JP4342171B2

JP4342171B2 - Mobile terminal

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Publication number: JP4342171B2
Application number: JP2002374298A
Authority: JP
Inventors: 厚史長手; 輝也藤井
Original assignee: SoftBank Telecom Corp
Current assignee: SoftBank Corp
Priority date: 2002-12-25
Filing date: 2002-12-25
Publication date: 2009-10-14
Anticipated expiration: 2022-12-25
Also published as: JP2004207983A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＭＣ−ＣＤＭＡを適用した移動体通信システムに用いる移動端末に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信システムにおいて、移動端末のセルサーチ、着信制御、発信制御、ハンドオーバ等に必要な制御情報のやり取りは制御チャネルを用いて行われている。すなわち、移動体通信システムにおいて基地局と移動端末間の通信制御を行うためには、移動端末において在圏セルの制御チャネルを検出し、その受信信号を読み出す必要がある。ＩＭＴ−２０００（International Mobile Telecommunications 2000）における移動体通信システムに採用されている直接拡散符号分割多重方式（ＤＳ−ＣＤＭＡ）は、拡散符号により送信信号をスペクトル拡散するとともに、互いに直交する異なる拡散符号（コード）をチャネル毎に用いることによりチャネルの多重化を行っている。ＤＳ−ＣＤＭＡ方式では、制御チャネルと通信チャネルは、基地局ごとに異なるロングコードとチャネルごとに異なるショートコードとを用いて同一の周波数帯に拡散されたチャネル構成をとっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
このため、通信制御の基本となる制御チャネルの検出に際しては、在圏セルの基地局に割り当てられたロングコードを特定する必要があり、基地局ごとに異なるロングコードで拡散されている受信信号を逆拡散して、タイミングの検出および受信電力の測定を行う必要がある。このような受信処理を全ての基地局のロングコードに対して行い、測定された受信電力を比較した結果、最大受信電力となるロングコードを在圏セルの基地局に割り当てられたロングコードとして判定している。一般にＤＳ−ＣＤＭＡ方式では予め移動端末でテーブル化されている複数の制御チャネルのロングコードのなかから、受信信号が拡散されているロングコードを探索することで、制御チャネルの検出を行うようにしている。また、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband CDMA）方式では、処理時間を短縮する方法として、３段階セルサーチ法（例えば、非特許文献１参照）が標準化されている。また、ロングコードが同定された後、待ち受け時の制御チャネルの読み出し処理は、通信チャネルに比べ少ない情報伝送レートにもかかわらず、制御チャネルが通信チャネルと同一の周波数帯に拡散されたチャネル構成になっているため、通信チャネルと同様に広帯域信号の復調を行う必要があった。
【０００４】
このように、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式では移動端末にテーブル化されているロングコードから在圏セルのロングコードを探索し、制御チャネルの検出を行うようにしている。しかし、ロングコード探索における信号処理は複雑であると共に、その処理量も膨大となるため、テーブル化されているロングコードの数の増加に伴い、その処理量が増大することになる。また、３段階セルサーチ法はロングコードの探索は効率化されているが、その処理手順が複雑であった。さらに、ロングコードの同定後、待ち受け時のように常時または一定時間間隔（バッテリセーブモードのときなど）で制御チャネル信号の受信を行う場合、通信チャネルに対しわずかな情報量しか送信されていないにもかかわらず、同一周波数帯に拡散されて広帯域信号となっていることから、受信信号の復調に必要な信号処理効率がきわめて低くなってしまっていた。
【０００５】
現在、第３世代移動通信方式（Ｗ−ＣＤＭＡ方式）よりも更なる高速化、大容量化を目標とした新世代移動通信方式の検討が進められている。新世代移動通信方式では、周波数利用率の一層の向上や伝搬遅延の克服による通信品質の一層の向上が求められており、これを実現する伝送方式としてマルチキャリアＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）が有力視されている。ＭＣ−ＣＤＭＡは周波数軸上に複数のサブキャリアを持つことから、ＤＳ−ＣＤＭＡで一般的なコード軸上、時間軸上の多重化に加えて周波数軸上での多重化も可能であり、これらを組み合わせることで非常に柔軟なチャネル構成が可能とされている。
【０００６】
ＭＣ−ＣＤＭＡでは、多数のサブキャリアを用いるようにしている。そのチャネル配置の一例を図１８に示すが、サブキャリアはｆ１，ｆ２，ｆ３，・・・・，ｆｐのｐ個からなり、これらのサブキャリアｆ１〜ｆｐが制御チャネルと通信チャネルに混在して割り当てられている。例えば、各セル毎の制御チャネルにサブキャリアｆ１〜ｆｐのいずれか１つのサブキャリアが割り当てられ、通信チャネルにサブキャリアｆ１〜ｆｐの内の複数のサブキャリアが割り当てられている。制御チャネルおよび通信チャネルに割り当てられたサブキャリアは、そのチャネル固有のチャネルコードにより拡散され、さらにセル特有のロングコードにより拡散されて送信される。すなわち、制御チャネルと通信チャネルとを、ＣＯＤＥ−周波数（ｆ）−時間（ｔ）の３次元空間で示すと、図１９に示すようにＣＯＤＥ軸上に配列されたチャネル毎に異なる拡散符号Ｃａ〜Ｃｎにより周波数軸上で拡散されているものとして示すことができる。
【０００７】
ところで、このようなＭＣ−ＣＤＭＡを用いる移動体通信システムにおいては、動画等の高速伝送の実現が想定されているため、使用される周波数帯域は数十ＭＨｚもの広帯域が想定されている。すると、ＭＣ−ＣＤＭＡを用いる移動体通信システムにおいては、制御チャネルをサーチするためにさらに広帯域とされている周波数帯域の信号処理を行わなければならないという問題点があった。この場合、例えば時間多重されたＭＣ−ＣＤＭＡ信号や符号多重されたＭＣ−ＣＤＭＡなどのように従来と同様のチャネル構成を用いたり、Ｗ−ＣＤＭＡ方式で標準化された３段階セルサーチ法をＭＣ−ＣＤＭＡに適用する（例えば、非特許文献２参照）ようにしても、制御チャネル信号処理量の大幅な増大、消費電力の増加、処理遅延の増加を引き起こし、通信品質に大きな影響を与えるおそれがあった。
【０００８】
そこで、本発明は、ＭＣ−ＣＤＭＡを適用した移動体通信システムに用いる移動端末を提供することを目的としている。
【０００９】
【非特許文献１】
３ＧＰＰＲＡＮ３ＧＴＳ２５．２１３Ｖ３．３．０，Ｓｅｐ．２０００
【非特許文献２】
花田他信学会ソサイエティ大会Ｂ−５−４９２００１年９月
【００１０】
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するため、本発明の移動端末は、制御チャネル専用の複数の制御チャネルサブキャリアと、通信チャネル専用の複数の通信チャネルサブキャリアとが分離して設定されているマルチキャリアＣＤＭＡを用いる移動体通信システム用の移動端末であって、
空間的に繰り返されて各セルに割り当てられ、且つフィルタで分離される前記制御チャネルサブキャリアの制御チャネルを復調する復調手段と、
該復調手段において前記制御チャネルサブキャリアの制御チャネルを復調するために、前記制御チャネルで送信されている制御データの先頭に付加されたフレーム同期情報に基づいて前記制御チャネルのフレーム同期タイミングを検出し、当該フレーム同期タイミングに基づいてフレーム同期位置を決定する同期検出手段とを備えるようにしている。
【００１２】
また、上記本発明の移動端末において、前記復調手段は、同期検波することにより前記制御チャネルから前記制御データを復調するようにしてもよい。
さらに、上記本発明の移動端末において、前記復調手段は、離散フーリエ変換処理をすることにより前記制御チャネルから前記制御データを復調するようにしてもよい。
さらにまた、上記本発明の移動端末において、前記フレーム同期情報が、複数の前記制御チャネルサブキャリアを用いて送信されており、前記復調手段は、前記制御チャネルサブキャリアに離散フーリエ変換処理を施す前に、前記制御チャネルサブキャリアとフレーム同期情報レプリカとの相関をとることにより、同期のタイミング情報を得るようにしてもよい。
さらにまた、上記本発明の移動端末において、前記フレーム同期情報が、１の前記制御チャネルサブキャリアを用いて送信されており、前記復調手段は、前記制御チャネルサブキャリアの１ないし数サンプル毎に離散フーリエ変換処理を施し、離散フーリエ変換後の出力とフレーム同期情報レプリカとの相関をとることにより、同期のタイミング情報を得るようにしてもよい。
【００１５】
このような本発明によれば、制御チャネルで送信されている制御データを復調することにより、フレーム同期情報に基づいてフレーム同期位置を決定することができるようになる。この場合、離散フーリエ変換処理をすることにより制御チャネルから制御データを復調すると、通信チャネルサブキャリアの干渉を防止することができる。さらに、制御チャネルに複数の制御チャネルサブキャリアを割り当てて送信されたフレーム同期情報を受信するようにすると、離散フーリエ変換処理を行う前にフレーム同期位置を決定することができるようになる。
【００１６】
さらにまた、各セルに割り当てられる制御チャネルサブキャリアとして、隣接するセルに割り当てられている制御チャネルサブキャリアおよびそれに隣接する制御チャネルサブキャリアを除くようにすると、フィルタを用いても隣接する制御チャネルサブキャリアの干渉成分を十分に減衰させることができるようになる。
さらにまた、複数の制御チャネルサブキャリアが割り当てられるセルにおいては、隣接して配置されている関係の複数の制御チャネルサブキャリアを割り当てるようにすると、離散フーリエ変換による復調を行った際に隣接する制御チャネルサブキャリアの干渉成分を十分に減衰させることができるようになる。同時に、帯域利用効率を高めることもできる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態にかかる移動体通信システムは、複数の直交するサブキャリアを用いるＭＣ−ＣＤＭＡを採用している。このＭＣ−ＣＤＭＡは、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）とＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）の組み合わせとされており、互いに直交する複数のサブキャリアを備えている。この複数のサブキャリアは、図１に示すように制御チャネル専用の制御チャネルサブキャリアと通信チャネル専用の通信チャネルサブキャリアとに分離されて構成されている。制御チャネルサブキャリアは、フレーム同期シンボルや制御データシンボルにより変調される。また、通信チャネルサブキャリアは、通信データシンボルにより変調され、通信チャネル毎に異なるショートコードおよびロングコードで拡散される。そして、変調された制御チャネルサブキャリアと、拡散された通信チャネルサブキャリアとが合成されて送信されるようになされている。図１に示す例では、制御チャネル専用のサブキャリアとしてｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４の４つの制御チャネルサブキャリアが用意されており、通信チャネル専用のサブキャリアとしてｆ５，ｆ６，ｆ７・・・・，ｆｎの（ｎ−４）個の通信チャネルサブキャリアがそれぞれ分離して用意されている。
【００１８】
図１に示すように制御チャネルサブキャリアと通信チャネルサブキャリアとに分離されてチャネル配置されている場合に、本発明にかかる移動体通信システムにおける複数の基地局（セル）にそれぞれ割り当てられる制御チャネルおよび通信チャネルの割当態様の一例を図２に示す。図２に示す例では、セル１においては制御チャネルに制御チャネルサブキャリアｆ１を割り当て、制御チャネルサブキャリアｆ２〜ｆ４は使用しない。通信チャネルとしては、セル１に複数の通信チャネルサブキャリアｆ（Ｃ１）を割り当てる。同様に、セル２においては制御チャネルに制御チャネルサブキャリアｆ２を割り当て、制御チャネルサブキャリアｆ１，ｆ３，ｆ４は使用しない。通信チャネルとしては、セル２に複数の通信チャネルサブキャリアｆ（Ｃ２）を割り当てる。セル３においては制御チャネルに制御チャネルサブキャリアｆ３を割り当て、制御チャネルサブキャリアｆ１，ｆ２，ｆ４は使用しない。通信チャネルとしては、セル３に複数の通信チャネルサブキャリアｆ（Ｃ３）を割り当てる。セル４においては制御チャネルに制御チャネルサブキャリアｆ４を割り当て、制御チャネルサブキャリアｆ１〜ｆ３は使用しない。通信チャネルとしては、セル４に複数の通信チャネルサブキャリアｆ（Ｃ４）を割り当てる。なお、Ｃ１〜Ｃ４はそれぞれセル固有の異なるロングコードであり、セル１ないしセル４にロングコードＣ１〜Ｃ４のいずれかが割り当てられている。
【００１９】
セル５ないしセル８に割り当てられる制御チャネルおよび通信チャネルの割当態様は、セル１ないしセル４と同様に割り当てられている。このように、セル１ないしセル４、および、セル５ないしセル８において制御チャネルは４セル繰り返しの制御チャネルサブキャリアが割り当てられている。また、通信チャネルはそれぞれセル固有のロングコードＣ１〜Ｃ８のいずれかを使用することにより、１セル繰り返しの通信チャネルサブキャリアとすることができる。すなわち、通信チャネル専用の通信チャネルサブキャリアｆ（Ｃ１）〜ｆ（Ｃ８）を共通の通信チャネルサブキャリアとすることができる。
【００２０】
なお、本発明にかかる移動体通信システムにおける各セルに割り当てられる制御チャネルおよび通信チャネルの割当態様は、図２に示す態様に限るものではない。他の割当態様として、各セルに割り当てられる制御チャネルサブキャリアとして、少なくとも隣接するセルに割り当てられている制御チャネルサブキャリアと、当該制御チャネルサブキャリアに隣接する制御チャネルサブキャリアとを除いた制御チャネルサブキャリアのいずれかを割り当てるようにしてもよい。例えば、セル１に制御チャネルサブキャリアｆ１を割り当てた場合は、セル２には制御チャネルサブキャリアｆ３が割り当てられ、セル３には制御チャネルサブキャリアｆ５が割り当てられ、セル４には制御チャネルサブキャリアｆ７が割り当てられるようになる。このようにすると、隣接する制御チャネルサブキャリアが割り当てられるセル間隔が大きくなるので、フィルタを用いても隣接する制御チャネルサブキャリアの干渉成分を十分に減衰させることができるようになる。
【００２１】
さらに他の割当態様として、各セルに複数の制御チャネルサブキャリアが割り当てられる場合は、隣接して配置される関係の複数の制御チャネルサブキャリアをセルに割り当てるようにしてもよい。例えば、セル１に４つの制御チャネルサブキャリアを割り当てる場合は、制御チャネルサブキャリアｆ１〜ｆ４を割り当てるようにする。このようにすると、受信する際に離散フーリエ変換することにより複数の制御チャネルサブキャリアにおける隣接する制御チャネルサブキャリアの干渉成分を十分に減衰させることができるようになる。さらに、帯域利用効率を向上することもできるようになる。
【００２２】
次に、本発明にかかる移動体通信システム用の本発明の実施の形態の移動端末が行うセルサーチについて説明する。上記したように、各セルの基地局に割り当てられた制御チャネルで送信される制御データは、制御チャネル専用の制御チャネルサブキャリアのいずれかを用いて送信されるようになる。そこで、移動端末は制御チャネルサブキャリアだけを受信して、その受信信号の信号処理を行えばよいことになる。具体的な説明を、図３および図４を参照して行う。図３は、移動端末において受信された制御チャネルと通信チャネルの受信電力を周波数軸に直交する高さで示しており、図４は移動端末が実行するセルサーチ処理のフローチャートである。
【００２３】
移動端末がセルサーチ処理を開始すると、制御チャネルサブキャリアｆ１〜ｆ４のそれぞれの受信電力を測定する（ステップＳ１）。次いで、測定された受信電力の内の最大受信電力の制御チャネルサブキャリアを検出する（ステップＳ２）。そして、検出された最大受信電力の制御チャネルサブキャリアを復調することにより、その制御チャネルサブキャリアを変調していた制御データを復調する（ステップＳ３）。この制御データには、当該制御チャネルが割り当てられているセルに割り当てられているロングコード情報が含まれており、制御データを復調することによりロングコード情報を取得することができるようになる（ステップＳ４）。このように、移動端末がセルサーチ等を行う場合には制御チャネルサブキャリアだけを受信して、その受信信号の信号処理を行えばよいことになる。現実的には、サブキャリアの総数が１０００ないし２０００のオーダとされる場合には、制御チャネルサブキャリア数は数十とされると考えられるため、全てのサブキャリアにおける信号処理を行う場合に比較して信号処理量を大幅に低減することができる。
【００２４】
次に、本発明にかかる移動体通信システムの各セルにおける基地局の送信部１の構成を示すブロック図を図５に示す。
図５に示す基地局の送信部１は、制御チャネルを１チャネル備える制御チャネル部と、通信チャネルを複数チャネル備える通信チャネル部とを備えている。制御チャネル部は、フレーム同期シンボル付加部１０と変調部１１からなり、通信チャネル部は、変調部１２、直列−並列変換部（Ｓ／Ｐ）１３、拡散部１４とから構成されている。フレーム同期シンボル付加部１０では、制御データの先頭にフレーム同期をとるための所定シンボル数のフレーム同期シンボルが付加され、変調部１１ではフレーム同期シンボルが先頭に付加された制御データがＢＰＳＫ変調やＱＰＳＫ変調される。
【００２５】
通信チャネル部の変調部１２では、通信データがＢＰＳＫ変調やＱＰＳＫ変調され、変調部１２からシリアル出力される変調シンボルがＳ／Ｐ１３において所定シンボルずつ並列とされる。並列とされた変調シンボルは、拡散部１４において通信チャネル固有のショートコードおよびセル固有のロングコードによりスペクトル拡散される。変調部１１および拡散部１４の出力は、逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１５に供給されて逆フーリエ変換されることにより合成されて送信信号とされ、アンテナ１６から送信されている。ＩＦＦＴ１５においては、制御チャネル部から出力されるシンボルによりｆ１〜ｆ４の内の基地局に割り当てられている１つの制御チャネルサブキャリアが変調され、通信チャネル部から並列されて出力される各々のシンボルによりｆ５〜ｆｎの互いに直交する通信チャネルサブキャリアのそれぞれが変調され、変調された全てのサブキャリアが合成されて送信信号とされている。
【００２６】
次に、本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部２の構成を示すブロック図を図６に示す。
図６に示すように、移動端末の受信部２は、制御チャネル部２ａと通信チャネル部２ｂとからなっている。制御チャネル部２ａにおいて、受信電力測定部２２では、アンテナ２１により受信した受信信号の内の制御チャネルに割り当てられている制御チャネルサブキャリアｆ１〜ｆ４毎の受信電力を測定している。受信電力測定部２２で測定された受信電力の内の最大受信電力の制御チャネルサブキャリアが、検出部２３により検出されている。この検出部２３により検出された制御チャネルサブキャリアのみを通過させるようにフィルタ特性を制御することがフィルタ部２４で行われる。これにより、最大受信電力の特定の制御チャネルサブキャリアのみがフィルタ部２４によりフィルタされるようになる。フィルタ部２４でフィルタされた制御チャネルサブキャリアは、復調部２５において復調されて制御データが出力される。なお、復調部２５においてはフレーム同期されて復調されるようになされており、このためのフレーム同期タイミングが、同期検出部２６により受信信号から検出されて復調部２５に供給されている。同期検出部２６は、制御データの先頭に付加されたフレーム同期シンボルを検出しており、その構成については後述する。
【００２７】
また、アンテナ２１で受信された受信信号は通信チャネル部２ｂの高速フーリエ変換部２７に高速フーリエ変換されて、複数の通信チャネルサブキャリアが抽出される。抽出された通信チャネルサブキャリアは並列に逆拡散部２８に供給され、通信チャネル固有のショートコードおよび在圏するセル固有のロングコードにより逆拡散される。この場合、在圏するセル固有のロングコード情報は、制御チャネル部２ａにおいて取得される制御データから得ることができる。逆拡散された並列信号は、並列−直列変換部（Ｐ／Ｓ）２９においてシリアル信号に変換され復調部２０に供給される。復調部２０においては、ＢＰＳＫやＱＰＳＫされた変調信号が復調されて、当該通信チャネルの通信データが出力されるようになる。
【００２８】
次に、同期検出部２６の第１の実施例の構成を図７に示す。第１の実施例においては、同期検波法を用いて制御チャネルを復調している。この場合のＣＯＤＥ−周波数−時間の３次元空間で示す本発明にかかる移動体通信システムのフレーム構成を図８に示す。
図８に示す本発明にかかる移動体通信システムのフレーム構成は、各セルに１つの制御チャネルサブキャリアからなる制御チャネルが割り当てられ、その制御チャネルで送信される制御データの先頭にシンボル数Ｎ_fのフレーム同期シンボルが付加されている。フレーム同期シンボルに続いてパイロットシンボルと制御データのデータシンボルとが、それぞれ異なる制御チャネル用のショートコードにより拡散されコード多重されて送信される。図８に示す例ではパイロットシンボルとデータシンボルにおける処理利得（Processing Gain）が４とされ、それぞれのシンボルが４チップで送信されている。また、複数の通信チャネルサブキャリアでは、パイロットシンボルと複数の通信チャネルの通信データのデータシンボルとが、チャネル毎に異なる通信チャネル用のショートコードにより拡散されてコード多重されて並列に送信される。図８に示す例では通信データのデータシンボルにおける処理利得（Processing Gain）が８とされ、それぞれのデータシンボルが８チップで送信されている。なお、制御データのデータシンボルおよびパイロットシンボルについては、必ずしも拡散する必要はない。
【００２９】
次に、図７に示す同期検出部２６の第１の実施例を説明する。図８に示すように、制御チャネルにおける制御データの先頭にはシンボル数Ｎ_fのフレーム同期検出用のフレーム同期シンボルが挿入されている。ここで、受信信号からは復調すべき制御チャネルサブキャリアがフィルタで抽出されて相関検出器５１へ入力される。そして、相関検出器５１においてフィルタを通過した受信信号と、フレーム同期シンボルレプリカ部５２から供給されたフレーム同期シンボルのレプリカとの相関が相関検出器５１で検出される。そして、同期位置決定部５３において、相関検出器５１において検出された相関値がピークとなるサンプル位置が同期位置として決定され、決定された同期位置においてタイミング同期およびフレーム同期が確立される。
【００３０】
ここで、制御チャネルにおけるＳＩＮＲ（信号対雑音・干渉電力比）を十分に確保できる場合に、図７に示す同期検出部２６の第１の実施例は有効であり、構成を簡素化できると共に信号処理量を低減することができる。また、制御データは、フェージング変動を考慮して、パイロットシンボルとコード多重させることでチャネル推定精度の維持を図るようにしている。
【００３１】
上述した同期検波法では、ＳＩＮＲが十分に取れていれば非常に簡素な構成で復調を行うことができる。しかし、制御チャネルサブキャリアをフィルタで切り出す際にフィルタの精度に応じて通信チャネルサブキャリア等からの干渉成分が生じるため、ＳＩＮＲを十分に確保できない場合も考慮する必要がある。ここで、通信チャネルサブキャリアは制御チャネルサブキャリアに直交しているため、通信チャネルサブキャリアからの干渉については、制御チャネルと同期を取って離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理による復調を行うことにより、除去することができるようになる。これにより、セクタ化を行う際に、同一セル内のセクタからの干渉成分を除去できる効果も生じる。
ここでは、干渉成分の存在を前提とする同期検出方法として、シングルキャリア同期法とマルチキャリア同期法の２通りについて以下に説明する。
【００３２】
ＤＦＴ処理による復調を行うシングルキャリア同期法が適用された同期検出部２６（第２の実施例）の構成を図９に示す。この場合のフレーム構成は前記した図８に示すようになる。
図９に示す同期検出部２６の第２の実施例において、受信信号はＤＦＴ処理部３０に供給され、ＤＦＴ処理部３０においてＤＦＴ処理が１サンプル毎に行われる。制御チャネルにおける制御データの先頭にはフレーム同期検出用のフレーム同期シンボルが数シンボルに渡って挿入されている。これにより、制御チャネルを復調して得られたフレーム同期シンボルを含むデータが復調される。次いで、ＤＦＴ処理部３０により制御チャネルを復調して得られたフレーム同期シンボルを含むデータと、フレーム同期シンボルレプリカ部３２から供給されたフレーム同期シンボルのレプリカとの相関が相関検出器３１で検出される。そして、同期位置決定部３３において、相関検出器３１において検出された相関値がピークとなるサンプル位置が同期位置として決定され、決定された同期位置においてタイミング同期およびフレーム同期が確立される。
【００３３】
ここで、サンプルタイミングｎ_tでの相関値をＣ_post（ｎ_t）とすると、相関値を以下のように求めることができる。
【数１】

（１）式において、Ｒ（ｉ，ｎ_t）はサンプルタイミングｎ_tでＤＦＴ復調を行った時のｉ番目のシンボルを、Ｎ_fはフレーム同期シンボル数を表す。また、Ｒｅｐ*（ｉ）はｉ番目のフレーム同期シンボルレプリカの複素共役を表す。
シングルキャリア同期法における相関値の一例として、ＤＦＴサンプル数８（ガードインターバル長は２サンプル）、フレーム同期シンボル数Ｎ_fを１０、パス数５の場合についての相関値のシミュレーション結果を図１０に示す。図１０を参照すると、ガードインターバル区間内での相関値がほぼ一定となっている。すなわち、シングルキャリア同期法では制御チャネルのみを用いて同期を確立できる利点がある一方で、ガードインターバル区間内での相関値がほぼ一定となるため、雑音等により理想的なＤＦＴ同期サンプルよりも前方へシフトし易くなる。
【００３４】
次に、マルチキャリア同期法における同期検出部２６（第３の実施例）の構成を図１２に示す。この場合のＣＯＤＥ−周波数−時間の３次元空間で示す本発明における移動体通信システムの他のレーム構成を図１１に示す。
図１１に示す本発明にかかる移動体通信システムにおけるフレーム構成は、各セルに１つの制御チャネルサブキャリアが割り当てられ、その制御チャネルサブキャリアで送信される制御データの先頭に、フレーム同期シンボルが付加されている。このフレーム同期シンボルは、シンボル数Ｎｓとされており、キャリア数Ｎｃの複数の制御チャネルサブキャリアにより送信される。フレーム同期シンボルに続いてパイロットシンボルと制御データのデータシンボルとが、それぞれ異なるショートコードにより拡散されてコード多重されて送信される。このように、図１１に示すフレーム構成例ではフレーム同期シンボルがキャリア数Ｎｃのマルチキャリアで送信される。また、パイロットシンボルとデータシンボルにおける処理利得（Processing Gain）が、例えば４とされ、それぞれのシンボルが４チップで送信されている。また、複数の通信チャネルサブキャリアでは、パイロットシンボルと複数の通信チャネルの通信データのデータシンボルとが、それぞれ異なる通信チャネル用のショートコードにより拡散されてコード多重されて並列に送信される。図１１示す例では通信データのデータシンボルにおける処理利得（Processing Gain）が８とされ、それぞれのデータシンボルが８チップで送信されている。
【００３５】
このようなフレーム構成とされているマルチキャリア同期法が適用された図１２に示す同期検出部２６の第３の実施例を説明する。
図１２に示す同期検出部２６の第３の実施例において、受信信号のサブキャリア数Ｎｃの制御チャネルサブキャリアは同相加算部４０に供給されて同相加算される。制御チャネルにおける制御データの先頭にはシンボル数Ｎｓのフレーム同期検出用のフレーム同期シンボルが挿入されている。これにより、制御チャネルを復調して得られたフレーム同期シンボルを含むデータが同相加算部４０において同相加算され、フレーム同期シンボルレプリカ部４２から供給されたフレーム同期シンボルのレプリカとの相関が相関検出器４１で検出される。そして、同期位置決定部４３において、相関検出器４１において検出された相関値がピークとなるサンプル位置が同期位置として決定され、決定された同期位置においてタイミング同期およびフレーム同期が確立される。マルチキャリア同期法においては、このようにＤＦＴ処理する前に同期確立することができる。なお、同相加算部４０を省略するようにしてもよい。
【００３６】
ここで、サンプルタイミングｎ_tでの相関値をＣ_pre（ｎ_t）とすると、相関値は以下のように求めることができる。
【数２】

（２）式において、ｒ（ｎ_t＋ｉ）はサンプルタイミングｎ_t＋ｉでの受信サンプル信号を、Ｎ_rはレプリカのサンプル数を表す。また、ｒｅｐ*（ｉ）はフレーム同期シンボルの時間波形のｉサンプル目の複素共役を表す。
【００３７】
マルチキャリア同期法における相関値のシミュレーション結果の一例を図１３に示す。この際の条件は、フレーム同期シンボル数Ｎ_fが１０、パス数は１あるいは２、レプリカ長Ｎ_rを８としている。マルチキャリア同期法では、図１３に示すようにパス位置に鋭いピークを生じる。移動通信では見通し外通信が一般的であり、相関値のピーク位置が先行波を指すとは限らない。そのため、ピーク位置にＦＦＴウインドウを設定すると先行波からのシンボル間干渉を受ける場合がある。そこで、ピーク位置から前へ遡って一定のしきい値（最大相関値の１／αの値）を超える相関値を持つ先行波を検出するようにすると好適である。これにより、マルチキャリア同期法では先行波到来位置に高い精度で同期させることができる。マルチキャリア同期法では、フレーム同期シンボルに用いる制御チャネルサブキャリア数Ｎｃに応じた時間解像度が重要な要素となる。また、フレーム同期シンボル数Ｎｓを大きくすることによっても、同期精度の向上を図ることができる。
【００３８】
そこで、フレーム同期シンボルを送信する制御チャネルサブキャリアのサブキャリア数Ｎｃのパラメータと、フレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓの２つのパラメータを変化させた際の、マルチキャリア同期法の同期精度のシミュレーション結果を図１６および図１７に示す。
この場合のシミュレーションする際のパラメータ値を示すシミュレーション諸元を図１４に示す。ここでは、制御チャネルの制御データは拡散長（処理利得）ＰＧ＝４のＷＨ（Walsh-Hadamard）符号にて拡散され、パイロットシンボルとコード多重される。また、フレーム同期シンボルはフレーム先頭にシンボル数Ｎｓ付加されるものとし、ガードインターバルとレプリカ後方部の相関による誤検出を防ぐためにガードインターバルは挿入しないものとする。また、図１５に伝搬モデルであるパスモデルを示す。図１５に示すパスモデルは、パス数を３、パスの傾きを３ｄＢとした指数関数モデルであり、パスの遅延時間差Δτは全て等しいものとする。シミュレーションにおいては、Δτ＝１／２ガードインターバル長としており、その時の遅延スプレッドσｓは２．２８［μＳ］となる。各パスの瞬時変動は最大ドップラー周波数がｆ_D［Ｈｚ］であるレイリー変動に従うものとする。また、シミュレーションにおいては、周波数同期、チャネル推定は理想的に行えるものとし、また、各ユーザの受信Ｅｂ／Ｎｏ（電力密度対雑音電力密度比）にパイロットシンボルの電力は影響しないものとしている。
【００３９】
このようにして、シミュレーションした結果であるタイミング同期、フレーム同期を先行波位置に確立できた確率（以下、「同期する確率」という）、および、制御チャネルの誤り率（ＢＥＲ）を図１６および図１７に示す。
図１６においては、フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃを８，１６，３２，６４として、横軸をＥｂ／Ｎｏ（電力密度対雑音電力密度比）として表している。この場合のフレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓは１とし、通信チャネルからの干渉電力については無いものと仮定している。図１６を参照すると、フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃの増加に従って同期する確率が改善されることが示されている。また、それに従い、ＢＥＲも改善されている。フレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓを１とした場合ではサブキャリア数Ｎｃは６４程度あれば、十分な同期精度、誤り率を得られることが分かる。なお、同期する確率が９０％程度で収束する理由は、フェージングにより先行波が２波目以降の遅延波のレベルよりも小さくなり、先行波検索した場合においても検出されないことが原因と考えられる。レプリカパターン、Ｅｂ／Ｎｏ、パスモデルに応じて先行波検索のためのしきい値を適切に設定することにより、同期する確率をより向上することができる。
【００４０】
次に、各フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃを横軸として、フレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓをパラメータとした場合の同期する確率および制御チャネルの誤り率（ＢＥＲ）を図１７に示す。この場合のフレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃは８としている。
図１７を参照すると、フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃを８と非常に少なくしているが、フレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓを大きくすることで同期する確率、誤り率（ＢＥＲ）ともに改善が見られる。フレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓを１６とすれば、検出率はＥｂ／Ｎｏによらず９０％へ達し、誤り率（ＢＥＲ）も理論値にほぼ一致する。フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃを１６、３２、６４とした場合においても図１７に示す結果とほぼ同様になるが、フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃに応じて同期する確率が収束するフレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓが小さくなる。このことから、フレーム同期シンボルのサブキャリア数Ｎｃが少ない場合でもフレーム同期シンボルのシンボル数Ｎｓを大きくすれば、高精度での同期確立が可能であることがわかる。
【００４１】
なお、本発明においては制御チャネルと通信チャネルを周波数軸上で完全に分離しているＭＣ−ＣＤＭＡ方式を前提としている。この場合、制御チャネルと通信チャネルに分離して割り当てられるサブキャリアは、互いに直交しているＯＦＤＭとすることができる。
【００４２】
【発明の効果】
本発明は以上説明したように、制御チャネル専用の複数の制御チャネルサブキャリアと、通信チャネル専用の複数の通信チャネルサブキャリアとに分離されて、空間的に繰り返されて各セルに割り当てられている制御チャネルサブキャリアの受信電力を測定し、最大の受信電力となる制御チャネルのセルに在圏するとしている。このように、セルサーチを行う際には、通信チャネルサブキャリアの信号処理を行うことなく制御チャネルサブキャリアの信号処理だけを行えばよく、信号処理量を大幅に低減することができる。このため、消費電力を削減することができ携帯移動端末の電池動作時間を長時間にすることができると共に処理遅延を極力なくすことができるようになる。
また、制御チャネルで送信されているフレーム同期情報に基づいてフレーム同期タイミングを検出することにより、フレーム同期タイミングに基づいてフレーム同期位置を決定することができるようになる。この場合、離散フーリエ変換処理をすることにより制御チャネルからフレーム同期情報に基づいてフレーム同期タイミングを検出すると、通信チャネルサブキャリアの干渉を防止することができる。さらに、制御チャネルに複数の制御チャネルサブキャリアを割り当てて送信されたフレーム同期情報を受信するようにすると、離散フーリエ変換処理を行う前にフレーム同期位置を決定することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態にかかる移動体通信システムにおける制御チャネルと通信チャネルの周波数配置を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態にかかる移動体通信システムにおける複数のセルにそれぞれ割り当てられる制御チャネルおよび通信チャネルの割当態様を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態にかかる移動端末において受信された制御チャネルと通信チャネルの受信電力の一例を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態にかかる移動端末が実行するセルサーチ処理のフローチャートである。
【図５】本発明の実施の形態にかかる移動体通信システムにおける基地局の送信部の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部の構成例を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部の第１の実施例の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部が同期検波法あるいはシングルキャリア法とされた際の本発明にかかる移動体通信システムのフレーム構成を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部の第２の実施例の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がシングルキャリア法とされた際の相関値のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がマルチキャリア法とされた際の本発明にかかる移動体通信システムのフレーム構成を示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部の第３の実施例の構成を示すブロック図である。
【図１３】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がマルチキャリア法とされた際の相関値のシミュレーション結果を示す図である。
【図１４】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がマルチキャリア法とされた際の同期精度のシミュレーションのための諸元を示す図表である。
【図１５】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がマルチキャリア法とされた際の同期精度のシミュレーションのためのパスモデルを示す図である。
【図１６】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がマルチキャリア法とされた際のシミュレーション結果を示す図である。
【図１７】本発明の実施の形態にかかる移動端末の受信部における同期検出部がマルチキャリア法とされた際の他のシミュレーション結果を示す図である。
【図１８】従来のＭＣ−ＣＤＭＡにおけるチャネル配置の一例を示す図である。
【図１９】従来のＭＣ−ＣＤＭＡにおける制御チャネルと通信チャネルとをＣＯＤＥ−周波数（ｆ）−時間（ｔ）の３次元空間で示す図である。
【符号の説明】
１送信部、２受信部、２ａ制御チャネル部、２ｂ通信チャネル部、１０フレーム同期シンボル付加部、１１変調部、１２変調部、１３Ｓ／Ｐ、１４拡散部、１５ＩＦＦＴ、１６アンテナ、２０復調部、２１アンテナ、２２受信電力測定部、２３検出部、２４フィルタ部、２５復調部、２６同期検出部、２７高速フーリエ変換部、２８逆拡散部、２９Ｐ／Ｓ、３０ＤＦＴ処理部、３１相関検出器、３２フレーム同期シンボルレプリカ部、３３同期位置決定部、４０同相加算部、４１相関検出器、４２フレーム同期シンボルレプリカ部、４３同期位置決定部、５１相関検出器、５２フレーム同期シンボルレプリカ部、５３同期位置決定部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a mobile communication system to which MC-CDMA is applied. Used for Regarding mobile terminals.
[0002]
[Prior art]
In mobile communication systems, control information necessary for mobile terminal cell search, incoming call control, outgoing call control, handover, and the like is exchanged using a control channel. That is, in order to perform communication control between a base station and a mobile terminal in a mobile communication system, it is necessary for the mobile terminal to detect the control channel of the serving cell and read the received signal. Direct spread code division multiplexing (DS-CDMA) adopted in a mobile communication system in IMT-2000 (International Mobile Telecommunications 2000) spreads a transmission signal using a spread code and uses different spread codes ( Code) is used for each channel to multiplex the channels. In the DS-CDMA system, the control channel and the communication channel have a channel configuration spread in the same frequency band using a long code different for each base station and a short code different for each channel.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
For this reason, when detecting the control channel that is the basis of communication control, it is necessary to specify the long code assigned to the base station of the serving cell, and the received signal spread with a different long code for each base station It is necessary to perform despreading and perform timing detection and reception power measurement. As a result of performing such reception processing on the long codes of all base stations and comparing the measured received power, the long code that is the maximum received power is determined as the long code assigned to the base station of the serving cell. is doing. In general, in the DS-CDMA system, a control channel is detected by searching for a long code in which a received signal is spread from a plurality of long codes of a control channel previously tabulated in a mobile terminal. Yes. In the W-CDMA (Wideband CDMA) system, a three-stage cell search method (see, for example, Non-Patent Document 1) is standardized as a method for reducing processing time. In addition, after the long code is identified, the control channel read process at the time of standby has a channel configuration in which the control channel is spread in the same frequency band as the communication channel, despite a lower information transmission rate than the communication channel. Therefore, it is necessary to demodulate a wideband signal in the same manner as the communication channel.
[0004]
As described above, in the DS-CDMA system, the long code of the serving cell is searched from the long codes tabulated in the mobile terminal, and the control channel is detected. However, since the signal processing in the long code search is complicated and the processing amount is enormous, the processing amount increases as the number of long codes tabulated increases. In the three-stage cell search method, the search for long codes is efficient, but the processing procedure is complicated. In addition, after identifying the long code, when receiving control channel signals at regular intervals or at regular time intervals (such as in battery save mode) as in standby, only a small amount of information is transmitted to the communication channel. Nevertheless, the signal processing efficiency necessary for demodulating the received signal has been extremely low because it is spread over the same frequency band and becomes a wideband signal.
[0005]
Currently, a new generation mobile communication system is being studied aiming at higher speed and larger capacity than the third generation mobile communication system (W-CDMA system). The new generation mobile communication system is required to further improve the communication quality by further improving the frequency utilization rate and overcoming the propagation delay, and multi-carrier CDMA (MC-CDMA) is a promising transmission method for realizing this. Has been. Since MC-CDMA has a plurality of subcarriers on the frequency axis, it can be multiplexed on the frequency axis in addition to multiplexing on the code axis and time axis that are common in DS-CDMA. By combining these, a very flexible channel configuration is possible.
[0006]
In MC-CDMA, a large number of subcarriers are used. An example of the channel arrangement is shown in FIG. 18. The subcarrier is composed of p pieces of f1, f2, f3,..., Fp, and these subcarriers f1 to fp are mixed in the control channel and the communication channel. Assigned. For example, any one of the subcarriers f1 to fp is assigned to the control channel for each cell, and a plurality of subcarriers among the subcarriers f1 to fp are assigned to the communication channel. The subcarriers assigned to the control channel and the communication channel are spread with a channel code specific to the channel and further spread with a long code specific to the cell and transmitted. That is, when the control channel and the communication channel are shown in a three-dimensional space of CODE-frequency (f) -time (t), as shown in FIG. 19, different spreading codes Ca˜ are different for each channel arranged on the CODE axis. It can be shown as being spread on the frequency axis by Cn.
[0007]
By the way, in such a mobile communication system using MC-CDMA, since it is assumed that high-speed transmission of moving pictures or the like is assumed, a frequency band to be used is assumed to be as wide as several tens of MHz. Then, in a mobile communication system using MC-CDMA, there is a problem that signal processing in a frequency band that is a wider band must be performed in order to search for a control channel. In this case, for example, a channel configuration similar to that of the prior art, such as time-multiplexed MC-CDMA signals and code-multiplexed MC-CDMA, is used, or a three-step cell search method standardized by the W-CDMA system is used for MC- Even if it is applied to CDMA (see, for example, Non-Patent Document 2), it may cause a significant increase in the amount of control channel signal processing, an increase in power consumption, and an increase in processing delay, which may greatly affect communication quality. It was.
[0008]
Accordingly, the present invention provides a mobile communication system to which MC-CDMA is applied. Used for The purpose is to provide a mobile terminal.
[0009]
[Non-Patent Document 1]
3GPP RAN 3G TS25.213 V3.3.0, Sep. 2000
[Non-Patent Document 2]
Hanada et al. Shinsei Society Society Conference B-5-49 September 2001
[0010]
[Means for Solving the Problems]
[0011]
To achieve the above object, the mobile terminal of the present invention uses multi-carrier CDMA in which a plurality of control channel subcarriers dedicated to control channels and a plurality of communication channel subcarriers dedicated to communication channels are set separately. A mobile terminal for a mobile communication system,
Demodulating means for demodulating the control channel of the control channel subcarrier spatially repeated and assigned to each cell and separated by a filter;
The demodulation means demodulates the control channel of the control channel subcarrier. for Being transmitted on the control channel Added to the beginning of the control data Synchronization detection means for detecting the frame synchronization timing of the control channel based on the frame synchronization information and determining the frame synchronization position based on the frame synchronization timing;
[0012]
In the mobile terminal of the present invention, the demodulating means may demodulate the control data from the control channel by performing synchronous detection.
Furthermore, in the mobile terminal of the present invention, the demodulating means may demodulate the control data from the control channel by performing a discrete Fourier transform process.
Furthermore, in the mobile terminal of the present invention, the frame synchronization information is transmitted using a plurality of the control channel subcarriers, and the demodulating means performs a discrete Fourier transform process on the control channel subcarriers. In addition, the synchronization timing information may be obtained by correlating the control channel subcarrier and the frame synchronization information replica.
Furthermore, in the mobile terminal of the present invention, the frame synchronization information is: 1's The control channel subcarrier is used for transmission, and the demodulation means performs discrete Fourier transform processing for every one to several samples of the control channel subcarrier, and outputs the output after the discrete Fourier transform and the frame synchronization information replica. Synchronization timing information may be obtained by taking the correlation.
[0015]
According to the present invention, the control channel By demodulating the control data being transmitted, the frame synchronization position can be determined based on the frame synchronization information. In this case, if the control data is demodulated from the control channel by performing a discrete Fourier transform process, it is possible to prevent communication channel subcarrier interference. Furthermore, if frame synchronization information transmitted by assigning a plurality of control channel subcarriers to the control channel is received, the frame synchronization position can be determined before performing the discrete Fourier transform process.
[0016]
Furthermore, if the control channel subcarrier assigned to each cell is excluded from the control channel subcarrier assigned to the adjacent cell and the control channel subcarrier adjacent thereto, the adjacent control channel subcarrier can be used even if a filter is used. The interference component of the carrier can be sufficiently attenuated.
Furthermore, in a cell to which a plurality of control channel subcarriers are allocated, if a plurality of control channel subcarriers that are arranged adjacent to each other are allocated, adjacent control is performed when demodulation by discrete Fourier transform is performed. The interference component of the channel subcarrier can be sufficiently attenuated. At the same time, bandwidth utilization efficiency can be increased.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The mobile communication system according to the embodiment of the present invention employs MC-CDMA using a plurality of orthogonal subcarriers. The MC-CDMA is a combination of OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) and CDMA (Code Division Multiple Access), and includes a plurality of subcarriers orthogonal to each other. As shown in FIG. 1, the plurality of subcarriers are divided into a control channel subcarrier dedicated to the control channel and a communication channel subcarrier dedicated to the communication channel. The control channel subcarrier is modulated by a frame synchronization symbol or a control data symbol. Communication channel subcarriers are modulated with communication data symbols and spread with different short codes and long codes for each communication channel. The modulated control channel subcarrier and the spread communication channel subcarrier are combined and transmitted. In the example shown in FIG. 1, four control channel subcarriers f1, f2, f3, and f4 are prepared as subcarriers dedicated to the control channel, and f5, f6, f7,. , Fn (n−4) communication channel subcarriers are prepared separately.
[0018]
As shown in FIG. 1, control channels assigned to a plurality of base stations (cells) in the mobile communication system according to the present invention when the control channel subcarrier and the communication channel subcarrier are separated and arranged in the channel. An example of communication channel allocation is shown in FIG. In the example shown in FIG. 2, in the cell 1, the control channel subcarrier f1 is assigned to the control channel, and the control channel subcarriers f2 to f4 are not used. As a communication channel, a plurality of communication channel subcarriers f (C1) are assigned to cell 1. Similarly, in cell 2, control channel subcarrier f2 is assigned to the control channel, and control channel subcarriers f1, f3, and f4 are not used. As a communication channel, a plurality of communication channel subcarriers f (C2) are allocated to the cell 2. In cell 3, control channel subcarrier f3 is allocated to the control channel, and control channel subcarriers f1, f2, and f4 are not used. As a communication channel, a plurality of communication channel subcarriers f (C3) are allocated to the cell 3. In the cell 4, the control channel subcarrier f4 is assigned to the control channel, and the control channel subcarriers f1 to f3 are not used. As a communication channel, a plurality of communication channel subcarriers f (C4) are assigned to the cell 4. C1 to C4 are different long codes specific to each cell, and any one of the long codes C1 to C4 is assigned to the cells 1 to 4.
[0019]
The control channel and communication channel assigned to the cells 5 to 8 are assigned in the same manner as the cells 1 to 4. As described above, in the cells 1 to 4 and the cells 5 to 8, the control channel subcarriers of 4-cell repetition are assigned to the control channel. In addition, each of the communication channels can use one of the cell-specific long codes C1 to C8 to form a one-channel repeated communication channel subcarrier. That is, the communication channel subcarriers f (C1) to f (C8) dedicated to the communication channel can be used as a common communication channel subcarrier.
[0020]
In addition, the allocation mode of the control channel and the communication channel allocated to each cell in the mobile communication system according to the present invention is not limited to the mode shown in FIG. As another allocation mode, as a control channel subcarrier allocated to each cell, a control channel excluding a control channel subcarrier allocated to at least an adjacent cell and a control channel subcarrier adjacent to the control channel subcarrier. Any of the subcarriers may be allocated. For example, when control channel subcarrier f1 is assigned to cell 1, control channel subcarrier f3 is assigned to cell 2, control channel subcarrier f5 is assigned to cell 3, and control channel subcarrier is assigned to cell 4. f7 is assigned. In this way, since the cell interval to which adjacent control channel subcarriers are allocated increases, the interference component of adjacent control channel subcarriers can be sufficiently attenuated even if a filter is used.
[0021]
As yet another allocation mode, when a plurality of control channel subcarriers are allocated to each cell, a plurality of control channel subcarriers arranged adjacent to each other may be allocated to the cell. For example, when four control channel subcarriers are allocated to cell 1, control channel subcarriers f1 to f4 are allocated. In this way, it is possible to sufficiently attenuate the interference components of adjacent control channel subcarriers in a plurality of control channel subcarriers by performing discrete Fourier transform upon reception. Furthermore, the bandwidth utilization efficiency can be improved.
[0022]
Next, cell search performed by the mobile terminal according to the embodiment of the present invention for the mobile communication system according to the present invention will be described. As described above, the control data transmitted on the control channel assigned to the base station of each cell is transmitted using any one of the control channel subcarriers dedicated to the control channel. Therefore, the mobile terminal only needs to receive the control channel subcarrier and perform signal processing on the received signal. A specific description will be given with reference to FIGS. FIG. 3 shows the received power of the control channel and communication channel received at the mobile terminal at a height orthogonal to the frequency axis, and FIG. 4 is a flowchart of cell search processing executed by the mobile terminal.
[0023]
When the mobile terminal starts the cell search process, the received power of each of the control channel subcarriers f1 to f4 is measured (step S1). Next, the control channel subcarrier having the maximum received power among the measured received powers is detected (step S2). Then, by demodulating the detected control channel subcarrier with the maximum received power, the control data that has modulated the control channel subcarrier is demodulated (step S3). This control data includes the long code information assigned to the cell to which the control channel is assigned, and the long code information can be obtained by demodulating the control data (step S4). Thus, when the mobile terminal performs cell search or the like, it is only necessary to receive only the control channel subcarrier and perform signal processing on the received signal. In reality, when the total number of subcarriers is on the order of 1000 to 2000, the number of control channel subcarriers is considered to be several tens. Therefore, it is compared with the case where signal processing is performed on all subcarriers. Thus, the amount of signal processing can be greatly reduced.
[0024]
Next, FIG. 5 shows a block diagram showing the configuration of the transmission unit 1 of the base station in each cell of the mobile communication system according to the present invention.
The transmission unit 1 of the base station shown in FIG. 5 includes a control channel unit including one control channel and a communication channel unit including a plurality of communication channels. The control channel unit includes a frame synchronization symbol addition unit 10 and a modulation unit 11, and the communication channel unit includes a modulation unit 12, a serial-parallel conversion unit (S / P) 13, and a spreading unit 14. The frame synchronization symbol adding unit 10 adds a frame synchronization symbol of a predetermined number of symbols for frame synchronization to the beginning of the control data, and the modulation unit 11 converts the control data with the frame synchronization symbol added to the beginning to BPSK modulation or QPSK. Modulated.
[0025]
In the modulation unit 12 of the communication channel unit, the communication data is subjected to BPSK modulation or QPSK modulation, and the modulation symbols serially output from the modulation unit 12 are paralleled by predetermined symbols in the S / P 13. The parallel modulation symbols are spread in the spreader 14 by a short code specific to the communication channel and a long code specific to the cell. The outputs of the modulation unit 11 and the spreading unit 14 are supplied to an inverse fast Fourier transform unit (IFFT) 15 and subjected to inverse Fourier transform to be combined into a transmission signal, which is transmitted from the antenna 16. In IFFT 15, one control channel subcarrier assigned to a base station among f1 to f4 is modulated by a symbol output from the control channel unit, and each symbol output in parallel from the communication channel unit is modulated. Each of the communication channel subcarriers f5 to fn orthogonal to each other is modulated, and all the modulated subcarriers are combined into a transmission signal.
[0026]
Next, FIG. 6 shows a block diagram showing the configuration of the receiving unit 2 of the mobile terminal according to the embodiment of the present invention.
As shown in FIG. 6, the reception unit 2 of the mobile terminal includes a control channel unit 2a and a communication channel unit 2b. In the control channel unit 2a, the received power measuring unit 22 measures received power for each of the control channel subcarriers f1 to f4 assigned to the control channel in the received signal received by the antenna 21. The control channel subcarrier having the maximum received power out of the received power measured by the received power measuring unit 22 is detected by the detecting unit 23. The filter unit 24 controls the filter characteristics so as to pass only the control channel subcarrier detected by the detection unit 23. As a result, only the specific control channel subcarrier having the maximum received power is filtered by the filter unit 24. The control channel subcarriers filtered by the filter unit 24 are demodulated by the demodulation unit 25 and control data is output. Note that the demodulator 25 demodulates the frame in synchronism with the frame, and the frame synchronization timing for this is detected from the received signal by the synchronization detector 26 and supplied to the demodulator 25. The synchronization detector 26 detects a frame synchronization symbol added to the head of the control data, and the configuration thereof will be described later.
[0027]
The received signal received by the antenna 21 is fast Fourier transformed by the fast Fourier transform unit 27 of the communication channel unit 2b, and a plurality of communication channel subcarriers are extracted. The extracted communication channel subcarriers are supplied to the despreading unit 28 in parallel, and are despread by a short code specific to the communication channel and a long code specific to the cell being located. In this case, the long code information unique to the cell in which it is located can be obtained from the control data acquired in the control channel unit 2a. The despread parallel signal is converted into a serial signal by a parallel-serial converter (P / S) 29 and supplied to the demodulator 20. In the demodulator 20, the BPSK or QPSK modulated signal is demodulated, and communication data of the communication channel is output.
[0028]
Next, the configuration of the first embodiment of the synchronization detection unit 26 is shown in FIG. In the first embodiment, the control channel is demodulated using the synchronous detection method. FIG. 8 shows a frame configuration of the mobile communication system according to the present invention shown in the CODE-frequency-time three-dimensional space in this case.
In the frame configuration of the mobile communication system according to the present invention shown in FIG. 8, a control channel consisting of one control channel subcarrier is assigned to each cell, and the number of symbols N at the head of control data transmitted on the control channel. _f Frame synchronization symbols are added. Following the frame synchronization symbol, pilot symbols and data symbols of control data are spread and code-multiplexed by different short codes for control channels and transmitted. In the example shown in FIG. 8, the processing gain in the pilot symbol and the data symbol is set to 4, and each symbol is transmitted by 4 chips. Also, in a plurality of communication channel subcarriers, pilot symbols and data symbols of communication data of a plurality of communication channels are spread and code-multiplexed with short codes for different communication channels for each channel and transmitted in parallel. In the example shown in FIG. 8, the processing gain in the data symbol of the communication data is set to 8, and each data symbol is transmitted by 8 chips. Note that the data symbols and pilot symbols of the control data need not necessarily be spread.
[0029]
Next, a first embodiment of the synchronization detector 26 shown in FIG. 7 will be described. As shown in FIG. 8, the number of symbols N is at the head of the control data in the control channel. _f Frame synchronization symbols for detecting frame synchronization are inserted. Here, control channel subcarriers to be demodulated from the received signal are extracted by a filter and input to the correlation detector 51. The correlation detector 51 detects the correlation between the reception signal that has passed through the filter in the correlation detector 51 and the frame synchronization symbol replica supplied from the frame synchronization symbol replica unit 52. Then, in the synchronization position determination unit 53, a sample position where the correlation value detected by the correlation detector 51 reaches a peak is determined as a synchronization position, and timing synchronization and frame synchronization are established at the determined synchronization position.
[0030]
Here, when the SINR (signal-to-noise / interference power ratio) in the control channel can be sufficiently secured, the first embodiment of the synchronization detection unit 26 shown in FIG. 7 is effective, and the configuration can be simplified and the signal can be simplified. The amount of processing can be reduced. In addition, the control data is subjected to code multiplexing with pilot symbols in consideration of fading fluctuations, thereby maintaining the channel estimation accuracy.
[0031]
In the synchronous detection method described above, demodulation can be performed with a very simple configuration as long as the SINR is sufficient. However, when a control channel subcarrier is cut out by a filter, an interference component from a communication channel subcarrier or the like is generated according to the accuracy of the filter. Therefore, it is necessary to consider a case where a sufficient SINR cannot be secured. Here, since the communication channel subcarrier is orthogonal to the control channel subcarrier, the interference from the communication channel subcarrier is synchronized with the control channel and demodulated by discrete Fourier transform (DFT) processing. Can be removed. As a result, there is an effect that interference components from sectors in the same cell can be removed when sectorization is performed.
Here, two methods, a single carrier synchronization method and a multicarrier synchronization method, will be described below as synchronization detection methods based on the presence of interference components.
[0032]
FIG. 9 shows the configuration of the synchronization detector 26 (second embodiment) to which the single carrier synchronization method for performing demodulation by DFT processing is applied. The frame configuration in this case is as shown in FIG.
In the second embodiment of the synchronization detection unit 26 shown in FIG. 9, the received signal is supplied to the DFT processing unit 30, and the DFT processing unit 30 performs DFT processing. Every sample To be done. Frame synchronization symbols for frame synchronization detection are inserted over several symbols at the head of the control data in the control channel. Thereby, the data including the frame synchronization symbol obtained by demodulating the control channel is demodulated. Next, the correlation detector 31 detects the correlation between the data including the frame synchronization symbol obtained by demodulating the control channel by the DFT processing unit 30 and the frame synchronization symbol replica supplied from the frame synchronization symbol replica unit 32. The Then, in the synchronization position determination unit 33, a sample position where the correlation value detected by the correlation detector 31 reaches a peak is determined as a synchronization position, and timing synchronization and frame synchronization are established at the determined synchronization position.
[0033]
Where sample timing n _t The correlation value at C is _post (N _t ), The correlation value can be obtained as follows.
[Expression 1]

In the formula (1), R (i, n _t ) Is sample timing n _t The i-th symbol when DFT demodulation is performed at _f Represents the number of frame synchronization symbols. Rep * (i) represents the complex conjugate of the i-th frame synchronization symbol replica.
As an example of the correlation value in the single carrier synchronization method, the number of DFT samples is 8 (the guard interval length is 2 samples), and the number of frame synchronization symbols is N. _f FIG. 10 shows the simulation result of the correlation value in the case of 10 and 5 passes. Referring to FIG. 10, the correlation value in the guard interval section is almost constant. In other words, the single carrier synchronization method has an advantage that synchronization can be established using only the control channel, but the correlation value in the guard interval section is almost constant, so that it is ahead of the ideal DFT synchronization sample due to noise or the like. It becomes easy to shift to.
[0034]
Next, FIG. 12 shows the configuration of the synchronization detector 26 (third embodiment) in the multicarrier synchronization method. FIG. 11 shows another frame configuration of the mobile communication system according to the present invention shown in a three-dimensional space of CODE-frequency-time in this case.
The frame configuration in the mobile communication system according to the present invention shown in FIG. 11 is such that one control channel subcarrier is assigned to each cell, and a frame synchronization symbol is added to the head of control data transmitted on the control channel subcarrier. Has been. This frame synchronization symbol has a symbol number Ns and is transmitted by a plurality of control channel subcarriers having a carrier number Nc. Following the frame synchronization symbol, a pilot symbol and a data symbol of control data are spread with different short codes, code-multiplexed, and transmitted. As described above, in the frame configuration example shown in FIG. 11, the frame synchronization symbol is transmitted by the multicarrier having the number of carriers Nc. Further, the processing gain in the pilot symbol and the data symbol is set to 4, for example, and each symbol is transmitted by 4 chips. Also, in a plurality of communication channel subcarriers, pilot symbols and data symbols of communication data of a plurality of communication channels are spread and code-multiplexed by short codes for different communication channels and transmitted in parallel. In the example shown in FIG. 11, the processing gain in the data symbol of the communication data is 8, and each data symbol is transmitted by 8 chips.
[0035]
A third embodiment of the synchronization detection unit 26 shown in FIG. 12 to which the multicarrier synchronization method having such a frame configuration is applied will be described.
In the third embodiment of the synchronization detection unit 26 shown in FIG. 12, the control channel subcarriers having the number Nc of subcarriers of the received signal are supplied to the in-phase addition unit 40 and subjected to in-phase addition. Frame synchronization symbols for frame synchronization detection of the number of symbols Ns are inserted at the head of the control data in the control channel. As a result, the data including the frame synchronization symbol obtained by demodulating the control channel is subjected to the in-phase addition in the in-phase addition unit 40, and the correlation with the replica of the frame synchronization symbol supplied from the frame synchronization symbol replica unit 42 is detected by the correlation detector. 41. Then, in the synchronization position determination unit 43, the sample position where the correlation value detected by the correlation detector 41 reaches a peak is determined as the synchronization position, and timing synchronization and frame synchronization are established at the determined synchronization position. In the multi-carrier synchronization method, synchronization can be established before performing the DFT processing in this way. Note that the in-phase addition unit 40 may be omitted.
[0036]
Where sample timing n _t The correlation value at C is _pre (N _t ), The correlation value can be obtained as follows.
[Expression 2]

In the formula (2), r (n _t + I) is sample timing n _t The received sample signal at + i is N _r Represents the number of replica samples. Further, rep * (i) represents the complex conjugate of the i-th sample of the time waveform of the frame synchronization symbol.
[0037]
An example of the simulation result of the correlation value in the multicarrier synchronization method is shown in FIG. The condition at this time is the number of frame synchronization symbols N _f Is 10, the number of passes is 1 or 2, replica length N _r Is set to 8. In the multicarrier synchronization method, a sharp peak is generated at the path position as shown in FIG. In mobile communication, non-line-of-sight communication is common, and the peak position of the correlation value does not always indicate the preceding wave. Therefore, when an FFT window is set at the peak position, intersymbol interference from the preceding wave may be received. Therefore, it is preferable to detect a preceding wave having a correlation value that exceeds a certain threshold value (1 / α of the maximum correlation value) backward from the peak position. Thereby, in the multicarrier synchronization method, it is possible to synchronize with the arrival position of the preceding wave with high accuracy. In the multicarrier synchronization method, the time resolution corresponding to the number Nc of control channel subcarriers used for the frame synchronization symbol is an important factor. The synchronization accuracy can also be improved by increasing the number Ns of frame synchronization symbols.
[0038]
Therefore, the simulation results of the synchronization accuracy of the multicarrier synchronization method when the two parameters of the subcarrier number Nc of the control channel subcarrier transmitting the frame synchronization symbol and the symbol number Ns of the frame synchronization symbol are changed are shown. It shows in FIG. 16 and FIG.
FIG. 14 shows simulation parameters indicating parameter values for the simulation in this case. Here, the control data of the control channel is spread by a WH (Walsh-Hadamard) code having a spreading length (processing gain) PG = 4 and code-multiplexed with pilot symbols. In addition, the frame synchronization symbol is added with the number of symbols Ns at the head of the frame, and the guard interval is not inserted in order to prevent erroneous detection due to the correlation between the guard interval and the rear part of the replica. FIG. 15 shows a path model that is a propagation model. The path model shown in FIG. 15 is an exponential function model in which the number of paths is 3 and the path slope is 3 dB, and the path delay time differences Δτ are all equal. In the simulation, Δτ = ½ guard interval length, and the delay spread σs at that time is 2.28 [μS]. The maximum fluctuation of each path is f. _D It is assumed that it follows the Rayleigh fluctuation which is [Hz]. In the simulation, frequency synchronization and channel estimation are ideally performed, and the power of the pilot symbol does not affect the reception Eb / No (power density to noise power density ratio) of each user.
[0039]
Thus, the timing synchronization, the probability of frame synchronization being established at the preceding wave position (hereinafter referred to as “synchronization probability”), and the error rate (BER) of the control channel, which are simulation results, are shown in FIGS. 17 shows.
In FIG. 16, the number Nc of subcarriers of the frame synchronization symbol is 8, 16, 32, and 64, and the horizontal axis is Eb / No (power density to noise power density ratio). In this case, it is assumed that the number Ns of frame synchronization symbols is 1, and there is no interference power from the communication channel. Referring to FIG. 16, it is shown that the probability of synchronization improves as the number of subcarriers Nc of the frame synchronization symbol increases. The BER is also improved accordingly. When the number Ns of frame synchronization symbols is 1, it can be seen that if the number of subcarriers Nc is about 64, sufficient synchronization accuracy and error rate can be obtained. The reason for convergence at a synchronization probability of about 90% is considered to be that the preceding wave becomes lower than the level of the second and subsequent delayed waves due to fading and is not detected even when the preceding wave is searched. The probability of synchronization can be further improved by appropriately setting the threshold value for the preceding wave search according to the replica pattern, Eb / No, and path model.
[0040]
Next, FIG. 17 shows the probability of synchronization and the error rate (BER) of the control channel when the number of subcarriers Nc of each frame synchronization symbol is taken on the horizontal axis and the number Ns of frame synchronization symbols is used as a parameter. In this case, the number Nc of subcarriers of the frame synchronization symbol is set to 8.
Referring to FIG. 17, although the number Nc of subcarriers of the frame synchronization symbol is very small as 8, the probability of synchronization and the error rate (BER) are improved by increasing the number Ns of symbol of the frame synchronization symbol. It is done. If the number Ns of frame synchronization symbols is 16, the detection rate reaches 90% regardless of Eb / No, and the error rate (BER) substantially matches the theoretical value. When the number of subcarriers Nc of the frame synchronization symbol is 16, 32, 64, the result is almost the same as the result shown in FIG. 17, but the frame synchronization in which the probability of synchronization converges according to the number of subcarriers Nc of the frame synchronization symbol. The number Ns of symbols is reduced. From this, it can be seen that even when the number of subcarriers Nc of the frame synchronization symbol is small, the synchronization can be established with high accuracy by increasing the number Ns of frame synchronization symbols.
[0041]
The present invention is based on the MC-CDMA system in which the control channel and the communication channel are completely separated on the frequency axis. In this case, the subcarriers allocated separately to the control channel and the communication channel can be OFDM orthogonal to each other.
[0042]
【The invention's effect】
As described above, the present invention is divided into a plurality of control channel subcarriers dedicated to the control channel and a plurality of communication channel subcarriers dedicated to the communication channel, and is spatially repeated and assigned to each cell. It is assumed that the reception power of the control channel subcarrier is measured, and the cell is located in the cell of the control channel having the maximum reception power. Thus, when performing a cell search, it is only necessary to perform signal processing of the control channel subcarrier without performing signal processing of the communication channel subcarrier, and the signal processing amount can be greatly reduced. For this reason, power consumption can be reduced, the battery operation time of the portable mobile terminal can be extended, and processing delay can be minimized.
Also, frame synchronization information transmitted on the control channel Frame synchronization timing by detecting the frame synchronization timing based on The frame synchronization position can be determined based on the above. In this case, the frame synchronization information is transmitted from the control channel by performing a discrete Fourier transform process. When frame synchronization timing is detected based on Thus, communication channel subcarrier interference can be prevented. Furthermore, if frame synchronization information transmitted by assigning a plurality of control channel subcarriers to the control channel is received, the frame synchronization position can be determined before performing the discrete Fourier transform process.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a frequency arrangement of control channels and communication channels in a mobile communication system according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing how control channels and communication channels are allocated to a plurality of cells in the mobile communication system according to the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of received power of a control channel and a communication channel received by a mobile terminal according to an embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a flowchart of cell search processing executed by the mobile terminal according to the embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a transmission unit of a base station in the mobile communication system according to the embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration example of a receiving unit of the mobile terminal according to the embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a first example of a synchronization detection unit in the reception unit of the mobile terminal according to the embodiment of the present invention;
FIG. 8 is a diagram showing a frame configuration of the mobile communication system according to the present invention when the synchronization detection unit in the receiving unit of the mobile terminal according to the embodiment of the present invention is set to a synchronous detection method or a single carrier method. .
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a second example of the synchronization detecting unit in the receiving unit of the mobile terminal according to the embodiment of the present invention;
FIG. 10 is a diagram illustrating a simulation result of a correlation value when the synchronization detection unit in the reception unit of the mobile terminal according to the embodiment of the present invention is set to a single carrier method.
FIG. 11 is a diagram showing a frame configuration of the mobile communication system according to the present invention when the synchronization detection unit in the receiving unit of the mobile terminal according to the embodiment of the present invention is set to the multicarrier method.
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a third example of the synchronization detecting unit in the receiving unit of the mobile terminal according to the embodiment of the present invention;
FIG. 13 is a diagram illustrating a simulation result of a correlation value when the synchronization detection unit in the reception unit of the mobile terminal according to the embodiment of the present invention is set to a multicarrier method.
FIG. 14 is a table showing specifications for simulation of synchronization accuracy when the synchronization detection unit in the reception unit of the mobile terminal according to the embodiment of the present invention is set to the multicarrier method;
FIG. 15 is a diagram illustrating a path model for simulation of synchronization accuracy when the synchronization detection unit in the reception unit of the mobile terminal according to the embodiment of the present invention is set to the multicarrier method;
FIG. 16 is a diagram illustrating a simulation result when the synchronization detection unit in the reception unit of the mobile terminal according to the embodiment of the present invention is set to a multicarrier method.
FIG. 17 is a diagram illustrating another simulation result when the synchronization detection unit in the reception unit of the mobile terminal according to the embodiment of the present invention is set to the multicarrier method;
FIG. 18 is a diagram illustrating an example of channel arrangement in conventional MC-CDMA.
FIG. 19 is a diagram illustrating a control channel and a communication channel in conventional MC-CDMA in a three-dimensional space of CODE-frequency (f) -time (t).
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Transmitter, 2 Receiver, 2a Control channel part, 2b Communication channel part, 10 frame synchronization symbol addition part, 11 Modulation part, 12 Modulation part, 13 S / P, 14 Spreading part, 15 IFFT, 16 Antenna, 20 Demodulation Unit, 21 antenna, 22 received power measurement unit, 23 detection unit, 24 filter unit, 25 demodulation unit, 26 synchronization detection unit, 27 fast Fourier transform unit, 28 despreading unit, 29 P / S, 30 DFT processing unit, 31 Correlation detector, 32 frame synchronization symbol replica section, 33 synchronization position determination section, 40 in-phase addition section, 41 correlation detector, 42 frame synchronization symbol replica section, 43 synchronization position determination section, 51 correlation detector, 52 frame synchronization symbol replica Section, 53 synchronization position determination section

Claims

A mobile terminal for a mobile communication system using multicarrier CDMA in which a plurality of control channel subcarriers dedicated to a control channel and a plurality of communication channel subcarriers dedicated to a communication channel are set separately,
Demodulating means for demodulating the control channel of the control channel subcarrier spatially repeated and assigned to each cell and separated by a filter;
In order to demodulate the control channel of the control channel subcarrier in the demodulation means, the frame synchronization timing of the control channel is detected based on the frame synchronization information added to the head of the control data transmitted on the control channel. A mobile terminal comprising: synchronization detection means for determining a frame synchronization position based on the frame synchronization timing.

The mobile terminal according to claim 1, wherein the demodulating means demodulates the control data from the control channel by performing synchronous detection.

The mobile terminal according to claim 1, wherein the demodulating means demodulates the control data from the control channel by performing a discrete Fourier transform process.

The frame synchronization information is transmitted using a plurality of the control channel subcarriers, and the demodulating means performs the discrete Fourier transform process on the control channel subcarriers before the control channel subcarriers and the frame synchronization information. The mobile terminal according to claim 3, wherein synchronization timing information is obtained by correlating with a replica.

The frame synchronization information is transmitted using one of the control channel subcarriers, and the demodulation means performs a discrete Fourier transform process on every one or several samples of the control channel subcarrier, 4. The mobile terminal according to claim 3, wherein synchronization timing information is obtained by correlating the output with a frame synchronization information replica.