JP4427122B2 - SQUID magnetometer - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、SQUID(超伝導量子干渉素子:Superconducting QUantum Interference Device)と呼ばれる高感度な磁気センサを用いたSQUID磁束計に関わり、とくに、SQUIDとして高温超伝導SQUIDを用いて、外来磁気雑音の除去に有効なグラジオメータの構成を採るSQUID磁束計に関する。このSQUID磁束計は主に生体磁気計測装置に好適である。
【0002】
【従来の技術】
現在、SQUIDを多数用いたマルチチャネル型SQUID磁束計が盛んに開発されており、この磁束計を用いた脳磁図、心磁図などの生体磁気計測が研究されている。この生体磁気計測は、既に、大脳生理学の研究及び虚血性心疾患や不整脈の診断に有効であることが見出されている。
【0003】
極低音で動作するSQUIDは大掛かりな冷却機構を必要とするため、どうしても、生体磁気計測装置の全体構成も大形化し、かつ、運用コストも高いという問題が付きまとう。
【0004】
このような中、近年、高温超伝導材料を用いたSQUIDが実用化に近づいている。高温超伝導SQUIDは取り扱いが容易な液体窒素により冷却できる。このため、高温超伝導SQUIDを生体磁気計測装置に組み込むことにより、ことさら大規模な冷却機構は必要なくなり、装置全体の大形化も回避でき、且つ、運用コストも低減できるものと、期待されている。
【0005】
ところで、SQUID磁束計を用いて生体磁気を計測するには、生体から発生する磁場は非常に微弱であることから、生体以外から発生する磁場(以下、これを「環境磁場」を呼ぶことにする)を除去しない限り、有効な計測は期待できない。このため、環境磁場を除去する技術が生体磁気計測の主要な分野の1つを形成している。
【0006】
図13に、環境磁場を除去するための従来法のいくつかを示す。同図(a)はSQUID磁束計に用いられる磁束検出用の1次微分型ピックアップ(検出)コイルと呼ばれている。このピックアップコイルは、主に液体ヘリウム温度で動作するSQUID磁束計に採用されるコイルであり、超伝導線によって2つのループが互いに逆向きに巻装されている。この1次微分型ピックアップコイルは、心臓や脳など、このコイルの近傍から発生する磁場に対しては感度の良い検出特性を示す一方で、遠方で発生した環境磁場に対しては2つのコイルにほぼ同じ大きさの磁束が鎖交するためことからキャンセルするようになっている。
【0007】
また、同図(b)は、上述した1次微分型ピックアップコイルを2つ用いて、その中心軸方向において逆向きに重ねた状態で接続した構成のピックアップコイルを示す。このピックアップコイルは2次微分型ピックアップコイルと呼ばれており、1次微分型よりも更に高い環境磁場の除去能力を発揮できる。これらの微分型ピックアップコイルを備え、磁場の勾配成分を計測する磁束計は「グラジオメータ」と呼ばれている。
【0008】
このグラジオメータを電気的あるいはソフトウェア的に実現する手法が、例えば、米国特許第5,122,744号、特開平4−264281号、特開平5−232202号、特開平6−138197号などによる提案として知られている。これらの電気的あるいはソフトウェア的な手法は、極低温用のSQUID磁束計にも適用可能であるが、図13(a),(b)のようなビックアップコイルを形成することが難しい高温超伝導SQUID磁束計に好適にも適用できる。
【0009】
この内、とくに、特開平5−232202号にはソフトウェア的に2次微分のグラジオメータを構成する例が開示されており、これを図13(c)に模式的に示す。同図によれば、4個のマグネットメータを用い、その中の2個ずつのマグネットメータ同士の出力の差分を演算して1次微分の出力を求め、さらに、その差分出力同士の差分を再度演算することにより、2次微分の出力を得ている。加えて、参照用のマグネットメータを別に用意し、この参照用マグネットメータの計測値に比例する電流を補償電流として、他の4つのマグネットメータに供給することにより、4つのマグネットメータに共通に入力される大きな値を持つ空間的に一様な環境磁場を予め各検出値から差し引く構成になっている。
【0010】
このように2次微分型のグラジオメータ構成することで、1次微分グラジオメータよりも環境磁場の除去能力を上げることができる。当然に、3次以上など、高次の微分次数を持つグラジオメータを構成するほど、環境磁場をその高次成分まで除去できることになる。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】
上述した特開平5−232202号記載の2次微分グラジオメータは、大きな値を持つ環境磁場の一様成分を予め除去した後、差分を演算するようにしているため、各マグネットメータのダイナミックレンジは小さくても、1段目の差分演算の出力である1次微分出力値は、高い精度の計測値を得ることができる。
【0012】
しかし、同公開公報記載の2次微分グラジオメータにあっては、環境磁場に同様に含まれている、大きな値を持つ磁場の1次勾配成分に対する除去能力が極めて低いという問題がある。
【0013】
すなわち、この1次勾配成分はその殆どが2つの1次微分出力に混入している。そのため、2段目の差分演算により、大きな環境磁場の1次勾配成分の中に含まれる小さな2次勾配成分を取り出さなければならない。したがって、2次微分出力値を高精度に得ようとすれば、1次微分出力値に大きなダイナミックレンジと厳密なゲイン設定が必要になる。そして、1次微分出力値に大きなダイナミックレンジと厳密なゲイン設定を確保するには、結局、各マグネットメータのダイナミックレンジを大きくする必要がある。したがって、SQUID駆動回路や各増幅器の厳密なゲイン設定が要求される。
【0014】
例えば、環境磁場の一様成分のピーク値を約10nT、1次勾配成分のピーク値を約100pΤ、2次勾配成分のピーク値をlpΤ、単位周波数当たりの環境磁場は一様成分で100pT/√Hz、1次勾配成分で1pT/√Hz、2次勾配成分で10fT/√Hzとし、10fT/√Hzの最小分解能で計測したいとする。
【0015】
この場合、各マグネットメータの出力および1次微分出力にはピーク時に100pTの信号が出力されるので、1次微分出力の最小分解能は、少なくとも10fT/√Hz以下を維持しつつ、100pTのピーク値で振り切れることの無いように設計しなければならない。また、1次微分出力の信号値は単位周波数当たり1pT/√Hzであり、この中から10fT/√Hzの信号を取り出す必要があるので、各マグネットメータや増幅器、差分演算器のゲインの設定精度および1段目の差分演算および2段目の差分演算の同相信号除去比は少なくとも40dΒ以上である必要がある。さらに、環境磁場の一様成分100pT/√Hzが含まれる中から最小分解能10fT/√Hzの1次微分出力を差分演算により取り出す必要があるから、参照用のマグネットメータによって磁場の一様成分を除去するために各々のマグネットメータに与える補償の量は80dBの精度で一致させること必要がある。
【0016】
かかる公報記載の従来例の場合、各々のマグネットメータに与える補償の量を80dBの精度で一致させようとして、補償電流の調整回路(可変抵抗)が備えられ、各マグネットメータのばらつき分を補正する構成となっている。
【0017】
しかし、全てのマグネットメータのばらつきを人手で調整するのは手間が掛かる。加えて、調整を完了した後であっても、調整抵抗や配線抵抗の温度変化などに因る抵抗値の時間的な揺らぎは発生するので、かかる調整を頻繁に行なわなければならないという問題があった。
【0018】
また、4つのマグネットメータの他に、参照用としてマグネットメータを別途付加しなければならないという問題もあつた。
【0019】
本発明は、上述した特開平5−232202号記載の2次微分グラジオメータなどに見られる従来の問題を考慮してなされたもので、空間的に立体的なビックアップコイルの形成が困難な高温超伝導SQUIDにも適用できるとともに、参照用のマグネットメータを必要とせず、補償電流の調整を頻繁に行なう必要が無く、且つ、環境磁場の高い除去率を実現することができる高次微分グラジオメータを成すSQUID磁束計を提供することを、その目的とする。
【0020】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明に係るSQUID磁束計によれば、3個以上のSQUIDと、この3個以上のSQUID夫々を独立して駆動する駆動回路と、前記3個以上のSQUID夫々に対して取り付けられ且つ前記駆動回路夫々の出力に比例した大きさの磁束をフィードバックさせるフィードバックコイルとを備える。そして、前記3個以上のSQUIDの内の少なくとも1個のSQUIDに、他の1個のSQUIDの駆動回路の出力に比例した大きさのフィードバック磁束を当該SQUIDのフィードバックコイルを介して印加する手段と、これらのSQUID以外の他のSQUIDの駆動回路の出力に比例した大きさのフィードバック磁束を前記少なくとも1個のSQUIDに当該SQUIDのフィードバックコイルを介して加法的に印加する手段とを備えたことを特徴とする。これにより、2次以上のグラジオメータが構成される。
【0021】
さらに、このように構成したグラジオメータの各々の駆動回路にフィードバックゲインの微調整回路を設けることにより、各々のSQUIDの微妙なばらつきによる出力精度の劣化を防止する。
【0022】
また、本発明の別の態様によれば、複数のSQUIDと、この複数のSQUID夫々を独立して駆動する駆動回路と、前記複数のSQUID夫々に対して取り付けられたフィードバックコイルとを備えたSQUID磁束計において、前記複数のSQUID夫々にそのSQUIDの駆動回路の出力に比例した大きさのフィードバック磁束をそのSQUIDのフィードバックコイルを介して印加する手段と、前記複数のSQUIDの内の複数個のSQUID夫々のフィードバックコイルに、他の1個のSQUIDに供給されるフィードバック電流を加法的に印加する手段と、前記フィードバック電流が加法的に印加される複数個のSQUIDの内の少なくとも1個のSQUIDのフィードバックコイルに、その複数個のSQUIDの内の他のSQUIDの駆動回路の出力電圧に比例した大きさのフィードバック電流を更に加法的に印加する手段と、前記出力電圧から電流への変換係数を変更可能な手段とを備えたことを特徴とする。
【0023】
このように、本発明により、2次以上の電気的差分グラジオメータを持つSQUID磁束計が構成される。この構成の1つの態様を要約すると、マグネットメータで2個の電気的1次微分グラジオメータをそれぞれ構成し、片方の1次微分グラジオメータのフィードバック電流を、もう片方の1次微分グラジオメータに加算して印加する構成である。本構成により一様磁場除去用の余分なマグネットメータを備える必要がなくなると共に、広いダイナミックレンジを持つ特性の良い高次微分グラジオメータを容易に構成することができる。
【0026】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を、添付図面を参照して説明する。
【0027】
(第1の実施形態)
第1の実施形態に係るSQUID磁束計を図2に基づき説明する。この実施形態は、本発明を実施する原理的な構成を示す。
【0028】
このSQUID磁束計は、マグネットメータを用いて電気的な2次微分グラジオメータとして構成してある。各マグネットメータに組み込んだSQUIDは、高温超伝導材料で形成されている。
【0029】
この2次微分グラジオメータ1は、図2に示す如く、第1〜第4の4つのマグネットメータ11〜14から構成される。各マグネットメータ11(〜14)は、高温超伝導材料で形成されたSQUID(超伝導リング)11a(〜14a)、このSQUIDを駆動するFLL(flux locked loop)回路11b(〜14b)、SQUIDに磁束をフィードバックするフィードバックコイル11c(〜14c)、およびフィードバックコイルに接続されたフィードバックループに挿入されたフィードバックアンプ11d(〜14d)を備える。フィードバックアンプ11d〜14dのゲインはそれぞれβ1〜β4である。
【0030】
4個のマグネットメータの内、第2および第4のマグネットメータ12および14は加算回路15および16を夫々備える。加算回路15および16の夫々は、フィードバックループ内のフィードバックコイル12b(14b)およびアンプ12d(14d)の間に挿入されいる。この加算回路15および16は、本来のフィードバックループを1入力とするほか、他のマグネットメータからの入力を受け、それらの合成入力をSQUIDにフィードバックするようになっている。
【0031】
第2のマグネットメータ12の加算回路15には、第1のマグネットメータ11のFLL回路11cの出力端から分岐した分岐路が接続される。この分岐路にはゲインβ′1のアンプ17が挿入されている。
【0032】
また、第4のマグネットメータ14の加算回路16には、第2および第3のマグネットメータ11のFLL回路12cおよび13cの出力端から分岐した分岐路が接続される。これらの分岐路にはゲインβ′2およびβ′3のアンプ18および19が夫々挿入されている。
【0033】
第1〜第4のマグネットメータ11〜14のSQUID11a〜14aには、それぞれ、図示しないバイアス電流供給回路によりバイアス電流が供給される。また、このSQUID11〜14には、FLL回路11c〜14c内の図示しない変調回路から変調磁束が印加されている。SQUID11a〜14aの出力は夫々、FLL回路11c〜14c内の増幅器により増幅され、検波回路により検波・復調され、積分器によって積分され、さらに必要に応じて再度増幅されて出力電圧V1と供給される(増幅器、検波回路、積分器などは図示せず)。
【0034】
第1のSQUID11において、フィードバック回路(ループ)は、出力電圧V1に比例する「β1・V1」なる大きさのフィードバック磁束をフィードバックコイル11bを経由してSQUID11aに印可する。FLL回路11cは外部からSQUID11aに印加される、すなわち生体から検出する磁束Φ1とフィードバック磁束β1・V1が等しくなるように動作することから、
【数1】
Φ1=β1・VI
となり、出力電圧VIは
【数2】
V1=Φ1/β1
となる。すなわち、第1のマグネットメータ11は入力される磁束Φ1に比例した出力電圧VIを出力する。
【0035】
また、第2のマグネットメータ12のSQUID12aには、その出力電圧V2に比例する「β2・V2」なる大きさのフィードバック磁束と、第1のマグネットメータ11の出力電圧V1に比例する「β′1・V1」なる大きさのフィードバック磁束との和の磁束が印可される。すなわち、
【数3】
Φ2=β′1V1+β2V2
であり、出力電圧V2は
【数4】
V2=(Φ2−(β′1/β1)Φ1)/β2
となる。従って、ゲインβ′1とβ1が一致していれば、第2のマグネットメータ12は、第1のマグネットメ一夕11で検出される磁束Φ1と第2のマグネットメータ12検出される磁束Φ2との差、すなわち磁束の1階差分値に比例する電圧V2(=(Φ2−Φ1)/β2)を出力する。
【0036】
第3のマグネットメータ13のSQUID13aには、その出力電圧V3に比例する「β3・V3」なる大きさのフィードバック磁束が印加される。すなわち、
【数5】
Φ3=β3V3
となり、その出力電圧V3は
【数6】
V3=Φ3/β3
となる。従って、第3のマグネットメータ13は、その検出する磁束Φ3に比例した電圧V3を出力する。
【0037】
第4のマグネットメータ14のSQUID14aには、第2のマグネットメータ12の出力電圧V2に比例するβ′2V2なる大きさのフィードバック磁束と、第3のマグネットメータ13の出力電圧V3に比例するβ′3V3なる大きさのフィードバック磁束と、第4のマグネットメータ14の出力電圧V4に比例するβ4V4なる大きさのフィードバック磁束との和の磁束が印加される。すなわち、
【数7】
Φ4=β′2V2+β′3V3+β4V4
となり、その出力電圧V4は
【数8】
となる。従つて、ゲインβ′1とβ1、β′2とβ2、β′3とβ3がそれぞれ一致していれば、第4のマグネットメータ14は、第1および第2のマグネットメータ11および12で検出される磁束Φ1およびΦ2の差と、第3および第4のマグネットメータ13および14で検出される磁束Φ3およびΦ4の差とを更に差分した値、すなわち磁束の2階差分値に比例する電圧V4を出力する。
【0038】
このように、第1〜第4までマグネットメータ11〜14を4個使用し、第1のマグネットメータ11の出力値V1をゲイン倍して第2のマグネットメータ12のフィードバック信号に加算するとともに、第3のマグネットメータ13の出力値V3をゲイン倍して第4のマグネットメータ14のフィードバック信号に加算する。さらに、第2のマグネットメータ12の1階差分出力V2をゲイン倍して第4のマグネットメータ14のフィードバック信号に更に加算する。これにより、第4のマグネットメータ14から2階差分された電圧V4が得られる。
【0039】
本実施形態の2階微分グラジオメータは、立体的なピックアップコイルを必要としないので高温超伝導SQUIDにも適用可能であり、しかも参照用のマグネットメータを別途備えなけばならないという構成を採る必要がないため、製造コストの低減化も可能になる。
【0040】
(第2の実施形態)
ところで、上述した第1の実施形態において、2階微分グラジオメータ1により検出された出力に含まれる環境磁場成分は、各々のマグネットメータ11〜14で検出された磁場の一様成分の約「1−(2)1/2β′/β」倍、または、環境磁場の1次勾配成分の「1−β′2/β2」倍の内、大きい方の値程度まで低下する。ここで、「β′/β」は、「β′1/β1」および「β′3/β3」の典型的な値である。例えば、磁場の一様成分の大きさを約100pT/√Ηz、必要な磁場分解能を10fT/√Ηzとすると、1−2β′/βは、10−4程度以下の大きさにする必要がある。つまり、β1およびβ3の各ゲインのぺアは10−4の半分程度の誤差で一致させる必要がある。また、環境磁場の1次勾配成分の大きさを約1pT/√Hzとすると、1−β′2/β2は10−2程度以下の大きさにする必要があり、β2のゲインのぺアは10−2程度の精度で一致させる必要がある。
【0041】
これを実現するための具体的な実施形態を、本第2の実施形態として図2に基づき説明する。なお、これ以降の実施形態において、それまでに説明した実施形態のSQUID磁束計と同一または同等の構成要素には同一符号を付して、その説明を省略または簡略化する。
【0042】
図2に示すSQUID磁束計は、第1の実施形態のものと同様に、4個のマグネットメータ11〜14を電気的に接続することで、SQUID磁束計としての2次微分グラジオメータ1を構成したものである。
【0043】
同図に示す如く、マグネットメータ11〜14のフィードバックアンプとして抵抗素子R1〜R4を夫々用いている。さらに、第2および第4のマグネットメータ12および14のSQUID12aおよび14aには、夫々、2個のフィードバックコイル12b′及び12b"、および、14b′及び14b"が備えられている。
【0044】
第1のマグネットメータ11のフィードバックループの抵抗素子R1はその自身のフィードバックコイル11bに接続された後、このコイル11bは第2のマグネットメータ12の2つのフィードバックコイルの内の一方のコイル12b'に直列に接続されている。第2のマグネットメータ12のフィードバックループの抵抗素子R2は、もう一方のフィードバックコイル12b"に接続されている。同様にして、第3のマグネットメータ11のフィードバックループの抵抗素子R3はその自身のフィードバックコイル13bに接続された後、このコイル13bは第4のマグネットメータ14の2つのフィードバックコイルの内の一方のコイル14b'に直列に接続されている。第4のマグネットメータ14のフィードバックループの抵抗素子R4は、もう一方のフィードバックコイル14b"に接続されている。
【0045】
この2次微分型グラジオメータ1は、第2及び第4のマグネットメータ12および14に2つのフィードバックコイルを備えることで、フィードバックゲインβ1とβ′1、および、β3とβ′3の一致度を夫々上げることができる。以下、本実施形態のフィードバックゲインの一致度および出力信号の精度に関して説明する。
【0046】
フィードバックゲインβ1、β′1は、夫々、
【数9】
β1=Μ1/R1, β′1=Μ2/R1
である。Μ1は第1のマグネットメータメータ11におけるフィードバックコイル11bとSQUID11aとの間の相互インダクタンスであり、Μ2およびM′2は第2のマグネットメータ12におけるフィードバックコイル12b′および12b"とSQUID12aとの間の夫々の相互インダクタンスであり、SQUIDとコイルを薄膜で形成する場合、10−4より高い精度で形成可能である。
【0047】
第3および第4のマグネットメータ13および14に関しても同様である。Μ3は第3のマグネットメータメータ13におけるフィードバックコイル13bとSQUID13aとの間の相互インダクタンスであり、Μ4およびM′4は第4のマグネットメータ14におけるフィードバックコイル14b′および14b"とSQUID14aとの間の夫々の相互インダクタンスである。従って、「1−21/2β′/β」を104程度以下の大きさに設定できる。
【0048】
また、フィードバックゲインβ2およびβ′2は、夫々、
【数10】
であり、Μ′2とΜ′4は10−2よりも高い精度で容易に形成でき、R2とR′2も10−2より高い精度で一致させることができるため、「1−β′2/β2」に関しても10−2程度以下の大きさにする設定することができる。
【0049】
2次微分型グラジオメータ1としての差分値検出機能は第1の実施形態のものと同様である。すなわち、第4のマグネットメータ14から出力される2次微分の出力電圧V4は、
【数11】
である。
【0050】
本実施形態では従来例のような差分演算器を必要とせずに、2階微分グラジオメータが構成される。従って、従来例のように2つのマグネットメータ間のゲインの違いや差分演算器の同相信号除去比によって、2階微分出力の精度が制限されるということがなく、環境磁場を高い精度で除去することができる。また、補償電流を調整する調整抵抗無しに必要な高精度な環境磁場の除去能を得ることができるため、補償電流の調整を頻繁に行なう必要も無い。
【0051】
(第3の実施形態)
第3の実施形態を図3および4に示す。
【0052】
この実施形態のSQUID磁束計も、4個のマグネットメータ11〜14を用いて電気的2次微分型グラジオメータ1として構成されている。
【0053】
マグネットメータ11〜14の各フィードバックループには、フィードバック電流を供給する回路として定電流回路11e〜14e(ゲインα1〜α4)をそれぞれ採用している。図中、M1〜M4は、それぞれ、各SQUIDとフィードバックコイルとの間の相互インダクタンスである。
【0054】
また、第1のマグネットメータ11のフィードバックコイル11bと第2のマグネットメータ12のフィードバックコイル12bとを直列に接続し、一方、第3のマグネットメータ13のフィードバックコイル13bと第4のマグネットメータ14のフィードバックコィル14bとを直列に接続し、これにより、第2の実施形態で説明したと同様に、フィードバックゲインβ1とβ′1、および、β3とβ′3の一致度を向上させている。
【0055】
さらに、第2のマグネットメータ12の出力電圧V2を、別の定電流回路21(ゲインα′2)を介して第4のマグネットメータ14のフィードバックコイル14bに加えている。
【0056】
本実施形態で使用している定電流回路11e〜14eの一例を図4に示す。この定電流回路は電圧−電流変換回路として構成されている。この回路において、図示した各抵抗素子は以下の関係を保つ値のものを用いている。
【0057】
【数12】
Rf/Rs=(R2+R3)/R1
これにより、この定電流回路の出力電流ILは、下記式で表されるように、入力電圧Vsに比例した値となる。
【0058】
【数13】
IL=(Rf/(RsR3))Vs
本実施形態における2次微分型グラジオメータ1としての差分値検出機能は第1の実施形態のものと同様である。すなわち、第4のマグネットメータ14から出力される2次微分の出力電圧V4は、
【数14】
である。
【0059】
このように、第1の実施形態と同様に差分演算器を用いることなく、2次微分グラジオメータが構成される。従来例のように、差分演算器の同相信号除去比によって2階微分出力の精度が制限されることなく、環境磁場を高い精度で除去できる2次微分グラジオメータを提供できる。さらに、補償電流を調整する調整抵抗無しに必要な精度を得ることができるため、補償電流の調整を頻繁に行なう必要のない2次微分グラジオメータを提供できる。さらにまた、第1の実施形態で示したような、第2、第4のマグネットメータそれぞれにフィードバックコイルを2個設ける必要がないため、構成が簡単化されると共に、それらのコイル間のクロストークによる歪みの発生も解消される。
【0060】
(第4の実施形態)
第4の実施形態を図5に基づき説明する。この実施形態のSQUID磁束計も、4個のマグネットメータ11〜14を用いて電気的2次微分型グラジオメータ1として構成されている。
【0061】
この2次微分型グラジオメータ1は、第3の実施形態と同様に、フィードバック電流を供給する回路として定電流回路11e〜14eを各マグネットメータに採用している。その一方で、第1のマグネットメータ11のフィードバックコイル11bと第2のマグネットメータ12のフィードバックコイル12bとを直列に接続し、同様に、第3のマグネットメータ13のフィードバックコイル13bと第4のマグネットメータ14のフィードバックコイル14bとを直列に接続し、これにより、フィードバックゲインβ1とβ′1、及び、β3とβ′3の一致度を向上させている。
【0062】
とくに、第3の実施形態のグラジオメータと異なるのは、第1および第3のマグネットメータ11および13の出力電圧に比例する電流を、新たに付加した定電流回路により第2および第4のマグネットメータ12および14に夫々供給する回路が加えられた点である。すなわち、第1のマグネットメータ11の出力電圧V1は定電流回路22(ゲインγ1)を介して第2のマグネットメータ12のフィードコイル12bに加えられ、また、第3のマグネットメータ13の出力電圧V3は定電流回路23(ゲインγ3)を介して第4のマグネットメータ14のフィードコイル14bに加えられている。
【0063】
本実施形態における2次微分型グラジオメータ1としての差分値検出機能は第1の実施形態のものと同様である。すなわち、第4のマグネットメータ14から出力される2次微分の出力電圧V4は、
【数15】
である。
【0064】
上述した新たに加えられた定電流回路22,23は、第3の実施形態において相互インダクタンスΜ1,Μ2間およびM3,M4間の値が僅かに異なっていた場合、β1とβ′1、及び、β3とβ′3に要求される高い一致度を確保できなくなる点を改善するためのものである。具体的には、第1と第2(及び第3と第4)のマグネットメータ11,12(及び13、14)のフィードバックコイル11b,12b(及び13b,14b)に共通に供給される電流Ι1=α1V1(及びΙ3=α3V3)に比べて、小さい電流I′2=γ1V1(及びΙ′4=γ3V3)を第2のマグネットメータ12のフィードバックコイル12b(及び第4のマグネットメータ14のフィードバックコイル14b)に供給することにより、相互インダクタンスM1,Μ2(及びM3,M4)の値の僅かな違いを補正するものである。
【0065】
この新たに加えられた定電流回路22,23はそのゲインが可変になっている。このため、各マグネットメータに一様な磁場を与えたとき、第2及び第4のマグネットメータ12、14の出力が最も小さくなるように調整される。この定電流回路22,23のゲイン調整は、例えば、前述した図4の抵抗R3の値を調整することで達成される。理想的に調整されたときのゲインは、
【数16】
γ1=α1(M1/M2−1)
及び
【数17】
γ3=α3(M3/M4−1)
という値になる。これらのゲインは、相互インダクタンスM1,M2が互いに高精度に一致していればα1、α3よりも相当小さな値となるため、これらの値が出力値の精度に与える影響は小さく、従来の方法に比べて調整が容易である。
【0066】
また、相互インダクタンスM1,Μ2,Μ3,Μ4のばらつきは主に製造時に発生するものであって、時問的な変化は極めて小さいため、一度調整を行なった後は、長期間にわたって調整する必要は無い。
【0067】
本実施形態によれば、第2の実施形態と同様の効果に加え、SQUIDのフィードバックコイルと超伝導リングとの間の相互インダクタンスの僅かなばらつきに因る2階微分グラジオメータの出力精度の劣化を、ゲイン調整可能な定電流回路によって補償することができる。このため、2階微分の出力精度をさらに上げることができる。また、そのための調整作業も頻繁に行なう必要がないという利点がある。
【0068】
(第5の実施形態)
第5の実施形態を図6及び7に基づき説明する。この実施形態のSQUID磁束計も、4個のマグネットメータ11〜14を用いて電気的2次微分型グラジオメータ1として構成されている。
【0069】
この2次微分型グラジオメータ1は、第3の実施形態と同様に、フィードバック電流を供給する回路として定電流回路11e〜14eを採用している。第1のマグネットメータ11のフィードバックコイル11bと第2のマグネットメータ12のフィードバックコイル12bとを直列に接続するとともに、第3のマグネットメータ13のフィードバックコイル13bと第4のマグネットメータ14のフィードバックコイル14bとを直列に接続することにより、フィードバックゲインβ1とβ′1の一致度、及び、β3とβ′3の一致度を上げている。
【0070】
また、第3の実施形態の構成に加えて、第2のマグネットメータ12の出力電圧V2を増幅回路32(ゲインγ2)で増幅して加算回路33を介して第4のマグネットメータ34の出力に加えるようになっている。
【0071】
さらに、第1のマグネットメータ11の出力電圧V1に比例する電圧を、新たに加えた増幅回路30(ゲインγ1)により生成し、この電圧を加算回路31により第2のマグネットメータ12の出力電圧に加算する構成が新たに設けられている。第3のマグネットメータ13の出力電圧V3に比例する電圧を、新たに加えた増幅回路34(ゲインγ3)により生成し、この電圧を加算回路35により第4のマグネットメータ14の出力電圧に加算する構成が新たに設けられている。
【0072】
本実施形態における2次微分型グラジオメータ1としての差分値検出機能は上述した実施形態と同様である。すなわち、第4のマグネットメータ14から出力される2次微分の出力電圧V4は、
【数18】
である。
【0073】
この新たに加えられた増幅回路30、34および加算回路31、35は、第3の実施形態において相互インダクタンスM1,M2、Μ3,M4およびα2とα′2が僅かに異なっていた場合、2次微分成分のみを出力すべき出力値に一様成分や1次勾配成分が混入する問題を改善することができる。
【0074】
増幅回路30、32、34はそのゲインを変更可能に構成されており、各マグネットメータに一様な磁場を加えたときに第2、第4のマグネットメータの微分出力が0となるようにゲインγ1、γ3を調整し、各マグネットメータに一様な勾配磁場を加えたときに第4のマグネットメータの出力が0になるようにγ2を調整する。
【0075】
図7にゲインを調整するための具体的な回路構成を示す。コンピュータ40内のゲイン制御部41からゲイン値がデジタル信号として出力されると、このゲイン値はD/Α変換回路44によって対応するアナログ電圧に変換される。各マグネットメータのから出力された出力電圧(入力信号1)とアナログ電圧に変換されたゲイン信号とが乗算回路45に入力され、両者の積信号が演算される。この積信号は、他のマグネットメータのFLL回路からの出力電圧(入力信号2)に加算回路46で加算される。この加算信号は、信号処理回路47により、ゲイン調整、フィルタ処理などの信号処理が施された後、コンピュータ40の信号収集部43に送られる。この信号収集部43によってデジタル信号に変換され、ゲイン制御部41でのゲイン制御に供せられる。また、コンピュータ40は磁場発生コイル制御部42を備えており、この制御部がSQUIDセンサ付近に設置した参照用の磁場発生コイル48からの磁場発生を制御できるようになっている。本構成によれば、コンピュータ40からの指令に応じて増幅回路30、32、34のゲインを任意に変更することができる。
【0076】
なお、このコンピュータ40は、この2次微分型グラジオメータ1の検出出力(少なくとも第4のマグネットメータの出力電圧V4)を受けて磁場源などを解析する装置と兼用することができる。
【0077】
次にゲイン調整の手順を説明する。ゲイン制御部41は全ての増幅回路30、32、34のゲインをまず一度、零に設定する。次いで、磁場発生コイル制御部42は、SQUIDセンサ付近に設置された複数の磁場発生コイル48に予め決められたパターンの磁場を発生させる。信号収集部43ではその時の各磁束計の出力を収集し、コンピュータ内のメモリに記憶する。次いで、図示されてない演算部により、例えば特開平9−206626号に記載されている方法を用いて各増幅回路のゲインを決定し、ゲイン制御部41はこの決定したゲイン値を元に各増幅回路のゲインを制御する。
【0078】
本実施形態によれば、Μ1,Μ2,Μ3,M4のばらつきによる出力精度の劣化を防止することができる。相互インダクタンスΜ1,M2,M3,M4のばらつきは主に製造時に発生するものであり、時問的な変化は極めて小さいため、一度調整を行なうと、その後、長期間にわたり再調整することは殆ど必要無くなる。
【0079】
本実施形態によれば、第3の実施形態と同様の効果に加え、SQUIDのフィードバックコイルと超伝導リングとの間の相互インダクタンスのわずかなばらつきに因って2階微分グラジオメータの出力精度が劣化するような場合であっても、ゲイン調整可能な増幅回路および加算回路により、これを補償することが可能になる。したがって、2階微分の出力精度をさらに高くすることができ、そのための調整作業も頻繁には行なう必要が無いという特徴がある。
【0080】
なお、本実施形態では、新たに追加した増幅回路および加算回路が電気的に構成されている場合を例示したが、必ずしもこれに限定されるものではない。他の構成例として、ソフトウェア処理によるものであつてもよい。ソフトウェア処理により増幅及び加算を行なうと、増幅のためのゲイン調整がソフトウェア処理により容易に行なえるため、図7に示したような特別なゲイン調整手段が不要になり、回路構成が大幅に簡単化できるという効果がある。
【0081】
(第6の実施形態)
第6の実施形態を図8に基づき説明する。この実施形態のSQUID磁束計は、3個のマグネットメータを用いて電気的2次微分型グラジオメータ1として構成されている。このグラジオメータは、本発明に係る2次微分グラジオメータのほかの基本的な構成を成す。
【0082】
2次微分グラジオメータ1は3個のマグネットメータ11〜13から成り、各マグネットメータは3つのSQUID11a(〜13c)と駆動回路としてのFLL回路11c(〜13c)から成っている。また、各マグネットメータにおいて、ゲインβ1(〜β3)のフィードバックアンプ11c(〜13c)により、出力電圧に比例した電流が夫々のフィードバックコイル11b(〜13b)に戻されるようになっている。
【0083】
これに加えて、第1のマグネットメータ11の出力電圧V1がゲインβ′1のフィードバックアンプ51により増幅されて、第2のマグネットメータ12のフィードバックループに挿入されている加算器52に印加される。また、第3のマグネットメータ13の出力電圧V3がゲインβ′3のフィードバックアンプ53により増幅されて加算回路52に印加される。加算器52で加算された第1〜第3のマグネットメータの出力電圧は第2のマグネットメータ12のフィードバックコイル12bに与えられる。
【0084】
この結果、第1と第3のマグネットメータ11、13は通常のマグネットメータとして動作し、その一方で、それらの出力電圧V1、V3を夫々β1、β3倍した大きさの磁束が第2のマグネットメータ12のSQUID12aに、第2のマグネットメータ自体の出力に比例した磁束と共に印加される。このため、第2のマグネットメータ12の出力電圧V2は
【数19】
のように表される。
【0085】
そこで、β′1/β1、β′3/β3を夫々1/2にすることにより、2次微分に相当する出力を得ることができる。この回路構成の場合、1次微分の出力を得るには、第1と第3のマグネットメータの出力電圧の差分演算を行なう必要はあるが、その一方で、従来5組必要であったSQUID及び駆動回路の組が3組で済むため、構成が非常に簡素化されるという容易になるという利点がある。
【0086】
上述した図8の原理的な2次微分グラジオメータ1を更に具体的に構成した例を図9に示す。この構成は、上述した各実施形態と同様の手法を用いることができ、1次微分出力を直接得ることができない点を除いて、上述のものと同等のの効果を得ることができる。
【0087】
具体的には、マグネットメータ11〜13のフィードバックループには定電流回路11e〜13e(ゲインα1〜α3)が夫々挿入されている。また、マグネットメータ11〜13の夫々において、SQUID11a(〜13a)に対するフィードバックコイルは2個ずつ備えられている。
【0088】
第1のマグネットメータ11のフィードバックコイル11b'および11"(相互インダクタンスはM1、M'1)は互いに直列に接続されて、自分の出力のフィードバック電流を受けるとともに、その直列接続のコイルは更に第2のマグネットメータ12の2個のフィードバックコイル12b'および12"(相互インダクタンスはM2、M'2)の内の一方12b'に接続されている。同様に、第3のマグネットメータ13のフィードバックコイル13b'および13"(相互インダクタンスはM3、M'3)は互いに直列に接続されて、自分の出力のフィードバック電流を受けるとともに、その直列接続のコイルは更に第2のマグネットメータ12の一方のフィードバックコイル12b'に接続されている。第2のマグネットメータ12では、残りの一方のフィードバックコイル12b"に自分の検出出力に比例した電流がフィードバックされている。
【0089】
このグラジオメータ1の出力は第2のマグネットメータ12から与えられ、その値は、
【数20】
で表される。1個のSQUIDに対して2個備えられているフィードバックコイルの超伝導リングヘの相互インダクタンスMが全て同一になるように構成すると、2次微分に相当する出力を得ることができる。
【0090】
第2の実施形態と同様に、2次微分出力を得るために減算回路などを使用しないので、高精度に磁場の2次勾配成分を計測することが可能になる。
【0091】
(第7の実施形態)
第7の実施形態を図10に基づき説明する。この実施形態のSQUID磁束計は、3次以上のグラジオメータとして、電気的3次微分型グラジオメータとし構成したものである。
【0092】
図10には、3次微分型グラジオメータ1の1つの基本的な構成を示す。このグラジオメータ1は、8個のマグネットメータ11〜14、61〜64を備える。この内、図面左側に表した4個のマグネットメータ11〜14は前述した第1の実施形態のものと同一に構成されている。図面右側に記載した残り4個のマグネットメータ61〜64も左側の4個のマグネットメータ11〜14と同様に構成されている。さらに、第4のマグネットメータ14の検出出力V4がフィードバックアンプ70を介して第8のマグネットメータ64のフィードバックループに供給されている。
【0093】
したがって、第1、第3、第5及び第7のマグネットメータ11,13,61及び63にマグネットメータ出力V1,V3,V5及びV7、第2及び第6のマグネットメータ12及び62に1次微分出力V2及びV6、第4のマグネットメータ14に2次微分出力V4、並びに第8のマグネットメータ64に3次微分出力V8を得ることができる。
【0094】
(第8の実施形態)
第8の実施形態を図11に基づき説明する。この実施形態のSQUID磁束計も、3次以上のグラジオメータとして、電気的3次微分型グラジオメータとし構成したものである。
【0095】
図11には、3次微分型グラジオメータ1の別の基本的な構成を示す。このグラジオメータ1は、4個のマグネットメータ11〜14を備える。このマグネットメータ11〜14のSQUID、フィードバックコイル、FLL回路及びフィードバックアンプによる基本回路は今まで説明したものと同様である。
【0096】
これに加えて、第3のマグネットメータ13のフィードバックループには、加算回路71が挿入されており、この加算回路71には自前の検出出力V3に加えて、第2のマグネットメータ12の検出出力V2をフィードバックアンプ72(ゲインβ′2)を介して、また第4のマグネットメータ14の検出出力V4をフィードバックアンプ73(ゲインβ′4)を介して加えるようになっている。さらに、第4のマグネットメータ14のフィードバックループには別の加算回路75が挿入されて、自前の検出出力V4をゲイン倍した電流と第1のマグネットメータ11の検出出力V1をフィードバックアンプ(ゲインβ′1)でゲイン倍した電流とを加算してフィードバックコイル14bに与えるようになっている。
【0097】
したがって、ゲインに関して、β′1/β1とβ′2/β2を1、β′4/β4を1/2や1/3などのある定数に設定することで、第3のマグネットメータ13から3次微分出力V3が
【数21】
が得られる。このようにして、4組のマグネットメータだけで3次微分出力を得ることができる。
【0098】
同様にして、本発明に係る4次以上の微分型グラジオメータも構成することができる。
【0099】
(第9の実施形態)
第9の実施形態を図12に基づき説明する。この実施形態のSQUID磁束計は、フィードバック回路の改善に関する。
【0100】
高温超伝導SQUIDを用いたSQUID磁束計では、低周波雑音を低減することを意図して、交流バィアス回路を採用し、フィードバック電流に加えた変調信号をフィードバックコイルに入力させる構成を採ることが多い。このような回路の構成例は特公平6−38103に詳細に記述されている。
【0101】
図12は、かかる回路構成を用いたSQUID磁束計の好ましい実施形態を示す。SQUID磁束計1は、複数のマグネットメータ91、92、…を有し、各マグネットメータは高温超伝導リング91a(92a)、フィードバックコイル91b(92b)、駆動回路91c(92c)、及びフィードバック系に挿入された電圧・電流変換用の定電流回路91d(92d)を備える。駆動回路91c及び92cは夫々、増幅器Da、復調器Db、積分器Dcを入力側からこの順に備える。超伝導リング91a,92aのフィードバックコイル91b,92bは、自己のフィードバックループに夫々、直列に接続されながらも、相互に直列に接続されている。
【0102】
複数のマグネットメータ91、92、…には共通の交流バイアス回路93が装備されている。この交流バイアス回路93は、発信器94、分周器95、排他的論理和回路96、および定電流回路97を備える。
【0103】
この交流バイアス回路93は、フィードバックコイル91b、92b、…が直列に接続された複数のマグネットメータ91、92、…に対して、変調信号を発生する発振器94を1台だけ設け、その変調信号を定電流回路97で電圧・電流変換し、変換した電流を直列接続のフィードバックコイル91b、92b、…に共通に供給するという特徴を有する。また、駆動回路91c,92cの夫々は、SQUID91a,92a,…の夫々の出力電圧を増幅器Daで増幅した後、共通の発振器94を起源とする参照信号を用いて復調器Dbで復調することを特徴とする。この回路構成は、前述した第1〜第8の実施形態の各々に対して適用され、フィードバック電流は第1〜第8の実施形態の各々に記されている方法で生成される。
【0104】
本実施形態によれば、高温超伝導SQUIDに顕著な低周波雑音を効果的に抑制することができるため、高温超伝導SQUIDに対して好適に適用できるようになる。さらに、駆動回路夫々に共通の発振器により生成された変調信号が供給され、共通の発振器に基づく参照信号により復調されるので、チャンネル間の意図しない相互作用に因って、出力電圧に歪みが発生しても、その歪みはチャンネル間に常に一定に作用するので、この相互作用は各チャンネルのばらつきと同様の歪みとして現れる。このため、第5の実施形態で説明した手法によって測定及び、補正することが可能である。したがって、第5の実施形態と組み合わせて実施することによってチャンネル問の相互作用の影響を排除して、磁場勾配をさらに高精度に計測できるという効果がある。
【0105】
上述した実施形態では、電気的な回路によるグラジオメータを例に説明したが、本発明の主要な構成要素はソフトウェア的にも実行可能なものであり、その場合にも電気的に構成されたのと同様の効果が得られる。
【0106】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のSQUID磁束計によれば、参照用の余分なマグネットメータを設ける必要がなく、2次以上のグラジオメータを電気的に又はソフトウェア的に構成できる。このため、空間的に立体的なピックアップコイルが構成困難な高温超伝導SQUIDを用いて、補償電流の調整を頻繁に行なう必要が無く、且つ環境磁場の高い除去率を実現する高次微分グラジオメータを提供することができる。したがって、安価で運用の容易な生体磁気計測装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】図1は、本発明の第1の実施形態に係るSQUID磁束計としての2次微分型グラジオメータの概略を示す構成図。
【図2】図2は、本発明の第2の実施形態に係るSQUID磁束計としての2次微分型グラジオメータの概略を示す構成図。
【図3】図3は、本発明の第3の実施形態に係るSQUID磁束計としての2次微分型グラジオメータの概略を示す構成図。
【図4】図4は、フィードバック回路に用いる定電流回路の回路図。
【図5】図5は、本発明の第4の実施形態に係るSQUID磁束計としての2次微分型グラジオメータの概略を示す構成図。
【図6】図6は、本発明の第5の実施形態に係るSQUID磁束計としての2次微分型グラジオメータの概略を示す構成図。
【図7】ゲイン調整法を説明する回路図。
【図8】図8は、本発明の第6の実施形態に係るSQUID磁束計としての2次微分型グラジオメータの別の基本形を示す構成図。
【図9】図8の2次微分型グラジオメータを具体例を示す構成図。
【図10】図10は、本発明の第7の実施形態に係るSQUID磁束計としての3次微分型グラジオメータの一例を示す構成図。
【図11】図11は、本発明の第8の実施形態に係るSQUID磁束計としての3次微分型グラジオメータの別の例を示す構成図。
【図12】図12は、本発明の第9の実施形態に係るSQUID磁束計の概略構成を示すブロック図。
【図13】従来技術を説明するために用いピックアップコイルおよびグラジオメータの構成図。
【符号の説明】
1 2次微分型グラジオメータ(SQUID磁束計)
11〜14 マグネットメータ
11a〜14a SQUID(超伝導リング)
11b〜14b フィードバックコイル
11c〜14c FLL回路
11d〜14d フィードバックアンプ
11e〜14e 定電流回路
11′b,11"b,12′b,12"b,14′b,14"b フィードバックコイル
17〜19 フィードバックアンプ
21 定電流回路
22,23 定電流回路
30、32、34 増幅回路
31、33、35 加算回路
40 コンピュータ
44 D/A変換回路
45 乗算回路
46 加算回路
47 信号処理回路
48 磁場発生コイル
51,53 フィードバックアンプ
52 加算回路
61〜64 マグネットメータ
71,75 加算回路
72,73,74 フィードバックアンプ
91,92 マグネットメータ
91a,92b 高温超伝導リング
91a,92b フィードバック回路
93 交流バイアス回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a SQUID magnetometer using a high-sensitivity magnetic sensor called SQUID (Superconducting Quantum Interference Device), and in particular, using high-temperature superconducting SQUID as SQUID, removing extraneous magnetic noise. The present invention relates to a SQUID magnetometer that employs a configuration of a gradiometer that is effective. This SQUID magnetometer is mainly suitable for a biomagnetic measuring device.
[0002]
[Prior art]
Currently, multi-channel SQUID magnetometers using many SQUIDs have been actively developed, and biomagnetic measurements such as magnetoencephalograms and magnetocardiograms using this magnetometer have been studied. This biomagnetic measurement has already been found to be effective for the study of cerebral physiology and the diagnosis of ischemic heart disease and arrhythmia.
[0003]
Since the SQUID operating with extremely low sound requires a large cooling mechanism, there is a problem that the entire configuration of the biomagnetic measuring device is enlarged and the operation cost is high.
[0004]
Under such circumstances, in recent years, SQUID using a high temperature superconducting material is approaching practical use. The high temperature superconducting SQUID can be cooled by liquid nitrogen which is easy to handle. For this reason, by incorporating the high-temperature superconducting SQUID into the biomagnetic measuring device, it is expected that a large-scale cooling mechanism will be unnecessary, the overall size of the device can be avoided, and the operating cost can be reduced. Yes.
[0005]
By the way, in order to measure biomagnetism using a SQUID magnetometer, since the magnetic field generated from the living body is very weak, the magnetic field generated from other than the living body (hereinafter referred to as “environmental magnetic field”). Unless it is removed), effective measurement cannot be expected. For this reason, the technology for removing the environmental magnetic field forms one of the main fields of biomagnetic measurement.
[0006]
FIG. 13 shows some of the conventional methods for removing the environmental magnetic field. FIG. 5A is called a first-order differential pickup (detection) coil for detecting magnetic flux used in a SQUID magnetometer. This pickup coil is a coil employed in a SQUID magnetometer that mainly operates at liquid helium temperature, and two loops are wound in opposite directions by superconducting wires. This primary differential pickup coil shows a sensitive detection characteristic for a magnetic field generated from the vicinity of this coil, such as the heart and brain, while it has two coils for an environmental magnetic field generated far away.AlmostSince magnetic fluxes of the same magnitude are interlinked, they are canceled.
[0007]
FIG. 2B shows a pickup coil having a configuration in which two primary differential pickup coils described above are used and connected in a state of being stacked in the opposite direction in the central axis direction. This pickup coil is called a secondary differential pickup coil, and can exhibit a higher ability to remove an environmental magnetic field than the primary differential type. A magnetometer that includes these differential pickup coils and measures a gradient component of a magnetic field is called a “gradiometer”.
[0008]
Techniques for realizing this gradiometer electrically or in software are proposed by, for example, US Pat. No. 5,122,744, JP-A-4-264281, JP-A-5-232202, and JP-A-6-138197. Known as. These electrical or software methods can be applied to a cryogenic SQUID magnetometer, but it is difficult to form a big-up coil as shown in FIGS. 13 (a) and 13 (b). It can be suitably applied to a SQUID magnetometer.
[0009]
Of these, in particular, Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-232202 discloses an example in which a second-order differential gradiometer is configured in terms of software, and this is schematically shown in FIG. According to the figure, four magnetometers are used, the difference between the outputs of each of the two magnetometers is calculated to obtain the first derivative output, and the difference between the difference outputs is again calculated. A second derivative output is obtained by calculation. In addition, a separate magnetometer for reference is prepared, and a current proportional to the measured value of the magnetometer for reference is supplied as a compensation current to the other four magnetometers, so that they are commonly input to the four magnetometers. The spatially uniform environmental magnetic field having a large value is subtracted from each detected value in advance.
[0010]
By configuring the second-order differential type gradiometer in this way, it is possible to increase the ability to remove the environmental magnetic field as compared with the first-order differential gradiometer. Naturally, the higher the differential order of the third order or higher, the more the environmental magnetic field can be removed.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
Since the second-order differential gradiometer described in Japanese Patent Laid-Open No. 5-232202 described above calculates the difference after removing the uniform component of the environmental magnetic field having a large value in advance, the dynamic range of each magnetometer is Even if it is small, the first-order differential output value that is the output of the first-stage difference calculation can provide a highly accurate measurement value.
[0012]
However, the second-order differential gradiometer described in the same publication has a problem that its ability to remove a first-order gradient component of a magnetic field having a large value that is also included in the environmental magnetic field is extremely low.
[0013]
That is, most of the primary gradient component is mixed in two primary differential outputs. Therefore, a small secondary gradient component included in the primary gradient component of the large environmental magnetic field must be extracted by the second-stage difference calculation. Therefore, if a secondary differential output value is to be obtained with high accuracy, a large dynamic range and a strict gain setting are required for the primary differential output value. In order to ensure a large dynamic range and a strict gain setting for the primary differential output value, it is necessary to increase the dynamic range of each magnet meter. Therefore, strict gain setting is required for the SQUID driving circuit and each amplifier.
[0014]
For example, the peak value of the uniform component of the environmental magnetic field is about 10 nT, the primary gradient componentpeakThe value is about 100pΤpeakThe value is 1pΤ, and the environmental magnetic field per unit frequency is 100pT / √Hz for the uniform component, 1pT / √Hz for the primary gradient component, and 10fT / √Hz for the secondary gradient component, and is measured with the minimum resolution of 10fT / √Hz. I want to do it.
[0015]
In this case, a 100 pT signal is output at the peak of the output of each magnetometer and the primary differential output, so that the minimum resolution of the primary differential output is at least 10 fT / √Hz or less and a peak value of 100 pT. It must be designed so that it cannot be shaken out. Further, the signal value of the first derivative output is 1 pT / √Hz per unit frequency, and it is necessary to take out a signal of 10 fT / √Hz from this, so that the accuracy of setting the gain of each magnet meter, amplifier, and difference calculator In addition, the in-phase signal rejection ratio of the difference calculation at the first stage and the difference calculation at the second stage needs to be at least 40 dΒ. Furthermore, since it is necessary to take out the first derivative output with the minimum resolution of 10 fT / √Hz from among the 100 pT / √Hz uniform component of the environmental magnetic field, the uniform component of the magnetic field is obtained by a reference magnetometer. The amount of compensation given to each magnet meter to eliminate must be matched with an accuracy of 80 dB.
[0016]
In the case of the conventional example described in this publication, a compensation current adjustment circuit (variable resistor) is provided to correct the amount of compensation given to each magnet meter with an accuracy of 80 dB, and corrects the variation of each magnet meter. It has a configuration.
[0017]
However, it is troublesome to manually adjust the variation of all magnet meters. In addition, even after the adjustment is completed, the resistance value temporally fluctuates due to changes in the temperature of the adjustment resistor and wiring resistance. It was.
[0018]
In addition to the four magnet meters, there was a problem that a magnet meter had to be added separately for reference.
[0019]
The present invention has been made in consideration of the conventional problems found in the above-mentioned secondary differential gradiometer described in JP-A-5-232202, etc., and it is difficult to form a spatially three-dimensional big-up coil. High-order differential gradiometer that can be applied to superconducting SQUID, does not require a reference magnetometer, does not require frequent adjustment of compensation current, and can realize a high removal rate of environmental magnetic field It is an object of the present invention to provide a SQUID magnetometer.
[0020]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, according to the SQUID magnetometer according to the present invention, three or more SQUIDs, a drive circuit that independently drives each of the three or more SQUIDs, and each of the three or more SQUIDs. And a feedback coil that feeds back a magnetic flux having a magnitude proportional to the output of each of the drive circuits. And means for applying a feedback magnetic flux having a magnitude proportional to the output of the drive circuit of the other SQUID to at least one SQUID among the three or more SQUIDs via the feedback coil of the SQUID. And means for additively applying a feedback magnetic flux having a magnitude proportional to the output of the drive circuit of the other SQUID other than these SQUIDs to the at least one SQUID via the feedback coil of the SQUID. Features. Thereby, a secondary or higher-order gradiometer is configured.
[0021]
Further, by providing a fine adjustment circuit of the feedback gain in each drive circuit of the gradiometer configured as described above, it is possible to prevent the output accuracy from being deteriorated due to subtle variations in each SQUID.
[0022]
According to another aspect of the present invention, a SQUID comprising a plurality of SQUIDs, a drive circuit that independently drives each of the plurality of SQUIDs, and a feedback coil attached to each of the plurality of SQUIDs. In the magnetometer, means for applying a feedback magnetic flux having a magnitude proportional to the output of the drive circuit of the SQUID to each of the plurality of SQUIDs via a feedback coil of the SQUID, and a plurality of SQUIDs of the plurality of SQUIDs Means for additively applying a feedback current supplied to another SQUID to each feedback coil, and at least one SQUID of a plurality of SQUIDs to which the feedback current is additively applied The feedback coil has another SQ of the plurality of SQUIDs. Wherein means for further additive applied to the magnitude of the feedback current proportional to the output voltage of the driving circuit of the ID, and that a possible change means a conversion factor to the current from the output voltage.
[0023]
Thus, the present invention constitutes a SQUID magnetometer having a second or higher order electrical difference gradiometer. To summarize one aspect of this configuration, each of the two first-order differential gradiometers is configured with a magnet meter, and the feedback current of one first-order differential gradiometer is added to the other first-order differential gradiometer. It is the structure to apply. With this configuration, it is not necessary to provide an extra magnetometer for uniform magnetic field removal, and a high-order differential gradiometer having a wide dynamic range and good characteristics can be easily configured.
[0026]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
[0027]
(First embodiment)
The SQUID magnetometer according to the first embodiment will be described with reference to FIG. This embodiment shows a basic configuration for carrying out the present invention.
[0028]
This SQUID magnetometer is configured as an electrical second-order differential gradiometer using a magnet meter. The SQUID incorporated in each magnet meter is formed of a high temperature superconducting material.
[0029]
As shown in FIG. 2, the second-
[0030]
Of the four magnet meters, the second and
[0031]
A branch path branched from the output end of the
[0032]
The
[0033]
A bias current is supplied to the
[0034]
In the
[Expression 1]
Φ1= Β1・ VI
The output voltage VIIs
[Expression 2]
V1= Φ1/ Β1
It becomes. That is, the
[0035]
The
[Equation 3]
Φ2= Β '1V1+ Β2V2
Output voltage V2Is
[Expression 4]
V2= (Φ2− (Β ′1/ Β1) Φ1) / Β2
It becomes. Therefore, gain β ′1And β1Are equal to each other, the
[0036]
The
[Equation 5]
Φ3= Β3V3
And its output voltage V3Is
[Formula 6]
V3= Φ3/ Β3
It becomes. Therefore, the
[0037]
The
[Expression 7]
Φ4= Β '2V2+ Β '3V3+ Β4V4
And its output voltage V4Is
[Equation 8]
It becomes. Therefore, gain β ′1And β1, Β ′2And β2, Β ′3And β3Are equal to each other, the
[0038]
Thus, four
[0039]
Since the second-order differential gradiometer of this embodiment does not require a three-dimensional pickup coil, it can be applied to a high-temperature superconducting SQUID, and it is necessary to adopt a configuration in which a reference magnetometer must be provided separately. Therefore, the manufacturing cost can be reduced.
[0040]
(Second Embodiment)
By the way, in the first embodiment described above, the environmental magnetic field component included in the output detected by the second-
[0041]
A specific embodiment for realizing this will be described as a second embodiment with reference to FIG. In the following embodiments, the same or equivalent components as those in the SQUID magnetometer of the embodiments described so far are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted or simplified.
[0042]
The SQUID magnetometer shown in FIG. 2 constitutes the second-
[0043]
As shown in the figure, a resistance element R is used as a feedback amplifier for the magnetometers 11-14.1~ R4Are used respectively. Further, the
[0044]
Resistance element R of the feedback loop of the
[0045]
The second-order
[0046]
Feedback gain β1, Β ′1Respectively
[Equation 9]
β1= Μ1/ R1, Β ′1= Μ2/ R1
It is. Μ1Is a mutual inductance between the
[0047]
The same applies to the third and
[0048]
Also, feedback gain β2And β ′2Respectively
[Expression 10]
And Μ ′2And Μ ′410-2Can be easily formed with higher accuracy than R2And R '210-2Since it is possible to match with higher accuracy, “1-β ′2/ Β210-2It can be set to a size less than about.
[0049]
The differential value detection function as the secondary
## EQU11 ##
It is.
[0050]
In the present embodiment, a second-order differential gradiometer is configured without requiring a difference calculator as in the conventional example. Therefore, unlike the conventional example, the accuracy of the second-order differential output is not limited by the difference in gain between the two magnetometers or the common-mode signal rejection ratio of the difference calculator, and the environmental magnetic field is removed with high accuracy. can do. In addition, since it is possible to obtain a highly accurate removal capability of the environmental magnetic field without an adjustment resistor for adjusting the compensation current, it is not necessary to frequently adjust the compensation current.
[0051]
(Third embodiment)
A third embodiment is shown in FIGS.
[0052]
The SQUID magnetometer of this embodiment is also configured as an electrical second-order
[0053]
In each feedback loop of the
[0054]
The
[0055]
Further, the output voltage V of the
[0056]
An example of the constant
[0057]
[Expression 12]
Rf/ Rs= (R2+ R3) / R1
As a result, the output current I of this constant current circuitLIs the input voltage VsThe value is proportional to.
[0058]
[Formula 13]
IL= (Rf/ (RsR3)) Vs
The differential value detection function as the secondary
[Expression 14]
It is.
[0059]
As described above, the second-order differential gradiometer is configured without using the difference calculator as in the first embodiment. As in the conventional example, it is possible to provide a second-order differential gradiometer that can remove the environmental magnetic field with high accuracy without limiting the accuracy of the second-order differential output by the common-mode signal rejection ratio of the difference calculator. Furthermore, since the necessary accuracy can be obtained without the adjustment resistor for adjusting the compensation current, it is possible to provide a second-order differential gradiometer that does not require frequent adjustment of the compensation current. Furthermore, since it is not necessary to provide two feedback coils for each of the second and fourth magnet meters as shown in the first embodiment, the configuration is simplified and crosstalk between these coils is simplified. Generation of distortion due to is also eliminated.
[0060]
(Fourth embodiment)
A fourth embodiment will be described with reference to FIG. The SQUID magnetometer of this embodiment is also configured as an electrical second-order
[0061]
As in the third embodiment, the secondary
[0062]
In particular, the gradiometer of the third embodiment differs from the gradiometer of the second and fourth magnets in that the current proportional to the output voltage of the first and
[0063]
The differential value detection function as the secondary
[Expression 15]
It is.
[0064]
The above-described newly added constant
[0065]
The gains of the newly added constant
[Expression 16]
γ1= Α1(M1/ M2-1)
as well as
[Expression 17]
γ3= Α3(M3/ M4-1)
It becomes the value. These gains are the mutual inductance M1, M2Are consistent with each other with high precision α1, Α3Therefore, the influence of these values on the accuracy of the output value is small, and adjustment is easier than in the conventional method.
[0066]
Mutual inductance M1, Μ2, Μ3, Μ4This variation mainly occurs at the time of manufacture, and the change with time is extremely small. Therefore, once the adjustment is performed, it is not necessary to adjust over a long period of time.
[0067]
According to this embodiment, in addition to the same effects as those of the second embodiment, the output accuracy of the second-order differential gradiometer is deteriorated due to a slight variation in mutual inductance between the feedback coil of the SQUID and the superconducting ring. Can be compensated for by a constant current circuit capable of gain adjustment. For this reason, the output accuracy of the second order differentiation can be further increased. In addition, there is an advantage that adjustment work for that purpose does not need to be performed frequently.
[0068]
(Fifth embodiment)
A fifth embodiment will be described with reference to FIGS. The SQUID magnetometer of this embodiment is also configured as an electrical second-order
[0069]
As in the third embodiment, the secondary
[0070]
In addition to the configuration of the third embodiment, the output voltage V of the
[0071]
Further, the output voltage V of the
[0072]
The differential value detection function as the secondary
[Expression 18]
It is.
[0073]
The newly added
[0074]
The
[0075]
FIG. 7 shows a specific circuit configuration for adjusting the gain. When the gain value is output as a digital signal from the
[0076]
The
[0077]
Next, a procedure for gain adjustment will be described. The
[0078]
According to this embodiment,1, Μ2, Μ3, M4It is possible to prevent the output accuracy from being deteriorated due to variations in the output. Mutual inductance Μ1, M2, M3, M4Since the variation of this occurs mainly at the time of manufacture and the change with time is extremely small, once the adjustment is made, it is almost unnecessary to readjust for a long time thereafter.
[0079]
According to this embodiment, in addition to the same effects as those of the third embodiment, the output accuracy of the second-order differential gradiometer is reduced due to slight variations in mutual inductance between the feedback coil of the SQUID and the superconducting ring. Even in the case of deterioration, it is possible to compensate for this by an amplifier circuit and an adder circuit capable of gain adjustment. Therefore, the output accuracy of the second order differentiation can be further increased, and there is a feature that the adjustment work for that purpose does not need to be performed frequently.
[0080]
In the present embodiment, the case where the newly added amplifier circuit and adder circuit are electrically configured has been exemplified, but the present invention is not necessarily limited thereto. As another configuration example, software processing may be used. When amplification and addition are performed by software processing, gain adjustment for amplification can be easily performed by software processing, so that special gain adjustment means as shown in FIG. 7 is not necessary, and the circuit configuration is greatly simplified. There is an effect that can be done.
[0081]
(Sixth embodiment)
A sixth embodiment will be described with reference to FIG. The SQUID magnetometer of this embodiment is configured as an electrical second-order
[0082]
The secondary
[0083]
In addition to this, the output voltage V of the
[0084]
As a result, the first and
[Equation 19]
It is expressed as
[0085]
Therefore, β ′1/ Β1, Β ′3/ Β3By making each ½, an output corresponding to the second derivative can be obtained. In the case of this circuit configuration, in order to obtain the output of the first derivative, it is necessary to perform the difference calculation of the output voltages of the first and third magnetometers, but on the other hand, the SQUID and the five previously required SQUID and Since only three sets of drive circuits are required, there is an advantage that the configuration can be easily simplified.
[0086]
FIG. 9 shows an example in which the above-described principle second-
[0087]
Specifically, the feedback loops of the
[0088]
Feedback coils 11b 'and 11 "of the first magnetometer 11 (the mutual inductance is M1, M '1) Are connected in series with each other to receive feedback current of their own output, and the series-connected coil further includes two
[0089]
The output of this
[Expression 20]
It is represented by If the mutual inductances M of the feedback coils provided for two SQUIDs to the superconducting ring are all the same, an output corresponding to the second derivative can be obtained.
[0090]
As in the second embodiment, since a subtracting circuit or the like is not used to obtain a secondary differential output, it is possible to measure the secondary gradient component of the magnetic field with high accuracy.
[0091]
(Seventh embodiment)
A seventh embodiment will be described with reference to FIG. The SQUID magnetometer of this embodiment is configured as an electrical third-order differential type gradiometer as a third-order or higher-order gradiometer.
[0092]
FIG. 10 shows one basic configuration of the third-order
[0093]
Therefore, the first, third, fifth and
[0094]
(Eighth embodiment)
An eighth embodiment will be described with reference to FIG. The SQUID magnetometer of this embodiment is also configured as an electrical third order differential gradiometer as a third or higher order gradiometer.
[0095]
FIG. 11 shows another basic configuration of the third-order
[0096]
In addition, an
[0097]
Therefore, with respect to gain, β ′1/ Β1And β ′2/
[Expression 21]
Is obtained. In this way, a third-order differential output can be obtained with only four sets of magnetometers.
[0098]
Similarly, a fourth-order or higher-order differential gradiometer according to the present invention can be configured.
[0099]
(Ninth embodiment)
A ninth embodiment will be described with reference to FIG. The SQUID magnetometer of this embodiment relates to the improvement of the feedback circuit.
[0100]
In a SQUID magnetometer using a high-temperature superconducting SQUID, an AC bias circuit is often used to reduce low-frequency noise, and a modulation signal in addition to a feedback current is input to the feedback coil. . An example of the configuration of such a circuit is described in detail in Japanese Patent Publication No. 6-38103.
[0101]
FIG. 12 shows a preferred embodiment of a SQUID magnetometer using such a circuit configuration. The
[0102]
A plurality of
[0103]
This AC bias
[0104]
According to the present embodiment, remarkable low-frequency noise can be effectively suppressed in the high-temperature superconducting SQUID, so that it can be suitably applied to the high-temperature superconducting SQUID. In addition, each drive circuit is supplied with a modulation signal generated by a common oscillator and demodulated by a reference signal based on the common oscillator, causing distortion in the output voltage due to unintended interaction between channels. Even so, since the distortion always acts between channels, this interaction appears as distortion similar to the variation of each channel. For this reason, it is possible to measure and correct by the method described in the fifth embodiment. Therefore, by implementing in combination with the fifth embodiment, there is an effect that the magnetic field gradient can be measured with higher accuracy by eliminating the influence of the channel interaction.
[0105]
In the above-described embodiment, the gradiometer using an electric circuit has been described as an example. However, the main components of the present invention can be executed in software, and in that case, the gradiometer is also electrically configured. The same effect can be obtained.
[0106]
【The invention's effect】
As described above, according to the SQUID magnetometer of the present invention, it is not necessary to provide an extra magnetometer for reference, and a secondary or higher-order gradiometer can be configured electrically or in software. Therefore, it is not necessary to frequently adjust the compensation current using a high-temperature superconducting SQUID in which a spatially three-dimensional pickup coil is difficult to construct, and a high-order differential gradiometer that realizes a high removal rate of the environmental magnetic field Can be provided. Therefore, an inexpensive and easy-to-operate biomagnetic measuring device can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing an outline of a second-order differential type gradiometer as a SQUID magnetometer according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram showing an outline of a second-order differential type gradiometer as a SQUID magnetometer according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing an outline of a second-order differential type gradiometer as a SQUID magnetometer according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram of a constant current circuit used for a feedback circuit.
FIG. 5 is a block diagram showing an outline of a second-order differential type gradiometer as a SQUID magnetometer according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram showing an outline of a second-order differential type gradiometer as a SQUID magnetometer according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram illustrating a gain adjustment method.
FIG. 8 is a configuration diagram showing another basic form of a second-order differential type gradiometer as a SQUID magnetometer according to a sixth embodiment of the present invention.
9 is a configuration diagram showing a specific example of the second-order differential type gradiometer of FIG. 8. FIG.
FIG. 10 is a block diagram showing an example of a third-order differential type gradiometer as a SQUID magnetometer according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a block diagram showing another example of a third-order differential type gradiometer as a SQUID magnetometer according to the eighth embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a block diagram showing a schematic configuration of a SQUID magnetometer according to a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a configuration diagram of a pickup coil and a gradiometer used for explaining a conventional technique.
[Explanation of symbols]
1 Second derivative gradiometer (SQUID magnetometer)
11-14 Magnetometer
11a-14a SQUID (superconducting ring)
11b-14b Feedback coil
11c-14c FLL circuit
11d-14d feedback amplifier
11e-14e constant current circuit
11'b, 11 "b, 12'b, 12" b, 14'b, 14 "b Feedback coil
17-19 Feedback amplifier
21 Constant current circuit
22, 23 Constant current circuit
30, 32, 34 Amplifier circuit
31, 33, 35 Adder circuit
40 computers
44 D / A conversion circuit
45 Multiplier circuit
46 Adder circuit
47 Signal processing circuit
48 Magnetic field generating coil
51,53 Feedback amplifier
52 Adder circuit
61-64 Magnet meter
71,75 Adder circuit
72, 73, 74 Feedback amplifier
91,92 Magnet meter
91a, 92b high temperature superconducting ring
91a, 92b feedback circuit
93 AC bias circuit
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