JP5434475B2 - Amplifier and control method thereof - Google Patents

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Description

本発明は高周波信号を増幅するための増幅器及びその制御方法に関する。   The present invention relates to an amplifier for amplifying a high-frequency signal and a control method thereof.

図２１は背景技術の増幅器の構成例を示すブロック図である。   FIG. 21 is a block diagram showing a configuration example of a background art amplifier.

一般に、高周波信号を増幅するためのＲＦアンプ１０２７には、図２１に示すように直流電源１０１９から一定の直流電圧が供給される。ＲＦアンプ１０２７は、該直流電圧を電源に用いて入力された高周波信号（被増幅信号）を増幅する。   In general, a constant DC voltage is supplied from a DC power supply 1019 to an RF amplifier 1027 for amplifying a high-frequency signal, as shown in FIG. The RF amplifier 1027 amplifies a high frequency signal (amplified signal) input using the DC voltage as a power source.

図２２は図２１に示したＲＦアンプの構成例を示す回路図である。   FIG. 22 is a circuit diagram showing a configuration example of the RF amplifier shown in FIG.

図２２に示すように、ＲＦアンプ１０２７には、例えばソースが接地され、ドレインにインダクタ１０１７を介して直流電圧が供給される電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）１０１６が用いられる。被増幅信号はＦＥＴ１０１６のゲートに入力され、増幅後の信号はＦＥＴ１０１６のドレインから出力される。図２２に示す回路のＲＦアンプ１０２７は、一般にＡＢ級増幅器と呼ばれる。図２２では、ＦＥＴ１０１６のドレインにインダクタ１０１７を介して直流電圧が供給される構成例を示しているが、インダクタ１０１７に代えて抵抗素子や伝送線路を用いてもよい。   As shown in FIG. 22, for example, a field effect transistor (FET) 1016 having a source grounded and a DC voltage supplied to the drain via an inductor 1017 is used for the RF amplifier 1027. The amplified signal is input to the gate of the FET 1016, and the amplified signal is output from the drain of the FET 1016. The RF amplifier 1027 in the circuit shown in FIG. 22 is generally called a class AB amplifier. Although FIG. 22 shows a configuration example in which a DC voltage is supplied to the drain of the FET 1016 via the inductor 1017, a resistor element or a transmission line may be used instead of the inductor 1017.

図２３は、図２１に示したＲＦアンプ１０２７の出力信号の包絡線１１０５と直流電源１０１９から供給される電源電圧１１０６の関係を示している。   FIG. 23 shows the relationship between the envelope 1105 of the output signal of the RF amplifier 1027 shown in FIG. 21 and the power supply voltage 1106 supplied from the DC power supply 1019.

図２３に示すように、図２１に示した背景技術の増幅器（ＲＦアンプ１０２７）では、直流電源１０１９から供給される電源電圧１１０６が一定であり、ＲＦアンプ１０２７の出力信号の振幅(出力信号の包絡線１１０５の振幅と等しい)が小さい場合、その電圧差に応じた電力がＲＦアンプ１０２７の内部で消費される。そのため、図２１に示す背景技術の増幅器は電力効率が低いという問題がある。   As shown in FIG. 23, in the amplifier (RF amplifier 1027) of the background art shown in FIG. 21, the power supply voltage 1106 supplied from the DC power supply 1019 is constant, and the amplitude of the output signal (output signal of the output signal) of the RF amplifier 1027 is constant. If it is equal to the amplitude of the envelope 1105, power corresponding to the voltage difference is consumed inside the RF amplifier 1027. Therefore, the background art amplifier shown in FIG. 21 has a problem of low power efficiency.

このような問題を解決する技術として、図２４に示すエンベロープトラッキング増幅器（ＥＴ増幅器）が知られている。   As a technique for solving such a problem, an envelope tracking amplifier (ET amplifier) shown in FIG. 24 is known.

図２４に示すように、ＥＴ増幅器は、被増幅信号から抽出された、該被増幅信号の包絡線を結んだ振幅成分（ＡＭ（Amplitude Modulation）成分）を増幅する電源変調器１０１８を備え、電源変調器１０１８の出力電圧を電源に用いてＲＦアンプ１０２７により被増幅信号を増幅する。   As shown in FIG. 24, the ET amplifier includes a power supply modulator 1018 that amplifies an amplitude component (AM (Amplitude Modulation) component) extracted from the amplified signal and connecting the envelopes of the amplified signal. The amplified signal is amplified by the RF amplifier 1027 using the output voltage of the modulator 1018 as a power source.

例えば、被増幅信号が位相成分（ＰＭ（Phase Modulation）成分）と振幅成分（ＡＭ成分）とを含む変調波信号である場合、電源変調器１０１８にはエンベロープデテクタ（包絡線検出器：不図示）を用いて変調波信号から抽出された振幅成分（ＡＭ成分）の信号が入力され、ＲＦアンプ１０２７には被増幅信号である変調波信号が入力される。   For example, when the signal to be amplified is a modulated wave signal including a phase component (PM (Phase Modulation) component) and an amplitude component (AM component), the power supply modulator 1018 has an envelope detector (envelope detector: not shown). A signal of an amplitude component (AM component) extracted from the modulated wave signal is input to the RF amplifier 1027, and a modulated wave signal which is an amplified signal is input to the RF amplifier 1027.

なお、被増幅信号の振幅成分（ＡＭ成分）は、エンベロープデテクタを用いて抽出する構成に限定されるものではなく、例えば被増幅信号をベースバンド部より入手できる場合は、該ベースバンド部より入手した信号を処理する信号処理部によって被増幅信号のＡＭ成分が抽出される構成もある。   The amplitude component (AM component) of the amplified signal is not limited to the configuration that is extracted using the envelope detector. For example, when the amplified signal can be obtained from the baseband part, the amplitude component is obtained from the baseband part. There is also a configuration in which the AM component of the amplified signal is extracted by a signal processing unit that processes the processed signal.

図２５は、図２４に示したＥＴ増幅器の出力信号の包絡線１１０８とＲＦアンプ１０２７に供給される電源電圧１１０７の関係を示している。   FIG. 25 shows the relationship between the envelope 1108 of the output signal of the ET amplifier shown in FIG. 24 and the power supply voltage 1107 supplied to the RF amplifier 1027.

図２５に示すように、ＥＴ増幅器では、ＲＦアンプ１０２７に供給される電源電圧１１０７がＥＴ増幅器の出力信号の包絡線１１０８と同様に変化し、出力信号の振幅(出力信号の包絡線１１０８と等しいが小さければ電源電圧１１０７も低くなり、出力信号が大きければ電源電圧１１０７も高くなる。したがって、ＥＴ増幅器では、出力信号の包絡線１１０８と電源電圧１１０７との差が小さく、ＲＦアンプ１０２７の内部で消費する電力が低減して電力効率が向上する。   As shown in FIG. 25, in the ET amplifier, the power supply voltage 1107 supplied to the RF amplifier 1027 changes in the same manner as the envelope 1108 of the output signal of the ET amplifier, and the amplitude of the output signal (equal to the envelope 1108 of the output signal) Is small, the power supply voltage 1107 is also low, and if the output signal is large, the power supply voltage 1107 is also high.Therefore, in the ET amplifier, the difference between the envelope 1108 of the output signal and the power supply voltage 1107 is small. Power consumption is reduced and power efficiency is improved.

なお、図２４に示したＥＴ増幅器において、ＲＦアンプ１０２７への入力信号は位相成分（ＰＭ成分）と振幅成分（ＡＭ成分）とを含む変調波信号である場合を考えているが、該入力信号は位相成分（ＰＭ成分）のみでもよい。位相成分（ＰＭ成分）のみを入力する場合を、一般にポーラ変調型増幅器と呼び、振幅成分（ＡＭ成分）と位相成分（ＰＭ成分）両方を入力する場合をエンベロープトラッキング型増幅器と呼ぶ。本明細書では、ＲＦアンプ１０２７の入力信号にＡＭ成分が含まれているか否かによる影響がほとんどないため、どちらもエンベロープトラッキング増幅器（ＥＴ増幅器）と呼ぶものとする。   In the ET amplifier shown in FIG. 24, it is considered that the input signal to the RF amplifier 1027 is a modulated wave signal including a phase component (PM component) and an amplitude component (AM component). May be only the phase component (PM component). The case where only the phase component (PM component) is inputted is generally called a polar modulation type amplifier, and the case where both the amplitude component (AM component) and the phase component (PM component) are inputted is called an envelope tracking type amplifier. In this specification, since there is almost no influence by whether or not the input signal of the RF amplifier 1027 includes an AM component, both are referred to as envelope tracking amplifiers (ET amplifiers).

ところで、ＥＴ増幅器全体の電力効率は、ＲＦアンプ１０２７の電力効率と電源変調器１０１８の電力効率の積に等しいため、ＥＴ増幅器全体の電力効率を向上させるためには電源変調器１０１８の電力効率も向上させる必要がある。そのため、電源変調器１０１８には、通常、電力効率が高いデジタル増幅器が用いられる。そのような電源変調器１０１８の回路例を図２６に示す。   By the way, the power efficiency of the entire ET amplifier is equal to the product of the power efficiency of the RF amplifier 1027 and the power efficiency of the power supply modulator 1018. Therefore, in order to improve the power efficiency of the entire ET amplifier, the power efficiency of the power supply modulator 1018 is also increased. There is a need to improve. Therefore, a digital amplifier with high power efficiency is usually used for the power supply modulator 1018. A circuit example of such a power supply modulator 1018 is shown in FIG.

図２６に示すように、背景技術の電源変調器１０１８は、線形アンプ１０２１、比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４、スイッチングアンプ１０２５及び低域通過フィルタ１０２６を備えている。   As shown in FIG. 26, the power supply modulator 1018 of the background art includes a linear amplifier 1021, a comparator 1022, a gate driver 1024, a switching amplifier 1025, and a low-pass filter 1026.

線形アンプ１０２１の出力と電源変調器１０１８の出力とは抵抗素子１０２３を介して接続されている。   The output of the linear amplifier 1021 and the output of the power supply modulator 1018 are connected via a resistance element 1023.

線形アンプ１０２１には被増幅信号のＡＭ成分が入力される。   The AM component of the amplified signal is input to the linear amplifier 1021.

比較器１０２２は、線形アンプ１０２１の出力電圧と電源変調器１０１８の出力電圧とを比較し、例えば電源変調器１０１８の出力電圧が大きい場合はロウ（Ｌｏｗ）レベルを出力し、線形アンプ１０２１の出力電圧が大きい場合はハイ（Ｈｉｇｈ）レベルを出力する。   The comparator 1022 compares the output voltage of the linear amplifier 1021 and the output voltage of the power supply modulator 1018. For example, when the output voltage of the power supply modulator 1018 is large, the comparator 1022 outputs a low level, and the output of the linear amplifier 1021. When the voltage is large, a high level is output.

ゲートドライバ１０２４は、比較器１０２２の出力信号にしたがってスイッチングアンプ１０２５を駆動する。   The gate driver 1024 drives the switching amplifier 1025 according to the output signal of the comparator 1022.

スイッチングアンプ１０２５は、ゲートドライバ１０２４から出力される信号を増幅し、低域通過フィルタ１０２６にパルス状の信号を出力する。スイッチングアンプ１０２５は、大きな電流を出力できる点を除けば、ゲートドライバ１０２４と同様にインバータとして動作するため、スイッチングアンプ１０２５の出力信号は比較器１０２２の出力信号と同じになる。   The switching amplifier 1025 amplifies the signal output from the gate driver 1024 and outputs a pulsed signal to the low-pass filter 1026. Since the switching amplifier 1025 operates as an inverter like the gate driver 1024 except that a large current can be output, the output signal of the switching amplifier 1025 is the same as the output signal of the comparator 1022.

低域通過フィルタ１０２６は、スイッチングアンプ１０２５の出力信号を平滑化し、ＲＦアンプ１０２７の電源電圧として出力する。このような構成の電源変調器１０１８により、ＲＦアンプ１０２７には、被増幅信号のＡＭ成分と同じ波形の電源電圧が供給される。   The low pass filter 1026 smoothes the output signal of the switching amplifier 1025 and outputs it as the power supply voltage of the RF amplifier 1027. The power supply modulator 1018 having such a configuration supplies the power supply voltage having the same waveform as the AM component of the amplified signal to the RF amplifier 1027.

一般に、図２６に示すような電源変調器１０１８として用いるデジタル増幅器の電力効率は、７０〜９０％程度であり、比較的高い電力効率が得られる。しかしながら、図２６に示すような電源変調器１０１８では、パルス状の信号を低域通過フィルタ１０２６でフィルタリングすることでＲＦアンプ１０２７に供給する電源波形を生成するため、出力振幅に依存しない一定の量子化雑音が発生し、これが歪の要因になるという問題がある。   In general, the power efficiency of a digital amplifier used as the power supply modulator 1018 as shown in FIG. 26 is about 70 to 90%, and a relatively high power efficiency is obtained. However, since the power supply modulator 1018 as shown in FIG. 26 generates a power supply waveform to be supplied to the RF amplifier 1027 by filtering the pulse signal with the low-pass filter 1026, a constant quantum that does not depend on the output amplitude is generated. There is a problem that noise is generated and this causes distortion.

図２７は、図２４に示したＥＴ増幅器における、出力パワーとＡＣＰＲ（Adjacent Channel Power Ratio）歪との関係を示すグラフである。   FIG. 27 is a graph showing the relationship between output power and ACPR (Adjacent Channel Power Ratio) distortion in the ET amplifier shown in FIG.

通常、ＲＦアンプ１０２７がＡＢ級で動作している場合、その出力信号に現れる歪は出力パワーに比例し、出力パワーが小さければ小さく、出力パワーが大きければ大きくなる。   Normally, when the RF amplifier 1027 is operating at class AB, the distortion appearing in the output signal is proportional to the output power, and is small when the output power is small and large when the output power is large.

一方、ＥＴ増幅器では、上述したように入出力パワーに依存しない一定の量子化雑音が発生するが、この量子化雑音は、電源変調器１０１８の出力電圧が大きい場合は、ほとんど問題になることはない。しかしながら、入力パワーが小さいと相対的に雑音成分が大きくなり、図２７に示すようにＡＣＰＲ歪も増大する。このようなＥＴ増幅器の問題を解決する手法が、例えば特許文献１で提案されている。   On the other hand, as described above, constant quantization noise that does not depend on input / output power is generated in the ET amplifier. However, this quantization noise is almost a problem when the output voltage of the power supply modulator 1018 is large. Absent. However, when the input power is small, the noise component becomes relatively large, and the ACPR distortion also increases as shown in FIG. For example, Patent Document 1 proposes a method for solving such a problem of the ET amplifier.

図２８は、特許文献１に記載されたＥＴ増幅器の構成を簡易に示したブロック図である。   FIG. 28 is a block diagram simply showing the configuration of the ET amplifier described in Patent Document 1. In FIG.

特許文献１に記載されたＥＴ増幅器は、ＲＦアンプ１０２７、電源変調器１０１８及び電源選択スイッチＳ２を備え、電源変調器１０１８の出力電圧が所定のレベル以下のとき、電源選択スイッチＳ２によりＲＦアンプ１０２７に供給する電源電圧を一定の電圧に切り替える構成である。   The ET amplifier described in Patent Document 1 includes an RF amplifier 1027, a power supply modulator 1018, and a power supply selection switch S2. When the output voltage of the power supply modulator 1018 is equal to or lower than a predetermined level, the RF amplifier 1027 is operated by the power supply selection switch S2. The power supply voltage supplied to is switched to a constant voltage.

特許文献１では、ＥＴ増幅器に対する入力信号が小さい場合に、ＲＦアンプ１０２７に供給する電源電圧を一定の電圧に切り替え、ＲＦアンプ１０２７をＡＢ級で動作させることで歪を低減している。   In Patent Document 1, when the input signal to the ET amplifier is small, the power supply voltage supplied to the RF amplifier 1027 is switched to a constant voltage, and the distortion is reduced by operating the RF amplifier 1027 in class AB.

特表２００６-５１８９５５号公報JP 2006-518955 A

上述したように、背景技術のＥＴ増幅器では入力信号が小さいときに出力信号に現れる歪が大きくなるという問題がある。   As described above, the ET amplifier of the background art has a problem that distortion that appears in the output signal increases when the input signal is small.

一方、特許文献１に記載されたＥＴ増幅器は、入力信号が小さいときの出力信号の歪を低減できるが、ＲＦアンプに供給する電源電圧を切り替えるためのスイッチが大型になり、コストが増大する問題がある。   On the other hand, the ET amplifier described in Patent Document 1 can reduce distortion of the output signal when the input signal is small, but the switch for switching the power supply voltage supplied to the RF amplifier becomes large and the cost increases. There is.

特許文献１のＥＴ増幅器が備えるスイッチは、消費電流が比較的大きいＲＦアンプへ供給する電源を切り替えるために、インピーダンスが非常に小さく、かつ寄生容量を小さくする必要がある。このような条件を満たすスイッチをシリコンデバイスで実現するのは困難であり、該スイッチにはＧａＡｓやＳＯＩ（Silicon-On-Insulator）等を用いる必要がある。また、スイッチに要求される抵抗値や最大通過電力等の条件を満たすには、スイッチを非常に大きな面積で形成する必要がある。そのため、スイッチが大型となり、コストが増大してしまう。   The switch provided in the ET amplifier of Patent Document 1 needs to have a very small impedance and a small parasitic capacitance in order to switch the power supplied to the RF amplifier that consumes a relatively large current. It is difficult to realize a switch satisfying such conditions with a silicon device, and it is necessary to use GaAs, SOI (Silicon-On-Insulator), or the like for the switch. Moreover, in order to satisfy the conditions such as the resistance value and the maximum passing power required for the switch, it is necessary to form the switch with a very large area. Therefore, the switch becomes large and the cost increases.

本発明は上記したような従来の技術が有する問題点を解決するためになされたものであり、入力信号が小さいときに出力信号に現れる歪を低減できると共に、回路の大型化を抑制できる増幅器及びその制御方法を提供することを目的とする。   The present invention has been made to solve the above-described problems of the prior art, and an amplifier capable of reducing distortion appearing in an output signal when the input signal is small and suppressing an increase in circuit size. An object is to provide a control method thereof.

上記目的を達成するため本発明の増幅器は、被増幅信号を増幅するＲＦアンプと、
前記被増幅信号の振幅成分を増幅し、前記ＲＦアンプに電源として供給する電源変調器と、
を有する増幅器であって、
前記電源変調器の出力信号の振幅に応じて前記電源変調器の電源を切り替えるための制御信号を生成する振幅検知回路と、
前記電源変調器の電源となる少なくとも一種類の電圧源または電流源を備え、前記振幅検知回路から出力される制御信号にしたがって前記電源変調器の電源を切り替える電源回路と、
を有し、
前記電源変調器は、
前記被増幅信号の振幅成分と前記電源変調器の出力信号の差を増幅する比較器と、
前記比較器の出力信号を増幅するスイッチングアンプと、
前記比較器の出力信号にしたがって前記スイッチングアンプを駆動するゲートドライバと、
前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化する低域通過フィルタと、
を有し、
前記電源回路は、
前記比較器、前記ゲートドライバ、前記スイッチングアンプの電源の切り替えを個別に制御する構成である。 In order to achieve the above object, an amplifier of the present invention includes an RF amplifier that amplifies an amplified signal,
A power modulator for amplifying the amplitude component of the signal to be amplified and supplying the RF amplifier as a power source;
An amplifier comprising:
An amplitude detection circuit that generates a control signal for switching the power supply of the power supply modulator according to the amplitude of the output signal of the power supply modulator;
A power supply circuit comprising at least one voltage source or current source serving as a power supply for the power supply modulator, and switching the power supply of the power supply modulator according to a control signal output from the amplitude detection circuit;
I have a,
The power modulator is
A comparator that amplifies the difference between the amplitude component of the amplified signal and the output signal of the power supply modulator;
A switching amplifier that amplifies the output signal of the comparator;
A gate driver for driving the switching amplifier according to an output signal of the comparator;
A low-pass filter for smoothing the output signal of the switching amplifier;
Have
The power supply circuit is
In this configuration, switching of the power source of the comparator, the gate driver, and the switching amplifier is individually controlled .

または、被増幅信号を増幅するＲＦアンプと、
前記被増幅信号の振幅成分を増幅し、前記ＲＦアンプに電源として供給する電源変調器と、
を有する増幅器であって、
前記被増幅信号の振幅成分に応じて前記電源変調器の電源を切り替えるための制御信号を生成する振幅検知回路と、
前記電源変調器の電源となる少なくとも一種類の電圧源または電流源を備え、前記振幅検知回路から出力される制御信号にしたがって前記電源変調器の電源を切り替える電源回路と、
を有し、
前記電源変調器は、
前記被増幅信号の振幅成分と前記電源変調器の出力信号の差を増幅する比較器と、
前記比較器の出力信号を増幅するスイッチングアンプと、
前記比較器の出力信号にしたがって前記スイッチングアンプを駆動するゲートドライバと、
前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化する低域通過フィルタと、
を有し、
前記電源回路は、
前記比較器、前記ゲートドライバ、前記スイッチングアンプの電源の切り替えを個別に制御する構成である。 Or an RF amplifier for amplifying the amplified signal;
A power modulator for amplifying the amplitude component of the signal to be amplified and supplying the RF amplifier as a power source;
An amplifier comprising:
An amplitude detection circuit that generates a control signal for switching the power supply of the power supply modulator according to the amplitude component of the amplified signal;
A power supply circuit comprising at least one voltage source or current source serving as a power supply for the power supply modulator, and switching the power supply of the power supply modulator according to a control signal output from the amplitude detection circuit;
I have a,
The power modulator is
A comparator that amplifies the difference between the amplitude component of the amplified signal and the output signal of the power supply modulator;
A switching amplifier that amplifies the output signal of the comparator;
A gate driver for driving the switching amplifier according to an output signal of the comparator;
A low-pass filter for smoothing the output signal of the switching amplifier;
Have
The power supply circuit is
In this configuration, switching of the power source of the comparator, the gate driver, and the switching amplifier is individually controlled .

一方、本発明の増幅器の制御方法は、被増幅信号を増幅するＲＦアンプと、
前記被増幅信号の振幅成分を増幅し、前記ＲＦアンプに電源として供給する電源変調器と、
を有する増幅器の制御方法であって、
前記電源変調器が、
前記被増幅信号の振幅成分と前記電源変調器の出力信号の差を増幅する比較器と、
前記比較器の出力信号を増幅するスイッチングアンプと、
前記比較器の出力信号にしたがって前記スイッチングアンプを駆動するゲートドライバと、
前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化する低域通過フィルタと、
を備え、
前記電源変調器の出力信号の振幅に応じて前記電源変調器の電源を切り替えるための制御信号を生成し、
該制御信号により、前記比較器、前記ゲートドライバ、前記スイッチングアンプの電源の切り替えを個別に制御する方法である。 On the other hand, an amplifier control method of the present invention includes an RF amplifier that amplifies a signal to be amplified,
A power modulator for amplifying the amplitude component of the signal to be amplified and supplying the RF amplifier as a power source;
A method of controlling an amplifier comprising:
The power supply modulator is
A comparator that amplifies the difference between the amplitude component of the amplified signal and the output signal of the power supply modulator;
A switching amplifier that amplifies the output signal of the comparator;
A gate driver for driving the switching amplifier according to an output signal of the comparator;
A low-pass filter for smoothing the output signal of the switching amplifier;
With
Generate a control signal for switching the power supply of the power supply modulator according to the amplitude of the output signal of the power supply modulator,
This is a method of individually controlling switching of the power supply of the comparator, the gate driver, and the switching amplifier by the control signal .

または、被増幅信号を増幅するＲＦアンプと、
前記被増幅信号の振幅成分を増幅し、前記ＲＦアンプに電源として供給する電源変調器と、
を有する増幅器の制御方法であって、
前記電源変調器が、
前記被増幅信号の振幅成分と前記電源変調器の出力信号の差を増幅する比較器と、
前記比較器の出力信号を増幅するスイッチングアンプと、
前記比較器の出力信号にしたがって前記スイッチングアンプを駆動するゲートドライバと、
前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化する低域通過フィルタと、
を備え、
前記被増幅信号の振幅成分に応じて前記電源変調器の電源を切り替えるための制御信号を生成し、
該制御信号により、前記比較器、前記ゲートドライバ、前記スイッチングアンプの電源の切り替えを個別に制御する方法である。 Or an RF amplifier for amplifying the amplified signal;
A power modulator for amplifying the amplitude component of the signal to be amplified and supplying the RF amplifier as a power source;
A method of controlling an amplifier comprising:
The power supply modulator is
A comparator that amplifies the difference between the amplitude component of the amplified signal and the output signal of the power supply modulator;
A switching amplifier that amplifies the output signal of the comparator;
A gate driver for driving the switching amplifier according to an output signal of the comparator;
A low-pass filter for smoothing the output signal of the switching amplifier;
With
Generate a control signal for switching the power supply of the power supply modulator according to the amplitude component of the amplified signal,
This is a method of individually controlling switching of the power supply of the comparator, the gate driver, and the switching amplifier by the control signal .

本発明によれば、入力信号が小さいときに出力信号に現れる歪を低減できると共に、回路の大型化が抑制された増幅器が得られる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the distortion which appears in an output signal when an input signal is small can be reduced, and the amplifier by which the enlargement of the circuit was suppressed is obtained.

第１の実施の形態の増幅器の一構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the example of 1 structure of the amplifier of 1st Embodiment. 図１に示した線形アンプの他の構成例を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram illustrating another configuration example of the linear amplifier illustrated in FIG. 1. 図１に示した比較器が備える特性例を示す模式図である。It is a schematic diagram which shows the example of a characteristic with which the comparator shown in FIG. 1 is provided. 図１に示したスイッチングアンプの一構成例を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a switching amplifier illustrated in FIG. 1. 図１に示したスイッチングアンプの他の構成例を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram illustrating another configuration example of the switching amplifier illustrated in FIG. 1. 図１に示したゲートドライバの一構成例を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a gate driver illustrated in FIG. 1. 図１に示したゲートドライバの他の構成例を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram illustrating another configuration example of the gate driver illustrated in FIG. 1. 図１に示したゲートドライバの他の構成例を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram illustrating another configuration example of the gate driver illustrated in FIG. 1. 図１に示したゲートドライバの他の構成例を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram illustrating another configuration example of the gate driver illustrated in FIG. 1. 図１に示した増幅器の要部の電圧波形または電流波形の一例を示す波形図である。FIG. 2 is a waveform diagram illustrating an example of a voltage waveform or a current waveform of a main part of the amplifier illustrated in FIG. 1. 図１に示した低域通過フィルタの一構成例を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a low-pass filter illustrated in FIG. 1. 図１に示した低域通過フィルタの他の構成例を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram illustrating another configuration example of the low-pass filter illustrated in FIG. 1. 図１に示した振幅検知回路及び電源回路による電源制御の一例を示すグラフである。2 is a graph illustrating an example of power control by an amplitude detection circuit and a power circuit illustrated in FIG. 1. 図１に示した振幅検知回路及び電源回路による電源制御の他の例を示すグラフである。6 is a graph showing another example of power supply control by the amplitude detection circuit and the power supply circuit shown in FIG. 1. 図１に示した振幅検知回路及び電源回路による電源制御の他の例を示すグラフである。6 is a graph showing another example of power supply control by the amplitude detection circuit and the power supply circuit shown in FIG. 1. 図１に示した増幅器の具体例を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing a specific example of the amplifier shown in FIG. 1. 図１に示した振幅検知回路及び電源回路の一構成例を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration example of an amplitude detection circuit and a power supply circuit illustrated in FIG. 1. 図１７に示したピーク検知回路の一構成例を示す回路図である。FIG. 18 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a peak detection circuit illustrated in FIG. 17. 図１７に示した振幅検知回路及び電源回路の動作例を示す波形図である。FIG. 18 is a waveform diagram illustrating an operation example of the amplitude detection circuit and the power supply circuit illustrated in FIG. 17. 第２の実施の形態の増幅器の一構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the example of 1 structure of the amplifier of 2nd Embodiment. 背景技術の増幅器の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of the amplifier of background art. 図２１に示したＲＦアンプの構成例を示す回路図である。FIG. 22 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the RF amplifier illustrated in FIG. 21. 図２１に示したＲＦアンプの出力信号と直流電源から供給される電源電圧の関係を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the relationship between the output signal of RF amplifier shown in FIG. 21, and the power supply voltage supplied from DC power supply. 背景技術の増幅器の他の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the other structural example of the amplifier of background art. 図２４に示した増幅器の出力信号とＲＦアンプに供給される電源電圧の関係を示す波形図である。FIG. 25 is a waveform diagram showing a relationship between an output signal of the amplifier shown in FIG. 24 and a power supply voltage supplied to the RF amplifier. 図２４に示した増幅器が備える電源変調器の構成例を示す回路図である。FIG. 25 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a power supply modulator included in the amplifier illustrated in FIG. 24. 図２４に示した増幅器における出力パワーとＡＣＰＲ歪との関係を示すグラフである。FIG. 25 is a graph showing a relationship between output power and ACPR distortion in the amplifier shown in FIG. 24. FIG. 特許文献１に記載された増幅器の構成を簡易に示したブロック図である。It is the block diagram which showed simply the structure of the amplifier described in patent document 1. FIG.

次に本発明について図面を用いて説明する。
（第１の実施の形態）
図１は第１の実施の形態の増幅器の一構成例を示すブロック図である。 Next, the present invention will be described with reference to the drawings.
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of the amplifier according to the first embodiment.

図１に示すように、第１の実施の形態の増幅器は、ＲＦアンプ１０２７、電源変調器１０１８、抵抗素子１０２３、振幅検知回路１０２８及び電源回路１０２９を備えた構成である。   As shown in FIG. 1, the amplifier according to the first embodiment includes an RF amplifier 1027, a power supply modulator 1018, a resistance element 1023, an amplitude detection circuit 1028, and a power supply circuit 1029.

電源変調器１０１８は、背景技術と同様に、線形アンプ１０２１、比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４、スイッチングアンプ１０２５及び低域通過フィルタ１０２６を備えている。線形アンプ１０２１の出力と電源変調器１０１８の出力とは抵抗素子１０２３を介して接続されている。   The power supply modulator 1018 includes a linear amplifier 1021, a comparator 1022, a gate driver 1024, a switching amplifier 1025, and a low-pass filter 1026, as in the background art. The output of the linear amplifier 1021 and the output of the power supply modulator 1018 are connected via a resistance element 1023.

ＲＦアンプ１０２７には、例えば図２２に示した背景技術のＲＦアンプ１０２７と同様の回路が用いられる。   For the RF amplifier 1027, for example, a circuit similar to the RF amplifier 1027 of the background art shown in FIG. 22 is used.

線形アンプ１０２１には、例えば周知のオペアンプを用いることができる。図１では、線形アンプ１０２１の出力信号をその負入力端子に帰還することで、線形アンプ１０２１をボルテージフォロワとして用いる例を示しているが、線形アンプ１０２１は、例えば図２に示すように所要の利得を有していてもよい。図２に示す線形アンプ１０２１の利得は、抵抗素子１０３０の値をＲ１とし、抵抗素子１０３１の値をＲ２とした場合、（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１倍となる。なお、被増幅信号のＡＭ成分を供給する信号供給源が、比較器１０２２や抵抗素子１０２３等を動作させるのに十分な電流供給能力を備えている場合、線形アンプ１０２１は無くてもよい。   As the linear amplifier 1021, for example, a known operational amplifier can be used. FIG. 1 shows an example in which the linear amplifier 1021 is used as a voltage follower by feeding back the output signal of the linear amplifier 1021 to its negative input terminal. You may have a gain. The gain of the linear amplifier 1021 shown in FIG. 2 is (R1 + R2) / R1 times when the value of the resistance element 1030 is R1 and the value of the resistance element 1031 is R2. Note that when the signal supply source that supplies the AM component of the amplified signal has sufficient current supply capability to operate the comparator 1022, the resistance element 1023, and the like, the linear amplifier 1021 may be omitted.

比較器１０２２は、線形アンプ１０２１の出力電圧と電源変調器１０１８の出力電圧とを比較し、例えば電源変調器１０１８の出力電圧が大きい場合はロウ（Ｌｏｗ）レベルを出力し、線形アンプ１０２１の出力電圧が大きい場合はハイ（Ｈｉｇｈ）レベルを出力する。比較器１０２２には、例えば図３に示すようにヒステリシス特性を備えた回路を用いることが好ましい。このようなヒステリシス特性を備えた比較器１０２２を用いることで、ノイズ等による誤動作が防止される。   The comparator 1022 compares the output voltage of the linear amplifier 1021 and the output voltage of the power supply modulator 1018. For example, when the output voltage of the power supply modulator 1018 is large, the comparator 1022 outputs a low level, and the output of the linear amplifier 1021. When the voltage is large, a high level is output. As the comparator 1022, for example, a circuit having hysteresis characteristics as shown in FIG. 3 is preferably used. By using the comparator 1022 having such hysteresis characteristics, malfunction due to noise or the like is prevented.

ゲートドライバ１０２４は、比較器１０２２から出力されるパルス状の出力信号にしたがってスイッチングアンプ１０２５を駆動する。   The gate driver 1024 drives the switching amplifier 1025 according to the pulsed output signal output from the comparator 1022.

スイッチングアンプ１０２５は、ＲＦアンプ１０２７の電源となるため、例えばゲート幅が広く、比較的大きな電流を出力できるｐＭＯＳトランジスタ１０３２及びｎＭＯＳトランジスタ１０３３を備えた回路（図４参照）、あるいはｐＭＯＳトランジスタ１０３２及びダイオード１０３４を備えた回路（図５参照）が用いられる。一般に、スイッチングアンプ１０２５のように大電流を出力する回路は、入力インピーダンスが小さく、入力容量が大きい傾向がある。そのため、比較器１０２２の出力信号をスイッチングアンプ１０２５に入力しても、スイッチングアンプ１０２５を駆動できずに正常に動作しない場合がある。ゲートドライバ１０２４は、このような問題を回避するために設けたものであり、図６及び図７に示すように１段のインバータ１０３５、あるいは図８に示すように直列に接続された複数のインバータ１０３５で構成される。   Since the switching amplifier 1025 serves as a power source for the RF amplifier 1027, for example, a circuit having a wide gate width and a pMOS transistor 1032 and an nMOS transistor 1033 that can output a relatively large current (see FIG. 4), or a pMOS transistor 1032 and a diode. A circuit with 1034 (see FIG. 5) is used. In general, a circuit that outputs a large current like the switching amplifier 1025 tends to have a low input impedance and a high input capacitance. Therefore, even if the output signal of the comparator 1022 is input to the switching amplifier 1025, the switching amplifier 1025 may not be driven and may not operate normally. The gate driver 1024 is provided to avoid such a problem, and a single-stage inverter 1035 as shown in FIGS. 6 and 7 or a plurality of inverters connected in series as shown in FIG. 1035.

ゲートドライバ１０２４には、スイッチングアンプ１０２５が備えるｐＭＯＳトランジスタ１０３２とｎＭＯＳトランジスタ１０３３によるオン／オフの切り替え時に電源から接地電位へ流れる貫通電流を低減するため、ｐＭＯＳトランジスタやｎＭＯＳトランジスタがオンするタイミングを調整するための、例えば図９に示す２つのインバータ１０３５、論理積回路１０３６及び論理和回路１０３７で構成される遅延回路を備えていてもよい。ゲートドライバ１０２４は、スイッチングアンプ１０２５を駆動するのに十分な駆動能力を備えていればよく、図６〜図９に示す回路に限定されるものではない。なお、比較器１０２２がスイッチングアンプ１０２５を駆動するのに十分な電流供給能力を備えている場合、ゲートドライバ１０２４は無くてもよい。   The gate driver 1024 adjusts the timing when the pMOS transistor and the nMOS transistor are turned on in order to reduce the through current flowing from the power supply to the ground potential when the on / off switching is performed by the pMOS transistor 1032 and the nMOS transistor 1033 included in the switching amplifier 1025. For example, a delay circuit including two inverters 1035, a logical product circuit 1036, and a logical sum circuit 1037 shown in FIG. 9 may be provided. The gate driver 1024 only needs to have a driving capability sufficient to drive the switching amplifier 1025, and is not limited to the circuits shown in FIGS. Note that in the case where the comparator 1022 has sufficient current supply capability to drive the switching amplifier 1025, the gate driver 1024 may be omitted.

スイッチングアンプ１０２５の出力信号は、図１０の１１０２で示すようにパルス状の信号であり、低域通過フィルタ１０２６は、このパルス状の信号１１０２を平滑化して、ＲＦアンプ１０２７に電源電圧として供給する。   The output signal of the switching amplifier 1025 is a pulse signal as indicated by 1102 in FIG. 10, and the low-pass filter 1026 smoothes the pulse signal 1102 and supplies it to the RF amplifier 1027 as a power supply voltage. .

低域通過フィルタ１０２６は、例えば図１１や図１２に示すように、インダクタ１０３８やキャパシタ１０３９を用いて構成できる。低域通過フィルタ１０２６は、スイッチングアンプ１０２５から出力されるパルス状の信号を平滑化できれば、図１１や図１２に示す回路に限定されるものではない。   The low-pass filter 1026 can be configured using an inductor 1038 and a capacitor 1039 as shown in FIGS. 11 and 12, for example. The low-pass filter 1026 is not limited to the circuits shown in FIGS. 11 and 12 as long as the pulsed signal output from the switching amplifier 1025 can be smoothed.

電源回路１０２９は、比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に電源電圧を供給する回路である。   The power supply circuit 1029 is a circuit that supplies a power supply voltage to the comparator 1022, the gate driver 1024, and the switching amplifier 1025.

振幅検知回路１０２８は、低域通過フィルタ１０２６の出力信号から被増幅信号の振幅を検出し、該被増幅信号の振幅に基づき、電源回路１０２９から比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧を切り替えるための制御信号を出力する。比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧は、全て制御してもよく、いずれか一つを制御してもよい。   The amplitude detection circuit 1028 detects the amplitude of the amplified signal from the output signal of the low-pass filter 1026, and supplies the amplified signal to the comparator 1022, the gate driver 1024, and the switching amplifier 1025 from the power supply circuit 1029 based on the amplitude of the amplified signal. A control signal for switching the power supply voltage to be output is output. All of the power supply voltages supplied to the comparator 1022, the gate driver 1024, and the switching amplifier 1025 may be controlled, or any one of them may be controlled.

振幅検知回路１０２８は、少なくとも１つのしきい値電圧を生成するための直流電圧源を備え、該しきい値電圧と被増幅信号の振幅値とを比較し、該比較結果を示す制御信号により電源回路１０２９から比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧を切り替える。この振幅検知回路１０２８及び電源回路１０２９による電源電圧の制御例を図１３〜図１５に示す。   The amplitude detection circuit 1028 includes a DC voltage source for generating at least one threshold voltage, compares the threshold voltage with the amplitude value of the signal to be amplified, and supplies power by a control signal indicating the comparison result. The power supply voltage supplied from the circuit 1029 to the comparator 1022, the gate driver 1024, and the switching amplifier 1025 is switched. Examples of control of the power supply voltage by the amplitude detection circuit 1028 and the power supply circuit 1029 are shown in FIGS.

図１３は、被増幅信号の振幅値（入力振幅）が所定のしきい値電圧以下の場合に電源電圧（出力電源振幅）を０Ｖに切り替える例である。図１４は、被増幅信号の振幅値（入力振幅）に応じて電源電圧（出力電源振幅）を５段階に切り替える例である。このとき、しきい値電圧の近傍における頻繁な電源電圧の切り替えを防止するため、例えば図１５に示すように電源電圧（出力電源振幅）の切り替えにヒステリシス特性を持たせてもよい。   FIG. 13 shows an example in which the power supply voltage (output power supply amplitude) is switched to 0 V when the amplitude value (input amplitude) of the amplified signal is equal to or lower than a predetermined threshold voltage. FIG. 14 shows an example in which the power supply voltage (output power supply amplitude) is switched in five steps according to the amplitude value (input amplitude) of the amplified signal. At this time, in order to prevent frequent switching of the power supply voltage in the vicinity of the threshold voltage, for example, as shown in FIG. 15, switching of the power supply voltage (output power supply amplitude) may have a hysteresis characteristic.

本実施形態の増幅器では、被増幅信号の振幅値が小さいとき、比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧が低くなり、被増幅信号の振幅値が大きいとき、比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧が高くなるように制御すればよく、ヒステリシス特性の有無、電源電圧の切り替え段数及びしきい値電圧は任意に設定すればよい。また、電源回路１０２９から比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧の制御はそれぞれ同一でもよく、異なっていてもよい。   In the amplifier of this embodiment, when the amplitude value of the amplified signal is small, the power supply voltage supplied to the comparator 1022, the gate driver 1024 and the switching amplifier 1025 is low, and when the amplitude value of the amplified signal is large, the comparator 1022 The power supply voltage supplied to the gate driver 1024 and the switching amplifier 1025 may be controlled to be high, and the presence / absence of hysteresis characteristics, the number of power supply voltage switching stages, and the threshold voltage may be set arbitrarily. Further, the control of the power supply voltage supplied from the power supply circuit 1029 to the comparator 1022, the gate driver 1024, and the switching amplifier 1025 may be the same or different.

なお、電源電圧の頻繁な切り替えを防止する方法としては、上述した電源電圧の切り替えにヒステリシス特性を持たせる方法以外に、例えば予め設定した所定期間毎に被増幅信号の振幅値を保存し、該振幅値の最大値または平均値と上記しきい値電圧とを比較することで電源電圧を選択する方法がある。   As a method for preventing frequent switching of the power supply voltage, for example, the amplitude value of the signal to be amplified is stored every predetermined time period in addition to the method of providing hysteresis characteristics for the switching of the power supply voltage described above. There is a method of selecting a power supply voltage by comparing a maximum value or an average value of amplitude values with the threshold voltage.

次に、第１の実施の形態の増幅器の動作について図面を用いて説明する。   Next, the operation of the amplifier according to the first embodiment will be described with reference to the drawings.

図１６は図１に示した増幅器の具体例を示す回路図である。   FIG. 16 is a circuit diagram showing a specific example of the amplifier shown in FIG.

図１６に示す増幅器は、ゲートドライバ１０２４に図７に示した回路を用い、スイッチングアンプに図４に示した回路を用い、低域通過フィルタに図１１に示した回路を用いた構成である。また、電源回路１０２９は、振幅検知回路１０２８の制御により、比較器１０２２に供給する電源電圧を２段階に切り替え、ゲートドライバ１０２４に供給する電源電圧を３段階に切り替え、スイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧を４段階に切り替える構成である。   The amplifier shown in FIG. 16 has a configuration in which the circuit shown in FIG. 7 is used as the gate driver 1024, the circuit shown in FIG. 4 is used as the switching amplifier, and the circuit shown in FIG. 11 is used as the low-pass filter. Further, the power supply circuit 1029 switches the power supply voltage supplied to the comparator 1022 to two stages under the control of the amplitude detection circuit 1028, switches the power supply voltage supplied to the gate driver 1024 to three stages, and supplies power to the switching amplifier 1025. In this configuration, the voltage is switched in four stages.

線形アンプ１０２１には被増幅信号のＡＭ成分が入力される。また、ＲＦアンプ１０２７には、ＰＭ成分を含む被増幅信号またはＰＭ成分とＡＭ成分を含む被増幅信号が入力される。   The AM component of the amplified signal is input to the linear amplifier 1021. The RF amplifier 1027 receives an amplified signal including a PM component or an amplified signal including a PM component and an AM component.

比較器１０２２は、抵抗素子１０２３の両端に発生する、線形アンプ１０２１の出力電圧と電源変調器１０１８の出力電圧とを比較し、例えば電源変調器１０１８の出力電圧が大きい場合はロウ（Ｌｏｗ）レベルを出力し、線形アンプ１０２１の出力電圧が大きい場合はハイ（Ｈｉｇｈ）レベルを出力する。   The comparator 1022 compares the output voltage of the linear amplifier 1021 generated at both ends of the resistance element 1023 and the output voltage of the power supply modulator 1018. For example, when the output voltage of the power supply modulator 1018 is large, the comparator 1022 is at a low level. When the output voltage of the linear amplifier 1021 is large, a high level is output.

ゲートドライバ１０２４は、比較器１０２２の出力信号にしたがってスイッチングアンプ１０２５を駆動する。   The gate driver 1024 drives the switching amplifier 1025 according to the output signal of the comparator 1022.

スイッチングアンプ１０２５は、ゲートドライバ１０２４から出力される信号を増幅し、低域通過フィルタ１０２６にパルス状の信号を出力する。スイッチングアンプ１０２５は、大きな電流を出力できる点を除けば、ゲートドライバ１０２４と同様にインバータとして動作するため、スイッチングアンプ１０２５の出力信号は比較器１０２２の出力信号と同様に図１０の１１０２で示したパルス状の信号となる。   The switching amplifier 1025 amplifies the signal output from the gate driver 1024 and outputs a pulsed signal to the low-pass filter 1026. Since the switching amplifier 1025 operates as an inverter like the gate driver 1024 except that a large current can be output, the output signal of the switching amplifier 1025 is indicated by 1102 in FIG. It becomes a pulse signal.

低域通過フィルタ１０２６は、スイッチングアンプ１０２５の出力信号を平滑化し、ＲＦアンプ１０２７の電源電圧として出力する。   The low pass filter 1026 smoothes the output signal of the switching amplifier 1025 and outputs it as the power supply voltage of the RF amplifier 1027.

一般に、被増幅信号のＡＭ成分の周波数領域では、低域通過フィルタ１０２６のインピーダンスよりも抵抗素子１０２３のインピーダンスが十分に小さいため、低域通過フィルタ１０２６の出力電圧は線形アンプ１０２１の出力電圧とほぼ等しくなる。また、ＲＦアンプ１０２７にはスイッチングアンプ１０２５から図１０の１１０３で示すような電源電流が供給されため、線形アンプ１０２１からＲＦアンプ１０２７に電源電流を供給する必要はなく、線形アンプ１０２１の消費電流は図１０の１１０４で示すように少なくて済む。   In general, in the frequency domain of the AM component of the amplified signal, the impedance of the resistance element 1023 is sufficiently smaller than the impedance of the low-pass filter 1026, so that the output voltage of the low-pass filter 1026 is almost equal to the output voltage of the linear amplifier 1021. Will be equal. Further, since the power supply current as indicated by 1103 in FIG. 10 is supplied from the switching amplifier 1025 to the RF amplifier 1027, it is not necessary to supply the power supply current from the linear amplifier 1021 to the RF amplifier 1027, and the current consumption of the linear amplifier 1021 is As shown by 1104 in FIG.

以上説明したＥＴ増幅器としての動作に加えて、本実施形態の増幅器では、電源変調器１０１８が備える比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧を制御する。   In addition to the operation as the ET amplifier described above, the amplifier of this embodiment controls the power supply voltage supplied to the comparator 1022, the gate driver 1024, and the switching amplifier 1025 provided in the power supply modulator 1018.

一般に、スイッチング動作する回路は、電源電圧を下げても正常に動作する。したがって、スイッチング動作する比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧を下げてもこれらの回路は正常に動作する。このように電源電圧を下げれば、図１０の１１０２で示したパルス状の信号振幅が抑制され、パルス状の電圧変化に対する電流変化をより緩やかにできる。これは、出力信号の歪の源となるノイズが小さくなることを意味する。   In general, a circuit that performs a switching operation operates normally even when the power supply voltage is lowered. Therefore, these circuits operate normally even if the power supply voltage supplied to the comparator 1022, the gate driver 1024, and the switching amplifier 1025 that perform switching operation is lowered. If the power supply voltage is lowered in this way, the pulse-like signal amplitude indicated by 1102 in FIG. 10 is suppressed, and the current change with respect to the pulse-like voltage change can be made more gradual. This means that the noise that is the source of distortion of the output signal is reduced.

ここで、被増幅信号のＡＭ成分が小さい場合、スイッチング動作する比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧は０Ｖにしてもよい。その場合、電源変調器１０１８ではアナログ増幅器である線形アンプ１０２１のみ動作するため、電源変調器１０１８の消費電力が抑制される。また、電源変調器１０１８で発生する量子化雑音が低減され、ＡＢ級増幅器とほぼ同じ程度まで歪の発生を抑制できる。   Here, when the AM component of the amplified signal is small, the power supply voltage supplied to the comparator 1022, the gate driver 1024, and the switching amplifier 1025 that perform switching operation may be set to 0V. In that case, since only the linear amplifier 1021 that is an analog amplifier operates in the power supply modulator 1018, the power consumption of the power supply modulator 1018 is suppressed. Further, the quantization noise generated in the power supply modulator 1018 is reduced, and the generation of distortion can be suppressed to the same extent as that of the class AB amplifier.

次に図１に示した振幅検知回路１０２８及び電源回路１０２９の具体例について図面を用いて説明する。   Next, specific examples of the amplitude detection circuit 1028 and the power supply circuit 1029 illustrated in FIG. 1 will be described with reference to the drawings.

図１７は図１に示した振幅検知回路及び電源回路の一構成例を示す回路図である。図１８は、図１７に示したピーク検知回路の一構成例を示す回路図であり、図１９は、図１７に示した振幅検知回路及び電源回路の動作例を示す波形図である。なお、図１７は、電源電圧を４段階に切り替えるための振幅検知回路及び電源回路の構成例を示している。   FIG. 17 is a circuit diagram showing a configuration example of the amplitude detection circuit and the power supply circuit shown in FIG. 18 is a circuit diagram showing a configuration example of the peak detection circuit shown in FIG. 17, and FIG. 19 is a waveform diagram showing an operation example of the amplitude detection circuit and the power supply circuit shown in FIG. FIG. 17 shows a configuration example of an amplitude detection circuit and a power supply circuit for switching the power supply voltage in four stages.

図１７に示すように、振幅検知回路１０２８は、比較器（図１７では比較器１０４１〜１０４３）と、比較器の出力信号から振幅検知回路１０２８に入力される信号の振幅を検出するピーク検知回路１０４４〜１０４６とを有する構成である。電源回路１０２９は、直流電圧源１０５１と、電源変調器１０１８の比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４またはスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧を選択するスイッチ回路１０５２と、振幅検知回路１０２８の出力信号に基づいてスイッチ回路１０５２の動作を制御する論理回路１０５３とを有する構成である。なお、論理回路１０５３は振幅検知回路１０２８に備えていてもよい。   As shown in FIG. 17, the amplitude detection circuit 1028 includes a comparator (comparators 1041 to 1043 in FIG. 17) and a peak detection circuit that detects the amplitude of a signal input to the amplitude detection circuit 1028 from the output signal of the comparator. 1044 to 1046. The power supply circuit 1029 is based on a DC voltage source 1051, a switch circuit 1052 for selecting a power supply voltage to be supplied to the comparator 1022 of the power supply modulator 1018, the gate driver 1024 or the switching amplifier 1025, and an output signal of the amplitude detection circuit 1028. The logic circuit 1053 controls the operation of the switch circuit 1052. Note that the logic circuit 1053 may be included in the amplitude detection circuit 1028.

振幅検知回路１０２８は、しきい値電圧として用いる直流電圧ＶDC1、ＶDC2及びＶDC3を生成する不図示の電圧源を備え、比較器１０４１〜１０４３は、直流電圧ＶDC1、ＶDC2及びＶDC3と、振幅検知回路１０２８に入力される信号の振幅電圧とを比較し、その比較結果を出力する。なお、直流電圧ＶDC1、ＶDC2及びＶDC3は、ＶDC1＜ＶDC2＜ＶDC3の関係にあるものとする。 The amplitude detection circuit 1028 includes voltage sources (not shown) that generate DC voltages V DC1 , V DC2 and V DC3 used as threshold voltages, and the comparators 1041 to 1043 have DC voltages V DC1 , V DC2 and V DC3. Is compared with the amplitude voltage of the signal input to the amplitude detection circuit 1028, and the comparison result is output. Note that the DC voltages V DC1 , V DC2 and V DC3 are in a relationship of V DC1 <V DC2 <V DC3 .

この場合、例えば、入力信号の振幅電圧ＶがＶDC1より高く、ＶDC2より低いとき、比較器１０４１〜１０４３はハイ（Ｈｉｇｈ）レベルを出力する。 In this case, for example, when the amplitude voltage V of the input signal is higher than V DC1 and lower than V DC2 , the comparators 1041 to 1043 output a high level.

また、入力信号の振幅電圧ＶがＶDC2より高く、ＶDC3より低いとき、比較器１０４１はロウ（Ｌｏｗ）レベルを出力し、比較器１０４２及び比較器１０４３はハイ（Ｈｉｇｈ）レベルを出力する。 When the amplitude voltage V of the input signal is higher than V DC2 and lower than V DC3 , the comparator 1041 outputs a low level, and the comparators 1042 and 1043 output a high level.

また、入力信号の振幅電圧ＶがＶDC3より高いとき、比較器１０４１及び比較器１０４２はロウ（Ｌｏｗ）レベルを出力し、比較器１０４３はハイ（Ｈｉｇｈ）レベルを出力する。 When the amplitude voltage V of the input signal is higher than V DC3 , the comparators 1041 and 1042 output a low level, and the comparator 1043 outputs a high level.

比較器１０４１〜１０４３の出力電圧Ｖ１〜Ｖ３は、直流電圧ＶDC1、ＶDC2及びＶDC3と振幅検知回路１０２８に入力される信号の瞬時電圧との比較結果を示し、振幅検知回路１０２８に入力される信号（交流信号）のピーク値を示すものではない。そこで、図１７に示す振幅検知回路１０２８は、ピーク検知回路１０４４〜１０４６を備え、振幅検知回路１０２８に入力される信号のピーク値に応じた比較結果を出力する。 Output voltages V1 to V3 of the comparators 1041 to 1043 indicate comparison results between the DC voltages V DC1 , V DC2 and V DC3 and the instantaneous voltage of the signal input to the amplitude detection circuit 1028, and are input to the amplitude detection circuit 1028. It does not indicate the peak value of the signal (AC signal). Therefore, the amplitude detection circuit 1028 shown in FIG. 17 includes peak detection circuits 1044 to 1046, and outputs a comparison result corresponding to the peak value of the signal input to the amplitude detection circuit 1028.

ピーク検知回路１０４４〜１０４６は、比較器１０４１〜１０４３の出力電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３の値から振幅検知回路１０２８に入力された信号のピークを検知し、その検知結果を出力する。   The peak detection circuits 1044 to 1046 detect the peak of the signal input to the amplitude detection circuit 1028 from the values of the output voltages V1, V2, and V3 of the comparators 1041 to 1043, and output the detection results.

電源回路１０２９が備える論理回路１０５３は、ピーク検知回路１０４４〜１０４６の出力信号にしたがってスイッチ回路１０５２を動作させる。   A logic circuit 1053 included in the power supply circuit 1029 operates the switch circuit 1052 in accordance with output signals from the peak detection circuits 1044 to 1046.

論理回路１０５３は、例えば振幅検知回路１０２８の入力信号の振幅電圧Ｖ（ピーク値）が、Ｖ＜ＶDC1の時はＶ０ａにハイ（Ｈｉｇｈ）レベルを出力し、ＶDC1＜Ｖ＜ＶDC2の時はＶ１ａにハイ（Ｈｉｇｈ）レベルを出力し、ＶDC2＜Ｖ＜ＶDC3の時はＶ２ａにハイ（Ｈｉｇｈ）レベルを出力し、ＶDC3＜Ｖの時はＶ３ａにハイ（Ｈｉｇｈ）レベルを出力することで、電源変調器１０１８が備える比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４またはスイッチングアンプ１０２５に電力を供給する電源を選択する。 For example, when the amplitude voltage V (peak value) of the input signal of the amplitude detection circuit 1028 is V <V DC1 , the logic circuit 1053 outputs a high level to V0a, and when V DC1 <V <V DC2 . Outputs a high level to V1a, outputs a high level to V2a when V DC2 <V <V DC3 , and outputs a high level to V3a when V DC3 <V. As a result, a power source that supplies power to the comparator 1022, the gate driver 1024, or the switching amplifier 1025 included in the power source modulator 1018 is selected.

スイッチ回路１０５２は、電源変調器１０１８の比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４またはスイッチングアンプ１０２５に直流電圧を供給する電圧源を切り替えるための回路である。   The switch circuit 1052 is a circuit for switching a voltage source that supplies a DC voltage to the comparator 1022, the gate driver 1024, or the switching amplifier 1025 of the power supply modulator 1018.

図１８に示すように、ピーク検知回路１０４４は、入出力端子が直列に接続された複数のＤフリップフロップ（ＤＦＦ）と、各Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）の出力信号の論理和を出力する論理和回路とを備えている。ピーク検知回路１０４５及び１０４６も同様の構成である。   As shown in FIG. 18, the peak detection circuit 1044 outputs a logical sum of a plurality of D flip-flops (DFF) whose input / output terminals are connected in series and an output signal of each D flip-flop (DFF). Circuit. The peak detection circuits 1045 and 1046 have the same configuration.

初段のＤフリップフロップ（ＤＦＦ）には、比較器１０４１、１０４２または１０４３の出力電圧Ｖ１、Ｖ２またはＶ３が入力される。   The output voltage V1, V2 or V3 of the comparator 1041, 1042 or 1043 is input to the first stage D flip-flop (DFF).

Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）は、Ｖ１、Ｖ２またはＶ３がハイ（Ｈｉｇｈ）レベルになると、例えばクロック（ＣＬＫ）の立ち上がりに同期して入力信号の値を保持して出力する。このとき、複数のＤフリップフロップ（ＤＦＦ）は、その出力端子が次段の入力端子に接続されることで直列に接続されているため、各Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）からはクロックに同期して順次ハイ（Ｈｉｇｈ）レベルが出力される。そのため、論理和回路からは、初段のＤフリップフロップ（ＤＦＦ）からハイ（Ｈｉｇｈ）レベルが出力されてから、最終段のＤフリップフロップ（ＤＦＦ）からハイ（Ｈｉｇｈ）レベルが出力されるまで、出力信号がハイ（Ｈｉｇｈ）レベルで維持される。   When V1, V2 or V3 becomes high level, the D flip-flop (DFF) holds and outputs the value of the input signal in synchronization with the rising edge of the clock (CLK), for example. At this time, since a plurality of D flip-flops (DFF) are connected in series by connecting their output terminals to the input terminal of the next stage, each D flip-flop (DFF) is synchronized with the clock. Sequentially, a high level is output. For this reason, the OR circuit outputs the high level from the first stage D flip-flop (DFF) until the high level is output from the final stage D flip-flop (DFF). The signal is maintained at a high level.

ここで、振幅検知回路１０２８の入力信号の１周期と、クロック（ＣＬＫ）の周期ＴCLK×Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）の数とが一致していれば、ハイ（Ｈｉｇｈ）レベルとなったＶ１、Ｖ２またはＶ３に対応するピーク検知回路１０４４、１０４５または１０４６からハイ（Ｈｉｇｈ）レベルが出力される。 Here, if one cycle of the input signal of the amplitude detection circuit 1028 and the cycle T CLK × D flip-flop (DFF) of the clock (CLK) coincide with each other, V1 which has become High level, A high level is output from the peak detection circuit 1044, 1045, or 1046 corresponding to V2 or V3.

例えば、図１９に示すように、振幅検知回路１０２８の入力信号の信号振幅ＶがＶDC3を超えた場合、比較器１０４３の出力電圧Ｖ３がハイ（Ｈｉｇｈ）レベルになり、論理回路１０５３の出力信号Ｖ３ａがハイ（Ｈｉｇｈ）レベルで維持される。 For example, as shown in FIG. 19, when the signal amplitude V of the input signal of the amplitude detection circuit 1028 exceeds V DC3 , the output voltage V3 of the comparator 1043 becomes a high level and the output signal of the logic circuit 1053 V3a is maintained at a high level.

なお、上述したように、ピーク検知回路１０４４〜１０４６による入力信号の振幅電圧Ｖ（ピーク値）の検知が可能になるには、振幅検知回路１０２８の入力信号の１周期とクロック（ＣＬＫ）の周期ＴCLK×Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）の数とが一致していればよく、Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）の数は、図１８のピーク検知回路１０４４〜１０４６で例示した８個に限定されるものではない。 As described above, in order to enable detection of the amplitude voltage V (peak value) of the input signal by the peak detection circuits 1044 to 1046, one cycle of the input signal of the amplitude detection circuit 1028 and the cycle T CLK of the clock (CLK) The number of D flip-flops (DFF) only needs to match, and the number of D flip-flops (DFF) is not limited to the eight illustrated in the peak detection circuits 1044 to 1046 in FIG.

また、図１７では、直流電圧源１０５１に複数の電圧源を備えた構成例を示しているが、電圧源に代えて電流原を用いることも可能である。電流源を用いる場合は、負荷（比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４またはスイッチングアンプ１０２５）の電流容量に応じて電流を供給する電流源の数を増やせばよい。その場合、ピーク検知回路１０４４〜１０４６の出力信号でスイッチ回路１０５２の各スイッチを駆動することも可能である。すなわち、電源回路１０２９に電流源を備える構成では、図１７に示すような論理回路１０５３を省略することが可能である。   FIG. 17 shows a configuration example in which the DC voltage source 1051 includes a plurality of voltage sources. However, a current source may be used instead of the voltage source. In the case of using a current source, the number of current sources that supply current may be increased in accordance with the current capacity of a load (comparator 1022, gate driver 1024, or switching amplifier 1025). In that case, each switch of the switch circuit 1052 can be driven by the output signals of the peak detection circuits 1044 to 1046. That is, in a configuration in which the power supply circuit 1029 includes a current source, the logic circuit 1053 as illustrated in FIG. 17 can be omitted.

また、図１７では、スイッチ回路１０５２にＳＰＳＴ（Single Pole Single throw）型のスイッチを備える構成例を示しているが、ＳＰｎＴ（Single Pole n throw：ｎは電源の個数）型のスイッチを用いることも可能である。また、スイッチには、半導体スイッチ、ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）スイッチ、リレー回路等を用いてもよい。   FIG. 17 shows a configuration example in which the switch circuit 1052 includes an SPST (Single Pole Single throw) type switch, but an SPnT (Single Pole n throw: n is the number of power supplies) type switch may be used. Is possible. The switch may be a semiconductor switch, a MEMS (Micro Electro Mechanical Systems) switch, a relay circuit, or the like.

また、図１７では、電源回路１０２９に備えるスイッチ回路１０５２が各電圧源で生成された直流電圧のいずれかを負荷に供給する構成例を示しているが、図１６に示したように、スイッチ回路１０５２には負荷を接地電位と接続する構成を含んでいてもよい。   FIG. 17 shows a configuration example in which the switch circuit 1052 included in the power supply circuit 1029 supplies one of the DC voltages generated by each voltage source to the load. However, as shown in FIG. 1052 may include a configuration in which a load is connected to a ground potential.

また、図１７では、直流電圧源１０５１に備える各電圧源が、接地電位を基準にして直流電圧を生成する構成例を示しているが、各電圧源は、例えばＲＦアンプ１０２７に供給する最大の電源電位を基準に、それよりも低い直流電圧を生成する構成であってもよい。   In addition, FIG. 17 shows a configuration example in which each voltage source included in the DC voltage source 1051 generates a DC voltage with reference to the ground potential. The configuration may be such that a lower DC voltage is generated with reference to the power supply potential.

本実施形態の増幅器によれば、電源変調器１０１８の入力信号の振幅が小さいとき、電源変調器１０１８の比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４、スイッチングアンプ１０２５等に供給する電源電圧を下げることで、またはオフすることで量子化雑音が低減するため、ＲＦアンプ１０２７の出力信号に現れる歪が低減する。   According to the amplifier of this embodiment, when the amplitude of the input signal of the power supply modulator 1018 is small, the power supply voltage supplied to the comparator 1022, the gate driver 1024, the switching amplifier 1025, etc. of the power supply modulator 1018 is decreased, or Since the quantization noise is reduced by turning it off, distortion appearing in the output signal of the RF amplifier 1027 is reduced.

また、電源変調器１０１８の比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４、スイッチングアンプ１０２５等に供給する電源電圧を下げることで、またはオフすることで、電源変調器１０１８の消費電力が低減する。そのため、増幅器全体の消費電力も低減する。   In addition, the power consumption of the power supply modulator 1018 is reduced by lowering or turning off the power supply voltage supplied to the comparator 1022, the gate driver 1024, the switching amplifier 1025, and the like of the power supply modulator 1018. Therefore, the power consumption of the entire amplifier is also reduced.

さらに、振幅検知回路１０２８に、シュミットトリガー回路に代表される比較回路１０４１〜１０４４を用いればシリコン基板上に作成することが可能であり、直流電圧源１０５１を制御するためのスイッチ回路１０５２も、消費電力がＲＦアンプ１０２７に比べて少ない電源変調器１０１８の比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４、スイッチングアンプ１０２５等に供給する電圧源や電流源を切り替えるために用いるため、特許文献１のように大きな面積を必要としない。   Further, if the comparison circuits 1041 to 1044 represented by the Schmitt trigger circuit are used for the amplitude detection circuit 1028, it can be formed on a silicon substrate, and the switch circuit 1052 for controlling the DC voltage source 1051 is also consumed. Since it is used to switch the voltage source and current source supplied to the comparator 1022, the gate driver 1024, the switching amplifier 1025, etc. of the power supply modulator 1018 whose power is less than that of the RF amplifier 1027, a large area as in Patent Document 1 is required. do not need.

したがって、入力信号が小さいときに出力信号に現れる歪を低減できると共に、回路の大型化が抑制された増幅器が得られる。
（第２の実施の形態）
図２０は第２の実施の形態の増幅器の一構成例を示すブロック図である。 Therefore, it is possible to reduce the distortion that appears in the output signal when the input signal is small, and to obtain an amplifier in which the circuit size is suppressed.
(Second Embodiment)
FIG. 20 is a block diagram illustrating a configuration example of the amplifier according to the second embodiment.

図２０に示すように、第２の実施の形態の増幅器は、被増幅信号のＡＭ成分を振幅検知回路１０２８に入力し、該ＡＭ成分のレベルに基づいて電源回路１０２９から比較器１０２２、ゲートドライバ１０２４及びスイッチングアンプ１０２５に供給する電源電圧を切り替える構成である。その他の構成は第１の実施の形態と同様であるため、その説明は省略する。   As shown in FIG. 20, the amplifier according to the second embodiment inputs the AM component of the signal to be amplified to the amplitude detection circuit 1028, and from the power supply circuit 1029 to the comparator 1022, gate driver based on the level of the AM component. The power supply voltage supplied to 1024 and the switching amplifier 1025 is switched. Since other configurations are the same as those of the first embodiment, description thereof is omitted.

電源変調器１０１８は、被増幅信号のＡＭ成分を線形増幅する回路であり、電源変調器１０１８の入力信号と出力信号とはほぼ比例関係にある。また、仮に比例関係になくても、電源変調器１０１８の入力信号の振幅と出力信号の振幅とは１：１の関係にあるため、振幅検知回路１０２８に被増幅信号のＡＭ成分を入力しても第１の実施の形態の増幅器と同様に動作する。   The power supply modulator 1018 is a circuit that linearly amplifies the AM component of the signal to be amplified, and the input signal and output signal of the power supply modulator 1018 are in a substantially proportional relationship. Even if there is no proportional relationship, since the amplitude of the input signal of the power supply modulator 1018 and the amplitude of the output signal are 1: 1, the AM component of the amplified signal is input to the amplitude detection circuit 1028. Also operates in the same manner as the amplifier of the first embodiment.

したがって、第２の実施の形態の増幅器も第１の実施の形態と同様の効果が得られる。   Therefore, the amplifier of the second embodiment can obtain the same effect as that of the first embodiment.

なお、上述した第１の実施の形態及び第２の実施の形態では、線形アンプ１０２１の負入力端子にその出力信号を帰還する構成例を示しているが、線形アンプ１０２１の負入力端子には電源変調器１０１８の出力信号を帰還させてもよい。その場合、抵抗素子１０２３が線形アンプ１０２１の帰還ループ内に含まれるため、ＲＦアンプ１０２７に供給される電源電圧の波形が被増幅信号のＡＭ成分により比例するようになる。   In the first and second embodiments described above, the configuration example in which the output signal is fed back to the negative input terminal of the linear amplifier 1021 is shown. However, the negative input terminal of the linear amplifier 1021 has The output signal of the power supply modulator 1018 may be fed back. In that case, since the resistance element 1023 is included in the feedback loop of the linear amplifier 1021, the waveform of the power supply voltage supplied to the RF amplifier 1027 becomes proportional to the AM component of the amplified signal.

１０１６ ＦＥＴ
１０１７、１０３８ インダクタ
１０１８ 電源変調器
１０１９ 直流電源
１０２１ 線形アンプ
１０２２、１０４１〜１０４３ 比較器
１０２３、１０３０、１０３１ 抵抗素子
１０２４ ゲートドライバ
１０２５ スイッチングアンプ
１０２６ 低域通過フィルタ
１０２７ ＲＦアンプ
１０２８ 振幅検知回路
１０２９ 電源回路
１０３２ ｐＭＯＳトランジスタ
１０３３ ｎＭＯＳトランジスタ
１０３４ ダイオード
１０３５ インバータ
１０３６ 論理積回路
１０３７ 論理和回路
１０３９ キャパシタ
１０４４〜１０４６ ピーク検知回路
１０５１ 直流電圧源
１０５２ スイッチ回路
１０５３ 論理回路 1016 FET
1017, 1038 Inductor 1018 Power supply modulator 1019 DC power supply 1021 Linear amplifier 1022, 1041-1043 Comparator 1023, 1030, 1031 Resistance element 1024 Gate driver 1025 Switching amplifier 1026 Low-pass filter 1027 RF amplifier 1028 Amplitude detection circuit 1029 Power supply circuit 1032 pMOS transistor 1033 nMOS transistor 1034 diode 1035 inverter 1036 logical product circuit 1037 logical sum circuit 1039 capacitor 1044 to 1046 peak detection circuit 1051 DC voltage source 1052 switch circuit 1053 logical circuit

Claims (10)

被増幅信号を増幅するＲＦアンプと、
前記被増幅信号の振幅成分を増幅し、前記ＲＦアンプに電源として供給する電源変調器と、
を有する増幅器であって、
前記電源変調器の出力信号の振幅に応じて前記電源変調器の電源を切り替えるための制御信号を生成する振幅検知回路と、
前記電源変調器の電源となる少なくとも一種類の電圧源または電流源を備え、前記振幅検知回路から出力される制御信号にしたがって前記電源変調器の電源を切り替える電源回路と、
を有し、
前記電源変調器は、
前記被増幅信号の振幅成分と前記電源変調器の出力信号の差を増幅する比較器と、
前記比較器の出力信号を増幅するスイッチングアンプと、
前記比較器の出力信号にしたがって前記スイッチングアンプを駆動するゲートドライバと、
前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化する低域通過フィルタと、
を有し、
前記電源回路は、
前記比較器、前記ゲートドライバ、前記スイッチングアンプの電源の切り替えを個別に制御する増幅器。 An RF amplifier for amplifying the amplified signal;
A power modulator for amplifying the amplitude component of the signal to be amplified and supplying the RF amplifier as a power source;
An amplifier comprising:
An amplitude detection circuit that generates a control signal for switching the power supply of the power supply modulator according to the amplitude of the output signal of the power supply modulator;
A power supply circuit comprising at least one voltage source or current source serving as a power supply for the power supply modulator, and switching the power supply of the power supply modulator according to a control signal output from the amplitude detection circuit;
I have a,
The power modulator is
A comparator that amplifies the difference between the amplitude component of the amplified signal and the output signal of the power supply modulator;
A switching amplifier that amplifies the output signal of the comparator;
A gate driver for driving the switching amplifier according to an output signal of the comparator;
A low-pass filter for smoothing the output signal of the switching amplifier;
Have
The power supply circuit is
An amplifier for individually controlling switching of power sources of the comparator, the gate driver, and the switching amplifier. 被増幅信号を増幅するＲＦアンプと、
前記被増幅信号の振幅成分を増幅し、前記ＲＦアンプに電源として供給する電源変調器と、
を有する増幅器であって、
前記被増幅信号の振幅成分に応じて前記電源変調器の電源を切り替えるための制御信号を生成する振幅検知回路と、
前記電源変調器の電源となる少なくとも一種類の電圧源または電流源を備え、前記振幅検知回路から出力される制御信号にしたがって前記電源変調器の電源を切り替える電源回路と、
を有し、
前記電源変調器は、
前記被増幅信号の振幅成分と前記電源変調器の出力信号の差を増幅する比較器と、
前記比較器の出力信号を増幅するスイッチングアンプと、
前記比較器の出力信号にしたがって前記スイッチングアンプを駆動するゲートドライバと、
前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化する低域通過フィルタと、
を有し、
前記電源回路は、
前記比較器、前記ゲートドライバ、前記スイッチングアンプの電源の切り替えを個別に制御する増幅器。 An RF amplifier for amplifying the amplified signal;
A power modulator for amplifying the amplitude component of the signal to be amplified and supplying the RF amplifier as a power source;
An amplifier comprising:
An amplitude detection circuit that generates a control signal for switching the power supply of the power supply modulator according to the amplitude component of the amplified signal;
A power supply circuit comprising at least one voltage source or current source serving as a power supply for the power supply modulator, and switching the power supply of the power supply modulator according to a control signal output from the amplitude detection circuit;
I have a,
The power modulator is
A comparator that amplifies the difference between the amplitude component of the amplified signal and the output signal of the power supply modulator;
A switching amplifier that amplifies the output signal of the comparator;
A gate driver for driving the switching amplifier according to an output signal of the comparator;
A low-pass filter for smoothing the output signal of the switching amplifier;
Have
The power supply circuit is
An amplifier for individually controlling switching of power sources of the comparator, the gate driver, and the switching amplifier. 前記比較器、前記ゲートドライバ、前記スイッチングアンプの電源の切り替えに、該電源のオフを含む請求項１または２記載の増幅器。 3. The amplifier according to claim 1, wherein switching of the power supply of the comparator, the gate driver, and the switching amplifier includes turning off the power supply. 4. 前記振幅検知回路は、
予め設定された所定の期間毎に前記被増幅信号の振幅成分の値を保存し、該振幅成分の値の最大値または平均値としきい値電圧とを比較することで前記電源変調器の電源を選択する請求項１から３のいずれか１項記載の増幅器。 The amplitude detection circuit includes:
The value of the amplitude component of the amplified signal is stored every predetermined period set in advance, and the power supply of the power supply modulator is compared by comparing the maximum value or average value of the amplitude component value with a threshold voltage. set forth in any one amplifier of claims 1 to select 3. 前記比較器がヒステリシス特性を有する請求項１から４のいずれか１項記載の増幅器。 Any one of claims amplifier 4 from claim 1, wherein the comparator has a hysteresis characteristic. 前記ゲートドライバは、
前記スイッチングアンプによるオン／オフの切り替え時に電源から接地電位へ流れる貫通電流を低減するための遅延回路を備える請求項１から５のいずれか１項記載の増幅器。 Before Symbol gate driver,
The amplifier according to any one of claims 1 to 5, further comprising a delay circuit for reducing a through current flowing from a power supply to a ground potential when the switching amplifier is switched on / off. 被増幅信号を増幅するＲＦアンプと、
前記被増幅信号の振幅成分を増幅し、前記ＲＦアンプに電源として供給する電源変調器と、
を有する増幅器の制御方法であって、
前記電源変調器が、
前記被増幅信号の振幅成分と前記電源変調器の出力信号の差を増幅する比較器と、
前記比較器の出力信号を増幅するスイッチングアンプと、
前記比較器の出力信号にしたがって前記スイッチングアンプを駆動するゲートドライバと、
前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化する低域通過フィルタと、
を備え、
前記電源変調器の出力信号の振幅に応じて前記電源変調器の電源を切り替えるための制御信号を生成し、
該制御信号により、前記比較器、前記ゲートドライバ、前記スイッチングアンプの電源の切り替えを個別に制御する増幅器の制御方法。 An RF amplifier for amplifying the amplified signal;
A power modulator for amplifying the amplitude component of the signal to be amplified and supplying the RF amplifier as a power source;
A method of controlling an amplifier comprising:
The power supply modulator is
A comparator that amplifies the difference between the amplitude component of the amplified signal and the output signal of the power supply modulator;
A switching amplifier that amplifies the output signal of the comparator;
A gate driver for driving the switching amplifier according to an output signal of the comparator;
A low-pass filter for smoothing the output signal of the switching amplifier;
With
Generate a control signal for switching the power supply of the power supply modulator according to the amplitude of the output signal of the power supply modulator,
An amplifier control method for individually controlling power source switching of the comparator, the gate driver, and the switching amplifier according to the control signal . 被増幅信号を増幅するＲＦアンプと、
前記被増幅信号の振幅成分を増幅し、前記ＲＦアンプに電源として供給する電源変調器と、
を有する増幅器の制御方法であって、
前記電源変調器が、
前記被増幅信号の振幅成分と前記電源変調器の出力信号の差を増幅する比較器と、
前記比較器の出力信号を増幅するスイッチングアンプと、
前記比較器の出力信号にしたがって前記スイッチングアンプを駆動するゲートドライバと、
前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化する低域通過フィルタと、
を備え、
前記被増幅信号の振幅成分に応じて前記電源変調器の電源を切り替えるための制御信号を生成し、
該制御信号により、前記比較器、前記ゲートドライバ、前記スイッチングアンプの電源の切り替えを個別に制御する増幅器の制御方法。 An RF amplifier for amplifying the amplified signal;
A power modulator for amplifying the amplitude component of the signal to be amplified and supplying the RF amplifier as a power source;
A method of controlling an amplifier comprising:
The power supply modulator is
A comparator that amplifies the difference between the amplitude component of the amplified signal and the output signal of the power supply modulator;
A switching amplifier that amplifies the output signal of the comparator;
A gate driver for driving the switching amplifier according to an output signal of the comparator;
A low-pass filter for smoothing the output signal of the switching amplifier;
With
Generate a control signal for switching the power supply of the power supply modulator according to the amplitude component of the amplified signal,
An amplifier control method for individually controlling power source switching of the comparator, the gate driver, and the switching amplifier according to the control signal . 前記比較器、前記ゲートドライバ、前記スイッチングアンプの電源の切り替えに、該電源のオフを含む請求項７または８記載の増幅器の制御方法。 Before SL comparator, the gate driver, the switching of the power supply of the switching amplifier, the control method according to claim 7 or 8, wherein the amplifier including off of the power supply. 予め設定された所定の期間毎に前記被増幅信号の振幅成分の値を保存し、該振幅成分の値の最大値または平均値としきい値電圧とを比較することで前記電源変調器の電源を選択する請求項７から９のいずれか１項記載の増幅器の制御方法。 The value of the amplitude component of the amplified signal is stored every predetermined period set in advance, and the power supply of the power supply modulator is compared by comparing the maximum value or average value of the amplitude component value with a threshold voltage. 10. The amplifier control method according to claim 7, wherein the amplifier control method is selected.
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