JP4499265B2

JP4499265B2 - Photodetector

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Publication number: JP4499265B2
Application number: JP2000291486A
Authority: JP
Inventors: 信人岸
Original assignee: Advantest Corp
Current assignee: Advantest Corp
Priority date: 2000-09-26
Filing date: 2000-09-26
Publication date: 2010-07-07
Anticipated expiration: 2020-09-26
Also published as: JP2002098592A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コヒーレント光通信の分野やコヒーレントＯＴＤＲ（Optical Time Domain Reflectometry）及びその他の光ヘテロダイン検波を応用した光計測器の分野において、同相雑音成分を除去するためのバランス型光検出器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光計測の分野においては、光検出器で捉えた光強度の総量よりも、むしろその微弱な変化分あるいは変調成分を測定の対象とする場合が多い。典型的な例としては、外部の光源から導入した光に対して、被測定物を反射および透過する間に生じた光強度の微弱な変化を測定する場合が挙げられる。そのような測定では、光源自身の僅かな光強度変動（光強度雑音）が測定の感度に大きく影響を及ぼすことになる。そのため、測定の感度を高めるためには、当然のことながら光源側で光強度雑音を可能な限り低減する必要がある。しかし、その一方で、検出側でも光源自身の光強度変動の影響を回避する対策が必要になる。
【０００３】
一般的に施される対策としては、光源からの光路を二分岐して、その一方を測定用の光として被測定物に導入し、他方を参照用の光として利用する方法がある。光源自身の光強度雑音を除去した光強度の測定量を得るためには、被測定光と参照用の光の光強度を別々の光検出器で測定し、電気信号に変換した後で、両者に対して電気的あるいは数値的な演算を行えば良いということになる。
【０００４】
単に両者の同相雑音成分として光源自身の光強度雑音を除去する場合には、予め両光検出器の出力レベルのバランスを適度に調整した上にで、電気的に両者の差をとるだけで良いことがわかる。このような光の同相雑音成分を除去する目的で二つの光検出器と増幅器を組み合わせた装置が既に考案されており、光バランスドレシーバとして知られている。
【０００５】
光バランスドレシーバは、上で述べた光強度の微弱な変化の測定以外に、微弱光そのものを感度良く検出する場合にも使用される。一般に、微弱光を測定する場合には、主に光検出器側の電流雑音が感度を制限する要因となる。ここで、被測定光が波長、位相および波面のそろったレーザ光のような光（コヒーレント光）であれば、光ヘテロダイン検出法を適用してより感度を高めることが可能となる。光ヘテロダイン検出法は、波長が異なった光強度の大きな別のコヒーレント光（局部発振光あるいは局発光）を被測定光である微弱光に重畳し、発生したビート周波数成分から微弱光強度を得る方法である。光強度の大きな別のコヒーレント光と重畳した結果、ビート周波数成分の光強度は被測定光よりも大きくなり、光検出器側の雑音の影響が小さくなる。ところが、そのままでは光強度の大きな直流成分も同時に発生しているため、局発光の光強度雑音の影響により感度が左右される。そこで、光ヘテロダイン検出法では、その直流成分を排除するために、３ｄＢ光結合器と組み合わせた光バランスドレシーバが使用されることが多い。
【０００６】
コヒーレント光通信やコヒーレントＯＴＤＲ等では、光ヘテロダイン検波法を使用する。よって、光バランスドレシーバは、コヒーレント光通信やコヒーレントＯＴＤＲには欠かせない。
【０００７】
光バランスドレシーバは、文字通りバランス型の光検出器であるため、通常は二つの個別の受光素子を組み合わせてそれらの出力の差を検出する回路（平衡検出回路）を構成するだけで実現できる。
【０００８】
二つの個別の受光素子の特性が一致しているほど、光バランスドレシーバとしての性能が良く、平衡検出回路の構成も簡単になる。よって、受光素子としては、同一ウエハで作製されたアレイ型のフォトダイオード対を使用する方が有利である。
【０００９】
このような光バランスドレシーバの構成を図５に示す。３ｄＢ光結合器（光カプラ）１０１は二個の光入力端子１０２、１０３を有する。光ヘテロダイン検波法を使用する場合の動作を説明する。光入力端子１０２、１０３から入力されたコヒーレント光は３ｄＢ光結合器１０１の中央部で重畳し合い、互いに逆位相のビート周波数成分に分離されてフォトダイオード１０５、１０６に導かれる。それと同時に、フォトダイオード１０５、１０６には同位相の直流成分も加わっている。よって、フォトダイオード１０５、１０６は直列に接続、すなわち一方のアノードを他方のカソードに接続して同相成分を除去する。このように、直列に接続されたフォトダイオード１０５、１０６をツインフォトダイオードあるいはデュアルフォトダイオードという。
【００１０】
ここで、フォトダイオード１０５、１０６の、光入力に対する同相雑音成分除去比（コモンモード除去比、ＣＭＲＲ）は性能を左右する最も重要な要因である。このＣＭＲＲを向上させるためには、フォトダイオード１０５、１０６の感度のみならず、周波数応答特性やそれらの温度依存性といった各種特性を可能な限り一致させた方が有利である。そこで、フォトダイオード１０５、１０６の特性を一致させ、しかも装置を小型化するために、一体化して作製された素子であることが好ましい。なお、装置の小型化および実装コストの低減のためにフォトダイオード１０５、１０６を３ｄＢ光結合器１０１と一体化した光集積回路として作製してもよい。
【００１１】
光電流Ｉ１と光電流Ｉ２とに差がある場合（光電流の逆相成分がある場合）には、その差の電流のみが電流−電圧変換型の増幅回路１０４によって電圧に変換され出力端子１１１に出力される。なお、増幅回路１０４は図５の例ではトランスインピーダンスアンプである。従って、増幅回路１０４は、電流を電圧に変換する帰還抵抗１１０と、反転増幅器１０９とを有する。
【００１２】
なお、フォトダイオード１０５とフォトダイオード１０６との間に感度の差が生ずる場合や、フォトダイオード１０５と３ｄＢ光結合器１０１との光結合効率とフォトダイオード１０６と３ｄＢ光結合器１０１との光結合効率とに差が生ずる場合は、図６に示すように、抵抗回路網１１２をフォトダイオード１０５とフォトダイオード１０６との間に設けることがある。
【００１３】
すなわち、抵抗回路網１１２内の可変抵抗の調整あるいは抵抗のトリミングによって、フォトダイオード１０５とフォトダイオード１０６との感度差や光結合効率の差を補償する。このような回路は、特開平９−９３２０６号公報に記載されている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、直列に接続して一体化したフォトダイオード１０５、１０６すなわちデュアルフォトダイオードの製造方法は複雑である。
【００１５】
そこで、本発明は、製造が容易な光検出器を提供することを課題とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、二つのコヒーレント光を重畳して、互いに逆位相を有する二つのビート周波数成分光を出力する光結合手段と、二つのビート周波数成分光を受光し、それぞれのカソードに同じ直流電圧が印加される二個のフォトダイオードと、二個のフォトダイオードが生成する電流の差分を電圧に変換する差分変換手段と、を備えるように構成される。
【００１７】
上記のように構成された光検出器によれば、二個のフォトダイオードのカソードに同じ直流電圧を印加すれば、差分変換手段が二個のフォトダイオードが生成する電流の差分を電圧に変換するので、直流の同相成分が打ち消し合う。
【００１８】
よって、二個のフォトダイオードのカソードに同じ直流電圧を印加すれば、二個のフォトダイオードを直列に接続する等の労力を省くことができ、製造が容易な光検出器を提供できる。
【００１９】
本発明は、二個のフォトダイオードはカソードを共通とする、ものである。
【００２０】
二個のフォトダイオードのカソードを共通にしたので、光検出器の小型化が図れる。
【００２１】
本発明は、差分変換手段は、二個のフォトダイオードのアノードの電位差を増幅して出力する差動増幅器と、差動増幅器の出力と、二個のフォトダイオードの内の一つのフォトダイオードのアノードとを接続する帰還抵抗と、二個のフォトダイオードの内のさらに他のフォトダイオードのアノードを接地する接地抵抗と、差動増幅器の出力の電位と接地電位との電位差を検出する電位差検出部と、を備えるように構成される。
【００２２】
本発明は、帰還抵抗と接地抵抗とは同一の抵抗値を有する、ものである。
【００２３】
本発明は、帰還抵抗および接地抵抗の少なくとも一方は可変抵抗である、ものである。
【００２４】
本発明は、差分変換手段は、二個のフォトダイオードの内の一つのフォトダイオードのアノードと接地電位との電位差を増幅して出力する第一差動増幅器と、第一差動増幅器の出力と、一つのフォトダイオードのアノードとを接続する第一帰還抵抗と、二個のフォトダイオードの内のさらに他のフォトダイオードのアノードと、第一差動増幅器の出力とを接続する接続抵抗と、他のフォトダイオードのアノードの電位と、接地電位との電位差を検出する電位差検出部と、を備えるように構成される。
【００２５】
本発明は、第一帰還抵抗と接続抵抗とは同一の抵抗値を有する、ものである。
【００２６】
本発明は、第一帰還抵抗および接続抵抗の少なくとも一方は可変抵抗である、ものである。
【００２７】
本発明は、他のフォトダイオードのアノードの電位と、接地電位との電位差を増幅する第二差動増幅器を備え、電位差検出部は第二差動増幅器の出力の電位を検出する、ものである。
【００２８】
本発明は、第二差動増幅器の出力と、他のフォトダイオードのアノードとを接続する第二帰還抵抗を、備えるように構成される。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００３０】
第一の実施形態
図１は、本発明の第一の実施形態にかかる光検出器の回路図である。光検出器１は、光結合器１０、カソードコモン型フォトダイオード２０、差分変換手段３０を備える。
【００３１】
光結合器１０は、例えば３ｄＢ光カプラであり、光入力端子１２、１４、光出力端子１６、１８、を有する。光入力端子１２、１４にはそれぞれコヒーレント光が入力される。光入力端子１２、１４に入力された二つのコヒーレント光は重畳されて、互いに逆位相のビート周波数成分光が光出力端子１６、１８から出力される。
【００３２】
カソードコモン型フォトダイオード２０はフォトダイオード２２、２４を有する。フォトダイオード２２はカソード２２ａ、アノード２２ｂを有し、フォトダイオード２４はカソード２４ａ、アノード２４ｂを有する。カソード２２ａとカソード２４ａとは接続されており、直流電圧Ｖｓがかけられている。原理的には、カソード２２ａとカソード２４ａとに同じ直流電圧を印加しさえすればよいが、カソード２２ａとカソード２４ａとが接続されていることが光検出器１の小型化のためには好適である。すなわち、カソードコモン型フォトダイオード２０は、カソードが共通でアノードが分離された一般的な２チャンネルフォトダイオードアレイである。フォトダイオード２２、２４にはそれぞれ、光出力端子１６、１８から出力されたビート周波数成分光が入射される。
【００３３】
差分変換手段３０は、差動増幅器３２、帰還抵抗３４、接地抵抗３６、出力端子３７、接地端子３８を有する。差動増幅器３２は、アノード２４ｂの電位からアノード２２ｂの電位を減じた電位差を増幅して出力端子３７から電圧として出力する。差動増幅器３２の入力インピーダンスが高いことが好ましい。帰還抵抗３４は、出力端子３７とアノード２２ｂとを接続する。接地抵抗３６は、アノード２４ｂを接地する。出力端子３７は、差動増幅器３２の出力端子であり、接地端子３８は接地されている。出力端子３７および接地端子３８が差動増幅器３２の出力の電位と接地電位との電位差を検出する電位差検出部に相当する。
【００３４】
なお、接地抵抗３６は可変抵抗であるが、帰還抵抗３４もまた可変抵抗としてもよい。あるいは、帰還抵抗３４を可変抵抗として、接地抵抗３６の抵抗値を固定的にしておいてもよい。また、帰還抵抗３４と接地抵抗３６とは同一の抵抗値を有するようにするのが一般的である。しかし、フォトダイオード２２、２４の感度の差や、フォトダイオード２２、２４と光結合器１０との光結合効率の差を補正するために、接地抵抗３６の抵抗値と帰還抵抗３４の抵抗値とをやや差をつけてもよい。
【００３５】
次に、第一の実施形態の動作を説明する。コヒーレント光が光入力端子１２、１４に入射されると、光結合器１０にて重畳され、互いに逆位相のビート周波数成分光が光出力端子１６、１８から出力される。光出力端子１６、１８から出力されたビート周波数成分光を、カソードコモン型フォトダイオード２０のフォトダイオード２２、２４が受光して、フォトダイオード２２、２４に電流が流れる。フォトダイオード２２、２４を流れる電流の差分をとれば、直流の同相成分を除去できる。差分変換手段３０は、フォトダイオード２２、２４を流れる電流の差分を電圧に変換する。
【００３６】
まず、フォトダイオード２２、２４の感度、光結合器１０との光結合効率が同一であるとする。差動増幅器３２が高入力インピーダンスであるので、フォトダイオード２２、２４から差動増幅器３２へ入力される電流は微小であると考えられる。そこで、帰還抵抗３４および接地抵抗３６の抵抗値が共にＲであるとすれば、フォトダイオード２２、２４を流れる電流の差分Ｉ１−Ｉ２は、帰還抵抗３４の両端電位差Ｒ＊Ｉ１と接地抵抗３６の両端電位差Ｒ＊Ｉ２との差分Ｒ＊（Ｉ１−Ｉ２）を帰還抵抗３４および接地抵抗３６の抵抗値Ｒで割った値になる。よって、フォトダイオード２２、２４を流れる電流の差分が、電位差に変換される。
【００３７】
一方、差動増幅器３２は、帰還抵抗３４が負帰還経路となるため、差動増幅器３２の二つの入力端子が等電位に保たれているとみてよい。よって、出力端子３７の接地端子３８に対する電位差を−Vdefとすれば、帰還抵抗３４の両端電位差Ｒ＊Ｉ１と接地抵抗３６の両端電位差Ｒ＊Ｉ２との差分Ｒ＊（Ｉ１−Ｉ２）は、Vdefとなる。よって、フォトダイオード２２、２４を流れる電流の差分は、出力端子３７の接地端子３８に対する電位差の符号を逆にして、帰還抵抗３４および接地抵抗３６の抵抗値Ｒで割った値になる。
【００３８】
なお、フォトダイオード２２、２４の感度、光結合器１０との光結合効率が同一ではない場合は、帰還抵抗３４の抵抗値と接地抵抗３６の抵抗値を同一にならないようにずらしてやれば補正可能である。
【００３９】
第一の実施形態によれば、カソードコモン型フォトダイオード２０を使用すれば、フォトダイオード２２、２４を流れる電流の差分に相当する値を電圧として取出すことができ、ダイオードを直列に接続するといった複雑な製造工程をとらずにすむ。
【００４０】
しかも、出力端子３７の出力は差動増幅器３２の出力そのものであるので、負荷に対する依存性が少ない出力が得られる。
【００４１】
第二の実施形態
第二の実施形態は、第一の実施形態と比べて差分変換手段の構成が相違する。以下、第一の実施形態と同様な部分は同一の番号を付して説明を省略する。
【００４２】
光検出器１は、光結合器１０、カソードコモン型フォトダイオード２０、差分変換手段４０を備える。光結合器１０、カソードコモン型フォトダイオード２０は、第一の実施形態と同様の構成である。
【００４３】
差分変換手段４０は、第一差動増幅器４２、第一帰還抵抗４４、出力端子４６、接続抵抗４１、アノード電極４３、接地電極４５を有する。
【００４４】
第一差動増幅器４２は、接地電位からアノード２２ｂの電位を減じた電位差を増幅して出力端子４６に電圧として出力する。第一差動増幅器４２の入力インピーダンスが高いことが好ましい。第一帰還抵抗４４は、出力端子４６とアノード２２ｂとを接続する。接続抵抗４１は、出力端子４６とアノード２４ｂとを接続する。アノード電極４３は、アノード２４ｂに接続されている。接地電極４５は接地されている。アノード電極４３および接地電極４５が、アノード２４ｂと接地電位との電位差を検出する電位差検出部に相当する。
【００４５】
なお、接続抵抗４１は可変抵抗であるが、第一帰還抵抗４４もまた可変抵抗としてもよい。あるいは、第一帰還抵抗４４を可変抵抗として、接続抵抗４１の抵抗値を固定的にしておいてもよい。また、接続抵抗４１と第一帰還抵抗４４とは同一の抵抗値を有するようにするのが一般的である。しかし、フォトダイオード２２、２４の感度の差や、フォトダイオード２２、２４と光結合器１０との光結合効率の差を補正するために、接続抵抗４１の抵抗値と第一帰還抵抗４４の抵抗値とにやや差をつけてもよい。
【００４６】
次に、第二の実施形態の動作を説明する。コヒーレント光が光入力端子１２、１４に入射されると、光結合器１０にて重畳され、互いに逆位相のビート周波数成分光が光出力端子１６、１８から出力される。光出力端子１６、１８から出力されたビート周波数成分光を、カソードコモン型フォトダイオード２０のフォトダイオード２２、２４が受光して、フォトダイオード２２、２４に電流が流れる。フォトダイオード２２、２４を流れる電流の差分をとれば、直流の同相成分を除去できる。差分変換手段４０は、フォトダイオード２２、２４を流れる電流の差分を電圧に変換する。すなわち、電流の差分に相当する値を電圧として取出す。
【００４７】
まず、フォトダイオード２２、２４の感度、光結合器１０との光結合効率が同一であるとする。第一差動増幅器４２が高入力インピーダンスであるので、第一差動増幅器４２へ入力される電流は微小であると考えられる。そこで、フォトダイオード２２から流れる電流は、ほとんど全て第一帰還抵抗４４で電圧に変換される。しかも、第一帰還抵抗４４が第一差動増幅器４２の負帰還経路であるため、第一差動増幅器４２の入力端子は接地電位に保たれる。
【００４８】
また、接地電極４５の負荷は、接続抵抗４１よりも十分に大きいとみなせることが多いため、フォトダイオード２４から流れる電流は、ほとんど全て接続抵抗４１で電圧に変換される。
【００４９】
よって、第一帰還抵抗４４および接続抵抗４１の抵抗値が共にＲであるとすれば、フォトダイオード２２、２４を流れる電流の差分Ｉ１−Ｉ２は、第一帰還抵抗４４の両端電位差Ｒ＊Ｉ１と接続抵抗４１の両端電位差Ｒ＊Ｉ２との差分Ｒ＊（Ｉ１−Ｉ２）を第一帰還抵抗４４および接続抵抗４１の抵抗値Ｒで割った値になる。よって、フォトダイオード２２、２４を流れる電流の差分が、電位差に変換される。
【００５０】
一方、第一帰還抵抗４４および接続抵抗４１の一端は共に出力端子４６であるので、一端の電位が共通する。第一帰還抵抗４４の両端電位差Ｒ＊Ｉ１と接続抵抗４１の両端電位差Ｒ＊Ｉ２との差分Ｒ＊（Ｉ１−Ｉ２）は、第一差動増幅器４２の入力端子のアノード２４ｂに対する電位差となる。ここで、第一差動増幅器４２の入力端子の電位は接地電位に保たれている。よって、アノード２４ｂの接地電位に対する電位差の符号を逆転した値が、第一帰還抵抗４４の両端電位差Ｒ＊Ｉ１と接続抵抗４１の両端電位差Ｒ＊Ｉ２との差分となる。
【００５１】
よって、アノード電極４３の接地電極４５に対する電位差を−Vdefとすれば、第一帰還抵抗４４の両端電位差Ｒ＊Ｉ１と接続抵抗４１の両端電位差Ｒ＊Ｉ２との差分Ｒ＊（Ｉ１−Ｉ２）は、Vdefとなる。よって、フォトダイオード２２、２４を流れる電流の差分は、アノード電極４３の接地電極４５に対する電位差の符号を逆にして、第一帰還抵抗４４および接続抵抗４１の抵抗値Ｒで割った値になる。
【００５２】
なお、フォトダイオード２２、２４の感度、光結合器１０との光結合効率が同一ではない場合は、第一帰還抵抗４４の抵抗値と接続抵抗４１の抵抗値を同一にならないようにずらしてやれば補正可能である。
【００５３】
第二の実施形態によれば、カソードコモン型フォトダイオード２０を使用すれば、フォトダイオード２２、２４を流れる電流の差分に相当する値を電圧として取出すことができ、ダイオードを直列に接続するといった複雑な製造工程をとらずにすむ。
【００５４】
しかも、第一の実施形態においては、差動増幅器３２の入力端子の電位が同相で変動し、差動増幅器３２のＣＭＲＲ特性の影響を受けやすい。しかし、第二の実施形態においては、第一差動増幅器４２の入力端子の電位は接地電位に固定されるので、第一差動増幅器４２のＣＭＲＲ特性の影響を受けにくくできる。
【００５５】
しかも、出力端子４６の電位からフォトダイオード２２が受光した光の強度を監視できる。
【００５６】
さらに、第一差動増幅器４２および第一帰還抵抗４４による、フォトダイオード２２に流れる電流の電圧への変換に際して誤差が大きい場合には、第一帰還抵抗４４の抵抗値と接続抵抗４１の抵抗値を同一にならないようにずらしてやれることにより、補正可能である。
【００５７】
つまり、第一差動増幅器４２自身の利得が小さい場合には、第一帰還抵抗４４の両端電位差をフォトダイオード２２に流れる電流Ｉ１で割れば、第一帰還抵抗４４の抵抗値Ｒよりも若干小さくなる。そこで、接続抵抗４１の抵抗値を第一帰還抵抗４４の抵抗値よりも若干小さくすることで補正できる。
【００５８】
なお、第二の実施形態の変形例として、アノード電極４３と接地電極４５との後に高入力インピーダンスの第二差動増幅器４７を接続した光検出器１を図３に示す。第二差動増幅器４７は、アノード電極４３の接地電極４５に対する電位差を増幅して出力端子４８に出力するものである。
【００５９】
第三の実施形態
第三の実施形態は、第二の実施形態の光検出器１におけるアノード電極４３および接地電極４５に、トランスインピーダンスアンプを接続した点が異なる。第二の実施形態と同様な部分は、説明を省略する。
【００６０】
第二差動増幅器４７は、アノード電極４３と接地電極４５との後に接続されている。第二差動増幅器４７は、高入力インピーダンスである。第二差動増幅器４７は、接地電位からアノード電極４３の電位を減じた電位差を増幅して電圧として出力する。第二帰還抵抗４９は、第二差動増幅器４７の出力端子４８とアノード電極４３とを接続するものである。
【００６１】
次に、第三の実施形態の動作を説明する。第二帰還抵抗４９が第二差動増幅器４７の負帰還経路であるため、第二差動増幅器４７の入力端子の電位は接地電位に保たれる。また、第二の実施形態と同様に、第一差動増幅器４２の入力端子は接地電位に保たれる。よって、第一帰還抵抗４４の両端電位差と接続抵抗４１の両端電位差とは等しい。したがって、接続抵抗４１にはフォトダイオード２２から流れる電流Ｉ１に等しい電流しか流れない。しかも、第二差動増幅器４７は高入力インピーダンスであるため、フォトダイオード２４を流れる電流Ｉ２からフォトダイオード２２を流れる電流Ｉ１を減じた電流Ｉ２―Ｉ１が第二帰還抵抗４９に流れることになる。第二帰還抵抗４９のアノード電極４３側の電位は設置電位すなわち０Vであるから、出力端子４８側の電位は、０−Ｒ＊（Ｉ２―Ｉ１）＝Ｒ＊（Ｉ１−Ｉ２）となる。よって、出力端子４８側の電位をVdefとすれば、Vdef／Ｒが、フォトダイオード２２、２４を流れる電流の差分となる。さらに、トランスインピーダンスアンプを使用しているため、第二の実施形態よりも高速になる。
【００６２】
第三の実施形態によっても、第二の実施形態と同様の効果を奏する。
【００６３】
【発明の効果】
本発明によれば、二個のフォトダイオードのカソードに同じ直流電圧を印加すれば、二個のフォトダイオードを直列に接続する等の労力を省くことができ、製造が容易な光検出器を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一実施形態にかかる光検出器１の回路図である。
【図２】本発明の第二実施形態にかかる光検出器１の回路図である。
【図３】本発明の第二実施形態の変形例にかかる光検出器１の回路図である。
【図４】本発明の第三実施形態にかかる光検出器１の回路図である。
【図５】従来技術における光バランスドレシーバの一例の回路図である。
【図６】従来技術における光バランスドレシーバのさらなる一例の回路図である。
【符号の説明】
１光検出器
１０光結合器
１２、１４光入力端子
１６、１８光出力端子
２０カソードコモン型フォトダイオード
２２、２４フォトダイオード
２２ａ、２４ａカソード
２２ｂ、２４ｂアノード
３０差分変換手段
３２差動増幅器
３４帰還抵抗
３６接地抵抗
３７出力端子
３８接地端子
４０差分変換手段
４１接続抵抗
４２第一差動増幅器
４３アノード電極
４４第一帰還抵抗
４５接地電極
４６出力端子
４７第二差動増幅器
４８出力端子
４９第二帰還抵抗
１０１３ｄＢ光結合器（光カプラ）
１０２、１０３光入力端子
１０４増幅回路
１０５、１０６フォトダイオード
１０９反転増幅器
１１０帰還抵抗
１１１出力端子
１１２抵抗回路網[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a balanced photodetector for removing common-mode noise components in the field of coherent optical communication, the field of optical measuring instruments to which coherent OTDR (Optical Time Domain Reflectometry) and other optical heterodyne detection are applied.
[0002]
[Prior art]
In the field of optical measurement, there are many cases where the measurement is performed on the weak change or modulation component rather than the total amount of light intensity captured by the photodetector. As a typical example, there is a case where a slight change in light intensity that occurs during reflection and transmission of an object to be measured is measured with respect to light introduced from an external light source. In such a measurement, slight light intensity fluctuation (light intensity noise) of the light source itself greatly affects the sensitivity of the measurement. Therefore, in order to increase the sensitivity of measurement, it is naturally necessary to reduce light intensity noise as much as possible on the light source side. However, on the other hand, it is necessary to take measures to avoid the influence of the light intensity fluctuation of the light source itself on the detection side.
[0003]
As a countermeasure generally taken, there is a method in which an optical path from a light source is bifurcated, one of them is introduced as a measurement light into the object to be measured, and the other is used as a reference light. In order to obtain a light intensity measurement amount from which the light intensity noise of the light source itself has been removed, the light intensity of the light to be measured and the reference light is measured with separate photodetectors, converted into electrical signals, and then both Therefore, it is sufficient to perform an electrical or numerical operation on the.
[0004]
If the light intensity noise of the light source itself is simply removed as the common-mode noise component of both, it is only necessary to adjust the balance between the output levels of the two photodetectors in advance and then electrically take the difference between the two. I understand that. In order to remove such in-phase noise components of light, a device combining two photodetectors and an amplifier has already been devised, and is known as an optical balanced receiver.
[0005]
The light balanced receiver is used not only for measuring the weak change in light intensity described above, but also for detecting weak light itself with high sensitivity. In general, when measuring weak light, current noise on the photodetector side is a factor limiting sensitivity. Here, if the light to be measured is light (coherent light) such as laser light having a uniform wavelength, phase, and wavefront, the sensitivity can be further improved by applying the optical heterodyne detection method. Optical heterodyne detection method is a method to obtain weak light intensity from the generated beat frequency component by superimposing another coherent light (local oscillation light or local light) with different light intensity at different wavelengths on the weak light being measured light. It is. As a result of superimposing with another coherent light having a high light intensity, the light intensity of the beat frequency component becomes larger than that of the light to be measured, and the influence of noise on the photodetector side is reduced. However, since a direct current component having a large light intensity is generated at the same time as it is, the sensitivity depends on the influence of the light intensity noise of local light. Therefore, in the optical heterodyne detection method, an optical balanced receiver combined with a 3 dB optical coupler is often used in order to eliminate the DC component.
[0006]
In coherent optical communication, coherent OTDR, and the like, an optical heterodyne detection method is used. Therefore, the optical balanced receiver is indispensable for coherent optical communication and coherent OTDR.
[0007]
Since the optical balanced receiver is literally a balanced photodetector, it can be realized usually only by combining two individual light receiving elements and detecting a difference between the outputs (balance detection circuit).
[0008]
The more the characteristics of the two individual light receiving elements match, the better the performance as an optical balanced receiver and the simpler the configuration of the balanced detection circuit. Therefore, it is advantageous to use an array type photodiode pair made of the same wafer as the light receiving element.
[0009]
The configuration of such an optical balanced receiver is shown in FIG. The 3 dB optical coupler (optical coupler) 101 has two optical input terminals 102 and 103. The operation when the optical heterodyne detection method is used will be described. The coherent lights input from the optical input terminals 102 and 103 are overlapped at the center of the 3 dB optical coupler 101, separated into beat frequency components having opposite phases, and guided to the photodiodes 105 and 106. At the same time, a direct current component having the same phase is also added to the photodiodes 105 and 106. Therefore, the photodiodes 105 and 106 are connected in series, that is, one anode is connected to the other cathode to remove in-phase components. Thus, the photodiodes 105 and 106 connected in series are referred to as twin photodiodes or dual photodiodes.
[0010]
Here, the common-mode noise component rejection ratio (common mode rejection ratio, CMRR) of the photodiodes 105 and 106 with respect to the optical input is the most important factor that affects the performance. In order to improve the CMRR, it is advantageous to match not only the sensitivity of the photodiodes 105 and 106 but also various characteristics such as frequency response characteristics and temperature dependence thereof as much as possible. Therefore, in order to make the characteristics of the photodiodes 105 and 106 coincide with each other and to reduce the size of the device, it is preferable that the elements are integrally manufactured. The photodiodes 105 and 106 may be fabricated as an integrated optical circuit integrated with the 3 dB optical coupler 101 in order to reduce the size of the device and reduce the mounting cost.
[0011]
When there is a difference between the photocurrent I1 and the photocurrent I2 (when there is an antiphase component of the photocurrent), only the current of the difference is converted into a voltage by the current-voltage conversion type amplifier circuit 104 and output terminal 111 Is output. The amplifier circuit 104 is a transimpedance amplifier in the example of FIG. Therefore, the amplifier circuit 104 includes a feedback resistor 110 that converts a current into a voltage, and an inverting amplifier 109.
[0012]
It should be noted that when there is a difference in sensitivity between the photodiode 105 and the photodiode 106, the optical coupling efficiency between the photodiode 105 and the 3 dB optical coupler 101, and the optical coupling efficiency between the photodiode 106 and the 3 dB optical coupler 101. In some cases, a resistance network 112 is provided between the photodiode 105 and the photodiode 106 as shown in FIG.
[0013]
That is, the sensitivity difference between the photodiode 105 and the photodiode 106 and the difference in optical coupling efficiency are compensated by adjusting the variable resistance in the resistor network 112 or trimming the resistance. Such a circuit is described in JP-A-9-93206.
[0014]
[Problems to be solved by the invention]
However, the manufacturing method of the photodiodes 105 and 106 that are connected in series and integrated, that is, the dual photodiode is complicated.
[0015]
Therefore, an object of the present invention is to provide a photodetector that can be easily manufactured.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
The present invention superimposes two coherent lights and outputs two beat frequency component lights having opposite phases, receives the two beat frequency component lights, and receives the same DC voltage on each cathode. Two photodiodes to be applied, and difference conversion means for converting a difference between currents generated by the two photodiodes into a voltage are provided.
[0017]
According to the photodetector configured as described above, if the same DC voltage is applied to the cathodes of the two photodiodes, the difference conversion means converts the difference between the currents generated by the two photodiodes into a voltage. Therefore, the DC common-mode components cancel each other.
[0018]
Therefore, if the same DC voltage is applied to the cathodes of the two photodiodes, labor such as connecting the two photodiodes in series can be saved, and a photodetector that can be easily manufactured can be provided.
[0019]
In the present invention, two photodiodes share a cathode.
[0020]
Since the cathodes of the two photodiodes are shared, the size of the photodetector can be reduced.
[0021]
In the present invention, the difference conversion means includes a differential amplifier that amplifies and outputs a potential difference between the anodes of two photodiodes, an output of the differential amplifier, and an anode of one photodiode of the two photodiodes. A feedback resistor that connects to the ground, a ground resistor that grounds the anode of another photodiode of the two photodiodes, and a potential difference detection unit that detects a potential difference between the output potential of the differential amplifier and the ground potential. Are configured.
[0022]
In the present invention, the feedback resistance and the ground resistance have the same resistance value.
[0023]
In the present invention, at least one of the feedback resistor and the ground resistor is a variable resistor.
[0024]
In the present invention, the differential conversion means amplifies and outputs a potential difference between the anode of one of the two photodiodes and the ground potential, and an output of the first differential amplifier. A first feedback resistor that connects the anode of one photodiode, a connection resistor that connects the anode of another photodiode of the two photodiodes, and the output of the first differential amplifier, and the other And a potential difference detector for detecting a potential difference between the anode potential of the photodiode and the ground potential.
[0025]
In the present invention, the first feedback resistor and the connection resistor have the same resistance value.
[0026]
In the present invention, at least one of the first feedback resistor and the connection resistor is a variable resistor.
[0027]
The present invention includes a second differential amplifier that amplifies a potential difference between an anode potential of another photodiode and a ground potential, and a potential difference detection unit detects an output potential of the second differential amplifier. .
[0028]
The present invention is configured to include a second feedback resistor that connects the output of the second differential amplifier and the anode of another photodiode.
[0029]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0030]
First Embodiment FIG. 1 is a circuit diagram of a photodetector according to a first embodiment of the present invention. The photodetector 1 includes an optical coupler 10, a cathode common type photodiode 20, and difference conversion means 30.
[0031]
The optical coupler 10 is, for example, a 3 dB optical coupler and has optical input terminals 12 and 14 and optical output terminals 16 and 18. Coherent light is input to the optical input terminals 12 and 14 respectively. The two coherent lights input to the optical input terminals 12 and 14 are superimposed, and beat frequency component lights having opposite phases are output from the optical output terminals 16 and 18.
[0032]
The cathode common type photodiode 20 includes photodiodes 22 and 24. The photodiode 22 has a cathode 22a and an anode 22b, and the photodiode 24 has a cathode 24a and an anode 24b. The cathode 22a and the cathode 24a are connected and a DC voltage Vs is applied. In principle, it is only necessary to apply the same DC voltage to the cathode 22a and the cathode 24a. However, the cathode 22a and the cathode 24a are preferably connected to reduce the size of the photodetector 1. is there. That is, the cathode common type photodiode 20 is a general two-channel photodiode array in which the cathode is common and the anode is separated. The beat frequency component light output from the optical output terminals 16 and 18 is incident on the photodiodes 22 and 24, respectively.
[0033]
The differential conversion means 30 includes a differential amplifier 32, a feedback resistor 34, a ground resistor 36, an output terminal 37, and a ground terminal 38. The differential amplifier 32 amplifies a potential difference obtained by subtracting the potential of the anode 22b from the potential of the anode 24b and outputs the amplified voltage from the output terminal 37 as a voltage. The input impedance of the differential amplifier 32 is preferably high. The feedback resistor 34 connects the output terminal 37 and the anode 22b. The grounding resistor 36 grounds the anode 24b. The output terminal 37 is an output terminal of the differential amplifier 32, and the ground terminal 38 is grounded. The output terminal 37 and the ground terminal 38 correspond to a potential difference detection unit that detects a potential difference between the output potential of the differential amplifier 32 and the ground potential.
[0034]
The ground resistor 36 is a variable resistor, but the feedback resistor 34 may also be a variable resistor. Alternatively, the feedback resistor 34 may be a variable resistor, and the resistance value of the ground resistor 36 may be fixed. In general, the feedback resistance 34 and the ground resistance 36 have the same resistance value. However, in order to correct the difference in sensitivity between the photodiodes 22 and 24 and the difference in optical coupling efficiency between the photodiodes 22 and 24 and the optical coupler 10, the resistance value of the ground resistor 36 and the resistance value of the feedback resistor 34 are You may make a slight difference.
[0035]
Next, the operation of the first embodiment will be described. When the coherent light is incident on the optical input terminals 12 and 14, they are superimposed by the optical coupler 10, and beat frequency component lights having opposite phases are output from the optical output terminals 16 and 18. The beat frequency component light output from the optical output terminals 16 and 18 is received by the photodiodes 22 and 24 of the cathode common type photodiode 20, and a current flows through the photodiodes 22 and 24. If the difference between the currents flowing through the photodiodes 22 and 24 is taken, the DC in-phase component can be removed. The difference conversion means 30 converts the difference between the currents flowing through the photodiodes 22 and 24 into a voltage.
[0036]
First, it is assumed that the sensitivity of the photodiodes 22 and 24 and the optical coupling efficiency with the optical coupler 10 are the same. Since the differential amplifier 32 has a high input impedance, the current input from the photodiodes 22 and 24 to the differential amplifier 32 is considered to be minute. Therefore, if the resistance values of the feedback resistor 34 and the ground resistor 36 are both R, the difference I1-I2 in the current flowing through the photodiodes 22 and 24 is equal to the potential difference R * I1 at both ends of the feedback resistor 34 and the ground resistor 36. The difference R * (I1-I2) from the both-end potential difference R * I2 is divided by the resistance value R of the feedback resistor 34 and the ground resistor 36. Therefore, the difference between the currents flowing through the photodiodes 22 and 24 is converted into a potential difference.
[0037]
On the other hand, the differential amplifier 32 may be considered that the two input terminals of the differential amplifier 32 are kept at the same potential because the feedback resistor 34 serves as a negative feedback path. Therefore, if the potential difference between the output terminal 37 and the ground terminal 38 is −Vdef, the difference R * (I1−I2) between the potential difference R * I1 at both ends of the feedback resistor 34 and the potential difference R * I2 at both ends of the ground resistor 36 is Vdef. It becomes. Therefore, the difference between the currents flowing through the photodiodes 22 and 24 is a value obtained by dividing the sign of the potential difference between the output terminal 37 and the ground terminal 38 by the resistance value R of the feedback resistor 34 and the ground resistor 36.
[0038]
If the sensitivity of the photodiodes 22 and 24 and the optical coupling efficiency with the optical coupler 10 are not the same, it can be corrected by shifting the resistance value of the feedback resistor 34 and the resistance value of the grounding resistor 36 so as not to be the same. It is.
[0039]
According to the first embodiment, if the cathode common type photodiode 20 is used, a value corresponding to a difference between currents flowing through the photodiodes 22 and 24 can be taken out as a voltage, and the diodes are connected in series. It is not necessary to take a manufacturing process.
[0040]
Moreover, since the output of the output terminal 37 is the output of the differential amplifier 32 itself, an output with little dependency on the load can be obtained.
[0041]
Second Embodiment The second embodiment differs from the first embodiment in the configuration of difference conversion means. Hereinafter, the same parts as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
[0042]
The photodetector 1 includes an optical coupler 10, a cathode common type photodiode 20, and difference conversion means 40. The optical coupler 10 and the cathode common type photodiode 20 have the same configuration as in the first embodiment.
[0043]
The difference conversion means 40 includes a first differential amplifier 42, a first feedback resistor 44, an output terminal 46, a connection resistor 41, an anode electrode 43, and a ground electrode 45.
[0044]
The first differential amplifier 42 amplifies a potential difference obtained by subtracting the potential of the anode 22b from the ground potential and outputs the amplified voltage to the output terminal 46 as a voltage. The input impedance of the first differential amplifier 42 is preferably high. The first feedback resistor 44 connects the output terminal 46 and the anode 22b. The connection resistor 41 connects the output terminal 46 and the anode 24b. The anode electrode 43 is connected to the anode 24b. The ground electrode 45 is grounded. The anode electrode 43 and the ground electrode 45 correspond to a potential difference detection unit that detects a potential difference between the anode 24b and the ground potential.
[0045]
The connection resistor 41 is a variable resistor, but the first feedback resistor 44 may also be a variable resistor. Alternatively, the resistance value of the connection resistor 41 may be fixed by using the first feedback resistor 44 as a variable resistor. In general, the connection resistor 41 and the first feedback resistor 44 have the same resistance value. However, in order to correct a difference in sensitivity between the photodiodes 22 and 24 and a difference in optical coupling efficiency between the photodiodes 22 and 24 and the optical coupler 10, the resistance value of the connection resistor 41 and the resistance of the first feedback resistor 44 are used. A slight difference may be made to the value.
[0046]
Next, the operation of the second embodiment will be described. When the coherent light is incident on the optical input terminals 12 and 14, they are superimposed by the optical coupler 10, and beat frequency component lights having opposite phases are output from the optical output terminals 16 and 18. The beat frequency component light output from the optical output terminals 16 and 18 is received by the photodiodes 22 and 24 of the cathode common type photodiode 20, and a current flows through the photodiodes 22 and 24. If the difference between the currents flowing through the photodiodes 22 and 24 is taken, the DC in-phase component can be removed. The difference conversion means 40 converts the difference between the currents flowing through the photodiodes 22 and 24 into a voltage. That is, a value corresponding to the difference in current is taken out as a voltage.
[0047]
First, it is assumed that the sensitivity of the photodiodes 22 and 24 and the optical coupling efficiency with the optical coupler 10 are the same. Since the first differential amplifier 42 has a high input impedance, it is considered that the current input to the first differential amplifier 42 is very small. Therefore, almost all the current flowing from the photodiode 22 is converted into a voltage by the first feedback resistor 44. Moreover, since the first feedback resistor 44 is the negative feedback path of the first differential amplifier 42, the input terminal of the first differential amplifier 42 is kept at the ground potential.
[0048]
Further, since the load of the ground electrode 45 can often be considered sufficiently larger than the connection resistance 41, almost all the current flowing from the photodiode 24 is converted into a voltage by the connection resistance 41.
[0049]
Therefore, if the resistance values of the first feedback resistor 44 and the connection resistor 41 are both R, the difference I1-I2 in the current flowing through the photodiodes 22, 24 is equal to the potential difference R * I1 at both ends of the first feedback resistor 44. The difference R * (I1-I2) between the potential difference R * I2 at both ends of the connection resistor 41 is divided by the resistance value R of the first feedback resistor 44 and the connection resistor 41. Therefore, the difference between the currents flowing through the photodiodes 22 and 24 is converted into a potential difference.
[0050]
On the other hand, since one end of the first feedback resistor 44 and the connection resistor 41 is both the output terminal 46, the potential at one end is common. The difference R * (I1-I2) between the potential difference R * I1 at both ends of the first feedback resistor 44 and the potential difference R * I2 at both ends of the connection resistor 41 is a potential difference with respect to the anode 24b of the input terminal of the first differential amplifier 42. Here, the potential of the input terminal of the first differential amplifier 42 is kept at the ground potential. Therefore, the value obtained by reversing the sign of the potential difference with respect to the ground potential of the anode 24b is the difference between the potential difference R * I1 at both ends of the first feedback resistor 44 and the potential difference R * I2 at both ends of the connection resistor 41.
[0051]
Therefore, if the potential difference between the anode electrode 43 and the ground electrode 45 is −Vdef, the difference R * (I1−I2) between the potential difference R * I1 across the first feedback resistor 44 and the potential difference R * I2 across the connection resistor 41 is , Vdef. Therefore, the difference between the currents flowing through the photodiodes 22 and 24 is a value obtained by dividing the sign of the potential difference between the anode electrode 43 and the ground electrode 45 by the resistance value R of the first feedback resistor 44 and the connection resistor 41.
[0052]
If the sensitivity of the photodiodes 22 and 24 and the optical coupling efficiency with the optical coupler 10 are not the same, the resistance value of the first feedback resistor 44 and the resistance value of the connection resistor 41 may be shifted so as not to be the same. It can be corrected.
[0053]
According to the second embodiment, if the cathode common type photodiode 20 is used, a value corresponding to the difference between the currents flowing through the photodiodes 22 and 24 can be taken out as a voltage, and the diodes are connected in series. It is not necessary to take a manufacturing process.
[0054]
Moreover, in the first embodiment, the potential of the input terminal of the differential amplifier 32 fluctuates in the same phase and is easily influenced by the CMRR characteristics of the differential amplifier 32. However, in the second embodiment, since the potential of the input terminal of the first differential amplifier 42 is fixed to the ground potential, it is difficult to be affected by the CMRR characteristics of the first differential amplifier 42.
[0055]
In addition, the intensity of light received by the photodiode 22 can be monitored from the potential of the output terminal 46.
[0056]
Further, when the first differential amplifier 42 and the first feedback resistor 44 have a large error in converting the current flowing through the photodiode 22 into a voltage, the resistance value of the first feedback resistor 44 and the resistance value of the connection resistor 41 Can be corrected by shifting them so that they are not the same.
[0057]
In other words, when the gain of the first differential amplifier 42 itself is small, the resistance value R of the first feedback resistor 44 is slightly smaller if the potential difference across the first feedback resistor 44 is divided by the current I1 flowing through the photodiode 22. Become. Therefore, it can be corrected by making the resistance value of the connection resistor 41 slightly smaller than the resistance value of the first feedback resistor 44.
[0058]
As a modification of the second embodiment, FIG. 3 shows a photodetector 1 in which a second differential amplifier 47 having a high input impedance is connected after the anode electrode 43 and the ground electrode 45. The second differential amplifier 47 amplifies the potential difference of the anode electrode 43 with respect to the ground electrode 45 and outputs it to the output terminal 48.
[0059]
Third Embodiment The third embodiment is different in that a transimpedance amplifier is connected to the anode electrode 43 and the ground electrode 45 in the photodetector 1 of the second embodiment. Description of the same parts as those of the second embodiment is omitted.
[0060]
The second differential amplifier 47 is connected after the anode electrode 43 and the ground electrode 45. The second differential amplifier 47 has a high input impedance. The second differential amplifier 47 amplifies a potential difference obtained by subtracting the potential of the anode electrode 43 from the ground potential and outputs the amplified voltage as a voltage. The second feedback resistor 49 connects the output terminal 48 of the second differential amplifier 47 and the anode electrode 43.
[0061]
Next, the operation of the third embodiment will be described. Since the second feedback resistor 49 is a negative feedback path of the second differential amplifier 47, the potential of the input terminal of the second differential amplifier 47 is kept at the ground potential. As in the second embodiment, the input terminal of the first differential amplifier 42 is kept at the ground potential. Therefore, the potential difference across the first feedback resistor 44 is equal to the potential difference across the connection resistor 41. Therefore, only a current equal to the current I 1 flowing from the photodiode 22 flows through the connection resistor 41. Moreover, since the second differential amplifier 47 has a high input impedance, a current I2-I1 obtained by subtracting the current I1 flowing through the photodiode 22 from the current I2 flowing through the photodiode 24 flows through the second feedback resistor 49. Since the potential on the anode electrode 43 side of the second feedback resistor 49 is the installation potential, that is, 0 V, the potential on the output terminal 48 side is 0−R * (I2−I1) = R * (I1−I2). Therefore, if the potential on the output terminal 48 side is Vdef, Vdef / R is the difference between the currents flowing through the photodiodes 22 and 24. Furthermore, since a transimpedance amplifier is used, the speed is higher than in the second embodiment.
[0062]
The third embodiment also has the same effect as the second embodiment.
[0063]
【The invention's effect】
According to the present invention, if the same DC voltage is applied to the cathodes of two photodiodes, it is possible to save labor such as connecting the two photodiodes in series, and provide a photodetector that is easy to manufacture. it can.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a photodetector 1 according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram of a photodetector 1 according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram of a photodetector 1 according to a modification of the second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram of a photodetector 1 according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram of an example of a conventional optical balanced receiver.
FIG. 6 is a circuit diagram of a further example of a conventional optical balanced receiver.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Photodetector 10 Optical coupler 12, 14 Optical input terminal 16, 18 Optical output terminal 20 Cathode common type photodiode 22, 24 Photodiode 22a, 24a Cathode 22b, 24b Anode 30 Difference conversion means 32 Differential amplifier 34 Feedback resistance 36 ground resistor 37 output terminal 38 ground terminal 40 differential conversion means 41 connection resistor 42 first differential amplifier 43 anode electrode 44 first feedback resistor 45 ground electrode 46 output terminal 47 second differential amplifier 48 output terminal 49 second feedback resistor 101 3dB optical coupler (optical coupler)
102, 103 Optical input terminal 104 Amplifier circuit 105, 106 Photo diode 109 Inverting amplifier 110 Feedback resistor 111 Output terminal 112 Resistor network

Claims

Optical coupling means for superimposing two coherent lights and outputting two beat frequency component lights having opposite phases to each other;
Two photodiodes that receive the two beat frequency component lights and that have the same DC voltage applied to their respective cathodes;
Difference conversion means for converting a difference between currents generated by the two photodiodes into a voltage;
With
The difference conversion means includes
A first differential amplifier that amplifies and outputs a potential difference between the anode and ground potential of one of the two photodiodes;
A first feedback resistor connecting the output of the first differential amplifier and the anode of the one photodiode;
A connection resistor connecting the anode of the other photodiode of the two photodiodes and the output of the first differential amplifier;
A potential difference detection unit that detects a potential difference between the potential of the anode of the other photodiode and the ground potential;
Have
The potential difference detected by the potential difference detection unit is a value corresponding to a difference between currents generated by the two photodiodes.
Photo detector.

The photodetector according to claim 1, wherein the two photodiodes share the cathode.

Have the same resistance and the connection resistance between said first feedback resistor, a light detector according to claim 1 or 2.

Wherein at least one of the first feedback resistor and the connection resistance is variable resistor, a light detector according to claim 1 or 2.

A second differential amplifier for amplifying a potential difference between the anode potential of the other photodiode and the ground potential;
The potential difference detection unit detects an output potential of the second differential amplifier;
The photodetector according to any one of claims 1 to 4 .

The photodetector according to claim 5 , further comprising a second feedback resistor connecting the output of the second differential amplifier and the anode of the other photodiode.