JP4646808B2 - 超音波診断装置 - Google Patents

Description

本発明は、符号化送受信を行う超音波診断装置に関する。

超音波診断装置は、送信部から探触子に駆動信号を出力することにより、探触子から被検体に超音波を送波すると共に、被検体から発生する反射エコー信号を探触子によって受信し、受信信号に基づき超音波像を再構成する。探触子は振動子のアレイからなり、超音波を受波する際に各振動子の受波信号を所定時間ずつ遅延させて加算することにより、被検体内の超音波の焦点位置をコントロールすることができる。遅延時間を変化させることにより焦点位置をずらす方法は、ダイナミックフォーカスと呼ばれている。

超音波診断装置において送波される超音波の波形は、距離分解能を向上させるために時間軸方向に短いパルス波であることが望ましく、かつ、ＳＮ比(Signal Noise Ratio)を向上させるために信号強度が大きい波形を用いるのが望ましい。しかしながら、超音波強度の最大値は、生体に影響を与えない程度に抑制する必要があるため、超音波の最大強度を抑制しつつ送信エネルギーを増大させるために、レーダー分野で普及している符号化送信技術を超音波診断装置にも適用することが、例えば特開平２００３−２２５２３７号公報等に記載されている。この技術では、ピーク強度の大きな単パルス波形を符号化により個々のピーク強度の小さい時間軸方向の信号列に拡散させて被検体に送信し、被検体内で反射された信号を受波したのち、復調フィルタにより時間軸方向に収束させる復号化処理を行い、ピーク強度の大きいパルス波形に戻すことが行われる。

符号としては、レーダー分野で広く知られたバーカー(Barker)符号やゴレイ(Golay)符号等を用いることができ、復号化フィルタとしては自己相関処理を行う自己相関フィルタや不整合フィルタ等を用いることができる。
特開平２００３−２２５２３７号公報

しかしながら、従来の符号化送受信技術では、符号化により時間軸方向に拡散させた超音波エネルギーを復号化により収束させる時に、本来得るべきパルス波形の時間軸方向の前後に超音波エネルギーが残存し、タイムサイドローブと呼ばれる不要信号が生じるという問題がある。復調フィルタとして演算の回数（次数）が大きい高次フィルタを用いることにより、タイムサイドローブを低減すること可能であるが、演算回数が多い分だけ回路規模が増大する。

また、超音波エネルギーを効率よく拡散させるために、符号要素の数を増やすと、符号要素の数に対応して受信信号が時間軸方向に長くなる。このため、ダイナミックフォーカスのフォーカス段の切り換え等の断続的な切り換え処理が、受信信号の途中で行われる可能性が高くなり、切り換え処理に伴って受信信号にタイムサイドローブが高レベルで発生する現象が生じる。

本発明の課題は、回路規模の増大を抑えつつ、タイムサイドローブを低減する符号化送受信を実現することにある。

上記課題を解決するため、本発明の超音波診断装置は、被検体との間で超音波を送受する探触子と、探触子を駆動するための送信信号を出力する送信部と、探触子が受波した受信信号を処理する受信部と、受信部の出力する受信信号を用いて超音波像を再構成する画像構成部とを有する。送信部は、複数の変調符号列を合成した合成変調符号列に対応した送信信号を作成して出力する。受信部は、受信信号について合成変調符号列による変調を復調する復調器を備える。このように複数の変調符号列を合成した合成変調符号列を用いることにより、復調器を複数段に配置して、合成変調符号列を段階的に復調することが可能になる。このため、複数段の復調器の演算回路数を合計した回路規模で、複数段の復調器の演算回路数を掛け合わせた回路数と同等のサイドローブ低減効果が得ることができる。

上述の送信部は、合成変調符号列の符号要素の係数に基づいて波形を順次出力することにより、送信信号を生成する構成にすることができる。

また、上記合成変調符号列は、第１の変調符号列と第２の変調符号列とを合成したものを用いることができる。この場合、受信部は、受信信号について第１の変調符号列による変調を復調するための第１復調器と、受信信号について第２の変調符号列による変調を復調するための第２復調器とを有する構成とする。受信信号は第１および第２復調器の一方の復調器により復調された後、さらに他方の復調器によりさらに復調される。

このとき、第１の変調符号列の符号間隔として、第２の変調符号列の符号間隔より大きいものを用いることができる。この場合、第１の復調器は、第２の復調器よりも探触子側に配置し、探触子から出力された受信信号を、第１の復調器によって復調した後、第２の復調器によりさらに復調する構成とすることができる。これにより、符号間隔の大きな変調符号が先に復調されるため、その後に施される不連続処理、例えばフォーカス段の切り換えや開口数の切り換えや増幅率の切り換えの影響による復調エラーが低減でき、不連続処理によるタイムサイドローブを低減できる。

例えば、第１復調器を、フォーカス段の切り換えを行う整相加算部で整相加算される前の受信信号を復調する位置に配置し、第２復調器は、整相加算部で整相加算された後の受信信号を復調処理する位置に配置することができる。これにより、フォーカス段の切り替えによる復調エラーを低減でき、タイムサイドローブを低減できる。しかも、第２復調器を整相加算部の後段に配置したことにより回路規模も大幅に低減できる。

また、第１および第２復調器をいずれも、整相加算部で整相加算された後の受信信号を復調処理する位置に配置することも可能である。この場合、第１および第２復調器は１台ずつでよいため、回路規模は大幅に低減される。

また、第１および第２復調器を、整相加算部で整相加算される前の受信信号をそれぞれ復調する位置に配置することも可能である。この場合、フォーカス段切り替えによる復調エラーは生じないため、タイムサイドローブを低減できる。また、振動子数と同じ数の復調器が必要であるが、復調器を２段に配置したことにより、１段構成の場合よりも回路規模は低減できる。

第１の変調符号列の符号長は、第２の変調符号列を構成する符号要素の符号間隔と同等またはそれ以下にすることができる。この場合、合成変調符号列を構成する符号要素の係数は、第２の変調符号列の各符号要素の係数を、第１の変調符号列を構成する全ての符号要素の係数と掛け合わせることによって得ることができる。

上述の送信部の構成としては、複数種類の変調符号列の係数が予め格納された符号記憶部と、符号記憶部から第１の変調符号列と第２の変調符号列とを選択する選択部と、第１および第２の変調符号列の係数をそれぞれ所望の符号間隔に調整して合成し、合成変調符号列を生成する合成部とを有する構成にすることができる。この場合、第１および第２変調符号列を撮像部位の状態もしくはユーザが所望に合わせて自由に選択できる。

また、上記送信部の別の構成としては、複数種類の前記合成変調符号列が予め格納された合成符号記憶部と、合成符号記憶部から１つの合成変調符号列を選択する選択部とを有する構成にすることもできる。この構成は、回路構成が簡単であるという利点がある。

また、本発明の別の態様の超音波診断装置は、被検体との間で超音波を送受する探触子と、前記探触子を駆動するための送信信号を出力する送信部と、前記探触子が受波した受信信号を処理し、高調波の強調された受信信号を得るための受信部と、前記受信部の出力する受信信号を用いて超音波の高調波像を再構成する画像構成部とを有する。送信部は、複数の変調符号列に基づいて生成された、基本波に対する位相シフト量を符号要素の値とする合成変調符号列に対応する送信信号を作成して出力する。受信部は、受信信号について合成変調符号列による変調を復調する復調器を備える。このような基本波に対する位相シフト量を符号要素の値とする合成変調符号を用いることにより、高調波の強調された受信信号を得ることが可能となる。しかも、復調器を複数段に分けるため、回路規模を低減しながらサイドローブ低減効果が得られる。

上記送信部は、合成変調符号列の符号要素の値である位相シフト量を表す波形を順次出力することにより、送信信号を生成する構成にすることができる。

合成変調符号列は、第１の変調符号列と第２の変調符号列とに基づいて生成したものを用いることができる。この場合、受信部は、受信信号について第１の変調符号列による変調を復調するための第１復調器と、受信信号について第２の変調符号列による変調を復調するための第２復調器とを有する構成とする。受信信号は第１および第２復調器の一方の復調器により復調された後、他方の復調器によりさらに復調される。

第１および第２の変調符号列の符号要素の係数が＋１、−１の２値である場合、合成変調符号列の符号要素である位相シフト量は、第１および前記第２の変調符号要素を掛けあわせ、掛け合わせられた−１の次数を求め、次数に応じた大きさの位相シフト量とすることができる。

このとき、強調すべき高調波の次数をＭ、上記−１の次数をＮとした場合、合成変調符号列の符号要素は、（１８０°／Ｍ）×Ｎによって定められた位相シフト量とすることができる。

受信部は、第１および第２復調器で復調された受信信号から基本波成分を除去するフィルタを有する構成にすることができる。これにより、基本波成分をフィルタで除去し、高調波成分をさらに強調できる。

また、送信部は、合成変調符号列の波形信号と、合成変調符号列の各符号要素の位相シフト量をそれぞれ所定の位相量だけさらに位相シフトさせたもう一つの合成変調符号列の波形信号を出力する構成にすることができる。受信部は、２つの合成変調符号列の送信信号のうち先に出力された波形信号の受信信号を、後に出力された波形信号の受信信号と合成することにより、基本波成分を相殺する受信信号合成部とを有する構成とする。これにより、基本波成分を相殺により除去でき、高調波成分をさらに強調することができる。

例えば、送信部の構成としては、第１および第２の変調符号列を格納する記憶部と、前記記憶部から第１および第２の変調符号列を受け取って−１の次数をカウントし、次数に応じて予め定められた位相シフト量を割り当てる位相差決定部と、予め定められた位相シフト量に対応する複数の波形を記憶し、前記位相差決定部が決定した位相シフト量に対応する波形を送信信号として出力する波形記憶部とを有する構成にすることができる。また、送信部の別の構成としては、複数種類の合成変調符号列が予め格納された合成符号記憶部と、前記合成符号記憶部から１つの合成変調符号列を選択する選択部とを有する構成にすることができる。

上記第１の変調符号列の符号間隔として、第２の変調符号列の符号間隔より大きいものを用いることができる。この場合、第１および第２復調器は、探触子から出力された受信信号を前記第１の復調器によって復調した後、第２の復調器により復調するように配置することができる。これにより、符号間隔の大きな変調符号が先に復調されるため、その後に施される不連続処理、例えばフォーカス段の切り換え、開口数の切り換えや増幅率の切り換えの影響による復調エラーが低減でき、不連続処理によるタイムサイドローブを低減できる。

例えば、第１復調器を、前記整相加算部で整相加算される前の受信信号を復調する位置に配置し、第２復調器を、整相加算部で整相加算された後の受信信号を復調処理する位置に配置することができる。これにより、フォーカス段の切り替えによる復調エラーを低減でき、タイムサイドローブを低減できる。しかも、第２復調器を整相加算部の後段に配置したことにより回路規模も大幅に低減できる。

また、第１および第２復調器をいずれも、整相加算部で整相加算された後の受信信号を復調処理する位置に配置することも可能である。この場合も、第１および第２復調器は１台ずつでよいため、回路規模は大幅に低減される。

また、第１および第２復調器を、整相加算部で整相加算される前の受信信号をそれぞれ復調する位置に配置することも可能である。この場合、フォーカス段切り替えによる復調エラーは生じないため、タイムサイドローブを低減できる。また、復調器を２段構成にしたことにより、１段構成の場合よりも回路規模は低減できる。

本発明によれば、回路規模の増大を抑えつつ、タイムサイドローブを低減する符号化送受信を実現することができる。

（第１の実施形態）
本発明を適用した超音波診断装置の第１の実施形態について図１乃至図９を参照して説明する。本実施形態は、２種類の変調符号を合成して合成変調符号を形成し、その合成変調符号よって符号化送受信を行う。

図１は、本実施形態の超音波診断装置の全体構成を示すブロック図である。図１に示すように、超音波診断装置は、被検体との間で超音波を送受する複数の振動子から構成された探触子１０と、送信部１２と、送波用遅延回路１１と、送受切り換えスイッチ群１３と、受信部１４と、画像構成部１６と、表示部１８と、制御部２０と、入力部９とを備えている。送信部１１は、制御部２０の制御下で符号化された送信信号を生成する。送波用遅延回路１１は、送信部が生成した送信信号を制御部２０の指示に応じて所定時間ずつ遅延させる。送受切り換えスイッチ群１３は、制御部２０の設定した可変開口内の各振動子に送信信号を受け渡す。これにより各振動子から被検体内の所定の位置に向かって超音波が送波され、走査および送波時フォーカシングが行われる。被検体内で反射もしくは散乱された超音波は、探触子１０の各振動子によって受波されて受信信号に変換され、送受切り換えスイッチ群１３により受信部１４に受け渡され、復号化処理されるとともに、受波時のフォーカシング処理のための整相処理と加算処理がなされる。画像構成部１６は、受信部１４の出力信号に基づき超音波像（例えば、Ｂモード像、Ｍモード像）を再構成する。再構成された超音波像は、表示部１８に表示される。制御部２０は、オペレータが入力部９に設定する撮影条件等を受け付け、送信部１２、送波用遅延回路１１、送受波切り換えスイッチ群１３、受信部１４、画像構成部１６の各部を制御する。

送信部１２の構成について、図２を用いて説明する。送信部１２は、タイミング信号発生部２２と、少なくとも２つの変調符号を合成した合成変調符号を生成し、合成変調符号に対応した波形を生成する送波波形生成部２４と、送波波形生成部２４から出力された送波波形を増幅して送信号を生成する送波アンプ２８とを備えている。

送波波形生成部２４は、本実施の形態では２つの変調符号を合成した合成変調符号を生成する。このために、符号選択部５２、５３と、符号記憶部５０、５１と、符号合成部５６と、波形出力指示部３２と、波形記憶部２６とを有している。符号記憶部５０、５１にはそれぞれ、複数種類の変調符号が予め格納されている。格納されている変調符号としては、例えば、バーカー(Barker)符号、ゴレイ(Golay)符号、チャープ(Chirp)符号の各符号長（符号要素数）のもの、および、その他の符号化送受信に用いられる公知の各種の符号を用いることができ、それらのうち所望の複数種類の符号が予め符号記憶部５０、５１に格納されている。符号記憶部５０に格納されている符号と符号記憶部５１に格納されている符号は、同じ種類の符号であっても、異なる種類の符号であってもよい。

符号選択部５２，５３は、ユーザが今回の計測に使用を望む２つの変調符号、すなわち第１の変調符号（ｃｏｄｅ１）、第２の変調符号（ｃｏｄｅ２）の種類を選択する指示を制御部２０から受ける。ここでは一例として、図３に示すように、ｃｏｄｅ１として、符号要素数Ｌ１＝５のバーカー符号（＋１，＋１，＋１，−１，＋１の符号列）を選択し、ｃｏｄｅ２として、符号要素数（符号長）Ｌ２＝４のバーカー符号（＋１，＋１，−１，＋１の符号列）を選択する。符号選択部５２は、符号記憶部５０に格納されている複数の変調符号のうちｃｏｄｅ１が格納されているアドレス番号を指定し、ｃｏｄｅ１の各符号要素の係数（＋１または−１）を示す信号を所定の時間間隔（符号間隔と称する）λ１で出力するように符号記憶部５０に指示する。一方、符号選択部５３は、符号記憶部５１に格納されている複数の変調符号のうちｃｏｄｅ２が格納されているアドレスを指定し、各符号要素の係数を示す信号を符号間隔λ２でｃｏｄｅ１の符号要素数Ｌ１（Ｌ１＝５）回繰り返し出力するよう符号記憶部５１に指示する。ここで、λ１は、ｃｏｄｅ２の符号間隔λ２にｃｏｄｅ２の符号要素数Ｌ２を掛けたλ２×Ｌ２と等しい時間またはそれ以上の時間に設定する。

符号合成部５６は、符号記憶部５０から順次受け取った符号要素の係数（＋１または−１）を表す信号を、符号記憶部５１から順次受け取った符号要素の係数（＋１または−１）を表す信号と掛け合わせることにより、２つの変調符号を合成した合成変調符号Ｘを生成する。すなわち、合成変調符号Ｘは、図３に示したように、ｃｏｄｅ１の符号要素の係数のそれぞれが、ｃｏｄｅ２の全符号要素によって変調された符号となる。合成変調符号ｃｏｄｅＸの符号要素数Ｌｘは、Ｌｘ＝Ｌ１×Ｌ２＝２０となる。
＜合成変調符号ｃｏｄｅＸの変調符号＞
合成変調符号ｃｏｄｅＸの変調符号係数
＝（変調符号ｃｏｄｅ１の変調符号係数）×（変調符号ｃｏｄｅ２の変調符号係数）
＝｛＋１×（＋１、＋１、−１、＋１）、
＋１×（＋１、＋１、−１、＋１）、
＋１×（＋１、＋１、−１、＋１）、
−１×（＋１、＋１、−１、＋１）、
＋１×（＋１、＋１、−１、＋１）｝
＝｛＋１、＋１、−１、＋１、＋１、＋１、−１、＋１、＋１、＋１、−１、＋１、−１、−１、＋１、−１、＋１、＋１、−１、＋１｝

符号合成部５６は、生成した合成変調符号ｃｏｄｅＸの符号要素の係数（＋１または−１）を示す信号を所定の時間間隔で順次波形選択部３２に出力する。本実施の形態では合成変調符号ｃｏｄｅＸの符号要素の係数が２値（＋１または−１）であるので、それに対応する２種類の波形、すなわち基本波形（位相０°）と、基本波形に対して１８０°位相をずらした波形が波形記憶部２６に予め格納されている。波形選択部３２は、符号合成部５６から順次受け取る信号から、ｃｏｄｅＸの符号要素の係数を判別し、受け取った符号要素の係数が＋１である場合には基本波形の出力を波形記憶部２６に指示し、−１である場合には位相１８０°の波形の出力を波形記憶部２６に指示する。波形記憶部２６は、指示された波形を送波アンプ２８に対して順次出力することにより、合成変調符号ｃｏｄｅＸの係数が位相で表された変調波形のアナログ信号が送波アンプ２８へ出力される。送波アンプ２８は、このｃｏｄｅＸを示す変調波形を増幅した信号（符号化駆動信号と呼ぶ）を生成し、図１の送波用遅延回路１１に出力する。

送波用遅延回路１１は、制御部２０の指示により、振動子の位置に応じた遅延量で符号化駆動信号を遅延させることにより、符号化駆動信号を生成し、送波切り換えスイッチ群１３に受け渡す。送波切り替えスイッチ群１３は、遅延量の異なる符号化駆動信号を制御部２０から指定された位置の振動子に供給する。これにより、探触子１０の各振動子から、ｃｏｄｅＸにより変調された超音波ビームが送波される。このとき上記遅延により送波時のフォーカシングが実現される。

被検体内で反射もしくは散乱された超音波は、探触子１０の各振動子によって受信信号に変換され、送受切り換えスイッチ群１３により受信部１４に受け渡される。被検体内に送波された超音波が符号化により変調されているため、その反射波もしくは散乱波もまた符号化変調されたものとなっているから、受信部１４で復号化処理を行う。

受信部１４の構成と動作について、具体的に説明する。受信部１４は、図１に示したように、増幅器３４、Ａ／Ｄ変換器３６、第１復調器４０、整相加算部４２、第２復調器４４、信号処理部４６を備えている。増幅器３４、Ａ／Ｄ変換器３６、および第１復調器４０は、探触子１０の振動子と同じ数だけ配置されている。増幅器３４は、各振動子の受信信号をそれぞれＴＧＣ（Ｔｉｍｅ Ｇａｉｎ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）処理により増幅し、Ａ／Ｄ変換器３６は、アナログの受信信号をデジタル信号に変換する。第１復調器４０は、それぞれの受信信号について、ｃｏｄｅ１による符号化を復調する第１段階の復調を行う。整相加算部４２は、すべての第１復調器４０から復調後の信号を受け取って整相し加算する。第２復調器４４は、整相加算により１つに束ねられた受信信号を処理するため１台であり、受信信号について、ｃｏｄｅ２による符号化を復調する第２段階の復調を行う。

第１復調器４０は、図４に示したように、信号用レジスタ６０と、復調符号記憶部６４と、係数用レジスタ６６と、第１復調フィルタ６２とを備えている。これらによる復調の動作を図５を用いて説明する。信号用レジスタ６０は、Ａ／Ｄ変換器３６によってデジタル信号に変換された受信信号（ＩＮ１）を保持する。復調符号記憶部６４には、送信部１２の符号記憶部５１に格納されているすべての種類の変調符号（ｃｏｄｅ１）にそれぞれ対応する複数の復号符号（ｄｅｃｏｄｅ１）が予め格納されている。復調符号記憶部６４は、制御部２０からの指示により、送信部１２においてｃｏｄｅ１として使用している符号に対応する種類の復号符号（ｄｅｃｏｄｅ１）を係数用レジスタ６６に出力する。係数用レジスタ６６は、復調符号記憶部６４から出力されたｄｅｃｏｄｅ１を保持する。第１復調フィルタ６２は、係数用レジスタ６６に保持されているｄｅｃｏｄｅ１の符号係数と信号用レジスタ６０に保持されている受信信号の値とを制御部２０の指示に従って積和演算することにより、ｃｏｄｅ１について受信信号を復調し、信号（ＯＵＴ１）を得る。なお、復調フィルタ６２は、ＦＩＲフィルタ等により構成され、予め必要とされる次数のものを用意しておく。

例えば、ｃｏｄｅ１がバーカー符号である場合には、ｃｏｄｅ１の係数を時間軸について反転させた整合フィルタ係数、係数の大きさが１ではない不整合フィルタ係数、または、ｃｏｄｅ１との畳み込み演算により１に近い値を得るためのデコンボリューションフィルタ係数のいずれかをｄｅｃｏｄｅ１として用いる。第１の復調フィルタ６２は、ｃｏｄｅ１とｄｅｃｏｄｅ１とを演算することにより、整合フィルタ、不整合フィルタ、デコンボリューションフィルタとして動作する。ｄｅｃｏｄｅ１として不整合フィルタ係数を用いる場合、ｄｅｃｏｄｅ１の次数が大きい（符号長が長い）ほどタイムサイドローブを低減させることができる。よって、バーカー符号を用いる場合、必要とされるタイムサイドローブレベルとなる次数（例えば３１次）のｄｅｃｏｄｅ１を演算可能な演算能力の第１復調フィルタ６２を用意する。一方、ｃｏｄｅ１がゴレイ符号である場合には、ｄｅｃｏｄｅ１としてはｃｏｄｅ１の係数を時間軸について反転させた整合フィルタ係数を用い、第１復調フィルタ６２は、これらを積和演算する整合フィルタとして動作する。よって、ゴレイ符号の場合に第１復調フィルタ６２に必要な演算能力は、符号長（符号要素数）と同じ次数のｄｅｃｏｄｅ１を演算できるものであればよく、例えば符号長４のゴレイ符号の場合４次の演算能力で足りる。このようにｃｏｄｅ１として用いる符号の種類およびｄｅｃｏｄｅ１の種類により、第１復調フィルタ６２に必要とされる演算能力は異なる。よって、第１復調フィルタ６２としては、符号記憶部５１に予め格納する符号の種類によって必要となる最大次数の演算能力を有するものを備えておく。これにより、ｃｏｄｅ１としてどの符号を選択した場合であっても、第１復調フィルタ４０によって復調することができる。

上述したように、各第１復調器４０のそれぞれによって、符号間隔の大きいｃｏｄｅ１による符号化が復調された受信信号ＯＵＴ１は、整相加算器４２により所定の異なる遅延時間ずつ位相を遅延させた後加算されることにより、１つの受信信号に束ねられる。これにより、受波時のフォーカシングが実現される。加算された受信信号は、ｃｏｄｅ２による符号化はまだ復調されていないままである。よって、第２復調器４４によってｃｏｄｅ２による符号化が復調される。

第２復調器４４は、図４に示したように第１復調器４０と同様の構成であり、信号用レジスタ６８と復調符号記憶部７２と係数用レジスタ７４と第２復調フィルタ７０とを備えている。第２復調器４４による復号処理を図６を用いて説明する。復調符号記憶部７２には、符号記憶部５０に格納されているすべての種類の変調符号（ｃｏｄｅ２）にそれぞれ対応する復号化符号（ｄｅｃｏｄｅ２）が予め格納されている。復調符号記憶部７２は、制御部２０の指示により、送信部１２で選択されたｃｏｄｅ２に対応するｄｅｃｏｄｅ２を係数用レジスタ７４に出力する。これによりｄｅｃｏｄｅ２は、係数用レジスタ７４によって保持される。第２復調フィルタ７０は、信号用レジスタ６８に保持される整相加算４２の出力信号を、係数用レジスタ７４に保持されているｄｅｃｏｄｅ２の係数と積和演算することにより復調し、復調後の受信信号（ＯＵＴ２）を得る。これにより受信信号は、すべての符号化変調が復調され、時間軸方向に受信信号のエネルギーが収束され、被検体の反射強度を反映した振幅を有する短パルス信号となる。なお、第２復調フィルタ７０の復調処理の動作は、第１復調フィルタ６２と同様である。また、第２復調フィルタ７０としては、ｃｏｄｅ２の種類によって必要となる最大次数の演算能力を有する。

このように、受信部１４によって、２段階に復調された受信信号は、信号処理部４６に受け渡され、制御部２０により指示された所定の信号処理が必要に応じて行われる。例えば、ｃｏｄｅ１およびｃｏｄｅ２の少なくとも一方にゴレイ符号のような相補系符号を用いた場合、符号を反転させて行った２回以上の送受信の受信信号を加算する。これにより、被検体の反射強度を反映した振幅を有する短パルス信号を得る。以上が受信部１４の構成および処理である。画像構成部１６は、信号処理された画像構成を行うことにより、超音波像（例えば、Ｂモード像、Ｍモード像）を構成し、表示部１８に表示させる。

図６の受信信号（OUT２）には図示していないが、符号化送受信技術では、復調によって受信信号のエネルギーを時間軸方向に収束させる際に、本来の得るべき信号の前後にタイムサイドローブと呼ばれる不要信号が生じる。本実施の形態の超音波診断装置では、回路規模を増大させることなく、タイムサイドローブを低減できるという第１の効果が得られる。また、ダイナミックフォーカスのフォーカス段切り換えに伴う復調エラー防止ができるという第２の効果も得られる。

まず、第１の効果について図７（ａ）〜図７（ｃ）を用いて説明する。図７（ａ）、図７（ｂ）は、比較例として、図１の構成の第２の復調器４４を用いず、第１の復調器４０のみで一括復調を行う構成とした場合の復調後の受信信号の波形を示す図である。図７（ａ）は、第１の復調器４０の復調フィルタ６２として、次数（タップ数）６３の不整合フィルタを用い、図７（ｂ）では、タップ数１３１の不整合フィルタを用いている。なお、送信信号の変調符号は、符号長４と符号長５のバーカー符号を合成した図３の符号長２０のｃｏｄｅＸを用い、比較例の復調フィルタ６２で用いる復号符号ｄｅｃｏｄｅ１としては、ｃｏｄｅＸを１段階で復調可能なものを用いている。

６３タップの不整合フィルタを用いる比較例の場合、図７（ａ）に示すようにタイムサイドローブの信号レベルは、０．５ｄＢ程度となっており、タイムサイドローブの信号レベルが比較的大きい。一方、１３１タップの不整合フィルタを用いた比較例の場合、図７（ｂ）のようにタイムサイドローブの信号レベルが０．０２ｄＢ程度まで低減されている。これら２つの比較例により、復調フィルタのタップ数を増やすことにより、タイムサイドローブの信号レベルを抑制できることがわかる。しかしながら、復調フィルタにはタップ数分の演算回路が必要であるため、１３１タップの復調フィルタを用いる比較例では、探触子１０の振動子数をｋ個とすると131×ｋ個の演算回路が必要であり、回路規模が増大する。

一方、本発明の第１の実施の形態の構成では、変調符号ｃｏｄｅ２と変調符号ｃｏｄｅ１を合成した合成変調符号ｃｏｄｅＸを用いることにより、第１復調器４０と第２復調器４４の２段階に分割して復調することができる。このため、第１および第２の復調フィルタ６２、７０として、それぞれ３１タップの不整合フィルタを用いた場合であっても、復調後の受信信号の波形を図７（ｃ）に示したように、タイムサイドローブの信号レベルは０．０３ｄＢ程度となり、図７（ｂ）の場合と同等以上のタイムサイドローブの低減効果（リジェクション効果）がある。しかも、演算回路数は、第１復調フィルタ６２に必要な31×ｋ個と第２復調フィルタ７０に必要な３１個であり、フィルタの演算回路数は計(31×k)＋31である。よって、１３１タップのフィルタを用いる比較例（131×ｋ個）の半分以下の演算回路数で同等以上のタイムサイドローブ低減効果が得られる。このように、本実施の形態では、タイムサイドローブのリジェクションレベルを所望レベルに維持しつつ、１段階で一括的に復調処理を行うときよりも回路規模を小さくできる。

この第１の効果は、変調符号がバーカー符号の場合に限られるものではなく、例えばゴレイ符号を用いる場合であっても同様である。一例として変調符号の符号長を６４とすると、１段の復調フィルタで復調するには６４次の整合フィルタが必要であり、演算回路数64×ｋ個が必要である。しかし、同じ符号長６４の符号を用いる場合であっても、符号長８と符号長８の符号を合成した変調符号ｃｏｄｅＸを用いると、復調フィルタ６２、７０としてそれぞれ８次の整合フィルタを用いることができ、(8×ｋ)＋8個の演算回路で実現できる。よって、回路規模を１／４近くまで低減できる。

つぎに、ダイナミックフォーカスのフォーカス段切り換えに伴う復調エラー防止という第２の効果について説明する。本実施の形態の超音波診断装置では画像分解能を向上させるため、受信時のフォーカシング技術として公知のダイナミックフォーカス処理機能が整相加算部４２に実装されている。ダイナミックフォーカス技術では、被検体の深度方向に設定した複数のサンプリング点（反射源）が複数のフォーカス段にグループ化され、フォーカス段ごとにフォーカスデータが共通に設定される。このフォーカスデータを用いて整相加算部４２で受信信号を整相することにより、深度方向に比較的広い範囲で受波時の超音波ビームを集束させることが可能となる。フォーカスデータは、フォーカス段が変わるごとに切替えられる。具体的には、図８（ａ）に示すように、整相加算部４２は、フォーカス段ＦnにおいてはフォーカスデータＡを用いて受信信号を整相するが、設定時間ＴにフォーカスデータBを用いるフォーカス段Ｆn+1に切替える。

このようなダイナミックフォーカス処理を行う超音波診断装置に符号化送受信技術を採用し、整相加算後に復調する構成とすると、受信信号の１つの符号要素に対応する受信信号波形の途中でフォーカス段の切り換え処理が行われる可能性がある。例えば、図３に示した合成変調符号ｃｏｄｅＸにより送信波形を変調した場合、図８（ｂ）に示すような符号化された受信信号が得られる。この受信信号は、符号間隔の長いｃｏｄｅ１の符号要素Ｄ−２、…、Ｄ、…Ｄ＋２と、これら符号要素をさらに符号化するｃｏｄｅ２に対応する符号要素によって変調されている。このような符号化受信信号のひとつの符号要素Ｄの受信信号波形の途中でフォーカス段の切り換えが行われると、符号要素Ｄの前半はフォーカス段Ｆｎの処理時間に属するが、後半はフォーカス段Ｆｎ＋１の処理時間に属し、異なるフォーカスデータで整相されるために符号要素Ｄの受信信号波形は時間Ｔにおいて不連続となる。このため、符号要素Ｄの復調処理は正常に行われなくなり、発生したエラーに起因して復調後の信号に図９（ａ）に示すようなタイムサイドローブが生じる。この現象は、復調エラーになる符号要素を構成する符号長が大きいほど顕著に現れる。

これに対し、本実施形態では、整相加算部４２の前後に第１復調器４０と第２復調器４４を配置し、整相加算部４２の前段で符号間隔（符号要素の時間幅）が大きい変調符号ｃｏｄｅ１を復調処理し、整相加算部４２の後段で符号間隔が小さい変調符号ｃｏｄｅ２を復調処理している。これにより、整相部４２に入力される前に、符号間隔が大きい符号要素は復調済みであるため、整相時のフォーカス段切り換えによる不連続処理が符号間隔の大きい符号要素の途中で行われることがない。よって、タイムサイドローブを低減できる。なお、符号間隔の小さいｃｏｄｅ２の符号の途中でフォーカス段切り換えは生じることはあるが、エラーになる符号要素数はｃｏｄｅ２の１つの要素のみであるため、それによって生じるタイムサイドローブは小さい。

なお、本実施の形態では、整相加算部４４の前後に第１復調器４０と第２復調器４４を配置することにより、フォーカス段の切替えの不連続処理に起因するタイムサイドローブを低減しているが、超音波診断装置における不連続処理は、送受切り換えスイッチ群１３に内蔵される可変開口選択部での口径切り換え処理や、増幅器３４が行うＴＧＣ処理の増幅率の切り換え等でも生じるため、それによる復調エラーのタイムサイドローブのレベルが大きい場合には、その前後に復調器４０、４４を配置することが可能である。すなわち、可変開口選択部の前後、または、増幅器３４の前後に第１復調器４０と第２復調器４４を配置することにより、口径切り換え処理による受信波形不連続で生じる復調エラー、または、ＴＧＣ増幅率切り換え処理による受信波形不連続で生じる復調エラーのタイムサイドローブを低減することが可能である。なお、Ａ／Ｄ変換器３６の前段に第１および第１復調器４０、４４を配置する場合には、アナログ信号用の復調器を用いる。

以上、第１の実施形態について説明してきたが、本発明は第１の実施の形態の構成に限られるものではない。例えば、第１の実施の形態では、合成変調符号ｃｏｄｅＸを２種類の変調符号ｃｏｄｅ１、ｃｏｄｅ２から合成する例を説明したが、３以上の符号を合成して合成変調符号を得ることも可能である。その場合、複数の変調符号のうち第２の変調符号により第１の変調符号の符号要素を変調して合成変調符号を形成し、さらに、制御部２０からの指令に応じて、形成した合成変調符号の符号要素を別の変調符号により変調すればよい。

また、第１の実施の形態では、整相部４２により１段階で整相加算を行っているが、探触子１０を構成する振動子（出力チャンネル）を複数のグループに分け、各グループ毎に配置された第１の整相加算部で受信信号を整相加算し、全ての第１の整相加算部の出力をさらに第２の整相加算部で整相加算する構成にすることも可能である。この技術は、例えば特開平２００３−２２５２３７号公報に記載されている。この場合、第１の整相加算部の後段に第１復調器４０をそれぞれ配置し、第２復調器４４の後段に第２復調器４４を配置することができる。これにより、図１の構成よりも第１復調器４０の数を低減できるため、さらに回路規模を低減できる。

第１および第２の変調符号ｃｏｄｅ１およびｃｏｄｅ２の符号の種類は、撮像部位の特性や診断内容、撮像装置に配置可能な演算回路数等に応じて、適宜選択することができる。ｃｏｄｅ１とｃｏｄｅ２とが異なる種類の符号であってもよい。例えば、図３に示したｃｏｄｅ２は、上述の説明ではバーカー符号として用いたが、この符号列は、符号長４のゴレイ符号と同じであるので、ゴレイ符号として用いることも可能である。この場合、ｃｏｄｅＸは、バーカー符号のｃｏｄｅ１とゴレイ符号のｃｏｄｅ２との合成符号となるので、ｃｏｄｅ２を復調する第２復調器では、ｄｅｃｏｄｅ２としてｃｏｄｅ２を時間軸について反転させたものを用い、第２復調フィルタ７０をゴレイ符号用の復調フィルタとして機能させる。

なお、ゴレイ等の相補的符号は、送受信を２回以上繰り返す必要があるが、復調フィルタの次数が比較的小さくなることから、振動子数分必要とされる第１復調器４０で復調する符号ｃｏｄｅ１として用いた場合、効果的に装置全体の演算回路規模を低減できる。一方、バーカー符号やチャープ符号は、１回の送受信により血流や造影剤など動きを伴う検査部位から情報を抽出することができるという特長があるため、短時間撮像に適している。このように種類が異なる複数の符号を組み合わせることにより、撮像部位の特性に応じて、各変調符号の長所を必要に応じて使い分けることができるとともに、回路規模を小さくしつつタイムサイドローブを低減できる。

上述してきたように、本実施の形態では、バーカー符号、ゴレイ符号、チャープ符号等の一般的な符号から生成した合成変調符号を用いるが、合成変調符号は、一般的な符号を単純に組み合わせたものではなく、２以上の符号を合成していることに本発明の特徴がある。すなわち、一方の符号の全ての符号要素で、他方の符号のそれぞれの符号要素を変調することにより、上述してきた回路規模低減という第１の効果と、タイムサイドローブ低減という第２の効果とを同時に得ることを可能にしたものである。

（第２の実施の形態）
本発明の第２の実施の形態の超音波診断装置について図１０を用いて説明する。第２の実施の形態の超音波診断装置は、第１復調器４０の配置を整相加算部４２の後段としている。これ以外の構成は、第１の実施の形態と同様である。

第１復調器４０を整相加算部４２の後段に配置する図１０の構成は、第１の実施の形態で説明したフォーカス段切り換えに伴うタイムサイドローブ低減という第２の効果は得られないが、復調時のタイムサイドローブを低減しながらの回路規模低減という第１の効果は十分得られる。というのは、整相加算部４２の後段に第１復調器４０を配置することにより、第１復調器４０を探触子１０の振動子ごとに配置する必要がないため、第１復調器４０は第２復調器４４と同じく１台のみでよく、第１の実施の形態の構成よりもさらに回路規模は低減される。しかも、第１復調器４０と第２復調器４４の２段構成としたことにより、従来の１段構成の場合よりも１つの復調機器の回路規模が低減される。例えば、図７（ｂ）と同様に、整相加算部４２の後段に１段構成の復調器を配置する比較例では、１３１タップの復調フィルタを用いる必要があるが、第２の実施の形態のように復調器４０，４４の２段構成にするばあいには、図７（ｃ）と同様に３１タップ２段で１３１タップ１段と同等レベル以下にタイムサイドローブを低減できる。３１タップ２段の演算回路数は３１×２＝６２個であるから、１３１タップ１段の場合の約半分の演算回路規模でありながら同等以上のタイムサイドローブ低減の効果が得られる。

なお、第１および第２復調器４０、４４は、いずれも整相加算部４２の後段に配置されるため、第１および第２復調器４０、４４はどちらが前段であってもよく、整相加算部４２の後段に第２復調器４４を、さらにその後段に第１復調器４０を配置してもかまわない。

（第３の実施の形態）
本発明の第３の実施の形態の超音波診断装置について図１１を用いて説明する。第３の実施の形態の超音波診断装置は、第２復調器４４の配置を整相加算部４２の前段としている。これ以外の構成は、第１の実施の形態と同様である。

第２復調器４４を第１復調器４０とともに整相加算部４２の前段に配置する図１１の構成は、整相加算の前に受信信号の復調が完了するため、第１の実施の形態で説明したフォーカス段切り換えに伴う復調エラーによるタイムサイドローブが発生しないという効果が得られる。一方、第２復調器４４を探触子１０の振動子の数分配置する必要があるため、回路規模低減の効果は第１および第２の実施の形態よりは小さくなるが、従来のように１段構成の復調器を整相加算部４２の前段に配置する場合と比較するとその効果は十分得られる。というのは、整相加算部４２の前段に１段構成の復調器を配置する比較例では、図７（ｂ）と同様に１３１タップの復調フィルタを用いる必要があるため、振動子の数をｋ個とすると演算回路数は１３１×ｋ個必要であるが、図１１のように２段構成にすることにより図７（ｃ）と同様に３１タップ２段で１３１タップ１段と同等レベル以下にタイムサイドローブを低減できる。よって、演算回路数は３１×ｋ×２＝６２×ｋ個ですむから、１３１タップ１段の場合の約半分の演算回路規模でありながら同等以上のタイムサイドローブ低減の効果が得られる。

なお、第１および第２復調器４０、４４は、いずれも整相加算部４２の前段に配置されるため、第１および第２復調器４０、４４はどちらが前段であってもよく、探触子１０の後段に第２復調器４４を、さらにその後段に第１復調器４０を配置してもかまわない。

（第４の実施形態）
本発明を適用した超音波診断装置の第４の実施形態について図１２を用いて説明する。図１２の構成が第１の実施形態と異なる点は、送波波形生成部２４に合成符号記憶部９０が配置され、２種類の変調符号ｃｏｄｅ１、ｃｏｄｅ２を予め合成した複数の合成変調符号が格納されていることである。そのうちの１つの合成変調符号ｃｏｄｅＸを合成符号選択部８８が制御部２０からの制御信号に応じて選択する。選択されたｃｏｄｅＸを波形選択部３２に受け渡される。一方、第１復調器４０、第２復調器４４は、選択されたｃｏｄｅＸを構成するｃｏｄｅ１、ｃｏｄｅ２に対応するｄｅｃｏｄｅ１、ｄｅｃｏｄｅ２を選択する制御信号が制御部２０から出力される。他の構成は第１の実施の形態と同じである。

第４の実施形態によれば、第１の実施形態の場合よりも、合成変調符号を生成する構成が簡素になるため、回路規模を小さくすることができる。また、合成復調符号記憶部９０に複数種類の合成変調符号を格納しておくことにより、撮像部位の特性に応じた合成変調符号を選択することが容易になるため、装置の使い勝手を向上させることができる。なお、本実施形態は、第２、第３の実施形態と適宜組み合わせることができる。

（第５の実施形態）
本発明を適用した超音波診断装置の第５の実施形態について図１３（ａ）、図１３（ｂ）ないし図１６を参照して説明する。生体組織や血流像の超音波像の画像分解能を向上させるために、造影エコー法（コントラストエコー法）やティッシュハーモニックイメージング法などが行われる。造影エコー法は、被検体に超音波造影剤を投与し、投与した超音波造影剤のマイクロバブルにより反射した超音波の高調波成分（例えば、２次高調波、３次高調波）に基づいて超音波像を再構成する技術である。ティッシュハーモニックイメージング法は、超音波が生体内を粗密波伝播する際に音圧差による音圧変化によって超音波に波形歪みが生じることに着目し、生じた波形歪みに起因する高調波成分に基づいて超音波像を再構成する技術である。このような造影エコー法やティッシュハーモニックイメージング法においては、高調波成分を強調する撮像方法を用いることにより、高調波成分に基づく超音波像を鮮明に再構成することができる。本実施の形態では、第１〜第４の実施形態で説明した合成変調符号を用いる技術を応用することにより、受信信号の高調波成分を強調することができる。以下に、反射信号の２次高調波を強調する場合を例に説明する。

本実施形態の超音波診断装置は、図１３（ａ）に示したように、第１の実施の形態の超音波診断装置と基本的に同様の構成であるが、送波波形生成部２４の符号合成部５６に位相変調部１３０が備えられている点と、波形記憶部２６には予め０°、９０°１８０°の少なくとも３種類の波形が格納されている点が第１の実施の形態とは異なる。また、受信部１４の信号処理部４６には、図１３（ｂ）のように、所望の高調波の周波数帯域信号を通過させ、他の周波数帯域をカットする帯域制御フィルタ（例えばバンドパスフィルタ）１４０が内蔵される点で第１の実施の形態とは異なる。位相変調部１３０は、符号合成部５６が第１の実施の形態と同様に合成した合成変調符号ｃｏｄｅＸの各符号要素について基本波に対する位相シフト量を決定し、位相シフト量で表されるｃｏｄｅＹを生成する処理を行う。この位相シフトしたｃｏｄｅＹの符号要素の位相シフト量に応じて波形記憶部２６の３種類の波形が選択される。また、信号処理部４６の帯域制御フィルタ１４０は、強調したい所望の高調波（２次高調波）の周波数を通過させ、基本波を減衰させカットする。

符号合成部５６の動作について説明する。符号合成部５６は、図１４に示したように、まず第１の実施の形態と同様にｃｏｄｅ２の係数とｃｏｄｅ１の係数とを掛け合わせ、合成変調符号ｃｏｄｅＸを生成する。変調符号Ｘの係数は、以下の通りとなる。
＜合成変調符号ｃｏｄｅＸの変調符号係数＞
合成変調符号ｃｏｄｅＸの変調符号係数
＝（変調符号ｃｏｄｅ１の変調符号係数）×（変調符号ｃｏｄｅ２の変調符号係数）
＝｛＋１×（＋１、＋１、−１、＋１）、
＋１×（＋１、＋１、−１、＋１）、
＋１×（＋１、＋１、−１、＋１）、
−１×（＋１、＋１、−１、＋１）、
＋１×（＋１、＋１、−１、＋１）｝
＝｛＋１、＋１、−１、＋１、＋１、＋１、−１、＋１、＋１、＋１、−１、＋１、−１、−１、（−１）^２、−１、＋１、＋１、−１、＋１｝

位相変調部１３０は、合成変調符号ｃｏｄｅＸの各符号要素について、その符号要素を得るために掛け合わせた変調符号ｃｏｄｅ２の係数の負の係数と変調符号ｃｏｄｅ１の係数の負の係数の合計（次数）をカウントする。すなわち、ｃｏｄｅＸの符号要素毎に、合成時に「負の極性（−１）」の乗算次数をカウントする。例えば、ｃｏｄｅ２の係数が＋１、ｃｏｄｅ１の係数が＋１であった場合、それを掛けて得たｃｏｄｅＸの係数＋１の符号要素の次数は０である。ｃｏｄｅ２の係数が＋１、ｃｏｄｅ１の係数が−１であった場合、それらから得たｃｏｄｅＸの−１の符号要素は、−１を１回掛けて得られているのでその次数は１である。ｃｏｄｅ２の係数が−１、ｃｏｄｅ１の係数が−１であった場合、それらから得たｃｏｄｅＸの＋１の符号要素の次数は、−１を２回掛けて得られているのでその次数は２である。

したがって、図１５において合成変調符号ｃｏｄｅＸの各符号要素について示したように、１番目、２番目の符号要素は、次数０である。３番目の符号要素は、次数１である。４番目の符号要素の次数は０である。１５番目の符号要素は、−１が２回乗算されているため、次数２である。

位相変調部１３０は、カウントした次数に応じて、合成変調符号ｃｏｄｅＸの各符号要素に基本波に対する位相シフト量を決定し、位相シフト量で表されるｃｏｄｅＹを生成する。次数０には基本波を、次数１には位相シフト量９０°を、次数２には位相シフト量１８０°を割り当てる。これにより、図１５に示したように、合成変調符号ｃｏｄｅＹの１番目、２番目の符号要素は、次数０であるから０°となる。３番目の符号要素は、次数１であるから９０°である。４番目の符号要素は、次数０であるから量０°である。他の符号要素も同様に次数に応じて基本波に対する位相シフト量が決定される。１５番目の符号要素については、次数２であるため１８０°となる。このように得られた合成変調符号ｃｏｄｅＹの各符号要素の位相シフト量は、以下のとおりとなる。
＜合成変調符号ｃｏｄｅＹの各符号要素の位相＞
｛ ０°、０°、９０°、０°、
０°、０°、９０°、０°、
０°、０°、９０°、０°、
９０°、９０°、１８０°、９０°、
０°、０°、０°、０°｝

波形記憶部２６には、基本波０°と、それに対する位相シフト量９０°、１８０°、２７０°の波形が図１６に示したように予め格納されている。波形選択部３２は、ｃｏｄｅＹの符号要素ごとにその位相シフト量に対応する波形を波形記憶部２６から出力させる。

このような合成変調符号ｃｏｄｅＹを用いた符号化送受信の動作について、超音波造影剤を投与する場合を一例として説明する。まず、超音波造影剤が被検体に投与される。そして、送信部１２から探触子１０に合成変調符号ｃｏｄｅＹの波形の送信信号が供給される。これによって、探触子１０から符号化超音波ビームが送波される。超音波造影剤のマイクロバブルにより反射した符号化反射エコー信号が探触子１０により受波される。探触子１０から出力される受信信号は、ｃｏｄｅＹで変調されているので、第１復調器４０と第２復調器４４によって復調されるが、このとき用いられる復調符号は第１の実施の形態と同じく、合成変調符号ｃｏｄｅＸを構成したｃｏｄｅ１とｃｏｄｅ２にそれぞれ対応するｄｅｃｏｄｅ１とｄｅｃｏｄｅ２である。すなわち、第１復調器４０でｄｅｃｏｄｅ１を用いてｃｏｄｅ１を復調し、第２復調器４４でｄｅｃｏｄｅ２を用いてｃｏｄｅ２を復調する。

このようにｃｏｄｅＸを−１の乗算次数に応じて位相シフトさせたｃｏｄｅＹの波形を、ｃｏｄｅＸを復調するときと同じように復調することにより、第２次高調波が強調された受信信号が得られる。この受信信号には、復調した段階では、基本波も含まれているので、信号処理部４６において周波数制御フィルタ１４０により基本波を減衰させることにより、さらに第２次高調波成分が強調される。このとき第２次高調波が強調されているので、基本波から容易に分離することができるとともに、ＳＮ比の大きな２次高調波を得ることができる。よって、得られた２次高調波成分に基づき画像構成部１６で超音波像が構成することにより、超音波像の画像分解能を向上させることができる。

なお、本実施形態では、２次高調波を強調する場合を例に説明したため、合成変調符号ｃｏｄｅＸの各符号要素を、（−１）の次数に応じて基本波に対して９０°づつ位相をシフトさせているが、２次高調波に限らず、３次以上の高調波を強調することも可能である。例えば、３次高調波を強調させるときは、次数に応じて位相を６０°づつシフトさせ、４次高調波を強調させるときは、次数に応じて位相４５°づつシフトさせればよい。要するに、反射エコー信号のＭ次高調波成分（Ｍ：２以上の整数）を強調するときは、合成変調符号の各符号要素の（−１）の次数をＮ（Ｎ：整数）とすると、各符号要素を基本波に対して（１８０°／Ｍ）×Ｎだけ位相シフトさせる。同時に、信号処理部４６の帯域制御フィルタ１４０の通過帯域を、Ｍ次高調波成分（Ｍ：２以上の整数）の周波数帯域を通過させ、他の帯域をカットするものを用いる。

なお、本実施形態では、合成変調符号ｃｏｄｅＸを２つの符号ｃｏｄｅ１，ｃｏｄｅ２から合成しているため符号要素の（−１）の次数は最大２であり、２次高調波を強調しているので位相シフト量は最大で１８０°であった。しかしながら、合成変調符号ｃｏｄｅＸを３つの符号ｃｏｄｅ１，ｃｏｄｅ２，ｃｏｄｅ３から合成することも可能である。３つの符号からｃｏｄｅＸを合成する場合には、符号要素の（−１）の次数は最大３となるため、次数３に対しては位相シフト量２７０°を割り当てる。その場合、図１６のように位相シフト量２７０°の波形を予め波形記憶部２６に格納しておき出力させる構成とする。

なお、合成変調符号としてｃｏｄｅＸとしては、第１の実施の形態と同様に、種々の符号を組み合わせることが可能であるが、ゴレイ等の相補系符号を用いる場合には、符号を反転させて２回以上送受信を行って、受信信号を加算する処理を信号処理部４６で行う。また、復調器４０，４４の配置については、第２または第３の実施の形態の構成にすることができる。図１２の第４の実施の形態のように直接ｃｏｄｅＹを合成符号記憶部９０に記憶させておくことも可能である。

（第６の実施形態）
本発明を適用した超音波診断装置の第６の実施形態について図１７ないし図１９を参照して説明する。前述した第５の実施形態では、復調後の受信信号に基本は成分が含まれているため、これを帯域制御フィルタ１４０によりカットする構成であったが、本実施の形態では、符号化送受信を２回行い、受信信号を加算することにより、基本波成分を相殺しつつ高調波成分を強調する。

本実施形態の超音波診断装置は、図１７に示したように第５の実施の形態とほぼ同様の構成であるが符号合成部５６は、合成変調符号ｃｏｄｅＹ（第１の合成変調符号）を生成する位相変調部１３０に加えて、第１の合成変調符号ｃｏｄｅＹの各符号要素の位相をさらに所定量だけシフトさせて第２の合成変調符号ｃｏｄｅＺを生成する第２符号生成部１３１を有する。また、図１８に示すように、信号処理部４６は、帯域制御フィルタ９６と、帯域制御フィルタ９６から出力された反射信号を一時的に格納するラインメモリ９２と、帯域制御フィルタ９６から出力される反射信号とラインメモリ９２から出力されている反射信号を加算し合成する合成回路９４を有する。なお、本実施の形態では送受信を２回行い、２回の受信信号を加算することにより基本波成分を相殺しつつ高調波成分を強調するため、基本的には帯域フィルタ９６は不要であるが、ここでは被検体の体動によって相殺しきれない基本波成分を除去するために配置している。

符号合成部５６の位相変調部１３０は、第５の実施形態で説明した処理によって図１９に示した合成変調符号ｃｏｄｅＹを第１の合成変調符号として生成する。次いで、第２符号生成部１３１は、第１の合成変調符号ｃｏｄｅＹの各符号要素の位相を１８０°だけシフトさせた第２の合成変調符号ｃｏｄｅＺを生成する。例えば、第１の合成変調符号ｃｏｄｅＹの各符号要素の位相と、第２の合成変調符号ｃｏｄｅＺの各符号要素の位相は、次のとおりとなる。
＜第１の合成変調符号ｃｏｄｅＹの各符号要素の位相＞
｛ ０°、０°、９０°、０°、
０°、０°、９０°、０°、
０°、０°、９０°、０°、
９０°、９０°、１８０°、９０°、
０°、０°、０°、０°｝
＜第２の合成変調符号ｃｏｄｅＺの各符号要素の位相＞
｛１８０°、１８０°、２７０°、１８０°、
１８０°、１８０°、２７０°、１８０°、
２７０°、２７０°、０°、２７０°、
１８０°、１８０°、２７０°、１８０°｝

このような第１の合成変調符号ｃｏｄｅＹと第２の合成変調符号ｃｏｄｅＺを用いた符号化送受信の手順について説明する。まず、第１の合成変調符号ｃｏｄｅＹの送信信号波形が、送信部１２から探触子１０に供給され、符号化超音波ビームが送波される。超音波造影剤のマイクロバブルにより反射した符号化反射エコー信号が探触子１０により受波される。探触子１０の各振動子によって電気信号に変換された符号化反射信号は、第５の実施形態と同様に、受信部１２によってｄｅｃｏｄｅ１，ｄｅｃｏｄｅ２による２段階の復調処理と整相加算処理がされ、信号処理部４６に第１の反射信号として出力される。第１の反射信号は、第５の実施の形態で説明したように、高調波が強調されている。第１の反射信号は、帯域制御フィルタ９６を通過後、ラインメモリ９２に一時的に保持される。ラインメモリ９２に保持される受信信号の波形を図１８（Ｂ）に示す。

次に、第２の合成変調符号ｃｏｄｅＺの送信信号波形が送信部１２から探触子１０に供給されることにより、探触子１０から符号化超音波ビームが送波される。符号化超音波ビームの走査ラインは、第１の合成変調符号ｃｏｄｅＹによる符号化送受信の走査ラインと同一になるように制御される。そして、反射エコー信号は、探触子１０により受波され、受信信号は、第１の合成変調符号ｃｏｄｅＹの場合と同様のｄｅｃｏｄｅ１，ｄｅｃｏｄｅ２による２段階の復調処理および整相加算がされた後、信号処理部４６に出力される。受信信号の波形を図１８（Ａ）に示す。この受信信号波形は、ｃｏｄｅＺがｃｏｄｅＹに対して１８０°位相シフトしているため、ラインメモリ９２に保持されているｃｏｄｅＹによる受信信号波形（図１８（Ｂ））に対して、基本波成分は極性が反転しているが、高調波成分は極性が反転していない。よって、合成回路９４によって合成変調符号ｃｏｄｅＹによる反射信号と合成変調符号ｃｏｄｅＺによる反射信号を加算することにより、基本波成分が相殺され、高調波成分は加算されて強調される（図１８（Ｃ））。合成回路９４の出力に基づいて、高調波成分の超音波像が再構成される。

本実施形態によれば、合成変調符号ｃｏｄｅＺの各符号要素の位相をｃｏｄｅＹの各符号要素に対して１８０°だけ位相をシフトさせておくことにより、それぞれの反射信号の基本波成分は極性が反転しているので、両者を加算することにより基本波成分を抑制できる。２次高調波成分は、極性が反転していないので、加算により強調されたものになる。したがって、２次高調波成分のノイズ比が大きくなることから、超音波像の画像分解能を向上させることができる。また、帯域制御フィルタ９６を配置しているため、２回の送受信の間の被検体の体動によって加算のみでは相殺できない基本波成分が残存した場合であっても、帯域制御フィルタ９６によってこれを除去することができる。よって、強調したい高調波にとってはタイムサイドローブとなる残存基本波を低減することができる。

本実施形態では、１８０°シフトした２つの合成変調符号を生成し、同一走査ラインに対し２回の符号化送受信を行う例を説明したが、これに限られるものではなく、３回以上の送受信を行うことも可能である。この場合、第１の合成変調符号と、第２の合成変調符号と、第３の合成変調符号として、１２０°ずつ位相をシフトさせたものを符号合成部５６で生成する。その第１乃至第３の合成変調符号によって同一走査ラインに対し３回の符号化送受信を行い、各合成変調符号に対応する反射信号を加算すると、基本波成分を相殺しつつ３次高調波成分を強調することができる。

要するに、同一走査線に対し複数回の符号化送受信を行うとき、各合成変調符号の位相関係は、積和すると基本波が相殺したり減少したりすると共に、高調波が増大する関係になるように、合成変調符号の位相を互いにシフトさせればよい。例えば、同一走査線に対し複数回Ａ（Ａ：自然数）の符号化送受信を行うとき、３回目（Ｂ：Ａ以下の自然数）の符号化送受信で使用される合成変調符号は、（Ｂ−１）回目の符号化送受信で使用された合成変調符号に対し、位相が３６０°／Ａだけシフトされたものにすればよい。また、符号化送受信回数と各合成変調符号の位相の組合せにより、複数の高調波や中間周波数を強調することができる。なお、第１乃至第４の実施形態やその変形例を適宜組み合わせることも可能である。

また、上記第６の実施の形態では、バーカー符号列等によりｃｏｄｅＸを生成し、これを元にｃｏｄｅＹを生成しているが、合成変調符号としてｃｏｄｅＸとしては、第１の実施の形態と同様に、種々の符号を組み合わせることが可能である。ただし、ゴレイ等の相補系符号を用いる場合には、１つの受信信号を得るために符号を反転させて２回以上送受信を行って、受信信号を加算する処理を信号処理部４６で行う必要がある。よって、ｃｏｄｅＹとｃｏｄｅＺを用いる場合には、ｃｏｄｅＹとその反転符号とで２回送受を行い受信信号を加算してｃｏｄｅＹに対応する受信信号を得て、さらに、ｃｏｄｅＺとその反転符号とで２回送受を行い受信信号を加算してｃｏｄｅＺに対応する受信信号を得て、それらｃｏｄｅＸ，Ｙの受信信号を図１８の回路で加算する。したがって、２次高調波を求める場合で４回、３次高調波では６回の送受信が必要となる。

また、復調器４０，４４の配置については、第２または第３の実施の形態の構成にすることができる。また、図１２の第４の実施の形態のように直接ｃｏｄｅＹ、Ｚを合成符号記憶部９０に記憶させておくことも可能である。

本発明の第１の実施形態の超音波診断装置のブロック図である。 図１の送信部１２のブロック図である。 図２の符号合成部５６で合成される合成変調部符号ｃｏｄｅＸを説明する説明図である。 図１の第１復調器４０と第２復調器４４の構成を示すブロック図である。 図４の第１復調器４０で復調される受信信号の波形と復号符号ｄｅｃｏｄｅ１の波形を示す説明図である。 図５の第２復調器４４で復調される受信信号の波形と復号符号ｄｅｃｏｄｅ２の波形を示す説明図である。 図７（ａ）は、比較例として６３タップ１段の復調フィルタで受信信号を復調した場合の信号波形を示すグラフであり、図７（ｂ）は、比較例として１３１タップ１段の復調フィルタで受信信号を復調した場合の信号波形を示すグラフであり、図７（ｃ）は、第１の実施形態の構成で３１タップ２段の復調器４０，４４で受信信号を復調した場合の信号波形を示すグラフである。 図８（ａ）は、フォーカス段の切り替え前後で用いられるフォーカスデータが異なり不連続な処理となることを示す説明図であり、図８（ｂ）は、図３（ａ）の符号ｃｏｄｅＸのｃｏｄｅ１の符号要素Ｄの途中でフォーカス段の切り替え処理が生じ、復調エラーとなる場合を示す説明図である。 図９（ａ）は、図８（ａ）で符号要素Ｄが復調エラーとなり、受信信号に生じたタイムサイドローブを示すグラフであり、図９（ｂ）は、復調エラーが生じない場合の信号波形を示すグラフである。 本発明の第２の実施形態の第１および第２復調器４０、４４の配置示すブロック部である。 本発明の第３の実施形態の第１および第２復調器４０、４４の配置を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態の送信波形生成部２４の構成を示すブロック図である。 図１３（ａ）は、本発明の第５の実施の形態の送信部１２の構成を示すブロック図であり、図１３（ｂ）は、信号処理部４６の構成を示すブロック図である。 図１３の位相変調部１３０がｃｏｄｅＸの符号要素について−１の次数をカウントすることを示す説明図である。 図１３の位相変調部１３０がｃｏｄｅＸの次数から生成するｃｏｄｅＹと、ｃｏｄｅＹの送信波形を示す説明図である。 図１３の波形記憶部２６に予め格納される基本波、位相９０°、１８０°、２７０°の波形を示す説明図である。 本発明の第６の実施形態の送信部１２の構成を示すブロック図である。 本発明の第６の実施の形態の信号処理部の構成を示すブロック図である。 図１７の位相変調部１３０が生成するｃｏｄｅＹと、第２符号生成部が生成するｃｏｄｅＺと、それらの送信波形を示す説明図である。

符号の説明

９…入力部、１０…探触子、１２…送信部、１３…送受切り替えスイッチ群、１４…受信部、１６…画像構成部、１８…表示部、２０…制御部、２２…タイミング信号発生部、２４…送信波形生成部、２６…波形記憶部、２８…送波アンプ、３２…波形選択部、３４…増幅器、３６…Ａ／Ｄ変換器、４０…第１復調器、４２…整相部、４４…第２復調器、４６…信号処理部、５０、５１…符号記憶部、５２、５３…符号選択部、５６…符号合成部、６０…信号用レジスタ、６２…第１復調フィルタ、６４…復調符号記憶部、６６…係数用レジスタ、６８…信号用レジスタ、７０…第２復調フィルタ、７２…復調符号記憶部、７４…係数用レジスタ、８８…合成符号選択部、９０…合成符号記憶部、９２…ラインメモリ、９４…合成回路、９６…帯域制御フィルタ、１３０…位相変調部、１３１…第２符号生成部、１４０…帯域制御フィルタ。

Claims (20)

1. 被検体との間で超音波を送受する探触子と、前記探触子を駆動するための送信信号を出力する送信部と、前記探触子が受波した受信信号を処理する受信部と、前記受信部の出力する受信信号を用いて超音波像を再構成する画像構成部とを有し、
   前記送信部は、複数の変調符号列を合成した合成変調符号列に対応した前記送信信号を作成して出力し、前記受信部は、前記受信信号について前記合成変調符号列による変調を復調する復調器を備え、
   前記合成変調符号列は、第１の変調符号列と第２の変調符号列とを合成したものであり、
   前記復調器は、前記第１の変調符号列による変調を復調するための第１復調器と、前記第２の変調符号列による変調を復調するための第２復調器とを有し、前記第１および第２復調器は、前記探触子から出力された前記受信信号を一方の復調器によって復調した後、他方の復調器によりさらに復調する構成であることを特徴とする超音波診断装置。
2. 請求項１に記載の超音波診断装置において、前記送信部は、前記合成変調符号列の符号要素の係数に基づいて波形を順次出力することにより、前記送信信号を生成することを特徴とする超音波診断装置。
3. 請求項１に記載の超音波診断装置において、前記第１の変調符号列の符号間隔は、第２の変調符号列の符号間隔より大きく、
   前記第１および第２復調器は、前記探触子から出力された受信信号を前記第１の復調器によって復調した後、前記第２の復調器により復調する構成であることを特徴とする超音波診断装置。
4. 請求項１に記載の超音波診断装置において、前記探触子は複数の振動子を含み、前記受信信号は前記複数の振動子のそれぞれから出力され、前記受信部は、前記振動子のそれぞれから出力された前記受信信号を整相し加算する整相加算部を有し、
   前記第１復調器は、前記整相加算部で整相加算される前の受信信号を復調する位置に配置され、前記第２復調器は、前記整相加算部で整相加算された後の受信信号を復調処理する位置に配置されていることを特徴とする超音波診断装置。
5. 請求項１に記載の超音波診断装置において、前記探触子は複数の振動子を含み、前記受信信号は前記複数の振動子のそれぞれから出力され、前記受信部は、前記振動子のそれぞれから出力された前記受信信号を整相し加算する整相加算部を有し、
   前記第１および第２復調器はいずれも、前記整相加算部で整相加算された後の受信信号を復調処理する位置に配置されていることを特徴とする超音波診断装置。
6. 請求項１に記載の超音波診断装置において、前記探触子は複数の振動子を含み、前記受信信号は前記複数の振動子のそれぞれから出力され、前記受信部は、前記振動子のそれぞれから出力された前記受信信号を整相し加算する整相加算部を有し、
   前記第１および第２復調器はいずれも、前記整相加算部で整相加算される前の受信信号を復調する位置に配置されていることを特徴とする超音波診断装置。
7. 請求項１に記載の超音波診断装置において、前記第２の変調符号列の符号長は、前記第１の変調符号列を構成する符号要素の符号間隔と同等またはそれ以下であり、前記合成変調符号列を構成する符号要素数の係数は、前記第１の変調符号列の各符号要素の係数と、前記第２の変調符号列を構成する符号要素の係数のそれぞれとを掛け合わせたものであることを特徴とする超音波診断装置。
8. 請求項１に記載の超音波診断装置において、前記送信部は、複数種類の変調符号列の係数が予め格納された符号記憶部と、前記符号記憶部から２以上の変調符号列を選択する選択部と、前記２以上の変調符号列の係数をそれぞれ所望の符号間隔に調整して合成し、前記合成変調符号列を生成する合成部とを有することを特徴とする超音波診断装置。
9. 請求項１に記載の超音波診断装置において、前記送信部は、複数種類の前記合成変調符号列が予め格納された合成符号記憶部と、前記合成符号記憶部から１つの合成変調符号列を選択する選択部とを有することを特徴とする超音波診断装置。
10. 請求項１に記載の超音波診断装置において、前記受信部は、前記受信信号を処理し、高調波の強調された受信信号を得る構成であり、前記画像構成部は、前記受信信号を用いて超音波の高調波像を再構成し、
    前記送信部は、前記複数の変調符号列に基づいて生成された、基本波に対する位相シフト量を符号要素の値とする合成変調符号列に対応する前記送信信号を作成して出力することを特徴とする超音波診断装置。
11. 請求項１０に記載の超音波診断装置において、前記送信部は、前記合成変調符号列の符号要素の値である前記位相シフト量を表す波形を順次出力することにより、前記送信信号を生成することを特徴とする超音波診断装置。
12. 請求項１０に記載の超音波診断装置において、前記第１および第２の変調符号列の符号要素の係数は、＋１、−１の２値であり、前記合成変調符号列の符号要素である位相シフト量は、前記第１および前記第２の変調符号要素を掛けあわせ、掛け合わせられた−１の次数に応じた大きさの位相シフト量であることを特徴とする超音波診断装置。
13. 請求項１２に記載の超音波診断装置において、強調すべき高調波の次数をＭ、上記−１の次数をＮとした場合、前記合成変調符号列の符号要素の位相シフト量は、（１８０°／Ｍ）×Ｎによって定められたものであることを特徴とする超音波診断装置。
14. 請求項１０ないし１３のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、前記受信部は、前記第１および第２復調器で復調された受信信号から基本波成分を除去するフィルタを有することを特徴とする超音波診断装置。
15. 請求項１０ないし１４のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、前記送信部は、前記合成変調符号列の波形信号と、前記合成変調符号列の各符号要素の位相シフト量をそれぞれ所定の位相量だけさらにシフトさせたもう一つの合成変調符号列の波形信号を出力し、
    前記受信部は、前記２つの合成変調符号列の送信信号のうち先に出力された波形信号の受信信号を、後に出力された波形信号の受信信号と合成することにより、基本波成分を相殺する受信信号合成部を有する超音波診断装置。
16. 請求項１２に記載の超音波診断装置に置いて、前記送信部は、前記第１および第２の変調符号列を格納する記憶部と、前記記憶部から第１および第２の変調符号列を受け取って−１の次数をカウントし、前記次数に応じて予め定められた位相シフト量を割り当てる位相差決定部と、予め定められた位相シフト量に対応する複数の波形を記憶し、前記位相差決定部が決定した位相シフト量に対応する波形を前記送信信号として出力する波形記憶部とを有することを特徴とする超音波診断装置。
17. 請求項１１に記載の超音波診断装置において、前記送信部は、複数種類の前記合成変調符号列が予め格納された合成符号記憶部と、前記合成符号記憶部から１つの合成変調符号列を選択する選択部とを有することを特徴とする超音波診断装置。
18. 請求項１０に記載の超音波診断装置において、前記第１の変調符号列の符号間隔は、第２の変調符号列の符号間隔より大きく、
    前記第１および第２復調器は、前記探触子から出力された受信信号を前記第１の復調器によって復調した後、前記第２の復調器により復調する構成であることを特徴とする超音波診断装置。
19. 請求項１に記載の超音波診断装置において、前記合成変調符号列は、３以上の変調符号列を合成したものであることを特徴とする超音波診断装置。
20. 請求項１に記載の超音波診断装置において、前記第１の変調符号列と前記第２の変調符号列とは、異なる種類の符号であることを特徴とする超音波診断装置。

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