JP5645254B2 - 半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子を調光点灯させる半導体発光素子の点灯装置及びそれを用いた照明器具に関するものである。

特許文献１（特開２０１０−１９８７６０号公報）によれば、いわゆる連続モードで動作する降圧チョッパ回路をそのスイッチング周波数よりも低い周波数で間欠的に発振停止させ、出力段の平滑コンデンサに得られた直流出力により発光ダイオードを調光点灯する装置が開示されている。降圧チョッパ回路の制御回路は、スイッチング素子に流れる電流が所定値に達すると、スイッチング素子をオフ制御するピーク検出機能を備えており、スイッチング周波数は固定されていた。

特開２０１０−１９８７６０号公報（００４５−００５８、図８、図９、図２（ｃ），（ｄ））

上述の特許文献１の技術では、降圧チョッパ回路の制御回路として、間欠的に発振を停止させる調光制御用のＰＷＭ端子を備える制御用ＩＣが使用されている。このような制御用ＩＣは、例えば、液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）のバックライト用のＬＥＤドライバーとして市販されている。しかしながら、一般的なスイッチング電源回路の制御用ＩＣのすべてが、調光制御用のＰＷＭ端子を備えているわけではない。例えば、比較的安価に入手可能な力率改善回路の制御用ＩＣでは、元々調光用途ではないので、調光制御用のＰＷＭ端子は備えていない。

そこで、本来は調光用途ではない力率改善回路の制御用ＩＣを用いた場合であっても、外付けの周辺回路を工夫することで、調光制御用のＰＷＭ端子を備える制御用ＩＣと同等の機能を実現できれば、安価に調光点灯機能を実現できると考えられる。

本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、スイッチング素子のオン時にインダクタンス要素に流れる電流が所定値に達するとスイッチング素子をオフ制御し、スイッチング素子のオフ時にタイマ手段が計時を終了するとスイッチング素子をオン制御する半導体発光素子の点灯装置において、簡単な構成で半導体発光素子を精度良く調光点灯せしめる回路手段を提案することを課題とする。

本願の別の第１発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と；前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタＬ１と；前記インダクタＬ１から放出される電流を半導体発光素子４に供給するダイオードＤ１と；前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段（抵抗Ｒ１）と；前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時間を計測するタイマ手段（オフ時間設定回路８）と；前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達すると前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に、前記タイマ手段が所定のオフ時間を計測し終えると前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御手段（制御用集積回路７）とを備える半導体発光素子の点灯装置において、前記タイマ手段が所定のオフ時間を計測し終える動作を低周波で間欠的に阻止することにより前記半導体発光素子４を調光することを特徴とするものである。

本願の別の第２発明は、上記第１発明において、前記タイマ手段はＣＲ時定数回路（抵抗Ｒ８、Ｒ９とコンデンサＣ５、Ｃ６）を備え、該ＣＲ時定数回路のコンデンサＣ５、Ｃ６の電圧を固定することにより、前記タイマ手段が所定のオフ時間を計測し終える動作を阻止することを特徴とする。
本願の別の第３発明は、同じ課題を解決するために、図１に示すように、直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と；前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタＬ１と；前記インダクタＬ１から放出される電流を半導体発光素子４に供給するダイオードＤ１と；前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段（抵抗Ｒ１）と；前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時間を計測するタイマ手段（オフ時間設定回路８）と；前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達すると前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に、前記タイマ手段が所定のオフ時間を計測し終えると前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御手段（制御用集積回路７）とを備える半導体発光素子の点灯装置において、前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達した状態を低周波で間欠的に形成することにより前記半導体発光素子４を調光し、前記所定値を低周波で間欠的にゼロ以下に低下させることにより、前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達した状態を低周波で間欠的に形成することを特徴とする。

請求項１の発明は、同じ課題を解決するために、図１に示すように、直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と；前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタＬ１と；前記インダクタＬ１から放出される電流を半導体発光素子４に供給するダイオードＤ１と；前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段（抵抗Ｒ１）と；前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時間を計測するタイマ手段（オフ時間設定回路８）と；前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達すると前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に、前記タイマ手段が所定のオフ時間を計測し終えると前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御手段（制御用集積回路７）とを備える半導体発光素子の点灯装置において、前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達した状態を低周波で間欠的に形成することにより前記半導体発光素子４を調光し、前記電流検出手段により検出される電流値に前記所定値よりも大きな電流値を低周波で間欠的に重畳させることにより、前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達した状態を低周波で間欠的に形成することを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１に記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記タイマ手段が所定のオフ時間を計測し終える動作を低周波で間欠的に阻止する制御を同時に実施することを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１または２に記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記低周波に同期して前記スイッチング素子Ｑ１の制御電極を短絡させることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記タイマ手段が計測する所定のオフ時間は、前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーが前記スイッチング素子のオフ時に放出を完了されるまでの時間よりも短く設定されていることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具である（図７）。

本発明によれば、スイッチング素子に流れる電流が所定値に達するとスイッチング素子をオフ制御すると共に、スイッチング素子がオフされた後、タイマ手段が所定のオフ時間を計測し終えるとスイッチング素子をオン制御する制御手段を備える半導体発光素子の点灯装置において、前記タイマ手段が所定のオフ時間を計測し終える動作を低周波で間欠的に阻止するか、あるいは、スイッチング素子に流れる電流の検出値が所定値に達した状態を低周波で間欠的に形成することにより、半導体発光素子に流れる電流を簡単な構成で精度良く調整することができ、精度の高い調光制御が可能な半導体発光素子の点灯装置を安価に実現できる。

本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。 本発明の実施形態１の点灯装置に用いる制御用集積回路の内部構成を簡略化して示した回路図である。 本発明の実施形態１の点灯装置を用いたＬＥＤ調光点灯装置の全体構成を示すブロック回路図である。 本発明の実施形態２の点灯装置の回路図である。 本発明の実施形態３の点灯装置の回路図である。 本発明を適用できる各種のスイッチング電源回路の回路図である。 本発明の実施形態６の照明器具の概略構成を示す断面図である。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。この点灯装置は、電源コネクタＣＯＮ１と出力コネクタＣＯＮ２を備えている。電源コネクタＣＯＮ１には商用交流電源（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）が接続される。出力コネクタＣＯＮ２には、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子４が接続される。半導体発光素子４は複数個のＬＥＤを直列または並列または直並列接続したＬＥＤモジュールであっても良い。

電源コネクタＣＯＮ１には、電流フューズＦＵＳＥとフィルタ回路２ａを介して直流電源回路２ｂが接続されている。フィルタ回路２ａは、サージ電圧吸収素子ＺＮＲ、フィルタコンデンサＣａ，Ｃｂ及びコモンモードチョークコイルＬＦで構成されている。直流電源回路２ｂは、ここでは全波整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ１よりなる整流平滑回路を図示しているが、昇圧チョッパ回路を用いた力率改善回路であっても良い。

直流電源回路２ｂの出力端には、降圧チョッパ回路３が接続されている。降圧チョッパ回路３は、直流電流により点灯する半導体発光素子４に対して直列に接続されるインダクタＬ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と直流電源回路２ｂの出力との間に直列に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と並列に接続されて、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に前記インダクタＬ１の蓄積エネルギーを前記半導体発光素子４に放出する方向に接続された回生ダイオードＤ１とを備えている。また、前記半導体発光素子４と並列に出力コンデンサＣ２が接続されている。この出力コンデンサＣ２は、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフによる脈動成分を平滑化して前記半導体発光素子４に平滑化された直流電流が流れるように容量を設定されている。

スイッチング素子Ｑ１は制御回路５により高周波でオンオフ駆動される。制御回路５は制御用集積回路７とその周辺回路よりなる。制御用集積回路７として、ここではＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いている。このチップ（Ｌ６５６２）は、本来は、ＰＦＣ回路（力率改善制御用の昇圧チョッパ回路）の制御用ＩＣであり、内部に乗算回路など、降圧チョッパ回路の制御には余分な構成要素を含んでいる。その反面、入力電流の平均値を入力電圧の包絡線と相似形とする制御のために、入力電流のピーク値を制御する機能と、ゼロクロス制御機能を１チップ内に具備しており、これらの機能を降圧チョッパ回路の制御に転用している。

図２は本実施形態に用いる制御用集積回路７の内部構成を簡略化して示している。１番ピン（ＩＮＶ）は内蔵の誤差増幅器（エラーアンプ）ＥＡの反転入力端子、２番ピン（ＣＯＭＰ）は誤差増幅器ＥＡの出力端子、３番ピン（ＭＵＬＴ）は乗算回路７２の入力端子、４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子、５番ピン（ＺＣＤ）はゼロクロス検出端子、６番ピン（ＧＮＤ）はグランド端子、７番ピン（ＧＤ）はゲートドライブ端子、８番ピン（Ｖｃｃ）は電源端子である。

電源端子Ｖｃｃとグランド端子ＧＮＤの間に所定電圧以上の制御電源電圧が供給されると、制御電源７１により基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２が生成されると共に、集積回路内部の各回路が動作可能となる。スタータ７３により電源投入時にはフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにスタートパルスが供給されて、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路７４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。

７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなると、図１の抵抗Ｒ３、Ｒ２で分圧されたゲート駆動電圧がＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に印加される。抵抗Ｒ１は電流検出用の小抵抗であるので、ゲート・ソース間の駆動電圧には殆ど影響しない。

スイッチング素子Ｑ１がオンになると、コンデンサＣ１の正極から出力コンデンサＣ２、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１の負極へ電流が流れる。このとき、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流ｉは、インダクタＬ１が磁気飽和しない限り略直線的に上昇する電流となる。この電流は抵抗Ｒ１により検出されて、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の分圧回路を介して制御用集積回路７の４番ピン（ＣＳ）に入力される。

制御用集積回路７の４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子であり、その電圧は、ＩＣ内部の４０ＫΩと５ｐＦのノイズフィルタを介してコンパレータＣＰ１の＋入力端子に印加される。コンパレータＣＰ１の−入力端子には基準電圧が印加されている。この基準電圧は１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１と３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３により決定される。

チョッパ電流検出端子ＣＳの電圧が基準電圧を超えると、コンパレータＣＰ１の出力がＨｉｇｈレベルとなり、フリップフロップＦＦ１のリセット入力端子Ｒにリセット信号が入力される。これによりフリップフロップＦＦ１のＱ出力はＬｏｗレベルとなる。このとき、駆動回路７４は７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）から電流を引き込むように動作するので、図１のダイオードＤ２がオンとなり、抵抗Ｒ４を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電荷が引き抜かれて、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１は速やかにオフとなる。

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積されていた電磁エネルギーが回生ダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣ２に放出される。このとき、インダクタＬ１の両端電圧は出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２にクランプされるので、インダクタＬ１の電流ｉは略一定の傾き（ｄｉ／ｄｔ≒−Ｖｃ２／Ｌ１）で減少して行く。

コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いときには、インダクタＬ１の電流ｉは急速に減衰し、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が低いときには、インダクタＬ１の電流ｉは緩慢に減衰する。したがって、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値が一定であっても、インダクタＬ１の電流ｉが消失するまでの時間は変化する。その所要時間はコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いほど短く、低いほど長い。

いわゆる臨界モードで動作する降圧チョッパ回路では、インダクタＬ１に２次巻線を設けて、その２次巻線電圧が消失するタイミングを検出することで、インダクタＬ１の電流ｉが流れ終わるタイミングを検出し、そのタイミングでスイッチング素子Ｑ１をオンさせている。

一方、図１の回路では、ゼロクロス検出用のインダクタＬ１の２次巻線を省略しており、代わりにオフ時間設定回路８を設けている。このオフ時間設定回路８は、コンデンサＣ５，Ｃ６の直列回路と、コンデンサＣ５，Ｃ６にそれぞれ並列に接続された抵抗Ｒ８，Ｒ９と、コンデンサＣ５，Ｃ６の直列回路に充電電流を流すためのダイオードＤ３よりなる。コンデンサＣ６の電圧は、制御用集積回路７の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）に入力されている。

スイッチング素子Ｑ１のオン期間中は、制御用集積回路７の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなるから、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ５，Ｃ６の直列回路が充電される。その充電電圧は、過渡的にはコンデンサＣ５，Ｃ６の分圧比で決まり、定常的には抵抗Ｒ８，Ｒ９の分圧比で決まることになるが、ここではコンデンサＣ５，Ｃ６の分圧比と抵抗Ｒ８，Ｒ９の分圧比は同じとする。そうすると、スイッチング素子Ｑ１がオンした瞬間に、制御用集積回路７の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）は、７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）のゲートドライブ電圧Ｖｇを所定の分圧比ｋ（０＜ｋ＜１）で分圧した初期設定電圧ｋ×Ｖｇとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフする瞬間まで、その初期設定電圧に維持される。

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、ダイオードＤ３が逆バイアスされて遮断状態となるので、コンデンサＣ５の電荷は抵抗Ｒ８を介して放電され、コンデンサＣ６の電荷は抵抗Ｒ９を介して放電される。制御用集積回路７の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）の電圧は、上述の初期設定電圧ｋ×Ｖｇを起点として、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ９の時定数により指数関数的に減衰する電圧となる。スイッチング素子Ｑ１がオフした後、所定の時間が経過した時点で、５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）により擬似的にゼロクロスが検出されて、スイッチング素子Ｑ１は再度オンとなる。

したがって、図１の構成では、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は、コンデンサＣ５，Ｃ６と抵抗Ｒ８，Ｒ９の定数で決まる固定時間となる。このため、負荷に応じてオフ時間を設定しても、負荷が異なると、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流に休止期間が生じる不連続モードとなったり、チョッパ電流に休止期間が生じない連続モードとなったりする。本実施形態では、チョッパ電流に休止期間が生じない連続モードとなるように、負荷に応じてオフ時間を設定しているものとする。

制御用集積回路７の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）には、ゼロクロス検出用のコンパレータＣＰ２の−入力端子が接続されている。コンパレータＣＰ２の＋入力端子にはゼロクロス検出用の基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加されている。５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）に印加される電圧がゼロクロス検出用の基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも低下すると、コンパレータＣＰ２の出力がＨｉｇｈレベルとなり、ＯＲゲートを介してフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにセットパルスが供給され、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路７４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。以下、同じ動作を繰り返す。

このようにして出力コンデンサＣ２にはコンデンサＣ１の出力電圧を降圧した直流電圧が得られる。この直流電圧は出力コネクタＣＯＮ２を介して半導体発光素子４に供給される。半導体発光素子４として発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いた場合、ＬＥＤの順電圧をＶｆ、直列個数をｎ個とすると、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は略ｎ×Ｖｆにクランプされる。

なお、制御電源回路６の詳しい構成については限定しないが、ここでは平滑コンデンサＣ３とその電圧を規制するツェナーダイオードＺＤ１を備えている。最も簡単な例では、コンデンサＣ１の正極から高抵抗を介してコンデンサＣ３の正極に充電電流を供給する構成でも構わない。より効率の良い電源供給手段としては、定常時にインダクタＬ１の２次巻線（図示せず）からコンデンサＣ３を充電するような構成を採用しても良い。

次に、調光機能について説明する。本発明の点灯装置においては、高周波のチョッパ動作を低周波のＰＷＭ信号に応じて間欠的に停止させることにより、ＰＷＭ信号のデューティに応じた出力電流を半導体発光素子４に供給することで調光機能を実現している。

そのために、図１の回路では、スイッチング素子Ｑ１の制御電極とグランドの間にスイッチング素子Ｑ２を接続し、このスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖ２を低周波のＰＷＭ信号に応じて制御するか、または、制御用集積回路７の１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１、または３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３、または４番ピン（ＣＳ）の印加電圧Ｖ４、または５番ピン（ＺＣＤ）の印加電圧Ｖ５のいずれかを低周波のＰＷＭ信号に応じて制御している。これらの手段は２つ以上を組み合わせて実施しても良いし、いずれか１つを選択して実施しても良い。

以下、それぞれの手段について個別に説明する。
まず、スイッチング素子Ｑ２を低周波のＰＷＭ信号に応じてオン／オフ制御する場合について説明する。低周波のＰＷＭ信号は、例えば、１ｋＨｚの矩形波電圧信号であり、１周期中のＬｏｗレベルの期間が長いほど調光出力が大きくなるような調光信号である。この種のＰＷＭ信号は、蛍光灯の調光点灯装置の分野において広く用いられており、図３に示すように、点灯装置１のコネクタＣＯＮ３を介して調光信号線から供給され、整流回路５ａ、絶縁回路５ｂ、波形整形回路５ｃを介して、制御回路５に入力される。

ここでは、低周波のＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖ２としており、ゲート電圧Ｖ２がＨｉｇｈレベルのとき、スイッチング素子Ｑ２はオンとなり、スイッチング素子Ｑ１の制御電極とグランドの間を短絡させる。また、ゲート電圧Ｖ２がＬｏｗレベルのとき、スイッチング素子Ｑ２はオフ（高インピーダンス状態）となり、接続されていないのと同じ状態となる。

スイッチング素子Ｑ２がオンされている間は、抵抗Ｒ３とスイッチング素子Ｑ２の接続点が常にＬｏｗレベルとなる。したがって、制御用集積回路７の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）が高周波でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替わっても、そのゲートドライブ出力は抵抗Ｒ３で消費されることになり、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態に維持される。また、スイッチング素子Ｑ２がオフされている場合、制御用集積回路７の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）が高周波でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替わるのに応じて、スイッチング素子Ｑ１がオン／オフに切り替わるので、通常のチョッパ動作となる。

したがって、チョッパ動作期間とチョッパ動作停止期間の比率は、ＰＷＭ信号のＬｏｗレベル期間とＨｉｇｈレベル期間の比率と一致することになる。チョッパ動作期間ではピーク値が一定の電流が供給され、チョッパ動作停止期間では電流供給が停止されるので、結局、ＰＷＭ信号の１周期に対するＬｏｗレベル期間の割合に応じた電流が半導体発光素子４に供給されることになる。これにより精度の高い調光が可能となる。

次に、制御用集積回路７の１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１を低周波のＰＷＭ信号に応じて制御する場合について説明する。スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は、１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１が高くなるほど低くなるように制御される。そこで、例えば、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１を高く設定し、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１の印加電圧Ｖ１を低く設定する。印加電圧Ｖ１が高い期間では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値が低く制御され、印加電圧Ｖ１が低い期間では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値が高く制御されるので、各期間の比率を変えることにより、調光が可能となる。

次に、制御用集積回路７の３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３を低周波のＰＷＭ信号に応じて制御する場合について説明する。スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は、３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３が高くなるほど高くなるように制御される。そこで、例えば、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３を低く設定し、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３を高く設定する。印加電圧Ｖ３が高い期間では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値が高く制御され、印加電圧Ｖ３が低い期間では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値が低く制御されるので、各期間の比率を変えることにより、調光が可能となる。

次に、制御用集積回路７の４番ピン（ＣＳ）の印加電圧Ｖ４を低周波のＰＷＭ信号に応じて制御する場合について説明する。上述のように、４番ピン（ＣＳ）の印加電圧Ｖ４が内部の基準電圧（コンパレータＣＰ１の−入力端子の印加電圧）よりも高くなると、スイッチング素子Ｑ１はオフ制御される。そこで、例えば、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、４番ピン（ＣＳ）の印加電圧Ｖ４が前記基準電圧に早く到達するように制御する。具体的な手段としては、ダイオードＤ４、抵抗Ｒ４１を介して抵抗Ｒ１２に直流電流を重畳させることにより、４番ピン（ＣＳ）の検出電圧を擬似的に増加させて、４番ピン（ＣＳ）の印加電圧Ｖ４が前記基準電圧に早く達するように制御する。この場合、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は通常よりも低くなる。また、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、ダイオードＤ４を介する重畳電流を除去することにより、通常の動作に戻す。このように制御すれば、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は通常よりも低くなり、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は通常の値に戻る。これにより、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルの期間と、Ｈｉｇｈレベルの期間の比率に応じて、調光が可能となる。

また、極端な場合として、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、４番ピン（ＣＳ）の印加電圧Ｖ４が前記基準電圧（コンパレータＣＰ１の−入力端子の印加電圧）よりも常に高くなるように制御しても良い。その場合、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は略ゼロとなるから、実質的にはチョッパ動作が停止することになる。

次に、制御用集積回路７の５番ピン（ＺＣＤ）の印加電圧Ｖ５を低周波のＰＷＭ信号に応じて制御する場合について説明する。上述のように、５番ピン（ＺＣＤ）の印加電圧Ｖ５が立ち下がることで、スイッチング素子Ｑ１が再度オン制御される。そこで、例えば、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、５番ピン（ＺＣＤ）の印加電圧Ｖ５が立ち下がらないように制御する。具体的な手段としては、ダイオードＤ５と抵抗Ｒ５１を介して直流電圧を重畳させて、コンデンサＣ５、Ｃ６の接続点（５番ピン）の電圧を計時終了前の電圧に固定する。また、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、ダイオードＤ５を介する重畳電圧を除去することにより、通常の動作に戻す。このように制御すれば、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、スイッチング素子Ｑ１はオンしなくなり、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、スイッチング素子Ｑ１がオン／オフ制御される。これにより、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルの期間と、Ｈｉｇｈレベルの期間の比率に応じて、調光が可能となる。

図１の点灯装置を組み込んだＬＥＤ調光点灯装置１の全体構成を図３に示した。電源回路２は上述のフィルタ回路２ａと直流電源回路２ｂを含んで構成されている。コンデンサＣｃ、Ｃｄは回路グランド（コンデンサＣ１の負極）を高周波的に器具シャーシに接続するためのコンデンサである。ＣＯＮ１は商用交流電源Ｖｓに接続される電源コネクタ、ＣＯＮ２はリード線４４を介して半導体発光素子４に接続される出力コネクタ、ＣＯＮ３は調光信号線を接続するためのコネクタである。調光信号線には、例えば、周波数が１ｋＨｚ、振幅が１０Ｖのデューティ可変の矩形波電圧信号よりなる調光信号が供給されている。

コネクタＣＯＮ３に接続された整流回路５ａは、調光信号線の配線を無極性化するための回路であり、調光信号線を逆接続しても正常に動作するようになっている。つまり、入力された調光信号を全波整流器ＤＢ１で全波整流し、抵抗等のインピーダンス要素Ｚ１を介してツェナーダイオードＺＤの両端に矩形波電圧信号を得ている。絶縁回路５ｂはフォトカプラＰＣ１を備え、調光信号線と点灯装置を絶縁しながら、矩形波電圧信号を伝達している。波形整形回路５ｃは絶縁回路５ｂのフォトカプラＰＣ１から出力された信号を波形整形して、ＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルの明確なＰＷＭ信号として出力する回路である。調光信号線を介して長い距離を伝送されて来た矩形波電圧信号は、波形が歪んでいるので、波形整形回路５ｃを設けている。

従来のインバータ式の蛍光灯調光点灯装置では、波形整形回路５ｃの後にさらにＣＲ積分回路（平滑回路）のようなローパスフィルタ回路を設けて、アナログの調光電圧を生成し、その調光電圧に応じてインバータの周波数などを可変制御しているが、本実施形態では、波形整形後のＰＷＭ信号をそのまま制御回路５（図１参照）に入力している。制御回路５では、ＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルの期間では、降圧チョッパ回路３のチョッパ動作を停止させ、ＰＷＭ信号がＬｏｗレベルの期間では、降圧チョッパ回路３のチョッパ動作を許可することにより、降圧チョッパ回路３の出力コンデンサＣ２で平滑化されて半導体発光素子４に供給される直流電流の大きさを調整している。つまり、制御回路５と降圧チョッパ回路３がＰＷＭ信号を平滑化するローパスフィルタ回路として機能していることになる。

なお、調光信号線が断線したり、コネクタＣＯＮ３の接続が外れると、ＰＷＭ信号は常にＬｏｗレベルとなるが、その場合には、降圧チョッパ回路３のチョッパ動作は常に許可されるので、半導体発光素子４は全点灯状態となる。

（実施形態２）
上述の実施形態１では、力率改善回路の制御用ＩＣに周辺回路を付加することにより、ＰＷＭ調光を実現する構成について説明したが、図４に示すように、汎用ロジックＩＣを用いてオフ時間タイマー回路を構成し、これに間欠的な発振停止機能とピーク電流検出機能を付加しても良い。主回路の構成は、図１と同じである。

図４の回路では、シュミットインバータＧ１によりタイマー回路を構成している。シュミットインバータは入力しきい値電圧にヒステリシス特性を有しており、上側しきい値Ｖｔｈ１と下側しきい値Ｖｔｈ２の差は、電源電圧Ｖｃｃの２０％程度である。

シュミットインバータＧ１の入出力間に接続された抵抗Ｒｔと入力端に接続されたコンデンサＣｔの時定数によりスイッチング素子Ｑ１のオフ時間（及び最大オン時間）を設定している。シュミットインバータＧ１の出力は、５個のシュミットインバータＧ２〜Ｇ６を並列接続して成るドライバー回路により論理を反転されて、スイッチング素子Ｑ１のゲート電極に入力されている。

コンデンサＣｔの両端には、低周波のＰＷＭ信号によりオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ２が並列接続されている。低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのとき、スイッチング素子Ｑ２がオンすることにより、コンデンサＣｔの電圧はゼロに固定されている。このとき、シュミットインバータＧ１の出力は常にＨｉｇｈレベル、シュミットインバータＧ２〜Ｇ６の出力は常にＬｏｗレベルとなるから、スイッチング素子Ｑ１は常にオフ状態となる。この期間は降圧チョッパ回路の発振停止期間に相当する。

次に、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子Ｑ２がオフされると、コンデンサＣｔの両端は開放される。このとき、シュミットインバータＧ１の出力はＨｉｇｈレベルとなっているから、抵抗Ｒｔを介してコンデンサＣｔが充電される。その充電電圧がシュミットインバータＧ１の上側しきい値Ｖｔｈ１よりも高くなると、シュミットインバータＧ１の出力は反転してＬｏｗレベルとなる。このため、シュミットインバータＧ２〜Ｇ６の出力はＨｉｇｈレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１はオン状態となる。

スイッチング素子Ｑ１がオン状態のとき、シュミットインバータＧ１の出力はＬｏｗレベルとなるから、コンデンサＣｔは抵抗Ｒｔを介して放電される。その充電電圧がシュミットインバータＧ１の下側しきい値Ｖｔｈ２（＜Ｖｔｈ１）よりも低くなると、シュミットインバータＧ１の出力は反転してＨｉｇｈレベルとなる。このため、シュミットインバータＧ２〜Ｇ６の出力はＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態となる。これにより、スイッチング素子Ｑ１の最大オン時間が規定される。

スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間中、インダクタＬ１を介して漸増電流が流れることにより、電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧は直線的に上昇する。その電圧がトランジスタＴｒ１のオン電圧に達すると、抵抗Ｒｔを介する放電電流に加えてトランジスタＴｒ１を介してもコンデンサＣｔの電荷が放電されて、その充電電圧がシュミットインバータＧ１の下側しきい値Ｖｔｈ２（＜Ｖｔｈ１）よりも低くなると、シュミットインバータＧ１の出力は反転してＨｉｇｈレベルとなる。このため、シュミットインバータＧ２〜Ｇ６の出力はＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態となる。この場合、最大オン時間よりも前にスイッチング素子Ｑ１がオフされることになる。なお、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランジスタＴｒ１もオフすることにより、次回は下側しきい値Ｖｔｈ２からコンデンサＣｔの充電が再開される。

以下、同じ動作を繰り返し、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルである間、スイッチング素子Ｑ１が高周波でオンオフされる。スイッチング素子Ｑ１のオン期間中のピーク電流は、電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧によりトランジスタＴｒ１がオンされる電流値以内に制限される。また、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は、コンデンサＣｔの充電電圧が下側しきい値Ｖｔｈ２から上側しきい値Ｖｔｈ１に上昇するまでに要する時間により決定される。

さらに、コンデンサＣｔをスイッチング素子Ｑ２により低周波で間欠的に短絡せしめることにより、間欠的に発振を停止させることができ、これにより調光動作が可能となる。

なお、図４において、スイッチング素子Ｑ２は他のＩＣ（例えば、調光用マイコン）のオープンドレイン出力またはオープンコレクタ出力であっても良い。

（実施形態３）
上述の実施形態２では、時定数設定用の抵抗Ｒｔ、コンデンサＣｔとシュミットインバータＧ１によりオフ時間タイマーと最大オン時間タイマーを兼用していたが、図５のように構成すれば、最大オン時間の制限は無くなり、オフ時間タイマーのみとなる。

この回路は、インダクタンス要素Ｌ１と直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１と直列に接続された電流検出抵抗Ｒ１と、電流検出抵抗Ｒ１に制御電極を接続されたトランジスタＴｒ１と、前記トランジスタＴｒ１と並列に接続されたコンデンサＣｔと、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数に比べて十分に低い周波数の矩形波電圧信号を出力する調光回路９と、調光回路９から出力される矩形波電圧信号により前記コンデンサＣｔを充電する抵抗Ｒｔと、コンデンサＣｔの充電電圧が第１のしきい値Ｖｔｈ１よりも高くなると、前記スイッチング素子Ｑ１をオン状態とし、コンデンサＣｔの充電電圧が第１のしきい値Ｖｔｈ１よりも低い第２のしきい値Ｖｔｈ２よりも低くなると、前記スイッチング素子Ｑ１をオフ状態とする電圧比較回路１０（シュミットインバータＧ１〜Ｇ５）とを備えている。

調光回路９は、シュミットインバータＧ６と抵抗Ｒｔ２、コンデンサＣｔ２よりなる無安定発振回路であり、低周波（１００Ｈｚ〜数ｋＨｚ）の矩形波電圧信号（ＰＷＭ信号）を出力する。その周波数は抵抗Ｒｔ２と可変抵抗ＶＲ１及びコンデンサＣｔ２の時定数により決定され、デューティは可変抵抗ＶＲ１の中点位置の設定により決まる。

調光回路９から出力される矩形波電圧信号がＨｉｇｈレベルのとき、コンデンサＣｔは抵抗Ｒｔを介して充電される。その充電電圧が第１のしきい値Ｖｔｈよりも高くなると、電圧比較回路１０の出力はＨｉｇｈレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１はオン状態となる。すると、インダクタＬ１を介して漸増する電流がスイッチング素子Ｑ１に流れて、電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧は直線的に上昇する。電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧がトランジスタＴｒ１のオン電圧を越えると、トランジスタＴｒ１がオン状態となり、抵抗Ｒｔを介する充電電流をバイパスすると共に、コンデンサＣｔの電荷を放電させる。コンデンサＣｔの充電電圧が第１のしきい値Ｖｔｈ１よりも低い第２のしきい値Ｖｔｈ２よりも低くなると、電圧比較回路１０の出力はＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態となる。すると、電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧は消失し、トランジスタＴｒ１はオフ状態となる。このため、コンデンサＣｔは再び抵抗Ｒｔを介して充電されて、以下、同じ動作を繰り返す。

スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は、電流検出抵抗Ｒ１の抵抗値とトランジスタＴｒ１のオン電圧により規定され、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は抵抗ＲｔとコンデンサＣｔの充電時定数により規定される。

調光回路９から出力される矩形波電圧信号がＬｏｗレベルのときは、コンデンサＣｔを充電する経路が無くなるので、抵抗Ｒｔを介してコンデンサＣｔの電荷は放電され、その充電電圧が第２のしきい値Ｖｔｈ２よりも常に低くなることで、電圧比較回路１０の出力は常にＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態に維持される。なお、コンデンサＣｔの電荷放電用のダイオードを抵抗Ｒｔと並列に接続しておいても良い。

本実施形態においては、調光回路９から出力される矩形波電圧信号（ＰＷＭ信号）が低周波で間欠的にＬｏｗレベルとなることで、抵抗ＲｔとコンデンサＣｔよりなるオフ時間タイマー回路が計時終了（タイムアップ）となることが間欠的に阻止される（請求項１、２）。

電圧比較回路１０の構成は限定されるものではなく、実施形態２、３のように、シュミットインバータを縦続接続して構成しても良いし、オペアンプを用いてヒステリシスコンパレータを構成しても良い。

調光回路９は、図示された構成に限定されるものではなく、例えば、調光用のマイコンであっても良く、２値出力ポートから低周波（１００Ｈｚ〜数ｋＨｚ）のＰＷＭ信号をプログラムにより出力する構成としても構わない。

なお、図示された調光回路９では、可変抵抗ＶＲ１の中点が制御電源電圧Ｖｃｃに接続されているとき、シュミットインバータＧ６の出力は常にＬｏｗレベルとなり、コンデンサＣｔは充電されないから、常に発振停止状態となり、半導体発光素子４は消灯状態となる。反対に、可変抵抗ＶＲ１の中点がグランドに接続されているとき、シュミットインバータＧ６の出力は常にＨｉｇｈレベルとなるから、常に発振状態となり、半導体発光素子４は全点灯状態となる。

実施形態２、３で用いたシュミットインバータＧ１〜Ｇ６は、６個が１チップに集積されたＩＣが安価に市販されている。

（実施形態４）
上述の各実施形態では、降圧チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ１が低電位側に配置されている回路例について説明したが、図６（ａ）に示すように、降圧チョッパ回路３ａのスイッチング素子Ｑ１が高電位側に配置されている場合であっても本発明を適用できることは言うまでもない。

また、図６（ｂ）〜（ｅ）に示すような各種のスイッチング電源回路に本発明を適用することもできる。図６（ｂ）は昇圧チョッパ回路３ｂ、図６（ｃ）はフライバックコンバータ回路３ｃ、図６（ｄ）は昇降圧チョッパ回路３ｄ、図６（ｅ）はフォワードコンバータ回路３ｅの例である。

いずれのスイッチング電源回路も、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタンス要素（Ｌ１またはＴ１）に流れる電流が所定値に達するとスイッチング素子Ｑ１をオフ制御し、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にタイマ手段が計時を終了するとスイッチング素子Ｑ１をオン制御する制御回路を備える場合に、実施形態１〜３と同様の制御により、簡単且つ安価に調光機能を実現することができる。

（実施形態５）
以上の実施形態では、ＰＷＭ信号として１ｋＨｚの矩形波電圧信号を用いる場合を例示したが、これに限定されるものではない。例えば、位相制御された交流電圧を全波整流した後、波形整形した電圧信号を低周波のＰＷＭ信号として用いても構わない。

ＰＷＭ信号の周波数は、１００Ｈｚ以上２ｋＨｚ以下の範囲に設定することが好ましい。ＰＷＭ信号の周波数が１００Ｈｚよりも低くなると、光出力のちらつきが人間の目に感じられてしまう。反対に、ＰＷＭ信号の周波数が２ｋＨｚよりも高くなると、調光を深くしたときに、ＰＷＭ信号の１周期中でスイッチング素子Ｑ１がオンオフ動作する発振期間の長さが短くなるので、その発振期間中に含まれるスイッチング素子Ｑ１のオンパルス数を細かく制御できなくなり、オンパルス数が離散的に変化することで、調光の分解能が低下することになる。

ＰＷＭ信号の周波数が可聴周波数（特に１ｋＨｚ等の耳障りな周波数）である場合、チョッパ用のインダクタＬ１から、ピーという高い騒音が発生するので、インダクタのコアーとボビンを接着するとか、ワニスで固める等の対策を行うと良い。

ところで、上述の各実施形態では、半導体発光素子４と並列に出力コンデンサＣ２を備えているので、スイッチング素子Ｑ１の高周波スイッチング動作をＰＷＭ信号に応じて低周波で間欠的に停止させても、半導体発光素子４に流れる直流電流は、低周波リップルの少ない平滑化された電流となっている。つまり、半導体発光素子４はＰＷＭ信号のデューティに応じた平滑な直流電流により連続点灯されている。しかしながら、出力コンデンサＣ２は必須というわけではなく、この出力コンデンサＣ２を無くすか、あるいは、その容量を比較的小さく設計した場合、半導体発光素子４を低周波で間欠点灯（つまり目視できない程度の高速で点滅点灯）させることもできる。

このように、低周波で光出力が変動する点灯装置を室内照明または屋外の夜間照明に用いる場合において、照明範囲内に監視用のビデオカメラが設置されている場合、ＰＷＭ信号はビデオカメラのシャッター速度の逆数の整数倍に設定することが好ましい。例えば、ビデオカメラのシャッター速度が１／６０秒であれば、ＰＷＭ信号の周波数は６０Ｈｚ、１２０Ｈｚ、１８０Ｈｚ、２４０Ｈｚ、３００Ｈｚ、…のいずれかに設定する。また、ビデオカメラのシャッター速度が１／１００秒であれば、ＰＷＭ信号の周波数は１００Ｈｚ、２００Ｈｚ、３００Ｈｚ、４００Ｈｚ、…のいずれかに設定する。さらに、ビデオカメラのシャッター速度が１／１２０秒であれば、ＰＷＭ信号の周波数は１２０Ｈｚ、２４０Ｈｚ、３６０Ｈｚ、４８０Ｈｚ、…のいずれかに設定する。また、ビデオカメラのシャッター速度が１／１８０秒であれば、ＰＷＭ信号の周波数は１８０Ｈｚ、３６０Ｈｚ、５４０Ｈｚ、７２０Ｈｚ、…のいずれかに設定する。さらにまた、ビデオカメラのシャッター速度が１／２４０秒であれば、ＰＷＭ信号の周波数は２４０Ｈｚ、４８０Ｈｚ、７２０Ｈｚ、９６０Ｈｚ…のいずれかに設定する。このように設定すれば、光出力が低周波で変動する場合であっても、ビデオカメラの映像がちらついて見えることを防止できる。

また、本発明の点灯装置がビデオカメラに付帯する光源装置である場合、ＰＷＭ信号はビデオカメラの電子シャッターと同期して切り替わることが好ましい。例えば、ビデオカメラの同期信号を点灯装置に入力し、ビデオカメラの電子シャッターのタイミングに同期させて露光期間中にのみ半導体発光素子を点灯させれば、無駄な点灯電力を消費する必要が無くなるから、省電力となる。ＣＣＤ型のビデオカメラは周知のように、電荷蓄積期間と電荷転送期間を有しており、電荷蓄積期間では、画素となるフォトダイオードの光電流が画素毎の電荷として蓄積されるが、電荷転送期間では画素となるフォトダイオードの光電流は蓄積されないから、この期間は照明をオフしておけば良い。これにより、ＬＥＤ照明付きのビデオカメラが電池駆動である場合に、電池寿命を長持ちさせることができる。

（実施形態６）
図７は本発明のＬＥＤ点灯装置を用いた電源別置型ＬＥＤ照明器具の概略構成を示している。この電源別置型ＬＥＤ照明器具では、ＬＥＤモジュール４０の器具筐体４２とは別のケースに電源ユニットとしての調光点灯装置１を内蔵している。こうすることによってＬＥＤモジュール４０は薄型化することが可能となり、別置型の電源ユニットとしての調光点灯装置１は場所によらず設置可能となる。

器具筐体４２は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板４３で覆われている。この光拡散板４３に対向するように、ＬＥＤモジュール４０が配置されている。４１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤモジュール４０のＬＥＤ４ａ〜４ｄを実装している。器具筐体４２は天井１００に埋め込まれており、天井裏に配置された電源ユニットとしての調光点灯装置１からリード線４４とコネクタ４５を介して配線されている。

電源ユニットとしての調光点灯装置１の内部には、図３に示すような回路が収納されている。ＬＥＤ４ａ〜４ｄの直列回路（ＬＥＤモジュール４０）が上述の半導体発光素子４に対応している。

本実施形態では、電源ユニットとしての調光点灯装置１がＬＥＤモジュール４０とは別の筐体に収納される電源別置型ＬＥＤ照明器具を例示したが、ＬＥＤモジュール４０と同じ筐体に電源ユニットを収納した電源一体型ＬＥＤ照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。

また、本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、複写機、スキャナ、プロジェクタなどの光源として利用しても構わない。

上述の各実施形態の説明では、半導体発光素子４として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機ＥＬ素子や半導体レーザー素子などであっても良い。

Ｑ１ スイッチング素子
Ｌ１ インダクタ
Ｄ１ ダイオード
Ｒ１ 電流検出抵抗
４ 半導体発光素子
７ 制御用集積回路
８ オフ時間設定回路

Claims (5)

1. 直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子と；前記スイッチング素子と直列に接続されて前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素と；前記インダクタンス要素から放出される電流を半導体発光素子に供給するダイオードと；前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と；前記スイッチング素子のオフ時間を計測するタイマ手段と；前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達すると前記スイッチング素子をオフさせると共に、前記タイマ手段が所定のオフ時間を計測し終えると前記スイッチング素子をオンさせる制御手段とを備える半導体発光素子の点灯装置において、
   前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達した状態を低周波で間欠的に形成することにより前記半導体発光素子を調光し、
   前記電流検出手段により検出される電流値に前記所定値よりも大きな電流値を低周波で間欠的に重畳させることにより、前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達した状態を低周波で間欠的に形成することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
2. 請求項１において、前記タイマ手段が所定のオフ時間を計測し終える動作を低周波で間欠的に阻止する制御を同時に実施することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
3. 請求項１または２において、前記低周波に同期して前記スイッチング素子の制御電極を短絡させることを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
4. 前記タイマ手段が計測する所定のオフ時間は、前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーが前記スイッチング素子のオフ時に放出を完了されるまでの時間よりも短く設定されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。
5. 請求項１〜４のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具。

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