JP5525557B2 - Base station apparatus, radio communication method, and radio communication system - Google Patents
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Description
本発明は、限られた周波数資源を用い、且つ無線伝送における伝送距離の長距離化により回線設計上の厳しい制限が強いられる環境において、送信側の総送信電力を抑えながらも受信側の受信電力ないしは信号対雑音電力比（ＳＮＲ：Signal to Noise Power Ratio）を向上させ、省電力で大容量の効率的な伝送を可能にする基地局装置、無線通信方法、及び無線通信システムに関する。 The present invention uses the limited frequency resources and reduces the total transmission power on the transmission side while reducing the total transmission power on the transmission side in an environment in which strict restrictions on the circuit design are imposed by increasing the transmission distance in wireless transmission. In addition, the present invention relates to a base station apparatus, a radio communication method, and a radio communication system that improve signal-to-noise power ratio (SNR) and enable efficient transmission with high power consumption and large capacity.
近年のインターネットの普及とともに、既に全世帯の９０％にも及ぶ世帯で光ファイバを用いた回線が利用可能となっている。このようにブロードバンド化の流れは確実に進展してはいるが、実際には、光回線の敷設による採算が見込めない地域があることから、ブロードバンド・ゼロ地域の解消を如何にして実現するかという問題はなかなか解決する術が見つからない現状がある。このような光回線の敷設による採算が見込めない地域を不採算地域（条件不利地域）という。 With the spread of the Internet in recent years, lines using optical fibers are already available in 90% of all households. In this way, the trend toward broadband has certainly progressed, but in reality there are areas where profitability is not expected due to the laying of optical lines, so how to eliminate the broadband zero area? There is currently no way to find a way to solve the problem. Such an area where profitability is not expected by laying an optical line is called an unprofitable area (conditionally disadvantaged area).
このような不採算地域における対策としては、無線回線を利用することが有利とされており、例えば、ＷｉＭＡＸ（Worldwide interoperability for microwave access）（登録商標）と呼ばれる無線規格を用いたサービスのための周波数チャネルを１０［ＭＨｚ］確保し、この周波数チャネルを用いたＷｉＭＡＸサービスを、条件不利地域を中心に適用する「地域ＷｉＭＡＸ」と呼ばれる施策が実施されている。この施策に用いられているＷｉＭＡＸでは、例えば基地局は１０［Ｗ］程度の大きな送信電力で信号送信を行い、この結果、半径３ｋｍ程度のエリアを１局でカバーすることが可能となっている。 As a countermeasure in such an unprofitable area, it is advantageous to use a wireless line. For example, a frequency for a service using a wireless standard called WiMAX (Worldwide interoperability for microwave access) (registered trademark) A measure called “Region WiMAX” has been implemented in which 10 [MHz] is reserved for a channel and a WiMAX service using this frequency channel is applied mainly in a conditionally disadvantaged area. In WiMAX used for this measure, for example, a base station performs signal transmission with a large transmission power of about 10 [W], and as a result, an area with a radius of about 3 km can be covered by one station. .
一般に、見通しがきく環境では送信局と受信局の間での伝搬に伴い受信信号強度は、距離の２乗に反比例する。見通し外の場合には受信信号強度は距離の３〜４乗に反比例するようになり、回線設計上にはより厳しい制限が課せられることになる。仮に見通しを想定したとしても、伝送距離を２倍に伸ばすためには、送信電力を２２＝４倍にする必要があり、より線形性の高い送信アンプを必要とする。しかし、そのような送信アンプは高価であるとともに、そのような送信アンプを用いると、電力効率は著しく低下するため消費電力は急激に増加してしまう。 In general, in an environment where the line of sight is clear, the received signal strength is inversely proportional to the square of the distance due to propagation between the transmitting station and the receiving station. In the case of out of line of sight, the received signal strength is inversely proportional to the 3rd to 4th power of the distance, which places more severe restrictions on the circuit design. Even if a line of sight is assumed, in order to extend the transmission distance by a factor of 2, it is necessary to increase the transmission power to 2 2 = 4 times, and a transmission amplifier with higher linearity is required. However, such a transmission amplifier is expensive, and when such a transmission amplifier is used, the power efficiency is remarkably lowered, so that the power consumption increases rapidly.
近年は特に環境問題が注目され、無線を含めたインフラの低消費電力化が要求されており、高出力の送信アンプを用いた非効率的な通信は好ましくない。このような問題を解決するための方法としては、例えば、非特許文献１に記載のように、複数の中継局を介在させたコヒーレント伝送が有効である。非特許文献１では、中継においては非再生中継を仮定しているが、このコヒーレント伝送のポイントは、中継の形態が「非再生中継」であるか、又は「再生中継」であるかに依存しておらず、あくまでも受信側において各信号が同位相で合成されるように送信することである。このようなコヒーレント伝送を行う場合の別の形態の１つとして、分散アンテナシステムがある。
In recent years, environmental problems have attracted particular attention, and low power consumption of infrastructure including radio is required, and inefficient communication using a high-output transmission amplifier is not preferable. As a method for solving such a problem, for example, as described in Non-Patent
分散アンテナシステムは、１つの制御局に場所的に分散されて設置された複数のアンテナ（厳密にはアンテナに、光・電気変換や信号増幅等を行う装置が組み合わされた無線モジュールないしはリモート基地局）が接続された構成であり、制御局と各アンテナ間は光ファイバ等で接続される。
また、他の形態として、１つの基地局に複数の中継局が無線接続された構成（無線中継システム）をとることもできる。この場合は、基地局が制御局となり、中継局がアンテナないしは無線モジュールとなり、全体として分散アンテナシステムを構成することになるが、基地局と中継局とが無線により接続される点で異なる構成である。
いずれの場合も、複数のアンテナ（中継局）が受信端末側で各信号が同位相で合成されるように送信するコヒーレント伝送を行う。以下、その詳細な説明を行う。
A distributed antenna system is a radio module or remote base station in which a plurality of antennas installed in a distributed manner in one control station (strictly speaking, an antenna is combined with a device that performs optical / electrical conversion, signal amplification, etc.) ), And the control station and each antenna are connected by an optical fiber or the like.
Further, as another form, a configuration (wireless relay system) in which a plurality of relay stations are wirelessly connected to one base station can be taken. In this case, the base station serves as a control station, and the relay station serves as an antenna or a radio module, which constitutes a distributed antenna system as a whole, but differs in that the base station and the relay station are connected by radio. is there.
In any case, coherent transmission is performed in which a plurality of antennas (relay stations) transmit on the receiving terminal side so that the signals are combined in the same phase. The detailed description will be given below.
［従来技術におけるコヒーレント伝送のシステム概要］
（無線中継システム）
図２は、従来技術における無線中継システムの概要を示す図である。
同図に示すように、無線中継システムは、送信局９０１と、Ｎ１個の中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１と、受信局９０３とを具備している。送信局９０１は、受信局９０３宛ての無線パケットを一旦中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１に対して送信する。中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１は、送信局９０１から受信した信号に対して各種受信信号処理を行い、送信局９０１が送信した無線パケットを再生（復元）する。次に、各中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１は、再生した同一の無線パケットを同時刻に受信局９０３に対して送信する。この際、各中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１は、それぞれが送信した信号が受信局９０３において同一の位相で受信されるように、送信信号の位相を調整する。受信局９０３では、各中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１から送信された信号全てが伝送路上で合成されて受信される。この際、各中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１から送信された信号が、受信局９０３において同程度の受信電力で受信されるとするならば、合成された後の信号は、合成される前の信号に対して振幅でＮ１倍となる。また、受信電力は、振幅の２乗に比例するため（Ｎ１）２倍となる。
[Outline of coherent transmission system in the prior art]
(Wireless relay system)
FIG. 2 is a diagram showing an outline of a wireless relay system in the prior art.
As shown in the figure, the wireless relay system includes a transmission station 901, N 1 relay stations 902-1 to 902 -N 1, and a reception station 903. The transmitting station 901, once transmitted to the relay station 902-1~902-N 1 radio packets destined receiving station 903. The relay stations 902-1 to 902-N 1 perform various reception signal processing on the signal received from the transmission station 901, and reproduce (restore) the wireless packet transmitted by the transmission station 901. Then, each relay station 902-1~902-N 1 transmits to the receiving station 903 the same radio packet reproduced at the same time. In this case, each relay station 902-1~902-N 1, as the signal, each transmitted are received by the same phase at the receiving station 903 adjusts the phase of the transmission signal. In the receiving station 903, all signals transmitted from the relay station 902-1~902-N 1 is received is synthesized on the transmission path. At this time, the signal transmitted from the relay station 902-1~902-N 1 is, if the received at comparable received power at the receiving station 903, the signal after synthesis, is synthesized the N 1 times the amplitude with respect to the previous signal. Further, the received power is proportional to the square of the amplitude (N 1) is doubled.
ここで、無線中継システムにおける中継局９０２が１局の場合と、Ｎ１局の場合とで比較する。評価条件を公平にするために、１局で中継する場合には単一の中継局９０２が送信電力をＰとして送信し、Ｎ１局で中継する場合には中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１がそれぞれ送信電力をＰ／Ｎ１として（総送信電力が一定の条件）送信するものとして比較する。Ｎ１局の中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１から送信した場合、各中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１から送信された信号は伝送路で合成され、中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１のいずれか１局からの受信信号に比べ、受信局９０３における受信信号の振幅はＮ１倍になり、その結果、総受信電力は（Ｎ１）２倍となる。しかし、Ｎ１局で送信した場合、１つの中継局９０２当たりの送信電力は、単一の中継局９０２で送信した場合の１／Ｎ１となっている。そのため、受信電力は、（１／Ｎ１）×（Ｎ１）２＝Ｎ１倍となる。
つまり、中継局９０２−１〜９０２−Ｎ１の総送信電力を一定としているにもかかわらず、１局で中継する場合と比較して受信局９０３における受信電力がＮ１倍となり、回線利得として１０×Ｌｏｇ１０Ｎ１［ｄＢ］を稼ぐことが可能になる。
Here, a comparison is made between the case where the number of
That is, although the total transmission power of the relay stations 902-1 to 902-N 1 is constant, the reception power at the reception station 903 is N 1 times as compared with the case of relaying at one station, and the line gain is It is possible to earn 10 × Log 10 N 1 [dB].
（分散アンテナシステム）
図３は、従来技術における分散アンテナシステムの概要を示す図である。
同図に示すように、分散アンテナシステムは、協調的な通信を行う３つのセル９１１−１〜９１１−３を形成するリモート基地局９１２−１〜９１２−３と、複数の端末装置９１３−１〜９１３−６と、光ファイバ９１５を介して各リモート基地局９１２−１〜９１２−３に接続された制御局９１４とを具備している。なお、各リモート基地局９１２−１〜９１２−３と制御局９１４とを接続する光ファイバ９１５は、同軸ケーブルなどであってもよい。また、ここでは３つのセル９１１−１〜９１１−３と３つのリモート基地局９１２−１〜９１２−３を想定して説明を行うが、一般的には３以外の数であっても良い。
(Distributed antenna system)
FIG. 3 is a diagram showing an overview of a distributed antenna system in the prior art.
As shown in the figure, the distributed antenna system includes remote base stations 912-1 to 912-3 that form three cells 911-1 to 911-3 that perform cooperative communication, and a plurality of terminal devices 913-1. 913-6 and a
各リモート基地局９１２−１〜９１２−３は、それぞれが形成するセル内に位置する各端末装置９１３−１〜９１３−６と、同一の周波数チャネルを用いて通信を行う。制御局９１４は、光ファイバ９１５を介して、リモート基地局９１２−１〜９１２−３を制御する。同一の周波数チャネルを用いた通信を行うため、各端末装置９１３−１〜９１３−６は、複数のリモート基地局９１２−１〜９１２−３から送信された信号を同時に受信することができる。例えば、端末装置９１３−４は、全てのリモート基地局９１２−１〜９１２−３から信号を受信することができる。
ここで、リモート基地局９１２−１〜９１２−３それぞれと端末装置９１３−４との間のチャネル情報が既知であれば、リモート基地局９１２−１〜９１２−３は、それぞれが端末装置９１３−４宛てに送信する際に、各リモート基地局９１２−１〜９１２−３から送信された信号が端末装置９１３−４において同位相となるように送信ウエイト乗算を施すことができる。この場合、端末装置９１３−４において受信される信号は、同位相合成されるので受信電力が増加する。その結果、端末装置９１３−４における通信特性が改善される。このような、同位相合成を行うための信号処理の制御は全て制御局９１４で実施され、リモート基地局９１２−１〜９１２−３は制御局９１４の指示に従い動作する。
Each remote base station 912-1 to 912-3 communicates with each terminal device 913-1 to 913-6 located in the cell formed by each using the same frequency channel. The
Here, if the channel information between each of the remote base stations 912-1 to 912-3 and the terminal device 913-4 is known, each of the remote base stations 912-1 to 912-3 has the terminal device 913-3. 4, transmission weight multiplication can be performed so that signals transmitted from the remote base stations 912-1 to 912-3 have the same phase in the terminal device 913-4. In this case, since the signal received by the terminal device 913-4 is synthesized in phase, the received power increases. As a result, the communication characteristics in the terminal device 913-4 are improved. Such control of signal processing for performing in-phase synthesis is all performed by the
分散アンテナシステムにおいて、制御局９１４と各リモート基地局９１２−１〜９１２−３との間は光ファイバ９１５で接続されており、この光ファイバ９１５上で転送される信号を各リモート基地局９１２−１〜９１２−３では光／電気変換を行うことで無線回線上において送信する電気信号を生成し、信号増幅などの処理の後にこれをアンテナから送信する。このような制御を利用することで、全てのチャネル情報を把握した制御局９１４に受信側において同位相合成となるような信号処理の機能を集約し、その結果、各リモート基地局９１２−１〜９１２−３における位相制御の不確定性を回避しながら通信品質の向上を図ることを可能としている。
In the distributed antenna system, the
なお、厳密な意味での分散アンテナシステムでは、各リモート基地局９１２−１〜９１２−３は同時に複数の端末装置９１３−１〜９１３−６と同一周波数上で空間多重を行うマルチユーザＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）技術を利用してさらなる特性改善を図ることができる。マルチユーザＭＩＭＯ技術を利用する際の制御は、多数の送信アンテナを利用することで、端末側における希望信号の同位相合成と、異なる端末間の干渉信号の除去のためのヌル制御とを両立しているという点を除けば、基本的にはコヒーレント伝送を基礎とした制御である。 In the strict sense of the distributed antenna system, each of the remote base stations 912-1 to 912-3 simultaneously performs multi-user MIMO (Multiple MIMO) that performs spatial multiplexing on the same frequency as a plurality of terminal devices 913-1 to 913-6. It is possible to further improve the characteristics by using (Input Multiple Output) technology. The control when using multi-user MIMO technology makes it possible to achieve both in-phase synthesis of desired signals on the terminal side and null control for removing interference signals between different terminals by using multiple transmission antennas. The basic control is based on coherent transmission.
［コヒーレント伝送におけるチャネルフィードバックの概要］
コヒーレント伝送を行うためには、送受信局間のチャネルの状態を把握する必要がある。これは、複数の送信局又は中継局から送信された信号が同位相で受信局に届くようにするために、送信局及び中継局において、受信局との間のチャネルの状態を把握し、チャネルの状態に応じた送信ウエイトを用いて信号を送信するためである。
[Overview of channel feedback in coherent transmission]
In order to perform coherent transmission, it is necessary to grasp the channel state between the transmitting and receiving stations. In order to ensure that signals transmitted from a plurality of transmitting stations or relay stations reach the receiving station in the same phase, the transmitting station and the relay station grasp the state of the channel between the receiving station and the channel. This is because a signal is transmitted using a transmission weight according to the state.
図４は、従来技術におけるチャネルフィードバックの処理を示すフローチャートである。従来技術におけるチャネルフィードバックの方法は大別して２種類の方法がある。ここでは、フォワードリンクのチャネル推定結果を直接取得する「（Ａ）直接的な方法」と、バックワードリンクの情報を用いて換算推定する「（Ｂ）間接的な方法」とについて説明する。 FIG. 4 is a flowchart showing channel feedback processing in the prior art. There are roughly two types of channel feedback methods in the prior art. Here, “(A) a direct method” for directly acquiring the channel estimation result of the forward link and “(B) an indirect method” for performing conversion estimation using information on the backward link will be described.
一般的には、フォワードリンクとその逆方向のバックワードリンクのチャネル情報は一致しない。それは、フォワードリンクで用いられる送信側のハイパワーアンプと受信側のローノイズアンプの組み合わせと、バックワードリンクで用いられる送信側のハイパワーアンプと受信側のローノイズアンプの組み合わせが異なり、フォワードリンクのチャネル情報とバックワードリンクのチャネル情報との間で複素位相や振幅が異なるからである。
しかし、後述する換算処理（キャリブレーション処理）を実施することで、バックワードリンクのチャネル情報からフォワードリンクの情報を換算推定することが可能である。なお、以降の説明においては、先の説明における「リモート基地局」及び「中継局」を区別しない場合は「無線モジュール」と呼ぶことにする。
In general, the channel information of the forward link and the backward link in the reverse direction do not match. This is because the combination of the high-power amplifier on the transmission side and low-noise amplifier on the reception side used in the forward link is different from the combination of the high-power amplifier on transmission side and the low-noise amplifier on the reception side used in the backward link. This is because the complex phase and amplitude differ between the information and the channel information of the backward link.
However, by performing a conversion process (calibration process), which will be described later, it is possible to estimate conversion of the forward link information from the backward link channel information. In the following description, when the “remote base station” and the “relay station” in the above description are not distinguished, they are referred to as “wireless modules”.
図４（Ａ）は、直接的な方法の処理を示すフローチャートである。同図に示すように、直接的な方法では、チャネル情報を推定開始する（ステップＳ９０１）と、各無線モジュールから端末装置宛にチャネル推定用のプリアンブル信号などを含む無線パケットを送信する（ステップＳ９０２）。
端末装置は、各無線モジュールから送信された無線パケットを受信し、受信した無線パケットに含まれているプリアンブル信号などを用いてチャネル推定を実施する（ステップＳ９０３）。端末装置では、このチャネル推定結果を「制御情報収容用の無線パケット」に収容し、無線モジュールに送信する（ステップＳ９０４）。
無線モジュールは、端末装置が送信した「制御情報収容用の無線パケット」を受信し、チャネル情報を取得する（ステップＳ９０５）。更に、無線モジュールは、受信したチャネル情報をメモリに保存し、チャネル情報に関するデータベースを構築し（ステップＳ９０６）、処理を終了する（ステップＳ９０７）。
FIG. 4A is a flowchart showing the processing of the direct method. As shown in the figure, in the direct method, when channel information estimation is started (step S901), a radio packet including a channel estimation preamble signal and the like is transmitted from each radio module to the terminal device (step S902). ).
The terminal apparatus receives the wireless packet transmitted from each wireless module, and performs channel estimation using a preamble signal or the like included in the received wireless packet (step S903). In the terminal device, this channel estimation result is accommodated in a “radio packet for accommodating control information” and transmitted to the radio module (step S904).
The wireless module receives the “radio packet for accommodating control information” transmitted from the terminal device, and acquires channel information (step S905). Further, the wireless module stores the received channel information in a memory, constructs a database related to the channel information (step S906), and ends the process (step S907).
図４（Ｂ）は、間接的な方法の処理を示すフローチャートである。同図に示すように、間接的な方法では、チャネル情報を推定開始する（ステップＳ９０８）と、端末装置から無線モジュール宛にチャネル推定用のプリアンブル信号などを含む無線パケットを送信する（ステップＳ９０９）。
無線モジュールは、端末装置から送信された無線パケットを受信し、無線パケットに含まれているプリアンブル信号などを用いてチャネル推定を実施する（ステップＳ９１０）。無線モジュールは、このバックワードリンクにおけるチャネル情報の推定結果に、換算処理を施し、フォワードリンク側のチャネル情報を取得する（ステップＳ９１１）。
FIG. 4B is a flowchart showing processing of an indirect method. As shown in the figure, in the indirect method, when channel information estimation is started (step S908), a radio packet including a preamble signal for channel estimation is transmitted from the terminal device to the radio module (step S909). .
The wireless module receives a wireless packet transmitted from the terminal device, and performs channel estimation using a preamble signal included in the wireless packet (step S910). The wireless module performs conversion processing on the estimation result of the channel information in the backward link, and acquires the channel information on the forward link side (step S911).
バックワードリンクにおけるチャネル情報からフォワードリンクにおけるチャネル情報を算出する換算処理は、フォワードリンクにおけるハイパワーアンプと、バックワードリンクにおけるローノイズアンプとの相違を補正する係数を用いることにより実施することが可能である。具体的には、バックワードリンクにおけるチャネル情報に、ハイパワーアンプとローノイズアンプとの相違を補正する係数を乗算することによって、ステップＳ９１１における変換処理を実施することができる。
更に、無線モジュールは、端末装置から受信したバックワードリンクにおけるチャネル情報と、変換処理により得られたフォワードリンクにおけるチャネル情報とをメモリに保存し、チャネル情報を記憶するデータベースを構築し（ステップＳ９１２）、処理を終了する（ステップＳ９１３）。
The conversion process for calculating the channel information in the forward link from the channel information in the backward link can be performed by using a coefficient that corrects the difference between the high power amplifier in the forward link and the low noise amplifier in the backward link. is there. Specifically, the conversion process in step S911 can be performed by multiplying the channel information in the backward link by a coefficient for correcting the difference between the high power amplifier and the low noise amplifier.
Further, the radio module stores the channel information in the backward link received from the terminal device and the channel information in the forward link obtained by the conversion process in a memory, and constructs a database for storing the channel information (step S912). The process is terminated (step S913).
このようにしてチャネル情報を事前に取得しておき、一般的には実際に通信を行う際にこのチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する。なお、チャネル情報は時間とともに変動するため、状況に応じて例えば周期的に更新することが一般的である。また、上記の中でチャネル情報をデータベース化して保存するのは、無線モジュール以外のその他の制御局等で行っても構わない。 In this way, the channel information is acquired in advance, and generally the transmission weight is calculated based on this channel information when actually communicating. In addition, since channel information changes with time, it is common to update periodically according to a situation, for example. Further, in the above, the channel information may be stored as a database in a control station other than the wireless module.
また、分散アンテナシステムを例にとれば、この送信ウエイト算出処理は各無線モジュールで個別に行うのではなく、制御局において集中制御的に一括処理を行うことが一般的である。特に、マルチユーザＭＩＭＯにより複数の端末装置と同時に同一周波数チャネルで通信を行う際には、全てのチャネル情報を用いなければ送信ウエイトを算出することはできない。ただし、マルチユーザＭＩＭＯではなく、１台の端末装置との間での１対１通信を行う場合に限定すれば、チャネル情報から得られる伝送路上での複素位相の回転をキャンセルする送信ウエイト（つまり、全ての無線モジュールでチャネル情報と送信ウエイトを乗算すると複素位相が定数となる）を利用可能であるので、無線モジュールで個別に処理をすることも可能である。 Taking a distributed antenna system as an example, this transmission weight calculation processing is generally not performed individually by each wireless module, but is collectively performed by a control station in a centralized manner. In particular, when communication is performed on the same frequency channel simultaneously with a plurality of terminal devices by multiuser MIMO, the transmission weight cannot be calculated unless all channel information is used. However, if the transmission is limited to one-to-one communication with one terminal device instead of multi-user MIMO, a transmission weight that cancels the rotation of the complex phase on the transmission path obtained from the channel information (that is, Since the complex phase becomes a constant when the channel information and the transmission weight are multiplied in all the wireless modules, it is possible to perform processing individually in the wireless modules.
［従来技術におけるコヒーレント伝送の信号処理概要］
従来技術におけるコヒーレント伝送の信号処理について、以下に簡単に説明する。
まず、端末装置に対してコヒーレント伝送を行う無線通信装置の構成について説明する。無線通信装置は、送信を行う機能と、受信を行う機能とを備えるのが一般的で、特にチャネル情報のフィードバックを行う際には両方の機能を同時に利用することになる。ここでは、説明の便宜上、無線通信装置の送信側の機能と、受信側の機能とを分けて説明する。
また、本発明に係わる信号処理は物理層が中心となっており、無線通信装置におけるＭＡＣ層以上の上位レイヤの処理はここでは本質的ではない。このため、ＭＡＣ層以上の信号処理については省略し、送信側及び受信側の装置構成例の右側におけるデータの入出力は、基本的にはＭＡＣ層側の機能ブロックとのデータの入出力に相当し、ＭＡＣ層側の構成はここでは図示せずに省略する。
更には、分散アンテナシステムを例にとる場合には、先にも説明したように、通常は複数の端末局との間で同時に同一周波数軸上における空間多重を行い周波数資源の有効利用を図るが、この空間多重機能に関する説明は後述するマルチユーザＭＩＭＯ技術の説明において行うものとし、ここでは説明を省略する。
[Outline of signal processing of coherent transmission in the prior art]
The signal processing for coherent transmission in the prior art will be briefly described below.
First, the configuration of a wireless communication device that performs coherent transmission to a terminal device will be described. A wireless communication device generally has a function of performing transmission and a function of performing reception. In particular, when performing feedback of channel information, both functions are used simultaneously. Here, for convenience of explanation, the function on the transmission side and the function on the reception side of the wireless communication apparatus will be described separately.
In addition, the signal processing according to the present invention is centered on the physical layer, and the processing of the upper layer above the MAC layer in the wireless communication apparatus is not essential here. For this reason, signal processing above the MAC layer is omitted, and data input / output on the right side of the device configuration example on the transmission side and reception side is basically equivalent to data input / output with a functional block on the MAC layer side. The configuration on the MAC layer side is not shown here and is omitted.
Furthermore, when a distributed antenna system is taken as an example, as described above, normally, spatial multiplexing is performed simultaneously with a plurality of terminal stations on the same frequency axis to effectively use frequency resources. This spatial multiplexing function will be described in the description of multi-user MIMO technology to be described later, and will not be described here.
（ダウンリンクにおける送信側の構成例）
図５は、従来技術における無線通信装置のダウンリンクに係る送信側の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、無線通信装置は、ダウンリンク（フォワードリンク）に係る構成として、制御局装置９２と、光ファイバ９６−１〜９６−Ｎ２を介して接続されたリモート基地局としての無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２とを具備している。また、ここではＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）変調方式及びＳＣ−ＦＤＥ（Single Carrier Frequency Domain Equalization：周波数領域等化シングルキャリア伝送）方式を用いる場合を例にとり説明を行う。なお、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：直交周波数分割多元接続）方式は、物理レイヤにおける処理は基本的にＯＦＤＭ変調方式を利用しているため、下記の説明ではＯＦＤＭとＯＦＤＭＡは同等の方式として扱うことにする。
(Configuration example of the transmitting side in the downlink)
FIG. 5 is a schematic block diagram illustrating an example of a configuration on the transmission side related to the downlink of a wireless communication apparatus in the related art. As shown in the figure, the wireless communication device, a structure according to the downlink (forward link), and a
制御局装置９２は、送信信号処理回路９２１、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路９２２−１〜９２２−Ｎ２、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器９２３−１〜９２３−Ｎ２、ローカル発振器９２４、ミキサ９２５−１〜９２５−Ｎ２、フィルタ９２６−１〜９２６−Ｎ２、Ｅ／Ｏ（Electrical/Optical：電気／光）変換器９２７−１〜９２７−Ｎ２、チャネル情報取得回路９４１、チャネル情報記憶回路９４２、及び送信ウエイト算出回路９４３を備えている。
Ｄ／Ａ変換器９２３−１〜９２３−Ｎ２、ミキサ９２５−１〜９２５−Ｎ２、フィルタ９２６−１〜９２６−Ｎ２、及びＥ／Ｏ変換器９２７−１〜９２７−Ｎ２は、無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２に対応して設けられている。
The
The D / A converters 923-1 to 923 -N 2 , the mixers 925-1 to 925 -N 2 , the filters 926-1 to 926 -N 2 , and the E / O converters 927-1 to 927 -N 2 are The wireless modules 97-1 to 97-N 2 are provided correspondingly.
無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２は、それぞれが同じ構成を有しており、Ｏ／Ｅ（Optical/Electrical：光／電気）変換器９７１−１〜９７１−Ｎ２、ハイパワーアンプ（High Power Amplifier：ＨＰＡ）９７２−１〜９７２−Ｎ２、及びアンテナ素子９７３−１〜９７３−Ｎ２を備えている。 Each of the wireless modules 97-1 to 97 -N 2 has the same configuration, and an O / E (Optical / Electrical: optical / electrical) converter 971-1 to 971-N 2 , a high power amplifier (High Power Amplifier (HPA) 972-1 to 972-N 2 and antenna elements 973-1 to 973-N 2 .
送信信号処理回路９２１は、ＭＡＣ層側（上位の装置）から送信すべきデータが入力されると、入力されるデータに基づいて無線回線で送信する無線パケットを生成して変調処理を行う。更に、送信ウエイト算出回路９４３はチャネル情報記憶回路９４２に記憶されているチャネル情報を基に送信ウエイトを算出し、送信信号処理回路９２１は、変調処理がなされたベースバンド信号に、送信ウエイト算出回路９４３が算出した送信ウエイトを乗算し、周波数成分ごとのベースバンドにおける送信信号を生成する。
また、送信信号処理回路９２１は、生成した周波数成分ごとの送信信号をＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路９２２−１〜９２２−Ｎ２に出力する。ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路９２２−１〜９２２−Ｎ２は各周波数成分の信号を合成し、周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換するとともに、ガードインターバルを付与する。このように処理された時間軸上の信号は、各無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２において送信する送信信号として、無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２に対応するＤ／Ａ変換器９２３−１〜９２３−Ｎ２に出力される。
When data to be transmitted is input from the MAC layer side (upper apparatus), the transmission
The transmission
Ｄ／Ａ変換器９２３−１〜９２３−Ｎ２は、それぞれが送信信号処理回路９２１から入力される送信信号（デジタル・サンプリングデータ）からベースバンドのアナログ信号に変換してミキサ９２５−１〜９２５−Ｎ２に出力する。
ミキサ９２５−１〜９２５−Ｎ２は、ローカル発振器９２４から入力される局部発振信号と、Ｄ／Ａ変換器９２３−１〜９２３−Ｎ２から入力されるアナログ信号とを乗算して、無線周波数の信号にアップコンバートする。
Each of the D / A converters 923-1 to 923 -N 2 converts the transmission signal (digital sampling data) input from the transmission
The mixers 925-1 to 925 -N 2 multiply the local oscillation signal input from the
ミキサ９２５−１〜９２５−Ｎ２がアップコンバートした信号には、送信すべきチャネルの帯域外の周波数成分の信号が含まれている。フィルタ９２６−１〜９２６−Ｎ２は、ミキサ９２５−１〜９２５−Ｎ２がアップコンバートした信号から、送信すべきチャネルの帯域外の成分を除去して、送信すべき電気的な信号を生成する。
Ｅ／Ｏ変換器９２７−１〜９２７−Ｎ２は、フィルタ９２６−１〜９２６−Ｎ２が生成した電気的な信号を光信号に変換し、光ファイバ９６−１〜９６−Ｎ２を介して無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２に送信する。無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２に送信する信号を、Ｅ／Ｏ変換器９２７−１〜９２７−Ｎ２２を用いて光信号に変換することにより、信号のレベル損失やノイズ混入を防ぐことができる。
The signals up-converted by the mixers 925-1 to 925 -N 2 include signals of frequency components outside the band of the channel to be transmitted. Filters 926-1 to 926 -N 2 remove components outside the band of the channel to be transmitted from the signals up-converted by mixers 925-1 to 925 -N 2 and generate an electrical signal to be transmitted. To do.
The E / O converters 927-1 to 927 -N 2 convert the electrical signals generated by the filters 926-1 to 926 -N 2 into optical signals, and pass through the optical fibers 96-1 to 96 -N 2 . to the wireless module 97-1~97-N 2 Te. Signals transmitted to the wireless modules 97-1 to 97 -N 2 are converted into optical signals using the E / O converters 927-1 to 927 -
チャネル情報取得回路９４１は、無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２それぞれと、不図示の端末装置との間の各周波数成分のチャネル情報を取得し、取得したチャネル情報をチャネル情報記憶回路９４２に記憶させる。
送信ウエイト算出回路９４３は、信号送信の都度、チャネル情報記憶回路９４２から読み出したチャネル情報に基づいて、各周波数成分の送信ウエイトを算出する。
The channel
The transmission
各無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２において、Ｏ／Ｅ変換器９７１−１〜９７１−Ｎ２は、制御局装置９２から受信した光信号を電気信号に変換して、ハイパワーアンプ９７２−１〜９７２−Ｎ２に出力する。ハイパワーアンプ９７２−１〜９７２−Ｎ２は、Ｏ／Ｅ変換器９７１−１〜９７１−Ｎ２から出力された電気信号を増幅し、アンテナ素子９７３−１〜９７３−Ｎ２を介して不図示の端末装置に送信する。
In each of the wireless modules 97-1 to 97 -N 2 , the O / E converters 971-1 to 971 -N 2 convert the optical signal received from the
ここで、無線通信装置の重要な特徴は、単一のローカル発振器９２４が出力する局部発振信号を各ミキサ９２５−１〜９２５−Ｎ２に入力している点である。単一のローカル発振器９２４から出力された局部発振信号を各ミキサ９２５−１〜９２５−Ｎ２において用いることにより、各ミキサ９２５−１〜９２５−Ｎ２に入力される信号の相対的な位相関係は常に固定的（ほぼ同位相）になる。したがって、各無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２間相互の位相の不確定性が回避されることから、受信側の端末装置で同位相合成となる送信ウエイト乗算処理が容易になる。
Here, an important feature of the wireless communication apparatus is that a local oscillation signal output from a single
図６は、従来技術における無線通信装置による送信処理の一例を示すフローチャートである。無線通信装置において、チャネル情報取得回路９４１は、図４に示した手順で、送信処理とは別の機会に逐次、ダウンリンクのチャネル情報を取得し（ステップＳ９２８）、この取得されたチャネル情報はチャネル情報記憶回路９４２に記憶される（ステップＳ９２９）。
このダウンリンクのチャネル情報を取得及び記憶する処理は定期的に行われ、常に最新のチャネル情報がチャネル情報記憶回路９４２に記憶されている。
FIG. 6 is a flowchart illustrating an example of a transmission process performed by a wireless communication apparatus in the related art. In the wireless communication apparatus, the channel
The process of acquiring and storing the downlink channel information is periodically performed, and the latest channel information is always stored in the channel
一方、各無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２から端末装置に向けての信号の送信に際して、無線通信装置は、送信処理を開始すると（ステップＳ９２１）、制御局装置９２において送信信号処理回路９２１が各周波数成分の送信信号を生成する（ステップＳ９２２）。同時に、宛先局を指示してチャネル情報記憶回路９４２に記憶されているアンテナ素子９７３−１〜９７３−Ｎ２それぞれと宛先局の端末装置との組み合わせに対応するチャネル情報の読出しを行い、送信ウエイト算出回路９４３にて送信ウエイトを算出する（ステップＳ９３０）。
また、送信信号処理回路９２１は、送信ウエイト算出回路９４３が算出した送信ウエイトを送信信号に周波数成分ごとに乗算する（ステップＳ９２３−１〜Ｓ９２３−Ｎ２）。
On the other hand, when transmitting a signal from each of the wireless modules 97-1 to 97 -N 2 to the terminal device, when the wireless communication device starts a transmission process (step S 921), the
The transmission
また、送信信号処理回路９２１と、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路９２２−１〜９２２−Ｎ２からＥ／Ｏ変換器９２７−１〜９２７−Ｎ２とは、各周波数成分の信号の合成（ＩＦＦＴ処理）を含む各種送信信号処理を施して（ステップＳ９２４−１〜Ｓ９２４−Ｎ２）、各無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２に光ファイバ９６−１〜９６−Ｎ２を介して転送する（ステップＳ９２５−１〜Ｓ９２５−Ｎ２）。
各無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２は、制御局装置９２から転送された信号を各アンテナ素子９７３−１〜９７３−Ｎ２を介して送信し（ステップＳ９２６−１〜Ｓ９２６−Ｎ２）、送信処理を終了させる（ステップＳ９２７−１〜Ｓ９２７−Ｎ２）。
Further, the transmission
Each wireless module 97-1 to 97 -N 2 transmits the signal transferred from the
以上の説明では、制御局装置９２において、ステップＳ９２３−１〜Ｓ９２３−Ｎ２と、ステップＳ９２４−１〜Ｓ９２４−Ｎ２との処理を行う場合について説明した。しかし、ステップＳ９２２で生成した送信信号を各無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２に転送し（ステップＳ９２５−１〜Ｓ９２５−Ｎ２に相当）、その後に、ステップＳ９２３−１〜Ｓ９２３−Ｎ２と、ステップＳ９２４−１〜Ｓ９２４−Ｎ２との処理を行うようにしてもよい。すなわち、無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２において、ステップＳ９２３−１〜Ｓ９２３−Ｎ２と、ステップＳ９２４−１〜Ｓ９２４−Ｎ２との処理を行うようにしてもよい。ただし、この場合にはミキサ９２５−１〜９２５−Ｎ２に入力する局部発振信号の位相の不確定性を補償する工夫を別途行う必要があるため、相互に周波数誤差や複素位相の不確定性をもたない共通の局部発振信号をアップコンバートに利用することが基本的な構成となる。
In the above description, the
（アップリンクにおける受信側の構成例）
図７は、従来技術における無線通信装置のアップリンクに係る受信側の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、無線通信装置は、アップリンク（バックワードリンク）に係る構成として、ダウンリンクに係る構成と同様に、制御局装置９２と、光ファイバ９６−１〜９６−Ｎ２を介して接続されたリモート基地局としての無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２とを具備している。
制御局装置９２は、図５に示した構成に加えて、Ｏ／Ｅ変換器９３１−１〜９３１−Ｎ２、ミキサ９３２−１〜９３２−Ｎ２、ローカル発振器９３３（ローカル発振器９２４と共用することも可能）、フィルタ９３４−１〜９３４−Ｎ２、Ａ／Ｄ（Analogue/Digital：アナログ／デジタル）変換器９３５−１〜９３５−Ｎ２、ＦＦＴ回路９３６−１〜９３６−Ｎ２、チャネル情報推定回路９３７、受信ウエイト算出回路９３８、及び受信信号処理回路９３９を更に備えている。
無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２は、図５に示した構成に加えて、ローノイズアンプ（Low Noise Amplifier：ＬＮＡ）９７４−１〜９７４−Ｎ２、及びＥ／Ｏ変換器９７５−１〜９７５−Ｎ２を備えている。
(Example configuration on the receiving side in the uplink)
FIG. 7 is a schematic block diagram illustrating an example of a configuration on the receiving side related to the uplink of the wireless communication apparatus in the prior art. As shown in the figure, the wireless communication device includes a
In addition to the configuration shown in FIG. 5, the
In addition to the configuration shown in FIG. 5, the wireless modules 97-1 to 97 -N 2 include low noise amplifiers (Low Noise Amplifiers: LNA) 974-1 to 974 -N 2 , and E / O converters 975-1. and a 975-N 2.
各無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２において、ローノイズアンプ９７４−１〜９７４−Ｎ２は、アンテナ素子９７３−１〜９７３−Ｎ２を介して受信した信号を増幅してＥ／Ｏ変換器９７５−１〜９７５−Ｎ２に出力する。
Ｅ／Ｏ変換器９７５−１〜９７５−Ｎ２は、ローノイズアンプ９７４−１〜９７４−Ｎ２から入力された電気的な信号を光信号に変換して、光ファイバ９６−１〜９６−Ｎ２を介して制御局装置９２に送信する。
In each of the wireless modules 97-1 to 97 -N 2 , the low noise amplifiers 974-1 to 974 -N 2 amplify the signals received via the antenna elements 973-1 to 973-N 2 and perform an E / O converter. and outputs it to the 975-1~975-N 2.
The E / O converters 975-1 to 975-N 2 convert electrical signals input from the low noise amplifiers 974-1 to 974-N 2 into optical signals, and optical fibers 96-1 to 96-N. 2 to the
制御局装置９２において、Ｏ／Ｅ変換器９３１−１〜９３１−Ｎ２は、無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２から受信した光信号を電気信号に変換してミキサ９３２−１〜９３２−２に出力する。
ミキサ９３２−１〜９３２−Ｎ２は、Ｏ／Ｅ変換器９３１−１〜９３１−Ｎ２から出力される電気信号と、ローカル発振器９３３から出力される局部発振信号とを乗算し、無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートする。
ミキサ９３２−１〜９３２−Ｎ２においてダウンコンバートされた信号には、受信すべきチャネルの帯域外の周波数成分も含まれる。そこで、フィルタ９３４−１〜９３４−Ｎ２は、ミキサ９３２−１〜９３２−Ｎ２においてダウンコンバートされた信号から、受信すべきチャネルの帯域外の周波数成分を除去する。
In the
The mixers 932-1 to 932 -N 2 multiply the electrical signals output from the O / E converters 931-1 to 931 -N 2 by the local oscillation signals output from the
The signals down-converted by the mixers 932-1 to 932 -N 2 include frequency components outside the band of the channel to be received. Therefore, the filters 934-1 to 934 -N 2 remove frequency components outside the band of the channel to be received from the signals down-converted by the mixers 932-1 to 932 -N 2 .
Ａ／Ｄ変換器９３５−１〜９３５−Ｎ２は、フィルタ９３４−１〜９３４−Ｎ２により帯域外の周波数成分が除去された信号を、デジタル・ベースバンド信号に変換してＦＦＴ回路９３６−１〜９３６−Ｎ２に出力する。ＦＦＴ回路９３６−１〜９３６−Ｎ２は、Ａ／Ｄ変換器９３５−１〜９３５−Ｎ２から入力されるデジタル・ベースバンド信号を周波数成分ごとに信号に分離する。この際、ＦＦＴ回路９３６−１〜９３６−Ｎ２は、各周波数成分の信号に対して、ＯＦＤＭシンボルごとにガードインターバルを除去し、残りのサンプリングデータに対してＦＦＴ処理を施し、時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換する。
ＦＦＴ回路９３６−１〜９３６−Ｎ２により変換された周波数軸上の信号は、受信信号処理回路９３９に集約され、ここで周波数成分ごとに所定の受信ウエイトが乗算され、更に合成される。受信信号処理回路９３９は、ＯＦＤＭ（Ａ）変調方式が用いられている場合、信号に対してサブキャリアごとの復調処理を行い、ＳＣ−ＦＤＥ方式が用いられている場合、各周波数成分の信号に対し周波数軸上での信号等化処理を施し、その信号をＩＦＦＴ処理で合成した信号に対する復調処理を行う。これらの復調処理によって再生されたデータをＭＡＣ層側に出力する。
The A / D converters 935-1 to 935 -N 2 convert the signal from which the frequency component outside the band has been removed by the filters 934-1 to 934 -N 2 into a digital baseband signal and convert it to an
The signals on the frequency axis converted by the FFT circuits 936-1 to 936 -N 2 are collected in the reception
ここで、受信信号処理回路９３９で用いられる受信ウエイトは、上述の信号処理とは別の処理により取得する。具体的には、ＦＦＴ回路９３６−１〜９３６−Ｎ２により変換された周波数軸上の信号は、チャネル情報推定回路９３７にも出力される。
チャネル情報推定回路９３７は、入力されたデジタル・ベースバンド信号に含まれるチャネル推定用の信号に基づいて、各無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２それぞれと端末装置との間のチャネル情報を周波数成分ごとに推定し、推定したチャネル情報を受信ウエイト算出回路９３８に出力する。
受信ウエイト算出回路９３８は、チャネル情報推定回路９３７から出力されたチャネル情報に基づいて、受信ウエイトを算出して受信信号処理回路９３９に出力する。
Here, the reception weight used in the reception
The channel
The reception
なお、ここでは信号受信時に取得するチャネル情報に基づいて受信ウエイトを算出することを明示するために、チャネル情報推定回路９３７及び受信ウエイト算出回路９３８を受信信号処理回路９３９と別に示した。しかし、受信信号処理回路９３９が、チャネル情報推定回路９３７及び受信ウエイト算出回路９３８を含む構成としてもよい。すなわち、チャネル情報推定回路９３７及び受信ウエイト算出回路９３８は、受信信号処理回路９３９の機能の一部とみなすことも可能である。なお、ここでは説明を省略したが、受信した信号のシンボルタイミングを検出する処理などその他の細かな機能も、チャネル情報推定回路９３７ないしは受信信号処理回路９３９などに含まれて、全体としての信号処理を実現している。
Here, the channel
無線通信装置では、ダウンリンクに係る構成と同様に、一つのローカル発振器９３３から出力される局部発振信号を各ミキサ９３２−１〜９３２−Ｎ２に入力している。これにより、各ミキサ９３２−１〜９３２−Ｎ２に入力される局部発振信号の相対的な位相関係は常に固定的（ほぼ同位相）になる。ただし、アップリンクに係る構成に関して、ミキサ９３２−１〜９３２−Ｎ２においてダウンコンバートが行われた後の信号に対して、チャネル情報推定回路９３７がチャネル情報の推定を行うので、仮にローカル発振器９３３からの局部発振信号の位相関係が異なっていても、その影響を除去した受信信号処理を行うことは原理的には可能である。
In the wireless communication device, the local oscillation signal output from one
なお、無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２ごとに個別のローカル発振器を用いるような構成では、ローカル発振器ごとに周波数誤差が生じることを避けられないため、時間とともに無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２ごとに独立で異なる位相の回転が加わり、その影響を除去することが困難となる。したがって、アップリンクに係る構成においても、相互に周波数誤差や複素位相の不確定性をもたない共通の局部発振信号をダウンコンバートに利用することが基本的な構成となる。 In the configuration in which individual local oscillators are used for the wireless modules 97-1 to 97 -N 2 , it is inevitable that a frequency error occurs for each local oscillator. For each N 2 , an independent and different phase rotation is added, making it difficult to remove the influence. Therefore, in the configuration related to the uplink, the basic configuration is to use a common local oscillation signal having no frequency error and uncertainty of complex phase for down-conversion.
図８は、従来技術における無線通信装置による受信処理の一例を示すフローチャートである。同図に示す各ステップのうち、ステップＳ９３１−１〜Ｓ９３１−Ｎ２からステップＳ９３４−１〜Ｓ９３４−Ｎ２の処理は、各無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２で受信した信号に対して個別に行われる処理である。これに対して、ステップＳ９３６〜Ｓ９３７の処理は、ステップＳ９３１−１〜Ｓ９３１−Ｎ２からステップＳ９３４−１〜Ｓ９３４−Ｎ２の処理の結果を受信信号処理回路９３９に集約して行う処理である。
FIG. 8 is a flowchart illustrating an example of reception processing by the wireless communication apparatus in the related art. Among the steps shown in the figure, the processing from step S931-1~S931-N 2 steps S934-1~S934-N 2, to the signal received by the radio module 97-1~97-N 2 It is a process performed individually. In contrast, the process of step S936~S937 is the processing performed by aggregating the results from step S931-1~S931-N 2 Step S934-1~S934-N 2 processing to the reception
各無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２は信号を受信する（ステップＳ９３１−１〜Ｓ９３１−Ｎ２）。ここでの受信とは、受信した信号（ないしはそれをダウンコンバートした信号）に対してアナログ／デジタル変換を施す処理まで含み、以降の信号処理はこれらのデジタル化された受信信号に対しする処理を意味する。すなわち、各無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２のアンテナ素子９７３−１〜９７３−Ｎ２において受信された信号が制御局装置９２に転送され、Ａ／Ｄ変換器９３５−１〜９３５−Ｎ２によりデジタル化されるまでの処理を意味する。
Each wireless module 97-1 to 97 -N 2 receives a signal (steps S 931-1 to S 931 -N 2 ). Here, reception includes processing for performing analog / digital conversion on the received signal (or a signal obtained by down-converting the received signal), and subsequent signal processing includes processing for these digitized reception signals. means. That is, the signal received at the antenna elements 973-1~973-N 2 of each wireless module 97-1~97-N 2 is transferred to the
制御局装置９２において、ＦＦＴ回路９３６−１〜９３６−Ｎ２は、無線モジュールにおいて受信された各信号を周波数成分ごとに分離するためにＦＦＴ処理を実施する（ステップＳ９３２−１〜９３２−Ｎ２）。周波数成分ごとに分離された信号は、チャネル情報推定回路９３７及び受信信号処理回路９３９に出力される。チャネル情報推定回路９３７は、各無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２の受信信号に含まれる無線パケットに付与されていた既知のパターンからなるプリアンブル信号に基づいて、周波数成分ごとにチャネル推定を実施する（ステップＳ９３３−１〜９３３−Ｎ２）。すなわち、チャネル情報推定回路９３７は、周波数成分ごとに伝送路上での信号の減衰、及び複素位相の回転状態を把握し、信号の減衰及び複素位相の回転状態を示すチャネル情報を受信ウエイト算出回路９３８に出力する。
受信ウエイト算出回路９３８は、チャネル情報推定回路９３７から出力される無線モジュール９７−１〜９７−Ｎ２において受信した信号に対する周波数成分ごとのチャネル情報に基づいて、各周波数成分の受信ウエイトを算出し（ステップＳ９３５）、更にこの算出された受信ウエイトを受信信号処理回路９３９に出力する。
In the
The reception
一方、受信信号処理回路９３９は、受信ウエイト算出回路９３８が算出した受信ウエイトを、ＦＦＴ回路９３６−１〜９３６−Ｎ２から入力されるデジタル・ベースバンド信号を各周波数成分に分離した信号に対し、周波数成分ごとに乗算し（ステップＳ９３４−１〜９３４−Ｎ２）、各アンテナ素子に対する乗算結果を周波数成分ごとに加算合成し（ステップＳ９３６）、加算合成された信号に対して通常の受信信号処理を実施し（ステップＳ９３７）、処理を終了する（ステップＳ９３８）。
On the other hand, the reception
［フェーズドアレーアンテナ技術について］
なお、コヒーレント伝送と類似の技術として、多数のアンテナ素子を用いたフェーズドアレーアンテナ技術がある（例えば、非特許文献３）。
図９は、フェーズドアレーアンテナの原理を示す図である。同図には、５つのアンテナ素子９６１−１〜９６１−５が、互いに間隔ｄを隔てて直線状に配置されているフェーズドアレーアンテナが示されている。フェーズドアレーアンテナにおいてアンテナ素子９６１−１〜９６１−５の配列方向に対して角度θ方向の指向性を形成する場合、その方向に対してアンテナ素子９６１−１〜９６１−５ごとの経路長差がｄＣｏｓθであることを考慮して、同位相合成するように各アンテナ素子９６１−１〜９６１−５を用いて送受信する信号それぞれに対して調整を行えばよい。
[Phased array antenna technology]
As a technique similar to coherent transmission, there is a phased array antenna technique using many antenna elements (for example, Non-Patent Document 3).
FIG. 9 is a diagram showing the principle of the phased array antenna. The figure shows a phased array antenna in which five antenna elements 961-1 to 961-5 are linearly arranged with a distance d therebetween. In the phased array antenna, when the directivity in the angle θ direction is formed with respect to the arrangement direction of the antenna elements 961-1 to 961-5, there is a difference in path length for each antenna element 961-1 to 961-5 with respect to the direction. In consideration of dCosθ, adjustment may be made to each of the signals transmitted and received using each of the antenna elements 961-1 to 961-5 so as to perform in-phase synthesis.
ここで、送受信する信号の波長がλである場合、隣接するアンテナ素子９６１−１〜９６１−５間で（（２πｄＣｏｓθ）／λ）ずつ位相をずらした信号を出力することにより、角度θ方向に対して指向性を形成することができる。この位相差（（２πｄＣｏｓθ）／λ）は、送受信する信号にアナログ的に移相器を用いて与えてもよいし、デジタル信号処理において与えてもよい。
フェーズドアレーアンテナでは、このようにして、所定の角度方向に対するアンテナ利得を稼ぐことができる。なお、一般には、指向性利得が最大となるメインローブ方向の周りに細かな利得のうねりを示すサブローブが生じるため、その影響を低減しメインローブを安定的に運用するために、アンテナ素子９６１−１〜９６１−５の間隔ｄをλ／２以下にする。
Here, when the wavelength of a signal to be transmitted / received is λ, a signal whose phase is shifted by ((2πdCosθ) / λ) between adjacent antenna elements 961-1 to 961-5 is output in the direction of the angle θ. A directivity can be formed. This phase difference ((2πdCosθ) / λ) may be given to a signal to be transmitted / received in an analog manner using a phase shifter or may be given in digital signal processing.
In the phased array antenna, the antenna gain with respect to a predetermined angular direction can be obtained in this way. In general, since a sublobe showing a fine wave of undulation is generated around the main lobe direction in which the directivity gain is maximized, in order to reduce the influence and stably operate the main lobe, the antenna element 961- The interval d between 1 and 961-5 is set to λ / 2 or less.
ただし、波長λに対しアンテナ素子９６１−１〜９６１−５間隔が短くなるにつれ、アンテナ素子９６１−１〜９６１−５同士の素子間結合や様々な要因により、単純な同位相合成の場合に比べ大幅に利得は低減する。この場合、個々のアンテナ素子９６１−１〜９６１−５から送受信される信号は、送受信点において独立な波として振幅を単純に加算できる波動と異なり、あたかも多数のアンテナ素子９６１−１〜９６１−５全体で一つの仮想的なアンテナ素子を構成し、その仮想的なアンテナ素子から一つの信号（波動）を送信するといった振る舞いとなる。この点で、単純な同位相合成が成り立つコヒーレント伝送とは異なる現象と見ることができる。 However, as the distance between the antenna elements 961-1 to 961-5 is shortened with respect to the wavelength λ, the antenna elements 961-1 to 961-5 are coupled to each other and various factors, compared with the case of simple in-phase synthesis. The gain is greatly reduced. In this case, the signals transmitted and received from the individual antenna elements 961-1 to 961-5 are different from the waves that can simply add the amplitudes as independent waves at the transmission and reception points, as if many antenna elements 961-1 to 961-5. As a whole, one virtual antenna element is configured, and one signal (wave) is transmitted from the virtual antenna element. In this respect, it can be regarded as a phenomenon different from coherent transmission in which simple in-phase synthesis is realized.
［マルチユーザＭＩＭＯ技術について］
（マルチユーザＭＩＭＯの概要）
コヒーレント伝送や、フェーズドアレーアンテナ技術は、基本的に回線利得を改善する技術であり、広域のサービスエリアを一つの基地局でカバーする際の回線容量を増大させるためには、別の無線通信技術が必要となる。一方で周波数資源は限りがあるために、ここでは限られた資源を高い周波数利用効率で利用するための技術として、例えば非特許文献４にて検討されているマルチユーザＭＩＭＯ技術について説明をする。
[About multi-user MIMO technology]
(Outline of multi-user MIMO)
Coherent transmission and phased array antenna technology are basically technologies for improving the channel gain. To increase the channel capacity when covering a wide service area with one base station, another radio communication technology is used. Is required. On the other hand, since frequency resources are limited, here, for example, a multi-user MIMO technique studied in Non-Patent Document 4 will be described as a technique for using limited resources with high frequency utilization efficiency.
図１０は、マルチユーザＭＩＭＯシステムの構成例を示す概略図である。同図に示すように、マルチユーザＭＩＭＯシステムは、基地局装置８０１と、端末装置８０２−１、８０２−２、８０２−３（端末装置＃１〜＃３）とを具備している。実際に一つの基地局装置８０１が収容する端末装置８０２の数は多数であるが、そのうちの数局を選び出し（同図では端末装置８０２−１〜８０２−３）、通信を行う。各端末装置８０２は、基地局装置８０１と比較して送受信アンテナ数が一般に少ない。例えば、基地局装置８０１から端末装置８０２への通信（ダウンリンク）を行う場合について説明する。
FIG. 10 is a schematic diagram illustrating a configuration example of a multi-user MIMO system. As shown in the figure, the multi-user MIMO system includes a
基地局装置８０１は、多数のアンテナ素子を用いて複数の指向性ビームを形成する。例えば、各端末装置８０２−１〜８０３に対してそれぞれ３つのＭＩＭＯチャネルを割り当て、全体として９系統の信号系列を送信する場合を考える。その際、端末装置８０２−１に対して送信する信号は、端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３方向には指向性利得が極端に低くなるように調整し、この結果として端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３への干渉を抑制する。同様に、端末装置８０２−２に対して送信する信号は、端末装置８０２−１及び端末装置８０２−３方向には指向性利得が極端に低くなるように調整する。同様の処理を端末装置８０２−３にも施す。このように指向性制御を行う理由は、例えば端末装置８０２−１においては、端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３で受信した信号の情報を知る術がないため、端末装置８０２間での協調的な受信処理ができない。つまり、３本しかない端末装置８０２−１のみの受信処理において、９系統の全ての信号系列を信号分離することは非常に厳しい。そこで、各端末装置８０２−１〜８０２−３には他の端末装置８０２の信号が受信されないように、送信側で干渉分離を事前に行う。
以上が既存のマルチユーザＭＩＭＯシステムの概要である。次に、指向性ビームの形成方法について、以下に説明を加える。ここでは、基地局装置８０１が９つのアンテナ素子を備え、各端末装置８０２−１〜８０２−３が３つのアンテナ素子を備える場合について説明する。例えば、図１０において、基地局装置８０１の第ｊ（ｊ＝１，…，９）のアンテナ素子と、端末装置８０２−１の第１のアンテナ素子との間のチャネル情報をｈ１ｊと表記する。基地局装置８０１の各アンテナ素子（ｊ＝１，…，９）と、端末装置８０２−１の第１のアンテナ素子とのチャネル情報を用いて行ベクトルｈ１を（ｈ１１，ｈ１２，ｈ１３，…，ｈ１８，ｈ１９）と表記する。同様に、基地局装置８０１の第ｊのアンテナ素子と、端末装置８０２−１の第２のアンテナ素子及び第３のアンテナ素子との間のチャネル情報をｈ２ｊ及びｈ３ｊと表記し、対応する行ベクトルｈ２及びｈ３を（ｈ２１，ｈ２２，ｈ２３，…，ｈ２８，ｈ２９）及び（ｈ３１，ｈ３２，ｈ３３，…，ｈ３８，ｈ３９）と表記する。端末装置８０２−２及び端末装置８０２−３のアンテナ素子に対して同様の連番をふり、行ベクトルｈ４〜ｈ９を（ｈ４１，ｈ４２，ｈ４３，…，ｈ４８，ｈ４９）〜（ｈ９１，ｈ９２，ｈ９３，…，ｈ９８，ｈ９９）と表記する。
The above is the outline of the existing multi-user MIMO system. Next, a method for forming a directional beam will be described below. Here, a case will be described in which
加えて、基地局装置８０１が送信する９系統の信号をｔ１〜ｔ９と表記し、これを成分とする列ベクトルをＴｘ［ａｌｌ］＝（ｔ１，ｔ２，ｔ３，…，ｔ８，ｔ９）Ｔと表記する。ここで、右肩のＴの文字はベクトル、行列の転置を表す。また同様に、端末装置８０２−１〜８０−３の９本のアンテナ素子での受信信号をｒ１〜ｒ９と表記し、これを成分とする列ベクトルをＲｘ［ａｌｌ］＝（ｒ１，ｒ２，ｒ３，…，ｒ８，ｒ９）Ｔと表記する。最後に、行ベクトルｈ１〜ｈ９を第１から第９行成分とする行列を、全体チャネル情報行列Ｈ［ａｌｌ］と表記する。
この場合、マルチユーザＭＩＭＯシステム全体として、次式（１）の関係が成り立つ。
In addition, nine systems of signals transmitted by the
In this case, the relationship of the following formula (1) is established for the entire multiuser MIMO system.
これに対し送信指向性制御を行うため、９行９列の送信ウエイト行列Ｗを導入し、式（１）を次式（２）のように書き換える。 On the other hand, in order to perform transmission directivity control, a transmission weight matrix W of 9 rows and 9 columns is introduced, and the equation (1) is rewritten as the following equation (2).
更に、送信ウエイト行列Ｗを列ベクトルｗ１〜ｗ９に分解し、Ｗ＝（ｗ１，ｗ２，ｗ３，…，ｗ８，ｗ９）と表記すると、式（２）における「Ｈ［ａｌｌ］・Ｗ」を次式（３）のように表せる。
Furthermore, the transmission weight matrix W is decomposed into column vectors w 1 ~w 9, W = ( w 1,
ここで、例えば６つの行ベクトルｈ４〜ｈ９と、３つの列ベクトルｗ１〜ｗ３との乗算（各成分の乗算したものの総和、複素ベクトルの場合は内積とは異なる）が全てゼロになるように、ｗ１〜ｗ３の値を選ぶことを考える。同時に、行ベクトルｈ１〜ｈ３及びｈ７〜ｈ９と列ベクトルｗ４〜ｗ６との乗算、行ベクトルｈ１〜ｈ６と列ベクトルｗ７〜ｗ９との乗算が全てゼロになるように、ｗ４〜ｗ９の値を選ぶことにする。
すると、式（３）に示す９行９列の行列Ｈ［ａｌｌ］・Ｗは、３行３列の部分行列を用いて、次式（４）のように表すことができる。
Here, for example, the multiplication of the six row vectors h 4 to h 9 and the three column vectors w 1 to w 3 (the sum of the multiplication of each component, which is different from the inner product in the case of a complex vector) is all zero. Consider that the values of w 1 to w 3 are selected. At the same time, the multiplication of the
Then, the 9 × 9 matrix H [all] · W shown in Equation (3) can be expressed as the following Equation (4) using a 3 × 3 partial matrix.
式（４）において、Ｈ［１］、Ｈ［２］、及びＨ［３］は３行３列の行列であり、「０」は成分が全てゼロの３行３列の行列である。このような条件を満たす変換行列を送信ウエイト行列Ｗに選択することで、式（４）は次式（５−１）〜式（５−３）で表される３つの関係式に分解できる。 In Equation (4), H [1] , H [2] , and H [3] are 3-by-3 matrices, and “0” is a 3-by-3 matrix with all components zero. By selecting a transformation matrix that satisfies such conditions as the transmission weight matrix W, the equation (4) can be decomposed into three relational expressions represented by the following equations (5-1) to (5-3).
ここで、Ｔｘ［１］＝（ｔ１，ｔ２，ｔ３）Ｔ、Ｔｘ［２］＝（ｔ４，ｔ５，ｔ６）Ｔ、Ｔｘ［３］＝（ｔ７，ｔ８，ｔ９）Ｔ、Ｒｘ［１］＝（ｒ１，ｒ２，ｒ３）Ｔ、Ｒｘ［２］＝（ｒ４，ｒ５，ｒ６）Ｔ、Ｒｘ［３］＝（ｒ７，ｒ８，ｒ９）Ｔとした。このようにして、一つの基地局が１対１でＭＩＭＯ通信を行う、いわゆるシングルユーザＭＩＭＯ通信が３系統、同時並行的に通信を行っている状態とみなすことができるようになる。
Here, Tx [1] = (t 1,
次に、送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ９の決定方法の例を以下に説明する。手順としては、端末装置８０２−１に対する送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ３を決定し、順次、端末装置８０２−２に対する送信ウエイトベクトルｗ４〜ｗ６、端末装置８０２−３に対する送信ウエイトベクトルｗ７〜ｗ９を決定する。
まず、第１ステップとして、端末装置８０２−２、８０２−３に対する６つの行ベクトルｈ４〜ｈ９が張る６次元部分空間における６つの基底ベクトルｅ４〜ｅ９を求める。求める方法は、グラムシュミットの直交化法の他、様々な方法があるが、ここでは例としてグラムシュミットの直交化法を例に説明する。
まず、一つの行ベクトルｈ４に着目し、この方向で絶対値が１のベクトルを基底ベクトルｅ４とする。基底ベクトルｅ４は次式（６）として表される。
Next, an example of a method for determining the transmission weight vectors w 1 to w 9 will be described below. As a procedure, transmission weight vectors w 1 to w 3 for the terminal device 802-1 are determined, and transmission weight vectors w 4 to w 6 for the terminal device 802-2 and transmission weight vectors w 7 for the terminal device 802-3 are sequentially set. to determine the ~w 9.
First, as a first step, six basis vectors e 4 to e 9 in a six-dimensional subspace spanned by six row vectors h 4 to h 9 for the terminal devices 802-2 and 802-3 are obtained. There are various methods other than the Gram Schmidt orthogonalization method. The Gram Schmidt orthogonalization method will be described as an example here.
First, paying attention to one row vector h 4 , a vector having an absolute value of 1 in this direction is set as a base vector e 4 . The basis vector e 4 is expressed as the following equation (6).
式（６）における（ｈ４ｈ４ Ｈ）は同一ベクトルの絶対値の２乗を意味するスカラー量であり、この値の平方根での除算は行ベクトルｈ４を規格化することを意味する。また、「ｈ４ Ｈ」は、行ベクトルｈ４に対するエルミート共役ベクトルであり、行と列を転置し且つ各成分の複素共役を取ることで得られるベクトルである。
次に、行ベクトルｈ５に着目し、この行ベクトルの中から基底ベクトルｅ４方向の成分をキャンセルした行ベクトルｈ５’を求めた後、更に規格化する。行ベクトルｈ５’と基底ベクトルｅ５とは、次式（７−１）及び式（７−２）で表される。
( H 4 h 4 H ) in Equation (6) is a scalar quantity that means the square of the absolute value of the same vector, and division by the square root of this value means normalization of the row vector h 4 . “H 4 H ” is a Hermitian conjugate vector for the row vector h 4 , and is a vector obtained by transposing the row and column and taking the complex conjugate of each component.
Next, focusing on the row vector h 5, after obtaining the row vector h 5 'canceling the basis vectors e 4 direction component from among the row vectors further normalized. The row vector h 5 ′ and the basis vector e 5 are expressed by the following expressions (7-1) and (7-2).
式（７−２）における（ｈ５ｅ４ Ｈ）は、行ベクトルｈ５の基底ベクトルｅ４方向への射影を意味する。同様の処理を次式（８−１）及び次式（８−２）のように行う。 ( H 5 e 4 H ) in Equation (7-2) means the projection of the row vector h 5 in the direction of the base vector e 4 . The same processing is performed as in the following equation (8-1) and the following equation (8-2).
ここで、式（８−１）におけるΣの総和の範囲は、４≦ｉ≦（ｊ−１）（ｊは５〜９の整数）の整数ｉに対する総和となっている。つまり、既に確定した規定ベクトル方向の成分をキャンセルすることを意味する。このようにして、６つの基底ベクトルｅ４〜ｅ９を求めることができる。
次に、第２ステップとして、端末装置８０２−１に対する送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ３を求める。まず、行ベクトルｈ１〜ｈ３から、基底ベクトルｅ４〜ｅ９が張る６次元部分空間の成分をキャンセルする。具体的には、次式（９）で表される。
Here, the range of the summation of Σ in the equation (8-1) is the summation for the integer i of 4 ≦ i ≦ (j−1) (j is an integer of 5 to 9). That is, it means that the component in the defined vector direction that has already been determined is canceled. In this way, six basis vectors e 4 to e 9 can be obtained.
Next, as a second step, transmission weight vectors w 1 to w 3 for the terminal device 802-1 are obtained. First, the components of the 6-dimensional subspace spanned by the base vectors e 4 to e 9 are canceled from the row vectors h 1 to h 3 . Specifically, it is represented by the following formula (9).
ここで、式（９）におけるｊは１〜３の整数であり、Σの総和の範囲は４≦ｉ≦９の整数ｉに対する総和となっている。このようにして求めた行ベクトルｈ１’〜ｈ３’の３つのベクトルが張る３次元空間は上述の行ベクトルｈ４〜ｈ９のいずれとも直交している。この３次元空間内の３つのベクトル（必ずしも直交ベクトルである必然性はない）を選び、そのベクトルの複素共役ベクトルを送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ３として設定すれば、他の端末装置８０２−２、８０２−３への干渉を抑圧することができる。
なお、３つのベクトルの選び方は如何なる方法でも構わないが、例えば特異値分解を行って得られるユニタリー行列を構成する３つの直交ベクトルを用いれば、他の端末装置８０２に干渉を与えない部分空間内に限定された固有モード伝送が可能になり、効率的な伝送が可能になる。
Here, j in the formula (9) is an integer of 1 to 3, and the range of the sum of Σ is the sum for the integer i of 4 ≦ i ≦ 9. The three-dimensional space spanned by the three vectors of the row vectors h 1 ′ to h 3 ′ thus obtained is orthogonal to any of the above-described row vectors h 4 to h 9 . If three vectors in this three-dimensional space (not necessarily an orthogonal vector) are selected and the complex conjugate vector of the vector is set as transmission weight vectors w 1 to w 3 , another terminal device 802-2, Interference with 802-3 can be suppressed.
Note that any method may be used for selecting the three vectors. For example, if three orthogonal vectors that form a unitary matrix obtained by performing singular value decomposition are used, the sub-spaces that do not interfere with other terminal devices 802 are used. The eigenmode transmission limited to 1 is possible, and efficient transmission becomes possible.
最後に、第３ステップとして、これと同様の処理を端末装置８０２−２、端末装置８０２−３に対しても行えば、最終的に全体の送信ウエイトベクトルｗ１〜ｗ９を求めることができる。
以上が送信ウエイト行列Ｗの求め方である。
Finally, as a third step, if the same processing is performed for the terminal device 802-2 and the terminal device 802-3, finally the entire transmission weight vectors w 1 to w 9 can be obtained. .
The above is how to obtain the transmission weight matrix W.
図１１は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける送信ウエイト行列Ｗを算出する手順を示すフローチャートである。まず、送信ウエイト行列Ｗの算出にあたり、全ての端末装置８０２へのチャネル情報行列Ｈを取得する（ステップＳ８０１）。宛先とする端末装置８０２に対して通し番号を付与し、その通し番号を示す変数をｋとした場合、まずｋを初期化する（ステップＳ８０２）。更に、ｋをカウントアップし（ステップＳ８０３）、現在のｋが示す値に対応する端末装置８０２（＃１）に対する部分チャネル情報（ここでは便宜上、Ｈｍａｉｎと表記する。）を抽出し（Ｓ８０４）、それ以外の宛先の端末装置８０２に対する部分チャネル情報行列（ここでは便宜上、Ｈｓｕｂと表記する。）を抽出する（ステップＳ８０５）。 FIG. 11 is a flowchart showing a procedure for calculating a transmission weight matrix W in the multiuser MIMO system. First, in calculating the transmission weight matrix W, channel information matrices H for all the terminal devices 802 are acquired (step S801). When a serial number is assigned to the destination terminal device 802 and the variable indicating the serial number is k, k is first initialized (step S802). Further, k is counted up (step S803), and partial channel information (herein expressed as H main for convenience) corresponding to the terminal device 802 (# 1) corresponding to the value indicated by k is extracted (S804). Then, a partial channel information matrix (herein referred to as H sub for convenience) is extracted for the other terminal device 802 (step S805).
更に、部分チャネル行列Ｈｓｕｂの各行ベクトルが張る部分空間の直交基底ベクトルを算出し、これを基底ベクトル｛ｅｊ｝と置く（ステップＳ８０６）。次に、式（９）に相当する処理として、着目している端末装置８０２（＃１）に対する部分チャネル情報行列ＨｍａｉｎからステップＳ８０６において求めた基底ベクトル｛ｅｊ｝に関する成分をキャンセルし、これを行列〜Ｈｍａｉｎとする（ステップＳ８０７）。ここで、ステップＳ８０７において、「〜（チルダ）」が上に付されたＨを「〜Ｈ」と表記する。以下、数式等においても同様に、「＾（ハット）」などの記号が文字の上に付されている文字を表記する場合、当該記号を文字の前に表記する。 Further, an orthogonal basis vector of a subspace spanned by each row vector of the partial channel matrix H sub is calculated, and this is set as a basis vector {e j } (step S806). Next, as processing corresponding to Equation (9), the component related to the basis vector {e j } obtained in step S806 from the partial channel information matrix H main for the terminal device 802 (# 1) of interest is canceled, Is a matrix to H main (step S807). Here, in step S807, H with “˜ (tilde)” added thereto is denoted as “˜H”. Hereinafter, similarly, in a mathematical expression or the like, when a character such as “^ (hat)” is written on the character, the symbol is written before the character.
更に、行列〜Ｈｍａｉｎの行ベクトルが張る部分空間の任意の直交基底ベクトルを算出し、これを基底ベクトル｛ｅｉ｝とする（ステップＳ８０８）。ここで、任意の基底ベクトルとは、例えば行列〜Ｈｍａｉｎを特異値分解した際の右特異行列を構成するベクトルなどを選んでもよい。その後、基底ベクトル｛ｅｉ｝の各ベクトルのエルミート共役ベクトル（複素共役ベクトルを転置した列ベクトル）として、端末装置８０２（＃１）の信号に関する送信ウエイトベクトル｛ｗｊ｝を決定する（ステップＳ８０９）。 Further, an arbitrary orthogonal basis vector of the subspace spanned by the row vectors of the matrix to H main is calculated, and this is set as the basis vector {e i } (step S808). Here, as the arbitrary base vector, for example, a vector constituting the right singular matrix when the matrix ~ H main is subjected to singular value decomposition may be selected. Thereafter, a transmission weight vector {w j } relating to the signal of terminal apparatus 802 (# 1) is determined as a Hermitian conjugate vector (column vector obtained by transposing a complex conjugate vector) of each vector of basis vectors {e i } (step S809). ).
ここで、全ての宛先の端末装置８０２の送信ウエイトベクトルを決定済みか否かを判定し（ステップＳ８１０）、残りの端末装置８０２があれば、ステップＳ８０３からステップＳ８０９までの処理を繰り返す。全ての端末装置８０２の送信ウエイトベクトルを決定済みであれば、送信ウエイトベクトル｛ｗｊ｝を各列ベクトルとする行列として送信ウエイト行列Ｗを決定し（ステップＳ８１１）、処理を終了する。
なお、チャネル情報は一般的には周波数成分ごとに異なるため、広帯域の信号、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いた信号であれば、周波数成分ごと、すなわちサブキャリアごとに同様の送信ウエイトを算出することになる。またここでは、端末装置８０２−１〜８０２−３がそれぞれアンテナを３素子ずつ備えている場合を例に取り説明したため、ステップＳ８０８にて〜Ｈｍａｉｎの各行ベクトルが張る部分空間の直交基底ベクトルを算出する処理を含んでいたが、端末装置が１本のアンテナのみを備える場合には、ステップＳ８０８は単に〜Ｈｍａｉｎに相当する行ベクトルを規格化することに対応する。
Here, it is determined whether or not the transmission weight vectors of all destination terminal devices 802 have been determined (step S810), and if there are remaining terminal devices 802, the processing from step S803 to step S809 is repeated. If the transmission weight vectors of all the terminal devices 802 have been determined, the transmission weight matrix W is determined as a matrix having the transmission weight vector {w j } as each column vector (step S811), and the process ends.
Since channel information generally differs for each frequency component, if a wideband signal, for example, a signal using the OFDM modulation method, a similar transmission weight is calculated for each frequency component, that is, for each subcarrier. Become. In addition, here, the case where each of the terminal devices 802-1 to 802-3 includes three antennas has been described as an example, and in step S808, the orthogonal basis vectors of the subspace spanned by each row vector of ~ H main are obtained. In the case where the terminal device includes only one antenna, the step S808 simply corresponds to normalizing a row vector corresponding to ~ H main .
（マルチユーザＭＩＭＯの装置構成例）
図１２は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、基地局装置８０は、送信部８１、受信部８５、インタフェース回路８７、ＭＡＣ層処理回路８８、及び通信制御回路８２０を備えている。ＭＡＣ層処理回路８８はスケジューリング処理回路８８１を有している。
基地局装置８０は、インタフェース回路８７を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路８７は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路８８に出力する。ＭＡＣ層処理回路８８は、基地局装置８０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路８２０の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ここで、ＭＡＣ層に関する処理には、インタフェース回路８７で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の付与などが含まれる。この処理の中で、スケジューリング処理回路８８１は、マルチユーザＭＩＭＯ伝送において同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせを含む各種スケジューリング処理を行う。スケジューリング処理回路８８１は、スケジューリング結果を通信制御回路８２０に出力する。
マルチユーザＭＩＭＯでは、複数の端末装置宛に一度に信号を送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路８８から送信部８１に出力される。
(Multi-user MIMO device configuration example)
FIG. 12 is a schematic block diagram showing an example of the configuration of the
The
In multi-user MIMO, signals are transmitted to a plurality of terminal devices at a time, so that a plurality of signal sequences are output from the MAC
図１３は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０における送信部８１の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、送信部８１は、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌ（Ｌは２以上の整数）と、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋ（Ｋは２以上の整数）と、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋと、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｋと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−Ｋと、フィルタ８１７−１〜８１７−Ｋと、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）８１８−１〜８１８−Ｋと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋと、送信ウエイト処理部８３０とを備えている。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌと、送信ウエイト処理部８３０とは、図１２において示した通信制御回路８２０に接続されている。
送信ウエイト処理部８３０は、チャネル情報取得回路８３１と、チャネル情報記憶回路８３２と、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）送信ウエイト算出回路８３３とを備えている。
ここで、同図における送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌの添え字のＬは、同時に空間多重を行う多重数を表す。また、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋからアンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋまでの回路の添え字のＫは、基地局装置８０が備えるアンテナ系統数を表す。
FIG. 13 is a schematic block diagram illustrating an example of the configuration of the
The transmission
Here, the subscript L of the transmission signal processing circuits 811-1 to 811-L in FIG. The subscript K of the circuits from the adder / synthesizer circuit 812-1 to 812-K to the antenna elements 819-1 to 819-K represents the number of antenna systems provided in the
マルチユーザＭＩＭＯでは、複数の端末装置宛に一度に信号を送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路８８から送信部８１に入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌに入力される。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは、宛先の端末装置それぞれに送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃Ｌ）がＭＡＣ層処理回路８８から入力されると、無線回線で送信する無線パケットを生成して変調処理を行う。ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号は周波数成分ごとに変調処理が行われる。更に、変調処理がなされたベースバンド信号に周波数成分ごとに送信ウエイトを乗算する。各アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋに対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ベースバンドにおける送信信号のサンプリングデータとして加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋに入力される。
In multi-user MIMO, in order to transmit signals to a plurality of terminal devices at a time, a plurality of signal sequences are input from the MAC
加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋに入力された信号は、周波数成分ごとに合成される。合成された信号は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｋでデジタル・サンプリングデータからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−Ｋで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の周波数成分に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−Ｋで帯域外の周波数成分を除去し、送信すべき電気的な信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−Ｋで増幅され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋより送信される。
The signals input to the adder / synthesizers 812-1 to 812-K are synthesized for each frequency component. The synthesized signal is converted from a signal on the frequency axis into a signal on the time axis by IFFT & GI adding circuits 83-1 to 813-K, and further, a guard interval is inserted or between OFDM symbols (block for SC-FDE). (Between transmission blocks) is processed, and for each antenna element 819-1 to 819-K, a D / A converter 814-1 to 814-K converts a digital sampling data into a baseband analog signal. Is converted to Further, each analog signal is multiplied by the local oscillation signal input from the
なお、図１３では、各周波数成分の信号の加算合成を加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｋで実施した後に、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を行っているが、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌにてこれらの処理を行い、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋを省略する構成としてもよい。この場合、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌにおける送信ウエイト乗算後の必要に応じた残りの信号処理とは、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理をさす。
なお、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌで乗算される送信ウエイトは、信号送信処理時に、送信ウエイト処理部８３０に備えられているマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３より取得する。送信ウエイト処理部８３０では、チャネル情報取得回路８３１で別途チャネル情報を取得しておき、これを逐次更新しながら、チャネル情報記憶回路８３２に記憶する。信号の送信時にマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、宛先局に対応したチャネル情報をチャネル情報記憶回路８３２から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する。マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、算出した送信ウエイトを送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌに出力する。
また、宛先局の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路８２０が管理する。上述の送信ウエイトの算出に係る信号処理を行う送信ウエイト処理部８３０に対し、通信制御回路８２０は宛先局等を示す情報を出力する。
In FIG. 13, after adding and synthesizing the signals of the respective frequency components by the adding and synthesizing circuits 812-1 to 812-K, processing such as IFFT processing, insertion of guard intervals, waveform shaping, and the like is performed. The signal processing circuits 811-1 to 811-L may perform these processes, and the IFFT & GI giving circuits 83-1 to 813-K may be omitted. In this case, the remaining signal processing as necessary after transmission weight multiplication in the transmission signal processing circuits 811-1 to 811-L refers to IFFT processing, insertion of guard intervals, waveform shaping, and the like.
Note that the transmission weights multiplied by the transmission signal processing circuits 811-1 to 811 -L are acquired from the multiuser MIMO transmission
Further, the
図１４は、マルチユーザＭＩＭＯシステムにおける基地局装置８０における受信部８５の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、基地局装置８０は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋと、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２−１〜８５２−Ｋと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−Ｋと、フィルタ８５５−１〜８５５−Ｋと、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｋと、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｋと、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌと、受信ウエイト処理部８６０とを備えている。受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌと、受信ウエイト処理部８６０とは、図１２において示した通信制御回路８２０に接続されている。
受信ウエイト処理部８６０は、チャネル情報推定回路８６１と、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）受信ウエイト算出回路８６２とを備えている。
FIG. 14 is a schematic block diagram illustrating an example of the configuration of the
Reception
アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋで受信した信号をローノイズアンプ８５２−１〜８５２−Ｋで増幅する。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４−１〜８５４−Ｋで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の周波数成分も含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−Ｋで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｋでデジタル・ベースバンド信号に変換される。デジタル・ベースバンド信号は全てＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｋに入力され、所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各周波数成分の信号に分離）する。この各周波数成分に分離された信号は、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌに入力されるとともに、チャネル情報推定回路８６１にも入力される。
Signals received by the antenna elements 851-1 to 851-K are amplified by the low noise amplifiers 852-1 to 852-K. The amplified signal and the local oscillation signal output from the
チャネル情報推定回路８６１では、各周波数成分に分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に各端末装置のアンテナ素子と、基地局装置の各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋとの間のチャネル情報を周波数成分ごとに推定し、その推定結果をマルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２に出力する。マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトを周波数成分ごとに算出する。この際、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋで受信された信号を合成する受信ウエイトは、信号系列ごとに異なり、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌそれぞれに入力される。
In the channel
受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌでは、ＦＦＴ回路８５７−１〜８４７−Ｋから入力された周波数成分ごとの信号に対し、マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２から入力された受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋで受信された信号を周波数成分ごとに加算合成する。受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌは、加算合成した信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをＭＡＣ層処理回路８８に出力する。
ここで、異なる受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌでは、異なる信号系列の信号処理が行われる。また、ＭＡＣ層処理回路８８は、ＭＡＣ層に関する処理（例えば、インタフェース回路８７に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の終端など）を行う。この処理の中でスケジューリング処理回路８１１は、マルチユーザＭＩＭＯ伝送において同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせを含む各種スケジューリング処理を行い、スケジューリング結果を通信制御回路８２０に出力する。ＭＡＣ層処理回路８８にて処理された受信データは、インタフェース回路８７を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。
また、送信元の端末装置の管理や、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路８２０が管理する。また、上述の受信ウエイトの算出に係る信号処理を行う受信ウエイト処理部８６０に対し、通信制御回路８２０から送信元の端末装置等を示す情報が入力される。
In reception signal processing circuits 858-1 to 858 -L, the signal for each frequency component input from FFT circuits 857-1 to 847 -K is multiplied by the reception weight input from multiuser MIMO reception
Here, different received signal processing circuits 858-1 to 858 -L perform signal processing of different signal sequences. The MAC
In addition, the
なお、信号受信に関しても送信の場合と同様に、ＯＦＤＭ変調方式ないしはＳＣ−ＦＤＥ方式を用いた広帯域のシステムでは、上述の受信ウエイトの乗算は周波数成分ごとに行われる。つまりＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｋから出力される信号に対し、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＫでＦＦＴを行い各周波数成分に分離し、分離した周波数成分ごとに、チャネル情報推定回路８６１での信号処理、及び、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌでの受信信号処理が実施されることになる。
As for signal reception, as in the case of transmission, in the wideband system using the OFDM modulation scheme or SC-FDE scheme, the above-described reception weight multiplication is performed for each frequency component. That is, the signals output from the A / D converters 856-1 to 856-K are subjected to FFT in the FFT circuits 857-1 to 857-K and separated into frequency components, and channel information is obtained for each separated frequency component. The signal processing in the
（マルチユーザＭＩＭＯの送信処理）
図１５は、マルチユーザＭＩＭＯにおける基地局装置８０の送信処理を示すフローチャートである。マルチユーザＭＩＭＯでは、データの送信とは別に行うダウンリンクのチャネル情報のフィードバックが定期的になされている。チャネル情報取得回路８３１はダウンリンクにおけるチャネル情報を取得すると（ステップＳ８３１）、端末装置ごとに各周波数成分のチャネル情報をチャネル情報記憶回路８３２に記憶させる（ステップＳ８３２）。ステップＳ８３１及びステップＳ８３２の処理は、逐次行われる。
(Multi-user MIMO transmission processing)
FIG. 15 is a flowchart showing a transmission process of the
基地局装置８０からの信号送信処理が開始されると（ステップＳ８２１）、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、宛先である端末装置に対応する各周波数成分のチャネル情報をチャネル情報記憶回路８３２から読み出す（ステップＳ８２２）。
マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３は、読み出したチャネル情報を基に、先に示した処理によりマルチユーザＭＩＭＯ用の送信ウエイトを周波数成分ごとに算出する（ステップＳ８２３）。ステップＳ８２２及びステップＳ８２３の処理とは別に、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは、宛先ごとの送信すべきデータに対し、各種変調処理等の送信信号処理により、宛先局ごとに各周波数成分の送信信号を生成する（ステップＳ８２４）。
When signal transmission processing from the
Based on the read channel information, the multiuser MIMO transmission
送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは、生成した送信信号に、ステップＳ８２３においてマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路８３３が算出した送信ウエイトを乗算する（ステップＳ８２５）。また、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−Ｌは一連の信号処理を施し、加算合成回路８１２−１〜８１２−Ｌはアンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｌごとに各周波数成分の各端末装置宛の送信信号に対する加算合成を行い、更にＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理を行い、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｋに出力する（ステップＳ８２６−１〜Ｓ８２６−Ｋ）。ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−Ｋから出力された信号は、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−Ｋからハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−Ｋにおける信号処理が施され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−Ｋそれぞれから送信され（ステップＳ８２７−１〜Ｓ８２７−Ｋ）、処理を終了する（ステップＳ８２８−１〜Ｓ８２８−Ｋ）。
The transmission signal processing circuits 811-1 to 811-L multiply the generated transmission signal by the transmission weight calculated by the multiuser MIMO transmission
なお、ステップＳ８２７−１〜Ｓ８２７−Ｋにおける処理は、ベースバンド信号から無線周波数へのアップコンバート処理、フィルタによる帯域が周波数成分の除去、ハイパワーアンプによる信号の増幅などを含む。 Note that the processing in steps S827-1 to S827-K includes up-conversion processing from a baseband signal to a radio frequency, removal of frequency components of a band by a filter, signal amplification by a high power amplifier, and the like.
（マルチユーザＭＩＭＯの受信処理）
図１６は、マルチユーザＭＩＭＯにおける基地局装置８０の受信処理を示すフローチャートである。まず、第１から第Ｋのアンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋにて信号を受信する（ステップＳ８４１−１〜Ｓ８４１−Ｋ）。ここでの受信とは、受信した信号ないしそれをダウンコンバートした信号に対し、アナログ／デジタル変換を施す処理までを含む。以降の信号処理は、デジタル化された受信信号に対する処理を意味する。
続いて、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋに対応する受信信号に対し、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−Ｋによる各周波数成分への分離等の信号処理を行う（ステップＳ８４１−１〜Ｓ８４２−Ｋ）。更に、チャネル情報推定回路８６１は、無線パケットに付与されていた既知のパターンのプリアンブル信号の受信状態より、各周波数成分のチャネル推定を実施する（ステップＳ８４３−１〜Ｓ８４３−Ｋ）。ここで、伝搬路上での信号の減衰、及び複素位相の回転状態を把握する。このステップＳ８４３−１〜Ｓ８４３−Ｋで行うチャネル推定では、ステップＳ８４３−１、Ｓ８４３−２、・・・、Ｓ８４３−Ｋを個別に示した通り、空間多重される信号系列ごとに個別にチャネル推定を行う必要がある。この個別のチャネル推定とは、送信元の端末装置それぞれから送信された信号を分離可能な状態で行う必要がある。ＯＦＤＭ変調方式を例に取れば、一般的には空間多重数と同数のシンボル数のチャネル推定用のプリアンブル信号が必要となる。各端末装置は空間多重数と同数のシンボル数（ないしはそれ以上）で且つそれぞれが異なるパターンのプリアンブル信号を付与して信号送信を行い、基地局装置８０はそのパターンの違いを利用して、ステップＳ８４３−１〜Ｓ８４３−Ｋにて個別のチャネル推定を行うことになる。
(Multi-user MIMO reception processing)
FIG. 16 is a flowchart showing reception processing of the
Subsequently, the received signals corresponding to the antenna elements 851-1 to 851-K are subjected to signal processing such as separation into frequency components by the FFT circuits 857-1 to 857-K (steps S841-1 to S842). -K). Furthermore, the channel
マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２は、チャネル情報推定回路８６１が推定したチャネル情報を用いて、空間多重された信号系列ごと及び周波数成分ごとに個別の適切な受信ウエイトを算出する（ステップＳ８４４）。更に、受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌは、信号系列ごと及び周波数成分ごとに算出された受信ウエイトを、周波数成分ごとに分離された各アンテナ素子の受信信号に乗算する（ステップＳ８４５−１〜Ｓ８４５−Ｋ）。
ここで、受信ウエイトは、空間多重された信号系列ごとに用意されているため、ステップＳ８４５−１〜８４５−Ｌにおける乗算結果は、空間多重された信号系列ごとに別々の結果となる。それぞれの信号系列の信号は、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋの信号が周波数成分ごとに加算合成され（ステップＳ８４６−１〜８４６−Ｌ）、合成された信号系列に対して、第１信号系列の信号処理（ステップＳ８４７−１）から第Ｌ信号系列の信号処理（ステップＳ８４７−Ｌ）までの処理が行われ、処理を終了する（ステップＳ８４８−１〜Ｓ８４８−Ｌ）。
The multiuser MIMO reception
Here, since reception weights are prepared for each spatially multiplexed signal sequence, the multiplication results in steps S845-1 to 845-L are different results for each spatially multiplexed signal sequence. The signals of the respective signal sequences are obtained by adding and synthesizing the signals of the antenna elements 851-1 to 851-K for each frequency component (steps S846-1 to 846-L). Processing from signal sequence signal processing (step S847-1) to signal processing of the Lth signal sequence (step S847-L) is performed, and the processing ends (steps S848-1 to S848-L).
なお、ここでは簡単のために線形の受信ウエイトを用いる場合の例を示したが、一般にはＭＩＭＯに関してはＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）等の非線形の信号処理を行うようにしてもよい。この場合、ステップＳ８４５−１〜Ｓ８４５−Ｌ、ステップＳ８４６−１〜８４６−Ｌ、及びステップＳ８４７−１〜８４７−Ｌにおける処理は、一体として非線形の信号検出処理が行われることになる。また、線形の受信ウエイトの算出に関しては、図１１に示した送信ウエイトの算出処理と同様の手法で算出することが可能である。その他にも、擬似逆行列を利用した受信ウエイトや、ＭＭＳＥウエイトを利用することも可能である。また、ここでは、受信に用いるアンテナ素子８５１−１〜８５１−Ｋの数Ｋに対し、空間多重された信号系列数がＬとして説明をしたが、一般的にはＫとＬとは一致する必要はなく、Ｌの値がＫの値以下であれば多数の信号系列の信号を空間多重することができる。 Here, for the sake of simplicity, an example in which a linear reception weight is used is shown, but in general, nonlinear signal processing such as MLD (Maximum Likelihood Detection) may be performed for MIMO. In this case, the processes in steps S845-1 to S845-L, steps S846-1 to 847-L, and steps S847-1 to 847-L are integrally performed with a nonlinear signal detection process. Further, the linear reception weight can be calculated by the same method as the transmission weight calculation process shown in FIG. In addition, it is also possible to use a reception weight using a pseudo inverse matrix or an MMSE weight. Here, the number of spatially multiplexed signal sequences is described as L for the number K of antenna elements 851-1 to 851-K used for reception, but in general, K and L need to match. If the value of L is equal to or less than the value of K, a number of signal series signals can be spatially multiplexed.
以上説明を行ったが、マルチユーザＭＩＭＯの典型的な特徴は、アップリンクにおける基地局装置８０での受信処理において送信側と受信側との間のチャネル情報を基に、受信の都度、受信ウエイトを算出する点（ステップＳ８４４）、及び、ダウンリンクにおける送信処理において最新のチャネル情報を読み出し（ステップＳ８２２）、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する点（ステップＳ８２３）にある。つまり、送信ウエイト及び受信ウエイトの算出は、送信ないし受信の都度行う点にある。これは、チャネルの時変動に起因したものであり、良好なチャネル推定精度を得るためには周期的にチャネル情報のフィードバック処理をする必要がある。チャネルのフィードバック周期を短く設定するに従い、チャネルフィードバックのための制御情報の送受信が必要になりオーバーヘッドは増大する。更に、基地局において空間多重された信号を受信する際には複数の端末局のチャネル推定をそれぞれ個別に行う必要があり、そのために所望の数の直交したプリアンブルが必要となる。一般的には、プリアンブル信号のパターンそのものが直交していることが好ましいが、そのようなパターンを設定できなければ、空間多重数と同数のシンボル数のオーバーヘッドが必要であり、空間多重数の増大に従ってそのオーバーヘッドも増大する。
As described above, a typical feature of multi-user MIMO is that, in the reception processing in the
［実際のシステムに求められる要求条件］
上述したコヒーレント伝送及び分散アンテナシステムでは、チャネル情報が送信側で既知である必要がある。そのため、実際のシステムでは、以下の要求条件をクリアする必要がある。
[Requirements for actual system]
In the coherent transmission and distributed antenna system described above, the channel information needs to be known on the transmission side. Therefore, in an actual system, it is necessary to clear the following requirements.
（要求条件１）
例えば、１００局の無線モジュールを利用して２０［ｄＢ］の回線利得を稼ぐ場合について考える。通信において、２０［ｄＢ］の回線利得改善を前提として無線通信装置等の回路を設計するため、一つの無線モジュールと端末装置との間のチャネル推定を行う際には、通信時に比べて２０［ｄＢ］劣化した環境でチャネル推定を行わなければならない。例えば、実際の通信における所要ＳＮＲが１０［ｄＢ］であったとすると、チャネル推定はＳＮＲが−１０［ｄＢ］という雑音が支配的な環境で実施しなければならない。しかし、このような雑音が支配的な環境では、推定した極めて不確かなチャネル情報から送信ウエイトを求めても同位相合成を実現することはできない。
(Requirement 1)
For example, consider a case where a line gain of 20 [dB] is gained using a radio module of 100 stations. In communication, since a circuit such as a wireless communication device is designed on the assumption that the line gain is improved by 20 [dB], when performing channel estimation between one wireless module and a terminal device, 20 [ dB] Channel estimation must be performed in a degraded environment. For example, if the required SNR in actual communication is 10 [dB], channel estimation must be performed in a noise-dominated environment with an SNR of −10 [dB]. However, in such an environment where noise is dominant, even if the transmission weight is obtained from the estimated extremely uncertain channel information, in-phase synthesis cannot be realized.
なお、分散アンテナシステムは、図３に示したように、複数のセルがオーバーラップする領域に存在する端末装置を想定している。すなわち、分散アンテナシステムで送受信に関与するリモート基地局は地理的に端末装置に比較的近接する数局のみであり、その結果低ＳＮＲとはならず、そもそも上述のチャネル推定精度の問題は発生していなかった。また、複数の中継局を利用したコヒーレント伝送が記載されている非特許文献１では、その「まとめ」の章においても記載があるように、チャネル情報の推定法を含む各種制御の達成方法についてはこの文献内で「あえて言及しないこと」を明言している。すなわち、著者は現時点ではコヒーレント伝送の実現は困難であるとの認識であり、非特許文献１ではこれらの数々の課題を解決できさえすれば有益な効果が得られる可能性があるという主張を行っていると推察される。このように従来技術では、コヒーレント伝送に必要な超低ＳＮＲ領域でのチャネル情報のフィードバックを行うための方法が確立されていない。したがって、実際のシステムではこれらの技術が確立されることが求められる。
Note that the distributed antenna system is assumed to be a terminal device that exists in a region where a plurality of cells overlap as shown in FIG. That is, only a few remote base stations that are involved in transmission / reception in a distributed antenna system are geographically relatively close to the terminal device. As a result, the SNR does not become low, and the above-mentioned channel estimation accuracy problem occurs in the first place. It wasn't. Further, in
（要求条件２）
都市部のように自動車の往来が常に絶えない環境を想定すると、チャネルの状況は時間とともに変動する。仮にチャネル推定精度が所望のレベルにありチャネルのフィードバックが可能な場合であっても、チャネルのフィードバックに要するオーバーヘッドによる伝送効率の低下を考慮すれば、チャネルをフィードバックする周期は比較的長めに設定する必要があり、この結果、実際の送受信時刻よりも過去のチャネル情報を基にした送受信ウエイトを利用することになる。しかし、チャネルの時変動により最適な送受信ウエイトは変化するため、期待する回線利得は得られないことがあり、通信が不安定化してしまうという問題がある。したがって、実際のシステムでは、このチャネル時変動に対する対策技術の確立が求められている。
(Requirement 2)
Assuming an environment where there is no constant traffic such as in urban areas, the channel conditions change over time. Even if the channel estimation accuracy is at a desired level and channel feedback is possible, the channel feedback period should be set relatively long, considering the decrease in transmission efficiency due to the overhead required for channel feedback. As a result, a transmission / reception weight based on channel information past the actual transmission / reception time is used. However, since the optimum transmission / reception weight changes due to channel fluctuations, the expected line gain may not be obtained, and communication may become unstable. Therefore, in an actual system, establishment of a countermeasure technique for this channel time variation is required.
以上説明したように、複数の無線モジュール又は複数のアンテナ素子を介したコヒーレント伝送を行うためには、上記の「受信電力が低い環境ではチャネル情報の精度が低くなることに対する対策」（要求条件１）、「チャネルの時変動に起因して通信が不安定化してしまうことに対する対策」（要求条件２）に関する技術を確立し、受信側としての端末装置において同位相で信号が合成されるように、各無線モジュール又は各アンテナ素子から送信する信号を調整するための新たな技術が求められることになる。また、送信側と同様に、各無線モジュール又は各アンテナ素子で受信した信号に対する受信信号処理においても、全く同様の要求条件が存在する。 As described above, in order to perform coherent transmission via a plurality of wireless modules or a plurality of antenna elements, the above-mentioned “measures for reducing accuracy of channel information in an environment where reception power is low” (requirement condition 1 ), “Technique for countermeasures against communication destabilization due to channel fluctuation” (Requirement 2) so that signals are synthesized in the same phase in the terminal device as the receiving side Therefore, a new technique for adjusting a signal transmitted from each wireless module or each antenna element is required. Similar to the transmission side, there are exactly the same requirements in the received signal processing for signals received by each wireless module or each antenna element.
（要求条件３）
上記の要求条件をクリアできる状況であったとしても、２０［ｄＢ］などの高い回線利得を稼ぐことが可能である場合、非常に広域のエリアを一括してサービスエリアとすることができるようになるため、広域のエリア内に位置する多数の端末装置で周波数資源を共用しなければならない。エリアが広くなり周波数資源を共用する端末装置数が増えると、１台の端末装置あたりのスループットが結果的に低下する。端末装置あたりのスループットを所定の値以上にするには、システム全体におけるスループットを高める必要がある。しかし、周波数資源は限られているため、通信に利用する周波数帯域を広げることはできない。つまり、周波数利用効率を高めることで、１台の端末装置あたりのスループットを向上させる必要がある。つまり、この様な環境での利用におけるシステムの大容量化技術の確立が求められる。
(Requirement 3)
Even if the above requirements can be cleared, if a high line gain such as 20 [dB] can be obtained, a very wide area can be collectively set as a service area. Therefore, frequency resources must be shared by many terminal devices located in a wide area. As the area becomes wider and the number of terminal devices sharing frequency resources increases, the throughput per terminal device decreases as a result. In order to increase the throughput per terminal device to a predetermined value or more, it is necessary to increase the throughput of the entire system. However, since frequency resources are limited, the frequency band used for communication cannot be expanded. In other words, it is necessary to improve the throughput per terminal device by increasing the frequency utilization efficiency. In other words, it is necessary to establish a technology for increasing the capacity of a system for use in such an environment.
上述の（要求条件３）に対しては、マルチユーザＭＩＭＯ技術が有効であるが、大幅なスループットの増大のためには空間多重数を膨大にする必要があり、このために様々な要求条件が新たに生じる。
例えば、超多数（例えば、１００本）のアンテナ素子を用いたマルチユーザＭＩＭＯ伝送では、送信ウエイト及び受信ウエイトの算出において、「総送信アンテナ素子数」×「総受信アンテナ素子数」の行列を扱うことになり、この行列のサイズの増加に合わせてデータの送受信ごとに求められる送信ウエイト及び受信ウエイトの算出に対する影響が大きくなる。一般に、逆行列算出や特異値分解等の演算処理量（具体的には、回路として構成する際に加算回路に比べて乗算回路は回路規模が大きくなるため、乗算回数ないし除算回数を基準として評価される）は、行列サイズの３乗に比例して増加するといわれている。一般的に想定されるマルチユーザＭＩＭＯに用いられるアンテナ素子数に対して１桁以上多いアンテナ素子の数を用いる場合、要求される演算量は１０００倍以上になってしまう。また、チャネルが時変動する環境であれば、データの送受信ごとに送信ウエイト又は受信ウエイトを算出する必要があるので、逐次、演算負荷による影響は著しく大きくなる。すなわち、送信ウエイト及び受信ウエイトの算出に要する時間が長くなり、空間多重化を効率よく行うことが困難になってしまうという問題がある。
For the above (Requirement 3), the multi-user MIMO technique is effective, but it is necessary to increase the number of spatial multiplexing in order to significantly increase the throughput. Newly occurs.
For example, in multi-user MIMO transmission using an extremely large number (for example, 100) of antenna elements, a matrix of “total number of transmission antenna elements” × “total number of reception antenna elements” is used in calculation of transmission weights and reception weights. In other words, the influence on the calculation of the transmission weight and the reception weight required for each data transmission / reception increases as the matrix size increases. In general, the amount of calculation processing such as inverse matrix calculation and singular value decomposition (specifically, because the circuit scale of a multiplication circuit is larger than that of an addition circuit when it is configured as a circuit, evaluation is based on the number of multiplications or divisions. Is said to increase in proportion to the cube of the matrix size. When the number of antenna elements that are one digit or more larger than the number of antenna elements generally used for multi-user MIMO is used, the required calculation amount is 1000 times or more. Further, in an environment where the channel fluctuates over time, it is necessary to calculate a transmission weight or a reception weight every time data is transmitted / received. That is, there is a problem in that it takes a long time to calculate the transmission weight and the reception weight, and it is difficult to efficiently perform spatial multiplexing.
更に、マルチユーザＭＩＭＯ伝送で超多数の信号を空間多重する場合には、少なくともアップリンクにおいて、空間多重した信号を分離した上で、受信側で個別のパスのチャネル推定が必要となる。このようなチャネル推定を行うためには、少なくとも空間多重数の直交したプリアンブル信号が必要となる。一般的には、プリアンブル信号のパターンそのものが直交していることが好ましいが、そのようなパターンを設定できなければ、空間多重数と同数のシンボル数のオーバーヘッドが必要となる。これはＭＡＣレイヤの効率を低下させることとなり、周波数利用効率を低くしてしまうことになる。つまり、（要求条件３）に対する従来の対策技術では、新たな課題を生むことになっている。したがって、実際のシステムでは、現実的な演算負荷で、且つチャネルフィードバックやチャネル推定用のプリアンブルなどを含めたオーバーヘッドによるＭＡＣレイヤの効率の低下を抑えて、大幅なスループットの増大のための高次の空間多重を効果的に実現することが求められている。 Further, when a very large number of signals are spatially multiplexed by multi-user MIMO transmission, it is necessary to separate the spatially multiplexed signals at least in the uplink and then perform channel estimation of individual paths on the receiving side. In order to perform such channel estimation, at least spatially multiplexed number of orthogonal preamble signals are required. In general, it is preferable that the preamble signal patterns themselves are orthogonal, but if such a pattern cannot be set, an overhead of the same number of symbols as the number of spatial multiplexing is required. This lowers the efficiency of the MAC layer and lowers the frequency utilization efficiency. That is, the conventional countermeasure technique for (Requirement 3) creates a new problem. Therefore, in an actual system, it is possible to suppress a decrease in the efficiency of the MAC layer due to a realistic calculation load and overhead including channel feedback, a preamble for channel estimation, etc. There is a need to effectively implement spatial multiplexing.
上述したように、（要求条件３）に対する大容量化技術としてマルチユーザＭＩＭＯ技術、ないしはそれに順ずる技術の適用は非常に有望であり、同一空間上、同一時間上および同一周波数上で複数の信号系列を空間多重することで、周波数利用効率を向上することは可能である。しかし、上述の様にこの空間多重技術には少なくともチャネル情報の把握が必要となる。このチャネル情報は、多かれ少なかれ、時間と共に変動することになり、何らかの方法で精度の高いチャネル情報を取得したり、さらには周期的にその情報を更新するなどしても、実際に信号を空間多重する際には、まさにその瞬間の正確なチャネル情報を利用することができる訳ではなく、少なくとも過去に取得されたチャネル情報を基に制御を行わなければならないのは避けられない。
そしてこの場合、制御に用いるチャネル情報とその瞬間のチャネル情報の間の差分が大きいと、特性の劣化を引き起こすことになる。この特性劣化とは、例えば正確なチャネル情報が把握できていれば期待されていた希望信号対干渉信号電力比（Signal to Interference Power Ratio；ＳＩＲ）特性が実際にはそれよりも劣化することを意味する。この干渉電力は雑音電力と同様に特性を支配することになり、実際に空間多重によりどの程度まで周波数利用効率を向上し大容量化できるかは、このＳＩＲ特性ないしは雑音電力を加味したＳＩＮＲ（Signal to Interference and Noise Power Ratio）特性によって決まることになる。しかし、そのチャネル情報の差分がどの程度であるかを把握することなしに制御を行えば、通信が不安定化し、システムの大容量化を行なうことはできない。
As described above, it is very promising to apply a multi-user MIMO technique or a technique in accordance with it as a large capacity technique for (Requirement 3), and a plurality of signals in the same space, on the same time, and on the same frequency. It is possible to improve the frequency utilization efficiency by spatially multiplexing the sequences. However, as described above, this spatial multiplexing technique requires at least grasping of channel information. This channel information will fluctuate more or less over time. Even if channel information with high accuracy is acquired by some method or the information is periodically updated, the signal is actually spatially multiplexed. In this case, the exact channel information at that moment cannot be used, and it is inevitable that the control must be performed based on at least the channel information acquired in the past.
In this case, if the difference between the channel information used for control and the channel information at that moment is large, the characteristics are deteriorated. The characteristic deterioration means that, for example, if desired, accurate channel information can be grasped, the expected signal to interference power ratio (SIR) characteristic is actually deteriorated more than that. To do. This interference power dominates the characteristics in the same way as the noise power, and how much the frequency utilization efficiency can be improved and the capacity can be increased by spatial multiplexing in practice is the SINR (Signal Signal taking into account the SIR characteristics or noise power. to Interference and Noise Power Ratio) characteristics. However, if the control is performed without grasping how much the difference of the channel information is, the communication becomes unstable and the capacity of the system cannot be increased.
本発明は、このような状況を鑑みてなされたものであり、チャネル情報の時変動による特性の劣化を考慮した空間多重制御を行うことにより、安定した通信と周波数利用効率を向上させる基地局装置、無線通信方法、及び無線通信システムを提供することにある。 The present invention has been made in view of such a situation, and performs base station apparatus that improves stable communication and frequency utilization efficiency by performing spatial multiplexing control in consideration of deterioration of characteristics due to time variation of channel information. And a wireless communication method and a wireless communication system.
上記問題を解決するために、本発明は、複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、該基地局装置と無線通信を行う複数の端末装置を具備し、前記基地局装置と少なくとも２つの前記端末装置とが同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムにおける基地局装置であって、前記端末装置ごとに、該端末装置から受信したトレーニング信号に基づいて、該端末装置と複数の前記アンテナ素子それぞれとの間のアップリンクにおける各周波数成分のチャネル情報を取得するチャネル情報取得部と、前記端末装置ごとに、前記チャネル情報取得部が取得した前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分のチャネル情報から、前記端末装置ごと又は前記端末装置の組み合せごとに、複数の前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分における空間多重伝送のための受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出部と、前記アンテナ素子ごとに、該アンテナ素子を介して前記端末装置から受信した受信信号を周波数成分ごとに分離し、前記受信信号の送信元である前記端末装置に対応して前記受信ウエイト算出部が算出した各周波数成分の前記受信ウエイトと前記周波数成分ごとに分離した受信信号とを乗算し、前記受信ウエイトが乗算された受信信号を複数の前記アンテナ素子に亘り周波数成分ごとに加算合成した信号に対して受信信号処理を行う受信信号処理部と、前記端末装置ごとに、前記受信処理を行った前記受信信号から巡回遅延プリアンブルを利用して送信されたプリアンブル信号と基本プリアンブル信号との相関値または該相関値と等価な物理量を算出し、該算出結果に基づいて他の端末装置への相対的な与干渉量推定値または他の端末装置からの相対的な被干渉量推定値に相当する干渉指標を算出する干渉評価部と、前記端末装置毎の伝送モードと多重数を決定するスケジューリング処理部とを備え、前記スケジューリング処理部は、前記干渉評価部が算出した前記干渉指標に応じて前記端末装置毎の前記伝送モードと前記多重数の一方又は両方を決定し、前記受信信号処理部は、前記スケジューリング処理部が前記端末装置について決定した前記端末装置の前記多重数及び前記伝送モードに従って前記受信信号の受信処理を行う、ことを特徴とする基地局装置である。 In order to solve the above problem, the present invention comprises a base station apparatus having a plurality of antenna elements and a plurality of terminal apparatuses that perform radio communication with the base station apparatus, and the base station apparatus and at least two of the above-mentioned base station apparatuses A base station apparatus in a radio communication system capable of performing spatial multiplexing transmission at the same time on the same frequency component with the terminal apparatus, for each terminal apparatus, based on the training signal received from the terminal apparatus, A channel information acquisition unit for acquiring channel information of each frequency component in an uplink between the terminal device and each of the plurality of antenna elements; and each of the antenna elements acquired by the channel information acquisition unit for each terminal device For each terminal device or each combination of terminal devices, a plurality of the antenna elements and the like are obtained from the channel information of each frequency component for A reception weight calculation unit for calculating a reception weight for spatial multiplexing transmission at each frequency component for each, and for each antenna element, a reception signal received from the terminal device via the antenna element is separated for each frequency component And multiplying the reception weight of each frequency component calculated by the reception weight calculation unit corresponding to the terminal device that is the transmission source of the reception signal by the reception signal separated for each frequency component, and The reception signal processing unit that performs reception signal processing on a signal obtained by adding and combining the reception signal multiplied by frequency components for each frequency component over the plurality of antenna elements, and the reception processing that performs the reception processing for each terminal device Correlation value between a preamble signal transmitted from a signal using a cyclic delay preamble and a basic preamble signal, or the correlation value, etc. Interference that calculates a physical quantity and calculates an interference index corresponding to a relative interference amount estimation value to another terminal device or a relative interference amount estimation value from another terminal device based on the calculation result An evaluation unit; and a scheduling processing unit that determines a transmission mode and a multiplexing number for each terminal device, wherein the scheduling processing unit performs the transmission for each terminal device according to the interference index calculated by the interference evaluation unit. One or both of the mode and the multiplexing number are determined, and the reception signal processing unit performs reception processing of the reception signal according to the multiplexing number and the transmission mode of the terminal device determined by the scheduling processing unit for the terminal device. The base station apparatus is characterized by performing.
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記干渉評価部は、前記端末装置それぞれについて、前記受信処理を行った前記受信信号から巡回遅延プリアンブルを利用して送信されたプリアンブル信号と基本プリアンブル信号との相関値または該相関値と等価な物理量を算出し、前記端末装置ごとに、当該端末装置に対応した領域の相関値または該相関値と等価な物理量の絶対値のべき乗和と、他の端末装置に対応した各領域の相関値または該相関値と等価な物理量の絶対値のべき乗和との比に基づいて前記他の端末装置それぞれへの干渉量推定値を算出し、当該端末装置が他の端末装置に与えている前記干渉量推定値の総和に基づいて前記干渉指標を算出する、ことを特徴とする。 Further, the present invention is the above-described invention, wherein the interference evaluation unit, for each of the terminal devices, transmits a preamble signal and a basic preamble transmitted from the received signal subjected to the reception process using a cyclic delay preamble. A correlation value with a signal or a physical quantity equivalent to the correlation value is calculated, and for each terminal device, a correlation value of a region corresponding to the terminal device or a power sum of an absolute value of a physical quantity equivalent to the correlation value, and the like An interference amount estimate value for each of the other terminal devices is calculated based on the correlation value of each region corresponding to the terminal device or the ratio of the power value of the absolute value of the physical quantity equivalent to the correlation value, and the terminal device Calculating the interference index based on the sum of the interference amount estimation values given to other terminal devices.
また、本発明は、上記に記載の発明において、前記チャネル情報取得部が取得した前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分のアップリンクのチャネル情報から、ダウンリンクにおけるチャネル情報を算出するダウンリンクチャネル情報算出部と、前記ダウンリンクチャネル情報算出部が算出したダウンリンクにおける前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分のチャネル情報から、前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分の空間多重伝送のための送信ウエイトを算出する送信ウエイト算出部と、データの送信先として選択された前記端末装置ごとに、該端末装置に送信する送信信号を周波数成分ごとの信号に分離し、分離した信号それぞれに対し、前記ダウンリンクチャネル情報算出部がデータの送信先となる前記端末装置に対応したて算出した前記送信ウエイトを前記アンテナ素子ごとに乗じ、宛先となる複数の前記端末装置に対する該信号を前記アンテナ素子ごとに合成し、該合成された信号を前記選択された端末装置に対して前記アンテナ素子それぞれから同時に送信する送信信号処理部とを更に備え、前記送信信号処理部は、前記干渉評価部が前記端末装置について決定した前記端末装置の前記多重数及び前記伝送モードに従ってデータの送信先として選択された前記端末装置に送信する前記送信信号を生成する、ことを特徴とする。 Also, the present invention provides the downlink channel information calculation for calculating downlink channel information from the uplink channel information of each frequency component for each of the antenna elements acquired by the channel information acquisition unit in the above-described invention. And a transmission for calculating a transmission weight for spatial multiplexing transmission of each frequency component for each antenna element from channel information of each frequency component for each antenna element in the downlink calculated by the downlink channel information calculation unit For each terminal device selected as a weight calculation unit and a data transmission destination, a transmission signal to be transmitted to the terminal device is separated into signals for each frequency component, and the downlink channel information calculation is performed for each separated signal. The end to which the data is sent Multiplying the transmission weight calculated corresponding to the device for each antenna element, combining the signals for a plurality of terminal devices as destinations for each antenna element, and combining the combined signal with the selected terminal device A transmission signal processing unit that simultaneously transmits from each of the antenna elements, the transmission signal processing unit according to the multiplexing number of the terminal device and the transmission mode determined by the interference evaluation unit for the terminal device The transmission signal to be transmitted to the terminal device selected as a data transmission destination is generated.
また、上記問題を解決するために、本発明は、複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、該基地局装置と無線通信を行う複数の端末装置を具備し、前記基地局装置と少なくとも２つの前記端末装置とが同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムにおける無線通信方法であって、前記端末装置ごとに、該端末装置から受信したトレーニング信号に基づいて、該端末装置と複数の前記アンテナ素子それぞれとの間のアップリンクにおける各周波数成分のチャネル情報を取得するチャネル情報取得ステップと、前記端末装置ごとに、前記チャネル情報取得ステップにおいて取得した前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分のチャネル情報から、前記端末装置ごと又は前記端末装置の組み合せごとに、複数の前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分における空間多重伝送のための受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出ステップと、前記アンテナ素子ごとに、該アンテナ素子を介して前記端末装置から受信した受信信号を周波数成分ごとに分離し、前記受信信号の送信元である前記端末装置に対応して前記受信ウエイト算出部が算出した各周波数成分の前記受信ウエイトと前記周波数成分ごとに分離した受信信号とを乗算し、前記受信ウエイトが乗算された受信信号を複数の前記アンテナ素子に亘り周波数成分ごとに加算合成した信号に対して受信信号処理を行う受信信号処理ステップと、前記端末装置ごとに、前記受信処理を行った前記受信信号から巡回遅延プリアンブルを利用して送信されたプリアンブル信号と基本プリアンブル信号との相関値または相関値と等価な物理量を算出し、該算出結果に基づいて他の端末装置への相対的な与干渉量推定値または他の端末装置からの相対的な被干渉量推定値に相当する干渉指標を算出する干渉評価ステップと、前記端末装置毎の伝送モードと多重数を決定するスケジューリング処理ステップとを有し、前記スケジューリング処理ステップにおいては、前記干渉評価ステップにおいて算出された前記干渉指標に応じて前記端末装置毎の前記伝送モードと前記多重数の一方又は両方を決定し、前記受信信号処理ステップにおいては、前記スケジューリング処理ステップにおいて前記端末装置について決定した前記端末装置の前記多重数及び前記伝送モードに従って前記受信信号の受信処理を行う、ことを特徴とする無線通信方法である。 In order to solve the above problem, the present invention includes a base station apparatus including a plurality of antenna elements and a plurality of terminal apparatuses that perform radio communication with the base station apparatus, and at least two base station apparatuses. A wireless communication method in a wireless communication system capable of performing spatial multiplexing transmission at the same time on the same frequency component on the same frequency component, and for each terminal device based on a training signal received from the terminal device Channel information acquisition step of acquiring channel information of each frequency component in the uplink between the terminal device and each of the plurality of antenna elements, and the antenna acquired in the channel information acquisition step for each terminal device From channel information of each frequency component for each element, for each terminal device or each combination of terminal devices A reception weight calculation step of calculating a reception weight for spatial multiplexing transmission at each frequency component for each of the plurality of antenna elements; and for each antenna element, a frequency of a reception signal received from the terminal device via the antenna element The component is separated for each component, and the reception weight of each frequency component calculated by the reception weight calculation unit corresponding to the terminal device that is the transmission source of the reception signal is multiplied by the reception signal separated for each frequency component. A reception signal processing step for performing reception signal processing on a signal obtained by adding and combining the reception signal multiplied by the reception weight for each frequency component across the plurality of antenna elements; and for each terminal device, the reception processing is performed. A preamble signal and a basic preamble transmitted from the received signal using a cyclic delay preamble A correlation value with a bull signal or a physical quantity equivalent to the correlation value is calculated, and based on the calculation result, an estimated relative amount of interference with another terminal apparatus or a relative interference amount from another terminal apparatus An interference evaluation step for calculating an interference index corresponding to the estimated value; and a scheduling processing step for determining a transmission mode and a multiplexing number for each terminal device, wherein the scheduling processing step is calculated in the interference evaluation step. In accordance with the interference indicator, one or both of the transmission mode and the multiplexing number for each terminal device are determined, and in the received signal processing step, the terminal device determined in the scheduling processing step is determined for the terminal device. A wireless communication method, wherein reception processing of the received signal is performed according to the multiplexing number and the transmission mode. Is the law.
また、上記問題を解決するために、本発明は、複数のアンテナ素子を備えた基地局装置と、該基地局装置と無線通信を行う複数の端末装置を具備し、前記基地局装置と少なくとも２つの前記端末装置とが同一周波数成分上で同一時刻に空間多重伝送を行うことが可能な無線通信システムであって、前記端末装置それぞれは、同時に同一周波数軸上で空間多重される前記端末装置間で異なる遅延シフトを設定した巡回遅延プリアンブル信号を送信する信号送信部を備え、前記基地局装置は、前記端末装置ごとに、該端末装置から受信したトレーニング信号に基づいて、該端末装置と複数の前記アンテナ素子それぞれとの間のアップリンクにおける各周波数成分のチャネル情報を取得するチャネル情報取得部と、前記端末装置ごとに、前記チャネル情報取得部が取得した前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分のチャネル情報から、前記端末装置ごと又は前記端末装置の組み合せごとに、複数の前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分における空間多重伝送のための受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出部と、前記アンテナ素子ごとに、該アンテナ素子を介して前記端末装置から受信した受信信号を周波数成分ごとに分離し、前記受信信号の送信元である前記端末装置に対応して前記受信ウエイト算出部が算出した各周波数成分の前記受信ウエイトと前記周波数成分ごとに分離した受信信号とを乗算し、前記受信ウエイトが乗算された受信信号を複数の前記アンテナ素子に亘り周波数成分ごとに加算合成した信号に対して受信信号処理を行う受信信号処理部と、前記端末装置ごとに、前記受信処理を行った前記受信信号から巡回遅延プリアンブルを利用して送信されたプリアンブル信号と基本プリアンブル信号との相関値または該相関値と等価な物理量を算出し、該算出結果に基づいて他の端末装置への相対的な与干渉量推定値または他の端末装置からの相対的な被干渉量推定値に相当する干渉指標を算出する干渉評価部と、前記端末装置毎の伝送モードと多重数を決定するスケジューリング処理部とを備え、前記スケジューリング処理部は、干渉評価部が算出した前記干渉指標に応じて前記端末装置毎の前記伝送モードと前記多重数の一方又は両方を決定し、前記受信信号処理部は、前記スケジューリング処理部が前記端末装置について決定した前記端末装置の前記多重数及び前記伝送モードに従って前記受信信号の受信処理を行う、ことを特徴とする無線通信システムである。 In order to solve the above problem, the present invention includes a base station apparatus including a plurality of antenna elements and a plurality of terminal apparatuses that perform radio communication with the base station apparatus, and at least two base station apparatuses. A wireless communication system capable of performing spatial multiplexing transmission at the same time on the same frequency component with one of the terminal devices, wherein each of the terminal devices is simultaneously spatially multiplexed on the same frequency axis The base station apparatus, for each terminal apparatus, based on a training signal received from the terminal apparatus, a plurality of terminal apparatuses and a plurality of cyclic delay preamble signals set with different delay shifts A channel information acquisition unit configured to acquire channel information of each frequency component in an uplink between each of the antenna elements; and From the channel information of each frequency component for each antenna element acquired by the information acquisition unit, reception for spatial multiplexing transmission at each frequency component for each of the plurality of antenna elements for each terminal device or each combination of the terminal devices A reception weight calculation unit that calculates weights, and for each antenna element, a reception signal received from the terminal apparatus via the antenna element is separated for each frequency component, and is transmitted to the terminal apparatus that is a transmission source of the reception signal. Correspondingly, the reception weight of each frequency component calculated by the reception weight calculation unit is multiplied by the reception signal separated for each frequency component, and the reception signal multiplied by the reception weight is spread over a plurality of the antenna elements. A reception signal processing unit that performs reception signal processing on a signal added and synthesized for each frequency component; For each terminal device, a correlation value between a preamble signal transmitted using a cyclic delay preamble and a basic preamble signal or a physical quantity equivalent to the correlation value is calculated from the received signal subjected to the reception process, and the calculation result An interference evaluation unit that calculates an interference index corresponding to an estimated amount of interference relative to other terminal devices or an estimated amount of relative interference from other terminal devices, and for each terminal device A scheduling processing unit that determines a transmission mode and a multiplexing number, and the scheduling processing unit determines one or both of the transmission mode and the multiplexing number for each terminal device according to the interference index calculated by an interference evaluation unit. The received signal processing unit determines whether the scheduling processing unit determines the multiplex number of the terminal device and the transmission mode determined for the terminal device. A wireless communication system is characterized by performing reception processing of a received signal.
この発明によれば、基地局装置は、実際のデータ通信に先行して、所定のトレーニング信号を端末装置から受信することでチャネル情報を取得し、この取得したチャネル情報を用いて実際のデータ通信で複数端末装置を同時に空間多重する際に用いる固定的な受信ウエイトを事前に算出し、この空間多重の受信ウエイトを用いて受信処理を行う。さらには、循環遅延プリアンブルを用いて端末装置から送信されたプリアンブル信号に基づいて、各端末装置が他の端末装置へ与える相対的な与干渉量ないしは他の端末装置から受ける相対的な被干渉量を予測し、予測した相対的な与被干渉に応じて同時に空間多重する信号系統数を最適化したり、各信号系列の信号伝送に用いる伝送モードを最適化したりする。この相対的な与被干渉量は、ＳＩＲ特性の劣化を直接表している。よって、基地局装置は複数のアンテナ素子で受信した信号を合成する際の信号分離および同位相合成の同期精度を高め、チャネル時変動によるＳＩＲ特性の劣化が伴う環境でもその時変動の影響を低減しながら、適切な空間多重度および適切な伝送モードにて信号受信を安定的に行うことができる。従って、アップリンクの周波数利用効率を向上させることができる。 According to the present invention, prior to actual data communication, the base station apparatus acquires channel information by receiving a predetermined training signal from the terminal apparatus, and uses the acquired channel information to perform actual data communication. Then, a fixed reception weight to be used when simultaneously spatially multiplexing a plurality of terminal devices is calculated in advance, and reception processing is performed using the spatial multiplexing reception weight. Further, based on the preamble signal transmitted from the terminal device using the cyclic delay preamble, the relative interference amount that each terminal device gives to other terminal devices or the relative interference amount received from other terminal devices And optimizing the number of signal systems to be spatially multiplexed simultaneously according to the predicted relative interference, and optimizing the transmission mode used for signal transmission of each signal sequence. This relative interference amount directly represents the deterioration of the SIR characteristic. Therefore, the base station device increases the accuracy of signal separation and phase synchronization when combining signals received by multiple antenna elements, and reduces the effects of time fluctuations even in environments where the SIR characteristics deteriorate due to channel time fluctuations. However, signal reception can be stably performed with an appropriate spatial multiplicity and an appropriate transmission mode. Therefore, it is possible to improve uplink frequency utilization efficiency.
［本発明の動作原理について］
本発明の本質は、基地局装置が、基地局装置に備えられている多数の無線モジュールと、端末装置との間のチャネルの特性を示すチャネル情報の推定値を長時間に亘って測定し、チャネル情報の推定値の平均値に基づいて算出した送信ウエイト及び受信ウエイトを用いることにより、複数の無線モジュールを用いてチャネル時変動の影響を低減させながら、同位相合成を用いたコヒーレント伝送に伴う回線利得の獲得と、ピンポイントで同位相合成となる地域以外での低い回線利得を利用した与・被干渉の低減を利用した高次の空間多重を実現することにある。さらに、この高次の空間多重においては、チャネル情報の推定値の平均値と逐次のチャネル情報との差分により特性が劣化することになる。そこで、このチャネル情報の時変動に関する統計量を算出し、実運用中の特性が所望の特性になる様に、空間多重数ないしは変調方式（多値変調の変調多値数や誤り訂正の符号化率などの組み合わせで決まる変調方式）の最適化制御を行い、通信品質と高い周波数利用効率を両立することで、より効果的な運用が可能になる。
[Operational principle of the present invention]
The essence of the present invention is that the base station apparatus measures an estimated value of channel information indicating channel characteristics between a large number of wireless modules provided in the base station apparatus and the terminal apparatus over a long period of time, Accompanied by coherent transmission using in-phase synthesis while reducing the effects of channel variations using multiple wireless modules by using transmission weights and reception weights calculated based on the average value of channel information estimates The purpose is to realize high-order spatial multiplexing using acquisition of line gain and reduction of given and interfered using low line gain in areas other than areas where pinpoint in-phase synthesis is performed. Furthermore, in this higher-order spatial multiplexing, characteristics deteriorate due to the difference between the average value of the estimated channel information and successive channel information. Therefore, the statistic regarding the time variation of this channel information is calculated, and the spatial multiplexing number or modulation scheme (modulation multi-level modulation multi-level modulation or error correction coding is performed so that the actual operating characteristics become the desired characteristics. By performing optimization control of the modulation scheme determined by the combination of the rate, etc., and achieving both communication quality and high frequency utilization efficiency, more effective operation becomes possible.
（前提条件）
本発明では、各無線モジュールと端末装置との見通しが必ずしも確保できている必要はないが、無線モジュールと端末装置とは比較的高所に固定されていることが推奨される。この場合、各無線モジュールと端末装置との間の伝送路（チャネル）は、「直接的な見通し波」と、固定的な巨大な建築物等による「安定した反射波」と、地上（低所）付近の車や人などの「移動を伴う物体からの多重反射波」とが混在したものとみなすことができる。この場合、「直接的な見通し波」と「安定した反射波」とは、「移動を伴う物体からの多重反射波」に比べ、受信レベルが相対的に高く、更に時変動が小さい。一方、「移動を伴う物体からの多重反射波」は、「直接的な見通し波」と「安定した反射波」とに比べ、受信レベルが低く、時変動が大きく激しい。
(Prerequisite)
In the present invention, it is not always necessary to ensure the visibility of each wireless module and the terminal device, but it is recommended that the wireless module and the terminal device be fixed at a relatively high place. In this case, the transmission path (channel) between each wireless module and the terminal device is a “direct line-of-sight wave”, a “stable reflected wave” by a fixed huge building, etc. ) It can be regarded as a mixture of “multiple reflected waves from objects with movement” such as nearby cars and people. In this case, the “direct line-of-sight wave” and the “stable reflected wave” have a relatively high reception level and smaller time fluctuation than the “multiple reflected wave from the moving object”. On the other hand, “multiple reflected waves from a moving object” has a lower reception level and a large fluctuation with time compared to “direct line-of-sight waves” and “stable reflected waves”.
何らかのチャネル推定用の信号（以降、「トレーニング信号」と呼ぶ）を連続的、又は間欠的に長時間に亘り送信し、受信側では受信した信号を長時間に亘り平均すると、その結果、「移動を伴う物体からの多重反射波」の信号は、そのランダム性故に複素位相及び振幅の変動の平均値はゼロに近づく。一方で、「直接的な見通し波」及び「安定的な反射波」に関する成分は非ゼロの一定値に収束する。結果的に、時変動成分が相対的に小さな安定したパスに相当するチャネル推定結果が抽出されることになる。 A signal for channel estimation (hereinafter referred to as “training signal”) is transmitted continuously or intermittently over a long period of time, and the received signal is averaged over a long period of time. Due to its randomness, the average value of the complex phase and amplitude fluctuations approaches zero due to the randomness of the "multiple reflected wave from the object with". On the other hand, components related to “direct line-of-sight wave” and “stable reflected wave” converge to a non-zero constant value. As a result, a channel estimation result corresponding to a stable path with a relatively small time variation component is extracted.
なお、従来技術におけるコヒーレント伝送の説明においては「無線モジュール」とは「中継局」又は分散アンテナシステムにおける「リモート基地局」であった。これらは、当然ながら従来技術における制御局ないしは基地局から物理的に離れた場所に位置していた。分散アンテナシステムを例にとれば、複数のセルの中心にリモート基地局が位置する形態であるし、無線を用いた中継局であれば、無線を用いる必要があるほどには離れていることになる。しかし、本発明で意図する個別の無線モジュールからの信号の（送信及び受信の両方に対しての）同位相合成においては、必ずしも無線モジュールをリモート基地局や中継局のように遠くまで離す必要はない。
また、各無線モジュールのアンテナ素子とアンテナ素子の間隔が、通信の搬送波周波数の波長よりも小さくなると、アンテナ素子間の相互結合により想定している信号の同位相合成が乱される可能性があるが、概ね１波長以上の間隔がアンテナ素子相互に確保されていれば、この問題は回避できる。
In the description of coherent transmission in the prior art, the “wireless module” is “relay station” or “remote base station” in the distributed antenna system. Of course, these are physically located away from the control station or base station in the prior art. Taking a distributed antenna system as an example, a remote base station is located at the center of a plurality of cells, and if it is a relay station using radio, it is far enough to use radio Become. However, in the same phase synthesis (for both transmission and reception) of signals from individual radio modules intended in the present invention, it is not always necessary to separate the radio modules as far as remote base stations and relay stations. Absent.
In addition, if the distance between the antenna elements of each wireless module is smaller than the wavelength of the carrier frequency of communication, the assumed in-phase synthesis of signals may be disturbed due to mutual coupling between the antenna elements. However, this problem can be avoided if an interval of approximately one wavelength or more is ensured between the antenna elements.
つまり、本発明においては１波長以上の間隔が相互に確保された多数のアンテナ素子が、一つの基地局装置に接続された構成が基本となる。当然ながら、各アンテナ素子から送受信される信号は送受信ウエイトの係数が異なるため、アンテナ素子ごとに、ハイパワーアンプ、ローノイズアンプ、フィルタ等の無線周波数帯におけるＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）回路が個別に設けられるとともに、接続されており、これらが一つの無線モジュールを構成する。
これまでの説明においては、各無線モジュールが物理的に制御局などと異なる場所に離散的に配置されていたために、アンテナ素子とほぼ一体型の無線モジュールを意図して「無線モジュール」という用語で様々な説明を行っていたが、本発明においては制御局と多数の無線モジュールが１箇所に集約され、一般的には一つの基地局装置という形態が自然であるため、その実現の構成によっては「無線モジュール」という表現が適切でない場合がありうる。
That is, the basic configuration of the present invention is that a large number of antenna elements each having an interval of one wavelength or more are secured to one base station apparatus. Of course, since the signals transmitted and received from each antenna element have different transmission and reception weight coefficients, each antenna element has a separate RF (Radio Frequency) circuit in the radio frequency band such as a high power amplifier, low noise amplifier, and filter. And are connected to each other to constitute one wireless module.
In the description so far, each wireless module is physically arranged discretely at a location different from the control station or the like, so the term “wireless module” is intended to be a wireless module that is almost integrated with the antenna element. Although various explanations have been given, in the present invention, a control station and a large number of wireless modules are integrated in one place, and generally, a form of one base station apparatus is natural. The expression “wireless module” may not be appropriate.
例えば、機能的にはベースバンド信号処理等の制御局に相当する機能と複数のハイパワーアンプ、ローノイズアンプ、フィルタ等の無線周波数帯でのＲＦ回路の機能が一つの筐体内に実装され、その筐体と多数のアンテナ素子間を同軸ケーブルで接続する構成を想定するならば、送受信時のアンプ、フィルタ系での振幅／複素位相の変動に対する補正を行うことを考慮した上で、「端末装置と無線モジュール間のチャネル情報」という表現は実質的には「端末装置のアンテナ素子と無線モジュールのアンテナ素子間のチャネル情報」と表現されることが多い。したがって、以降、チャネルの説明においては無線モジュールという用語の代わりにアンテナ素子という用語を用いて説明することにする。 For example, functionally, a function corresponding to a control station such as baseband signal processing and a function of an RF circuit in a radio frequency band such as a plurality of high power amplifiers, low noise amplifiers, filters, etc. are mounted in one casing, If a configuration is assumed in which a casing and a large number of antenna elements are connected by a coaxial cable, it is necessary to consider correction for fluctuations in amplitude / complex phase in amplifiers and filter systems during transmission and reception. In many cases, the expression “channel information between the wireless module and the wireless module” is substantially expressed as “channel information between the antenna element of the terminal device and the antenna element of the wireless module”. Therefore, hereinafter, in the description of the channel, the term “antenna element” will be used instead of the term “wireless module”.
（無線通信システムの設置例と基本原理）
図１７は、本発明に係る無線通信システムが具備する基地局装置の設置例を示す図である。同図において、符号１１は基地局装置が設置されている建築物を示し、符号１２−１〜１２−２は端末装置を示し、符号１３−１〜１３−４は基地局装置が備えているアンテナ素子を示し、符号１４−１〜１４−３は地上の移動体を示し、符号１５−１〜１５−２は大型の建築物（当然、静止状態）を示している。
(Examples of wireless communication system installation and basic principles)
FIG. 17 is a diagram illustrating an installation example of the base station apparatus included in the wireless communication system according to the present invention. In the same figure, the code | symbol 11 shows the building in which the base station apparatus is installed, the code | symbols 12-1 to 12-2 shows a terminal device, and the code | symbols 13-1 to 13-4 are equipped with the base station apparatus. An antenna element is shown, the code | symbol 14-1 to 14-3 shows the mobile body on the ground, and the code | symbols 15-1 to 15-2 have shown the large sized building (naturally a stationary state).
ここで、基地局装置が備えるアンテナ素子１３−１〜１３−４は、建築物１１の屋上などに設置されていたりして、非常に高所に設置されている。端末装置１２−１〜１２−２は、電信柱などの上や、一般のビルの屋上など、基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４よりは相対的に低所であるかも知れないが、比較的高所に設置されている。一方、基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４や、端末装置１２−１〜１２−２よりも比較的低所に位置する場所には、地上の移動体１４−１〜１４−３である車に加え、人や風に揺れる樹木など、ランダムに変動する反射波の起点（反射点）が多数存在する。 Here, the antenna elements 13-1 to 13-4 included in the base station apparatus are installed on the rooftop of the building 11 or the like, or are installed at a very high place. The terminal devices 12-1 to 12-2 may be relatively lower than the antenna elements 13-1 to 13-4 of the base station device such as a telephone pole or a general building rooftop. However, it is installed at a relatively high place. On the other hand, the mobile units 14-1 to 14-3 on the ground are located in places relatively lower than the antenna elements 13-1 to 13-4 and the terminal devices 12-1 to 12-2 of the base station apparatus. In addition to cars, there are many starting points (reflective points) of reflected waves that fluctuate randomly, such as people and trees swaying in the wind.
例えば、端末装置１２−１と、基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４とは、見通し環境（図中、太い実線の矢印で直接波を表示）にある。一方、端末装置１２−２と、基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４とは、大型の建築物１５−２の遮蔽により見通し環境にはないが、大型の建築物１５−１などの反射体があり、安定した反射波（図中、太い実線の矢印で表示）が到達している。 For example, the terminal device 12-1 and the antenna elements 13-1 to 13-4 of the base station device are in a line-of-sight environment (direct waves are indicated by thick solid arrows in the figure). On the other hand, although the terminal device 12-2 and the antenna elements 13-1 to 13-4 of the base station device are not in the line-of-sight environment due to the shielding of the large building 15-2, the large building 15-1 or the like And a stable reflected wave (indicated by a thick solid arrow in the figure) has reached.
また、見通し環境の端末装置１２−１にとって、見通し波以外に大型の建築物による安定的な反射波が存在し、常にそれらが合成されて信号が到達する状況であるかもしれない。このような太い実線の矢印で表した信号を安定的な入射波とみなす。一方、地上の移動体１４−１〜１４−３等からの反射波は、多数回のランダムな多重反射として到達する信号が多く、相対的に受信される信号のレベルは低く、更に複素位相成分及び振幅は時間とともにランダムに変動する。
多数の微弱かつランダムな波を合成すると、その結果得られる信号は、安定的な入射波に対して相対的に信号強度が小さい。したがって、「安定的な入射波」に「ランダムな多重反射波」を合成して得られる「時変動する入射波」は、「安定的な入射波」の周りに微小な誤差が加わった信号と見ることができる。
In addition, for the terminal device 12-1 in the line-of-sight environment, there may be a situation where a stable reflected wave due to a large building exists in addition to the line-of-sight wave, and these signals are always combined to reach the signal. A signal represented by such a thick solid arrow is regarded as a stable incident wave. On the other hand, the reflected waves from the mobile bodies 14-1 to 14-3 on the ground have many signals that arrive as many random multiple reflections, and the level of the signal received is relatively low, and the complex phase component And the amplitude varies randomly with time.
When a number of weak and random waves are combined, the resulting signal has a relatively low signal strength relative to a stable incident wave. Therefore, the “time-varying incident wave” obtained by combining the “stable incident wave” with the “random multiple reflected wave” is a signal in which a minute error is added around the “stable incident wave”. Can see.
次に、このような状況において、基地局装置が行う信号の合成について説明する。
図１８は、本発明に係る基地局装置が行う信号合成の動作例を示す図である。ここでは、一例として、図１７における端末装置１２−１から送信された信号を、基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４にて受信した際に、適切な受信ウエイトを用いて合成する場合を示している。
基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４では、「時変動する入射波」を受信している。これらを合成する際に用いる受信ウエイトは、「安定的な入射波」を基準にして、各アンテナ素子での信号が同位相合成されるように定められている。図１８において点線で示した信号は、「安定的な入射波」に対して受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子１３−１〜１３−４で位相が同位相に揃えられた信号である。
Next, signal synthesis performed by the base station apparatus in such a situation will be described.
FIG. 18 is a diagram illustrating an operation example of signal synthesis performed by the base station apparatus according to the present invention. Here, as an example, when signals transmitted from terminal apparatus 12-1 in FIG. 17 are received by antenna elements 13-1 to 13-4 of the base station apparatus, they are combined using appropriate reception weights. Shows the case.
The antenna elements 13-1 to 13-4 of the base station apparatus receive the “incident wave that varies with time”. The reception weight used when combining these signals is determined so that the signals at the respective antenna elements are combined in phase with the “stable incident wave” as a reference. A signal indicated by a dotted line in FIG. 18 is a signal in which the “stable incident wave” is multiplied by a reception weight, and the phase is aligned in the same phase in each of the antenna elements 13-1 to 13-4.
実際の「時変動する入射波」に受信ウエイトを乗算した信号、即ち図１８における細い実線で示した「時変動する入射波」は、点線で示した「安定的な入射波」から微小にずれているため厳密には各アンテナ素子で同位相合成とはなっていないが、「時変動する入射波」は「安定的な入射波」に近い振る舞いを示すため、多数のアンテナ素子の信号を「安定的な入射波」を基準にして設定した受信ウエイトを用いて合成すると、太い実線で示した大きな振幅の合成された信号となる。つまり、基地局装置で用いるアンテナ素子の数を膨大な数に増やせば、統計的な効果として各アンテナ素子の「安定的な入射波」成分は同位相合成され、「ランダムな多重反射波」は相互に打ち消しあうために、「安定的な入射波」に対して時変動成分は相対的に非常に小さなレベルに抑えられる。
ここで、図１７及び図１８の説明においては、あくまでも簡単のために基地局装置側に４本のアンテナ素子を備える場合について説明を行ったが、以下に示すように、本発明では非常に多数のアンテナ素子を備えることで統計的な効果を得ることが可能になる。
The actual “time-varying incident wave” multiplied by the reception weight, that is, the “time-varying incident wave” indicated by a thin solid line in FIG. 18 is slightly shifted from the “stable incident wave” indicated by the dotted line. Strictly speaking, each antenna element does not have the same phase composition, but the “time-varying incident wave” behaves close to a “stable incident wave”. When combined using the reception weight set with “stable incident wave” as a reference, a combined signal having a large amplitude indicated by a thick solid line is obtained. In other words, if the number of antenna elements used in the base station apparatus is increased to an enormous number, the “stable incident wave” component of each antenna element is in-phase synthesized as a statistical effect, and the “random multiple reflected wave” is In order to cancel each other, the time-varying component with respect to the “stable incident wave” is relatively suppressed to a very small level.
Here, in the description of FIG. 17 and FIG. 18, the case where four antenna elements are provided on the base station apparatus side has been described for the sake of simplicity. It is possible to obtain a statistical effect by providing the antenna element.
なお、この「安定的な入射波」に基づく統計的な信号の同位相合成は、送信時に用いる送信ウエイトと受信時に用いる受信ウエイトの双方において同様に利用することができる。基地局装置で用いる送受信ウエイトはチャネル推定結果に基づき算出されるものであるが、そのチャネル推定は基地局装置が送信するトレーニング信号を端末装置側で受信して行っても、端末装置が送信する信号を基地局装置で受信してチャネル推定しても構わない。一般的に、ダウンリンクとアップリンクのチャネル情報は送信／受信に用いるアンプ／フィルタ等が異なるために非対称であるが、アップリンクのチャネル推定結果とダウンリンクのチャネル推定結果には所定の換算式が成り立ち、後述するキャリブレーション処理を用いれば、端末装置が送信したトレーニング信号を基地局装置の全てのアンテナ素子で同時に受信し、その結果を用いたチャネル推定によりアップリンクのチャネル情報を取得し、これに所定の換算式を適用することでダウンリンク方向のチャネル情報を取得することが可能である。 The in-phase synthesis of a statistical signal based on this “stable incident wave” can be used in the same way for both the transmission weight used during transmission and the reception weight used during reception. The transmission / reception weight used in the base station apparatus is calculated based on the channel estimation result. Even if the training signal transmitted from the base station apparatus is received on the terminal apparatus side, the terminal apparatus transmits the channel estimation. The channel may be estimated by receiving the signal at the base station apparatus. In general, downlink and uplink channel information is asymmetric because amplifiers / filters used for transmission / reception are different, but a predetermined conversion formula is used for the uplink channel estimation result and the downlink channel estimation result. If the calibration process described later is used, the training signal transmitted by the terminal device is simultaneously received by all the antenna elements of the base station device, and uplink channel information is obtained by channel estimation using the result, By applying a predetermined conversion formula to this, channel information in the downlink direction can be acquired.
以上に説明したように、基地局装置の各アンテナ素子と、各端末装置のアンテナ素子との間のチャネル情報に対する長時間に亘る平均化処理により、ランダムな時変動成分を抑制し、時間変動のない見通し波ないしは安定的な構造物等からの安定的な入射波を抽出することが可能になる。この抽出された長時間平均のチャネル情報を基に、ターゲットとする端末装置に対して同位相合成を行うことで、高い回線利得を獲得することが可能となる。一般に、ある１本のアンテナ素子から送信された信号が別の場所の１本のアンテナ素子で受信される際の振幅を１としたときに、Ｎ本のアンテナ素子から送信された信号を同位相合成すると、受信信号の振幅の期待値はＮ倍になる。受信電力は振幅の２乗に比例するので、受信電力はＮ２倍となる。つまり１０Ｌｏｇ１０（Ｎ２）［ｄＢ］の利得を得ることが可能になり、Ｎが仮に１００であれば同位相合成によるコヒーレント伝送に伴う回線利得は４０［ｄＢ］に相当する。 As explained above, by the averaging process over a long time for the channel information between each antenna element of the base station apparatus and the antenna element of each terminal apparatus, random time-varying components are suppressed, It is possible to extract a stable incident wave from no line-of-sight wave or a stable structure. Based on the extracted long-term average channel information, high phase gain can be obtained by performing in-phase synthesis on the target terminal device. In general, when an amplitude when a signal transmitted from one antenna element is received by one antenna element in another location is 1, signals transmitted from N antenna elements are in phase. When combined, the expected value of the amplitude of the received signal becomes N times. Since the received power is proportional to the square of the amplitude, the received power is N 2 times. That is, a gain of 10 Log 10 (N 2 ) [dB] can be obtained. If N is 100, the line gain associated with coherent transmission by in-phase combining corresponds to 40 [dB].
次に、与・被干渉の低減を利用した高次の空間多重に関して説明する。上述の同位相合成は、特定の端末装置をターゲットにして行うものであり、当該端末装置に対してのみピンポイントで高い回線利得を得ることができる。例えば、図１７の端末装置１２−１に対して同位相合成を行えば、端末装置１２−２のように同位相合成とならない他の地点では、ランダムな位相合成となる。図１７では基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４が４素子の場合を示したが、アンテナ素子がＮ個の場合、ランダムな位相合成の結果、期待値として受信電力はＮ倍になる。このような状況で、２つの信号系列を同時に空間多重した場合、同位相合成がなされている希望信号に関しては回線利得が送信アンテナ素子１本あたりＮ２倍であるのに対して、干渉となる非希望信号に関しては回線利得が送信アンテナ素子１本あたりＮ倍となる。そのため、相対的なＳＩＲ値は１０Ｌｏｇ１０（Ｎ）［ｄＢ］となる。 Next, high-order spatial multiplexing using reduction of given / interfered will be described. The in-phase synthesis described above is performed with a specific terminal device as a target, and a high line gain can be obtained pinpoint only for the terminal device. For example, if in-phase synthesis is performed on the terminal device 12-1 in FIG. 17, random phase synthesis is performed at other points where in-phase synthesis is not performed, such as the terminal device 12-2. Although FIG. 17 shows the case where the antenna elements 13-1 to 13-4 of the base station apparatus are four elements, when the number of antenna elements is N, the received power is increased N times as an expected value as a result of random phase synthesis. Become. In such a situation, when two signal sequences are simultaneously spatially multiplexed, the desired signal having the same phase composition is interfered with the line gain being N 2 times per transmission antenna element. For undesired signals, the line gain is N times per transmission antenna element. Therefore, the relative SIR value is 10 Log 10 (N) [dB].
このように、送信アンテナ素子の数（Ｎ）が仮に１００であれば、空間多重を行いながらも期待値として２０［ｄＢ］のＳＩＲを稼ぐことができる。つまり、図１７における太い実線で示した二つのパスを利用し、端末装置１２−１及び端末装置１２−２の両方と基地局装置との通信を同時に同一周波数帯で実施することが可能となる。
通常、アンテナの本数が膨大な場合に、一般的なマルチユーザＭＩＭＯ技術で空間多重を行う際、アンテナの本数の３乗に比例する信号処理の演算量が見込まれるため、回路規模的に現実的な数のアンテナ素子による運用が強いられてきた。特に、重要なのはある端末装置への信号が他の端末装置に対して干渉とならないようにするためのヌル制御であるが、本発明においてはこのヌル制御を実現するための送受信ウエイトの算出をリアルタイムで行う必要がなく、事前に算出したウエイトを読み出す形で通信における信号処理を実現できる。このため、多数のアンテナ素子を利用しながらも、運用中の演算量及び回路規模を抑えた高次の空間多重が実現可能である。更には、本発明では上述のヌル制御を行わずとも、もともとある程度高いＳＩＲを確保することができ、このためチャネル時変動により多少ヌル制御が破れてもＳＩＲ値は比較的高いままで、安定的に空間多重を行うことができるという特徴も併せ持つ。
Thus, if the number (N) of transmitting antenna elements is 100, an SIR of 20 [dB] can be earned as an expected value while performing spatial multiplexing. That is, using the two paths indicated by the thick solid lines in FIG. 17, it is possible to simultaneously perform communication between both the terminal device 12-1 and the terminal device 12-2 and the base station device in the same frequency band. .
Usually, when the number of antennas is enormous, when performing spatial multiplexing with a general multi-user MIMO technique, the amount of computation of signal processing proportional to the cube of the number of antennas is expected. Operation with a large number of antenna elements has been forced. Particularly important is null control to prevent a signal to a certain terminal device from interfering with other terminal devices. In the present invention, calculation of transmission / reception weights for realizing this null control is performed in real time. The signal processing in communication can be realized by reading the weight calculated in advance. For this reason, it is possible to realize high-order spatial multiplexing with a reduced calculation amount and circuit scale during operation while using a large number of antenna elements. Furthermore, in the present invention, a high SIR can be secured to some extent without performing the above-described null control. For this reason, even if the null control is broken to some extent due to channel fluctuation, the SIR value remains relatively high and stable. It also has the feature of being able to perform spatial multiplexing.
なお、先ほどの例を基に説明を行えば、送信アンテナの数（Ｎ）が１００である場合、１０系統の信号を空間多重すると干渉電力は相対的に約１０倍となるために、ＳＩＲの期待値は約１０［ｄＢ］となる。もちろん、平均ＳＩＲ値が１０［ｄＢ］でもある程度の分布の広がりがあるため、所要ＳＩＲ値が１０［ｄＢ］の場合でも１０多重ないしはそれ以上の空間多重を行うためには、ＳＩＲ特性が良好な端末装置の組み合わせを行うスケジューリング機能や、干渉抑圧を行うための指向性制御機能を組み合わせることが好ましい。ただし、ここで行うスケジューリング機能及び指向性制御機能は、時間とともに変動するチャネル情報を反映したリアルタイムの制御を前提とする必要はなく、先に説明した長時間平均により時変動成分を平均化した固定的なチャネル情報を用いて行うことができる。そのため、通信を行うたびに逐次複雑な信号処理を行うことを避け、通信の開始の前に行う事前処理において、その負荷の大きい処理を完了させ、処理の結果を用いた運用を行うことにより、運用中の負荷を低減させることができる。本発明は、上述のようにヌル制御なしでもＳＩＲ特性に優れる安定的な条件を構築すると共に、更に干渉抑圧を行うための指向性制御機能を組み合わせることで、より高次の空間多重を安定的に実現可能とする。 If the number of transmitting antennas (N) is 100, the interference power will be approximately 10 times relatively large when 10 signals are spatially multiplexed. The expected value is about 10 [dB]. Of course, even if the average SIR value is 10 [dB], there is a certain extent of distribution. Therefore, even when the required SIR value is 10 [dB], in order to perform 10 or more spatial multiplexing, the SIR characteristic is good. It is preferable to combine a scheduling function for combining terminal devices and a directivity control function for performing interference suppression. However, the scheduling function and directivity control function performed here do not need to be premised on real-time control reflecting channel information that varies with time, and the time-varying component is averaged by the long-time averaging described above. Channel information can be used. Therefore, avoiding performing complicated signal processing sequentially every time communication is performed, in the pre-processing performed before the start of communication, by completing the heavy processing, and using the processing results, The load during operation can be reduced. As described above, the present invention constructs a stable condition that excels in SIR characteristics even without null control as described above, and further stabilizes higher-order spatial multiplexing by combining a directivity control function for performing interference suppression. To be feasible.
このように本発明では、リアルタイムのチャネル情報を用いて厳密な同位相合成を目指す代わりに、厳密な送受信ウエイトからは若干の誤差を伴う送受信ウエイトであったとしてもある程度の誤差以内に抑えられる送受信ウエイトを用い、多数のアンテナ素子を用いて合成することで統計的な効果により安定的かつ高い回線利得を引き出す準最適な同位相合成を目指す点が第１の重要なポイントである。
更に本発明では、送受信ウエイトはチャネルの時変動を意識することなく固定的な値となるため、例えば通信サービスの運用開始前に事前に取得しておけば、データの送受信を行うサービス運用時には、個々に演算をすることなく単純にメモリに記憶された送受信ウエイトを読み出すだけで良いため、通信に用いるアンテナ素子数を膨大な数に増やしたとしても信号処理の負荷を低く抑えることが可能であり、この点が第２の重要なポイントである。
更に本発明では、通信の都度、送受信ウエイトの算出のために個別のアンテナ素子間のチャネル推定を行わないので、空間多重数と同数のチャネル推定用のプリアンブル信号を付与する必要がない。このため、ＯＦＤＭ変調方式を用いる場合を例に取れば、従来であれば１０多重の空間多重のためには異なる１０シンボルのチャネル推定用のプリアンブル信号が必要であったが、本発明では空間多重数に依存せずに１シンボルのチャネル推定用のプリアンブル信号で足りることになる。この結果、ＭＡＣレイヤの効率の低下を抑えて高次の空間多重を実施することが可能となり、この点が第３の重要なポイントである。
以上の動作原理に対し、詳細な実施形態の説明の前に、これらを実現するための補足事項を以下に簡単に整理しておく。
Thus, in the present invention, instead of aiming at strict in-phase synthesis using real-time channel information, transmission / reception that can be suppressed within a certain amount of error even if there is a transmission / reception weight with a slight error from the strict transmission / reception weight. The first important point is to aim at quasi-optimal in-phase synthesis that draws stable and high line gain by a statistical effect by combining weights and using many antenna elements.
Furthermore, in the present invention, since the transmission / reception weight is a fixed value without being conscious of channel time fluctuations, for example, if it is acquired in advance before starting the operation of the communication service, Even if the number of antenna elements used for communication is increased to an enormous number, it is possible to keep the signal processing load low because it is only necessary to read the transmission / reception weights stored in the memory without performing individual calculations. This is the second important point.
Furthermore, in the present invention, channel estimation between individual antenna elements is not performed every time communication is performed, so that it is not necessary to assign the same number of channel estimation preamble signals as the spatial multiplexing number. For this reason, taking the case of using the OFDM modulation method as an example, conventionally, a preamble signal for channel estimation of 10 different symbols is required for 10 spatial multiplexing, but in the present invention, spatial multiplexing is used. A preamble signal for channel estimation of one symbol is sufficient without depending on the number. As a result, it is possible to perform higher-order spatial multiplexing while suppressing a decrease in the efficiency of the MAC layer, which is a third important point.
With respect to the above operating principle, supplementary matters for realizing these will be briefly described below before describing the detailed embodiment.
（チャネル推定の平均化処理について）
本発明に係る基地局装置は、「安定的な入射波」に基づく統計的な信号の同位相合成を行うための送受信ウエイトを用いることが特徴であるが、この「安定的な入射波」に対応したチャネル推定の概要について、ここで説明しておく。
先ほども説明した通り、基地局装置は、移動体において反射しランダムに変動する多重反射波の影響を取り除くことで「安定的な入射波」に関する成分を抽出する。基地局装置は、多数のアンテナ素子による統計的な効果を得る前段として、各アンテナ素子においても「安定的な入射波」に関する成分を抽出するために、基地局装置の各アンテナ素子と端末装置のアンテナ素子との間の個々のチャネルのチャネル推定を長時間に亘り実施し、その結果を平均化することで「安定的な入射波」に対応したチャネル情報を取得する。
(About channel estimation averaging processing)
The base station apparatus according to the present invention is characterized by using a transmission / reception weight for performing in-phase synthesis of a statistical signal based on a “stable incident wave”. An overview of the corresponding channel estimation will now be described.
As described above, the base station apparatus extracts a component related to a “stable incident wave” by removing the influence of multiple reflected waves that are reflected on a mobile object and randomly vary. In order to extract a component related to “stable incident wave” in each antenna element as a pre-stage to obtain a statistical effect by a large number of antenna elements, the base station apparatus extracts each antenna element and terminal apparatus Channel information corresponding to a “stable incident wave” is acquired by performing channel estimation of individual channels with the antenna element over a long period of time and averaging the results.
その具体的な取得方法を説明する前に、まず、図１７における車等の移動体１４−１〜１４−３において反射する反射の影響について考える。これらの移動体からの反射波の状況は、移動体の位置があまり変位しない短時間ではそれ程大きくは変動しないが、これらの移動体が物理的に異なる位置に移動すれば反射波の影響は全く異なるものになることが予想される。つまり、移動体において反射しランダムな多重反射の状況がそれ程大きく変動しない短時間の間でチャネル情報の平均化処理を行ったとしても、ランダムな反射波の基になる移動体が大きく移動した際には、また別のチャネル状態になっていることが予想される。 Before describing the specific acquisition method, first, the influence of reflection reflected on the moving bodies 14-1 to 14-3 such as cars in FIG. The situation of the reflected waves from these moving bodies does not change so much in a short time when the positions of the moving bodies are not displaced so much, but if these moving bodies move to physically different positions, the influence of the reflected waves is absolutely not. Expect to be different. In other words, even if the channel information is averaged in a short period of time, where the state of multiple multiple reflections reflected on the mobile object does not change so much, the mobile object that is the basis of the random reflected wave moves greatly. Is expected to be in another channel state.
図１９は、チャネル推定の概要を示す図である。ここでは、チャネル情報の推定結果をＩ／Ｑ複素平面上での点に対応したベクトルとして示している。同図において、符号１６は「安定的な入射波」に対応した長時間平均のチャネル情報の推定値に対応するベクトルを示している。符号１７−１〜１７−４は比較的短時間のチャネル推定結果を用いて平均化したチャネル情報に対応するベクトルを示している。符号１８は時変動により発生するチャネル推定誤差の範囲を示している。
FIG. 19 is a diagram showing an outline of channel estimation. Here, the estimation result of channel information is shown as a vector corresponding to a point on the I / Q complex plane. In the figure,
同図において、例えば、チャネル情報１７−２と、チャネル情報１７−４とは、円状に分布する時変動により発生するチャネル推定値の誤差範囲１８において、両端に位置する関係であり、そのふたつのベクトルの相対的な差（誤差）が大きい。しかし、多数の平均化されたチャネル情報１７−１〜１７−４を更に平均化すれば、チャネル推定誤差１８の円の中心に相当する「安定的な入射波」に対応した長時間平均のチャネル推定値１６に対応するチャネル情報を取得することが可能になる。これにより、瞬時のチャネル推定値との誤差は誤差範囲１８の円の半径以下に抑えられ、円の両端に位置する場合に比べて相対的に小さく抑えることができる。
更に、実際の誤差の分布は、チャネル推定誤差の範囲１８の円内に一様に分布するのではなく、平均値である長時間平均のチャネル推定値１６の近傍ほど分布の密度が高いと推察される。したがって、長時間平均のチャネル推定値１６に近づけるためには、移動体の配置の相関が少なくなる離散的な時間で多数回行ったチャネル推定により得られたチャネル情報を平均化することが好ましい。
In the figure, for example, the channel information 17-2 and the channel information 17-4 are in a relationship located at both ends in the
Further, it is assumed that the actual error distribution is not uniformly distributed within the circle of the channel
次に、この長時間平均のチャネル情報の求め方について、注意すべき点を中心に説明する。一般に、基地局装置のクロック信号と、端末装置のクロック信号とは完全に同期が取れておらず、ある程度の周波数誤差が存在する。例えば、ＯＦＤＭ変調方式やＳＣ−ＦＤＥ伝送技術のようなブロック伝送を行う場合には、１シンボルのシンボル周期（ないしはブロック周期）は少しずつシンボルタイミングが基地局装置と端末装置との間でずれることになり、このシンボルタイミングのずれは全周波数で共通の複素位相の回転として表れる。なお、基地局装置のクロック信号、及び端末装置のクロック信号は、Ａ／Ｄ変換や、Ｄ／Ａ変換を行う際のサンプリング周期を定めるクロック信号のことである。 Next, how to obtain the long-term average channel information will be described focusing on points to be noted. In general, the clock signal of the base station apparatus and the clock signal of the terminal apparatus are not completely synchronized, and there is some frequency error. For example, when performing block transmission such as OFDM modulation scheme or SC-FDE transmission technology, the symbol timing (or block cycle) of one symbol is slightly shifted between the base station apparatus and the terminal apparatus. This symbol timing shift appears as a common complex phase rotation at all frequencies. Note that the clock signal of the base station device and the clock signal of the terminal device are A / D conversion and a clock signal that determines a sampling period when performing D / A conversion.
同様の複素位相の回転という課題は、ベースバンド信号と無線周波数信号との間のアップコンバート、ダウンコンバートで用いるローカル発振器が出力する局部発振信号の基地局装置と端末装置との間の非同期性や周波数誤差によっても問題となる。
送信と受信との間が非同期で周波数誤差が伴う場合、仮に空間上のチャネル情報に時変動がない場合でも、異なる時刻に測定するチャネル情報は、その時間差と周波数誤差とに依存する形で複素位相成分が変動する。
A similar problem of complex phase rotation is that the local oscillation signal output from the local oscillator used for up-conversion and down-conversion between the baseband signal and the radio frequency signal is not synchronized between the base station device and the terminal device. A frequency error also becomes a problem.
When transmission and reception are asynchronous and accompanied by a frequency error, the channel information measured at different times is complex depending on the time difference and the frequency error even if there is no time variation in the channel information in space. The phase component fluctuates.
これは、例えば、受信側のダウンコンバート処理でミキサにおいて乗算するローカル発振器から入力される局部発振信号の初期複素位相を通信の都度、毎回一致させることができないことに起因する。通信における信号検出処理では、トレーニング信号でチャネル推定を行う際に、その初期複素位相の影響まで含めた結果としてのチャネル情報を取得するため、トレーニング信号に後続する信号の信号検出処理において問題となることはない。しかし、離散時間で平均化する際には、仮にチャネル情報に時変動がなくてもこの初期複素位相の不確定性により時変動があったように見えてしまうために問題となる。 This is because, for example, the initial complex phase of the local oscillation signal input from the local oscillator that is multiplied in the mixer in the down-conversion process on the reception side cannot be matched every time communication is performed. In signal detection processing in communication, when channel estimation is performed with a training signal, channel information as a result including the influence of the initial complex phase is acquired, which causes a problem in signal detection processing of a signal subsequent to the training signal. There is nothing. However, when averaging in discrete time, there is a problem because even if there is no time variation in the channel information, it appears that there is time variation due to the uncertainty of the initial complex phase.
しかし、受信時の同位相合成を実現するための送信ウエイト及び受信ウエイトの算出に必要となるチャネル情報は、伝送路の特性を示すチャネル情報の複素位相を含む絶対的な値そのものではなく、アンテナ素子ごとのチャネル情報における複素位相の相対的な関係さえ分かれば十分なのである。したがって、離散的な時刻に測定したチャネル推定結果を平均化する際には、基地局装置の複数のアンテナ素子から基準となるアンテナ素子を１つ設定し、そのアンテナ素子で推定されたチャネル情報の複素位相成分だけ、各アンテナ素子におけるチャネル情報の複素位相成分にオフセットを付加すれば良い。 However, the channel information required to calculate the transmission weight and reception weight for realizing in-phase synthesis at the time of reception is not the absolute value itself including the complex phase of the channel information indicating the characteristics of the transmission path, but the antenna information. It is sufficient to know the relative relationship of complex phases in channel information for each element. Therefore, when averaging channel estimation results measured at discrete times, one reference antenna element is set from a plurality of antenna elements of the base station apparatus, and channel information estimated by the antenna element is set. It is only necessary to add an offset to the complex phase component of the channel information in each antenna element for the complex phase component.
具体的には、基地局装置がＫ個のアンテナ素子を備えている場合、アンテナ素子＃ｉ（ｉ＝１，…，Ｋ）で観測された第ｋ周波数成分のチャネル情報がＡｉ・Ｅｘｐ（φｉ （ｋ）ｊ）であるとする。ここでｊは虚数単位を表し、Ａｉはアンテナ素子＃ｉのチャネル情報の振幅成分を表し、φｉ （ｋ）はアンテナ素子＃ｉの第ｋ周波数成分のチャネル情報の複素位相を表す。
このとき、アンテナ素子＃１の複素位相φ１ （ｋ）を用いて、全てのアンテナ素子に複素位相−φ１ （ｋ）のオフセットを加えると、オフセットによる補正後のアンテナ素子＃ｋのチャネル情報としてＡｉ・Ｅｘｐ｛（φｉ （ｋ）−φ１ （ｋ））ｊ｝が得られる。空間上のチャネル情報が不変であるならば、この補正後のチャネル情報は基地局装置と端末装置とのクロック信号及び局部発振信号の周波数誤差の影響（すなわち複素位相の初期位相の不確定性の影響）を受けない。以降の説明では、この初期位相の不確定性除去のための補正後のチャネル情報を「（チャネル情報の）相対成分」と呼ぶことにする。なお、この補正は周波数成分ごとに個別に行うものとする。
Specifically, when the base station apparatus includes K antenna elements, channel information of the k-th frequency component observed by antenna element #i (i = 1,..., K) is A i · Exp ( Let φ i (k) j). Here, j represents an imaginary unit, A i represents the amplitude component of the channel information of the antenna element #i, and φ i (k) represents the complex phase of the channel information of the k-th frequency component of the antenna element #i.
At this time, if the complex phase −φ 1 (k) is added to all the antenna elements using the complex phase φ 1 (k) of the
したがって、チャネル情報の平均化を行う際には、このような補正を行い、複素位相成分の不確定性を排除した上で平均化を実施する必要がある。その他、この平均化を行う上で、本発明における課題の（課題１）で示した回線利得が大幅に不足する領域では、チャネル推定により取得したチャネル情報の平均化を行う以前に、その基になる情報の取得が困難な場合があることに注意しなければならない。このような状況では、何らかのチャネル推定用のトレーニング信号を受信したとしても、一般にはその信号の受信を検知することができない。ＯＦＤＭ変調方式の場合を例にとれば、ＯＦＤＭシンボルタイミングの検出ができないことを意味し、当然ながらガードインターバルの除去もできなければＦＦＴを実施することもできない。以下に、このような低ＳＮＲ環境におけるチャネル推定の平均化処理の方法と具体的なトレーニング信号の例を示す。 Therefore, when channel information is averaged, it is necessary to perform such correction to eliminate the uncertainty of the complex phase component and to perform averaging. In addition, in the area where the line gain shown in (Problem 1) of the problem of the present invention is greatly insufficient in performing this averaging, the channel information obtained by the channel estimation is based on the basis before the averaging. Note that it may be difficult to obtain information. In such a situation, even if any kind of channel estimation training signal is received, it is generally impossible to detect the reception of the signal. Taking the case of the OFDM modulation method as an example, it means that OFDM symbol timing cannot be detected. Of course, if the guard interval cannot be removed, FFT cannot be performed. A channel estimation averaging method in such a low SNR environment and an example of a specific training signal are shown below.
（本発明におけるトレーニング信号の例）
図２０は、本発明におけるトレーニング信号の例を示す図である。同図において符号１−１〜１−３は一般的なＯＦＤＭシンボルを示し、符号２−１〜２−３はガードインターバルを含まない有効な信号領域を示し、符号３−１〜３−３は本発明におけるトレーニング信号を示し、符号４−１〜４−３は信号の末尾領域を示し、符号５−１〜５−３はガードインターバルを示し、符号６−１〜６−３は実際のチャネル推定に用いる信号周期を示している。なお、ＯＦＤＭ信号は、複数のサブキャリア成分を含むが、本図ではあるサブキャリア一つを抜き出して正弦波として図示している。
(Example of training signal in the present invention)
FIG. 20 is a diagram illustrating an example of a training signal in the present invention. In the figure, reference numerals 1-1 to 1-3 denote general OFDM symbols, reference numerals 2-1 to 2-3 denote effective signal areas not including guard intervals, and reference numerals 3-1 to 3-3 denote In the present invention, training signals are shown. Reference numerals 4-1 to 4-3 denote end regions of the signals, reference numerals 5-1 to 5-3 denote guard intervals, and reference numerals 6-1 to 6-3 denote actual channels. The signal period used for estimation is shown. Although the OFDM signal includes a plurality of subcarrier components, in the figure, one subcarrier is extracted and illustrated as a sine wave.
従来のＯＦＤＭ信号であれば、ＯＦＤＭシンボル（１−１〜１−３）周期の信号は、実際のデータとして有効な信号領域（２−１〜２−３）を生成し、この信号の末尾領域（４−１〜４−３）を信号の先頭領域にガードインターバル（５−１〜５−３）としてコピーして貼り付け、全体のＯＦＤＭシンボル（１−１〜１−３）を生成していた。通常の通信においては、ガードインターバルを取り除いた有効な信号領域（２−１〜２−３）の先頭部分のタイミングをタイミング検出により抽出し、そのタイミングを起点とした場合の振幅及び複素位相に関する情報をチャネル推定では取得する。 In the case of a conventional OFDM signal, a signal having a period of OFDM symbols (1-1 to 1-3) generates a signal region (2-1 to 2-3) effective as actual data, and the tail region of this signal. (4-1 to 4-3) are copied and pasted as guard intervals (5-1 to 5-3) in the head area of the signal to generate the entire OFDM symbols (1-1 to 1-3). It was. In normal communication, information on the amplitude and complex phase when the timing of the leading portion of the effective signal area (2-1 to 2-3) from which the guard interval is removed is extracted by timing detection and the timing is used as a starting point. Are obtained in the channel estimation.
しかし、本発明の送受信ウエイトの算出においては各アンテナ素子の相対的な位相関係を取得できれば十分であるために、正確な初期複素位相の把握までは不要であり、ＯＦＤＭシンボルの先頭のような適切なタイミングを起点とする必要はない。したがって、ガードインターバルを設定したＯＦＤＭ信号である必要はなく、ＯＦＤＭシンボルの有効な信号領域（２−１〜２−３）を取り出して連続させた信号であるトレーニング信号（３−１〜３−３）を多数回繰り返し送信すれば良い。ここで各区間は連続的につながっているために、この複数の周期に亘るトレーニング信号においては実質的にはシンボルタイミングというものは意味を成さない。受信側では、受信したトレーニング信号（３−１〜３−３）に対して任意の開始タイミング、例えば実際のチャネル推定に用いる信号周期（６−１〜６−３）で信号を切り取り、区間６−１、区間６−２、区間６−３の信号に対して加算処理を行えばよい。 However, since it is sufficient to obtain the relative phase relationship of each antenna element in the calculation of the transmission / reception weight according to the present invention, it is not necessary to accurately grasp the initial complex phase, and an appropriate value such as the head of the OFDM symbol is used. There is no need to start from a specific timing. Therefore, it is not necessary to be an OFDM signal in which a guard interval is set, and training signals (3-1 to 3-3) which are signals obtained by extracting effective signal regions (2-1 to 2-3) of OFDM symbols and continuing them. ) May be repeated many times. Here, since the sections are continuously connected, the symbol timing does not substantially make sense in the training signal over a plurality of periods. On the receiving side, the received training signals (3-1 to 3-3) are cut out at arbitrary start timings, for example, signal periods (6-1 to 6-3) used for actual channel estimation, and the section 6 -1, section 6-2, and section 6-3 may be added.
（基地局装置と端末装置とのローカル発振器周波数誤差の補償）
なお、このトレーニング信号を用いたチャネル平均化においては、複数の連続する区間６−１、区間６−２、区間６−３の比較的短時間平均を行うことになるが、この「比較的短時間」の定量的な意味は、基地局装置と端末装置との間のクロック信号及び局部発振信号の周波数誤差に依存する影響（厳密には、下記に示す周波数誤差補償処理後に残る、残留周波数誤差の影響）を無視できる範囲での平均化を意味する。
例えば、中心周波数が２．４［ＧＨｚ］の局部発振信号において、ローカル発振器の周波数誤差が１ｐ．ｐ．ｍ．である場合、局部発振信号の周波数誤差の最大値は２．４［ｋＨｚ］である。つまり、４１６μ秒で位相が２π回転してしまう誤差である。このとき、平均化を行う時間長の中で周波数誤差に伴う複素位相の回転が１周期（２π）の１／１０以内に抑えたいと考えるならば、平均化に使える時間長は約４０μ秒となる。
しかし、広域をサービスエリアにするＷｉＭＡＸの例を見れば、長遅延波の影響を排除するための１シンボル周期は約１００μ秒に設定されており、平均化処理を行う時間としては十分ではない。これらの問題を解決するために、ここでは周波数誤差を補償するための以下の補正処理を行う。
(Compensation of local oscillator frequency error between base station and terminal)
In the channel averaging using the training signal, a relatively short time average of a plurality of continuous sections 6-1, 6-2, and 6-3 is performed. The quantitative meaning of “time” is the influence that depends on the frequency error of the clock signal and the local oscillation signal between the base station device and the terminal device (strictly speaking, the residual frequency error remaining after the frequency error compensation processing shown below) Mean in a range that can be ignored.
For example, in a local oscillation signal having a center frequency of 2.4 [GHz], the frequency error of the local oscillator is 1 p. p. m. In this case, the maximum value of the frequency error of the local oscillation signal is 2.4 [kHz]. That is, this is an error that the phase rotates by 2π in 416 μsec. At this time, if it is desired to suppress the rotation of the complex phase accompanying the frequency error within 1/10 of one period (2π) in the time length for averaging, the time length usable for averaging is about 40 μsec. Become.
However, in the WiMAX example where the wide area is the service area, one symbol period for eliminating the influence of the long delay wave is set to about 100 μsec, which is not sufficient as the time for the averaging process. In order to solve these problems, the following correction processing for compensating for the frequency error is performed here.
一般的には周波数誤差補正はＡＦＣ（Automatic Frequency Control）と呼ばれる信号処理で対処可能である。今回のトレーニング信号のように同一の信号が繰り返し受信される状況であれば、一般には１周期分だけシフトした信号を乗算することで周波数誤差成分を抽出することが可能である。このＡＦＣ処理を適用して周波数誤差を抽出し、その周波数誤差をキャンセルする補正を行うことが可能である。しかし、受信信号が低ＳＮＲである場合、ＡＦＣ処理を適用して隣接するシンボルから周波数誤差を抽出しようとしても、ノイズに埋もれて誤った周波数誤差を抽出してしまう可能性がある。したがって、ＡＦＣ処理も、もともとの信号のＳＮＲを改善可能な時間長に亘り実施する必要がある。 In general, frequency error correction can be dealt with by signal processing called AFC (Automatic Frequency Control). If the same signal is repeatedly received like the current training signal, it is generally possible to extract the frequency error component by multiplying the signal shifted by one period. By applying this AFC process, it is possible to extract a frequency error and perform correction to cancel the frequency error. However, when the received signal has a low SNR, even if an attempt is made to extract a frequency error from adjacent symbols by applying AFC processing, there is a possibility that an erroneous frequency error is extracted due to being buried in noise. Therefore, the AFC processing also needs to be performed for a length of time that can improve the SNR of the original signal.
例えば、時刻ｔにおける複素数で表されるサンプリングデータをＳ（ｔ）と表し、周波数誤差をΔｆと表すと、時刻ｔにおける複素位相の回転量は２πΔｆ・ｔとなる。そこで、サンプリングデータＳ（ｔ）に対して理想的に周波数補償すると、周波数補償されたサンプリングデータは、Ｓ（ｔ）・Ｅｘｐ（−２πｊΔｆ・ｔ）となる。
また、サンプリング周期をΔｔと表し、１シンボルの周期をＴとすると、１周期のデータ数はＮ＝Ｔ／Δｔで与えられる。このとき、時刻ｔ＝ｍ’・Δｔとし、更に、ｍとＭとをｍ＝ｍｏｄ（ｍ’，Ｎ）、Ｍ＝Ｉｎｔ（ｍ’／Ｎ）とすれば、サンプリングデータＳ（ｔ）を離散的な時刻により定められる数列｛Ｓ（Ｍ） ｍ｝と表記できる。ここで、関数「ｍｏｄ」は、ｍ’をＮで除算した際の余りを求める関数である。また、関数「Ｉｎｔ」は、ｍ’をＮで除算した際の商（整数部）を求める関数である。
更に、サンプリングデータＳ（ｔ）を理想的に周波数補償した数列を｛Ｓ（Ｍ） ｍ・Ｅｘｐ（−２πｊΔｆ・Δｔ・［Ｍ×Ｎ＋ｍ］｝と表記できる。ここで、全体としてＭ０シンボル周期のサンプリングを行うものとする。
For example, if sampling data represented by a complex number at time t is represented as S (t) and a frequency error is represented as Δf, the amount of rotation of the complex phase at time t is 2πΔf · t. Therefore, when the frequency compensation is ideally performed on the sampling data S (t), the frequency-compensated sampling data is S (t) · Exp (−2πjΔf · t).
If the sampling period is represented by Δt and the period of one symbol is T, the number of data in one period is given by N = T / Δt. At this time, if the time t = m ′ · Δt, and m and M are m = mod (m ′, N) and M = Int (m ′ / N), the sampling data S (t) is discrete. It can be expressed as a numerical sequence {S (M) m } determined by a specific time. Here, the function “mod” is a function for obtaining a remainder when m ′ is divided by N. The function “Int” is a function for obtaining a quotient (integer part) when m ′ is divided by N.
Furthermore, a sequence in which the sampling data S (t) is ideally frequency-compensated can be expressed as {S (M) m · Exp (−2πjΔf · Δt · [M × N + m]}, where M 0 symbol period as a whole. Sampling shall be performed.
周波数補償した数列｛Ｓ（Ｍ） ｍ・Ｅｘｐ（−２πｊΔｆ・Δｔ・［Ｍ×Ｎ＋ｍ］｝を、ｍごとに多数のＭでの加算したサンプリングデータ〜Ｓｍは次式（１０）で表される。ここで、式（１０）において、「〜（チルダ）」が上に付されたＳを「〜Ｓ」と表記する。また、「Ｅｘｐ（Ｘ）」は自然対数の底ｅのＸ乗を示す関数である。 The frequency compensated number sequence {S (M) m · Exp (−2πjΔf · Δt · [M × N + m]}) obtained by adding a large number of M for each m to S m is expressed by the following equation (10). Here, in Formula (10), S with “˜ (tilde)” added above is expressed as “˜S.” Also, “Exp (X)” is the base of the natural logarithm e to the Xth power. It is a function which shows.
ＡＦＣ処理によりＳＮＲを改善するには、式（１０）で表される〜Ｓｍの振幅を最大にするΔｆを求めればよい。そこで、次式（１１）で表される評価関数Ｇ（Δｆ）を定める。 To improve the SNR by AFC process may be determined to Δf to maximize the amplitude of the to S m of formula (10). Therefore, an evaluation function G (Δf) expressed by the following equation (11) is determined.
式（１１）における＾Ｓ（Ｍ，Ｍ’）は、次式（１２）で表される。 ^ S (M, M ′) in the equation (11) is expressed by the following equation (12).
評価関数Ｇ（Δｆ）を最大にするΔｆを求めれば良いので、次式（１３）で表される条件式が求まる。 Since Δf that maximizes the evaluation function G (Δf) may be obtained, a conditional expression represented by the following expression (13) is obtained.
条件式（１３）を満たす実数Δｆを数値的に求めれば、基地局装置と端末装置との間の周波数誤差が算出され、このΔｆを用いて式（１０）で与えられる１周期分の加算・平均化されたサンプリングデータを用い、チャネル推定を行えばよい。ＯＦＤＭ変調方式であれば、この１周期のサンプリングデータを基にＦＦＴ処理により、各サブキャリア成分のチャネル情報を算出する。 If the real number Δf satisfying the conditional expression (13) is obtained numerically, the frequency error between the base station apparatus and the terminal apparatus is calculated, and using this Δf, the addition for one cycle given by the expression (10) Channel estimation may be performed using averaged sampling data. In the case of the OFDM modulation method, channel information of each subcarrier component is calculated by FFT processing based on the sampling data of one cycle.
なお、必ずしも式（１３）を用いなくても、Δｆのとりうる範囲が限定されているならば、その範囲内の適当な刻み幅でΔｆを設定し、それらのΔｆに対して式（１１）を算出して最大値を与えるΔｆを検索しても良い。この場合、先ほど例示したのと同様に使用する中心周波数が仮に２．４ＧＨｚで周波数誤差が１ｐ．ｐ．ｍ．であるならば、Δｆの範囲は−２．４ｋＨｚから＋２．４ｋＨｚ以内となる。この刻み幅の最適値は求められる精度に応じて変わるが、例えば、１０Ｈｚ刻みでΔｆを設定し、式（１１）を算出するならば、式（１１）を最大にする真のΔｆに対して±５Ｈｚ以内の残留周波数誤差の範囲でΔｆを検索することが可能である。つまり、周波数誤差は５Ｈｚ以内に抑えられ、Ｍ０周期の平均化を行う際の時間長（Ｍ０×Ｔ）を５ｍ秒程度と想定しても、平均化を行う期間内の位相の誤差は２πの１／４０（角度は９度）以内に収まる。平均化の期間中に位相は定常的に回転することを考慮すれば、運用上、支障のない程度の精度でチャネル情報を算出することが可能である。これは逆にいえば、平均化を行う期間内の位相の誤差を所定の値に抑えられる範囲で、Ｍ０周期の平均化を行う際の時間長（つまりＭ０の値）が制限されることになる。 Note that even if the equation (13) is not necessarily used, if the possible range of Δf is limited, Δf is set with an appropriate step size within the range, and the equation (11) is set for those Δf. Δf that gives the maximum value may be searched. In this case, the center frequency to be used is 2.4 GHz and the frequency error is 1 p. p. m. In this case, the range of Δf is from −2.4 kHz to +2.4 kHz. The optimum value of the step size varies depending on the required accuracy. For example, if Δf is set in increments of 10 Hz and equation (11) is calculated, true Δf that maximizes equation (11) is obtained. It is possible to search for Δf within the range of residual frequency error within ± 5 Hz. That is, the frequency error is suppressed within 5 Hz, and even if the time length (M 0 × T) for averaging the M 0 period is assumed to be about 5 milliseconds, the phase error within the averaging period is It falls within 1/40 of 2π (angle is 9 degrees). Considering that the phase rotates constantly during the averaging period, it is possible to calculate the channel information with an accuracy that does not hinder the operation. In other words, the time length (that is, the value of M 0 ) during averaging of the M 0 period is limited within a range in which the phase error within the averaging period can be suppressed to a predetermined value. It will be.
（基地局装置と端末装置とのシンボルタイミング誤差）
以上は基地局と端末局のローカル発振器の周波数誤差に伴う補正の説明である。同様にクロック周波数誤差により、シンボルタイミングのずれの問題も考慮する必要がある。先ほどの説明と同様、１ｐ.ｐ.ｍ.の周波数誤差を伴うシステムを想定すると、１秒という測定時間を想定した場合にこの期間に発生するシンボルタイミングの累積時間誤差は１μ秒程度になる。
(Symbol timing error between base station and terminal)
The above is the description of the correction accompanying the frequency error of the local oscillators of the base station and the terminal station. Similarly, it is necessary to consider the problem of symbol timing deviation due to clock frequency error. As in the previous explanation, assuming a system with a frequency error of 1 p.p.m., assuming a measurement time of 1 second, the accumulated time error of the symbol timing generated in this period is about 1 μsec.
広域の無線アクセスシステムの規格として普及しているＷｉＭＡＸの場合を例にとるならば、１シンボルは約１００μ秒であり、ＦＦＴのポイント数（近似的にはサブキャリア数）が１０２４とすれば、最も周波数の高いサブキャリアの周期は約０．１μ秒程度になる。同様に、ＷｉＦｉ（登録商標）を想定するならば、１シンボルは４μ秒であり、そこに６４ポイントＦＦＴを想定すると、最も周波数の高いサブキャリアの周期は約０．０６μ秒となる。シンボルタイミングの誤差の累積値はこれらの周期に対して十分小さく設定されることが好ましい。そのため、例えば、チャネル情報の平均化を行う測定時間を５ｍ秒とするならば、１ｐ．ｐ．ｍ．の周波数誤差による累積時間誤差は０．００５μ秒となり、ＷｉＭＡＸやＷｉＦｉの最も周波数の高いサブキャリアの周期よりも一桁以上小さな誤差に抑えられている。
ＷｉＭＡＸの例では、チャネル情報の平均化を行う測定時間を５ｍ秒とした場合にこの時間長はシンボル周期の５０倍の時間長となるので、十分に加算・平均化により信号のＳＮＲを改善することが可能になり、取得した情報を用いて更に離散時間で平均化することにより、移動体からのランダムな多重反射波の影響も除去できる。
Taking the case of WiMAX, which is widespread as a standard for a wide area wireless access system, for example, if one symbol is about 100 μsec and the number of FFT points (approximate number of subcarriers) is 1024, The period of the subcarrier with the highest frequency is about 0.1 μsec. Similarly, if WiFi (registered trademark) is assumed, one symbol is 4 μs, and assuming 64-point FFT there, the period of the subcarrier having the highest frequency is about 0.06 μs. The accumulated value of the symbol timing error is preferably set sufficiently small with respect to these periods. Therefore, for example, if the measurement time for averaging channel information is 5 milliseconds, 1p. p. m. The accumulated time error due to the frequency error is 0.005 μs, and is suppressed to an error that is smaller by one digit or more than the period of the subcarrier having the highest frequency of WiMAX or WiFi.
In the WiMAX example, when the measurement time for averaging channel information is 5 msec, this time length is 50 times the symbol period, so the signal SNR is sufficiently improved by addition and averaging. It becomes possible, and the influence of random multiple reflected waves from the moving body can be removed by further averaging in discrete time using the acquired information.
このように、平均化処理を行う際には、連続する比較的短い時間スケールでの平均化と離散時間のチャネル推定結果での平均化を２段階で行う。なお、比較的短い時間スケールでの平均化を行う際の時間長は上述の制限を受けることに注意を要する。また、離散時間のチャネル推定結果においては、上述のようにアンテナ素子＃１の複素位相φ１ （ｋ）を用いて、全てのアンテナ素子に複素位相−φ１ （ｋ）のオフセットを加えることで、初期複素位相の不確定性の問題は回避できる。
In this way, when performing the averaging process, averaging on a continuous relatively short time scale and averaging on the result of channel estimation in discrete time are performed in two stages. It should be noted that the time length for averaging on a relatively short time scale is subject to the above-mentioned limitations. Also, in the discrete time channel estimation result, by using the complex phase φ 1 (k) of the
（アンプの個体差による影響（キャリブレーション）について）
実際の無線通信装置では、送信側の信号処理において、送信の直前にハイパワーアンプにて信号増幅を行うことが多い。この場合、ハイパワーアンプの個体差により増幅率に誤差があるとともに、ハイパワーアンプ内で複素位相がハイパワーアンプごとに異なる値で回転する場合がある。同様に、受信側の信号処理において、受信の直後にローノイズアンプにて信号増幅を行うことが多い。この場合、ローノイズアンプの個体差により増幅率に誤差があるとともに、ローノイズアンプ内で複素位相がローノイズアンプごとに異なる値で回転する場合がある。
(Effects of individual amplifier differences (calibration))
In an actual wireless communication apparatus, in signal processing on the transmission side, signal amplification is often performed by a high power amplifier immediately before transmission. In this case, there is an error in the amplification factor due to the individual difference of the high power amplifier, and the complex phase may rotate at a different value for each high power amplifier in the high power amplifier. Similarly, in signal processing on the reception side, signal amplification is often performed by a low noise amplifier immediately after reception. In this case, there is an error in the amplification factor due to individual differences among the low noise amplifiers, and the complex phase may rotate with a different value for each low noise amplifier in the low noise amplifier.
特に、ハイパワーアンプ及びローノイズアンプの増幅率及び位相回転量には、周波数依存性がある。周波数依存性を伴う増幅率および複素位相の回転量の個体差が無視できないほどに大きい場合には、アップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を推定する際に、キャリブレーション処理を施す必要がある。この増幅率及び位相回転量の誤差は時間的にはほぼ安定しているため、増幅率及び位相回転量の誤差を事前に測定しておき、誤差の影響をキャンセルするための係数を用いてアップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報に換算する。 In particular, the amplification factor and phase rotation amount of the high power amplifier and the low noise amplifier have frequency dependency. If the individual difference in the amplification factor with frequency dependency and the amount of rotation of the complex phase is so large that it cannot be ignored, it is necessary to perform calibration processing when estimating the downlink channel information from the uplink channel information. is there. Since the error of the amplification factor and the amount of phase rotation is almost stable in time, measure the error of the amplification factor and the amount of phase rotation in advance, and use a coefficient to cancel the influence of the error. Converts link channel information to downlink channel information.
以下の実施形態における基地局装置では、アップリンクのチャネル推定結果に長時間平均を行ったチャネル情報を用いて、送信ウエイト及び受信ウエイトを算出する。先の説明においても、実際にはハイパワーアンプやローノイズアンプ（厳密にはその他のフィルタ等の回路を含めた送信系及び受信系の回路等）により、振幅や複素位相が変化する場合がある。この場合、振幅や複素位相の変化に応じた補正をするためのキャリブレーション係数を事前に取得しておき、これを補正に用いると説明した。キャリブレーション処理は、公知の技術を用いても構わないが、以下にキャリブレーション処理の一例を説明する。 In the base station apparatus in the following embodiment, the transmission weight and the reception weight are calculated using channel information obtained by performing long-time averaging on the uplink channel estimation result. Also in the above description, the amplitude and the complex phase may actually be changed by a high power amplifier or a low noise amplifier (strictly speaking, a transmission system and a reception system circuit including other circuits such as a filter). In this case, it has been described that a calibration coefficient for correcting in accordance with a change in amplitude or complex phase is acquired in advance and used for correction. Although a known technique may be used for the calibration process, an example of the calibration process will be described below.
図２１は、アップリンクとダウンリンクとのチャネル情報の非対称性を示す図である。同図において、符号２５−１〜２５−３は無線モジュールを示し、符号２１−１〜２１−３はハイパワーアンプ（ＨＰＡ）を示し、符号２２−１〜２２−３はローノイズアンプ（ＬＮＡ）を示し、符号２３−１〜２３−３は時分割スイッチ（ＴＤＤ−ＳＷ）を示し、符号２４−１〜２４−３はアンテナ素子を示している。
ここでは、基地局装置においてチャネル情報に影響を与える機能のみを抽出したため、図示した以外の構成は省略したが、無線モジュール２５−１〜２５−３にはその他の機能も含まれる。また、信号がハイパワーアンプ２１−１〜２１−３それぞれを通過する際に、振幅及び複素位相がＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）、ＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）、ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）変化するものとする。また、信号がローノイズアンプ２２−１〜２２−３それぞれを通過する際に、振幅及び複素位相がＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）、ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）、ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）変化するものとする。ここでは一般的な条件として周波数依存性があるものとし、第ｋ周波数成分に対する周波数「（ｆｋ）」の表記を行っている。
FIG. 21 is a diagram illustrating asymmetry of channel information between the uplink and the downlink. In the figure, reference numerals 25-1 to 25-3 denote wireless modules, reference numerals 21-1 to 21-3 denote high power amplifiers (HPA), and reference numerals 22-1 to 22-3 denote low noise amplifiers (LNA). Reference numerals 23-1 to 23-3 denote time division switches (TDD-SW), and reference numerals 24-1 to 24-3 denote antenna elements.
Here, since only functions that affect channel information are extracted in the base station apparatus, configurations other than those illustrated are omitted, but the wireless modules 25-1 to 25-3 include other functions. Further, when the signal passes through each of the high power amplifiers 21-1 to 21-3, the amplitude and the complex phase are Z HPA # 1 (f k ), Z HPA # 2 (f k ), Z HPA # 3 (f k ) It shall change. Further, when the signal passes through each of the low noise amplifiers 22-1 to 22-3, the amplitude and the complex phase are Z LNA # 1 (f k ), Z LNA # 2 (f k ), and Z LNA # 3 (f k ) Change. Here, it is assumed that there is frequency dependency as a general condition, and the frequency “(f k )” is expressed for the k-th frequency component.
ここで、例えば、無線モジュール２５−１及び無線モジュール２５−２から試験用の無線モジュール２５−３に信号を送信する場合のチャネル情報について説明する。ここでは、無線モジュール２５−１のアンテナ素子２４−１と、無線モジュール２５−３のアンテナ素子２４−３との間の空間上のチャネル情報がｈ１（ｆｋ）で表され、無線モジュール２５−２のアンテナ素子２４−２と無線モジュール２５−３のアンテナ素子２４−３との間の空間上のチャネル情報がｈ２（ｆｋ）で表されている。 Here, for example, channel information when signals are transmitted from the wireless module 25-1 and the wireless module 25-2 to the test wireless module 25-3 will be described. Here, spatial channel information between the antenna element 24-1 of the wireless module 25-1 and the antenna element 24-3 of the wireless module 25-3 is represented by h 1 (f k ), and the wireless module 25 Channel information on the space between the antenna element 24-2 of -2 and the antenna element 24-3 of the wireless module 25-3 is represented by h 2 (f k ).
このとき、実際に無線モジュール２５−１から無線モジュール２５−３に信号を送信する際のチャネル情報は、空間上のｈ１（ｆｋ）にハイパワーアンプ２１−１の通過に伴う変化を示す係数ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）、及びローノイズアンプ２２−３の通過に伴う変化を示す係数ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）が乗算された値として観測される。
同様に、無線モジュール２５−２から無線モジュール２５−３に信号を送信する際のチャネル情報は、空間上のｈ２（ｆｋ）にハイパワーアンプ２１−２の通過に伴う変化を示す係数ＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）、及びローノイズアンプ２２−３の通過に伴う変化を示す係数ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）が乗算された値として観測される。
At this time, the channel information when the signal is actually transmitted from the wireless module 25-1 to the wireless module 25-3 indicates a change accompanying the passage of the high power amplifier 21-1 at h 1 (f k ) in space. A coefficient Z HPA # 1 (f k ) and a coefficient Z LNA # 3 (f k ) indicating a change accompanying the passage through the low noise amplifier 22-3 are observed as multiplied values.
Similarly, the channel information when transmitting a signal from the wireless module 25-2 to the wireless module 25-3 is a coefficient Z indicating a change accompanying passage of the high power amplifier 21-2 at h 2 (f k ) in space. HPA # 2 (f k ) and a coefficient Z LNA # 3 (f k ) indicating a change accompanying passage through the low noise amplifier 22-3 are observed as multiplied values.
したがって、無線モジュール２５−１から無線モジュール２５−３へのチャネルは、ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）・ｈ１（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）で表される。また、無線モジュール２５−２から無線モジュール２５−３へのチャネルは、ＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）・ｈ２（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）で表される。このため、無線モジュール２５−１と無線モジュール２５−２との間では、チャネル情報ｈ１（ｆｋ）とｈ２（ｆｋ）の差に加えて、相対的にＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）／ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）の差が発生する。 Therefore, the channel from the wireless module 25-1 to the wireless module 25-3 is represented by Z HPA # 1 (f k ) · h 1 (f k ) · Z LNA # 3 (f k ). A channel from the wireless module 25-2 to the wireless module 25-3 is represented by Z HPA # 2 (f k ) · h 2 (f k ) · Z LNA # 3 (f k ). Therefore, in addition to the difference between the channel information h 1 (f k ) and h 2 (f k ), the wireless module 25-1 and the wireless module 25-2 have relatively Z HPA # 2 (f k ) / Z HPA # 1 (f k ) difference occurs.
この状況は受信側においても同様であり、無線モジュール２５−３から送信された信号を無線モジュール２５−１にて受信する場合、チャネル情報は空間上のｈ１（ｆｋ）にハイパワーアンプ２１−３の通過に伴う変化を示す係数ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）と、ローノイズアンプ２２−１の通過にともなる変化を示す係数ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）とが乗算された値として観測される。
同様に、無線モジュール２５−３から送信された信号を無線モジュール２５−２にて受信する場合、チャネル情報は空間上のｈ２（ｆｋ）にハイパワーアンプ２１−３の通過に伴う変化を示す係数ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）と、ローノイズアンプ２２−２の通過に伴う変化を示す係数ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）とが乗算された値として観測される。
This situation is the same on the receiving side. When the signal transmitted from the wireless module 25-3 is received by the wireless module 25-1, the channel information is stored in the high power amplifier 21 in h 1 (f k ) in space. Observed as a value obtained by multiplying the coefficient Z HPA # 3 (f k ) indicating the change accompanying the passage of −3 and the coefficient Z LNA # 1 (f k ) indicating the change accompanying the passing of the low noise amplifier 22-1 Is done.
Similarly, when the signal transmitted from the wireless module 25-3 is received by the wireless module 25-2, the channel information changes in space h 2 (f k ) due to the passage of the high power amplifier 21-3. It is observed as a value obtained by multiplying the indicated coefficient Z HPA # 3 (f k ) by the coefficient Z LNA # 2 (f k ) indicating the change accompanying the passage of the low noise amplifier 22-2.
したがって、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−１へのチャネルは、ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）・ｈ１（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）で表される。また、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−２へのチャネルは、ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）・ｈ２（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）で表される。このため、無線モジュール２５−１と無線モジュール２５−２との間では、チャネル情報ｈ１（ｆｋ）とｈ２（ｆｋ）の差に加えて、相対的にＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）／ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）の差が発生する。 Therefore, the channel from the wireless module 25-3 to the wireless module 25-1 is represented by Z HPA # 3 (f k ) · h 1 (f k ) · Z LNA # 1 (f k ). A channel from the wireless module 25-3 to the wireless module 25-2 is represented by Z HPA # 3 (f k ) · h 2 (f k ) · Z LNA # 2 (f k ). Therefore, in addition to the difference between the channel information h 1 (f k ) and h 2 (f k ), the wireless module 25-1 and the wireless module 25-2 have relatively Z LNA # 2 (f k ) / Z LNA # 1 (f k ) difference occurs.
上述したように、実施形態における基地局装置は、受信したトレーニング信号に対して長時間平均をとることにより、各アンテナ素子に接続されているローノイズアンプ２２−１〜２２−３による変化を含むチャネル情報をアップリンクにて取得可能である。
しかし、基地局装置はダウンリンクにおけるチャネル情報を直接求めることができない。そこで、アップリンクのチャネル情報から換算することで、ダウンリンクのチャネル情報を取得する。この換算のためには、各アンテナ素子２４−１〜２４−３に接続されているローノイズアンプ２２−１〜２２−３及びハイパワーアンプ２１−１〜２１−３の個体差の影響をキャンセルする必要がある。
As described above, the base station apparatus according to the embodiment includes a channel including changes caused by the low noise amplifiers 22-1 to 22-3 connected to each antenna element by taking a long-time average with respect to the received training signal. Information can be acquired on the uplink.
However, the base station apparatus cannot directly obtain channel information in the downlink. Therefore, downlink channel information is obtained by conversion from uplink channel information. For this conversion, the influence of individual differences between the low-noise amplifiers 22-1 to 22-3 and the high-power amplifiers 21-1 to 21-3 connected to the antenna elements 24-1 to 24-3 is canceled. There is a need.
そこで、基地局装置の製造段階において、リファレンスとなる試験用の無線モジュール２５−３を用意し、試験用の無線モジュール２５−３のアンテナ端子と、無線モジュール２５−１、２５−２のアンテナ端子とを直接ケーブルで接続し、伝搬路上のチャネル情報が共通の値となる環境で、ハイパワーアンプ２１−１〜２１−３及びローノイズアンプ２２−１〜２２−３による変化を含むチャネル情報を測定し、測定したチャネル情報を用いて補正を行う。 Therefore, in the manufacturing stage of the base station apparatus, a test radio module 25-3 serving as a reference is prepared. And channel information including changes by the high power amplifiers 21-1 to 21-3 and the low noise amplifiers 22-1 to 22-3 are measured in an environment where the channel information on the propagation path is a common value. Then, correction is performed using the measured channel information.
図２２は、キャリブレーションの概要を示す図である。同図において、符号２６−１〜２６−３はアンテナ端子を示し、符号２７は同軸ケーブルを示している。なお、図２１に示した機能部と同じ機能部には同じ符号を付している。
図２２（Ａ）は、無線モジュール２５−３と無線モジュール２５−１とを同軸ケーブルで接続した構成を示している。図２２（Ｂ）は、無線モジュール２５−３と無線モジュール２５−２とを同軸ケーブルで接続した構成を示している。図２１が実際の空間上を信号が伝搬した状態を示しているのに対して、図２２がアンテナ素子を介さずに同軸ケーブル上を信号が伝搬した状態を示している。
FIG. 22 is a diagram showing an outline of calibration. In the figure, reference numerals 26-1 to 26-3 indicate antenna terminals, and
FIG. 22A shows a configuration in which the wireless module 25-3 and the wireless module 25-1 are connected by a coaxial cable. FIG. 22B illustrates a configuration in which the wireless module 25-3 and the wireless module 25-2 are connected by a coaxial cable. FIG. 21 shows a state in which a signal propagates in an actual space, whereas FIG. 22 shows a state in which a signal propagates on a coaxial cable without passing through an antenna element.
無線モジュール２５−１、２５−２と、無線モジュール２５−３とを接続する伝搬路としての同軸ケーブル２７のチャネル情報は、ｈ０（ｆｋ）である。
このとき、無線モジュール２５−１から無線モジュール２５−３へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃１（ｆｋ）・ｈ０（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）で表される。無線モジュール２５−２から無線モジュール２５−３へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃２（ｆｋ）・ｈ０（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃３（ｆｋ）で表される。
また、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−１へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）・ｈ０（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）で表され、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−２へのチャネル情報は、ＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）・ｈ０（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）で表される。
The channel information of the
At this time, the channel information from the wireless module 25-1 to the wireless module 25-3 is expressed by Z HPA # 1 (f k ) · h 0 (f k ) · Z LNA # 3 (f k ). The channel information from the wireless module 25-2 to the wireless module 25-3 is expressed by Z HPA # 2 (f k ) · h 0 (f k ) · Z LNA # 3 (f k ).
Further, the channel information from the wireless module 25-3 to the wireless module 25-1 is represented by Z HPA # 3 (f k ) · h 0 (f k ) · Z LNA # 1 (f k ), and the wireless module 25 -3 to the wireless module 25-2 is represented by Z HPA # 3 (f k ) · h 0 (f k ) · Z LNA # 2 (f k ).
そこで、これらのチャネル情報を測定した後に、次式（１４）及び式（１５）で表されるキャリブレーション係数Ｃ１（ｆｋ）、Ｃ２（ｆｋ）を算出しておく。 Therefore, after measuring these channel information, calibration coefficients C 1 (f k ) and C 2 (f k ) represented by the following equations (14) and (15) are calculated.
先ほど、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−１へのチャネル情報はＺＨＰＡ＃３（ｆｋ）・ｈ１（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃１（ｆｋ）で表され、無線モジュール２５−３から無線モジュール２５−２へのチャネル情報はＺＨＰＡ＃３・（ｆｋ）・ｈ２（ｆｋ）・ＺＬＮＡ＃２（ｆｋ）で表されると説明した。これらに式（１４）及び式（１５）のキャリブレーション係数Ｃ１（ｆｋ）、Ｃ２（ｆｋ）を乗算すると次式（１６）及び式（１７）が得られる。 The channel information from the wireless module 25-3 to the wireless module 25-1 is represented by Z HPA # 3 (f k ) · h 1 (f k ) · Z LNA # 1 (f k ), and the wireless module 25- It has been described that the channel information from 3 to the wireless module 25-2 is represented by Z HPA # 3 · (f k ) · h 2 (f k ) · Z LNA # 2 (f k ). When these are multiplied by the calibration coefficients C 1 (f k ) and C 2 (f k ) of the equations (14) and (15), the following equations (16) and (17) are obtained.
式（１６）及び式（１７）の右辺は、先ほど説明した、無線モジュール２５−１から無線モジュール２５−３へのチャネル情報、及び、無線モジュール２５−２から無線モジュール２５−３へのチャネル情報に一致している。
このように、式（１４）及び式（１５）に相当するキャリブレーション係数を基地局装置の製造段階において取得しておき、これらを基地局装置内に記憶しておくことにより、これらのキャリブレーショ係数を用いてアップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を算出することができる。
The right sides of Expression (16) and Expression (17) are the channel information from the wireless module 25-1 to the wireless module 25-3 and the channel information from the wireless module 25-2 to the wireless module 25-3 described above. It matches.
As described above, the calibration coefficients corresponding to the equations (14) and (15) are acquired at the manufacturing stage of the base station apparatus, and stored in the base station apparatus, thereby calibrating them. The downlink channel information can be calculated from the uplink channel information using the coefficient.
なお、以下の実施形態では、これらのキャリブレーション係数を予め取得し、その値をデジタル信号処理上で利用する場合の説明を中心に行うが、当然ながらアナログ回路上において、これらのキャリブレーション係数が全てほぼ一定の値（複素位相が一定値であれば、絶対値そのものには差があっても構わない）となるように基地局装置内で調整を行っていれば、全てのキャリブレーション係数が１であるとみなした処理に読み替えることも可能である。同様に、アップリンクとダウンリンクの複素位相が一定値となるように調整されている場合にも、結果的に式（１４）及び式（１５）で示されるキャリブレーション係数の複素位相が全てのアンテナ素子でほぼ一定値になるため、同様の効果を得ることができる。 In the following embodiment, these calibration coefficients are acquired in advance, and the description will be made mainly on the case where the values are used in digital signal processing.Naturally, these calibration coefficients are displayed on an analog circuit. If calibration is performed in the base station apparatus so that all values are almost constant (if the complex phase is constant, the absolute value itself may be different), all calibration coefficients are It can also be read as a process regarded as 1. Similarly, even when the complex phases of the uplink and downlink are adjusted to be constant values, as a result, the complex phases of the calibration coefficients expressed by the equations (14) and (15) are all Since the antenna element has a substantially constant value, the same effect can be obtained.
（チャネルの時変動量の推定と通信品質管理制御）
本発明の動作原理についてのここまでの説明では、チャネル情報の短時間平均化処理、相対成分取得、長時間平均化処理、及び送受信ウエイトの取得に関するそれぞれの説明と、それらに付随するキャリブレーションや周波数誤差等に関する説明を行なってきた。これらの技術を用いることで、より高次の空間多重に関する処理を、リアルタイム処理可能、かつ、簡易な制御で実現することができるようになる。しかし、実際の運用においては、基地局装置が固定的な送受信ウエイトを用いて端末装置間の信号の分離を行う際に、チャネルの時変動等の影響を受けて完全な信号分離が行えず、残留的な干渉信号が残ることになる。この信号がＳＩＮＲ特性の劣化を引き起こし、当初見込んでいた品質での通信を妨げることになる。
(Estimation of channel fluctuation and communication quality control)
In the description so far of the operation principle of the present invention, the respective explanations regarding the short-time averaging process of channel information, the relative component acquisition, the long-time averaging process, and the acquisition of transmission / reception weights, and the accompanying calibration and The explanation about frequency error etc. has been given. By using these techniques, processing relating to higher-order spatial multiplexing can be realized in real time and with simple control. However, in actual operation, when the base station device separates signals between terminal devices using a fixed transmission / reception weight, it cannot perform complete signal separation due to the influence of channel time variation, etc. A residual interference signal will remain. This signal causes deterioration of the SINR characteristic and prevents communication with the quality originally expected.
この問題の解決のためには、基地局装置において、ＳＩＮＲ特性がどの程度であるかを把握し、そのＳＩＮＲ特性に見合った伝送モードを用いれば良い。例えば、受信信号レベルが十分高く、しかも残留干渉が殆ど無視できれば、６４ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの高い多値数の変調方式を適用可能となる。一方、受信レベルが幾ら高くても残留干渉のレベルが無視できないと、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）などの低い多値数の変調方式を利用しなければならない。無線通信では通常は誤り訂正を適用するので、その誤り訂正の符号化率も組み合わせて選択可能な伝送モードが多数存在し、基地局装置は、その中のひとつを選択することになる。ＷｉＦｉ（wireless fidelity）（登録商標）を例に取れば、例えば２０ＭＨｚ帯域で６４ＱＡＭ（Ｒ＝３／４）の単一ストリームの伝送に対応する伝送モードでは伝送速度は５４Ｍｂ／ｓに相当する。同様にＢＰＳＫ（Ｒ＝１／２）では伝送速度は６Ｍｂ／ｓである。伝送速度が低いほど雑音や干渉に対する耐性は高まるため、より低いＳＩＮＲ値でも誤りなしに通信ができる可能性が高い。
同様に、同一周波数成分上で空間多重する信号系列数（空間多重する端末数）が多いと、当然ながらその分、ＳＩＮＲ特性も劣化する。一般的には、多重数が２倍になると、残留干渉電力も２倍になる。
In order to solve this problem, it is only necessary to grasp how much the SINR characteristic is in the base station apparatus and use a transmission mode suitable for the SINR characteristic. For example, if the received signal level is sufficiently high and the residual interference is almost negligible, a high multi-level modulation scheme such as 64QAM (Quadrature Amplitude Modulation) can be applied. On the other hand, if the level of residual interference cannot be ignored no matter how high the reception level is, a low multilevel modulation method such as BPSK (Binary Phase Shift Keying) must be used. Since error correction is normally applied in wireless communication, there are many transmission modes that can be selected in combination with the error correction coding rate, and the base station apparatus selects one of them. Taking WiFi (wireless fidelity) (registered trademark) as an example, for example, in a transmission mode corresponding to transmission of a single stream of 64QAM (R = 3/4) in a 20 MHz band, the transmission speed corresponds to 54 Mb / s. Similarly, in BPSK (R = 1/2), the transmission rate is 6 Mb / s. The lower the transmission speed, the higher the resistance to noise and interference. Therefore, there is a high possibility that communication can be performed without error even with a lower SINR value.
Similarly, if the number of signal sequences to be spatially multiplexed on the same frequency component (the number of terminals to be spatially multiplexed) is large, the SINR characteristic is naturally degraded accordingly. Generally, when the number of multiplexing is doubled, the residual interference power is also doubled.
以上述べたように、チャネル情報の時変動量に応じてＳＩＮＲ特性が劣化するため、基地局装置は、チャネル情報の時変動の程度を統計的に取得し、その時変動により劣化するＳＩＮＲ値を推定することで、どの程度の空間多重数で、どの伝送モードを用いれば、所望の品質を得ることができるかを予測することができる。 As described above, since the SINR characteristic deteriorates according to the amount of time variation of channel information, the base station apparatus statistically acquires the degree of time variation of channel information and estimates the SINR value that deteriorates due to the time variation. By doing so, it is possible to predict how much spatial multiplexing number and which transmission mode can be used to obtain a desired quality.
なお、チャネルの時変動量を示す指標としては、チャネル情報そのものの変動量を評価する方法とは別に、後述する巡回遅延プリアンブルを用いた与被干渉量推定法を用いて算出する相対干渉指標値を用いる。相対干渉指標値は、もともとはチャネル情報の時変動に伴う影響を評価するものであるが、時変動が実際の通信品質に与える与被干渉量に焼きなおした時変動指標に相当するのが本発明の特徴である。 In addition, as an index indicating the temporal fluctuation amount of the channel, a relative interference index value calculated using an interference amount estimation method using a cyclic delay preamble described later, separately from a method of evaluating the fluctuation amount of the channel information itself. Is used. The relative interference index value is originally used to evaluate the effect of channel information due to time fluctuations, but this time fluctuation index corresponds to a time fluctuation index that is re-converted to the amount of interference that is given to actual communication quality. It is a feature of the invention.
なお、この時変動指標である相対干渉指標値は、厳密にいえばあるスケジューリングにて選択された端末装置の組み合わせに依存した条件付きの物理量であるが、概ねＳＩＲ特性に対応する物理量となっている。そのため、取得した時変動指標をもとにしたＳＩＲ特性の劣化量をデータテーブルとして構成し、基地局装置は、そのデータテーブルを参照することで最適な空間多重数および伝送モードを設定する構成としても良い。また、データテーブルを用いる場合には、ある程度の刻み幅で時変動指標値を階級化して管理することも可能である。そこで、例えば０〜０．０１は代表値として０．０１（または０）、０．０１〜０．０３は代表値として０．０３（または０．０１）といった様に、その階級の最大値（または最小値で、時変動が最も大きい状態に相当）を代表値である階級値とみなした管理を行なっても良い。この階級化の刻み幅は、シミュレーション等において換算されるＳＩＲ値に大きな変化がなければ刻み幅を大きくしても構わないし、少量の変化で大きくＳＩＲ値が変化する場合には刻み幅を小さく設定する必要がある。特に、ここで用いる時変動指標である相対干渉指標値は通常は対数をとったｄＢ表示で評価することが一般的であり、ｄＢ表示の時に概ね均等間隔になる様な階級化を行っても良い。また、刻み幅が十分に細かければ、代表値は階級の最大値の代わりに中央値等の他の値としても良い。これらの詳細については、階級化により制御を行うその他の一般的な技術と同じであるのでこれ以上の説明は省略する。 Note that the relative interference index value, which is a fluctuation index at this time, is a physical quantity with a condition that depends on the combination of terminal devices selected in a certain scheduling, but is a physical quantity that generally corresponds to the SIR characteristic. Yes. Therefore, the amount of degradation of the SIR characteristic based on the acquired time variation index is configured as a data table, and the base station apparatus is configured to set the optimum spatial multiplexing number and transmission mode by referring to the data table. Also good. Further, when using a data table, it is also possible to classify and manage time variation index values with a certain step size. Therefore, for example, 0 to 0.01 is a representative value of 0.01 (or 0), 0.01 to 0.03 is a representative value of 0.03 (or 0.01), and so on. Alternatively, management may be performed in which a minimum value (corresponding to a state with the largest time fluctuation) is regarded as a representative class value. The step size of this grading may be increased if there is no significant change in the SIR value converted in the simulation or the like. If the SIR value changes greatly with a small amount of change, the step size is set small. There is a need to. In particular, the relative interference index value, which is a time-variation index used here, is generally evaluated by a logarithmic dB display, and even if the classification is performed so that the intervals are approximately equal at the time of dB display. good. If the step size is sufficiently small, the representative value may be another value such as a median value instead of the maximum value of the class. Since these details are the same as other general techniques for performing control by grading, further explanation is omitted.
次に通信品質を考慮したスケジューリングの具体的な例としては、例えば、マルチユーザＭＩＭＯでは同程度のＳＮＲの端末装置同士を組み合わせると効率的であるという報告もある。ここでは一例として全ての端末装置の伝送モードをＱＰＳＫ Ｒ＝１／２に固定する場合を例として考え、この際の所要ＳＩＮＲ値が１２ｄＢであったと仮定する。また、上述の時変動の階級値の管理において、別途行なう計算機上のシミュレーション等で、ある時変動指標の階級値はＳＩＲに換算して２４ｄＢに相当すると判断されていたとする。空間多重により発生する干渉量は、概ねＮ台多重すればＮ倍になるため、例えば８台多重すると９ｄＢ（Ｌｏｇ１０（８）≒９）の劣化に相当する。階級値が２４ｄＢに対応する場合には、８台の空間多重の結果、ＳＩＲは１５ｄＢまで劣化する。 Next, as a specific example of scheduling in consideration of communication quality, for example, there is a report that in multi-user MIMO, it is efficient to combine terminal devices having similar SNRs. Here, as an example, a case where the transmission mode of all terminal apparatuses is fixed to QPSK R = 1/2 is taken as an example, and it is assumed that the required SINR value at this time is 12 dB. Further, in the above-described management of the class value of time variation, it is assumed that the class value of a certain time variation index is converted to SIR and determined to be equivalent to 24 dB by a separately performed computer simulation or the like. Since the amount of interference generated by spatial multiplexing is approximately N times when N units are multiplexed, for example, when 8 units are multiplexed, this corresponds to a degradation of 9 dB (Log 10 (8) ≈9). When the class value corresponds to 24 dB, the SIR deteriorates to 15 dB as a result of the spatial multiplexing of eight units.
ここで、空間多重する候補である各端末装置のＳＮＲが１５ｄＢ程度で、時変動指標が同一の階級値（ないしはその階級値よりも時変動が少ない階級値であってもよい）の端末装置を８台組み合わせる場合を考える。１５ｄＢのＳＮＲおよびＳＩＲ（ここでは、雑音電力と干渉電力が偶然同じである場合を想定した）により、雑音および干渉電力の総和は２倍になり、ＳＩＮＲ値としては１２ｄＢとなる。伝送モードとしてＱＰＳＫ Ｒ＝１／２を用いれば、所望ＳＩＮＲ値を満足することになり、期待した品質での通信が可能となる。
さらに全く同様に、例えば時変動の階級値がＳＩＲに換算して２７ｄＢであったとする。この場合、目標のＳＩＲ値の１５ｄＢまでには１２ｄＢのマージンがあり、先ほどの例のさらに２倍の１６台の端末装置を空間多重しても、合成後のＳＩＲ値は１５ｄＢとなり、ＳＩＮＲ値としては１２ｄＢとなるから通信品質を満足することになる。
Here, a terminal device whose SNR of each terminal device that is a candidate for spatial multiplexing is about 15 dB and whose time variation index is the same class value (or a class value with less time variation than the class value) may be used. Consider the case of combining 8 units. With the SNR and SIR of 15 dB (here, assuming that the noise power and the interference power are coincidentally coincident), the sum of the noise and the interference power is doubled, and the SINR value is 12 dB. If QPSK R = 1/2 is used as the transmission mode, the desired SINR value is satisfied, and communication with the expected quality becomes possible.
Furthermore, in exactly the same manner, for example, it is assumed that the class value of time variation is 27 dB in terms of SIR. In this case, there is a margin of 12 dB up to the target SIR value of 15 dB, and even if 16 terminal devices that are twice the previous example are spatially multiplexed, the combined SIR value is 15 dB, and the SINR value is Therefore, the communication quality is satisfied.
この様にして、基地局装置は、この条件の端末装置を組み合わせ、使用する伝送モードの所要ＳＩＮＲ値を満足しながら、効率的に空間多重を行う条件を調整することができる。なお、ここでの説明では時変動の階級値を１台あたりのＳＩＲ値に換算し、さらに所定の台数分だけ空間多重した後の合計のＳＩＲ値を求め、さらに端末装置のＳＮＲ値を加味して最終的なＳＩＮＲ値を算出する。そして、伝送モードを固定的に利用することを想定し、算出したＳＩＮＲ値から所望のＳＩＮＲ条件を満足しているかを判断している。他方、逆算的に目標とする空間多重後の最終的なＳＩＲ値（上述の例では１５ｄＢ）を設定すれば、換算された１台当たりのＳＩＲ値との差分から空間多重可能な端末装置数（最大多重数）に換算することも可能である。また逆に、空間多重数の目標値を定めれば、空間多重後の最終的なＳＩＲ値（または雑音量も合わせて仮定することで得られる最終的なＳＩＮＲ値）を算出し、この値と伝送モードの所要ＳＩＮＲ値を対応付けた換算テーブルにより最適伝送モードを選択することも可能である。 In this manner, the base station apparatus can adjust the conditions for efficient spatial multiplexing while combining the terminal apparatuses of this condition and satisfying the required SINR value of the transmission mode to be used. In this description, the class value of time variation is converted into the SIR value per unit, and the total SIR value after spatial multiplexing for a predetermined number of units is obtained, and the SNR value of the terminal device is taken into account. To calculate the final SINR value. Then, assuming that the transmission mode is fixedly used, it is determined whether a desired SINR condition is satisfied from the calculated SINR value. On the other hand, if the final SIR value after spatial multiplexing (15 dB in the above example) is set as a reverse calculation, the number of terminal devices that can be spatially multiplexed (from the difference from the converted SIR value per unit ( It is also possible to convert the maximum number of multiplexes). Conversely, if the target value of the spatial multiplexing number is determined, the final SIR value after spatial multiplexing (or the final SINR value obtained by assuming the amount of noise together) is calculated, and this value and It is also possible to select the optimum transmission mode by using a conversion table that associates the required SINR values of the transmission mode.
上述の例では雑音電力と干渉電力が同程度（ふたつ合わせると電力は２倍となる）である場合を想定し、所望ＳＩＮＲ値である１２ｄＢよりも３ｄＢだけ良好な１５ｄＢをＳＩＲの目標値とした。しかし、空間多重する端末装置のＳＮＲ値は当然その様な都合の良い値とは限らないため、より一般化された条件について下記に整理しておく。例えば、ｉ番目の端末装置である第ｉ端末のＳＮＲ値がｘｉｄＢ、時変動指標の階級値に対応したＳＩＲ値がｙｉｄＢ、適用する伝送モードの所要ＳＩＮＲ値がｚｉｄＢであったとする。この場合、所望の品質を満たすためには以下の式（１８）を満たす必要がある。 In the above example, assuming that the noise power and the interference power are approximately the same (the power is doubled when the two are combined), 15 dB, which is 3 dB better than the desired SINR value of 12 dB, is set as the SIR target value. . However, since the SNR value of a terminal device that performs spatial multiplexing is not necessarily such a convenient value, more generalized conditions are summarized below. For example, the SNR value of the i-th terminal that is the i-th terminal device is x i dB, the SIR value corresponding to the class value of the time variation index is y i dB, and the required SINR value of the transmission mode to be applied is z i dB. Suppose. In this case, in order to satisfy the desired quality, the following formula (18) needs to be satisfied.
例えば全ての端末装置でＳＮＲ値が１８ｄＢ（ｘｉ＝１８）、所要ＳＩＮＲ値が１２ｄＢ（ｚｉ＝１２）の場合を例に取ると、ｙｉ＞１３．３［ｄＢ］が要求条件となる。先ほどの例で、階級値がＳＩＲ換算で２４ｄＢであるとすると、１３．３ｄＢとの間で１０．７ｄＢの差となるので、１０＾（１０．７／１０）＝１１．７４…となり、１１台までの空間多重が可能であるという計算になる。 For example, taking the case where the SNR value is 18 dB (x i = 18) and the required SINR value is 12 dB (z i = 12) in all terminal apparatuses, y i > 13.3 [dB] is a requirement. . In the previous example, if the class value is 24 dB in terms of SIR, the difference is 10.7 dB from 13.3 dB, so 10 ^ (10.7 / 10) = 11.74. It is calculated that spatial multiplexing up to the stand is possible.
以上の例示で示したように、基地局装置は、一般的には式（１８）の条件を満たすように空間多重数と伝送モードを選択すればよいが、処理を簡単にするためには若干の工夫をする必要がある。例えば、（１）同程度のＳＮＲ値の端末装置に同じ伝送モードを適用し、この条件の下で同時に空間多重を行うことが可能な多重数を決定する、（２）目標とする空間多重数の上限を決めて空間多重の組み合わせを決め、その後で式（１８）の条件を満たす伝送モードを選択する、のいずれかのアプローチを利用することも可能である。
（１）の場合であれば、式（１８）のｘｉ、ｙｉ、ｚｉを固定値と見なし、ｘ０を端末装置に想定する最低ＳＮＲ値、ｙ０を時変動指標から換算される端末装置に想定する最低ＳＩＲ値、ｚ０を端末装置に想定する伝送モードの最大所要ＳＩＮＲ値とすれば、多重数ｍは以下の条件を満たせば良い。
As shown in the above examples, the base station apparatus generally selects the spatial multiplexing number and the transmission mode so as to satisfy the condition of Equation (18). It is necessary to devise. For example, (1) the same transmission mode is applied to terminal devices having similar SNR values, and the number of multiplexes that can be simultaneously subjected to spatial multiplexing under this condition is determined. (2) Target spatial multiplexing number It is also possible to use any of the approaches of determining a combination of spatial multiplexing and determining a combination of spatial multiplexing, and then selecting a transmission mode that satisfies the condition of Equation (18).
In the case of (1), x i , y i , and z i in equation (18) are regarded as fixed values, x 0 is converted to the lowest SNR value assumed for the terminal device, and y 0 is converted from the time variation index. If the minimum SIR value assumed for the terminal device and z 0 is the maximum required SINR value of the transmission mode assumed for the terminal device, the multiplexing number m may satisfy the following conditions.
同様に（２）であれば、目標とする空間多重数をｍとすることで、式（１８）を以下の式に書き換えることもできる。 Similarly, in the case of (2), equation (18) can be rewritten as the following equation by setting the target spatial multiplexing number to m.
式（２０）は、多重数ｍの代わりに式（１８）の左辺第２項に相当するΣを残した形式であっても構わない。どちらにしろ、この様にして得られるＳＩＮＲ値ｚｉに対して、それよりも所要ＳＩＮＲ値が低い伝送モードを割り当てれば所望の品質を満足することができる。 Expression (20) may be in a form in which Σ corresponding to the second term on the left side of Expression (18) is left instead of the multiplexing number m. In any case, if a transmission mode having a lower required SINR value is assigned to the SINR value z i obtained in this way, the desired quality can be satisfied.
これらの条件式は、基地局装置が、その都度、逐次計算する構成以外にも、データテーブル化したものを事前に用意しておき、それらを参照することで判断する構成であっても構わない。例えば、基地局装置は、式（１９）に関して、離散的なｘ０と時変動の階級値に対応したｙ０及び各伝送モードのｚ０に対して（ｘ０，ｙ０，ｚ０）を引数としてｍを返すデータテーブルを用意しておき、このｍを多重数の上限としてスケジューリングを実施しても良い。さらには、基地局装置は、離散的なｘ０と時変動指標の階級値に対応したｙ０及び多重数ｍとを引数とし、式（２０）の所要ＳＩＮＲ値を満足する伝送モードを提示可能なデータテーブルを用意しておき、各端末装置の推定ＳＮＲ値を階級化した際の代表値であるｘ０に変換し、そのｘ０を用いてデータテーブルにより伝送モードを選択する構成としても良い。類似の処理は、例えば式（１８）のΣを残した形式でΣ１０＾（−ｙｉ／１０）を階級化した離散値を引数として伝送モードを与えるデータテーブルを構築しても構わない。ここでは３種類のパラメータ値を引数として説明したが、その一部を固定値として設定し、実際には１種類ないし２種類のパラメータ値を引数とする構成でも良い。あくまでも、この様にデータテーブル化することで、逐次行う処理の負荷低減を図ることが可能となる。 In addition to the configuration in which the base station apparatus sequentially calculates each time, these conditional expressions may be configured so that data tables are prepared in advance and determined by referring to them. . For example, regarding the equation (19), the base station apparatus sets (x 0 , y 0 , z 0 ) for y 0 corresponding to discrete x 0 and time-varying class values and z 0 of each transmission mode. A data table that returns m as an argument may be prepared, and scheduling may be performed with this m as the upper limit of the multiplexing number. Furthermore, the base station apparatus can present a transmission mode that satisfies the required SINR value of Equation (20) with discrete x 0 and y 0 corresponding to the class value of the time variation index and the multiplexing number m as arguments. is prepared with a data table, the estimated SNR value of each terminal device is converted into x 0 is a representative value when the stratification may be configured to select a transmission mode by a data table using the x 0 . Similar processing may be performed, for example, by constructing a data table that gives a transmission mode using a discrete value obtained by classifying Σ10 ^ (− y i / 10) in the form in which Σ in Expression (18) is left. Although three types of parameter values have been described here as arguments, a part of them may be set as fixed values, and actually one or two types of parameter values may be used as arguments. By making the data table in this way, it is possible to reduce the load of sequential processing.
また、以上の説明では時変動指標からＳＩＲ値に換算する際に階級化されたテーブルを用いるとして説明したが、式（１８）から式（２０）のｘ、ｙ、ｚは一般的な値として扱うことが可能であることから、時変動指標を引数とする冪乗や指数関数などを合成した多項式などでＳＩＲ値を近似的に表すことが可能な換算式を取得して利用することにより、必ずしも階級化を行わずとも、同等の処理を実施することは可能である。
また更に、例えば符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access）などの伝送技術において、相互に干渉となりうる信号の受信レベルを調整するための手段として、送信電力制御を用いることがある。これは、基地局装置の近くの端末装置からの受信信号とサービスエリアの端に位置する遠くの端末装置からの受信信号が混在した場合、仮に符号分割を行ったとしても相互の信号の受信電力に差がありすぎると、十分な干渉抑圧ができないという課題に対し、各端末装置と基地局装置の間の伝搬損失を見積もり、アップリンクでの信号が全ての端末装置で同程度の受信信号レベルとなる様に端末装置側の送信電力を調整するという技術である。本発明においても、この様なアップリンクにおける受信信号のレベル差は相互の与・被干渉の抑制において好ましくない影響を与えるため、端末装置側で送信電力制御（アップリンクのみ）を行うことを想定する。この場合には、各端末装置のＳＮＲ特性はほぼ一定となり、式（１８）および式（２０）のｘｉが送信電力制御を考慮した回線設計上の所定の固定値として扱えば良い。
In the above description, a table that is classified when converting the time variation index into the SIR value is used. However, x, y, and z in equations (18) to (20) are general values. Since it is possible to handle, by obtaining and using a conversion formula that can approximately represent the SIR value with a polynomial that combines a power or an exponential function with a time variation index as an argument, It is possible to carry out an equivalent process without necessarily classifying.
Furthermore, in transmission techniques such as code division multiple access (CDMA), transmission power control may be used as a means for adjusting the reception level of signals that can interfere with each other. This is because, if reception signals from terminal devices near the base station device and reception signals from distant terminal devices located at the end of the service area are mixed, even if code division is performed, the received power of the mutual signals For the problem that sufficient interference suppression cannot be performed if there is too much difference between the two, the propagation loss between each terminal device and the base station device is estimated, and the received signal level at the uplink level is the same for all terminal devices. In this technique, the transmission power on the terminal device side is adjusted. Also in the present invention, it is assumed that transmission power control (uplink only) is performed on the terminal device side, because such a level difference of received signals in the uplink adversely affects mutual interference and interference. To do. In this case, SNR characteristics of each terminal device becomes almost constant, equation (18) and x i of Equation (20) may be handled as a predetermined fixed value on the line design considering the transmission power control.
［本発明の背景技術の構成例］
本発明は、チャネルの時変動量の推定と通信品質管理制御に係わる技術と、その背景技術の組み合わせにより構成される。本発明の具体的な実施形態を説明する前に、その実施形態のベースとなる背景技術の構成例を先に説明する。
[Configuration Example of Background Art of the Present Invention]
The present invention is constituted by a combination of a technique related to estimation of channel time variation and communication quality management control, and background art thereof. Prior to describing a specific embodiment of the present invention, a configuration example of background art serving as a base of the embodiment will be described first.
（背景技術の第１の構成例）
本発明の背景技術の第１の構成例では、複数のアンテナ素子を備える基地局装置と、基地局装置と通信をする複数の端末装置を具備する無線通信システムを例にして説明を行う。
図２３は、本発明背景技術の第１の構成例における基地局装置１０の構成を示す概略ブロック図である。同図に示すように、基地局装置１０は、受信部１００、送信部１４０、送受信ウエイト算出部１２０ａ、インタフェース回路１７０、ＭＡＣ層処理回路１８０および通信制御回路１１０を備えている。ＭＡＣ層処理回路１８０はスケジューリング処理回路１８１を有している。
基地局装置１０は、インタフェース回路１７０を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路１７０は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路１８０に出力する。ＭＡＣ層処理回路１８０は、基地局装置１０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路１１０の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ここで、ＭＡＣ層に関する処理には、インタフェース回路１７０で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の付与などが含まれる。この処理の中で、スケジューリング処理回路１８１は、マルチユーザＭＩＭＯ伝送において同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせを含む各種スケジューリング処理を行う。スケジューリング処理回路１８１は、スケジューリング結果を通信制御回路１１０に出力する。
マルチユーザＭＩＭＯでは、複数の端末装置宛に一度に信号を送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路１８０から送信部１４０に出力される。また、複数の端末装置から送信された複数系統の信号系列が受信部１００からＭＡＣ層処理回路１８０に出力される。送受信ウエイト算出部１２０ａは、受信部１００と送信部１４０とが空間多重してデータを送受信する際に用いる受信ウエイト及び送信ウエイトを管理する。
以下、基地局装置１０における受信（アップリンク）に係る構成（受信部１００）と、送信（ダウンリンク）に係る構成（送信部１４０）とに分けて説明する。
(First configuration example of background art)
In the first configuration example of the background art of the present invention, a radio communication system including a base station apparatus including a plurality of antenna elements and a plurality of terminal apparatuses communicating with the base station apparatus will be described as an example.
FIG. 23 is a schematic block diagram showing the configuration of the
The
In multi-user MIMO, signals are transmitted to a plurality of terminal devices at a time, so that a plurality of signal sequences are output from the MAC
Hereinafter, the configuration (reception unit 100) related to reception (uplink) in the
図２４は、本発明背景技術の第１の構成例における基地局装置１０が備える受信部１００の構成の一例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、受信部１００は、アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋ、ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋ、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０３−１〜１０３−Ｋ、ローカル発振器１０４、ミキサ１０５−１〜１０５−Ｋ、フィルタ１０６−１〜１０６−Ｋ、Ａ／Ｄ変換器１０７−１〜１０７−Ｋ、ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋ、及び受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌを備えている。受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌと、ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋとは、図２３に示した通信制御回路１１０に接続されている。また、ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋと、受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌは、図２３に示した送受信ウエイト算出部１２０ａと接続されている。なお、アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋは、図１７におけるアンテナ素子１３−１〜１３−４に対応する。
FIG. 24 is a schematic block diagram illustrating an example of the configuration of the
本構成例の基地局装置１０には、Ｋ個のアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれに対応する、ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−ＫからＡ／Ｄ変換器１０７−１〜１０７−Ｋまでの回路が並列に設けられ、Ａ／Ｄ変換器１０７−１〜１０７−Ｋの出力にＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋが接続されている。また、アップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を推定するために、送受信で同一のアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋを用いている。ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋが送信信号と受信信号との流れを切り替えている。
The
ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋは、アンテナ素子１０１−１〜１０２−Ｋを介して受信した信号をローノイズアンプ１０３−１〜１０３−Ｋに出力する。ローノイズアンプ１０３−１〜１０３−Ｋは、ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋから出力される信号を増幅して、ミキサ１０５−１〜１０５−Ｋに出力する。ローカル発振器１０４は、予め定められた周波数を有する局部発振信号を生成し、生成した局部発振信号を各ミキサ１０５−１〜１０５−Ｋに出力する。ここで、各ミキサ１０５−１〜１０５−Ｋに入力される局部発振信号は同一の信号であり、周波数及び位相がそろった局部発振信号が各ミキサ１０５−１〜１０５−Ｋに入力される。
The TDD switches 102-1 to 102-K output the signals received via the antenna elements 101-1 to 102-K to the low noise amplifiers 103-1 to 103-K. The low noise amplifiers 103-1 to 103-K amplify the signals output from the TDD switches 102-1 to 102-K and output the amplified signals to the mixers 105-1 to 105-K. The
ミキサ１０５−１〜１０５−Ｋは、ローノイズアンプ１０３−１〜１０３−Ｋから入力された信号に対し、ローカル発振器１０４から入力される局部発振信号を乗算してダウンコンバートしてフィルタ１０６−１〜１０６−Ｋに出力する。フィルタ１０６−１〜１０６−Ｋは、ミキサ１０５−１〜１０５−Ｋがダウンコンバートした信号に含まれる受信すべきチャネルの帯域外の信号を除去し、Ａ／Ｄ変換器１０７−１〜１０７−Ｋに出力する。
The mixers 105-1 to 105-K multiply the signals input from the low noise amplifiers 103-1 to 103-K by the local oscillation signal input from the
Ａ／Ｄ変換器１０７−１〜１０７−Ｋは、フィルタ１０６−１〜１０６−Ｋから入力されるベースバンド信号をデジタル化する。ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋは、Ａ／Ｄ変換器１０７−１〜１０７−Ｋから入力されるデジタル・ベースバンド信号が通常のデータ通信信号を含む信号であれば、当該デジタル・ベースバンド信号を周波数成分ごとの信号に分離する。この際、ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋは、各周波数成分の信号に対して、ＯＦＤＭシンボル（ないしはブロック伝送のブロック）ごとにガードインターバルを除去し、残りのサンプリングデータに対してＦＦＴ処理を施し、時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換し、当該信号を受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌに出力する。更に、ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋは、通信制御回路１１０の制御に応じて、入力されるデジタル・ベースバンド信号が通常のデータ通信信号と異なるチャネル推定用のトレーニング信号であれば、当該信号を送受信ウエイト算出部１２０ａに出力する。ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋに入力されるデジタル・ベースバンド信号がデータ通信信号を含む信号であるか、それとは異なるトレーニング信号であるかの判定は、通信制御回路１１０が行う。
ここで、「通常のデータ通信信号と異なるチャネル推定用のトレーニング信号」とは、本構成例において送受信ウエイトの算出に用いるチャネル情報の推定処理において使用される図２０に示すトレーニング信号３−１〜３−３信号であって、無線通信におけるユーザ・データないしは各種制御情報を収容した無線パケットとは全く異なる信号である。本背景技術では一部の構成例を除き、通常のデータ通信とは異なる信号処理（以下の図２７に示すチャネル情報の短時間平均化処理等）を行う必要があり、この信号は図２０にて説明したとおり、従来のＯＦＤＭ信号等とは異なるため、信号処理の内容も微妙に異なる。このため、ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋでは、この通常のデータ通信信号と異なるチャネル推定用のトレーニング信号に対しては、ＦＦＴに伴う一連の処理を施さず、デジタル・ベースバンド信号のまま送受信ウエイト算出部１２０ａに出力し、送受信ウエイト算出部１２０ａにおいてＦＦＴを含む処理を実施する機能が実装されているものとしている。ただ、詳細は後述するが、ここに記載された機能を実現するために、他の機能ブロックに同等の処理を実施することで代替することは当然可能であり、それも本背景技術の実現方法の一部であるとみなす。
The A / D converters 107-1 to 107-K digitize the baseband signals input from the filters 106-1 to 106-K. If the digital baseband signal input from the A / D converters 107-1 to 107-K is a signal including a normal data communication signal, the FFT circuits 108-1 to 108-K correspond to the digital baseband. The signal is separated into signals for each frequency component. At this time, the FFT circuits 108-1 to 108-K remove the guard interval for each OFDM signal (or block transmission block) for each frequency component signal, and perform FFT processing on the remaining sampling data. The signal on the time axis is converted into a signal on the frequency axis, and the signal is output to the reception signal processing circuits 109-1 to 109-L. Furthermore, if the input digital baseband signal is a training signal for channel estimation different from a normal data communication signal in accordance with the control of the
Here, the “training signal for channel estimation different from the normal data communication signal” means the training signals 3-1 to 3-1 shown in FIG. 20 used in the channel information estimation process used for calculation of transmission / reception weights in this configuration example. The 3-3 signal is completely different from a radio packet containing user data or various control information in radio communication. In this background art, except for some configuration examples, it is necessary to perform signal processing (such as short-time averaging processing of channel information shown in FIG. 27 below) different from normal data communication. As described above, since it differs from a conventional OFDM signal or the like, the contents of signal processing are also slightly different. For this reason, in the FFT circuits 108-1 to 108-K, a series of processing associated with FFT is not performed on the training signal for channel estimation different from the normal data communication signal, and the digital baseband signal remains as it is. It is assumed that a function that outputs to the transmission / reception
受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌは、それぞれが、空間多重を用いてデータを送信する端末装置ないしは空間多重された信号系列に対応付けられ、受信信号から対応する端末装置のデータを検出する信号検出処理を行う。具体的には、受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌは、各周波数成分に分離した信号に対して、それぞれに割り当てられた送信元の端末装置に対応する受信ウエイトを送受信ウエイト算出部１２０ａから入力し、周波数成分ごとに受信ウエイトを乗算する。受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌは、周波数成分ごとに、アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれに対し、受信ウエイトを乗算した信号を加算合成し、加算合成した信号に対して信号検出処理を行い、得られたデータ出力＃１〜＃ＬをＭＡＣ層処理回路１８０に出力する。
Reception signal processing circuits 109-1 to 109-L are each associated with a terminal device that transmits data using spatial multiplexing or a spatially multiplexed signal sequence, and detects data of the corresponding terminal device from the received signal. A signal detection process is performed. Specifically, the reception signal processing circuits 109-1 to 109 -L transmit / receive the reception weights corresponding to the transmission source terminal devices assigned to the respective frequency components to the transmission / reception
具体的には、受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌは、ＯＦＤＭ（Ａ）変調方式が用いられている場合、加算合成された信号に対してサブキャリアごとの復調処理を行い、ＳＣ−ＦＤＥが用いられている場合、加算合成された各周波数成分の信号に対し周波数軸上での信号等化処理を施し、その信号をＩＦＦＴ処理で合成した信号に対する復調処理を行う。ここでの復調処理には、加算合成等の信号処理が施された後の信号に対するチャネル推定を含み、ここで推定されたチャネル情報を基に信号検出処理が行われる。更に、必要に応じて誤り訂正の復号処理を施し、データを出力する。ＭＡＣ層処理回路１８０におけるＭＡＣ層上での信号処理などは、公知の技術を用いた処理と同じであり、ここでは説明を省略する。
Specifically, when the OFDM (A) modulation method is used, reception signal processing circuits 109-1 to 109-L perform demodulation processing for each subcarrier on the added and synthesized signal, and SC- When FDE is used, signal equalization processing on the frequency axis is performed on the frequency component signals added and synthesized, and demodulation processing is performed on the signal synthesized by IFFT processing. The demodulation processing here includes channel estimation for the signal after signal processing such as addition synthesis, and signal detection processing is performed based on the channel information estimated here. Furthermore, it performs decoding processing for error correction as necessary, and outputs data. The signal processing on the MAC layer in the MAC
受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌが信号処理を行う際、送信元の端末装置ごとに異なる受信ウエイトを用いる必要がある。通信制御回路１１０は、一連の通信に係る制御全般を管理するが、特に、どのタイミングでどの端末装置からの信号を受信するか、どの受信ウエイトを用いるのかを管理する。そのため、本構成例における基地局装置１０と端末装置との間のアクセス制御は、基地局装置１０の集中制御により管理している。
When the reception signal processing circuits 109-1 to 109-L perform signal processing, it is necessary to use different reception weights for each terminal device as a transmission source. The
なお、補足であるが、通信制御回路１１０は、自装置（基地局装置１０）と端末装置との間の大まかなタイミングの同期に関して、ＧＰＳ等を用いた絶対的な時刻・タイミングの同期を用いるようにしてもよい。
また、絶対的な時刻の同期の他にも、基地局装置１０と端末装置との間の大まかな距離が分かっていれば、その距離に相当する伝搬遅延を端末装置に事前に設定しておき、端末装置は、基地局装置１０のタイミングの基準となる信号の受信時刻に対し、所定のオフセットとして伝搬遅延を減算した時間にアップリンクの信号を送信開始するようにしてもよい。
As a supplement, the
In addition to absolute time synchronization, if a rough distance between the
具体的には、時分割多元接続（Time Division Multiple Access：ＴＤＭＡ）を用いたアクセス制御の例を用いれば、端末装置は、ＴＤＭＡフレーム先頭のプリアンブル等のタイミング検出により得られるフレームタイミングを基準とし、フレーム内のスロット割り当ての内容を把握して通信の動作を行う。通常であれば、アップリンクのタイムスロットのタイミングで信号を送信するが、いわゆるタイム・アライメントと呼ばれる制御では、伝搬遅延を見込んでその遅延分だけ端末が自らの認識しているタイミングに対して先行した時間のタイミングで信号の送信を開始し、結果的に基地局装置１０にその信号が到着する時刻を、基地局が認識しているタイミング通りになるように調整する。
Specifically, if an example of access control using time division multiple access (Time Division Multiple Access (TDMA)) is used, the terminal device is based on the frame timing obtained by timing detection such as a preamble at the beginning of the TDMA frame, The contents of slot assignment in the frame are grasped and communication operation is performed. Normally, a signal is transmitted at the timing of the uplink time slot. However, in the so-called time alignment control, the terminal is ahead of the timing that the terminal recognizes by considering the propagation delay. The transmission of the signal is started at the timing of the time, and as a result, the time at which the signal arrives at the
この際に必要となる調整量は、実際の信号は基地局装置１０から端末装置、更に基地局装置１０へと往復することになるため、端末装置は伝搬遅延の２倍の時間だけ前倒しで送信を開始することになる。なお、このタイミングの調整は必ずしも端末装置で行わなくてもよく、基地局装置１０が自装置と端末装置との距離ないしはその距離に相当する伝搬遅延を把握することができれば、基地局装置１０において信号が受信される時刻をその時間分（伝搬遅延の２倍）だけ後ろ倒しに調整することで、タイミング調整を行うことも可能である。ないしは、直接的に基地局装置から端末装置に対し、その時間分だけ前倒しした時間を送信タイミングであると指示を行ってもよい。
このように、ＧＰＳを用いた絶対時刻の同期ないしはタイム・アライメント制御等のいずれかの手段で把握したタイミングで基地局装置１０は受信処理を開始し、シンボルタイミングも既知として処理を行うことが可能である。これらのタイミング制御、アクセス制御、ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋの切替え、受信ウエイトを読み出すときにおける送信元である端末装置情報の提供など、これらを合わせて全て通信制御回路１１０が制御・管理を行う。
The amount of adjustment required at this time is that the actual signal is reciprocated from the
In this way, the
次に、送受信ウエイト算出部１２０ａの構成について説明する。
図２５は、本発明背景技術の第１の構成例における送受信ウエイト算出部１２０ａの構成例を示す概略ブロック図である。同図に示すように、送受信ウエイト算出部１２０ａは、チャネル情報短時間平均回路１２１、相対成分取得回路１２２、チャネル情報長時間平均回路１２３、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）受信ウエイト算出回路１２４ａ、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）受信ウエイト記憶回路１２５ａ、キャリブレーション回路１２６、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）送信ウエイト算出回路１２７ａ、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）送信ウエイト記憶回路１２８ａ、及びキャリブレーション係数記憶回路１２９を有している。なお、以下に示す説明におけるチャネル情報、送受信ウエイト、キャリブレーション係数等は、全て周波数成分ごとに異なるものであり、それらは周波数成分ごとに個別に算出、処理、記録、管理されるものである。
Next, the configuration of the transmission / reception
FIG. 25 is a schematic block diagram showing a configuration example of the transmission / reception
チャネル情報短時間平均回路１２１は、通信制御回路１１０の指示に従い、ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋから入力される信号に対してトレーニング信号の短時間平均化処理（必要に応じ周波数誤差補償を行い、更に時間軸上の信号をＦＦＴ処理により周波数成分ごとに分離する）を行い、端末装置ごとに、端末装置とアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれとの間のアップリンクのチャネル情報を周波数成分ごとに取得する。相対成分取得回路１２２は、例えばアンテナ素子１０１−１の複素位相を基準とし、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれのチャネル情報のアンテナ素子１０１−１との相対成分を取得する。チャネル情報長時間平均回路１２３は、端末装置ごとに、相対成分取得回路１２２が取得した離散的な時刻に取得された複数回分のアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれに対する相対成分から、アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれに対する相対成分の平均値を算出する長時間平均化処理を行い、算出した平均値をチャネル情報として出力する。
The channel information short-
マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路１２４ａは、チャネル情報長時間平均回路１２３が出力したチャネル情報に基づいて、端末装置の予め定められた組み合わせごとに、受信ウエイトを算出し、算出した受信ウエイトと当該組み合わせとを対応付けてマルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト記憶回路１２５ａに出力する。マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト記憶回路１２５ａは、マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路１２４ａが出力した、受信ウエイトと、端末装置の組み合わせとを対応付けて記憶する。ここで、端末装置の組み合わせは、無線通信システムに具備されている複数の端末装置の全ての組み合わせでもよいし、頻繁に利用される限定的な組み合わせでもよい。
The multiuser MIMO reception
キャリブレーション回路１２６は、チャネル情報長時間平均回路１２３が出力したチャネル情報に予め定められたキャリブレーション係数を乗算してダウンリンクのチャネル情報を取得する。マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１２７ａは、キャリブレーション回路１２６が取得したダウンリンクのチャネル情報に基づいて、端末装置の予め定められた組み合わせごとに、送信ウエイトを算出し、算出した送信ウエイトと当該組み合わせとを対応付けてマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａに出力する。マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａは、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１２７ａが出力した送信ウエイトと端末装置の組み合わせとを対応付けて記憶する。
キャリブレーション係数記憶回路１２９には、アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋごとに、アップリングのチャネル情報から、ダウンリンクのチャネル情報を算出する際に用いる各周波数成分におけるキャリブレーション係数を予め記憶している。
The
The calibration
なお、送受信ウエイト算出部１２０ａにて行うチャネル情報の推定に係わる一連の処理、及びそれに後続する送受信ウエイトの算出とその記憶等の一連の処理は、全て各周波数成分ごとに行われる。つまり、式（１１）又は式（１３）を用いて行う周波数誤差を推定した後は、周波数誤差を補正した式（１０）で与えられる短時間平均化後の各ｍに対するサンプリングデータ〜Ｓｍに対してＦＦＴ処理を行い、各周波数成分に分離することでアップリンクの短時間平均化されたチャネル情報を取得した後、それを基に各周波数成分に対して一連の処理を行う。
Note that a series of processes relating to channel information estimation performed by the transmission / reception
図２６は、本発明背景技術の第１の構成例における基地局装置１０における送信部１４０の構成の一例を示す図である。同図に示すように、送信部１４０は、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌ、加算合成回路１４２−１〜１４２−Ｋ、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路１４３−１〜１４３−Ｋ、Ｄ／Ａ変換器１４４−１〜１４４−Ｋ、ローカル発振器１４５、ミキサ１４６−１〜１４６−Ｋ、フィルタ１４７−１〜１４７−Ｋ、及びハイパワーアンプ（ＨＰＡ）１４８−１〜１４８−Ｋを更に備えている。送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌと、ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋとは、図２３に示した通信制御回路１１０に接続されている。また、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、図２３に示した送受信ウエイト算出部１２０ａに接続されている。ここで、アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋ、及びＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋは、アップリンクに係る構成（受信側）とで共通に用いられる。実際には、基地局装置１０において、アップリンクに係る構成と、ダウンリンクに係る構成とが一体となって動作するものであるが、説明の都合上、分けて説明をしている。
FIG. 26 is a diagram illustrating an example of the configuration of the
送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、それぞれが、空間多重を用いてデータを送信する宛先の端末装置に対応付けられ、対応付けられた端末装置に送信するデータに対して信号処理を行う。具体的には、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、送信すべきデータ入力＃１〜＃ＬがＭＡＣ層処理回路１８０から入力されると、ＯＦＤＭ（Ａ）変調方式又はＳＣ−ＦＤＥにおける所定の送信処理を実行する。データ入力＃１〜＃Ｌは、宛先の端末装置ないしは空間多重する信号系列それぞれに対応するデータであり、宛先の端末装置に対応付けられた送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌに入力される。送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、基地局装置１０においてＯＦＤＭ（Ａ）変調方式が用いられる場合、サブキャリアごとの信号の変調処理を行う。送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａに記憶されている送信ウエイトのうち、それぞれに割り当てられた宛先の端末装置に対応する各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれの送信ウエイトをマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａから読み出し、変調処理を行ったサブキャリアごとの信号に対し、読み出した送信ウエイトをサブキャリアごとに乗算する。
また、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、基地局装置１０においてＳＣ−ＦＤＥが用いられる場合、シングルキャリアの変調処理が施された信号を、送信信号のブロック単位でＦＦＴにより各周波数成分に分離する。送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａに記憶されている送信ウエイトのうち、宛先の端末装置に対応した送信ウエイトを読み出し、周波数成分に分離した信号に対し、読み出した送信ウエイトを周波数成分ごとに乗算する。
その後、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、ＯＦＤＭ（Ａ）変調方式及びＳＣ−ＦＤＥのいずれが用いられる場合においても、送信ウエイトを乗算したアンテナ素子ごとの各周波数成分の信号を加算合成回路１４２−１〜１４２−Ｋに出力する。加算合成回路１４２−１〜１４２−Ｋは、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌが生成した信号を周波数成分ごとに合成し、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路１４３−１〜１４３−Ｋに出力する。ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路１４３−１〜１４３−Ｋは、加算合成回路１４２−１〜１４２−Ｋにおいて合成された信号に対しＩＦＦＴ処理を施し、周波数軸上から時間軸上の信号に変換し、更にガードインターバルを付与し、必要に応じて波形整形を行い送信すべきデジタル・ベースバンド信号を生成し、Ｄ／Ａ変換器１４４−１〜１４４−Ｋに出力する。なお、デジタル・ベースバンド信号は、アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれに対応し、個別に信号処理される。
Each of the transmission signal processing circuits 141-1 to 141-L is associated with a destination terminal device that transmits data using spatial multiplexing, and performs signal processing on data to be transmitted to the associated terminal device. Do. Specifically, the transmission signal processing circuits 141-1 to 141-L receive the OFDM (A) modulation scheme or SC-FDE when the
In addition, when SC-FDE is used in the
Thereafter, the transmission signal processing circuits 141-1 to 141-L add the signal of each frequency component for each antenna element multiplied by the transmission weight, regardless of which of the OFDM (A) modulation scheme and SC-FDE is used. The data is output to the synthesis circuits 142-1 to 142-K. Addition synthesis circuits 142-1 to 142-K synthesize the signals generated by transmission signal processing circuits 141-1 to 141-L for each frequency component, and output them to IFFT & GI adding circuits 143-1 to 143-K. IFFT & GI adding circuits 143-1 to 143-K perform IFFT processing on the signals synthesized in the adder / synthesizing circuits 142-1 to 142-K, convert the signals from the frequency axis to the signals on the time axis, and further guard intervals , And waveform shaping as necessary to generate a digital baseband signal to be transmitted and output it to the D / A converters 144-1 to 144-K. The digital baseband signal corresponds to each of the antenna elements 101-1 to 101 -K and is individually signal processed.
Ｄ／Ａ変換器１４４−１〜１４４−Ｋは、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路１４３−１〜１４３−Ｋから入力された信号をアナログ信号に変換しミキサ１４６−１〜１４６−Ｋに出力する。
ローカル発振器１４５は、アップコンバートに用いられる局部発振信号であって所定の周波数を有する局部発振信号をミキサ１４６−１〜１４６−Ｋに出力する。
ミキサ１４６−１〜１４６−Ｋは、Ｄ／Ａ変換器１４４−１〜１４４−Ｋから入力されるアナログ信号に対し、ローカル発振器１４５から入力される局部発振信号を乗算して無線周波数にアップコンバートした信号をフィルタ１４７−１〜１４７−Ｋに出力する。なお、ミキサ１４６−１〜１４６−Ｋに入力される局部発振信号は同一の信号であり、周波数及び位相がそろった局部発振信号が各ミキサ１４６−１〜１４６−Ｋに入力される。
The D / A converters 144-1 to 144-K convert the signals input from the IFFT & GI adding circuits 143-1 to 143-K into analog signals and output the analog signals to the mixers 146-1 to 146-K.
The
The mixers 146-1 to 146-K multiply the analog signals input from the D / A converters 144-1 to 144-K by the local oscillation signals input from the
フィルタ１４７−１〜１４７−Ｋは、ミキサ１４６−１〜１４６−Ｋから入力される信号に含まれ送信すべきチャネルの帯域外の信号を除去し、ハイパワーアンプ１４８−１〜１４８−Ｋに出力する。
ハイパワーアンプ１４８−１〜１４８−Ｋは、フィルタ１４７−１〜１４７−Ｋから入力される信号を増幅し、ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋを介してアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋより送信する。
通信制御回路１１０は、更に、送信タイミングや、宛先の端末装置の管理、ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋの切替えの制御を行う。
Filters 147-1 to 147 -K remove signals outside the band of the channel to be transmitted included in the signals input from mixers 146-1 to 146 -K and provide high-power amplifiers 148-1 to 148 -K. Output.
The high power amplifiers 148-1 to 148-K amplify the signals input from the filters 147-1 to 147-K, and the antenna elements 101-1 to 101-K via the TDD switches 102-1 to 102-K. Send more.
The
なお、以上の説明では、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路１４３−１〜１４３−Ｋにおいて行う信号処理が加算合成回路１４２−１〜１４２−Ｋの後段において処理される場合について説明を行ったが、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路１４３−１〜１４３−Ｋにおいて行う信号処理を送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌにて実施し、時間軸上のデジタル・サンプリングデータとした上で、各サンプリング時刻のサンプリングデータを加算合成回路１４２−１〜１４２−Ｋにて全宛先の端末局に亘り加算合成するという処理に置き換えても、同等の信号処理が可能であり、どちらの構成を選択しても構わない。ただし、この場合、ＩＦＦＴを行う回数が上記説明よりも多くなるため、全体的な回路規模抑制の観点からは図２６の構成が好ましいと思われる。
In the above description, the case where the signal processing performed in the IFFT & GI adding circuits 143-1 to 143-K is processed in the subsequent stage of the adding / combining circuits 142-1 to 142-K has been described. However, the IFFT &
＜チャネル推定から送受信ウエイトの算出処理＞
以下、図２７から図３１を用いて、本構成例の基地局装置１０におけるチャネル推定から送信ウエイト及び受信ウエイトの算出までの処理を説明する。これらの一連処理は、端末装置と通信を開始する前に行うことが基本であるが、一旦、これらの処理を行った上で、逐次学習を行いながらチャネル情報の精度の向上、すなわち送信ウエイト及び受信ウエイトの精度の向上を図ることも可能である。
また、基地局装置１０は、ブロードバンドサービスの中で利用されることを想定し、ある程度の帯域幅で通信を行う場合を対象とした。このため、ＯＦＤＭ（Ａ）変調方式や、ＳＣ−ＦＤＥ等の通信方式が用いられることを想定し、ブロック単位で各周波数成分を分離して信号処理をする説明を行っている。
<Calculation processing of transmission / reception weight from channel estimation>
Hereinafter, processing from channel estimation to calculation of transmission weights and reception weights in the
In addition, the
アップリンクのチャネル推定においては、例えば、図２０に示したようなトレーニング信号を端末装置から連続的に送信し、それを基地局装置１０が受信し、比較的短い時間での平均化処理（図２７）を行う。更に、基地局装置１０において、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれの相対的なチャネル情報の差を示す相対成分を取得し（図２８）、長時間での平均化処理（図２９）を行う３段階の信号処理を行う。
このようにして求めたアップリンクのチャネル情報に対し、キャリブレーション係数を乗算してダウンリンクのチャネル情報を取得し（図３０）、アップリンク及びダウンリンクのチャネル情報に基づいて送信ウエイト及び受信ウエイトを算出する（図３１）。
以下、各処理を説明する。
In uplink channel estimation, for example, a training signal as shown in FIG. 20 is continuously transmitted from the terminal device, and is received by the
The uplink channel information thus obtained is multiplied by a calibration coefficient to obtain downlink channel information (FIG. 30), and transmission weights and reception weights are obtained based on the uplink and downlink channel information. Is calculated (FIG. 31).
Hereinafter, each processing will be described.
図２７は、本発明背景技術の第１の構成例におけるアップリンクのチャネル情報を取得する短時間平均化処理を示すフローチャートである。
基地局装置１０において、チャネル情報短時間平均回路１２１は、端末装置から短時間平均化用のチャネル推定のトレーニング信号の受信が開始されると（ステップＳ１０１）、サンプリングのカウンタとしてのｍ及びＭをゼロにリセットする（ステップＳ１０２）。ここで、カウンタとは、式（１０）におけるｍ、Ｍのことであり、第Ｍシンボルの第ｍサンプルの意味である。チャネル情報短時間平均回路１２１は、ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋから入力されるトレーニング信号に対してサンプリングを行い、サンプリングした信号をＳ（Ｍ） ｍとする（ステップＳ１０３）。
FIG. 27 is a flowchart showing short-time averaging processing for acquiring uplink channel information in the first configuration example of the background art of the present invention.
In the
チャネル情報短時間平均回路１２１は、サンプリング周期Δｔが経過するたびに、カウンタｍに「１」を加算し（ステップＳ１０４）、カウンタｍがデータ数Ｎと一致した（ｍ＝Ｎ）か否かを判定し（ステップＳ１０５）、カウンタｍがデータ数Ｎと一致していない（ｍ≠Ｎ）場合（ステップＳ１０５：Ｎｏ）、ステップＳ１０３に処理を戻し、ステップＳ１０３〜Ｓ１０５を繰り返す。ここで、データ数Ｎは、１シンボル当たりのサンプル数であり、予め定められた値である。
一方、カウンタｍがデータ数Ｎと一致した場合（ステップＳ１０５：Ｙｅｓ）、チャネル情報短時間平均回路１２１は、１シンボル分のサンプリングが完了したとみなし、次のシンボルをサンプリングするために、カウンタｍに０を代入し、カウンタＭに「１」を加算する（ステップＳ１０６）。
The channel information short-
On the other hand, when the counter m matches the number of data N (step S105: Yes), the channel information short-
チャネル情報短時間平均回路１２１は、カウンタＭが所定の値（式（１０）のＭ０）に達したか否かに応じてサンプリング終了か否かを判定し（ステップＳ１０７）、一続きのサンプリングが完了していない場合（ステップＳ１０７：Ｎｏ）、ステップＳ１０３に処理を戻し、ステップＳ１０３〜Ｓ１０６の処理を繰り返して行う。ここで、一続きのサンプリングとは、予め定められたシンボル数Ｍ０のサンプリングのことである。
一方、一続きのサンプリングが完了した場合（ステップＳ１０７：Ｙｅｓ）、チャネル情報短時間平均回路１２１は、式（１２）を用いて＾Ｓ（Ｍ，Ｍ’）を算出し（ステップＳ１０８）、式（１３）の解ないしは式（１１）を最大にする周波数誤差Δｆを算出する（ステップＳ１０９）。
The channel information short-
On the other hand, when a series of sampling is completed (step S107: Yes), the channel information short-
チャネル情報短時間平均回路１２１は、算出した周波数誤差Δｆを用い、式（１０）から複数周期に亘り加算平均化されたサンプリングデータ〜Ｓｍを算出する（ステップＳ１１０）。
チャネル情報短時間平均回路１２１は、短時間平均されたサンプリングデータ〜Ｓｍに対してＦＦＴを行い、各周波数成分の情報を算出し（ステップＳ１１１）、短時間平均化の処理を終了する（ステップＳ１１２）。
なお、周波数誤差Δｆが無視可能なほどに小さいことが事前に分かっている場合（設計上、この様な設定となっている場合）、ないしは短時間平均化を行う時間（Ｔ×Ｍ０）が十分に短く設定されている場合には、周波数誤差Δｆの補正に相当する処理Ｓ１０８及びＳ１０９を省略し、Δｆ＝０として処理Ｓ１１０を直接実施することも可能である。
チャネル情報短時間平均回路１２１は、アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋごとに、複数の周期に亘るトレーニング信号を周期ごとに分離し、分離した各トレーニング信号を合成して短時間の平均化処理を行う。更に、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋで受信した信号に含まれる異なる周期を有する各周波数成分の信号をＦＦＴにて周波数成分ごとに分離し、分離した周波数成分ごとの信号から各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋと端末装置との間のアップリンクにおける各周波数成分のチャネル情報を取得する。
The channel information short-
Channel information short-
Note that if it is known in advance that the frequency error Δf is negligibly small (when such a setting is used in the design), or the time for performing short-time averaging (T × M 0 ) is If it is set sufficiently short, the processing S108 and S109 corresponding to the correction of the frequency error Δf may be omitted, and the processing S110 may be directly performed with Δf = 0.
The channel information short-
図２８は、本発明背景技術の第１の構成例におけるアップリンクのチャネル情報の相対成分を取得する相対成分取得処理を示すフローチャートである。相対成分取得回路１２２は、チャネル情報短時間平均回路１２１が第１のアンテナ素子１０１−１から第Ｋのアンテナ素子１０１−Ｋそれぞれに対応する信号に対して短時間平均化処理を終了すると（ステップＳ１２１−１〜Ｓ１２１−Ｋ）、短時間平均化処理が終了した各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋに対応するチャネル情報における第ｋ周波数成分＾ｈ（ｋ） １，…，＾ｈ（ｋ） Ｋがチャネル情報短時間平均回路１２１から入力される（ステップＳ１２２−１〜１２２−Ｋ）。
FIG. 28 is a flowchart showing a relative component acquisition process for acquiring a relative component of uplink channel information in the first configuration example of the background art of the present invention. The relative
相対成分取得回路１２２は、第１のアンテナ素子１０１−１におけるチャネル情報（＾ｈ（ｋ） １）と、その複素共役（＾ｈ（ｋ） １）＊とから、オフセット値ｅ−ｊφ（ｋ）（＝（＾ｈ（ｋ） １）＊／‖＾ｈ（ｋ） １‖）を算出する（ステップＳ１２３）。ここで「‖ｘ‖」は、ｘの絶対値を表す。なお、このオフセット値は周波数成分ごとに個別に求める。
相対成分取得回路１２２は、算出した第ｋ周波数成分に対するオフセット値ｅ−ｊφ（ｋ）を各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋに対応する第ｋ周波数成分＾ｈ（ｋ） １、…、＾ｈ（ｋ） Ｋに乗算し（ステップＳ１２４−１〜Ｓ１２４−Ｋ）、相対的な複素位相関係を示すチャネル情報〜ｈ（ｋ） １，…〜ｈ（ｋ） Ｋを求め、処理を終了する（ステップＳ１２５−１〜Ｓ１２５−Ｋ）。
上述のように、相対成分取得回路１２２は、第１のアンテナ素子１０１−１のチャネル情報を基準として、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋの相対的なチャネル情報〜ｈ（ｋ） １，…〜ｈ（ｋ） Ｋを算出する。なお、相対成分取得回路１２２は、端末装置ごとに、全ての周波数成分について上記のステップＳ１２１−１〜ステップＳ１２５−Ｋまでの処理を行い、各端末装置に対する全ての周波数成分における短時間平均のチャネル情報の相対成分〜ｈ（ｋ） １，…，〜ｈ（ｋ） Ｋを算出する。
The relative
The relative
As described above, the relative
図２９は、本発明背景技術の第１の構成例におけるアップリンクのチャネル情報の長時間平均化処理を示すフローチャートである。上述の図２７及び図２８の各処理は、連続又は離散的な時間で複数回実施され、各処理において算出された短時間平均のチャネル情報を基に、長時間平均化処理において長時間平均化されたチャネル情報を算出する。
チャネル情報長時間平均回路１２３は、１回目からＱ回目の短時間平均化処理（相対成分取得を含む）が完了すると（ステップＳ１３１−１〜１３１−Ｑ）、相対成分取得回路１２２から短時間平均のチャネル情報の相対成分〜ｈ（ｋ） １ ［ｑ］，…〜ｈ（ｋ） Ｋ ［ｑ］（ｑ＝１，…，Ｑ）が入力される（ステップＳ１３２−１〜Ｓ１３２−Ｑ）。ここで、短時間平均のチャネル情報の相対成分〜ｈ（ｋ） １ ［ｑ］は、ｑ回目に算出された第１のアンテナ素子１０１−１の第ｋ周波数成分に対するチャネル情報の相対成分である。したがって、ステップＳ１３２−１〜Ｓ１３２−Ｑは時間的に異なるタイミングで行われる処理に相当する。なお、長時間平均化処理の対象になる回数Ｑは、無線通信システムを運用する環境などに基づいて予め定められる。
また、チャネル情報長時間平均回路１２３は、次式（２１）を用いて、長時間平均のチャネル情報ｈ（ｋ） ｉ（ｉ＝１，…，Ｋ）を算出する（ステップＳ１３３）。なお、ステップＳ１３２−１〜Ｓ１３２−Ｑは時間的に異なるタイミングで処理が完了するため、長時間平均化処理であるステップＳ１３３の実施までの間、このチャネル情報の相対成分を一時的にメモリに記憶しておき、一度にステップＳ１３３を実施しても構わない。ないしは、ステップＳ１３３のΣによる総和の個々の加算処理を、ステップＳ１３２−１〜Ｓ１３２−Ｑの個々の処理が完了ごとに実施し、次の処理までの間メモリに記憶しておいて、加算の都度、それらを読み出してステップＳ１３３を実施しても構わない。
FIG. 29 is a flowchart showing long-time averaging processing of uplink channel information in the first configuration example of the background art of the present invention. Each of the processes shown in FIGS. 27 and 28 is performed a plurality of times in continuous or discrete time, and long-time averaging is performed in the long-time averaging process based on the short-time average channel information calculated in each process. Calculated channel information is calculated.
The channel information long-
The channel information long-
チャネル情報長時間平均回路１２３は、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋごとに、各周波数成分のチャネル情報それぞれを平均化した長時間平均のチャネル情報ｈ（ｋ） ｉを算出すると、長時間平均化処理を終了する（ステップＳ１３４）。なお、後述の図３１を用いて説明する受信ウエイトの算出は、ここで取得したアップリンクのチャネル情報を用いて行われることになるが、これらの処理を行うにあたり、一時的にメモリに記憶しておいても構わない。
以上の処理により、アップリンクのチャネル情報が直接的に取得できる。また、本構成例では、相対成分取得処理（図２８）を行っているので、１回目からＱ回目までの各短時間平均処理における位相のずれの影響を受けることなく長時間平均のチャネル情報を算出することができる。なお、上述のチャネル情報ｈ（ｋ） ｉ等の右肩の添え字ｋは周波数成分を識別する番号（サブキャリア番号）を表している。
The channel information long-
Through the above processing, uplink channel information can be acquired directly. In the present configuration example, since the relative component acquisition process (FIG. 28) is performed, the long-time average channel information is obtained without being affected by the phase shift in each short-time average process from the first time to the Q-th time. Can be calculated. Note that the subscript k on the right shoulder of the above-described channel information h (k) i represents a number (subcarrier number) for identifying a frequency component.
図３０は、本発明背景技術の第１の構成例におけるダウンリンクのチャネル情報を取得する処理を示すフローチャートである。基地局装置１０は、基地局装置１０から端末装置へのダウンリンクに関しては、アップリンクのように直接的にチャネル情報を取得することが困難なので、アップリンクのチャネル情報を基にダウンリンクのチャネル情報を推定する。
FIG. 30 is a flowchart showing processing for acquiring downlink channel information in the first configuration example of the background art of the present invention. Since it is difficult for the
基地局装置１０において、キャリブレーション回路１２６は、チャネル情報長時間平均回路１２３からアップリンクのチャネル情報ｈ（ｋ） ｉが入力され（ステップＳ１４２）、入力されたチャネル情報ｈ（ｋ） ｉに対する第ｉのアンテナ素子１０１−ｉにおける第ｋ周波数成分に対応するキャリブレーション係数Ｃ（ｋ） ｉをキャリブレーション係数記憶回路１２９から読み出す（ステップＳ１４３）。
キャリブレーション回路１２６は、入力されたチャネル情報ｈ（ｋ） ｉと、読み出したキャリブレーション係数Ｃ（ｋ） ｉとを乗算し（ステップＳ１４４）、乗算結果をダウンリンクのチャネル情報として、処理を終了する（ステップＳ１４５）。この場合も、後述の図３１を用いて説明する送信ウエイトの算出は、ここで取得したダウンリンクのチャネル情報を用いて行われることになるが、これらの処理を行うにあたり一時的にメモリに記憶しておいても構わない。
キャリブレーション回路１２６は、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれに対して、周波数成分ごとに上述のステップＳ１４２からステップＳ１４４の処理を行う。
In the
The
The
図３１は、本発明背景技術の第１の構成例の基地局装置１０における送信ウエイト及び受信ウエイトを算出する処理を示すフローチャートである。アップリンクにおけるチャネル情報に対する受信ウエイトの算出処理と、ダウンリンクにおけるチャネル情報に対する送信ウエイトの算出処理とは同等であるので、ここでは、ダウンリンクにおける送信ウエイトを算出する処理について説明し、アップリンクにおける受信ウエイトを算出する処理の具体的な説明を省略する。
FIG. 31 is a flowchart showing processing for calculating a transmission weight and a reception weight in the
マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１２７ａは、処理を開始すると（ステップＳ１５１）、空間多重を用いてデータを同時に送信する宛先となる端末装置の組み合わせパターンが入力される（ステップＳ１５２）。この端末装置の組み合わせパターンは、予め何らかの方法を用いて定められたパターンであり、例えば、無線通信システムに具備されている端末装置の全ての組み合わせや、頻繁に利用される限定的な組み合わせ、所定の条件を満たす組み合わせなどを用いるようにしてもよい。なお、全ての端末装置が必ず一つ以上の組み合わせに属するものとする。また、ＯＦＤＭＡのようにサブキャリアごとに異なる組み合わせによる帯域割り当てが可能な場合には、全ての周波数成分で同一のバリエーションの組み合わせを用意する必要はなく、周波数成分ごとに異なるバリエーションとなっても構わない。この場合、いずれかの周波数成分において一つ以上の組み合わせに属しているならば、全ての周波数成分において属する組み合わせが存在しなくても、動作的には問題ない。
When the multi-user MIMO transmission
マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１２７ａは、入力された組み合わせパターン＃ｓ（１≦ｓ≦Ｓ）ごとに、組み合わせパターンに含まれる端末装置に対応するダウンリンクのチャネル情報をキャリブレーション回路１２６から取得し（ステップＳ１５３−１〜Ｓ１５３−Ｓ）、組み合わせパターンに対応する送信ウエイトを算出する（ステップＳ１５４−１〜Ｓ１５４−Ｓ）。マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１２７ａは、算出した各送信ウエイトを、それぞれの組み合わせパターンに対応付けてマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａに記憶させる（ステップＳ１５５−１〜Ｓ１５５−Ｓ）。
マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１２７ａは、ステップＳ１５３−１〜１５３−ＳからステップＳ１５５−１〜Ｓ１５５−Ｓまでの処理を全ての周波数成分に対して行う。
The multi-user MIMO transmission
The multi-user MIMO transmission
なお、同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせパターンを決める方法として、端末装置の数が比較的少なければ、その全体の端末装置から空間多重数であるＮ個の端末装置を抜き出す組み合わせの数だけ用意してもよい。但し、全ての端末装置の数ＭからＮ個を選び出す組み合わせはＭＣＮだけあり、「Ｍ」や「Ｎ」の値が大きいとその組み合わせの数は天文学的な膨大な数になる。その場合には、例えば全ての端末装置から適当にＮ個の組み合わせに分ける幾つかのパターンを厳選し、必ず各端末装置がいずれかのパターンに属するようにしておく。厳選の方法は、例えばランダムにＮ個を選ぶ組み合わせを多数作成し、なるべく各端末装置が同程度に数のパターンに属するように選び出してもよい。その作業は、何らかのプログラムを用いて実施してもよいし、人為的に組み合わせを設定してもよい。また、その際に何らかのルールを設定してもよいし、あくまで適当（ランダム）な作業で実施してもよい。ステップＳ１５１−１〜Ｓ１５１−ＳからステップＳ１５５−１〜Ｓ１５５−Ｓまでの処理は、この組み合わせパターンの作成の方法に影響を受けることなく実施できる。 In addition, as a method of determining the combination pattern of terminal devices that perform spatial multiplexing simultaneously, if the number of terminal devices is relatively small, the number of combinations for extracting N terminal devices that are the number of spatial multiplexing from the entire terminal device is prepared. May be. However, the combination of selecting N pieces from the number M of all terminals has only M C N, the number of combinations the value of "M" and "N" is large becomes astronomical huge number. In that case, for example, several patterns appropriately divided into N combinations from all terminal devices are carefully selected, and each terminal device always belongs to one of the patterns. As a method of careful selection, for example, a large number of combinations for randomly selecting N may be created, and each terminal device may be selected so as to belong to as many patterns as possible. The operation may be performed using some program, or a combination may be artificially set. In this case, some rules may be set, or the operation may be performed by an appropriate (random) operation. The processing from step S151-1 to S151-S to step S1555-1 to S155-S can be performed without being affected by the method of creating the combination pattern.
更に、端末装置の組み合わせパターンに対する送信ウエイトの算出処理（ステップＳ１５４−１〜Ｓ１５４−Ｓ）について説明を追加しておく。ここでの送信ウエイトは、一般的なマルチユーザＭＩＭＯにおける送信ウエイトの算出と同様の方法、すなわち公知の算出方法を用いてもよい。例えば、図１１に示した算出方法を用いるようにしてもよい。図１１に示した方法では、式（６）〜式（９）として具体的な演算を示している。なお、同様の送信ウエイトの算出法としては、以下に示す方法もあり、いずれの方法を用いてもよい。 Further, a description of the transmission weight calculation process (steps S154-1 to S154-S) for the combination pattern of terminal devices will be added. The transmission weight here may use the same method as the calculation of the transmission weight in general multiuser MIMO, that is, a known calculation method. For example, the calculation method shown in FIG. 11 may be used. In the method shown in FIG. 11, specific calculations are shown as Expressions (6) to (9). In addition, as a similar calculation method of the transmission weight, there are the following methods, and any method may be used.
まず、基地局装置１０の送信に相当するダウンリンクの送信ウエイトに関しては、式（１）等に示した全体のチャネル行列Ｈ［ａｌｌ］に対し、次式（２２）で表される擬似逆行列を算出し、これを送信ウエイトとして用いるようにしてもよい。
First, regarding the downlink transmission weight corresponding to the transmission of the
ここで、空間多重する端末装置数をＮ台、基地局装置１０のアンテナ素子の数をＫ本（Ｎ＜Ｋ）とすると、チャネル行列Ｈ［ａｌｌ］のサイズはＮ×Ｋ（Ｎ行Ｋ列）である。Ｈ［ａｌｌ］のランクがＮであれば、行列Ｈ［ａｌｌ］・Ｈ［ａｌｌ］ＨのサイズはＮ×Ｎで逆行列が存在し、式（２２）を用いて擬似逆行列を得ることができる。一般に、Ｎに対してＫの値が十分冗長であれば、このＮ×Ｎの行列のランクは安定的にＮとなり、逆行列が安定的に存在する。
Here, when the number of spatially multiplexed terminal apparatuses is N and the number of antenna elements of the
同様に、基地局装置１０の受信に相当するアップリンクの受信ウエイトに関しては、次式（２３）で表される擬似逆行列を算出し、これを受信ウエイトとして用いるようにしてもよい。
Similarly, with respect to the uplink reception weight corresponding to reception by the
アップリンクの場合、チャネル行列Ｈ［ａｌｌ］のサイズはＫ×Ｎ（Ｋ行Ｎ列）であり、行列Ｈ［ａｌｌ］Ｈ・Ｈ［ａｌｌ］のサイズでもＮ×Ｎで一般には逆行列が存在し、式（２３）を受信ウエイトとして用いてもよい。 In the uplink case, the size of the channel matrix H [all] is K × N (K rows and N columns), and the size of the matrix H [all] H · H [all] is also N × N and generally has an inverse matrix. However, equation (23) may be used as the reception weight.
なお、同様の送受信ウエイトとして知られているＭＭＳＥウエイトでは、雑音電力をσ２とすれば、次式（２４−１）及び次式（２４−２）を式（２２）及び式（２３）の代わりに用いてもよい。 In the MMSE weight known as a similar transmission / reception weight, if the noise power is σ 2 , the following equations (24-1) and (24-2) are expressed by equations (22) and (23). It may be used instead.
また、基地局装置１０からの送信に対応するダウンリンクと、受信に対応するアップリンクとでは、チャネル行列が異なるので、送信ウエイトと受信ウエイトとを個別に算出する必要がある。なお、式（２４−１）及び式（２４−２）における「Ｉ」はＮ×Ｎ（Ｎ行Ｎ列）の単位行列である。
Further, since the channel matrix is different between the downlink corresponding to transmission from the
以上のように、ステップＳ１５４−１〜Ｓ１５４−Ｓにおける処理でウエイトを算出し、ステップＳ１５５−１〜Ｓ１５５−Ｓにおける処理で算出したウエイトをマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａに記憶させる。
なお、送受信ウエイトは、アンテナ素子ごとのウエイトの値を各要素の成分として構成されるベクトル（ウエイトベクトル）の示す方向が実効的な意味をもつ。このため、あるウエイトベクトルに所定の係数を乗算したベクトルは方向的には同一であるため、アンテナ素子ごとに一定の係数が乗算されたウエイトベクトルは乗算される係数に依存せずに全て等価である。つまり、式（２２）から式（２４−２）などで与えられる行列の各行ベクトルないしは列ベクトル（従来からの公知の技術により求められる送受信ウエイトベクトル）の成分全体に共通の係数が乗算されたウエイトは、全て本発明背景技術におけるウエイトと等価なものである。
図３１に関する以上の説明は送信ウエイトの算出に関するものであったが、受信ウエイトに関しても対応する回路（例えば、キャリブレーション回路１２６に対してチャネル情報長時間平均回路１２３、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路１２７ａに対してマルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路１２４ａ、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａに対してマルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト記憶回路１２５ａ）に置き換えて、同様の処理を行うことで受信ウエイトの算出処理を実施することができる。
As described above, the weights are calculated by the processes in steps S154-1 to S154-S, and the weights calculated by the processes in steps S1555-1 to S155-S are stored in the multiuser MIMO transmission
In the transmission / reception weight, the direction indicated by a vector (weight vector) having the weight value for each antenna element as a component of each element has an effective meaning. For this reason, a vector obtained by multiplying a certain weight vector by a predetermined coefficient is the same in direction, so that a weight vector multiplied by a constant coefficient for each antenna element is all equivalent without depending on the coefficient to be multiplied. is there. That is, the weight obtained by multiplying the entire components of each row vector or column vector (transmission / reception weight vector obtained by a conventionally known technique) of the matrix given by Expression (22) to Expression (24-2) and the like by a common coefficient. Are all equivalent to the weights in the background art of the present invention.
The above description related to FIG. 31 was related to the calculation of the transmission weight, but the circuit corresponding to the reception weight (for example, the channel information long-
図２７から図３１に示した上述の処理を事前に実施し、そこで得られた送信ウエイト及び受信ウエイトをマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａ及びマルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト記憶回路１２５ａに記憶させておく。なお、図２７及び図３１に示した処理は、通信開始後も適当な周期で通信を一時的に休止させて実行することが可能である。そこで得られた短時間平均のチャネル情報を用いて図２９から図３１に示した処理を行い、逐次、送信ウエイト及び受信ウエイトを更新するようにしてもよい。
The above-described processing shown in FIG. 27 to FIG. 31 is performed in advance, and the transmission weight and reception weight obtained there are stored in the multiuser MIMO transmission
＜送信処理＞
次に、基地局装置１０における信号の送信処理について図を参照して説明する。
図３２は、本発明背景技術の第１の構成例における基地局装置１０の送信処理を示すフローチャートである。先にも触れたが、ここではＯＦＤＭ（Ａ）変調方式ないしはＳＣ−ＦＤＥを用いている場合について説明する。
基地局装置１０において、送信処理が開始されると（ステップＳ１６１）、通信制御回路１１０またはスケジューリング処理回路１８１が公知の技術を用いて空間多重の対象となる端末装置を選択する（ステップＳ１６２）。なお、ここでは同時に空間多重する端末装置の選択方法、すなわちスケジューリング方法の詳細についての説明を省略する。送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、入力されるデータ入力＃１〜＃Ｌから各周波数成分の送信信号の生成を行う（ステップＳ１６３）。
<Transmission process>
Next, signal transmission processing in the
FIG. 32 is a flowchart showing the transmission processing of the
When the
ステップＳ１６３における送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌが行う処理は、例えば、ＯＦＤＭ（Ａ）変調方式を用いている場合、ＭＡＣレイヤの信号処理を施した無線パケットを構成するビット列に対し必要に応じて誤り訂正のための符号化処理、タイミング検出信号やチャネル推定用信号等からなるオーバーヘッド情報（プリアンブル信号）の付与等を施し、サブキャリアごとにビットを分けて所定の変調方式（例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等）での信号点のマッピング処理等を行う。また、ＳＣ−ＦＤＥを用いている場合、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、ＯＦＤＭ（Ａ）変調方式と同様にＭＡＣレイヤの信号処理を施した無線パケットを構成するビット列に対し必要に応じて誤り訂正のための符号化処理、タイミング検出信号やチャネル推定用信号等からなるオーバーヘッド情報（プリアンブル信号）の付与等を施し、所定の変調方式（例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等）での信号点のマッピング処理等のシングルキャリアの送信信号処理を行い、周波数軸上での送信ウエイト乗算処理を行うためにブロック単位でＦＦＴを実施し、送信信号の各周波数成分を生成する。 The processing performed by the transmission signal processing circuits 141-1 to 141-L in step S163 is necessary for a bit string constituting a wireless packet subjected to MAC layer signal processing, for example, when the OFDM (A) modulation method is used. Depending on the error, encoding processing for error correction, overhead information (preamble signal) including timing detection signals, channel estimation signals, and the like are applied, and bits are divided for each subcarrier and a predetermined modulation scheme (for example, BPSK) , QPSK, 16QAM, etc.). In addition, when SC-FDE is used, transmission signal processing circuits 141-1 to 141-L are necessary for a bit string constituting a radio packet subjected to MAC layer signal processing in the same manner as the OFDM (A) modulation method. In accordance with the above, an encoding process for error correction, overhead information (preamble signal) including a timing detection signal, a channel estimation signal, and the like are applied, and a predetermined modulation scheme (for example, BPSK, QPSK, 16QAM, etc.) Single-carrier transmission signal processing such as signal point mapping processing is performed, and FFT is performed in units of blocks in order to perform transmission weight multiplication processing on the frequency axis, thereby generating each frequency component of the transmission signal.
また、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、通信制御回路１１０が選択した端末装置の組み合わせに対応する送信ウエイトのうち、自回路に割り当てられた端末装置に対応し各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれの各周波数成分の送信ウエイトをマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａから読み出す（ステップＳ１６４）。
送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、それぞれが各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋで送信する送信信号ごとに、ステップＳ１６３において生成した各周波数成分に分離した送信信号と、ステップＳ１６４において読み出した各周波数成分の送信ウエイトとを乗算し、加算合成回路１４２−１〜１４２−Ｋに出力する（ステップＳ１６５）。
Also, the transmission signal processing circuits 141-1 to 141-L correspond to the terminal devices assigned to the own circuit among the transmission weights corresponding to the combinations of the terminal devices selected by the
The transmission signal processing circuits 141-1 to 141-L respectively transmit the transmission signals separated in the frequency components generated in step S163 for each transmission signal transmitted by the antenna elements 101-1 to 101-K, and step S164. Is multiplied by the transmission weight of each frequency component read out in step S165, and the result is output to the adder / synthesizer circuit 142-1 to 142-K (step S165).
加算合成回路１４２−１〜１４２−Ｋは、それぞれが各送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌから入力された信号を加算合成し、この信号に対しＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路１４３−１〜１４３−Ｋにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換するとともにガードインターバルが付与され、必要に応じて波形整形等の一連の処理を行う（ステップＳ１６６−１〜Ｓ１６６−Ｋ）。この信号それぞれに対して、Ｄ／Ａ変換器１４４−１〜１４４−ＫによるサンプリングデータのＤ／Ａ変換や、ミキサ１４６−１〜１４６−Ｋによる無線周波数へのアップコンバート、フィルタ１４７−１〜１４７−Ｋによる帯域外信号の除去、ハイパワーアンプ１４８−１〜１４８−Ｋによる増幅が行われ、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋから送信され（ステップＳ１６７−１〜Ｓ１６７−Ｋ）、送信処理が終了する（ステップＳ１６８−１〜Ｓ１６８−Ｋ）。
これらの一連の処理（ステップＳ１６３からステップＳ１６７−１〜Ｓ１６７−Ｋ）は、無線パケットが複数シンボル又は複数ブロックに亘る場合には、ＯＦＤＭシンボルやＳＣ−ＦＤＥのブロック単位での処理がシンボル数ないしブロック数分だけ引き続き実施されることで無線パケット全体の送信信号処理が実施される。
また、送信ウエイトは図３１に関連して説明したように、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａにて管理されている端末装置の組み合わせパターンは必ずしも全ての端末装置の組み合わせを含むわけではないため、この場合にはスケジューリング処理回路１８１がステップＳ１６２にて行う端末装置の組み合わせ選択では、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａにて管理されている端末装置の組み合わせパターンに対応した端末を選ぶことになる。
Each of the adder / synthesizers 142-1 to 142-K adds and synthesizes the signals input from the transmission signal processing circuits 141-1 to 141-L, and the IFFT & GI adding circuits 143-1 to 143-K. A signal on the frequency axis is converted to a signal on the time axis, and a guard interval is given, and a series of processing such as waveform shaping is performed as necessary (steps S166-1 to S166-K). For each of these signals, D / A conversion of sampling data by the D / A converters 144-1 to 144-K, up-conversion to a radio frequency by the mixers 146-1 to 146-K, and filters 147-1 to 147-1 147-K removes the out-of-band signal, performs amplification by the high power amplifiers 148-1 to 148-K, and transmits from each of the antenna elements 101-1 to 101-K (steps S167-1 to S167-K). The transmission process ends (steps S168-1 to S168-K).
These series of processes (from step S163 to steps S167-1 to S167-K), when a wireless packet spans a plurality of symbols or a plurality of blocks, the processing in units of blocks of OFDM symbols or SC-FDEs is the number of symbols. The transmission signal processing of the entire wireless packet is performed by continuing the execution for the number of blocks.
Further, as described with reference to FIG. 31, the transmission weight is not necessarily the combination of all the terminal devices, as the combination pattern of the terminal devices managed by the multiuser MIMO transmission
本構成例における基地局装置１０の送信処理の特徴としては、ステップＳ１６４においてマルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａに記憶されている、端末装置の組み合わせに対応する送信ウエイトを読み出して利用する点であり、時々刻々と微妙に変化するチャネル情報を意識せず、端末装置の組み合わせごとに事前に算出された送信ウエイトを利用することである。これにより、送信する都度、送信ウエイトを算出することなく、送信処理を行うことができる。
また、このようにして送信された信号は、各端末装置のアンテナ素子において、基地局装置１０のアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋから送信された信号が、周波数成分ごとに概ね同位相（厳密には、与・被干渉回避のヌル制御により、完全な同位相合成からは若干ずれている）で受信されることになる。各端末装置において受信された信号は、特に基地局装置１０が行う各種信号処理を意識することなく受信できる通常の信号として処理することが可能である。
また、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−ＬがステップＳ１６３において行うチャネル推定用信号等のオーバーヘッド情報（プリアンブル信号）の付与においては、複数の端末装置に対して共通のパターンの信号を利用することが可能である。これはステップＳ１６５において行う送信ウエイトの乗算により、各端末装置において他の端末装置宛の信号が十分に抑圧された状態で受信可能となるために、各端末装置に個別のプリアンブル信号を割り当てる必要がないからである。この結果、高次の空間多重を行いながらも、空間多重数に依存したシンボル数のプリアンブル信号を付与する必要が無くなり、ＭＡＣレイヤの効率の低下を抑えることが可能となる。
A characteristic of the transmission processing of the
In addition, the signals transmitted in this manner are substantially the same in phase (strictly) for each frequency component of the signals transmitted from the antenna elements 101-1 to 101-K of the
In addition, in the provision of overhead information (preamble signal) such as a channel estimation signal performed by the transmission signal processing circuits 141-1 to 141-L in step S163, signals having a common pattern are used for a plurality of terminal devices. It is possible. This is because transmission by the transmission weight performed in step S165 allows each terminal device to receive a signal destined for another terminal device in a sufficiently suppressed state. Therefore, it is necessary to assign a separate preamble signal to each terminal device. Because there is no. As a result, it is not necessary to assign a preamble signal having the number of symbols depending on the number of spatial multiplexing while performing high-order spatial multiplexing, and it is possible to suppress a decrease in the efficiency of the MAC layer.
＜受信処理＞
図３３は、本発明背景技術の第１の構成例における基地局装置１０の受信処理を示すフローチャートである。端末装置が送信する信号は、本構成例における基地局装置１０が実施する各種信号処理を意識することなく、通常の信号として送信される。ここでは、同時に空間多重する端末装置の選択方法、即ちスケジューリング方法の詳細は省略するが、ＭＡＣ層処理回路１８０は公知の技術を用いて、空間多重してデータを伝送する端末装置を選択する。
<Reception processing>
FIG. 33 is a flowchart showing reception processing of the
基地局装置１０において、受信処理が開始されると（ステップＳ１７１）、通信制御回路１１０は、空間多重してデータを伝送する端末装置の組み合わせを選択し（ステップＳ１７２）、アップリンクに関するスケジューリング内容を選択された端末装置に対して通知する（ステップＳ１７３）。ここでの通知方法は、例えばＴＤＭＡフレームを用いた基地局集中制御を採用するＷｉＭＡＸ（登録商標）のようなシステムであれば、フレーム先頭部分におけるＵＬ−ＭＡＰ（アップリンクの割り当てマップ）にて、割り当てのあるサブキャリア番号やタイムスロット（ＯＦＤＭシンボル位置）、更には継続する時間（ＯＦＤＭシンボル数）などを通知する。もちろん、他の方法で割り当てを端末装置に通知してもよいし、アクセス制御の方法次第では端末装置側に通知するステップＳ１７３を省略することも可能である。なお、ステップＳ１７２における端末装置の組み合わせは、上位の装置から指示された端末装置の組み合わせを用いるようにしてもよい。
In the
ステップＳ１７３の処理に合わせて、送信元の端末装置の組み合わせに対応する受信ウエイトのうち、自回路に割り当てられた端末装置に対応し各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれの各周波数成分の受信ウエイトを受信ウエイト記憶回路１２５ａから読み出しを行う（ステップＳ１７６）。
これと並行して、割り当て指示（端末装置への送信指示）を行った所定のタイミングから各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋを介して信号を受信する（ステップＳ１７４−１〜Ｓ１７４−Ｋ）。ここでの受信とは、受信した信号ないしそれをダウンコンバートした信号に対し、アナログ／デジタル変換を施す処理までを含む。その後、ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋにてシンボル単位で信号を抽出し、ガードインターバルを除去してＦＦＴ処理を実施し、時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換するなどの各種の受信信号処理を実施する（ステップＳ１７５−１〜１７５−Ｋ）。
In accordance with the processing of step S173, out of the reception weights corresponding to the combination of the terminal devices of the transmission source, the frequency components of the respective antenna elements 101-1 to 101-K corresponding to the terminal devices assigned to the own circuit. The reception weight is read from the reception
In parallel with this, signals are received via the respective antenna elements 101-1 to 101-K from a predetermined timing when the assignment instruction (transmission instruction to the terminal device) is given (steps S174-1 to S174-K). . Here, reception includes processing for performing analog / digital conversion on a received signal or a signal obtained by down-converting the received signal. Thereafter, the FFT circuits 108-1 to 108-K extract signals in symbol units, remove guard intervals, perform FFT processing, and convert signals on the time axis into signals on the frequency axis. The received signal processing is performed (steps S175-1 to 175-K).
更に、受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌは、マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト記憶回路１２５ａから読み出した受信ウエイトと、周波数成分ごとに分離した受信信号とを乗算する（ステップＳ１７７−１〜Ｓ１７７−Ｋ）。受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌは乗算結果を送信元の端末装置ごとに加算合成する（ステップＳ１７８−１〜Ｓ１７８−Ｌ）。ステップＳ１７７−１〜１７７−Ｋ及びステップＳ１７８−１〜１７８−Ｌにおける処理は、それ全体で受信信号ベクトルに受信ウエイト行列を乗算する演算に相当する。
Further, the reception signal processing circuits 109-1 to 109-L multiply the reception weight read from the multiuser MIMO reception
受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌは、このようにして信号分離された各信号系列（データ出力＃１〜＃Ｌ）に対して、所定の受信信号処理を行い（ステップＳ１７９−１〜１７９−Ｌ）、一連の処理を終了する（ステップＳ１８０−１〜Ｓ１８０−Ｌ）。
ここで、所定の受信信号処理とは、空間多重された信号を信号分離した後の処理である。したがって、通常のＳＩＳＯ通信と同様の信号処理である。また、受信信号処理には、ＯＦＤＭ（Ａ）変調方式が用いられている場合、サブキャリアごとの復調処理を含み、ＳＣ−ＦＤＥが用いられている場合、各周波数成分の受信信号に対し周波数軸上での信号等化処理を施し、その信号をＩＦＦＴ処理で合成した信号に対するシングルキャリアの復調処理を含む。更には、必要に応じて誤り訂正の復号処理などを実施してもよい。当然ながら、以上の処理の後段でＭＡＣレイヤ等の信号処理も行われるが、公知の技術による処理と変わらないためここでは省略する。
また、送信処理においても説明したように、マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト記憶回路１２５ａにて管理されている端末装置の組み合わせパターンは必ずしも全ての端末装置の組み合わせを含むわけではないため、この場合にはスケジューリング処理回路１８１がステップＳ１７２にて行う端末装置の組み合わせ選択では、マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト記憶回路１２５ａにて管理されている端末装置の組み合わせパターンに対応した端末を選ぶことになる。
The reception signal processing circuits 109-1 to 109-L perform predetermined reception signal processing on each signal series (
Here, the predetermined received signal processing is processing after signal separation of a spatially multiplexed signal. Therefore, the signal processing is the same as that of normal SISO communication. The received signal processing includes demodulation processing for each subcarrier when the OFDM (A) modulation method is used, and when SC-FDE is used, the frequency axis for the received signal of each frequency component It includes a single carrier demodulation process for a signal obtained by performing the above signal equalization process and synthesizing the signal by IFFT process. Furthermore, a decoding process for error correction may be performed as necessary. Naturally, signal processing such as a MAC layer is also performed after the above processing, but it is omitted here because it is the same as the processing by a known technique.
Further, as described in the transmission process, the combination pattern of the terminal devices managed by the multiuser MIMO reception
なお、シンボルタイミングに関しては、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋでの受信信号の受信レベルが非常に微弱な場合には、受信信号からタイミング検出を行うのは困難な場合がある。この場合には、例えばＧＰＳを用いた絶対的な時間同期の他に、周期的なフレーム構成を用いて、直前のフレームタイミング検出用の信号などで得られたタイミングを基準にして、後続するフレームの受信タイミングを推定するなど、如何なる同期手段を用いて受信信号の受信タイミング及びシンボルタイミングを決定するようにしてもよい。このとき、端末装置は送信タイミングを決定する際に、同期された受信タイミングを基準として基地局からの指示等に従い所定のタイミングで信号を送信すればよい。 Regarding the symbol timing, when the reception level of the reception signal at each of the antenna elements 101-1 to 101-K is very weak, it may be difficult to detect the timing from the reception signal. In this case, for example, in addition to absolute time synchronization using GPS, a subsequent frame using a periodic frame configuration with reference to the timing obtained from the immediately preceding frame timing detection signal, etc. The reception timing and symbol timing of the received signal may be determined using any synchronization means such as estimating the reception timing of the received signal. At this time, when determining the transmission timing, the terminal device may transmit a signal at a predetermined timing in accordance with an instruction from the base station based on the synchronized reception timing.
上述のように、本構成例の無線通信システムでは、基地局装置１０及び端末装置が双方ともに比較的高所に設置され、この結果として見通し波ないしは固定的な巨大な建築物等からの安定的な反射波が基地局装置及び端末装置間で期待される環境で、見通し波及び安定した反射波の合成により与えられる安定した入射波成分に対応するチャネル情報を取得する。基地局装置１０は、取得したチャネル情報に基づいて、送信ウエイト及び受信ウエイトを生成し、この受信ウエイトを用いることで基地局装置及び端末装置における信号の同位相合成を実現する。また、基地局装置１０が生成した送信ウエイトを用いて複数のアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋから信号を送信することで、端末装置は伝搬路上において合成された信号を高い精度で位相が揃えられた信号として受信することができる。
As described above, in the wireless communication system of this configuration example, both the
また、基地局装置１０におけるチャネル情報の取得では、短時間平均を行うことでチャネル推定の推定精度を向上している。更に、アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋを介して受信する離散した時刻の複数の受信信号を合成することにより、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋを介して受信する受信信号におけるランダムな時変動成分の安定的な成分に対する相対的な比率を統計的に抑圧することができ、時変動の影響を低減させることができる。
これにより、端末装置とアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋとの間のチャネル情報の取得が困難なほどに、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋによる回線利得が不足する環境であっても、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋから送信された信号が端末装置において同位相合成される送信ウエイトを算出することができる。
Moreover, in the acquisition of channel information in the
As a result, even in an environment where the line gain by each of the antenna elements 101-1 to 101-K is insufficient such that acquisition of channel information between the terminal device and the antenna elements 101-1 to 101-K is difficult. Thus, it is possible to calculate transmission weights in which the signals transmitted from the antenna elements 101-1 to 101-K are combined in phase in the terminal device.
また、送信ウエイト及び受信ウエイトの算出に係わるチャネル情報のフィードバックにおいて、リアルタイムのチャネル情報のフィードバックを頻繁に行う場合には問題となるチャネル推定のためのオーバーヘッドによる伝送効率の低下を回避することができる。実際、サービス開始前に長時間平均化チャネル情報を取得しておけば、データ通信を行うサービス中にはチャネル情報フィードバックを一切行わなくても運用可能である。更には従来であれば逐次行われていた送信ウエイト及び受信ウエイトの算出に伴う演算の負荷も、無線通信システムの運用開始時に１回だけ算出すれば良くなるため、通常運用時の負荷の低減を図ることも可能である。これらの送信ウエイト及び受信ウエイトの算出は、リアルタイム処理が前提の従来技術では短時間での演算処理完了が求められる場合が多く、このために高速演算が可能なハードウエア処理が前提となることが多かった。しかし、従来技術では膨大な演算量ゆえにハードウエア規模が増大する問題があったが、基地局装置１０によれば無線通信システムの運用開始時に時間をかけて演算処理を行うことが許されるようになるために、演算処理時間の遅いソフトウエア処理であっても対処可能になり、全体的なハードウエア規模を低減するといった副次的な効果も得ることができるようになる。
Further, in the feedback of channel information related to the calculation of transmission weights and reception weights, it is possible to avoid a decrease in transmission efficiency due to overhead for channel estimation, which is a problem when real-time channel information feedback is frequently performed. . Actually, if the average channel information is acquired for a long time before the service is started, it is possible to operate without performing any channel information feedback during the data communication service. Furthermore, since the calculation load associated with the calculation of the transmission weight and the reception weight, which has been performed sequentially in the past, only needs to be calculated once at the start of operation of the wireless communication system, the load during normal operation can be reduced. It is also possible to plan. The calculation of these transmission weights and reception weights is often required to complete arithmetic processing in a short time in the conventional technology premised on real-time processing. For this reason, hardware processing capable of high-speed arithmetic is assumed. There were many. However, although the conventional technique has a problem that the hardware scale increases due to the enormous amount of computation, the
このように、上述の送信ウエイト及び受信ウエイトを利用してＫ個のアンテナ素子（無線モジュール）を用いて送受信を行うことで、総送信電力が一定の条件下において最大で１０Ｌｏｇ１０Ｋ［ｄＢ］の回線利得を得ることが可能となる。この結果、総送信電力を抑える省エネ効果や、高出力の高価な線形性の高い高利得アンプの代わりに安価なアンプが利用可能になる経済効果などを得ることができる。これと同時に、Ｌ系統の信号系列を同時に同一周波数上で空間多重することで、伝送容量の増大、すなわち周波数利用効率の向上をもたらすことができる。 Thus, by performing transmission / reception using K antenna elements (wireless modules) using the transmission weight and reception weight described above, the maximum transmission power is 10 Log 10 K [dB] at a maximum under a certain condition. Can be obtained. As a result, it is possible to obtain an energy saving effect that reduces the total transmission power, an economic effect that allows an inexpensive amplifier to be used instead of a high output, high linearity, high gain amplifier, and the like. At the same time, the L signal series can be simultaneously spatially multiplexed on the same frequency, thereby increasing the transmission capacity, that is, improving the frequency utilization efficiency.
また、図１４に示した基地局装置８０の受信部８５は、信号を受信する都度、チャネル推定に用いるプリアンブル信号等をＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−Ｋからチャネル情報推定回路８６１に出力し、チャネル情報推定回路８６１が受信信号のチャネル推定を行う。チャネル推定の結果は、マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路８６２に入力され、ここでＭＩＭＯのチャネル行列に対する所定の演算処理から受信ウエイトを算出し、これを受信信号処理回路８５８−１〜８５８−Ｌに出力し、これを基に受信信号検出処理を行う。最も典型的な処理例では、ＭＩＭＯチャネル行列の逆行列ないしは擬似逆行列を受信ウエイトとして算出するが、当然ながら、宛先の端末装置の組み合わせが異なる場合、仮に着目する端末装置のチャネル情報（チャネルベクトル）として同一のベクトルを選択したとしても、他のチャネルベクトルが異なるときには逆行列演算により求められる受信ウエイト行列を構成する該当端末装置に対応した行ベクトルは異なるものとなり、受信ウエイトは異なる。
これに対して、本構成例における基地局装置１０は、信号を受信する都度、空間多重された信号系列を分離するための受信ウエイトを生成するための情報取得を目的としてチャネル推定をし、推定結果から受信ウエイトを算出することは不要である。この点が図１４に示した基地局装置８０の受信部８５とは本質的に異なる。特に、基地局装置１０では、長時間平均を行った多数のアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋに対応するチャネル情報、及び端末装置の組み合わせを基に、事前に算出した受信ウエイトを用いる。
従来のマルチユーザＭＩＭＯ技術において信号を受信する都度受信ウエイトを算出するのは、空間多重されている各信号系列（データ入力＃１〜＃Ｌ）からの干渉信号の強度が無視できないレベルであり、これを抑圧するためにヌル制御として他の端末装置の信号を合成時にキャンセルする係数を算出する必要があるからである。この信号抑圧のための信号処理が先に示した（擬似）逆行列などの算出であるが、行列サイズの３乗に比例して演算負荷が増大し、リアルタイム処理が不可能になる傾向にある。
本構成例における基地局装置１０は、端末装置の組み合わせが定まると、当該組み合わせに対応した受信ウエイトを読み出して受信信号処理を行うのみでよいので、受信ウエイト算出演算に関してリアルタイム処理を必要としない（すなわち受信ウエイトはメモリからの単純な読み出しだけでよい）ため、膨大なアンテナ素子数を想定しても現実的なハードウエア構成で実現可能である。
Also, the receiving
On the other hand, every time a
The reception weight is calculated every time a signal is received in the conventional multi-user MIMO technology, and the level of the interference signal from each of the spatially multiplexed signal sequences (
When the
また、基地局装置８０は、マルチユーザＭＩＭＯ技術において信号を受信する都度、同時に空間多重される端末装置ごとにそれぞれ個別にチャネル推定を行う必要があり、その結果を用いて受信ウエイトを算出していた。この個別のチャネル推定のためには、空間多重数と同数の直交プリアンブルないしは空間多重数と同数のシンボル数のチャネル推定用信号のプリアンブル信号が必要であった。この場合、空間多重数と同数のシンボル数だけのオーバーヘッドが発生することから、ＭＡＣレイヤの効率の低下につながっていた。しかし本発明背景技術では、空間多重されている端末装置ごとにチャネル推定を行うことなくステップＳ１７７−１〜Ｓ１７７−Ｋにて受信ウエイトを受信信号に対して乗算し、その結果として送信元の端末装置ごとに信号分離がなされる。これにより、ステップＳ１７９−１〜Ｓ１７９−Ｌにおいて行う信号系列ごとの受信信号処理においては、あたかも空間多重数が１であるかの様に単一のチャネル推定用のプリアンブル信号（例えば１シンボル）があれば信号検出処理を実施することが可能である。この結果、高次の空間多重を行いながらも、空間多重数に依存したシンボル数のプリアンブル信号を付与する必要が無くなり、ＭＡＣレイヤの効率の低下を抑えることが可能となる。
Further, every time a signal is received in the multi-user MIMO technology, the
また、基地局装置１０に具備されているアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋの数を非常に大きな数とした場合、個々の送信アンテナ素子対受信アンテナ素子のチャネルの時間変動があっても、多数のアンテナ素子間にてランダムに変化すれば、全体として統計的に平均化された状態とみなすことができ、時間変動の影響を低減することが可能である。
また、マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路１２８ａに端末装置の組み合わせごとに算出した送信ウエイトを予め記憶させておくことにより、空間多重してデータを送信する際に、端末装置の組み合わせに対応する送信ウエイトを読み出し、送信信号処理を行うため、送信の都度、送信ウエイトを算出することなく、空間多重してデータを送信することができ、簡易な処理で膨大なアンテナ素子数を用いた高次の空間多重を実現し、その結果としてダウンリンクの周波数利用効率を向上させることができる。
Further, when the number of antenna elements 101-1 to 101-K provided in the
Also, by storing transmission weights calculated for each combination of terminal devices in the multi-user MIMO transmission
（背景技術の第２の構成例）
上述した背景技術の第１の構成例では、基地局装置１０は、ヌル制御を伴う指向性制御を行っているが、本構成例では、ヌル制御を伴わない指向制御により与干渉及び被干渉を抑圧する。本構成例では、第１の構成例との差分を中心に説明する。
上述の第１の構成例の説明において、図２３〜図２４および図２６に関する送信部１４０および受信部１００の構成の例、図２７〜図３０に示したチャネル情報取得に係わるフローチャートの説明を行なったが、これらは第２の構成例においても共通であり、変更はない。主なる差分は、送受信ウエイトの算出方法が同時に空間多重する端末装置の組み合わせに依存しない方法に変更になった点である。それに関連して、送受信ウエイト算出部１２０ａの構成例を示す図２５、送信ウエイトおよび受信ウエイトの算出処理を示す図３１、送信処理を示すフローチャートである図３２、受信処理を示すフローチャートである図３３が、それぞれ対応する内容に変更となっている。
(Second configuration example of background art)
In the first configuration example of the background art described above, the
In the description of the first configuration example described above, the configuration examples of the
図３４は、本発明背景技術の第２の構成例における送受信ウエイト算出部１２０ｂの構成を示す概略ブロック図である。本構成例における基地局装置は、基地局装置１０（図２４及び図２６）において、送受信ウエイト算出部１２０ａを送受信ウエイト算出部１２０ｂに置き換えた構成となっている。
同図に示す送受信ウエイト算出部１２０ｂが、図２４に示す基地局装置１０と異なる点は、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）受信ウエイト算出回路１２４ａ、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）受信ウエイト記憶回路１２５ａ、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）送信ウエイト算出回路１２７ａ、マルチユーザＭＩＭＯ（ＭＵ−ＭＩＭＯ）送信ウエイト記憶回路１２８ａに代えて、受信ウエイト算出回路１２４ｂ、受信ウエイト記憶回路１２５ｂ、送信ウエイト算出回路１２７ｂ、送信ウエイト記憶回路１２８ｂを備える点である。
受信ウエイト算出回路１２４ｂは、チャネル情報長時間平均回路１２３が出力したチャネル情報に基づいて、端末装置ごとに受信ウエイトを算出し、算出した受信ウエイトを受信ウエイト記憶回路１２５ｂに出力する。受信ウエイト記憶回路１２５ｂは、受信ウエイト算出回路１２４ｂが算出した受信ウエイトを記憶する。
FIG. 34 is a schematic block diagram showing a configuration of the transmission / reception
24 differs from the
The reception
送信ウエイト算出回路１２７ｂは、キャリブレーション回路１２６が取得したダウンリンクのチャネル情報に基づいて、端末装置ごとに送信ウエイトを算出し、算出した送信ウエイトを送信ウエイト記憶回路１２８ｂに出力する。送信ウエイト記憶回路１２８ｂは、送信ウエイト算出回路１２７ｂが算出した送信ウエイトを記憶する。なお、送信ウエイト記憶回路１２８ｂは、基地局装置１０が備えるアップリンクに係る構成の一部にもなっている。
The transmission
＜チャネル推定から送受信ウエイトの算出処理＞
本構成例の基地局装置１０におけるアップリンクのチャネル情報を取得する短時間平均化処理は、図２７に示す第１の構成例と同様である。
また、本構成例の基地局装置１０におけるアップリンクのチャネル情報の相対成分を取得する相対成分取得処理は、図２８に示す第１の構成例と同様である。
また、本構成例の基地局装置１０におけるアップリンクのチャネル情報の長時間平均化処理は、図２９に示す第１の構成例と同様である。
また、本構成例の基地局装置１０におけるダウンリンクのチャネル情報を取得する処理は、図３０に示す第１の構成例と同様である。
<Calculation processing of transmission / reception weight from channel estimation>
The short-time averaging process for acquiring uplink channel information in the
Also, the relative component acquisition processing for acquiring the relative component of the uplink channel information in the
In addition, the long-time averaging process of uplink channel information in the
Further, the process of acquiring downlink channel information in the
図３５は、本発明背景技術の第２の構成例の基地局装置１０における送信ウエイト及び受信ウエイトを算出する処理を示すフローチャートである。
送信ウエイト算出回路１２７ｂは、処理を開始すると（ステップＳ４５１）、第ｉのアンテナ素子１０１−ｉにおける第ｋ周波数成分のチャネル情報ｈ（ｋ） ｉがキャリブレーション回路１２６から入力される（ステップＳ４５２）。
送信ウエイト算出回路１２７ｂは、キャリブレーション回路１２６から入力されたチャネル情報ｈ（ｋ） ｉの複素共役（ｈ（ｋ） ｉ）＊を算出し、算出した複素共役（ｈ（ｋ） ｉ）＊をチャネル情報ｈ（ｋ） ｉの絶対値で除算した値を送信ウエイトｗ（ｋ） ｉにする（ステップＳ４５３）。すなわち、送信ウエイト算出回路１２７ｂは、次式（２５）を用いて、送信ウエイトｗ（ｋ） ｉを算出する（ステップＳ４５３）。
FIG. 35 is a flowchart showing processing for calculating a transmission weight and a reception weight in the
When the transmission
The transmission
送信ウエイト算出回路１２７ｂは、算出した送信ウエイトｗ（ｋ） ｉを送信ウエイト記憶回路１２８ｂに記憶させ（ステップＳ４５４）、処理を終了する（ステップＳ４５５）。
送信ウエイト算出回路１２７ｂは、各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれに対して、周波数成分ごとに全ての端末装置に対して上述のステップＳ４５２からステップＳ４５３の処理を行う。
なお、受信ウエイト算出回路１２４ｂは、送信ウエイト算出回路１２７ｂと同様の演算により、チャネル情報長時間平均回路１２３から入力されるチャネル情報ｈ（ｋ） ｉから受信ウエイトを算出し、算出した受信ウエイトを受信ウエイト記憶回路１２５ｂに記憶させる。
なお、一般に複数のアンテナで受信した場合の信号合成のためのウエイトとしては、フェージング等の影響によりアンテナごとの信号の受信レベルに大きな差が見られる場合があり、その場合には受信レベルの低いアンテナ素子の受信信号の雑音の影響を抑制するために、以下に示す最大比合成のウエイトを用いることが多い。したがって、本構成例では式（２５）の代わりに、以下に示す式（２６）を用いることも可能である。
The transmission
The transmission
The reception
In general, as a weight for signal synthesis when signals are received by a plurality of antennas, there may be a large difference in the signal reception level for each antenna due to the influence of fading or the like. In this case, the reception level is low. In order to suppress the influence of noise of the received signal of the antenna element, the maximum ratio combining weight shown below is often used. Therefore, in the present configuration example, the following expression (26) can be used instead of the expression (25).
式（２５）と式（２６）との二つのウエイトの違いは、第ｉアンテナ素子の係数の大きさ（絶対値）がアンテナ素子ごとに微妙に異なるか同一であるかの差であり、式（２６）では相対的に雑音のレベルが高い（すなわち受信レベルの低い）信号の重みを軽くする効果を取り込んでいる。しかし、長時間平均化されたチャネル情報との乗算後にはともに複素位相がゼロないし一定値となるように調整されている点では両者は共通している。広義の意味では式（２６）も同位相合成のウエイトの一種といえる。本構成例では、このように長時間平均化されたチャネル情報との乗算後に複素位相がゼロないし一定値となるウエイトであればその他のウエイトを用いても同様の効果を得ることができる。 The difference between the two weights of Equation (25) and Equation (26) is the difference in whether the magnitude (absolute value) of the coefficient of the i-th antenna element is slightly different or the same for each antenna element. (26) incorporates an effect of reducing the weight of a signal having a relatively high noise level (ie, a low reception level). However, both are common in that both are adjusted so that the complex phase becomes zero or a constant value after multiplication with channel information averaged for a long time. In a broad sense, equation (26) can also be said to be a kind of weight for in-phase synthesis. In this configuration example, the same effect can be obtained even if other weights are used as long as the complex phase is zero or a constant value after multiplication with the channel information averaged for a long time.
一般には、送信ウエイトとしては式（２５）のウエイトを、受信ウエイトとしては式（２６）のウエイトを用いるのが好ましい。なお、本構成例では基地局装置と端末装置の間の見通しが確保できるように設置されることが推奨されるので、非常に多くの多重反射波が存在するマルチパス環境とは異なり見通し波が支配的な環境であるため、アンテナ素子ごとの受信レベルの差は比較的つきにくい。この結果、式（２６）で求めたウエイトは、実効的には式（２６）と等価なウエイトとなる。
なお、送受信ウエイトは、アンテナ素子ごとのウエイトの値を各要素の成分として構成されるベクトル（ウエイトベクトル）の示す方向が実効的な意味をもつ。このため、あるウエイトベクトルに所定の係数を乗算したベクトルは方向的には同一であるため、アンテナ素子ごとに一定の係数が乗算されたウエイトベクトルは乗算される係数に依存せずに全て等価である。つまり、式（２５）や式（２６）で与えられる各ベクトルの成分全体に共通の係数が乗算されたウエイトは、全て本発明背景技術におけるウエイトと等価なものである。
図３５に関する以上の説明は送信ウエイトの算出に関するものであったが、受信ウエイトに関しても対応する回路（例えば、キャリブレーション回路１２６に対してチャネル情報長時間平均回路１２３、送信ウエイト算出回路１２７ｂに対して受信ウエイト算出回路１２４ｂ、送信ウエイト記憶回路１２８ｂに対して受信ウエイト記憶回路１２５ｂ）に置き換えて、同様の処理を行うことで受信ウエイトの算出処理を実施することができる。
In general, it is preferable to use the weight of Expression (25) as the transmission weight and the weight of Expression (26) as the reception weight. In this configuration example, it is recommended that the system be installed so that a line of sight can be secured between the base station apparatus and the terminal apparatus. Since this is a dominant environment, the difference in reception level for each antenna element is relatively difficult. As a result, the weight obtained by equation (26) is effectively a weight equivalent to equation (26).
In the transmission / reception weight, the direction indicated by a vector (weight vector) having the weight value for each antenna element as a component of each element has an effective meaning. For this reason, a vector obtained by multiplying a certain weight vector by a predetermined coefficient is the same in direction, so that a weight vector multiplied by a constant coefficient for each antenna element is all equivalent without depending on the coefficient to be multiplied. is there. That is, the weights obtained by multiplying the entire components of the vectors given by the equations (25) and (26) by the common coefficient are all equivalent to the weights in the background art of the present invention.
The above description regarding FIG. 35 has been related to the calculation of the transmission weight, but the circuit corresponding to the reception weight (for example, the channel information long-
図２７から図３０、及び図３５に示した上述の処理を事前に実施し、そこで得られた送信ウエイト及び受信ウエイトを送信ウエイト記憶回路１２８ｂ及び受信ウエイト記憶回路１２５ｂに記憶させておく。なお、図２７及び図３５に示した処理は、通信開始後も適当な周期で通信を一時的に休止させて実行することが可能である。そこで得られた短時間平均のチャネル情報を用いて図２９から図３０、及び図３５に示した処理を行い、逐次、送信ウエイト及び受信ウエイトを更新するようにしてもよい。
The above-described processing shown in FIG. 27 to FIG. 30 and FIG. 35 is performed in advance, and the transmission weight and reception weight obtained there are stored in the transmission
＜送信処理＞
次に、本構成例の基地局装置１０における信号の送信処理について図を参照して説明する。
図３６は、本構成例における基地局装置１０の送信処理を示すフローチャートである。ここではＯＦＤＭ（ＯＦＤＭＡ）変調ないしはＳＣ−ＦＤＥを用いている場合について説明する。
ステップＳ４６１〜ステップＳ４６２の処理は、図３２に示す第１の構成例の送信処理におけるステップＳ１６１〜ステップＳ１６２の処理と同様である。送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、入力されるデータ入力＃１〜＃Ｌから各周波数成分の送信信号の生成を行う（ステップＳ４６３−１〜Ｓ４６３−Ｌ）。ステップＳ４６３−１〜Ｓ４６３−Ｌにおいて、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌが行う処理は、図３２に示すステップＳ１６３と同様である。
<Transmission process>
Next, signal transmission processing in the
FIG. 36 is a flowchart showing the transmission processing of the
The processing of step S461 to step S462 is the same as the processing of step S161 to step S162 in the transmission processing of the first configuration example shown in FIG. The transmission signal processing circuits 141-1 to 141-L generate transmission signals of each frequency component from the input
また、送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、通信制御回路１１０が選択した端末装置を示す情報に基づいて、自回路に割り当てられた端末装置に対応し各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれの各周波数成分の送信ウエイトを送信ウエイト記憶回路１２８ｂから読み出す（ステップＳ４６４−１〜Ｓ４６４−Ｌ）。
送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、それぞれが各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋで送信する信号ごとに、ステップＳ４６３−１〜Ｓ４６３−Ｌにおいて生成した各周波数成分に分離した信号と、ステップＳ４６４−１〜Ｓ４６４−Ｌにおいて読み出した各周波数成分の送信ウエイトとを乗算し、加算合成回路１４２−１〜１４２−Ｋに出力する（ステップＳ４６５−１〜Ｓ４６５−Ｌ）。
The transmission signal processing circuits 141-1 to 141-L correspond to the terminal devices assigned to the own circuit based on the information indicating the terminal devices selected by the
The transmission signal processing circuits 141-1 to 141 -L each separates the frequency components generated in steps S463-1 to S463 -L for each signal transmitted by each antenna element 101-1 to 101 -K. And the transmission weight of each frequency component read out in steps S464-1 to S464-L, and outputs the result to the adder / synthesizer circuit 142-1 to 142-K (steps S465-1 to S465-L).
ステップＳ４６６−１〜Ｓ４６６−Ｋ、ステップＳ４６７−１〜Ｓ４６７−Ｋ、及び、ステップＳ４６８−１〜Ｓ４６８−Ｋの処理は、図３２のステップＳ１６６−１〜Ｓ１６６−Ｋ、ステップＳ１６７−１〜Ｓ１６７−Ｋ、及び、ステップＳ１６８−１〜Ｓ１６８−Ｋの処理と同様である。 The processes of steps S466-1 to S466-K, steps S467-1 to S467-K, and steps S468-1 to S468-K are the same as steps S166-1 to S166-K and steps S167-1 to S167 of FIG. -K and the same processing as steps S168-1 to S168-K.
本構成例における基地局装置１０の送信処理の特徴としては、ステップＳ４６４−１〜Ｓ４６４−Ｌにおいて送信ウエイト記憶回路１２８ｂに記憶されている送信ウエイトのうち、宛先の端末装置に対応する送信ウエイトを読み出して利用する点であり、端末装置の組み合わせや時々刻々と微妙に変化するチャネル情報を意識せず、事前に算出された各端末装置に対応する送信ウエイトを利用することである。すなわち、受信ウエイト算出回路１２４ｂが算出する空間多重伝送のための受信ウエイトと、送信ウエイト算出回路１２７ｂが算出する空間多重伝送のための送信ウエイトとは、同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせに依存しないウエイトであることを特徴としている。
若干補足すると、背景技術第１の構成例に関する図３２におけるステップＳ１６３からステップＳ１６５の処理は、各端末装置宛の送信信号を要素とする送信信号ベクトルに、送信ウエイトにより構成される送信ウエイト行列を乗算する処理に対応する。その送信ウエイト行列は、空間多重を行う端末装置の組み合わせが異なると、全ての行列要素が全く異なるものとなる。一方で、本構成例におけるステップＳ４６３−１〜Ｓ４６３−Ｌ、ステップＳ４６４−１〜Ｓ４６４−Ｌ、及び、ステップＳ４６５−１〜Ｓ４６５−Ｌの処理では、単純に各端末装置宛の信号に対し端末装置に固有の係数を送信ウエイトとして乗算し、それを各アンテナ素子から送信する処理に相当し、同時に空間多重する端末局を意識することのない独立な処理で対応可能である。
これにより、送信する都度、送信ウエイトを算出することなく、任意の端末局の組み合わせに対する送信処理を行うことができる。全ての端末装置の数ＭからＮ個を選び出す組み合わせはＭＣＮだけあり、「Ｍ」や「Ｎ」の値が大きいとその組み合わせの数は天文学的な膨大な数になるのであるが、利用する送信ウエイトが端末装置の組み合わせに依存しないということは、その天文学的な数の全てのバリエーションに対しても対処可能であることを意味している。同時に、送信ウエイト記憶回路１２８ｂに記憶すべき情報量は、周波数成分の数（例えばサブキャリア数）×収容する端末装置数の送信ウエイトベクトルのみで良く、端末装置数が増えた場合においても送信ウエイト記憶回路１２８ｂの記憶容量の増加を抑制することができるという特徴も併せ持つ。
また、このようにして送信された信号は、各端末装置のアンテナ素子において、基地局装置１０のアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋから送信された信号が、周波数成分ごとに同位相で受信されることになる。各端末装置において受信された信号は、特に基地局装置１０が行う各種信号処理を意識することなく受信できる通常の信号として処理することが可能である。
また、ステップＳ４６３−１〜Ｓ４６３−Ｌにおいて行うチャネル推定用信号等のオーバーヘッド情報（プリアンブル信号）の付与においては、複数の端末装置に対して共通のパターンの信号を利用することが可能である。これはステップＳ４６５−１〜Ｓ４６５−Ｌにおいて行う送信ウエイトの乗算により、各端末装置において他の端末装置宛の信号が十分に抑圧された状態で受信可能となるために、各端末装置に個別のプリアンブル信号を割り当てる必要がないからである。この結果、高次の空間多重を行いながらも、空間多重数に依存したシンボル数のプリアンブル信号を付与する必要が無くなり、ＭＡＣレイヤの効率の低下を抑えることが可能となる。
As a feature of the transmission processing of the
To supplement a little, the processing from step S163 to step S165 in FIG. 32 relating to the first configuration example of the background art uses a transmission weight matrix constituted by transmission weights in a transmission signal vector whose elements are transmission signals addressed to the terminal devices. Corresponds to the processing to multiply. The transmission weight matrix is completely different in all matrix elements when the combination of terminal apparatuses performing spatial multiplexing is different. On the other hand, in the processing of steps S463-1 to S463-L, steps S464-1 to S464-L, and steps S465-1 to S465-L in this configuration example, the terminal is simply applied to the signal addressed to each terminal device. This is equivalent to a process of multiplying a device-specific coefficient as a transmission weight and transmitting it from each antenna element, and can be handled by an independent process without being aware of a terminal station that performs spatial multiplexing at the same time.
Thereby, it is possible to perform transmission processing for any combination of terminal stations without calculating a transmission weight each time transmission is performed. The combination of selecting N pieces from the number M of all terminals has only M C N, the number of combinations the value of "M" and "N" is large although become astronomical huge number, use The fact that the transmission weight to be transmitted does not depend on the combination of terminal devices means that all variations of that astronomical number can be dealt with. At the same time, the amount of information to be stored in the transmission
In addition, the signals transmitted in this way are received in the same phase for each frequency component in the antenna elements of each terminal apparatus, and the signals transmitted from the antenna elements 101-1 to 101-K of the
In addition, overhead information (preamble signal) such as channel estimation signals performed in steps S463-1 to S463-L can use a signal having a common pattern for a plurality of terminal apparatuses. This is because each terminal device can receive signals in a state where signals destined for other terminal devices are sufficiently suppressed by multiplication of transmission weights performed in steps S465-1 to S465-L. This is because it is not necessary to assign a preamble signal. As a result, it is not necessary to assign a preamble signal having the number of symbols depending on the number of spatial multiplexing while performing high-order spatial multiplexing, and it is possible to suppress a decrease in the efficiency of the MAC layer.
＜受信処理＞
図３７は、本発明背景技術の第２の構成例における基地局装置１０の受信処理を示すフローチャートである。
ステップＳ４７１〜ステップＳ４７３までの処理は、図３３に示す第１の構成例の受信処理におけるステップＳ１７１〜ステップＳ１７３までの処理と同様である。
<Reception processing>
FIG. 37 is a flowchart showing reception processing of the
The processing from step S471 to step S473 is the same as the processing from step S171 to step S173 in the reception processing of the first configuration example shown in FIG.
ステップＳ４７３の処理に合わせて、送信元の端末装置に対応する受信ウエイトのうち、自回路に割り当てられた端末装置に対応し各アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋそれぞれの各周波数成分の受信ウエイトを受信ウエイト記憶回路１２５ｂから読み出しを行う（ステップＳ４７６）。
In accordance with the processing of step S473, among the reception weights corresponding to the transmission source terminal apparatus, the reception weights of the respective frequency components of the respective antenna elements 101-1 to 101-K corresponding to the terminal apparatus allocated to the own circuit. Is read from the reception
ステップＳ４７４−１〜Ｓ４７４−Ｋの処理、ステップＳ４７５−１〜Ｓ４７５−Ｋの処理は、図３３に示すステップＳ１７４−１〜Ｓ１７４−Ｋの処理、ステップＳ１７５−１〜ステップ１７５−Ｋの処理と同様である。 The processes of steps S474-1 to S474-K and the processes of steps S475-1 to S475-K are the same as the processes of steps S174-1 to S174-K and steps S175-1 to 175-K shown in FIG. It is the same.
更に、受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌは、受信ウエイト記憶回路１２５ｂから読み出した受信ウエイトと、周波数成分ごとに分離した受信信号とを乗算する（ステップＳ４７７−１〜Ｓ４７７−Ｋ）。
ステップＳ４７８−１〜Ｓ４７８−Ｌ以降の処理は、図３３に示すステップＳ１７８−１〜１７８−Ｋ以降の処理と同様である。
なお、ステップＳ４７６の処理は、図３３に示すステップＳ１７６に対応する処理であるが、図３３に示すステップＳ１７６の処理では同時に空間多重する端末装置の組み合わせに依存した受信ウエイトを読み出すのに対し、ステップＳ４７６の処理では端末装置の組み合わせを意識せずに、単純に各端末装置に対応した受信ウエイトを端末装置毎に個別に読み出せば良い。このため、上記の送信処理で説明したのと同様に、任意の端末局の組み合わせに対する受信処理を行うことができる。また、端末装置数が増えた場合においても、受信ウエイト記憶回路１２５ｂの記憶容量の増加を抑制することができる。
Further, the reception signal processing circuits 109-1 to 109-L multiply the reception weight read from the reception
The processes after steps S478-1 to S478-L are the same as the processes after steps S178-1 to S178-K shown in FIG.
Note that the process of step S476 is a process corresponding to step S176 shown in FIG. 33, whereas the process of step S176 shown in FIG. In the process of step S476, the reception weight corresponding to each terminal device may be simply read individually for each terminal device without being conscious of the combination of the terminal devices. For this reason, it is possible to perform a reception process for any combination of terminal stations, as described in the above transmission process. Even when the number of terminal devices increases, an increase in the storage capacity of the reception
（構成例に関する補足）
以上が、本発明背景技術の構成例の説明である。以下に、これらの構成例に共通な補足事項を示しておく。
第１および第２の構成例における基地局装置１０では、アップリンクにおけるチャネル情報を取得する際に図２７に示した短時間平均処理を実施する構成を説明した。しかし、これは（要求条件１）への対応を前提とするものであった。例えば、回線設計的にはチャネル推定は実施可能なレベルであるが、より高い伝送レートでの通信のために、回線利得を更に得るための手段として基地局装置１０を用いる場合には、必ずしも短時間平均を行う必要はない。この場合、アップリンクのチャネル情報を取得する短時間平均化処理（図２７）は、単に、チャネル推定処理に置き換えることができる。
(Supplement regarding configuration example)
The above is the description of the configuration example of the background art of the present invention. The following are supplementary items common to these configuration examples.
In the
また同様に第１および第２の構成例における基地局装置１０では、アップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を算出する際に、式（１４）及び式（１５）に示したキャリブレーション係数を用いる構成を説明した。しかし、先にも説明したが、ローノイズアンプ１０３−１〜１０３−Ｋ、フィルタ１０６−１〜１０６−Ｋ、ハイパワーアンプ１４８−１〜１４８−Ｋ、フィルタ１４７−１〜１４７−Ｋなどにおける周波数成分ごとの複素位相の回転量のアップリンクとダウンリンクとの間の相対値（複素位相の角度差）が全てのアンテナ素子に対応する回路で一定値になるようにアナログ的な信号処理で調整を行ってある場合（例えば、アップリンクとダウンリンクの複素位相が一定値となるように調整していても良い）、キャリブレーション係数を用いた処理を行う必要はない。この場合、ダウンリンクのチャネル情報を取得する処理（図３０）は、省略することができ、上りリンクのチャネル情報とダウンリンクのチャネル情報とが等価になるので、送信ウエイトと受信ウエイトとは共通の値になる。この場合、ダウンリンクにおける送信ウエイト算出に係わる回路と、アップリンクにおける受信ウエイトの算出に係わる回路は共用化を図ることが可能である。
Similarly, in the
またこの場合、本発明背景技術の第１および第２の構成例における基地局装置では、マルチユーザＭＩＭＯ送受信ウエイト算出回路３２４ａ及びマルチユーザＭＩＭＯ送受信ウエイト記憶回路３２５ａ、あるいは、送受信ウエイト算出回路３２４ｂ及び送受信ウエイト記憶回路３２５ｂのいずれかが、送信ウエイトと受信ウエイトとの算出及び記憶を行う構成となることに相当するが、しかし、これに限ることなく、本発明背景技術の第１および第２の構成例における基地局装置１０と同じ構成のままで、キャリブレーション係数をアンテナ素子及び周波数成分の全ての組み合わせにおいて「１」とみなして送信ウエイトを算出するようにしてもよい。
さらにこの場合、各周波数成分の必ずしも全てのアンテナ素子において複素位相の回転量が同一（ないしは、キャリブレーション係数が１）である必要はなく、この条件が一部の少数のアンテナ素子において例外的に満たされない状況であっても、少なくとも半数以上のアンテナ素子でこの条件を満たしていれば、全体として本発明の意図する動作を実現することは可能である。
In this case, in the base station apparatus in the first and second configuration examples of the background art of the present invention, the multiuser MIMO transmission / reception weight calculation circuit 324a and the multiuser MIMO transmission / reception weight storage circuit 325a, or the transmission / reception weight calculation circuit 324b and the transmission / reception This corresponds to one of the weight storage circuits 325b configured to calculate and store the transmission weight and the reception weight. However, the present invention is not limited to this, and the first and second configurations of the background art of the present invention. With the same configuration as the
Furthermore, in this case, the rotation amount of the complex phase does not necessarily have to be the same (or the calibration coefficient is 1) in all the antenna elements of each frequency component, and this condition is exceptional in some small number of antenna elements. Even in a situation that is not satisfied, as long as at least half of the antenna elements satisfy this condition, the operation intended by the present invention can be realized as a whole.
また、ＯＦＤＭ変調方式では全てのサブキャリアが同一の端末装置との通信に利用されているので、その際の送受信ウエイトは全サブキャリアで共通の組み合わせの端末装置に対する送受信ウエイトを用いていた。しかし、ＯＦＤＭＡでは、時間軸及び周波数軸上にパッチワーク状に異なる組み合わせの端末装置への割り当てを寄せ集めているため、時間（ＯＦＤＭシンボル）及び周波数（サブキャリア）ごとに、割り当てられている端末装置に対する送受信ウエイトを用いる必要がある。この場合には、複数面で構成される受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌおよび送信信号処理回路１４１−１〜１４１−Ｌは、周波数および時刻に関係なく通信相手となる端末装置に対応しているというものではなく、ある各周波数成分ないしは各時刻（ＯＦＤＭシンボル）に着目した場合に通信相手となる端末装置に対応していると理解すべきである。しかし、その差を除けばＯＦＤＭとＯＦＤＭＡとは全く同様に処理することが可能であり、本明細書中ではＯＦＤＭを中心に説明を行ったが、ＯＦＤＭＡにおいても全く同様に本発明背景技術を適用することができる。
また、ＳＣ−ＦＤＥに関しても様々な運用上のバリエーションが存在するが、送信側で送信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子から送信された信号が空間上で合成された後の受信信号処理、及び受信側で受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子の信号が加算合成された後の受信信号処理のいずれにおいても、上述の各構成例では従来のＳＣ−ＦＤＥで行われる処理をそのまま適用する構成としているために、全てのバリエーションのＳＣ−ＦＤＥに適用可能である。
Further, in the OFDM modulation scheme, all subcarriers are used for communication with the same terminal apparatus, and therefore, transmission / reception weights for the terminal apparatuses of a combination common to all subcarriers are used. However, in OFDMA, since allocations to different combinations of terminal devices in a patchwork pattern on the time axis and the frequency axis are gathered together, terminals allocated for each time (OFDM symbol) and frequency (subcarrier) It is necessary to use transmission / reception weights for the device. In this case, the reception signal processing circuits 109-1 to 109-L and the transmission signal processing circuits 141-1 to 141-L configured by a plurality of surfaces correspond to the terminal device that is the communication partner regardless of the frequency and time. However, it should be understood that it corresponds to a terminal device that is a communication partner when attention is paid to each frequency component or each time (OFDM symbol). However, except for the difference, OFDM and OFDMA can be processed in exactly the same way. In this specification, the description has been focused on OFDM. can do.
In addition, there are various operational variations regarding SC-FDE, but reception signal processing and reception after signals transmitted from each antenna element are combined in space are multiplied by transmission weights on the transmission side. In any of the received signal processings after the reception weights are multiplied on the side and the signals of the respective antenna elements are added and combined, the processing performed in the conventional SC-FDE is applied as it is in each of the above-described configuration examples. Therefore, the present invention is applicable to all variations of SC-FDE.
更に、受信ウエイトを乗算した信号を複数のアンテナ素子に亘り加算合成する際に、必ずしも全てのアンテナ素子に亘り加算合成する必要はなく、全体の中の一部の複数のアンテナ素子に亘り加算合成を行ったとしても、全体として本発明背景技術の意図する動作を実現することは可能であり、結果として同様の効果を得ることができる。同様に、送信ウエイトを乗算した複数の端末装置宛の信号をアンテナ素子ごとに加算合成する際においても、加算合成を全てのアンテナ素子に亘り実施せず、一部の複数のアンテナ素子において加算合成を行ったとしても、全体として本発明背景技術の意図する動作を実現することは可能である。
また同様に、本発明背景技術においてはデータ通信の際に用いるチャネル推定用のプリアンブル信号は全ての端末装置において共通のプリアンブル信号とすることは可能であるが、一部の端末装置で他のプリアンブル信号を用いる構成とすることも当然ながら可能であり、少なくとも複数の端末装置に対して同時に空間多重して信号を送受信する際に共通のプリアンブルを用いたとすれば、それは本発明背景技術の意図する動作に相当する。
Furthermore, when adding and combining signals multiplied by reception weights over multiple antenna elements, it is not always necessary to add and combine over all antenna elements, and add and combine over some antenna elements in the whole. Even if it performs, it is possible to implement | achieve the operation | movement which the background art of this invention intends as a whole, and can obtain the same effect as a result. Similarly, when adding and combining signals for a plurality of terminal devices multiplied by transmission weights for each antenna element, addition combining is not performed for all the antenna elements, and addition and combining is performed for some antenna elements. Even if it performs, it is possible to implement | achieve the operation | movement which the background art of this invention intends as a whole.
Similarly, in the background art of the present invention, the preamble signal for channel estimation used in data communication can be a common preamble signal in all terminal devices, but other preambles are used in some terminal devices. Of course, it is possible to use a configuration using a signal. If a common preamble is used when transmitting / receiving a signal by spatial multiplexing to at least a plurality of terminal devices simultaneously, it is intended by the background art of the present invention. Corresponds to the action.
更に、本発明背景技術における図２７から図２９で示したチャネル情報の取得処理において、それらの処理を開始するための指示等の各種制御情報の基地局装置と端末装置の間の交換処理は如何なる方法で実現しても構わない。これらの処理は基本的にはサービス運用開始前に行うものであり、その場合には適切な送受信ウエイトが当初は未知であるために、基地局装置と端末装置の間で十分な回線利得が確保できない状況で各種制御が行われることが想定される。しかし、サービス運用開始前であれば、例えば作業員が端末装置の設置作業において手動で処理開始の指示を行うことも可能であるし、一時的に他の無線規格を利用して制御を行っても構わない。したがって、チャネル情報の取得処理を開始するための指示等の各種制御処理方法に係わりなく、本発明背景技術を実施することは可能である。 Furthermore, in the channel information acquisition process shown in FIGS. 27 to 29 in the background art of the present invention, what is the exchange process between the base station apparatus and the terminal apparatus for various control information such as instructions for starting these processes? It may be realized by a method. These processes are basically performed before the start of service operation. In this case, since an appropriate transmission / reception weight is unknown at the beginning, a sufficient line gain is secured between the base station apparatus and the terminal apparatus. It is assumed that various controls are performed in a situation where it is impossible. However, before the start of service operation, for example, an operator can manually instruct the start of processing in the installation work of the terminal device, or temporarily control using other wireless standards It doesn't matter. Therefore, it is possible to implement the background art of the present invention regardless of various control processing methods such as an instruction for starting acquisition processing of channel information.
また更に、相対成分を取得する際に用いる複素位相のオフセット値φ（ｋ）は、図２８に示した処理以外の方法で取得することも可能である。
図３８は、上述の本発明背景技術の各構成例においてアップリンクのチャネル情報の相対成分を取得する他の相対成分取得処理を示すフローチャートである。同図に示す処理と図２８に示した処理との差分は、相対成分の取得の際に用いる複素位相のオフセット値φ（ｋ）を、特定のアンテナ素子１０１−１の複素位相を基準とする代わりに、ステップＳ１９３において全てのアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋの複素位相（すなわち０〜２πで表される角度）の平均値を用いる点である。ステップＳ１２２−１〜１２２−Ｋにてアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋに対応するチャネル情報における第ｋ周波数成分＾ｈ（ｋ） １，…，＾ｈ（ｋ） Ｋを基に、次式（２７）を用いて第ｋ周波数成分に対する全アンテナの複素位相の平均値φ（ｋ）を求め、これをステップＳ１２４−１〜Ｓ１２４−Ｋにて用いることで相対成分の取得を実現する。なお、このオフセット値は周波数成分ごとに個別に求める。
個々のアンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋの複素位相成分は誤差を含む場合においても、式（２７）では誤差の平均化を行うことになるので、結果的に精度の高い相対成分を求めることができる。
Furthermore, the complex phase offset value φ (k) used when acquiring the relative component can be acquired by a method other than the processing shown in FIG.
FIG. 38 is a flowchart showing another relative component acquisition process for acquiring a relative component of uplink channel information in each configuration example of the background art of the present invention described above. The difference between the processing shown in FIG. 28 and the processing shown in FIG. 28 is that the complex phase offset value φ (k) used when acquiring the relative component is based on the complex phase of the specific antenna element 101-1. Instead, in step S193, an average value of complex phases (that is, angles represented by 0 to 2π) of all the antenna elements 101-1 to 101-K is used. Based on the k-th frequency components ^ h (k) 1 ,..., ^ H (k) K in the channel information corresponding to the antenna elements 101-1 to 101-K in steps S122-1 to 122-K, Using (27), the average value φ (k) of the complex phases of all antennas with respect to the k-th frequency component is obtained, and this is used in steps S124-1 to S124-K to obtain the relative component. This offset value is obtained individually for each frequency component.
Even when the complex phase component of each of the antenna elements 101-1 to 101-K includes an error, the equation (27) averages the error, and as a result, a highly accurate relative component is obtained. Can do.
また、ダウンリンクのチャネル情報の取得方法としては、本明細書で示したアップリンクのチャネル情報を利用する方法の他に、従来技術の図４（Ａ）の直接的な方法で示したように、ダウンリンクで直接トレーニング信号を送信し、そのトレーニング信号を受信した端末装置が取得したチャネル情報をフィードバックする形で基地局装置に設定する方法も考えられる。この場合、図２０で示したトレーニング信号を、基地局装置が備えるアンテナ素子から１本ずつ順番に送信し、図２７から図２９で示した処理と同様の処理を端末装置側で実施し、その結果得られた平均化されたアンテナ素子ごと及び周波数成分ごとのチャネル情報を何らかの方法で基地局にフィードバックして設定し、基地局装置側ではこれを利用して送信ウエイトを算出する構成としても同様の効果を得ることは可能である。ただし、この場合であってもアップリンクのチャネル情報の取得においては各端末装置からのトレーニング信号の送信は必須であり、この点に関しては上述の本発明背景技術と全く同様である。
また、例えば式（２７）ではチャネル情報＾ｈ（ｋ） ｉの複素位相を抽出する処理を行っているが、チャネル情報＾ｈ（ｋ） ｉの実数部と虚数部の比率から複素位相の角度情報を取得し、その角度情報を基に式（２７）と等価な値を算出することも可能である。これは数式的には異なる処理に見えるが、数学的には全く等価な処理であり、全ての演算処理に対しこのような数学的に等価な代替の手段で処理を代用することも当然ながら可能である。
As a method of acquiring downlink channel information, in addition to the method using uplink channel information shown in this specification, as shown in the direct method of FIG. A method is also conceivable in which a training signal is directly transmitted on the downlink and channel information acquired by a terminal device that has received the training signal is fed back to the base station device in a form of feedback. In this case, the training signals shown in FIG. 20 are transmitted one by one from the antenna elements included in the base station device, and the same processing as the processing shown in FIGS. 27 to 29 is performed on the terminal device side. The same configuration may be adopted in which the channel information for each averaged antenna element and frequency component obtained as a result is fed back and set to the base station by some method and the transmission weight is calculated using this on the base station apparatus side. It is possible to obtain the effect. However, even in this case, transmission of a training signal from each terminal device is indispensable for acquiring uplink channel information, and this point is exactly the same as the background art of the present invention described above.
Further, for example, formula (27) in is performed a process of extracting the complex phase of the channel information ^ h (k) i, from the ratio of the real and imaginary parts of the channel information ^ h (k) i of complex phase angle It is also possible to acquire information and calculate a value equivalent to the equation (27) based on the angle information. Although this appears to be mathematically different, it is mathematically equivalent, and of course it is possible to substitute processing with such mathematically equivalent alternatives for all arithmetic operations. It is.
また同様に第２の構成例における基地局装置１０では、図２８に示すアップリンクのチャネル情報の相対成分の取得後の処理として、図２９に示す長時間平均化処理を行なった後、図３５に示す送受信ウエイト算出処理を行なっていた。しかし、式（２５）ないし式（２６）で示すウエイトは単純な複素位相成分の抽出に相当する。そのため、図２８に示す相対成分の取得後に、図２９で算出した長時間平均化後のチャネル情報ｈ（ｋ） ｉに代えて取得した長時間平均化前の各相対成分を用いて図３５に示す送受信ウエイト算出処理を実施し、その後、図２９のステップＳ１３１−１〜Ｓ１３１−Ｑにおいて個々の短時間平均化チャネル情報に代えて図３５で算出した受信ウエイトを利用する（ステップＳ１３３における長時間平均化の対象をこの受信ウエイトに置き換える）ことでも近似的に同等の長時間平均の受信ウエイトを取得することが可能である。つまり、先の第１及び第２の構成例では長時間平均化の対象となる物理量はチャネル情報の相対成分であったが、チャネル情報の相対成分から算出した受信ウエイトを長時間平均化の対象となる物理量に置き換えることも可能である。
Similarly, the
更に、図１７に示した本発明に係る無線通信システムが具備する基地局装置の設置例では、端末装置１２−１〜１２−２は１本のアンテナを備えるものとして図示したが、端末装置が複数のアンテナを備えていたとしても同様の処理を行うことは可能である。原理的には、端末装置１２−１〜１２−２が複数本のアンテナを備えていれば、一つの端末局に複数の信号系列を空間多重することも可能である。この場合、端末装置１２−１〜１２−２の各アンテナを個々の端末局のアンテナ素子と見なすことで、本発明背景技術を同様に実施することが可能である。ただし、本発明では端末装置１２−１〜１２−２と基地局装置のアンテナ素子１３−１〜１３−４は相互に見通し環境であることを想定しているため、一般的には基地局と一つの端末局の間でＭＩＭＯ伝送を行うことは困難（第２固有値以降がゼロに近づく）であることが多い。そこで端末局が複数本のアンテナを備えている場合には、実際には単一信号系列の送受信を複数アンテナのダイバーシチ構成として運用するのが現実的である。この場合には、複数のアンテナを適当なウエイトで合成することで、仮想的な１本のアンテナとみなすことが可能であり、この仮想的な１本のアンテナとの間で同様の処理を実現すれば、全く同様に本発明背景技術を適用することが可能である。
また更に、以上の動作原理及び本発明背景技術の構成例の説明の中では、各アンテナ素子に対応したチャネル情報や送受信ウエイトについて述べてきたが、各アンテナ素子のチャネル情報ないしは送受信ウエイトを成分として構成されるベクトルは、そのベクトルの示す方向が実効的な意味をもつ。このため、あるベクトルに所定の係数を乗算したベクトルは方向的には同一であるため、アンテナ素子ごとに一定の係数が乗算されたベクトルは乗算される係数に依存せずに全て等価な意味合いをもつことになる。
一方で、本発明の前提条件で説明した通り、基地局装置と端末装置のアンテナはそれぞれ見通し環境ないしは見通し環境に近い環境を想定しているため、各アンテナ素子で受信される信号の強度及び振幅は概ね一定の値となっていることが期待される。このため、例えば各アンテナ素子のチャネル情報のベクトルは、実効的にはベクトルの各成分の絶対値はそれほど大きな意味を持たず、チャネル情報の値を規格化した値（チャネル情報をその絶対値で除算して得られる複素数）が有意な情報となる。このため、以上の動作原理及びの説明の中で用いられた「チャネル情報」を、近似的に「チャネル情報の値を規格化した値」とみなした処理は本発明及び本発明の背景技術と全く等価なものであり、その意味で上述の「チャネル情報」とは広義の意味で「チャネル情報の値を規格化した値」までを含むものとする。
Further, in the installation example of the base station apparatus included in the wireless communication system according to the present invention illustrated in FIG. 17, the terminal apparatuses 12-1 to 12-2 are illustrated as including one antenna. Even if a plurality of antennas are provided, the same processing can be performed. In principle, if the terminal apparatuses 12-1 to 12-2 are provided with a plurality of antennas, a plurality of signal sequences can be spatially multiplexed in one terminal station. In this case, the background art of the present invention can be similarly implemented by regarding each antenna of the terminal devices 12-1 to 12-2 as an antenna element of each terminal station. However, in the present invention, since it is assumed that the terminal devices 12-1 to 12-2 and the antenna elements 13-1 to 13-4 of the base station device are in a line-of-sight environment, generally, It is often difficult to perform MIMO transmission between one terminal station (after the second eigenvalue approaches zero). Therefore, when the terminal station is provided with a plurality of antennas, it is practical to operate transmission / reception of a single signal sequence as a diversity configuration of a plurality of antennas. In this case, by combining a plurality of antennas with appropriate weights, it can be regarded as a virtual one antenna, and the same processing is realized with this virtual one antenna. If so, the background art of the present invention can be applied in exactly the same manner.
Furthermore, in the above description of the operation principle and the configuration example of the background art of the present invention, the channel information and transmission / reception weight corresponding to each antenna element have been described, but the channel information or transmission / reception weight of each antenna element is used as a component. In the constructed vector, the direction indicated by the vector has an effective meaning. For this reason, the vector obtained by multiplying a certain vector by a predetermined coefficient is the same in direction, so that a vector obtained by multiplying a certain coefficient for each antenna element has all equivalent meanings without depending on the coefficient to be multiplied. Will have.
On the other hand, as described in the preconditions of the present invention, since the antennas of the base station apparatus and the terminal apparatus are assumed to be a line-of-sight environment or an environment close to the line-of-sight environment, the intensity and amplitude of the signal received by each antenna element. Is expected to be roughly constant. For this reason, for example, the vector of the channel information of each antenna element is effectively not so significant in the absolute value of each component of the vector, and the value of the channel information is normalized (the channel information is the absolute value). Complex number obtained by division) is significant information. For this reason, the processing in which the “channel information” used in the description of the operation principle and the above is approximately regarded as the “value obtained by normalizing the value of the channel information” is the present invention and the background art of the present invention. In this sense, the above-mentioned “channel information” includes up to “a value obtained by standardizing the value of channel information” in a broad sense.
また更に、本明細書においては説明の都合上、「行ベクトル」と「列ベクトル」をあまり区別することなく扱っている。例えば、式（３）におけるチャネル情報ベクトルｈiは行ベクトルであり、送信ウエイトベクトルｗｊは列ベクトルである。ベクトルの並びの方向を統一する厳密な数学上の表記であれば、「転置」などの記号などを使って表記すべきであるが、本発明の実施において必要な情報はベクトルの各成分の値であり、そのベクトルが行ベクトルか列ベクトルであるかはあまり意味を持たないため、理解の容易さを優先して「行ベクトル」と「列ベクトル」を区別しない説明としている。 Furthermore, in the present specification, for convenience of explanation, “row vector” and “column vector” are dealt with without much distinction. For example, the channel information vector h i in equation (3) is a row vector, and the transmission weight vector w j is a column vector. If it is a strict mathematical notation that unifies the direction of vector arrangement, it should be expressed using symbols such as “transpose”. However, the information necessary for the implementation of the present invention is the value of each component of the vector. Since it does not make much sense whether the vector is a row vector or a column vector, priority is given to ease of understanding, and “row vector” and “column vector” are not distinguished.
また更に、以上の背景技術の主たる特徴は、実際の通信に先行した事前処理として、アップリンク及び又はダウンリンクのチャネル情報を事前に取得し、その情報をもとに事前に受信ウエイト及び又は送信ウエイトを算出しておくことで、実際の通信に際しては事前に取得しておいた受信ウエイト又は送信ウエイトを参照して送受信の信号処理を実施する点である。この結果、アンテナ素子数が膨大な数になっても送受信ウエイトの取得処理において非常に重い演算の負荷を伴わず、回路規模も抑えながら、リアルタイムでの処理を実施することができるという効果を得ることが可能となる。したがって、必ずしもチャネル情報のアンテナ素子毎の相対成分の取得や、その平均化処理などを行わずとも、事前処理として１回のチャネル情報の取得結果を用いて送受信ウエイトを取得した場合であっても、信号分離のための送受信ウエイトによる信号分離の精度は幾分落ちるかもしれないが、本背景技術の目的とする効果を得ることも可能である。本発明においては、この背景技術の利用を主として想定しているが、本発明の効果を得るための必須条件としては、チャネル情報の相対成分の取得と平均化処理は必要ではない。 Still further, the main feature of the background art described above is that, as pre-processing prior to actual communication, uplink and / or downlink channel information is acquired in advance, and reception weights and / or transmissions are performed in advance based on the information. By calculating the weight, the transmission / reception signal processing is performed with reference to the reception weight or transmission weight acquired in advance in actual communication. As a result, even when the number of antenna elements becomes enormous, it is possible to perform real-time processing while suppressing the circuit scale without involving a very heavy calculation load in the transmission / reception weight acquisition processing. It becomes possible. Accordingly, even if acquisition of relative components for each antenna element of channel information and averaging processing thereof are not necessarily performed, transmission / reception weights may be acquired as a pre-process using channel information acquisition results once. Although the accuracy of signal separation by the transmission / reception weight for signal separation may be somewhat lowered, it is also possible to obtain the intended effect of the present background art. In the present invention, the use of this background art is mainly assumed. However, as an essential condition for obtaining the effect of the present invention, the acquisition of the relative component of the channel information and the averaging process are not necessary.
［背景技術に基づく具体的な本発明の実施形態］
以上の動作原理のもと、具体的な本発明の実施形態について以下に説明を行う。本発明の実施形態は、本発明背景技術との組み合わせで実施されるものであり、その際には上述の複数の構成例のいずれと組み合わせることも可能である。
[Specific Embodiment of the Present Invention Based on Background Art]
Based on the above principle of operation, a specific embodiment of the present invention will be described below. The embodiment of the present invention is implemented in combination with the background art of the present invention, and in that case, it can be combined with any of the above-described plurality of configuration examples.
図１は、本発明の一実施形態における基地局装置５０の構成を示す概略ブロック図である。この図において、図２３に示す背景技術の第１の構成例における基地局装置１０と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。同図に示すように、基地局装置５０は、受信部１３０、送信部１４０、送受信ウエイト算出部１２０ａ、インタフェース回路１７０、ＭＡＣ層処理回路１８０、通信制御回路１１０、及び記憶回路１１５を備えている。ＭＡＣ層処理回路１８０は、スケジューリング処理回路１８１を有している。同図に示す基地局装置５０と、図２３に示す背景技術の第１の構成例における基地局装置１０との構成上の差分は、受信部１００に代えて受信部１３０を備える点、及び記憶回路１１５を備えている点である。
FIG. 1 is a schematic block diagram illustrating a configuration of a
本実施形態の基地局装置５０の各部の基本的な動作は、図２３に示す背景技術の第１の構成例における基地局装置１０の各部の動作と同様である。ただし、本実施形態の受信部１３０は、受信処理を行った受信信号から巡回遅延プリアンブルを利用して送信されたプリアンブル信号と基本プリアンブル信号との相関値を算出し、算出した相関値に基づいて他の端末装置への相対的な与被干渉を算出する。受信部１３０は、算出した相対的な与被干渉に関する情報を算出し、これを記憶回路１１５に記録する。なお、巡回遅延プリアンブルについては後述する。ＭＡＣ層処理回路１８０は、基地局装置５０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路１１０の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。このＭＡＣ層に関する処理の中で、スケジューリング処理回路１８１は、マルチユーザＭＩＭＯ伝送において同時に空間多重を行う端末装置の組み合わせを含む各種スケジューリング処理を行う。スケジューリング処理回路１８１は、このスケジューリング処理において、記憶回路１１５に記憶されている端末装置の与被干渉に関する情報、許容空間多重数や最適伝送モードなどの情報を参照し、同時に空間多重を行なう際の空間多重数や伝送モードの最適化を含むスケジューリング処理を行う。そしてスケジューリング処理回路１８１は、スケジューリング結果を通信制御回路１１０に出力する。
The basic operation of each part of the
なお、ここでの説明は背景技術の第１の構成例を組み合わせた場合を例にとって説明しているが、背景技術の第２の構成例を組み合わせることも可能である。この場合は、基地局装置５０は、図２５に示す送受信ウエイト算出部１２０ａに代えて、図３４に示す送受信ウエイト算出部１２０ｂを備えた構成となる。
In addition, although the description here has been described by taking as an example the case of combining the first configuration example of the background art, it is also possible to combine the second configuration example of the background technology. In this case, the
図３９は、本発明の実施形態における基地局装置５０が備える受信部１３０の構成の一例を示す概略ブロック図である。この図において、図２４に示す背景技術の第１の構成例における受信部１００と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。同図に示すように、受信部１３０は、アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋ、ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋ、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０３−１〜１０３−Ｋ、ローカル発振器１０４、ミキサ１０５−１〜１０５−Ｋ、フィルタ１０６−１〜１０６−Ｋ、Ａ／Ｄ変換器１０７−１〜１０７−Ｋ、ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋ、受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌ、及び干渉評価回路１３２を備えている。図２４に示す背景技術の第１の構成例における受信部１００との構成上の差分は、干渉評価回路１３２を備えている点である。
FIG. 39 is a schematic block diagram illustrating an example of a configuration of the
受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌと、ＴＤＤスイッチ１０２−１〜１０２−Ｋとは、図１に示した通信制御回路１１０に接続されている。また、ＦＦＴ回路１０８−１〜１０８−Ｋと、受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌは、図１に示した送受信ウエイト算出部１２０ａと接続されている。また更に、干渉評価回路１３２は記憶回路１１５と接続されている。なお、アンテナ素子１０１−１〜１０１−Ｋは、図１７におけるアンテナ素子１３−１〜１３−４に対応する。
Reception signal processing circuits 109-1 to 109-L and TDD switches 102-1 to 102-K are connected to
本実施形態の受信部１３０の各部の基本的な動作は、図２４に示す背景技術の第１の構成例における受信部１００の各部の動作と同様である。ただし、受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌにおいて、所定のチャネル推定用のプリアンブル部分の信号に対し受信ウエイトを乗算して合成後の信号を、各周波数成分ごとに干渉評価回路１３２に出力する。一般にチャネル推定用のプリアンブル信号は、波形歪の原因となる高いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ：Peak to Average Power Ratio）を抑えるために、全てのサブキャリアの初期位相を一定にせず、０又はπを初期位相とするＢＰＳＫでの変調（ＩＱ平面状では｛１，０｝または｛−１，０｝に対応し、信号に対しては係数として１または−１が乗算されている）がなされている。干渉評価回路１３２では、周波数軸上の信号にこの係数１または−１を乗算して初期位相を０にそろえる処理を行ない、これを時間軸上の信号に変換する逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）処理を実施し、この結果を記憶回路１１５に出力する。
The basic operation of each unit of the receiving
＜与被干渉評価に基づく空間多重数の最適化＞
まず、背景技術において説明したように、基地局装置５０は、長時間平均化したチャネル情報に基づいて送信ウエイト及び受信ウエイトを算出し、これらを利用して空間多重により通信を行う。ところが実際には、この平均化したチャネル情報に基づく送信ウエイト及び受信ウエイトを使用しても、チャネルの時変動により、例えば背景技術第１の構成例を用いた場合であっても送受信ウエイトによるヌル制御が破れるため、端末装置間の相互干渉が発生し、その分だけＳＩＲ特性が劣化する。このように、実際のサービス運用中はチャネル時変動の影響を受けることになる。
<Optimization of spatial multiplexing based on interference evaluation>
First, as described in the background art, the
例えば、アップリンクに関して言えば、ある端末装置からの信号を抽出する際に、所定の受信ウエイトを用いることで、希望信号に対する他の端末装置からの干渉信号の程度を抑えて、所望のＳＩＲ値以上の品質を確保可能とすることが望まれる。しかし、特定の端末装置についてチャネル時変動によるＳＩＲ特性の劣化量が大きい場合には、空間多重されている他の全ての端末装置に対して大きな干渉成分が付加されることになり、全体のＳＩＲ特性の劣化が予想される。 For example, with regard to the uplink, when extracting a signal from a certain terminal device, a predetermined reception weight is used, thereby suppressing a degree of an interference signal from another terminal device with respect to a desired signal and a desired SIR value. It is desired to ensure the above quality. However, when the degradation amount of the SIR characteristic due to channel time fluctuation is large for a specific terminal device, a large interference component is added to all other spatially multiplexed terminal devices, and the entire SIR Deterioration of characteristics is expected.
そしてチャネル時変動量は、ＳＩＲ特性と必ずしも１対１で対応する訳ではない。例えば、基地局装置５０と端末装置とを結ぶ直線と平行な方向に端末装置の位置が、風や何かの要因で振動するなどして、微小に変位した場合を想定する。具体的には、電信柱の上に設置した端末装置が、風等の影響で電信柱が振動し、その結果、チャネルが変動する場合が例として挙げられる。このとき、各アンテナ素子におけるチャネル情報は時変動するが、殆ど全てのアンテナ素子において同じだけ伝搬距離が変化するため、全てのアンテナ素子で同じ複素位相の係数だけオフセットがつく状況である。
つまり、基地局装置５０と端末装置とを結ぶ直線と平行な方向に端末装置の位置が微小に変位した場合、ヌル制御を行うためのウエイトに影響は殆どでないため、時変動なしのチャネル情報をもとに行ったヌル制御は殆ど破れることはなく、ＳＩＲ特性は殆ど劣化しない。
The channel fluctuation amount does not necessarily correspond to the SIR characteristic on a one-to-one basis. For example, a case is assumed in which the position of the terminal device is slightly displaced in a direction parallel to a straight line connecting the
In other words, when the position of the terminal device is slightly displaced in a direction parallel to the straight line connecting the
一方、基地局装置５０と端末装置とを結ぶ直線と直交する方向に同じだけ変位した場合には、アンテナ素子間で微妙に異なる複素位相の係数だけチャネル情報が変化し、その複素位相のずれがヌル制御を破る引き金となる。この結果、ＳＩＲ特性の劣化は無視できなくなり、その劣化量を考慮した空間多重数又は伝送モードの最適化が必要になる。
従って、基地局装置５０において、ＳＩＲ特性を直接的に取得することが好ましい。
On the other hand, when the displacement is the same in the direction orthogonal to the straight line connecting the
Therefore, it is preferable to directly acquire the SIR characteristic in the
ＳＩＲ特性を評価するためには複数の信号系列が混信した状態で空間多重する信号系列毎のチャネル推定が必要である。そのために、本実施形態では、各信号系列を区別してチャネル推定を行うためのプリアンブル信号を用いる。一般には、チャネル推定を行う信号系列数ないしはアンテナ素子数だけの直交プリアンブルが必要であり、高いチャネル推定精度を必要とする場合にはその数だけのＯＦＤＭシンボルが必要であった。しかし、ここで行うチャネル推定はＳＩＲ値の推定のためだけに利用し、且つ、ある程度の刻み幅の階級値に分類するのに十分な程度の精度でよいため、簡易な別の方法を利用することが可能である。そこで、文献「Gunther Auer （DoCoMo Euro-Labs），“Channel Estimation :for OFDM with Cyclic Delay Diversity”，PIMRC 2004. Vol.3 pp.1792 - 1796」に記載の巡回遅延プリアンブル（又は巡回遅延パイロット）と呼ばれる信号を利用する。 In order to evaluate the SIR characteristic, channel estimation is required for each signal sequence that is spatially multiplexed in a state where a plurality of signal sequences are mixed. Therefore, in the present embodiment, a preamble signal for performing channel estimation while distinguishing each signal series is used. In general, the number of orthogonal preambles corresponding to the number of signal sequences for performing channel estimation or the number of antenna elements is required, and when high channel estimation accuracy is required, that many OFDM symbols are required. However, the channel estimation performed here is used only for the estimation of the SIR value, and since it may be accurate enough to classify it into a class value with a certain step size, another simple method is used. It is possible. Therefore, the cyclic delay preamble (or cyclic delay pilot) described in the literature “Gunther Auer (DoCoMo Euro-Labs),“ Channel Estimation: for OFDM with Cyclic Delay Diversity ”, PIMRC 2004. Vol.3 pp.1792-1796” Use a so-called signal.
巡回遅延プリアンブルを利用したチャネル推定では、Ｍ台の端末装置が同時に信号を送信する際に、端末装置ごとに異なるサイクリック遅延を与える。例えば、第ｉ番目の端末装置である端末装置＃ｉ（ｉは１以上Ｍ以下の整数）には、（ｉ−１）／Ｍ周期の遅延を付与する。受信側である基地局装置５０は、受信信号に対して受信部１３０内の干渉評価回路１３２にて相関検出結果に相当する情報を抽出する。さらに干渉評価回路１３２は、相関検出結果を時間軸上でＭ個の区間に分け、残留干渉成分の電力値を推定し、各端末装置について、チャネル時変動の影響によるＳＩＲ劣化量を直接的に推定する。
In channel estimation using a cyclic delay preamble, when M terminal apparatuses transmit signals simultaneously, different cyclic delays are given to the terminal apparatuses. For example, a delay of (i−1) / M cycles is given to terminal device #i (i is an integer of 1 to M) that is the i-th terminal device. The
なお、端末装置＃ｉ以外の各端末装置が、相関検出結果のｉ番目の区間にて取得する残留干渉成分の電力値は端末装置ごとに異なるため、端末装置ごとに平均化を行うことも好ましい。また、受信処理ごとにその平均値自体も変動しうるため、適当な忘却係数を与えて時間方向での平均化処理を加えることも好ましい。忘却係数を用いた平均化においては、対数を取ったｄＢ表示での忘却係数を用いた平均化でも、対数を取らない真値での忘却係数を用いた平均化でも、どちらでも良い。さらに、サイクリック遅延の付加に当たっては１シンボルを１／Ｍに分割するが、一般的にはＭを２のべき乗として扱うことが多い。したがって同時に信号を送信する端末数Ｍが２のべき乗でない場合には、Ｍ以上で最小の２のべき乗の値Ｍ’を用いて、１シンボルを１／Ｍ’に分割するとして処理を進めても構わない。 In addition, since the power value of the residual interference component acquired by each terminal device other than the terminal device #i in the i-th section of the correlation detection result is different for each terminal device, it is also preferable to perform averaging for each terminal device. . In addition, since the average value itself may fluctuate for each reception process, it is preferable to add an appropriate forgetting factor and perform an averaging process in the time direction. In the averaging using the forgetting factor, either the averaging using the forgetting factor in the logarithmic dB display or the averaging using the forgetting factor with a true value without taking the logarithm may be used. Furthermore, when adding a cyclic delay, one symbol is divided into 1 / M, but in general, M is often handled as a power of 2. Therefore, if the number M of terminals that simultaneously transmit signals is not a power of 2, the process may be performed by dividing one symbol into 1 / M ′ using the minimum power M of 2 that is greater than or equal to M. I do not care.
基地局装置５０は、上記の方法によって求めた干渉成分（ＳＩＲ劣化量）が大きければ、その大きさに依存して空間多重する信号系統数に上限を設ける。また、基地局装置５０は、ユーザ毎の干渉成分（ＳＩＲ劣化量）に合わせて適応的に伝送モードを最適化しても良い。
If the interference component (SIR degradation amount) obtained by the above method is large, the
上記のように、基地局装置５０は、時変動する干渉成分（ＳＩＲ劣化量）を検出し、その検出した干渉成分（ＳＩＲ劣化量）の程度に応じて同時に空間多重する信号系統数を最適化したり、各信号系列の信号伝送に用いる変調方式や誤り訂正の符号化率等を最適化したりする。
以下に、干渉成分の程度を評価する方法を示す。
As described above, the
A method for evaluating the degree of the interference component will be described below.
図４０は、本実施形態の基本原理におけるアップリンク巡回遅延プリアンブルの例を示す図である。基地局装置５０は、端末装置＃１〜端末装置＃ＭのＭ台の端末装置と同時に通信するが、ここでは、Ｍ＝４である場合を想定する。同図において、符号６６−０は基本となるプリアンブル信号、符号６６−１は端末装置＃１に設定されたプリアンブル信号、符号６６−２は端末装置＃２に設定されたプリアンブル信号、符号６６−３は端末装置＃３に設定されたプリアンブル信号、符号６６−４は端末装置＃４に設定されたプリアンブル信号である。また、符号６７−ａ〜６７−ｄは、１シンボル分の有効なチャネル推定用の信号を１／４（１／Ｍ）に分割した信号の要素である。
FIG. 40 is a diagram illustrating an example of an uplink cyclic delay preamble in the basic principle of the present embodiment. The
例えば基本となるプリアンブル信号６６−０および端末装置＃１に設定されたプリアンブル信号６６−１の信号領域には、要素６７−ａ、６７−ｂ、６７−ｃ、６７−ｄの順で要素が並んでいる。端末装置＃１は、この並びの最後に位置する要素６７−ｄをガードインターバルとしてＯＦＤＭシンボルの先頭にコピーするため、１ＯＦＤＭシンボル全体としては要素６７−ｄ、６７−ａ、６７−ｂ、６７−ｃ、６７−ｄの順で配置されている。なお、ここではカードインターバル長を１ＯＦＤＭシンボル全体の２０％に設定する場合を例示している。
For example, the basic preamble signal 66-0 and the signal area of the preamble signal 66-1 set in the
同様に、端末装置＃２に設定されたプリアンブル信号６６−２では、１／４周期だけずらし、１ＯＦＤＭシンボル全体としては要素６７−ｃ、６７−ｄ、６７−ａ、６７−ｂ、６７−ｃの順で配置されている。同様に、端末装置＃３に設定されたプリアンブル信号６６−３では、２／４周期だけずらし、１ＯＦＤＭシンボル全体としては要素６７−ｂ、６７−ｃ、６７−ｄ、６７−ａ、６７−ｂの順で配置されている。同様に、端末装置＃４に設定されたプリアンブル信号６６−４では、３／４周期だけずらし、１ＯＦＤＭシンボル全体としては要素６７−ａ、６７−ｂ、６７−ｃ、６７−ｄ、６７−ａの順で配置されている。
Similarly, the preamble signal 66-2 set in the
図４１は、一般的な巡回遅延プリアンブルと相関検出における相関値の概要を示す。図４１（ａ）は、各端末装置に関する受信信号を、該当するプリアンブルで相関検出を行ったときの相関値を示し、図４１（ｂ）は、基本となるプリアンブル信号６６−０を用いて相関検出を行ったときの相関値を示す。 FIG. 41 shows an outline of correlation values in general cyclic delay preamble and correlation detection. FIG. 41A shows a correlation value when correlation detection is performed on a received signal related to each terminal apparatus using a corresponding preamble, and FIG. 41B shows a correlation using a basic preamble signal 66-0. A correlation value when detection is performed is shown.
各端末装置に関する受信信号を、当該端末装置に該当するプリアンブルで相関検出を行う場合、基地局装置５０は、端末装置＃１から受信した信号（伝送路の歪により波形は異なるが、プリアンブル信号６６−１に対応）を、端末装置＃１に設定されたプリアンブル信号６６−１により相関検出を行う。基地局装置５０は、この相関検出に、端末装置＃１に設定されたプリアンブル信号６６−１のガードインターバルを除いた要素６７−ａ、６７−ｂ、６７−ｃ、６７−ｄの領域を用いる。そのため、基地局装置５０は、端末装置＃１から受信した信号についてもガードインターバルを除いた信号領域において、この区間の周期性を保ち信号が繰り返し後続するものとして、プリアンブル信号６６−１のガードインターバルを除いた信号領域（要素６７−ａ、６７−ｂ、６７−ｃ、６７−ｄの領域）との相関値を求めている。
When correlation detection is performed on a received signal related to each terminal device using a preamble corresponding to the terminal device, the
同様に、基地局装置５０は、端末装置＃２に関してはガードインターバルを除く要素６７−ｄ、６７−ａ、６７−ｂ、６７−ｃの領域を用い、端末装置＃３に関してはガードインターバルを除く要素６７−ｃ、６７−ｄ、６７−ａ、６７−ｂの領域を用い、端末装置＃4に関してはガードインターバルを除く要素６７−ｂ、６７−ｃ、６７−ｄ、６７−ａの領域を用いて相関値を検出する。
Similarly, the
この相関検出結果は、例えば個々の信号系列が綺麗に信号分離できている場合（適切な受信ウエイトが適用された場合、ないしは空間多重を行わずに信号伝送した場合に相当）には、図４１（ａ）に示すようになる。図４１（ａ）では、１ＯＦＤＭシンボルの先頭付近に相関のピークがあり、直接の見通し波等の先行波に該当する成分がそこに表れている。更にそのピークに後続して、反射の回数が増えたり、伝搬距離の増大に起因して遅延量が大きくなるにつれて相関値が小さくなったりする傾向がみて取れる。ここでの回線設計におけるパラメータ次第ではあるが、要素６７−ａ、６７−ｂ、６７−ｃ、６７−ｄの領域に相当する１ＯＦＤＭシンボル長に対し遅延分散が十分に小さければ、ガードインターバルを除いたＯＦＤＭシンボルの１／４周期（今回の例ではＭ＝４で４分割している）の領域以内に有意なレベルの相関値が収まる。なお、以下の説明では特に必要な場合を除き、通常のＯＦＤＭシンボルからガードインターバルを除いた有意なデータを含む領域をＯＦＤＭシンボル（またはシンボル）と省略して説明する。 This correlation detection result is shown in FIG. 41 when, for example, individual signal sequences are cleanly separated (corresponding to the case where an appropriate reception weight is applied or the case where signal transmission is performed without performing spatial multiplexing). As shown in (a). In FIG. 41A, there is a correlation peak near the head of one OFDM symbol, and a component corresponding to a preceding wave such as a direct line-of-sight wave appears there. Further, following the peak, it can be seen that the number of reflections increases or the correlation value tends to decrease as the delay amount increases due to an increase in propagation distance. Depending on the parameters in the line design here, if the delay dispersion is sufficiently small for one OFDM symbol length corresponding to the area of elements 67-a, 67-b, 67-c, 67-d, the guard interval is excluded. In addition, a significant correlation value falls within a quarter period of the OFDM symbol (in this example, M = 4 and divided into four). In the following description, unless particularly required, a region including significant data obtained by removing a guard interval from a normal OFDM symbol is abbreviated as an OFDM symbol (or symbol).
この様な状況において、相関検出に用いるプリアンブル信号として、各端末装置に設定されたプリアンブル信号ではなく、全ての端末装置について基本となるプリアンブル信号６６−０を用いた場合、相関検出の結果は図４１（ｂ）に示すようなる。図４１（ｂ）では、各端末装置の相関のピークは、対応する端末装置の信号のシフト分だけずれて表れている。例えば、端末装置＃２であれば１／４周期シフトしているため、１／４周期だけずれて相関値の分布が表れる。他の端末装置も同様である。このように、Ｍ分割した領域のうち、端末装置に対応したシフト分だけずれた領域を、当該端末装置に対応した領域（時間領域）と記載する。
In such a situation, when the preamble signal 66-0, which is the basic for all terminal apparatuses, is used as the preamble signal used for correlation detection, instead of the preamble signal set for each terminal apparatus, the correlation detection result is shown in FIG. 41 (b). In FIG. 41 (b), the correlation peak of each terminal device appears with a shift corresponding to the signal shift of the corresponding terminal device. For example, since the
図４２は、本実施形態の基本原理におけるチャネル時変動による干渉成分の発生例を示す。ここでは一例として、端末装置＃１と端末装置＃３において、無視できないチャネル時変動が発生している場合を想定している。図４１（ｂ）で示したように、チャネル時変動の影響を無視でき、ヌル制御が適切に機能していた場合には、各端末装置におけるプリアンブルのシフト量に対応した時間領域に相関が検出できる。しかし、チャネル時変動によりヌル制御が破れると、図４２に示すように、時変動の影響で干渉信号が抑圧できていない端末装置の該当する場所に、点線の矢印（更に網掛けで強調して示している領域）のような相関が表れる。
FIG. 42 shows an example of generation of interference components due to channel time fluctuations in the basic principle of this embodiment. Here, as an example, it is assumed that channel time fluctuation that cannot be ignored occurs in the
端末装置＃１に関する相関検出では、１シンボルを４分割したうちの３番目の領域に、端末装置＃３に関するものと思われる相関が表れている。同様に、端末装置＃２に関する相関検出では、１シンボルを４分割したうちの１番目と３番目の領域に、端末装置＃１および端末装置＃３に関するものと思われる相関が表れている。同様に、端末装置＃３に関する相関検出では、１シンボルを４分割したうちの１番目の領域に、端末装置＃１に関するものと思われる相関が表れている。同様に、端末装置＃４に関する相関検出では、１シンボルを４分割したうちの１番目と３番目の領域に、端末装置＃１および端末装置＃３に関するものと思われる相関が表れている。図では網掛けした部分を強調するために比較的大き目の相関を図示したが、実際には時変動量が比較的小さければより小さな相関値として表れる。
In the correlation detection related to the
なお、以上の説明は通常の相関検出を想定した場合の説明である。通常の相関検出とは、受信した信号に対して既知のプリアンブル信号のサンプリング情報をシンボル周期の周期性を考慮しながら、既知のプリアンブル信号と受信信号のサンプリング信号を、サンプリング値ごとに乗算したものを１周期分だけ加算（積分）した相関値を、１サンプルごとシフトしながら各サンプル点で算出する処理をさす。しかし、その通常の相関検出処理結果は、プリアンブル信号に対して時間軸上の受信信号をＦＦＴ処理して周波数軸上の信号に変換し、これに対してプリアンブル信号に施されたＢＰＳＫの変調の逆処理を行ない、さらにそれをＩＦＦＴ処理して時間軸上の信号に再変換したものと等価である。 The above description is based on the assumption of normal correlation detection. In normal correlation detection, the sampling information of the known preamble signal is multiplied by the sampling signal of the received preamble signal and the sampling signal of the received signal, taking into account the periodicity of the symbol period. Is calculated at each sample point while shifting the correlation value obtained by adding (integrating) for one cycle. However, the result of the normal correlation detection processing is that the received signal on the time axis is subjected to FFT processing on the preamble signal to convert it to a signal on the frequency axis, and on the other hand, the modulation of BPSK applied to the preamble signal is performed. This is equivalent to performing reverse processing, further IFFT processing, and reconverting it to a signal on the time axis.
本発明では、空間多重された信号を信号分離するために周波数軸上の信号に変換して受信ウエイトを乗算しており、ウエイトを乗算して信号合成を行った時点で既に周波数軸上の信号に変換されている。各端末装置からの信号分離は、周波数軸上での受信ウエイトの乗算と加算合成の結果なされるので、この周波数軸上での加算合成後の信号を基にして通常の相関検出の手順を実施するためには、少々、処理を追加して行なう必要がある。具体的には、受信ウエイトを乗算して加算合成したあとの周波数成分の信号に対し、プリアンブル信号に施されたＢＰＳＫの変調の逆処理を行ない、さらにＩＦＦＴ処理して得られた結果を遅延プロファイルとして取得する。さらに、基本のプリアンブルの時間軸上での信号波形を、先ほどの遅延プロファイルを重み付け係数として用い、複数の遅延波を加算して得られる信号を仮想的な受信信号として生成する。その後で、この仮想的な受信信号と基本となるプリアンブルとの相関検出を行うことで相関検出が可能である。しかし、この手順を見れば明らかなように相関検出で得られる結果は遅延プロファイルであるＩＦＦＴ後の結果そのものである。したがって、本発明において図４１（ｂ）の情報を取得するためには、基地局装置５０の受信部１３０の干渉評価回路１３２にて、受信ウエイトを乗算してすべてのアンテナに亘り合成された信号が入力された際に、この周波数軸上の信号にプリアンブルのＢＰＳＫ変調の逆処理を施し、その後にＩＦＦＴ処理することで、簡単に相関情報を取得することができる。この様にして、通常の相関検出とは手順が異なるが、相関検出に相当する物理量として図４１（ｂ）に示す情報を取得することができる。
In the present invention, in order to separate a spatially multiplexed signal, the signal is converted into a signal on the frequency axis and multiplied by the reception weight, and the signal on the frequency axis is already present when the signal is synthesized by multiplying the weight. Has been converted. The signal separation from each terminal device is the result of multiplication of the reception weight on the frequency axis and the result of addition synthesis, so the normal correlation detection procedure is performed based on the signal after addition synthesis on the frequency axis. In order to do this, it is necessary to add some processing. Specifically, the inverse of the BPSK modulation applied to the preamble signal is performed on the signal of the frequency component after being multiplied and combined by the reception weight, and the result obtained by performing the IFFT process is a delay profile. Get as. Further, the signal waveform on the time axis of the basic preamble is generated as a virtual received signal by using the delay profile as the weighting coefficient and adding a plurality of delay waves. Thereafter, correlation detection is possible by performing correlation detection between the virtual received signal and the basic preamble. However, as apparent from this procedure, the result obtained by correlation detection is the result after IFFT, which is a delay profile. Therefore, in order to obtain the information of FIG. 41 (b) in the present invention, the
以下に、図４１（ｂ）に示す情報を取得した後の処理について示す。
まず、第ｉ端末装置（端末装置＃ｉ）に着目する。このとき、Ｍ分割したＯＦＤＭシンボルの中のｊ（ｊは１以上Ｍ以下の整数）番目の領域におけるＩＦＦＴ処理後の遅延Δｔ×ｋ’のサンプル点（ｋ’は０以上ＮＳＣ−１以下の整数）に相当する相関値をｃ（ｉ） ｊ（ｋ）とする。ただし、Δｔはサンプリング周期、ＮＳＣはサブキャリア数（＝ガードインターバルを含まない１シンボルのサンプル数）、ｋはＭ分割した領域において先頭から数えたサンプルの番号（ｋ＝ｋ’−(ｉ−１)×ＮＳＣ／Ｍ）である。例えば、第１端末装置に注目した場合、図４２における符号ａのサンプルの相関値はｃ（１） １（２）、符号ｂのサンプルの相関値はｃ（１） ３（２）、符号ｃのサンプルの相関値はｃ（２） ２（３）、符号ｄのサンプルの相関値はｃ（３） ３（１）である。
In the following, processing after obtaining the information shown in FIG.
First, focus on the i-th terminal device (terminal device #i). At this time, the sampling point (k ′ is 0 or more and N SC −1 or less) after IFFT processing in the j-th region (j is an integer of 1 or more and M or less) of the M-divided OFDM symbols. Let the correlation value corresponding to ( integer) be c (i) j (k). However, Delta] t is the sampling period, N SC is the number of subcarriers (= the number of samples of the one symbol not including the guard interval), k is the number of samples from the beginning in the region where the M division (k = k '- (i- 1) × N SC / M). For example, when attention is paid to the first terminal device, the correlation value of the sample of the code a in FIG. 42 is c (1) 1 (2), the correlation value of the sample of the code b is c (1) 3 (2), and the code c The correlation value of the sample of c is c (2) 2 (3), and the correlation value of the sample of code d is c (3) 3 (1).
ＯＦＤＭシンボルの１／Ｍの区間のサンプル数をζ（＝ＮＳＣ／Ｍ）とすると、第ｉ端末装置が第ｊ端末装置から受ける干渉電力Ｉｉ，ｊは次の式（２８）で与えられる。 When the number of samples in the 1 / M section of the OFDM symbol is ζ (= N SC / M), the interference power I i, j received by the i-th terminal device from the j-th terminal device is given by the following equation (28). .
つまり、第ｊ端末装置が他の端末装置に与える干渉電力〜Ｉｊの大きさは平均すると以下の式（２９）で与えられる。なお、ここでのΣｉ≠ｊ Ｍの表記の総和の範囲はｉ＝１からｉ＝Ｍまでであり、その総和からｉ≠ｊの項だけを除外していることを意味する。 That is, the magnitude of interference power to I j that the j-th terminal device gives to other terminal devices is given by the following equation (29) on average. In this case, the range of the sum of the notation of Σ i ≠ j M is from i = 1 to i = M, which means that only the term of i ≠ j is excluded from the sum.
一方、先にも述べたが、本発明ではアップリンクにおいて端末装置が送信電力制御を行うために各端末装置の希望信号電力はほぼ一定値となるが、こちらの方も下記の式（３０）で平均化を行う。 On the other hand, as described above, in the present invention, since the terminal device performs transmission power control in the uplink, the desired signal power of each terminal device becomes a substantially constant value. Average with.
なお、この式（３０）の平均化処理は必ずしも必要ではないため、着目する端末装置の希望信号電力で代用しても構わない。 In addition, since the averaging process of this Formula (30) is not necessarily required, you may substitute with the desired signal power of the terminal device to which its attention is paid.
したがって、第ｊ端末装置が原因で劣化する他のＭ−１台の端末装置のＳＩＲの期待値である相対干渉指標ＳＩＲｊは、次式（３１）で与えられる。 Therefore, the relative interference index SIR j that is the expected value of the SIR of the other M−1 terminal devices that deteriorate due to the j-th terminal device is given by the following equation (31).
なお、この値は真値であり、ｄＢ（デシベル）表示の場合には対数をとることになる。基地局装置５０は、この様にして求めた相対干渉指標値を時変動指標として、伝送モード又は空間多重数の最適化を行えば良い。
また、忘却係数μを用いた平均化処理を行う場合には、新規に取得されたＳＩＲ値であるＳＩＲｊ （ｎｅｗ）と、それまでのＳＩＲ値であるＳＩＲｊ （ｏｌｄ）とを用いて、式（３２）に示す真値での平均化の他、対数を取ったｄＢ表示の平均化である式（３３）のどちらを利用することも可能である。
This value is a true value, and in the case of dB (decibel) display, the logarithm is taken. The
In addition, when the averaging process using the forgetting factor μ is performed, the newly acquired SIR value SIR j (new) and the previous SIR value SIR j (old) are used. In addition to averaging with the true value shown in equation (32), it is possible to use either equation (33), which is the averaging of logarithmic dB display.
巡回遅延プリアンブルをチャネル推定に利用する一般のケースでは、例えば図４１（ｂ）に示す状況であれば、各信号のインパルス応答は概ね１／Ｍ周期以下に収まっており、若干漏れ出す成分に対しては、対応する１／Ｍ周期以外の区間のインパルス応答にゼロ挿入し、図４１（ｂ）に相当する図４２の状態を最初の１／Ｍ周期にシフトした図４１（ａ）に相当する遅延プロファイルと見なしてチャネル推定を行えば良い。この時間軸上の情報をＦＦＴ処理することで、周波数軸上のチャネル情報にも変換可能である。
ただし、空間多重数が増えるとＭが大きくなり、分割数が多くなるとゼロ挿入区間への長遅延の信号の漏れ出しがチャネル推定精度を低下させる問題がある。この点が巡回遅延プリアンブルをチャネル推定に利用する場合の空間多重数に対する制約となっていたが、しかし本発明においては巡回遅延プリアンブルの利用は、あくまでもＳＩＲの推定値を求めるのが目的である。したがって、図４１（ａ）に示すように１／Ｍ周期からはみ出す遅延波が存在する状態であったとしても、本発明は正確なチャネル推定を行うために巡回遅延プリアンブルを利用するのではなく、あくまでも相対干渉指標値（すなわち時変動指標）を取得するのが目的であり、ここでは特に大きな問題とはならない。従って、基地局装置５０において、直接的に端末装置のＳＩＲ劣化量を推定することが可能になる。
In the general case where the cyclic delay preamble is used for channel estimation, for example, in the situation shown in FIG. 41 (b), the impulse response of each signal is approximately within 1 / M period, Corresponds to FIG. 41A in which the state of FIG. 42 corresponding to FIG. 41B is shifted to the first 1 / M period by inserting zero into the impulse response of the section other than the corresponding 1 / M period. Channel estimation may be performed considering the delay profile. This information on the time axis can be converted into channel information on the frequency axis by performing FFT processing.
However, when the number of spatial multiplexing increases, M increases, and when the number of divisions increases, there is a problem that leakage of a signal with a long delay into the zero insertion interval decreases channel estimation accuracy. This point is a restriction on the number of spatial multiplexing when the cyclic delay preamble is used for channel estimation. However, in the present invention, the purpose of using the cyclic delay preamble is only to obtain an estimated value of SIR. Therefore, as shown in FIG. 41 (a), the present invention does not use the cyclic delay preamble to perform accurate channel estimation even if there is a delayed wave that protrudes from the 1 / M period. The purpose is to obtain a relative interference index value (that is, a time-varying index) to the last, and this is not a particularly serious problem. Therefore, the
例えば、端末装置の座標の変位に伴いチャネル時変動が発生する場合（例えば、電信柱の上に設置した端末装置が、風等の影響で電信柱が振動し、その結果、チャネルが変動する場合）、座標の変位が電波の進行方向に平行な方向の場合にはチャネルの時変動自体は大きいがＳＩＲの劣化は小さいという傾向がある。逆に、電波の進行方向に垂直な方向への変位ではＳＩＲ劣化が大きいという傾向がある。上述したような時変動量の推定によれば、基地局装置５０は、直接的なＳＩＲ劣化量を読み取ることができる。
For example, when channel fluctuation occurs due to the displacement of the coordinates of the terminal device (for example, when the terminal device installed on the telephone pole vibrates due to the influence of wind etc., and the channel fluctuates as a result. ), When the coordinate displacement is in a direction parallel to the traveling direction of the radio wave, there is a tendency that the time fluctuation of the channel itself is large but the deterioration of SIR is small. Conversely, displacement in a direction perpendicular to the traveling direction of radio waves tends to cause large SIR degradation. According to the estimation of the amount of time variation as described above, the
図４３は、本実施形態による各端末装置の与干渉の指標評価処理を示すフローチャートである。各端末装置は、同時に同一周波数軸上で空間多重される端末装置間で異なる遅延シフトを設定した巡回遅延プリアンブル信号を送信する従来技術と同様の信号送信部を備えている。なお、基地局装置５０は、各端末装置のプリアンブル領域におけるシフト量を、当該端末装置に対して帯域を割り当てた際、その割り当てた帯域と併せて通知しておく。例えば、スケジューリング情報の通知において、同時に空間多重する端末装置に通し番号を付与し、第ｉ番目の端末装置が（ｉ−１）／Ｍ周期の遅延を付与するという様なルールを事前に定めることで、各端末装置は巡回遅延プリアンブルのシフト量を把握することとする。このシフト量は、当然ながら空間多重する端末装置の組み合せ毎に異なるため、通常は毎回異なる値となるのが一般的であるが、帯域割り当てを周期的に行ない同時に空間多重する端末装置の組み合わせが周期的なルールに従う場合には、端末装置側に固定的にシフト量を設定することも可能である。
FIG. 43 is a flowchart showing the index evaluation process for the interference of each terminal device according to this embodiment. Each terminal apparatus includes a signal transmission unit similar to the conventional technique that transmits a cyclic delay preamble signal in which different delay shifts are set between terminal apparatuses that are simultaneously spatially multiplexed on the same frequency axis. The
基地局装置５０は、端末装置から巡回遅延プリアンブル信号を含むアップリンクの信号を各アンテナ素子で受信すると（ステップＳ５０１）、図３３に示す受信処理を行い、空間多重している端末装置に対応した受信ウエイトを用いてそれぞれの信号系列を信号分離する（ステップＳ５０２）。これにより、受信信号処理回路１０９−１〜１０９−Ｌはそれぞれ、自回路に対応した端末装置について分離された信号を得る。ここで、プリアンブル部分におけるこの分離された信号は、干渉評価回路１３２に通知される。干渉評価回路１３２は、チャネル推定のためのプリアンブル領域の各周波数成分に、プリアンブル信号のＢＰＳＫ変調の逆処理（周波数成分毎に係数１又は−１を乗算）を実施し（ステップＳ５０３）、その信号に対してＩＦＦＴ処理を実施し（ステップＳ５０４）、この結果を相関値ｃ（ｉ） ｊ（ｋ）とする（ステップＳ５０５）。
When the
ここで求めた相関値は、第ｊ端末装置から第ｉ端末装置への信号の漏れ込みに相当する相関値ｃ（ｉ） ｊ（ｋ）となっている。例えば、第ｉ端末装置の希望信号に対応した領域の遅延Δｔ×ｋ点での相関値は、ｃ（ｉ） ｉ（ｋ）である。 The correlation value obtained here is a correlation value c (i) j (k) corresponding to the leakage of the signal from the j-th terminal device to the i-th terminal device. For example, the correlation value at the delay Δt × k point in the region corresponding to the desired signal of the i-th terminal device is c (i) i (k).
干渉評価回路１３２は更に、式（２９）により、第ｊ端末装置が他の端末装置に与える干渉の程度を表す指標〜Ｉｊを求める（ステップＳ５０６）。さらに干渉評価回路１３２は、相関値ｃ（ｉ） ｉ（ｋ）を用いて式（３０）により各端末の希望信号受信電力の平均値〜Ｓを算出する（ステップＳ５０７）。最後に、干渉評価回路１３２は、これらの値から、式（３１）により、第ｊ端末装置からの他の端末装置への相対干渉指標ＳＩＲｊを算出し（ステップＳ５０８）、記憶回路１１５に書き込み処理を終了する（ステップＳ５０９）。
The
図４４は、本実施形態によるスケジューリング処理回路１８１のスケジューリング処理（空間多重数又は適応変調の最適化）を示すフローチャートである。スケジューリング処理回路１８１は、ＭＡＣ層処理回路１８０（または通信制御回路１１０）からの指示で処理を開始すると（ステップＳ６０１）、帯域割り当て候補の端末装置をリストアップする（ステップＳ６０２）。ここでの帯域割り当て候補の端末装置とは、ダウンリンクであれば送信すべきデータがバッファ内に保存されている端末装置、アップリンクでは何らかの制御情報等により、基地局装置に対して送信すべきデータを持っていると判断された端末装置であり、送信順番待ちの待ち行列にて別途管理されている。この管理方法は、公知の如何なる従来技術を用いても構わない。また、送信すべきデータとは、ユーザ情報のみならず、制御情報までも含めたデータを意味している。この様にして得られた候補とは、必ずしも割り当てをその回のスケジューリング（例えば、ＴＤＭＡフレーム周期であれば、当該フレームでの割り当て意味している）で行なう端末装置だけが含まれるとは限らず、例えば少し多めの数だけ端末装置を候補として選択し、それらの候補に対して以下の処理を実施しても構わない。
FIG. 44 is a flowchart showing scheduling processing (optimization of spatial multiplexing number or adaptive modulation) of the
これに続けて、スケジューリング処理回路１８１は、選択された候補の端末装置の推定ＳＮＲ値を取得する（ステップＳ６０３）。この推定ＳＮＲ値とは、チャネル情報長時間平均回路１２３が取得したチャネル情報の絶対値から分かる情報である。ないしは、端末装置は固定設置されているので、見通しを前提とすればＳＮＲ値は基地局と端末装置の距離の２乗に反比例するので、これらの情報をもとに推定値を事前に基地局装置に設定する構成であっても構わない。また、送信電力制御を行う際のアップリンクの場合には、基地局装置と端末装置との距離に応じて行う送信電力の調整をも考慮してＳＮＲの推定値を設定しても良い。この情報は、頻繁に利用する情報として記憶回路１１５にて記憶及び管理し、スケジューリング処理回路１８１は、記憶回路１１５よりその情報を取得すれば良い。
Following this, the
更に続けて、スケジューリング処理回路１８１は、候補である端末装置の時変動指標の階級値を取得し、その階級値に対応する推定ＳＩＲ値を把握する（ステップＳ６０４）。この情報も、上述の様に記憶回路１１５から取得する。スケジューリング処理回路１８１は、これらの情報をもとに、式（１８）を用いて要求品質を満足可能な空間多重数および適応変調の最適化に関するスケジューリング処理を行ない（ステップＳ６０５）、処理を終了する（ステップＳ６０６）。
Further, the
なお、スケジューリング処理では割り当てを行なう端末装置で送信すべきデータ長や伝送モード、さらにはＯＦＤＭＡであれば割り当てサブキャリア数などにより、割り当てを行なうＯＦＤＭシンボル数の管理や割り当て開始時刻など、更に詳細な情報を決定する必要があるが、これらは既存のマルチユーザＭＩＭＯにおけるスケジューリング処理と変らないため、任意の公知の技術を用いて実現しても良く、ここでは説明を省略する。 In the scheduling process, the data length and transmission mode to be transmitted by the terminal device to which allocation is performed, and, in the case of OFDMA, the number of OFDM symbols to be allocated and the allocation start time are further detailed depending on the number of allocation subcarriers. Although it is necessary to determine information, these are the same as the scheduling processing in the existing multiuser MIMO, and may be realized by using any known technique, and the description thereof is omitted here.
図４５は、本実施形態におけるステップＳ６０５の具体例を示す第１のフローチャートである。スケジューリング処理回路１８１は、ステップＳ６０４を実施後（ステップＳ６１１）、候補である端末装置から１台を選択し（ステップＳ６１２）、この端末装置に対する目標の伝送モードを仮設定する（ステップＳ６１３）。これは、その端末装置のＳＮＲ値に合わせた伝送モードの設定であってもよく、効率的な伝送を実現するのに適した伝送モードを別途管理しておき、この伝送モードを半固定的に設定するようにしても構わない。例えば、１ビットを伝送するのに必要なエネルギーを表すＥｂ／Ｎ０で評価すると、ＱＰＳＫは他の変調方式に比べて優れていることが一般的に知られており、この様な観点から伝送モードをＱＰＳＫ Ｒ＝１／２に固定した運用とし、空間多重する多重度を調整することとしても構わない。
FIG. 45 is a first flowchart showing a specific example of step S605 in the present embodiment. After executing step S604 (step S611), the
続けて、スケジューリング処理回路１８１は、この目標伝送モードの所要ＳＩＮＲ値を取得し、これをｚｉ［ｄＢ］とする。同様に選択した端末装置の時変動指標の階級値に対応したＳＩＲ値をｙｉ［ｄＢ］、端末装置のＳＮＲ値をｘｉ［ｄＢ］とする。これらを用い、スケジューリング処理回路１８１は、既に割り当てが確定した端末装置に関する情報を用いて、新規の選択した端末装置の割り当て追加を行なった場合に、式（１８）を満足することが可能か否かを判断する（ステップＳ６１４）。スケジューリング処理回路１８１は、ステップＳ６１４において式（１８）を満たすと判断した場合（ステップＳ６１４：ＹＥＳ）、その選択した端末装置を空間多重することを決定し（ステップＳ６１５）、さらに割り当て待ちの端末装置の有無を調べる（ステップＳ６１６）。
スケジューリング処理回路１８１は、残りの候補があると判断した場合には（ステップＳ６１６：ＹＥＳ）、ステップＳ６１２に戻り、新たな端末装置の追加の可否をステップＳ６１２〜ステップＳ６１６を繰り返し行なうことで継続する。
Subsequently, the
When the
一方、スケジューリング処理回路１８１は、ステップＳ６１４で条件式を満たさないと判断した場合（ステップＳ６１４：ＮＯ）、ないしはステップＳ６１６で残りの候補がないと判断した場合には（ステップＳ６１６：ＮＯ）、それまでに確定済みの組み合わせでの空間多重を確定する。さらに、スケジューリング処理回路１８１は、ステップＳ６１３で仮設定した伝送モードの確定ないしは伝送モードを、式（２０）により与えられるＳＩＮＲ値を許容可能な伝送モードへ変更するなどの処理を行い、空間多重数および適応変調の最適化を確定し（ステップＳ６１７）、処理を終了する（ステップＳ６１８）。
On the other hand, when the
本実施形態におけるステップＳ６０５の具体例としては、上述の様に式（１８）を用いた処理の代わりに、以下の図４６に示すように、式（１９）等を用いて簡易化することもできる。 As a specific example of step S605 in the present embodiment, instead of the processing using the equation (18) as described above, it may be simplified using the equation (19) as shown in FIG. 46 below. it can.
図４６は、図４５に示す本実施形態におけるステップＳ６０５の具体例を示す第２のフローチャートである。スケジューリング処理回路１８１は、ステップＳ６０４を実施後（ステップＳ６２１）、ステップＳ６０３で取得した候補となる端末装置のＳＮＲ値の最低値を取得する（ステップＳ６２２）。さらに、スケジューリング処理回路１８１は、目標ＳＩＲ値を設定し（ステップＳ６２３）、続けて目標伝送モードを設定する（ステップＳ６２４）。スケジューリング処理回路１８１は、これらの最低ＳＮＲ値、目標ＳＩＲ値、伝送モードの所要ＳＩＮＲ値をそれぞれｘ０、ｙ０、ｚ０とし、式（１９）より多重数ｍを算出する（ステップＳ６２５）。スケジューリング処理回路１８１は、推定ＳＩＲ値が目標値以上の端末装置の中からｍ台を多重数の上限として端末装置の組み合わせを選択し（ステップＳ６２６）、最終的な割り当ておよび伝送モードを確定すると（ステップＳ６２７）、処理を終了する（ステップＳ６２８）。
FIG. 46 is a second flowchart showing a specific example of step S605 in the present embodiment shown in FIG. After executing step S604 (step S621), the
さらに本実施形態におけるステップＳ６０５の具体例としては、以下の図４７に示すように、式（２０）等を用いて簡易化することもできる。 Furthermore, as a specific example of step S605 in the present embodiment, as shown in FIG. 47 below, it can be simplified using equation (20) or the like.
図４７は、本実施形態におけるステップＳ６０５の具体例を示す第３のフローチャートである。スケジューリング処理回路１８１は、ステップＳ６０４を実施後（ステップＳ６３１）、ステップＳ６０３で取得した候補となる端末装置のＳＮＲ値の最低値を取得する（ステップＳ６３２）。さらに、スケジューリング処理回路１８１は、目標ＳＩＲ値を設定し（ステップＳ６３３）、続けて目標多重数を設定する（ステップＳ６２４）。スケジューリング処理回路１８１は、これらの最低ＳＮＲ値、目標ＳＩＲ値、目標多重数をそれぞれｘ０、ｙ０、ｍとし、式（２０）より推定ＳＩＮＲ値を算出する。スケジューリング処理回路１８１は、算出したそのＳＩＮＲ値で所望の品質を満たすことが可能な伝送モードを選択する（ステップＳ６３５）。スケジューリング処理回路１８１は、推定ＳＩＲ値が目標値以上の端末装置の中からｍ台を多重数の上限として端末装置の組み合わせを選択し（ステップＳ６３６）、最終的な割り当ておよび伝送モードを確定すると（ステップＳ６３７）、処理を終了する（ステップＳ６３８）。
FIG. 47 is a third flowchart showing a specific example of step S605 in the present embodiment. After performing step S604 (step S631), the
以上の実施形態では、時変動指標の階級値ないしは階級値をＳＩＲ値に換算した情報をもとに式（１８）、式（１９）、式（２０）等を用いて空間多重数およびまたは適応変調の最適化を図っていた。しかし、スケジューリング処理はリアルタイムで高速に処理することが求められている場合が多く、様々な情報を固定的に扱うことで大幅な簡易化を図ることが考えられる。この様な条件下では、時変動指標の階級値を直接、空間多重の多重数ないしは最適な伝送モードに変換するテーブルを事前に作成し、基地局装置５０は、そのデータテーブルを参照して割り当てを決定する構成とすることも可能である。
In the above embodiment, the spatial multiplex number and / or adaptation using the equation (18), the equation (19), the equation (20), etc. based on the class value of the time variation index or the information obtained by converting the class value into the SIR value. The modulation was optimized. However, there are many cases where the scheduling process is required to be processed at high speed in real time, and it is conceivable to greatly simplify by handling various information fixedly. Under such conditions, a table for directly converting the class value of the time-varying index into the spatial multiplexing number or the optimum transmission mode is created in advance, and the
この場合の基地局装置５０の回路構成として、図１の構成をそのまま流用することが可能であるが、図１の記憶回路１１５内の記憶領域の一部に時変動指標の階級値から空間多重数または最適伝送モードに読み替えるデータテーブルを新たに備えることになる。そして、スケジューリング処理回路１８１が干渉評価回路１３２で取得した情報を読み込み、この情報をもとに式（１９）、式（２０）等により時変動指標の階級値毎に空間多重の多重数ないしは最適な伝送モードに変換するデータテーブルを事前に作成する。なお、以下の処理はスケジューリング処理回路１８１の代わりに通信制御回路１１０が処理を行なうものとしても同等の動作を実現することができる。
As the circuit configuration of the
図４８は、ＯＦＤＭＡを適用する場合のアップリンクのフォーマット例を示す図である。図４８（ａ）は、従来の通常のＯＦＤＭＡアップリンク信号のフォーマット概要を示し、図４８（ｂ）は、本実施形態のＯＦＤＭＡアップリンク信号のフォーマット概要を示している。
図４８において、符号６１−１〜６１−４および符号６３−１〜６３−４は、ＯＦＤＭＡを利用する場合のアップリンクにおける各サブキャリア（ないしはグループ化したサブキャリア群）である。また、符号６２−１〜６２−４および符号６５−１〜６５−４は各サブキャリアのチャネル推定用のトレーニング信号、符号６４は本実施形態のＳＩＲ推定のために付加されたプリアンブル信号である。
FIG. 48 is a diagram illustrating an example of an uplink format when OFDMA is applied. FIG. 48 (a) shows a format outline of a conventional normal OFDMA uplink signal, and FIG. 48 (b) shows a format outline of the OFDMA uplink signal of the present embodiment.
In FIG. 48, reference numerals 61-1 to 61-4 and reference numerals 63-1 to 63-4 denote subcarriers (or grouped subcarrier groups) in the uplink when OFDMA is used. Reference numerals 62-1 to 62-4 and 65-1 to 65-4 are training signals for channel estimation of each subcarrier, and
一般に、全てのサブキャリアにチャネル推定用のパイロット信号を挿入する場合に対し、例えばＮＳＣサブキャリア全てにチャネル推定用のパイロット信号を挿入した場合には、個別のパイロット信号で相関をとった結果得られる相関値は、図４１（ａ）に示す様に、ＯＦＤＭシンボルの先頭領域に高い相関値が集中する。ところが、Ｎｐサブキャリア毎にチャネル推定用のパイロット信号を挿入する場合には、例えばＮｐ＝２であれば、１／２周期ずれたところに先頭領域の相関値の鏡写しの相関値が表れる（一般に、これをエイリアスと呼ぶ）。したがって、図４８（ａ）の様に限定的なサブキャリアのみにて信号が送信される場合には、この様なエイリアスの影響で図４２に示すようなＳＩＲ値推定が困難となる。そこで、データ領域については限定的な一部のサブキャリアで通信する場合であっても、ＳＩＲ値推定のためには、図４８（ｂ）の符号６４に示すように、その先頭領域においてパイロット信号を全サブキャリアにて送信することが好ましい。
In general, when channel estimation pilot signals are inserted into all subcarriers, for example, when channel estimation pilot signals are inserted into all NSC subcarriers, correlation results are obtained with individual pilot signals. As shown in FIG. 41A, the obtained correlation values are concentrated in the top area of the OFDM symbol. However, when a pilot signal for channel estimation is inserted for each N p subcarrier, for example, if N p = 2, the correlation value of the reflection of the correlation value of the head region is shifted at a half cycle. Appear (generally called an alias). Therefore, when a signal is transmitted using only limited subcarriers as shown in FIG. 48A, it is difficult to estimate the SIR value as shown in FIG. 42 due to the influence of such an alias. Therefore, even in the case where communication is performed on a limited part of subcarriers in the data area, in order to estimate the SIR value, a pilot signal is transmitted in the head area as indicated by
このように、本実施形態では、アップリンクの信号に、全端末装置が一斉に全サブキャリアで送信する信号を付与し、さらにこの信号に巡回遅延パイロットを利用したチャネル推定の技術を適用する。 As described above, in the present embodiment, a signal that all terminal apparatuses transmit simultaneously on all subcarriers is added to an uplink signal, and a channel estimation technique using a cyclic delay pilot is applied to this signal.
［その他の補足事項］
なお、本発明における基地局装置の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより、送信ウエイト及び受信ウエイト、並びに送受信ウエイトを算出する処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウエアを含むものとする。また、「コンピュータシステム」は、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）を備えたＷＷＷシステムも含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。更に「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ）のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。
[Other supplementary items]
Note that a program for realizing the functions of the base station apparatus according to the present invention is recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on the recording medium is read into a computer system and executed, thereby transmitting weights. In addition, a process of calculating a reception weight and a transmission / reception weight may be performed. Here, the “computer system” includes an OS and hardware such as peripheral devices. The “computer system” includes a WWW system having a homepage providing environment (or display environment). The “computer-readable recording medium” refers to a storage device such as a flexible medium, a magneto-optical disk, a portable medium such as a ROM and a CD-ROM, and a hard disk incorporated in a computer system. Further, the “computer-readable recording medium” refers to a volatile memory (RAM) in a computer system that becomes a server or a client when a program is transmitted via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. In addition, those holding programs for a certain period of time are also included.
また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。更に、前述した機能をコンピュータシステムに既に記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。 The program may be transmitted from a computer system storing the program in a storage device or the like to another computer system via a transmission medium or by a transmission wave in the transmission medium. Here, the “transmission medium” for transmitting the program refers to a medium having a function of transmitting information, such as a network (communication network) such as the Internet or a communication line (communication line) such as a telephone line. The program may be for realizing a part of the functions described above. Furthermore, what can implement | achieve the function mentioned above in combination with the program already recorded on the computer system, and what is called a difference file (difference program) may be sufficient.
１−１、１−２、１−３ ＯＦＤＭシンボル
２−１、２−２、２−３ 有効な信号領域
３−１、３−２、３−３ トレーニング信号
４−１、４−２、４−３ 末尾領域
５−１、５−２、５−３ ガードインターバル
６−１、６−２、６−３ 信号周期
１０ 基地局装置
１１ 建築物
１２−１、１２−２ 端末装置
１３−１、１３−２、１３−３、１３−４ 基地局装置のアンテナ素子
１４−１、１４−２、１４−３ 地上の移動体
１５−１、１５−２、１５−３ 建築物
１６ 長時間平均のチャネル情報に対応するベクトル
１７−１、１７−２、１７−３、１７−４ 短時間平均のチャネル情報に対応するベクトル
１８ チャネル推定誤差の範囲
２１−１、２１−２、２１−３ ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）
２２−１、２２−２、２２−３ ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
２３−１、２３−２、２３−３ 時分割スイッチ（ＴＤＤ−ＳＷ）
２４−１、２４−２、２４−３ アンテナ素子
２５−１、２５−２、２５−３ 無線モジュール
２６−１、２６−２、２６−３ アンテナ端子
２７ 同軸ケーブル
５０ 基地局装置
８０ 基地局装置
８１ 送信部
８５ 受信部
８７ インタフェース回路
８８ ＭＡＣ層処理回路
９２ 制御局装置
９６−１、９６−２、９６−Ｎ２ 光ファイバ
９７−１、９７−２、９７−Ｎ２ 無線モジュール
１００ 受信部
１０１−１、１０１−２、１０１−Ｋ アンテナ素子
１０２−１、１０２−２、１０２−Ｋ ＴＤＤスイッチ
１０３−１、１０３−２、１０３−Ｋ ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
１０４ ローカル発振器
１０５−１、１０５−２、１０５−Ｋ ミキサ
１０６−１、１０６−２、１０６−Ｋ フィルタ
１０７−１、１０７−２、１０７−Ｋ Ａ／Ｄ変換器
１０８−１、１０８−２、１０８−Ｋ ＦＦＴ回路
１０９−１、１０９−２、１０９−Ｌ 受信信号処理回路（受信信号処理部）
１１０ 通信制御回路
１１５ 記憶回路
１２０ａ、１２０ｂ 送受信ウエイト算出部
１２１ チャネル情報短時間平均回路（チャネル情報取得部）
１２２ 相対成分取得回路
１２３ チャネル情報長時間平均回路
１２４ａ マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路（受信ウエイト算出部）
１２４ｂ 受信ウエイト算出回路（受信ウエイト算出部）
１２５ａ マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト記憶回路
１２５ｂ 受信ウエイト記憶回路
１２６ キャリブレーション回路（ダウンリンクチャネル情報算出部）
１２７ａ マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路（送信ウエイト算出部）
１２７ｂ 送信ウエイト算出回路（送信ウエイト算出部）
１２８ａ マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト記憶回路
１２８ｂ 送信ウエイト記憶回路
１２９ キャリブレーション係数記憶回路
１３０ 受信部
１３２ 干渉評価回路（干渉評価部）
１４０ 送信部
１４１−１、１４１−２、１４１−Ｌ 送信信号処理回路（送信信号処理部）
１４２−１、１４２−２、１４２−Ｋ 加算合成回路
１４３−１、１４３−２、１４３−Ｋ ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路
１４４−１、１４４−２、１４４−Ｋ Ｄ／Ａ変換器
１４５ ローカル発振器
１４６−１、１４６−２、１４６−Ｋ ミキサ
１４７−１、１４７−２、１４７−Ｋ フィルタ
１４８−１、１４８−２、１４８−Ｋ ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）
１７０ インタフェース回路
１８０ ＭＡＣ層処理回路
１８１ スケジューリング処理回路
８０１ 基地局装置
８０２−１、８０２−２、８０２−３ 端末装置
８１１−１、８１１−２、８１１−Ｌ 送信信号処理回路
８１２−１、８１２−２、８１２−Ｋ 加算合成回路
８１３−１、８１３−２、８１３−Ｋ ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路
８１４−１、８１４−２、８１４−Ｋ Ｄ／Ａ変換器
８１５ ローカル発振器
８１６−１、８１６−２、８１６−Ｋ ミキサ
８１７−１、８１７−２、８１７−Ｋ フィルタ
８１８−１、８１８−２、８１８−Ｋ ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）
８１９−１、８１９−２、８１９−Ｋ アンテナ素子
８２０ 通信制御回路
８３０ 送信ウエイト処理部
８３１ チャネル情報取得回路
８３２ チャネル情報記憶回路
８３３ マルチユーザＭＩＭＯ送信ウエイト算出回路
８５１−１、８５１−２、８５１−Ｋ アンテナ素子
８５２−１、８５２−２、８５２−Ｋ ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
８５３ ローカル発振器
８５４−１、８５４−２、８５４−Ｋ ミキサ
８５５−１、８５５−２、８５５−Ｋ フィルタ
８５６−１、８５６−２、８５６−Ｋ Ａ／Ｄ変換器
８５７−１、８５７−２、８５７−Ｋ ＦＦＴ回路
８５８−１、８５８−２、８５８−Ｌ 受信信号処理回路
８６０ 受信ウエイト処理部
８６１ チャネル情報推定回路
８６２ マルチユーザＭＩＭＯ受信ウエイト算出回路
８８１ スケジューリング処理回路
９０１ 送信局
９０２−１、９０２−Ｎ１ 中継局
９０３ 受信局
９１１−１、９１１−２、９１１−３ セル
９１２−１、９１２−２、９１２−３ リモート基地局
９１３−１、９１３−２、９１３−３、９１３−４、９１３−５、９１３−６ 端末装置
９１４ 制御局
９１５ 光ファイバ
９２１ 送信信号処理回路
９２２−１、９２２−２、９２２−Ｎ２ ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路
９２３−１、９２３−２、９２３−Ｎ２ Ｄ／Ａ変換器
９２４ ローカル発振器
９２５−１、９２５−２、９２５−Ｎ２ ミキサ
９２６−１、９２６−２、９２６−Ｎ２ フィルタ
９２７−１、９２７−２、９２７−Ｎ２ Ｅ／Ｏ変換器
９３１−１、９３１−２、９３１−Ｎ２ Ｏ／Ｅ変換器
９３２−１、９３２−２、９３２−Ｎ２ ミキサ
９３３ ローカル発振器
９３４−１、９３４−２、９３４−Ｎ２ フィルタ
９３５−１、９３５−２、９３５−Ｎ２ Ａ／Ｄ変換器
９３６−１、９３６−２、９３６−Ｎ２ ＦＦＴ回路
９３７ チャネル情報推定回路
９３８ 受信ウエイト算出回路
９３９ 受信信号処理回路
９４１ チャネル情報取得回路
９４２ チャネル情報記憶回路
９４３ 送信ウエイト算出回路
９６１−１、９６１−２、９６１−３、９６１−４、９６１−５ アンテナ素子
９７１−１、９７１−２、９７１−Ｎ２ Ｏ／Ｅ変換器
９７２−１、９７２−２、９７２−Ｎ２ ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）
９７３−１、９７３−２、９７３−Ｎ２ アンテナ素子
９７４−１、９７４−２、９７４−Ｎ２ ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
９７５−１、９７５−２、９７５−Ｎ２ Ｅ／Ｏ変換器
1-1, 1-2, 1-3 OFDM symbol 2-1, 2-2, 2-3 Effective signal region 3-1, 3-2, 3-3 Training signal 4-1, 4-2, 4 -3 Trailing area 5-1, 5-2, 5-3 Guard interval 6-1, 6-2, 6-3
22-1, 22-2, 22-3 Low noise amplifier (LNA)
23-1, 23-2, 23-3 Time division switch (TDD-SW)
24-1, 24-2, 24-3 Antenna element 25-1, 25-2, 25-3 Radio module 26-1, 26-2, 26-3
104 local oscillators 105-1, 105-2, 105-K mixers 106-1, 106-2, 106-K filters 107-1, 107-2, 107-K A / D converters 108-1, 108-2 108-K FFT circuit 109-1, 109-2, 109-L reception signal processing circuit (reception signal processing unit)
DESCRIPTION OF
122 Relative
124b Reception weight calculation circuit (reception weight calculation unit)
125a Multi-user MIMO reception
127a Multi-user MIMO transmission weight calculation circuit (transmission weight calculation unit)
127b Transmission weight calculation circuit (transmission weight calculation unit)
128a Multi-user MIMO transmission
140 Transmitters 141-1, 141-2, 141-L Transmission signal processing circuit (transmission signal processing unit)
142-1, 142-2, 142-K addition synthesis circuit 143-1, 143-2, 143-K IFFT & GI adding circuit 144-1, 144-2, 144-K D / A
170
819-1, 819-2, 819-
853 Local oscillators 854-1, 854-2, 854-K mixers 855-1, 855-2, 855-K filters 856-1, 856-2, 856-K A / D converters 857-1, 857-2 857-K FFT circuit 858-1, 858-2, 858-L reception signal processing circuit 860 reception weight processing unit 861 channel information estimation circuit 862 multiuser MIMO reception weight calculation circuit 881 scheduling processing circuit 901 transmitting station 902-1 902-N 1 relay station 903 receiving station 911-1, 911-2, 911-3 cell 912-1, 912-2, 912-3 remote base station 913-1, 913-2, 913-3, 913-4 , 913-5, 913-6 terminal device 914 control station 915 optical fiber 921 transmission signal processing circuit 92 -1,922-2,922-N 2 IFFT & GI imparting circuit 923-1,923-2,923-N 2 D / A converter 924 local oscillator 925-1,925-2,925-N 2 mixer 926-1 , 926-2,926-N 2 filter 927-1,927-2,927-N 2 E / O converter 931-1,931-2,931-N 2 O / E converter 932-1,932- 2, 932-N 2 mixer 933 Local oscillator 934-1, 934-2, 934-N 2 filter 935-1, 935-2, 935-N 2 A / D converter 936-1, 936-2, 936 N 2 FFT circuit 937 channel information estimation circuit 938 reception weight calculation circuit 939 receives the signal processing circuit 941 channel information obtaining circuit 942 channel information storage circuit 943 sends Eight calculator 961-1,961-2,961-3,961-4,961-5 antenna element 971-1,971-2,971-N 2 O / E converter 972-1,972-2,972 -N 2 high-power amplifier (HPA)
973-1, 973-2, 973-N 2 antenna element 974-1, 974-2, 974-N 2 low noise amplifier (LNA)
975-1, 975-2, 975-N 2 E / O converter
Claims (5)
前記端末装置ごとに、該端末装置から受信したトレーニング信号に基づいて、該端末装置と複数の前記アンテナ素子それぞれとの間のアップリンクにおける各周波数成分のチャネル情報を取得するチャネル情報取得部と、
前記端末装置ごとに、前記チャネル情報取得部が取得した前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分のチャネル情報から、前記端末装置ごと又は前記端末装置の組み合せごとに、複数の前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分における空間多重伝送のための受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出部と、
前記アンテナ素子ごとに、該アンテナ素子を介して前記端末装置から受信した受信信号を周波数成分ごとに分離し、前記受信信号の送信元である前記端末装置に対応して前記受信ウエイト算出部が算出した各周波数成分の前記受信ウエイトと前記周波数成分ごとに分離した受信信号とを乗算し、前記受信ウエイトが乗算された受信信号を複数の前記アンテナ素子に亘り周波数成分ごとに加算合成した信号に対して受信信号処理を行う受信信号処理部と、
前記端末装置ごとに、前記受信処理を行った前記受信信号から巡回遅延プリアンブルを利用して送信されたプリアンブル信号と基本プリアンブル信号との相関値または該相関値と等価な物理量を算出し、該算出結果に基づいて他の端末装置への相対的な与干渉量推定値または他の端末装置からの相対的な被干渉量推定値に相当する干渉指標を算出する干渉評価部と、
前記端末装置毎の伝送モードと多重数を決定するスケジューリング処理部とを備え、
前記スケジューリング処理部は、前記干渉評価部が算出した前記干渉指標に応じて前記端末装置毎の前記伝送モードと前記多重数の一方又は両方を決定し、
前記受信信号処理部は、前記スケジューリング処理部が前記端末装置について決定した前記端末装置の前記多重数及び前記伝送モードに従って前記受信信号の受信処理を行う、
ことを特徴とする基地局装置。 A base station apparatus including a plurality of antenna elements; and a plurality of terminal apparatuses that perform wireless communication with the base station apparatus, wherein the base station apparatus and at least two of the terminal apparatuses are at the same time on the same frequency component. A base station apparatus in a wireless communication system capable of performing spatial multiplexing transmission,
A channel information acquisition unit that acquires channel information of each frequency component in the uplink between the terminal device and each of the plurality of antenna elements based on a training signal received from the terminal device for each terminal device;
For each terminal device, each frequency component for each of the plurality of antenna elements for each terminal device or each combination of the terminal devices from channel information of each frequency component for each of the antenna elements acquired by the channel information acquisition unit. A reception weight calculation unit for calculating a reception weight for spatial multiplexing transmission in
For each antenna element, the reception signal received from the terminal device via the antenna element is separated for each frequency component, and the reception weight calculation unit calculates the frequency corresponding to the terminal device that is the transmission source of the reception signal. The received weight of each frequency component is multiplied by the received signal separated for each frequency component, and the received signal multiplied by the received weight is added and synthesized for each frequency component over the plurality of antenna elements. A received signal processing unit for performing received signal processing,
For each of the terminal devices, a correlation value between a preamble signal transmitted using a cyclic delay preamble and a basic preamble signal or a physical quantity equivalent to the correlation value is calculated from the received signal subjected to the reception process, and the calculation is performed. An interference evaluation unit that calculates an interference index corresponding to a relative interference amount estimation value to another terminal device or a relative interference amount estimation value from another terminal device based on the result;
A scheduling processing unit for determining a transmission mode and a multiplexing number for each terminal device;
The scheduling processing unit determines one or both of the transmission mode and the multiplexing number for each terminal device according to the interference index calculated by the interference evaluation unit,
The reception signal processing unit performs reception processing of the reception signal according to the multiplexing number and the transmission mode of the terminal device determined by the scheduling processing unit for the terminal device.
A base station apparatus.
ことを特徴とする請求項１に記載の基地局装置。 The interference evaluation unit, for each of the terminal devices, a correlation value between a preamble signal and a basic preamble signal transmitted from the reception signal subjected to the reception processing using a cyclic delay preamble, or a physical quantity equivalent to the correlation value For each terminal device, the correlation value of the region corresponding to the terminal device or the sum of powers of absolute values of physical quantities equivalent to the correlation value, the correlation value of each region corresponding to other terminal devices, or the Based on the ratio of the correlation value to the power sum of the absolute values of the physical quantities equivalent to each other, the interference amount estimation value for each of the other terminal devices is calculated, and the interference amount estimation given to the other terminal device by the terminal device Calculating the interference index based on a sum of values;
The base station apparatus according to claim 1.
前記ダウンリンクチャネル情報算出部が算出したダウンリンクにおける前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分のチャネル情報から、前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分の空間多重伝送のための送信ウエイトを算出する送信ウエイト算出部と、
データの送信先として選択された前記端末装置ごとに、該端末装置に送信する送信信号を周波数成分ごとの信号に分離し、分離した信号それぞれに対し、前記ダウンリンクチャネル情報算出部がデータの送信先となる前記端末装置に対応したて算出した前記送信ウエイトを前記アンテナ素子ごとに乗じ、宛先となる複数の前記端末装置に対する該信号を前記アンテナ素子ごとに合成し、該合成された信号を前記選択された端末装置に対して前記アンテナ素子それぞれから同時に送信する送信信号処理部と
を更に備え、
前記送信信号処理部は、前記干渉評価部が前記端末装置について決定した前記端末装置の前記多重数及び前記伝送モードに従ってデータの送信先として選択された前記端末装置に送信する前記送信信号を生成する、
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の基地局装置。 A downlink channel information calculation unit that calculates channel information in the downlink from uplink channel information of each frequency component for each of the antenna elements acquired by the channel information acquisition unit;
A transmission weight calculation unit for calculating a transmission weight for spatial multiplexing transmission of each frequency component for each antenna element from channel information of each frequency component for each antenna element in the downlink calculated by the downlink channel information calculation unit When,
For each terminal apparatus selected as a data transmission destination, a transmission signal to be transmitted to the terminal apparatus is separated into signals for each frequency component, and the downlink channel information calculation unit transmits data for each separated signal. Multiplying the transmission weight calculated corresponding to the terminal device ahead for each antenna element, combining the signals for a plurality of destination terminal devices for each antenna element, and combining the combined signal with the antenna element A transmission signal processing unit for simultaneously transmitting from each of the antenna elements to the selected terminal device,
The transmission signal processing unit generates the transmission signal to be transmitted to the terminal device selected as a data transmission destination according to the multiplexing number of the terminal device determined by the interference evaluation unit for the terminal device and the transmission mode. ,
The base station apparatus according to claim 1 or 2, characterized by the above.
前記端末装置ごとに、該端末装置から受信したトレーニング信号に基づいて、該端末装置と複数の前記アンテナ素子それぞれとの間のアップリンクにおける各周波数成分のチャネル情報を取得するチャネル情報取得ステップと、
前記端末装置ごとに、前記チャネル情報取得ステップにおいて取得した前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分のチャネル情報から、前記端末装置ごと又は前記端末装置の組み合せごとに、複数の前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分における空間多重伝送のための受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出ステップと、
前記アンテナ素子ごとに、該アンテナ素子を介して前記端末装置から受信した受信信号を周波数成分ごとに分離し、前記受信信号の送信元である前記端末装置に対応して前記受信ウエイト算出部が算出した各周波数成分の前記受信ウエイトと前記周波数成分ごとに分離した受信信号とを乗算し、前記受信ウエイトが乗算された受信信号を複数の前記アンテナ素子に亘り周波数成分ごとに加算合成した信号に対して受信信号処理を行う受信信号処理ステップと、
前記端末装置ごとに、前記受信処理を行った前記受信信号から巡回遅延プリアンブルを利用して送信されたプリアンブル信号と基本プリアンブル信号との相関値または該相関値と等価な物理量を算出し、該算出結果に基づいて他の端末装置への相対的な与干渉量推定値または他の端末装置からの相対的な被干渉量推定値に相当する干渉指標を算出する干渉評価ステップと、
前記端末装置毎の伝送モードと多重数を決定するスケジューリング処理ステップとを有し、
前記スケジューリング処理ステップにおいては、前記干渉評価ステップにおいて算出された前記干渉指標に応じて前記端末装置毎の前記伝送モードと前記多重数の一方又は両方を決定し、
前記受信信号処理ステップにおいては、前記スケジューリング処理ステップにおいて前記端末装置について決定した前記端末装置の前記多重数及び前記伝送モードに従って前記受信信号の受信処理を行う、
ことを特徴とする無線通信方法。 A base station apparatus including a plurality of antenna elements; and a plurality of terminal apparatuses that perform wireless communication with the base station apparatus, wherein the base station apparatus and at least two of the terminal apparatuses are at the same time on the same frequency component. A wireless communication method in a wireless communication system capable of performing spatial multiplexing transmission,
Channel information acquisition step for acquiring channel information of each frequency component in the uplink between the terminal device and each of the plurality of antenna elements based on a training signal received from the terminal device for each terminal device;
Each frequency component for each of the plurality of antenna elements for each terminal device or each combination of the terminal devices from the channel information of each frequency component for each of the antenna elements acquired in the channel information acquisition step for each terminal device. A reception weight calculating step of calculating a reception weight for spatial multiplexing transmission in
For each antenna element, the reception signal received from the terminal device via the antenna element is separated for each frequency component, and the reception weight calculation unit calculates the frequency corresponding to the terminal device that is the transmission source of the reception signal. The received weight of each frequency component is multiplied by the received signal separated for each frequency component, and the received signal multiplied by the received weight is added and synthesized for each frequency component over the plurality of antenna elements. Received signal processing step for performing received signal processing,
For each of the terminal devices, a correlation value between a preamble signal transmitted using a cyclic delay preamble and a basic preamble signal or a physical quantity equivalent to the correlation value is calculated from the received signal subjected to the reception process, and the calculation is performed. An interference evaluation step for calculating an interference index corresponding to a relative interference amount estimation value to another terminal device or a relative interference amount estimation value from another terminal device based on the result;
A scheduling process step for determining a transmission mode and a multiplexing number for each terminal device;
In the scheduling processing step, one or both of the transmission mode and the multiplexing number for each terminal device is determined according to the interference index calculated in the interference evaluation step,
In the reception signal processing step, the reception signal reception processing is performed according to the multiplexing number and the transmission mode of the terminal device determined for the terminal device in the scheduling processing step.
A wireless communication method.
前記端末装置それぞれは、
同時に同一周波数軸上で空間多重される前記端末装置間で異なる遅延シフトを設定した巡回遅延プリアンブル信号を送信する信号送信部を備え、
前記基地局装置は、
前記端末装置ごとに、該端末装置から受信したトレーニング信号に基づいて、該端末装置と複数の前記アンテナ素子それぞれとの間のアップリンクにおける各周波数成分のチャネル情報を取得するチャネル情報取得部と、
前記端末装置ごとに、前記チャネル情報取得部が取得した前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分のチャネル情報から、前記端末装置ごと又は前記端末装置の組み合せごとに、複数の前記アンテナ素子それぞれに対する各周波数成分における空間多重伝送のための受信ウエイトを算出する受信ウエイト算出部と、
前記アンテナ素子ごとに、該アンテナ素子を介して前記端末装置から受信した受信信号を周波数成分ごとに分離し、前記受信信号の送信元である前記端末装置に対応して前記受信ウエイト算出部が算出した各周波数成分の前記受信ウエイトと前記周波数成分ごとに分離した受信信号とを乗算し、前記受信ウエイトが乗算された受信信号を複数の前記アンテナ素子に亘り周波数成分ごとに加算合成した信号に対して受信信号処理を行う受信信号処理部と、
前記端末装置ごとに、前記受信処理を行った前記受信信号から巡回遅延プリアンブルを利用して送信されたプリアンブル信号と基本プリアンブル信号との相関値または該相関値と等価な物理量を算出し、該算出結果に基づいて他の端末装置への相対的な与干渉量推定値または他の端末装置からの相対的な被干渉量推定値に相当する干渉指標を算出する干渉評価部と、
前記端末装置毎の伝送モードと多重数を決定するスケジューリング処理部とを備え、
前記スケジューリング処理部は、干渉評価部が算出した前記干渉指標に応じて前記端末装置毎の前記伝送モードと前記多重数の一方又は両方を決定し、
前記受信信号処理部は、前記スケジューリング処理部が前記端末装置について決定した前記端末装置の前記多重数及び前記伝送モードに従って前記受信信号の受信処理を行う、
ことを特徴とする無線通信システム。 A base station apparatus including a plurality of antenna elements; and a plurality of terminal apparatuses that perform radio communication with the base station apparatus, wherein the base station apparatus and at least two of the terminal apparatuses are at the same time on the same frequency component. A wireless communication system capable of performing spatial multiplexing transmission,
Each of the terminal devices
A signal transmission unit for transmitting a cyclic delay preamble signal in which different delay shifts are set between the terminal devices spatially multiplexed on the same frequency axis at the same time;
The base station device
A channel information acquisition unit that acquires channel information of each frequency component in the uplink between the terminal device and each of the plurality of antenna elements based on a training signal received from the terminal device for each terminal device;
For each terminal device, each frequency component for each of the plurality of antenna elements for each terminal device or each combination of the terminal devices from channel information of each frequency component for each of the antenna elements acquired by the channel information acquisition unit. A reception weight calculation unit for calculating a reception weight for spatial multiplexing transmission in
For each antenna element, the reception signal received from the terminal device via the antenna element is separated for each frequency component, and the reception weight calculation unit calculates the frequency corresponding to the terminal device that is the transmission source of the reception signal. The received weight of each frequency component is multiplied by the received signal separated for each frequency component, and the received signal multiplied by the received weight is added and synthesized for each frequency component over the plurality of antenna elements. A received signal processing unit for performing received signal processing,
For each of the terminal devices, a correlation value between a preamble signal transmitted using a cyclic delay preamble and a basic preamble signal or a physical quantity equivalent to the correlation value is calculated from the received signal subjected to the reception process, and the calculation is performed. An interference evaluation unit that calculates an interference index corresponding to a relative interference amount estimation value to another terminal device or a relative interference amount estimation value from another terminal device based on the result;
A scheduling processing unit for determining a transmission mode and a multiplexing number for each terminal device;
The scheduling processing unit determines one or both of the transmission mode and the multiplexing number for each terminal device according to the interference index calculated by an interference evaluation unit,
The reception signal processing unit performs reception processing of the reception signal according to the multiplexing number and the transmission mode of the terminal device determined by the scheduling processing unit for the terminal device.
A wireless communication system.
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