JP5465652B2 - 無停電電源装置 - Google Patents

Description

この発明は、無停電電源装置に関し、より特定的には、三相４線式非絶縁型無停電電源装置に関する。

この種の無停電電源装置としては、たとえば特開２０１０−６３３２８号公報（特許文献１）に記載されるように、三相４線式非絶縁型電力変換装置を複数台並列接続し、並列運転させるものがある。三相４線式非絶縁型電力変換装置とは、絶縁トランスを用いずに負荷に電力を供給することができる電力変換装置であり、一例として、交流−直流変換を行なう順変換回路と、直流−交流変換を行なう逆変換回路とで構成され、順変換回路と逆変換回路との共通部分である直流回路の正極と負極との間に、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子を２個直列接続したＮ相アームを接続し、順変換回路の交流入力側と逆変換回路の交流出力側に接続されたフィルタコンデンサの接続方法をスター結線とし、その中性点とＮ相アームの直列接続点とをリアクトルを介して接続している。

この特許文献１に記載される三相４線式非絶縁型電力変換装置の並列冗長システムにおいては、複数台の電力変換装置の並列運転時に装置間を零相電流が循環することにより、各電力変換装置の出力電流が不均等となる。そのため、特許文献１では、Ｎ相アームで出力電圧零相成分補正制御を、逆変換回路で出力電圧ノーマル成分補正制御を、各々行なうことによって、負荷に供給する電流を各電力変換装置で均等分担している。

特開２０１０−６３３２８号公報 特開２００９−１２４８３６号公報 特許第３０５７３３２号公報

ここで、たとえば特許第３０５７３３２号公報（特許文献３）は、負荷への電力供給を中断させないために、商用交流電源と無停電電源装置とを無瞬断で切替える無瞬断無停電電源装置を開示する。このような無瞬断無停電電源装置においては、２つの電源の切替えスイッチを用い、該切替えスイッチの切り替えを、一定のラップ期間、商用交流電源と無停電電源装置とを共通に負荷に接続させて行なう。

しかしながら、商用交流電源と上記の三相４線式非絶縁型電力変換装置とを、当該切替えスイッチを用いて無瞬断で切替えようとする場合には、ラップ期間中において、商用交流電源と電力変換装置との間に零相電流が流れる経路が形成される。そして、この経路を通じて、零相電流は電力変換装置と商用交流電源とに分流される。電力変換装置を流れる零相電流が電力変換装置の制御に干渉することにより、電力変換装置の制御が不安定となり、負荷への安定した電力供給の信頼性を低下させるという問題があった。

それゆえ、この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、交流電源からの給電と無停電電源装置からの給電との切替えを無瞬断で、かつ安定的に行なうことができる無停電電源装置を提供することである。

この発明のある局面に従う無停電電源装置は、直流正母線および直流負母線の間に接続され、中性点を備えたコンデンサからなる平滑回路と、平滑回路の直流端子および中性点に接続され、スイッチング素子のスイッチング動作によって平滑回路からの直流電力を三相交流電力に変換して、三相交流ラインへ出力するインバータ回路と、インバータ回路と三相交流ラインとの間に介挿接続された第１のスイッチと、中性点と三相交流負荷の中性点とを結ぶ中性相ラインと、三相交流ラインと中性相ラインとの間に接続され、三相交流ラインに三相交流電力を供給する三相交流電源と、三相交流電源と三相交流ラインとの間に介挿接続された第２のスイッチと、インバータ回路の出力電流を検出する電流センサと、インバータ回路の出力電圧を検出する電圧センサと、インバータ回路の電力変換動作を制御する制御装置とを備える。第１および第２のスイッチは、同時に導通状態となるラップ期間を挟んで相補に導通状態／非導通状態とされる。制御装置は、三相電圧指令と電圧センサの出力電圧検出値との偏差に基づいて三相電流指令を生成する出力電圧制御回路と、零相電圧指令と電圧センサの出力電圧検出値から抽出される零相電圧との偏差に基づいて零相電流指令を生成する零相電圧制御回路と、三相電流指令に零相電流指令を加算してインバータ回路の出力電流指令を生成し、出力電流指令と電流センサの出力電流検出値との偏差に基づいてインバータ回路の出力電圧指令を生成する出力電流制御回路と、出力電圧指令に従ってインバータ回路のスイッチング素子をオン／オフするゲート信号を出力するゲート信号出力回路とを含む。零相電圧制御回路は、第１および第２のスイッチがラップ期間にないときには、零相電圧が零電圧となるように零相電圧指令を生成する一方で、第１および第２のスイッチがラップ期間にあるときには、電流センサの出力電流検出値から導出されるインバータ回路を流れる零相電流を抑制するように零相電圧指令を生成する。

好ましくは、零相電圧制御回路は、零相電圧が零電圧となるように零相電圧指令を出力する第１の零相電圧指令手段と、電流センサの出力電流検出値から抽出されるインバータ回路を流れる零相電流に基づいて零相電圧指令を出力する第２の零相電圧指令手段と、第１および第２のスイッチがラップ期間にあるか否かを判定する判定手段と、判定手段による判定結果に応じて、第１の零相電圧指令生成手段および第２の零相電圧指令手段のいずれか一方を選択する選択手段とを含む。

好ましくは、インバータ回路は、三相４線式非絶縁型インバータである。

この発明によれば、三相交流電源からの給電とインバータ回路からの給電とのラップ期間において、該インバータ回路を流れる零相電流を抑制することができる。この結果、三相交流電源からの給電とインバータ回路からの給電との切替えを無瞬断で、かつ安定的に行なうことができるため、負荷への安定した電力供給の信頼性を向上することができる。

この発明の実施の形態に係る無停電電源装置の主回路構成を示す概略ブロック図である。 図１に示すインバータの構成を詳細に説明する回路図である。 基準発生回路により生成される基準値の波形図である。 図１に示した出力電圧制御回路の機能ブロック図である。 図１に示した零相電圧制御回路の機能ブロック図である。 論理和回路から出力されるラップ期間検出信号ＤＥＴを説明するためのタイミングチャートである。 図１に示した出力電流制御回路の機能ブロック図である。 図１に示したゲート制御回路の機能ブロック図である。 図２に示した３レベルインバータの一相分の構成を示す等価回路図である。 ３レベルインバータの一相分の構成を示す等価回路図である。 ３レベルインバータの一相分のＰＷＭ制御を説明するための波形図である。 ３レベルインバータの一相文の構成を示す等価回路図である。 ラップ期間以外の期間における無停電電源装置の構成を示す等価回路図である。 ラップ期間中の無停電電源装置の構成を示す等価回路図である。 ラップ期間中の零相電圧制御を説明するための機能ブロック図である。 本願発明が適用されるインバータの他の例を示す回路図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当する部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

図１は、この発明の実施の形態に係る無停電電源装置の主回路構成を示す概略ブロック図である。本発明の実施の形態に係る無停電電源装置１００は、三相４線式非絶縁型無停電電源装置であって、三相交流負荷２への電力供給を、商用交流電源１との間で無瞬断で切換えて行なう。

図１に示す構成において、無停電電源装置１００は、蓄電池３と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、インバータ４と、三相交流ライン１１と、中性相ライン１３と、リアクトルＬと、コンデンサＣと、電流センサ５と、電圧センサ６と、制御装置１０とを備える。

蓄電池３は、直流正母線７および直流負母線８の間に直流電力を供給する。なお、本実施の形態では、蓄電池は無停電電源装置１００に内蔵されているが、無停電電源装置１００の外部に設置されていてもよい。

コンデンサＣ１，Ｃ２は、直流正母線７および直流負母線８の間に直列に接続されて、直流正母線７および直流負母線８の間の電圧を平滑化する。平滑回路を構成するコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点である中性点Ｎには、直流中性点母線９が接続される。中性点Ｎは、さらに、中性相ライン１３を介して三相交流負荷２の中性点と接続される。

インバータ４は、平滑回路から直流正母線７、直流中性点母線９および直流負母線８を介して供給される直流電力を、三相交流電力に変換する。後述するように、インバータ４は３レベルインバータにより構成される。

インバータ４からの三相交流電力は、リアクトルＬおよびコンデンサＣにより構成された出力フィルタを介して三相交流負荷２に供給される。出力フィルタは、リアクトルＬ（リアクトルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）およびコンデンサＣ（コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗ）により構成された三相のＬＣフィルタ回路であって、インバータ４の動作により生じた高調波を除去する。

電流センサ５は、三相交流ライン１１（Ｕ相ライン、Ｖ相ライン、Ｗ相ライン）に介挿され、インバータ４から出力される三相電流ｉａ（Ｕ相ラインの電流ｉａｕ，Ｖ相ラインの電流ｉａｖ，Ｗ相ラインの電流ｉａｗ）を検出し、三相電流ｉａを示す三相電流信号を制御装置１０へ出力する。電圧センサ６は、三相交流ライン１１の電圧Ｖｏ（Ｕ相ラインの電圧Ｖｏｕ，Ｖ相ラインの電圧Ｖｏｖ，Ｗ相ラインの電圧Ｖｏｗ）を検出し、三相電圧Ｖｏを示す三相電圧信号を制御装置１０へ出力する。

三相交流ライン１１と三相交流負荷２との間にはスイッチＳＷ１が介挿接続される。スイッチＳＷ１は、インバータ４から三相交流負荷２に対する電力供給経路を導通／遮断する。スイッチＳＷ１は、図示しない制御部からの信号により導通／非導通（オン／オフ）される。スイッチＳＷ１は、スイッチＳＷ１の導通／非導通を示す信号を生成して制御装置１０へ出力する。

商用交流電源１は、三相交流負荷２に対して無停電電源装置１００と並列に接続される。商用交流電源１は、三相交流電源である。三相交流電源の三相交流ライン１５と三相交流負荷２との間にはスイッチＳＷ２が介挿接続される。三相交流負荷２の中性点は、三相交流電源の接地ライン１７を介して接地されている。スイッチＳＷ２は、商用交流電源１から三相交流負荷２に対する電力供給経路を導通／遮断する。スイッチＳＷ２は、図示しない制御部からの信号により導通／非導通（オン／オフ）される。スイッチＳＷ２は、スイッチＳＷ２の導通／非導通を示す信号を生成して制御装置１０へ出力する。

制御装置１０は、インバータ４の電力変換動作を制御する。後に詳細に説明するが、インバータ４は、半導体スイッチング素子により構成される。本実施の形態では、半導体スイッチング素子としては、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が適用される。また、本実施の形態では、半導体スイッチング素子の制御方式として、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を適用することができる。制御装置１０は、電流センサ５からの三相電流信号、電圧センサ６からの三相電圧信号およびスイッチＳＷ１，ＳＷ２からの導通／非導通を示す信号を受けてＰＷＭ制御を実行する。

次に、本実施の形態に係る無停電電源装置１００の動作について説明する。
商用交流電源１が正常に交流電力を供給可能である場合には、スイッチＳＷ２が導通（オン）されるとともに、スイッチＳＷ１が非導通（オフ）される。よって、商用交流電源１からの三相交流電力が、三相交流ライン１５を介して三相交流負荷２に供給される。

これに対して、商用交流電源１が停電した場合には、スイッチＳＷ１がオンされるとともに、スイッチＳＷ２がオフされる。この場合、制御装置１０は、蓄電池３からの直流電力を三相交流電力に変換するようにインバータ４を動作させることにより、三相交流負荷２に対する電力供給を継続させる。

ここで、商用交流電源１からの給電からインバータ４からの給電に切換えるときには、スイッチＳＷ２をオン状態としたままでスイッチＳＷ１をオンさせ、その後スイッチＳＷ２をオフさせるように制御する。同様に、インバータ４からの給電から商用交流電源１からの給電に切換えるときには、スイッチＳＷ１をオン状態としたままでスイッチＳＷ２をオンさせ、その後スイッチＳＷ１をオフさせるように制御する。このように、スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン／オフを切換える際に、スイッチＳＷ１，ＳＷ２がともにオンされている期間であるラップ期間を設けることによって、商用交流電源１とインバータ４とを無瞬断で切換えることができる。

（インバータの構成）
図２は、図１に示すインバータ４の構成を詳細に説明する回路図である。

図２を参照して、インバータ４は、Ｕ相アーム４Ｕと、Ｖ相アーム４Ｖと、Ｗ相アーム４Ｗと、ゲート駆動回路４０とを含む。

インバータ４の各相アーム４Ｕ，４Ｖ，４Ｗは、３レベル回路として構成され、４つのＩＧＢＴ素子と、６つのダイオードとを含む。詳細には、Ｕ相アーム４Ｕは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｕ〜Ｑ４Ｕと、ダイオードＤ１Ｕ〜Ｄ６Ｕとを含む。Ｖ相アーム４Ｖは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｖ〜Ｑ４Ｖと、ダイオードＤ１Ｖ〜Ｄ６Ｖとを含む。Ｗ相アーム４Ｗは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１Ｗ〜Ｑ４Ｗと、ダイオードＤ１Ｗ〜Ｄ６Ｗとを含む。

以下では、インバータ４の各相アームを総括的に説明するために、符号Ｕ，Ｖ，Ｗをまとめて符号「ｘ」と示す。ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ４ｘは、直流正母線７と直流負母線８との間に直列に接続される。ダイオードＤ１ｘ〜Ｄ４ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ４ｘにそれぞれ逆並列接続される。ダイオードＤ５ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘの接続点と中性点Ｎとに接続される。ダイオードＤ６ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘ，Ｑ４ｘの接続点と中性点Ｎとに接続される。なお、ダイオードＤ５ｘのカソードはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ２ｘの接続点に接続され、ダイオードＤ５ｘのアノードは中性点Ｎに接続される。ダイオード６ｘのアノードはＩＧＢＴ素子Ｑ６ｘ，Ｑ７ｘの接続点に接続され、ダイオードＤ６ｘのカソードは中性点Ｎに接続される。ダイオードＤ１ｘ〜Ｄ４ｘは還流ダイオードとして機能し、ダイオードＤ５ｘ，Ｄ６ｘはクランプダイオードとして機能する。

インバータ４の各相アーム４Ｕ，４Ｖ，４Ｗにおいては、ダイオードＤ５ｘ，Ｄ６ｘの接続点が直流入力端子に対応し、ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ３ｘの接続点が交流出力端子に対応する。インバータ４の各相アーム各相アーム４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの直流入力端子は、中性点Ｎに接続される。また、インバータ４の各相アーム４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの交流出力端子は、対応する線（Ｕ相ラインＵＬ，Ｖ相ラインＶＬ，Ｗ相ラインＷＬ）に接続される。

各ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ４ｘは、ゲート駆動回路４０から与えられる信号によってオン／オフされる。ゲート駆動回路４０は、制御装置１０内部のゲート制御回路２４から出力されるゲート信号ｓｇを受けると、このゲート信号ｓｇに基づいて各ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ４ｘをオン／オフするための信号を生成し、その生成した信号を対応するＩＧＢＹ素子へ出力する。

（制御装置の構成）
図１に示す構成において、制御装置１０は、論理和回路１２と、基準発生回路１４と、出力電圧制御回路１６と、零相電圧制御回路１８と、加算部２０と、出力電流制御回路２２と、ゲート制御回路２４とを含む。

基準発生回路１４は、三相電圧Ｖｏ（Ｕ相電圧Ｖｏｕ，Ｖ相電圧Ｖｏｖ，Ｗ相電圧Ｖｏｗ）の振幅基準値である三相基準値Ｖｒ（Ｕ相基準値Ｖｒｕ，Ｖ相基準値Ｖｒｖ，Ｗ相基準値Ｖｒｗ）を生成する。図３は、基準発生回路１４により生成される基準値Ｖｒｕ，Ｖｒｖ，Ｖｒｗの波形図である。なお、図３では、基準値として、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相について振幅が一定の正弦波電圧を生成する場合を例示したが、たとえばＶＶＶＦ−可変電圧可変周波数電源、ソフトスタートのように、基準値の振幅が時間とともに変化する場合であってもよい。基準発生回路１４で生成された基準値Ｖｒは、出力電圧制御回路１６へ出力される。

図４は、図１に示した出力電圧制御回路１６の機能ブロック図である。
図４を参照して、出力電圧制御回路１６は、三相基準値Ｖｒと電圧センサ６により検出された三相電圧Ｖｏとの偏差を演算し、その偏差に応じて三相電流の基準値である三相電流指令値Ｉｒ＊を算出する。具体的には、出力電圧制御回路１６は、減算部１６０，１６２，１６４と、ＰＩ制御回路１６６，１６８，１７０とを含む。

減算部１６０は、Ｕ相基準値Ｖｒｕと電圧センサ６により検出されたＵ相電圧Ｖｏｕとの偏差を算出する。ＰＩ制御回路１６６は、少なくとも比例要素（Ｐ：proportional element）および積分要素（Ｉ：integral element）を含んで構成され、Ｕ相基準値ＶｒｕとＵ相電圧Ｖｏｕとの偏差を入力として比例積分演算を行ない、その演算結果としてＵ相電流指令値Ｉｒｕ＊を生成する。

同様に、減算部１６２は、Ｖ相基準値Ｖｒｖと電圧センサ６により検出されたＶ相電圧Ｖｏｖとの偏差を算出する。ＰＩ制御回路１６８は、Ｖ相基準値ＶｒｖとＶ相電圧Ｖｏｖとの偏差を入力として比例積分演算を行ない、その演算結果としてＶ相電流指令値Ｉｒｖ＊を生成する。

また、減算部１６４は、Ｗ相基準値Ｖｒｗと電圧センサ６により検出されたＷ相電圧Ｖｏｗとの偏差を算出する。ＰＩ制御回路１７０は、Ｗ相基準値ＶｒｗとＷ相電圧Ｖｏｗとの偏差を入力として比例積分演算を行ない、その演算結果としてＷ相電流指令値Ｉｒｗ＊を生成する。

なお、図４では、電圧制御としてＰＩ制御を用いているが、比例要素（Ｐ）、積分要素（Ｉ）および微分要素（Ｄ：derivative element）を含むＰＩＤ制御を用いてもよい。また、これらに代えて、その他一般的な制御手法や現代制御理論を用いた制御回路を構成してもよい。

出力電圧制御回路１６により算出された三相電流指令値Ｉｒ＊は、加算部２０（図１）に入力される。加算部２０には、さらに、零相電圧制御回路１８からの零相電流指令値Ｉｒｚ＊が入力される。加算部２０は、三相電流指令値Ｉｒ＊と零相電流指令値Ｉｒｚ＊とを加算し、その加算結果を出力電流指令値ｉａ＊（Ｕ相電流指令値ｉａｕ＊，Ｖ相電流指令値流ｉａｖ＊，Ｗ相電流指令値ｉａｗ＊）として出力電流制御回路２２へ出力する。

図５は、図１に示した零相電圧制御回路１８の機能ブロック図である。
図５を参照して、零相電圧制御回路１８は、零相電圧の基準値である零相基準値Ｖｒｚを生成するとともに、電圧センサ６により検出された三相電圧Ｖｏ（Ｕ相電圧Ｖｏｕ，Ｖ相電圧Ｖｏｖ，Ｗ相電圧Ｖｏｗ）から零相電圧Ｖｏｚを抽出する。そして、零相電圧制御回路１８は、零相基準値Ｖｒｚと零相電圧Ｖｏｚとの偏差に応じて零相電流指令値Ｉａｚ＊を生成する。

具体的には、零相電圧制御回路１８は、零相基準値Ｖｒｚを生成する基準発生回路として、零電圧発生部１８０と、加算部１９２と、乗算部１９４，１９６と、リミッタ１９８と、切替回路１８２とを含む。

零電圧発生部１８０は、零相基準値Ｖｒｚとして零電圧を生成し、切替回路１８２へ出力する。

加算部１９２は、電流センサ５により検出された三相電流ｉａ（Ｕ相電流ｉａｕ，Ｖ相電流ｉａｖ，Ｗ相電流ｉａｗ）を加算し、その加算結果を乗算部１９４へ出力する。乗算部１９４は、加算部１９２からの加算結果を１／３倍することにより、零相電流ｉａｚを算出する（ｉａｚ＝１／３（ｉａｕ＋ｉａｖ＋ｉａｗ））。乗算部１９６は、乗算部１９４からの零相電流ｉａｚをｋ倍（ｋは０以上１以下の定数）することにより零相基準値Ｖｒｓを算出する。リミッタ１９８は、乗算部１９６から受けた零相基準値Ｖｒｓを予め定められた所定範囲を超えないように制限して切替回路１８２へ出力する。

なお、このように零相基準値Ｖｒｓを制限する構成としたのは、たとえば電流センサ５におけるセンサ誤差が大きくなる場合には、電流センサ５により検出された三相電流ｉａに従って零相基準値を生成することによって、却って正常な制御ができなくなるためである。

切替回路１８２は、論理和回路１２（図１）からのラップ期間検出信号ＤＥＴに応じて、零電圧発生部１８０およびリミッタ１９８と減算部１８４との接続を切替可能に構成される。具体的には、切替回路１８２がＩ側に接続されると、零電圧発生部１８０と減算部１８４とが接続される。これに対して、切替回路１８２がＩＩ側に接続されると、リミッタ１９８と減算部１８４とが接続される。

この切替回路１８２をＩ側およびＩＩ側のいずれに接続するかの制御は、論理和回路１２から出力されるラップ期間検出信号ＤＥＴに応じて行なわれる。このラップ期間検出信号ＤＥＴは、図１に示す無停電電源装置１００が、インバータ４からの給電と商用交流電源１からの給電とを切換える際のラップ期間にあるか否かを示す信号である。

図６は、論理和回路１２から出力されるラップ期間検出信号ＤＥＴを説明するためのタイミングチャートである。図６（ａ）は、インバータ４からの給電から商用交流電源１からの給電に切換えるときのタイミングチャートである。図６（ｂ）は、商用交流電源１からの給電からインバータ４からの給電に切換えるときのタイミングチャートである。

図６（ａ）を参照して、最初に、時刻ｔ０においては、スイッチＳＷ１が導通（オン）されるとともに、スイッチＳＷ２が非導通（オフ）されている。よって、商用交流電源１から三相交流負荷２へ電力を供給する電路が遮断されるため、インバータ４からの三相交流電力が三相交流ライン１１を介して三相交流負荷２に供給される。このとき、論理和回路１２は、Ｌ（論理ロー）レベルのラップ期間検出信号ＤＥＴを出力する。

次に、時刻ｔ１において、スイッチＳＷ２がオンされると、スイッチＳＷ１およびＳＷ２がともにオンされているラップ状態となる。これにより、インバータ４からの三相交流電力が三相交流ライン１１を介して三相交流負荷２に供給されるとともに、商用交流電源１からの三相交流電力が三相交流ライン１５を介して三相交流負荷２に供給される。論理和回路１２は、スイッチＳＷ１およびＳＷ２がともにオンされると、Ｈ（論理ハイ）レベルのラップ期間検出信号ＤＥＴを出力する。

そして、このスイッチＳＷ２がオンされた時刻ｔ１より遅れて、時刻ｔ２においてスイッチＳＷ１がオフされると、ラップ期間検出信号ＤＥＴはＨレベルからＬレベルに立下がる。なお、時刻ｔ２以降においては、インバータ４から三相交流負荷２へ電力を供給する電路が遮断されるため、商用交流電源１からの三相交流電力が三相交流ライン１５を介して三相交流負荷２に供給される。

図６（ｂ）を参照して、商用交流電源１からの給電からインバータ４からの給電に切換えるときも同様に、スイッチＳＷ１がオンされた時刻ｔ１からスイッチＳＷ２がオフされる時刻ｔ２までは、スイッチＳＷ１およびＳＷ２がともにオンされているラップ状態となる。この時刻ｔ１から時刻ｔ２までのラップ期間において、論理和回路１２は、Ｈレベルのラップ期間検出信号ＤＥＴを出力する。

再び図５を参照して、切替回路１８２は、ラップ期間検出信号ＤＥＴがＬレベルのときにはＩ側に接続される。したがって、ラップ期間以外の期間においては、零電圧発生部１８０からの零電圧が零相基準値Ｖｒｚとして減算部１８４へ出力される。

これに対して、切替回路１８２は、ラップ期間検出信号ＤＥＴがＨレベルのときにはＩＩ側に接続される。したがって、ラップ期間においては、リミッタ１９８からの零相基準値Ｖｒｓが零相基準値Ｖｒｚとして減算部１８４へ出力される。

加算部１８８は、電圧センサ６により検出された三相電圧Ｖｏ（Ｕ相電圧Ｖｏｕ，Ｖ相電圧Ｖｏｖ，Ｗ相電圧Ｖｏｗ）を加算し、その加算結果を乗算部１９０へ出力する。乗算部１９０は、加算部１８８からの加算結果を１／３倍することにより、零相電圧Ｖｏｚを算出する（Ｖｏｚ＝１／３（Ｖｏｕ＋Ｖｏｖ＋Ｖｏｗ））。

減算部１８４は、零相基準値Ｖｒｚと零相電圧Ｖｏｚとの偏差を算出する。ＰＩ制御回路１８６は、零相基準値Ｖｒｚと零相電圧Ｖｏｚとの偏差を入力として比例積分演算を行ない、その演算結果として零相電流指令値Ｉｒｚ＊を生成する。

再び図１に戻って、加算部２０は、出力電圧制御回路１６からの三相電流指令値ｉｒ＊と零相電圧制御回路１８からの零相電流指令値ｉｒｚ＊とを加算することによって出力電流指令値ｉａ＊を生成し、出力電流制御回路２２へ出力する。

出力電流制御回路２２は、加算部２０から出力電流指令値ｉａ＊を受け、電圧センサ６により検出された三相電圧Ｖｏを受け、電流センサ５により検出された三相電流ｉａを受ける。出力電流制御回路２２は、これらの入力に基づいて出力電圧指令値Ｖｏ＊（Ｕ相電圧指令値Ｖｏｕ＊，Ｖ相電圧指令値Ｖｏｕ＊，Ｗ相電圧指令値Ｖｏｗ＊）を生成し、その生成した出力電圧指令値Ｖｏ＊をゲート制御回路２４へ出力する。

図７は、図１に示した出力電流制御回路２２の機能ブロック図である。
図７を参照して、出力電流制御回路２２は、減算部２２０，２２２，２２４と、Ｐ制御回路２２６，２２８，２３０と、加算部２３２，２３４，２３６とを含む。

減算部２２０は、Ｕ相電流指令値ｉａｕ＊と電流センサ５により検出されたＵ相電流ｉａｕとの偏差を算出する。Ｐ制御回路２２６は、少なくとも比例要素（Ｐ：proportional element）を含んで構成され、Ｕ相電流指令値ｉａｕ＊とＵ相電流Ｉａｕとの偏差を入力として比例演算を行ない、その演算結果を加算部２３２へ出力する。加算部２３２は、Ｐ制御回路２２６の出力と電圧センサ６により検出されたＵ相電圧Ｖｏｕとを加算し、その加算結果をＵ相電圧指令値Ｖｏｕ＊としてゲート制御回路２４（図１）へ出力する。

同様に、減算部２２２は、Ｖ相電流指令値ｉａｖ＊と電流センサ５により検出されたＶ相電流ｉａｖとの偏差を算出する。Ｐ制御回路２２８は、Ｖ相電流指令値ｉａｖ＊とＶ相電流Ｉａｖとの偏差を入力として比例演算を行ない、その演算結果を加算部２３４へ出力する。加算部２３４は、Ｐ制御回路２２８の出力と電圧センサ６により検出されたＶ相電圧Ｖｏｖとを加算し、その加算結果をＶ相電圧指令値Ｖｏｖ＊としてゲート制御回路２４へ出力する。

また、減算部２２４は、Ｗ相電流指令値ｉａｗ＊と電流センサ５により検出されたＷ相電流ｉａｗとの偏差を算出する。Ｐ制御回路２３０は、Ｗ相電流指令値ｉａｗ＊とＷ相電流Ｉａｗとの偏差を入力として比例演算を行ない、その演算結果を加算部２３６へ出力する。加算部２３６は、Ｐ制御回路２３０の出力と電圧センサ６により検出されたＷ相電圧Ｖｏｗとを加算し、その加算結果をＷ相電圧指令値Ｖｏｗ＊としてゲート制御回路２４へ出力する。

図８は、図１に示したゲート制御回路２４の機能ブロック図である。
図８を参照して、ゲート制御回路２４は、減算部２４０，２４２，２４４と、搬送波生成部２４６と、増幅器２４８，２５０，２５２と、ゲート信号出力回路２５４，２５６，２５８とを含む。

搬送波生成部２４６は、三角波からなる搬送波信号を生成し、その生成した搬送波信号を減算部２４０，２４２，２４４へ出力する。

減算部２４０は、出力電流制御回路２２から受けるＵ相電圧指令値Ｖｏｕ＊から搬送波生成部２４６から受ける搬送波信号を減算し、その減算結果を増幅器２４８へ出力する。増幅器２４８は、減算部２４０の出力を増幅してゲート信号出力回路２５４へ出力する。ゲート信号出力回路２５４は、増幅器２４８の出力に応じてＵ相アーム４Ｕの４つのＩＧＢＴ素子Ｑ１ｕ〜Ｑ４ｕのオン／オフを制御するためのＵ相ゲート信号ｓｇｕを生成し、その生成したＵ相ゲート信号ｓｇｕをインバータ４内のゲート駆動回路４０（図２）へ出力する。

同様に、減算部２４２は、出力電流制御回路２２から受けるＶ相電圧指令値Ｖｏｖ＊から搬送波生成部２４６から受ける搬送波信号を減算し、その減算結果を増幅器２５０へ出力する。増幅器２５０は、減算部２４２の出力を増幅してゲート信号出力回路２５６へ出力する。ゲート信号出力回路２５６は、増幅器２５０の出力に応じてＶ相アーム４Ｖの４つのＩＧＢＴ素子Ｑ１ｖ〜Ｑ４ｖのオン／オフを制御するためのＶ相ゲート信号ｓｇｖを生成し、その生成したＶ相ゲート信号ｓｇｖをインバータ４内のゲート駆動回路４０（図２）へ出力する。

また、減算部２４４は、出力電流制御回路２２から受けるＵ相電圧指令値Ｖｏｗ＊から搬送波生成部２４６から受ける搬送波信号を減算し、その減算結果を増幅器２５２へ出力する。増幅器２５２は、減算部２４４の出力を増幅してゲート信号出力回路２５８へ出力する。ゲート信号出力回路２５８は、増幅器２５２の出力に応じてＷ相アーム４Ｗの４つのＩＧＢＴ素子Ｑ１ｗ〜Ｑ４ｗのオン／オフを制御するためのＷ相ゲート信号ｓｇｗを生成し、その生成したＷ相ゲート信号ｓｇｗをインバータ４内のゲート駆動回路４０（図２）へ出力する。

インバータ４においては、ゲート駆動回路４０は、ゲート制御回路２４から入力されるゲート信号ｓｇ（Ｕ相ゲート信号ｓｇｕ，Ｖ相ゲート信号ｓｇｖ，Ｗ相ゲート信号ｓｇｗ）に応じて、各相アームの４つのＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ４ｘのオン／オフを制御するための信号を生成する。なお、この４つのＩＧＢＴ素子のオン／オフを制御するための信号には、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ４ｘが同時にオンすることを防止するためのデッドタイムが設定される。

上述したように、本実施の形態に従う無停電電源装置１００においては、インバータ４からの給電と商用交流電源１からの給電とを切替える際に、スイッチＳＷ１およびＳＷ２がともに導通（オン）されているラップ期間が設けられている。このラップ期間中においては、三相交流負荷２に対してインバータ４および商用交流電源１が互いに並列に接続される。そのため、インバータ４および商用交流電源１の間に零相電流が流れる経路が形成されることとなる。

ここで、ラップ期間以外の期間においては、インバータ４を流れる零相電流は商用交流電源１に分流されることがないため、図５に示す零相電圧制御回路を用いて、零電圧となるように零相電圧をフィードバック制御することにより、零相電流を抑制することができる。その一方で、ラップ期間中は、インバータ４を流れる零相電流の一部が商用交流電源１に分流されるため、上記のフィードバック制御によっては、零相電流を抑制することができないという問題が生じてしまう。

このような不具合を回避するため、本実施の形態に係る無停電電源装置では、零相電圧制御回路１８は、ラップ期間とラップ期間以外の期間とで、零相基準値Ｖｒｚを切替え可能に構成される。具体的には、零相電圧制御回路１８は、ラップ期間以外の期間においては、零相電圧が零電圧となるように零相基準値Ｖｒｚを設定するのに対して、ラップ期間中は、インバータ４を流れる零相電流を抑制するように零相基準値Ｖｒｚを設定する。

以下に、図９に示す零相等価回路を参照して、無停電電源装置１００のラップ期間中にインバータ４を流れる零相電流の抑制するための制御構造について説明する。

図９は、図２に示した３レベルインバータの一相分の構成を示す等価回路図である。なお、以下の説明では、ｘ相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子の符号をＱ１〜Ｑ４と表す。

図９に示す等価回路において、コンデンサＣ１の電圧をＥｐとし、コンデンサＣ２の電圧をＥｎとする。なお、直流正母線７および直流負母線８の間の電圧はＥ（Ｅは所定値）である。中性点Ｎを接地して考えると、電圧Ｅｐ，ＥｎはいずれもＥ／２である。また、直流正母線７を流れる電流をｉｐとし、直流負母線８に流れる電流をｉｎとし、直流中性点母線９に流れる電流をｉｃとする。

ｘ相アームに含まれる４つのＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４をオン／オフさせるスイッチング制御を行なうことにより、ｘ相ライン（交流ライン）の接続先は、直流正母線７、直流中性点母線９および直流負母線８の間で切換えられる。すなわち、図１０に示すように、ｘ相アームは、直流正母線７、直流中性点母線９および直流負母線８の間でｘ相ラインの接続先を切換えるスイッチと等価である。そして、このスイッチが動作することにより、ｘ相ラインの電圧Ｖｘは、Ｅｐ（＝＋Ｅ／２），０，Ｅｎ（＝−Ｅ／２）の間で切換わる。図１０の等価回路において、交流出力は、３つの電位状態（ｐ，ｃ，ｎ）のいずれかとなる。このように３レベルインバータは、直流電圧Ｅを３つの値（Ｅｐ，０，Ｅｎ）を有する交流電圧に変換する。

図１１は、図１に示す制御装置１０により、インバータ４（３レベルインバータ）の一相分のＰＷＭ制御を説明するための波形図である。まず、図１１を用いて３レベルインバータの動作について説明する。交流電圧Ｖｘと参照信号φ１，φ２との高低が比較され、その比較結果に基づいてＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフの組合せが決定される。

交流電圧Ｖｘのレベルが参照信号φ１，φ２のレベルよりも高い期間（ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４）は、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４がオフされ、ｘ相ラインと直流正母線７とが接続される。

交流電圧Ｖｘのレベルが参照信号φ１，φ２のレベルの間にある期間（ｔ０〜ｔ１，ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜ｔ５，ｔ６〜ｔ７）は、ＩＧＢＴ素子Ｑ２，Ｑ３がオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ４がオフされ、ｘ相ラインと直流中性点母線９とが接続される。

交流電圧Ｖｘのレベルが参照信号φ１，φ２のレベルよりも低い期間（ｔ５〜ｔ６，ｔ７〜ｔ８）は、ＩＧＢＴ素子Ｑ３，Ｑ４がオンされ、ＩＧＢＴ素子Ｑ１，Ｑ２がオフされ、ｘ相ラインと直流負母線８とが接続される。

この結果、ｘ相ラインには、交流電圧Ｖｘと同じ位相の３レベル（Ｅｐ，０，Ｅｎ）の交流電圧が供給される。ここで、インバータのスイッチング周期Ｔにおける交流出力がｐ電位となる期間を規定するデューティ比をｄｐとし、スイッチング周期Ｔにおける交流出力がｎ電位となる期間を規定するデューティ比をｄｎとすると、ｘ相アームからｘ相ラインへ出力される電圧Ｖおよび電流ｉａは、式（１）〜（３）により表わされる。

Ｖ＝ｄｐ・Ｅｐ−ｄｎ・Ｅｎ （１）
ｉｐ＝ｄｐ・ｉａ （２）
ｉｎ＝−（ｄｎ・ｉａ） （３）
上記の式（１）〜（３）を用いることにより、図１０に示す一相分の等価回路は、図１２のように置換えることができる。そして、図１２に示される一相分の等価回路を用いて三相３レベルインバータを構成すると、図１３に示すような等価回路が形成される。

ここで、図１３に示す等価回路においては、直流正母線７を流れる電流ｉｐ，直流負母線８を流れる電流ｉｎおよび直流中性点母線９を流れる電流ｉｃは、式（４）〜（６）により表わすことができる。

ｉｐ＝ｄｐｕ・ｉａｕ＋ｄｐｖ・ｉａｖ＋ｄｐｗ・ｉａｗ （４）
ｉｎ＝−（ｄｎｕ・ｉａｕ＋ｄｎｖ・ｉａｖ＋ｄｎｗ・ｉａｗ） （５）
ｉｃ＝ｉａｕ＋ｉａｖ＋ｉａｗ−ｉｐ−ｉｎ （６）
ただし、ｄｐｕ，ｄｐｖ，ｄｐｗは、Ｕ相アーム，Ｖ相アーム，Ｗ相アームの交流出力Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗがそれぞれｐ電位となる期間を規定するデューティ比を示し、ｄｎｕ，ｄｎｖ，ｄｎｗは交流出力Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗがそれぞれｎ電位となる期間を規定するデューティ比を示す。

ここで、３レベルインバータにおいて、零相電流ｉｚは、Ｕ相電流ｉａｕ，Ｖ相電流ｉａｖ，Ｗ相電流ｉａｗを用いて、式（７）によって定義される。

ｉｚ＝ｉａｕ＋ｉａｖ＋ｉａｗ （７）
この式（７）を上記の式（６）に代入することにより、式（８）に示す関係が導かれる。

ｉｃ＝ｉｚ−ｉｐ−ｉｎ （８）
図１３に示す単機の三相３レベルインバータの場合には、零相電流ｉｚが流れる経路が存在しないため、ｉｚ＝０となる。そのため、インバータの制御は零相電流の影響を受けることなく、デューティ比ｄｐｕ，ｄｐｖ，ｄｐｗ，ｄｎｕ，ｄｎｖ，ｄｎｗを適切に調整することができる。

これに対して、インバータ４からの給電と商用交流電源１からの給電とを切換える際のラップ期間中においては、三相交流負荷２の中性点と三相３レベルインバータの中性点Ｎとの間に商用交流電源１が接続されるため、図１４に示すような等価回路が形成されることとなる。

図１４に示す構成において、零相電流ｉｚは、各相ラインに流れる経路と、三相交流負荷２の中性点を経由して商用交流電源１に流れ込む経路とが形成される。このように、ラップ期間中は零相電流ｉｚが流れる経路ができることによって、零相電流ｉｚがインバータの制御に干渉するという不具合が発生する。

このような不具合を回避するため、本実施の形態に係る無停電電源装置１００は、ラップ期間においては、電流センサ５により検出される三相電流ｉａｕ，ｉａｖ，ｉａｗから零相電流ｉｚを算出し、この算出した零相電流ｉｚを抑制するように、零相電圧をフィードバック制御する。

図１５は、ラップ期間中の零相電圧制御を説明するための機能ブロック図である。この図１５に示す機能ブロック図は、図５に示した零相電圧制御回路１８において切替回路１８２がＩＩ側に接続されているときに実現される制御構造を図示したものである。

図１５を参照して、零相電圧制御回路１８は、ラップ期間中にインバータ４を流れる零相電流を抑制するための制御回路として、加算部１９２、乗算部１９４，１９６およびリミッタ１９８からなる零相電流抑制回路２００を有している。この零相電流抑制回路２００は、電流センサ５により検出される三相電流ｉａｕ，ｉａｖ，ｉａｗをフィードバックさせて零相電流ｉｚを算出する。そして、この算出した零相電流ｉｚに基づいて、零相電流を抑制するように零相基準値Ｖｒｚを出力する。零相電圧制御回路１８は、この零相基準値Ｖｒｚと零相電圧Ｖｏｚとの偏差に応じて零相電流指令値Ｉａｚ＊を生成する。

この零相電流抑制分を含む零相電流指令値Ｉａｚ＊は、加算部２０２，２０４，２０６において、出力電圧制御回路１６により算出された三相電流指令値Ｉｒ＊に加算されると、出力電流指令値ｉａ＊（Ｕ相電流指令値ｉａｕ＊，Ｖ相電流指令値流ｉａｖ＊，Ｗ相電流指令値ｉａｗ＊）として出力電流制御回路２２へ出力される。

出力電流制御回路２２は、出力電流指令値ｉａ＊と、電流センサ５により検出された三相電流ｉａとに基づいて、三相電圧指令値Ｖｏ＊（Ｕ相電圧指令値Ｖｏｕ＊，Ｖ相電圧指令値Ｖｏｕ＊，Ｗ相電圧指令値Ｖｏｗ＊）を生成し、その生成した三相電圧指令値Ｖｏ＊をゲート制御回路２４（図２）へ出力する。ラップ期間中において、電流センサ５により検出された三相電流ｉａには、三相電流成分ｉａｕ＿ｉ，ｉａｖ＿ｉ，ｉａｗ＿ｉと零相電流成分ｉａｚとが含まれている。この三相電流ｉａと零相電流抑制分を含む出力電流指令値ｉａ＊とに基づいて三相電圧指令値Ｖｏ＊を生成することにより、インバータ４を流れる零相電流を効果的に抑制することができる。

以上のように、この発明の実施の形態によれば、インバータからの給電と商用交流電源からの給電とを切換える際のラップ期間中には、インバータを流れる零相電流を抑制するように零相電圧制御が行なわれるため、商用交流電源とインバータとを無瞬断で安定的に切替えることができる。この結果、負荷への安定した電力供給の信頼性を向上できる。特に、不平衡負荷に対しては、本願発明により中性相に流れる電流の影響を大幅に低減することが可能となる。

（変更例）
なお、上述した実施例では、インバータの一例として、図２に示す３レベルインバータについて例示したが、本願発明は、図１６に示す構成からなる３レベルインバータにも適用できることは自明である。

図１６は、本願発明が適用されるインバータの他の例を示す回路図である。図１６の例では、インバータ４の各相アーム４Ｕ，４Ｖ，４Ｗは、４つのＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ４ｘと、４つのダイオードＤ１ｘ〜Ｄ４ｘとを含む。ダイオードＤ１ｘ〜Ｄ４ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ〜Ｑ４ｘにそれぞれ逆並列接続される。

ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ４ｘは、直流正母線７と直流負母線８との間に直列に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘ，Ｑ３ｘは、ＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ４ｘの接続点と中性点Ｎとの間に直列に接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ２ｘのエミッタはＩＧＢＴ素子Ｑ１ｘ，Ｑ４ｘの接続点に接続され、そのコレクタはＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘのコレクタに接続される。ＩＧＢＴ素子Ｑ３ｘのエミッタは中性点Ｎに接続される。なお、ダイオードＤ１ｘ，Ｄ４ｘが還流ダイオードとして機能するのに対し、ダイオードＤ２ｘ，Ｄ３ｘはクランプダイオードとして機能する。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 商用交流電源、２ 三相交流負荷、３ 蓄電池、４ インバータ、４Ｕ Ｕ相アーム、４Ｖ Ｖ相アーム、４Ｗ Ｗ相アーム、５ 電流センサ、６ 電圧センサ、７ 直流正母線、８ 直流負母線、９ 直流中性点母線、１０ 制御装置、１１ 三相交流ライン、１２ 論理和回路、１３ 中性相ライン、１４ 基準発生回路、１５ 三相交流ライン、１６ 出力電圧制御回路、１７ 接地ライン、１８ 零相電圧制御回路、２０，１９２，２０２，２０４，２０６，２３２，２３４，２３６ 加算部、２２ 出力電流制御回路、２４ ゲート制御回路、４０ ゲート駆動回路、１００ 無停電電源装置、１６０，１６２，１６４，１８４，２２０，２２２，２２４，２４０，２４２，２４４ 減算部、１６６，１６８，１７０，１８６ ＰＩ制御回路、１８０ 零電圧発生部、１８２ 切替回路、１９０，１９４，１９６ 乗算部、１９８ リミッタ、２００ 零相電流抑制回路、２２６，２２８，２３０ Ｐ制御回路、２４６ 搬送波生成部、２４８，２５０，２５２ 増幅器、２５４，２５６，２５８ ゲート信号出力回路、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ、Ｌ リアクトル。

Claims (3)

1. 直流正母線および直流負母線の間に接続され、中性点を備えたコンデンサからなる平滑回路と、
   平滑回路の直流端子および中性点に接続され、スイッチング素子のスイッチング動作によって平滑回路からの直流電力を三相交流電力に変換して、三相交流ラインへ出力するインバータ回路と、
   インバータ回路と三相交流ラインとの間に介挿接続された第１のスイッチと、
   中性点と三相交流負荷の中性点とを結ぶ中性相ラインと、
   三相交流ラインと中性相ラインとの間に接続され、三相交流ラインに三相交流電力を供給する三相交流電源と、
   三相交流電源と三相交流ラインとの間に介挿接続された第２のスイッチと、
   インバータ回路の出力電流を検出する電流センサと、
   インバータ回路の出力電圧を検出する電圧センサと、
   インバータ回路の電力変換動作を制御する制御装置とを備え、
   第１および第２のスイッチは、同時に導通状態となるラップ期間を挟んで相補に導通状態／非導通状態とされ、
   制御装置は、
   三相電圧指令と電圧センサの出力電圧検出値との偏差に基づいて三相電流指令を生成する出力電圧制御回路と、
   零相電圧指令と電圧センサの出力電圧検出値から抽出される零相電圧との偏差に基づいて零相電流指令を生成する零相電圧制御回路と、
   三相電流指令に零相電流指令を加算してインバータ回路の出力電流指令を生成し、出力電流指令と電流センサの出力電流検出値との偏差に基づいてインバータ回路の出力電圧指令を生成する出力電流制御回路と、
   出力電圧指令に従ってインバータ回路のスイッチング素子をオン／オフするゲート信号を出力するゲート信号出力回路とを含み、
   零相電圧制御回路は、第１および第２のスイッチがラップ期間にないときには、零相電圧が零電圧となるように零相電圧指令を生成する一方で、第１および第２のスイッチがラップ期間にあるときには、電流センサの出力電流検出値から導出されるインバータ回路を流れる零相電流を抑制するように零相電圧指令を生成する、無停電電源装置。
2. 零相電圧制御回路は、
   零相電圧が零電圧となるように零相電圧指令を出力する第１の零相電圧指令手段と、
   電流センサの出力電流検出値から抽出されるインバータ回路を流れる零相電流に基づいて零相電圧指令を出力する第２の零相電圧指令手段と、
   第１および第２のスイッチがラップ期間にあるか否かを判定する判定手段と、 判定手段による判定結果に応じて、第１の零相電圧指令生成手段および第２の零相電圧指令手段のいずれか一方を選択する選択手段とを含む、請求項１に記載の無停電電源装置。
3. インバータ回路は、三相４線式非絶縁型インバータである、請求項１または２に記載の無停電電源装置。

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