JP5420384B2 - Constant current power supply - Google Patents
Constant current power supply Download PDFInfo
- Publication number
- JP5420384B2 JP5420384B2 JP2009275355A JP2009275355A JP5420384B2 JP 5420384 B2 JP5420384 B2 JP 5420384B2 JP 2009275355 A JP2009275355 A JP 2009275355A JP 2009275355 A JP2009275355 A JP 2009275355A JP 5420384 B2 JP5420384 B2 JP 5420384B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- switch element
- power supply
- constant current
- resistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
本発明は、定電流電源装置に関する。 The present invention relates to a constant current power supply device.
従来より、定電流を出力する電源として、定電流電源装置がある。この定電流電源装置は、例えば、発光ダイオードを点灯させるために用いられる(例えば、特許文献1参照)。 Conventionally, there is a constant current power supply device as a power source that outputs a constant current. This constant current power supply device is used, for example, for lighting a light emitting diode (see, for example, Patent Document 1).
[定電流電源装置100の構成]
図5は、従来例に係る定電流電源装置100の回路図である。定電流電源装置100は、交流電源Vinから入力される交流電力を用いて、直列接続された複数の発光ダイオードLED1〜LEDn(nは、n≧3を満たす整数)に定電流を供給する。この定電流電源装置100は、整流部RFと、ダイオードD1と、キャパシタC1と、インダクタLと、NチャネルMOSFETで構成されるスイッチ素子Q1と、抵抗R1と、比較器CMPと、直流電源Vrefと、クロック生成部CLKと、フリップフロップFFと、を備える。
[Configuration of Constant Current Power Supply Device 100]
FIG. 5 is a circuit diagram of a constant current
整流部RFの2つの入力端子には、交流電源Vinの両端が接続される。整流部RFの第1の出力端子には、ダイオードD1のカソードと、キャパシタC1の一方の電極と、発光ダイオードLED1のアノードと、が接続される。発光ダイオードLEDnのカソードには、キャパシタC1の他方の電極と、インダクタLの一端と、が接続される。インダクタLの他端には、ダイオードD1のアノードと、スイッチ素子Q1のドレインと、が接続される。 Both ends of the AC power source Vin are connected to the two input terminals of the rectifying unit RF. A cathode of the diode D1, one electrode of the capacitor C1, and an anode of the light emitting diode LED1 are connected to the first output terminal of the rectifying unit RF. The other electrode of the capacitor C1 and one end of the inductor L are connected to the cathode of the light emitting diode LEDn. The other end of the inductor L is connected to the anode of the diode D1 and the drain of the switch element Q1.
スイッチ素子Q1のソースには、抵抗R1を介して、定電流電源装置100の基準電位点に相当する整流部RFの第2の出力端子が接続されるとともに、比較器CMPの反転入力端子が接続される。比較器CMPの非反転入力端子には、直流電源Vrefの正極が接続され、直流電源Vrefの負極は、接地されている。
The second output terminal of the rectifying unit RF corresponding to the reference potential point of the constant current
比較器CMPの出力端子には、フリップフロップFFのリセット端子が接続される。フリップフロップFFのセット端子には、クロック生成部CLKが接続され、フリップフロップFFの出力端子には、スイッチ素子Q1のゲートが接続される。 The reset terminal of the flip-flop FF is connected to the output terminal of the comparator CMP. The clock generation unit CLK is connected to the set terminal of the flip-flop FF, and the gate of the switch element Q1 is connected to the output terminal of the flip-flop FF.
[定電流電源装置100の動作]
以上の構成を備える定電流電源装置100は、スイッチ素子Q1のドレイン電流に応じてスイッチ素子Q1を制御することで、定電流制御を行う。
[Operation of Constant Current Power Supply Device 100]
The constant current
具体的には、スイッチ素子Q1がオン状態になると、交流電源Vinから供給された交流電力を整流部RFにより整流して、第2の出力端子を基準とした直流電力を第1の出力端子から出力する。整流部RFの第1の出力端子から出力される直流電流は、発光ダイオードLED1〜LEDnと、インダクタLの一端から他端と、スイッチ素子Q1と、抵抗R1と、を介して、整流部RFの第2の出力端子に流れる。これによれば、発光ダイオードLED1〜LEDnに電流が流れるので、これら発光ダイオードLED1〜LEDnが点灯する。また、インダクタLの一端から他端に電流が流れることで、インダクタLにエネルギーが蓄えられることとなる。 Specifically, when the switch element Q1 is turned on, the AC power supplied from the AC power source Vin is rectified by the rectifying unit RF, and the DC power based on the second output terminal is supplied from the first output terminal. Output. The direct current output from the first output terminal of the rectifying unit RF is transmitted through the light emitting diodes LED1 to LEDn, one end to the other end of the inductor L, the switch element Q1, and the resistor R1. It flows to the second output terminal. According to this, since a current flows through the light emitting diodes LED1 to LEDn, the light emitting diodes LED1 to LEDn are turned on. Further, when current flows from one end of the inductor L to the other end, energy is stored in the inductor L.
上述のスイッチ素子Q1に流れる電流、すなわちスイッチ素子Q1のドレイン電流は、抵抗R1に流れることで電圧変換され、比較器CMPの反転入力端子に入力される。ここで、スイッチ素子Q1がオン状態である期間では、インダクタLの一端から他端に流れる電流は、時間が経過するに従って増加する。また、スイッチ素子Q1がオン状態である期間では、スイッチ素子Q1のドレイン電流は、インダクタLの一端から他端に流れる電流に等しい。そして、比較器CMPの反転入力端子に入力される電圧は、スイッチ素子Q1のドレイン電流が増加するに従って高くなる。以上より、スイッチ素子Q1がオン状態である期間では、比較器CMPの反転入力端子に入力される電圧は、時間が経過するに従って高くなる。 The current flowing through the switching element Q1, that is, the drain current of the switching element Q1, is converted into a voltage by flowing through the resistor R1 and input to the inverting input terminal of the comparator CMP. Here, during the period in which the switch element Q1 is in the on state, the current flowing from one end of the inductor L to the other end increases as time elapses. Further, during the period in which the switch element Q1 is in the ON state, the drain current of the switch element Q1 is equal to the current flowing from one end of the inductor L to the other end. The voltage input to the inverting input terminal of the comparator CMP increases as the drain current of the switch element Q1 increases. As described above, during the period in which the switch element Q1 is in the ON state, the voltage input to the inverting input terminal of the comparator CMP becomes higher as time passes.
比較器CMPの反転入力端子に入力される電圧が、直流電源Vrefの正極から出力される電圧以上になると、比較器CMPは、Hレベル電圧を出力する。一方、比較器CMPの反転入力端子に入力される電圧が、直流電源Vrefの正極から出力される電圧未満になると、比較器CMPは、Lレベル電圧を出力する。 When the voltage input to the inverting input terminal of the comparator CMP becomes equal to or higher than the voltage output from the positive electrode of the DC power supply Vref, the comparator CMP outputs an H level voltage. On the other hand, when the voltage input to the inverting input terminal of the comparator CMP becomes less than the voltage output from the positive electrode of the DC power supply Vref, the comparator CMP outputs an L level voltage.
このため、比較器CMPの反転入力端子に入力される電圧が、時間が経過するに従って上昇し、直流電源Vrefの正極から出力される電圧に等しくなると、比較器CMPが、Hレベル電圧を出力する。すると、Hレベル電圧が入力されるフリップフロップFFが、Lレベルのゲート信号を出力し、Lレベルのゲート信号が入力されるスイッチ素子Q1が、オフ状態になる。 For this reason, when the voltage input to the inverting input terminal of the comparator CMP increases as time elapses and becomes equal to the voltage output from the positive electrode of the DC power supply Vref, the comparator CMP outputs an H level voltage. . Then, the flip-flop FF to which the H level voltage is input outputs an L level gate signal, and the switch element Q1 to which the L level gate signal is input is turned off.
スイッチ素子Q1がオフ状態になると、スイッチ素子Q1がオン状態である期間にインダクタLに蓄えられたエネルギーにより、インダクタLの一端から他端、ダイオードD1、発光ダイオードLED1〜LEDnの順に電流が流れ、発光ダイオードLED1〜LEDnが点灯する。スイッチ素子Q1がオン状態である期間にインダクタLに蓄えられたエネルギーは、上述の順に電流が流れるに従って減少し、上述の順に流れる電流は、スイッチ素子Q1がオン状態である期間にインダクタLに蓄えられたエネルギーが減少するに従って減少する。このため、スイッチ素子Q1がオフ状態になると、時間が経過するに従って、インダクタLの一端から他端に流れる電流が減少する。 When the switch element Q1 is turned off, current flows in the order from one end of the inductor L to the other end, the diode D1, and the light emitting diodes LED1 to LEDn due to the energy stored in the inductor L during the period in which the switch element Q1 is on. The light emitting diodes LED1 to LEDn are turned on. The energy stored in the inductor L during the period when the switch element Q1 is in the ON state decreases as the current flows in the order described above, and the current flowing in the order described above is stored in the inductor L during the period when the switch element Q1 is in the ON state. Decreases as the energy consumed decreases. For this reason, when the switch element Q1 is turned off, the current flowing from one end of the inductor L to the other end decreases as time elapses.
また、スイッチ素子Q1がオフ状態になると、スイッチ素子Q1のドレイン電流が「0」になるので、比較器CMPの反転入力端子には、「0」が入力される。このため、比較器CMPの反転入力端子に入力される電圧が、直流電源Vrefの正極から出力される電圧未満となるので、比較器CMPが、Lレベル電圧を出力する。すると、Lレベル電圧が入力されるフリップフロップFFが、クロック生成部CLKから出力される周期的な信号であるクロック信号の立上がりにおいて、Hレベルのゲート信号を出力し、Hレベルのゲート信号が入力されるスイッチ素子Q1が、オン状態になる。 When the switch element Q1 is turned off, the drain current of the switch element Q1 becomes “0”, so that “0” is input to the inverting input terminal of the comparator CMP. For this reason, since the voltage input to the inverting input terminal of the comparator CMP is less than the voltage output from the positive electrode of the DC power supply Vref, the comparator CMP outputs an L level voltage. Then, the flip-flop FF to which the L level voltage is input outputs an H level gate signal at the rise of the clock signal, which is a periodic signal output from the clock generation unit CLK, and the H level gate signal is input. The switch element Q1 to be turned on is turned on.
なお、発光ダイオードLED1〜LEDnに流れる電流は、キャパシタC1により平滑化される。 Note that the current flowing through the light emitting diodes LED1 to LEDn is smoothed by the capacitor C1.
以上のように、定電流電源装置100は、直流電源Vrefの正極の電圧、すなわち予め定められた一定の電圧と、スイッチ素子Q1のドレイン電流を電圧変換したものと、を比較して、比較結果に応じてスイッチ素子Q1を制御する。このため、図6、7に示すように、スイッチ素子Q1のドレイン電流を電圧変換したものが入力される比較器CMPの反転入力端子の電圧(図6、7のVNEGCMPを参照)のピーク値は、一定の電圧が入力される比較器CMPの非反転入力端子の電圧(図6、7のVPOSCMPを参照)に等しい一定の値となる。
As described above, the constant current
図6は、定電流電源装置100の第1のタイミングチャートである。VOUTRFは、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧を示し、IOUTRFは、整流部RFの第1の出力端子から出力される電流を示す。VNEGCMPは、比較器CMPの反転入力端子の電圧を示し、VPOSCMPは、比較器CMPの非反転入力端子の電圧を示す。ILEDは、発光ダイオードLED1〜LEDnのそれぞれに流れる電流を示す。
FIG. 6 is a first timing chart of the constant current
また、図7は、比較器CMPの反転入力端子の電圧VNEGCMPと、比較器CMPの非反転入力端子の電圧VPOSCMPと、の関係を示す図6の部分拡大図である。 FIG. 7 is a partially enlarged view of FIG. 6 showing the relationship between the voltage VNEG CMP at the inverting input terminal of the comparator CMP and the voltage VPOS CMP at the non-inverting input terminal of the comparator CMP.
上述のように、比較器CMPの反転入力端子の電圧VNEGCMPのピーク値は、比較器CMPの非反転入力端子の電圧VPOSCMPに等しい一定の値となる。そこで、定電流電源装置100は、供給先に定電流を供給し続けるために、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧VOUTRFが高くなるに従って、スイッチ素子Q1のオン幅を狭くして、スイッチ素子Q1のデューティ比を小さくする。このため、図6に示すように、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧VOUTRFが高くなるに従って、整流部RFの第1の出力端子から出力される電流IOUTRFが減少している。
As described above, the peak value of the voltage VNEG CMP at the inverting input terminal of the comparator CMP is a constant value equal to the voltage VPOS CMP at the non-inverting input terminal of the comparator CMP. Therefore, the constant current
上述のように、比較器CMPの反転入力端子の電圧のピーク値は、比較器CMPの非反転入力端子の電圧に等しい一定の値となる。ここで、比較器CMPの反転入力端子の電圧は、スイッチ素子Q1のドレイン電流を電圧変換したものに等しいため、スイッチ素子Q1のドレイン電流(図8のIDQ1を参照)のピーク値も、図8に示すように一定の値となる。 As described above, the peak value of the voltage at the inverting input terminal of the comparator CMP is a constant value equal to the voltage at the non-inverting input terminal of the comparator CMP. Here, since the voltage at the inverting input terminal of the comparator CMP is equal to the voltage conversion of the drain current of the switch element Q1, the peak value of the drain current of the switch element Q1 (see ID Q1 in FIG. 8) is also shown in FIG. As shown in FIG.
図8は、定電流電源装置100の第2のタイミングチャートである。より具体的には、図8の(a)は、定負荷時における定電流電源装置100のタイミングチャートであり、図8の(b)は、図8の(a)と比べて負荷が軽い軽負荷時における定電流電源装置100のタイミングチャートである。ここで、負荷が軽いとは、例えば、直列接続された複数の発光ダイオードLED1〜LEDnの数が少なくなったり、発光ダイオードLED1〜LEDnのそれぞれの立上がり電圧が低くなったりするということである。IDQ1は、スイッチ素子Q1のドレイン電流を示す。ILは、インダクタLの一端から他端に流れる電流を示し、AVE_ILは、インダクタLの一端から他端に流れる電流ILの平均値を示す。
FIG. 8 is a second timing chart of the constant current
負荷が軽くなるに従って、スイッチ素子Q1のドレイン電流IDQ1の単位時間あたりの増加率が上昇する。このため、図8の(b)の時刻t16〜t17までの期間におけるスイッチ素子Q1のドレイン電流IDQ1の傾きは、図8の(a)の時刻t11〜t12までの期間におけるスイッチ素子Q1のドレイン電流IDQ1の傾きと比べて、大きくなっている。 As the load becomes lighter, the increase rate per unit time of the drain current ID Q1 of the switch element Q1 increases. Therefore, the slope of the drain current ID Q1 of the switch element Q1 in the period from time t16 to t17 in FIG. 8B is the drain of the switch element Q1 in the period from time t11 to t12 in FIG. It is larger than the slope of the current ID Q1 .
ここで、スイッチ素子Q1のドレイン電流IDQ1は、インダクタLの一端から他端に流れる電流ILに等しい。このため、図8の(b)の時刻t16〜t17までの期間におけるインダクタLの一端から他端に流れる電流ILの傾きも、図8の(a)の時刻t11〜t12までの期間におけるインダクタLの一端から他端に流れる電流ILの傾きと比べて、大きくなっている。その結果、図8の(a)と(b)とでは、インダクタLの一端から他端に流れる電流ILの平均値AVE_ILに誤差が生じてしまい、発光ダイオードLED1〜LEDnのそれぞれに供給する定電流に誤差が生じてしまう。 Here, the drain current ID Q1 of the switching element Q1 is equal to the current I L which flows from one end of the inductor L to the other end. Therefore, the inclination of the end current flowing through the other end of I L of the inductor L during the period from time t16~t17 in (b) of FIG. 8 also, the inductor in the period up to the time t11~t12 in (a) of FIG. 8 compared with the slope of the current I L flowing from L end of the other end, it is larger. As a result, in FIG. 8 (a) and (b) the average value of the current I L which flows from one end of the inductor L to the other end AVE_I L away error occurs in the supply to each of the light emitting diode LED1~LEDn An error occurs in the constant current.
以上のように、定電流電源装置100では、負荷の変動に応じて、スイッチ素子Q1のドレイン電流IDQ1の単位時間あたりの増加率が変化してしまい、その結果、負荷に供給する定電流にばらつきが生じてしまう場合があった。
As described above, in the constant current
上述の課題を鑑み、本発明は、負荷に供給する定電流にばらつきが生じるのを抑制できる定電流電源装置を提供することを目的とする。 In view of the above-described problems, an object of the present invention is to provide a constant current power supply device that can suppress variations in constant current supplied to a load.
本発明は、上述の課題を解決するために、以下の事項を提案している。
(1)本発明は、負荷に定電流を供給する定電流電源装置であって、前記負荷に流れた電流が入力端子に入力されるスイッチ素子と、前記スイッチ素子に流れる電流を電圧変換する電流電圧変換手段と、前記電流電圧変換手段により変換された電圧と、予め定められた電圧と、を比較して、比較結果に応じて前記スイッチ素子を制御する制御手段と、前記電流電圧変換手段により変換された電圧と、前記予め定められた電圧と、のうちいずれか一方を、前記スイッチ素子のオン幅に応じて補正する補正手段と、を備えることを特徴とする定電流電源装置を提案している。
The present invention proposes the following items in order to solve the above-described problems.
(1) The present invention is a constant current power supply device that supplies a constant current to a load, wherein the current that flows through the load is input to an input terminal, and the current that converts the current that flows through the switch element into a voltage The voltage conversion means, the voltage converted by the current-voltage conversion means and a predetermined voltage are compared, and the control means for controlling the switch element according to the comparison result; and the current-voltage conversion means Proposing a constant current power supply device comprising: a correcting means for correcting either one of the converted voltage and the predetermined voltage according to the ON width of the switch element. ing.
この発明によれば、負荷に定電流を供給する定電流電源装置に、負荷に流れた電流が入力端子に入力されるスイッチ素子と、スイッチ素子に流れる電流を電圧変換する電流電圧変換手段と、制御手段と、補正手段と、を設けた。そして、制御手段により、電流電圧変換手段により変換された電圧と、予め定められた電圧と、を比較して、比較結果に応じてスイッチ素子を制御することとした。また、補正手段により、電流電圧変換手段により変換された電圧と、予め定められた電圧と、のうちいずれか一方を、スイッチ素子のオン幅に応じて補正することとした。 According to the present invention, a constant current power supply device that supplies a constant current to a load, a switch element in which the current that flows through the load is input to the input terminal, and a current-voltage conversion unit that converts the current flowing through the switch element into voltage Control means and correction means were provided. Then, the control unit compares the voltage converted by the current-voltage conversion unit with a predetermined voltage, and controls the switch element according to the comparison result. In addition, the correction means corrects either the voltage converted by the current-voltage conversion means or a predetermined voltage according to the ON width of the switch element.
このため、負荷の変動に応じて変化するスイッチ素子のオン幅に応じて、電流電圧変換手段により変換された電圧、または、予め定められた電圧を補正して、スイッチ素子の制御を調整できる。したがって、負荷に供給する定電流にばらつきが生じるのを抑制できる。 For this reason, it is possible to adjust the control of the switch element by correcting the voltage converted by the current-voltage conversion means or the predetermined voltage in accordance with the ON width of the switch element that changes according to the change of the load. Therefore, it is possible to suppress variation in the constant current supplied to the load.
(2)本発明は、(1)の定電流電源装置について、前記制御手段は、前記定電流電源装置の入力端子と、前記定電流電源装置の基準電位点と、の間に直列接続された第1抵抗および第2抵抗と、前記電流電圧変換手段により変換された電圧と、前記第1抵抗と前記第2抵抗との接続点の電圧と、を比較して、比較結果に応じて前記スイッチ素子を制御するスイッチ素子制御手段と、を備え、前記補正手段は、前記第1抵抗と前記第2抵抗との接続点の電圧を、前記スイッチ素子のオン幅に応じて補正することを特徴とする定電流電源装置を提案している。 (2) In the constant current power supply device according to (1), the control unit is connected in series between an input terminal of the constant current power supply device and a reference potential point of the constant current power supply device. The first resistor and the second resistor, the voltage converted by the current-voltage conversion means, and the voltage at the connection point between the first resistor and the second resistor are compared, and the switch is selected according to the comparison result. Switch element control means for controlling the element, wherein the correction means corrects a voltage at a connection point between the first resistance and the second resistance in accordance with an ON width of the switch element. A constant current power supply device is proposed.
この発明によれば、制御手段に、第1抵抗、第2抵抗、およびスイッチ素子制御手段を設けた。そして、第1抵抗および第2抵抗を直列接続し、定電流電源装置の入力端子と、定電流電源装置の基準電位点と、の間に設けた。また、スイッチ素子制御手段により、電流電圧変換手段により変換された電圧と、第1抵抗と第2抵抗との接続点の電圧と、を比較して、比較結果に応じて、スイッチ素子を制御することとした。 According to this invention, the first resistance, the second resistance, and the switch element control means are provided in the control means. The first resistor and the second resistor were connected in series, and were provided between the input terminal of the constant current power supply device and the reference potential point of the constant current power supply device. The switch element control means compares the voltage converted by the current-voltage conversion means with the voltage at the connection point between the first resistor and the second resistor, and controls the switch element according to the comparison result. It was decided.
このため、スイッチ素子のオンオフをスイッチ素子制御手段により制御して、第1抵抗と第2抵抗との接続点の電圧が高くなるに従って、電流電圧変換手段により変換された電圧、すなわちスイッチ素子に流れる電流を電圧変換したものを高くすることができる。ここで、第1抵抗と第2抵抗との接続点の電圧は、定電流電源装置の入力端子に入力される入力電圧と同様に変化し、スイッチ素子に流れる電流は、スイッチ素子に流れる電流を電圧変換したものと同様に変化する。以上より、定電流電源装置の入力端子に入力される入力電圧が高くなるに従って、定電流電源装置の入力端子に入力される入力電流を増加させることができる。したがって、定電流電源装置の力率を向上させることができる。 Therefore, on / off of the switch element is controlled by the switch element control means, and the voltage converted by the current-voltage conversion means, that is, the switch element flows as the voltage at the connection point between the first resistor and the second resistor increases. A voltage-converted current can be increased. Here, the voltage at the connection point of the first resistor and the second resistor changes in the same manner as the input voltage input to the input terminal of the constant current power supply device, and the current flowing through the switch element is the current flowing through the switch element. It changes in the same way as voltage conversion. As described above, as the input voltage input to the input terminal of the constant current power supply device increases, the input current input to the input terminal of the constant current power supply device can be increased. Therefore, the power factor of the constant current power supply device can be improved.
また、上述の発明によれば、補正手段により、第1抵抗と第2抵抗との接続点の電圧を、スイッチ素子のオン幅に応じて補正することとした。このため、負荷の変動に応じて変化するスイッチ素子のオン幅に応じて、スイッチ素子の制御を調整できる。したがって、上述の効果と同様の効果を奏することができる。 According to the above-described invention, the correction means corrects the voltage at the connection point between the first resistor and the second resistor in accordance with the ON width of the switch element. For this reason, the control of the switch element can be adjusted according to the ON width of the switch element that changes in accordance with the variation of the load. Therefore, the same effect as described above can be achieved.
(3)本発明は、(2)の定電流電源装置について、前記補正手段は、前記スイッチ素子のオン幅に応じた補正値を、前記第1抵抗と前記第2抵抗との接続点の電圧に加算し、前記補正値を、前記スイッチ素子のオン幅が広くなるに従って大きく設定し、前記スイッチ素子制御手段は、前記電流電圧変換手段により変換された電圧が、前記第1抵抗と前記第2抵抗との接続点の電圧以上になると、前記スイッチ素子をオフ状態にし、前記スイッチ素子をオフ状態にしてから予め定められた時間が経過すると、前記スイッチ素子をオン状態にすることを特徴とする定電流電源装置を提案している。 (3) In the constant current power supply device according to (2), the correction unit may calculate a correction value corresponding to an ON width of the switch element as a voltage at a connection point between the first resistor and the second resistor. And the correction value is set larger as the ON width of the switch element becomes wider, and the switch element control means is configured such that the voltage converted by the current-voltage conversion means is the first resistance and the second resistance. The switch element is turned off when a voltage at a connection point with a resistor is exceeded, and the switch element is turned on after a predetermined time has elapsed since the switch element was turned off. A constant current power supply is proposed.
この発明によれば、スイッチ素子制御手段により、電流電圧変換手段により変換された電圧が、第1抵抗と第2抵抗との接続点の電圧以上になると、スイッチ素子をオフ状態にし、スイッチ素子をオフ状態にしてから予め定められた時間が経過すると、スイッチ素子をオン状態にすることとした。このため、スイッチ素子をオンオフさせて、上述と同様の効果を奏することができる。 According to this invention, when the voltage converted by the switch element control means by the current-voltage conversion means becomes equal to or higher than the voltage at the connection point between the first resistor and the second resistor, the switch element is turned off, When a predetermined time elapses after the switch is turned off, the switch element is turned on. For this reason, an effect similar to the above can be produced by turning on and off the switch element.
また、上述の発明によれば、補正手段により、スイッチ素子のオン幅に応じた補正値を、第1抵抗と第2抵抗との接続点の電圧に加算するとともに、補正値を、スイッチ素子のオン幅が広くなるに従って大きく設定することとした。このため、負荷の変動に応じて変化するスイッチ素子のオン幅に応じて、スイッチ素子の制御を調整できる。したがって、上述の効果と同様の効果を奏することができる。 Further, according to the above-described invention, the correction means adds a correction value corresponding to the ON width of the switch element to the voltage at the connection point between the first resistor and the second resistor, and also adds the correction value to the switch element. The larger the on width, the larger the setting. For this reason, the control of the switch element can be adjusted according to the ON width of the switch element that changes in accordance with the variation of the load. Therefore, the same effect as described above can be achieved.
本発明によれば、負荷に供給する定電流にばらつきが生じるのを抑制できる。 According to the present invention, variation in the constant current supplied to the load can be suppressed.
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素などとの置き換えが可能であり、また、他の既存の構成要素との組合せを含む様々なバリエーションが可能である。したがって、以下の実施形態の記載をもって、特許請求の範囲に記載された発明の内容を限定するものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the constituent elements in the following embodiments can be appropriately replaced with existing constituent elements, and various variations including combinations with other existing constituent elements are possible. Accordingly, the description of the following embodiments does not limit the contents of the invention described in the claims.
[定電流電源装置1の構成]
図1は、本発明の一実施形態に係る定電流電源装置1の回路図である。定電流電源装置1は、図4に示した従来例に係る定電流電源装置100とは、比較器CMPの反転入力端子および非反転入力端子の接続と、定電流電源装置100に設けられていた直流電源Vrefを備えていない点と、定電流電源装置100には設けられていなかった抵抗R2、R3、R4、R5およびキャパシタC2を備える点と、が異なる。なお、定電流電源装置1において、定電流電源装置100と同一構成要件については、同一符号を付し、その説明を省略する。
[Configuration of Constant Current Power Supply Device 1]
FIG. 1 is a circuit diagram of a constant current
抵抗R2および抵抗R3は、直列接続されており、抵抗R2の一端には、整流部RFの第1の出力端子が接続され、抵抗R3の他端には、定電流電源装置1の基準電位点に相当する整流部RFの第2の出力端子が接続される。比較器CMPの非反転入力端子には、抵抗R2の他端と、抵抗R3の一端と、の接続点が接続される。比較器CMPの反転入力端子には、スイッチ素子Q1のソースと抵抗R1との接続点が接続される。
The resistor R2 and the resistor R3 are connected in series, the first output terminal of the rectifying unit RF is connected to one end of the resistor R2, and the reference potential point of the constant current
抵抗R5およびキャパシタC2は、直列接続されており、抵抗R5の一端には、スイッチ素子Q1のゲートが接続され、キャパシタC2の他方の電極には、整流部RFの第2の出力端子が接続される。抵抗R5の他端と、キャパシタC2の一方の電極とは、抵抗R4を介して、比較器CMPの非反転入力端子に接続される。 The resistor R5 and the capacitor C2 are connected in series. One end of the resistor R5 is connected to the gate of the switch element Q1, and the other electrode of the capacitor C2 is connected to the second output terminal of the rectifying unit RF. The The other end of the resistor R5 and one electrode of the capacitor C2 are connected to the non-inverting input terminal of the comparator CMP via the resistor R4.
[定電流電源装置1の動作]
以上の構成を備える定電流電源装置1は、スイッチ素子Q1のドレイン電流と、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧と、に応じて、スイッチ素子Q1を制御することで、定電流制御を行う。さらに、定電流電源装置1は、スイッチ素子Q1のオン幅に応じて、上述のスイッチ素子Q1の制御を微調整する。
[Operation of Constant Current Power Supply Device 1]
The constant current
具体的には、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧は、抵抗R2と抵抗R3とで分圧され、比較器CMPの非反転入力端子に入力される。また、スイッチ素子Q1のゲート電圧は、抵抗R5を介してキャパシタC2に充電され、キャパシタC2の端子間電圧が抵抗R4を介して、比較器CMPの非反転入力端子に入力される。このため、比較器CMPの非反転入力端子の電圧は、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧を抵抗R2と抵抗R3とで分圧したものに、スイッチ素子Q1のゲート電圧に応じて変化するキャパシタC2の端子間電圧を足し合わせたもの(以降、「合算電圧」と呼ぶ)に等しくなる。 Specifically, the voltage output from the first output terminal of the rectifying unit RF is divided by the resistors R2 and R3 and input to the non-inverting input terminal of the comparator CMP. The gate voltage of the switch element Q1 is charged to the capacitor C2 via the resistor R5, and the voltage across the capacitor C2 is input to the non-inverting input terminal of the comparator CMP via the resistor R4. For this reason, the voltage at the non-inverting input terminal of the comparator CMP is obtained by dividing the voltage output from the first output terminal of the rectifying unit RF by the resistors R2 and R3, and the gate voltage of the switch element Q1. It is equal to the sum of the voltages across the terminals of the capacitor C2 that changes accordingly (hereinafter referred to as the “total voltage”).
ここで、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧は、スイッチ素子Q1のゲート電圧と比べて、十分に大きいので、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧を抵抗R2と抵抗R3とで分圧したものは、スイッチ素子Q1のゲート電圧に応じて変化するキャパシタC2の端子間電圧と比べて、十分に大きくなる。したがって、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧を抵抗R2と抵抗R3とで分圧したものは、キャパシタC2の端子間電圧により補正される、とも言い得る。 Here, since the voltage output from the first output terminal of the rectifying unit RF is sufficiently larger than the gate voltage of the switching element Q1, the voltage output from the first output terminal of the rectifying unit RF is set as a resistance. The voltage divided by R2 and resistor R3 is sufficiently larger than the voltage across the capacitor C2 that changes according to the gate voltage of the switch element Q1. Therefore, it can be said that the voltage output from the first output terminal of the rectifying unit RF divided by the resistor R2 and the resistor R3 is corrected by the voltage across the capacitor C2.
また、スイッチ素子Q1のドレイン電流は、抵抗R1に流れることで電圧変換され、比較器CMPの反転入力端子に入力される。このため、比較器CMPの反転入力端子の電圧は、スイッチ素子Q1のドレイン電流を電圧変換したものに等しくなる。 The drain current of the switch element Q1 is converted into a voltage by flowing through the resistor R1, and is input to the inverting input terminal of the comparator CMP. Therefore, the voltage at the inverting input terminal of the comparator CMP is equal to the voltage converted from the drain current of the switch element Q1.
そして、スイッチ素子Q1のドレイン電流を電圧変換したものが、合算電圧以上になると、比較器CMPがHレベル電圧を出力し、フリップフロップFFがLレベルのゲート信号を出力し、スイッチ素子Q1がオフ状態になる。一方、スイッチ素子Q1のドレイン電流を電圧変換したものが、合算電圧未満になると、比較器CMPがLレベル電圧を出力し、クロック生成部CLKから出力されるクロック信号の立上がりにおいて、フリップフロップFFがHレベルのゲート信号を出力し、スイッチ素子Q1がオン状態になる。 When the voltage converted from the drain current of the switch element Q1 exceeds the total voltage, the comparator CMP outputs an H level voltage, the flip-flop FF outputs an L level gate signal, and the switch element Q1 is turned off. It becomes a state. On the other hand, when the voltage converted from the drain current of the switch element Q1 becomes less than the total voltage, the comparator CMP outputs an L level voltage, and at the rise of the clock signal output from the clock generation unit CLK, the flip-flop FF An H level gate signal is output, and the switch element Q1 is turned on.
以上によれば、定電流電源装置1は、上述のように、スイッチ素子Q1のドレイン電流を電圧変換したものと、合算電圧と、を比較して、比較結果に応じてスイッチ素子を制御する。
As described above, the constant current
ここで、合算電圧は、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧を抵抗R2と抵抗R3とで分圧したものに、スイッチ素子Q1のゲート電圧に応じて変化するキャパシタC2の端子間電圧を足し合わせたものである。そして、上述のように、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧は、スイッチ素子Q1のゲート電圧と比べて、十分に大きい。このため、合算電圧は、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧と同様に変化する。具体的には、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧が正弦波状に変化すれば、分圧入力電圧も正弦波状に変化する。このため、図2に示すように、スイッチ素子Q1のドレイン電流を電圧変換したものが入力される比較器CMPの反転入力端子の電圧(図2、3のVNEGCMPを参照)のピーク値は、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧と同様に変化する電圧が入力される比較器CMPの非反転入力端子の電圧(図2、3のVPOSCMPを参照)に等しい値となる。 Here, the total voltage is a terminal of the capacitor C2 that changes according to the gate voltage of the switch element Q1 to the voltage output from the first output terminal of the rectifier RF divided by the resistor R2 and the resistor R3. This is the sum of the inter-voltages. As described above, the voltage output from the first output terminal of the rectifying unit RF is sufficiently larger than the gate voltage of the switch element Q1. For this reason, a total voltage changes similarly to the voltage output from the 1st output terminal of rectification part RF. Specifically, if the voltage output from the first output terminal of the rectifying unit RF changes in a sine wave shape, the divided input voltage also changes in a sine wave shape. Therefore, as shown in FIG. 2, the peak value of the voltage at the inverting input terminal of the comparator CMP (see VNEG CMP in FIGS. 2 and 3) to which the voltage converted version of the drain current of the switch element Q1 is input is The voltage is equal to the voltage at the non-inverting input terminal of the comparator CMP (see VPOS CMP in FIGS. 2 and 3) to which a voltage that changes similarly to the voltage output from the first output terminal of the rectifying unit RF is input. .
図2は、定電流電源装置1の第1のタイミングチャートであり、図3は、比較器CMPの反転入力端子の電圧VNEGCMPと、比較器CMPの非反転入力端子の電圧VPOSCMPと、の関係を示す図2の部分拡大図である。
FIG. 2 is a first timing chart of the constant current
上述のように、比較器CMPの反転入力端子の電圧VNEGCMPのピーク値は、比較器CMPの非反転入力端子の電圧VPOSCMPに等しい。また、比較器CMPの非反転入力端子の電圧VPOSCMPは、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧を抵抗R2と抵抗R3とで分圧したものに、スイッチ素子Q1のゲート電圧に応じて変化するキャパシタC2の端子間電圧を足し合わせたものに等しく、上述のように整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧VOUTRFと同様に変化する。このため、比較器CMPの反転入力端子の電圧VNEGCMPのピーク値は、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧VOUTRFと同様に変化することとなる。 As described above, the peak value of the voltage VNEG CMP at the inverting input terminal of the comparator CMP is equal to the voltage VPOS CMP at the non-inverting input terminal of the comparator CMP. The voltage VPOS CMP at the non-inverting input terminal of the comparator CMP is obtained by dividing the voltage output from the first output terminal of the rectifying unit RF by the resistor R2 and the resistor R3, and the gate voltage of the switch element Q1. It is equal to the sum of the inter-terminal voltages of the capacitor C2 that changes in response to the above, and changes in the same manner as the voltage VOUT RF output from the first output terminal of the rectifying unit RF as described above. For this reason, the peak value of the voltage VNEG CMP at the inverting input terminal of the comparator CMP changes in the same manner as the voltage VOUT RF output from the first output terminal of the rectifying unit RF.
図4は、定電流電源装置1の第2のタイミングチャートである。より具体的には、図4の(a)は、定負荷時における定電流電源装置1のタイミングチャートであり、図4の(b)は、図4の(a)と比べて負荷が軽い軽負荷時における定電流電源装置1のタイミングチャートである。VGSQ1は、スイッチ素子Q1のゲート−ソース間電圧を示し、VC2は、キャパシタC2の端子間電圧を示す。
FIG. 4 is a second timing chart of the constant current
定電流電源装置1は、定電流を供給し続けるために、負荷が軽くなるに従って、スイッチ素子Q1のオン幅を狭くする。そして、キャパシタC2は、スイッチ素子Q1のゲート電圧により充電されるため、キャパシタC2の端子間電圧VC2は、スイッチ素子Q1のオン幅が広くなるに従って高くなる。以上より、キャパシタC2の端子間電圧VC2は、負荷が高くなるに従って、高くなる。
The constant current
キャパシタC2の端子間電圧VC2が高くなると、比較器CMPの非反転入力端子の電圧VPOSCMPの電圧VPOSCMPが高くなり、その結果、比較器CMPの反転入力端子の電圧VNEGCMPのピーク値が大きくなる。このため、スイッチ素子Q1のドレイン電流IDQ1のピーク値が大きくなる。 When the terminal voltage V C2 of the capacitor C2 increases, the voltage VPOS CMP voltage VPOS CMP of the non-inverting input terminal of the comparator CMP becomes high, as a result, the peak value of the voltage VNEG CMP of the inverting input terminal of the comparator CMP growing. For this reason, the peak value of the drain current ID Q1 of the switch element Q1 increases.
スイッチ素子Q1のドレイン電流IDQ1のピーク値が大きくなると、インダクタLの一端から他端に流れる電流ILのピーク値も大きくなるので、その結果、インダクタLの一端から他端に流れる電流ILの平均値AVE_ILが増加する。 If the peak value of the drain current ID Q1 of the switching element Q1 is increased, the peak value of the current I L which flows from one end of the inductor L to the other is also increased, resulting in current flowing from one end of the inductor L to the other end I L average AVE_I L is increased.
以上の定電流電源装置1によれば、以下の効果を奏することができる。
According to the above constant current
図5に示した従来例に係る定電流電源装置100では、図6に示したように、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧VOUTRFが高くなるに従って、整流部RFの第1の出力端子から出力される電流IOUTRFが減少するため、力率が悪くなる場合があった。
In the constant current
これに対して、定電流電源装置1は、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧を抵抗R2と抵抗R3とで分圧したものに、スイッチ素子Q1のゲート電圧に応じて変化するキャパシタC2の端子間電圧を足し合わせたものと、スイッチ素子Q1のドレイン電流を電圧変換したものと、を比較して、比較結果に応じてスイッチ素子を制御する。このため、スイッチ素子Q1のドレイン電流を電圧変換したものが入力される、比較器CMPの反転入力端子の電圧VNEGCMPのピーク値は、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧VOUTRFと同様に変化する。ここで、スイッチ素子Q1のドレイン電流は、整流部RFの第1の出力端子から出力される電流に略等しいため、整流部RFの第1の出力端子から出力される電流は、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧VOUTRFと同様に変化することとなる。したがって、定電流電源装置1の力率を、定電流電源装置100といった従来の定電流電源装置の力率と比べて、向上させることができる。
On the other hand, the constant current
また、図5に示した従来例に係る定電流電源装置100では、図8に示したように、インダクタLの一端から他端に流れる電流ILの平均値AVE_ILは、負荷が軽くなるに従って大きくなっていた。
Further, the constant current
これに対して、定電流電源装置1は、整流部RFの第1の出力端子から出力される電圧を抵抗R2と抵抗R3とで分圧したものを、キャパシタC2の端子間電圧により補正する。これによれば、負荷が高くなるに従って、インダクタLの一端から他端に流れる電流ILの平均値AVE_ILを大きくすることができる。このため、定電流電源装置1は、負荷に供給する定電流、すなわち発光ダイオードLED1〜LEDnのそれぞれに供給する定電流にばらつきが生じるのを抑制できる。
On the other hand, the constant current
また、抵抗R2と抵抗R3との抵抗比を調節することで、比較器CMPがLレベル電圧を出力するタイミングを調整することができ、スイッチ素子Q1のオン幅を調整することができる。 Further, by adjusting the resistance ratio between the resistor R2 and the resistor R3, the timing at which the comparator CMP outputs the L level voltage can be adjusted, and the ON width of the switch element Q1 can be adjusted.
本発明は、上述の実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。 The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications and applications can be made without departing from the gist of the present invention.
1、100;定電流電源装置
C1、C2;キャパシタ
CLK;クロック生成部
CMP;比較器
D1;ダイオード
FF;フリップフロップ
L;インダクタ
LED1〜LEDn;発光ダイオード
Q1;スイッチ素子
R1〜R5;抵抗
RF;整流部
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1,100; Constant current power supply device C1, C2; Capacitor CLK; Clock generation part CMP; Comparator D1; Diode FF; Flip-flop L; Inductor LED1-LEDn; Light emitting diode Q1; Switch element R1-R5; Part
Claims (1)
前記負荷に流れた電流が入力端子に入力されるスイッチ素子と、
前記スイッチ素子に流れる電流を電圧変換する電流電圧変換手段と、
前記定電流電源装置の入力端子と、前記定電流電源装置の基準電位点と、の間に直列接続された第1抵抗および第2抵抗と、
前記電流電圧変換手段により変換された電圧と、前記第1抵抗と前記第2抵抗との接続点の電圧と、を比較して、比較結果に応じて前記スイッチ素子を制御するスイッチ素子制御手段と、
前記スイッチ素子のオン幅に応じた補正値を、前記第1抵抗と前記第2抵抗との接続点の電圧に加算する補正手段と、を備え、
前記補正手段は、前記補正値を、前記スイッチ素子のオン幅が広くなるに従って大きく設定し、
前記スイッチ素子制御手段は、
前記電流電圧変換手段により変換された電圧が、前記第1抵抗と前記第2抵抗との接続点の電圧以上になると、前記スイッチ素子をオフ状態にし、
前記電流電圧変換手段により変換された電圧が、前記第1抵抗と前記第2抵抗との接続点の電圧未満になると、前記スイッチ素子をオン状態にすることを特徴とする定電流電源装置。 A constant current power supply device for supplying a constant current to a load,
A switch element in which the current flowing through the load is input to an input terminal;
Current-voltage conversion means for converting the current flowing in the switch element into a voltage;
A first resistor and a second resistor connected in series between an input terminal of the constant current power supply device and a reference potential point of the constant current power supply device;
Switch element control means for comparing the voltage converted by the current-voltage conversion means with the voltage at the connection point between the first resistor and the second resistor and controlling the switch element according to the comparison result; ,
Correction means for adding a correction value corresponding to the ON width of the switch element to a voltage at a connection point between the first resistor and the second resistor ;
The correction means sets the correction value to be larger as the ON width of the switch element becomes wider,
The switch element control means includes
When the voltage converted by the current-voltage conversion means is equal to or higher than the voltage at the connection point between the first resistor and the second resistor, the switch element is turned off,
The constant current power supply apparatus , wherein the switch element is turned on when a voltage converted by the current-voltage conversion means becomes less than a voltage at a connection point between the first resistor and the second resistor .
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2009275355A JP5420384B2 (en) | 2009-12-03 | 2009-12-03 | Constant current power supply |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2009275355A JP5420384B2 (en) | 2009-12-03 | 2009-12-03 | Constant current power supply |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2011120374A JP2011120374A (en) | 2011-06-16 |
JP5420384B2 true JP5420384B2 (en) | 2014-02-19 |
Family
ID=44285012
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2009275355A Expired - Fee Related JP5420384B2 (en) | 2009-12-03 | 2009-12-03 | Constant current power supply |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5420384B2 (en) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104519617B (en) * | 2013-09-29 | 2017-02-15 | 欧普照明股份有限公司 | LED driving circuit |
CN104519618B (en) * | 2013-09-29 | 2017-11-07 | 欧普照明股份有限公司 | A kind of LED drive circuit |
CN110829799A (en) * | 2019-11-22 | 2020-02-21 | 深圳市群芯科创电子有限公司 | Constant power output circuit |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4474562B2 (en) * | 2000-04-28 | 2010-06-09 | 東芝ライテック株式会社 | Light emitting diode drive device |
US7233115B2 (en) * | 2004-03-15 | 2007-06-19 | Color Kinetics Incorporated | LED-based lighting network power control methods and apparatus |
-
2009
- 2009-12-03 JP JP2009275355A patent/JP5420384B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2011120374A (en) | 2011-06-16 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US10581332B2 (en) | Dimmer and power converter | |
US9113519B2 (en) | LED driving apparatus and LED lighting apparatus | |
US8971061B2 (en) | Off time control method for switching regulator | |
TWI510131B (en) | Light emitting device driver circuit and control method thereof | |
JP5513778B2 (en) | Switching power supply circuit | |
JP6256839B2 (en) | Light emitting diode drive device and semiconductor device | |
JP2011078261A (en) | Current drive circuit | |
JP5770364B2 (en) | Switching power supply circuit and LED lighting device | |
US9167649B2 (en) | Lighting device and luminaire | |
JP6004555B1 (en) | Switching power supply device and light irradiation device including the same | |
JP2016192292A (en) | Led lighting device and led illuminating apparatus | |
US10770980B2 (en) | Electronic converter and related method of operating an electronic converter | |
JP5691790B2 (en) | Constant current power supply | |
JP5420384B2 (en) | Constant current power supply | |
JP5366770B2 (en) | Constant current power supply | |
JP2013093214A (en) | Semiconductor light source lighting circuit | |
US20180027624A1 (en) | Control circuit and method of led lighting apparatus | |
US20140001958A1 (en) | Circuit, device and method of directly driving led | |
JP6840997B2 (en) | Lighting equipment and lighting equipment | |
KR20090056025A (en) | Power supply for a lamp comprising light emitting diode | |
JP5687077B2 (en) | Constant current power supply | |
JP2014112996A (en) | Light load detection circuit, switching regulator, and method of controlling the same | |
JP6791486B2 (en) | Light emitting element drive device and its drive method | |
JP5558086B2 (en) | Constant current power supply | |
JP5594526B2 (en) | Switching power supply circuit |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20120731 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20130917 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20130918 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20131024 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20131119 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20131120 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5420384 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |