JP4340467B2

JP4340467B2 - Rotation angle sensor

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Publication number: JP4340467B2
Application number: JP2003117456A
Authority: JP
Inventors: 茂樹岡武; 力大山田
Original assignee: Asahi Kasei EMD Corp
Current assignee: Asahi Kasei EMD Corp
Priority date: 2003-04-22
Filing date: 2003-04-22
Publication date: 2009-10-07
Anticipated expiration: 2023-04-22
Also published as: JP2004325140A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は回転角度センサに関し、より詳細には、回転体の回転角度を検出する回転角度センサに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
回転体の回転中心軸に対して所定の角度をなすように配置された２つの磁気センサと磁石とが作る磁場を用いて、非接触方式で回転角度を検出する方法が以前より知られており、例として特許文献１にその記述がある。２つの磁気センサを用いて回転角度を検出する場合、通常は磁気センサが持つ温度特性を補正する目的で、２つの磁気センサの出力信号の比を利用して回転角度の検出が行われる。
【０００３】
上記の２つの磁気センサからの出力信号の比は回転角度θに対してtan(θ)またはcot(θ)に比例するため、回転角度を検出する過程では、メモリに記憶されたtan(θ)またはcot(θ)の値を参照する必要がある。しかし、上記のような温度補正に使用するメモリの量が多くなると、回転角度センサのコストの上昇につながる。このため、上記のメモリ量を削減する方法が検討されてきた。例えば特許文献２には、三角関数であるtan及びcotの周期性を利用して、回転角度範囲３６０度を複数の領域に分割し、各領域の内部を領域間で共通な参照データ（メモリ）を用いて内挿、補間するといった方法が記載されている。
【０００４】
【特許文献１】
特開昭６２−９５４０２号公報
【０００５】
【特許文献２】
特開平０８−１４５７１９号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、実際に磁石と２つの磁気センサとを用いて回転角度センサを実現する場合には、予め選別された磁気センサ、磁石等を用いて高精度な組み立て加工を行わない限り、２つの磁気センサからの出力信号を位相が互いに９０度ずれた正弦波とみなして扱うことはできないという問題があった。これは、磁気センサのオフセット、２つの磁気センサ間の感度の相違といった原因に加えて、センサ組み立て時の取り付け誤差に起因する回転体の偏心、磁石の着磁ずれといった様々な誤差要因が存在するためである。
【０００７】
本発明は、回転角度センサの高精度な角度検出を実現させるうえで障害となる上記の問題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、高性能かつ安価に較正できる回転角度センサを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するために、本発明の請求項１に記載の発明は、回転角度センサであって、磁石と、該磁石が作る磁界内において回転体の回転中心軸に対して所定の角度をなすように配置された２つの磁気センサとを備え、前記２つの磁気センサからの出力信号の出力値により表現されるベクトルを、予め定められた回転角度ずつ回転させ、前記ベクトルと所定の軸とのなす角度が０度となるときの回転量により前記回転体の回転角度を求める信号処理回路であって、回転行列係数を持つ回転行列により前記ベクトルを回転させるベクトル回転計算手段と、前記回転行列係数のうち、前記回転角度に関して隣あう回転行列係数の間で線形補間を行う回転行列係数計算手段と、を有する信号処理回路とを備えることを特徴とする。
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の回転角度センサにおいて、前記回転体を予め定められた回転角度ずつ回転させて測定した前記出力信号の出力値により表現されるベクトルを前記回転角度に関してフーリエ級数展開したときのフーリエ係数を記憶した記憶手段をさらに備え、前記回転行列係数計算手段は、前記記憶手段に記憶された前記フーリエ係数を使用して２次元の回転行列係数を計算する。
【０００９】
また、請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の回転角度センサにおいて、前記記憶手段は、前記フーリエ係数を量子化した値を記憶することを特徴とする。
【００１３】
また、請求項４に記載の発明は、請求項１から請求項３のいずれかに記載の回転角度センサにおいて、前記ベクトル回転計算手段は、スイッチト・キャパシタ回路から構成されることを特徴とする。
【００１４】
また、請求項５に記載の発明は、請求項１から請求項３のいずれかに記載の回転角度センサにおいて、前記回転行列係数計算手段及び前記ベクトル回転計算手段は、スイッチト・キャパシタ回路から構成され、前記回転行列係数計算手段による回転行列係数の計算及び前記ベクトル回転計算手段によるベクトルの回転は、同時に実行されることを特徴とする。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００１９】
１．フーリエ係数による磁気センサ出力信号特性のモデル化
図１は、回転体の回転中心軸に対して、直角をなす位置に配置された２つの磁気センサからの出力信号（以下、「磁気センサ出力信号」という。）の出力値V_x及びV_yにより表現されるベクトル（以下、「ホール起電力信号ベクトル」という場合がある。）a=(V_x, V_y)を示す。図２は、磁石の偏心、磁気センサの取り付け誤差等がなく理想的な場合に、回転体の回転角度に対してホール起電力信号ベクトル(V_x, V_y)のX成分、Y成分が変化する様子を示したものである。この場合、２つの磁気センサ出力信号は位相差が９０度の正弦波となる。
【００２０】
図３は着磁ずれのある磁石を使用し、かつ磁石の回転中心を２つの磁気センサから決まる正規の回転中心から意図的にずらしたときに得られた磁気センサ出力信号の一例を示す。図３を参照すると、磁気センサ出力信号のX成分及びY成分は、お互いに振幅が異なり、またX成分及びY成分の間の位相差も９０度ではなくなっている。このように、磁石の偏心、着磁ずれなどがある場合には、磁気センサ出力信号のX成分及びY成分は位相差が９０度の正弦波という理想的な状態とは異なったものとなる。このような場合において、磁気センサ出力信号のX成分及びY成分が回転角度に対して９０度の位相差を有する正弦波であるという前提で角度計算を行う限り、回転角度センサによって検出される角度は大きな誤差を持つものになる。
【００２１】
そこで、２つの磁気センサ出力信号の正弦波が９０度の位相差を有するという理想的な状態から外れた特性をモデル化する手段として、磁気センサ出力信号をフーリエ級数に展開したときのフーリエ係数を用いる。３６０度の範囲をL個の均等な区間に分割して各角度位置l（lは０≦l≦L-１を満たす整数）において実測された磁気センサ出力信号のホール起電力信号ベクトル(V_x(l), V_y(l))に対して、次式のようにフーリエ係数(FTV_x(k), FTV_y(k))を計算する。
【００２２】
【数１】

【００２３】
図４は上記のフーリエ係数の例として、図３に示した磁気センサ出力信号に対してフーリエ係数FTV_x(k)を計算したものであり、図５は図３に示した磁気センサ出力信号に対してフーリエ係数FTV_y(k)を計算したものである。この例においてはフーリエ級数の長さLを２のべき乗である６４にしている。また、ここではフーリエ係数の値をN=８ビットに量子化している。
【００２４】
磁気センサの組み立て誤差、磁石の着磁ずれ等がない理想的な状態では、磁気センサ出力信号のX成分及びY成分は互いに９０度位相がずれた正弦波になるため、フーリエ係数のうちゼロでない有限な値を持つものはk＝１の係数だけになるはずである。また、磁気センサ出力信号のX成分及びY成分がオフセットを持つ場合には、k＝０に対するフーリエ係数もゼロでない有限な値を取ることになる。しかし磁気センサ出力信号はもともと正弦波に近い波形である。このため、フーリエ係数においてk＝L/２付近の成分は極めて小さくなり、フーリエ係数が有限ビット数でデジタル表現された場合にはほとんどのフーリエ係数がゼロになる。
【００２５】
図４及び図５に示す例において、X成分のフーリエ係数においてゼロでない有限な値を持つFTV_x(k)は７個であり、Y成分のフーリエ係数においても有限な値を持つFTV_y(k)は１０個である。したがって、この例の場合、必要なメモリの量はフーリエ係数のX成分及びY成分それぞれ６４個の計１２８個分ではなく、１７個分で済むことになる。
【００２６】
以上のことからわかるように、磁石が作る磁界中においてお互いに９０度の位置に配置された磁気センサを用いて回転角度を検出する場合、磁気センサ出力信号の特性をモデル化するためにフーリエ係数を用いるとほとんどのフーリエ係数が量子化されてゼロになる。このため、不揮発性メモリに記憶すべき情報量を大幅に抑制できることがわかる。その結果、本発明の回転角度センサにおいては、不揮発性メモリの量が少なくなるため、高精度の回転角度センサを低コストで製造することができる。
【００２７】
図６に本発明の回転角度センサを較正するシステムの構成図を示す。回転角度センサは、回転体の回転中心軸に対して所定の角度をなすように配置され、磁界の強さに応じた信号を出力する２つの磁気センサ６０１,６０２と、該磁気センサが配置された位置に、回転体の回転に応じた強さの磁界を発生させる磁石と、２つの磁気センサ出力信号を処理して前記回転体の回転角度を求める信号処理回路６０３とを含んでいる。
【００２８】
回転角度センサ較正装置６０４は上記のように構成された回転角度センサの較正を行うものであり、図７に示すように、回転体を複数の予め定められた回転角度ずつ回転させたときに２つの磁気センサから出力される信号のX成分及びY成分を入力する入力部２００４と、入力部２００４から入力された信号の出力値により表現されるベクトルを回転角度に関してフーリエ級数展開したときのフーリエ係数を計算するフーリエ係数計算部２００２と、フーリエ係数計算部２００２により計算されたフーリエ係数を、回転角度を計算する際の補正値として回転角度センサに出力する出力部２００６とを含んでいる。
【００２９】
より具体的には、回転角度センサ較正装置６０４はパーソナルコンピュータなどで構成することができる。この場合、入力部２００４及び出力部２００６は周知の通信インタフェース及び通信プログラムの機能により実現される。また、フーリエ係数計算部２００２の機能は、パーソナルコンピュータのROMやハードディスクなどに記憶されたコンピュータプログラムを、その中央処理装置（CPU）が読み出して実行することにより達成される。
【００３０】
図８には、本発明の回転角度センサを較正する手順を示す。以下、図８を参照し、本実施形態に係る回転角度センサの較正方法について説明する。
【００３１】
まず、磁石（不図示）と、回転体に配置した磁気センサ６０１,６０２と、回転角度センサ信号処理回路６０３とを用いて回転角度センサを組み立てる(S７０２)。ここで、磁気センサ６０１は磁場のX成分を検出するホール素子、磁気センサ６０２は磁場のY成分を検出するホール素子である。回転角度センサを回転体に取り付ける工程が終了した後、回転角度センサ信号処理回路６０３に、外部の回転角度センサ較正装置６０４を接続する(S７０４)。次いで、回転体を複数の予め定められた回転角度ずつ回転させて２つの磁気センサからの出力値を測定する(S７０６)。この処理は、回転体を１回転させながら回転角度３６０度の範囲における磁気センサ出力信号を回転角度センサ信号処理回路６０３から回転角度センサ較正装置６０４に読み出すことにより行う。これにより、回転角度センサ信号処理回路６０３外部の回転角度センサ較正装置６０４において、磁気センサ出力信号の特性をモデル化するためのフーリエ係数を計算することができる(S７０８)。
【００３２】
次いで、測定された出力値により表現されるベクトルを回転角度に関してフーリエ級数展開したときのフーリエ係数を、回転角度を計算する際の補正値として回転角度センサの記憶装置に記憶させる(S７１０)。これにより、回転角度センサ較正装置６０４において計算されたフーリエ係数は、回転角度センサ信号処理回路６０３が内蔵する不揮発性メモリに書き込まれる。したがって、回転角度センサのシステムの組み立て時に生じた誤差、使用された磁石の着磁ずれによる誤差等の情報を回転角度センサに記憶させることができる。その後、回転角度センサ信号処理装置６０３から回転角度センサ較正装置６０４を切り離す(S７１２)。以上の処理が終了した後、この回転角度センサを用いて回転角度検出動作を開始することができる(S７１４)。
【００３３】
２．回転角度の検出
２．１．フーリエ係数に基づく回転行列係数の計算
本発明の回転角度センサにおいては、回転角度センサ内部において２つの磁気センサ出力信号のホール起電力信号ベクトル(V_x, V_y)を回転角度のステップサイズであるθ_STEPの整数倍だけ回転させ、回転後のホール起電力信号ベクトル(V_x', V_y')がx軸を横切るときの回転量をもって検出された回転角度とする。
【００３４】
回転角度３６０度の範囲にわたって磁気センサ出力信号のX成分及びY成分が理想的に互いに９０度位相がずれた正弦波である場合には、次のような回転行列で表現されるベクトル回転計算を行って、回転後のホール起電力信号ベクトルがx軸を横切るまでに要した回転角度を求めればよい。
【００３５】
【数２】

【００３６】
しかしながら実際には、回転角度センサの組み立て時の誤差、磁石の着磁ずれ等の理由により、磁気センサ出力信号のX成分及びY成分が位相差９０度の正弦波という理想的な状態から外れている。このため、上記のように正弦波を前提とした信号処理方法では正確な回転角度検出では回転角度検出に誤差が生じる。
【００３７】
そこで、本発明の回転角度センサの不揮発性メモリに記憶されている磁気センサ出力信号の特性をモデル化する情報を用いて上記の誤差要因を補正する。そのために上記の回転行列を次のように変更する。
【００３８】
【数３】

【００３９】
ここで回転行列係数(IFTV_x(l), IFTV_y(l))は、回転角度センサの内部において不揮発性メモリに記憶されているフーリエ係数(FTV_x(k), FTV_y(k))を基に以下の様にして計算される。図９は、回転角度センサ信号処理回路内に含まれる回転行列係数の計算に関わる制御部分のブロック図を示す。この制御部分は、ROM８０１、不揮発性メモリ８０３、乗算器８０３及び加算器８０４からなる。これらの構成要素のうち、乗算器８０３及び加算器８０４は、回転行列係数計算回路（デジタル回路）を構成する。
【００４０】
ROM８０１には、k及びlの値に応じたcos(２πkl/L)及びsin(２πkl/L)の値が記憶されている。また、不揮発性メモリ８０２には、kの値に応じたフーリエ係数FTVx(k)及びFTVy(k)が記憶される。ここで、フーリエ係数は、回転角度センサに要求される回転角度要求精度および不揮発性メモリの規模に応じて、適切なビット幅に量子化した値として記憶されることが好ましい。
【００４１】
このように構成された制御部分において、不図示の制御装置により、l及びkの値に応じた値がROM８０１及び不揮発性メモリ８０２から読み出されて乗算器８０３に渡される。乗算器８０３では、以下の式のうち、三角関数とフーリエ係数との積に相当する部分の計算を実行する。次いで、加算器８０４が乗算器８０３によって計算された積を用いて加減算処理に相当する部分の計算を実行することにより、回転行列係数 (IFTV_x(l), IFTV_y(l))が求められる。
【００４２】
【数４】

【００４３】
上の式を実際に計算する際には、先に説明した理由によりk＝０付近を除いてほとんどのkの値について(FTV_x(k), FTV_y(k))がゼロであるから、上の数式で表される信号処理の実際の処理量は、一般の場合に上の数式を計算する場合の処理量と比較して小さくなる。
【００４４】
また、上の式にある（１／L）という正規化定数の乗算は、Lの値を２のべき乗となる値に設定することで、ビットのシフト操作に置き換えることができる。このように乗算操作をシフト操作に置き換えることによって、回転角度センサ信号処理回路をICで実現する場合に回路規模を抑制することができる。
【００４５】
図１０には図４、図５に示したフーリエ係数を基に計算した(IFTV_x(l), IFTV_y(l))を示した。図１０を参照すると、不揮発性メモリの使用量としては情報量の少ない(FTV_x(k), FTV_y(k))を用いているにも関わらず、フーリエ係数を基に計算された(IFTV_x(l), IFTV_y(l))は磁気センサ出力信号の特性を精度よく再現することがわかる。
【００４６】
式(３)に基づいて回転体の回転角度を計算する場合、２つの磁気センサから出力される信号のX成分及びY成分V_x, V_yの間の比を利用して回転角度を計算することになる。このため、たとえ温度変化があっても、２つの磁気センサの温度特性が揃っている限り、本発明の回転角度センサの出力は磁気センサ感度の温度特性及び磁石が持つ温度特性に影響されないことになる。ここで、本発明の回転角度センサにおいては、磁気センサ出力信号のX成分及びY成分の間の比を利用していながら、磁気センサ出力信号のX成分及びY成分の間での除算は行っていない。一般に、除算を実現する回路は複雑になるが、本実施形態では除算を行うことなく磁気センサ出力信号のX成分及びY成分の間の比を利用することで回路を簡単化することができ、結果として回転角度センサの低コスト化を可能にしている。
【００４７】
２．２．線形補間計算による回転角度検出分解能の向上
磁気センサ出力信号の特性をモデル化するためのフーリエ級数の長さLに対して式(４-１),(４-２)で与えられる係数を持つ回転行列を用いて回転角度検出を行った場合、回転角度を検出する分解能は３６０度／Lとなる。例えば図４、図５の例の場合にはL=６４であるため、回転角度の検出分解能はθ_STEP＝３６０度／６４＝５．６２５度となる。
【００４８】
磁気センサ出力信号の特性をモデル化するデータを記憶するための不揮発性メモリ量を削減するためには、できるだけLを小さい値にする必要がある。一方で、Lを小さい値にする程、角度分解能が低下する。そこで、本実施形態では不揮発性メモリ量を抑制しながら、同時に回転角度の検出分解能の向上を達成する目的で回転行列係数(IFTV_x(l), IFTV_y(l))の線形補間を行う。
【００４９】
いま、回転角度位置θに関して隣あう回転行列係数(IFTV_x(l), IFTV_y(l))と(IFTV_x(l+１), IFTV_y(l+１))を考える。本実施形態では、回転角度θ_l＝l×θ_STEPとθ_l+ _１＝（l+１)×θ_STEPの間の角度を分解できるよう２つの角度に対応した回転行列係数(IFTV_x(l), IFTV_y(l))と(IFTV_x(l+１), IFTV_y(l+１))の間をα：（１−α）の比で線形補間する。線形補間によって得られる回転行列係数を用いて計算したV_y'は次のようになる。
【００５０】
【数１】

【００５１】
ここで、２つの磁気センサ出力信号のX成分及びY成分が近似的に互いに位相が９０度ずれた正弦波であることを考慮すると、回転角度センサが角度位置θの位置にあるときV_x, V_yは、|V|を信号振幅として、それぞれ近似的に|V| cos(θ)、|V| sin(θ)である。このとき回転行列係数IFTV_x(l)、IFTV_y(l)は近似的にそれぞれcos(θ_l)、sin(θ_l)に比例すると考えることができる。したがって、線形補間計算された回転行列係数を用いて計算されるV_y'は近似的に次のようになる。
【００５２】
【数６】

【００５３】
回転体の回転角度位置であるθがθ_lとθ_l+ _１の間に位置するときはθ_l＜θ＜θ_l+ _１であるからsin(θ−θ_l)＞０、sin(θ−θ_l+ _１)＜０となる。したがって、回転角度検出誤差に対するV_y'の依存性は図１１に示した様になる。
【００５４】
本実施形態においては、ホール起電力信号ベクトルを予め定められた角度ずつ回転させ、x軸を横切るとき（即ち、回転後のホール起電力信号ベクトルとx軸とがなす角度が０度のとき）の角度を求めることにより、回転角度を検出する。図１１において、lに対応した角度だけホール起電力信号ベクトル(V_x, V_y)を回転させた場合、回転後のホール起電力信号ベクトルのY成分Vy'は正であり、l+１に対応した角度だけホール起電力信号ベクトル(V_x, V_y)を回転させた場合、回転後のホール起電力信号ベクトルのY成分Vy'は負となる。一般的に、回転行列係数をnとn+１の間で線形補間する場合には、図１１におけるV_y'が補間比率αに対して線形に変化する程、線形補間の誤差が小さくなる。ここでは上の式を見てわかるように、V_y'は、回転後のホール起電力信号ベクトルとx軸とがなす角度が０度となる点付近において、αに対する正弦関数として変化しているため線形性が高い。そのため回転行列係数を線形補間することによる角度検出誤差は、フーリエ係数を計算する際の角度ステップサイズθ_STEPの範囲において正弦波を直線で近似するときの誤差と考えることができる。以上の理由によって、本発明の回転角度センサにおいては、線形近似という比較的簡単な操作を用いて、高い回転角度分解能を持つ回転行列係数を精度よく作れることがわかる。
【００５５】
本実施形態において、線形補間は、回転角度の正弦波曲線に対して行われる。図１２は、回転後のホール起電力信号ベクトルとx軸とがなす角度が０度となる点を中心にしてθ_STEP＝３６０度／３２＝１１．２５度の範囲で線形補間を行って正弦波を近似した場合の角度検出誤差を示す。回転後のホール起電力信号ベクトルとx軸とがなす角度が０度となる点付近において正弦波を線形補間する本発明の有効性は、従来技術において回転角度を検出するために利用されていた正接関数を線形補間した場合の誤差との比較によっても明確になる。図１３には、回転後のホール起電力信号ベクトルとx軸とがなす角度が０度となる点付近において正接関数を線形近似したときの角度誤差を示す。本発明の回転角度センサにおいては、正弦波の線形近似は必ず回転後のホール起電力信号ベクトルとx軸とがなす角度が０度となる点付近で行われるが、正接関数を利用した従来技術の場合には、回転後のホール起電力信号ベクトルとx軸とがなす角度が４５度となる点付近でも正接関数を線形近似する必要が出てくる。図１４には、回転後のホール起電力信号ベクトルとx軸とがなす角度が４５度となる点付近において、正接関数を線形近似したときの角度検出誤差を示す。図１４を参照すると、図１２と比較して大きな角度検出誤差が発生しており、本発明の線形補間が、従来技術の正接関数tanを利用した線形補間と比べて非常に高い精度を持つものであることがわかる。
【００５６】
上記の線形近似においては、補間比率αを次の式のように設定してθ_STEPを２^M個の区間に分割することができる。この場合には、回転角度の分解能は３６０度／（L×２^M）となる。
【００５７】
【数７】

【００５８】
３．回転角度センサの構成
３．１．デジタル回路による回転行列操作の実現方法
図１５に回転行列操作をデジタル回路を用いて実現する場合の信号処理ブロック図を示す。ここでは回転角度センサとして、磁気センサX １４０１及び磁気センサY １４０２にホール素子を用いるものを例に挙げて説明する。図１５における回転角度センサ信号処理回路１４０３はチョッパ駆動回路１４０４、信号増幅回路１４０５、チョッパ復調回路１４０６、サンプルアンドホールド回路１４０７、AD変換器１４０８、ベクトル回転計算回路１４１３、回転行列係数計算回路１４１４、不揮発性メモリ１４１０、デジタルインターフェイス回路１４０９などからなる。なお上記の回転角度センサ信号処理回路１４０３をIC化することにより回転角度センサの小型化、低価格化を図ることができる。
【００５９】
チョッパ駆動回路１４０４は、磁場のX成分を検出する磁気センサX １４０１、及び磁場のY成分を検出する磁気センサY １４０２の持つオフセットを除去する目的で用意される。このチョッパ駆動回路１４０４は、４つの端子から成るホール素子を、互いに角度が９０度異なった方向に交互に駆動することによって、ホール素子から出力されるホール起電力信号を交流信号に変調する。
【００６０】
磁気センサX １４０１及び磁気センサY １４０２から出力されるホール起電力信号は信号増幅回路１４０５において増幅される。増幅された信号はチョッパ復調部１４０６において復調され、交流信号から直流信号へと変換される。この段階において磁気センサX １４０１及び磁気センサY １４０２の持つオフセットと信号増幅部のオペアンプの持つオフセットを除去することができる。
【００６１】
上記の操作によってホール素子のオフセットを除去する技術は、R.S Popovic著, "Hall Effect Devices", Adam Hilger, １９９１等に記載されている。また上記の方法によって増幅回路で使用されるオペアンプのオフセットを補正する方法は"Circuit Techniques for Reducing the Effects of Op-Amp Imperfections : Autozeroing, Correlated Double Sampling, and Chopper Stabilization", PROCEEDINGS OF THE IEEE Vol.８４, No.１１１９９６等に記載されている。デジタル回路によって回転行列操作を行う場合には、チョッパ復調された信号はサンプルアンドホールド回路１４０７によってサンプルされた後、AD変換器１４０８によってデジタル信号へと変換される。デジタル回路によって回転行列操作を実現する場合には、AD変換されたホール起電力信号のX成分及びY成分がそれぞれV_x, V_yに相当する。
【００６２】
ベクトル回転計算回路１４１３は回転行列係数を持つ回転行列により２つの磁気センサからの出力値により表現されるベクトルを回転させるデジタル回路である。このベクトル回転計算回路１４１３においては、式(３)に基づいてホール起電力信号ベクトル（V_x, V_y）の回転計算が行われ、回転後のホール起電力信号ベクトルがx軸を横切るときの回転量を以って検出角度とする。回転行列係数は回転行列係数計算回路１４１１において計算される。回転行列係数計算回路１４１１は不揮発性メモリ１４１０に記憶されたフーリエ係数を使用して２次元の回転行列係数を計算するものであり、ベクトル回転計算回路１４１３と同様デジタル回路である。この回転行列係数計算回路１４１１は、式(４-１)及び(４-２)に基づいて、不揮発性メモリ１４１０に記憶されたフーリエ係数(FTV_x(k), FTV_y(k))を基にして回転行列係数(IFTV_x(l), IFTV_y(l))を計算する。
【００６３】
上記のベクトル回転計算回路１４１３と回転行列係数計算回路１４１１とが、不揮発性メモリ１４１０に記憶されたフーリエ係数を使用して回転角度を計算する機能を担う。
【００６４】
回転行列係数計算回路１４１１においては上記の計算のためのcos(２πkl/L), sin(２πkl/L)の値を記憶したROM１４１２が用意される。ここで３６０度をL個の区間に分割することから、この余弦、正弦の値はそれぞれL個必要になる。しかし、先に述べた回転行列の線形補間を用いて回転角度の分割数を増やすため、Lの値は目標とする回転角度検出の分解能に対して比較的小さい値で済ませられる。更に正弦関数、余弦関数の対称性を利用することができるので、ここで必要となるROM１４１２のデータ量は回転角度センサを低コストで実現するうえであまり問題とならない。
【００６５】
組み立てが完了して回転体に取り付けられた磁気センサを含む回転角度センサの較正を行う際には、回転角度センサ信号処理回路１４０３の内部においてAD変換されたホール起電力信号のX成分及びY成分（V_x, V_y）をデジタルインターフェイス回路１４０９を通じて回転角度センサ外部の回転角度センサ較正装置１４１５に出力する。回転角度センサ較正装置１４１５においては、回転角度センサから得られたホール起電力信号ベクトル（V_x, V_y）をフーリエ級数展開したときのフーリエ係数(FTV_x(k), FTV_y(k))が計算される。計算された(FTV_x(k), FTV_y(k))は回転角度センサのデジタルインターフェイス回路１４０９を通じて不揮発性メモリ１４１０に書き込まれる。回転角度センサ信号処理回路１４０３による不揮発メモリ１４１０への書き込み操作が終了した後は、回転角度センサ較正装置１４１５が回転角度センサのシステムから切り離されて、回転角度センサは回転角度を検出するための動作が可能な状態になる。
【００６６】
回転角度センサは、回転体の回転角度を計算する際に、先に説明したホール起電力信号ベクトルの回転計算を行う。図１５の回転角度検出回路１４１４においては、回転計算によって得られたホール起電力信号ベクトルがX軸を横切るまでに要した回転量が計算される。回転後のホール起電力信号ベクトルがX軸を横切るかどうかを判定するためには、回転後のホール起電力信号ベクトルのY成分V_y ^'の符号を判定する。また回転後のホール起電力信号ベクトルがX軸を横切るまでの回転量を求めるために、バイナリ−サーチを用いて、角度分解能が３６０度／（L×２^M）の場合に（log_２L＋M）回の回転計算を行えばよい。
【００６７】
図１５の例に示すようにデジタル回路を用いて回転行列計算を行う場合、回転角度センサの持つAD変換器１４０８から出力される（V_x, V_y）を使用して計算したフーリエ係数(FTV_x(k), FTV_y(k))は回転角度センサ内部のAD変換器１４０８のオフセット誤差、ゲイン誤差を反映したものになる。図１５の信号処理回路をIC化する場合、IC内のAD変換器１４０８が持つ上記の誤差はICの個体ごとに異なる。本発明の回転角度センサにおいては、AD変換器１４０８が持つ上記の誤差情報を不揮発メモリ１４１０に記憶されたフーリエ係数に取り込んで扱うため、AD変換器１４０８のオフセット誤差、ゲイン誤差を個体によるばらつきを含めて補正することが可能になる。
【００６８】
以上、AD変換器１４０８の誤差が不揮発性メモリ１４１０に記憶されたフーリエ係数を用いて補正されることを述べたが、本発明の回転角度センサにおいては信号増幅回路１４０５、チョッパ復調回路１４０６などAD変換器１４０８以外の回路が持つ誤差も同様にして補正される。
【００６９】
３．２．スイッチト・キャパシタ回路による回転行列操作の実現方法
図１６に回転行列操作をスイッチト・キャパシタ回路を用いて実現する場合の信号処理ブロック図を示す。ここでは磁気センサとしてホール素子を使用した例を挙げて説明する。図１６における回転角度センサ信号処理回路１５０３は図１５の場合と同様にチョッパ駆動回路１５０４、信号増幅回路１５０５、チョッパ復調回路１５０６、サンプルアンドホールド回路１５０７、回転行列係数計算回路１５１０、不揮発性メモリ１５０９、デジタルインターフェイス回路１５０８などを備えている。図１６においてはベクトル回転計算回路１５１２がスイッチト・キャパシタ回路によって実現される点において図１５の方式と異なっている。
【００７０】
このスイッチト・キャパシタ回路においては、磁場のX成分を検出する磁気センサ１５０１及び磁場のY成分を検出する磁気センサ１５０２からの磁気センサ出力信号のホール起電力信号ベクトル（V_x, V_y）のうち一方の成分が回転行列係数(IFTV_x(l), IFTV_y(l))の一方の成分を線形補間した結果と乗算されるが、この乗算操作のために図１７の例に示すようなスイッチト・キャパシタ回路を使用することができる。このスイッチト・キャパシタ回路は、X,Y切り替えスイッチ１６０１、乗算器１６０２、リセット機能付き加算器１６０３からなる。スイッチ１６０１は、乗算器１６０２への入力を切り替える。
【００７１】
乗算器１６０２では、V_xまたはV_yのうち一方の成分が、IFTV_x(l)またはIFTV_y(l)の一方の成分を線形補間した結果と乗算される。そして、リセット機能付き加算器１６０３が、乗算器１６０２で求められた積の加減算を行うことにより、式(３)の計算を実行する。
【００７２】
次に、図１８及び図１９を参照し、乗算器１６０２及びリセット機能付き加算器１６０３の具体的な回路構成についてそれぞれ説明する。
【００７３】
図１７の中に含まれる乗算回路の一例を図１８に示す。図１８の乗算回路は、以下の式に示されるように入力されたアナログ信号が２つのキャパシタの間の比で決まる値だけ増幅されて出力されるようになっている。そして、可変容量キャパシタを使用してキャパシタ間の比を変えることによって、増幅率を回転行列係数で与えられる値に設定できる。図１８において、PHI１, PHI２は互いにオーバーラップしない２相クロックである。乗算器から出力された信号は図１９の例に示すような加算回路において加算され、回転後のホール起電力信号ベクトルの成分が得られる。
【００７４】
【数８】

【００７５】
以上説明したスイッチト・キャパシタ回路を用いた方式においては、図１６に示した様に回転行列係数計算回路１５１０というデジタル回路が必要である。この回転行列係数計算回路１５１０の機能をスイッチト・キャパシタ回路によるベクトル回転計算回路１５１２に取り込むことにより、回転角度センサ信号処理回路の回路規模を抑制し、回転角度センサの更なる低コスト化を図ることができる。以下では、この低コスト化の方法について説明する。
【００７６】
回転行列係数計算回路の機能をスイッチト・キャパシタ回路に取り込むためには、(FTV_x(k), FTV_y(k))を不揮発性メモリ１５０９に記憶する際に、これらの値自体を不揮発性メモリ１５０９に記憶するのではなく、式(９-１) 及び(９-２)を近似的に満たす角度値α_k，β_kとして記憶する。ここでα_k，β_kはともに３６０度をL個の区間に分割したときに得られるL個の角度位置の１つである。式(９-１),(９-２)においてはα_k，β_kの余弦値を(FTV_x(k), FTV_y(k))に対応させて不揮発性メモリ１５０９に記憶させることにしたが、余弦の代わりに正弦を利用してもよい。
【００７７】
【数９】

【００７８】
不揮発性メモリにα_k，β_kが記憶されているときの回転角度センサ信号処理回路のブロック図を図２０に示す。図２０における回転角度センサ信号処理回路１９０３は図１６の場合と同様にチョッパ駆動回路１９０４、信号増幅回路１９０５、チョッパ復調回路１９０６、サンプルアンドホールド回路１９０７、スイッチト・キャパシタ回路である回転行列係数・ベクトル回転計算回路１９１１、不揮発性メモリ１９０９、デジタルインターフェイス回路１９０８などを備えている。
【００７９】
図２０においては回転行列係数及びホール起電力信号ベクトルの回転計算をスイッチト・キャパシタ回路である回転行列係数・ベクトル回転計算回路１９１１が行う点において図１６の方式と異なっている。
【００８０】
回転角度センサ信号処理回路１９０３においては、図２０に示すように不揮発性メモリ１９０９から読み出されたα_k，β_kに対応するcos(α_k)，cos(β_k)がROM１９１０から読み出される。図２０の回転行列係数・ベクトル回転計算回路１９１１においては、先に式(３),(４-１)及び(４-２)に示した操作を１つのスイッチト・キャパシタ回路によって実現することができる。
【００８１】
式(４-１),(４-２)に示した操作が、三角関数の和、差の公式を利用して、以下の式(１０-１),(１０-２)に示すように変形されることに注意されたい。ここでα_k，β_kはともに３６０度をL個の角度位置に分割したときの角度位置の１つなので、２つの整数a_k, b_kを用いてα_k＝２πa_k／L，β_k＝２πb_k／Lと表すことができる。式(１０-１),(１０-２)において、IFTV_x(l)、IFTV_y(l)はともに、ROMに格納されたcos，sinの値を加減算することによって得られる。
【００８２】
【数１０】

【００８３】
このとき、回転後のホール起電力信号ベクトル(V_x ^', V_y ^')は、次の式で表されるようにROM１９１０から読み出したsin，cosに相当するデジタル信号とホール起電力信号ベクトル(V_x, V_y)のX成分及びY成分の積和となる。したがって、先に説明したスイッチト・キャパシタ回路を用いて、この積和計算を行うことにより、回転行列係数の計算とベクトル回転計算を同時に行うことができる。先に説明した図１９の回路は、本来、スイッチト・キャパシタ積分器としてよく知られている回路であり、図１８の乗算器とあわせて積和計算を行うために好適な回路である。回転行列係数・ベクトル回転計算回路１９１１において計算されたホール起電力信号ベクトル(V_x ^', V_y ^')がX軸を横切るときのlの値は回転角度検出回路１９１２において検出する。
【００８４】
以上、説明した方法を用いることにより、離散フーリエ変換のためのデジタル回路を用いることなく、回転行列係数の計算とベクトル回転計算がスイッチト・キャパシタ回路のみで実行されるため、回転角度センサ信号処理回路を単純化することが可能になる。結果として、回転角度センサ信号処理回路をIC化する場合にICの低コスト化を図ることができる。
【００８５】
【数１１】

【００８６】
以上、本発明の好適な実施の形態について説明したが、本発明は上述の形態に限らず、他の種々の形態で実施できる。例えば、回転体の回転範囲に関しても、較正時に限って回転体を３６０度回転させてフーリエ係数を利用した較正を行い、実際に回転角度センサを使用して回転角度を検出する回転範囲は３６０度未満にするといったことも可能である。
【００８７】
また、本発明の１つの実施形態として、２つの磁気センサが回転体の回転中心軸に対して、ほぼ９０度の角度の位置に配置される場合について説明したが、２つの磁気センサがなす角度が９０度でない場合にも、本発明は適用可能である。
【００８８】
更に、本発明の実施形態として、磁気センサとしてホール素子を用いる例を説明したが、ここでの磁気センサはMR（Magnetic Resistance）素子、MI（Magnetic Impedance）素子、及びフラックスゲート等のホール素子以外の磁気センサも使用可能である。
【００８９】
以下、本発明の実施例について説明する。
【００９０】
【実施例】
磁石として直径φが１０mm、厚さtが２mmのネオジウム系磁石、磁気センサとして旭化成電子（会社名）製のホール素子HG-１０６Cを使用し、着磁ずれのある磁石の位置を意図的にずらした回転角度センサを作製して、２つのホール素子からの出力信号を測定した。
【００９１】
図３は、本実施例によるホール起電力信号のX成分及びY成分の測定値を示す。この測定値に対して、X成分及びY成分それぞれを、長さL=６４のフーリエ級数に展開したときの、８ビットに量子化されたフーリエ係数が図４、図５に示したものである。図３に示した信号のX成分及びY成分それぞれについて、１０バイト（８０ビット）程度の不揮発性メモリがあれば、図１０に示したように、実測値を精度よく再現できることがわかる。
【００９２】
角度の分解能を細分化するため３６０度をL＝６４個に分割した後、本発明の線形補間を用いて各区間を更に６４個に分割したときの回転角度検出精度のシミュレーションを行った。このシミュレーション結果を図２１に示す。
【００９３】
図１０に示したホール起電力信号は、X成分及びY成分それぞれが正弦波から大きくゆがんでおり、X成分及びY成分の振幅も互いに大きく異なっている。このように理想的な正弦波波形から大きくかけ離れたホール起電力信号に対しても、本発明の回転角度センサにおいては図２１に示したような良好な回転角度検出性能が得られる。ここで、理想的な信号からかけ離れたホール起電力信号を補正できるということは、回転角度センサを製造するうえで、安価な磁石、組み立て工程を使用できるということを意味する。このため、本発明の回転角度センサにおいては回転角度センサのシステム全体の低コスト化が可能になる。
【００９４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の回転角度センサにおいては、少ない不揮発性メモリ量を効率的に利用して回転角度センサの組み立て時の誤差、磁石の着磁ずれ等の影響を補正することが可能である。したがって、本発明によって高精度で安価な回転角度センサを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】回転体の回転中心に対して互いに直角になる位置に配置された２つの磁気センサ出力信号を示す図である。
【図２】組み立て誤差等がなく理想的な場合の２つの磁気センサ出力信号を示す図である。
【図３】組み立て誤差等がある場合の２つの磁気センサ出力信号を示す図である。
【図４】本発明の一実施形態によるフーリエ係数のX成分を示す図である。
【図５】本発明の一実施形態によるフーリエ係数のY成分を示す図である。
【図６】本発明の一実施形態による回転角度センサを較正するシステムの構成図である。
【図７】本発明の一実施形態による回転角度センサ較正装置のブロック図である。
【図８】本発明の一実施形態による回転角度センサの較正を行う処理のフロー図である。
【図９】本発明の一実施形態による回転角度センサにおける、回転行列係数を計算する回路のブロック図である。
【図１０】本発明の一実施形態による回転角度センサにおいて、フーリエ係数を基に計算された回転行列係数(IFTV_x(l), IFTV_y(l))を示す図である。
【図１１】本発明の一実施形態による回転角度センサにおいて、線形補間によって計算される回転行列係数を使用したときのV_y'成分を示す図である。
【図１２】回転後のホール起電力信号ベクトルとx軸とがなす角度が０度となる点付近において正弦関数を線形補間で近似したときの回転角度検出誤差を示す図である。
【図１３】回転後のホール起電力信号ベクトルとx軸とがなす角度が０度となる点付近において正接関数を線形補間で近似したときの回転角度検出誤差を示す図である。
【図１４】回転後のホール起電力信号ベクトルとx軸とがなす角度が４５度となる点付近において正接関数を線形補間で近似したときの回転角度検出誤差を示す図である。
【図１５】本発明の一実施形態において、ベクトル回転計算をデジタル回路で行う場合の信号処理ブロック図である。
【図１６】本発明の一実施形態において、ベクトル回転計算をスイッチト・キャパシタ回路で行う場合の信号処理ブロック図である。
【図１７】本発明の一実施形態において、ベクトル回転計算を行うスイッチト・キャパシタ回路の構成例を示す図である。
【図１８】本発明の一実施形態において、ベクトル回転計算を行うスイッチト・キャパシタ回路の中で用いられる乗算回路の構成例を示す図である。
【図１９】本発明の一実施形態において、ベクトル回転計算を行うスイッチト・キャパシタ回路の中で用いられるリセット機能付き加算回路の構成例を示す図である。
【図２０】本発明の一実施形態において、回転行列係数の計算とベクトル回転計算をスイッチト・キャパシタ回路で行う場合の信号処理ブロック図である。
【図２１】図３に示した磁気センサ出力信号の実測値に対して、本発明の方法を適用して角度検出誤差をシミュレーションした結果を示す図である。
【符号の説明】
６０１磁場のX成分を検出するホール素子
６０２磁場のY成分を検出するホール素子
６０３回転角度センサ信号処理回路
６０４回転角度センサ較正回路
８０１ ROM
８０２不揮発性メモリ
８０３乗算器
８０４加算器
１４０１磁場のX成分を検出するホール素子
１４０２磁場のY成分を検出するホール素子
１４０３回転角度センサ信号処理回路
１４０４チョッパ駆動回路
１４０５信号増幅回路
１４０６チョッパ復調回路
１４０７サンプルアンドホールド回路
１４０８ AD変換器
１４０９デジタルインターフェイス回路
１４１０不揮発性メモリ
１４１１回転行列係数計算回路
１４１２ ROM
１４１３ベクトル回転計算回路
１４１４回転角度検出回路
１４１５回転角度センサ較正装置
１５０１磁場のX成分を検出するホール素子
１５０２磁場のY成分を検出するホール素子
１５０３回転角度センサ信号処理回路
１５０４チョッパ駆動回路
１５０５信号増幅回路
１５０６チョッパ復調回路
１５０７サンプルアンドホールド回路
１５０８デジタルインターフェイス回路
１５０９不揮発性メモリ
１５１０回転行列係数計算回路
１５１１ ROM
１５１２ベクトル回転計算回路
１５１３回転角度検出回路
１５１４回転角度センサ較正装置
１６０１ X,Y切り替えスイッチ
１６０２スイッチト・キャパシタ回路による乗算器
１６０３スイッチト・キャパシタ回路によるリセット付き加算器
１９０１磁場のX成分を検出するホール素子
１９０２磁場のY成分を検出するホール素子
１９０３回転角度センサ信号処理回路
１９０４チョッパ駆動回路
１９０５信号増幅回路
１９０６チョッパ復調回路
１９０７サンプルアンドホールド回路
１９０８デジタルインターフェイス回路
１９０９不揮発性メモリ
１９１０ ROM
１９１１回転行列係数・ベクトル回転計算回路
１９１２回転角度検出回路
１９１３回転角度センサ較正装置[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present invention is a rotation angle sensor.InMore specifically, a rotation angle sensor that detects a rotation angle of a rotating bodyInIt is related.
[0002]
[Prior art]
A method for detecting a rotation angle in a non-contact manner using a magnetic field formed by two magnetic sensors and magnets arranged to form a predetermined angle with respect to the rotation center axis of the rotating body has been known for a long time. As an example, Patent Document 1 has the description. When the rotation angle is detected using two magnetic sensors, the rotation angle is usually detected using the ratio of the output signals of the two magnetic sensors in order to correct the temperature characteristics of the magnetic sensor.
[0003]
Since the ratio of the output signals from the two magnetic sensors is proportional to tan (θ) or cot (θ) with respect to the rotation angle θ, in the process of detecting the rotation angle, tan (θ) stored in the memory. Or it is necessary to refer to the value of cot (θ). However, when the amount of memory used for temperature correction as described above increases, the cost of the rotation angle sensor increases. For this reason, methods for reducing the amount of memory have been studied. For example, in Patent Document 2, the rotation angle range of 360 degrees is divided into a plurality of regions by using the periodicity of tan and cot, which are trigonometric functions, and reference data (memory) common to the regions is shared among the regions. The method of interpolation and interpolation using is described.
[0004]
[Patent Document 1]
JP-A-62-95402
[0005]
[Patent Document 2]
Japanese Patent Laid-Open No. 08-145719
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, when actually realizing a rotation angle sensor using a magnet and two magnetic sensors, two magnetic sensors are used unless high-precision assembly processing is performed using a preselected magnetic sensor, magnet, or the like. There is a problem that the output signal from can not be treated as a sine wave whose phases are shifted by 90 degrees from each other. This is because there are various error factors such as the eccentricity of the rotating body and the magnetization deviation of the magnet due to the mounting error at the time of assembling the sensor in addition to the cause of the offset of the magnetic sensor and the difference in sensitivity between the two magnetic sensors. Because.
[0007]
  The present invention has been made in view of the above-mentioned problems that hinder the realization of highly accurate angle detection of a rotation angle sensor.,Rotational angle sensor that can be calibrated at high performance and at low costTheIt is to provide.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
  In order to achieve such an object, the invention according to claim 1 of the present invention provides:A rotation angle sensor, in a magnet and in a magnetic field created by the magnetIt is arranged so as to form a predetermined angle with respect to the rotation center axis of the rotating body.TheWith two magnetic sensorsWithOutput signals from the two magnetic sensorsA vector represented by the output value ofTheIt is rotated by a predetermined rotation angle, and the rotation amount when the angle between the vector and the predetermined axis is 0 degreeA signal processing circuit for obtaining a rotation angle of the rotating body,A vector rotation calculating means for rotating the vector by a rotation matrix having a rotation matrix coefficient; and a rotation matrix coefficient calculating means for performing linear interpolation between adjacent rotation matrix coefficients with respect to the rotation angle among the rotation matrix coefficients.When,And a signal processing circuit.
  According to a second aspect of the present invention, in the rotation angle sensor according to the first aspect, a vector expressed by an output value of the output signal measured by rotating the rotating body by a predetermined rotation angle is obtained. Storage means for storing a Fourier coefficient when Fourier series expansion is performed with respect to the rotation angle is further included, and the rotation matrix coefficient calculation means uses the Fourier coefficient stored in the storage means to calculate a two-dimensional rotation matrix coefficient. calculate.
[0009]
  Claims3The invention described in claim2In the rotation angle sensor according to claim 1, the storage unit stores a value obtained by quantizing the Fourier coefficient.
[0013]
  Claims4The rotation angle sensor according to any one of claims 1 to 3 is characterized in that the vector rotation calculation means includes a switched capacitor circuit.
[0014]
  Claims5The rotation angle sensor according to any one of claims 1 to 3, wherein the rotation matrix coefficient calculation means and the vector rotation calculation means are configured by a switched capacitor circuit.The rotation matrix coefficient calculation by the rotation matrix coefficient calculation means and the vector rotation by the vector rotation calculation means are executed simultaneously.It is characterized by that.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0019]
1. Modeling magnetic sensor output signal characteristics using Fourier coefficients
FIG. 1 shows an output value V of output signals (hereinafter referred to as “magnetic sensor output signals”) from two magnetic sensors arranged at a position perpendicular to the rotation center axis of the rotating body._xAnd V_y(Hereinafter sometimes referred to as “Hall electromotive force signal vector”) a = (V_x, V_y). FIG. 2 shows the Hall Electromotive Force Signal Vector (V_x, V_y) Shows how the X and Y components change. In this case, the two magnetic sensor output signals are sine waves having a phase difference of 90 degrees.
[0020]
FIG. 3 shows an example of a magnetic sensor output signal obtained when a magnet with a magnetization deviation is used and the rotation center of the magnet is intentionally shifted from a normal rotation center determined by two magnetic sensors. Referring to FIG. 3, the X and Y components of the magnetic sensor output signal have different amplitudes, and the phase difference between the X and Y components is not 90 degrees. As described above, when there is an eccentricity of the magnet, a magnetization deviation, etc., the X component and the Y component of the magnetic sensor output signal are different from the ideal state of a sine wave having a phase difference of 90 degrees. In such a case, as long as the angle calculation is performed on the assumption that the X and Y components of the output signal of the magnetic sensor are sine waves having a phase difference of 90 degrees with respect to the rotation angle, the angle detected by the rotation angle sensor Will have a large error.
[0021]
Therefore, as a means for modeling a characteristic that deviates from the ideal state that the sine wave of two magnetic sensor output signals has a phase difference of 90 degrees, the Fourier coefficient when the magnetic sensor output signals are expanded into a Fourier series is obtained. Use. The 360 ° range is divided into L equal intervals, and the Hall electromotive force signal vector (V) of the magnetic sensor output signal actually measured at each angular position l (l is an integer satisfying 0 ≦ l ≦ L-1)._x(l), V_y(l)), the Fourier coefficient (FTV)_x(k), FTV_y(k)) is calculated.
[0022]
[Expression 1]

[0023]
FIG. 4 shows, as an example of the Fourier coefficient, the Fourier coefficient FTV for the magnetic sensor output signal shown in FIG._xFIG. 5 shows a Fourier coefficient FTV for the magnetic sensor output signal shown in FIG._y(k) is calculated. In this example, the length L of the Fourier series is 64, which is a power of 2. Here, the value of the Fourier coefficient is quantized to N = 8 bits.
[0024]
In an ideal state where there is no assembly error of the magnetic sensor, no magnetizing deviation, etc., the X and Y components of the magnetic sensor output signal are sine waves that are 90 degrees out of phase with each other. Those with finite values should have only k = 1 coefficients. Further, when the X component and Y component of the magnetic sensor output signal have an offset, the Fourier coefficient for k = 0 also takes a finite value that is not zero. However, the magnetic sensor output signal has a waveform close to a sine wave from the beginning. For this reason, components near k = L / 2 in the Fourier coefficient are extremely small, and most Fourier coefficients are zero when the Fourier coefficient is digitally expressed with a finite number of bits.
[0025]
In the example shown in FIGS. 4 and 5, the FTV having a finite value that is not zero in the Fourier coefficient of the X component._x(k) is 7 and the FTV has a finite value in the Fourier coefficient of the Y component._y(k) is ten pieces. Therefore, in the case of this example, the amount of necessary memory is not limited to a total of 128 X components and Y components of Fourier coefficients, but only 17 components.
[0026]
As can be seen from the above, when the rotation angle is detected using the magnetic sensors arranged at 90 ° positions in the magnetic field generated by the magnet, the Fourier coefficient is used to model the characteristics of the magnetic sensor output signal. Is used to quantize most Fourier coefficients to zero. For this reason, it turns out that the information amount which should be memorize | stored in a non-volatile memory can be suppressed significantly. As a result, in the rotation angle sensor of the present invention, since the amount of nonvolatile memory is reduced, a highly accurate rotation angle sensor can be manufactured at low cost.
[0027]
FIG. 6 shows a configuration diagram of a system for calibrating the rotation angle sensor of the present invention. The rotation angle sensor is disposed so as to form a predetermined angle with respect to the rotation center axis of the rotating body, and includes two

magnetic sensors

601 and 602 that output a signal corresponding to the strength of the magnetic field, and the magnetic sensor. And a signal processing circuit 603 for processing the two magnetic sensor output signals to obtain the rotation angle of the rotating body.
[0028]
The rotation angle sensor calibration device 604 calibrates the rotation angle sensor configured as described above. As shown in FIG. 7, the rotation angle sensor calibration device 604 is configured to rotate the rotating body by a plurality of predetermined rotation angles. An input unit 2004 for inputting X and Y components of signals output from two magnetic sensors, and a Fourier coefficient when a vector expressed by the output value of the signal input from the input unit 2004 is Fourier series expanded with respect to the rotation angle Is included, and an output unit 2006 that outputs the Fourier coefficient calculated by the Fourier coefficient calculation unit 2002 to the rotation angle sensor as a correction value when calculating the rotation angle.
[0029]
More specifically, the rotation angle sensor calibration device 604 can be configured by a personal computer or the like. In this case, the input unit 2004 and the output unit 2006 are realized by well-known communication interfaces and communication program functions. The function of the Fourier coefficient calculation unit 2002 is achieved by a central processing unit (CPU) reading and executing a computer program stored in a ROM or a hard disk of a personal computer.
[0030]
FIG. 8 shows a procedure for calibrating the rotation angle sensor of the present invention. Hereinafter, the calibration method of the rotation angle sensor according to the present embodiment will be described with reference to FIG.
[0031]
First, a rotation angle sensor is assembled using a magnet (not shown),

magnetic sensors

601 and 602 arranged on a rotating body, and a rotation angle sensor signal processing circuit 603 (S702). Here, the magnetic sensor 601 is a Hall element that detects the X component of the magnetic field, and the magnetic sensor 602 is a Hall element that detects the Y component of the magnetic field. After the process of attaching the rotation angle sensor to the rotating body is completed, an external rotation angle sensor calibration device 604 is connected to the rotation angle sensor signal processing circuit 603 (S704). Next, the rotary body is rotated by a plurality of predetermined rotation angles, and the output values from the two magnetic sensors are measured (S706). This process is performed by reading the magnetic sensor output signal in the range of the rotation angle of 360 degrees from the rotation angle sensor signal processing circuit 603 to the rotation angle sensor calibration device 604 while rotating the rotating body once. Thereby, in the rotation angle sensor calibration device 604 outside the rotation angle sensor signal processing circuit 603, a Fourier coefficient for modeling the characteristics of the magnetic sensor output signal can be calculated (S708).
[0032]
Next, the Fourier coefficient when the vector represented by the measured output value is Fourier-series expanded with respect to the rotation angle is stored in the storage device of the rotation angle sensor as a correction value for calculating the rotation angle (S710). As a result, the Fourier coefficient calculated by the rotation angle sensor calibration device 604 is written in a nonvolatile memory built in the rotation angle sensor signal processing circuit 603. Therefore, information such as an error caused when the rotation angle sensor system is assembled and an error caused by a deviation in magnetization of the magnet used can be stored in the rotation angle sensor. Thereafter, the rotation angle sensor calibration device 604 is disconnected from the rotation angle sensor signal processing device 603 (S712). After the above processing is completed, the rotation angle detection operation can be started using this rotation angle sensor (S714).
[0033]
2. Rotation angle detection
2.1. Calculation of rotation matrix coefficients based on Fourier coefficients
In the rotation angle sensor of the present invention, the Hall electromotive force signal vectors (V_x, V_y) Is the rotation angle step size θ_STEPIs rotated by an integral multiple of the Hall EMF signal vector (V_x', V_yThe detected rotation angle is the amount of rotation when ') crosses the x axis.
[0034]
When the X and Y components of the magnetic sensor output signal are ideally sine waves that are 90 degrees out of phase over the range of 360 degrees of rotation angle, the vector rotation calculation represented by the following rotation matrix is performed. The rotation angle required until the rotated hall electromotive force signal vector crosses the x axis may be obtained.
[0035]
[Expression 2]

[0036]
In practice, however, the X and Y components of the magnetic sensor output signal deviate from the ideal state of a sine wave having a phase difference of 90 degrees due to errors during assembly of the rotation angle sensor, magnet magnetization deviation, and the like. Yes. For this reason, in the signal processing method based on the sine wave as described above, an error occurs in rotation angle detection in accurate rotation angle detection.
[0037]
Therefore, the above error factor is corrected using information for modeling the characteristics of the magnetic sensor output signal stored in the nonvolatile memory of the rotation angle sensor of the present invention. For this purpose, the above rotation matrix is changed as follows.
[0038]
[Equation 3]

[0039]
Where the rotation matrix coefficient (IFTV_x(l), IFTV_y(l)) is the Fourier coefficient (FTV) stored in the nonvolatile memory inside the rotation angle sensor._x(k), FTV_yBased on (k)), it is calculated as follows. FIG. 9 shows a block diagram of a control portion related to calculation of a rotation matrix coefficient included in the rotation angle sensor signal processing circuit. This control portion includes a ROM 801, a nonvolatile memory 803, a multiplier 803 and an adder 804. Of these components, the multiplier 803 and the adder 804 constitute a rotation matrix coefficient calculation circuit (digital circuit).
[0040]
The ROM 801 stores cos (2πkl / L) and sin (2πkl / L) values corresponding to the values of k and l. The nonvolatile memory 802 stores Fourier coefficients FTVx (k) and FTVy (k) corresponding to the value of k. Here, the Fourier coefficient is preferably stored as a value quantized to an appropriate bit width in accordance with the rotation angle required accuracy required for the rotation angle sensor and the size of the nonvolatile memory.
[0041]
In the control part configured as described above, values corresponding to the values of l and k are read from the ROM 801 and the nonvolatile memory 802 by a control device (not shown) and passed to the multiplier 803. The multiplier 803 executes calculation of a portion corresponding to the product of the trigonometric function and the Fourier coefficient in the following expression. Next, the adder 804 uses the product calculated by the multiplier 803 to perform the calculation of the portion corresponding to the addition / subtraction process, whereby the rotation matrix coefficient (IFTV_x(l), IFTV_y(l)) is required.
[0042]
[Expression 4]

[0043]
When the above equation is actually calculated, for most of the values of k except for the vicinity of k = 0 (FTV_x(k), FTV_ySince (k)) is zero, the actual processing amount of the signal processing expressed by the above formula is smaller than the processing amount when calculating the above formula in the general case.
[0044]
In addition, the multiplication of the normalization constant (1 / L) in the above equation can be replaced with a bit shift operation by setting the value of L to a value that is a power of 2. By replacing the multiplication operation with the shift operation in this way, the circuit scale can be suppressed when the rotation angle sensor signal processing circuit is realized by an IC.
[0045]
FIG. 10 is calculated based on the Fourier coefficients shown in FIGS. 4 and 5 (IFTV_x(l), IFTV_y(l)). Referring to FIG. 10, the amount of non-volatile memory used is small (FTV_x(k), FTV_y(k)) is used to calculate (IFTV_x(l), IFTV_yIt can be seen that (l)) accurately reproduces the characteristics of the magnetic sensor output signal.
[0046]
When calculating the rotation angle of the rotating body based on Equation (3), the X component and Y component V of the signals output from the two magnetic sensors_x, V_yThe rotation angle is calculated using the ratio between the two. Therefore, even if there is a temperature change, as long as the temperature characteristics of the two magnetic sensors are aligned, the output of the rotation angle sensor of the present invention is not affected by the temperature characteristics of the magnetic sensor sensitivity and the temperature characteristics of the magnet. Become. Here, in the rotation angle sensor of the present invention, the division between the X component and the Y component of the magnetic sensor output signal is performed while using the ratio between the X component and the Y component of the magnetic sensor output signal. Absent. In general, the circuit for realizing the division is complicated, but in this embodiment, the circuit can be simplified by using the ratio between the X component and the Y component of the magnetic sensor output signal without performing division. As a result, the cost of the rotation angle sensor can be reduced.
[0047]
2.2. Improvement of rotation angle detection resolution by linear interpolation calculation
The rotation angle was detected using a rotation matrix having coefficients given by equations (4-1) and (4-2) for the length L of the Fourier series for modeling the characteristics of the magnetic sensor output signal. In this case, the resolution for detecting the rotation angle is 360 degrees / L. For example, in the example of FIGS. 4 and 5, since L = 64, the rotation angle detection resolution is θ._STEP= 360 degrees / 64 = 5.625 degrees.
[0048]
In order to reduce the amount of non-volatile memory for storing data that models the characteristics of the magnetic sensor output signal, it is necessary to make L as small as possible. On the other hand, the smaller the value of L, the lower the angular resolution. Therefore, in the present embodiment, the rotation matrix coefficient (IFTV) is used for the purpose of simultaneously improving the rotation angle detection resolution while suppressing the amount of nonvolatile memory._x(l), IFTV_y(l)) linear interpolation is performed.
[0049]
Now, adjacent rotation matrix coefficients (IFTV_x(l), IFTV_y(l)) and (IFTV_x(l + 1), IFTV_yConsider (l + 1)). In this embodiment, the rotation angle θ_l= L × θ_STEPAnd θ_{l +} ₁= (L + 1) × θ_STEPRotation matrix coefficients corresponding to two angles (IFTV_x(l), IFTV_y(l)) and (IFTV_x(l + 1), IFTV_y(l + 1)) is linearly interpolated at a ratio of α: (1−α). V calculated using rotation matrix coefficients obtained by linear interpolation_y'Is as follows.
[0050]
[Expression 1]

[0051]
Here, considering that the X component and the Y component of the two magnetic sensor output signals are sine waves that are approximately 90 degrees out of phase with each other, when the rotation angle sensor is at the angular position θ, V_x, V_yAre approximately | V | cos (θ) and | V | sin (θ), respectively, with | V | as the signal amplitude. At this time, the rotation matrix coefficient IFTV_x(l), IFTV_y(l) is approximately cos (θ_l), Sin (θ_l). Therefore, V calculated using rotation matrix coefficients calculated by linear interpolation_y'Is approximately as follows.
[0052]
[Formula 6]

[0053]
Θ which is the rotation angle position of the rotating body is θ_lAnd θ_{l +} ₁When it is located between_l<Θ <θ_{l +} ₁Sin (θ−θ_l)> 0, sin (θ−θ_{l +} ₁) <0. Therefore, V against the rotation angle detection error_yThe dependency of 'is as shown in FIG.
[0054]
In the present embodiment, when the Hall electromotive force signal vector is rotated by a predetermined angle and crosses the x axis (that is, when the angle formed between the rotated Hall electromotive force signal vector and the x axis is 0 degree). The rotation angle is detected by obtaining the angle. In FIG. 11, the Hall electromotive force signal vector (V_x, V_y) Is rotated, the Y component Vy ′ of the rotated Hall electromotive force signal vector is positive, and the Hall electromotive force signal vector (V_x, V_y) Is rotated, the Y component Vy ′ of the rotated Hall electromotive force signal vector becomes negative. In general, when linearly interpolating rotation matrix coefficients between n and n + 1, V in FIG._yThe error of linear interpolation becomes smaller as' changes linearly with respect to the interpolation ratio α. Here, as you can see from the above formula, V_y'Is highly linear because it changes as a sine function with respect to α in the vicinity of the point where the angle formed by the Hall electromotive force signal vector after rotation and the x axis is 0 degrees. Therefore, the angle detection error due to linear interpolation of the rotation matrix coefficient is the angle step size θ when calculating the Fourier coefficient._STEPIt can be considered as an error when approximating a sine wave with a straight line in the range of. For the reasons described above, it can be seen that in the rotation angle sensor of the present invention, a rotation matrix coefficient having a high rotation angle resolution can be made with high accuracy using a relatively simple operation called linear approximation.
[0055]
In this embodiment, linear interpolation is performed on a sinusoidal curve with a rotation angle. FIG. 12 shows θ around the point where the angle formed by the hall electromotive force signal vector after rotation and the x axis is 0 degrees._STEPAn angle detection error when linear interpolation is performed in a range of = 360 degrees / 32 = 11.25 degrees to approximate a sine wave is shown. The effectiveness of the present invention for linearly interpolating a sine wave near the point where the angle formed by the hall electromotive force signal vector after rotation and the x-axis is 0 degrees has been used to detect the rotation angle in the prior art. It is also clarified by comparison with an error when linearly interpolating the tangent function. FIG. 13 shows an angular error when the tangent function is linearly approximated in the vicinity of the point where the angle formed by the hall electromotive force signal vector after rotation and the x axis is 0 degree. In the rotation angle sensor of the present invention, the linear approximation of the sine wave is always performed in the vicinity of the point where the angle formed by the Hall electromotive force signal vector after rotation and the x axis is 0 degree. In this case, it is necessary to linearly approximate the tangent function even in the vicinity of the point where the angle formed between the rotated Hall electromotive force signal vector and the x axis is 45 degrees. FIG. 14 shows an angle detection error when linearly approximating a tangent function in the vicinity of a point where the angle formed between the hall electromotive force signal vector after rotation and the x axis is 45 degrees. Referring to FIG. 14, a large angle detection error is generated as compared with FIG. 12, and the linear interpolation of the present invention has much higher accuracy than the linear interpolation using the tangent function tan of the prior art. It can be seen that it is.
[0056]
In the above linear approximation, the interpolation ratio α is set as_STEP2^MIt can be divided into segments. In this case, the resolution of the rotation angle is 360 degrees / (L × 2^M)
[0057]
[Expression 7]

[0058]
3. Configuration of rotation angle sensor
3.1. Realization of rotation matrix operation by digital circuit
FIG. 15 shows a signal processing block diagram when the rotation matrix operation is realized by using a digital circuit. Here, the rotation angle sensor will be described by taking an example in which Hall elements are used for the magnetic sensor X 1401 and the magnetic sensor Y 1402. The rotation angle sensor signal processing circuit 1403 in FIG. 15 includes a chopper driving circuit 1404, a signal amplification circuit 1405, a chopper demodulation circuit 1406, a sample and hold circuit 1407, an AD converter 1408, a vector rotation calculation circuit 1413, a rotation matrix coefficient calculation circuit 1414, It includes a nonvolatile memory 1410, a digital interface circuit 1409, and the like. The rotation angle sensor signal processing circuit 1403 is integrated into an IC, whereby the rotation angle sensor can be reduced in size and price.
[0059]
The chopper drive circuit 1404 is prepared for the purpose of removing the offset of the magnetic sensor X 1401 that detects the X component of the magnetic field and the magnetic sensor Y 1402 that detects the Y component of the magnetic field. The chopper driving circuit 1404 modulates the Hall electromotive force signal output from the Hall element into an AC signal by alternately driving the Hall element having four terminals in directions different from each other by 90 degrees.
[0060]
Hall electromotive force signals output from the magnetic sensor X 1401 and the magnetic sensor Y 1402 are amplified by a signal amplification circuit 1405. The amplified signal is demodulated by the chopper demodulator 1406 and converted from an AC signal to a DC signal. At this stage, the offset of the magnetic sensor X 1401 and the magnetic sensor Y 1402 and the offset of the operational amplifier of the signal amplification unit can be removed.
[0061]
A technique for removing the offset of the Hall element by the above operation is described in R.S Popovic, "Hall Effect Devices", Adam Hilger, 1991 and the like. The method of correcting the offset of the operational amplifier used in the amplifier circuit by the above method is "Circuit Techniques for Reducing the Effects of Op-Amp Imperfections: Autozeroing, Correlated Double Sampling, and Chopper Stabilization", PROCEEDINGS OF THE IEEE Vol.84. , No. 11 1996, and the like. When the rotation matrix operation is performed by a digital circuit, the chopper demodulated signal is sampled by the sample and hold circuit 1407 and then converted into a digital signal by the AD converter 1408. When the rotation matrix operation is realized by a digital circuit, the X component and the Y component of the AD converted Hall electromotive force signal are respectively V_x, V_yIt corresponds to.
[0062]
The vector rotation calculation circuit 1413 is a digital circuit that rotates a vector expressed by output values from two magnetic sensors by a rotation matrix having a rotation matrix coefficient. In this vector rotation calculation circuit 1413, the Hall electromotive force signal vector (V_x, V_y) Rotation calculation is performed, and the detected angle is determined by the rotation amount when the hall electromotive force signal vector after rotation crosses the x-axis. The rotation matrix coefficient is calculated in the rotation matrix coefficient calculation circuit 1411. A rotation matrix coefficient calculation circuit 1411 calculates a two-dimensional rotation matrix coefficient using a Fourier coefficient stored in the nonvolatile memory 1410, and is a digital circuit like the vector rotation calculation circuit 1413. The rotation matrix coefficient calculation circuit 1411 calculates the Fourier coefficient (FTV) stored in the nonvolatile memory 1410 based on the equations (4-1) and (4-2)._x(k), FTV_y(k)) based on the rotation matrix coefficient (IFTV_x(l), IFTV_y(l)) is calculated.
[0063]
The vector rotation calculation circuit 1413 and the rotation matrix coefficient calculation circuit 1411 have a function of calculating the rotation angle using the Fourier coefficient stored in the nonvolatile memory 1410.
[0064]
In the rotation matrix coefficient calculation circuit 1411, a ROM 1412 storing values of cos (2πkl / L) and sin (2πkl / L) for the above calculation is prepared. Since 360 degrees is divided into L sections, L values of cosine and sine are required. However, since the number of rotation angle divisions is increased by using the linear interpolation of the rotation matrix described above, the value of L can be a relatively small value with respect to the target rotation angle detection resolution. Further, since the symmetry of the sine function and the cosine function can be used, the data amount of the ROM 1412 required here is not so much a problem in realizing the rotation angle sensor at low cost.
[0065]
When the rotation angle sensor including the magnetic sensor attached to the rotating body is completed after assembly, the X component and the Y component of the Hall electromotive force signal AD-converted inside the rotation angle sensor signal processing circuit 1403 (V_x, V_y) Is output to the rotation angle sensor calibration device 1415 outside the rotation angle sensor through the digital interface circuit 1409. In the rotation angle sensor calibration device 1415, the Hall electromotive force signal vector (V_x, V_y) Fourier coefficient (FTV)_x(k), FTV_y(k)) is calculated. Calculated (FTV_x(k), FTV_y(k)) is written into the nonvolatile memory 1410 through the digital interface circuit 1409 of the rotation angle sensor. After the write operation to the nonvolatile memory 1410 by the rotation angle sensor signal processing circuit 1403 is completed, the rotation angle sensor calibration device 1415 is disconnected from the rotation angle sensor system, and the rotation angle sensor operates to detect the rotation angle. Will be possible.
[0066]
The rotation angle sensor calculates the rotation of the Hall electromotive force signal vector described above when calculating the rotation angle of the rotating body. In the rotation angle detection circuit 1414 of FIG. 15, the rotation amount required until the Hall electromotive force signal vector obtained by the rotation calculation crosses the X axis is calculated. To determine whether the hall electromotive force signal vector after rotation crosses the X axis, the Y component V of the hall electromotive force signal vector after rotation_y ^'The sign of is determined. Further, in order to obtain the amount of rotation until the hall electromotive force signal vector after rotation crosses the X axis, the angular resolution is 360 degrees / (L × 2) using a binary search.^M) For (log₂L + M) rotations may be calculated.
[0067]
When the rotation matrix calculation is performed using a digital circuit as shown in the example of FIG. 15, it is output from the AD converter 1408 of the rotation angle sensor (V_x, V_y) Fourier coefficient (FTV)_x(k), FTV_y(k)) reflects the offset error and gain error of the AD converter 1408 inside the rotation angle sensor. When the signal processing circuit of FIG. 15 is made into an IC, the above-mentioned error of the AD converter 1408 in the IC differs for each individual IC. In the rotation angle sensor of the present invention, since the error information of the AD converter 1408 is taken into the Fourier coefficient stored in the nonvolatile memory 1410 and handled, the offset error and gain error of the AD converter 1408 are subject to individual variations. It becomes possible to correct including it.
[0068]
As described above, it has been described that the error of the AD converter 1408 is corrected using the Fourier coefficient stored in the nonvolatile memory 1410. However, in the rotation angle sensor of the present invention, the signal amplification circuit 1405, the chopper demodulation circuit 1406, etc. Errors in circuits other than the converter 1408 are also corrected in the same manner.
[0069]
3.2. Realization of Rotation Matrix Manipulation by Switched Capacitor Circuit
FIG. 16 shows a signal processing block diagram when the rotation matrix operation is realized by using a switched capacitor circuit. Here, an example in which a Hall element is used as a magnetic sensor will be described. The rotation angle sensor signal processing circuit 1503 in FIG. 16 includes a chopper drive circuit 1504, a signal amplification circuit 1505, a chopper demodulation circuit 1506, a sample and hold circuit 1507, a rotation matrix coefficient calculation circuit 1510, and a non-volatile memory 1509 as in the case of FIG. A digital interface circuit 1508 and the like. 16 is different from the method of FIG. 15 in that the vector rotation calculation circuit 1512 is realized by a switched capacitor circuit.
[0070]
In this switched capacitor circuit, a Hall sensor signal vector (V) of the magnetic sensor output signal from the magnetic sensor 1501 for detecting the X component of the magnetic field and the magnetic sensor 1502 for detecting the Y component of the magnetic field._x, V_y) Is the rotation matrix coefficient (IFTV_x(l), IFTV_yThe result of linear interpolation of one component of (l)) is multiplied, and a switched capacitor circuit as shown in the example of FIG. 17 can be used for this multiplication operation. This switched capacitor circuit includes an X, Y changeover switch 1601, a multiplier 1602, and an adder 1603 with a reset function. The switch 1601 switches the input to the multiplier 1602.
[0071]
In the multiplier 1602, V_xOr V_yOne of the components is IFTV_x(l) or IFTV_yThe result of linear interpolation of one component of (l) is multiplied. Then, an adder 1603 with a reset function performs calculation of Expression (3) by performing addition and subtraction of the product obtained by the multiplier 1602.
[0072]
Next, specific circuit configurations of the multiplier 1602 and the adder 1603 with a reset function will be described with reference to FIGS.
[0073]
An example of a multiplication circuit included in FIG. 17 is shown in FIG. The multiplication circuit of FIG. 18 is configured to amplify and output an input analog signal by a value determined by a ratio between two capacitors as shown in the following equation. Then, by using the variable capacitor and changing the ratio between the capacitors, the amplification factor can be set to a value given by the rotation matrix coefficient. In FIG. 18, PHI1 and PHI2 are two-phase clocks that do not overlap each other. The signals output from the multiplier are added in an adder circuit as shown in the example of FIG. 19, and the component of the Hall electromotive force signal vector after rotation is obtained.
[0074]
[Equation 8]

[0075]
In the method using the switched capacitor circuit described above, a digital circuit called a rotation matrix coefficient calculation circuit 1510 is required as shown in FIG. By incorporating the function of this rotation matrix coefficient calculation circuit 1510 into a vector rotation calculation circuit 1512 using a switched capacitor circuit, the circuit scale of the rotation angle sensor signal processing circuit is suppressed, and the cost of the rotation angle sensor is further reduced. be able to. Hereinafter, this cost reduction method will be described.
[0076]
To incorporate the functions of the rotation matrix coefficient calculation circuit into the switched capacitor circuit, use (FTV_x(k), FTV_y(k)) is stored in the non-volatile memory 1509, these values themselves are not stored in the non-volatile memory 1509, but are angle values that approximately satisfy the expressions (9-1) and (9-1). α_k, Β_kRemember as. Where α_k, Β_kAre one of L angular positions obtained when 360 degrees are divided into L sections. In the equations (9-1) and (9-2), α_k, Β_kThe cosine value of (FTV_x(k), FTV_y(k)) is stored in the non-volatile memory 1509, but a sine may be used instead of the cosine.
[0077]
[Equation 9]

[0078]
Α in nonvolatile memory_k, Β_kFIG. 20 shows a block diagram of the rotation angle sensor signal processing circuit when is stored. The rotation angle sensor signal processing circuit 1903 in FIG. 20 is similar to the case of FIG. 16 in that the chopper drive circuit 1904, the signal amplification circuit 1905, the chopper demodulation circuit 1906, the sample and hold circuit 1907, and the rotation matrix coefficient / A vector rotation calculation circuit 1911, a nonvolatile memory 1909, a digital interface circuit 1908, and the like are provided.
[0079]
20 is different from the method of FIG. 16 in that the rotation matrix coefficient and the rotation of the Hall electromotive force signal vector are performed by a rotation matrix coefficient / vector rotation calculation circuit 1911 which is a switched capacitor circuit.
[0080]
In the rotation angle sensor signal processing circuit 1903, α read from the nonvolatile memory 1909 as shown in FIG._k, Β_kCos (α_k), Cos (β_k) Is read from the ROM 1910. In the rotation matrix coefficient / vector rotation calculation circuit 1911 of FIG. 20, the operations shown in the equations (3), (4-1), and (4-2) can be realized by one switched capacitor circuit. it can.
[0081]
The operations shown in Equations (4-1) and (4-2) are transformed as shown in Equations (10-1) and (10-2) below using the formula of the sum and difference of trigonometric functions. Please note that. Where α_k, Β_kAre both one of the angular positions when 360 degrees are divided into L angular positions, so two integers a_k, b_kUsing α_k= 2πa_k/ L, β_k= 2πb_k/ L. In equations (10-1) and (10-2), IFTV_x(l), IFTV_yBoth (l) are obtained by adding and subtracting the values of cos and sin stored in the ROM.
[0082]
[Expression 10]

[0083]
At this time, the hall electromotive force signal vector (V_x ^', V_y ^') Represents a digital signal corresponding to sin and cos read from the ROM 1910 and a Hall electromotive force signal vector (V_x, V_y) Is the product sum of the X and Y components. Therefore, by performing the product-sum calculation using the switched capacitor circuit described above, the calculation of the rotation matrix coefficient and the vector rotation calculation can be performed simultaneously. The circuit of FIG. 19 described above is originally a circuit well known as a switched capacitor integrator, and is a suitable circuit for performing product-sum calculation together with the multiplier of FIG. Hall electromotive force signal vector (V) calculated in the rotation matrix coefficient / vector rotation calculation circuit 1911_x ^', V_y ^'The value of l when) crosses the X axis is detected by the rotation angle detection circuit 1912.
[0084]
By using the method described above, the rotation matrix coefficient calculation and the vector rotation calculation are executed only by the switched capacitor circuit without using a digital circuit for discrete Fourier transform. It becomes possible to simplify the circuit. As a result, when the rotation angle sensor signal processing circuit is made into an IC, the cost of the IC can be reduced.
[0085]
## EQU11 ##

[0086]
The preferred embodiment of the present invention has been described above, but the present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be implemented in various other forms. For example, with respect to the rotation range of the rotator, the rotation range is 360 degrees when the rotator is rotated 360 degrees only during calibration to perform calibration using the Fourier coefficient and the rotation angle is actually detected using the rotation angle sensor. It is also possible to make it less than.
[0087]
In addition, as one embodiment of the present invention, the case where the two magnetic sensors are arranged at an angle of approximately 90 degrees with respect to the rotation center axis of the rotating body has been described, but the angle formed by the two magnetic sensors The present invention is applicable even when the angle is not 90 degrees.
[0088]
Furthermore, as an embodiment of the present invention, an example in which a Hall element is used as a magnetic sensor has been described. However, the magnetic sensor herein is an MR (Magnetic Resistance) element, an MI (Magnetic Impedance) element, and a Hall element such as a flux gate. The magnetic sensor can also be used.
[0089]
Examples of the present invention will be described below.
[0090]
【Example】
Using a neodymium magnet with a diameter φ of 10 mm and a thickness t of 2 mm as the magnet, and a Hall element HG-106C manufactured by Asahi Kasei Electronics (company name) as the magnetic sensor, the position of the magnetized magnet is shifted intentionally. A rotation angle sensor was prepared, and output signals from two Hall elements were measured.
[0091]
FIG. 3 shows measured values of the X component and the Y component of the Hall electromotive force signal according to this embodiment. FIG. 4 and FIG. 5 show the Fourier coefficients quantized to 8 bits when the X component and the Y component are expanded into a Fourier series of length L = 64 with respect to this measured value. . It can be seen that the measured values can be accurately reproduced as shown in FIG. 10 if there is a nonvolatile memory of about 10 bytes (80 bits) for each of the X component and Y component of the signal shown in FIG.
[0092]
In order to subdivide the angle resolution, 360 degrees was divided into L = 64, and then the rotation angle detection accuracy was simulated when each section was further divided into 64 using the linear interpolation of the present invention. The simulation result is shown in FIG.
[0093]
In the Hall electromotive force signal shown in FIG. 10, the X component and the Y component are greatly distorted from the sine wave, and the amplitudes of the X component and the Y component are also greatly different from each other. Thus, even with respect to the Hall electromotive force signal greatly deviated from the ideal sine wave waveform, the rotation angle sensor of the present invention can provide good rotation angle detection performance as shown in FIG. Here, being able to correct the Hall electromotive force signal far from the ideal signal means that an inexpensive magnet and assembly process can be used in manufacturing the rotation angle sensor. For this reason, in the rotation angle sensor of the present invention, the cost of the entire rotation angle sensor system can be reduced.
[0094]
【The invention's effect】
As described above, in the rotation angle sensor of the present invention, it is possible to correct the influence of errors in assembling the rotation angle sensor, magnetizing deviation, etc. by efficiently using a small amount of non-volatile memory. It is. Therefore, a highly accurate and inexpensive rotation angle sensor can be realized by the present invention.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing two magnetic sensor output signals arranged at positions perpendicular to a rotation center of a rotating body.
FIG. 2 is a diagram showing two magnetic sensor output signals in an ideal case without an assembly error or the like.
FIG. 3 is a diagram showing two magnetic sensor output signals when there is an assembly error or the like.
FIG. 4 is a diagram illustrating an X component of a Fourier coefficient according to an embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram illustrating a Y component of a Fourier coefficient according to an embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram of a system for calibrating a rotation angle sensor according to an embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram of a rotation angle sensor calibration device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a flowchart of a process for calibrating a rotation angle sensor according to an embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a block diagram of a circuit for calculating a rotation matrix coefficient in the rotation angle sensor according to the embodiment of the present invention.
FIG. 10 illustrates a rotation matrix coefficient (IFTV) calculated based on a Fourier coefficient in a rotation angle sensor according to an embodiment of the present invention._x(l), IFTV_y(l)).
FIG. 11 shows a rotation angle sensor using a rotation matrix coefficient calculated by linear interpolation in a rotation angle sensor according to an embodiment of the present invention._y'Is a diagram showing components.
FIG. 12 is a diagram showing a rotation angle detection error when a sinusoidal function is approximated by linear interpolation in the vicinity of a point where the angle formed by the hall electromotive force signal vector after rotation and the x axis is 0 degrees.
FIG. 13 is a diagram showing a rotation angle detection error when a tangent function is approximated by linear interpolation in the vicinity of a point where the angle formed by the hall electromotive force signal vector after rotation and the x axis is 0 degrees.
FIG. 14 is a diagram showing a rotation angle detection error when a tangent function is approximated by linear interpolation in the vicinity of a point where the angle formed by the hall electromotive force signal vector after rotation and the x axis is 45 degrees.
FIG. 15 is a signal processing block diagram when vector rotation calculation is performed by a digital circuit in the embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a signal processing block diagram when vector rotation calculation is performed by a switched capacitor circuit in an embodiment of the present invention;
FIG. 17 is a diagram illustrating a configuration example of a switched capacitor circuit that performs vector rotation calculation in an embodiment of the present invention;
FIG. 18 is a diagram illustrating a configuration example of a multiplication circuit used in a switched capacitor circuit that performs vector rotation calculation in an embodiment of the present invention.
FIG. 19 is a diagram showing a configuration example of an adder circuit with a reset function used in a switched capacitor circuit that performs vector rotation calculation in an embodiment of the present invention.
FIG. 20 is a signal processing block diagram when calculation of a rotation matrix coefficient and vector rotation calculation are performed by a switched capacitor circuit in an embodiment of the present invention.
FIG. 21 is a diagram showing a result of simulating an angle detection error by applying the method of the present invention to the actually measured value of the magnetic sensor output signal shown in FIG. 3;
[Explanation of symbols]
601 Hall element that detects X component of magnetic field
602 Hall element to detect Y component of magnetic field
603 Rotation angle sensor signal processing circuit
604 Rotation angle sensor calibration circuit
801 ROM
802 Nonvolatile memory
803 multiplier
804 adder
1401 Hall element to detect X component of magnetic field
1402 Hall element to detect Y component of magnetic field
1403 Rotation angle sensor signal processing circuit
1404 Chopper drive circuit
1405 Signal amplification circuit
1406 Chopper demodulation circuit
1407 Sample and hold circuit
1408 AD converter
1409 Digital interface circuit
1410 Non-volatile memory
1411 Rotation matrix coefficient calculation circuit
1412 ROM
1413 Vector rotation calculation circuit
1414 Rotation angle detection circuit
1415 Rotation angle sensor calibration device
1501 Hall element to detect X component of magnetic field
1502 Hall element to detect Y component of magnetic field
1503 Rotation angle sensor signal processing circuit
1504 Chopper drive circuit
1505 Signal amplification circuit
1506 Chopper demodulation circuit
1507 Sample and hold circuit
1508 Digital interface circuit
1509 non-volatile memory
1510 Rotation matrix coefficient calculation circuit
1511 ROM
1512 Vector rotation calculation circuit
1513 Rotation angle detection circuit
1514 Rotation angle sensor calibration device
1601 X, Y selector switch
1602 Multiplier by Switched Capacitor Circuit
1603 Adder with reset by switched capacitor circuit
1901 Hall element to detect X component of magnetic field
1902 Hall element to detect Y component of magnetic field
1903 Rotation angle sensor signal processing circuit
1904 Chopper drive circuit
1905 Signal amplification circuit
1906 Chopper demodulation circuit
1907 Sample and hold circuit
1908 Digital interface circuit
1909 Nonvolatile memory
1910 ROM
1911 Rotation Matrix Coefficient / Vector Rotation Calculation Circuit
1912 Rotation angle detection circuit
1913 Rotation angle sensor calibration device

Claims

A magnet, and two magnetic sensors arranged to form a predetermined angle with respect to the rotation center axis of the rotating body in a magnetic field created by the magnet ,
The vector represented by the output values of the output signals from the two magnetic sensors is rotated by a predetermined rotation angle, and the rotation amount when the angle between the vector and a predetermined axis is 0 degree is A signal processing circuit for obtaining a rotation angle of a rotating body,
Vector rotation calculating means for rotating the vector by a rotation matrix having a rotation matrix coefficient;
Among the rotation matrix coefficients, rotation matrix coefficient calculation means for performing linear interpolation between adjacent rotation matrix coefficients with respect to the rotation angle ;
And a signal processing circuit having a rotation angle sensor.

The rotation angle sensor according to claim 1, wherein a vector expressed by an output value of the output signal measured by rotating the rotating body by a predetermined rotation angle is Fourier series expanded with respect to the rotation angle. A storage means for storing the coefficients;
The rotation matrix coefficient calculating means, the rotation angle sensor and calculates the rotation matrix coefficients of the two-dimensional using the Fourier coefficients stored in the storage means.

The rotation angle sensor according to claim 2 , wherein the storage unit stores a value obtained by quantizing the Fourier coefficient.

The rotation angle sensor according to any one of claims 1 to 3, wherein the vector rotation calculation means is composed of a switched capacitor circuit.

4. The rotation angle sensor according to claim 1, wherein the rotation matrix coefficient calculation unit and the vector rotation calculation unit include a switched capacitor circuit, and the rotation matrix by the rotation matrix coefficient calculation unit. rotation of a vector by computation and the vector rotation calculating means coefficient, the rotation angle sensor, wherein Rukoto be performed simultaneously.