JP4933505B2 - Interference reduction method and interference reduction apparatus - Google Patents
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Description
本発明は、光通信において、波長分散により生じる信号の遅延を補償する干渉除低減方法および干渉除低減装置に関する。 The present invention relates to an interference removal reducing method and an interference removal reducing apparatus for compensating for a signal delay caused by chromatic dispersion in optical communication.
光通信においては、伝搬路である光ファイバによって生じる波長分散が大きな問題となっている。従来、波長分散による信号の遅延は、逆特性を持つ分散補償ファイバを用いることで補償されてきた(例えば、非特許文献1参照)。
しかしながら、上述した従来技術では、光の通信経路ごとに最適な分散補償ファイバを設置する必要があり、経路の変更などの柔軟なネットワーク設計の妨げとなっていた。 However, in the above-described prior art, it is necessary to install an optimum dispersion compensating fiber for each optical communication path, which hinders flexible network design such as path change.
本発明はこのような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、柔軟なネットワーク設計を妨げることなく、波長分散や、周波数依存の回路特性により生じる干渉電力を低減させることができる干渉除低減方法、及び干渉除低減装置を提供することにある。 The present invention has been made in consideration of such circumstances, and its purpose is interference that can reduce interference power caused by chromatic dispersion and frequency-dependent circuit characteristics without hindering flexible network design. An object of the present invention is to provide a reduction reduction method and an interference reduction reduction apparatus.
本発明は、光ファイバによる光通信における干渉低減方法であって、光信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換ステップと、前記デジタル信号を2つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に対して、分岐された順番に比例した遅延量を与えた上でパラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換ステップと、前記パラレル信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定するもしくは予め記憶し出力する距離情報出力ステップと、前記波長分散量に基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、周波数による到来時間差を補正する第1の補正係数を乗算する係数乗算ステップと、前記第1の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出しステップと、前記選択された複数の時間領域の信号を分岐した順番で並べ替えて出力する出力ステップとを含むことを特徴とする干渉低減方法である。 The present invention relates to an interference reduction method in optical communication using an optical fiber, an analog / digital conversion step for converting an optical signal into a digital signal, and the digital signal is branched into two or more, and each of the branched digital signals is divided. On the other hand, a serial / parallel conversion step for converting into a parallel signal after giving a delay amount proportional to the order of branching, and a Fourier transforming into a signal in the frequency domain by performing a Fourier transform on the parallel signal. A distance information output step of estimating or storing and outputting in advance a chromatic dispersion amount caused by the optical fiber based on the conversion step, the distance propagated in the optical fiber and the characteristics of the optical fiber with respect to the signal light wavelength; and the wavelength Based on the amount of dispersion, the difference in arrival time due to frequency for the Fourier-transformed frequency domain signal A coefficient multiplying step for multiplying a first correction coefficient to be corrected, and an inverse Fourier transform for converting the frequency domain signal multiplied by the first correction coefficient into a time domain signal by performing an inverse Fourier transform. A step of selecting a time domain signal excluding a guard band portion from the time domain signal subjected to the inverse Fourier transform, and arranging the selected time domain signals in the order of branching. An interference reduction method comprising: an output step of outputting in place.
また、本発明は、光ファイバによる光通信における干渉低減方法であって、光信号を異なる周波数帯域の信号に分離する帯域分割ステップと、前記帯域分割された信号をそれぞれデジタル信号に変換し、帯域分割された順番に比例した遅延量を付加するアナログ・デジタル変換ステップと、前記遅延量が付加されたデジタル信号をさらに2つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に対して、分岐された順番に比例した遅延量を与えた上でパラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換ステップと、前記異なる周波数帯域からのパラレル信号を合成し、合成して得られる周波数領域の信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定するもしくは予め記憶し出力する距離情報出力ステップと、前記波長分散量と分岐された周波数帯域でそれぞれ用いた遅延量とに基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、周波数による到来時間差を補正する第1の補正係数を乗算する係数乗算ステップと、前記第1の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出しステップと、前記選択された複数の時間領域の信号を分岐した順番で並べ替えて出力する出力ステップとを含むことを特徴とする干渉低減方法である。 The present invention is also a method for reducing interference in optical communication using an optical fiber, a band dividing step for separating an optical signal into signals of different frequency bands, and converting the band-divided signals into digital signals, respectively. An analog-to-digital conversion step for adding a delay amount proportional to the divided order, and the digital signal to which the delay amount is added are further branched into two or more, and each branched digital signal is branched. A serial / parallel conversion step that converts a delay signal proportional to the order and then converts the signal into a parallel signal, and a parallel signal from the different frequency band is synthesized, and a Fourier transform is performed on the frequency domain signal obtained by the synthesis. A Fourier transform step to convert the signal into a frequency domain signal, and the distance and signal light wavelength propagated by the optical fiber. A distance information output step for estimating or storing and outputting the chromatic dispersion amount generated by the optical fiber based on the characteristics of the optical fiber to be used, and the delay amount used for each of the chromatic dispersion amount and the branched frequency band. A frequency multiplying step of multiplying the Fourier-transformed frequency domain signal by a first correction coefficient for correcting an arrival time difference due to frequency; and a frequency domain signal multiplied by the first correction coefficient. An inverse Fourier transform step for transforming into a time domain signal by performing an inverse Fourier transform on the signal, and a signal for selecting a time domain signal excluding a guard band portion from the time domain signal subjected to the inverse Fourier transform A cut-out step, and an output step of outputting the selected signals in the plurality of time domains by rearranging them in the order of branching. Which is the interference reduction method characterized.
また、本発明は、光ファイバによる光通信における干渉低減方法であって、光信号を異なる周波数帯域の信号に分離する帯域分割ステップと、前記帯域分割された信号をそれぞれデジタル信号に変換し、帯域分割された順番に比例した遅延量を付加するアナログ・デジタル変換ステップと、前記遅延量が付加されたデジタル信号をさらに2つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に固有の遅延量を与えた上で、パラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換ステップと、前記各パラレル信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定するもしくは予め記憶し出力する距離情報出力ステップと、前記波長分散量と分岐された周波数帯域でそれぞれ用いた遅延量とに基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対して、周波数による到来時間差を補正する第1の補正係数を乗算する係数乗算ステップと、前記第1の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出しステップと、前記選択された複数の時間領域の信号を分岐した順番で並べ替えて出力する出力ステップとを含むことを特徴とする干渉低減方法である。 The present invention is also a method for reducing interference in optical communication using an optical fiber, a band dividing step for separating an optical signal into signals of different frequency bands, and converting the band-divided signals into digital signals, respectively. An analog-to-digital conversion step that adds a delay amount proportional to the divided order, and a digital signal to which the delay amount is added is further branched into two or more, and a specific delay amount is given to each branched digital signal In addition, a serial / parallel conversion step for converting into a parallel signal, a Fourier transform step for converting into a frequency domain signal by performing a Fourier transform on each parallel signal, and a distance propagated by the optical fiber. And the amount of chromatic dispersion produced by the optical fiber based on the characteristics of the optical fiber with respect to the signal light wavelength, or The difference in arrival time due to frequency is calculated for the Fourier-transformed frequency domain signal based on the distance information output step for storing and outputting, and the chromatic dispersion amount and the delay amount used in each of the branched frequency bands. A coefficient multiplying step for multiplying a first correction coefficient to be corrected, and an inverse Fourier transform for converting the frequency domain signal multiplied by the first correction coefficient into a time domain signal by performing an inverse Fourier transform. A step of selecting a time domain signal excluding a guard band portion from the time domain signal subjected to the inverse Fourier transform, and arranging the selected time domain signals in the order of branching. An interference reduction method comprising: an output step of outputting in place.
また、本発明の干渉低減方法において、前記係数乗算ステップは、前記推定された波長分散量による到来時間差を補正する第1の補正係数に加えて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、回路の周波数通過特性を補正する第2の補正係数を乗算することを特徴とする。 Further, in the interference reduction method of the present invention, the coefficient multiplying step is performed on the Fourier-transformed frequency domain signal in addition to the first correction coefficient for correcting the arrival time difference due to the estimated chromatic dispersion amount. A second correction coefficient for correcting the frequency pass characteristic of the circuit is multiplied.
また、本発明の干渉低減方法において、前記帯域分割ステップを実行する前に、前記アナログ・デジタル変換ステップは光信号をデジタル信号に変換し、前記帯域分割ステップは、前記アナログ・デジタル変換ステップで変換した前記デジタル信号を、デジタルフィルタにより、2つ以上の異なる周波数帯域の信号に分離することを特徴とする。 In the interference reduction method of the present invention, before executing the band dividing step, the analog / digital conversion step converts an optical signal into a digital signal, and the band dividing step converts at the analog / digital conversion step. The digital signal is separated into two or more different frequency band signals by a digital filter.
また、本発明の干渉低減方法において、前記アナログ・デジタル変換ステップは、前記帯域分割された信号に対し、中心周波数に応じて周波数変換を行うことにより低周波の信号に変換し、該低周波の信号をデジタル信号に変換し、前記逆フーリエ変換ステップは、前記第1の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対し、前記中心周波数に応じて元の周波数の順番に並べ替えた上で、逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換することを特徴とする。 In the interference reduction method of the present invention, the analog-digital conversion step converts the band-divided signal into a low-frequency signal by performing frequency conversion according to a center frequency, and converts the low-frequency signal. The signal is converted into a digital signal, and the inverse Fourier transform step rearranges the signal in the frequency domain multiplied by the first correction coefficient in the order of the original frequency according to the center frequency, By performing inverse Fourier transform, the signal is converted into a time domain signal.
また、本発明は、光ファイバによる光通信における干渉低減装置であって、光信号を異なる周波数帯域の信号に分離する帯域分割回路と、前記帯域分割された信号をそれぞれデジタル信号に変換し、帯域分割された順番に比例した遅延量を付加するアナログ・デジタル変換回路と、前記遅延量が付加されたデジタル信号をさらに2つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に固有の遅延量を与えた上で、パラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換回路と、前記パラレル信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換回路と、前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定する距離情報出力回路と、前記推定された波長分散量に基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、周波数による到来時間差を補正する第1の補正係数を乗算する係数乗算回路と、前記第1の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換回路と、前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出し回路と、前記選択された複数の時間領域の信号を適切な順番で並べ替えて出力する出力回路と、を備えることを特徴とする干渉低減装置である。 The present invention also provides an interference reduction apparatus for optical communication using an optical fiber, a band dividing circuit for separating an optical signal into signals of different frequency bands, and converting the band-divided signals into digital signals, respectively. An analog / digital conversion circuit that adds a delay amount proportional to the divided order, and a digital signal to which the delay amount is added are further branched into two or more, and a specific delay amount is given to each branched digital signal. In addition, a serial / parallel conversion circuit that converts the signal into a parallel signal, a Fourier transform circuit that converts the parallel signal into a frequency domain signal by performing a Fourier transform on the parallel signal, and a distance propagated by the optical fiber, A distance information output circuit for estimating the amount of chromatic dispersion generated by the optical fiber based on the characteristics of the optical fiber with respect to the signal light wavelength; Based on the obtained chromatic dispersion amount, the Fourier-transformed frequency domain signal is multiplied by a coefficient correction circuit that multiplies a first correction coefficient for correcting an arrival time difference due to frequency, and the first correction coefficient. An inverse Fourier transform circuit that converts the signal in the frequency domain into a time domain signal by performing an inverse Fourier transform, and a time domain in which the guard band portion is removed from the inverse Fourier transformed time domain signal An interference reduction apparatus, comprising: a signal cut-out circuit that selects a signal of the above; and an output circuit that rearranges and outputs the selected plurality of time-domain signals in an appropriate order.
この発明によれば、受信信号をパラレル信号に分割し、遅延処理により必要なタイムスロットを抜き出し、光ファイバの波長分散量と回路の周波数依存特性とに基づく、補正係数を乗じて補正するようにしたので、波長分散や、周波数依存の回路特性により生じる干渉電力を低減させることができる。また、周波数帯域毎に分割してから上記処理を施すことで、時間領域、及び周波数領域で分割された並列信号処理により、1処理ブロックでの演算量を抑えることができ、波長分散による信号間干渉の影響を低減することができる。 According to the present invention, the received signal is divided into parallel signals, a necessary time slot is extracted by delay processing, and the correction is performed by multiplying the correction coefficient based on the chromatic dispersion amount of the optical fiber and the frequency dependence characteristic of the circuit. As a result, interference power caused by chromatic dispersion and frequency-dependent circuit characteristics can be reduced. In addition, by performing the above processing after dividing each frequency band, the amount of computation in one processing block can be suppressed by parallel signal processing divided in the time domain and the frequency domain. The influence of interference can be reduced.
以下、本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
A.第1実施形態
まず、本発明の第1の実施形態の第1の形態について説明する。
図1は、本発明の第1の実施形態による送信部の構成を示すブロック図である。図1において、101はアナログ・デジタル変換回路、102−1〜102−Kはシリアル・パラレル変換回路、103−1〜103−Kはフーリエ変換回路、104−1〜104−Kは係数乗算回路、105−1〜105−Kは逆フーリエ変換回路、106−1〜106−Kは信号切り出し回路、107は出力回路、109は距離情報出力回路である。ここでは、Kは、分岐数を示す。
A. First Embodiment First, a first embodiment of the first embodiment of the present invention will be described.
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a transmission unit according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 1, 101 is an analog / digital conversion circuit, 102-1 to 102-K are serial / parallel conversion circuits, 103-1 to 103-K are Fourier transform circuits, 104-1 to 104-K are coefficient multiplication circuits, Reference numerals 105-1 to 105-K denote inverse Fourier transform circuits, 106-1 to 106-K denote signal extraction circuits, 107 denotes an output circuit, and 109 denotes a distance information output circuit. Here, K indicates the number of branches.
光信号が受信されると、アナログ・デジタル変換回路101において、デジタル信号に変換される。この際、光信号を直接電気信号であるデジタル信号に変換しても、光信号を一旦、電気信号に変換した後、デジタル信号に変換してもよい。デジタル信号に変換された後、デジタル信号は、K個に分岐され、シリアル・パラレル変換回路102−1〜102−Kに入力される。シリアル・パラレル変換回路102−1〜102−Kは、入力された信号にTd(1)〜Td(K)の遅延をそれぞれ与え、異なる位置のシリアル信号をパラレル信号に変換する。
When the optical signal is received, the analog /
ここで、Nfポイントの受信信号毎にフーリエ変換を行うとし、入力された信号をs(t)と表すものとする。tは受信タイミングである。ここで、i番目のシリアル・パラレル変換回路102−iで与えられる遅延Td(i)を、遅延ステップ幅Td0を用いてTd0×(i−1)と定義すると、i番目のシリアル・パラレル変換回路102−iは、s(T0+(i−1)Td0−Tg)〜s(T0+(i−1)Td0+Nf−Tg−1)のNfの信号をパラレル信号として、フーリエ変換回路103−iに出力する。 Here, it is assumed that Fourier transform is performed for each Nf- point received signal, and the input signal is represented as s (t). t is a reception timing. Here, if the delay T d (i) given by the i-th serial / parallel conversion circuit 102-i is defined as T d0 × (i−1) using the delay step width T d0 , the i-th serial / parallel conversion circuit 102-i is defined. parallel conversion circuit 102-i is, s (T 0 + (i -1) T d0 -T g) ~s (T 0 + (i-1) T d0 + N f -T g -1) of N f signal Are output to the Fourier transform circuit 103-i as parallel signals.
ここで、Nfはフーリエ変換で考慮するポイント数、Tgは切り出し回路で用いるガードバンド長であり、Nf−2Tg≧Td0を満たす。T0は任意の数をとることができ、本説明においては、干渉が低減される信号の先頭位置となる受信タイミングとする。 Here, N f is the number of points to be considered in the Fourier transform, T g is the guard band length used in the clipping circuit, and satisfies N f −2T g ≧ T d0 . T 0 can take an arbitrary number. In this description, it is assumed that the reception timing is the head position of a signal in which interference is reduced.
フーリエ変換回路103−iは、入力されたパラレル信号に対し、フーリエ変換を行い、周波数領域の信号sf(T0+(i−1)Td0,F0−(Nf/2−1)Fw)、…、sf(T0+(i−1)Td0,F0)、…、sf(T0+(i−1)Td0,F0+(Nf/2)Fw)に変換する。ここで、sf(t,f)はガードバンドを除く先頭位置受信タイミングt、周波数fに対応する周波数領域の信号である。F0は中心周波数、Fwは周波数チャネルの周波数帯域幅である。 The Fourier transform circuit 103-i performs Fourier transform on the input parallel signal, and the frequency domain signal s f (T 0 + (i−1) T d0 , F 0 − (N f / 2-1). F w), ..., s f (T 0 + (i-1) T d0, F 0), ..., s f (T 0 + (i-1) T d0, F 0 + (N f / 2) F w ). Here, s f (t, f) is a signal in the frequency region corresponding to the head position reception timing t excluding the guard band and the frequency f. F 0 is the center frequency and F w is the frequency bandwidth of the frequency channel.
距離情報出力回路109は、光信号の伝送距離情報と光ファイバの種類の情報とを用いて、波長分散量を推定する。光の波長に対して、到来時間のずれ、すなわち、位相の回転量は、伝送距離と光ファイバとの種類から計算することができ、例えば、次式(1)で周波数fのキャリアにおける位相回転を与えることができる。なお、位相の回転量の計算については、例えば、文献「Govind P. Agrawal, “Nonlinear fiber optics,” Academic press, 2006」に記載されている。
The distance
ここで、Lは伝送距離[km]、λは波長[nm]、cは光速3×10−7[km/ps]、Dは波長分散係数[ps/nm/km]、Dslopeは分散スロープ係数[ps/nm2/km]、fcは光キャリアの周波数である。波長分散、及び分散スロープは、光ファイバの種類によって固有の値であるため、用いている光の波長λと光ファイバの伝送距離Lが分かれば、位相回転を推定可能である。数式(1)において、波長分散による影響が大きいファイバでは、Dslope=0として位相回転を推定したり、波長スロープによる影響が大きいファイバでは、D=0として位相回転を推定したりすることもできる。距離情報出力回路109は、このようにして推定された位相回転を係数乗算回路104−1〜104−Kに出力する。なお、距離情報出力回路109は、予め記憶部(図示せず)に記憶している波長分散量を出力するようにしてもよい。
Here, L is the transmission distance [km], λ is the wavelength [nm], c is the speed of light 3 × 10 −7 [km / ps], D is the chromatic dispersion coefficient [ps / nm / km], and D slope is the dispersion slope. coefficient [ps / nm 2 / km] , f c is the frequency of the optical carrier. Since the chromatic dispersion and the dispersion slope are specific values depending on the type of optical fiber, the phase rotation can be estimated if the wavelength λ of the light used and the transmission distance L of the optical fiber are known. In equation (1), the phase rotation can be estimated with D slope = 0 for a fiber that is greatly affected by chromatic dispersion, or the phase rotation can be estimated with D = 0 for a fiber that is greatly affected by wavelength slope. . The distance
係数乗算回路104−iは、距離情報出力回路109から入力された位相回転g(f)の複素共役を補正係数として周波数領域の信号に乗算することで、光の周波数による到来時間差を補正する。得られる周波数領域の信号は、次式(2)で表せる。
The coefficient multiplier circuit 104-i corrects the arrival time difference due to the light frequency by multiplying the frequency domain signal by using the complex conjugate of the phase rotation g (f) input from the distance
上添え字*は複素共役数を表す。数式(2)で補正されたsf´(T0+(i−1)Td0,F0−(Nf/2−1)Fw)、…、sf´(T0+(i−1)Td0,F0)、…、sf´(T0+(i−1)Td0,F0+(Nf/2)Fw)を逆フーリエ変換回路105−iへ出力する。 The superscript * represents a complex conjugate number. S f ′ (T 0 + (i−1) T d0 , F 0 − (N f / 2-1) F w ) corrected by Expression (2),..., S f ′ (T 0 + (i− 1) T d0 , F 0 ),..., S f ′ (T 0 + (i−1) T d0 , F 0 + (N f / 2) F w ) are output to the inverse Fourier transform circuit 105-i.
逆フーリエ変換回路105−iは、入力された信号sf´(T0+(i−1)Td0,F0−(Nf/2−1)Fw)、…、sf´(T0+(i−1)Td0,F0)、…、sf´(T0+(i−1)Td0,F0+(Nf/2)Fw)を、再び、時間領域の信号に変換し、s´(T0+(i−1)Td0−Tg)〜s´(T0+(i−1)Td0+Nf−Tg−1)を演算し、信号切り出し回路106−iに出力する。 Inverse Fourier transform circuit 105-i, an inputted signal s f '(T 0 + ( i-1) T d0, F 0 - (N f / 2-1) F w), ..., s f' (T 0 + (i-1) T d0, F 0), ..., s f '(T 0 + (i-1) T d0, F 0 + a (N f / 2) F w ), again, the time domain The signal is converted into a signal, s ′ (T 0 + (i−1) T d0 −Tg) to s ′ (T 0 + (i−1) T d0 + N f −T g −1) is calculated, and a signal extraction circuit 106-i.
信号切り出し回路106−iは、入力された信号から前後のTgに対応するデータ(ガードバンド部分)を削除し、s´(T0+(i−1)Td0)〜s´(T0+(i−1)Td0+Nf−2Tg−1)のNf−2Tgの信号を出力回路107に出力する。
Signal extracting circuit 106-i deletes the data corresponding to the front and rear a T g from the input signal (guard band portion), s'(T 0 + ( i-1) T d0) ~s' (T 0 A signal of N f −2T g of + (i−1) T d0 + N f −2T g −1) is output to the
出力回路107は、信号切り出し回路106−1〜106−Kから入力される信号を合成してシリアル信号に変換する。Nf−2Tg=Td0を満たす場合には、信号切り出し回路106−1、106−2、…、106−Kからは、s´(T0)〜s´(T0+Td0−1)、s´(T0+Td0)〜s´(T0+2Td0−1)、…、s´(T0+(K−1)Td0)〜s´(T0+KTd0−1)が入力され、これらの信号をシリアル信号に並べ替えることで、s´(T0)〜s´(T0+KTd0−1)を得ることができる。得られた信号は、波長分散による到来遅延の補正を受けているため、波長分散の影響を除去された上で出力されることとなる。
The
また、一度に、KTd0の信号を処理するため、ガードバンド長Tgを付加したT0+KTd0−Tg〜T0+Nf+(K−1)KTd0+KTd0−Tg−1の受信タイミングに対応する信号を、シリアル・パラレル変換回路102−1〜102−Kへ出力することで連続的に処理できる。 Further, in order to process the signal of KT d0 at a time, T 0 + KT d0 −T g to T 0 + N f + (K−1) KT d0 + KT d0 −T g −1 with the guard band length T g added A signal corresponding to the reception timing can be continuously processed by outputting to the serial / parallel conversion circuits 102-1 to 102-K.
図2は、本第1の実施形態において、K=2として、Tg=4、Td0=8、Nf=16とした場合における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。図2では、受信タイミングT0以降の信号の波長分散を補償する様子が示されている。受信信号は、s(T0)〜s(T0+15)を第1ブロック、s(T0+16)〜s(T0+31)を第2ブロック、s(T0+32)〜s(T0+47)を第3ブロックとして、Nf信号ごとに順次処理されるものとする。図示の受信信号系列において、受信信号が斜めに傾いているのは、波長分散により、周波数成分に応じて到来時間が異なることを簡易に示すためである。波長分散係数を正と仮定し、高周波成分が先に到来していることを示しており、例えば、受信タイミングT0に注目すると、第0ブロックの信号と、第1ブロックの信号とが混ざって受信されており、これが干渉を生じて信号品質が劣化する。 FIG. 2 is a sequence diagram showing the flow of received signals when K = 2, T g = 4, T d0 = 8, and N f = 16 in the first embodiment. FIG. 2 shows a state in which chromatic dispersion of a signal after reception timing T 0 is compensated. Received signal, s (T 0) ~s ( T 0 +15) a first block, s (T 0 +16) ~s (T 0 +31) a second block, s (T 0 +32) ~s (T 0 the +47) as a third block, and it shall be sequentially processed for each N f signal. In the illustrated reception signal series, the reception signal is inclined obliquely in order to simply show that the arrival time varies depending on the frequency component due to chromatic dispersion. Assuming that the chromatic dispersion coefficient is positive, it indicates that the high frequency component has arrived first. For example, when attention is paid to the reception timing T 0 , the signal of the 0th block and the signal of the 1st block are mixed. It is received and this causes interference, which degrades the signal quality.
まず、第1ブロックの受信信号の補正に注目すると、受信された信号系列に対し、ステップS1−1は、s(T0−4)〜s(T0+11)を取得する。ステップS2−1は、同じ受信系列信号に遅延Td0=8を付加し、s(T0+4)〜s(T0+19)を取得する。ステップS1−2とステップS2−2では、それぞれ、s(T0−4)〜s(T0+11)と、s(T0+4)〜s(T0+19)とにフーリエ変換を行い、周波数領域信号sf(T0,−8Fw)〜sf(T0,7Fw)、sf(T0+8,−8Fw)〜sf(T0+8,7Fw)をそれぞれ得る。ここで、中心周波数F0=0として表記している。 First, paying attention to the correction of the received signal of the first block, step S1-1 obtains s (T 0 -4) to s (T 0 +11) for the received signal sequence. Step S2-1 adds a delay T d0 = 8 in the same received sequence signal to obtain the s (T 0 +4) ~s ( T 0 +19). In step S1-2 and step S2-2, respectively, and s (T 0 -4) ~s ( T 0 +11), s (T 0 +4) and to perform Fourier transform ~s (T 0 +19), Frequency obtain domain signal s f (T 0, -8F w ) ~s f (T 0, 7F w), s f (T 0 + 8, -8F w) ~s f a (T 0 + 8,7F w), respectively. Here, the center frequency is represented as F 0 = 0.
ステップS1−3とステップS2−3とでは、それぞれ、数式(1)から算出した位相回転補正を、数式(2)のように乗算し、補正周波数領域信号sf´(T0,−8Fw)〜sf´(T0,7Fw)、sf´(T0+8,−8Fw)〜sf´(T0+8,7Fw)を得る。ステップS1−4とステップS2−4とでは、それぞれ、逆フーリエ変換を行い、s´(T0−4)〜s´(T0+11)とs´(T0+4)〜s´(T0+19)とを算出する。 In step S1-3 and step S2-3, the phase rotation correction calculated from equation (1) is multiplied as in equation (2), and the corrected frequency domain signal s f ′ (T 0 , -8Fw) is obtained. ~s f '(T 0, 7F w), s f' (T 0 + 8, -8F w) ~s f ' get the (T 0 + 8,7F w). In step S1-4 and step S2-4, respectively, performs an inverse Fourier transform, s'(T 0 -4) ~s' (T 0 +11) and s'(T 0 +4) ~s' ( T 0 +19) is calculated.
ステップS1−5とステップS2−5とでは、ガードバンドTg=4を取り除き、s´(T0)〜s´(T0+7)と、s´(T0+8)〜s´(T0+15)とをそれぞれ得る。得られた信号をシリアル信号に変換することで、s´(T0)〜s´(T0+7)と、s´(T0+8)〜s´(T0+15)とを得ることができる。また、続けて、T0=T0+16として、第2ブロックの受信信号を処理することで、連続的に全ての受信された信号系列を補正可能である。また、Nf−2Tg>Td0とすることで、切り出してくる信号領域を重複させることもできる。 In step S1-5 and step S2-5, it removes the guard band T g = 4, s'and (T 0) ~s' (T 0 +7), s'(T 0 +8) ~s' (T 0 +15) respectively. By converting the obtained signal into a serial signal, s ′ (T 0 ) to s ′ (T 0 +7) and s ′ (T 0 +8) to s ′ (T 0 +15) can be obtained. . Further, by continuously processing the received signal of the second block as T 0 = T 0 +16, it is possible to continuously correct all received signal sequences. Further, by setting N f −2T g > T d0 , it is possible to overlap the signal areas to be cut out.
図3は、図2に示す干渉低減方法の構成例において、Tgを2とした場合の信号の重複領域を示す概念図である。重複領域において、s´(T0+5)〜s´(T0+8)が第1の信号切り出し回路(例えば、図1の信号切り出し回路106−1)と第2の信号切り出し回路(例えば、図1の信号切り出し回路106−2)とで重複して出力されている。ここで、区別するために、第1の信号切り出し回路から得られた信号をs1´(T0+5)〜s1´(T0+8)、第2の信号切り出し回路から得られた信号をs2´(T0+5)〜s2´(T0+8)と表記する。出力回路107は、ここで重複領域がある場合、これらの信号を次式(3)に従って加算して出力する。
FIG. 3 is a conceptual diagram showing a signal overlap region when Tg is 2 in the configuration example of the interference reduction method shown in FIG. In the overlap region, s'(T 0 +5) ~s' (T 0 +8) is first signal extracting circuit (e.g., signal extraction circuit 106-1 in FIG. 1) and the second signal extraction circuit (e.g., Fig. 1 and the signal extraction circuit 106-2). Here, in order to distinguish, the signal obtained from the first signal clipping circuit is represented by s 1 ′ (T 0 +5) to s 1 ′ (T 0 +8), and the signal obtained from the second signal clipping circuit is represented by This is expressed as s 2 ′ (T 0 +5) to s 2 ′ (T 0 +8). If there is an overlap area, the
ここでwk,1とwk,2は、重み付けの値であり、等電力合成では、wk,1=wk,2=1/√2として与える。または、境界領域に近い方が雑音や干渉の影響を受けるため、切り捨てられる受信信号(斜線部)との境界からの距離が近い信号に小さい重み付けを行い、境界から遠い信号に大きい重み付けを行うことができる。 Here, w k, 1 and w k, 2 are weighting values, and are given as w k, 1 = w k, 2 = 1 / √2 in equal power synthesis. Or, the closer to the boundary area is affected by noise and interference, so a small weight is given to the signal that is close to the boundary with the received signal (shaded part) to be discarded, and a large weight is given to the signal far from the boundary Can do.
図3を例にとると、s1´(T0+5)、s1´(T0+6)、s1´(T0+7)、s1´(T0+8)は、それぞれ、切り捨てられる受信信号(斜線部)からの距離が4、3、2、1となっており、s2´(T0+5)、s2´(T0+6)、s2´(T0+7)、s2´(T0+8)は、それぞれ、切り捨てられる受信信号(斜線部)からの距離が1、2、3、4となっている。信号s´(T0+k)は、次式(4)で与えられる。
Taking FIG. 3 as an example, s 1 ′ (T 0 +5), s 1 ′ (T 0 +6), s 1 ′ (T 0 +7), and s 1 ′ (T 0 +8) are respectively received by truncation. The distance from the signal (shaded area) is 4, 3, 2, 1, and s 2 ′ (T 0 +5), s 2 ′ (T 0 +6), s 2 ′ (T 0 +7), s 2 ′ (T 0 +8) has
ここで、d1,k、及びd2,kは、それぞれ、第1の信号切り出し回路から切り出された信号の境界からの距離、第2の信号切り出し回路から切り出された信号の境界からの距離であり、w(d1,k)2+w(d2,k)2=1、a>bであれば、w(a)>w(b)である。 Here, d 1, k and d 2, k are the distance from the boundary of the signal cut out from the first signal cutout circuit and the distance from the boundary of the signal cut out from the second signal cutout circuit, respectively. If w (d 1, k ) 2 + w (d 2, k ) 2 = 1 and a> b, then w (a)> w (b).
w(d)の決定方法としては、上記ルールに従って予めウエイトを決定しておくこともできるし、通信条件に応じて適応的に変更することもできる。送信された既知信号部分や、復号後の信号を用いることで、実際に切り出し境界付近の雑音と干渉電力の分布を測定し、信号対干渉雑音比(SINR)から、最大比合成による信号合成を用いることもできる。あるいは、いくつかのウエイトパターンを予め決めておき、信号対雑音干渉比の粗推定を行い、用いるウエイトを選択することもできる。 As a method of determining w (d), the weight can be determined in advance according to the above rules, or can be adaptively changed according to the communication conditions. By using the transmitted known signal part and the decoded signal, the noise and interference power distribution near the cut-out boundary is actually measured, and the signal synthesis by the maximum ratio synthesis is performed from the signal-to-interference noise ratio (SINR). It can also be used. Alternatively, several weight patterns can be determined in advance, a rough estimation of the signal-to-noise interference ratio can be performed, and the weight to be used can be selected.
以下、本発明の第1の実施形態の第2の形態について、図1を参照して説明する。光信号が受信されると、アナログ・デジタル変換回路101において、デジタル信号に変換される。この際、光信号を直接デジタル信号に変換しても、光信号を電気信号に変換した後デジタル信号に変換してもよい。デジタル信号に変換された後、デジタル信号は、K個に分岐され、シリアル・パラレル変換回路102−1〜102−Kに入力される。シリアル・パラレル変換回路102−1〜102−Kは、入力された信号に0〜(k−1)T0のT0ずつのずれを持つ遅延を与え、遅延T0分のシリアル信号をパラレル信号に変換する。
Hereinafter, a second embodiment of the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. When the optical signal is received, the analog /
ここで、入力された信号をs(t)と表すものとする。tは受信タイミングとする。i番目のシリアル・パラレル変換回路102−iは、s(T0+(i−1)Td0)〜s(T0+iTd0−1)のT0の信号をパラレル信号として、フーリエ変換回路103−iに出力する。
Here, the input signal is represented as s (t). t is a reception timing. The i-th serial / parallel conversion circuit 102-i uses the T 0 signal from s (T 0 + (i−1) T d0 ) to s (T 0 + iT d0 −1) as a parallel signal, and performs a
フーリエ変換回路103−iは、入力されたT0のパラレル信号の前後に0を付加し、[0,・・・,0,s(T0+(i−1)Td0),・・・,s(T0+iTd0−1),0,・・・,0]のNfポイントの信号にフーリエ変換を行う。T0は任意の数をとることができ、本説明においては、干渉を除去される信号の先頭位置となる受信タイミングとする。 The Fourier transform circuit 103-i adds 0 before and after the input T 0 parallel signal, and [0,..., 0, s (T 0 + (i−1) T d0 ) ,. , s (T 0 + iT d0 -1), 0, ···, performing a Fourier transform on the N f points of the signal 0]. T 0 can take an arbitrary number. In this description, it is assumed that the reception timing is the head position of the signal from which interference is removed.
フーリエ変換回路103−iは、入力されたパラレル信号に対し、フーリエ変換を行い、周波数領域の信号sf(T0+(i−1)Td0,F0−(Nf/2−1)Fw)、…、sf(T0+(i−1)Td0,F0)、…、sf(T0+(i−1)Td0,F0+(Nf/2)Fw)に変換する。ここで、sf(t,f)はガードバンドを除く先頭位置受信タイミングt、周波数fに対応する周波数領域の信号である。F0は中心周波数、Fwは周波数チャネルの周波数帯域幅である。 The Fourier transform circuit 103-i performs Fourier transform on the input parallel signal, and the frequency domain signal s f (T 0 + (i−1) T d0 , F 0 − (N f / 2-1). F w), ..., s f (T 0 + (i-1) T d0, F 0), ..., s f (T 0 + (i-1) T d0, F 0 + (N f / 2) F w ). Here, s f (t, f) is a signal in the frequency region corresponding to the head position reception timing t excluding the guard band and the frequency f. F 0 is the center frequency and F w is the frequency bandwidth of the frequency channel.
距離情報出力回路109は、光信号の伝送距離情報と光ファイバの種類の情報とを用いて、波長分散量を推定する。続いて、係数乗算回路104−iは、数式(2)のように周波数領域の信号に係数を乗算し、波長分散の補償を行う。
The distance
数式(2)で補正されたsf´(T0+(i−1)Td0,F0−(Nf/2−1)Fw)、…、sf´(T0+(i−1)Td0,F0)、…、sf´(T0+(i−1)Td0,F0+(Nf/2)Fw)を逆フーリエ変換回路105−iへ出力する。 S f ′ (T 0 + (i−1) T d0 , F 0 − (N f / 2-1) F w ) corrected by Expression (2),..., S f ′ (T 0 + (i− 1) T d0 , F 0 ),..., S f ′ (T 0 + (i−1) T d0 , F 0 + (N f / 2) F w ) are output to the inverse Fourier transform circuit 105-i.
逆フーリエ変換回路105−iは、入力された信号sf´(T0+(i−1)Td0,F0−(Nf/2−1)Fw)、…、sf´(T0+(i−1)Td0,F0)、…、sf´(T0+(i−1)Td0,F0+(Nf/2)Fw)を、再び、時間領域の信号に変換し、s´(T0+(i−1)Td0−Td1)〜s´(T0+(i−1)Td0+Td2−1)を演算し、信号切り出し回路106−iに出力する。ここで、Td1とTd2はそれぞれフーリエ変換回路103−iが信号の前に付加した0の数および信号の後に付加した0の数である。
Inverse Fourier transform circuit 105-i, an inputted signal s f '(T 0 + ( i-1) T d0, F 0 - (N f / 2-1) F w), ..., s f' (T 0 + (i-1) T d0, F 0), ..., s f '(T 0 + (i-1) T d0, F 0 + a (N f / 2) F w ), again, the time domain The signal is converted into a signal, s ′ (T 0 + (i−1) T d0 −T d1 ) to s ′ (T 0 + (i−1) T d0 + T d2 −1) is calculated, and the
第1の実施形態の第2の形態では、信号切り出し回路106−iは、入力された信号を出力回路107に出力する。出力回路107は入力された信号を合成して出力する。ここで、i番目の信号切り出し回路106−iから入力された信号をsi´(t)とすると、出力回路107はs´(t)=(s1´(t)+s2´(t)+・・・+sK´(t))を算出し、出力する。ここで、対応するtがない場合si´(t)は0として計算する。i番目の信号切り出し回路106−iからは、T0+(i−1)Td0〜T0+(i−1)Td0+Td2−1に対応する時間tの信号が出力されるため、必ずしもtの信号がK個入力されるわけではなく、K´≦Kとなる。得られた信号は、波長分散による到来遅延の補正を受けているため、波長分散の影響を除去された上で出力されることとなる。
In the second form of the first embodiment, the signal clipping circuit 106-i outputs the input signal to the
また、一度に、KTd0の信号を処理するため、T0+KT0〜T0+2KT0−1の受信タイミングに対応する信号を、シリアル・パラレル変換回路102−1〜102−Kへ出力することで連続的に処理できる。 In addition, in order to process the signal of KT d0 at a time, a signal corresponding to the reception timing of T 0 + KT 0 to T 0 + 2KT 0 −1 is output to the serial / parallel conversion circuits 102-1 to 102-K. Can be processed continuously.
図4は、第1の実施形態の第2の形態において、K=2として、Td0=8、Nf=16、Td1=Td2=4とした場合における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。図4では、受信タイミングT0以降の信号の波長分散を補償する様子が示されている。受信信号は、s(T0)〜s(T0+15)を第1ブロック、s(T0+16)〜s(T0+31)を第2ブロック、s(T0+32)〜s(T0+47)を第3ブロックとして、Nf信号ごとに順次処理されるものとする。 FIG. 4 shows the flow of a received signal when K = 2, T d0 = 8, N f = 16, and T d1 = T d2 = 4 in the second form of the first embodiment. It is a sequence diagram. FIG. 4 shows a state in which the chromatic dispersion of the signal after the reception timing T 0 is compensated. Received signal, s (T 0) ~s ( T 0 +15) a first block, s (T 0 +16) ~s (T 0 +31) a second block, s (T 0 +32) ~s (T 0 the +47) as a third block, and it shall be sequentially processed for each N f signal.
まず、第1ブロックの受信信号の補正に注目すると、受信された信号系列に対し、ステップS1−1は、s(T0)〜s(T0+7)を取得し、さらに前後に4つずつの0信号を付加する。ステップS2−1は、同じ受信系列信号に遅延Td0=8を付加し、s(T0+8)〜s(T0+15)を取得し前後に4つずつの0信号を付加する。ステップS1−2とステップS2−2では、それぞれ、[0,・・・,0,s(T0),・・・,s(T0+7),0,・・・,0]と、[0,・・・,0,s(T0+8),・・・,s(T0+15),0,・・・,0]とにフーリエ変換を行い、周波数領域信号sf(T0,−8Fw)〜sf(T0,7Fw)、sf(T0+8,−8Fw)〜sf(T0+8,7Fw)をそれぞれ得る。ここで、中心周波数F0=0として表記している。 First, paying attention to the correction of the received signal of the first block, step S1-1 obtains s (T 0 ) to s (T 0 +7) for the received signal sequence, and further four each before and after. 0 signal is added. Step S2-1 adds a delay T d0 = 8 in the same received sequence signal, obtains the s (T 0 +8) ~s ( T 0 +15) adds a 0 signal by four back and forth. In steps S1-2 and S2-2, [0, ..., 0, s (T 0 ), ..., s (T 0 +7), 0, ..., 0] and [ 0,..., 0, s (T 0 +8),..., S (T 0 +15), 0,..., 0], and the frequency domain signal s f (T 0 , obtaining -8F w) ~s f (T 0 , 7F w), s f (T 0 + 8, -8F w) ~s f a (T 0 + 8,7F w), respectively. Here, the center frequency is represented as F 0 = 0.
ステップS1−3とステップS2−3とでは、それぞれ、数式(1)から算出した位相回転補正を、数式(2)のように乗算し、補正周波数領域信号sf´(T0,−8Fw)〜sf´(T0,7Fw)、sf´(T0+8,−8Fw)〜sf´(T0+8,7Fw)を得る。ステップS1−4とステップS2−4とでは、それぞれ、逆フーリエ変換を行い、s´(T0−4)〜s´(T0+11)とs´(T0+4)〜s´(T0+19)とを算出する。 In step S1-3 and step S2-3, the phase rotation correction calculated from equation (1) is multiplied as in equation (2), and the corrected frequency domain signal s f ′ (T 0 , -8Fw) is obtained. ~s f '(T 0, 7F w), s f' (T 0 + 8, -8F w) ~s f ' get the (T 0 + 8,7F w). In step S1-4 and step S2-4, respectively, performs an inverse Fourier transform, s'(T 0 -4) ~s' (T 0 +11) and s'(T 0 +4) ~s' ( T 0 +19) is calculated.
ステップS1−5では、同じ時間に対応する信号を加算し、s´(T0)〜s´(T0+7)を得る。信号s´(T0+8)〜s´(T0+15)は、第2のブロックについて再びステップS1−1から処理を行い、第2のブロックにおけるs´(T0+8)〜s´(T0+15)と加算を行うことで得ることができる。 In step S1-5, signals corresponding to the same time are added to obtain s ′ (T 0 ) to s ′ (T 0 +7). Signal s'(T 0 +8) ~s' ( T 0 +15) again performs the process from step S1-1 for the second block, s'in the second block (T 0 +8) ~s' (T 0 + 15) and adding.
ただし、図3から分かるように、第1の実施形態の第2の形態では、s´(T0)、s´(T0+1)の信号の高周波成分が第0ブロックにもれこんでいるため、第0ブロックを考慮せず、第1の実施形態の第1の形態と同様の効果を得るには、T0を第1の実施形態の第1の形態より小さく設定する必要がある。 However, as can be seen from FIG. 3, in the second embodiment of the first embodiment, the high frequency components of the signals of s ′ (T 0 ) and s ′ (T 0 +1) are leaking into the 0th block. Therefore, in order to obtain the same effect as that of the first embodiment of the first embodiment without considering the 0th block, it is necessary to set T 0 smaller than that of the first embodiment of the first embodiment.
B.第2の実施形態
次に、本発明の第2の実施形態について説明する。
図5は、本発明の第2の実施形態による送信部の構成を示すブロック図である。図5において、200は帯域分割回路、201−1〜201−Bはアナログ・デジタル変換回路、202−1−1〜202−K−Bはシリアル・パラレル変換回路、203−1〜203−Kはフーリエ変換回路、204−1〜204−Kは係数乗算回路、205−1〜205−Kは逆フーリエ変換回路、206−1〜206−Kは信号切り出し回路、207は出力回路、209は距離情報出力回路である。
B. Second Embodiment Next, a second embodiment of the present invention will be described.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a transmission unit according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 5, 200 is a band dividing circuit, 201-1 to 201-B are analog / digital conversion circuits, 202-1-1 to 202-KB are serial / parallel conversion circuits, and 203-1 to 203-K are Fourier transform circuit, 204-1 to 204-K are coefficient multiplication circuits, 205-1 to 205-K are inverse Fourier transform circuits, 206-1 to 206-K are signal extraction circuits, 207 is an output circuit, and 209 is distance information. This is an output circuit.
光信号が受信されると、帯域分割回路200は、受信信号をB個に分岐し、それぞれハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ、ローパスフィルタのいずれかを用いて、1〜B番目の周波数帯域に対応する受信信号を形成し、アナログ・デジタル変換回路201−1〜201−Bに出力する。この際、光信号にフィルタを用いても、光信号を電気信号に変換した後、フィルタを用いてもよい。アナログ・デジタル変換回路201−1〜201−Bは、距離情報出力回路209より入力された距離に応じて、デジタル信号に付加する遅延TB(1)〜TB(B)を決定する。
When an optical signal is received, the
アナログ・デジタル変換回路201−1〜201−Bは、入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換し、遅延分だけ信号をずらし、デジタル信号をK個に分岐し、シリアル・パラレル変換回路202−1−1〜202−K−Bに出力する。各周波数帯域におけるi番目のシリアル・パラレル変換回路202−i−1〜202−i−Bは、入力された信号にさらにTd(i)の遅延を与え、異なる位置のシリアル信号をパラレル信号に変換する。 The analog / digital conversion circuits 201-1 to 201-B convert an input analog signal into a digital signal, shift the signal by a delay amount, branch the digital signal into K pieces, and a serial / parallel conversion circuit 202-1. Output to −1 to 202-KB. The i-th serial / parallel conversion circuits 202-i-1 to 202 -i-B in each frequency band further give a delay of T d (i) to the input signal, and convert serial signals at different positions into parallel signals. Convert.
ここで、m番目のアナログ・デジタル変換回路201−mで付加される遅延TB(m)をTB0×(m−1)、各周波数帯域におけるi番目のシリアル・パラレル変換回路202−i−1〜202−i−Bで付加される遅延Td(i)をTd0×(i−1)とすると、m番目の周波数帯域におけるi番目のシリアル・パラレル変換回路202−i−mは、s(T0+(m−1)TB0+(i−1)Td0−Tg)〜s(T0+(m−1)TB0+(i−1)Td0+Nf−Tg−1)のNfの信号をパラレル信号として、フーリエ変換回路203−iに出力する。ここで、Nfはフーリエ変換で考慮するポイント数、Tgは切り出し回路で用いるガードバンド長であり、Nf−2Tg≧Td0を満たす。T0は任意の数をとることができ、本説明においては、干渉が低減される信号の先頭位置となる受信タイミングとする。 Here, the delay T B (m) added by the mth analog-digital conversion circuit 201-m is T B0 × (m−1), and the i-th serial / parallel conversion circuit 202-i− in each frequency band. Assuming that the delay T d (i) added by 1 to 202-i-B is T d0 × (i−1), the i-th serial / parallel conversion circuit 202-im in the m-th frequency band is s (T 0 + (m- 1) T B0 + (i-1) T d0 -T g) ~s (T 0 + (m-1) T B0 + (i-1) T d0 + N f -T g the signal of N f -1) as a parallel signal, and outputs the Fourier transform circuit 203-i. Here, N f is the number of points to be considered in the Fourier transform, T g is the guard band length used in the clipping circuit, and satisfies N f −2T g ≧ T d0 . T 0 can take an arbitrary number. In this description, it is assumed that the reception timing is the head position of a signal in which interference is reduced.
フーリエ変換回路203−iは、シリアル・パラレル変換回路202−i−1〜202−i−Bから入力されるB個のパラレル信号を合成し、得られるNf個のパラレル信号にフーリエ変換を行い、周波数領域の信号sf(T0+(i−1)Td0,F0−(Nf/2−1)Fw)、…、sf(T0+(i−1)Td0,F0)、…、sf(T0+(i−1)Td0,F0+(Nf/2)Fw)を得る。ここで、sf(t,f)は、ガードバンドを除く先頭位置受信タイミングt、周波数fに対応する受信信号である。F0は中心周波数、Fwは周波数チャネルの周波数帯域幅である。 Fourier transform circuit 203-i combines the B-number of parallel signals inputted from the serial-parallel conversion circuit 202-i-1~202-i- B, performs Fourier transform to obtain N f number of parallel signals , Frequency domain signals s f (T 0 + (i−1) T d0 , F 0 − (N f / 2-1) F w ),..., S f (T 0 + (i−1) T d0 , F 0 ),..., S f (T 0 + (i−1) T d0 , F 0 + (N f / 2) F w ). Here, s f (t, f) is a reception signal corresponding to the head position reception timing t excluding the guard band and the frequency f. F 0 is the center frequency and F w is the frequency bandwidth of the frequency channel.
距離情報出力回路209は、光信号の伝送距離情報と光ファイバの種類の情報とを用いて、波長分散量を推定する。光の波長に対して、到来時間のずれ、すなわち、位相の回転量は、伝送距離と光ファイバの種類とから計算することができ、数式(1)で周波数fのキャリアにおける位相回転を与えることができる。
The distance
本第2の実施形態では、周波数帯域毎にフーリエ変換位置が異なるため、フーリエ変換位置補正係数を更に乗算する必要がある。補正係数h(f,m)は、次式(5)で表わすことができる。 In the second embodiment, since the Fourier transform position differs for each frequency band, it is necessary to further multiply the Fourier transform position correction coefficient. The correction coefficient h (f, m) can be expressed by the following equation (5).
係数乗算回路204−iは、距離情報出力回路209から入力された位相回転g(f)の複素共役、及びアナログ・デジタル変換回路201−iで与えられた遅延に対する補正係数h(f,m)を補正係数として周波数領域の信号に乗算することで、光の周波数による到来時間差を補正する。得られる周波数領域の信号は、次式(6)で表わされる。
The coefficient multiplication circuit 204-i corrects the complex conjugate of the phase rotation g (f) input from the distance
上添え字*は複素共役数を表す。数式(6)で補正されたsf´(T0+(i−1)Td0,F0−(Nf/2−1)Fw)、…、sf´(T0+(i−1)Td0,F0)、…、sf´(T0+(i−1)Td0,F0+(Nf/2)Fw)を逆フーリエ変換回路205−iへ出力する。 The superscript * represents a complex conjugate number. S f ′ (T 0 + (i−1) T d0 , F 0 − (N f / 2-1) F w ) corrected by Expression (6),..., S f ′ (T 0 + (i− 1) T d0 , F 0 ),..., S f ′ (T 0 + (i−1) T d0 , F 0 + (N f / 2) F w ) are output to the inverse Fourier transform circuit 205-i.
逆フーリエ変換回路205−iは、入力された信号sf´(T0+(i−1)Td0,F0−(Nf/2−1)Fw)、…、sf´(T0+(i−1)Td0,F0)、…、sf´(T0+(i−1)Td0,F0+(Nf/2)Fw)を、再び、時間領域の信号に変換し、s´(T0+(i−1)Td0−Tg)〜s´(T0+(i−1)Td0+Nf−Tg−1)を演算し、信号切り出し回路206−iに出力する。 Inverse Fourier transform circuit 205-i, an inputted signal s f '(T 0 + ( i-1) T d0, F 0 - (N f / 2-1) F w), ..., s f' (T 0 + (i-1) T d0, F 0), ..., s f '(T 0 + (i-1) T d0, F 0 + a (N f / 2) F w ), again, the time domain The signal is converted, s ′ (T 0 + (i−1) T d0 −T g ) to s ′ (T 0 + (i−1) T d0 + N f −T g −1) is calculated, and signal extraction is performed. It outputs to the circuit 206-i.
信号切り出し回路206−iは、入力された信号から前後のTgに対応するデータ(ガードバンド部分)を削除し、s´(T0+(i−1)Td0)〜s´(T0+(i−1)Td0+Nf−2Tg−1)のNf−2Tgの信号を出力回路207に出力する。
Signal extracting circuit 206-i deletes the data corresponding to the front and rear a T g from the input signal (guard band portion), s'(T 0 + ( i-1) T d0) ~s' (T 0 The signal of N f −2T g of + (i−1) T d0 + N f −2T g −1) is output to the
出力回路207は、信号切り出し回路206−1〜206−Kから入力される信号を合成してシリアル信号に変換する。Nf−2Tg=Td0を満たす場合には、信号切り出し回路206−1、206−2、…、206−Kからは、s´(T0)〜s´(T0+Td0−1)、s´(T0+Td0)〜s´(T0+2Td0−1)、…、s´(T0+(K−1)Td0)〜s´(T0+KTd0−1)が入力され、これらの信号をシリアル信号に並べ替えることで、s´(T0)〜s´(T0+KTd0−1)を得ることができる。得られた信号は、波長分散による到来遅延の補正を受けているため、波長分散の影響を除去された上で出力されることとなる。また、一度にKTd0の信号を処理するため、T0+KTd0からの信号を復号することで、受信信号を連続的に処理することが可能である。
The
上述した第2の実施形態を用いることで、波長分散による信号の時間的な広がりを低減することが可能である。よって、距離情報出力回路209は、伝送距離に応じて、各アナログ・デジタル変換回路201−1〜201−Bで与える遅延TB(m)の大きさを指定できる。例えば、伝送距離に応じて、対応する遅延TB(m)を与える表を予め用意し、この表のルールに従ってTB(m)を決定できる。
By using the second embodiment described above, it is possible to reduce the temporal spread of the signal due to chromatic dispersion. Therefore, the distance
また、帯域分割回路200で分割する周波数帯域の数Bも、距離情報出力回路209により指定できる。よって、距離情報出力回路209は、伝送距離に応じて、各アナログ・デジタル変換回路201−1〜201−Bで与える遅延TB(m)の大きさを指定できる。例えば、伝送距離に応じて、帯域分割数Bを与える表を予め用意し、この表のルールに従ってBを決定できる。あるいは、帯域分割数Bと遅延TB(m)とを与える表を予め用意し、この表のルールに従ってBとTB(m)を決定できる。
Also, the number B of frequency bands to be divided by the
図6は、本第2の実施形態において、K=2として、B=2、Tg=4、Td0=8、TB0=1、Nf=16とした場合における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。図6には、受信タイミングT0以降の信号の波長分散を補償する様子が示されている。受信信号はs(T0)〜s(T0+15)を第1ブロック、s(T0+16)〜s(T0+31)を第2ブロック、s(T0+32)〜s(T0+47)を第3ブロックとしてNf信号毎に順次処理されるものとする。図示の受信信号系列において、受信信号が斜めに傾いているのは、波長分散により、周波数成分に応じて到来時間が異なることを、簡易に示すためである。 FIG. 6 shows the flow of received signals in the second embodiment when K = 2, B = 2, T g = 4, T d0 = 8, T B0 = 1, and N f = 16. FIG. FIG. 6 shows a state in which chromatic dispersion of a signal after reception timing T 0 is compensated. The received signal s (T 0) ~s (T 0 +15) a first block, s (T 0 +16) ~s (T 0 +31) a second block, s (T 0 +32) ~s (T 0 +47 ) As a third block, and is sequentially processed for each Nf signal. In the illustrated reception signal series, the reception signal is inclined obliquely in order to simply show that the arrival time varies depending on the frequency component due to the chromatic dispersion.
まず、第1ブロックの受信信号の補正に注目すると、受信された信号系列に対し、ステップS0は、帯域をB個、ここでは2つに分離し、アナログ・デジタル変換回路201−1と201−2とに出力する。ステップS1−0−1とステップS2−0−1で、第1のアナログ・デジタル変換回路(例えば、図5のアナログ・デジタル変換回路201−1)は、第1の周波数帯域部分以外の周波数帯域成分を減衰された信号s1(T0−4)〜s1(T0+11)をシリアル・パラレル変換回路202−1−1へ、s1(T0+4)〜s1(T0+19)をシリアル・パラレル変換回路202−2−1へそれぞれ出力する。 First, paying attention to correction of the received signal of the first block, step S0 separates the band into B pieces, here two, for the received signal series, and the analog / digital conversion circuits 201-1 and 201- 2 and output. In steps S1-0-1 and S2-0-1, the first analog-digital conversion circuit (for example, the analog-digital conversion circuit 201-1 in FIG. 5) has a frequency band other than the first frequency band portion. The signals s 1 (T 0 -4) to s 1 (T 0 +11) whose components are attenuated are sent to the serial-parallel conversion circuit 202-1-1, and s 1 (T 0 +4) to s 1 (T 0 +19). Are respectively output to the serial / parallel conversion circuit 202-2-1.
ステップS1−0−2とステップS2−0−2で、アナログ・デジタル変換回路201−2は、帯域を狭められたs2(T0−3)〜s2(T0+12)をシリアル・パラレル変換回路202−1−2へ、s2(T0−3)〜s2(T0+12)をシリアル・パラレル変換回路202−2−2へ、それぞれ出力する。ステップS1−1では、フーリエ変換回路203−1は、シリアル・パラレル変換回路202−1−1と202−1−2とから入力された信号を合成し、合成信号ss(T0−4)〜ss(T0+11)を、信号(s1(T0−4)+s2(T0−3))/√2〜(s1(T0+11)+s2(T0+12))/√2として得る。 In steps S1-0-2 and S2-0-2, the analog-digital conversion circuit 201-2 performs serial / parallel conversion of s 2 (T 0 -3) to s 2 (T 0 +12) whose bandwidth is narrowed. to the conversion circuit 202-1-2, to s 2 (T 0 -3) ~s 2 (T 0 +12) serial-parallel conversion circuit 202-2-2, and outputs respectively. In step S1-1, the Fourier transform circuit 203-1 synthesizes the signals input from the serial / parallel transform circuits 202-1-1 and 202-1-2, and the synthesized signal s s (T 0 -4). ˜s s (T 0 +11) are converted into signals (s 1 (T 0 −4) + s 2 (T 0 −3)) / √2 to (s 1 (T 0 +11) + s 2 (T 0 +12)) / Get as √2.
ステップS1−2では、フーリエ変換をss(T0−4)〜ss(T0+11)に行い、周波数領域信号sf(T0,−8Fw)〜sf(T0,7Fw)、を得る。ここで、中心周波数F0=0として表記している。ステップS1−3では、それぞれ数式(1)、数式(5)から算出した位相回転補正を、数式(6)のように乗算し、補正周波数領域信号sf´(T0,−8Fw)〜sf´(T0,7Fw)、を得る。ステップS1−4では、逆フーリエ変換を行い、s´(T0−4)〜s´(T0+11)を算出する。ステップS1−5では、ガードバンドTg=4を取り除き、s´(T0)〜s´(T0+7)を得る。 In step S1-2, Fourier transform is performed on s s (T 0 -4) to s s (T 0 +11), and frequency domain signals s f (T 0 , -8Fw) to s f (T 0 , 7F w ) are obtained. , Get. Here, the center frequency is represented as F 0 = 0. In step S1-3, the phase rotation correction calculated from Equation (1) and Equation (5) is multiplied as shown in Equation (6), and the corrected frequency domain signal s f ′ (T 0 , −8F w ) ˜ s f ′ (T 0 , 7F w ) is obtained. In step S1-4, inverse Fourier transform is performed to calculate s ′ (T 0 −4) to s ′ (T 0 +11). In step S1-5, the guard band T g = 4 is removed, and s ′ (T 0 ) to s ′ (T 0 +7) are obtained.
また、ステップS2−1では、フーリエ変換回路203−2は、シリアル・パラレル変換回路202−2−1と202−2−2とから入力された信号を合成し、合成信号ss(T0+4)〜ss(T0+19)を、信号(s1(T0+4)+s2(T0+5))/√2〜(s1(T0+19)+s2(T0+20))/√2として得る。ステップS2−2では、フーリエ変換をss(T0+4)〜ss(T0+19)に行い、周波数領域信号sf(T0+8,−8Fw)〜sf(T0+8,7Fw)、を得る。ここで、中心周波数F0=0として表記している。 In step S2-1, the Fourier transform circuit 203-2 synthesizes the signals input from the serial / parallel transform circuits 202-2-1 and 202-2-2, and the synthesized signal s s (T 0 +4). ) To s s (T 0 +19) are converted into signals (s 1 (T 0 +4) + s 2 (T 0 +5)) / √2 to (s 1 (T 0 +19) + s 2 (T 0 +20)) / √ Get as 2. In step S2-2, Fourier transform is performed on s s (T 0 +4) to s s (T 0 +19), and the frequency domain signal s f (T 0 +8, −8F w ) to s f (T 0 +8, 7F). w ). Here, the center frequency is represented as F 0 = 0.
ステップS2−3では、それぞれ、数式(1)、数式(5)から算出した位相回転補正を、数式(6)のように乗算し、補正周波数領域信号sf´(T0+8,−8Fw)〜sf´(T0+8,7Fw)、sf´(T0+8,−8Fw)〜sf´(T0+8,7Fw)を得る。
In step S2-3, the phase rotation correction calculated from Equation (1) and Equation (5) is multiplied as shown in Equation (6), respectively, and the corrected frequency domain signal s f ′ (T 0 +8, −
ステップS2−4では、逆フーリエ変換を行い、s´(T0+4)〜s´(T0+19)を算出する。ステップS2−5では、ガードバンドTg=4を取り除き、s´(T0+8)〜s´(T0+15)を得る。よって、ステップS1−5とステップS2−5の結果を出力回路207においてシリアル信号に変換することで、s´(T0)〜s´(T0+15)を得る。
In step S2-4, inverse Fourier transform is performed to calculate s ′ (T 0 +4) to s ′ (T 0 +19). In step S2-5, the guard band T g = 4 is removed, and s ′ (T 0 +8) to s ′ (T 0 +15) are obtained. Therefore, the results of step S1-5 and step S2-5 are converted into serial signals by the
また、続けて、T0=T0+16として、第2ブロックの受信信号を処理することで、連続的に全ての受信された信号系列を補正可能である。 Further, by continuously processing the received signal of the second block as T 0 = T 0 +16, it is possible to continuously correct all received signal sequences.
また、第2の実施形態においても第1の実施形態の第2の形態と同様に、フーリエ変換回路203−1〜203−Kにおいて0信号の付加を行い、信号切り出し回路206−1〜206−Kを用いず、出力回路207において同じ時間に対応する信号を加算して出力することで同様の効果を得ることができる。
Also in the second embodiment, as in the second embodiment of the first embodiment, 0 signals are added in the Fourier transform circuits 203-1 to 203-K, and the signal clipping circuits 206-1 to 206- are added. The same effect can be obtained by adding and outputting signals corresponding to the same time in the
C.第3の実施形態
次に、本発明の第3の実施形態について説明する。
図7は、本発明の第3の実施形態による送信部の構成を示すブロック図である。図7において、300は帯域分割回路、301−1〜301−Bはアナログ・デジタル変換回路、302−1−1〜302−K−Bはシリアル・パラレル変換回路、303−1−1〜303−K−Bはフーリエ変換回路、304−1〜304−Kは係数乗算回路、305−1〜305−Kは逆フーリエ変換回路、306−1〜306−Kは信号切り出し回路、307は出力回路、309は距離情報出力回路である。
C. Third Embodiment Next, a third embodiment of the present invention will be described.
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a transmission unit according to the third embodiment of the present invention. In FIG. 7, 300 is a band dividing circuit, 301-1 to 301-B are analog / digital conversion circuits, 302-1-1 to 302-KB are serial / parallel conversion circuits, and 303-1-1 to 303-. K-B is a Fourier transform circuit, 304-1 to 304-K are coefficient multiplication circuits, 305-1 to 305-K are inverse Fourier transform circuits, 306-1 to 306-K are signal extraction circuits, 307 is an output circuit,
光信号が受信されると、帯域分割回路300は、受信信号をB個に分岐し、それぞれハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ、ローパスフィルタのいずれかを用いて、1〜B番目の周波数帯域に対応する受信信号を形成し、アナログ・デジタル変換回路301−1〜301−Bに出力する。この際、光信号にフィルタを用いても、光信号を電気信号に変換した後、フィルタを用いてもよい。アナログ・デジタル変換回路301−1〜301−Bは、距離情報出力回路309より入力された距離に応じて、デジタル信号に付加する遅延TB(1)〜TB(B)を決定する。
When the optical signal is received, the
アナログ・デジタル変換回路301−1〜301−Bは、入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換し、遅延分だけ信号をずらし、デジタル信号をK個に分岐し、シリアル・パラレル変換回路302−1−1〜302−K−Bに出力する。各周波数帯域におけるi番目のシリアル・パラレル変換回路302−i−1〜302−i−Bは、入力された信号にさらにT(i)の遅延を与え、異なるタイミングのシリアル信号をパラレル信号に変換する。 The analog / digital conversion circuits 301-1 to 301-B convert an input analog signal into a digital signal, shift the signal by a delay amount, branch the digital signal into K pieces, and a serial / parallel conversion circuit 302-1. -1 to 302-KB. The i-th serial / parallel conversion circuits 302-i-1 to 302 -i-B in each frequency band further delay the input signal by T (i), and convert serial signals of different timings into parallel signals. To do.
ここで、アナログ・デジタル変換回路301−1〜301−Bで付加される遅延TB(m)をTB0×(m−1)、シリアル・パラレル変換回路302−1−1〜302−K−Bで付加される遅延Td(i)をTd0×(i−1)とすると、m番目の周波数帯域におけるi番目のシリアル・パラレル変換回路302−i−mは、s(T0+(m−1)TB0+(i−1)Td0−Tg)〜s(T0+(m−1)TB0+(i−1)Td0+Nf−Tg−1)のNfの信号をパラレル信号として、フーリエ変換回路303−iに出力する。ここで、Nfはフーリエ変換で考慮するポイント数、Tgは切り出し回路で用いるガードバンド長である。T0は任意の数をとることができ、本説明においては、後段の出力回路307から出力される信号の先頭位置となる受信タイミングとする。
The delay T B a (m) T B0 × to be added by an analog-digital converter 301-1~301-B (m-1) , a serial-parallel converter circuit 302-1-1~302-K- Assuming that the delay T d (i) added at B is T d0 × (i−1), the i-th serial-to-parallel conversion circuit 302-im in the m-th frequency band is s (T 0 + ( m-1) T B0 + ( i-1) T d0 -T g) ~s (T 0 + (m-1) T B0 + (i-1) T d0 + N f -T g -1) of N f Are output as parallel signals to the Fourier transform circuit 303-i. Here, N f is considered points in the Fourier transform, T g is the guard band length for use in extracting circuit. T 0 can take an arbitrary number. In this description, T 0 is a reception timing that is a head position of a signal output from the
m番目の周波数帯域におけるフーリエ変換回路303−i−mは、シリアル・パラレル変換回路302−i−mから入力されるB個のパラレル信号にフーリエ変換を行い、周波数領域の信号sf,m(T0+(i−1)Td0,F0−(Nf/2−1)Fw)、…、sf,m(T0+(i−1)Td0,F0)、…、sf,m(T0+(i−1)Td0,F0+(Nf/2)Fw)を得る。ここで、sf,m(t,f)は、m番目の周波数帯域におけるガードバンドを除く先頭位置受信タイミングt、周波数fに対応する受信信号である。F0は中心周波数、Fwは周波数チャネルの周波数帯域幅である。周波数領域の信号のうち、m番目の周波数帯に対応する信号sf,m(T0+(i−1)Td0,Fm,s)、…、sf,m(T0+(i−1)Td0,Fm,f)が係数乗算回路304−iに出力される。ここで、Fm,s、Fm,fは、それぞれ、m番目の周波数帯域の最も低い周波数チャネルの中心周波数、及び最も高い周波数チャネルの中心周波数である。 The Fourier transform circuit 303-im in the m-th frequency band performs a Fourier transform on the B parallel signals input from the serial / parallel transform circuit 302-im, and the frequency domain signal s f, m ( T 0 + (i−1) T d0 , F 0 − (N f / 2-1) F w ),..., S f, m (T 0 + (i−1) T d0 , F 0 ) ,. s f, m (T 0 + (i−1) T d0 , F 0 + (N f / 2) F w ) is obtained. Here, s f, m (t, f) is a reception signal corresponding to the head position reception timing t and frequency f excluding the guard band in the m-th frequency band. F 0 is the center frequency and F w is the frequency bandwidth of the frequency channel. Among the signals in the frequency domain, the signal s f, m (T 0 + (i−1) T d0 , F m, s ),..., S f, m (T 0 + (i) corresponding to the mth frequency band. -1) Td0 , Fm , f ) is output to the coefficient multiplier circuit 304-i. Here, F m, s , F m, f are the center frequency of the lowest frequency channel and the center frequency of the highest frequency channel of the m-th frequency band, respectively.
係数乗算回路304−iは、フーリエ変換回路303−i−1〜303−i−Bから入力されたsf,1(T0+(i−1)Td0,F1,s)、…、sf,1(T0+(i−1)Td0,F1,f)、…、sf,B(T0+(i−1)Td0,FB,s)、…、sf,B(T0+(i−1)Td0,FB,f)に補正係数を乗算する。
The coefficient multiplying circuit 304-i receives s f, 1 (T 0 + (i−1) T d0 , F 1, s ),... Input from the Fourier transform circuits 303-i-1 to 303-i-B. s f, 1 (T 0 + (i-1) T d0,
距離情報出力回路309は、光信号の伝送距離情報と光ファイバの種類の情報とを用いて、波長分散量を推定する。光の波長に対して、到来時間のずれ、すなわち、位相の回転量は、伝送距離と光ファイバの種類とから計算することができ、数式(1)で周波数fのキャリアにおける位相回転を与えることができる。周波数帯域毎にフーリエ変換位置が異なるため、フーリエ変換位置補正係数を更に乗算する必要がある。補正係数h(f,m)は、数式(5)で得られる。
The distance
係数乗算回路304−iは、距離情報出力回路309から入力された位相回転g(f)の複素共役、及びアナログ・デジタル変換回路301−iで与えられた遅延に対する補正係数h(f,m)を、補正係数として周波数領域の信号に乗算することで、光の周波数による到来時間差を補正する。得られる周波数領域の信号は、次式(7)で表わされる。
The coefficient multiplication circuit 304-i corrects the complex conjugate of the phase rotation g (f) input from the distance
上添え字*は複素共役数を表す。数式(7)で補正されたsf´(T0+(i−1)Td0,F0−(Nf/2−1)Fw)、…、sf´(T0+(i−1)Td0,F0)、…、sf´(T0+(i−1)Td0,F0+(Nf/2)Fw)を逆フーリエ変換回路305−iへ出力する。 The superscript * represents a complex conjugate number. S f ′ (T 0 + (i−1) T d0 , F 0 − (N f / 2-1) F w ),..., S f ′ (T 0 + (i− 1) T d0 , F 0 ),..., S f ′ (T 0 + (i−1) T d0 , F 0 + (N f / 2) F w ) are output to the inverse Fourier transform circuit 305-i.
逆フーリエ変換回路305−iは、入力された信号sf´(T0+(i−1)Td0,F0−(Nf/2−1)Fw)、…、sf´(T0+(i−1)Td0,F0)、…、sf´(T0+(i−1)Td0,F0+(Nf/2)Fw)を、再び、時間領域の信号に変換し、s´(T0+(i−1)Td0−Tg)〜s´(T0+(i−1)Td0+Nf−Tg−1)を演算し、信号切り出し回路306−iに出力する。 Inverse Fourier transform circuit 305-i, an inputted signal s f '(T 0 + ( i-1) T d0, F 0 - (N f / 2-1) F w), ..., s f' (T 0 + (i-1) T d0, F 0), ..., s f '(T 0 + (i-1) T d0, F 0 + a (N f / 2) F w ), again, the time domain The signal is converted, s ′ (T 0 + (i−1) T d0 −T g ) to s ′ (T 0 + (i−1) T d0 + N f −T g −1) is calculated, and signal extraction is performed. Output to circuit 306-i.
信号切り出し回路306−iは、入力された信号から前後のTgに対応するデータ(ガードバンド部分)を削除し、s´(T0+(i−1)Td0)〜s´(T0+(i−1)Td0+Nf−2Tg−1)のNf−2Tgの信号を出力回路307に出力する。
Signal extracting circuit 306-i deletes the data corresponding to the front and rear a T g from the input signal (guard band portion), s'(T 0 + ( i-1) T d0) ~s' (T 0 A signal of N f −2T g of + (i−1) T d0 + N f −2T g −1) is output to the
出力回路307は、信号切り出し回路306−1〜306−Kから入力される信号を合成してシリアル信号に変換する。Nf−2Tg=Td0を満たす場合には、信号切り出し回路306−1、306−2、…、306−Kからは、s´(T0)〜s´(T0+Td0−1)、s´(T0+Td0)〜s´(T0+2Td0−1)、…、s´(T0+(K−1)Td0)〜s´(T0+KTd0−1)が入力され、これらの信号をシリアル信号に並べ替えることで、s´(T0)〜s´(T0+KTd0−1)を得ることができる。得られた信号は、波長分散による到来遅延の補正を受けているため、波長分散の影響を除去された上で出力されることとなる。また、一度に、KTd0の信号を処理するため、T0+KTd0からの信号を復号することで、受信信号を連続的に処理することが可能である。
The
上述した第3の実施形態を用いることで、波長分散による信号の時間的な広がりを低減することが可能である。よって、距離情報出力回路309は、伝送距離に応じて、各アナログ・デジタル変換回路301−1〜301−Bで与える遅延TB(m)の大きさを指定できる。例えば、伝送距離に応じて、対応する遅延TB(m)を与える表を予め用意し、この表のルールに従ってTB(m)を決定できる。
By using the third embodiment described above, it is possible to reduce the temporal spread of the signal due to chromatic dispersion. Therefore, distance
また、帯域分割回路300で分割する周波数帯域の数Bも、距離情報出力回路309により指定できる。よって、距離情報出力回路309は、伝送距離に応じて、各アナログ・デジタル変換回路301−1〜301−Bで与える遅延TB(m)の大きさを指定できる。例えば、伝送距離に応じて、帯域分割数Bを与える表を予め用意し、この表のルールに従ってBを決定できる。あるいは、帯域分割数Bと遅延TB(m)とを与える表を予め用意し、この表のルールに従ってBとTB(m)を決定できる。
Also, the number B of frequency bands to be divided by the
図8は、本第3の実施形態において、K=2として、B=2、Tg=4、Td0=8、TB0=1、Nf=16とした場合における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。図8には、受信タイミングT0以降の信号の波長分散を補償する様子が示されている。受信信号はs(T0)〜s(T0+15)を第1ブロック、s(T0+16)〜s(T0+31)を第2ブロック、s(T0+32)〜s(T0+47)を第3ブロックとしてNf信号毎に順次処理されるものとする。図示の受信信号系列において、受信信号が斜めに傾いているのは、波長分散により、周波数成分に応じて到来時間が異なることを、簡易に示すためである。 FIG. 8 shows the flow of the received signal in the third embodiment when K = 2, B = 2, T g = 4, T d0 = 8, T B0 = 1, and N f = 16. FIG. FIG. 8 shows a state in which the chromatic dispersion of the signal after the reception timing T 0 is compensated. The received signal s (T 0) ~s (T 0 +15) a first block, s (T 0 +16) ~s (T 0 +31) a second block, s (T 0 +32) ~s (T 0 +47 ) As a third block, and is sequentially processed for each Nf signal. In the illustrated reception signal series, the reception signal is inclined obliquely in order to simply show that the arrival time varies depending on the frequency component due to the chromatic dispersion.
まず、第1ブロックの受信信号の補正に注目すると、受信された信号系列に対し、ステップS0は、帯域をB個、ここでは2つに分離し、アナログ・デジタル変換回路301−1と301−2とに出力する。ステップS1−0−1とステップS2−0−1で、第1のアナログ・デジタル変換回路(例えば、図7のアナログ・デジタル変換回路301−1)は、第1の周波数帯域部分以外の周波数帯域成分を減衰された信号s1(T0−4)〜s1(T0+11)をシリアル・パラレル変換回路302−1−1へ、s1(T0+4)〜s1(T0+19)をシリアル・パラレル変換回路302−2−1へそれぞれ出力する。 First, paying attention to the correction of the received signal of the first block, the step S0 separates the band into B pieces, here two, for the received signal series, and the analog / digital conversion circuits 301-1 and 301- 2 and output. In steps S1-0-1 and S2-0-1, the first analog-digital conversion circuit (for example, the analog-digital conversion circuit 301-1 in FIG. 7) is set to a frequency band other than the first frequency band portion. The signals s 1 (T 0 -4) to s 1 (T 0 +11) whose components are attenuated are sent to the serial-parallel conversion circuit 302-1-1, and s 1 (T 0 +4) to s 1 (T 0 +19). Are output to the serial / parallel conversion circuit 302-2-1.
ステップS1−0−2とステップS2−0−2で、アナログ・デジタル変換回路301−2は、帯域を狭められたs2(T0−3)〜s2(T0+12)をシリアル・パラレル変換回路302−1−2へ、s2(T0+5)〜s2(T0+20)をシリアル・パラレル変換回路302−2−2へ、それぞれ出力する。ステップS1−1−1とステップS1−1−2では、フーリエ変換回路303−1−1と303−1−2とは、シリアル・パラレル変換回路302−1−1と302−1−2とから入力された信号に、それぞれ、フーリエ変換を行い、sf,1´(T0,−8Fw)〜sf,1´(T0,7Fw)と、sf,2´(T0,−8Fw)〜sf,2´(T0,7Fw)を得る。 In steps S1-0-2 and S2-0-2, the analog-digital conversion circuit 301-2 performs serial / parallel conversion of s 2 (T 0 -3) to s 2 (T 0 +12) whose bandwidth is narrowed. to the conversion circuit 302-1-2, s 2 (T 0 +5 ) ~s 2 a (T 0 +20) to the serial-parallel converter circuit 302-2-2, and outputs respectively. In steps S1-1-1 and S1-1-2, the Fourier transform circuits 303-1-1 and 303-1-2 are connected to the serial / parallel transform circuits 302-1-1 and 302-1-2. the input signal, respectively, performs Fourier transform, s f, 1 '(T 0, -8F w) ~s f, 1' and (T 0, 7F w), s f, 2 '(T 0, -8F w) ~s f, 2 'get the (T 0, 7F w).
ステップS1−2では、それぞれの周波数帯域に対応する信号を抜き出し、合成し、周波数領域の信号sf,1´(T0,−8Fw),…,sf,1´(T0,−Fw),sf,2´(T0,0)〜sf,2´(T0,7Fw)を得る。ステップS1−3では、それぞれ、数式(1)、数式(5)から算出した位相回転補正を、数式(7)のように乗算し、補正周波数領域信号sf´(T0,−8Fw)〜sf´(T0,7Fw)、を得る。ステップS1−4では、逆フーリエ変換を行い、s´(T0−4)〜s´(T0+11)を算出する。ステップS1−5では、ガードバンドTg=4を取り除き、s´(T0)〜s´(T0+7)を得る。 In step S1-2, signals corresponding to the respective frequency bands are extracted, synthesized, and frequency domain signals s f, 1 ′ (T 0 , −8F w ),..., S f, 1 ′ (T 0 , − F w ), s f, 2 ′ (T 0 , 0) to s f, 2 ′ (T 0 , 7F w ) are obtained. In step S1-3, the phase rotation correction calculated from Equation (1) and Equation (5) is multiplied as shown in Equation (7), and the corrected frequency domain signal s f ′ (T 0 , −8F w ) is obtained. ˜s f ′ (T 0 , 7F w ). In step S1-4, inverse Fourier transform is performed to calculate s ′ (T 0 −4) to s ′ (T 0 +11). In step S1-5, the guard band T g = 4 is removed, and s ′ (T 0 ) to s ′ (T 0 +7) are obtained.
ステップS2−1−1とステップS2−1−2では、フーリエ変換回路303−2−1と303−2−2は、シリアル・パラレル変換回路302−2−1と302−2−2から入力された信号に、それぞれフーリエ変換を行い、sf,1´(T0+8,−8Fw)〜sf,1´(T0+8,7Fw)と、sf,2´(T0+8,−8Fw)〜sf,2´(T0+8,7Fw)とを得る。ステップS1−2では、それぞれの周波数帯域に対応する信号を抜き出し、合成し、周波数領域の信号sf,1´(T0+8,−8Fw),…,sf,1´(T0+8,−Fw),sf,2´(T0+8,0)〜sf,2´(T0+8,7Fw)を得る。 In steps S2-1-1 and S2-1-2, the Fourier transform circuits 303-2-1 and 303-2-2 are input from the serial / parallel transform circuits 302-2-1 and 302-2-2. the signals, respectively performs a Fourier transform, s f, 1 '(T 0 + 8, -8F w) ~s f, 1' and (T 0 + 8,7F w), s f, 2 '(T 0 +8, -8F w) ~s f, 2 'get the (T 0 + 8,7F w). In step S1-2, it extracts a signal corresponding to the respective frequency bands, combining the signals in the frequency domain s f, 1 '(T 0 + 8, -8F w), ..., s f, 1' (T 0 +8 , −F w ), s f, 2 ′ (T 0 +8,0) to s f, 2 ′ (T 0 + 8,7F w ).
ステップS2−3では、それぞれ、数式(1)、数式(5)から算出した位相回転補正を、数式(7)のように乗算し、補正周波数領域信号sf´(T0+8,−8Fw)〜sf´(T0+8,7Fw)を得る。ステップS2−4では、逆フーリエ変換を行い、s´(T0+4)〜s´(T0+19)を算出する。ステップS2−5では、ガードバンドTg=4を取り除き、s´(T0+8)〜s´(T0+15)を得る。 In step S2-3, the phase rotation correction calculated from Equation (1) and Equation (5) is multiplied as shown in Equation (7), and the corrected frequency domain signal s f ′ (T 0 +8, −8F w ) To s f ′ (T 0 + 8,7F w ). In step S2-4, inverse Fourier transform is performed to calculate s ′ (T 0 +4) to s ′ (T 0 +19). In step S2-5, the guard band T g = 4 is removed, and s ′ (T 0 +8) to s ′ (T 0 +15) are obtained.
また、続けて、T0=T0+16として、第2ブロックの受信信号を処理することで、連続的に全ての受信された信号系列を補正可能である。 Further, by continuously processing the received signal of the second block as T 0 = T 0 +16, it is possible to continuously correct all received signal sequences.
また、第3の実施形態では、帯域分割回路300において周波数領域を分割後、それぞれダウンコンバートを行うことで、回路のクロックを低く抑え、演算負荷を軽減できる。この場合、フーリエ変換におけるポイント数を低減することができる。B=4として、K=2、Tg=4、Td0=8、TB0=1、Nf=16は同様とし、各周波数帯域で用いるフーリエ変換のポイント数をNf08として考える。受信信号はs(T0)〜s(T0+15)を第1ブロック、s(T0+16)〜s(T0+31)を第2ブロック、s(T0+32)〜s(T0+47)を第3ブロック、としてNf信号ごとに順次処理されるものとする。第1ブロックの受信信号の補正に注目すると、受信された信号系列に対し、ステップS0は、帯域を4個に分離し、各帯域の中心周波数でダウンコンバートし、アナログ・デジタル変換回路301−1〜301−4へ出力する。
In the third embodiment, the frequency domain is divided in the
ステップS1−0−1とステップS2−0−1で、アナログ・デジタル変換回路301−1は周波数帯域1部分以外の周波数帯域成分を減衰された信号s1(T0−4)〜s1(T0+11)に対応する、ダウンコンバートされた[sL1(T0−4),sL1(T0−2),sL1(T0),sL1(T0+2),sL1(T0+4),sL1(T0+6),sL1(T0+8),sL1(T0+10)]をシリアル・パラレル変換回路302−1−1へ、s1(T0+4)〜s1(T0+19)に対応する、ダウンコンバートされた[sL1(T0+4),sL1(T0+6),sL1(T0+8),sL1(T0+10),sL1(T0+12),sL1(T0+14),sL1(T0+16),sL1(T0+18)]をシリアル・パラレル変換回路302−2−1へそれぞれ出力する。
In steps S1-0-1 and S2-0-1, the analog-digital conversion circuit 301-1 attenuates the frequency band components other than the
ステップS1−0−iとステップS2−0−i(2≦i≦4)では、アナログ・デジタル変換回路301−iは帯域を狭められたsi(T0−4+(i−1))〜si(T0+11+(i−1))に対応する[sLi(T0−4+(i−1)),sLi(T0−2+(i−1)),sLi(T0+(i−1)),sLi(T0+2+(i−1)),sLi(T0+4+(i−1)),sLi(T0+6+(i−1)),sLi(T0+8+(i−1)),sLi(T0+10+(i−1))]をシリアル・パラレル変換回路302−1−iへ、si(T0+4+(i−1))〜si(T0+19+(i−1))に対応する[sLi(T0+4+(i−1)),sLi(T0+6+(i−1)),sLi(T0+8+(i−1)),sLi(T0+10+(i−1)),sLi(T0+12+(i−1)),sLi(T0+14+(i−1)),sLi(T0+16+(i−1)),sLi(T0+18+(i−1))]をシリアル・パラレル変換回路302−2−iへそれぞれ出力する。 In steps S1-0-i and S2-0-i (2 ≦ i ≦ 4), the analog-digital conversion circuit 301-i has a band narrowed from s i (T 0 −4+ (i−1)) to s i (T 0 +11+ (i -1)) corresponding to the [s Li (T 0 -4+ ( i-1)), s Li (T 0 -2+ (i-1)), s Li (T 0 + (i-1)), s Li (T 0 +2+ (i-1)), s Li (T 0 +4+ (i-1)), s Li (T 0 +6+ (i-1)), s Li (T 0 +8+ (i-1)) , s Li (T 0 +10+ (i-1))] to the serial-parallel conversion circuit 302-1-i, s i (T 0 +4+ (i-1)) ~s i (T 0 +19+ (i-1 )) corresponding to the [s Li (T 0 +4+ ( i-1)), s Li (T 0 +6+ (i-1)), s L (T 0 +8+ (i-1 )), s Li (T 0 +10+ (i-1)), s Li (T 0 +12+ (i-1)), s Li (T 0 +14+ (i-1)), s Li (T 0 +16+ (i−1)), s Li (T 0 +18+ (i−1))] are output to the serial / parallel conversion circuit 302-2-i, respectively.
ステップS1−1−i(1≦i≦4)では、フーリエ変換回路303−1−iはシリアル・パラレル変換回路302−1−iから入力された信号にNf0=8のフーリエ変換を行い、sf,i´(T0,−10Fw+(i−1)×4Fw)〜sf,i´(T0,−2Fw+(i−1)×4Fw)を得る。ここで、周波数はダウンコンバート前の周波数で考えている。ステップS1−2では、それぞれの周波数帯域に対応する信号を抜き出し、合成する。このとき、i番目のフーリエ変換回路からsf,i´(T0,−8Fw+(i−1)×4Fw)〜sf,i´(T0,−8Fw+i×4Fw)を得ることで、周波数領域の信号sf,1´(T0,−8Fw),・・・, sf,1´(T0,−Fw), sf,2´(T0,0)〜sf,2´(T0,7Fw)を得ることができる。
In step S1-1-i (1 ≦ i ≦ 4), the Fourier transform circuit 303-1-i performs a Fourier transform of N f0 = 8 on the signal input from the serial / parallel transform circuit 302-1-i, s f, i ′ (T 0 , −10 F w + (i−1) × 4 F w ) to s f, i ′ (T 0 , −2 F w + (i−1) × 4 F w ) are obtained. Here, the frequency is considered as the frequency before down-conversion. In step S1-2, signals corresponding to the respective frequency bands are extracted and synthesized. In this case, i-th Fourier transform circuit from s f, i '(T 0 , -8F w + (i-1) × 4F w) ~s f, i' (T 0, -8F w + i × 4F w) to obtain a
ステップS1−3では、それぞれ数式1、数式5から算出した位相回転補正を、数式7のように乗算し、補正周波数領域信号sf´(T0,−8Fw)〜sf´(T0,7Fw)を得る。ステップS1−4では、逆フーリエ変換を行い、s´(T0−4)〜s´(T0+11)を算出する。ステップS1−5では、ガードバンドTg=4を取り除き、s´(T0)〜s´(T0+7)を得る。
In step S1-3, respectively
ステップS2−1−1とステップS2−1−2では、フーリエ変換回路303−2−1と303−2−2はシリアル・パラレル変換回路302−2−1と302−2−2から入力された信号にそれぞれフーリエ変換を行い、sf,1´(T0+8,−8Fw)〜sf,1´(T0+8,7Fw)とsf,2´(T0+8,−8Fw)〜sf,2´(T0+8,7Fw)とを得る。ステップS1−2では、それぞれの周波数帯域に対応する信号を抜き出し、合成し、周波数領域の信号sf,1´(T0+8,−8Fw),・・・, sf,1´(T0+8,−Fw), sf,2´(T0+8,0)〜sf,2´(T0+8,7Fw)を得る。 In steps S2-1-1 and S2-1-2, the Fourier transform circuits 303-2-1 and 303-2-2 are input from the serial / parallel transform circuits 302-2-1 and 302-2-2. performs each Fourier transform signal, s f, 1 '(T 0 + 8, -8F w) ~s f, 1' (T 0 + 8,7F w) and s f, 2 '(T 0 + 8, -8F w ) To s f, 2 ′ (T 0 + 8,7F w ). In step S1-2, signals corresponding to the respective frequency bands are extracted, synthesized, and frequency domain signals s f, 1 ′ (T 0 + 8, −8F w ),..., S f, 1 ′ (T 0 + 8, -F w), s f, 2 '(T 0 +8,0) ~s f, 2' to obtain a (T 0 + 8,7F w).
ステップS2−3では、それぞれ数式1、数式5から算出した位相回転補正を、数式7のように乗算し、補正周波数領域信号sf´(T0+8,−8Fw)〜sf´(T0+8,7Fw)を得る。ステップS2−4では、逆フーリエ変換を行い、s´(T0+4)〜s´(T0+19)を算出する。ステップS2−5では、ガードバンドTg=4を取り除き、s´(T0+8)〜s´(T0+15)を得る。
In step S2-3, the phase rotation correction calculated from
また続けてT0=T0+16として第2ブロックの受信信号を処理することで、連続的に全ての受信された信号系列を補正可能である。 Further, by continuously processing the received signal of the second block as T 0 = T 0 +16, it is possible to continuously correct all received signal sequences.
次に、本発明の第3の実施形態の第2の形態について、図7を参照して説明する。第1の実施形態の第2の形態と同様に、フーリエ変換回路303−1〜303−Kにおいて0信号の付加を行い、信号切り出し回路306−1〜306−Kを用いず、出力回路307において同じ時間に対応する信号を加算して出力することで、同様の効果を得ることができる。
Next, a second embodiment of the third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. Similar to the second embodiment of the first embodiment, 0 signals are added in the Fourier transform circuits 303-1 to 303-K, and the signal cutout circuits 306-1 to 306-K are not used, and the
図9は、第3の実施形態の第2の形態において、K=2として、B=2、Td0=8、TB0=1、Nf=16、Td1=Td2=4とした場合における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。図9では、受信タイミングT0以降の信号の波長分散を補償する様子が示されている。受信信号は、s(T0)〜s(T0+15)を第1ブロック、s(T0+16)〜s(T0+31)を第2ブロック、s(T0+32)〜s(T0+47)を第3ブロックとして、Nf信号ごとに順次処理されるものとする。図示の受信信号系列において、受信信号が斜めに傾いているのは、波長分散により、周波数成分に応じて到来時間が異なることを簡易に示すためである。 FIG. 9 shows a case where K = 2, B = 2, T d0 = 8, T B0 = 1, N f = 16, and T d1 = T d2 = 4 in the second mode of the third embodiment. FIG. 3 is a sequence diagram showing the flow of a received signal in FIG. FIG. 9 shows a state in which chromatic dispersion of a signal after reception timing T 0 is compensated. Received signal, s (T 0) ~s ( T 0 +15) a first block, s (T 0 +16) ~s (T 0 +31) a second block, s (T 0 +32) ~s (T 0 the +47) as a third block, and it shall be sequentially processed for each N f signal. In the illustrated reception signal series, the reception signal is inclined obliquely in order to simply show that the arrival time varies depending on the frequency component due to chromatic dispersion.
まず、第1ブロックの受信信号の補正に注目すると、受信された信号系列に対し、ステップS0は、帯域をB個、ここでは2つに分離し、アナログ・デジタル変換回路301−1と301−2とに出力する。ステップS1−0−1とステップS2−0−1で、アナログ・デジタル変換回路301−1は周波数帯域1部分以外の周波数帯域成分を減衰された信号s1(T0)〜s1(T0+7)に0信号を付加し、シリアル・パラレル変換回路302−2−1へそれぞれ出力する。
First, paying attention to the correction of the received signal of the first block, the step S0 separates the band into B pieces, here two, for the received signal series, and the analog / digital conversion circuits 301-1 and 301- 2 and output. In step S1-0-1 and the step S2-0-1, analog-to-digital converter 301-1 is the
ステップS1−0−2とステップS2−0−2で、アナログ・デジタル変換回路301−2は帯域を狭められたs2(T0+1)〜s2(T0+8)に0信号を付加し、シリアル・パラレル変換回路302−1−2へ、s2(T0+9)〜s2(T0+16)に0信号を付加し、シリアル・パラレル変換回路302−2−2へ、それぞれ出力する。ステップS1−1−1とステップS1−1−2では、フーリエ変換回路303−1−1と303−1−2とがシリアル・パラレル変換回路302−1−1と302−1−2から入力された信号にそれぞれフーリエ変換を行い、sf,1´(T0,−8Fw)〜sf,1´(T0,7Fw)とsf,2´(T0,−8Fw)〜sf,2´(T0,7Fw)を得る。 In steps S1-0-2 and S2-0-2, the analog-digital conversion circuit 301-2 adds a 0 signal to s 2 (T 0 +1) to s 2 (T 0 +8) whose bandwidth has been narrowed. , to the serial-parallel converter circuit 302-1-2, s 2 (T 0 +9 ) ~s 2 (T 0 +16) in with a zero signal, to the serial-parallel converter circuit 302-2-2 outputs respectively . In steps S1-1-1 and S1-1-2, the Fourier transform circuits 303-1-1 and 303-1-2 are input from the serial / parallel transform circuits 302-1-1 and 302-1-2. each performs Fourier transform on the signal, s f, 1 '(T 0, -8F w) ~s f, 1' (T 0, 7F w) and s f, 2 '(T 0 , -8F w) ~ s f, 2 ′ (T 0 , 7F w ) is obtained.
ステップS1−2では、それぞれの周波数帯域に対応する信号を抜き出し、合成し、周波数領域の信号sf,1´(T0,−8Fw),・・・,sf,1´(T0,−Fw),sf,2´(T0,0)〜sf,2´(T0,7Fw)を得る。ステップS1−3では、それぞれ数式1、数式5から算出した位相回転補正を、数式7のように乗算し、補正周波数領域信号sf´(T0,−8Fw)〜sf´(T0,7Fw)を得る。ステップS1−4では、逆フーリエ変換を行い、s´(T0−4)〜s´(T0+11)を算出する。
In step S1-2, signals corresponding to the respective frequency bands are extracted, synthesized, and frequency domain signals s f, 1 ′ (T 0 , −8F w ),..., S f, 1 ′ (T 0 , -F w), s f, 2 '(T 0, 0) ~s f, 2' get the (T 0, 7F w). In step S1-3, respectively
ステップS2−1−1とステップS2−1−2では、フーリエ変換回路303−2−1と303−2−2はシリアル・パラレル変換回路302−2−1と302−2−2から入力された信号にそれぞれフーリエ変換を行い、sf,1´(T0+8,−8Fw)〜sf,1´(T0+8,7Fw)とsf,2´(T0+8,−8Fw)〜sf,2´(T0+8,7Fw)とを得る。ステップS1−2では、それぞれの周波数帯域に対応する信号を抜き出し、合成し、周波数領域の信号sf,1´(T0+8,−8Fw),・・・,sf,1´(T0+8,−Fw),sf,2´(T0+8,0)〜sf,2´(T0+8,7Fw)を得る。 In steps S2-1-1 and S2-1-2, the Fourier transform circuits 303-2-1 and 303-2-2 are input from the serial / parallel transform circuits 302-2-1 and 302-2-2. performs each Fourier transform signal, s f, 1 '(T 0 + 8, -8F w) ~s f, 1' (T 0 + 8,7F w) and s f, 2 '(T 0 + 8, -8F w ) To s f, 2 ′ (T 0 + 8,7F w ). In step S1-2, signals corresponding to the respective frequency bands are extracted, synthesized, and signals in the frequency domain s f, 1 ′ (T 0 + 8, −8F w ),..., S f, 1 ′ (T 0 + 8, -F w), s f, 2 '(T 0 +8,0) ~s f, 2' to obtain a (T 0 + 8,7F w).
ステップS2−3では、それぞれ数式1、数式5から算出した位相回転補正を、数式7のように乗算し、補正周波数領域信号sf´(T0+8,−8Fw)〜sf´(T0+8,7Fw)を得る。ステップS2−4では、逆フーリエ変換を行い、s´(T0+4)〜s´(T0+19)を算出する。ステップS1−5ではステップS1−4とステップS2−4から入力された信号のうち同じ時間に対応する信号を加算し、s´(T0−4)〜s´(T0+19)を出力する。
In step S2-3, the phase rotation correction calculated from
また、続けてT0=T0+16として第2ブロックの受信信号を処理することで、連続的に全ての受信された信号系列を補正可能である。また、ステップS1−5で算出したs´(T0−4)〜s´(T0+19)のうち、s´(T0−4)〜s´(T0−1)とs´(T0+16)〜s´(T0+19)はそれぞれ第0ブロックにおけるステップS2−4と第2ブロックにおけるステップS1−4の出力結果と時間が重複する。このため、前後のブロックにおける出力結果を図9に示すように加算していくことで、波長分散の影響を補償できる。 Further, by continuously processing the received signal of the second block as T 0 = T 0 +16, it is possible to continuously correct all received signal sequences. Also, among the s'calculated in step S1-5 (T 0 -4) ~s' ( T 0 +19), s' and (T 0 -4) ~s' (T 0 -1) s'(T 0 + 16) to s ′ (T 0 +19) overlap the output results of step S2-4 in the 0th block and step S1-4 in the second block, respectively. For this reason, the effect of chromatic dispersion can be compensated by adding the output results in the preceding and succeeding blocks as shown in FIG.
また、光信号を帯域分割回路300によって分岐し、周波数帯域を分割した後、各周波数帯域の信号に第1の実施形態を用い、その出力を加算することにより波長分散を補償することもできる。このとき、帯域分割回路300の出力か、もしくは、アナログ・デジタル回路301−1〜301−Bにおいて、周波数帯域固有の遅延時間TB(m)を用いる。
Further, after the optical signal is branched by the
また、図5、図7において、帯域分割回路200、300とアナログ・デジタル変換回路201−1〜201−B、301−1〜301−Bを入れ替えて用いることもできる。この場合は、光信号をアナログ・デジタル変換回路201−1〜201−B、301−1〜301−Bにおいてデジタル信号に変換し、分岐した後、帯域分割回路200、300においてデジタルのフィルタにより、対応する周波数帯域以外を減衰させ、シリアル・パラレル変換回路202−1−1〜202−K−B、302−1−1〜302−K−Bへ出力し、フーリエ変換回路203−1〜203−K、303−1−1〜303−K−B以下の処理を行うこともできる。
5 and 7, the
また、数式(2)、(6)、(7)において、回路や、フィルタを伝搬することにより生じる振幅と位相との補償を行う係数α(f)を乗算することができる。数式(7)の場合の例を示すと、次式(8)として補正された信号を得ることができる。このようにして、装置による周波数依存の位相回転や、振幅低減を補償できる。 Further, in the formulas (2), (6), and (7), the coefficient α (f) that compensates for the amplitude and phase generated by propagating through the circuit or filter can be multiplied. When an example in the case of Expression (7) is shown, a corrected signal can be obtained as the following Expression (8). In this way, frequency dependent phase rotation and amplitude reduction by the device can be compensated.
また、帯域分割回路300でm番目の与える遅延TB(m)は、波長分散による最大到来時間差Tmaxを距離情報出力回路309に出力し、TB(m)=Tmax/Bとすることができる。
The m th delay T B (m) given by the
また、図7の帯域分割回路300において帯域を切り出した後、切り出された周波数帯域中で予め定めた周波数でダウンコンバートを行い、アナログ・デジタル変換回路301−1〜301−Bに出力することで装置のクロックを低くし、演算負荷を軽減できる。係数乗算回路304−1〜304−Kにおいて、ダウンコンバートされる前の周波数に基づく係数を乗算し、逆フーリエ変換回路にダウンコンバート前の周波数の並びで入力することで、ダウンコンバートを用いない場合と同様の効果を得ることができる。
In addition, after the band is cut out in the
また、ダウンコンバートを用いた場合、i番目の係数乗算回路304−iに信号を出力する各フーリエ変換回路303−i−1〜303−i−Bでダウンコンバートによる位相ずれを生じる場合があるため、入力される信号に位相補正を行うこともできる。参照信号として、ダウンコンバートに用いた信号や、各フーリエ変換回路で重複している周波数領域の信号を用いることができる。 Further, when down-conversion is used, a phase shift may occur due to down-conversion in each of the Fourier transform circuits 303-i-1 to 303-i-B that outputs a signal to the i-th coefficient multiplication circuit 304-i. The phase correction can also be performed on the input signal. As the reference signal, a signal used for down-conversion or a frequency domain signal overlapping in each Fourier transform circuit can be used.
また、ダウンコンバートに用いる周波数としては、各周波数帯域での中心周波数を用いたり、直流成分が混ざるのを防ぐため、各周波数帯域の信号領域ではない周波数を用いたりすることができる。 Further, as a frequency used for down-conversion, a center frequency in each frequency band can be used, or a frequency that is not a signal region in each frequency band can be used in order to prevent a DC component from being mixed.
また、距離情報出力回路で用いる伝送距離Lは、分散補償ファイバや送信側でプレディストーションを行った場合に、実際の経路長ではなく、補償されていない分の経路長を代入することもできる。 Further, as the transmission distance L used in the distance information output circuit, when predistortion is performed on the dispersion compensating fiber or the transmission side, the path length corresponding to the uncompensated path length can be substituted instead of the actual path length.
上述した実施形態によれば、重複してフーリエ変換を行い、周波数成分に係数を乗算することで、波長分散や、周波数依存の回路特性により生じる干渉電力を低減させることができる。 According to the above-described embodiment, it is possible to reduce interference power caused by chromatic dispersion or frequency-dependent circuit characteristics by performing Fourier transform repeatedly and multiplying a frequency component by a coefficient.
101,201−1〜201−B,301−1〜301−B・・・アナログ・デジタル変換回路、102−1〜102−K,202−1−1〜202−K−B,302−1−1〜302−K−B・・・シリアル・パラレル変換回路、103−1〜103−K,203−1〜203−K,303−1−1〜303−K−B・・・フーリエ変換回路、104−1〜104−K,204−1〜204−K,304−1〜304−K・・・係数乗算回路、105−1〜105−K,205−1〜205−K,305−1〜305−K・・・逆フーリエ変換回路、106−1〜106−K,206−1〜206−K,306−1〜306−K・・・信号切り出し回路、107,207,307・・・出力回路、109,209,309・・・距離情報出力回路、200,300・・・帯域分割回路 101, 201-1 to 201-B, 301-1 to 301-B... Analog / digital conversion circuit, 102-1 to 102-K, 202-1-1 to 202-KB, 302-1- 1 to 302-KB ... serial-parallel conversion circuit, 103-1 to 103-K, 203-1 to 203-K, 303-1-1 to 303-KB ... Fourier transform circuit, 104-1 to 104 -K, 204-1 to 204 -K, 304-1 to 304 -K... Coefficient multiplication circuit, 105-1 to 105 -K, 205-1 to 205 -K, 305-1. 305-K: Inverse Fourier transform circuit, 106-1 to 106-K, 206-1 to 206-K, 306-1 to 306-K ... Signal extraction circuit, 107,207,307 ... Output Circuit, 109, 209, 309 ... Distance information output Circuit, 200, 300 ... band division circuit
Claims (7)
光信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換ステップと、
前記デジタル信号を2つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に対して、分岐された順番に比例した遅延量を与えた上でパラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換ステップと、
前記パラレル信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、
前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定するもしくは予め記憶し出力する距離情報出力ステップと、
前記波長分散量に基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、周波数による到来時間差を補正する第1の補正係数を乗算する係数乗算ステップと、
前記第1の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、
前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出しステップと、
前記選択された複数の時間領域の信号を分岐した順番で並べ替えて出力する出力ステップと
を含むことを特徴とする干渉低減方法。 An interference reduction method in optical communication using an optical fiber,
An analog-digital conversion step for converting an optical signal into a digital signal;
A serial-parallel conversion step of branching the digital signal into two or more and converting each of the branched digital signals into a parallel signal after giving a delay amount proportional to the order of branching;
A Fourier transform step of transforming the parallel signal into a frequency domain signal by performing a Fourier transform on the parallel signal;
A distance information output step of estimating or pre-stored and output the amount of chromatic dispersion generated by the optical fiber based on the distance propagated in the optical fiber and the characteristics of the optical fiber with respect to the signal light wavelength;
A coefficient multiplication step of multiplying the Fourier-transformed frequency domain signal by a first correction coefficient for correcting the arrival time difference due to the frequency based on the chromatic dispersion amount;
An inverse Fourier transform step of performing an inverse Fourier transform on the frequency domain signal multiplied by the first correction coefficient to convert the signal into a time domain signal;
A signal cut-out step for selecting a time-domain signal excluding a guard band portion for the inverse Fourier-transformed time-domain signal;
An output step of rearranging and outputting the selected plurality of time domain signals in the order of branching.
光信号を異なる周波数帯域の信号に分離する帯域分割ステップと、
前記帯域分割された信号をそれぞれデジタル信号に変換し、帯域分割された順番に比例した遅延量を付加するアナログ・デジタル変換ステップと、
前記遅延量が付加されたデジタル信号をさらに2つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に対して、分岐された順番に比例した遅延量を与えた上でパラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換ステップと、
前記異なる周波数帯域からのパラレル信号を合成し、合成して得られる周波数領域の信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、
前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定するもしくは予め記憶し出力する距離情報出力ステップと、
前記波長分散量と分岐された周波数帯域でそれぞれ用いた遅延量とに基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、周波数による到来時間差を補正する第1の補正係数を乗算する係数乗算ステップと、
前記第1の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、
前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出しステップと、
前記選択された複数の時間領域の信号を分岐した順番で並べ替えて出力する出力ステップと
を含むことを特徴とする干渉低減方法。 An interference reduction method in optical communication using an optical fiber,
A band division step for separating the optical signal into signals of different frequency bands;
An analog-digital conversion step of converting the band-divided signals into digital signals, respectively, and adding a delay amount proportional to the band-divided order;
Serial / parallel which branches the digital signal to which the delay amount is added into two or more, and converts each branched digital signal into a parallel signal after giving a delay amount proportional to the branching order. A conversion step;
A Fourier transform step of synthesizing parallel signals from the different frequency bands and performing a Fourier transform on a frequency domain signal obtained by the synthesis, thereby converting the signal into a frequency domain signal;
A distance information output step of estimating or pre-stored and output the amount of chromatic dispersion generated by the optical fiber based on the distance propagated in the optical fiber and the characteristics of the optical fiber with respect to the signal light wavelength;
Coefficient multiplication for multiplying the frequency domain signal subjected to Fourier transform by a first correction coefficient for correcting the arrival time difference due to frequency based on the chromatic dispersion amount and the delay amount used in each of the branched frequency bands. Steps,
An inverse Fourier transform step of performing an inverse Fourier transform on the frequency domain signal multiplied by the first correction coefficient to convert the signal into a time domain signal;
A signal cut-out step for selecting a time-domain signal excluding a guard band portion for the inverse Fourier-transformed time-domain signal;
An output step of rearranging and outputting the selected plurality of time domain signals in the order of branching.
光信号を異なる周波数帯域の信号に分離する帯域分割ステップと、
前記帯域分割された信号をそれぞれデジタル信号に変換し、帯域分割された順番に比例した遅延量を付加するアナログ・デジタル変換ステップと、
前記遅延量が付加されたデジタル信号をさらに2つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に固有の遅延量を与えた上で、パラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換ステップと、
前記各パラレル信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、
前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定するもしくは予め記憶し出力する距離情報出力ステップと、
前記波長分散量と分岐された周波数帯域でそれぞれ用いた遅延量とに基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対して、周波数による到来時間差を補正する第1の補正係数を乗算する係数乗算ステップと、
前記第1の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、
前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出しステップと、
前記選択された複数の時間領域の信号を分岐した順番で並べ替えて出力する出力ステップと
を含むことを特徴とする干渉低減方法。 An interference reduction method in optical communication using an optical fiber,
A band division step for separating the optical signal into signals of different frequency bands;
An analog-digital conversion step of converting the band-divided signals into digital signals, respectively, and adding a delay amount proportional to the band-divided order;
A serial / parallel conversion step of further branching the digital signal to which the delay amount is added into two or more, giving a specific delay amount to each of the branched digital signals, and converting the digital signal to a parallel signal;
A Fourier transform step of transforming each parallel signal into a frequency domain signal by performing a Fourier transform;
A distance information output step of estimating or pre-stored and output the amount of chromatic dispersion generated by the optical fiber based on the distance propagated in the optical fiber and the characteristics of the optical fiber with respect to the signal light wavelength;
A coefficient for multiplying the frequency domain signal subjected to Fourier transform by a first correction coefficient for correcting the arrival time difference due to frequency based on the chromatic dispersion amount and the delay amount used in each of the branched frequency bands. Multiplication step;
An inverse Fourier transform step of performing an inverse Fourier transform on the frequency domain signal multiplied by the first correction coefficient to convert the signal into a time domain signal;
A signal cut-out step for selecting a time-domain signal excluding a guard band portion for the inverse Fourier-transformed time-domain signal;
An output step of rearranging and outputting the selected plurality of time domain signals in the order of branching.
前記推定された波長分散量による到来時間差を補正する第1の補正係数に加えて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、回路の周波数通過特性を補正する第2の補正係数を乗算することを特徴とする請求項1乃至3のいずれか1項に記載の干渉低減方法。 The coefficient multiplication step includes:
In addition to the first correction coefficient that corrects the arrival time difference due to the estimated amount of chromatic dispersion, the Fourier-transformed frequency domain signal is multiplied by a second correction coefficient that corrects the frequency pass characteristic of the circuit. The interference reduction method according to any one of claims 1 to 3.
前記帯域分割ステップは、前記アナログ・デジタル変換ステップで変換した前記デジタル信号を、デジタルフィルタにより、2つ以上の異なる周波数帯域の信号に分離することを特徴とする請求項2乃至3のいずれか1項に記載の干渉低減方法。 Prior to performing the band splitting step, the analog to digital conversion step converts an optical signal into a digital signal,
4. The band division step according to claim 2, wherein the digital signal converted in the analog-digital conversion step is separated into signals of two or more different frequency bands by a digital filter. The interference reduction method according to the item.
前記逆フーリエ変換ステップは、前記第1の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対し、前記中心周波数に応じて元の周波数の順番に並べ替えた上で、逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換することを特徴とする請求項3に記載の干渉低減方法。 The analog-digital conversion step converts the band-divided signal into a low-frequency signal by performing frequency conversion according to a center frequency, converts the low-frequency signal into a digital signal,
In the inverse Fourier transform step, the signal in the frequency domain multiplied by the first correction coefficient is rearranged in the order of the original frequency according to the center frequency, and then the inverse Fourier transform is performed. 4. The interference reduction method according to claim 3, wherein the interference reduction method is converted into a time domain signal.
光信号を異なる周波数帯域の信号に分離する帯域分割回路と、
前記帯域分割された信号をそれぞれデジタル信号に変換し、帯域分割された順番に比例した遅延量を付加するアナログ・デジタル変換回路と、
前記遅延量が付加されたデジタル信号をさらに2つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に固有の遅延量を与えた上で、パラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換回路と、
前記パラレル信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換回路と、
前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定する距離情報出力回路と、
前記推定された波長分散量に基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、周波数による到来時間差を補正する第1の補正係数を乗算する係数乗算回路と、
前記第1の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換回路と、
前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出し回路と、
前記選択された複数の時間領域の信号を適切な順番で並べ替えて出力する出力回路と、
を備えることを特徴とする干渉低減装置。 An interference reduction device for optical communication using an optical fiber,
A band dividing circuit for separating an optical signal into signals of different frequency bands;
An analog-digital conversion circuit that converts the band-divided signals into digital signals, and adds a delay amount proportional to the band-divided order;
A serial-to-parallel conversion circuit for further branching the digital signal to which the delay amount is added into two or more, giving a specific delay amount to each of the branched digital signals, and converting to a parallel signal;
A Fourier transform circuit for transforming the parallel signal into a frequency domain signal by performing a Fourier transform on the parallel signal;
A distance information output circuit that estimates the amount of chromatic dispersion caused by the optical fiber based on the distance propagated in the optical fiber and the characteristics of the optical fiber with respect to the signal light wavelength;
A coefficient multiplication circuit that multiplies the Fourier-transformed frequency domain signal by a first correction coefficient that corrects the arrival time difference due to the frequency based on the estimated chromatic dispersion amount;
An inverse Fourier transform circuit for transforming a signal in the time domain by performing an inverse Fourier transform on the signal in the frequency domain multiplied by the first correction coefficient;
A signal cut-out circuit that selects a time-domain signal excluding a guard band part with respect to the inverse Fourier-transformed time-domain signal;
An output circuit for rearranging and outputting the selected plurality of time domain signals in an appropriate order; and
An interference reduction apparatus comprising:
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