JP5475349B2 - Light wave distance meter - Google Patents
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Description
本発明は、光波距離計に関し、さらに詳細には、発光素子から出射した光を測距光路（外部光路）と参照光路（内部光路）とに切換えるシャッターを用いない光波距離計に関する。 The present invention relates to a light wave distance meter, and more particularly, to a light wave distance meter that does not use a shutter for switching light emitted from a light emitting element to a distance measuring light path (external light path) and a reference light path (internal light path).
従来の光波距離計では、シャッターを移動させることによって、発光素子から出射した光を、目標反射物（ターゲット、反射シート又はノンプリズムの物体）まで往復する測距光路と、光源から直ちに受光素子へ向かう参照光路とを交互に切換えて距離測定することによって、光波距離計の固有な誤差を補正していた。しかしながら、シャッターの移動を伴うため、距離測定に時間にかかるうえ、低温で動きが遅くなるという短所があった。そこで、測距光路と参照光路とに切換えるシャッターを用いない光波距離計が望まれていた。 In the conventional lightwave distance meter, by moving the shutter, the light emitted from the light emitting element reciprocates to the target reflector (target, reflecting sheet, or non-prism object) and the light source to the light receiving element immediately. The inherent error of the light wave rangefinder was corrected by measuring the distance by alternately switching between the reference optical path to go. However, since it involves the movement of the shutter, it takes time to measure the distance and also has the disadvantages that the movement becomes slow at low temperatures. Therefore, there has been a demand for a lightwave distance meter that does not use a shutter that switches between a distance measuring optical path and a reference optical path.
このようなシャッターを用いない光波距離計を出願人は、先に出願している（下記特許文献１参照）。そこで、この光波距離計について、図１０に示したブロック図に基づいて説明する。
The applicant has previously filed an optical distance meter that does not use such a shutter (see
この光波距離計は、レーザダイオード等の発光素子１３、１４を２つ備え、第１の発光素子１３からは周波数Ｆ１、Ｆ２及びＦ３（以下、主変調周波数と呼ぶ。）で変調された光を出射し、第２の発光素子１４からは、主変調周波数Ｆ１、Ｆ２及びＦ３それぞれに近接した周波数Ｆ１−Δｆ１、Ｆ２−Δｆ２及びＦ３−Δｆ３（以下、傍変調周波数と呼ぶ。）で変調された光を出射する。第１の発光素子１３から出射された光は、２つに分けられ、一方は測距光として、目標反射物２２までを往復する測距光路２３を経て第１の受光素子４０に入射し、他方は参照光として、第１の参照光路２６を経て第２の受光素５０に入射する。第２の発光素子１４から出射された光は、２つに分けられ、一方は参照光として、第２の参照光路３１を経て第２の受光素子５０に入射し、他方は参照光として、第３の参照光路２９を経て第１の受光素子４０に入射する。
This light wave distance meter includes two light-emitting
第1の受光素子４０の出力は、主変調周波数Ｆ１、Ｆ２及びＦ３の個数と同数の３つに分けられ、一つ目は第１の周波数変換器４２に入力され、２つ目は第２の周波数変換器４４に入力され、３つ目は第３の周波数変換器４６に入力される。第２の受光素子５０の出力も同じく３つに分けられ、一つ目は第４の周波数変換器５２に入力され、２つ目は第５の周波数変換器５４に入力され、３つ目は第６の周波数変換器５６に入力される。
The output of the first
第１の周波数変換器４２は、主変調周波数Ｆ１で変調されて測距光路２３を経た測距光から得られた信号に、前述した主変調周波数Ｆ１及び傍変調周波数Ｆ１−Δｆ１の両方に近接した局部発振周波数Ｆ１＋Δｆ１の信号を乗算して、周波数Δｆ１の中間周波信号を発生させる。また、第１の周波数変換器４２は、傍変調周波数Ｆ１−Δｆ１で変調されて第３の参照光路２９を経た参照光から得られた信号に局部発振周波数Ｆ１＋Δｆ１の信号を乗算して、周波数２Δｆ１の中間周波信号を発生させる。
The first frequency converter 42, the main modulation frequencies F 1 to modulated by a signal obtained from the distance measuring light having passed through the distance measuring
第２の周波数変換器４４は、主変調周波数Ｆ２で変調されて測距光路２３を経た測距光から得られた信号に、前述した主変調周波数Ｆ２及び傍変調周波数Ｆ２−Δｆ２の両方に近接した局部発振周波数Ｆ２＋Δｆ２の信号を乗算して、周波数Δｆ２の中間周波信号を発生させる。また、第２の周波数変換器４４は、傍変調周波数Ｆ２−Δｆ２で変調されて第３の参照光路２９Ｐを経た参照光から得られた信号に局部発振周波数Ｆ２＋Δｆ２の信号を乗算して、周波数２Δｆ２の中間周波信号を発生させる。
The
第３の周波数変換器４６は、主変調周波数Ｆ３で変調されて測距光路２３を経た測距光から得られた信号に、前述した主変調周波数Ｆ３及び傍変調周波数Ｆ３−Δｆ３の両方に近接した局部発振周波数Ｆ３＋Δｆ３の信号を乗算して、周波数Δｆ３の中間周波信号を発生させる。また、第３の周波数変換器４６は、傍変調周波数Ｆ３−Δｆ３で変調されて第３の参照光路２９を経た参照光から得られた信号に局部発振周波数Ｆ３＋Δｆ３の信号を乗算して、周波数２Δｆ３の中間周波信号を発生させる。
第４の周波数変換器５２は、主変調周波数Ｆ１で変調されて第１の参照光路２６を経た参照光から得られた信号に局部発振周波数Ｆ１＋Δｆ１の信号を乗算して、周波数Δｆ１の中間周波信号を発生させる。また、第４の周波数変換器５２は、傍変調周波数Ｆ１−Δｆ１で変調されて第２の参照光路３１を経た参照光から得られた信号に局部発振周波数Ｆ１＋Δｆ１の信号を乗算して、周波数２Δｆ１の中間周波信号を発生させる。
The
第５の周波数変換器５４は、主変調周波数Ｆ２で変調されて第１の参照光路２６を経た参照光から得られた信号に局部発振周波数Ｆ２＋Δｆ２の信号を乗算して、周波数Δｆ２の中間周波信号を発生させる。また、第５の周波数変換器５４は、傍変調周波数Ｆ２−Δｆ２で変調されて第２の参照光路３１を経た参照光から得られた信号に局部発振周波数Ｆ２＋Δｆ２の信号を乗算して、周波数２Δｆ２の中間周波信号を発生させる。
The
第６の周波数変換器５６は、主変調周波数Ｆ３で変調されて第１の参照光路２６を経た参照光から得られた信号に局部発振周波数Ｆ３＋Δｆ３の信号を乗算して、周波数Δｆ３の中間周波信号を発生させる。また、第６の周波数変換器５６は、傍変調周波数Ｆ３−Δｆ３で変調されて第２の参照光路３１を経た参照光から得られた信号に局部発振周波数Ｆ３＋Δｆ３の信号を乗算して、周波数２Δｆ３の中間周波信号を発生させる。
The
こうして同時に、測距光路２３に係る周波数Δｆ１、Δｆ２及びΔｆ３の中間周波信号、第１の参照光路２６に係る周波数Δｆ１、Δｆ２及びΔｆ３の中間周波信号、第２の参照光路３１に係る周波数２Δｆ１、２Δｆ２及び２Δｆ３の中間周波信号、第３の参照光路２９に係る周波数２Δｆ１、２Δｆ２及び２Δｆ３の中間周波信号の合わせて１２の中間周波信号が得られる。１２の中間周波信号をフィルタやフーリエ変換器等の適当な手段で分離し、各中間周波信号の初期位相を求めれば、目標反射物２２までの距離が光波距離計内部で発生する誤差を補正して算出される。
At the same time, the intermediate frequency signals of the frequencies Δf 1 , Δf 2 and Δf 3 relating to the distance measuring
前記光波距離計によれば、測距光と参照光とを切換えるのにシャッターを用いることなく、全ての変調周波数における測距光路と参照光路に係る各中間周波信号の初期位相が同時に求まるため、従来よりも高速に距離測定を行うことができる。また、シャッターを用いないことによるコストダウンが可能になる。さらに、全ての変調周波数における測距距離と参照距離の同時測定が可能になるため、温度位相ドリフトが打ち消し合って、電気部品の温度位相ドリフトを低減できる。 According to the lightwave distance meter, since the initial phase of each intermediate frequency signal related to the ranging optical path and the reference optical path at all modulation frequencies can be obtained simultaneously without using a shutter to switch the ranging light and the reference light, Distance measurement can be performed faster than before. Further, the cost can be reduced by not using the shutter. Furthermore, since the distance measurement distance and the reference distance can be simultaneously measured at all modulation frequencies, the temperature phase drift can be canceled out and the temperature phase drift of the electrical component can be reduced.
しかし、前記光波距離計において、発光素子１３、１４から出射する光の主変調周波数Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３が、例えば、それぞれ７５ＭＨｚ、３．７５ＭＨｚ、２５０ｋＨｚであるとすると、それぞれの波長は４ｍ、８０ｍ、１２００ｍとなり、それぞれの測定可能な範囲は２ｍ、４０ｍ、６００ｍとなる。このため、遠距離測定の際には低い変調周波数を使用する必要があるが、数百ｋＨｚ以下の変調周波数を使用すると、空気中の微粒子からの反射量が増して、測定誤差が大きくなるため、遠距離測定には限界があった。しかし、最近では、従来よりもいっそうの遠距離測定できる光波距離計が要望されるようになってきた。
However, in the lightwave distance meter, if the main modulation frequencies F 1 , F 2 , and F 3 of light emitted from the
本発明は、前記要望に鑑みてなされたものであって、従来よりも、電気部品の温度位相ドリフトを低減するとともに誤差を小さくしながら遠距離測定できる光波距離計を提供することを課題とする。 The present invention has been made in view of the above-described demand, and an object of the present invention is to provide an optical rangefinder that can measure a long distance while reducing the temperature phase drift of an electrical component and reducing an error as compared with the prior art. .
前記課題を解決するため、請求項１に係る発明の光波距離計は、複数の主変調周波数（Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３）で変調された光を出射する第１の発光素子と、前記各主変調周波数それぞれに近接する傍変調周波数（Ｆ１−Δｆ１、Ｆ２−Δｆ２、Ｆ３−Δｆ３）で変調された光を出射する第２の発光素子と、両発光素子から出射された光を受光する第１の受光素子及び第２の受光素子と、第１の受光素子に接続された第１の周波数変換器群と、第２の受光素子に接続された第２の周波数変換器群とを備え、第１の発光素子から出射された光は２つに分けられ、一方は目標反射物までを往復する測距光路を経て第１の受光素子に入射し、他方は第１の参照光路を経て第２の受光素子に入射し、第２の発光素子から出射された光は２つに分けられ、一方は第２の参照光路を経て第２の受光素子に入射し、他方は第３の参照光路を経て第１の受光素子に入射し、第１の周波数変換器群及び第２の周波数変換器群は、それぞれ、前記主変調周波数と同数の周波数変換器から構成され、各周波数変換器にはそれぞれ異なる周波数の局部発振周波数（Ｆ１＋Δｆ１、Ｆ２＋Δｆ２、Ｆ３＋Δｆ３）の信号が入力され、該局部発振周波数は、各主変調周波数及び各主変調周波数に近接した各傍変調周波数の両方に近接した周波数とされ、前記各周波数変換器で発生させた中間周波信号を用いて目標反射物までの距離を算出するとともに、前記主変調周波数、前記傍変調周波数及び前記局部発振周波数は、それぞれの中で最も低い周波数（Ｆ３、Ｆ３−Δｆ３、Ｆ３＋Δｆ３）は、それぞれに近接した別の周波数の主変調周波数（Ｆ３−Ｆ４）、傍変調周波数（Ｆ３−Ｆ４−Δｆ４）及び局部発振周波数（Ｆ３−Ｆ４＋Δｆ４）に変更でき、近接法によって、最も低い周波数の主変調周波数の周波数変更前後の周波数差となる変調周波数（Ｆ４）を用いた場合の目標反射物までの距離も算出できるようにした。
In order to solve the above-mentioned problem, the lightwave distance meter of the invention according to
また、前記各中間周波信号の周波数は最も低いものに対して整数倍になっており、前記各中間周波信号はデジタル帯域フィルタによって分離されるようにした。
The frequency of each intermediate frequency signal is an integral multiple of the lowest frequency, and each intermediate frequency signal is separated by a digital band filter.
請求項１に係る発明の光波距離計によれば、測距光と参照光とを切換えるのに、シャッターを用いることなく、測距光路と参照光路に係る各中間周波信号の初期位相が同時に求まるため、従来よりも高速に距離測定を行うことができる。また、シャッターを省くことによるコストダウンが可能になる。さらに、本発明によれば、測距距離と参照距離の同時測定が可能になるため、温度位相ドリフトが打ち消し合って、電気部品の温度位相ドリフトを低減できる。このため、従来は、電気部品の温度位相ドリフトを少なくするため、連続測距中の発光素子を電源ＯＮに保っていたが、本発明では、測距毎に発光素子の電源をＯＮ／ＯＦＦすることが可能となって、節電を図ることができる。 According to the lightwave distance meter of the first aspect of the invention, the initial phase of each intermediate frequency signal related to the distance measuring light path and the reference light path can be obtained simultaneously without using a shutter to switch between the distance measuring light and the reference light. Therefore, distance measurement can be performed at a higher speed than before. Further, the cost can be reduced by omitting the shutter. Furthermore, according to the present invention, since the distance measurement distance and the reference distance can be measured simultaneously, the temperature phase drift cancels out, and the temperature phase drift of the electrical component can be reduced. For this reason, conventionally, in order to reduce the temperature phase drift of the electrical component, the light emitting element during the continuous distance measurement is kept ON, but in the present invention, the light emitting element is turned ON / OFF for each distance measurement. This makes it possible to save power.
さらに、本発明では、２つの主変調周波数Ｆ３とＦ３−Ｆ４とを近接させているので、近接法によって、両主変調周波数の差となる変調周波数Ｆ４を用いることなく、極めて低い変調周波数Ｆ４を用いた場合の測距値を得ることができる。このため、誤差を小さくしながら遠距離測定できる。 Furthermore, in the present invention, since the two main modulation frequencies F 3 and F 3 -F 4 are close to each other, it is extremely low without using the modulation frequency F 4 that is the difference between the two main modulation frequencies by the proximity method. it is possible to obtain a distance measurement values in the case of using a modulation frequency F 4. For this reason, it is possible to measure a long distance while reducing the error.
また、各中間周波信号の周波数は最も低いものに対して整数倍になっており、各中間周波信号はデジタル帯域フィルタによって分離されるようにしたから、確実に各中間周波信号を分離できて、いっそう誤差の少ない測距値が得られる。 In addition, the frequency of each intermediate frequency signal is an integral multiple of the lowest, and since each intermediate frequency signal is separated by a digital band filter, each intermediate frequency signal can be reliably separated, Ranging values with less error can be obtained.
まず、図面に基づいて、本発明の光波距離計の第１実施例について説明する。 First, a first embodiment of the lightwave distance meter of the present invention will be described with reference to the drawings.
この光波距離計は、図１に示したように、第1の発光素子１３を主変調周波数Ｆ１、Ｆ２及びＦ３で変調して発光させ、第２の発光素子１４を前記主変調周波数Ｆ１、Ｆ２及びＦ３それぞれに近接した傍変調周波数Ｆ１−Δｆ１、Ｆ２−Δｆ２、Ｆ３−Δｆ３で変調して発光させ、周波数変換器４２、４４、４６、５２、５４、５６で周波数Δｆ１、Δｆ２、Δｆ３、２Δｆ１、２Δｆ２、２Δｆ３の１２個の中間周波信号を得ることができることは、前記特許文献１で開示したものと同じである。
As shown in FIG. 1, the light wave distance meter modulates the first
しかし、その後、主変調周波数Ｆ１及びＦ２は前と同じであるが、最も低い主変調周波数を前の主変調周波数Ｆ３に近接したＦ３−Ｆ４に変更して、第1の発光素子１３を発光させるとともに、傍変調周波数Ｆ１−Δｆ１及びＦ２−Δｆ２は前と同じであるが、最も低い傍変調周波数を前の傍変調周波数Ｆ３に近接したＦ３−Ｆ４−Δｆ４に変更して、第２の発光素子１４を発光させることができる。このとき、周波数変換器４２、４４、５２、５４へ入力する局部発振周波数は前と同じであるが、周波数変換器４６、５６へ入力する局部発振周波数は、前のＦ３＋Δｆ３に近接させたＦ３−Ｆ４＋Δｆ４に変更する。
However, after that, the main modulation frequencies F 1 and F 2 are the same as before, but the lowest main modulation frequency is changed to F 3 -F 4 close to the previous main modulation frequency F 3 , and the first emission is performed. While causing the
この変調周波数の変更後の中間周波数は、測距光路２３に係る周波数Δｆ１及びΔｆ２、第１の参照光路２６に係る周波数Δｆ１及びΔｆ２、第２の参照光路３１に係る周波数２Δｆ１及び２Δｆ２、第３の参照光路２９に係る周波数２Δｆ１、及び２Δｆ２の８つの中間周波数が得られることは前記特許文献１で開示したものと同じであるが、残り４つの中間周波数は、測距光路２３に係るΔｆ４、第１の参照光路２６に係るΔｆ４、第２の参照光路３１に係る２Δｆ４、第３の参照光路２９に係る２Δｆ４となる。
Intermediate frequency after the change of the modulation frequency, the frequency Delta] f 1 and Delta] f 2 according to the distance measuring
本実施例は、前述したように最も低い主変調周波数、傍変調周波数及び局部発振周波数を近接した周波数に交互に変更することができること以外は、前記特許文献１で開示したものと同じである。
This embodiment is the same as that disclosed in
本実施例によれば、最初の測定で、主変調周波数Ｆ１、Ｆ２及びＦ３での測距値が得られる。次に最も低い主変調周波数、傍変調周波数及び局部発振周波数を近接した周波数に変更した後の測定では、主変調周波数Ｆ１、Ｆ２及びＦ３−Ｆ４での測距値が得られる。これらの測距値からは、近接法により、近接した２つの主変調周波数Ｆ３及びＦ３−Ｆ４の差となる変調周波数Ｆ４での測距値も得られる。以下、変調周波数Ｆ４での測距値が得られる理由を説明する。 According to the present embodiment, distance values at the main modulation frequencies F 1 , F 2 and F 3 are obtained in the first measurement. In the measurement after the next lowest main modulation frequency, side modulation frequency, and local oscillation frequency are changed to close frequencies, distance measurement values at main modulation frequencies F 1 , F 2, and F 3 -F 4 are obtained. From these distance measurement values, a distance measurement value at a modulation frequency F 4 that is the difference between two adjacent main modulation frequencies F 3 and F 3 -F 4 is also obtained by the proximity method. Hereinafter, explaining the reason why the distance value at the modulation frequency F 4 is obtained.
周波数Ｆ３、Ｆ３−Ｆ４は、一般に周波数Ｆ２を分周して作る。例えば、周波数Ｆ２を１５等分して主変調周波数Ｆ３を作り、主変調周波数Ｆ２を１６等分して主変調周波数Ｆ３−Ｆ４を作ったとする。例えば、Ｆ２を３７．５ＭＨｚとすると、Ｆ３は２．５ＭＨｚ（波長１２０ｍ）、Ｆ３−Ｆ４は２．３４３７５ＭＨｚ（波長１２８ｍ）となる。ここで、周波数Ｆ３とＦ３−Ｆ４の両周波数の信号を加えると、図２に示したように、ビート（うなり）により両周波数Ｆ３、Ｆ３−Ｆ４の差の周波数Ｆ４（１５６．２５ｋＨｚ、波長１９２０ｍ）の信号を生じる。この例から分かるように、一般的に次式が成立する 。
Ｆ４＝Ｆ３−（Ｆ３−Ｆ４） （１）
The frequencies F 3 and F 3 -F 4 are generally generated by dividing the frequency F 2 . For example, it is assumed that the frequency F 2 is equally divided into 15 to create the main modulation frequency F 3 , and the main modulation frequency F 2 is equally divided into 16 to generate the main modulation frequency F 3 -F 4 . For example, when the F 2 and 37.5 MHz, F 3 is 2.5 MHz (wavelength 120m), F 3 -F 4 is a 2.34375MHz (wavelength 128m). Here, when signals of both frequencies F 3 and F 3 -F 4 are added, as shown in FIG. 2, the frequency F 4 of the difference between the frequencies F 3 and F 3 -F 4 due to the beat (beat). A signal of (156.25 kHz, wavelength 1920 m) is generated. As can be seen from this example, the following equation generally holds.
F 4 = F 3 − (F 3 −F 4 ) (1)
周波数Ｆ４での波長をλ４、周波数Ｆ３での波長をλ３、周波数Ｆ３−Ｆ４での波長をλ３４、光速をｃとすると、（１）式は次式のようにも書ける。
ｃ／λ４＝ｃ／λ３−ｃ／λ３４ 又は １／λ４＝１／λ３−１／λ３４ （２）
Assuming that the wavelength at the frequency F 4 is λ 4 , the wavelength at the frequency F 3 is λ 3 , the wavelength at the frequency F 3 -F 4 is λ 34 , and the speed of light is c, the equation (1) can be expressed as I can write.
c / λ 4 = c / λ 3 −c / λ 34 or 1 / λ 4 = 1 / λ 3 −1 / λ 34 (2)
図３に、周波数Ｆ３とＦ３−Ｆ４とが近接した２．５ＭＨｚ（波長１２０ｍ）と２．３４７５ＭＨｚ（波長約１２８ｍ）の場合の、距離と位相との関係を示す。距離９６０ｍ（往復１９２０ｍ）で両者の位相差は２πになる。一方、両周波数Ｆ３とＦ３−Ｆ４との差となる周波数Ｆ４（波長１９２０ｍ）の位相も２πになる。これから、周波数Ｆ４の位相は、周波数Ｆ３の位相と周波数Ｆ３−Ｆ４の位相との位相差に等しいことが分かる。一般に、周波数Ｆ４での測距値をｄ４、周波数Ｆ３での測距値をｄ３、周波数Ｆ３−Ｆ４での測距値をｄ３４とすると、次式が成立する。
２ｄ４／λ４＝２ｄ３／λ３−２ｄ３４／λ３４＝θ／（２π） （３）
FIG. 3 shows the relationship between the distance and phase when the frequencies F 3 and F 3 -F 4 are close to 2.5 MHz (wavelength 120 m) and 2.3475 MHz (wavelength about 128 m). At a distance of 960 m (roundtrip 1920 m), the phase difference between the two becomes 2π. On the other hand, the phase of frequency F 4 (wavelength 1920 m), which is the difference between both frequencies F 3 and F 3 -F 4, is also 2π. Now, the frequency F 4 of the phase, it can be seen equal to the phase difference between the frequency F 3 phase and frequency F 3 -F 4 phases. In general, when the distance measurement value at the frequency F 4 is d 4 , the distance measurement value at the frequency F 3 is d 3 , and the distance measurement value at the frequency F 3 -F 4 is d 34 , the following equation is established.
2d 4 / λ 4 = 2d 3 / λ 3 -2d 34 / λ 34 = θ / (2π) (3)
ただし、θは周波数Ｆ４での位相である。したがって、この位相θは、周波数Ｆ３での位相２π（２ｄ３／λ３）と周波数Ｆ３−Ｆ４での位相２π（２ｄ３４／λ３４）の差から算出できる。なお、（３）式において、２ｄ４、２ｄ３、２ｄ３４としたのは、測距光が目標反射物２２までを往復するからである。もし、２ｄ３／λ３−２ｄ３４／λ３４の値が負の場合は、２πを加えてこの位相θを算出する。こうして位相θを算出すると、次式から周波数Ｆ４での測距値ｄ４を算出できる。
ｄ４＝λ４・θ／（４π） （４）
However, θ is the phase of the frequency F 4. Therefore, the phase θ can be calculated from the difference in phase 2π (2d 34 / λ 34) of the phase 2π (2d 3 / λ 3) and the frequency F 3 -F 4 at the frequency F 3. In Equation (3), 2d 4 , 2d 3 , and 2d 34 are set because the distance measuring light reciprocates to the
d 4 = λ 4 · θ / (4π) (4)
例えば、主変調周波数Ｆ３とＦ３−Ｆ４とが近接した２．５ＭＨｚと２．３４３７５ＭＨｚであれば、両主変調周波数Ｆ３とＦ３−Ｆ４との差となる周波数Ｆ４は、１５６．２５ｋＨｚで、波長は１９２０ｍとなる。こうして、極めて低い変調周波数Ｆ４を用いることなく、極めて低い変調周波数Ｆ４を用いた場合の測距値ｄ４を得ることができる。 For example, if the 2.5MHz and 2.34375MHz which the main modulation frequency F 3 and F 3 -F 4 is close, the frequency F 4 which is a difference between the both main modulation frequency F 3 and F 3 -F 4 is At 156.25 kHz, the wavelength is 1920 m. In this way, it is possible to obtain the distance measurement value d 4 when the extremely low modulation frequency F 4 is used without using the extremely low modulation frequency F 4 .
この光波距離計については、図４に示したブロック図に基づいて、さらに詳細に説明する。 This lightwave distance meter will be described in more detail based on the block diagram shown in FIG.
まず、発振器１で主変調周波数Ｆ１の信号を発生させる。この主変調周波数Ｆ１の信号は、分周部２に入力されるとともに、ＰＬＬ９，１０を介して、発振器５、１１に入力される。ＰＬＬ９、１０は、発振器５、１１を主変調周波数Ｆ１と正確に同期して発振させるために使用する。
First, to generate a signal in the main modulation frequencies F 1 by the
分周部２は、主変調周波数Ｆ１の信号を分周して、主変調周波数Ｆ2及びＦ３又はＦ３−Ｆ４の信号を発生する。この主変調周波数Ｆ2及びＦ３又はＦ３−Ｆ４の信号と主変調周波数Ｆ１の信号とは、周波数重畳回路３を経て駆動回路４へ入力される。第１の発光素子１３は、駆動回路４によって駆動され、主変調周波数Ｆ１、Ｆ２及びＦ３又はＦ３−Ｆ４で変調された光を出射する。
Dividing
発振器５は、傍変調周波数Ｆ１−Δｆ１の信号を発生する。この傍変調周波数Ｆ１−Δｆ１の信号は、さらに分周部６で周波数を分周されて、傍変調周波数Ｆ２−Δｆ２及びＦ３−Δｆ３又はＦ３−Ｆ４−Δｆ４の信号となる。これらの傍変調周波数Ｆ１−Δｆ１、Ｆ２−Δｆ２及びＦ３−Δｆ３又はＦ３−Ｆ４−Δｆ４の信号は、周波数重畳回路７を経て駆動回路８へ入力される。第２の発光素子１４は、駆動回路８によって駆動され、傍変調周波数Ｆ１−Δｆ１、Ｆ２−Δｆ２及びＦ３−Δｆ３又はＦ３−Ｆ４−Δｆ４で変調された光を出射する。
The
発振器１１は、局部発振周波数Ｆ１＋Δｆ１の信号を発生する。この局部発振周波数Ｆ１＋Δｆ１の信号からは、周波数生成回路１２で分周されて局部発振周波数Ｆ２＋Δｆ２及びＦ３＋Δｆ３又はＦ３−Ｆ４＋Δｆ４の信号も生成される。これらの局部発振周波数Ｆ１＋Δｆ１、Ｆ２＋Δｆ２及びＦ３＋Δｆ３又はＦ３−Ｆ４＋Δｆ４の信号は、後述するように、周波数変換器４２、４４、４６、５２、５４、５６へ入力される。
The oscillator 11 generates a signal having a local oscillation frequency F 1 + Δf 1 . From the signal of the local oscillation frequency F 1 + Δf 1 , the
第１の発光素子１３から出射された光は、ビームスプリッタ２０で２つに分けられ、一方は図示しない送光光学系から測距光として出射され、目標反射物２２までを往復する測距光路２３を経て第１の受光素子４０に入射し、他方は参照光として、第１の参照光路２６を経て第２の受光素子５０に入射する。測距光路２３には、受光素子４０の前に、光量調整用の濃度フィルタ２４と受光光学系２５が配置されている。第１の参照光路２６にも、受光素子５０の前に光量調整用の濃度フィルタ２７が配置されている。
The light emitted from the first
第２の発光素子１４から出射された光は、ビームスプリッタ２８で２つに分けられ、一方は参照光として、第２の参照光路３１を経て第２の受光素子５０に入射し、他方は参照光として、第３の参照光路２９を経て第１の受光素子４０に入射する。第２の参照光路３１にも、第２の受光素子５０の前に光量調整用の濃度フィルタ３２が配置されており、第３の参照光路２９にも、第１の受光素子４０の前に光量調整用の濃度フィルタ３０が配置されている。
The light emitted from the second
第1の受光素子４０の出力は、増幅器４１を経て３つに分けられ、一つ目は第１の周波数変換器４２に入力され、２つ目は第２の周波数変換器４４に入力され、３つ目は第３の周波数変換器４６に入力される。第２の受光素子５０の出力も、増幅器５１を経て３つに分けられ、一つ目は第４の周波数変換器５２に入力され、２つ目は第５の周波数変換器５４に入力され、３つ目は第６の周波数変換器５６に入力される。
The output of the first
第１〜第６の各周波数変換器４２、４４、４６、５２、５４、５６から、合計１２の中間周波信号が得られることは、前述したとおりである。各周波数変換器４２、４４、４６、５２、５４、５６から出力された中間周波信号は、それぞれ、低域フィルタ４３、４５、４７、５３、５５、５７によって高周波成分が除去される。
As described above, a total of twelve intermediate frequency signals are obtained from the first to
低域フィルタ４３、４５及び４７の出力は、加算器４８で加算された後にＡ/Ｄ変換器４９に入力される。すなわち、Ａ/Ｄ変換器４９には、測距光路２３に係る周波数Δｆ１、Δｆ２及びΔｆ３又はΔｆ４の３つの中間周波信号と、第３の参照光路２９に係る周波数２Δｆ１、２Δｆ２、２Δｆ３又は２Δｆ４の３つの中間周波信号が入力される。これらの中間周波信号は、Ａ/Ｄ変換された後に、図示しないデジタル帯域フィルタによって分離され、さらに各中間周波信号の初期位相及び振幅が求められる。
The outputs of the low-
低域フィルタ５３、５５、５７の出力は、加算器５８で加算された後にＡ/Ｄ変換器５９に入力される。すなわち、Ａ/Ｄ変換器５９には、第１の参照光路２６に係る周波数Δｆ１、Δｆ２及びΔｆ３又はΔｆ４の３つの中間周波信号と、第２の参照光路３１に係る周波数２Δｆ１、２Δｆ２及び２Δｆ３又は２Δｆ４の３つの中間周波信号が入力される。これらの中間周波信号は、Ａ/Ｄ変換された後に、図示しないデジタル帯域フィルタによって分離され、さらに各中間周波信号の初期位相及び振幅が求められる。
The outputs of the low-
各中間周波信号の初期位相が求まると、目標反射物２２までの距離が光波距離計内部で発生する誤差を補正して算出される。また、各中間周波信号の振幅も求まると、これらの振幅は各濃度フィルタ２４、２７、３０、３２による光量調節に利用される。
When the initial phase of each intermediate frequency signal is obtained, the distance to the
ところで、中間周波信号の周波数に関しては、Δｆ３又はΔｆ４が最も低く、このΔｆ３又はΔｆ４の整数倍が２Δｆ３又は２Δｆ４、Δｆ２、２Δｆ２、Δｆ１、２Δｆ１となっている。これにより、デジタル帯域フィルタによって確実に６つの周波数を分離することができる。また、各中間周波信号は、Ａ／Ｄ変換器４９、５９に入力するとき、１信号だけのときの１／６の信号レベルにする。これは、６信号が合成されたとき、入力レベルが飽和しないようにするためである。また、Ａ／Ｄ変換器４９、５９への入力レベルが飽和しなければ、各中間周波信号レベルは、１信号だけのときの１／６以上の信号レベルにしてもよい。
By the way, regarding the frequency of the intermediate frequency signal, Δf 3 or Δf 4 is the lowest, and an integer multiple of Δf 3 or Δf 4 is 2Δf 3 or 2Δf 4 , Δf 2 , 2Δf 2 , Δf 1 , 2Δf 1 . . Thus, the six frequencies can be reliably separated by the digital band filter. Each intermediate frequency signal is set to a signal level that is 1/6 of only one signal when it is input to the A /
ここで、本実施例のデジタル帯域フィルタの原理についても、簡単に説明する。周期関数ｙは、定数項を省略すると、次式のようなフーリエ級数で表すことができる。
ｙ＝ａ１ｓｉｎωｔ＋ａ２ｓｉｎ２ωｔ＋ａ３ｓｉｎ３ωｔ＋・・・・＋ａｎｓｉｎ（ｎωｔ）＋・・・・・・・・
＋ｂ１ｃｏｓωｔ＋ｂ２ｃｏｓ２ωｔ＋ｂ３ｃｏｓ３ωｔ＋・・・・・＋ｂｎｃｏｓ（ｎωｔ）＋・・・・・・ （５）
Here, the principle of the digital bandpass filter of the present embodiment will also be briefly described. If the constant term is omitted, the periodic function y can be expressed by a Fourier series as shown in the following equation.
y = a 1 sin ωt + a 2 sin 2ωt + a 3 sin3ωt +... + a n sin (nωt) +.
+ B 1 cos ωt + b 2 cos 2ωt + b 3 cos 3ωt +... + B n cos (nωt) + (5)
ただし、ａｎ＝（１／π）∫０ ２πｙｓｉｎ（ｎωｔ）ｄｔ （６）
ｂｎ＝（１／π）∫０ ２πｙｃｏｓ（ｎωｔ）ｄｔ （７）
However, a n = (1 / π ) ∫ 0 2π ysin (nωt) dt (6)
b n = (1 / π) ∫ 0 2π y cos (nωt) dt (7)
前記（６）式及び（７）式から、周期関数ｙに対して基本波（最も周波数が低いもの）ａ１ｓｉｎωｔ＋ｂ１ｃｏｓωｔと同じ周期のｓｉｎ波を乗じたものを基本波の１周期にわたって積分するとａ１が求まり、周期関数ｙに対して基本波のｎ倍波のｓｉｎ波を乗じたものを基本波の１周期にわたって積分するとａｎが求まる。また、周期関数ｙに対して基本波ａ１ｓｉｎωｔ＋ｂ１ｃｏｓωｔと同じ周期のｃｏｓ波を乗じたものを基本波の１周期にわたって積分するとｂ１が求まり、周期関数ｙに対して基本波のｎ倍波のｃｏｓ波を乗じたものを基本波の１周期にわたって積分するとｂｎが求まる。これから、ｎ倍波（ｎ＝１の場合は基本波）の振幅Ａｎと初期位相φｎは次式から求まる。
Ａｎ＝√（ａｎ ２＋ｂｎ ２） （８）
φｎ＝ｔａｎ−１（ｂｎ／ａｎ） （９）
From the above formulas (6) and (7), the periodic function y multiplied by a sin wave having the same period as the fundamental wave (having the lowest frequency) a 1 sin ωt + b 1 cos ωt is integrated over one period of the fundamental wave. Then Motomari is a 1, a n is obtained when integrated over one period of the fundamental wave are multiplied by sin wave of n times of a fundamental wave with respect to the periodic function y. Further, by integrating a periodic function y multiplied by a cosine wave having the same period as the fundamental wave a 1 sin ωt + b 1 cos ωt over one period of the fundamental wave, b 1 is obtained, and the periodic function y is multiplied by n times the fundamental wave. When a product obtained by multiplying the cosine wave is integrated over one period of the fundamental wave, b n is obtained. From this, the amplitude An and the initial phase φn of the n-th harmonic wave (fundamental wave when n = 1) are obtained from the following equations.
An = √ (a n 2 + b n 2 ) (8)
φn = tan −1 (b n / a n ) (9)
前記実施例において、各中間周波信号の周波数は、最も低いものがΔｆ３又はΔｆ４で、その他のものはΔｆ３又はΔｆ４の整数倍で２Δｆ３又は２Δｆ４、Δｆ２、２Δｆ２、Δｆ１、２Δｆ１となっている。したがって、これらの中間周波信号を加算した全中間周波信号は、周波数Δｆ３又はΔｆ４を基本波ａ１ｓｉｎωｔ＋ｂ１ｃｏｓωｔとし、フーリエ級数で表される周期関数ｙとなり、前記（５）〜（７）式で表すことができる。 In the above embodiment, the lowest frequency of each intermediate frequency signal is Δf 3 or Δf 4 , and the others are integer multiples of Δf 3 or Δf 4 and 2Δf 3 or 2Δf 4 , Δf 2 , 2Δf 2 , Δf 1, and has a 2Δf 1. Therefore, the total intermediate frequency signal obtained by adding these intermediate frequency signals becomes the periodic function y represented by the Fourier series with the frequency Δf 3 or Δf 4 as the fundamental wave a 1 sin ωt + b 1 cos ωt, and the above (5) to (7 ) Expression.
そこで、全中間周波信号ｙを基本波の１周期について適宜回数（例えば４８００回）サンプリングして、基本波（周波数Δｆ３又はΔｆ４の中間周波信号）と同じ周期のｓｉｎ波を乗じたものを合計するとａ１が求まる。全中間周波信号ｙを基本波の１周期について適宜回数サンプリングして、基本波と同じ周期のｃｏｓ波を乗じたものを合計するとｂ１が求まる。これから、（８）式及び（９）式を用いると、周波数Δｆ３又はΔｆ４の中間周波信号の振幅Ａ１と初期位相φ１が求まる。 Therefore, the total intermediate frequency signal y is sampled as appropriate (for example, 4800 times) for one period of the fundamental wave and multiplied by a sine wave having the same period as the fundamental wave (intermediate frequency signal of frequency Δf 3 or Δf 4 ). In total a 1 is obtained. The total intermediate frequency signal y is sampled as many times as necessary for one period of the fundamental wave, and summed by multiplying the cosine wave having the same period as the fundamental wave, b 1 is obtained. From this, when the equations (8) and (9) are used, the amplitude A 1 and the initial phase φ 1 of the intermediate frequency signal having the frequency Δf 3 or Δf 4 can be obtained.
次に、全中間周波信号ｙを基本波の１周期について適宜回数サンプリングして、基本波の２倍波のｓｉｎ波を乗じたものを合計するとａ２が求まる。全中間周波信号ｙを基本波の１周期について適宜回数サンプリングして、基本波の２倍波のｃｏｓ波を乗じたものを合計するとｂ２が求まる。これから、（８）式及び（９）式を用いると、周波数２Δｆ３又は２Δｆ４で２倍波である中間周波信号の振幅Ａ２と初期位相φ２が求まる。 Then, the total intermediate frequency signal y as appropriate number of times of sampling for one period of the fundamental wave, the sum are multiplied by sin wave of the second harmonic of the fundamental wave a 2 is obtained. All intermediate frequency signal y as appropriate number of times of sampling for one period of the fundamental wave, b 2 is obtained when the sum are multiplied by cos wave of the second harmonic of the fundamental wave. From this, using the equations (8) and (9), the amplitude A 2 and the initial phase φ 2 of the intermediate frequency signal which is a second harmonic at the frequency 2Δf 3 or 2Δf 4 can be obtained.
以下同様に、全中間周波信号ｙを基本波の１周期について適宜回数サンプリングして、基本波のｎ倍波のｓｉｎ波を乗じたものを合計するとａｎが求まる。全中間周波信号ｙを基本波の１周期について適宜回数サンプリングして、基本波のｎ倍波のｃｏｓ波を乗じたものを合計するとｂｎが求まる。これから、（１４）及び（１５）式を用いると、ｎ倍波である中間周波信号の振幅Ａｎと初期位相φｎが求まるので、全ての中間周波信号の振幅Ａｎと初期位相φｎが求まる。この際、各中間周波信号の周波数が基本波の周波数の何倍であるかは分かっているから、明らかにＡｎ＝０となるｎ倍波については、Ａｎ及びφｎの計算はしない。 Hereinafter Similarly, the total intermediate frequency signal y as appropriate number of times of sampling for one period of the fundamental wave, a n is obtained when the sum are multiplied by sin wave of n times the fundamental wave. The total intermediate frequency signal y is sampled as appropriate for one period of the fundamental wave, and summed by multiplying the fundamental wave with the cosine wave of the nth harmonic wave, b n is obtained. Now, (14) is used and (15), since the amplitude A n and the initial phase phi n of the intermediate frequency signal is n times wave is determined, the amplitude A n and the initial phase phi n of all of the intermediate frequency signal I want. At this time, since it is known how many times the frequency of each intermediate frequency signal is the frequency of the fundamental wave, An and φn are not calculated for the n-th harmonic wave where An = 0 clearly.
本実施例によれば、測距光と参照光とを切換えるのにシャッターを使うことなく、測距光路と参照光路に係る各中間周波信号の初期位相が同時に求まるため、従来よりも高速に距離測定を行うことができる。また、シャッターを用いないことによるコストダウンが可能になる。さらに、従来は、温度位相ドリフトを少なくするため、連続測距中の発光素子を電源ＯＮに保っていた。しかし、本実施例によれば、測距光路と参照光路の同時測距が可能になるため、温度位相ドリフトが打ち消し合うので、測距毎に発光素子の電源をＯＮ／ＯＦＦでき、節電を図ることができる。 According to this embodiment, since the initial phase of each intermediate frequency signal related to the distance measuring optical path and the reference optical path can be obtained simultaneously without using a shutter to switch between the distance measuring light and the reference light, the distance can be increased at a higher speed than in the past. Measurements can be made. Further, the cost can be reduced by not using the shutter. Further, conventionally, in order to reduce the temperature phase drift, the light emitting elements during continuous distance measurement are kept on. However, according to the present embodiment, since the distance measurement optical path and the reference optical path can be simultaneously measured, the temperature phase drift cancels out. Therefore, the power of the light emitting element can be turned on / off for each distance measurement to save power. be able to.
さらに、変調周波数Ｆ３とＦ３−Ｆ４とを近接させているので、近接法によって、両変調周波数の差となる変調周波数Ｆ４を用いることなく、極めて低い変調周波数Ｆ４を用いた場合の測距値ｄ４を得ることができる。このため、変調周波数をあまり下げることなく、遠距離測定が可能となり、しかも従来よりも誤差を小さくできる。 Furthermore, since the modulation frequencies F 3 and F 3 -F 4 are close to each other, the extremely low modulation frequency F 4 is used without using the modulation frequency F 4 that is the difference between the two modulation frequencies by the proximity method. distance value d 4 in can be obtained. For this reason, it is possible to perform a long distance measurement without reducing the modulation frequency so much, and the error can be reduced as compared with the conventional case.
ここで、温度位相ドリフトが打ち消し合う理由について説明する。温度位相ドリフトは、周波数Ｆ１、Ｆ２及びＦ３又はＦ３−Ｆ４の全てで起きるが、同じ理由で起きるのであるから、ここでは周波数Ｆ１についてのみ説明する。第１の発光素子１３に印加される変調された電気信号の周波数をＦ１＝（１＋０）Ｆ１、第２の発光素子１４に印加される変調された電気信号の周波数をＦ１−Δｆ１＝（１＋ｂ）Ｆ１、受光素子４０、５０に接続された周波数変換器４２、５２に印加される局部発振周波数Ｆｌｏ＝（１＋ａ）Ｆ１とし、かつ、ａ＞0＞ｂの条件で考える。
Here, the reason why the temperature phase drifts cancel each other will be described. The temperature phase drift occurs at all of the frequencies F 1 , F 2 and F 3 or F 3 -F 4 , but for the same reason, only the frequency F 1 will be described here. The frequency of the modulated electric signal applied to the first
受光素子４０の出力の波形ｙ１は、次式のようになる。
ｙ１＝ｙｐｄ１，ｌｄ１ｃｏｓ｛２πＦ１ｔ＋ψｌｄ１（Ｆ１）＋ψｐｄ１（Ｆ１）−２πＦ１（２Ｄ０／ｃ）｝
＋ｙｐｄ１，ｌｄ２ｃｏｓ｛２π（１＋ｂ）Ｆ１ｔ＋ψｌｄ２（（１＋ｂ）Ｆ１）＋ψｐｄ１（(１＋ｂ)Ｆ１）−２π(１＋ｂ)Ｆ１（２Ｄ３／ｃ）｝ （１０）
Waveform y 1 of the output of the
y 1 = y pd1, ld1 cos {2πF 1 t + ψ ld1 (F 1 ) + ψ pd1 (F 1 ) -2πF 1 (2D 0 / c)}
+ Y pd1, ld2 cos {2π (1 + b) F 1 t + ψ ld2 ((1 + b) F 1 ) + ψ pd1 ((1 + b) F 1 ) -2π (1 + b) F 1 (2D 3 / c)} (10)
受光素子５０の出力の波形ｙ２は、次式のようになる。
ｙ２＝ｙｐｄ２，ｌｄ１ｃｏｓ｛２πＦ１ｔ＋ψｌｄ１（Ｆ１）＋ψｐｄ２（Ｆ１）−２πＦ１（２Ｄ１／ｃ）｝
＋ｙｐｄ２，ｌｄ２ｃｏｓ｛２π（１＋ｂ）Ｆ１ｔ＋ψｌｄ２（（１＋ｂ）Ｆ１）＋ψｐｄ２（(１＋ｂ)Ｆ１）−２π(１＋ｂ)Ｆ１（２Ｄ２／ｃ）｝ （１１）
Waveform y 2 of the output of the
y 2 = y pd2, ld1 cos {2πF 1 t + ψ ld1 (F 1 ) + ψ pd2 (F 1 ) -2πF 1 (2D 1 / c)}
+ Y pd2, ld2 cos {2π (1 + b) F 1 t + ψ ld2 ((1 + b) F 1 ) + ψ pd2 ((1 + b) F 1 ) -2π (1 + b) F 1 (2D 2 / c)} (11)
ただし、各記号は、次のように定義される。
ｙｐｄ１，ｌｄ１：第１の発光素子１３と第１の受光素子４０間の信号の振幅
ｙｐｄ１，ｌｄ２：第２の発光素子１４と第１の受光素子４０間の信号の振幅
ｙｐｄ２，ｌｄ１：第１の発光素子１３と第２の受光素子５０間の信号の振幅
ｙｐｄ２，ｌｄ２：第２の発光素子１４と第２の受光素子５０間の信号の振幅
ψｌｄ１：第1の発光素子１３の温度位相ドリフト
ψｌｄ２：第２の発光素子１４の温度位相ドリフト
ψｐｄ１：第1の受光素子４０の温度位相ドリフト
ψｐｄ２：第２の受光素子５０の温度位相ドリフト
２Ｄ０：光波距離計から目標反射物までの往復距離
２Ｄ１：第１の参照光路２６の光路長
２Ｄ２：第２の参照光路３１の光路長
２Ｄ３：第３の参照光路２９の光路長
ｃ：光速
次に、周波数変換器４２、５２に入力される局部発振信号の波形ｙ３は、局部発振信号の振幅をｙｌｏ、局部発振信号の初期位相をφとすると、次式のようになる。
ｙ３＝ｙｌｏｃｏｓ｛２π（１＋ａ）Ｆ１ｔ＋φ｝ （１２）
However, each symbol is defined as follows.
y pd1, ld1 : Amplitude of signal between first
y 3 = y lo cos {2π (1 + a) F 1 t + φ} (12)
周波数変換器４２、５２に接続された低域フィルタ４３、５３からの出力波形ｙ４、ｙ５は、それぞれｙ１×ｙ３、ｙ２×ｙ３に低域フィルタ４３、５３の温度位相ドリフトψｆ１、ψｆ２を加えて、次式のようになる。
ｙ４＝（ｙｐｄ１，ｌｄ１ｙｌｏ／２）ｃｏｓ｛２πａＦ１ｔ−ψｌｄ１（Ｆ１）−ψｐｄ１（Ｆ１）＋ψｆ1（ａＦ１）＋２πＦ１（２Ｄ０／ｃ）＋φ｝
＋（ｙｐｄ１，ｌｄ２ｙｌｏ／２）ｃｏｓ｛２π（ａ−ｂ）Ｆ１ｔ−ψｌｄ２（（１＋ｂ）Ｆ１）−ψｐｄ１（(１＋ｂ)Ｆ１）＋ψｆ1（（ａ−ｂ）Ｆ１）＋２π(１＋ｂ)Ｆ１（２Ｄ３／ｃ）＋φ｝ （１３）
ｙ５＝（ｙｐｄ２，ｌｄ１ｙｌｏ／２）ｃｏｓ｛２πａＦ１ｔ−ψｌｄ１（Ｆ１）＋ψｐｄ２（Ｆ１）−ψｆ２（ａＦ１）＋２πＦ１（２Ｄ１／ｃ）＋φ｝
＋（ｙｐｄ２，ｌｄ２ｙｌｏ／２）ｃｏｓ｛２π（ａ−ｂ）Ｆ１ｔ−ψｌｄ２（（１＋ｂ）Ｆ１）−ψｐｄ２（(１＋ｂ)Ｆ１）＋ψｆ２（（ａ−ｂ）Ｆ１）＋２π(１＋ｂ)Ｆ１（２Ｄ２／ｃ）＋φ｝ （１４）
The output waveforms y 4 and y 5 from the low-
y 4 = (y pd1, ld1 y lo / 2) cos {2πaF 1 t−ψ ld1 (F 1 ) −ψ pd1 (F 1 ) + ψ f1 (aF 1 ) + 2πF 1 (2D 0 / c) + φ}
+ (Y pd1, ld2 y lo / 2) cos {2π (ab) F 1 t−ψ ld2 ((1 + b) F 1 ) −ψ pd1 ((1 + b) F 1 ) + ψ f1 ((ab)) F 1 ) + 2π (1 + b) F 1 (2D 3 / c) + φ} (13)
y 5 = (y pd2, ld1 y lo / 2) cos {2πaF 1 t−ψ ld1 (F 1 ) + ψ pd2 (F 1 ) −ψ f2 (aF 1 ) + 2πF 1 (2D 1 / c) + φ}
+ (Y pd2, ld2 y lo / 2) cos {2π (ab) F 1 t−ψ ld2 ((1 + b) F 1 ) −ψ pd2 ((1 + b) F 1 ) + ψ f2 ((ab)) F 1 ) + 2π (1 + b) F 1 (2D 2 / c) + φ} (14)
測距値ｄは、中間周波信号の初期位相をθとすると、ｄ＝θｃ／（２π）／Ｆｍ（Ｆｍは変調周波数）と求まるから、測距光路２３に係るｙ４の第１項の位相成分から求まる測距値をｄ０、第３の参照光絽２９に係るｙ４の第２項の位相成分から求まる測距値をｄ３、第１の参照光絽２６に係るｙ５の第１項の位相成分から求まる測距値をｄ１、第２の参照光絽３１に係るｙ５の第２項の位相成分から求まる測距値をｄ２とすると、ｄ０、ｄ３、ｄ１、ｄ２は、それぞれ次のように求まる。ただし、Ｆ１＝７５ＭＨｚとする。
ｄ０＝２Ｄ０＋｛４／（２π）｝｛−ψｌｄ１（Ｆ１）−ψｐｄ１（Ｆ１）＋ψｆ１（ａＦ１）＋φ｝ （１５）
ｄ３＝２Ｄ３＋｛４／（２π（１＋ｂ））｛−ψｌｄ２（（１＋ｂ）Ｆ１）−ψｐｄ１（（１＋ｂ）Ｆ１）＋ψｆ１（（ａ−ｂ）Ｆ１）＋φ｝ （１６）
ｄ１＝２Ｄ１＋｛４／（２π）｝｛−ψｌｄ1（Ｆ１）−ψｐｄ２（Ｆ１）＋ψｆ２（ａＦ１）＋φ｝ （１７）
ｄ２＝２Ｄ２＋｛４／（２π（１＋ｂ））｝｛−ψｌｄ２（（１＋ｂ）Ｆ１）−ψｐｄ２（（１＋ｂ）Ｆ１）＋ψｆ２（（ａ−ｂ）Ｆ１）＋φ｝ （１８）
The distance measurement value d is obtained as d = θc / (2π) / Fm (Fm is the modulation frequency), where θ is the initial phase of the intermediate frequency signal. Therefore, the phase of the first term of y 4 related to the distance measurement
d 0 = 2D 0 + {4 / (2π)} {− ψ ld1 (F 1 ) −ψ pd1 (F 1 ) + ψ f1 (aF 1 ) + φ} (15)
d 3 = 2D 3 + {4 / (2π (1 + b)) {− ψ ld2 ((1 + b) F 1 ) −ψ pd1 ((1 + b) F 1 ) + ψ f1 ((a−b) F 1 ) + φ} ( 16)
d 1 = 2D 1 + {4 / (2π)} {− ψ ld1 (F 1 ) −ψ pd2 (F 1 ) + ψ f2 (aF 1 ) + φ} (17)
d 2 = 2D 2 + {4 / (2π (1 + b))} {− ψ ld2 ((1 + b) F 1 ) −ψ pd2 ((1 + b) F 1 ) + ψ f2 ((a−b) F 1 ) + φ} (18)
測距値ｄ０、ｄ３、ｄ１、ｄ２を次のように加減算を行う。
（ｄ０−ｄ３）−（ｄ１−ｄ２）＝ｄ０−ｄ１＋ｄ２−ｄ３
＝２Ｄ０−２Ｄ１＋２Ｄ２−２Ｄ３
＋｛４／（２π）｝｛ψＰｄ２（Ｆ１）−ψｐｄ１（Ｆ１）−ψｆ２（ａＦ１）＋ψｆ1（ａＦ１）｝
−｛４／（２π（１＋ｂ））｝｛ψＰｄ２（（１＋ｂ）Ｆ１）−ψｐｄ１（（１＋ｂ）Ｆ１）−ψｆ２（（ａ−ｂ）Ｆ１）＋ψｆ1（（ａ−ｂ）Ｆ１）｝ （１９）
The distance values d 0 , d 3 , d 1 and d 2 are added and subtracted as follows.
(D 0 -d 3 )-(d 1 -d 2 ) = d 0 -d 1 + d 2 -d 3
= 2D 0 -2D 1 + 2D 2 -2D 3
+ {4 / (2π)} {ψ Pd2 (F 1) -ψ pd1 (F 1) -ψ f2 (aF 1) + ψ f1 (aF 1)}
- {4 / (2π (1 + b))} {ψ Pd2 ((1 + b) F 1) -ψ pd1 ((1 + b) F 1) -ψ f2 ((a-b) F 1) + ψ f1 ((a-b ) F 1 )} (19)
ここで、各周波数Ｆ１、（１＋ｂ）Ｆ１、Ｆｌｏは近接しているので、次のように近似する。
｛４／（２π）｝｛ψＰｄ２（Ｆ１）≒｛４／（２π（１＋ｂ））｝｛ψＰｄ２（（１＋ｂ）Ｆ１）｝ （２０）
｛４／（２π）｝｛−ψＰｄ１（Ｆ１）≒｛４／（２π（１＋ｂ））｝｛−ψＰｄ１（（１＋ｂ）Ｆ１）｝ （２１）
Here, since the frequencies F 1 , (1 + b) F 1 and F lo are close to each other, they are approximated as follows.
{4 / (2π)} {ψ Pd2 (F 1 ) ≈ {4 / (2π (1 + b))} {ψ Pd2 ((1 + b) F 1 )} (20)
{4 / (2π)} {− ψ Pd1 (F 1 ) ≈ {4 / (2π (1 + b))} {− ψ Pd1 ((1 + b) F 1 )} (21)
すると、（１９）式は、次式のように書ける。
（ｄ０−ｄ３）−（ｄ１−ｄ２）≒２Ｄ０−２Ｄ１＋２Ｄ２−２Ｄ３
＋｛４／（２π）｝｛ψｆ1（ａＦ１）−｛４／（２π（１＋ｂ））｝｛ψｆ１（（ａ−ｂ）Ｆ１）｝
−｛４／（２π）｝｛ψｆ２（ａＦ１）−｛４／（２π（１＋ｂ））｝｛ψｆ２（（ａ−ｂ）Ｆ１）｝ （２２）
Then, equation (19) can be written as:
(D 0 −d 3 ) − (d 1 −d 2 ) ≈2D 0 −2D 1 + 2D 2 −2D 3
+ {4 / (2π)} {ψ f1 (aF 1 ) − {4 / (2π (1 + b))} {ψ f1 ((ab) F 1 )}
-{4 / (2π)} {ψ f2 (aF 1 )-{4 / (2π (1 + b))} {ψ f2 ((ab) F 1 )} (22)
（２２）式からは、発光素子１３、１４の温度位相ドリフトψｌｄ1、ψｌｄ２、受光素子４０、５０の温度位相ドリフトψＰｄ1、ψＰｄ２が無くなっているうえ、（２２）式の第２行及び第３行では、それぞれ前後の項が打ち消し合い、さらに（２２）式の第２行と第３行も打ち消し合うことから、低域フィルタ４３、５３の温度位相ドリフトψｆ１、ψｆ２も低減されていることが分かる。
また、低域フィルタ４３、５３の温度位相ドリフト低減効果を奏するためには、ａ＞０＞ｂの他に、ａ＞ｂ＞０、ｂ＞０＞ａ、０＞ｂ＞ａの条件でもよいことも分かる。このような条件を持たす周波数の例を図５に示す。なお、ｂ＞ａ＞０、０＞ａ＞ｂの場合は、温度位相ドリフト低減効果は少ない。
(22) From the equation, terms of temperature phase drift [psi ld1 of the
Further, in order to achieve the temperature phase drift reduction effect of the low-
ところで、本発明は、前記実施例に限るものではなく、種々の変形が可能である。たとえば、図６に示したように、低域フィルタ４３、４５、４７、５３、５５、５７の後に、それぞれ増幅器６０、６１、６２、６３、６４、６５を配置して、加算器４８、５８に入力される信号レベルを調節してもよい。また、図７に示したように、増幅器４１、５１の後に分波回路７０、７１を配置し、各周波数変換器４２、４４、４６、５２、５４、５６それぞれに適切な信号のみが入力されるようにしてもよい。
By the way, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications are possible. For example, as shown in FIG. 6,
さらに、図８に示したように、低域フィルタ４３に続く増幅器６０の出力と低域フィルタ５５に続く増幅器６４の出力とが加算器８０に入力され、加算器８０の出力がＡ／Ｄ変換機８３に入力され、低域フィルタ４５に続く増幅器６１の出力と低域フィルタ５７に続く増幅器６５の出力とが加算器８１に入力され、加算器８１の出力がＡ／Ｄ変換機８４に入力され、低域フィルタ４７に続く増幅器６２の出力と低域フィルタ５３に続く増幅器６３の出力とが加算器８２に入力され、加算器８２の出力がＡ／Ｄ変換機８５に入力されるように変更してもよい。
Further, as shown in FIG. 8, the output of the
この場合は、参照光路に係わる信号レベルの大きな中間周波信号のみが入力される増幅器６３、６４、６５の増幅度を下げ、測距光路に係わる信号レベルの小さな中間周波信号が入力される増幅器６０、６１、６２の増幅度を上げることができる。すると、遠距離測定のため微小な中間周波信号でも大きく増幅できるので、いっそう遠距離測定が可能になる。
In this case, the amplification degree of the
さらに、図９に示したように、低域フィルタ４３に続く増幅器６０の出力と低域フィルタ５７に続く増幅器６５の出力とが加算器８０に入力され、加算器８０の出力がＡ／Ｄ変換機８３に入力され、低域フィルタ４５に続く増幅器６１の出力と低域フィルタ５３に続く増幅器６３の出力とが加算器８１に入力され、加算器８１出力がＡ／Ｄ変換機８４に入力され、低域フィルタ４７に続く増幅器６２の出力と低域フィルタ５５に続く増幅器６４の出力とが加算器８２に入力され、加算器８２の出力がＡ／Ｄ変換機８５に入力されるように変更してもよい。この場合も、図７に示した実施例と同じ効果を奏する。
Further, as shown in FIG. 9, the output of the
さらに、本発明は、前記各実施例に限るものではなく、例えば、本発明は、光波距離計だけでなく、光波距離計を内蔵した測量機、例えばトータルステーションや、その他の距離測定装置等にも広く利用できる。 Furthermore, the present invention is not limited to the above-described embodiments. For example, the present invention is not limited to a light wave distance meter, but also a surveying instrument incorporating a light wave distance meter, such as a total station or other distance measuring device. Widely available.
１３、１４ 発光素子
２２ 目標反射物
２３ 測距光路
２６、２９、３１ 参照光路
４０、５０ 受光素子
４２、４４、４６、５２、５４、５６ 周波数変換器
Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３ 主変調周波数
Ｆ１−Δｆ１、Ｆ２−Δｆ２、Ｆ３−Δｆ３ 傍変調周波数
Ｆ１＋Δｆ１、Ｆ２＋Δｆ２、Ｆ３＋Δｆ３ 局部発振周波数
13,14-emitting
Claims (1)
第１の発光素子から出射された光は２つに分けられ、一方は目標反射物までを往復する測距光路を経て第１の受光素子に入射し、他方は第１の参照光路を経て第２の受光素子に入射し、第２の発光素子から出射された光は２つに分けられ、一方は第２の参照光路を経て第２の受光素子に入射し、他方は第３の参照光路を経て第１の受光素子に入射し、
第１の周波数変換器群及び第２の周波数変換器群は、それぞれ、前記主変調周波数と同数の周波数変換器から構成され、各周波数変換器にはそれぞれ異なる周波数の局部発振周波数の信号が入力され、該局部発振周波数は、各主変調周波数及び各主変調周波数に近接した各傍変調周波数の両方に近接した周波数Ｆ １ ＋Δｆ １ 、Ｆ ２ ＋Δｆ ２ 、Ｆ ３ ＋Δｆ ３ とされ、
前記各周波数変換器で発生させた中間周波信号Δｆ １ 、Δｆ ２ 、Δｆ ３ を用いて目標反射物までの距離を算出するとともに、
前記主変調周波数、前記傍変調周波数及び前記局部発振周波数は、それぞれの中で最も低い周波数Ｆ ３ 、Ｆ ３ −Δｆ ３ 、Ｆ ３ ＋Δｆ ３ は、それぞれに近接した別の周波数の主変調周波数Ｆ ３ −Ｆ ４ 、傍変調周波数Ｆ ３ −Ｆ ４ −Δｆ ４ 及び局部発振周波数Ｆ ３ −Ｆ ４ ＋Δｆ ４ に変更でき、近接法によって、最も低い周波数の主変調周波数の周波数変更前後の周波数差となる変調周波数Ｆ ４ に係る中間周波信号Δｆ ４ を用いた場合の目標反射物までの距離も算出でき、
前記各中間周波信号の周波数は、最も低いものに対して整数倍になっており、前記各中間周波信号はデジタル帯域フィルタによって分離される光波距離計。
A first light emitting element that emits light modulated at a plurality of main modulation frequencies F 1 , F 2 , F 3 , and side modulation frequencies F 1 -Δf 1 , F 2 -Δf adjacent to each of the main modulation frequencies. 2 , a second light emitting element that emits light modulated by F 3 −Δf 3 , a first light receiving element and a second light receiving element that receive light emitted from both light emitting elements, and a first light receiving element A first frequency converter group connected to the element; and a second frequency converter group connected to the second light receiving element;
The light emitted from the first light emitting element is divided into two, one is incident on the first light receiving element via a distance measuring optical path that reciprocates to the target reflector, and the other is incident on the first light path via the first reference optical path. The light incident on the second light receiving element and emitted from the second light emitting element is divided into two parts, one entering the second light receiving element via the second reference light path, and the other being the third reference light path. Through the first light receiving element,
Each of the first frequency converter group and the second frequency converter group is composed of the same number of frequency converters as the main modulation frequency, and a signal of a local oscillation frequency having a different frequency is input to each frequency converter. And the local oscillation frequency is set to frequencies F 1 + Δf 1 , F 2 + Δf 2 , F 3 + Δf 3 that are close to both the main modulation frequency and each of the near modulation frequencies close to the main modulation frequency,
Calculating the distance to the target reflector using the intermediate frequency signals Δf 1 , Δf 2 , Δf 3 generated by the frequency converters;
Said main modulation frequency, the near modulation frequency and the local oscillation frequency is the lowest frequency F 3 in each, F 3 -Δf 3, F 3 + Δf 3 is the main modulation frequency F of another frequency close to each 3− F 4 , the side modulation frequency F 3 −F 4 −Δf 4, and the local oscillation frequency F 3 −F 4 + Δf 4 , and the frequency difference between before and after the frequency change of the lowest main modulation frequency can be changed by the proximity method. The distance to the target reflector when using the intermediate frequency signal Δf 4 related to the modulation frequency F 4 can be calculated ,
The frequency range of each said intermediate frequency signal is an integral multiple with respect to the lowest thing, Each said intermediate frequency signal is a light wave rangefinder isolate | separated by a digital band filter .
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2009156724A JP5475349B2 (en) | 2009-07-01 | 2009-07-01 | Light wave distance meter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2009156724A JP5475349B2 (en) | 2009-07-01 | 2009-07-01 | Light wave distance meter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2011013068A JP2011013068A (en) | 2011-01-20 |
| JP5475349B2 true JP5475349B2 (en) | 2014-04-16 |
Family
ID=43592128
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2009156724A Expired - Fee Related JP5475349B2 (en) | 2009-07-01 | 2009-07-01 | Light wave distance meter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5475349B2 (en) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5730094B2 (en) * | 2011-03-28 | 2015-06-03 | 株式会社トプコン | Light wave distance meter |
| JP2023142441A (en) * | 2022-03-25 | 2023-10-05 | 株式会社トプコン | Light wave rangefinder |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2929385B2 (en) * | 1990-02-03 | 1999-08-03 | 株式会社ソキア | Lightwave rangefinder |
| JPH05323029A (en) * | 1992-05-18 | 1993-12-07 | Sokkia Co Ltd | Distance measuring method by light wave range finder |
| JP4707363B2 (en) * | 2004-10-20 | 2011-06-22 | 株式会社 ソキア・トプコン | Light wave distance meter |
| JP4851737B2 (en) * | 2005-06-23 | 2012-01-11 | 株式会社トプコン | Distance measuring device |
| JP4855749B2 (en) * | 2005-09-30 | 2012-01-18 | 株式会社トプコン | Distance measuring device |
| JP4828245B2 (en) * | 2006-02-02 | 2011-11-30 | 株式会社 ソキア・トプコン | Light wave distance meter |
-
2009
- 2009-07-01 JP JP2009156724A patent/JP5475349B2/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2011013068A (en) | 2011-01-20 |
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| A977 | Report on retrieval |
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