態においては、ＧＰＳ計時システムからの１０ＭＨｚクロックによってサンプリングレート(ナイキストレート)が確立されるから、５ＭＨｚのナイキスト周波数が選ばれる。
次に、図１に示されるような、本発明の例示実施形態の動作を説明する。ヘッドエンド１０１において、ＱＡＭチャネルのフォワードスペクトル(フォワード信号)が光ファイバ送信器１０４に与えられ、次いでＨＦＣネットワーク１２１の光ファイバケーブル部１２２を通じて伝送される。同時に、フォワード信号は方向性結合器１０３によってタッピングされて、ヘッドエンドユニット１０２の入力に与えられる。ＨＦＣネットワーク１２１の同軸ケーブル部１２４において、いくつかの欠陥点で、フォワード信号は自由空間に放射して、漏洩信号を生成する。欠陥点は一般に同軸ケーブル部１２４内のネットワークデバイス(例えば、増幅器、方向性タップ、等)にある。これらの欠陥点が図１の漏洩源１２０である。ヘッドエンドユニット１０２において、多チャネルデジタルダウンコンバータ１０７で、選ばれたフォワードＱＡＭチャネル(信号)がＲＦからゼロＩＦに変換され(図４及び５)、ローパスフィルタリングされ、次いで、アナログ-デジタルコンバータのような、信号サンプラーにおいてデジタル形式に変換される(図６を見よ)。コンピュータ１０８が、ＧＰＳ受信器１０６からの秒パルスの立ち上がりと同期化された時間間隔Ｔ０の間に、ダウンコンバータ１０７からの選ばれたＱＡＭ信号のサンプルを受け取って記録する。ＱＡＭ信号のサンプルはコンピュータ１０８によって、毎秒毎秒、ＧＰＳ受信器１０６から受け取られる対応するタイムスタンプ(秒マーカー)及び選ばれたＱＡＭチャネルの中心周波数とともに、１つのデータパケットに記録されて格納される。
ダウンコンバータ１０７は、毎秒毎秒、Ｎ本の異なるＱＡＭ ＴＶチャネルについてのサンプルを同時に(コンピュータ１０８に)記録及び格納できる能力を提供する、多(Ｎ)チャネルコンバータである。漏洩検出器１１９は可調単チャネルダウンコンバータを備えることができる。多チャネルダウンコンバータ１０７は異なるＱＡＭチャネルにおいて漏洩を、 (現場で)異なる漏洩検出器のそれぞれにより基本的に同時に検出できる能力を提供する。ダウンコンバータは対応周波数可変であるから、比較的広い範囲の選択可能な周波数またはＴＶチャネルにおいて、漏洩信号の検出が可能になる。例えば、低周波帯または低ＶＨＦ帯周波数(例えば５４〜８８ＭＨｚ)にある１本または２本のＱＡＭチャネルを、これらの低周波数ＱＡＭチャネルからのＱＡＭ信号の漏洩(または「流出」)を検出することにより、リターンパスに影響する流合点の場所を特定する方法に用いることができる。そのような方法においては、例えば、チャネル２(５４〜６０ＭＨｚ)及び/またはチャネル３(６０〜６６ＭＨｚ)を用いることができる。同様に、ケーブル伝送からの干渉がおこっている場合に、１本または２本のＱＡＭチャネルを、フォワードパスにおける流合を検出するため、同時に用いることができる。
図６は、ヘッドエンドユニット１０２に用いられる、多チャネルデジタルダウンコンバータ１０７の簡略なブロック図を示す。フォワード信号がスプリッタ６０１において分割されてＮ本のダウンコンバータチャネル６０２，６０３の入力に与えられる。チャネル６０２，６０３は同じ機能ブロックを有するが、コンピュータ１０８からの周波数制御信号により、異なるＱＡＭチャネルに合わせられている。チャネル６０２，６０３のそれぞれは、ＧＰＳ受信器１０６からの共通１０ＭＨｚクロックによって同期化された、局部発振器６０５を有する。局部発振器６０５の周波数もコンピュータ１０８から制御される。チャネル６０２，６０３のそれぞれは、基準入力において、局部発振器(ＬＯ)６０５からのＣＷキャリアが与えられる、ＲＦアナログダウンコンバータ６０４も有する。ダウンコンバータ６０４は、図４及び５を参照して説明したように、選ばれたＱＡＭチャネルＲＦからゼロＩＦに変換する。ゼロＩＦ信号はローパスフィルタ６０６においてフィルタリングされる。ローパスフィルタ６０６の周波数応答は図５に(理想化形で)示されている。フィルタリングされたゼロＩＦは、次いで、アナログ-デジタルコンバータ(ＡＤＣ)６０７によってデジタル形式に変換される。ＡＤＣ６０７のサンプリングレートは、ＧＰＳ受信器１０６からの共通１０ＭＨｚクロックから確立される。ＡＤＣ６０７の出力は、選ばれたＱＡＭ信号のデジタルサンプルを表す。(Ｎ本のチャネルから)選ばれたＱＡＭ信号のそれぞれのサンプルはＵＳＢハブ６０８に送られる。次いでサンプルはコンピュータ１０８に送られて、上述したように、ＧＰＳ受信器１０６からの秒タイムスタンプとともにデータパケットに格納される。
(現場の)それぞれの漏洩検出器１１９は、無線ネットワーク１１０及びインターネット１０９(図１)を通じてコンピュータ１０８に１本ないし複数本の選ばれたＱＡＭチャネルの所望の中心周波数についてリクエストを送信し、ヘッドエンドユニット１０２から検出器１１９に送られるであろう１本ないし複数本の選ばれたＱＡＭチャネルのサンプルについて、タイムスタンプのリストをリクエストする。タイムスタンプ情報はさらに、現在の秒タイムスタンプ及びＱＡＭ信号サンプルを収めているデータパケットの数(すなわち、コンピュータ１０８がデータパケットを送り続けるであろう、以降のタイムスタンプまたは秒パルスの数)を含む。秒パルスの数は送られるであろうデータパケットの数を示す。
ダウンコンバータ１０７の、漏洩検出器１１９によってリクエストされた１本ないし複数本のチャネル以外の、全てのチャネルがＱＡＭチャネルに合わせられている状況において、コンピュータ１０８は検出器１１９に拒絶メッセージ及びダウンコンバータ１０７で既に選ばれているＱＡＭチャネルのリストを送る。検出器１１９は、所望の(１本ないし複数本の)ＱＡＭチャネルを待つことができ、あるいはヘッドエンドユニット１０２において既に選ばれているＱＡＭチャネルの内の１本ないし複数本に合わせることができる。４本のチャネルがダウンコンバータ１０７に用いられていれば、ヘッドエンドからともかく拒絶される確率は、ほとんどのＨＦＣシステムにおいて非常に低くなるであろう。
ヘッドエンドコンピュータ１０８と検出器１１９が合意し、ダウンコンバータ１０７と受信器１１４が同じ(１本ないし複数本の)ＱＡＭチャネルに合わされると、コンピュータ１０８はリクエストされた数のデータパケットを検出器１１９に送り始める。図１に示される本発明の実施形態において、ヘッドエンドユニット１０２と通信リンク(すなわち、インターネット１０９及び無線ネットワーク１１０)の間の通信のための、通信インターフェースがコンピュータ１０８上の周知のいずれかのインターネットブラウザのはたらきによって確立される。
コンピュータ１０８からのデータパケットは、通信リンク−インターネット１０９及び無線ネットワーク１１０−を通して送信され、アンテナ１１１により、漏洩検出器１１９内の無線モデム１１２(図１)に受信される。無線モデム１１２は、検出器１１９と通信リンクの間の通信のための通信インターフェースの実質的な部分を構成する。データパケットはモデム１１２の出力からコンピュータ１１７に送られる。データパケットはコンピュータ１１７においてデコードされて記録される。次いで、コンピュータ１１７はデータを相互相関受信器１１４の入力に送る。漏洩源１２０からの(自由空間内で送信された)漏洩信号はアンテナ１１３によって受信され、受信器１１４の別の入力に与えられる。
図７は漏洩検出器１１９内の相互相関受信器１１４の簡略なブロック図を示す。アンテナ１１３(図１)によって受信された、漏洩信号７０１は低雑音増幅器(ＬＮＡ)７０２で増幅され、次いで直交ダウンコンバータ７０３の入力に到達する。ダウンコンバータ７０３の基準入力には、局部発振器(ＬＯ)７０４からのキャリア信号が与えられる。ＬＯ７０４の周波数制御は、コンピュータ１１７によって発生され、制御線７１６を介してＬＯ７０４に送られる、制御信号を用いて達成される。ＬＯ７０４は、(アンテナ１１５−図１−を介してＧＰＳネットワークから信号を受信する)ＧＰＳ受信器１１６からの１０ＭＨｚクロック信号と同期化された、キャリア信号を発生する。ＬＯ７０４は信号線７０９から１０ＭＨｚクロック信号を受け取る。ＬＯ７０４は(ヘッドエンドユニット１０２の)ダウンコンバータ１０７において選ばれたＱＡＭ信号の中心周波数と同じ中心周波数に合わされる。この結果、ＬＯ７０４のキャリアは(ヘッドエンドユニット１０２の)ダウンコンバータ１０７内のＬＯ６０５(図６)のキャリアとコヒーレントである。
受信される漏洩信号の位相は未知であるから、ダウンコンバータ７０３では２つの直交チャネルＩ及びＱが用いられる。ダウンコンバータ７０３における残りのプロセスはヘッドエンドユニット１０２のダウンコンバータ１０７におけるプロセス(図６)と同じである。直交ダウンコンバータ４０３のＩ出力及びＱ出力のそれぞれに、ローパスフィルタ(ＬＰＦ)７０６(ゼロＩＦのＩ信号)及び７０６(ゼロＩＦのＱ信号)がある。ＬＯ７０４からのキャリア信号は図４に示されるキャリア信号(信号４０３)と同じであり、ゼロＩＦ信号はそれぞれ図５に示される周波数スペクトル(スペクトル５０１)を有し、ＬＰＦ７０６及び７０５の理想化周波数応答は図５に示される理想化周波数応答(応答５０２)と同じである。双アナログ-デジタルコンバータ(ＡＤＣ)７０７のような、信号サンプラーがＬＰＦ７０６及び７０５のそれぞれの出力に接続される。ＡＤＣ７０７はフィルタリングされたＩ-ＩＦ信号及びＱ-ＩＦ信号を１０ＭＨｚクロックサンプリングレートでサンプリングする。サンプリングレートは、ＧＰＳ受信器１１６から信号線７０９を介して受け取られる１０ＭＨｚクロック信号によって確立される。
得られたデジタルサンプルは次いでＡＤＣ７０７からデータコントローラ７０８に送られる。(元はヘッドエンドユニットから送られた)タイプスタンプ及び選ばれたＱＡＭチャネルのサンプルを含むデータパケットがコンピュータ１１７から、データ線７１７を介して、データコントローラ７０８に送られる。コンピュータ１１７及びデータコントローラ７０８は、合わさって、データプロセッサとして動作する。データコントローラ７０８は信号線７０９から受け取られる１０ＭＨｚクロックによる同期化もなされる。データコントローラ７０８は、それぞれの秒パルスについて、データ線７１５を介してＧＰＳ受信器１１６からタイムスタンプも受け取る。それぞれの秒パルスの立ち上がりを受け取った後、データコントローラ７０８は時間間隔ＴＬ(図２)内にＡＤＣ７０７からのＩサンプル及びＱサンプルの記録を開始する。Ｉサンプル及びＱサンプルはデータコントローラ７０８によってメモリ７１０にセーブされ、データコントローラ７０８は対応する秒のタイムスタンプをフラッシュメモリに記録する。Ｉサンプル及びＱサンプルは、コンピュータ１１７が、データ線７１７を介して、同じ、データパケットをデータコントローラに送信した、タイムスタンプを含む、ヘッドエンドユニット１０２からのデータパケットを受け取る時点まで、メモリ７１０にセーブされる。
明らかに、インターネット１０９及び無線ネットワーク１１０におけるいくらかの時間遅延により、ヘッドエンドからのデータパケットは、漏洩源１２０から届く対応するＱＡＭ漏洩信号より遅れて検出器１１９に届くであろう。データコントローラ７０８がコンピュータ１１７からデータパケットを受け取ると、データコントローラ７０８はデータパケットからタイムスタンプを読み取り、次いで同じタイムスタンプをもつ(漏洩信号の)Ｉサンプル及びＱサンプルをメモリ７１０から検索して、データ線７１１を介して、これらを相互相関プロセッサ７１２の第１の入力に送る。同じ時点において、データコントローラ７０８はヘッドエンドユニット１０２から受け取ったサンプルを、データ線７１３を介して、相互相関プロセッサ７１２の第２の入力に送る。相互相関プロセッサ７１２は、ヘッドエンドからのサンプルと、漏洩信号のＩサンプル及びＱサンプルを用いて、相互相関関数の直交成分を計算し、次いでＩ成分及びＱ成分の２乗和の平方根として相互相関係数の包絡線を計算する。
相互相関プロセッサ７１２は、データ線７１４を介して、相互相関関数包絡線のサンプルをデータコントローラ７０８に送る。データコントローラ７０８は相互相関関数包絡線のサンプルを受け取り、そのピークを検出してピークの振幅及び時間遅延を測定する。次いで、データコントローラ７０８は、データ線７１８を介して、この情報をコンピュータ１１７に送る。コンピュータ１１７は受け取ったデータを格納し、以下で説明するように、そのデータを(１つないし複数の)漏洩源の場所特定に用いる。漏洩源の検出及び場所特定の結果はディスプレイ１１８(図１)上に表示される。また、ディスプレイ１１８は漏洩検出器１１９の現在位置をマップ上に表示するためにも用いられる(図９を見よ)。検出器１１９の現在位置座標はＧＰＳ受信器(図１)からコンピュータ１１７に受け取られる。
次に図８を参照すれば、受信器１１４に用いられる相互相関プロセッサ７１２のブロック図が示されている。相互相関プロセッサ７１２は、(メモリ７１０−図７−から入力線７１１を介して受け取られた)Ｉ信号サンプル及びＱ信号サンプルのそれぞれのために、２つの同じ相互相関器７２０及び７２１を有する。相互相関器７２０，７２１はそれぞれＭ本のチャネルを有し、それぞれのチャネルは、遅延線７２２，乗算器７２３及び積分器７２４を有する(それぞれの構成及び動作は周知である)。Ｍ本のチャネルの間の違いは、遅延線７２２の時間遅延値の違いだけである。第１のチャネルの時間遅延値はゼロである。第２のチャネルの時間遅延値は(入力信号のサンプリングレートに対応する)１/１０ＭＨｚ−０.１μ秒−である。第３のチャネルの時間遅延値は０.２μ秒であり、次のチャネルは０.３μ秒の遅延を有し、以下同様である。見て分かるように、時間遅延値はＩサンプル及びＱサンプルのサンプリング周期の倍数である。最終チャネルは(ＴＬ−Ｔ０)の遅延値を有する。よって、それぞれの相互相関器７２０及び７２１内のチャネルの総本数Ｍは、Ｍ＝(ＴＬ−Ｔ０)/（Ｉ×１０−７）＋１として定められる。したがって、例えば(ＴＬ−Ｔ０)が５０μ秒であれば、チャネルの総本数は、Ｍ＝５０１チャネルである。
上に示したように、メモリ７１０からのＩサンプル及びＱサンプルはデータ線７１１を介して相互相関プロセッサ７１２に供給される。Ｉサンプル及びＱサンプルは単データ線７１１を通して多重伝送するか、または、別々のデータ線７１１-Ｉ及び７１１-Ｑを通してそれぞれ送ることができる。図８に示されるように、Ｑサンプルはデータ線７１１-Ｑを介して相互相関器７２０に供給される。同様に、Ｉサンプルはデータ線７１１-Ｉを介して相互相関器７２０に供給される。図８に示されるように、Ｑサンプルは、データ線７１１-Ｑを介して、第１の組の乗算器７２３の入力のそれぞれに与えられる。(ここでは基準としてはたらく)ヘッドエンドからのサンプルは、遅延線７２２のそれぞれの時間遅延値で遅延された後に、第２の組の乗算器７２３の入力のそれぞれに与えられる。
乗算器７２３の出力はそれぞれ、積分器７２４において積分される。積分器７２４のそれぞれは時間間隔(Ｔ０はその間にＱＡＭ信号がヘッドエンドユニット１０２においてサンプリングされる時間である)に等しい積分(または蓄積)時間を有する。積分器７２４の結果はレジスタ７２５に格納される。積分及びレジスタ７２５からの積分結果の読出しの時間の制御はデータコントローラ７０８からの１０ＭＨｚクロックを用いることで達成される。クロック信号は、制御線７２７を介して、積分器７２４及びレジスタ７２５に送られる。すなわち，レジスタ７２５の出力において、時間Ｔ０，Ｔ０＋(１×１０−７)，Ｔ０＋(２×１０−７)，…，(ＴＬ−Ｔ０)の時点で、相互相関器７２０，７２１(図８)の出力に積分時間Ｔ０を有する相互相関関数のサンプルが形成される。これらのサンプルは演算ブロック７２６の第１及び第２の入力に与えられ、演算ブロック７２６において複合相互相関関数Ｆの包絡線が：
として計算される。ここで、Ｉは相互相関器７２０からの相互相関関数のサンプルを表し、Ｑは相互相関器７２１からの相互相関関数のサンプルを表す。相互相関関数包絡線のサンプルを含む、演算ブロック７２６の出力は次いで、データ線７１４を介して、データコントローラ７０８に送られる(図７も見よ)。
相互相関プロセッサ７１２は、１０ＭＨｚクロックを用いて同時に多チャネルに対して実時間で相互相関アルゴリズムを生成することができる、ＦＰＧＡチップ上に実現できることに注意されたい。別の実施形態において、相互相関計算は(技術上周知であるような)乗法演算によって周波数ドメインにおいて実施することができ、この場合は、(ＱＡＭ漏洩信号の)時間遅延をその結果から直接得ることができる。あるいは、周波数ドメインでの結果を逆高速フーリエ演算によって変換して時間ドメインに戻して、相互相関関数を構成することができる。本説明及び特許請求の目的のため、用語「相互相関」は上で論じた時間ドメイン及び周波数ドメインのいずれも(無限定で)包含するとされる。
データコントローラ７０８はＤＳＰチップ上に実現することができる。ＵＳＢポートまたはブルートゥースインターフェースをデータコントローラ７０８とコンピュータ１１７の間のインターフェースとして用いることができる。無線アンテナ１１１，無線モデム１１２，コンピュータ１１７及びディスプレイ１１８(図１)についてのブロックは、ミニＵＳＢまたはブルートゥースインターフェースを有する単一の独立モバイルユニットで実現することができる。そのようなモバイルユニットの理想的選択は、これらのブロックを既に備え、ＧＰＳベースナビゲーションマップを既に作動させている、最新のセル式携帯電話または通信デバイスである。
本発明の上述した実施形態は、他の多くの態様でも実現することができる。別の手法において、基準ＱＡＭ信号のサンプルはＨＦＣネットワーク１２１の同軸ケーブル部１２４のいずれかの可能な基準ポイント−例えば、光ファイバノード１２３または光ファイバノード１２３の下流−において記録することができる。また、ＱＡＭ信号サンプルの漏洩検出器１１９への送信のため及び検出器１１９とヘッドエンドユニット１０２の間のその他の通信のため、いずれかの簡便な有線または無線の通信リンクを用いることもできる。実際上、ＨＦＣネットワーク１２１のリターンパスを通信リンクとして用いることができる。後者の場合、ユニット１０２及び検出器１１９の通信インターフェースはリターンパスを用いて通信するために設計されるであろう。
漏洩源の場所特定
２つの別の(または組み合わせた)方法が本発明にしたがうＱＡＭ信号漏洩源の場所特定に用いられることが好ましい。一般に、方法はケーブル管理者によって用いられるＨＦＣネットワークマップのタイプに依存する。一般に、ケーブルシステム管理者によって用いられるマップシステムは２つのカテゴリーに分かれる。第１のカテゴリーは、ネットワーク内の全てのデバイス、それぞれのデバイスの座標、全てのケーブルのタイプ及び長さ、信号レベル、等のデータベースが付帯する、最新の電子マップを含む。第２のカテゴリーは、オートＣＡＤ(Auto CAD)フォーマットなっていて、付帯するデバイスデータベースを有していない、マップを含む。そのようなオートＣＡＤマップは、既に用いられている、米国ニューヨーク州シラキュースのArcom DigitalからＨｕｎｔｅｒシステム(www.arcomdigital.com)のパーツとして入手できる、変換プロセスの使用によって、対応するデータベースを含む電子マップ形式に変換することもできる。
時間遅延データベース法
電子ネットワークマップ及び付帯ネットワークデバイスデータベースを用いる、ＱＡＭ漏洩源の場所特定のための本発明の好ましい方法を次に説明する。以下の説明は例示実施形態の説明であり、本発明の限定は目的とされていないことに注意されたい。図９は、検出器１１９のディスプレイ１１８上に一般に表示される、一例のネットワーク電子マップ８００を示す。ＱＡＭ信号からの漏洩が検出器１１９において検出されると、コンピュータ１１７はＧＰＳ受信器１１６(図１)から検出器１１９の現在位置の座標を受け取る。そのような座標は経度及び緯度だけとすることができ、あるいは経度、緯度及び高度とすることができる。検出器１１９の座標は電子マップ８００にインポートされ、例えば、点、マーカーまたはその他のアイコン８０１の形態で表示される。コンピュータ１１７は、上述した相互相関検出方法にしたがい、(ＴからＴ１を差し引いて)光ファイバノード１２３から検出器１１９(地点８０１)の漏洩信号の時間遅延を決定する。以降「ノード-検出器間時間遅延測定値」またはＴmndと称される、この時間遅延は、２つの時間遅延成分：
(１)ＨＦＣネットワーク１２１の同軸ケーブル部１２４における(すなわち光ファイバノード１２３から漏洩源１２０までの)信号の時間遅延(Ｔ同軸)、及び
(２)自由空間における(本例ではネットワークデバイスであると想定されている)漏洩源１２０から検出器１１９までの時間遅延(Ｔ大気)、
を含む。
ノード-検出器間時間遅延計算値(またはＴcnd)が次に決定される。第１に、検出器１１９から同軸ケーブル部１２４内の全てのネットワークデバイス(例えばデバイス８０２，８０３，８０４，等)の距離Ｒｎをコンピュータ１１７が計算する。この計算は、(付帯デバイスデータベースにあらかじめ格納されている)それぞれのデバイスのｘ,ｙ座標と検出器１１９の現在位置のＧＰＳ座標を用いて実施される。次に、コンピュータ１１７は、距離Ｒｎを伝わる自由空間内の信号伝搬の時間遅延Ｔ大気ｎを、式Ｒｎ/ｃから計算する。ここでｃは自由空間における光の速度である。コンピュータ１１７は次いで、光ファイバノード１２３からノード１２３の下流のネットワークデバイスのそれぞれまでの同軸ケーブル部１２４内を伝搬する信号のあらかじめ定められた時間遅延Ｔ同軸ｎを(電子マップに付帯する)デバイスデータベースから検索する。コンピュータ１１７は次いでそれぞれの時間遅延Ｔ同軸ｎにそれぞれの時間遅延Ｔ大気ｎを加えてノード-検出器間時間遅延計算値Ｔcndｎを得る(すなわち、Ｔ大気ｎ＋Ｔ同軸ｎ＝Ｔcndｎ)。Ｔcndｎは、光ファイバノード１２３から検出器１１９までの、ノード１２３の下流の、同軸ケーブル部１２４内のそれぞれのデバイスを介する、時間遅延を表す。
次のステップとして、コンピュータ１１７はノード-検出器間時間遅延計算値Ｔcndｎをノード-検出器間時間遅延測定値Ｔmndと比較する。Ｔmndに最も近くで一致するノード-検出器間時間遅延計算値Ｔcndｎが選ばれ、その時間遅延成分Ｔ同軸ｎによって(Ｔ同軸ｋはデータベース内のネットワークデバイスと関連付けられているから)ネットワークデバイスが同定される。同定されたネットワークデバイスは漏洩源１２０に対する候補と考えられる。Ｔ同軸ｎによって１つより多くのネットワークデバイスが同定されることがあり得る。そのような場合、１つより多くの漏洩源の候補が考えられるであろう。また、Ｔmndに十分に近い１つより多くのノード-検出器間時間遅延計算値Ｔcnd(例えばＴcndｋ1，Ｔcndｋ2，等)が漏洩に対応すると見なされることもあり得る。したがって、後者の状況においては１つより多くの漏洩源候補が同定されることがあり得る。以下で論じられるように、どれが「十分に近い」かを定めるための許容値を指定することができる。
図９の例において、Ｔmndの遅延値８０５は８.８０μ秒である。測定データと計算値の間には誤差(誤差限界)があるであろうから、考え得る漏洩源候補を同定するため、許容値８０６が用いられる。図９の例において、許容値８０６は０.０５μ秒に選ばれる。遅延値８０５及び許容値８０６に基づいて、コンピュータ１１７は漏洩源がマップ８００上のネットワークデバイス８０２であると(上述したように)決定する。Ｒは検出器１１９からデバイス８０２までの距離である。デバイス８０２はＨＦＣネットワーク１２１内で、本例においてはTP0073である、デバイスＩＤ８０７によって識別される。TP0073はそれに付随するノード-検出器間時間遅延Ｔcndｋとともに表に掲げられる。表はマップ８００とともにディスプレイ１１８上に表示される。別の例において、許容値８０６はゼロとすることができる。
上述した方法の主要な利点は、漏洩源が初めに検出された単一の地点(例えば地点８０１)から漏洩源１２０の場所を見いだすことが可能であることである。本方法は、既知の方法に比較して、漏洩源の場所特定にかかる時間を劇的に短縮する。また、本方法では無指向性アンテナを用いることができ、このことも漏洩源の検出及び場所特定の時間を短縮する。
上に示したように、あらかじめ定められた時間遅延Ｔ同軸ｎが電子マップに付帯するデバイスデータベース内に格納される。これらの時間遅延は、米国ニューヨーク州シラキュースのArcom Digital LLCに譲渡された特許の特許文献７に説明されるプロセス及びシステムにしたがって決定される。この明細書及び図面は本明細書に参照として含まれる。
光ファイバノードが、先に上で説明したように、既に較正されていれば、ヘッドエンド１０１から光ファイバノード１２３までのＱＡＭ信号の時間遅延は既知であり、Ｔmndの決定に際し、より正確な結果を得て、誤りを最小限に抑えるために用いられるであろう。
図１０は、ネットワークの電子マップ及びデバイスデータベースの使用に基づく、漏洩源の場所を特定する方法の実施形態例を示すフローチャートである。ステップ８１０において、ＨＦＣネットワーク１２１内の光ファイバノードが較正される。これはヘッドエンド１０１から光ファイバノード１２３までの時間遅延Ｔ１(図２を見よ)が測定されることを意味する。この情報はケーブル管理者に既に「知られている」場合もあるが、マップ上の光ファイバ距離は一般に信頼できないことが、Arcom DogitalによるＨｕｎｔｅｒシステムの施設によって明らかになっている。ＨＦＣネットワーク１２１の光ファイバ部１２２はヘッドエンドから漏洩検出器１１９までの信号遅延への最大寄与要因であるから、この距離が正確に決定されることが重要である。ステップ８１０は漏洩検出に先立って実施されることが好ましく、したがって、この場合、ステップ８１０は漏洩場所特定方法の一部として実施されることになろう。
ステップ８１１において、ＱＡＭ漏洩信号が与えられた地点(例えば図９の地点８０１)において検出されるか否かを決定するために漏洩検出器１１９が用いられる。ＱＡＭ漏洩信号が検出されれば、ステップ８１２において、上述した(受信器１１４を用いる)相互相関方法を用いて時間遅延(ヘッドエンド-検出器間遅延)測定値Ｔが決定され、検出器１１９の現在位置の座標がＧＰＤ受信器１１６から読み取られる。ステップ８１３において、時間遅延測定値Ｔは、ＴからＴ１を差し引くことによって、時間遅延測定値Ｔmnd(ノード-検出器間遅延)に変換される(すなわち、Ｔ−Ｔ１＝Ｔmnd)。Ｔ１は較正ステップ８１０において測定されていることを想起されたい。
ステップ８１４において、検出器１１９から(ＨＦＣネットワーク１２１の同軸ケーブル部１２４にある)ファイバノード１２３の下流の全てのネットワークデバイスまでの距離Ｒｎが、(ステップ８１２で得られた)検出器の座標及び(ネットワークの電子マップに付帯するデバイスデータベースに格納され、そこから検索された)ネットワークデバイスのそれぞれの座標を用いることによって、計算される。
ステップ８１５において、(１)時間遅延Ｔ大気ｎ(すなわち、自由空間内で距離Ｒｎにかけて伝搬する信号の遅延)が式Ｒｎ/ｃから計算され、(２)時間遅延Ｔ同軸ｎがデバイスデータベースから検索され、(３)時間遅延Ｔcndｎが式Ｔcndｎ＝Ｔ大気ｎ＋Ｔ同軸ｎから計算される。ここで、Ｔcndｎは、光ファイバノード１２３の下流のネットワークデバイスのそれぞれを介する光ファイバノードから検出器１１９までの時間遅延を表す。ステップ８１６において、ノード-検出器間時間遅延計算値Ｔcndｎはノード-検出器間時間遅延測定値Ｔmndと比較され、時間遅延測定値Ｔmndと最も近くで一致する時間遅延計算値Ｔcndｎ(例えば、計算値と測定値の間の差が指定された許容値の範囲内にある)が付随するネットワークデバイスが、漏洩に対する候補ネットワークデバイス(すなわち漏洩源１２０の候補)として選ばれる。ステップ８１７において、漏洩源の候補場所が、カラーコード化することもできる、アイコンまたはその他のマーカー８０２によって電子マップ上に示される。このステップ８１７は、技術作業者が漏洩源候補の場所を特定し、技術作業者をそこに案内するに役立つ。
ステップ８１１において、複数の漏洩信号が検出され得る(相互相関関数に複数のピークがあり得る)こと、したがって、複数の時間遅延測定値Ｔmndがそれぞれステップ８１２／８１３において決定され得ることに注意されたい。そのような場合に、時間遅延計算値Ｔcndの時間遅延測定値Ｔmndとの比較は(複数の漏洩信号の)複数の時間遅延測定値のそれぞれを用いて実施される。
漏洩信号(または「流出」)についてネットワーク１２１内の全ノード(またはノードの少なくとも一部)をチェックすることが最終目標であれば、ステップ８１７の後にステップ８１８を実施することができる。ステップ８１１において漏洩信号が全く検出されなければ、ステップ８１１の後にステップ８１８を実施することもできる。ステップ８１８においては、ノードにおける(ノードの予定された部分の)全ての検出ポイントが流出に対してチェックされたか否かが判定される。チェックされていれば、ＨＦＣネットワーク１２１内の次のノードに進んで、漏洩源場所特定方法を繰り返すように勧められる。チェックが終わっていなければ、ステップ８１９において次の検出地点に進むように勧められる。次の検出地点において、検出器１１９は、ステップ８１１を繰り返し、１つないし複数の漏洩信号について再びチェックする。そのような漏洩信号が全く検出されなければ、そのノードにおける全ての検出地点がチェックされたか否かを判定するためにステップ８１８が再び実行される。以下同様である。
図１０に示されるステップの順序は例示であり、本発明を限定することは意図されていない。限定ではなく例として、ステップ８１３はステップ８１５の後でステップ８１６の前に実施することができるであろう。
ＱＡＭ漏洩源のほとんどは、ネットワークデバイス間のどこかではなく、ネットワークデバイスにあると考えられる。上述の方法例においてネットワークデバイス間にある漏洩源の不検出の可能性を最小限に抑えるための一手法は、ステップ８１６における許容値を大きくすることである。別の手法は、デバイス間のケーブルの長さが(概念上)、それぞれがあらかじめ定められた座標及び時間遅延Ｔ同軸を有する、一連の仮想デバイスまたはネットワークポイントに分割されるように、デバイスデータベースを拡張することであろう。後者は既存の電子マップによって、または既存のデバイスの既知の座標の間に直線を仮定することで計算される座標を用いて、決定することができる。次いで、図９及び１０に関して説明される方法と同じ方法を用いることができる。後者の別の手法は、本発明の方法が、ネットワークデバイスだけを可能な漏洩源として同定すること限定されないことを示す、一例である。ＨＦＣネットワーク１２１の同軸ケーブル部１２４に沿う、いかなる適当なネットワークポイント８０８(図９)も、データベースがそのようなネットワークポイントに対する座標及び時間遅延(Ｔ同軸)を含んでいる限り、漏洩源に対する候補場所の特定に用いることができる。
双曲線到着時間差法
次に、本発明にしたがうＱＡＭ信号漏洩源の場所特定の第２の方法が図１１及び１２に示される例示実施形態を参照して説明される。この方法は双曲線到着時間差法と呼ばれる。第２の方法は、電子マップが利用できないかまたは不完全である場合に用いることができる。第２の方法は、少なくとも３つの異なる地点１，２及び３のそれぞれにおける、及び少なくとも３つの時点(ＧＰＳ秒パルス)Ｘ，Ｘ＋Ｋ及びＸ＋Ｋ＋Ｍのそれぞれにおける、ＱＡＭ漏洩信号の少なくとも３つの時間遅延ｔ1，ｔ2及びｔ3の測定に基づく(図１１を見よ)。地点１，２及び３は、漏洩検出器１１９によって漏洩信号が検出された街路に沿う地点とすることができる。図１１に示されるように、検出器１１９は、保守点検車輌９０１上に搭載することができる。
図１１に示されるように、車輌９０１が地点１に到達したときに、検出器１１９が未知の漏洩源９０２からのＱＡＭ漏洩信号を検出する。ＧＰＳ受信器１１６からの秒パルスＸの立ち上がりに続いて、ＱＡＭ漏洩信号が、図１〜８を参照して上述した(相互相関受信器１１４を用いる)相互相関システム及び方法にしたがって、検出される。図２を参照して上述したように、時間遅延Ｔ２が相互相関受信器１１４において測定される。図１１に示される例において、地点１に対する時間遅延Ｔ２は「ｔ1」と称される。漏洩検出と同時に、地点１の座標がＧＰＳ受信器１１６から得られる。地点１の、漏洩信号振幅、時間遅延ｔ1及び座標は全て、検出器１１９のコンピュータ１１７に格納される。
車輌９０１が地点２に移動したとき、(ＧＰＳ受信器１１６から受け取られた)秒パルスＸ＋Ｋの立ち上がりに続いて、(地点１と同じ態様で)ＱＡＭ漏洩信号が再び検出され、時間遅延Ｔ２が相互相関受信器１１４において測定される。図１１において、地点２に対する時間遅延Ｔ２は「ｔ2」と称される。地点２の座標もＧＰＳ受信器１１６から得られる。地点２の、漏洩信号振幅、時間遅延ｔ2及び座標は全て、検出器１１９のコンピュータ１１７に格納される。車輌９０１が地点３に移動したとき、(ＧＰＳ受信器１１６から受け取られた)秒パルスＸ＋Ｋ＋Ｍの立ち上がりに続いて、(地点１と同じ態様で)ＱＡＭ漏洩信号が再び検出され、その時間遅延Ｔ２が相互相関受信器１１４において測定される。図１１において、地点３に対する時間遅延Ｔ２は「ｔ3」と称される。地点３の座標もＧＰＳ受信器１１６から得られる。地点３の、漏洩信号振幅、時間遅延ｔ3及び座標は全て、検出器１１９のコンピュータ１１７に格納される。
地点１，２及び３において上記の時間遅延情報が得られた後に、時間差Δｔ12及びΔｔ23が下式：
Δｔ12＝ｔ1−ｔ2，及びΔｔ23＝ｔ2−ｔ3
から計算される。
関係式Δｔ12＝定数Ａ及びΔｔ23＝定数Ｂに対応する点はそれぞれ、２本の双曲線９０３及び９０４をなす。双曲線９０３と９０４の交点が漏洩源９０２の場所に対応する。今説明した方法は、周知の双曲線信号源場所特定法から導かれるが、特にＨＦＣネットワークの同軸ケーブル部にあるＱＡＭ信号漏洩源の場所特定に適合されている。
本発明の方法は、漏洩検出地点１，２及び３と漏洩源９０２(図１１)が全て同じ平面上にあり、以下の座標：
地点１(ｘ1,ｙ1)，地点２(ｘ2,ｙ2)，地点３(ｘ3,ｙ3)，及び
漏洩源９０２(ｘｓ,ｙｓ)，
を有する、２次元の例を考察することによってさらに深く理解される。上述したように、地点１，２及び３の座標は取得されて、コンピュータ１１７に格納されている。また時間差Δｔ12及びΔｔ23は計算されている。残る作業は漏洩源９０２の座標(ｘｓ,ｙｓ)を見いだすことである。
漏洩源９０２と地点１，２及び３の間の平方測定距離はそれぞれ：
として与えられる。
漏洩源９０２と地点１の間の測定距離と漏洩源９０２と地点２の間の測定距離の差、及び漏洩源９０２と地点２の間の測定距離と漏洩源９０２と地点３の間の測定距離の差は：
及び
である。ここでｃは自由空間における信号伝搬速度である。
上の２つの式はそれぞれ、座標(ｘｓ,ｙｓ)を有する漏洩源９０２の地点において交差する、２本の双曲線９０３及び９０４を定める。
座標(ｘｓ,ｙｓ)について解くためには、上の２つの放物線方程式を解かなければならない。これらの非線形方程式を解くため、テイラー級数展開のような、これらの方程式の線形化に基づく様々な周知の方法を用いることができる。他の代替方法には、フリードランダー(Friedlander)法、球面交差(Spherical-Intersection)法、分割統治(Divide-and-Conquer)法、ファン(Fang)法及びその他がある。これらの方法は、「ＣＤＭＡシステムにおける位置特定のためのＴＤＯＡ法の評価(Evaluation of TDOA Techniques for Position Location in CDMA Systems)」と題する、ムハンマド・アァティク(Muhanmmad Aatique)による公開バージニア工科大学卒業論文，１９９７年７月，ｐ.１３〜３３(及び他の情報源への論文内での言及)に説明されている。
次に図１２を参照すれば、双曲線到着時間差法に基づく、漏洩源の場所特定の方法例を示すフローチャートが示されている。ステップ９１０において、ＨＦＣネットワーク１２１の光ファイバケーブル部１２２が、ヘッドエンド１０１から光ファイバノード１２３までの時間遅延Ｔ１(図２を見よ)を正確に測定するために較正される。このステップは、図１〜８を参照して説明されたような「相互相関」検出段階のためにＴ１を得るため、最初に実施される。光ファイバノード１２３についてＴ１が先に測定されていれば、本漏洩場所特定方法においてこのステップが実施される必要はない。時間遅延Ｔ１の測定値はコンピュータ１１７に格納される。
ステップ９１１において、第１の地点(例えば図１１の地点１)においてＱＡＭ漏洩信号が検出されるか否かを判定するため、(保守点検車輌９０１に搭載された)漏洩検出器１１９が用いられる。ＱＡＭ漏洩信号が検出されれば、ステップ９１２において、上述したように受信器１１４において生成される相互相関関数から時間遅延Ｔ２が測定される。また、第１の地点(例えば図１１の地点１)の座標もＧＰＳ受信器１１６から読み取られる。この情報はコンピュータ１１７に格納される。
ステップ９１３において、漏洩信号が検出された地点(「検出地点」)の数が少なくとも３であるか否かであるかに関して問合せが行われる。否であれば、ステップ９１９において、保守点検車輌９０１は次の地点に進む(例えば図１１の地点２または地点３に進む)。次いでステップ９１１が反復され、漏洩信号が検出されればステップ９１２及び９１３が反復される。ステップ９１３において、検出地点数が少なくとも３であれば、本方法は、図１１を参照して上で説明した漏洩源９０２の座標が双曲線到着時間差法(双曲線９０３と９０４の交点)によって決定される、ステップ９１４に進む。
ステップ９１５において、追加の検出地点が必要であるかまたは少なくとも望ましいかあるいは否かを判定するため、漏洩源９０２の場所特定の精度が計算される(すなわち、精度評価が実施される)。一般に、検出地点数(双曲線数)が多くなれば、漏洩源９０２の座標計算の精度が高くなる。３点は通常、最小数であり、多くの場合、３より多くすることで精度が高くなるであろう。ステップ９１５において、いくつかの要因を考察することでステップ９１４における計算の精度が評価される。例えば、それぞれの検出地点における時間遅延の測定の精度は、
(ａ)信号対雑音比、
(ｂ)ＧＰＳ計時システムまたはクロックの安定度、
(ｃ)受信器１１４で処理される漏洩信号の帯域幅、及び
(ｄ)漏洩検出器１１９内の回路の分解能または精度、
に依存する(この精度は、それぞれの検出地点における測定数を多くし、周知の統計的平均化法を実施することによって、高めることができる)。
精度に影響する別の要因は、漏洩源９０２から検出地点までの実距離である。距離が大きくなるにつれて精度は低下する。ステップ９１５において、精度を評価するために、これらの要因に基づいて精度の尺度を定めることができる。１つの尺度は、単に漏洩源９０２の座標の計算値が(それぞれの座標を含む)ネットワークデバイスのまたは(座標を含む)その他のポイントのデータベースと比較される、あり得る漏洩源と同定された候補の数である。非常に多くの候補が同定されれば、高い精度が示唆される。ムハンマド・アァティク，「ＣＤＭＡシステムにおける位置特定のためのＴＤＯＡ法の評価」，バージニア工科大学卒業論文，１９９７年７月，ｐ.３３〜３７(及び他の情報源への論文内での言及)に、位置特定精度の評価または計算の問題が扱われている。
ステップ９１６において、ステップ９１５で決定または計算された精度が漏洩源９０２の場所を便宜上特定するに十分であるか否かに関して問合せが行われる。十分であるか否かは、方法のとり得る精度及びユーザの要請に依存する。後者は、漏洩源が捜索されている、地勢、地形及びエリアに依存し得る。精度の尺度は、セル式携帯電話の場所特定のためにＣＤＭＡセル式携帯電話システムに用いられるＴＤＯＡ相互相関方法の経験及び結果を考察することによっても得ることができる。精度は、望ましくは、漏洩源９０２の実座標から「数１０」ｍの範囲内に漏洩源９０２の場所を特定するに十分であるべきである。
ステップ９１６において、漏洩源９０２の場所特定の精度が十分ではないと判定されれば、別の検出地点における別の測定が必要である。ステップ９１９の下で、保守点検車輌９０１は別の検出地点に移動してステップ９１１〜９１６を反復することになろう。ステップ９１６において精度が十分であると判定されれば、方法はステップ９１７に進む。ステップ９１７において、計算された漏洩源９０２の地理座標(場所)が、コンピュータ１１７のディスプレイ上に表示することができる、電子マップにインポートされる。計算された漏洩源９０２の場所は、(カラーコード化することもできる)アイコンまたはその他のマーカーを用いて、マップ８００のような、マップ上に表示される。このステップ９１７は、技術作業者が漏洩源候補の場所を特定し、技術作業者をそこに案内するに役立つ。
漏洩信号(または「流出」)についてネットワーク１２１内の全ノード(またはノードの少なくとも一部)をチェックすることが最終目標であれば、ステップ９１７の後にステップ９１８を実施することができる。ステップ９１１において漏洩信号が全く検出されなければ、ステップ９１１の後にステップ９１８を実施することもできる。ステップ９１８においては、ノードにおける(またはノードの予定された部分の)全ての検出地点が漏洩信号に対してチェックされたか否かが判定される。チェックされていれば、保守点検車輌９０１はＨＦＣネットワーク１２１内の次のノードに進んで、ステップ９２０を実行する。チェックが終わっていなければ、保守点検車輌９０１は、双曲線ＴＤＯＡ測定プロセスを再び開始するため、同じノードの別の地点に進んでステップ９１９を実行する。
上述した遅延時間データベース法及び双曲線ＴＤＯＡ法は、複合した方法において一緒にまたは続けて実施することができることに注意されたい。好ましい構成においては、漏洩源の１つないし複数の候補を同定するため、遅延時間データベース法が初めに実施される。次いで、単一の候補を確証するためまたは多くの漏洩源候補から真の漏洩源を決定するため、あるいは近傍にある新しい漏洩源候補を同定するために、双曲線ＴＤＯＡ法が用いられる。いずれの手法の実行においても、いずれの手法にも必要な情報(例えば、検出器座標及び漏洩信号時間遅延)はそれぞれの検出地点において得られる。
上述した複合方法において、例えば双曲線ＴＤＯＡ法で決定された漏洩源の地理座標は、遅延時間データベース法で同定された漏洩源候補の地理座標と比較することができる。また、例えば双曲線ＴＤＯＡ法で決定された漏洩源の地理座標は、許容値の範囲内での一致を見いだし、漏洩源候補を独立に(遅延時間データベース手法でなされた決定とは無関係に)同定するために、デバイス(またはネットワーク)データベースに格納されたネットワークデバイスまたはネットワークポイントの地理座標と比較することもできる。別のステップにおいて、独立に同定された候補は遅延時間データベース手法で同定された候補と比較される。
遅延時間データベース手法で同定された１つないし複数の漏洩源候補は、放物線が２点で交差する場合に生成され得る偽の漏洩源の場所を回避するため、双曲線ＴＤＯＡ手法において査照基準として用いることができる。双曲線測位システムにおける偽の場所(または偽目標)の問題及びこれを回避または克服する方法は、フィッツジェラルド(FizGerald)等の米国特許第５４５４７２０号に扱われている。
上述した遅延時間データベース法及び双曲線ＴＤＯＡ法はそれぞれ、以前から用いられていた、信号強度の測定に基づく三角測量法よりも正確である。これらの手法は、精度が極めて高い漏洩検出器において時間遅延の測定が達成されるから、さらに正確である。これはＱＡＭ信号の相互相関関数の狭いピーク及び、相互相関受信器１１４における長い蓄積時間(例えば２〜１０ｍ秒)のため、信号対雑音比が非常に良いという事実による。相互相関受信器１１４の蓄積時間は、ヘッドエンドにおけるサンプリングされた信号２０３の時間間隔Ｔ０(図２を見よ)と等しくするべきである。図８において、間隔Ｔ０は積分器７２４の積分期間として示される。蓄積時間Ｔ０は、上の段落[００６１]〜[００６３]に示されるように、必要な感度に依存する。実際の適用に対して、相互相関受信器１１４の感度はほぼ１２０〜１３０ｄＢｍの範囲内にあるべきである。したがって、蓄積時間は２〜１０ｍ秒とするべきである。一般に、蓄積時間Ｔ０を長くすると感度は高くなるであろうが、ヘッドエンドユニット１０２から漏洩検出器１１９へのデータパケットのサイズも大きくなるであろう。よって、蓄積時間Ｔ０は折衷により求めるべきである。
遅延時間データベース手法及び双曲線ＴＤＯＡ手法の別の利点は、１回の測定ステップで複数の漏洩源を検出することができ、無指向性アンテナを用いてそれぞれの漏洩源の場所を特定することができる能力である。
ＱＡＭ信号相互相関関数のピークの幅は、ほぼ０.２μ秒である。これは、２つの漏洩源が相互にほぼ６０ｍ離れているとしても、それぞれを検出できることを意味する。実際には、ＨＦＣネットワーク１２１の同軸ケーブル部内の伝搬時間は自由空間内より短いから、２つの漏洩源を分解できる能力はさらに高くなるであろう。もちろん、これはネットワークのトポロジー及び漏洩源の相対位置及び漏洩検出器に依存するであろう。
本発明の上述した利点も漏洩源の位置特定に必要な時間を短縮し、この結果、ユーザは大きな金銭的利益を得る。
本発明の好ましい実施形態を特に、本明細書で説明し、図面に示したが、本発明がそのような実施形態に限定されないことは当然である。添付される特許請求の範囲で定められるような、本発明の精神及び範囲を逸脱しない、多くの改変、等価形態及び適合形態が当業者には明らかであろう。
１０１ ヘッドエンド
１０２ ヘッドエンドユニット
１０３ 方向性結合器
１０４ 光ケーブル送信器
１０５，１１５ ＧＰＳアンテナ
１０６，１１６ ＧＰＳ受信器
１０７ 多チャネルデジタルダウンコンバータ
１０８ プログラマブルコンピュータ
１０９ インターネット
１１０ 無線ネットワーク
１１１ 無線ネットワークアンテナ
１１２ 無線モデム
１１３ 漏洩アンテナ
１１４ 相互相関デジタル受信器
１１７ コンピュータ
１１８ 表示スクリーン
１１９ 漏洩検出器
１２０ 漏洩源
１２１ ＨＦＣネットワーク
１２２ 光ファイバケーブル部
１２３ 光ファイバノード
１２４ 同軸ケーブル部
２０２ ＱＡＭ信号
２０４ ＱＡＭ漏洩信号
２０７ 相互相関関数

Claims (14)

  1. ＨＦＣネットワークの同軸ケーブル部から自由空間に放射されるデジタルＴＶ信号を検出するためのシステムであって、時間基準信号、タイムスタンプ及び通信リンクとともに動作し、前記デジタルＴＶ信号が光ファイバノードから前記ＨＦＣネットワークの前記同軸ケーブル部に伝送されるシステムにおいて、該システムが、
    基準ユニットおよび検出器ユニットを備え、前記基準ユニットは、
    ＴＶ基準信号として用いるために、前記デジタルＴＶ信号を前記ＨＦＣネットワークの基準ポイントから受け取るため、前記基準ポイントに接続されるように適合された入力と、
    時間基準信号及びタイムスタンプを受信する第１の受信器と、
    ＴＶ基準信号サンプルを生成するため、前記時間基準信号に対応するレートで前記ＴＶ基準信号をサンプリングするための、前記入力及び前記第１の受信器に接続される第１の信号サンプラーと、
    前記ＴＶ基準信号サンプルを受け取るために前記第１の信号サンプラーに接続され、さらに、前記タイムスタンプを受け取るために前記第１の受信器に接続され、前記タイムスタンプを前記ＴＶ基準信号サンプルと関係付けるように適合された第１のデータプロセッサと、
    前記第１のデータプロセッサに付帯し、前記ＴＶ基準信号サンプル及び前記関係付けられたタイムスタンプを、通信リンクを通して送信するために、該通信リンクとインターフェースするように適合された第１の通信インターフェースとを有し、
    前記検出器ユニットは、
    ＴＶ漏洩信号として検出するために、前記ＨＦＣネットワークの前記同軸ケーブル部から自由空間に放射される前記デジタルＴＶ信号を受信するアンテナと、
    前記時間基準信号及び前記タイムスタンプを受信する第２の受信器と、
    ＴＶ漏洩信号サンプルを生成するため、前記時間基準信号に対応するレートで前記ＴＶ漏洩信号をサンプリングするための、前記アンテナ及び前記第２の受信器に接続される第２の信号サンプラーと、
    前記ＴＶ漏洩信号サンプルを受け取るために前記第２の信号サンプラーに接続され、さらに、前記タイムスタンプを受け取るために前記第２の受信器に接続され、前記タイムスタンプを前記ＴＶ漏洩信号サンプルと関係付けるように適合された第２のデータプロセッサと、
    前記第２のデータプロセッサに付帯し、前記通信リンクからの前記ＴＶ基準信号サンプル及び前記関係付けられたタイムスタンプの受信のために前記通信リンクとインターフェースするように適合され、さらに、前記ＴＶ基準信号サンプル及び前記関係付けられたタイムスタンプを前記第２にデータプロセッサに転送するように適合された第２の通信インターフェースと、
    前記第２のデータプロセッサに接続され、前記タイムスタンプと関係付けられた前記ＴＶ基準信号サンプルの、これと同一のタイムスタンプと関係付けられた前記ＴＶ漏洩信号サンプルとの相互相関を実施して、ピークを有する相互相関関数を生成するように適合された相互相関プロセッサとを有し、
    前記ＴＶ漏洩信号は相互相関関数のピークから検出される、
    ことを特徴とするシステム。
  2. 前記第２のデータプロセッサは、前記ＴＶ基準信号サンプル及び前記ＴＶ漏洩信号サンプルを、該ＴＶ基準信号サンプル及び該ＴＶ漏洩信号サンプルが同一の前記タイムスタンプに関係付けられたと判定した後に、前記相互相関プロセッサに送信することを特徴とする請求項１記載のシステム。
  3. 前記ＨＦＣネットワークにおける前記基準ポイントが、前記光ファイバノードであることを特徴とする請求項１記載のシステム。
  4. 前記ＨＦＣネットワークがフォワードパス及びリターンパスを有する双方向通信ネットワークであり、前記デジタルＴＶ信号が前記フォワードパスのヘッドエンドから送信され、前記通信リンクが前記双方向通信ネットワークの前記リターンパスを含み、前記第１及び前記第２の通信インターフェースが前記リターンパスを用いて通信を行うよう構成されていることを特徴とする請求項１記載のシステム。
  5. 前記第１及び前記第２の受信器がＧＰＳ受信器であり、前記時間基準信号及び前記タイムスタンプがＧＰＳシステムから前記ＧＰＳ受信器により受信されることを特徴とする請求項１記載のシステム。
  6. 前記第１及び前記第２の信号サンプラーがアナログ−デジタルコンバータであることを特徴とする請求項１記載のシステム。
  7. 前記第１の通信インターフェースが前記第１のデータプロセッサ上で動作するインターネットブラウザであり、前記通信リンクがインターネット及び無線通信ネットワークを含むことを特徴とする請求項１記載のシステム。
  8. 前記第２の通信インターフェースが無線モデムを含み、前記通信リンクが無線ネットワークを含むことを特徴とする請求項１記載のシステム。
  9. 前記相互相関が周波数ドメインにおいて前記相互相関プロセッサにより実施されることを特徴とする請求項１記載のシステム。
  10. 前記周波数ドメインにおいて実施される相互相関が、前記相互相関関数を生成するために時間ドメインに変換される結果をもたらすことを特徴とする請求項９記載のシステム。
  11. ＨＦＣネットワークの同軸ケーブル部から自由空間に放射されるデジタルＴＶ信号を検出するための方法であって、時間基準信号、タイムスタンプ及び通信リンクとともに動作し、前記デジタルＴＶ信号が光ファイバノードから前記ＨＦＣネットワークの前記同軸ケーブル部に伝送される方法において、前記方法が、
    （ａ）ＴＶ基準信号として用いるために、前記デジタルＴＶ信号を前記ＨＦＣネットワークの基準ポイントから受け取る工程、
    （ｂ）時間基準信号及びタイムスタンプを受信する工程、
    （ｃ）ＴＶ基準信号サンプルを生成するため、前記時間基準信号に対応するレートで前記ＴＶ基準信号をサンプリングする工程、
    （ｄ）前記タイムスタンプを前記ＴＶ基準信号サンプルと関係付ける工程、
    （ｅ）前記ＴＶ基準信号サンプル及び前記関係付けられたタイムスタンプを、前記ＨＦＣネットワークの前記同軸ケーブル部の近傍に配備された検出器ユニットに、通信リンクを通して送信する工程、
    （ｆ）前記ＴＶ基準信号サンプル及び前記関係付けられたタイムスタンプを、前記検出器ユニットにおいて、前記通信リンクから受信する工程、
    （ｇ）ＴＶ漏洩信号として検出するために、前記ＨＦＣネットワークの前記同軸ケーブル部から自由空間に放射される前記デジタルＴＶ信号を、前記検出器ユニットにおいて受信する工程、
    （ｈ）前記時間基準信号及び前記タイムスタンプを、前記検出器ユニットにおいて受信する工程、
    （ｉ）ＴＶ漏洩信号サンプルを生成するため、前記時間基準信号に対応するレートで前記ＴＶ漏洩信号をサンプリングする工程、
    （ｊ）前記タイムスタンプを前記ＴＶ漏洩信号サンプルと関係付ける工程、及び
    （ｋ）ピークを有する相互相関関数を生成するため、前記タイムスタンプと関係付けられた前記ＴＶ基準信号サンプルの、これと同一のタイムスタンプと関係付けられたＴＶ漏洩信号サンプルとの相互相関を実施する工程であって、前記ＴＶ漏洩信号は相互相関関数のピークから検出される工程、
    を含むことを特徴とする方法。
  12. 前記ＨＦＣネットワークにおける前記基準ポイントが、前記光ファイバノードであることを特徴とする請求項１１記載の方法。
  13. フォワードパスにおいてデジタルＴＶ信号を搬送し、低周波数リターンパスを有する、双方向ＨＦＣネットワークにおける低周波数流合源を検出する方法であって、前記低周波数流合源が前記低周波数リターンパスへの低周波数流合を可能にし、時間基準信号、タイムスタンプ及び通信リンクとともに動作する方法において、該方法が、
    （ａ）前記フォワードパスにおいて、低ＶＨＦ帯に中心周波数を有する、デジタルＴＶ信号を受信し、ＴＶ基準信号として用いるための前記デジタルＴＶ信号を選択する工程、
    （ｂ）時間基準信号及びタイムスタンプを受信する工程、
    （ｃ）ＴＶ基準信号サンプルを生成するため、前記時間基準信号に対応するレートで前記ＴＶ基準信号をサンプリングする工程、
    （ｄ）前記タイムスタンプを前記ＴＶ基準信号サンプルに関係付ける工程、
    （ｅ）前記ＴＶ基準信号サンプル及び前記関係付けられたタイムスタンプを、前記双方向ＨＦＣネットワークの近傍に配備された検出器ユニットに、通信リンクを通して送信する工程、
    （ｆ）前記通信リンクから前記ＴＶ基準信号サンプル及び前記関係付けられたタイムスタンプを、前記検出器ユニットにおいて受信する工程、
    （ｇ）ＴＶ流出信号として検出するため、前記低周波数流合源から自由空間に放射される前記デジタルＴＶ信号を、前記検出器ユニットにおいて受信する工程、
    （ｈ）前記時間基準信号及び前記タイムスタンプを、前記検出器ユニットにおいて受信する工程、
    （ｉ）ＴＶ流出信号サンプルを生成するため、前記時間基準信号に対応するレートで前記ＴＶ流出信号をサンプリングする工程、
    （ｊ）前記タイムスタンプを前記ＴＶ流出信号サンプルに関係付ける工程、及び
    （ｋ）ピークを有する相互相関関数を生成するため、前記タイムスタンプと関係付けられた前記ＴＶ基準信号サンプルの、これと同一のタイムスタンプと関係付けられた前記ＴＶ流出信号サンプルとの相互相関を実施する工程、及び
    （ｌ）前記相互相関関数のピークから前記ＴＶ流出信号を検出する工程であって、前記ＴＶ流出信号の検出が前低周波数流合源の検出を示す工程、
    を含むことを特徴とする方法。
  14. 前記工程（ａ）において受信される前記デジタルＴＶ信号が、チャネル２（５４〜６０ＭＨｚ）内の中心周波数を有することを特徴とする請求項１３記載の方法。
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