JP4143174B2 - Method and receiver for receiving a multi-carrier digital signal - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は多重搬送波ディジタル信号を受信する方法及び受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ、ＱＰＳＫ及びＱＡＭといった変調方式はディジタルテレビジョン及びブロードキャスト無線信号（以下概してブロードキャスト無線信号と称する）の地上伝送用に使用されうる。そのようなブロードキャスト無線信号の例はＤＶＢ（ディジタルビデオブロードキャスト）、ＨＤＴＶ−Ｔ（階層ディジタルテレビジョン伝送）及びＤＡＢ（ディジタルオーディオブロードキャスト）を含む。ＤＶＢ方式の基本的な原理はＥＴＳ ３００ ７４４に記載されている。
【０００３】
ディジタルブロードキャスト無線信号中のデータは、ＴF の時間持続期間を有し、ＥＴＳ ３００ ７４４の場合、６８のＯＦＤＭ記号からなる２次元の（時間及び周波数、以下「時間的スペクトル的」と称される）フレームの中に配置される。４つのフレームはスーパーフレームを形成する。上述のディジタル音声又は映像信号のために伝送方式において様々な伝送モードが使用されうる。ＥＴＳ３００ ７４４の場合、持続時間ＴS の記号は夫々の場合１７０５の搬送波（２Ｋモード）、又は異なる周波数で夫々の場合に６８１７の搬送波（８Ｋモード）から形成される。
【０００４】
２Ｋモードは個人の伝送者及び伝送者間に限られた距離を有する小さなＳＦＮ網（単一周波数網）に特に適している。
８Ｋモードは個人の伝送者及び小さな及び大きなＳＦＮ網に使用されうる。
記号は持続時間の所望の部分Ｔu 及び持続時間の保護間隔Δを有する時間持続時間ＴS を有する。保護間隔は所望の部分の周期的な連続によって形成され、時間に関して所望の部分の前に配置される。全ての記号はデータ及び基準情報を含む。各記号は、１つのセルが各搬送波に対応するようなセルのグループであると見なされる。
【０００５】
実際の映像、音声又は他のデータの他に、フレームは散乱パイロットセル（散乱パイロット）、連続パイロット信号及びＴＰＳ搬送波又はパイロット（伝送パラメータ信号）を含む。これらは例えば、１９９７年３月のＥＴＳ ３００ ７４４のセクション４．４乃至４．６に記載される。
パイロット信号又は搬送波はその伝送された値が受信機によって知られる基準情報を含む。連続的なパイロット信号は、例えば４つの記号毎に散乱パイロットセルと一致しうる。散乱及び連続パイロット信号の値又は内容は例えば伝送された搬送波ｋの夫々の疑似乱数２進シーケンスＷk から得られる。シーケンスＷk はまたＴＰＳ搬送波情報の開始位相を定めうる。パイロットセル又は搬送波はフレーム同期、周波数同期、時間同期チャネル推定、伝送モード同定のために受信機端において使用されうる。受信機製造者はこれらのオプションが受信機端において使用されるか否か、又はいかにして使用されるかを自由に選択しうる。欧州特許出願第０ ７８６ ８８９号はＤＡＢと共に使用される対応する方式を記載する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
そのような方式において重要な問題は、受信機がスイッチオン、又は他のチャネルに同調された場合に方式に準拠する信号を見出すことである。このために、受信機は異なるサービスを区別すること、例えばアナログ信号からディジタル信号を区別する、又はディジタルＤＡＢ信号からディジタルＤＶＢ信号を区別することが可能である必要がある。ディジタル信号及びアナログ信号の両方（例えばＰＡＬテレビジョン信号）はある周波数帯域の中で生ずることがあり、その場合、中央周波数は特定されたチャネルの中間周波数とは異なりうる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は多重搬送波ディジタル信号を受信するときに同調する、又はそのような受信されたディジタル信号の方式準拠を検査するための改善された方法を特定することを目的とする。この目的は請求項１に記載される方法によって達成される。
【０００８】
本発明は、本発明による方法を使用する受信機を特定することを更なる目的とする。この目的は請求項１３記載の受信機によって達成される。
受信機端では、受信された信号を探索し且つ同定するために、また連続的にそれらを監視するために、モード検出に連結される粗時間同期及び、可能であれば更に、粗ＡＦＣ（自動周波数修正）が最初に実行される。
【０００９】
粗時間同期では、時間信号は所望の記号長Ｔu だけ偏移される時間信号と相関される。この相関はデータフレーム当たり１回以上、例えば５回実行されうる。この相関では、夫々のモードに依存して異なる長さＴu の信号サンプルが使用され、これから得られる相関結果最大は次に現在のモード（例えば２Ｋ又は８Ｋモード）を推断するために使用される。使用可能な相関結果最大が得られなければ、相関段階は繰り返されうる。
【００１０】
使用される保護間隔が決定され、モードを考慮して、最大及び又はそれらの振幅の間の間隔に基づいて、次にサンプリング窓が配置される。これは記号シーケンス（Ｔu ＋Δ）に同期され、持続時間Ｔu の時間窓を出力するカウンタのワンス・オフ設定によって行われうる。以下の文脈では、この時間窓はまたサンプリング窓又はＦＦＴ窓と称される。本例で使用される基本発振器、従って窓の位置もまた以下の段階において微時間同期を通じて修正される。
【００１１】
一度モードが正しく同定され、サンプリング窓が略正確に配置されると、ＦＦＴはモードに対応する長さで実行されうる。ＦＦＴの代わりに、本発明は完全に一般的な形式で、周波数領域における時間領域の周波数スペクトル的表現を可能にするフーリエ変換又は他の変換の使用を許す。一度この方法で信号が変換されると、パイロットセルは意図された配置レイアウトに従ってそこから取り出され、仕様に従って与えられた値と相関される。仕様によれば例えば、２Ｋモードの場合は４５のスペクトル位置、８Ｋモードの場合は１７７のスペクトル位置は連続的なパイロット信号によって占められる。例えば、（±１６の搬送波間隔に亘る）±１６のそのような組は２Ｋモードにおける相関に使用され、（±６４の搬送波間隔に亘る）±６４のそのような組は８Ｋモードにおける相関に使用される。実行される相関段階は相関最大を与え、できれば直ぐ近傍により低い振幅の多数の２次最大を与える。ベースバンド信号の周波数オフセットは、最大の位置から決定されうる。この結果は例えばＦＦＴセクションの上流に配置される乗算器Ｍによって周波数の粗修正に使用され、それにより更なる段階に対する周波数誤りは±１／２の搬送波間隔よりも小さくなる。しかしながら、最大の位置は充分な信頼性で±１／２の搬送波間隔よりもよい精度で前もって知られていることが前提条件である。最大の位置ｌreal,sをより正確に推定するために以下の計算、即ち、
【００１２】
これらの計算はｌ値のシーケンス中の２つの値、即ち最大及び次のより小さな最大を使用することによって簡単化されうる。可能な位置は次にｌ1,s （最初の位置）及びｌ2,s と指定され、その場合最大はｌ1,s 又はｌ2,s のいずれかにおいて生ずる。すると数学的符号関数は消え、
ｌreal,s＝ｌ1,s ＋Ｗl2,s／（Ｗl1,s＋Ｗl2,s）
となる。
【００１３】
複数の、望ましくは３つの（時間に関して連続して得られる）そのような結果はＡＦＣを改善させるために結合されるか、フィルタリングされるか、又は共に処理されうる。計算の複雑性を正当なオーダの範囲に維持するために、次の周波数評価はより大きな間隔、例えば同期監視のために１つのフレーム当たり合計で３乃至６の評価が実行されうる。
【００１４】
このようにして決定された誤りの中間値又はより正確な値は上述の周波数修正において既に考慮されている。±１／２搬送波間隔（−ＦS ／２＜Δｆ＜ＦS ／２）よりも良い精度の粗周波数設定は、いわゆる微制御方式によるＡＦＣ機能の以下の認可のための前提条件である。
一度粗設定が実行されると達成された精度は周波数をもう一度検査することによって決定されうる。この場合、結果は−ＦS ／３＜Δｆ＜ＦS ／３であるべきである。これが達成されない、又は続く微修正が更なる信号処理（復号化）が不可能な状態へ導く場合、上述の処理は（より低い相関結果、又は可能であれば等しい大きさの相関結果のある側の方向へ）１つの搬送波間隔だけずれた位置を使用して繰り返されねばならない。
【００１５】
特定の評価は粗時間同期及び／又は粗ＡＦＣの後に実行される。時間相関からの両方の値及び周波数に亘る相関からの両方の値は（夫々の場合）、最大（又は時間相関の中央値）の決定された値及び最大又は中央領域と関連しない他の相関部分結果の平均値から比率を形成するために使用される。
最大は持続時間Ｔu の中央にある必要はないが、領域時間相関の結果は、例えば持続時間Ｔu の領域を抽出するのに使用される。±１／２の保護間隔持続時間の持続時間を有する領域は平均値を計算するために分離されねばならない。中央領域の中央は例えば−６ｄＢの点を決定し、中間位置を計算することによって計算されうる。これは有利に雑音の影響及び多重路効果を減少させる。
【００１６】
（２Ｋモードの場合）±１６の個々のステップ又は（８Ｋモードの場合）±６４の個々のステップは、例えば周波数に亘って決定された相関部分結果を評価するために使用される。再び、主最大は中央から遠ざかって配置されえ、２次最大はより離れた距離において存在しうる。２次ラインは同様に主最大の回りの領域±ＦS の回りに存在しうるが、これらは主最大の一部として見なされ、−ＦS ／２＜Δｆ＜ＦS ／２のオーダでグリッドＦS からの信号位置中の誤りの結果として生ずるべきである。評価のために、従って主最大の最大値及び隣接する次のより小さな値が結合されることが推奨される。
【００１７】
平均値Ｃavは例えば主最大又は中央領域に関連しない全ての相関部分結果の平均２乗として計算され、即ち、
【００１８】
【数１】
によって表わされ、領域ｌ1 ＋１乃至ｌ2 −１は除去される部分に関連する。複素部分結果（Ｗ1 ）の場合、大きさを形成する代わりに実部及び虚部の平方の合計もまた形成される。実際的な理由のため、更なる簡単化が可能であり、例えば公式を対応して変化された最小値によって書き換えることにより、割り算及び平方根の計算の代わりに掛け算、即ち最大値を平方し、公式で使用される約数による掛け算が実行されうる。良い信号条件であり、ステートメントの質に対する要件があまり厳しくない場合、単純な平均値のみを計算することで充分である。更に相関部分結果を個々に最大値から（又は最大値及び隣接する次のより小さな値の合計から）得られた限界値と比較し、これを全体としての相関結果に関するステートメントを得るために使用することが可能である。これは概して、周波数に亘る相関の場合といった場合のように、最大及び他の部分的な結果の間の適当な間隔を確実することが可能であるときに可能である。
【００２０】
次に時間相関から得られた（第１の）比率が以前に特定された第１の最小値を越えるか否か、及び周波数に亘って実行された相関から得られた（第２の）比率が以前に特定された第２の最小値を超えるか否かを決定するために検査が実行される。少なくとも第１の比率が第１の最小値を超える、又は随意に両方の比率がそれらに対して特定された最小値を超える場合、受信された信号は方式に準拠すると見なされる。少なくとも１つの条件が満たされなけければ、信号は方式に準拠しないと見なされる。
【００２１】
結果に依存して、受信された信号は、探索の間即ち特定の信号を受信しようとしている間、又は受信が行われている間、「方式準拠」及び／又は「存在する」、又は「方式準拠しない」及び／又は「存在しない」と指定される。
実行された検査は結果の高い水準の信頼性をもたらし、誤った結果が得られる可能性は非常に低い。これは次の段階が選択的に実行されうることを意味する。結果が負である（即ち方式準拠しない）場合、例えばもう一度準拠を検査するために信号を復号化を開始する必要はもはやない。これは信号探索処理において大きく時間が節約され、従って受信機のユーザの不必要な待ち時間を防止することを可能にする。
【００２２】
従って、現在の指定状態に依存して、探索処理の間又は受信されたサンプルの場合、信号の更なる復号化が開始されるか、探索処理が継続されるか、又は受信されたサンプルに対して「存在しない」情報が出力される。
上述の結果に基づいて同調処理を継続することが意図される場合、微ＡＦＣはここで実行されうる。このため、例えば、連続パイロット信号中の２つの続く信号が連続して個々に決定される夫々の場合の間に位相は変化し、結果は平均され、このようにして決定された最終的な結果は周波数誤りを計算するために使用され、この周波数誤りはＦＦＴの前に信号の周波数修正を実行するために使用される。最終的な結果即ち記号毎に連続的に決定された周波数誤りは有利にまた多数の記号に亘って結合されフィルタリングされうる。
【００２３】
次にフレーム同期、微時間同期及びサンプリングクロック調整が実行される。これは例えば、「散乱パイロット」及びサンプリングクロック基準発振器の対応する修正の時間評価（パルス応答）によって行われ、時間に関して互いに連続する複数の値は（再び）便宜的に結合され、フィルタリングされる。
通常の受信中でさえ、（上述のように）ある間隔で粗時間の検査及び周波数同期が便宜的に実行される。これは信号失敗、受信条件の悪化又は受信機中における同期の損失の迅速な検出を可能にする。このための条件は、Δｔ及びΔｆが限界値を超える、又は計算された比率が最小値より小さいことである。この場合の表現Δｔは、パルス応答の中央と公称位置との間の誤りを意味する。任意の必要な対策は迅速に開始されうる。デコーダの処理から（例えば誤り率の急な上昇から）そのような状態の同定を得ようとする場合、ある環境下ではこれは非常に多くの時間の損失をもたらす。
【００２４】
指定状態が「方式準拠しない」に変化するときの信号又は受信の同期監視又は連続監視の場合、ある条件、例えば多数の記号の失敗の場合、最後の許容可能な画像の「フリージング」又は音声チャネルのミュートといった適当な手段が開始されうるよう、受信機の他の部分に対して監視又は警告信号が放出される。
ヴィタビデコーダの中の連続的に設定された誤りフラグといった更なる状態メッセージはまた連続動作中の信号状態の同定及び／又は指定のために有利に評価されうる。
【００２５】
本発明の１つの利点は、信号同定の信頼性がかなり改善され、同定は受像端における信号復号化の中の可能な限り早い点、従ってまた可能な限り最も早い時間において実行され、それにより再生において中断を開始させる必要が無いことである。一方、絶対的に本質的な中断は迅速に行われる。これは、音声中の大きな又は突然の干渉雑音と共に、フレーム中の多数の画素ブロック、又は全ての画素ブロックの失敗又は誤った復号化といった許容できない乱れが非常に大きく防止されることを可能にする。
【００２６】
原理的に、本発明による方法は、時間的スペクトル的フレームの中に配置された多重搬送波ディジタル信号を受信するために、保護間隔及び所望の記号長Ｔu を有するデータ記号及び基準情報を含み、様々な種類のモードで伝送されえ、
受信に同調する又は受信された信号の方式準拠性を検査する以下の段階、即ち、
ディジタル信号は可能なモードに対応する様々な値のＴu によって時間に関して偏移されたディジタル信号と時間領域中で相関され、現在のモードは相関値の最大の位置及び大きさから決定され、現在の保護間隔は相関値の最大の間の間隔から決定され、これから生じＴu に対応する長さを有するサンプリング窓は次に変換手段及び続く信号評価のために設定される粗時間同期と、
現在の記号に関する（基準情報項目の配置レイアウトに対応する）情報項目は変換手段の出力信号から得られ、粗ＡＦＣ手段の中で定義されたデータレイアウトと相関され、この相関の性質は現在のモードに従って選択される、変換手段の上流に配置される乗算器手段を使用し、また変換手段の下流に配置される粗ＡＦＣ手段を使用する粗ＡＦＣ修正と、
ディジタル信号の方式準拠性及び受信の質を決定するための、粗時間同期の結果及び粗ＡＦＣ相関に関連する相関結果の質的な評価とを有する。
【００２７】
本発明による方法の有利な発展は関連する従属項に基づく。
原理的に、本発明による時間的スペクトル的フレームの中に配置され、保護間隔及び所望の記号長Ｔu を有するデータ記号及び基準情報を含み、様々な種類のモードで伝送されうる多重搬送波ディジタル信号用の受信機は、
ディジタル信号用の乗算器手段及び変換手段と、
受信の間の同調又は受信された信号の方式準拠性を検査するために、ディジタル信号は可能なモードに対応する様々な値のＴu によって時間に関して偏移されたディジタル信号と時間領域中で相関され、現在のモードは相関値の最大の位置及び大きさから決定され、現在の保護間隔は相関値の最大の間の間隔から決定され、これから生じＴu に対応する長さを有するサンプリング窓は次に変換手段及び続く信号評価のために設定される粗時間同期手段と、
粗ＡＦＣ修正は、現在の記号に関する（基準情報項目の配置レイアウトに対応する）情報項目を使用して行われ、情報項目は変換手段の出力信号から取り出され、粗ＡＦＣ手段の中で定義されたデータレイアウトと相関され、この相関の性質は現在のモードに従って選択される、変換手段の上流に配置される乗算器手段のための粗ＡＦＣ修正手段と、
粗時間同期手段の結果及び粗ＡＦＣ手段の中で決定され、ディジタル信号の方式準拠性及び受信の質を決定するための質的な評価のための評価手段とを設けられている。
【００２８】
本発明による受信機の有利な発展は関連する従属項に基づく。
【００２９】
【発明の実施の形態】
本発明の典型的な実施例を図面を参照して説明する。図１による受信機では、粗時間同期手段ＣＴＳの中でディジタル入力信号ＩＮＰに対して最初に粗同期が実行される。本例では、時間信号は、例えば１データフレーム当たり２乃至５回、１つの所望の記号の持続時間Ｔu だけ偏移された時間信号と相関される。この相関に亘り、夫々のモードに依存して異なる長さＴu のサンプルが使用され、これから得られたフィルタリング又は平均された相関結果最大は次に、例えば最大と記憶された閾値とを比較することによって、現在のモードＭＯ（例えば２Ｋ又は８Ｋモード）を推断するためにモード検出器手段ＭＤＥＴの中で使用される。ＭＤＥＴは対応するモード情報ＭＯを放出する。
【００３０】
使用可能な相関結果最大が獲得されなければ、ＣＴＳにおける相関段階は繰り返されうる。相関最大の間の間隔は、モードを考慮して使用される保護間隔を決定し、続いて例えば微時間同期手段ＦＴＳに供給される開始信号ＳＴによって持続時間Ｔu の時間窓を放出するＣＴＳの中で例えば記号シーケンス（Ｔu ＋Δ）と同期されるカウンタのワンス・オフ設定のためにサンプリング窓を配置するために、ＣＴＳによって使用される。サンプリング窓ＦＦＴＷＩＮの位置及びサンプリングクロックの位置はこのために使用される基本発振器ＶＣＸ０によってＦＴＳの中で修正される。
【００３１】
Ｉ要素及びＱ要素からなる入力信号ＩＮＰは乗算器Ｍの中で発振器ＮＣＯから生ずる周波数修正信号ＦＣＯＲＲ倍に乗算される。ＦＦＴＷＩＮによって選択される乗算器Ｍからの出力信号は高速フーリエ変換手段ＦＦＴの中で周波数領域へ変換され、最後にＩ要素及びＱ要素からなる出力信号ＯＵを形成する。
モードが正確に同定され、サンプリング窓が略正確に配置されていれば、粗ＡＦＣ手段ＣＡＦＣによって粗ＡＦＣが実行されうる。このためデータフレーム中の現在の記号の意図された連続パイロット信号ＣＰＩＬはＦＦＴからの出力信号から取り出され、定義されたレイアウトで（２Ｋモードでは４５の位置、８Ｋモードでは１７７の位置）、正確には２Ｋモードでは±１６の偏移に亘って、８Ｋモードでは±６４の偏移に亘ってＣＡＦＣの中で相関される。相関の種類はＭＯに依存して選択される。
【００３２】
粗ＡＦＣを改善させるため、複数のそのような結果は例えば平均すること、多数決形成又は低域通過フィルタリングによって例えば３乃至１０の特定数の記号に亘って結合されるか又は処理されうる。相関処理の最大又は複数のそのような最大から対応する方法で得られた大きさは粗周波数誤りΔｆ＝ｐ’＊ＦS となり、発振器ＮＣＯのための制御信号として使用される。次の評価はある間隔の後に、例えば１フレーム当たり３乃至６回、実行されうる。Δｆが所定の値Ｄmax よりも小さければ（例えばＤmax ＝ＦS ／３）、対応するＮＣＯ同調は最初はそのままにされ、現在の記号の意図される連続パイロット信号ＣＰＩＬが同様に供給される微ＡＦＣ手段ＦＡＦＣの中で微ＡＦＣへの切り換えが行われる。ＣＡＦＣ及びＦＡＦＣからの出力信号は結合器Ａの中で結合され、共通制御信号としてＮＣＯへ供給される。
【００３３】
ＣＴＳ及びＣＡＦＣからの相関結果は評価回路ＱＲＥＶの中で質的に評価される。ＱＲＥＶは同様にこのためのモード情報ＭＯを受信する。ＱＲＥＶからの出力信号ＲＣは次に受信機の対応する部分を制御する。
サンプリング窓の配置の後、及び／又はΔｆ＜Ｄmax を達成した後、同期監視のために上述の条件は特定の時間間隔において検査される。例えば結果が否定的であれば２乃至１０回、ＣＴＳの中の粗時間同期を使用して再開される。
【００３４】
以前の同調結果に依存して、受信された信号は受信機の中で「方式準拠」及び／又は「存在する」又は「方式準拠しない」及び／又は「存在しない」として指定される。現在の指定状態に依存して、探索処理に亘って又は受信されたサンプルの場合、信号の更なる復号化が開始されるか、探索処理が継続されるか、又は受信されたサンプルに対して「存在しない」情報が出力される。
【００３５】
同調処理を継続することが意図される場合、微ＡＦＣはここで実行されうる。このため、連続パイロット信号ＣＰＩＬ中の位相変化は記号毎に決定され、全てのパイロット信号ＣＰＩＬ（２Ｋモードでは４５，８Ｋモードでは１７７）に亘って平均される。これらの平均値は低域通過フィルタリングされえ、Δｆに比例するため、例えば結合器Ａの中での結合によって減少された勾配であるが同様に発振器ＮＣＯへ供給されうる。
【００３６】
次にフレーム同期及び微時間同期又はサンプリングクロック調整が夫々実行されうる。これはＦＦＴの出力信号から取り出され、ＴＳＰデコーダＴＰＳＤＥＣの中で復号化されるＴＰＳパイロットセルＴＰＳＰＩＬを評価することによって行われる。ＴＳＰデコーダＴＰＳＤＥＣからの出力信号は同様に微時間同期手段ＦＴＳへ供給され、サンプリング窓ＦＦＴＷＩＮの位置の修正と同じく、サンプリングクロックＣＬを得るために基本発振器ＶＣＸＯの対応する修正をもたらす。フレーム開始（ＦＴＳ出力信号ＦＴＳＯ）及び「散乱パイロット」の位置はＴＰＳパイロットセルの同期シーケンスを使用して相関によって決定される。サンプリングクロックＣＬは図１に示される回路部分の全てに対して供給される
「散乱パイロット」は３つ目ごとの搬送波が「散乱パイロット」であると見なされるよう、ＦＴＳの中で時間に関して補間されうる。パルス応答は、特定された「散乱パイロット」の公称値及び逆ＦＦＴによる割り算によって、時間に亘って補間された「散乱パイロット」に基づいて決定される。次にパルス応答の中央と最適受信に必要とされる公称位置との間の不一致が決定される。この処理は有利には１フレーム当たり３乃至７回繰り返される。結果は有利にブロック毎にフィルタリングされ、次に更なる処理を受ける。ＦＴＳの中のサンプリングクロック基準発振器ＶＣＸ０は次にこのようにして決定された不一致の大きさ及び方向から修正される。この修正はまた発振器ＮＣＯ及び乗算器Ｍによって実行されうる。ＮＣＯはディジタルＰＬＬを含みうる。
【００３７】
本発明はＤＢＶ受信機、又はＤＡＢ受信機といった比較できるディジタル信号用の受信機の中で使用されうる。示される数値は次に適当に変化され、個々の同期又は検査段階は現時においてフレーム中で伝送されている基準又は同期データに整合される。ＤＡＢ受信機の場合、ここに示される（連続パイロット信号に基づく）粗ＡＦＣ相関方法の代わりに（ＣＡＺＡＣ記号に基づく）欧州特許出願第０ ７８６ ８８９号に記載される方法が使用されうる。達成される相関結果の質的な評価は本質的に全く同じである。本発明による評価は組み合わされた受信機（ＤＡＢ及びＤＶＢ−Ｔ、又はディジタル及びアナログ）において特に有利である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による受信機を示すブロック図である。
【符号の説明】
Ａ 結合器
ＣＡＦＣ 粗ＡＦＣ手段
ＣＴＳ 粗時間同期手段
ＦＡＦＣ 微ＡＦＣ手段
ＦＦＴ 高速フーリエ変換手段
ＦＴＳ 微時間同期手段
Ｍ 乗算器
ＭＤＥＴ モード検出器手段
ＮＣＯ 発振器
ＱＲＥＶ 評価回路
ＴＰＳＤＥＣ ＴＰＳデコーダ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a method and receiver for receiving a multi-carrier digital signal.
[0002]
[Prior art]
Modulation schemes such as OFDM, QPSK and QAM can be used for terrestrial transmission of digital television and broadcast radio signals (hereinafter generally referred to as broadcast radio signals). Examples of such broadcast radio signals include DVB (Digital Video Broadcast), HDTV-T (Hierarchical Digital Television Transmission) and DAB (Digital Audio Broadcast). The basic principle of the DVB system is described in ETS 300 744.
[0003]
The data in the digital broadcast radio signal is T F In the case of ETS 300 744, it is arranged in a two-dimensional (time and frequency, hereinafter referred to as “temporal spectral”) frame of 68 OFDM symbols. The four frames form a super frame. Various transmission modes may be used in the transmission scheme for the digital audio or video signal described above. For ETS300 744, duration T S Are formed from 1705 carriers (2K mode) in each case, or 6817 carriers (8K mode) in each case at different frequencies.
[0004]
The 2K mode is particularly suitable for individual transmitters and small SFN networks (single frequency networks) with a limited distance between transmitters.
The 8K mode can be used for private transmitters and small and large SFN networks.
The symbol is the desired part of the duration T u And time duration T with duration protection interval Δ S Have The guard interval is formed by a periodic sequence of the desired part and is placed in front of the desired part with respect to time. All symbols contain data and reference information. Each symbol is considered to be a group of cells, one cell corresponding to each carrier.
[0005]
In addition to the actual video, audio or other data, the frame includes scattered pilot cells (scattered pilots), continuous pilot signals and TPS carriers or pilots (transmission parameter signals). These are described, for example, in sections 4.4 to 4.6 of ETS 300 744, March 1997.
The pilot signal or carrier wave contains reference information whose transmitted value is known by the receiver. A continuous pilot signal may coincide with a scattered pilot cell, for example, every 4 symbols. The values or contents of the scattered and continuous pilot signals are, for example, the respective pseudorandom binary sequence W of the transmitted carrier k k Obtained from. Sequence W k May also define the starting phase of the TPS carrier information. The pilot cell or carrier can be used at the receiver end for frame synchronization, frequency synchronization, time synchronization channel estimation, transmission mode identification. The receiver manufacturer is free to choose whether or how these options are used at the receiver end. European Patent Application 0 786 889 describes a corresponding scheme for use with DAB.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
An important problem in such a scheme is finding a signal that conforms to the scheme when the receiver is switched on or tuned to another channel. For this purpose, the receiver needs to be able to distinguish between different services, for example to distinguish digital signals from analog signals, or to distinguish digital DVB signals from digital DAB signals. Both digital and analog signals (eg, PAL television signals) may occur within a frequency band, in which case the center frequency may be different from the intermediate frequency of the identified channel.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The present invention aims to identify an improved method for tuning when receiving a multi-carrier digital signal or for checking the conformance of such received digital signal. This object is achieved by the method described in
[0008]
The invention further aims to identify a receiver using the method according to the invention. This object is achieved by a receiver according to claim 13.
At the receiver end, in order to search and identify the received signals and continuously monitor them, coarse time synchronization coupled to mode detection and possibly further coarse AFC (automatic Frequency correction) is performed first.
[0009]
In coarse time synchronization, the time signal is the desired symbol length T u Is correlated with a time signal that is only shifted. This correlation can be performed one or more times per data frame, for example five times. In this correlation, different lengths T depend on each mode. u Signal samples are used, and the resulting correlation result maximum is then used to infer the current mode (eg, 2K or 8K mode). If no usable correlation result is obtained, the correlation step can be repeated.
[0010]
Messenger The protection interval used is determined, taking into account the mode and the interval between the maximum and / or their amplitude On the basis of The sampling window is then placed. This can be done by a once-off setting of a counter that is synchronized to the symbol sequence (Tu + Δ) and outputs a time window of duration Tu. In the following context, this time window is also referred to as a sampling window or FFT window. The basic oscillator used in this example, and thus the window position, is also modified through fine time synchronization in the following steps.
[0011]
Once the mode has been correctly identified and the sampling window has been positioned approximately correctly, the FFT can be performed with a length corresponding to the mode. Instead of FFT, the present invention allows the use of Fourier transforms or other transforms that allow a time-domain frequency spectral representation in the frequency domain in a completely general form. Once the signal is transformed in this way, the pilot cell is taken out of it according to the intended layout and correlated with the given value according to the specification. According to the specification, for example, 45 spectral positions in 2K mode and 177 spectral positions in 8K mode are occupied by continuous pilot signals. For example, ± 16 such sets (over ± 16 carrier spacing) are used for correlation in 2K mode, and ± 64 such sets (over ± 64 carrier spacing) are used for correlation in 8K mode. Is done. The correlation stage performed gives a correlation maximum, preferably a number of secondary maxima of lower amplitude in the immediate vicinity. The frequency offset of the baseband signal can be determined from the maximum position. This result is used for coarse correction of the frequency, for example by a multiplier M located upstream of the FFT section, so that the frequency error for further stages is smaller than ± 1/2 carrier spacing. However, it is a precondition that the maximum position is known in advance with sufficient reliability and accuracy better than ± 1/2 carrier spacing. Maximum position l real, s In order to estimate more accurately, the following calculation:
[0012]
These calculations can be simplified by using two values in a sequence of l values: the maximum and the next smaller maximum. Possible positions are 1, s (First position) and l 2, s In which case the maximum is l 1, s Or l 2, s It occurs in either of Then the mathematical sign function disappears,
l real, s = L 1, s + W l2, s / (W l1, s + W l2, s )
It becomes.
[0013]
Multiple, preferably three (obtained sequentially over time) such results can be combined, filtered, or processed together to improve AFC. In order to keep the computational complexity within a legitimate order, the next frequency evaluation can be performed at a larger interval, for example a total of 3-6 evaluations per frame for synchronization monitoring.
[0014]
The intermediate or more accurate value of the error determined in this way has already been taken into account in the frequency correction described above. ± 1/2 carrier interval (-F S / 2 <Δf <F S The coarse frequency setting with better accuracy than / 2) is a prerequisite for the following approval of the AFC function by the so-called fine control method.
Once the coarse setting is performed, the accuracy achieved can be determined by examining the frequency once more. In this case, the result is -F S / 3 <Δf <F S Should be / 3. If this is not achieved, or the subsequent fine correction leads to a state where further signal processing (decoding) is not possible, the above processing (with a lower correlation result or, if possible, with a correlation result of equal magnitude Must be repeated using positions that are offset by one carrier interval.
[0015]
Certain evaluations are performed after coarse time synchronization and / or coarse AFC. Both values from the time correlation and both values from the correlation over frequency are (in each case) the determined value of the maximum (or median of time correlation) and other correlation parts not related to the maximum or central region. Used to form a ratio from the average of the results.
Maximum is duration T u Need not be in the middle of the region, but the result of the region-time correlation is, for example, the duration T u Used to extract the region. Regions with a duration of ± 1/2 protection interval duration must be separated in order to calculate an average value. The center of the central region can be calculated, for example, by determining a point of -6 dB and calculating the middle position. This advantageously reduces noise effects and multipath effects.
[0016]
The individual steps of ± 16 (for 2K mode) or the individual steps of ± 64 (for 8K mode) are used, for example, to evaluate the correlated partial results determined over frequency. Again, the main maximum can be located far from the center, and the secondary maximum can exist at a greater distance. The secondary line is also the area around the main maximum ± F S May be present around but are considered part of the main maximum and -F S / 2 <Δf <F S Grid F on the order of / 2 S Should occur as a result of an error in the signal position from For evaluation, it is therefore recommended that the main maximum value and the next next smaller value be combined.
[0017]
Average value C av Is calculated, for example, as the mean square of all correlated partial results not related to the main maximum or central region,
[0018]
[Expression 1]
And the region l 1 +1 to l 2 -1 relates to the part to be removed. Complex partial result (W 1 ), The sum of the squares of the real and imaginary parts is also formed instead of forming the magnitude. For practical reasons, further simplifications are possible, e.g. by multiplying instead of dividing and calculating the square root, i.e. by rewriting the formula with a correspondingly changed minimum, Multiply by the divisor used in. If it is a good signal condition and the requirements on the quality of the statement are less stringent, it is sufficient to calculate only a simple average value. In addition, the correlation partial results are individually compared to the limit values obtained from the maximum value (or from the sum of the maximum value and the next next smaller value) and used to obtain a statement regarding the overall correlation result. It is possible. This is generally possible when it is possible to ensure a proper spacing between the maximum and other partial results, such as in the case of correlation over frequency.
[0020]
Next, whether the (first) ratio obtained from the time correlation exceeds the previously specified first minimum, and the (second) ratio obtained from the correlation performed over frequency A test is performed to determine whether or not exceeds a previously specified second minimum. A received signal is considered compliant if at least the first ratio exceeds a first minimum, or optionally both ratios exceed the minimum specified for them. A signal is considered non-compliant if at least one condition is not met.
[0021]
Depending on the result, the received signal may be “scheme compliant” and / or “present” or “scheme” during the search, i.e. while trying to receive a particular signal or while reception is taking place. Designated as “not compliant” and / or “does not exist”.
The tests performed provide a high level of confidence in the results and are very unlikely to give erroneous results. This means that the next stage can be performed selectively. If the result is negative (ie non-compliant), there is no longer a need to start decoding the signal, for example to check again for compliance. This saves a lot of time in the signal search process and thus makes it possible to prevent unnecessary waiting times of the receiver user.
[0022]
Thus, depending on the current specified state, during the search process or in the case of received samples, further decoding of the signal is started, the search process is continued, or for received samples Information that does not exist is output.
Fine AFC can now be performed if it is intended to continue the tuning process based on the above results. Thus, for example, the phase changes during each case where two subsequent signals in a continuous pilot signal are individually determined in succession, the results are averaged, and the final result thus determined Is used to calculate the frequency error, which is used to perform frequency correction of the signal prior to FFT. The final result, ie the frequency error determined continuously for each symbol, can also be advantageously combined and filtered over a number of symbols.
[0023]
Next, frame synchronization, fine time synchronization and sampling clock adjustment are executed. This is done, for example, by a time estimate (pulse response) of the corresponding modification of the “scatter pilot” and the sampling clock reference oscillator, and values that are consecutive with respect to time are (re-) conveniently combined and filtered.
Even during normal reception, coarse time checking and frequency synchronization are conveniently performed at certain intervals (as described above). This allows for rapid detection of signal failure, poor reception conditions or loss of synchronization in the receiver. The condition for this is that Δt and Δf exceed limit values or the calculated ratio is less than the minimum value. The expression Δt in this case means an error between the center of the pulse response and the nominal position. Any necessary measures can be initiated quickly. In certain circumstances this can result in a significant loss of time when trying to obtain identification of such a condition from the decoder processing (eg, from a sudden rise in error rate).
[0024]
In the case of synchronous or continuous monitoring of signals or reception when the specified state changes to "non-system-compliant", in the case of certain conditions, for example failure of a large number of symbols, "freezing" or audio channel of the last acceptable image Monitoring or warning signals are emitted to other parts of the receiver so that appropriate measures such as mute can be initiated.
Additional status messages, such as continuously set error flags in the Viterbi decoder, can also be advantageously evaluated for identification and / or designation of signal states during continuous operation.
[0025]
One advantage of the present invention is that the reliability of signal identification is significantly improved, and identification is performed at the earliest possible point in signal decoding at the receiving end, and therefore at the earliest possible time, thereby reproducing It is not necessary to start interruption in On the other hand, absolutely essential interruptions occur quickly. This, together with large or abrupt interference noise in the speech, allows unacceptable perturbations such as failure or erroneous decoding of many pixel blocks or all pixel blocks in a frame to be greatly prevented. .
[0026]
In principle, the method according to the invention has a guard interval and a desired symbol length T in order to receive a multicarrier digital signal arranged in a temporal spectral frame. u Can be transmitted in various types of modes, including data symbols and reference information with
The following steps to tune to reception or to check the conformity of the received signal:
The digital signal has various values of T corresponding to the possible modes. u The current mode is determined from the maximum position and magnitude of the correlation value, and the current protection interval is determined from the interval between the maximum correlation values. , T coming from now u A sampling window having a length corresponding to, and then coarse time synchronization set for the conversion means and subsequent signal evaluation;
An information item for the current symbol (corresponding to the layout of the reference information item) is obtained from the output signal of the conversion means and correlated with the data layout defined in the coarse AFC means, the nature of this correlation being the current mode Coarse AFC correction using a multiplier means located upstream of the conversion means and using a coarse AFC means located downstream of the conversion means, selected according to
With a qualitative evaluation of the results of the coarse time synchronization and the correlation results associated with the coarse AFC correlation to determine the conformance of the digital signal and the quality of reception.
[0027]
An advantageous development of the method according to the invention is based on the relevant dependent claims.
In principle, the protection interval and the desired symbol length T are arranged in a temporal spectral frame according to the invention. u A receiver for a multi-carrier digital signal that contains data symbols and reference information having the following and can be transmitted in various types of modes:
Multiplier means and conversion means for digital signals;
In order to check the tuning during reception or the conformance of the received signal, the digital signal can have various values of T corresponding to the possible modes. u The current mode is determined from the maximum position and magnitude of the correlation value, and the current protection interval is determined from the interval between the maximum correlation values. , T coming from now u A sampling window having a length corresponding to the following: a conversion means and a coarse time synchronization means set for subsequent signal evaluation;
Coarse AFC correction is performed using information items relating to the current symbol (corresponding to the layout of the reference information items), the information items being extracted from the output signal of the conversion means and defined in the coarse AFC means A coarse AFC correction means for the multiplier means located upstream of the conversion means, correlated with the data layout, the nature of this correlation being selected according to the current mode;
An evaluation means for qualitative evaluation is provided for determining the result of the coarse time synchronization means and the coarse AFC means and determining the conformity of the digital signal and the quality of reception.
[0028]
An advantageous development of the receiver according to the invention is based on the relevant dependent claims.
[0029]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Exemplary embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the receiver according to FIG. 1, coarse synchronization is first performed on the digital input signal INP in the coarse time synchronization means CTS. In this example, the time signal is, for example, 2-5 times per data frame, the duration T of one desired symbol. u Is correlated with the shifted time signal by Over this correlation, different lengths T depend on the respective mode. u Samples are used, and the resulting filtered or averaged correlation result maximum then infers the current mode MO (eg, 2K or 8K mode), eg, by comparing the maximum with a stored threshold. Is used in the mode detector means MDET. MDET emits corresponding mode information MO.
[0030]
If a usable correlation result maximum is not obtained, the correlation phase in CTS can be repeated. The interval between the correlation maxima determines the protection interval used in view of the mode, and subsequently the duration T by means of the start signal ST supplied to the fine time synchronization means FTS, for example. u For example, a symbol sequence (T u Used by CTS to place a sampling window for once-off setting of the counter synchronized with + Δ). The position of the sampling window FFTWIN and the position of the sampling clock are modified in the FTS by the basic oscillator VCX0 used for this purpose.
[0031]
An input signal INP consisting of an I element and a Q element is a frequency generated from the oscillator NCO in the multiplier M. Correction The signal FCORR times is multiplied. The output signal from the multiplier M selected by FFTWIN is transformed into the frequency domain in the fast Fourier transform means FFT, and finally forms an output signal OU consisting of I and Q elements.
If the mode is correctly identified and the sampling window is arranged substantially accurately, the coarse AFC means CAFC can perform coarse AFC. For this purpose, the intended continuous pilot signal CPIL of the current symbol in the data frame is extracted from the output signal from the FFT and is accurately defined in the defined layout (position 45 in 2K mode, position 177 in 8K mode). Are correlated in CAFC over ± 16 deviations in 2K mode and over ± 64 deviations in 8K mode. The type of correlation is selected depending on the MO.
[0032]
To improve the coarse AFC, a plurality of such results can be combined or processed over a certain number of symbols, for example 3 to 10, for example by averaging, majority voting or low pass filtering. The magnitude obtained in a corresponding way from the maximum or a plurality of such maximums of the correlation process is the coarse frequency error Δf = p ′ * F S And used as a control signal for the oscillator NCO. The next evaluation can be performed after an interval, for example 3-6 times per frame. Δf is a predetermined value D max Less than (eg D max = F S / 3), the corresponding NCO tuning is left as it is, and switching to fine AFC is performed in the fine AFC means FAFC which is also supplied with the intended continuous pilot signal CPIL of the current symbol. Output signals from the CAFC and FAFC are combined in the coupler A and supplied to the NCO as a common control signal.
[0033]
The correlation results from CTS and CAFC are qualitatively evaluated in the evaluation circuit QREV. QREV similarly receives mode information MO for this purpose. The output signal RC from QREV then controls the corresponding part of the receiver.
After placement of the sampling window and / or Δf <D max After achieving the above, the above conditions are checked at specific time intervals for synchronization monitoring. For example, if the result is negative, it is resumed 2 to 10 times using coarse time synchronization in the CTS.
[0034]
Depending on the previous tuning result, the received signal is designated in the receiver as “scheme compliant” and / or “present” or “scheme compliant” and / or “not present”. Depending on the current specified state, over the search process or in the case of received samples, further decoding of the signal is started, the search process is continued, or for the received samples "Not present" information is output.
[0035]
If it is intended to continue the tuning process, fine AFC can now be performed. Therefore, the phase change in the continuous pilot signal CPIL is determined for each symbol and averaged over all pilot signals CPIL (45 in the 2K mode and 177 in the 8K mode). These average values can be low-pass filtered and are proportional to Δf, so that they can be fed to the oscillator NCO as well, for example, with a slope reduced by coupling in coupler A.
[0036]
Next, frame synchronization and fine time synchronization or sampling clock adjustment can be performed, respectively. This is done by evaluating the TPS pilot cell TPSPIL which is taken from the output signal of the FFT and decoded in the TSP decoder TPSDEC. The output signal from the TSP decoder TPSDEC is likewise supplied to the fine time synchronization means FTS, as well as the correction of the position of the sampling window FFTWIN, resulting in a corresponding correction of the basic oscillator VCXO to obtain the sampling clock CL. The start of frame (FTS output signal FTSO) and the position of the “scattered pilot” are determined by correlation using the synchronization sequence of the TPS pilot cells. The sampling clock CL is supplied to all of the circuit parts shown in FIG.
A “scatter pilot” can be interpolated with respect to time in the FTS so that every third carrier is considered to be a “scatter pilot”. The pulse response is determined based on the “scattered pilot” interpolated over time by dividing by the nominal value of the identified “scattered pilot” and inverse FFT. The discrepancy between the center of the pulse response and the nominal position required for optimal reception is then determined. This process is preferably repeated 3 to 7 times per frame. The result is advantageously filtered block by block and then subjected to further processing. The sampling clock reference oscillator VCX0 in the FTS is then corrected from the discrepancy magnitude and direction thus determined. This modification can also be performed by an oscillator NCO and a multiplier M. The NCO may include a digital PLL.
[0037]
The invention can be used in receivers for comparable digital signals such as DBV receivers or DAB receivers. The numerical values shown are then changed appropriately, and the individual synchronization or check phase is matched to the reference or synchronization data currently transmitted in the frame. In the case of a DAB receiver, the method described in European patent application 0 786 889 (based on the CAZAC symbol) can be used instead of the coarse AFC correlation method shown here (based on the continuous pilot signal). The qualitative assessment of the correlation results achieved is essentially the same. The evaluation according to the invention is particularly advantageous in combined receivers (DAB and DVB-T, or digital and analog).
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a receiver according to the present invention.
[Explanation of symbols]
A coupler
CAFC Coarse AFC means
CTS Coarse time synchronization means
FAFC Fine AFC means
FFT fast Fourier transform means
FTS fine time synchronization means
M multiplier
MDET mode detector means
NCO oscillator
QREV evaluation circuit
TPSDEC TPS decoder
Claims (12)
前記多重搬送波ディジタル信号が、前記所望の記号長Ｔｕによって時間に関して偏移された前記多重搬送波ディジタル信号と時間領域中で相関される粗時間同期を行なう段階と、
前記多重搬送波ディジタル信号が供給される第１の入力への乗算器手段と、前記乗算器手段の出力の下流に配置され、前記乗算器手段の出力信号から得られるサンプル窓を変換する時間−周波数フーリエ変換手段と、前記時間−周波数フーリエ変換手段から出力信号を受信する粗ＡＦＣ手段と、前記粗ＡＦＣ手段からの制御出力信号によって制御され、前記乗算器手段の第２の入力に周波数修正信号を供給する発振器とを用いて、粗ＡＦＣと称される粗自動周波数制御修正を行なう段階とを有し、
前記データ記号のうちの現在のものについて、前記多重搬送波ディジタル信号中の基準情報項目の想定される所定の配置スキームに対応する想定された複素値は、前記時間−周波数フーリエ変換手段の出力信号から得られ、対応する指定された参照情報項目位置スキーム中の指定された値で前記粗ＡＦＣ手段中で周波数に亘って相関され、
周波数に亘る関連する相関結果から得られる最大値は、対応するベースバンド信号の周波数オフセットを決定すること、及び、粗周波数修正を行なうために前記発振器へ対応する制御信号を与えることに用いられ、
前記時間−周波数フーリエ変換手段、前記粗ＡＦＣ手段及び前記発振器は、前記異なる種類のモードのうちの所与のものに基づいて動作し、
当該方法は、更に、
前記多重搬送波ディジタル信号の方式準拠性及び／又は存在を判定するべく、前記粗時間同期及び前記粗ＡＦＣ修正に関連付けられる最大相関値及び残る相関値を評価する段階と、
前記粗時間同期において、可能な種類のモードに対応するＴ ｕ の異なる値によって時間に関して前記多重搬送波ディジタル信号を変移する段階であって、現在のモードは時間相関値の最大の位置及び大きさから決定され、現在の保護間隔は時間相関値の最大の間の間隔から決定され、前記時間−周波数フーリエ変換手段に対してＴｕに対応する長さを有するサンプル窓が決定される段階と、
最大時間相関値の、前記最大値に関連付けられない他の時間相関部分結果の平均値に対する第１の比率が、所定の第１の最小値を超過するか、及び、周波数に亘って行われる相関の最大値の、前記最大値に関連付けられない周波数に亘る他の相関部分結果の平均値に対する第２の比率が、所定の第２の最小値を超過するかを判定する検査を行なう段階であって、前記第１の比率が前記第１の最小値を超えるか、両方の比率が前記第１及び第２の最小値を夫々超える場合は、受信された多重搬送波ディジタル信号は方式準拠性がある又は存在すると決定され、そうでない場合は、受信された多重搬送波ディジタル信号は方式準拠性がない又は存在しないと決定される段階と、
記憶された閾値を上回る相関結果最大が前記粗時間同期から得られない場合に前記相関段階を繰り返す段階とを有する、方法。System compliance and reception of received multi-carrier digital signals which are arranged in temporal spectral frames and contain data symbols with guard interval and desired symbol length Tu and reference information and can be transmitted in different kinds of modes a method for evaluating the quality, the method comprising
Said multicarrier digital signal, and performing a coarse time synchronization is correlated in the desired said multicarrier digital signal is shifted in time by the symbol length Tu of the time domain,
Multiplier means to a first input to which the multi-carrier digital signal is supplied, and a time-frequency arranged downstream of the output of the multiplier means and converting a sample window obtained from the output signal of the multiplier means Controlled by a Fourier transform means, a coarse AFC means for receiving an output signal from the time-frequency Fourier transform means, and a control output signal from the coarse AFC means, and a frequency correction signal is applied to a second input of the multiplier means. Performing a coarse automatic frequency control correction, referred to as coarse AFC, using a supplied oscillator;
For the current one of the data symbols, an assumed complex value corresponding to an assumed predetermined arrangement scheme of reference information items in the multi-carrier digital signal is derived from the output signal of the time-frequency Fourier transform means. Obtained and correlated over frequency in the coarse AFC means with a specified value in a corresponding specified reference information item location scheme;
The maximum value obtained from the associated correlation results over frequency is used to determine the frequency offset of the corresponding baseband signal and to provide a corresponding control signal to the oscillator to perform coarse frequency correction,
The time-frequency Fourier transform means, the coarse AFC means and the oscillator operate based on a given one of the different types of modes;
The method further includes:
Evaluating a maximum correlation value and a remaining correlation value associated with the coarse time synchronization and the coarse AFC correction to determine scheme compliance and / or presence of the multi-carrier digital signal;
In the coarse time synchronization, translating the multi-carrier digital signal with respect to time by different values of Tu corresponding to possible types of modes , wherein the current mode is determined from the maximum position and magnitude of the time correlation value. is determined, the current guard interval is determined from the interval between the maximum time correlation value, the time - the steps of the sample window having a length corresponding to T u relative frequency Fourier transform means is determined,
The first ratio of the maximum time correlation value to the average value of the other time correlation partial results not associated with the maximum value exceeds a predetermined first minimum value and the correlation performed over frequency Performing a test to determine whether a second ratio of a maximum value of the second value to an average value of other correlated partial results over a frequency not associated with the maximum value exceeds a predetermined second minimum value. If the first ratio exceeds the first minimum value or both ratios exceed the first and second minimum values, the received multi-carrier digital signal is system compliant. Or is determined to be present; otherwise, the received multi-carrier digital signal is determined to be non-compliant or non-existent;
Repeating the correlation step if a correlation result maximum exceeding a stored threshold is not obtained from the coarse time synchronization.
前記多重搬送波ディジタル信号が、前記所望の記号長Ｔｕによって時間に関して偏移された前記多重搬送波ディジタル信号と時間領域中で相関される粗時間同期を行なう段階と、
前記多重搬送波ディジタル信号が供給される第１の入力への乗算器手段と、前記乗算器手段の出力の下流に配置され、前記乗算器手段の出力信号から得られるサンプル窓を変換する時間−周波数フーリエ変換手段と、前記時間−周波数フーリエ変換手段から出力信号を受信する粗ＡＦＣ手段と、前記粗ＡＦＣ手段からの制御出力信号によって制御され、前記乗算器手段の第２の入力に周波数修正信号を供給する発振器とを用いて、粗ＡＦＣと称される粗自動周波数制御修正を行なう段階とを有し、
前記データ記号のうちの現在のものについて、前記多重搬送波ディジタル信号中の基準情報項目の想定される所定の配置スキームに対応する想定された複素値は、前記時間−周波数フーリエ変換手段の出力信号から得られ、対応する指定された参照情報項目位置スキーム中の指定された値で前記粗ＡＦＣ手段中で周波数に亘って相関され、
周波数に亘る関連する相関結果から得られる最大値は、対応するベースバンド信号の周波数オフセットを決定すること、及び、粗周波数修正を行なうために前記発振器へ対応する制御信号を与えることに用いられ、
前記時間−周波数フーリエ変換手段、前記粗ＡＦＣ手段及び前記発振器は、前記様々な種類のモードのうちの所与のものに基づいて動作し、
当該方法は、更に、
前記多重搬送波ディジタル信号の方式準拠性及び／又は存在を判定するべく、前記粗時間同期及び前記粗ＡＦＣ修正に関連付けられる最大相関値及び残る相関値を評価する段階と、
前記粗時間同期において、可能な種類のモードに対応するＴ ｕ の異なる値によって時間に関して前記多重搬送波ディジタル信号を変移する段階であって、現在のモードは時間相関値の最大の位置及び大きさから決定され、現在の保護間隔は時間相関値の最大の間の間隔から決定され、前記時間−周波数フーリエ変換手段に対してＴｕに対応する長さを有するサンプル窓が決定される段階と、
最大時間相関値の、前記最大値に関連付けられない他の時間相関部分結果の平均値に対する第１の比率が、所定の第１の最小値を超過するか、及び、周波数に亘って行われる相関の最大値の、前記最大値に関連付けられない周波数に亘る他の相関部分結果の平均値に対する第２の比率が、所定の第２の最小値を超過するかを判定する検査を行なう段階であって、前記第１の比率が前記第１の最小値を超えるか、両方の比率が前記第１及び第２の最小値を夫々超える場合は、受信された多重搬送波ディジタル信号は方式準拠性がある又は存在すると決定され、そうでない場合は、受信された多重搬送波ディジタル信号は方式準拠性がない又は存在しないと決定される段階とを有し、
基準情報は連続パイロット信号、散乱パイロットセル及びＴＰＳパイロット・セルと称される伝送パラメータ・シグナリング・パイロットセルを含み、粗ＡＦＣ修正での前記相関では前記連続パイロット信号に対応する情報のみが用いられ、
微時間同期は前記最大相関値評価の後にフレーム及びサンプリングクロック同期手段によって実行され、前記微時間同期のために、時間−周波数フーリエ変換手段の出力信号から取り出されたＴＰＳパイロットセルの同期シーケンスは、フレーム位置と、フレーム中の同様に時間−周波数フーリエ変換手段の出力信号から取り出された散乱パイロットセルの位置とを決定するために使用され、
公称値と散乱パイロットセルを使用して維持されるパルス応答の中央との間の誤りは対応するサンプリングクロックを調整するのに使用される、方法。System conformity of received multi-carrier digital signals that are arranged in temporal spectral frames, contain data symbols with guard interval and desired symbol length Tu and reference information and can be transmitted in different types of modes and a method for evaluating the quality of reception, the method
Said multicarrier digital signal, and performing a coarse time synchronization is correlated in the desired said multicarrier digital signal is shifted in time by the symbol length Tu of the time domain,
Multiplier means to a first input to which the multi-carrier digital signal is supplied, and a time-frequency arranged downstream of the output of the multiplier means and converting a sample window obtained from the output signal of the multiplier means Controlled by a Fourier transform means, a coarse AFC means for receiving an output signal from the time-frequency Fourier transform means, and a control output signal from the coarse AFC means, and a frequency correction signal is applied to a second input of the multiplier means. Performing a coarse automatic frequency control correction, referred to as coarse AFC, using a supplied oscillator;
For the current one of the data symbols, an assumed complex value corresponding to an assumed predetermined arrangement scheme of reference information items in the multi-carrier digital signal is derived from the output signal of the time-frequency Fourier transform means. Obtained and correlated over frequency in the coarse AFC means with a specified value in a corresponding specified reference information item location scheme;
The maximum value obtained from the associated correlation results over frequency is used to determine the frequency offset of the corresponding baseband signal and to provide a corresponding control signal to the oscillator to perform coarse frequency correction,
The time-frequency Fourier transform means, the coarse AFC means and the oscillator operate based on a given one of the various types of modes;
The method further includes:
Evaluating a maximum correlation value and a remaining correlation value associated with the coarse time synchronization and the coarse AFC correction to determine scheme compliance and / or presence of the multi-carrier digital signal;
In the coarse time synchronization, translating the multi-carrier digital signal with respect to time by different values of Tu corresponding to possible types of modes , wherein the current mode is determined from the maximum position and magnitude of the time correlation value. is determined, the current guard interval is determined from the interval between the maximum time correlation value, the time - the steps of the sample window having a length corresponding to T u relative frequency Fourier transform means is determined,
The first ratio of the maximum time correlation value to the average value of the other time correlation partial results not associated with the maximum value exceeds a predetermined first minimum value and the correlation performed over frequency Performing a test to determine whether a second ratio of a maximum value of the second value to an average value of other correlated partial results over a frequency not associated with the maximum value exceeds a predetermined second minimum value. If the first ratio exceeds the first minimum value or both ratios exceed the first and second minimum values, the received multi-carrier digital signal is system compliant. Or is determined to be present, otherwise the received multi-carrier digital signal is determined to be non-compliant or non-existent,
Reference information continuous pilot signal includes a called transmission parameters signaling pilot cells and scattered pilot cells and TPS pilot cells, only the information corresponding to the continuous pilot signals in correlation with the coarse AFC correction is used,
Fine time synchronization is performed by the frame and sampling clock synchronization means after the maximum correlation value evaluation , and for the fine time synchronization, the synchronization sequence of the TPS pilot cells extracted from the output signal of the time-frequency Fourier transform means is: and the frame position, as well as time in the frame - is used to determine the position of the scattered pilot cells taken from the output signal of the frequency Fourier transformation means,
An error between the nominal value and the center of the pulse response maintained using the scatter pilot cell is used to adjust the corresponding sampling clock.
下流の受信機段において最後の許容可能な画像がフリーズされる及び／又は音声がミュートされる、請求項１乃至８のうちいずれか１項記載の方法。During reception, if it is determined that the received signal is no longer compliant,
9. A method according to any one of the preceding claims, wherein the last acceptable image is frozen and / or the sound is muted in a downstream receiver stage.
前記多重搬送波ディジタル信号を、前記所望の記号長Ｔｕによって時間に関して偏移された前記多重搬送波ディジタル信号と時間領域中で相関させる粗時間同期手段と、
前記多重搬送波ディジタル信号を受信するよう適合された第１の入力を有する乗算器手段と、
前記乗算器手段の出力の下流に配置され、前記乗算器手段の出力信号からのサンプル窓を変換するよう適合された時間−周波数フーリエ変換手段と、
前記時間−周波数フーリエ変換手段から出力信号を受信するよう適合された粗ＡＦＣ手段と、
前記粗ＡＦＣ手段からの制御出力信号によって制御され、前記乗算器手段の第２の入力に周波数修正信号を供給するよう適合された発振器とを含み、
前記データ記号のうちの現在のものについて、前記粗ＡＦＣ手段は、前記多重搬送波ディジタル信号中の基準情報項目の想定される所定の配置スキームに対応し、前記時間−周波数フーリエ変換手段の出力信号である想定された複素値を、対応する指定された参照情報項目位置スキーム中の指定された値で前記粗ＡＦＣ手段中で周波数に亘って相関させるよう適合され、
前記粗ＡＦＣ手段は、周波数に亘る関連する相関結果から得られる最大値から、対応するベースバンド信号の周波数オフセットを決定し、且つ、粗周波数修正を行なうために前記発振器へ対応する制御信号を与えるよう適合され、
前記時間−周波数フーリエ変換手段、前記粗ＡＦＣ手段及び前記発振器は、前記異なる種類のモードのうちの所与のものに基づいて動作するよう適合され、
当該受信機は、更に、
前記多重搬送波ディジタル信号の方式準拠性及び／又は存在を判定するために、前記粗時間同期及び前記粗ＡＦＣ修正に関連付けられる最大相関値及び残る相関値を評価する手段と、
前記多重搬送波ディジタル信号を可能な種類のモードに対応するＴｕの異なる値によって時間に関して変移させるよう適合される前記粗時間同期手段と、
前記粗時間同期手段の下流に配置され、時間相関値の最大の位置及び大きさから現在のモードを決定し、現在の保護間隔を時間相関値の最大の間の間隔から決定し、前記時間−周波数フーリエ変換手段について決定されたＴｕに対応する長さを有するサンプル窓を決定する、モード検出器とを有し、
前記最大相関値評価の手段は、最大時間相関値の、前記最大値に関連付けられない他の時間相関部分結果の平均値に対する第１の比率が、所定の第１の最小値を超過するか、及び、周波数に亘って行われる相関の最大値の、前記最大値に関連付けられない周波数に亘る他の相関部分結果の平均値に対する第２の比率が、所定の第２の最小値を超過するかを判定するよう適合され、
前記第１の比率が前記第１の最小値を超えるか、両方の比率が前記第１及び第２の最小値を夫々超える場合は、受信された多重搬送波ディジタル信号は方式準拠性がある又は存在すると決定され、そうでない場合は、受信された多重搬送波ディジタル信号は方式準拠性がない又は存在しないと決定され、
前記粗時間同期手段は、記憶された閾値を上回る相関結果最大が前記粗時間同期から得られなければ相関段階を繰り返すよう適合される、受信機。System compliance and reception of received multi-carrier digital signals which are arranged in temporal spectral frames and contain data symbols with guard interval and desired symbol length Tu and reference information and can be transmitted in different kinds of modes a receiver for evaluating the quality, the receiver,
Coarse time synchronization means for correlating the multicarrier digital signal in time domain with the multicarrier digital signal shifted in time by the desired symbol length Tu ;
Multiplier means having a first input adapted to receive the multi-carrier digital signal;
Time-frequency Fourier transform means arranged downstream of the output of the multiplier means and adapted to transform a sample window from the output signal of the multiplier means;
Coarse AFC means adapted to receive an output signal from said time-frequency Fourier transform means;
An oscillator controlled by a control output signal from the coarse AFC means and adapted to provide a frequency correction signal to a second input of the multiplier means;
For the current one of the data symbols, the coarse AFC means corresponds to an assumed predetermined arrangement scheme of reference information items in the multi-carrier digital signal, and is the output signal of the time-frequency Fourier transform means. Adapted to correlate an assumed complex value over frequency in the coarse AFC means with a specified value in a corresponding specified reference information item location scheme;
The coarse AFC means determines the frequency offset of the corresponding baseband signal from the maximum value obtained from the associated correlation results over frequency , and provides a corresponding control signal to the oscillator for coarse frequency correction Adapted so that
The time-frequency Fourier transform means, the coarse AFC means and the oscillator are adapted to operate based on a given one of the different types of modes;
The receiver further includes
Means for evaluating a maximum correlation value and a remaining correlation value associated with the coarse time synchronization and the coarse AFC correction to determine scheme compliance and / or presence of the multi-carrier digital signal;
Said coarse time synchronization means are adapted to shift in time by different values of T u corresponding to the mode type capable of said multicarrier digital signal,
Arranged downstream of the coarse time synchronization means, determining the current mode from the maximum position and magnitude of the time correlation value, determining the current protection interval from the interval between the maximum of the time correlation values; A mode detector for determining a sample window having a length corresponding to Tu determined for the frequency Fourier transform means;
The means for evaluating the maximum correlation value is such that a first ratio of a maximum time correlation value to an average value of other time correlation partial results not associated with the maximum value exceeds a predetermined first minimum value; And whether the second ratio of the maximum value of the correlation performed over the frequency to the average value of the other correlation part results over the frequency not associated with the maximum value exceeds a predetermined second minimum value. It is adapted to determine,
Whether the first ratio exceeds the first minimum value, if both ratio exceeds respectively the first and second minimum value, a multi-carrier digital signal received there is a system compliance or presence Otherwise, the received multi-carrier digital signal is determined to be non-compliant or non-existent,
The receiver, wherein the coarse time synchronization means is adapted to repeat the correlation step if no correlation result maximum above a stored threshold is obtained from the coarse time synchronization.
前記多重搬送波ディジタル信号を、前記所望の記号長Ｔｕによって時間に関して偏移された前記多重搬送波ディジタル信号と時間領域中で相関させる粗時間同期手段と、
前記多重搬送波ディジタル信号を受信するよう適合された第１の入力を有する乗算器手段と、
前記乗算器手段の出力の下流に配置され、前記乗算器手段の出力信号からのサンプル窓を変換するよう適合された時間−周波数フーリエ変換手段と、
前記時間−周波数フーリエ変換手段から出力信号を受信するよう適合された粗ＡＦＣ手段と、
前記粗ＡＦＣ手段からの制御出力信号によって制御され、前記乗算器手段の第２の入力に周波数修正信号を供給するよう適合された発振器とを含み、
前記データ記号のうちの現在のものについて、前記粗ＡＦＣ手段は、前記多重搬送波ディジタル信号中の基準情報項目の想定される所定の配置スキームに対応し、前記時間−周波数フーリエ変換手段の出力信号である想定された複素値を、対応する指定された参照情報項目位置スキーム中の指定された値で前記粗ＡＦＣ手段中で周波数に亘って相関させるよう適合され、
前記粗ＡＦＣ手段は、周波数に亘る関連する相関結果から得られる最大値から、対応するベースバンド信号の周波数オフセットを決定し、且つ、粗周波数修正を行なうために前記発振器へ対応する制御信号を与えるよう適合され、
前記時間−周波数フーリエ変換手段、前記粗ＡＦＣ手段及び前記発振器は、前記異なる種類のモードのうちの所与のものに基づいて動作するよう適合され、
当該受信機は、更に、
前記多重搬送波ディジタル信号の方式準拠性及び／又は存在を判定するために、前記粗時間同期及び前記粗ＡＦＣ修正に関連付けられる最大相関値及び残る相関値を評価する手段と、
前記多重搬送波ディジタル信号を可能な種類のモードに対応するＴｕの異なる値によって時間に関して変移させるよう適合される前記粗時間同期手段と、
前記粗時間同期手段の下流に配置され、時間相関値の最大の位置及び大きさから現在のモードを決定し、現在の保護間隔を時間相関値の最大の間の間隔から決定し、前記時間−周波数フーリエ変換手段について決定されたＴｕに対応する長さを有するサンプル窓を決定する、モード検出器とを有し、
前記最大相関値評価の手段は、最大時間相関値の、前記最大値に関連付けられない他の時間相関部分結果の平均値に対する第１の比率が、所定の第１の最小値を超過するか、及び、周波数に亘って行われる相関の最大値の、前記最大値に関連付けられない周波数に亘る他の相関部分結果の平均値に対する第２の比率が、所定の第２の最小値を超過するかを判定するよう適合され、
前記第１の比率が前記第１の最小値を超えるか、両方の比率が前記第１及び第２の最小値を夫々超える場合は、受信された多重搬送波ディジタル信号は方式準拠性がある又は存在すると決定され、そうでない場合は、受信された多重搬送波ディジタル信号は方式準拠性がない又は存在しないと決定され、
前記粗ＡＦＣ手段は、前記相関において、散乱パイロットセル及びＴＰＳパイロットセルと称される伝送パラメータ・シグナリング・パイロットセルと共に前記基準情報内に含まれる連続パイロット信号に対応する情報のみを用いるよう適合され、
フレーム位置及びフレーム中の同様に前記時間−周波数フーリエ変換手段の出力信号から前記微時間同期手段へ供給される散乱パイロットセルの位置を決定するために時間−周波数フーリエ変換手段の出力信号から取り出されたＴＰＳパイロットセルの同期シーケンスを評価することにより、微時間同期を実行するよう適合されたＴＰＳデコーダ及び微時間同期手段を有し、
前記微時間同期手段は、公称値と、対応するサンプリングクロックを調整するべく前記散乱パイロットセルを用いて得られるパルス応答の中心との間の誤差を評価するよう適合される、受信機。System conformity and reception of received multi-carrier digital signals that are arranged in temporal spectral frames, contain data symbols with guard interval and desired symbol length Tu and reference information and can be transmitted in different types of modes a receiver for evaluating the quality, the receiver,
Coarse time synchronization means for correlating the multicarrier digital signal in time domain with the multicarrier digital signal shifted in time by the desired symbol length Tu ;
Multiplier means having a first input adapted to receive the multi-carrier digital signal;
Time-frequency Fourier transform means arranged downstream of the output of the multiplier means and adapted to transform a sample window from the output signal of the multiplier means;
Coarse AFC means adapted to receive an output signal from said time-frequency Fourier transform means;
An oscillator controlled by a control output signal from the coarse AFC means and adapted to provide a frequency correction signal to a second input of the multiplier means;
For the current one of the data symbols, the coarse AFC means corresponds to an assumed predetermined arrangement scheme of reference information items in the multi-carrier digital signal, and is the output signal of the time-frequency Fourier transform means. Adapted to correlate an assumed complex value over frequency in the coarse AFC means with a specified value in a corresponding specified reference information item location scheme;
The coarse AFC means determines the frequency offset of the corresponding baseband signal from the maximum value obtained from the associated correlation results over frequency , and provides a corresponding control signal to the oscillator for coarse frequency correction Adapted so that
The time-frequency Fourier transform means, the coarse AFC means and the oscillator are adapted to operate based on a given one of the different types of modes;
The receiver further includes
Means for evaluating a maximum correlation value and a remaining correlation value associated with the coarse time synchronization and the coarse AFC correction to determine scheme compliance and / or presence of the multi-carrier digital signal;
Said coarse time synchronization means are adapted to shift in time by different values of T u corresponding to the mode type capable of said multicarrier digital signal,
Arranged downstream of the coarse time synchronization means, determining the current mode from the maximum position and magnitude of the time correlation value, determining the current protection interval from the interval between the maximum of the time correlation values; A mode detector for determining a sample window having a length corresponding to Tu determined for the frequency Fourier transform means;
The means for evaluating the maximum correlation value is such that a first ratio of a maximum time correlation value to an average value of other time correlation partial results not associated with the maximum value exceeds a predetermined first minimum value; And whether the second ratio of the maximum value of the correlation performed over the frequency to the average value of the other correlation part results over the frequency not associated with the maximum value exceeds a predetermined second minimum value. It is adapted to determine,
Whether the first ratio exceeds the first minimum value, if both ratio exceeds respectively the first and second minimum value, a multi-carrier digital signal received there is a system compliance or presence Otherwise, the received multi-carrier digital signal is determined to be non-compliant or non-existent,
The coarse AFC means is adapted to use only information corresponding to continuous pilot signals included in the reference information together with transmission parameter signaling pilot cells, referred to as scattered pilot cells and TPS pilot cells, in the correlation;
Taken from the output signal of the time-frequency Fourier transform means to determine the position of the scattered pilot cells supplied to the fine time synchronization means from the output of the time-frequency Fourier transform means in the same way as well as in the frame. by evaluating the synchronization sequence TPS pilot cells was has a TPS decoder and fine time synchronization means adapted to perform fine time synchronization,
The receiver is adapted to evaluate an error between a nominal value and a center of a pulse response obtained using the scattering pilot cell to adjust a corresponding sampling clock.
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11502762B2 (en) * | 2018-02-28 | 2022-11-15 | Lg Electronics Inc. | Signal processing device and image display apparatus including the same |
Families Citing this family (57)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2154853B1 (en) | 1998-01-06 | 2011-11-16 | Mosaid Technologies Incorporated | Multicarrier modulation system, with variable symbol rate |
| GB2340000B (en) * | 1998-07-02 | 2003-06-18 | Lsi Logic Corp | Storing digital video braodcast signals |
| FR2790344B1 (en) * | 1999-02-26 | 2001-05-18 | St Microelectronics Sa | COFDM DEMODULATOR WITH FFT ANALYSIS WINDOW MOVEMENT COMPENSATION |
| CN1187920C (en) * | 1999-03-10 | 2005-02-02 | 索尼公司 | Digital broadcast receiver |
| US7952511B1 (en) | 1999-04-07 | 2011-05-31 | Geer James L | Method and apparatus for the detection of objects using electromagnetic wave attenuation patterns |
| US6871180B1 (en) * | 1999-05-25 | 2005-03-22 | Arbitron Inc. | Decoding of information in audio signals |
| US6463107B1 (en) | 1999-07-01 | 2002-10-08 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Methods and apparatuses for synchronization and modulation type detection |
| EP1119122A3 (en) * | 2000-01-20 | 2005-01-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Digital broadcast transmission method, broadcast transmitter for transmitting digital broadcast signals and broadcast receiver for receiving said digital broadcast signals |
| DE10005287A1 (en) * | 2000-02-07 | 2001-08-09 | Rohde & Schwarz | Method for determining the residual carrier power in a multi-carrier signal QAM-modulated in 8K mode according to the DVB-T standard |
| FR2835136A1 (en) * | 2002-01-22 | 2003-07-25 | St Microelectronics Sa | COFDM DEMODULATOR WITH OPTIMAL FFT ANALYSIS WINDOW POSITIONING |
| US8194770B2 (en) | 2002-08-27 | 2012-06-05 | Qualcomm Incorporated | Coded MIMO systems with selective channel inversion applied per eigenmode |
| CN101166072B (en) * | 2002-10-25 | 2014-11-12 | 高通股份有限公司 | Mimo wlan systems |
| US20040081131A1 (en) | 2002-10-25 | 2004-04-29 | Walton Jay Rod | OFDM communication system with multiple OFDM symbol sizes |
| US8570988B2 (en) | 2002-10-25 | 2013-10-29 | Qualcomm Incorporated | Channel calibration for a time division duplexed communication system |
| US8170513B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-05-01 | Qualcomm Incorporated | Data detection and demodulation for wireless communication systems |
| US8134976B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-03-13 | Qualcomm Incorporated | Channel calibration for a time division duplexed communication system |
| US7002900B2 (en) | 2002-10-25 | 2006-02-21 | Qualcomm Incorporated | Transmit diversity processing for a multi-antenna communication system |
| US8169944B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-05-01 | Qualcomm Incorporated | Random access for wireless multiple-access communication systems |
| CN102014100B (en) * | 2002-10-25 | 2013-03-06 | 高通股份有限公司 | Data detection and demodulation for wireless communication systems |
| US8208364B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-06-26 | Qualcomm Incorporated | MIMO system with multiple spatial multiplexing modes |
| US7324429B2 (en) | 2002-10-25 | 2008-01-29 | Qualcomm, Incorporated | Multi-mode terminal in a wireless MIMO system |
| US8320301B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-11-27 | Qualcomm Incorporated | MIMO WLAN system |
| US8218609B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-07-10 | Qualcomm Incorporated | Closed-loop rate control for a multi-channel communication system |
| US7986742B2 (en) | 2002-10-25 | 2011-07-26 | Qualcomm Incorporated | Pilots for MIMO communication system |
| US7319659B2 (en) * | 2003-04-24 | 2008-01-15 | Silicon Integrated System Corp. | OFDM receiver, mode detector therefor, and method for processing OFDM signals |
| US20040223449A1 (en) * | 2003-05-08 | 2004-11-11 | Yih-Ming Tsuie | Mode detection for OFDM signals |
| KR100555722B1 (en) * | 2003-05-20 | 2006-03-03 | 삼성전자주식회사 | Integer frequency offset estimator of multi carrier receiver and a method integer frequency offset estimating thereof |
| JP4359176B2 (en) | 2003-07-30 | 2009-11-04 | パナソニック株式会社 | Frame synchronization detection circuit, frame synchronization detection method, control information detection circuit, control information decoding method, and receiving apparatus |
| US9473269B2 (en) | 2003-12-01 | 2016-10-18 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for providing an efficient control channel structure in a wireless communication system |
| US7450669B2 (en) * | 2003-12-08 | 2008-11-11 | Panasonic Corporation | Demodulation apparatus and method, and integrated circuit of demodulation apparatus |
| US7336732B1 (en) * | 2004-07-28 | 2008-02-26 | L-3 Communications Titan Corporation | Carrier frequency detection for signal acquisition |
| US7466749B2 (en) | 2005-05-12 | 2008-12-16 | Qualcomm Incorporated | Rate selection with margin sharing |
| US8358714B2 (en) | 2005-06-16 | 2013-01-22 | Qualcomm Incorporated | Coding and modulation for multiple data streams in a communication system |
| CN100452862C (en) * | 2006-04-24 | 2009-01-14 | 上海交通大学 | Transmission mode judging method suitable to digital TV ground broadcasting transmission |
| US20080107011A1 (en) * | 2006-11-02 | 2008-05-08 | Mediatek Inc. | System, Apparatus, and Method for Processing a Received Orthogonal Frequency Division Multiplexing Signal |
| US7684313B2 (en) * | 2007-03-30 | 2010-03-23 | Zoran Corporation | System and method for FFT window timing synchronization for an orthogonal frequency-division multiplexed data stream |
| US7903750B2 (en) * | 2007-09-11 | 2011-03-08 | Zoran Corporation | System and method for determining transmission parameters in an orthogonal frequency-division multiplexed data stream |
| US8280901B2 (en) * | 2008-01-03 | 2012-10-02 | Masterfile Corporation | Method and system for displaying search results |
| US8081690B2 (en) * | 2008-01-11 | 2011-12-20 | Qualcomm Incorporated | OFDM channel estimation |
| US20090316053A1 (en) * | 2008-06-18 | 2009-12-24 | Advanced Micro Devices, Inc. | Mobile digital television demodulation circuit and method |
| ES2458547T3 (en) * | 2009-05-14 | 2014-05-06 | Koninklijke Philips N.V. | Robust detection of DVB-T / H transmissions in the presence of frequency shifts |
| WO2010131138A1 (en) * | 2009-05-14 | 2010-11-18 | Koninklijke Philips Electronics, N.V. | Robust sensing of dvb-t/h transmissions |
| CN101895312B (en) * | 2010-06-17 | 2013-09-04 | 华亚微电子（上海）有限公司 | Pseudo random code sequence phase capturing method and capturing device |
| US9111580B2 (en) * | 2011-09-23 | 2015-08-18 | Harman International Industries, Incorporated | Time alignment of recorded audio signals |
| EP2587797A1 (en) * | 2011-10-24 | 2013-05-01 | Mediatek Inc. | Channel scan apparatus and channel scan method for co-scanning different television signals in selected radio frequency channel |
| US20140270024A1 (en) * | 2013-03-14 | 2014-09-18 | Nokia Corporation | Apparatus and method for detection of time tracking failure |
| US9277519B1 (en) * | 2015-03-13 | 2016-03-01 | Intel IP Corporation | Method for performing mobile communications and mobile terminal device |
| US9819456B1 (en) * | 2016-10-17 | 2017-11-14 | Seagate Technology Llc | Preamble detection and frequency offset determination |
| US10164760B1 (en) | 2016-10-18 | 2018-12-25 | Seagate Technology Llc | Timing excursion recovery |
| US10152457B1 (en) | 2016-10-25 | 2018-12-11 | Seagate Technology Llc | Target parameter adaptation |
| US10277718B1 (en) | 2016-11-22 | 2019-04-30 | Seagate Technology Llc | Preamble defect detection and mitigation |
| US10084553B1 (en) | 2016-12-22 | 2018-09-25 | Seagate Technology Llc | Iterative recovery from baseline or timing disturbances |
| US9979573B1 (en) | 2016-12-23 | 2018-05-22 | Seagate Technology Llc | Position error signal burst demodulation |
| US9954537B1 (en) | 2016-12-23 | 2018-04-24 | Seagate Technology Llc | Wide frequency range clock generation with phase interpolation |
| US9998136B1 (en) | 2017-02-17 | 2018-06-12 | Seagate Technology Llc | Loop consistency using multiple channel estimates |
| US10382166B1 (en) | 2017-02-22 | 2019-08-13 | Seagate Technology Llc | Constrained receiver parameter optimization |
| US9928854B1 (en) | 2017-05-03 | 2018-03-27 | Seagate Technology Llc | MISO equalization with ADC averaging |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SG44771A1 (en) * | 1991-02-28 | 1997-12-19 | Philips Electronics Nv | System for broadcasting and receiving digital data receiver and transmitter for use in such system |
| US5363408A (en) * | 1992-03-24 | 1994-11-08 | General Instrument Corporation | Mode selective quadrature amplitude modulation communication system |
| JP3074103B2 (en) * | 1993-11-16 | 2000-08-07 | 株式会社東芝 | OFDM synchronous demodulation circuit |
| DE4403408C1 (en) * | 1994-02-04 | 1995-02-23 | Grundig Emv | Method for identifying a transmission mode |
| JP2731722B2 (en) * | 1994-05-26 | 1998-03-25 | 日本電気株式会社 | Clock frequency automatic control system and transmitter and receiver used therefor |
| US5627863A (en) * | 1994-07-15 | 1997-05-06 | Amati Communications Corporation | Frame synchronization in multicarrier transmission systems |
| DE69632812T2 (en) * | 1995-08-16 | 2005-06-30 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | TRANSMISSION SYSTEM WITH IMPROVED SYMBOL PROCESSING |
| FR2743967B1 (en) * | 1996-01-18 | 1998-03-27 | France Telecom | METHOD AND DEVICE FOR TIME SYNCHRONIZATION OF A RECEIVER OF A MULTI-CARRIER SIGNAL |
| EP0786889B1 (en) * | 1996-02-02 | 2002-04-17 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Method for the reception of multicarrier signals and related apparatus |
| US6137847A (en) * | 1997-05-02 | 2000-10-24 | Lsi Logic Corporation | Demodulating digital video broadcast signals |
| US6058101A (en) * | 1997-06-11 | 2000-05-02 | Industrial Technology Research Institute | Synchronization method and system for a digital receiver |
| US6134284A (en) * | 1998-04-20 | 2000-10-17 | International Business Machines Corporation | Circuit and method for receiving system clock signals |
-
1997
- 1997-07-28 EP EP97112929A patent/EP0895387A1/en not_active Withdrawn
-
1998
- 1998-07-02 US US09/110,085 patent/US6330293B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-07-08 CN CN98115461A patent/CN1133280C/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-07-15 DE DE69826387T patent/DE69826387T2/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-07-17 JP JP20376698A patent/JP4143174B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US11502762B2 (en) * | 2018-02-28 | 2022-11-15 | Lg Electronics Inc. | Signal processing device and image display apparatus including the same |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| DE69826387T2 (en) | 2005-03-24 |
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| US6330293B1 (en) | 2001-12-11 |
| CN1206966A (en) | 1999-02-03 |
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