JP5030216B2 - Current-voltage conversion circuit - Google Patents
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Description
本発明は、例えば遠隔地にある測定対象物のインピーダンス測定に使用される電流電圧変換回路に関し、詳しくは、オペアンプにより入力電流を電圧に変換して出力する電流電圧変換回路に関するものである。 The present invention relates to a current-voltage conversion circuit used for impedance measurement of an object to be measured, for example, at a remote location, and more particularly to a current-voltage conversion circuit that converts an input current into a voltage by an operational amplifier and outputs the voltage.
図１２は、従来の電流電圧変換回路を用いたインピーダンス測定装置を示しており、例えば特許文献１や特許文献２に記載されたものと同等の回路である。
図１２において、ＶＳは信号源、ＲＯは出力抵抗、ＤＵＴはインピーダンスＸを有する測定対象物、１０は電流電圧変換回路、Ａ１はオペアンプ、ＲＦは帰還抵抗、Ｂ１はアンプ、２１，２２はＡ／Ｄ変換回路、３０はＣＰＵ、４０は表示装置である。
また、２０１〜２０４は同軸ケーブル等の接続ケーブル、ＣＨＣ，ＣＬＣ，ＣＬＰ，ＣＨＰはこれらの静電容量を示している。
FIG. 12 shows an impedance measuring device using a conventional current-voltage conversion circuit, which is a circuit equivalent to those described in Patent Document 1 and Patent Document 2, for example.
In FIG. 12, V S is a signal source, R O is an output resistance, DUT is an object to be measured having impedance X, 10 is a current-voltage conversion circuit, A1 is an operational amplifier, R F is a feedback resistor, B1 is an amplifier, 21 and 22 Is an A / D conversion circuit, 30 is a CPU, and 40 is a display device.
Reference numerals 201 to 204 denote connection cables such as coaxial cables, and C HC , C LC , C LP , and C HP denote these electrostatic capacities.
この従来技術では、信号源ＶＳから測定対象物ＤＵＴに交流電圧を印加し、その時に流れる電流を電流電圧変換回路１０により電圧に変換してＡ／Ｄ変換すると共に、測定対象物ＤＵＴの両端電圧を計装アンプＢ１により増幅してＡ／Ｄ変換し、ＣＰＵ３０がＡ／Ｄ変換回路２１，２２の出力を用いて測定対象物ＤＵＴのインピーダンスを演算している。
なお、図１３は図１２の主要部を等価的に示したものであり、図１３において、ＣＩＮは前記静電容量ＣＬＣ，ＣＬＰの合成容量として表される電流電圧変換回路１０の入力容量である。
In this prior art, an AC voltage is applied from a signal source V S to the measuring object DUT, as well as A / D conversion to convert the current flowing at that time by the current-voltage conversion circuit 10 into a voltage, both ends of the measurement object DUT The voltage is amplified by the instrumentation amplifier B1 and A / D converted, and the CPU 30 calculates the impedance of the measurement object DUT using the outputs of the A / D conversion circuits 21 and 22.
13 equivalently shows the main part of FIG. 12. In FIG. 13, C IN is an input of the current-voltage conversion circuit 10 expressed as a combined capacity of the capacitances C LC and C LP. Capacity.
さて、ＪＩＳ規格では、静電容量が１〔ｎＦ〕以下のコンデンサを測定する場合には信号源の周波数を１〔ＭＨｚ〕とするように規定されているため、例えば、測定対象物ＤＵＴとして１〔ｐＦ〕を下回る容量のコンデンサを測定する場合には、１〔ＭＨｚ〕における測定対象物ＤＵＴのインピーダンスが１６０〔ｋΩ〕にもなる。
このような場合、オペアンプＡ１の反転入力端子に流入する電流が小さくなるので、帰還抵抗ＲＦを相当程度大きくしなければ検出信号はノイズに埋もれてしまう。しかし、帰還抵抗ＲＦを大きくすると、帰還抵抗ＲＦと入力容量ＣＩＮとの直列回路により分圧されてオペアンプＡ１の反転入力端子に加わる電圧が小さくなり、誤差が大きくなって十分な検出精度を得ることができない。
Now, in the JIS standard, when measuring a capacitor having an electrostatic capacity of 1 [nF] or less, it is specified that the frequency of the signal source is 1 [MHz]. When measuring a capacitor having a capacitance lower than [pF], the impedance of the measurement object DUT at 1 [MHz] is 160 [kΩ].
In this case, since the current flowing into the inverting input terminal of the operational amplifier A1 is reduced, detection signals necessary to increase considerably the feedback resistor R F is buried in noise. However, increasing the feedback resistor R F, the feedback resistor R F and is divided by the series circuit of the input capacitance C IN decreases the voltage applied to the inverting input terminal of the operational amplifier A1, sufficient detection accuracy error is large Can't get.
また、入力容量ＣＩＮが大きい場合、この入力容量ＣＩＮと帰還抵抗ＲＦとの分圧点から反転入力端子に加わる帰還電圧は、オペアンプＡ１の出力電圧に対して位相が回転する。一般にオペアンプＡ１の出力電圧は、数〔ｋＨｚ〕以上で入力電圧に対して位相が９０°遅れているので、この遅れに上述した帰還電圧による遅れが加わると、位相遅れは１８０°にも達して発振（正帰還）に至ってしまい、回路の動作が不安定になる。 Also, when the input capacitance C IN is large, the feedback voltage applied to the inverting input terminal from the dividing point between the input capacitance C IN and the feedback resistor R F is, the phase is rotated relative to the output voltage of the operational amplifier A1. Generally, the output voltage of the operational amplifier A1 is several [kHz] or more and the phase is delayed by 90 ° with respect to the input voltage. Therefore, when the delay due to the feedback voltage is added to this delay, the phase delay reaches 180 °. Oscillation (positive feedback) is reached, and the circuit operation becomes unstable.
上述したような入力容量ＣＩＮに起因する回路の不安定動作等を補償するために、帰還抵抗ＲＦに並列に位相補償コンデンサを接続することが従来から行われている。例えば、図１４は、非特許文献１に記載された回路と同等の従来技術であり、１１は電圧帰還型オペアンプＡ１を用いた電流電圧変換回路、ＣＣは帰還抵抗ＲＦに並列に接続された位相補償コンデンサである。
このように帰還回路に位相補償コンデンサＣＣを付加して入力容量ＣＩＮと直列に接続することにより、位相余裕を十分に確保して回路の安定動作を可能にしている。
To compensate for the unstable operation of the circuit due to the input capacitance C IN as described above, be connected to the phase compensation capacitor is conventional in parallel with the feedback resistor R F. For example, Figure 14 is a comparable prior art to the circuit described in Non-Patent Document 1, 11 is a current-voltage conversion circuit using a voltage feedback operational amplifier A1, C C is connected in parallel to the feedback resistor R F Phase compensation capacitor.
By connecting in this manner by adding a phase compensation capacitor C C in the input capacitance C IN and the series in the feedback circuit, enabling the stable operation of the circuit with sufficient phase margin.
なお、図１４に記載された回路は、オペアンプＡ１として電流帰還型のものを用いた電流電圧変換回路にもそのまま適用可能であるが、電流帰還型オペアンプでは反転入力端子のインピーダンスが非常に小さいため、反転動作で使用する場合には入力容量ＣＩＮの影響をほとんど受けることがない。 The circuit shown in FIG. 14 can be applied to a current-voltage conversion circuit using a current feedback type as the operational amplifier A1, but the impedance of the inverting input terminal is very small in the current feedback type operational amplifier. When used in the inverting operation, it is hardly affected by the input capacitance CIN .
ここで、例えば図１４における帰還抵抗ＲＦ＝１００〔ｋΩ〕、入力容量ＣＩＮ＝５００〔ｐＦ〕、オペアンプＡ１のＧＢＰ（利得帯域幅積）周波数ｆＧＢＰ＝１００〔ＭＨｚ〕とした場合、非特許文献１によれば、位相補償コンデンサＣＣの容量は、オペアンプＡ１が電流帰還型であれば２．８〔ｐＦ〕、電圧帰還型であれば２．４〔ｐＦ〕となる。この場合、帰還抵抗ＲＦ及び位相補償コンデンサＣＣによるコーナー周波数はそれぞれ５７０〔ｋＨｚ〕，６７０〔ｋＨｚ〕となり、何れにしても周波数帯域が狭くなるという問題がある。
なお、位相補償コンデンサＣＣの容量は、入力容量ＣＩＮに応じて大きな値となる。
Here, for example, when the feedback resistor R F = 100 [kΩ], the input capacitance C IN = 500 [pF], and the operational amplifier A1's GBP (gain bandwidth product) frequency f GBP = 100 [MHz] in FIG. According to Patent Document 1, the capacitance of the phase compensation capacitor C C is an operational amplifier A1 is as long as current feedback 2.8 [pF], a 2.4 [pF] when the voltage feedback. In this case, each corner frequency by the feedback resistor R F and the phase compensation capacitor C C is 570 [kHz], there is a problem that 670 [kHz], and the frequency band in any event becomes narrower.
The capacity of the phase compensation capacitor C C has a large value in accordance with the input capacitance C IN.
また、位相補償コンデンサＣＣと入力容量ＣＩＮとによる分圧電圧がオペアンプＡ１の反転入力端子に入力される結果、ＣＩＮ＝０〔ｐＦ〕の場合（接続ケーブルがない状態）と、ＣＩＮ＝５００〔ｐＦ〕の場合（接続ケーブルがある状態）とでは、図１５に示す如く、信号源ＶＳによる測定周波数が１〔ＭＨｚ〕の時に電流電圧変換回路のトランスインピーダンスが約３０％も異なる。すなわち、接続ケーブルの長さによってインピーダンス測定値が左右されるという問題もあった。 Further, as a result of the divided voltage generated by the phase compensation capacitor C C and the input capacitance C IN being input to the inverting input terminal of the operational amplifier A1, when C IN = 0 [pF] (when there is no connection cable), C IN = 500 and in the case of [pF] (state where there is connection cable), as shown in FIG. 15, the transimpedance of the current-voltage conversion circuit when the measurement frequency according to the signal source V S 1 [MHz] are different by about 30% . That is, there is also a problem that the impedance measurement value depends on the length of the connection cable.
更に、電流帰還型オペアンプＡ１を使用した場合、例えば１〔ｎＦ〕の入力容量ＣＩＮを補償するためには数〔ｐＦ〕の位相補償コンデンサＣＣを用いる必要があるが、接続ケーブルが短くなって入力容量ＣＩＮが小さくなると、測定周波数の高周波数領域において帰還電流が増加するという特有の問題がある。
また、測定対象物ＤＵＴがコンデンサである場合には、このコンデンサと帰還抵抗ＲＦとの直列回路が微分回路を構成するので、帯域を制限するために位相補償コンデンサＣＣをある程度大きくする必要があるが、その場合にも高周波数領域において帰還電流が増加する。このように帰還電流が大きくなると、回路動作が不安定になる。
加えて、一般に電流帰還型オペアンプのトランスインピーダンスは１〔ＭＨｚ〕で１００〔ｋΩ〕程度であるが、帰還抵抗を１００〔ｋΩ〕とした場合、ループゲインは１しか得られず、全く精度が出ないという問題があった。
Furthermore, when using a current feedback operational amplifier A1, for example 1, but to compensate for the input capacitance C IN of [nF], it is necessary to use a phase compensation capacitor C C number [pF], the connection cable is shortened When the input capacitance CIN becomes small, there is a specific problem that the feedback current increases in the high frequency region of the measurement frequency.
Further, when the measurement target DUT is a capacitor, since the series circuit of this capacitor and a feedback resistor R F constitute a differentiation circuit, it is necessary to a certain extent increase the phase compensation capacitor C C in order to limit the band Even in this case, the feedback current increases in the high frequency region. When the feedback current increases in this way, the circuit operation becomes unstable.
In addition, the transimpedance of a current feedback operational amplifier is generally about 100 [kΩ] at 1 [MHz], but when the feedback resistance is 100 [kΩ], only a loop gain of 1 can be obtained, and the accuracy is quite high. There was no problem.
なお、高周波数領域において接続ケーブルの入力容量による影響を低減することを目的としたインピーダンス測定装置として、特開２００４−３１７３４５号公報、同２００４−３１７３９１号公報等に記載された公知技術が存在するが、何れも帰還系を安定させるために数〔ｍｓ〕の時間を要するため、高速測定には向かないものであった。 Note that there are known techniques described in Japanese Patent Application Laid-Open Nos. 2004-317345, 2004-317391, and the like as impedance measuring devices intended to reduce the influence of the input capacity of the connection cable in a high frequency region. However, both require several [ms] to stabilize the feedback system, and are not suitable for high-speed measurement.
そこで、本発明の解決課題は、動作の安定化を図ると共に接続ケーブルによる入力容量の影響を除去し、しかも周波数帯域の拡大や検出誤差の低減を可能にした電流電圧変換回路を提供することにある。 SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, the problem to be solved by the present invention is to provide a current-voltage conversion circuit that stabilizes the operation, eliminates the influence of the input capacitance due to the connection cable, and enables expansion of the frequency band and reduction of detection error. is there.
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、出力端子と反転入力端子との間の帰還回路に、少なくとも帰還抵抗及び位相補償コンデンサを備え、かつ、非反転入力端子に基準電圧が加えられたオペアンプを用いて、入力電流を電圧に変換する電流電圧変換回路において、
前記オペアンプが電流帰還型オペアンプであり、
前記帰還回路は、前記入力電流が流入する回路入力端子と前記反転入力端子との間に接続された補償インピーダンスと、前記回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に接続された前記帰還抵抗及び位相補償コンデンサの並列回路と、を備え、
前記補償インピーダンスとして、低周波数領域では低インピーダンス値であって高周波数領域では高インピーダンス値であり、かつ、前記オペアンプのループゲインが小さい周波数領域では入出力の位相差がほぼゼロとなるような素子を用いるものである。
In order to solve the above problem, the invention according to claim 1 is provided with at least a feedback resistor and a phase compensation capacitor in a feedback circuit between the output terminal and the inverting input terminal, and a reference voltage is applied to the non-inverting input terminal. In the current-voltage conversion circuit that converts the input current into voltage using the operational amplifier
The operational amplifier is a current feedback operational amplifier,
The feedback circuit includes a compensation impedance connected between a circuit input terminal into which the input current flows and the inverting input terminal, and the feedback resistor connected between the circuit input terminal and the output terminal of the operational amplifier. And a parallel circuit of a phase compensation capacitor,
As the compensation impedance, an element having a low impedance value in a low frequency region and a high impedance value in a high frequency region, and an input / output phase difference is substantially zero in a frequency region where the loop gain of the operational amplifier is small. Is used.
請求項２に係る発明は、出力端子と反転入力端子との間の帰還回路に、少なくとも帰還抵抗及び位相補償コンデンサを備え、かつ、非反転入力端子に基準電圧が加えられたオペアンプを用いて、入力電流を電圧に変換する電流電圧変換回路において、
前記オペアンプが電流帰還型オペアンプであり、
前記帰還回路は、前記入力電流が流入する回路入力端子と前記反転入力端子との間に接続された補償インピーダンスと、前記回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に接続された前記位相補償コンデンサと、前記回路入力端子と回路出力端子との間に接続された前記帰還抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記回路出力端子との間に接続されたアンプと、を備え、
前記補償インピーダンスとして、低周波数領域では低インピーダンス値であって高周波数領域では高インピーダンス値であり、かつ、前記オペアンプのループゲインが小さい周波数領域では入出力の位相差がほぼゼロとなるような素子を用いるものである。
The invention according to claim 2 uses an operational amplifier including at least a feedback resistor and a phase compensation capacitor in a feedback circuit between an output terminal and an inverting input terminal, and a reference voltage is applied to a non-inverting input terminal. In the current-voltage conversion circuit that converts the input current into voltage,
The operational amplifier is a current feedback operational amplifier,
The feedback circuit includes a compensation impedance connected between a circuit input terminal into which the input current flows and the inverting input terminal, and the phase compensation connected between the circuit input terminal and the output terminal of the operational amplifier. A capacitor, the feedback resistor connected between the circuit input terminal and the circuit output terminal, and an amplifier connected between the output terminal of the operational amplifier and the circuit output terminal,
As the compensation impedance, an element having a low impedance value in a low frequency region and a high impedance value in a high frequency region, and an input / output phase difference is substantially zero in a frequency region where the loop gain of the operational amplifier is small. Is used.
請求項３に係る発明は、出力端子と反転入力端子との間の帰還回路に、少なくとも帰還抵抗及び位相補償コンデンサを備え、かつ、非反転入力端子に基準電圧が加えられたオペアンプを用いて、入力電流を電圧に変換する電流電圧変換回路において、
前記オペアンプが電圧帰還型オペアンプであり、
前記帰還回路は、
前記入力電流が流入する回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に接続された前記位相補償コンデンサと、前記回路入力端子と回路出力端子との間に接続された前記帰還抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記回路出力端子との間に接続されたアンプと、を備えると共に、
前記回路入力端子と前記オペアンプの反転入力端子及び非反転入力端子との間に、直流サーボ回路を接続し、
前記直流サーボ回路は、
前記回路入力端子と前記反転入力端子との間に接続される直流カット用のコンデンサと、
前記反転入力端子に接続されて前記オペアンプのバイアス電流を通流させる抵抗と、
前記回路入力端子と前記非反転入力端子との間に接続されてその出力をバイアス電圧として前記非反転入力端子に与える積分回路と、を備え、
前記回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に、前記オペアンプの出力電圧をダイオードを介して前記回路入力端子側に帰還して前記回路入力端子の電圧をほぼゼロに維持するための電圧帰還回路を接続したものである。
The invention according to claim 3 uses an operational amplifier including at least a feedback resistor and a phase compensation capacitor in a feedback circuit between an output terminal and an inverting input terminal, and a reference voltage is applied to a non-inverting input terminal. In the current-voltage conversion circuit that converts the input current into voltage,
The operational amplifier is a voltage feedback operational amplifier,
The feedback circuit is
The phase compensation capacitor connected between the circuit input terminal into which the input current flows and the output terminal of the operational amplifier; the feedback resistor connected between the circuit input terminal and the circuit output terminal; Rutotomoni and a amplifier connected between the output terminal and the circuit output terminal,
A DC servo circuit is connected between the circuit input terminal and the inverting input terminal and non-inverting input terminal of the operational amplifier,
The DC servo circuit is
A DC cut capacitor connected between the circuit input terminal and the inverting input terminal;
A resistor connected to the inverting input terminal to pass a bias current of the operational amplifier;
An integrating circuit connected between the circuit input terminal and the non-inverting input terminal and providing the output to the non-inverting input terminal as a bias voltage;
Voltage feedback between the circuit input terminal and the output terminal of the operational amplifier to feed back the output voltage of the operational amplifier to the circuit input terminal side via a diode and maintain the voltage of the circuit input terminal at approximately zero. A circuit is connected .
請求項４に係る発明は、請求項１において、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側と前記オペアンプの非反転入力端子との間に、直流サーボ回路を接続し、
前記直流サーボ回路は、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側との間に接続される直流カット用のコンデンサと、前記補償インピーダンスの入力側に接続されて前記オペアンプのバイアス電流を通流させる抵抗と、前記回路入力端子と前記オペアンプの非反転入力端子との間に接続されてその出力をバイアス電圧として前記非反転入力端子に与える積分回路と、を備えたものである。
The invention according to claim 4 is the invention according to claim 1,
A DC servo circuit is connected between the circuit input terminal, the input side of the compensation impedance, and the non-inverting input terminal of the operational amplifier,
The DC servo circuit is
A capacitor for DC cut connected between the circuit input terminal and the input side of the compensation impedance; a resistor connected to the input side of the compensation impedance to pass a bias current of the operational amplifier; and the circuit input And an integrating circuit that is connected between the terminal and the non-inverting input terminal of the operational amplifier and supplies the output to the non-inverting input terminal as a bias voltage.
請求項５に係る発明は、請求項２において、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側と前記オペアンプの非反転入力端子との間に、直流サーボ回路を接続し、
前記直流サーボ回路は、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側との間に接続される直流カット用のコンデンサと、前記補償インピーダンスの入力側に接続されて前記オペアンプのバイアス電流を通流させる抵抗と、前記回路入力端子と前記オペアンプの非反転入力端子との間に接続されてその出力をバイアス電圧として前記非反転入力端子に与える積分回路と、を備えたものである。
The invention according to claim 5 is the invention according to claim 2,
A DC servo circuit is connected between the circuit input terminal, the input side of the compensation impedance, and the non-inverting input terminal of the operational amplifier,
The DC servo circuit is
A capacitor for DC cut connected between the circuit input terminal and the input side of the compensation impedance; a resistor connected to the input side of the compensation impedance to pass a bias current of the operational amplifier; and the circuit input And an integrating circuit that is connected between the terminal and the non-inverting input terminal of the operational amplifier and supplies the output to the non-inverting input terminal as a bias voltage.
請求項６に係る発明は、請求項５に記載した電流電圧変換回路において、
前記回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に、前記オペアンプの出力電圧をダイオードを介して前記回路入力端子側に帰還して前記回路入力端子の電圧をほぼゼロに維持するための電圧帰還回路を接続したものである。
The invention according to claim 6 is the current-voltage conversion circuit according to claim 5 ,
Voltage feedback between the circuit input terminal and the output terminal of the operational amplifier to feed back the output voltage of the operational amplifier to the circuit input terminal side via a diode and maintain the voltage of the circuit input terminal at approximately zero. A circuit is connected .
請求項７に係る発明は、請求項３〜６の何れか１項に記載した電流電圧変換回路において、
前記オペアンプのバイアス電流に比べて、前記直流サーボ回路の積分回路を構成するオペアンプのバイアス電流が十分に小さいことを特徴とする。
Invention Oite the current-voltage conversion circuit according to any one of claims 3-6 according to claim 7,
Compared to the bias current of the operational amplifier, the bias current of the operational amplifier constituting the integration circuit of the DC servo circuit you wherein a sufficiently small.
請求項８に係る発明は、請求項１〜７の何れか１項に記載した電流電圧変換回路が、前記回路入力端子に同軸ケーブルを介して接続された遠隔地の測定対象物のインピーダンスを測定するインピーダンス測定装置として構成されていることを特徴とする。
According to an eighth aspect of the present invention, the current-voltage conversion circuit according to any one of the first to seventh aspects measures the impedance of a remote measurement object connected to the circuit input terminal via a coaxial cable. It is characterized by being configured as an impedance measuring device .
請求項１に係る発明によれば、電流帰還型オペアンプの反転入力端子に所定の特性を持った補償インピーダンスを挿入することにより、位相余裕を十分に確保して回路の安定動作を可能にし、また、接続ケーブルの長さによって測定値が左右されない電流電圧変換回路を実現することができる。 According to the first aspect of the present invention, by inserting a compensation impedance having a predetermined characteristic into the inverting input terminal of the current feedback operational amplifier, a sufficient phase margin can be secured to enable stable operation of the circuit. Thus, it is possible to realize a current-voltage conversion circuit in which the measurement value is not affected by the length of the connection cable.
請求項２に係る発明によれば、電流帰還型オペアンプの出力側に所定の利得を有するアンプを挿入することにより、請求項１の発明の効果に加えて、電流帰還型オペアンプの等価的なトランスインピーダンスを増加させることができ、帰還抵抗を大きくした場合でも検出誤差を低減させることが可能である。 According to the second aspect of the present invention, in addition to the effect of the first aspect of the invention, an equivalent transformer of the current feedback type operational amplifier is inserted by inserting an amplifier having a predetermined gain on the output side of the current feedback type operational amplifier. Impedance can be increased, and detection errors can be reduced even when the feedback resistance is increased.
請求項３に係る発明によれば、電圧帰還型オペアンプの出力側に所定の利得を有するアンプを挿入することにより、従来よりも周波数帯域を大幅に拡げると共に検出誤差を低減させることができる。 According to the third aspect of the present invention, by inserting an amplifier having a predetermined gain on the output side of the voltage feedback operational amplifier, the frequency band can be greatly expanded and detection errors can be reduced.
また、請求項３〜７に係る発明によれば、電圧帰還型または電流帰還型オペアンプの入力側に直流サーボ回路を接続したことにより、オペアンプのバイアス電流に起因して過大な直流オフセット電圧が出力されるのを防止することができる。
Further, according to the invention according to claim 3-7, electrodeposition by the input side of the pressure-feedback or current feedback op amp that is connected to a DC servo circuit, excessive DC offset voltage due to the bias current of the operational amplifier Can be prevented from being output.
請求項３または６に係る発明によれば、電圧帰還型または電流帰還型オペアンプの出力側に電圧帰還回路を接続したことにより、直流サーボ回路の入力電圧をほぼゼロに維持し、過大な入力電圧による直流サーボ回路の異常動作を防止してオペアンプの基準電圧を所定のレベルに保つことが可能である。
According to the invention according to claim 3 or 6, by connecting a voltage feedback circuit to the output side of the voltage feedback or current feedback op amp to maintain an input voltage of the DC servo circuit substantially zero, excessive It is possible to keep the reference voltage of the operational amplifier at a predetermined level by preventing abnormal operation of the DC servo circuit due to the input voltage.
なお、請求項８に記載するように、本発明は、遠隔地にある測定対象物のインピーダンスを測定するインピーダンス測定装置として用いると好適である。
In addition, as described in claim 8 , the present invention is preferably used as an impedance measuring device that measures the impedance of a measurement object in a remote place.
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、請求項１に係る本発明の第１実施形態をインピーダンス測定装置に適用した場合の回路図である。図１において、電流電圧変換回路１０１以外の構成は図１２と同一であるため、同一の参照符号を付して説明を省略し、以下では電流電圧変換回路１０１の構成を中心に説明する。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a circuit diagram when the first embodiment of the present invention according to claim 1 is applied to an impedance measuring apparatus. In FIG. 1, the configuration other than the current-voltage conversion circuit 101 is the same as that in FIG. 12, and therefore, the same reference numerals are assigned and description thereof is omitted.
すなわち、電流電圧変換回路１０１において、Ａ１Ｉは電流帰還型オペアンプであり、その出力端子と反転入力端子との間の帰還回路には、補償インピーダンスＺと、帰還抵抗ＲＦと位相補償コンデンサＣＣとの並列回路とが直列に接続されている。オペアンプＡ１Ｉの非反転入力端子には、グラウンドの基準電圧が与えられている。また、帰還抵抗ＲＦと位相補償コンデンサＣＣとの並列回路と補償インピーダンスＺとの接続点すなわち回路入力端子２０２ａは、静電容量ＣＬＣを有する同軸ケーブル等の接続ケーブル２０２を介して、例えば遠隔地にある測定対象物ＤＵＴの一端に接続されている。
オペアンプＡ１Ｉの出力端子は、回路出力端子２０２ｂを介して、図１２と同様にＡ／Ｄ変換回路２１に接続されている。
That is, in the current-voltage conversion circuit 101, A1 I is a current feedback operational amplifier, and the feedback circuit between the output terminal and the inverting input terminal includes a compensation impedance Z, a feedback resistor RF, and a phase compensation capacitor CC. And a parallel circuit are connected in series. The non-inverting input terminal of the operational amplifier A1 I, are given reference voltage of ground. The connection point or circuit input terminal 202a of a parallel circuit of a feedback resistor R F and the phase compensation capacitor C C and the compensating impedance Z via connection cable 202 such as a coaxial cable having a capacitance C LC, e.g. It is connected to one end of the measurement object DUT at a remote location.
The output terminal of the operational amplifier A1 I through the circuit output terminal 202b, and is likewise connected to the A / D conversion circuit 21 and FIG. 12.
ここで、補償インピーダンスＺは、後述する如く、接続ケーブル２０２の長さの影響を低減するために、低周波数領域では低インピーダンスになり、高周波数領域では高インピーダンスになると共に、回路の安定性向上を目的として、オペアンプＡ１Ｉのループゲインが小さくなる周波数領域では入出力の位相差が０°に近い値になるような素子によって構成される。 Here, as will be described later, the compensation impedance Z becomes low impedance in the low frequency region and high impedance in the high frequency region in order to reduce the influence of the length of the connection cable 202, and the stability of the circuit is improved. purposes, constituted by an element such as a value close to ° phase difference of the input and output is 0 in the frequency domain where the loop gain is reduced of the operational amplifier A1 I.
なお、第１実施形態によるインピーダンスの測定動作は、基本的に図１２の従来技術と同様である。すなわち、信号源ＶＳからの交流電圧により測定対象物ＤＵＴを流れる電流を電流電圧変換回路１０１により電圧に変換し、他方、測定対象物ＤＵＴの両端電圧を計装アンプＢ１により増幅し、これら両電圧をＡ／Ｄ変換後にＣＰＵ３０にて演算処理することにより、測定対象物ＤＵＴのインピーダンスを測定する。
第２実施形態以降の電流電圧変換回路を用いてインピーダンスを測定する場合の動作も、上記と同様である。
The impedance measurement operation according to the first embodiment is basically the same as that of the prior art shown in FIG. That is, the current flowing through the measurement object DUT is converted into a voltage by the current-voltage conversion circuit 101 by the AC voltage from the signal source V S , while the voltage across the measurement object DUT is amplified by the instrumentation amplifier B1. The impedance of the measurement object DUT is measured by calculating the voltage in the CPU 30 after A / D conversion.
The operation in the case of measuring the impedance using the current-voltage conversion circuit in the second embodiment or later is the same as described above.
次に、第１実施形態の電流電圧変換回路１０１の安定性について考察する。
図１６は、比較のために、従来技術として説明した図１４におけるオペアンプＡ１として電流帰還型オペアンプＡ１Ｉを用いた場合の電流電圧変換回路１１を示しており、周波数帯域は例えば３〔ＭＨｚ〕に設定されている。
Next, the stability of the current-voltage conversion circuit 101 of the first embodiment will be considered.
Figure 16 shows, for comparison, shows the current-voltage conversion circuit 11 in the case of using the current feedback op amps A1 I as the operational amplifier A1 in FIG. 14 described in the prior art, the frequency band is for example 3 [MHz] Is set.
図１６において、ＲＦ＝１〔ｋΩ〕，ＣＣ＝５０〔ｐＦ〕として入力容量ＣＩＮを５０〔ｐＦ〕，５００〔ｐＦ〕としたときの電流増幅率及び位相の周波数特性を図１７に示す。
この図１７によれば、ＣＩＮ＝５００〔ｐＦ〕における位相余裕は約３０°あるが、ＣＩＮ＝５０〔ｐＦ〕における位相余裕はほぼ０°であり、接続ケーブルの長さが変わって入力容量ＣＩＮが変化することで回路が不安定になることが判る。
FIG. 17 shows the frequency characteristics of the current amplification factor and phase when R F = 1 [kΩ], C C = 50 [pF] and the input capacitance C IN is 50 [pF] and 500 [pF] in FIG. Show.
According to FIG. 17, the phase margin at C IN = 500 [pF] is about 30 °, but the phase margin at C IN = 50 [pF] is almost 0 °. It can be seen that the circuit becomes unstable when the capacitance CIN changes.
一方、図２は、図１の実施形態の主要部を示した回路図であり、この回路を対象として安定性を評価してみる。
図３は、図２におけるＲＦ＝１〔ｋΩ〕，ＣＣ＝５０〔ｐＦ〕とし、補償インピーダンスＺとして１〔ｋΩ〕の抵抗と２０〔μＨ〕のインダクタンスとの並列回路を用いた場合に、入力容量ＣＩＮを５０〔ｐＦ〕，５００〔ｐＦ〕としたときの電流増幅率及び位相の周波数特性を示している。
図３によれば、ＣＩＮ＝５０〔ｐＦ〕における位相余裕は約６０°であり、ＣＩＮ＝５００〔ｐＦ〕においても約４５°の位相余裕が確保されているため、接続ケーブル２０２の長さに関わらず回路が安定であることが判る。
On the other hand, FIG. 2 is a circuit diagram showing a main part of the embodiment of FIG. 1, and the stability is evaluated for this circuit.
FIG. 3 shows a case where R F = 1 [kΩ] and C C = 50 [pF] in FIG. 2 and a parallel circuit of a resistance of 1 [kΩ] and an inductance of 20 [μH] is used as the compensation impedance Z. The frequency characteristics of current amplification factor and phase when the input capacitance C IN is 50 [pF] and 500 [pF] are shown.
According to FIG. 3, the phase margin at C IN = 50 [pF] is about 60 °, and the phase margin of about 45 ° is secured even at C IN = 500 [pF]. Nevertheless, it can be seen that the circuit is stable.
次いで、補償インピーダンスＺの大きさが電流電圧変換回路１０１の出力電圧に与える影響について考察する。ここでは、測定周波数の低周波数領域について考えるものとし、図１，図２における位相補償コンデンサＣＣの影響を無視するものとする。
この場合、図２における電流電圧変換回路１０１の出力電圧ＶＯは、数式１によって与えられる。なお、数式１において、ＩＩＮは電流電圧変換回路１０１に流れ込む電流（検出電流）、ＴはオペアンプＡ１Ｉのトランスインピーダンス、ｓはラプラス演算子である。
Next, the influence of the magnitude of the compensation impedance Z on the output voltage of the current-voltage conversion circuit 101 will be considered. Here, it is assumed that consider the low-frequency region of the measuring frequency, 1, and shall ignore the effect of the phase compensation capacitor C C in FIG.
In this case, the output voltage V O of the current-voltage conversion circuit 101 in FIG. In Equation 1, I IN is a current (detection current) flowing into the current-voltage conversion circuit 101, T is a transimpedance of the operational amplifier A1 I , and s is a Laplace operator.
数式１によれば、低周波数領域において補償インピーダンスＺが十分に小さければ、接続ケーブルの長さが変わって入力容量ＣＩＮが変化しても、測定値に及ぼす影響が少ないことが判る。
このように接続ケーブルの影響を小さくしつつ回路の安定性を確保するために、前述した如く、補償インピーダンスＺは、低周波数領域では低インピーダンスであって高周波数領域では高インピーダンスとなり、オペアンプＡ１Ｉのループゲインが小さくなる周波数領域では入出力の位相差が０°に近くなるような素子、例えば、抵抗とインダクタンスとの並列回路やフェライトビーズによって構成することが好ましい。
According to Equation 1, it can be seen that if the compensation impedance Z is sufficiently small in the low frequency region, even if the length of the connection cable changes and the input capacitance CIN changes, the influence on the measured value is small.
Thus, in order to secure the stability of the circuit while reducing the influence of the connection cable, the compensation impedance Z is low impedance in the low frequency region and high impedance in the high frequency region as described above, and the operational amplifier A1 I In the frequency region where the loop gain becomes small, it is preferable that the input / output phase difference be close to 0 °, for example, a parallel circuit of resistance and inductance, or a ferrite bead.
以上のように第１実施形態によれば、電流帰還型オペアンプＡ１Ｉの反転入力端子に所定の特性の補償インピーダンスＺを接続することにより、位相余裕を十分に確保して回路の安定動作を可能にし、接続ケーブルの長さの影響を受けない電流電圧変換回路を実現することができる。 As described above, according to the first embodiment, the compensation impedance Z having a predetermined characteristic is connected to the inverting input terminal of the current feedback operational amplifier A1 I , so that a sufficient phase margin is ensured and the circuit can be stably operated. Thus, a current-voltage conversion circuit that is not affected by the length of the connection cable can be realized.
次に、請求項２に係る本発明の第２実施形態を説明する。図４は、この実施形態の構成を示す回路図であり、図１と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
図４と図１との相違点は、電流電圧変換回路１０２において、電流帰還型オペアンプＡ１Ｉの出力端子と回路出力端子２０２ｂとの間に利得Ｋ（Ｋ＞１）のアンプＡ２を接続した点にあり、その他の構成は図１と同一である。
Next, a second embodiment of the present invention according to claim 2 will be described. FIG. 4 is a circuit diagram showing the configuration of this embodiment, and the same reference numerals are assigned to the same components as those in FIG.
Figure 4 and differs from FIG. 1, in the current-voltage conversion circuit 102, a point of connecting the amplifier A2 gain K (K> 1) between the output terminal and the circuit output terminal 202b of the current feedback operational amplifier A1 I The other configurations are the same as those in FIG.
図１の第１実施形態では、前記数式１から明らかなように、低周波数領域において帰還抵抗ＲＦの値を大きくすると数式１の右辺分母の第１項が大きくなり、これが検出誤差を増大させるおそれがある。
これに対し、第２実施形態では、位相補償コンデンサＣＣが有効に作用しない低周波数領域では、オペアンプＡ１ＩのトランスインピーダンスＴが等価的にアンプＡ２の利得によってＫ倍されることになり、ループゲインを大きくして検出誤差を小さくすることができる。
In the first embodiment of FIG. 1, the as is clear from Equation 1, the first term of the right side denominator of feedback resistor R F Equation 1 The higher the value of the low frequency range is increased, which increases the detection error There is a fear.
In contrast, in the second embodiment, in the low frequency range where the phase compensation capacitor C C does not act effectively becomes that transimpedance T of the operational amplifier A1 I is K times by the gain of the equivalently amplifier A2, the loop The detection error can be reduced by increasing the gain.
次いで、請求項３に係る本発明の主要部を示す第３実施形態を説明する。図５は、この実施形態の構成を示す回路図である。
この実施形態は、電流電圧変換回路１０３として電圧帰還型オペアンプＡ１Ｖを使用すると共に、図４における補償インピーダンスＺを除去してオペアンプＡ１Ｖの反転入力端子を回路入力端子２０２ａに接続したものであり、オペアンプＡ１Ｖの後段のアンプＡ２を含む帰還回路の構成は図４と同一である。
Next, a third embodiment showing a main part of the present invention according to claim 3 will be described. FIG. 5 is a circuit diagram showing the configuration of this embodiment.
In this embodiment, a voltage feedback operational amplifier A1 V is used as the current-voltage conversion circuit 103, the compensation impedance Z in FIG. 4 is removed, and the inverting input terminal of the operational amplifier A1 V is connected to the circuit input terminal 202a. the configuration of the feedback circuit including the amplifier A2 in the subsequent stage of the operational amplifier A1 V is the same as FIG.
本実施形態は、オペアンプＡ１Ｖの帰還回路に利得ＫのアンプＡ２、位相補償コンデンサＣＣ及び帰還抵抗ＲＦを含む点で図４と共通するが、アンプＡ２は、主として周波数帯域の拡大と接続ケーブル２０２の入力容量による影響低減のために挿入されている。 This embodiment, the amplifier A2 gain K in the feedback circuit of the operational amplifier A1 V, but common to FIG. 4 in that it includes a phase compensation capacitor C C and the feedback resistor R F, the amplifier A2 is mainly connected to the expansion of the frequency band It is inserted to reduce the influence of the input capacity of the cable 202.
図５において、回路が安定であるためには、回路全体の利得が１となる周波数で４５°以上の位相余裕を確保できればよいことから、位相補償コンデンサの容量ＣＣについて以下の数式２が得られる。なお、数式２において、ｆＧＢＰはオペアンプＡ１ＶのＧＢＰ（利得帯域幅積）周波数である。 5, since the circuit is stable, since the gain of the entire circuit may be secured to the phase margin of more than 45 ° at a frequency of 1, Equation 2 below for the capacitance C C of the phase compensation capacitor is obtained It is done. Note that in Equation 2, f GBP is GBP (gain-bandwidth product) frequency of the operational amplifier A1 V.
ここで、図１４（アンプＡ２を有しない従来技術）に関して説明したのと同様に、帰還抵抗ＲＦ＝１００〔ｋΩ〕、入力容量ＣＩＮ＝５００〔ｐＦ〕、ＧＢＰ周波数ｆＧＢＰ＝１００〔ＭＨｚ〕とし、図５におけるアンプＡ２の利得Ｋ＝１００とした場合、安定性を確保するための位相補償コンデンサの容量ＣＣは、数式３により求められる。 Here, as described with reference to FIG. 14 (prior art without the amplifier A2), feedback resistance R F = 100 [kΩ], input capacitance C IN = 500 [pF], GBP frequency f GBP = 100 [MHz] and], when the gain K = 100 of amplifier A2 in FIG. 5, the capacitance C C of the phase compensation capacitor for ensuring the stability is determined by equation 3.
また、このときのコーナー周波数ｆＣは、数式４によって表される。 Further, the corner frequency f C at this time is expressed by Equation 4.
この数式４から、本実施形態によれば、図１４において電圧帰還型のオペアンプを使用した場合のコーナー周波数である６７０〔ｋＨｚ〕に対して、周波数帯域を１０倍（＝√Ｋ倍）に拡大することができ、利得Ｋを大きくするほど周波数帯域を拡げることが可能である。 From Equation 4, according to the present embodiment, the frequency band is expanded 10 times (= √K times) with respect to 670 [kHz], which is the corner frequency when the voltage feedback type operational amplifier is used in FIG. The frequency band can be expanded as the gain K is increased.
図６は、ＣＩＮ＝０〔ｐＦ〕の場合（接続ケーブルがない状態）、及びＣＩＮ＝５００〔ｐＦ〕の場合（接続ケーブルがある状態）のトランスインピーダンスの周波数特性図である。図１５との比較から明らかなように、本実施形態では、測定周波数が１〔ＭＨｚ〕の時にトランスインピーダンスの差が３％以内となっており、接続ケーブルの長さが測定値に及ぼす影響もほとんどなくなっている。 FIG. 6 is a frequency characteristic diagram of the transimpedance when C IN = 0 [pF] (when there is no connection cable) and when C IN = 500 [pF] (when there is a connection cable). As is clear from comparison with FIG. 15, in this embodiment, when the measurement frequency is 1 [MHz], the difference in transimpedance is within 3%, and the influence of the length of the connection cable on the measurement value is also affected. It is almost gone.
次に、図７は、前後するが請求項５に係る本発明の第４実施形態を示す回路図である。
一般的に、電流帰還型オペアンプの反転入力端子には数〔μＡ〕のバイアス電流が流れる。このため、検出感度を上げる目的で帰還抵抗ＲＦに１００〔ｋΩ〕というような大きな値を選ぶと、図４の実施形態ではアンプＡ２の出力に大きな直流オフセット電圧が現れて測定値の指示が振り切れてしまい、測定不能になるおそれがある。
Next, FIG. 7 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention according to claim 5, which is back and forth.
In general, a bias current of several [μA] flows through the inverting input terminal of the current feedback type operational amplifier. Therefore, choosing a large value such as 100 [kΩ] to the feedback resistor R F in order to increase the detection sensitivity, the instruction of the measurement value appears a large DC offset voltage at the output of amplifier A2 in the embodiment of FIG. 4 There is a risk that measurement will become impossible due to shaking.
そこで、本実施形態では、図７に示すように電流電圧変換回路１０２の入力側に直流サーボ回路５０を追加し、その出力によってオペアンプＡ１Ｉの非反転入力端子に与えるバイアス電圧のレベルを補正することにより、オペアンプＡ１Ｉのバイアス電流に起因して電流電圧変換回路１０２から過大な直流オフセット電圧が出力されるのを防止するようにした。
なお、この実施形態において、電流電圧変換回路１０２及び直流サーボ回路５０を組み合わせた回路全体についても電流電圧変換回路ということとし、その符号を１０４とする。
Therefore, in this embodiment, a DC servo circuit 50 is added to the input side of the current-voltage conversion circuit 102 as shown in FIG. 7, and the level of the bias voltage applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier A1 I is corrected by its output. it was thus to prevent the excessive DC offset voltage from the current-voltage conversion circuit 102 is outputted due to the bias current of the operational amplifier A1 I.
In this embodiment, the entire circuit combining the current-voltage conversion circuit 102 and the DC servo circuit 50 is also referred to as a current-voltage conversion circuit, and its reference numeral is 104.
図７において、直流サーボ回路５０は、回路入力端子２０２ａと補償インピーダンスＺの一端との間に接続された直流カット用のコンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１と、積分回路を構成するオペアンプＡ３、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２とからなっており、オペアンプＡ３の出力端子は電流帰還型オペアンプＡ１Ｉの非反転入力端子に接続されていると共に、オペアンプＡ３の非反転入力端子はグラウンドに接続されている。
このような構成において、オペアンプＡ３によってａ点の電位とグラウンド電位との誤差電圧が積分され、その積分値がオペアンプＡ１Ｉの非反転入力端子にバイアス電圧として加わることになり、前記誤差電圧がゼロになるように、オペアンプＡ１Ｉの出力電圧、ひいてはアンプＡ２から出力される直流オフセット電圧が抑制される。
ここで、直流サーボ回路５０内のオペアンプＡ３としては、オペアンプＡ１Ｉに比べてバイアス電流が十分に小さいものを選ぶことが必要である。
In FIG. 7, a DC servo circuit 50 includes a DC cut capacitor C 1 and a resistor R 1 connected between a circuit input terminal 202a and one end of a compensation impedance Z, an operational amplifier A3 and a resistor R 1 constituting an integrating circuit. 2 and has become a capacitor C 2 Prefecture, the output terminal of the operational amplifier A3, along with being connected to the non-inverting input terminal of the current feedback operational amplifier A1 I, the non-inverting input terminal of the operational amplifier A3 is connected to ground.
In such a configuration, the error voltage between the potential and the ground potential of the point a is integrated by the operational amplifier A3, the integrated value will be applied as a bias voltage to the non-inverting input terminal of the operational amplifier A1 I, the error voltage is zero As a result, the output voltage of the operational amplifier A1 I , and hence the DC offset voltage output from the amplifier A2, is suppressed.
Here, the operational amplifier A3 of the DC servo circuit 50, the bias current compared to the operational amplifier A1 I it is necessary to choose a sufficiently small.
この実施形態における直流サーボ回路５０の動作を、更に詳述する。
（１）直流サーボ回路５０内のコンデンサＣ１により、オペアンプＡ１Ｉのバイアス電流は帰還抵抗ＲＦを流れなくなる。
（２）いま、オペアンプＡ１Ｉの反転入力端子からバイアス電流が抵抗Ｒ１に流れ出ると仮定すると、オペアンプＡ１Ｉの出力電圧は負側に振れる。オペアンプＡ１Ｉの後段のアンプＡ２の利得Ｋは正であるため、アンプＡ２の出力電圧、つまり図７のａ点の電圧も負側に振れる。
The operation of the DC servo circuit 50 in this embodiment will be described in further detail.
(1) by the capacitor C 1 of the DC servo circuit 50, the bias current of the operational amplifier A1 I will not flow through the feedback resistor R F.
(2) Now, the bias current from the inverting input terminal of the operational amplifier A1 I is assumed to flows into the resistor R 1, the output voltage of the operational amplifier A1 I swings to the negative side. Since the gain K of the subsequent amplifier A2 of the operational amplifier A1 I is positive, the output voltage of the amplifier A2, i.e. the voltage at point a in Figure 7 swings to the negative side.
（３）このとき、直流サーボ回路５０内のオペアンプＡ３の出力電圧、つまりオペアンプＡ１Ｉの非反転入力端子の電圧は正側に振れるので、その出力電圧及びアンプＡ２の出力電圧も正側に振れる。
このため、アンプＡ２の出力電圧は正負が相殺されるので、その直流オフセット電圧はほぼゼロになる。より詳細には、ａ点の電圧は、オペアンプＡ３の入力オフセット電圧と、オペアンプＡ３の小さなバイアス電流による抵抗Ｒ２の電圧降下との和以下の値に抑え込まれる。
よって、帰還抵抗ＲＦが大きい場合でも、オペアンプＡ１Ｉのバイアス電流による過大な直流オフセット電圧の発生を防止することができる。
(3) At this time, the output voltage of the operational amplifier A3 of the DC servo circuit 50, that is because the voltage at the non-inverting input terminal of the operational amplifier A1 I swings to the positive side, also swings to the positive side output voltage of the output voltage and the amplifier A2 .
For this reason, since the output voltage of the amplifier A2 is cancelled, the DC offset voltage becomes almost zero. More specifically, the voltage at point a is Osaekoma the input offset voltage of the operational amplifier A3, to the following values the sum of the voltage drop across the resistor R 2 by a small bias current of the operational amplifier A3.
Therefore, even if the feedback resistor R F is large, it is possible to prevent the occurrence of excessive DC offset voltage due to the bias current of the operational amplifier A1 I.
なお、上述した着想は図１の第１実施形態にも適用可能である。
すなわち、図８は請求項４に係る本発明の第５実施形態を示す回路図であり、第１実施形態の電流電圧変換回路１０１の入力側に直流サーボ回路５０を追加し、この回路全体を電流電圧変換回路１０５として構成した例である。
この実施形態の動作は基本的に図７と同様であり、オペアンプＡ１Ｉの直流オフセット電圧及びａ点の電圧をほぼゼロに保つことができる。
The concept described above can also be applied to the first embodiment of FIG.
That is, FIG. 8 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention according to claim 4, wherein a DC servo circuit 50 is added to the input side of the current-voltage conversion circuit 101 of the first embodiment, and the entire circuit is shown. This is an example configured as a current-voltage conversion circuit 105.
Operation of this embodiment is basically the same as FIG. 7, it is possible to maintain the voltage of the DC offset voltage and a point of the operational amplifier A1 I nearly zero.
次に、図９は、請求項３に係る本発明の主要部を示す第６実施形態の回路図である。
図５に示した第３実施形態において、測定周波数を高く（例えば１〔ＭＨｚ〕に）する場合には、電圧帰還型オペアンプＡ１Ｖとして広帯域かつ低雑音のものを使用する必要がある。しかし、一般にこの種の電圧帰還型オペアンプには数〔μＡ〕のバイアス電流が流れるため、図７の電流帰還型オペアンプＡ１Ｉの場合と同様の問題を生じる。
Next, FIG. 9 is a circuit diagram of a sixth embodiment showing the main part of the present invention according to claim 3 .
In the third embodiment shown in FIG. 5, when increasing the measurement frequency (e.g. to 1 [MHz]), it is necessary to use a broadband and low-noise as a voltage feedback operational amplifier A1 V. However, since the general flowing bias current of several [μA] This kind of voltage feedback operational amplifier, resulting in a problem similar to the case of the current feedback operational amplifier A1 I in FIG.
そこで、図９に示す第６実施形態では、図７と同様に電流電圧変換回路１０３の入力側に直流サーボ回路５０を追加し、その回路全体を電流電圧変換回路１０６として構成した。
この実施形態における直流サーボ回路５０の動作は図７と同様であるため、重複を避けるために説明を省略する。
本実施形態においても、電圧帰還型オペアンプＡ１Ｖのバイアス電流に起因する直流オフセット電圧及びａ点の電圧をほぼゼロに維持することができる。
Therefore, in the sixth embodiment shown in FIG. 9, the DC servo circuit 50 is added to the input side of the current-voltage conversion circuit 103 as in FIG. 7, and the entire circuit is configured as the current-voltage conversion circuit 106.
Since the operation of the DC servo circuit 50 in this embodiment is the same as that in FIG. 7, the description thereof is omitted to avoid duplication.
In the present embodiment, it is possible to maintain the voltage of the DC offset voltage and a point due to the bias current of the voltage-feedback operational amplifier A1 V nearly zero.
次いで、図１０は、請求項６に係る本発明の第７実施形態を示す回路図である。
この実施形態は、図７の回路において直流サーボ回路５０に過大な電圧が入力された際の異常動作を防止するためのものである。
Next, FIG. 10 is a circuit diagram showing a seventh embodiment of the present invention according to claim 6 .
This embodiment is for preventing an abnormal operation when an excessive voltage is inputted to the DC servo circuit 50 in the circuit of FIG.
図１０において、図７と異なるのは、回路入力端子２０２ａとオペアンプＡ１Ｉの出力端子との間に、ダイオードＤ１，Ｄ３の直列回路とダイオードＤ２，Ｄ４の直列回路とを逆並列に接続し、各直列回路の内部接続点を一括して抵抗Ｒ３を介しグラウンドに接続した点である。なお、これらのダイオードＤ１〜Ｄ４及び抵抗Ｒ３からなる回路を、ここでは電圧帰還回路と呼ぶこととする。
また、この実施形態では、上記電流電圧変換回路１０７及び直流サーボ回路５０からなる回路全体を電流電圧変換回路１０８としてある。
10, differs from FIG. 7, between the output terminal of the circuit input terminal 202a and the operational amplifier A1 I, antiparallel to a series circuit of a diode D 1, the series circuit of the D 3 and diode D 2, D 4 connected to a point connected to ground via a collectively resistor R 3 internal connection points of the series circuits. A circuit composed of these diodes D 1 to D 4 and resistor R 3 is referred to as a voltage feedback circuit here.
In this embodiment, the entire circuit including the current-voltage conversion circuit 107 and the DC servo circuit 50 is used as the current-voltage conversion circuit 108.
以下、本実施形態の動作について説明する。
まず、前述した図７の回路において、測定対象物ＤＵＴとして１〔ｐＦ〕のコンデンサを１〔ＭＨｚ〕の周波数で測定する場合、コンデンサのインピーダンスは１６０〔ｋΩ〕と大きな値になるため、帰還抵抗ＲＦとしては、例えば１００〔ｋΩ〕のものが使用される。
Hereinafter, the operation of this embodiment will be described.
First, in the circuit of FIG. 7 described above, when a 1 [pF] capacitor is measured as a measurement object DUT at a frequency of 1 [MHz], the impedance of the capacitor becomes a large value of 160 [kΩ]. As R F , for example, 100 [kΩ] is used.
このとき、コンデンサが残留電荷によって１０〔ｍＶ〕に充電されていたとすると、その残留電荷は電流電圧変換回路１０２を介して放電される。しかし、放電電流を制限するのは信号源ＶＳ側の出力抵抗Ｒ０（一般に５０〔Ω〕）だけであるため、アンプＡ２の出力電圧は、
１０〔ｍＶ〕×（ＲＦ／Ｒ０）
＝１０〔ｍＶ〕×（１００〔ｋΩ〕／５０〔Ω〕）＝２０〔Ｖ〕
まで振れようとし、実質的には電源電圧付近の値でクリップされる。つまり、図７におけるａ点の電圧はゼロにならないため、直流サーボ回路５０の出力電圧（オペアンプＡ１Ｉの基準電圧）が所望の直流レベルからずれてしまう。このように一旦、直流レベルがずれると、直流サーボ回路５０内のコンデンサや抵抗の時定数により、所定レベルに回復するまでに相当の時間を要してしまい、測定動作に支障をきたすことになる。
このような問題は、測定対象物ＤＵＴであるコンデンサが短絡していた場合にも起こり得るものである。
At this time, if the capacitor is charged to 10 [mV] by the residual charge, the residual charge is discharged via the current-voltage conversion circuit 102. However, since the discharge current is limited only by the output resistance R 0 (generally 50 [Ω]) on the signal source V S side, the output voltage of the amplifier A2 is
10 [mV] x (R F / R 0 )
= 10 [mV] × (100 [kΩ] / 50 [Ω]) = 20 [V]
It is clipped at a value near the power supply voltage. That is, the voltage at point a in Figure 7 because it does not become zero, the output voltage of the DC servo circuit 50 (reference voltage of the operational amplifier A1 I) deviates from the desired DC level. Thus, once the DC level is deviated, a considerable time is required to recover to a predetermined level due to the time constants of the capacitors and resistors in the DC servo circuit 50, thereby hindering the measurement operation. .
Such a problem can also occur when the capacitor that is the measurement object DUT is short-circuited.
そこで、本実施形態では、図１０に示す如く、オペアンプＡ１Ｉの出力側にダイオードＤ１〜Ｄ４及び抵抗Ｒ３からなる電圧帰還回路１１１を挿入し、オペアンプＡ１Ｉの出力電圧を上記ダイオードＤ１〜Ｄ４を介してａ点に帰還させることでａ点の電圧をほぼゼロに保つようにした。
すなわち、仮に測定対象物ＤＵＴとして残留電荷があるコンデンサが接続されると、そのコンデンサの電圧が入力される直流サーボ回路５０の出力によって図１０のオペアンプＡ１Ｉの出力電圧はある大きさになる。しかし、オペアンプＡ１Ｉの出力電圧が電圧帰還回路１１１内のダイオードＤ１，Ｄ３の直列回路、またはダイオードＤ２，Ｄ４の直列回路のオン電圧を超えると、オペアンプＡ１Ｉの出力電圧は電圧帰還回路１１１を介してａ点に帰還されることになり、ａ点の電圧はゼロに維持される。
Therefore, in this embodiment, as shown in FIG. 10, the operational amplifier A1 inserts a voltage feedback circuit 111 composed of diodes D 1 to D 4 and the resistor R 3 to the output side of the I, operational amplifier A1 I output voltage the diode D-a and to keep the voltage at the point a nearly zero by feeding back the point a via 1 to D 4.
That is, if the capacitor there is residual charge as the measuring object DUT is connected, the output voltage is the magnitude of the operational amplifier A1 I in FIG. 10 by the output of the DC servo circuit 50 the voltage of the capacitor is input. However, the series circuit of the diodes D 1, D 3 of the output voltage of the operational amplifier A1 I is the voltage feedback circuit 111 or exceeds the ON voltage of the series circuit of the diode D 2, D 4, the output voltage of the operational amplifier A1 I voltage, The feedback is made to the point a via the feedback circuit 111, and the voltage at the point a is maintained at zero.
このため、直流サーボ回路５０が過大な入力電圧によって異常動作するのを防止することができ、オペアンプＡ１Ｉの基準電圧が所定のレベルからずれてしまう不都合を回避することができる。
なお、電圧帰還回路１１１内の抵抗Ｒ３は帰還抵抗ＲＦに比べて十分に小さい値であり、ダイオードＤ１〜Ｄ４からの漏れ電流をグラウンド側に流す作用を果たしている。
For this reason, it is possible to prevent the DC servo circuit 50 from operating abnormally due to an excessive input voltage, and to avoid the disadvantage that the reference voltage of the operational amplifier A1 I deviates from a predetermined level.
The resistance R 3 in the voltage feedback circuit 111 is sufficiently smaller than the feedback resistor R F, and plays a function of flowing a leak current from the diode D 1 to D 4 on the ground side.
最後に、図１１は、請求項３に係る本発明の第８実施形態の主要部を示す回路図である。
本実施形態は、図９に示した如く電圧帰還型オペアンプＡ１Ｖを有する回路に電圧帰還回路１１１を追加して電流電圧変換回路１０９を構成した例であり、この電流電圧変換回路１０９及び直流サーボ回路５０からなる回路全体を電流電圧変換回路１１０として示してある。
なお、その動作は図１０と同様であるため、説明を省略する。
この実施形態においても、過大な入力電圧による直流サーボ回路５０の異常動作を防止し、オペアンプＡ１Ｖの基準電圧を所定のレベルに保つことができる。
Finally, FIG. 11 is a circuit diagram showing a main part of an eighth embodiment of the present invention according to claim 3 .
This embodiment is an example in which as to constitute a current-voltage conversion circuit 109 adds a voltage feedback circuit 111 to the circuit with a voltage feedback operational amplifier A1 V shown in FIG. 9, the current-voltage conversion circuit 109 and a DC servo The entire circuit comprising the circuit 50 is shown as a current-voltage conversion circuit 110.
The operation is the same as that in FIG.
Also in this embodiment, to prevent abnormal operation of the DC servo circuit 50 due to an excessive input voltage, it is possible to maintain the reference voltage of the operational amplifier A1 V to a predetermined level.
２１，２２：Ａ／Ｄ変換回路
３０：ＣＰＵ
４０：表示装置
５０：直流サーボ回路
１０１〜１１０：電流電圧変換回路
１１１：電圧帰還回路
２０１〜２０４：接続ケーブル
２０２ａ：回路入力端子
２０２ｂ：回路出力端子
ＶＳ：信号源
ＲＯ：出力抵抗
Ｒ１〜Ｒ３：抵抗
ＣＨＣ，ＣＬＣ，ＣＨＰ，ＣＬＰ：静電容量
ＣＩＮ：入力容量
ＣＣ：位相補償コンデンサ
ＲＦ：帰還抵抗
Ｃ１，Ｃ２：コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４：ダイオード
ＤＵＴ：測定対象物
Ｘ：インピーダンス
Ｚ：補償インピーダンス
Ａ１，Ａ１Ｉ，Ａ１Ｖ，Ａ３：オペアンプ
Ａ２：アンプ
Ｂ１：計装アンプ
21, 22: A / D conversion circuit 30: CPU
40: display device 50: DC servo circuit 101-110: current-voltage conversion circuit 111: voltage feedback circuit 201-204: connection cable 202a: circuit input terminal 202b: circuit output terminal V S : signal source R O : output resistance R 1 to R 3: resistance C HC, C LC, C HP , C LP: the capacitance C IN: input capacitance C C: phase compensation capacitor R F: feedback resistor C 1, C 2: capacitor D 1 to D 4: diode DUT: measurement object X: impedance Z: compensation impedance A1, A1 I , A1 V , A3: operational amplifier A2: amplifier B1: instrumentation amplifier
Claims (8)
前記オペアンプが電流帰還型オペアンプであり、
前記帰還回路は、
前記入力電流が流入する回路入力端子と前記反転入力端子との間に接続された補償インピーダンスと、前記回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に接続された前記帰還抵抗及び位相補償コンデンサの並列回路と、を備え、
前記補償インピーダンスとして、
低周波数領域では低インピーダンス値であって高周波数領域では高インピーダンス値であり、かつ、前記オペアンプのループゲインが小さい周波数領域では入出力の位相差がほぼゼロとなるような素子を用いることを特徴とする電流電圧変換回路。 A current that converts an input current into a voltage using an operational amplifier that has at least a feedback resistor and a phase compensation capacitor in the feedback circuit between the output terminal and the inverting input terminal, and a reference voltage is applied to the non-inverting input terminal. In the voltage conversion circuit,
The operational amplifier is a current feedback operational amplifier,
The feedback circuit is
A compensation impedance connected between the circuit input terminal into which the input current flows and the inverting input terminal; and a feedback resistor and a phase compensation capacitor connected between the circuit input terminal and the output terminal of the operational amplifier. A parallel circuit,
As the compensation impedance,
A device having a low impedance value in a low frequency region, a high impedance value in a high frequency region, and an input / output phase difference being almost zero in a frequency region where the loop gain of the operational amplifier is small is used. A current-voltage conversion circuit.
前記オペアンプが電流帰還型オペアンプであり、
前記帰還回路は、
前記入力電流が流入する回路入力端子と前記反転入力端子との間に接続された補償インピーダンスと、前記回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に接続された前記位相補償コンデンサと、前記回路入力端子と回路出力端子との間に接続された前記帰還抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記回路出力端子との間に接続されたアンプと、を備え、
前記補償インピーダンスとして、
低周波数領域では低インピーダンス値であって高周波数領域では高インピーダンス値であり、かつ、前記オペアンプのループゲインが小さい周波数領域では入出力の位相差がほぼゼロとなるような素子を用いることを特徴とする電流電圧変換回路。 A current that converts an input current into a voltage using an operational amplifier that has at least a feedback resistor and a phase compensation capacitor in the feedback circuit between the output terminal and the inverting input terminal, and a reference voltage is applied to the non-inverting input terminal. In the voltage conversion circuit,
The operational amplifier is a current feedback operational amplifier,
The feedback circuit is
A compensation impedance connected between a circuit input terminal into which the input current flows and the inverting input terminal; a phase compensation capacitor connected between the circuit input terminal and the output terminal of the operational amplifier; The feedback resistor connected between the input terminal and the circuit output terminal, and an amplifier connected between the output terminal of the operational amplifier and the circuit output terminal,
As the compensation impedance,
A device having a low impedance value in a low frequency region, a high impedance value in a high frequency region, and an input / output phase difference being almost zero in a frequency region where the loop gain of the operational amplifier is small is used. A current-voltage conversion circuit.
前記オペアンプが電圧帰還型オペアンプであり、
前記帰還回路は、
前記入力電流が流入する回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に接続された前記位相補償コンデンサと、前記回路入力端子と回路出力端子との間に接続された前記帰還抵抗と、前記オペアンプの出力端子と前記回路出力端子との間に接続されたアンプと、を備えると共に、
前記回路入力端子と前記オペアンプの反転入力端子及び非反転入力端子との間に、直流サーボ回路を接続し、
前記直流サーボ回路は、
前記回路入力端子と前記反転入力端子との間に接続される直流カット用のコンデンサと、
前記反転入力端子に接続されて前記オペアンプのバイアス電流を通流させる抵抗と、
前記回路入力端子と前記非反転入力端子との間に接続されてその出力をバイアス電圧として前記非反転入力端子に与える積分回路と、を備え、
前記回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に、前記オペアンプの出力電圧をダイオードを介して前記回路入力端子側に帰還して前記回路入力端子の電圧をほぼゼロに維持するための電圧帰還回路を接続したことを特徴とする電流電圧変換回路。 A current that converts an input current into a voltage using an operational amplifier that has at least a feedback resistor and a phase compensation capacitor in the feedback circuit between the output terminal and the inverting input terminal, and a reference voltage is applied to the non-inverting input terminal. In the voltage conversion circuit,
The operational amplifier is a voltage feedback operational amplifier,
The feedback circuit is
The phase compensation capacitor connected between the circuit input terminal into which the input current flows and the output terminal of the operational amplifier; the feedback resistor connected between the circuit input terminal and the circuit output terminal; Rutotomoni and a amplifier connected between the output terminal and the circuit output terminal,
A DC servo circuit is connected between the circuit input terminal and the inverting input terminal and non-inverting input terminal of the operational amplifier,
The DC servo circuit is
A DC cut capacitor connected between the circuit input terminal and the inverting input terminal;
A resistor connected to the inverting input terminal to pass a bias current of the operational amplifier;
An integrating circuit connected between the circuit input terminal and the non-inverting input terminal and providing the output to the non-inverting input terminal as a bias voltage;
Voltage feedback between the circuit input terminal and the output terminal of the operational amplifier to feed back the output voltage of the operational amplifier to the circuit input terminal side via a diode and maintain the voltage of the circuit input terminal at approximately zero. A current-voltage conversion circuit characterized by connecting a circuit.
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側と前記オペアンプの非反転入力端子との間に、直流サーボ回路を接続し、
前記直流サーボ回路は、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側との間に接続される直流カット用のコンデンサと、
前記補償インピーダンスの入力側に接続されて前記オペアンプのバイアス電流を通流させる抵抗と、
前記回路入力端子と前記オペアンプの非反転入力端子との間に接続されてその出力をバイアス電圧として前記非反転入力端子に与える積分回路と、を備えたことを特徴とする電流電圧変換回路。 In the current-voltage conversion circuit according to claim 1,
A DC servo circuit is connected between the circuit input terminal, the input side of the compensation impedance, and the non-inverting input terminal of the operational amplifier,
The DC servo circuit is
A DC cut capacitor connected between the circuit input terminal and the compensation impedance input side;
A resistor connected to the input side of the compensation impedance to pass the bias current of the operational amplifier;
And a integrating circuit connected between the circuit input terminal and the non-inverting input terminal of the operational amplifier, and supplying the output to the non-inverting input terminal as a bias voltage.
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側と前記オペアンプの非反転入力端子との間に、直流サーボ回路を接続し、
前記直流サーボ回路は、
前記回路入力端子と前記補償インピーダンスの入力側との間に接続される直流カット用のコンデンサと、
前記補償インピーダンスの入力側に接続されて前記オペアンプのバイアス電流を通流させる抵抗と、
前記回路入力端子と前記オペアンプの非反転入力端子との間に接続されてその出力をバイアス電圧として前記非反転入力端子に与える積分回路と、を備えたことを特徴とする電流電圧変換回路。 In the current-voltage conversion circuit according to claim 2,
A DC servo circuit is connected between the circuit input terminal, the input side of the compensation impedance, and the non-inverting input terminal of the operational amplifier,
The DC servo circuit is
A DC cut capacitor connected between the circuit input terminal and the compensation impedance input side;
A resistor connected to the input side of the compensation impedance to pass the bias current of the operational amplifier;
And a integrating circuit connected between the circuit input terminal and the non-inverting input terminal of the operational amplifier, and supplying the output to the non-inverting input terminal as a bias voltage.
前記回路入力端子と前記オペアンプの出力端子との間に、前記オペアンプの出力電圧をダイオードを介して前記回路入力端子側に帰還して前記回路入力端子の電圧をほぼゼロに維持するための電圧帰還回路を接続したことを特徴とする電流電圧変換回路。 In the current-voltage conversion circuit according to claim 5 ,
Voltage feedback between the circuit input terminal and the output terminal of the operational amplifier to feed back the output voltage of the operational amplifier to the circuit input terminal side via a diode and maintain the voltage of the circuit input terminal at approximately zero. A current-voltage conversion circuit characterized by connecting a circuit.
前記オペアンプのバイアス電流に比べて、前記直流サーボ回路の積分回路を構成するオペアンプのバイアス電流が十分に小さいことを特徴とする電流電圧変換回路。 In the current-voltage conversion circuit according to any one of claims 3 to 6,
A current-voltage conversion circuit characterized in that a bias current of an operational amplifier constituting an integration circuit of the DC servo circuit is sufficiently smaller than a bias current of the operational amplifier .
The current-voltage conversion circuit according to any one of claims 1 to 7 is configured as an impedance measurement device that measures impedance of a remote measurement object connected to the circuit input terminal via a coaxial cable. current-voltage conversion circuit, characterized in that there.
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