JP5077578B2 - 受信機 - Google Patents

Description

本発明は、等化器及び当該等化器を含む受信機に関し、特に、Ｗ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式を利用した無線通信システムに使用される等化器、該等化器を含む受信機、及び、演算方法に関する。

一般に、この種、Ｗ−ＣＤＭＡ方式は、互いに異なる符号と複数の搬送波とを乗算して多重化した後、スペクトラム拡散を行う無線通信方式であり、携帯電話等の無線通信において利用されている。また、３ＧＰＰ（３^ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）では、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の規格として第３世代の移動体通信に用いられるグローバルスタンダードが定められている。
一方、各基地局から携帯電話等の移動局へのダウンリンクに対して、２本のアンテナを使用してデータを送信する送信ダイバーシティ方式が採用されている。この送信ダイバーシティ方式として、ＳＴＴＤ（Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ ｂｌｏｃｋ ｃｏｄｉｎｇ ｂａｓｅｄ Ｔｒａｎｓｍｉｔ ａｎｔｅｎｎａ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ：空間時間送信ダイバーシティ）、ＴＳＴＤ（Ｔｉｍｅ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ：時間切替送信ダイバーシティ）、及び、ｃｌｏｓｅｄ ｌｏｏｐ ｔｒａｎｓｍｉｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｍｏｄｅ １（ＣＬＭ１）方式が３ＧＰＰによって規定されている。
このうち、ＳＴＴＤ方式は、同一の送信データを符号化して２つのアンテナから同時に送信する方式であり、この方式では受信データのレベル変動を緩和することができる。また、ＴＳＴＤ方式は、無線フレームのスロット毎に送信アンテナを切り替える方式であり、更に、ＣＬＭ１方式は、移動局から基地局にフィードバックされるダウンリンク情報に基づいて動作を行う方式である。
一方、この種の通信システムには、上記した送信ダイバーシティ方式のいずれかを採用してデータを送受信する基地局と、他の送信ダイバーシティ方式を採用してデータの送受信を行う基地局とが混在するシステムがあり、また、上記した送信ダイバーシティ方式を採用していない基地局が含まれているシステムもある。
このような事態に対処するために、特開２００５−７９８３６号公報（特許文献１）には、アンテナダイバーシティ適用／非適用を判断し、その判断結果に応じた方式で受信／復調処理を行う受信装置が提案されている。即ち、特許文献１では、複数のアンテナに対応して複数のＣＰＩＣＨ（Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｉｌｏｔ Ｃｈａｎｎｅｌ：共通パイロットチャネル）受信部、各ＣＰＩＣＨ受信部において得られる伝播路推定値を用いてＳＣＨ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ）を復調する複数のＳＣＨ受信部、復調されたＳＣＨを用いて受信信号のＣＣＰＣＨ（Ｃｏｍｍｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）にＳＴＴＤ方式が適用されているどうかを判定する判定部を備えた受信装置が開示されている。
特許文献１に示された受信装置では、各ＣＰＩＣＨ受信部において得られる伝播路推定値を用いて、ＣＣＰＣＨを復調し、ＣＣＰＣＨにＳＴＴＤ方式が適用されている場合には、更に、ＣＣＰＣＨに対してＳＴＴＤ復調処理が行われている。
米国特許第６９３７６４４号明細書（特許文献２）には、サンプリング装置、チャネル推定器、チャネル等化器、及び、分解器を備えた無線送受信装置が開示されている。更に、チャネル等化器は、チャネル推定器から与えられるチャネル応答マトリクス（Ｈ）及び雑音分散（σ^２）を用いて受信ベクトルを等化し、拡散シンボルベクトルを出力している。また、分解器は、チャネル等化器から与えられる拡散シンボルベクトルを受信信号のコードを用いて分解し、推定されたシンボルを生成している。
更に、ＷＯ２００６／０１６７２２Ａ１（特許文献３）には、ＦＩＲフィルタのフィルタ係数に関わる演算を減らすことができるフィルタ係数演算手法が開示されている。

特許文献１は、スロット同期、フレーム同期、及び、スクランブリングコード同定後、ＳＣＨにＴＳＴＤ方式が適用されているか否かに関係なく、ＳＣＨ復調処理系統の中で、適切な入力信号を選択することにより、ＳＣＨの復調特性を改善することができる。
しかしながら、特許文献１はＳＴＴＤ方式適用の判定を行っているだけで、入力信号を選択した後の処理については開示していない。また、特許文献１はＦＩＲフィルタのフィルタ係数を演算する手法についても記載していない。
また、特許文献２に記載されたフィルタブロックフーリエ変換（ＦＴ）を用いて信号コードを処理し、コードブロック対角行列を得る一方、受信信号のチャネル応答を推定、拡張して、チャネル応答ブロック対角行列を生成している。また、サンプルされた受信信号は、結合されたチャネル応答ブロック対角行列と前記コードブロック対角行列とにより、コレスキー（Ｃｈｏｌｅｓｋｙ）アルゴリズムを用いて処理されている。更に、コレスキーアルゴリズムの結果に基づいて、ブロック逆ＦＴが実行され、拡散シンボルが生成され、当該拡散シンボルが分解されて受信信号を再生している。
このように、特許文献２は、逆ＦＴを行うことにより、受信信号を再生することを開示しているが、互いに異なる送信ダイバーシティ方式に対処する手段及びＦＩＲフィルタを含むチップ等化器については、何等、開示していない。このため、特許文献２は、ＦＩＲフィルタのフィルタ係数演算に伴う計算量の増大について記載していないし、また、フィルタ係数演算を簡略化する手法についても明らかにしていない。
前述したように、この種、ＣＤＭＡ受信機には、拡散シーケンスであるＰＮシーケンスを等化し、検出するチップレベル等化器（Ｃｈｉｐ Ｌｅｖｅｌ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ：ＣＬＥ）が使用されている。このチップ等化器では、ＦＩＲフィルタの係数を制御することにより、入力データからチップ推定値を生成している。
このＦＩＲフィルタの各係数を演算するために、逆マトリクス演算が使用される。逆マトリクス演算には、行列分解操作、前進代入、後退代入等の操作が必要であり、これら操作は、送信アンテナが一つだけの場合には、比較的簡単である。しかしながら、送信ダイバーシティのように、複数のアンテナが使用される場合には、演算は非常に複雑になってしまう。
特許文献３には、ＦＩＲフィルタの各係数に必要な演算量を軽減できる演算手法が開示されているが、送信ダイバーシティ方式に適用した場合について何等考慮されていない。
本発明の目的は、送信ダイバーシティ方式に適用して、ＦＩＲフィルタの各係数の演算に必要な演算量を軽減できる受信機を提供することである。
本発明の更に他の目的は、ＳＴＴＤ方式及びＣＬ１方式の場合、互いに異なる演算を行うことによってシンボル再生を行える受信機を提供することである。
本発明の他の目的は、送信ダイバーシティ方式に適用して、ＦＩＲフィルタのフィルタ係数の演算量を低減できる演算方法を提供することである。

本発明の態様によれば、複数のＦＩＲフィルタを備え、当該複数のＦＩＲフィルタを使用して、送信ダイバーシティ方式に適用した送信側と伝送路を介して通信を行うことができる受信機において、前記各ＦＩＲフィルタのフィルタ係数ｗを共通の因子（ｃ_０）を用いて演算し、前記複数のＦＩＲフィルタに出力する処理演算回路を備えていることを特徴とする受信機が得られる。
この場合、前記フィルタ係数は次式であらわされることを特徴とする受信機。
ｗ_ｇ ＝ ｃ_０ ^Ｈ Ｈ _ｇ ^Ｈ， （１）
ここで、ｇは１又は２、上付きのＨはハミルトン転置を示し、Ｈ _ｇは前記伝送路の推定されたチャネル応答マトリクスである。
また、前記共通の因子ｃ_０は、前記送信ダイバーシティ方式に応じたチャネル応答マトリクスＨ _１，Ｈ _２とした場合、前記伝送路の利得マトリクスＧを次式によってあらわすことによって導かれたものである。
Ｇ ＝ Ｈ _１ ^Ｈ Ｈ _１＋Ｈ _２ ^Ｈ Ｈ _２＋βＩ （２）
ここで、βは前記伝送路において加わる雑音指数であり、Ｉは単位行列である。
本発明の態様によれば、前記共通の因子ｃ_０は、式（２）をコレスキー分解することによって得られた下三角マトリクスＬを前進代入及び後退代入することによって演算されたものであることを特徴とする受信機が得られる。
この場合、前記前進代入は、次式（３）にしたがって、行ベクトルｄを演算することによって行われる。
Ｌｄ ＝ ｅ_{（Ｎ＋１）／２}＝ ［ｅ_１，ｅ_２，．．ｅ_Ｎ］^Ｔ， （３）
ここで、Ｎはマトリクスのベクトル要素数、ｅ_ｉは、ｉ＝（Ｎ＋１）／２のとき、１をとり、それ以外、０であるような列ベクトルである。
更に、本発明の態様によれば、行ベクトルｄとして、ｄ＝ｄ［（Ｎ−１）／２，（Ｎ−２）／２，．．．Ｎ−１］が次の後退代入に使用されることを特徴とする受信機が得られる。
また、前記後退代入では、次式（４）にしたがって、共通の因子ｃ_０を求める演算が行われる。
Ｌ ^Ｈｃ_０ ＝ ｄ， （４）
ここで、Ｌ ^Ｈ［ｉ，ｊ］＝Ｌ ^Ｈ［ｉ＋（Ｎ−１）／２，ｊ＋（Ｎ−１）／２］であり、∀０≦ｉ，ｊ ≦ （Ｎ−１）／２である。
また、共通の因子ｃ_０は、次式（５）であらわされる。
ｃ_０［（Ｎ−１）／２＋ｋ］＝ｃ _０［ｋ］，ｃ_０［ｋ］＝ｃ_０［Ｎ−１−ｋ］^＊，
ｋ＝０，．．．， （Ｎ−１）／２ （５）。
更に、フィルタ係数ｗは、式（５）によって得られた共通の因子ｃ_０をハミルトン転置したｃ_０ ^Ｈを得た後、式（１）の演算を行うことによって得られる。
本発明の別の態様によれば、送信ダイバーシティ方式として、ＳＴＴＤ方式及びＣＬＭ１方式を選択的に使用して、２つの送信アンテナを介して、ＨＳ−ＤＳＣＨ／ＨＳ−ＳＣＣＨにシンボルＳｇ（０），Ｓｇ（１），Ｓｇ（２）．．（ここで、ｇ＝１及び２）を送信する送信側との通信に使用される受信機であって、ＳＴＴＤ方式の場合、式（６）したがって、ＣＬＭ１方式の場合、式（７）にしたがって、それぞれ、シンボル推定値Ｓ（０），Ｓ（１），Ｓ（２），．．．を出力する処理部を備えていることを特徴とする受信機が得られる。
Ｓ（２ｉ）＝Ｓ１（２ｉ）＋Ｓ２（２ｉ＋１）^＊，
Ｓ（２ｉ＋１）＝Ｓ１（２ｉ＋１）−Ｓ２（２ｉ）^＊， （６）
Ｓ（ｉ）＝Ｓ１（ｉ）＋Ｓ２（ｉ）×Ｗ２， （７）
ここで、ｉ＝０，１，２．．、Ｗ２は第２の送信アンテナに対応する加重である。

本発明によれば、複数のＦＩＲフィルタのフィルタ係数を比較的少ない演算量で演算できる受信機を得ることができ、この結果、この種受信機を実用に供することができると云う利点がある。

図１は本発明を適用できる通信システムを等価的に示す機能ブロック図である。
図２は本発明に係る等化装置を示す機能ブロック図である。
図３は本発明に係る等化装置において実行される前進代入を説明する図である。
図４は本発明に係る等化装置において実行される後退代入を説明する図である。

図１を参照すると、本発明の実施の形態に係る通信システム、即ち、送信ダイバーシティ方式を採用した通信システムが等価的に示されている。図示された通信システムは、基地局等によって構成され、複数の送信アンテナ（ここでは、２つの送信アンテナ）Ｔｘ１、Ｔｘ２を備えた送信側１１、携帯電話等の移動局によって構成される受信側１２、及び、送信側１１と受信側１２との間の伝送路１３とを備えている。
図示された送信側１１は、送信シンボルＳをＳＴＴＤ方式にしたがって符号化するか、又は、ＣＬＭ１方式にしたがって加重を加え、符号化された信号を出力する符号化機能ブロック２１と、符号化機能ブロック２１からの出力を拡散符号（ここでは、ＰＮシーケンスで拡散する場合についてのみ説明する）でそれぞれ拡散する２つの拡散機能ブロック２２、２３とによって特徴付けられている。拡散機能ブロック２２、２３でチップ信号によって拡散された信号は、図示された例では、２つの送信アンテナＴｘ１、Ｔｘ２から、伝送路１３に出力される。
このように、図１に示された送信側１１は、送信ダイバーシティ方式を採用して、２つの送信アンテナＴｘ１、Ｔｘ２を介して送信を行っている。図示された送信側１１は、選択的にＳＴＴＤ方式及びＣＬＭ１方式を用いて送信を行うものとして説明するが、通信システム内には、異なる送信ダイバーシティ方式を採用した送信側１１が存在しても良い。尚、ＴＳＴＤ方式の場合には、伝送レートが低いため、本発明を利用する必要がないので、ここでは、ＳＴＴＤ方式とＣＬＭ１方式が選択的に使用された場合について説明する。
また、送信ダイバーシティ方式を用いた際における伝送路１３は等価的に図に示すようにあらわすことができる。即ち、送信ダイバーシティ方式を採用した伝送路１３は、送信アンテナＴｘ１からの送信信号を伝搬する第１のマルチパスと、送信アンテナＴｘ２からの送信信号を伝搬する第２のマルチパスと、及び、これらマルチパスで加わるノイズとによってあらわすことができる。尚、図１では、第１及び第２のマルチパスは、それぞれ分散チャネル応答マトリクスＨ_１とＨ_２、伝送路１３中で加わるノイズ（ここでは、ノイズの分散σ^２）、及び、分散チャネル応答マトリクスＨ_１、Ｈ_２及びノイズによって等価的にあらわされている。換言すれば、受信側１２に入力される入力データｒは、これら伝送路１３と逆システムを構成することによって、復調・再生できることが判る。
一方、図示された受信側１２は、本発明に係る等化装置４０だけによって特徴付けられており、当該等化装置４０は伝送路１３を介して受信した入力データｒからシンボルＳを再生する。具体的に云えば、本発明の等化装置４０は、直接逆マトリクス法（ｄｉｒｅｃｔ ｍａｔｒｉｘ ｉｎｖｅｒｓｅ ａｐｐｒｏａｃｈ）を利用したものであり、この直接逆マトリクス法により、ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を求める。この場合、本発明に係る等化装置４０は、互いに異なる複数の送信ダイバーシティ方式（ここでは、ＳＴＴＤ方式及びＣＬＭ１方式）に対応して、これらの方式で符号化された信号を再生、復調できる構成を持つと共に、複数の送信ダイバーシティに必要なフィルタ係数を比較的少ない計算量で求めることができる。
図２を参照して、本発明に係る等化装置４０をより具体的に説明する。
図２に示された等化装置４０には、入力データｒが与えられると共に、図示されないチャネル推定器からチャネル推定値が与えられる。ここでは、入力データｒは、スロット同期、フレーム同期、コードグループ同定、スクランブリングコード同定等のセルサーチ動作を行った後における通常の通信データであるものとする。
等化装置４０は、シグナリングパルスに対する伝送路１３のチャネル応答を推定し、当該伝送路１３の逆システムを作り、この逆システムを伝送路１３に直列に接続することにより、マルチパス間の干渉を補償するものである。具体的には、等化装置４０は、逆システムをＦＩＲフィルタによって実現し、入力データｒ中のＰＮシーケンスに対応するチップ信号を正確に再現する構成を備えたチップ等化器として動作する。
受信側１２に設けられたチャネル推定器は、伝送路１３を構成する２つのマルチパスのチャネル応答マトリクスＨ_１、Ｈ_２を推定し、その推定結果である推定チャネル応答マトリクスＨ _１、Ｈ _２が、チャネル推定値として等化装置４０に与えられる。また、図示された例では、ノイズをあらわす雑音指数（スカラー量）βの推定値βも与えられるものとする。尚、雑音指数の推定値の算出については、特開２００６−５４９００号公報に記述されているから、ここでは、詳述しない。
ここで、チャネル推定器で推定された２つのマルチパスに対応した２つのチャネル応答マトリクスＨ _１、Ｈ _２を簡略化のためにＨ _ｇで表すものとする（尚、ｇは、この例の場合、１又は２である）。まず、入力データｒが第ｇ番目の送信アンテナからＬ個のマルチパスを介して与えられ、その推定値がｈ_ｌ ^ｇであらわされるものとする。ここで、ｌ＝０，１，２，．．．Ｌ−１である。この場合、チャネル推定値は、以下のチャネル応答マトリクスＨ _ｇによって表すことができる。

チャネル推定器で推定されたチャネル応答マトリクスＨ _ｇは、図示された等化装置４０のチャネルマトリクス演算機能ブロック４２に与えられ、当該チャネルマトリクス演算機能ブロック４２において、チャネル応答マトリクスＨ _ｇに応じた利得マトリクスＧが計算される。
一方、送信ダイバーシティ方式を採用していない通信システムでは、利得マトリクスＧは、
Ｇ＝Ｈ ^Ｈ Ｈ＋βＩ，
であらわされる。ここで、Ｈ ^Ｈは推定されたチャネル応答マトリクスＨの相関マトリクス（即ち、Ｈをハミルトン転置マトリクス）であり、Ｉは単位マトリクスである。
通常、送信アンテナが複数存在する場合、各送信アンテナに応じたマルチチャネル毎に、個別に利得マトリクスを演算するのが普通である。しかしながら、マルチチャネル毎に、利得マトリクスを個別に演算して、逆マトリクスを得ることは、実際には、計算量が多くなりすぎ、携帯電話等で実用化することは容易ではない。
そこで、本発明では、伝送路１３を図１に示されたようにあらわし、単一の利得マトリクスＧを用いて、逆システムを構成する。
Ｇ＝Ｈ _１ ^Ｈ Ｈ _１＋Ｈ _２ ^ＨＨ_２＋βＩ， （８）
尚、上付きのＨはマトリクスのハミルトン転置マトリクスであることを示す。
ここで、Ｈ _１及びＨ _２は、それぞれ２つのマルチパスのチャネル応答マトリクスの推定値であり、Ｈ _１ ^Ｈ、Ｈ _２ ^Ｈは、それぞれＨ _１及びＨ _２のハミルトン転置マトリクスであり、Ｉは単位マトリクス、βは雑音指数の推定値であり、この雑音指数の推定値は前述した手法により演算できる。
図２に示す等化装置４０のチャネル応答マトリクス演算機能ブロック４２は、チャネル推定器から与えられるチャネル応答マトリクスの推定値Ｈ _１、Ｈ _２及び雑音指数の推定値βを受け、Ｈ _１ ^Ｈ、Ｈ _２ ^Ｈを算出すると共に、式（８）にしたがって、利得マトリクスＧを算出する。
チャネル応答マトリクス演算機能ブロック４２は、上記した演算を行うための機能ブロックであり、当該ブロック４２で算出されたハミルトン変換マトリクスＨ _１ ^Ｈ、Ｈ _２ ^Ｈ及び、利得マトリクスＧを出力する。
チャネル応答マトリクス演算機能ブロック４２の出力のうち、利得マトリクスＧは、ステップ１の処理を実行するコレスキー分解機能ブロック４４に与えられる。
コレスキー分解機能ブロック４４は、利得マトリクスＧのコレスキー分解を行い（ステップ１）、利得マトリクスＧの下三角マトリクスＬと上三角マトリクスＵを算出する。
コレスキー分解機能ブロック４４で算出された下三角マトリクスＬは、ステップ２の処理を実行する前進代入機能ブロック４６、及び、ステップ３の処理を実行する後退代入機能ブロック４８に与えられ、各機能ブロック４６、４８では、それぞれ、後述するような前進代入（ステップ２）及び後退代入（ステップ３）を実行し、それぞれ、システム等式の解（ｄ及びｃ _０）をそれぞれ求める。
次に、ステップ４では、後退代入機能ブロック４８（即ち、ステップ３）で得られた解ｃ _０及びチャネルマトリクス演算機能ブロック４２で計算されたマトリクスＨ _１ ^Ｈ、Ｈ _２ ^Ｈがフィルタ係数計算機能ブロック５０に与えられ、当該機能ブロック５０は、前述した解ｃ_０及びマトリクスＨ _１ ^Ｈ、Ｈ _２ ^Ｈを用いて、フィルタ係数をあらわす重みベクトル（ここでは、ｗ_１、ｗ_２）を算出する。
図２に示された等化装置４０は、送信ダイバーシティ方式に用いられる複数の送信アンテナＴｘ１、Ｔｘ２に応じて、複数のＦＩＲフィルタ（ここでは、第１及び第２のＦＩＲフィルタ５２、５４）を備え、各ＦＩＲフィルタ５２、５４には、入力データｒが与えられると共に、フィルタ係数計算機能ブロック５０からフィルタ係数として、重みベクトルｗ_１、ｗ_２が与えられ、フィルタ係数を適応的に変更することによって伝送路１３の逆システムを実現する。
ここで、第１及び第２のＦＩＲフィルタ５２、５４の最適重みベクトルｗ_１、ｗ_２は、以下の重みマトリクスＷ _ｇの中央列によってあらわされる。
即ち、Ｗ _ｇ＝ Ｇ^−１ Ｈ _ｇ ^Ｈ．
上記マトリクスの中央列を計算することは、Ｇ^−１の中央列だけが、Ｈ _ｇ ^Ｈ との乗算のために必要であることを意味している。最適重みベクトルの計算については、後述する。
第１及び第２のＦＩＲフィルタ５２、５４に与えられる入力データｒは当該ＦＩＲフィルタ５２、５４で等化された後、それぞれ第１及び第２の逆拡散機能ブロック５６、５８に供給されている。各ＦＩＲフィルタ５２、５４のフィルタ係数が最適重みベクトルｗ_１、ｗ_２によって最適化されている場合、チップ等化が行われると共に、逆拡散動作が行われ、逆拡散シンボルＳ１、Ｓ２が逆拡散機能ブロック５６、５８から出力される。
逆拡散機能ブロック５６、５８から出力される逆拡散シンボルＳ１、Ｓ２は処理部６０に与えられ、処理部６０は、ＳＴＴＤ方式或いはＣＬＭ１方式に応じた処理を行ない、復調シンボルＳを生成する。
以下、チャネルマトリクス演算機能ブロック４２〜フィルタ係数計算ブロック５０で実行される演算動作で用いられるアルゴリズムについて説明する。
まず、チャネルマトリクス演算機能ブロック４２では、式（８）で示された演算、即ち、Ｇ＝Ｈ _１ ^Ｈ Ｈ _１＋Ｈ _２ ^Ｈ Ｈ _２＋βＩにしたがって、利得マトリクスＧを計算する。式（８）からも明らかな通り、利得マトリクスＧはハミルトンマトリクスであり、実数である。
このことは、一意的な下（上）三角マトリクスＬ（Ｕ）を用いて、Ｇ＝ＬＬ^Ｈ＝Ｕ^ＨＵとあらわすことができることを意味している。
本発明に係る等化装置４０において、ＦＩＲフィルタ５２、５４のフィルタ係数を演算する場合、利得マトリクスＧの逆マトリクスＧ^−１を求めることが必要である。しかしながら、逆マトリクスＧ^−１を直接求めることは、実際には、計算量が多くなってしまい、実用化の点で問題が生じる。このため、以下の式（９）及び（１０）を用いて、ステップａ、ｂ、及びｃの手順により、Ｇ^−１を求める。
即ち、一般に、マトリクスＧと逆マトリクスＧ^−１との間には、以下の関係があることが知られている。
ＧＧ^−１ ＝ Ｉ ⇔ Ｌ（Ｌ^ＨＧ^−１） ＝ Ｉ ⇔ ＬＤ＝Ｉ、 （９）
ここで、Ｉは単位マトリクスであり、Ｄは次式で表される。
Ｌ^ＨＧ^−１ ＝ Ｄ （１０）
式（９）及び（１０）を用いて、演算は以下のステップａ，ｂ，ｃで行われる。 ステップａ：チャネル応答マトリクスＧのコレスキー分解（Ｃｈｏｌｅｓｋｙ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）を行い、下部三角マトリクスＬを得る。
ステップｂ：式（９）の解を求める。この場合、下部三角マトリクスＬとして前進代入を行い、マトリクスＤを得る。単位マトリクスＩが既知であることから、マトリクスＤを計算できる。
ステップｃ：式（１０）の解を求める。この場合、マトリクスＤとＬ^Ｈについて後退代入を行い、逆チャネル応答マトリクスＧ^−１を得る。
しかしながら、線形システムは、Ｎ個の未知数のＮ倍の等式（即ち、マトリクスＤ及びＧ^−１はＮ×Ｎマトリクスである）で表されるから、上記したステップｂ及びｃでは、Ｏ（Ｎ^３）の計算の複雑さがある。
この計算の複雑さは、実際の通信システムに使用される装置の実用化を阻む大きな要因となっている。
図２に示される本発明に係る等化装置４０は、以下のような演算処理を行うことにより、ステップｂ及びｃにおける計算量をＯ（Ｎ^３）からＯ（Ｎ^２）にまで低減し、実際の通信システムに対する適用を可能にする。
図示されたように、本発明に係る等化装置４０は、前述したように、次の基本機能ブロックを備えている。
１． 入力されたチャネル推定値に基づいて、チャネル応答マトリクスＨ及びＧを計算するチャネルマトリクス演算機能ブロック４２。
２． チャネル応答マトリクスＧのコレスキー分解を実行し、下三角マトリクスＬ及び上三角マトリクスＵを得るコレスキー分解ブロック４４。
３． 前進代入機能ブロック４６。このブロックは下三角マトリクスＬを用いてシステム等式の解を求めるための計算を行う。即ち、
Ｌ_ｄ ＝ｅ_{（Ｎ＋１）／２}＝［ｅ_１，ｅ_２，．．．ｅ_Ｎ］^Ｔ， （１１）
ここで、ｅ_ｉ＝１ ｉ＝（Ｎ＋１）／２，
０ （それ以外）
であり、行ベクトルｄを得る。即ち、単位マトリクスＩの代わりに、中央列に対応するベクトル要素だけが１で、他の要素が０であるベクトルｅを導入することによって、行ベクトルｄの演算は著しく簡略化できる。この結果、この行ベクトルｄの半分（ｄ＝ｄ［（Ｎ−１）／２，． ．．Ｎ−１］だけが、次の機能ブロック４８に演算結果ベクトルｄとして入力される。
図３は、このブロックによって実行される前進代入ステップを示す概念図であり、式（９）の代わりに、式（１１）を用いることによって、行ベクトルｄを求める演算は簡略化できることが判る。
４．後退代入機能ブロック４８（ステップ３）。図２に示されているように、後退代入機能ブロック４８には、前進代入機能ブロック４６（ステップ２）で演算された前述した行ベクトルの半分ｄと、コレスキー分解機能ブロック４４（ステップ１）で演算された下三角マトリクスＬとが入力されており、このブロック４８は、式（１０）の代わりに、次式（１２）を用いて演算を行う（ステップ４）。即ち、後退代入機能ブロック４８は、下三角マトリクスＬからハミルトン転置マトリクスＬ^Ｈを得ると共に、当該ハミルトン転置マトリクスＬ^Ｈと行ベクトルの半分ｄとを用いて、次のような演算を行う（ステップ４）。
Ｌ ^Ｈ ｃ _０ ＝ｄ， （１２）
ここで、Ｌ ^Ｈ［ｉ，ｊ］
＝Ｌ ^Ｈ［ｉ＋（Ｎ−１）／２，ｊ＋（Ｎ−１）／２］
∀０ ≦ ｉ，ｊ≦ （Ｎ−１）／２。
図４はこのブロック４８で実行される後退代入を説明する図であり、式（１０）の逆マトリクスＧ^−１の演算に対応するｃ_０の演算は、著しく簡略化されることが判る。尚、ｃ_０の全ベクトルは下式で表される。
ｃ_０［（Ｎ−１）／２＋ｋ］＝ｃ _０［ｋ］，ｃ_０［ｋ］＝ｃ_０［Ｎ−１−ｋ］^＊，
ｋ＝０，．．． （Ｎ−１）／２ （１３）
５．フィルタ係数計算ブロック５０（ステップ４）は、フィルタ係数のベクトルｗ_０を得るためのブロックである。このブロック５０には、チャネルマトリクス演算機能ブロック４２から、ハミルトン転置マトリクスＨ_１ ^Ｈ、Ｈ_２ ^Ｈ 及び後進代入ブロック４８からｃ_０が与えられており、フィルタ係数計算ブロック５０は次式（１４）の演算を行う。
ｗ_０＝ｃ_０ ^ＨＨ^Ｈ （１４）
図２に示された本発明に係る等化装置４０は、２つの送信アンテナＴｘ１、Ｔｘ２からの送信データを等化する。このため、図示された等化装置４０は、２つのＦＩＲフィルタ５２、５４を備えており、これら２つのＦＩＲフィルタ５２、５４のフィルタ係数（ｗ_１、ｗ_２：ｗ_ｇ）がフィルタ係数計算ブロック５０で演算され、それぞれＦＩＲフィルタ５２、５４に与えられる（ステップ５）。
この場合、フィルタ係数計算ブロック５０から出力されるフィルタ係数ｗ_ｇ（即ち、ｗ_１、ｗ_２）はｗ_ｇ＝ｃ_０ ^ＨＨ_ｇ ^Ｈで表される。即ち、２つのフィルタ係数の演算に、共通のｃ_ｏ ^Ｈが使用されており、この結果、フィルタ係数の演算は極めて簡略化される。
ＦＩＲフィルタ５２、５４は、それぞれ時間的に更新されるフィルタ係数ｗ_ｇを用いて、入力データｒをフィルタリングする（ステップ６）。
次に、逆拡散機能ブロック５６、５８は、第ｇ送信アンテナに対応した推定シンボル値（Ｓｇ）を得るために、逆拡散を行い（ステップ７）、推定シンボル値（ここでは、Ｓ１、Ｓ２）を処理部６０に出力する（ステップ８）。
処理部６０は、ＳＴＴＤデコーダ、或いは、ＣＬＭ１位相補償器として動作する。具体的に説明すると、単一スロットにおける第ｇ送信アンテナに対応した出力シンボル（ＨＳ−ＤＳＣＨ／ＨＳ−ＳＣＣＨ）を｛Ｓｇ（０），Ｓｇ（１），Ｓｇ（２），．．｝として表すものとする。
ＳＴＴＤ方式の場合における処理部６０の出力は、Ｓ（０），Ｓ（１），Ｓ（２）．．となり、下式にしたがって再生シンボルが出力される。
Ｓ（２ｉ）＝Ｓ１（２ｉ）＋Ｓ２（２ｉ＋１）^＊：
Ｓ（２ｉ＋１）＝Ｓ１（２ｉ＋１）−Ｓ２（２ｉ）^＊，
ここで、ｉ＝０，１，２．．
他方、ＣＬＭ１方式の場合における処理部６０の出力（Ｓ（０），Ｓ（１），Ｓ（２））は、
Ｓ（ｉ）＝Ｓ１（ｉ）＋Ｓ２（ｉ）×Ｗ２，
ここで、ｉ＝０，１，２，．．であり、Ｗ２は第２送信アンテナの重みである。
以上、説明したように、本発明に係る処理によれば、送信ダイバーシティ方式に使用される複数のＦＩＲフィルタのフィルタ係数の演算を、逆マトリクスＧ^−１を用いる場合に比較して著しく簡略化できる。

本発明は、複数のＦＩＲフィルタを備え、逆マトリクスを用いてＦＩＲフィルタのフィルタ係数を演算する形式の受信機、等化器等に適用できる。更に、ＳＴＴＤ方式、ＣＬＭ１方式だけでなく、各種の送信ダイバーシティ方式を用いたシステムにも適用できる。

Claims (15)

1. 複数のＦＩＲフィルタを備え、当該複数のＦＩＲフィルタを使用して、送信ダイバーシティ方式に適用した送信側と伝送路を介して通信を行うことができる受信機において、前記各ＦＩＲフィルタのフィルタ係数ｗを共通の因子（ｃ_０）を用いて演算し、前記複数のＦＩＲフィルタに出力する処理演算回路を備え、前記フィルタ係数は次式（１）であらわされ、且つ、前記共通の因子ｃ _０ は、前記送信ダイバーシティ方式に応じたチャネル応答マトリクスＨ _１，Ｈ _２ とした場合、前記伝送路の利得マトリクスＧを次式（２）によってあらわすことによって導かれたものであることを特徴とする受信機。
   ることを特徴とする受信機。
   ｗ_ｇ ＝ ｃ_０ ^Ｈ Ｈ _ｇ ^Ｈ， （１）
   （ここで、ｇは１又は２、上付きのＨはハミルトン転置を示し、Ｈ _ｇ は前記伝送路の推定されたチャネル応答マトリクスである。）
   Ｇ ＝ Ｈ _１ ^Ｈ Ｈ _１＋Ｈ _２ ^Ｈ Ｈ _２＋βＩ （２）
   （ここで、βは前記伝送路において加わる雑音指数であり、Ｉは単位行列である。）
2. 請求項１において、前記共通の因子ｃ_０は、式（２）をコレスキー分解することによって得られた下三角マトリクスＬを前進代入及び後退代入することによって演算されたものであることを特徴とする受信機。
3. 請求項２において、前記前進代入は、次式（３）にしたがって、行ベクトルｄを演算することによって行われることを特徴とする受信機。
   Ｌｄ ＝ ｅ_{（Ｎ＋１）／２}＝ ［ｅ_１，ｅ_２，．．ｅ_Ｎ］^Ｔ， （３）
   ここで、Ｎはマトリクスのベクトル要素数、ｅ_ｉは、ｉ＝（Ｎ＋１）／２のとき、１をとり、それ以外、０であるような列ベクトルである。
4. 請求項３において、行ベクトルｄとして、ｄ＝ｄ［（Ｎ−１）／２，（Ｎ−２）／２，．．．Ｎ−１］が次の後退代入に使用されることを特徴とする受信機。
5. 請求項４において、前記後退代入は、次式（４）にしたがって、共通の因子ｃ_０を求める演算であることを特徴とする受信機。
   Ｌ ^Ｈｃ_０ ＝ ｄ， （４）
   ここで、Ｌ ^Ｈ［ｉ，ｊ］＝Ｌ ^Ｈ［ｉ＋（Ｎ−１）／２，ｊ＋（Ｎ−１）／２］であり、∀０≦ｉ，ｊ ≦ （Ｎ−１）／２である。
6. 請求項５において、共通の因子ｃ_０は、次式（５）であらわされることを特徴とする受信機。
   ｃ_０［（Ｎ−１）／２＋ｋ］＝ｃ _０［ｋ］，ｃ_０［ｋ］＝ｃ_０［Ｎ−１−ｋ］^＊， ｋ＝０，．．．，（Ｎ−１）／２ （５）。
7. 請求項６において、前記フィルタ係数ｗは、式（５）によって得られた共通の因子ｃ_０をハミルトン転置したｃ_０ ^Ｈを得た後、式（１）の演算を行うことによって得られることを特徴とする受信機。
8. 請求項７において、送信ダイバーシティ方式として、ＳＴＴＤ方式及びＣＬＭ１方式を選択的に使用して、２つの送信アンテナを介して、ＨＳ−ＤＳＣＨ／ＨＳ−ＳＣＣＨにシンボルＳｇ（０），Ｓｇ（１），Ｓｇ（２）．．（ここで、ｇ＝１及び２）を送信する送信側との通信に使用される受信機であって、ＳＴＴＤ方式の場合、式（６）にしたがって、ＣＬＭ１方式の場合、式（７）にしたがって、それぞれ、シンボル推定値Ｓ（０），Ｓ（１），Ｓ（２），．．．を出力する処理部を備えていることを特徴とする受信機。
   Ｓ（２ｉ）＝Ｓ１（２ｉ）＋Ｓ２（２ｉ＋１）^＊，
   Ｓ（２ｉ＋１）＝Ｓ１（２ｉ＋１）−Ｓ２（２ｉ）^＊ ，（６）
   Ｓ（ｉ）＝Ｓ１（ｉ）＋Ｓ２（ｉ）×Ｗ２， （７）
   ここで、ｉ＝０，１，２．．、Ｗ２は第２の送信アンテナに対応する加重である。
9. 複数のＦＩＲフィルタを備え、当該複数のＦＩＲフィルタを使用して、送信ダイバーシティ方式に適用した送信側と伝送路を介して通信を行うことができる受信機に使用され、前記各ＦＩＲフィルタのフィルタ係数ｗを演算する演算方法において、前記伝送路における利得マトリクスＧを
   Ｇ ＝ Ｈ _１ ^Ｈ Ｈ _１＋Ｈ _２ ^Ｈ Ｈ _２＋βＩ， （８）
   （ここで、上付きのＨはハミルトン転置したマトリクスであることを示し、Ｈ _１及びＨ _２は、それぞれ２つの送信アンテナに対応した伝送路の推定チャネル応答マトリクス、βは伝送路における雑音指数、Ｉは単位行列である。）
   と仮定し、当該利得マトリクスを用いて共通の因子（ｃ_０）を演算し、当該共通因子（ｃ_０）から前記フィルタ係数ｗを得ることを特徴とする演算方法。
10. 請求項９において、チャネル推定入力から、前記利得マトリクスＧ、前記推定チャネル応答マトリクスＨ _１、Ｈ _２を計算するステップと、
    前記利得マトリクスＧをコレスキー分解し、下三角マトリクスＬ及び上三角マトリクスＵを計算するステップと、
    前記下三角マトリクスＬについて前進代入を行い、行ベクトルｄを得るステップと、
    行ベクトルｄと、下三角マトリクスＬのハミルトン転置マトリクスＬ^Ｈについて後退代入を行い、前記利得マトリクスＧの逆マトリクスＧ^−１の中央行ｃ_０を前記共通因子として計算するステップと、
    前記チャネル応答マトリクスＨ_１，Ｈ_２のハミルトン転置マトリクスＨ^Ｈと、前記共通因子ｃ_０とから、前記フィルタ係数ｗを計算するステップとを有することを特徴とする演算方法。
11. 請求項１０において、前記後退代入を行うステップでは、逆マトリクスＧ^−１の中央行ｃ_０の半分の要素だけを計算することを特徴とする演算方法。
12. 請求項１１において、前記フィルタ係数ｗを計算するステップは、ベクトルｃ _０から中央行ｃ_０を得るステップを含んでいることを特徴とする演算方法。
13. 請求項１２において、前記前進代入を行うステップは、式（９）から、行ベクトルｄを得ることを特徴とする演算方法。
    Ｌｄ ＝ ｅ_{（Ｎ＋１）／２}＝ ［ｅ_１，ｅ_２，．．ｅ_Ｎ］^Ｔ， （９）
    ここで、Ｎはマトリクスのベクトル要素数、ｅ_ｉは、ｉ＝（Ｎ＋１）／２のとき、１をとり、それ以外、０であるような列ベクトルである。
14. 請求項１３において、前記後退代入を行うステップは、式（１０）を用いて行われることを特徴する演算方法。
    Ｌ ^Ｈｃ_０ ＝ ｄ， （１０）
    ここで、Ｌ ^Ｈ［ｉ，ｊ］＝Ｌ ^Ｈ［ｉ＋（Ｎ−１）／２，ｊ＋（Ｎ−１）／２］であり、∀０≦ｉ，ｊ ≦ （Ｎ−１）／２である。
15. 請求項１４において、前記フィルタ係数を計算するステップで用いられる共通の因子ｃ_０は、次式（１１）であらわされることを特徴とする演算方法。
    ｃ_０［（Ｎ−１）／２＋ｋ］＝ｃ _０［ｋ］，ｃ_０［ｋ］＝ｃ_０［Ｎ−１−ｋ］^＊，
    ｋ＝０，．．．，（Ｎ−１）／２ （１１）。

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