JP4114474B2

JP4114474B2 - Inductive load driving device and abnormality detection method thereof

Info

Publication number: JP4114474B2
Application number: JP2002366933A
Authority: JP
Inventors: 真秀梶川; 真一前田; 栄次加藤
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2002-12-18
Filing date: 2002-12-18
Publication date: 2008-07-09
Anticipated expiration: 2022-12-18
Also published as: JP2004201410A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電磁ソレノイド等の誘導性負荷への通電をデューティ制御する誘導性負荷駆動装置、及びその通電経路の異常を検出する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、例えばリニアソレノイド等の誘導性負荷の駆動装置として、誘導性負荷に実際に流れる電流を検出し、その検出された実電流が、マイクロコンピュータから出力された制御信号（デューティ比が制御された信号）に対応した値（目標電流値）と同じになるように、誘導性負荷への通電電流をフィードバック制御するものが知られている。
【０００３】
この種の誘導性負荷駆動装置としては、例えば図６に示すような、車両に搭載されたディーゼルエンジンのコモンレール式燃料噴射システムにおいて、コモンレール６４内の燃料圧力を制御するために用いられるリニアソレノイドを駆動する駆動装置６０がある。図６のコモンレール式燃料噴射システムでは、燃料タンク６１からコモンレール６４に至る燃料供給経路６３に、主としてポンプ６６及び圧力制御弁（ＰＣＶ）６７からなるサプライポンプ６２が設けられ、このサプライポンプ６２内の圧力制御弁６７の開弁量を、圧力制御弁６７が備えるリニアソレノイド（図示略）にて制御する。これにより、適量の燃料をコモンレール６４側へ吐出してコモンレール６４内の燃料圧力を適正に制御している。そして、コモンレール６４内の高圧燃料は所定のタイミングでインジェクタ（図示略）を介して、ディーゼルエンジンの各気筒内へ噴射される。
【０００４】
駆動装置６０では、コモンレール６４内の燃料圧力やエンジン回転数、燃料噴射量などの、コモンレール６４内の燃料圧力を制御するのに必要な各種信号を取り込み、その取り込んだ各信号に基づいてリニアソレノイドに流すべき目標電流を算出し、リニアソレノイドに流れる電流がこの目標電流と同じになるように制御している。
【０００５】
そしてこの駆動装置６０の具体的構成としては、例えば直流電源からリニアソレノイドへの通電経路上における、リニアソレノイドの上流側（直流電源正極側）と下流側（直流電源負極側）にそれぞれスイッチング用トランジスタを設け、このうち上流側トランジスタを常時オンすると共に下流側トランジスタをデューティ制御し、通電中、通電経路に異常が発生したときは上流側トランジスタをオフしてフェイルセーフをかけるといった通電制御を行う構成のものが知られている。
【０００６】
即ち、リニアソレノイドに流れる実電流を駆動装置６０内のマイクロコンピュータ（以下「マイコン」と略す）にフィードバック入力し、そのマイコンが、下流側トランジスタに対してリニアソレノイドへの通電をオン・オフさせる駆動信号を出力すると共にその駆動信号のデューティ比を上記実電流値と目標電流値との差に応じて設定する通電制御を行い、且つその通電制御が正常に行われている間は上流側トランジスタをオン状態に維持する、といった構成である。
【０００７】
ところで、このように構成された駆動装置６０において、例えば下流側トランジスタが内部ショートしてマイコンからの駆動信号に拘わらず常時オン状態となるオン故障が発生すると、リニアソレノイドを正常に駆動することができなくなる。また例えば、上流側トランジスタにオン故障が生じると、通電経路の異常時にリニアソレノイドへの通電を遮断するフェイルセーフをかけることができなくなる。更に例えば、上記各トランジスタが常時オフ状態となるオフ故障が生じても、当然ながらリニアソレノイドを正常に駆動することができなくなる。
【０００８】
そのため、従来より、各トランジスタのオン故障・オフ故障或いは通電経路の断線や短絡といった通電経路の各種異常に対して、異常発生を検出することが行われている。このような異常検出の具体的方法として、リニアソレノイドへの通電制御時、或いは、車両が備える図示しないイグニションキースイッチ（以下「ＩＧスイッチ」と略す）のオン直後（エンジン非動作時）などリニアソレノイドへの通電制御を行わない非通電時に、通電経路に流れる電流を検出して、その検出結果に基づいて通電経路の異常を検出する方法が知られている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００９】
【特許文献１】
特公平６−９４８３１号公報（第３頁，第４頁、第３図，第５図）
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような通電制御、即ち一方（下流側）のトランジスタをデューティ制御し、その間他方（上流側）のトランジスタをオン状態に保持するような通電制御を行うよう構成された駆動装置６０においては、通電制御中は上流側トランジスタが常にオン状態になるよう制御されるため、当然ながら通電制御中にそのオン故障を検出することはできない。
【００１１】
つまり、オン故障は非通電時においてはじめて検出できることになる。具体的には、例えばＩＧスイッチのオン直後、通電制御を開始する前に、下流側トランジスタをオンすると共に上流側トランジスタをオフさせて通電電流を検出する。このとき、上流側トランジスタが正常であれば通電電流はゼロであるが、オン故障が発生している場合は、本来流れるはずのない電流が検出されることにより、上流側トランジスタのオン故障発生が検出されることになる。
【００１２】
そのため、仮に、車両走行中に上流側トランジスタのオン故障が発生しても、走行中（つまり通電制御中）は検出されず、そのまま走行を継続することになる。そして走行停止後、例えば次に再びＩＧスイッチをオンした直後（ただしエンジン始動前）になってはじめて、そのオン故障が検出されることになる。
【００１３】
そしてこのように、上流側トランジスタのオン故障が発生してもそれが検出されないまま通電制御が続いているとき、更に下流側トランジスタがオン故障してしまうと、そのときは既に、上流側トランジスタをオフさせるフェイルセーフをかけることができない状態にあるため、リニアソレノイドに流れる電流が増大し、駆動装置６０が破壊に至るおそれがある。
【００１４】
そのため、リニアソレノイドが通電制御中であっても、下流側トランジスタ及び上流側トランジスタのいずれについてもそのオン故障を検出できるようにすることが求められている。
本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、直流電源から誘導性負荷への通電経路上に二つのスイッチング素子を直列に設け、各スイッチング素子のオン・オフを制御して誘導性負荷への通電を制御するよう構成された誘導性負荷駆動装置において、通電制御中であっても各スイッチング素子のオン故障を検出できるようにすることを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段及び発明の効果】
本願発明者は、例えば既述のコモンレール式燃料噴射システム（図６参照）におけるリニアソレノイドへの通電がなされない場合として、ＩＧスイッチのオン直後などの、通電制御を行わない非通電時だけではなく、誘導性負荷への通電制御中であっても、その制御中において一時的に通電電流を０に制御する（換言すれば目標電流を０にする）通電ゼロ制御時があることに着目した。
【００１６】
具体的には、コモンレール６４内の燃料圧力が適正圧力に到達したことにより圧力制御弁６７を閉弁して燃料圧送を停止する場合などが挙げられる。そして本願発明者は、通電制御中はオン状態にされる上流側トランジスタの異常（オン故障）を、この通電ゼロ制御時を利用して検出することを考案した。
【００１７】
即ち、上記課題を解決するためになされた請求項１記載の異常検出方法は、直流電源から誘導性負荷への通電経路上に二つのスイッチング素子が直列に設けられ、該各スイッチング素子の一方が、誘導性負荷へ通電すべき目標電流に対応したデューティ比の駆動信号にてオン・オフ制御されるデューティ駆動用スイッチング素子として構成されると共に、他方が、上記オン・オフ制御中はオン状態であるものの該オン・オフ制御中に通電経路に異常が発生したときはオフして誘導性負荷への通電を遮断するフェイルセーフ用スイッチング素子として構成された誘導性負荷駆動装置において、通電経路の異常を検出する方法である。
【００１８】
そして、本発明（請求項１）では、上記オン・オフ制御中、目標電流が０である通電ゼロ制御時にはデューティ駆動用スイッチング素子を０以外の任意のデューティ比にてデューティ駆動（オン・オフ）させつつ、フェイルセーフ用スイッチング素子をオフさせることによって誘導性負荷が非通電状態となるように制御する。この通電ゼロ制御時に、誘導性負荷が非通電状態にならない場合は、通電経路に異常が発生したと判定する。
【００１９】
つまり、従来は目標電流に応じた通電制御（オン・オフ制御）をデューティ駆動用スイッチング素子だけで行うようにしていたため、通電ゼロ制御時はこのデューティ駆動用スイッチング素子をオフ（デューティ比を０）にすることにより通電ゼロ制御していたが、本発明では、通電ゼロ制御時であってもデューティ駆動用スイッチング素子は任意のデューティ比にてデューティ駆動するようにし、代わりにフェイルセーフ用スイッチング素子をオフさせることで、通電電流を０に制御するようにしたのである。
【００２０】
このとき、通電経路が正常であれば、この通電ゼロ制御時に誘導性負荷が非通電状態となるはずであり、逆に、例えばフェイルセーフ用スイッチング素子がオン故障であるといった通電経路の異常が生じているならば、通電ゼロ制御時であっても非通電状態にならず、デューティ駆動用スイッチング素子への駆動信号（任意のデューティ比）に応じた電流が流れてしまうことになる。
【００２１】
そのため、通電ゼロ制御時に誘導性負荷が非通電状態になるか否かをみることにより、例えばフェイルセーフ用スイッチング素子のオン故障などの通電経路の異常を検出できるのである。
ここでいうデューティ比とは、例えばパルス状の駆動信号において１周期におけるパルス幅（Highレベル期間）の割合のみを単に意味するものではなく、スイッチング素子がオン・オフを繰り返す周期におけるオン期間の割合を意味するものである。つまり、例えばデューティ比が０の駆動信号とは、単にパルス幅が０（常時Low レベル）であるものを意味するのではなく、スイッチング素子がオフ状態になるような駆動信号を意味する。
【００２２】
そのため、例えばLow レベルの駆動信号にてオンするようなスイッチング素子を駆動する駆動信号については、駆動信号のパルス幅が大きくなるほどオフ期間が長くなることになり、このような場合は、１周期におけるLow レベル期間の割合がデューティ比ということになって、駆動信号が常時Highレベルの状態がデューティ比０ということになる。
【００２３】
尚、デューティ駆動用スイッチング素子がオン故障した場合の異常検出については、通常の通電制御中に、駆動信号のデューティ比に応じた通電がなされているか否かをみることによって容易に実現できるものであり、従来から既に行われているものである。
【００２４】
また、通電経路上における二つのスイッチング素子の配置は、各スイッチング素子が直列接続された配置となる限り任意に決めることができ、例えば通電経路における誘導性負荷の直流電源正極側に一方のスイッチング素子を設け、他方を誘導性負荷の直流電源負極側に設けることができる。また例えば、二つのスイッチング素子を共に、誘導性負荷の直流電源正極側（或いは直流電源負極側）に配置してもよい。
【００２５】
従って、本発明（請求項１）の異常検出方法によれば、通電制御中における通電ゼロ制御を、デューティ駆動用スイッチング素子は０以外の任意のデューティ比にてデューティ駆動させつつフェイルセーフ用スイッチング素子をオフすることにより実現しており、そのときの誘導性負荷の通電状態に基づいて、通電経路の異常を判定するようにしているため、通電制御中、デューティ駆動用スイッチング素子のオン故障を検出できるのはもちろん、通電ゼロ制御時であればフェイルセーフ用スイッチング素子のオン故障も検出することができる。
【００２６】
次に、請求項２記載の誘導性負荷駆動装置は、請求項１に記載の異常検出方法が実現された装置であって、直流電源から誘導性負荷への通電経路上にデューティ駆動用スイッチング素子とフェイルセーフ用スイッチング素子とが直列接続されており、通電制御手段が、デューティ駆動用スイッチング素子をオン・オフ制御することによって負荷電流を目標電流に制御すると共に、フェイルセーフ用スイッチング素子を、上記オン・オフ制御中はオンするものの該オン・オフ制御中に通電経路の異常が発生したときはオフして誘導性負荷への通電を遮断する。誘導性負荷に流れる負荷電流は電流検出手段が検出し、判定手段が、その検出結果に基づいて、通電経路が正常か否かの判定を行う。
【００２７】
そして、請求項２記載の発明では、通電制御手段が、目標電流が０である通電ゼロ制御時には、０以外の任意のデューティ比の駆動信号を出力してデューティ駆動用スイッチング素子をデューティ駆動させると共にフェイルセーフ用スイッチング素子をオフさせるための通電オフ信号を出力することにより、誘導性負荷が非通電状態となるよう制御する。そして、判定手段は、通電ゼロ制御時に誘導性負荷が非通電状態にならない場合、通電経路に異常が発生したと判定する。
【００２８】
従って、請求項２に記載の誘導性負荷駆動装置によれば、通電制御中、デューティ駆動用スイッチング素子のオン故障を検出できるのはもちろん、通電ゼロ制御時であればフェイルセーフ用スイッチング素子のオン故障も検出することができ、信頼性の高い誘導性負荷駆動装置の提供が可能となる。
【００２９】
ところで、例えばフェイルセーフ用スイッチング素子のオン故障が発生したことによって、通電ゼロ制御時であっても誘導性負荷への通電が継続されてしまう、つまり誘導性負荷への通電を遮断すべきときに通電が継続されてしまうのは、当然ながら好ましい状態ではない。具体的には、例えば従来技術で述べたディーゼルエンジンのコモンレール式燃料噴射システムにおいて、圧力制御弁６７を構成するリニアソレノイドへの通電を停止（通電ゼロ制御）すべきときに、通電経路の異常（例えば上流側トランジスタのオン故障）により通電が継続されると、コモンレール６４内の燃料圧力が所望の圧力を超えてしまい、適切な燃料噴射が行えなくなるおそれがある。
【００３０】
そこで、通電ゼロ制御時に誘導性負荷が非通電状態にならず、判定手段により異常の発生が判定された場合は、例えば請求項３に記載のように、通電制御手段が、デューティ駆動用スイッチング素子をオフさせる駆動停止信号を出力することにより、通電ゼロ制御を行うようにするとよい。
【００３１】
つまり、通電ゼロ制御を行う際、フェイルセーフ用スイッチング素子をオフさせるよう通電オフ信号を出力しても非通電状態にならないときは、デューティ駆動用スイッチング素子をオフさせることによって非通電状態にするのである。
従って、請求項３記載の誘導性負荷駆動装置によれば、通電ゼロ制御時に例えばフェイルセーフ用スイッチング素子のオン故障により非通電状態にならない異常が生じても、その代替としてデューティ駆動用スイッチング素子をオフさて通電ゼロ制御を行うことにより、引き続き誘導性負荷を正常に駆動させることが可能となる。
【００３２】
ここで、通電経路の異常としては、上記例示したようなフェイルセーフ用スイッチング素子のオン故障以外に、例えば、デューティ駆動用スイッチング素子がオン故障してしまうことも考えられる。このとき、従来のようにフェイルセーフ用スイッチング素子をオフさせて誘導性負荷への通電を停止することで、最低限のフェイルセーフはかけることができるものの、単にフェイルセーフ用スイッチング素子をオフするだけでは、当然ながら誘導性負荷の駆動は制限又は停止されることになる。
【００３３】
具体的には、例えば既述のコモンレール式燃料噴射システムの場合、コモンレール６４への燃料圧送が制限又は停止し、コモンレール６４内の燃料圧力が低下する。これにより、車両の運転者は車両を所望の速度で走行させることが困難となり、延いては車両の走行を停止せざるを得なくなる。
【００３４】
そこで、例えば請求項４に記載のように、デューティ駆動用スイッチング素子によるオン・オフ制御時に電流検出手段にて検出された電流が所定の通電電流しきい値より大きいことによって判定手段が通電経路に異常が発生したと判定したとき、該判定後、通電制御手段は、上記駆動信号にてフェイルセーフ用スイッチング素子をオン・オフ制御することにより、負荷電流を目標電流に制御するようにしてもよい。
【００３５】
つまり、デューティ駆動用スイッチング素子によるオン・オフ制御が行われているにも拘わらず負荷電流値が通電電流しきい値より大きくなる要因の一つとして、デューティ駆動用スイッチング素子がオン故障している場合が考えられる。このとき、フェイルセーフ用スイッチング素子もオン状態にあり、それ故負荷電流が大きくなってしまうのである。
【００３６】
そのため、上記異常の発生時は、通常の通電制御時はオン状態であるフェイルセーフ用スイッチング素子をデューティ駆動用スイッチング素子の代わりにオン・オフ制御させることにより、負荷電流を目標電流に制御するのである。
従って、請求項４記載の誘導性負荷駆動装置によれば、仮にデューティ駆動用スイッチング素子がオン故障しても、他方のフェイルセーフ用スイッチング素子にて通電制御を行うため、引き続き誘導性負荷を正常に駆動させることが可能となる。
【００３７】
次に、請求項５記載の誘導性負荷駆動装置は、請求項２〜４いずれかに記載の誘導性負荷駆動装置であって、誘導性負荷としてリニアソレノイドを適用したものであり、具体的には、燃料タンクからの燃料を燃料圧縮手段にて昇圧した高圧燃料を蓄圧器に蓄え、該蓄圧器から車両の内燃機関が備える各気筒へ高圧燃料を供給するよう構成された蓄圧式燃料噴射システムにおいて、蓄圧器内の高圧燃料の圧力を制御するために燃料圧縮手段から蓄圧器に至る燃料供給経路に設けられた圧力制御弁の、開閉量を制御するために用いられるものである。
【００３８】
リニアソレノイドは、励磁コイルに通電して可動鉄心を動かすことにより電磁エネルギーを機械的運動に変換するものであって、その機械的運動（例えば直線的移動）の運動量（移動量）を通電電流量に応じて調整する、周知のものである。
【００３９】
上記のような蓄圧式燃料噴射システムにおいて、リニアソレノイドへの通電経路に何らかの異常が生じて負荷電流を目標電流に制御できなくなると、蓄圧器内の燃料圧力が適切に制御できず、車両の走行性能に支障を来すおそれがある。
そこで、請求項２〜４いずれかに記載の発明をこのような蓄圧式燃料噴射システムにおけるリニアソレノイドの駆動装置に適用すれば、例えばリニアソレノイドの通電経路上におけるフェイルセーフ用スイッチング素子がオン故障したとき、車両走行中（通電制御中、但し通電ゼロ制御時）であってもそのオン故障を検出でき、車両の運転者等がその異常により迅速に対処することが可能となる。
【００４０】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本実施形態の誘導性負荷駆動装置全体の概略構成を表す構成図である。図１に示す誘導性負荷駆動装置１０は、図６で説明したコモンレール式燃料噴射システム（本発明の蓄圧式燃料噴射システムに相当）における駆動装置１０として構成されたものであり、圧力制御弁６７動作用のリニアソレノイドＬｏ（本発明の誘導性負荷）への通電を制御して圧力制御弁６７の開閉量（延いてはコモンレール６４内の燃料圧力）を制御するものである。
【００４１】
図１に示す如く、本実施形態の誘導性負荷駆動装置１０は、主として、リニアソレノイドＬｏに流れる電流（負荷電流）を断続するＰチャネルＭＯＳ型トランジスタ（本発明のデューティ駆動用スイッチング素子に相当；以下「上流側トランジスタ」と略す）Ｔ１０と、リニアソレノイドＬｏへの通電制御中は常時オン状態（但し後述するように負荷電流を０に制御する通電ゼロ制御時はオフ）であるものの図示しない負荷用直流電源（バッテリ電圧＋Ｂ）からリニアソレノイドＬｏへの通電経路に異常が生じた場合はオフしてフェイルセーフをかけるＮチャネルＭＯＳ型トランジスタ（本発明のフェイルセーフ用スイッチング素子に相当；以下「下流側トランジスタ」と略す）Ｔ２０と、リニアソレノイドＬｏの負荷電流、即ち通電経路を流れる電流を検出する電流検出回路２と、この電流検出回路２により検出された負荷電流に対応した電圧を取り込んでＡ／Ｄ変換しマイコン３へ出力するＡ／Ｄ変換器４と、リニアソレノイドＬｏに流すべき電流の目標値（目標電流）に対応したデューティ比を有し、そのリニアソレノイドＬｏの駆動を指示する駆動信号PCVDを出力すると共に、Ａ／Ｄ変換器４からの上記電圧値に基づいて通電経路の異常を判定し、その判定結果や通電制御中の目標電流に応じて下流側トランジスタＴ２０をオン・オフさせるフェイルセーフ信号PCVFを出力するマイコン３と、マイコン３からの上記駆動信号PCVDを受信する受信回路５と、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とを直列接続してなると共に、電流検出回路２の検出する負荷電流と受信回路５の受信する駆動信号PCVDとに基づいて充放電し、更にその時定数が上記駆動信号PCVDの周期よりも大である偏差積分回路６と、上記駆動信号PCVDと同じ周期で変化する上記コンデンサＣ１の充電電圧の極性に応じて、上流側トランジスタＴ１０へ該上流側トランジスタＴ１０をオン・オフさせるスイッチング信号を出力する制御回路７と、リニアソレノイドＬｏへの負荷電流が所定電流値以上の過電流状態となったときに上流側トランジスタＴ１０をオフする電流リミッタ回路８とから構成されている。
【００４２】
上流側トランジスタＴ１０のソースは電流リミッタ回路８の一部をなす過電流検知用の抵抗Ｒ２６を介して直流電源電圧であるバッテリ電圧＋Ｂに接続され、ゲートは制御回路７に接続され、ドレインはリニアソレノイドＬｏの一端（ＰＣＶ＋）に接続されている。よって、上流側トランジスタＴ１０は、制御回路７から当該上流側トランジスタＴ１０のゲートに供給されるスイッチング信号がLow レベル（接地電位）の時にオンして、リニアソレノイドＬｏに電流を流し、上記スイッチング信号がHighレベル（バッテリ電圧＋Ｂ）の時にオフして、リニアソレノイドＬｏへの通電を遮断することとなり、その上流側トランジスタＴ１０のオン・オフにより、リニアソレノイドＬｏに流れる電流が断続される。
【００４３】
電流リミッタ回路８は、上記抵抗Ｒ２６と、エミッタがバッテリ電圧＋Ｂに接続され、コレクタが上流側トランジスタＴ１０のゲートに接続されたＰＮＰトランジスタＴ３と、そのトランジスタＴ３のベースと上流側トランジスタＴ１０のソースとの間に接続された抵抗Ｒ２７と、トランジスタＴ３のベースとバッテリ電圧＋Ｂとの間に接続された抵抗Ｒ２８とから構成されている。
【００４４】
この電流リミッタ回路８では、上流側トランジスタＴ１０に流れる電流が過電流と見なされる値となって、抵抗Ｒ２６での電圧降下が所定値以上になると、トランジスタＴ３がオンして、上流側トランジスタＴ１０のゲートにバッテリ電圧＋Ｂを供給することにより、該上流側トランジスタＴ１０をオフさせようとする。そして、上流側トランジスタＴ１０に流れる電流が減少すると、トランジスタＴ３がオフに戻り、上流側トランジスタＴ１０に流れる電流が再び過大になると、トランジスタＴ３が再度オンする、といった動作が繰り返されることとなる。よって、例えば上流側トランジスタＴ１０のドレイン側が接地電位に短絡して、上流側トランジスタＴ１０に破壊耐量以上の電流が流れてしまうような状況となっても、上流側トランジスタＴ１０が正常である限り、上流側トランジスタＴ１０に流れる電流が制限されて該上流側トランジスタＴ１０を保護することができる。
【００４５】
一方、下流側トランジスタＴ２０のソースは電流検出回路２の一部をなす電流検出用の抵抗Ｒ２に接続され、ゲートが抵抗Ｒ２３を介してトランジスタＴ４のコレクタに接続され、ドレインがリニアソレノイドＬｏの他端（ＰＣＶ−）に、それぞれ接続されている。
【００４６】
トランジスタＴ４のベースにはマイコン３からのフェイルセーフ信号PCVFが供給されるよう構成されている。このフェイルセーフ信号PCVFがLow レベルの時には、トランジスタＴ４がオフであって、下流側トランジスタＴ２０のゲートには抵抗Ｒ２２，Ｒ２３を介してバッテリ電圧＋Ｂが供給されるため、該下流側トランジスタＴ２０がオン状態となる。よって、この場合には、上流側トランジスタＴ１０のオン・オフに応じてリニアソレノイドＬｏへの負荷電流が断続されることになる。
【００４７】
これに対して、マイコン３からのフェイルセーフ信号PCVFがHighレベルになると、トランジスタＴ４がオンして、下流側トランジスタＴ２０のゲート電圧が接地電位になるため、該下流側トランジスタＴ２０がオフされることとなる。よって、この場合には、リニアソレノイドＬｏの他端（ＰＣＶ−）と抵抗Ｒ２との間の通電経路が強制的に遮断されることとなる。
【００４８】
また、電流検出回路２は、直流電源からリニアソレノイドへの通電経路における下流側トランジスタＴ２０のソースと接地電位（つまり直流電源負極）との間に通電経路の一部として設置された電流検出用の抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ２の接地電位側とは反対側の端部（つまり下流側トランジスタＴ２０のソース）に一端が接続された抵抗Ｒ３と、その抵抗Ｒ３の他端と接地電位との間に接続された抵抗Ｒ４と、抵抗Ｒ３，Ｒ４同士の接続点に非反転入力端子（＋端子）が接続されたオペアンプＯＰ１と、オペアンプＯＰ１の反転入力端子（−端子）と接地電位との間に接続された抵抗Ｒ５と、オペアンプＯＰ１の反転入力端子と出力端子との間に接続された抵抗Ｒ６と、オペアンプＯＰ１の出力端子と接地電位との間に接続された抵抗Ｒ７と、抵抗Ｒ６，Ｒ７同士とオペアンプＯＰ１の出力端子との接続点に一端が接続され、他端が偏差積分回路６を構成するコンデンサＣ１の抵抗Ｒ１とは反対側の端部に接続された抵抗Ｒ８とから構成されている。
【００４９】
そして、この電流検出回路２では、リニアソレノイドＬｏに流れる負荷電流と同じ電流が電流検出用の抵抗Ｒ２に流れ、その電流値に比例した電圧Ｖｉが、オペアンプＯＰ１の出力端子から抵抗Ｒ８を介して、偏差積分回路６のコンデンサＣ１の一端へ出力される。尚、電流検出回路２は本発明の電流検出手段に相当し、マイコン３は本発明の通電制御手段及び判定手段に相当する。
【００５０】
一方、受信回路５は、一定の電源電圧ＶＯＭ（本例では５Ｖ）にエミッタが接続されたＰＮＰトランジスタＴ１と、トランジスタＴ１のエミッタとベースとの間に接続された抵抗Ｒ９と、マイコン３における駆動信号PCVDの出力端子（出力ポート）とトランジスタＴ１のベースとの間に接続された抵抗Ｒ１０と、トランジスタＴ１のコレクタと接地電位との間に直列に接続された２つの抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と、エミッタが電源電圧ＶＯＭに接続され、コレクタがトランジスタＴ１のベースに接続されたトランジスタＴ５とから構成されている。そして、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２同士の接続点が、偏差積分回路６を構成する抵抗Ｒ１のコンデンサＣ１とは反対側の端部に接続されている。
【００５１】
この受信回路５では、リニアソレノイドＬｏへの通常の通電制御中は、マイコン３からトランジスタＴ５へHighレベルのＣＰＵフェイルセーフ信号CPUFが出力されると共に、トランジスタＴ１が、マイコン３からの駆動信号PCVDを受けてオン・オフする。つまり、トランジスタＴ１は、駆動信号PCVDがLow レベル（接地電位）の時にオンし、駆動信号PCVDがHighレベル（電源電圧ＶＯＭ）の時にオフする。そして、トランジスタＴ１がオンした時には、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２同士の接続点の電圧ＶＤが、電源電圧ＶＯＭを抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で分圧した値となり、トランジスタＴ１がオフした時には、上記電圧ＶＤが０Ｖとなる。よって、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２同士の接続点の電圧ＶＤは、マイコン３からの駆動信号PCVDを反転させた波形のパルス信号となり、このような電圧ＶＤが、偏差積分回路６の抵抗Ｒ１の一端に印加される。
【００５２】
尚、ＣＰＵフェイルセーフ信号CPUFは、マイコン３自身が内部に備えるＣＰＵの動作を監視してその状態に基づくレベルの信号が出力されるものであり、ＣＰＵの正常動作中は常時Highレベルの信号となってトランジスタＴ５はオフする。一方、ＣＰＵに異常が生じたときはLow レベルの信号となり、トランジスタＴ５をオンする。これにより、トランジスタＴ１のベースとエミッタがほぼ同電位となって該トランジスタＴ１はオフし、偏差積分回路６への電圧ＶＤは０Ｖとなる。
【００５３】
また、制御回路７は、偏差積分回路６の抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との接続点に非反転入力端子（＋端子）が接続され、上記コンデンサＣ１の抵抗Ｒ１とは反対側の端部に反転入力端子（−端子）が接続されたコンパレータＣＭＰ１と、そのコンパレータＣＭＰ１の出力端子と上記電源電圧ＶＯＭとの間に接続されたプルアップ用の抵抗Ｒ１３と、ベースがコンパレータＣＭＰ１の出力端子に接続され、エミッタが接地電位に接続されたＮＰＮトランジスタＴ２と、そのトランジスタＴ２のコレクタとバッテリ電圧＋Ｂとの間に接続された抵抗Ｒ１４と、トランジスタＴ２のコレクタと上流側トランジスタＴ１０のゲートとの間に接続されて、そのトランジスタＴ２のコレクタの電圧を上流側トランジスタＴ１０のゲートへスイッチング信号として供給する抵抗Ｒ１５とから構成されている。
【００５４】
この制御回路７では、偏差積分回路６におけるコンデンサＣ１の抵抗Ｒ１側の電圧（つまりコンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子側の電圧）が、そのコンデンサＣ１の電流検出回路２側の電圧（つまりコンパレータＣＭＰ１の反転入力端子側の電圧）よりも高ければ、コンパレータＣＭＰ１の出力がHighレベルとなってトランジスタＴ２がオンし、上流側トランジスタＴ１０への駆動信号が該上流側トランジスタＴ１０をオンさせるLow レベル信号となる。逆に、上記コンデンサＣ１の抵抗Ｒ１側の電圧が、そのコンデンサＣ１の電流検出回路２側の電圧よりも低ければ、コンパレータＣＭＰ１の出力がLow レベルとなってトランジスタＴ２がオフし、上流側トランジスタＴ１０への駆動信号が該上流側トランジスタＴ１０をオフさせるHighレベル信号となる。
【００５５】
一方、上流側トランジスタＴ１０のドレインは、本駆動装置１０の出力端子ＰＣＶ＋を介してリニアソレノイドＬｏの一端と接続されるが、その出力端子ＰＣＶ＋及び上流側トランジスタＴ１０のドレインと接地電位との間には、アノードを接地電位側にして、リニアソレノイドＬｏに生じるフライバックエネルギーを吸収するためのダイオードＤ１が接続されている。
【００５６】
また、本駆動装置１０には、フェイルセーフ時又は通電ゼロ制御時に下流側トランジスタＴ２０をオフさせた際に発生するリニアソレノイドＬｏの逆起電力によるサージ電圧をクランプするための素子として、アノード同士の接続されたツェナーダイオードＺＤ１及びダイオードＤ２が設けられている。そして、ツェナーダイオードＺＤ１のカソードが、下流側トランジスタＴ２０のドレイン及び出力端子ＰＣＶ−に接続され、ダイオードＤ２のカソードが、下流側トランジスタＴ２０のゲートに接続されている。
【００５７】
更に、電流検出回路２から偏差積分回路６へ出力される、負荷電流値に比例した電圧値Ｖｉは、抵抗Ｒ２１及びコンデンサＣ２からなるフィルタ回路（高調波除去フィルタ）を介してＡ／Ｄ変換器４へ入力され、ここでリニアソレノイドＬｏの負荷電流を表す実電流データに変換されてマイコン３へ出力される。
【００５８】
尚、上流側トランジスタＴ１０のゲートとドレインとの間に接続されたコンデンサＣ３は、ラジオノイズ対策用に設けたものである。また、電流検出回路２からの電圧値Ｖｉが何らかの原因で所定の電圧値以上（本実施形態では５Ｖ以上）に上昇してＡ／Ｄ変換器４に入力されると、Ａ／Ｄ変換器４が正常に動作しなくなる（例えばラッチアップする）おそれがある。そのため、抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ２１との接続点をダイオードＤ３を介して電源電圧ＶＯＭ（＋５Ｖ）に接続することにより、Ａ／Ｄ変換器４への入力電圧が所定の電圧値を超えないようにしている。
【００５９】
このような誘導性負荷駆動装置１０では、リニアソレノイドＬｏの目標電流に対応するデューティ比を有したマイコン３からの駆動信号PCVDが受信回路５により受信され、偏差積分回路６が、その受信回路５からのパルス信号（具体的には、上記抵抗Ｒ１１，Ｒ１２同士の接続点の電圧ＶＤ）と、電流検出回路２により検出される検出電流（具体的には、上記オペアンプＯＰ１の出力電圧Ｖｉ）とに基づいて、充放電動作する。そして、偏差積分回路６のコンデンサＣ１の充電電圧の極性は、駆動信号PCVDと同じ周期で反転すると共に、そのデューティ比は目標電流と検出電流との偏差に対応した値となり、このようなコンデンサＣ１の充電電圧の極性に応じて、制御回路７が上流側トランジスタＴ１０をオン・オフ制御する。これにより、リニアソレノイドＬｏへの通電が断続されると共に、その断続によって流れる電流が、駆動信号PCVDのデューティ比に応じた目標値に制御される。
【００６０】
より具体的に説明すると、リニアソレノイドＬｏに流れる実電流値を示すオペアンプＯＰ１の出力電圧Ｖｉ（以下、電流検出値Ｖｉともいう）が、リニアソレノイドＬｏに流すべき目標電流値を示す上記電圧ＶＤ（以下、目標値ＶＤともいう）より小なら、コンデンサＣ１の充電電圧極性は、リニアソレノイドＬｏのインダクタンス分と偏差積分回路６の時定数とによる遅延時間後に、コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子側が反転入力端子側よりも大きい極性となる。これにより、コンパレータＣＭＰ１の出力がHighレベルとなって、トランジスタＴ２及び上流側トランジスタＴ１０がオンとなり、リニアソレノイドＬｏに流れる電流が増加して、電流検出値Ｖｉも増大する。
【００６１】
そして、電流検出値Ｖｉが増大して目標値ＶＤよりも大きくなれば、コンデンサＣ１の充電電圧極性は、リニアソレノイドＬｏのインダクタンス分と偏差積分回路６の時定数とによる遅延時間後に、コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子側が反転入力端子側よりも小さい極性となる。これにより、コンパレータＣＭＰ１の出力がLow レベルとなって、トランジスタＴ２及び上流側トランジスタＴ１０がオフとなり、リニアソレノイドＬｏに流れる電流が減少して電流検出値Ｖｉも減少する。
【００６２】
よって、図３における時刻ｔ４よりも左側に示すように、電流検出値Ｖｉ（オペアンプＯＰ１の出力）は、マイコン３からの駆動信号PCVDに対し所定の遅延時間を伴って目標値ＶＤに追従するように脈動することとなり、上流側トランジスタＴ１０は、リニアソレノイドＬｏに流れる電流がマイコン３からの駆動信号PCVDのデューティ比に応じた目標電流となるようなデューティ比のスイッチング信号により駆動される。
【００６３】
つまり、マイコン３が、ディーゼルエンジンの運転状態を表す各種信号（コモンレール６４内の燃料圧力，エンジン回転数，燃料噴射量など）を取り込むと共に、取り込んだ各種信号に基づいて、受信回路５へ、リニアソレノイドＬｏに流すべき目標電流に対応したデューティ比の駆動信号PCVDを出力する。また、マイコン３は、リニアソレノイドＬｏの通電経路の異常を検出していない通常時においては、前述のフェイルセーフ信号PCVFをLow レベルで出力し、下流側トランジスタＴ２０をオンする。そして、上記の動作が繰り返されることにより、リニアソレノイドＬｏへの通電電流がマイコン３からの駆動信号PCVDのデューティ比に対応した目標電流にフィードバック制御される。
【００６４】
本実施形態においては、駆動信号PCVDのデューティ比を例えば２０〜７０％の範囲で変化させることにより、負荷電流が１〜２Ａの範囲で変化するようにしている。そして、デューティ比を大きくして上限の７０％に近づけるほど、リニアソレノイドＬｏを流れる負荷電流が大きくなって（２Ａに近づいて）圧力制御弁６７の開弁量が増加し、コモンレール６４内の燃圧が増加することになる。
【００６５】
尚、本実施形態では、駆動信号PCVDがLow レベルのときに上流側トランジスタＴ１０がオンする。そのため、本実施形態における駆動信号PCVDのデューティ比とは、パルス状の駆動信号PCVDの１周期におけるLow レベル期間の割合を示すものである。つまり、駆動信号PCVDが常時Low レベルであればデューティ比１００％ということになり、逆に常時Highレベルであればデューティ比０％ということになる。
【００６６】
ところで、既に述べた通り、ディーゼルエンジンのコモンレール式燃料噴射システムにおいては、リニアソレノイドＬｏの通常の通電制御中（つまり駆動信号PCVDによる上流側トランジスタＴ１０のデューティ制御中）に、例えばコモンレール６４内の燃料圧力が適正圧力に達した場合などのように、通電を一旦遮断（通電ゼロ制御）して圧力制御弁６７の開弁量を一時的に制限或いは閉弁する場合がある。
【００６７】
本実施形態では、この通電ゼロ制御を、従来のように駆動信号PCVDのデューティ比を０にして上流側トランジスタＴ１０をオフすることにより行うのではなく、上流側トランジスタＴ１０は任意のデューティ比にてデューティ駆動させつつ、下流側トランジスタＴ２０をオフさせることで実現する。即ち、本実施形態では、下流側トランジスタＴ２０の機能として、通電制御中であって通電経路に異常がない通常時はオン状態にし、通電経路に異常が生じたときはオフしてリニアソレノイドＬｏへの通電を遮断するといった従来のフェイルセーフ機能に加え、通常の通電制御中においても、負荷電流を０にする電流ゼロ制御時には、上流側トランジスタＴ１０の代わりにこの下流側トランジスタＴ２０をオフさせる制御機能も備えているのである。
【００６８】
そして、本実施形態では、電流検出回路２からの電流検出値Ｖｉに基づいて通電経路の異常検出を行っているが、上記のように通電ゼロ制御を下流側トランジスタＴ２０のオフにより実現することで、通電制御中における通電ゼロ制御がなされる間に、その下流側トランジスタＴ２０のオン故障を検出するようにしている。こういった通電経路の異常検出、及びリニアソレノイドＬｏの通電制御はいずれも、マイコン３が実行する。
【００６９】
図２は、マイコン３にて実行されるリニアソレノイド通電制御処理を表すフローチャートである。マイコン３では、ＣＰＵがＲＯＭ（図示略）からリニアソレノイド通電制御処理プログラムを読み出し、このプログラムに従って処理を実行する。このリニアソレノイド通電制御処理は、ＩＧスイッチのオン後、所定周期で継続して行われるものである。
【００７０】
この処理が開始されると、まずステップ（以下「Ｓ」と略す）１１０にて、カウンタ値Ｋ，Ｌを共にリセットし、続くＳ１２０にて目標コモンレール圧の設定を行う。これは、既述の通りマイコン３に入力される各種信号（コモンレール６４内の燃料圧力，エンジン回転数，燃料噴射量など）に基づいてコモンレール６４内にどの程度の圧力で燃料を蓄圧すべきかを設定するものである。
【００７１】
そして、Ｓ１３０にて、Ｓ１２０で設定されたコモンレール圧に対応した目標電流を演算する。つまり、ここでリニアソレノイドＬｏへ通電すべき目標電流が演算されるのである。
Ｓ１４０では、Ｓ１３０で演算された目標電流値が０ｍＡより大きいか否かが判定される。このとき、例えばＩＧスイッチのオン直後でまだエンジンを始動していない状態であったり、或いはエンジン始動後の通常制御中であってもリニアソレノイドＬｏへの通電を遮断する通電ゼロ制御時であるならば、Ｓ１３０では目標電流が０となるため、Ｓ２４０に移行するが、エンジン始動後の通常時（通電制御時）であって目標電流が０でない限り、Ｓ１４０で肯定判定されてＳ１５０に進む。
【００７２】
Ｓ１５０では、上流側トランジスタＴ１０がオン故障しているか否かが判定される。この判定は、後述するＳ２１０にてＯＮ（セット）されるオン故障フラグの有無により行い、オン故障していない正常状態であればＳ１６０へ進む。
このＳ１６０では、リニアソレノイドＬｏへ目標電流通りの負荷電流を流すために、目標電流に対応したデューティ比の駆動信号PCVDを出力して上流側トランジスタＴ１０をデューティ駆動すると共に、下流側トランジスタＴ２０をオン（つまりフェイルセーフ信号PCVFをLow レベル）にして、リニアソレノイドＬｏへの通電を行う。
【００７３】
そして、Ｓ１７０に移行して、電流検出回路２にて検出される実電流が０ｍＡより大きいか否か判定し、大きい場合は更にＳ１８０にて実電流が４Ａより小さいか否かを判定する。このＳ１７０及びＳ１８０の判定は即ち、通電経路が正常であるか否かを判定するもので、いずれも肯定判定された場合は、とりあえず正常であるものとみなされる。
【００７４】
しかしながら、実電流が４Ａ以上であってＳ１８０の判定処理にて否定判定された場合は、Ｓ１９０に進む。即ち、上記の通り本実施形態では、通電ゼロ制御時を除き、リニアソレノイドＬｏへの負荷電流が１〜２Ａとなるように制御している。この場合において実電流が４Ａ以上となる主な原因としては、デューティ駆動する上流側トランジスタＴ１０がオン故障して駆動信号PCVDに拘わらず常時オン状態になっていることが考えられる。
【００７５】
そこで本実施形態では、実電流が４Ａ以上となる状態が所定期間継続した場合は上流側トランジスタＴ１０のオン故障が発生したものと判定するようにしている。具体的には、Ｓ１９０にてカウンタ値Ｋをインクリメントし、続くＳ２００でそのカウンタ値Ｋが予め設定した比較値Ｋａを超えたか否か判定する。比較値Ｋａを超えていないときは、再びＳ１８０に戻り、以後同様の処理が繰り返されることになり、比較値Ｋａを超えたときは、Ｓ２１０に進み、上流側トランジスタＴ１０のオン故障フラグをセットする。これにより、上流側トランジスタＴ１０のオン故障が検出されたことになる。
【００７６】
尚、このようにカウンタを用いて一定期間経過後にオン故障と判定するようにしているのは、サージパルス等の外部要因により瞬間的に負荷電流が上昇した場合に、誤って上流側トランジスタＴ１０のオン故障と判定しないようにするためである。また、Ｓ１８０の判定基準となる電流値である４Ａは、本発明の通電電流しきい値に相当するものである。
【００７７】
このＳ２１０の処理により上流側トランジスタＴ１０のオン故障フラグがセットされると、以後これがＯＦＦ（リセット）されるまでは、Ｓ１５０の判定処理では肯定判定されてＳ２２０に移行し、下流側トランジスタＴ２０によるオープンループデューティ制御が実行されることになる。尚、ここでいうオープンループデューティ制御とは、リニアソレノイドＬｏに実際に流れる電流をフィードバックしない通電制御をいう。
【００７８】
具体的には、トランジスタＴ４へのフェイルセーフ信号PCVFとして、本来受信回路５へ出力されるべき駆動信号PCVDが出力されるのである。尚、この場合のフェイルセーフ信号PCVF（目標電流に対応したデューティ比）が、本発明（請求項４）の駆動信号に相当する。
【００７９】
つまり、上流側トランジスタＴ１０がオン故障したことにより通常の通電制御はできないため、代わりに下流側トランジスタＴ２０をデューティ駆動させることにより、上流側トランジスタＴ１０がオン故障中であってもできるだけ車両走行を継続できるようにしているのである。
【００８０】
また、Ｓ１６０による駆動信号PCVD出力後、リニアソレノイドＬｏへ電流が流れないことにより、Ｓ１７０にて否定判定された場合は、Ｓ２３０に進み、上流側トランジスタＴ１０又は下流側トランジスタＴ２０少なくとも一方がオフ故障したことを示すオフ故障フラグをセットする。つまり、駆動信号PCVDを出力したにも拘わらず実電流が０となる主な原因としては、上記いずれかのトランジスタのオフ故障が考えられる。そのため、Ｓ２３０にてオフ故障フラグをセットするようにしており、これにより両トランジスタの少なくとも一方のオフ故障が検出されたことになる。
【００８１】
一方、例えばＩＧスイッチのオン直後でまだエンジンを始動していない状態であったり、或いはエンジン始動後の通常制御中であってもリニアソレノイドＬｏへの通電を遮断する通電ゼロ制御時であるならば、Ｓ１３０により目標電流が０との演算結果が得られ、その場合、Ｓ１４０では否定判定されてＳ２４０に進むことになる。
【００８２】
Ｓ２４０では、上流側トランジスタＴ１０がオン故障しているか否かが判定され、既述のＳ２１０の処理にてオン故障フラグがセットされているならば、Ｓ３２０に移行して下流側トランジスタＴ２０をオフする。つまり、Highレベルのフェイルセーフ信号PCVFが出力されることになる。
【００８３】
上流側トランジスタＴ１０が正常である場合はＳ２４０で否定判定されてＳ２５０に進み、下流側トランジスタＴ２０がオン故障しているか否かが判定される。このとき、後述するＳ３００の処理にて下流側トランジスタＴ２０のオン故障フラグがセットになっているならば肯定判定されてＳ３１０に進み、上流側トランジスタＴ１０をオフする。つまり、Highレベルの駆動信号PCVDが出力されることになる。
【００８４】
つまり、下流側トランジスタＴ２０がオン故障の場合に目標電流が０のときは、下流側トランジスタＴ２０をオフさせて通電を遮断するという通常の制御ができないため、代わりにデューティ比０の駆動信号PCVDを出力して上流側トランジスタＴ１０をオフさせることにより、リニアソレノイドＬｏへの通電を遮断するようにしているのである。この場合のデューティ比０の駆動信号PCVDは、本発明の駆動信停止信号に相当する。
【００８５】
また、下流側トランジスタＴ２０も正常であってＳ２５０で否定判定された場合は、Ｓ２６０に移行し、リニアソレノイドＬｏへの通電を遮断する通電ゼロ制御を実行する。具体的には、上流側トランジスタＴ１０については任意のデューティ比（本実施形態では例えば最小値である２０％）の駆動信号PCVDによりデューティ駆動を継続させると共に、Highレベルのフェイルセーフ信号PCVFを出力して下流側トランジスタＴ２０をオフさせることにより、通電ゼロ制御を実行する。尚、このときのフェイルセーフ信号PCVF（Highレベル信号）が本発明の通電オフ信号に相当する。
【００８６】
つまり、従来のように下流側トランジスタＴ２０をオンに保持したまま上流側トランジスタＴ１０をオフする（デューティ比０でデューティ駆動する）のではなく、本実施形態では、目標電流が０であっても上流側トランジスタＴ１０は任意のデューティ比にてデューティ駆動させて、下流側トランジスタＴ２０をオフさせるのである。
【００８７】
そして、続くＳ２７０にて実電流が０ｍＡより大きいか否かを判定する。このとき、下流側トランジスタＴ２０が正常であれば、該下流側トランジスタＴ２０はオフしてリニアソレノイドＬｏには電流が流れないため、その場合は、下流側トランジスタＴ２０は正常であるものとして、Ｓ２７０では否定判定されることになる。
【００８８】
しかしながら、下流側トランジスタＴ２０がオン故障すると、上記のようにHighレベルのフェイルセーフ信号PCVFを出力して該下流側トランジスタＴ２０のゲート電位を接地電位にしても、ゲート電位に関係なく（つまりフェイルセーフ信号PCVFに関係なく）下流側トランジスタＴ２０はオン状態となるため、実電流は０にはならず、Ｓ２７０で肯定判定されることになる。
【００８９】
その場合は、Ｓ２８０に移行してカウンタ値Ｌをインクリメントし、続くＳ２９０にてカウンタ値Ｌが予め設定した比較値Ｌａより大きいか否かを判定する。そして、比較値Ｌａより小さい間は再びＳ２７０に戻って以後同様の処理が繰り返されることになるが、比較値Ｌａを超えた場合は、Ｓ３００に進んで、下流側トランジスタＴ２０のオン故障フラグをセットする。
【００９０】
尚、Ｓ２８０，Ｓ２９０の処理によって、実電流が０より大きい状態が所定期間継続した場合に下流側トランジスタＴ２０のオン故障を判定するようにしたのは、既述の上流側トランジスタＴ１０のオン故障判定の際におけるＳ１９０，Ｓ２００の処理を行うようにした理由と同じである。
【００９１】
以上説明した本実施形態の誘導性負荷駆動装置１０における、リニアソレノイドＬｏの通電経路に異常が生じた場合の動作例について、図３〜図５に基づいて説明する。
（１）下流側トランジスタＴ２０がオン故障した場合
図３は、下流側トランジスタＴ２０がオン故障した場合の動作例を表すタイムチャートである。図示の如く、目標電流が１Ａに設定されている（つまり図２におけるＳ１３０で１Ａと演算される）ときは、その目標電流１Ａに対応したデューティ比（本例では２０％）の駆動信号PCVDが出力されると共に、Low レベルのフェイルセーフ信号PCVFが出力されることにより、上流側トランジスタＴ１０は上記デューティ比に応じてデューティ駆動し、下流側トランジスタＴ２０はオン状態に保持される。
【００９２】
このとき、時刻ｔ１で下流側トランジスタＴ２０のオン故障が発生すると、目標電流が１Ａの間はその異常を検出できないが、時刻ｔ２で目標電流が０の通電ゼロ制御になると、上流側トランジスタＴ１０は引き続き最小デューティ比（ここでは２０％）でデューティ駆動しつつ、フェイルセーフ信号PCVFをHighレベルにすることで、下流側トランジスタＴ２０をオフさせるようにする。
【００９３】
そのため、下流側トランジスタＴ２０が正常であれば、該下流側トランジスタＴ２０は時刻ｔ３にてオフする（Ｔ２０の破線部参照）のだが、本例では時刻ｔ１にてすでに下流側トランジスタＴ２０のオン故障が発生しているため、通電オフ信号としてのHighレベルのフェイルセーフ信号PCVFを出力しても、下流側トランジスタＴ２０はオンしたままの状態となる。そのため、リニアソレノイドＬｏの実電流も、本来なら時刻ｔ３以降は減少して通電停止となるはずであるが、下流側トランジスタＴ２０のオン故障により、時刻ｔ３以降も引き続き通電が継続されてしまう。
【００９４】
そこで本実施形態では、この状態をマイコン３が検知し、時刻ｔ３から所定期間（本例では時刻ｔ４までの間）通電が継続された場合に、下流側トランジスタＴ２０のオン故障を判定する（図２のＳ３００）。そして、下流側トランジスタＴ２０のオン故障が判定された時刻ｔ４にて、上流側トランジスタＴ１０をオフさせる駆動停止信号（Highレベルの駆動信号PCVD）を出力する（図２のＳ３１０）。これにより、時刻ｔ４以降はリニアソレノイドＬｏへの通電が停止することになる。
【００９５】
尚、図２のＳ２７０〜Ｓ２９０の処理によってカウント値Ｌが１からＬａまでインクリメントされるのに要する期間が、図３における時刻ｔ３〜ｔ４までの期間に該当する。
（２）上流側トランジスタＴ１０がオフ故障した場合
図４は、上流側トランジスタＴ１０がオフ故障した場合の動作例を表すタイムチャートである。図示の如く、目標電流が１Ａに設定されている（つまり図２におけるＳ１３０で１Ａと演算される）ときは、その目標電流１Ａに対応したデューティ比（２０％）の駆動信号PCVDが出力されると共に、Low レベルのフェイルセーフ信号PCVFが出力されることにより、上流側トランジスタＴ１０は上記デューティ比に応じてデューティ駆動し、下流側トランジスタＴ２０はオン状態に保持される。
【００９６】
このとき、時刻ｔ１で上流側トランジスタＴ１０のオフ故障が発生すると、その時点でリニアソレノイドＬｏへの通電が遮断されてしまい、それをもってマイコン３は上流側トランジスタＴ１０又は下流側トランジスタＴ２０の少なくとも一方がオフ故障したものと判定する（図２のＳ２３０）。そのため、時刻ｔ１からわずかに遅延した時刻ｔ２にて、本来なら再びＴ１０がオンして実電流が上昇していく（図中破線部参照）はずであるが、上流側トランジスタＴ１０のオフ故障により、該上流側トランジスタＴ１０はオンせず実電流も減少し、通電停止状態となってしまう。
【００９７】
尚、図２では省略したが、本実施形態では、Ｓ２３０によるオフ故障判定がなされた後（図４の時刻ｔ１以後）は、図４に示すように、所定期間経過後に駆動信号PCVD及びフェイルセーフ信号PCVFを共にHighレベルとするフェイルセーフをかけるようにしている。即ち、オフ故障により電流が流れなくなってはいるのだが、念のため、各トランジスタＴ１０，Ｔ１１がオフする方向のフェイルセーフをかけるのである。
【００９８】
（３）上流側トランジスタＴ１０がオン故障した場合
図５は、上流側トランジスタＴ１０がオン故障した場合の動作例を表すタイムチャートである。図示の如く、目標電流が１Ａに設定されているときは、その目標電流１Ａに対応したデューティ比（２０％）の駆動信号PCVDが出力されると共に、Low レベルのフェイルセーフ信号PCVFが出力されることにより、上流側トランジスタＴ１０は上記デューティ比に応じてデューティ駆動し、下流側トランジスタＴ２０はオン状態に保持される。
【００９９】
このとき、時刻ｔ１で上流側トランジスタＴ１０のオン故障が発生すると、駆動信号PCVDに拘わらず上流側トランジスタＴ１０はオン状態となるため、実電流は増加して通電電流しきい値である４Ａを超えてしまう。そして、この状態が所定期間継続して時刻ｔ３になると、マイコン３にて上流側トランジスタＴ１０のオン故障が判定される（図２のＳ２１０）。
【０１００】
そのため、時刻ｔ３以降は、図２のＳ１５０で肯定判定されてＳ２２０の処理、即ち下流側トランジスタＴ２０によるオープンループデューティ制御が開始される。これにより、時刻ｔ３以降は再び実電流が低下して正常な値に復帰することになる。
【０１０１】
尚、この場合も、オン故障した上流側トランジスタＴ１０への駆動信号PCVDは、念のため上流側トランジスタＴ１０をオフさせるためのHighレベルの信号を出力するフェイルセーフを行うようにしている。
従って、本実施形態の誘導性負荷駆動装置１０によれば、通電制御中における通電ゼロ制御を、上流側トランジスタＴ１０は０以外の任意のデューティ比にてデューティ駆動させつつ下流側トランジスタＴ２０をオフすることにより実現しており、そのときのリニアソレノイドＬｏの通電状態に基づいて、通電経路の異常を判定するようにしているため、通電制御中、上流側トランジスタＴ１０のオン故障を検出できるのはもちろん、通電ゼロ制御時であれば下流側トランジスタＴ２０のオン故障も検出することができ、信頼性の高い誘導性負荷駆動装置の提供が可能となると共に、車両の運転者等がその異常により迅速に対処することが可能となる。
【０１０２】
また、本実施形態では、下流側トランジスタＴ２０のオン故障発生後は、その代替として上流側トランジスタＴ１０をオフさせることにより通電ゼロ制御を行うようにしている。逆に、上流側トランジスタＴ１０がオン故障した場合には、その代替として、下流側トランジスタＴ２０によるオープンループデューティ制御を行うようにしている。そのため、下流側トランジスタＴ２０のオン故障又は上流側トランジスタＴ１０のオン故障が発生しても、引き続きリニアソレノイドＬｏを正常に駆動させることが可能となる。
【０１０３】
しかも、本実施形態では、オン故障或いはオフ故障といった異常が発生したトランジスタについては、異常判定後はフェイルセーフのために該トランジスタがオフするような駆動信号PCVD（或いはフェイルセーフ信号PCVF）を出力するようにしているため、異常発生時のフェイルセーフ処理がより確実な駆動装置の提供が可能となる。
【０１０４】
ここで、上記実施形態において、ポンプ６６は本発明の燃料圧縮手段に相当し、コモンレール６４は本発明の蓄圧器に相当する。また、図２のリニアソレノイド通電制御処理において、Ｓ１７０〜Ｓ２１０及びＳ２３０の各処理と、Ｓ２７０〜Ｓ３００の各処理は、いずれも本発明の判定手段が実行する処理に相当し、同じく図２において、Ｓ１６０，Ｓ２２０，Ｓ２６０及びＳ３１０の各処理はいずれも、本発明の通電制御手段が実行する処理に相当する。
【０１０５】
尚、本発明の実施の形態は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採り得ることはいうまでもない。
例えば、上記実施形態では、直流電源からリニアソレノイドＬｏへの通電経路におけるリニアソレノイドＬｏと直流電源正極側との間に上流側トランジスタＴ１０を設け、リニアソレノイドＬｏと直流電源負極側との間に下流側トランジスタＴ２０を設けた構成としたが、両トランジスタの配置はこれに限定されず、リニアソレノイドＬｏを正常に駆動できる限り種々の配置形態が考えられる。
【０１０６】
具体的には、例えば上流側トランジスタＴ１０と下流側トランジスタＴ２０の機能を相互に入れ替えて、上流側トランジスタＴ１０をフェイルセーフ用スイッチング素子、下流側トランジスタＴ２０をデューティ駆動用スイッチング素子として構成してもいいし、また例えば、デューティ駆動用トランジスタ及びフェイルセーフ用トランジスタを共に、リニアソレノイドＬｏと直流電源正極側との間（或いはリニアソレノイドＬｏと直流電源負極側との間）に直列配置するようにしてもいい。
【０１０７】
また、電流検出用の抵抗Ｒ２についても、図１に示した位置に限らず、リニアソレノイドＬｏへの負荷電流を検出できる限り、通電経路上の任意の位置に配置できる。
また、上記実施形態では、通電ゼロ制御時の上流側トランジスタＴ１０のデューティ比として最小値の２０％を採用したが、これに限らないことはいうまでもなく、下流側トランジスタＴ２０がオン状態のときにデューティ駆動させて実電流を検出し得る限り、任意のデューティ比を設定できる。
【０１０８】
更に、上記実施形態では、上流側トランジスタＴ１０のオン故障時に実行される下流側トランジスタＴ２０によるデューティ制御を、電流検出回路２からの実電流値に基づくフィードバック制御がなされないオープンループデューティ制御としたが、このようなオープンループ制御だと、当然ながら上流側トランジスタＴ１０正常時の正規の電流フィードバック制御に比べると通電制御の精度は低下する可能性がある。そのため、上流側トランジスタＴ１０のオン故障時に、例えばマイコン３がＡ／Ｄ変換器４から電流フィードバック値（Ｖｉ）を取り込んで、その値に基づくフィードバック演算を行って、駆動信号としてのフェイルセーフ信号PCVFを出力して下流側トランジスタＴ２０をデューティ駆動させるようにしてもよい。このようにすれば、通常制御時と遜色のない精度で通電制御を行うことが可能となる。
【０１０９】
更にまた、上記実施形態では、本発明の誘導性負荷駆動装置をディーゼルエンジンのコモンレール式燃料噴射システムに適用した場合について説明したが、これに限らず、例えばインジェクタからガソリンを直接噴射するガソリン直噴システムにおいても適用できるなど、通常の通電制御中に目標電流を０にする通電ゼロ制御が行われるものである限り、種々の応用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施形態の誘導性負荷駆動装置全体の概略構成を表す構成図である。
【図２】誘導性負荷駆動装置内のマイコンが実行するリニアソレノイド通電制御処理を示すフローチャートである。
【図３】下流側トランジスタＴ２０がオン故障した場合の動作例を表すタイムチャートである。
【図４】上流側トランジスタＴ１０がオフ故障した場合の動作例を表すタイムチャートである。
【図５】上流側トランジスタＴ１０がオン故障した場合の動作例を表すタイムチャートである。
【図６】ディーゼルエンジンのコモンレール式燃料噴射システムの概略構成を表すブロック図である。
【符号の説明】
２…電流検出回路、３…マイコン、４…Ａ／Ｄ変換器、５…受信回路、６…偏差積分回路、７…制御回路、８…電流リミッタ回路、１０…誘導性負荷駆動装置、６０…駆動装置、６１…燃料タンク、６２…サプライポンプ、６３…燃料供給経路、６４…コモンレール、６６…ポンプ、６７…圧力制御弁、Ｃ１〜Ｃ３…コンデンサ、ＣＭＰ１…コンパレータ、Ｄ１〜Ｄ３…ダイオード、Ｌｏ…リニアソレノイド、ＯＰ１…オペアンプ、Ｒ１〜Ｒ１５，Ｒ２１〜Ｒ２３，Ｒ２６〜Ｒ２８…抵抗、Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５…ＰＮＰトランジスタ、Ｔ２，Ｔ４…ＮＰＮトランジスタ、Ｔ１０…ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（上流側トランジスタ）、Ｔ２０…ＮチャネルＭＯＳトランジスタ（下流側トランジスタ）、ＺＤ１…ツェナーダイオード[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an inductive load driving device for duty-controlling energization to an inductive load such as an electromagnetic solenoid, and a method for detecting an abnormality in the energization path.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as a drive device for an inductive load such as a linear solenoid, for example, a current actually flowing through the inductive load is detected, and the detected actual current is a control signal (duty ratio is controlled) output from a microcomputer. It is known that feedback control is performed on the energization current to the inductive load so that it becomes the same value (target current value) corresponding to the signal).
[0003]
As this type of inductive load drive device, for example, in a common rail fuel injection system of a diesel engine mounted on a vehicle as shown in FIG. 6, a linear solenoid used for controlling the fuel pressure in the common rail 64 is used. There is a driving device 60 for driving. In the common rail fuel injection system of FIG. 6, a supply pump 62 mainly including a pump 66 and a pressure control valve (PCV) 67 is provided in a fuel supply path 63 from the fuel tank 61 to the common rail 64. A valve opening amount of the pressure control valve 67 is controlled by a linear solenoid (not shown) provided in the pressure control valve 67. Thereby, an appropriate amount of fuel is discharged to the common rail 64 side, and the fuel pressure in the common rail 64 is appropriately controlled. The high pressure fuel in the common rail 64 is injected into each cylinder of the diesel engine via an injector (not shown) at a predetermined timing.
[0004]
In the driving device 60, various signals necessary for controlling the fuel pressure in the common rail 64, such as the fuel pressure in the common rail 64, the engine speed, and the fuel injection amount, are fetched, and the linear solenoid is based on the fetched signals. The target current to be passed through is calculated, and the current flowing through the linear solenoid is controlled to be the same as the target current.
[0005]
As a specific configuration of the driving device 60, for example, switching transistors are respectively provided on the upstream side (DC power source positive electrode side) and the downstream side (DC power source negative electrode side) of the linear solenoid on the energization path from the DC power source to the linear solenoid. Among them, the upstream side transistor is always turned on and the downstream side transistor is duty-controlled, and during the energization, when an abnormality occurs in the energization path, the upstream side transistor is turned off to perform fail-safe control. Things are known.
[0006]
That is, the actual current flowing through the linear solenoid is fed back to a microcomputer (hereinafter abbreviated as “microcomputer”) in the drive device 60, and the microcomputer drives the downstream transistor to turn on / off the current to the linear solenoid. The energization control is performed to output a signal and set the duty ratio of the drive signal according to the difference between the actual current value and the target current value. While the energization control is normally performed, the upstream transistor is The configuration is such that it is kept on.
[0007]
By the way, in the drive device 60 configured as described above, for example, when the downstream transistor is internally short-circuited and an on-failure that is always on regardless of the drive signal from the microcomputer occurs, the linear solenoid can be driven normally. become unable. Further, for example, when an on-failure occurs in the upstream transistor, it becomes impossible to apply a fail safe that cuts off the power supply to the linear solenoid when the power supply path is abnormal. Further, for example, even when an off failure occurs in which each of the transistors is always off, the linear solenoid cannot be normally driven.
[0008]
Therefore, conventionally, the occurrence of an abnormality is detected for various abnormalities in the energization path such as an on failure / off fault of each transistor or disconnection or short circuit of the energization path. As a specific method of detecting such an abnormality, a linear solenoid such as when energizing the linear solenoid is controlled, or immediately after turning on an ignition key switch (hereinafter referred to as “IG switch”) not provided in the vehicle (when the engine is not operating). There is known a method of detecting a current flowing through an energization path and detecting an abnormality of the energization path based on the detection result when no energization control is performed without conducting energization control (see, for example, Patent Document 1).
[0009]
[Patent Document 1]
Japanese Examined Patent Publication No. 6-94831 (page 3, page 4, FIG. 3, FIG. 5)
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the drive device 60 configured to perform the energization control as described above, that is, to perform the duty control of one (downstream side) transistor while holding the other (upstream side) transistor in the ON state. Since the upstream transistor is controlled to be always in the ON state during the energization control, naturally, the ON failure cannot be detected during the energization control.
[0011]
That is, an on-failure can be detected only when no power is supplied. Specifically, for example, immediately after the IG switch is turned on and before starting energization control, the downstream side transistor is turned on and the upstream side transistor is turned off to detect the energization current. At this time, if the upstream transistor is normal, the energization current is zero. However, if an on-failure has occurred, an on-failure occurrence of the upstream transistor is detected by detecting a current that should not flow. Will be detected.
[0012]
For this reason, even if an upstream failure of the upstream transistor occurs during vehicle travel, travel (that is, during energization control) is not detected, and travel continues. Then, after the traveling is stopped, for example, the ON failure is detected only immediately after the IG switch is turned on again (but before the engine is started).
[0013]
As described above, even when the on-failure of the upstream transistor occurs and the energization control continues without being detected, if the downstream transistor further fails on, the upstream transistor is already turned on. Since it is in a state where fail-safe to be turned off cannot be applied, the current flowing through the linear solenoid increases and the drive device 60 may be destroyed.
[0014]
Therefore, even when the linear solenoid is under energization control, it is required to detect the on-failure of both the downstream transistor and the upstream transistor.
The present invention has been made in view of the above problems, and two switching elements are provided in series on a current path from a DC power source to an inductive load, and on / off of each switching element is controlled to supply the inductive load. In an inductive load driving device configured to control energization, an object is to detect an on-failure of each switching element even during energization control.
[0015]
[Means for Solving the Problems and Effects of the Invention]
The inventor of the present application, for example, not only does not energize the linear solenoid in the common rail fuel injection system (see FIG. 6) described above, but not only when the energization control is not performed, such as immediately after the IG switch is turned on. Even during the energization control to the inductive load, attention is paid to the fact that there is a time of zero energization control during which the energization current is temporarily controlled to 0 (in other words, the target current is set to 0).
[0016]
Specifically, there is a case where the fuel pressure in the common rail 64 reaches an appropriate pressure and the pressure control valve 67 is closed to stop the fuel pumping. The inventor of the present application has devised to detect an abnormality (on failure) of the upstream transistor that is turned on during energization control using this energization zero control time.
[0017]
That is, in order to solve the above problem, the abnormality detection method according to claim 1, wherein two switching elements are provided in series on the energization path from the DC power source to the inductive load, and one of the switching elements is This is configured as a duty drive switching element that is on / off controlled by a drive signal having a duty ratio corresponding to a target current to be supplied to the inductive load, and the other is in an on state during the on / off control. In an inductive load driving device configured as a fail-safe switching element that is turned off and shuts off the inductive load when an abnormality occurs in the energization path during the on / off control, there is an abnormality in the energization path. It is a method of detecting.
[0018]
In the present invention (Claim 1), during the ON / OFF control, the duty drive switching element is duty-driven (ON / OFF) at an arbitrary duty ratio other than 0 during the energization zero control where the target current is 0. The inductive load is controlled to be in a non-energized state by turning off the fail-safe switching element. If the inductive load is not in a non-energized state during this energization zero control, it is determined that an abnormality has occurred in the energization path.
[0019]
In other words, in the past, energization control (on / off control) corresponding to the target current was performed only by the duty drive switching element, so this duty drive switching element is turned off (duty ratio is 0) during energization zero control. However, in the present invention, the duty drive switching element is duty driven at an arbitrary duty ratio even when the power supply zero control is performed. The energizing current is controlled to 0 by turning it off.
[0020]
At this time, if the energization path is normal, the inductive load should be in a non-energized state at the time of this energization zero control. If this is the case, even in the energization zero control, the non-energization state does not occur, and a current corresponding to the drive signal (arbitrary duty ratio) to the duty drive switching element flows.
[0021]
Therefore, by checking whether or not the inductive load is in a non-energized state at the time of energization zero control, it is possible to detect an abnormality in the energization path such as an on failure of the fail-safe switching element.
The duty ratio here does not simply mean, for example, the ratio of the pulse width (high level period) in one cycle in the pulsed drive signal, but the ratio of the on period in the cycle in which the switching element repeats on / off. Means. That is, for example, a drive signal with a duty ratio of 0 does not simply mean that the pulse width is 0 (always low level), but a drive signal that turns off the switching element.
[0022]
For this reason, for example, for a drive signal for driving a switching element that is turned on by a low level drive signal, the off period becomes longer as the pulse width of the drive signal becomes larger. The ratio of the low level period is the duty ratio, and the state where the drive signal is always at the high level is the duty ratio 0.
[0023]
It should be noted that the abnormality detection when the duty drive switching element is on-failed can be easily realized by checking whether or not energization according to the duty ratio of the drive signal is performed during normal energization control. Yes, it has already been done.
[0024]
Further, the arrangement of the two switching elements on the energization path can be arbitrarily determined as long as the switching elements are arranged in series. For example, one switching element on the positive side of the DC power source of the inductive load in the energization path And the other can be provided on the negative side of the DC power source of the inductive load. In addition, for example, both of the two switching elements may be arranged on the DC power supply positive electrode side (or DC power supply negative electrode side) of the inductive load.
[0025]
Therefore, according to the abnormality detection method of the present invention (Claim 1), the fail-safe switching element is configured such that the current-carrying zero control during the current-carrying control is duty-driven at an arbitrary duty ratio other than 0. This is realized by turning off the power supply, and an abnormality in the current-carrying path is determined based on the current-carrying state of the inductive load. Of course, an on-failure of the fail-safe switching element can also be detected during the energization zero control.
[0026]
Next, an inductive load driving apparatus according to claim 2 is an apparatus in which the abnormality detection method according to claim 1 is realized, and a duty driving switching element is provided on a current path from a DC power source to the inductive load. And the fail-safe switching element are connected in series, and the energization control means controls the load current to the target current by controlling on / off of the duty drive switching element, and the fail-safe switching element is It turns on during the on / off control, but when the energization path abnormality occurs during the on / off control, it is turned off to cut off the inductive load. The load current flowing through the inductive load is detected by the current detection unit, and the determination unit determines whether the energization path is normal based on the detection result.
[0027]
According to the second aspect of the present invention, the energization control means outputs a drive signal having an arbitrary duty ratio other than 0 to perform duty drive of the duty drive switching element during energization zero control where the target current is 0. The inductive load is controlled to be in a non-energized state by outputting a power-off signal for turning off the fail-safe switching element. Then, the determination unit determines that an abnormality has occurred in the energization path when the inductive load is not in the non-energized state during the energization zero control.
[0028]
Therefore, according to the inductive load driving device of the second aspect, it is possible to detect the on-failure of the duty drive switching element during the energization control, and of course, to turn on the fail-safe switching element during the energization zero control. A failure can also be detected, and a highly reliable inductive load driving device can be provided.
[0029]
By the way, for example, when an on-failure of the fail-safe switching element occurs, energization to the inductive load continues even during energization zero control, that is, when energization to the inductive load should be cut off. Naturally, it is not preferable that the energization is continued. Specifically, for example, in the common rail fuel injection system of a diesel engine described in the related art, when energization to the linear solenoid constituting the pressure control valve 67 should be stopped (energization zero control), an abnormality in the energization path ( If energization is continued due to, for example, an upstream failure of the upstream transistor, the fuel pressure in the common rail 64 exceeds a desired pressure, and there is a possibility that appropriate fuel injection cannot be performed.
[0030]
Therefore, when the inductive load is not in the non-energized state during the zero current control and the occurrence of the abnormality is determined by the determination unit, the current control unit is, for example, the duty drive switching element as described in claim 3. It is preferable to perform energization zero control by outputting a drive stop signal for turning off the power.
[0031]
In other words, when energization zero control is performed, even if an energization off signal is output so as to turn off the fail-safe switching element, if the non-energization state does not occur, the duty drive switching element is turned off, so that is there.
Therefore, according to the inductive load driving device of claim 3, even when an abnormality that does not become a non-energized state occurs due to an on failure of the fail-safe switching element at the time of energization zero control, the duty drive switching element is replaced as an alternative. By performing the energization zero control with the power off, it is possible to continue to drive the inductive load normally.
[0032]
Here, as an abnormality of the energization path, it is also conceivable that, for example, the duty driving switching element may be turned on in addition to the on failure of the fail safe switching element as exemplified above. At this time, by turning off the fail-safe switching element and stopping energization to the inductive load as in the past, the minimum fail-safe can be applied, but only the fail-safe switching element is turned off. Then, of course, the driving of the inductive load is limited or stopped.
[0033]
Specifically, for example, in the case of the above-described common rail fuel injection system, the fuel pressure supply to the common rail 64 is restricted or stopped, and the fuel pressure in the common rail 64 decreases. As a result, it becomes difficult for the driver of the vehicle to drive the vehicle at a desired speed, and the driving of the vehicle must be stopped.
[0034]
Therefore, for example, as described in claim 4, when the current detected by the current detection unit during the on / off control by the duty drive switching element is larger than a predetermined energization current threshold value, the determination unit enters the energization path. When it is determined that an abnormality has occurred, after the determination, the energization control means may control the load current to the target current by performing on / off control of the fail-safe switching element with the drive signal. .
[0035]
In other words, the duty drive switching element is on-failed as one of the factors that cause the load current value to become larger than the energization current threshold value even though the on / off control is performed by the duty drive switching element. There are cases. At this time, the fail-safe switching element is also in the on state, and therefore the load current becomes large.
[0036]
Therefore, when the above-mentioned abnormality occurs, the load current is controlled to the target current by controlling the fail-safe switching element that is on during normal energization control instead of the duty drive switching element. is there.
Therefore, according to the inductive load driving device of the fourth aspect, even if the duty drive switching element is on-failed, the conduction control is performed by the other fail-safe switching element. Can be driven.
[0037]
Next, the inductive load driving device according to claim 5 is the inductive load driving device according to any one of claims 2 to 4, wherein a linear solenoid is applied as the inductive load. Is an accumulator fuel injection system configured to store high-pressure fuel obtained by boosting fuel from a fuel tank by fuel compression means in an accumulator, and to supply high-pressure fuel from the accumulator to each cylinder included in an internal combustion engine of a vehicle In order to control the pressure of the high-pressure fuel in the pressure accumulator, the pressure control valve provided in the fuel supply path from the fuel compression means to the pressure accumulator is used to control the opening / closing amount.
[0038]
A linear solenoid converts electromagnetic energy into mechanical motion by energizing an exciting coil and moving a movable iron core. The momentum (movement amount) of the mechanical motion (for example, linear movement) is converted into an energization current amount. It is a well-known one that adjusts according to
[0039]
In the accumulator fuel injection system as described above, if any abnormality occurs in the energization path to the linear solenoid and the load current cannot be controlled to the target current, the fuel pressure in the accumulator cannot be properly controlled, and the vehicle travels. May interfere with performance.
Therefore, when the invention according to any one of claims 2 to 4 is applied to the linear solenoid drive device in such an accumulator fuel injection system, for example, the fail-safe switching element on the energization path of the linear solenoid is turned on. Even when the vehicle is running (during energization control, but during energization zero control), the on-failure can be detected, and the driver of the vehicle can quickly cope with the abnormality.
[0040]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Preferred embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 is a configuration diagram illustrating a schematic configuration of the entire inductive load driving device of the present embodiment. The inductive load driving device 10 shown in FIG. 1 is configured as the driving device 10 in the common rail fuel injection system (corresponding to the pressure accumulation fuel injection system of the present invention) described in FIG. The energization to the linear solenoid Lo for operation (inductive load of the present invention) is controlled to control the opening / closing amount of the pressure control valve 67 (and the fuel pressure in the common rail 64).
[0041]
As shown in FIG. 1, the inductive load driving device 10 of the present embodiment mainly includes a P-channel MOS transistor (corresponding to a duty driving switching element of the present invention) that interrupts a current (load current) flowing through the linear solenoid Lo; (Hereinafter abbreviated as “upstream transistor”) T10 and a load (not shown) that is always on during energization control to the linear solenoid Lo (but off during energization zero control to control the load current to 0 as will be described later) N-channel MOS transistor (corresponding to the fail-safe switching element of the present invention; hereinafter referred to as “downstream”) that turns off when a failure occurs in the energization path from the DC power supply (battery voltage + B) to the linear solenoid Lo Abbreviated as “side transistor”) and the load current of the linear solenoid Lo, that is, the energization path. A current detection circuit 2 for detecting a current to be detected, an A / D converter 4 that takes in a voltage corresponding to a load current detected by the current detection circuit 2 and performs A / D conversion to output to the microcomputer 3, and a linear solenoid Lo A drive signal PCVD having a duty ratio corresponding to the target value (target current) of the current to be supplied to the inverter, instructing the driving of the linear solenoid Lo, and based on the voltage value from the A / D converter 4 The microcomputer 3 outputs a fail-safe signal PCVF for turning on / off the downstream transistor T20 in accordance with the determination result and the target current under energization control, and the drive signal PCVD from the microcomputer 3 , The resistor R1 and the capacitor C1 are connected in series, and the load current detected by the current detection circuit 2 and the drive received by the reception circuit 5 are received. Charge / discharge based on the signal PCVD, and the polarity of the charging voltage of the deviation integrating circuit 6 whose time constant is larger than the cycle of the drive signal PCVD and the capacitor C1 changing at the same cycle as the drive signal PCVD. Accordingly, the control circuit 7 outputs a switching signal for turning the upstream transistor T10 on and off to the upstream transistor T10, and the upstream when the load current to the linear solenoid Lo becomes an overcurrent state equal to or greater than a predetermined current value. And a current limiter circuit 8 for turning off the side transistor T10.
[0042]
The source of the upstream transistor T10 is connected to the battery voltage + B, which is a DC power supply voltage, via an overcurrent detection resistor R26 that forms part of the current limiter circuit 8, the gate is connected to the control circuit 7, and the drain is linear. It is connected to one end (PCV +) of the solenoid Lo. Therefore, the upstream transistor T10 is turned on when the switching signal supplied from the control circuit 7 to the gate of the upstream transistor T10 is at the low level (ground potential), and the current flows through the linear solenoid Lo, and the switching signal is It is turned off at the high level (battery voltage + B) to cut off the energization of the linear solenoid Lo, and the current flowing through the linear solenoid Lo is interrupted by turning on and off the upstream transistor T10.
[0043]
The current limiter circuit 8 includes the resistor R26, a PNP transistor T3 having an emitter connected to the battery voltage + B and a collector connected to the gate of the upstream transistor T10, a base of the transistor T3, and a source of the upstream transistor T10. And a resistor R28 connected between the base of the transistor T3 and the battery voltage + B.
[0044]
In this current limiter circuit 8, when the current flowing through the upstream transistor T10 becomes a value that is regarded as an overcurrent, and the voltage drop at the resistor R26 exceeds a predetermined value, the transistor T3 is turned on, and the upstream transistor T10 By supplying the battery voltage + B to the gate, the upstream transistor T10 is turned off. Then, when the current flowing through the upstream transistor T10 decreases, the transistor T3 is turned off, and when the current flowing through the upstream transistor T10 becomes excessive again, the transistor T3 is turned on again. Therefore, for example, even if the drain side of the upstream transistor T10 is short-circuited to the ground potential, and the current exceeding the breakdown tolerance flows through the upstream transistor T10, the upstream transistor T10 may be upstream as long as the upstream transistor T10 is normal. The current flowing through the side transistor T10 is limited, and the upstream transistor T10 can be protected.
[0045]
On the other hand, the source of the downstream transistor T20 is connected to a current detection resistor R2 that forms part of the current detection circuit 2, the gate is connected to the collector of the transistor T4 via the resistor R23, and the drain is connected to the linear solenoid Lo. Each is connected to the end (PCV-).
[0046]
A fail safe signal PCVF from the microcomputer 3 is supplied to the base of the transistor T4. When the fail safe signal PCVF is at a low level, the transistor T4 is off, and the battery voltage + B is supplied to the gate of the downstream transistor T20 via the resistors R22 and R23, so that the downstream transistor T20 is turned on. It becomes a state. Therefore, in this case, the load current to the linear solenoid Lo is interrupted according to the ON / OFF of the upstream transistor T10.
[0047]
On the other hand, when the fail safe signal PCVF from the microcomputer 3 becomes high level, the transistor T4 is turned on, and the gate voltage of the downstream transistor T20 becomes the ground potential, so that the downstream transistor T20 is turned off. It becomes. Therefore, in this case, the energization path between the other end (PCV−) of the linear solenoid Lo and the resistor R2 is forcibly interrupted.
[0048]
The current detection circuit 2 is a current detection circuit installed as a part of the energization path between the source of the downstream transistor T20 and the ground potential (that is, the DC power supply negative electrode) in the energization path from the DC power source to the linear solenoid. A resistor R2, a resistor R3 having one end connected to the end of the resistor R2 opposite to the ground potential side (that is, the source of the downstream transistor T20), and a connection between the other end of the resistor R3 and the ground potential The operational amplifier OP1 having a non-inverting input terminal (+ terminal) connected to the connection point between the resistor R4 and the resistors R3 and R4, and the inverting input terminal (−terminal) of the operational amplifier OP1 and the ground potential. A resistor R5, a resistor R6 connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier OP1, a resistor R7 connected between the output terminal of the operational amplifier OP1 and the ground potential, One end is connected to the connection point between R6 and R7 and the output terminal of the operational amplifier OP1, and the other end is connected to the resistor R8 connected to the end opposite to the resistor R1 of the capacitor C1 constituting the deviation integrating circuit 6. It is configured.
[0049]
In the current detection circuit 2, the same current as the load current flowing through the linear solenoid Lo flows through the current detection resistor R2, and a voltage Vi proportional to the current value is output from the output terminal of the operational amplifier OP1 through the resistor R8. , And output to one end of the capacitor C1 of the deviation integrating circuit 6. The current detection circuit 2 corresponds to current detection means of the present invention, and the microcomputer 3 corresponds to energization control means and determination means of the present invention.
[0050]
On the other hand, the receiving circuit 5 includes a PNP transistor T1 whose emitter is connected to a constant power supply voltage VOM (5V in this example), a resistor R9 connected between the emitter and base of the transistor T1, and driving in the microcomputer 3. A resistor R10 connected between the output terminal (output port) of the signal PCVD and the base of the transistor T1, two resistors R11 and R12 connected in series between the collector of the transistor T1 and the ground potential, and an emitter Is connected to the power supply voltage VOM, and the transistor T5 is connected to the base of the transistor T1. A connection point between the resistors R11 and R12 is connected to an end of the resistor R1 constituting the deviation integrating circuit 6 on the side opposite to the capacitor C1.
[0051]
In this receiving circuit 5, during normal energization control of the linear solenoid Lo, a high level CPU fail safe signal CPUF is output from the microcomputer 3 to the transistor T5, and the transistor T1 receives the drive signal PCVD from the microcomputer 3. Receive and turn on / off. That is, the transistor T1 is turned on when the drive signal PCVD is at a low level (ground potential), and is turned off when the drive signal PCVD is at a high level (power supply voltage VOM). When the transistor T1 is turned on, the voltage VD at the connection point between the resistors R11 and R12 becomes a value obtained by dividing the power supply voltage VOM by the resistors R11 and R12. When the transistor T1 is turned off, the voltage VD is 0V. Become. Therefore, the voltage VD at the connection point between the resistors R11 and R12 becomes a pulse signal having a waveform obtained by inverting the drive signal PCVD from the microcomputer 3, and such a voltage VD is applied to one end of the resistor R1 of the deviation integrating circuit 6. Is done.
[0052]
The CPU fail safe signal CPUF is a signal for monitoring the operation of the CPU included in the microcomputer 3 itself and outputting a level signal based on the state. Thus, the transistor T5 is turned off. On the other hand, when an abnormality occurs in the CPU, the signal becomes a low level and the transistor T5 is turned on. As a result, the base and emitter of the transistor T1 become substantially the same potential, the transistor T1 is turned off, and the voltage VD to the deviation integrating circuit 6 becomes 0V.
[0053]
The control circuit 7 has a non-inverting input terminal (+ terminal) connected to a connection point between the resistor R1 and the capacitor C1 of the deviation integrating circuit 6, and an inverting input at the end of the capacitor C1 opposite to the resistor R1. A comparator CMP1 to which a terminal (−terminal) is connected; a pull-up resistor R13 connected between the output terminal of the comparator CMP1 and the power supply voltage VOM; and a base connected to the output terminal of the comparator CMP1. An NPN transistor T2 having an emitter connected to the ground potential, a resistor R14 connected between the collector of the transistor T2 and the battery voltage + B, and a collector of the transistor T2 and a gate of the upstream transistor T10. Then, the voltage of the collector of the transistor T2 is switched to the gate of the upstream transistor T10. And a supply resistor R15 Metropolitan by.
[0054]
In the control circuit 7, the voltage on the resistor R1 side of the capacitor C1 in the deviation integrating circuit 6 (that is, the voltage on the non-inverting input terminal side of the comparator CMP1) is the voltage on the current detection circuit 2 side of the capacitor C1 (that is, the voltage of the comparator CMP1). If it is higher than the voltage on the inverting input terminal side, the output of the comparator CMP1 becomes high level, the transistor T2 is turned on, and the drive signal to the upstream side transistor T10 becomes a low level signal that turns on the upstream side transistor T10. . On the other hand, if the voltage on the resistor R1 side of the capacitor C1 is lower than the voltage on the current detection circuit 2 side of the capacitor C1, the output of the comparator CMP1 becomes low level, the transistor T2 is turned off, and the upstream transistor T10 The drive signal to become a high level signal for turning off the upstream transistor T10.
[0055]
On the other hand, the drain of the upstream transistor T10 is connected to one end of the linear solenoid Lo via the output terminal PCV + of the driving device 10, but between the output terminal PCV + and the drain of the upstream transistor T10 and the ground potential. Is connected to a diode D1 for absorbing flyback energy generated in the linear solenoid Lo with the anode at the ground potential side.
[0056]
Further, the present driving device 10 has an anode-to-anode as an element for clamping a surge voltage due to the counter electromotive force of the linear solenoid Lo generated when the downstream transistor T20 is turned off at the time of fail safe or energization zero control. A connected Zener diode ZD1 and diode D2 are provided. The cathode of the Zener diode ZD1 is connected to the drain of the downstream transistor T20 and the output terminal PCV−, and the cathode of the diode D2 is connected to the gate of the downstream transistor T20.
[0057]
Further, the voltage value Vi proportional to the load current value output from the current detection circuit 2 to the deviation integration circuit 6 is converted into an A / D converter via a filter circuit (harmonic removal filter) including a resistor R21 and a capacitor C2. 4 is converted into actual current data representing the load current of the linear solenoid Lo and output to the microcomputer 3.
[0058]
The capacitor C3 connected between the gate and drain of the upstream transistor T10 is provided for radio noise countermeasures. Further, when the voltage value Vi from the current detection circuit 2 rises to a predetermined voltage value or higher (in this embodiment, 5 V or higher) for some reason and is input to the A / D converter 4, the A / D converter 4 May not operate normally (for example, latch up). Therefore, by connecting the connection point between the resistor R8 and the resistor R21 to the power supply voltage VOM (+ 5V) via the diode D3, the input voltage to the A / D converter 4 does not exceed a predetermined voltage value. Yes.
[0059]
In such an inductive load driving apparatus 10, the driving signal PCVD from the microcomputer 3 having a duty ratio corresponding to the target current of the linear solenoid Lo is received by the receiving circuit 5, and the deviation integrating circuit 6 is received by the receiving circuit 5. Pulse signal (specifically, the voltage VD at the connection point between the resistors R11 and R12) and the detected current detected by the current detection circuit 2 (specifically, the output voltage Vi of the operational amplifier OP1) The charge / discharge operation is performed based on the above. The polarity of the charging voltage of the capacitor C1 of the deviation integrating circuit 6 is inverted at the same cycle as that of the drive signal PCVD, and the duty ratio becomes a value corresponding to the deviation between the target current and the detected current. Such a capacitor C1 The control circuit 7 controls on / off of the upstream transistor T10 in accordance with the polarity of the charging voltage. As a result, the energization of the linear solenoid Lo is interrupted, and the current flowing through the interruption is controlled to a target value corresponding to the duty ratio of the drive signal PCVD.
[0060]
More specifically, the output voltage Vi (hereinafter also referred to as current detection value Vi) of the operational amplifier OP1 indicating the actual current value flowing through the linear solenoid Lo is the voltage VD ( (Hereinafter also referred to as a target value VD), the charging voltage polarity of the capacitor C1 is inverted at the non-inverting input terminal side of the comparator CMP1 after a delay time due to the inductance of the linear solenoid Lo and the time constant of the deviation integrating circuit 6. The polarity is larger than the terminal side. As a result, the output of the comparator CMP1 becomes high level, the transistor T2 and the upstream transistor T10 are turned on, the current flowing through the linear solenoid Lo increases, and the current detection value Vi also increases.
[0061]
When the current detection value Vi increases and becomes larger than the target value VD, the polarity of the charging voltage of the capacitor C1 becomes equal to that of the comparator CMP1 after a delay time due to the inductance of the linear solenoid Lo and the time constant of the deviation integrating circuit 6. The non-inverting input terminal side has a smaller polarity than the inverting input terminal side. As a result, the output of the comparator CMP1 becomes a low level, the transistor T2 and the upstream transistor T10 are turned off, the current flowing through the linear solenoid Lo decreases, and the current detection value Vi also decreases.
[0062]
Therefore, as shown on the left side of time t4 in FIG. 3, the current detection value Vi (output of the operational amplifier OP1) follows the target value VD with a predetermined delay time with respect to the drive signal PCVD from the microcomputer 3. Therefore, the upstream transistor T10 is driven by a switching signal having a duty ratio such that the current flowing through the linear solenoid Lo becomes a target current corresponding to the duty ratio of the driving signal PCVD from the microcomputer 3.
[0063]
That is, the microcomputer 3 captures various signals (fuel pressure in the common rail 64, engine speed, fuel injection amount, etc.) representing the operation state of the diesel engine, and linearly inputs to the receiving circuit 5 based on the captured various signals. A drive signal PCVD having a duty ratio corresponding to the target current to be passed through the solenoid Lo is output. Further, the microcomputer 3 outputs the above-mentioned fail safe signal PCVF at a low level and turns on the downstream transistor T20 in a normal time when no abnormality is detected in the energization path of the linear solenoid Lo. Then, by repeating the above operation, the energization current to the linear solenoid Lo is feedback-controlled to a target current corresponding to the duty ratio of the drive signal PCVD from the microcomputer 3.
[0064]
In the present embodiment, the load current is changed in the range of 1 to 2 A by changing the duty ratio of the drive signal PCVD in the range of 20 to 70%, for example. As the duty ratio is increased to approach 70% of the upper limit, the load current flowing through the linear solenoid Lo increases (approaching 2A), the amount of opening of the pressure control valve 67 increases, and the fuel pressure in the common rail 64 increases. Will increase.
[0065]
In the present embodiment, the upstream transistor T10 is turned on when the drive signal PCVD is at a low level. Therefore, the duty ratio of the drive signal PCVD in the present embodiment indicates the ratio of the low level period in one cycle of the pulsed drive signal PCVD. That is, if the drive signal PCVD is always at a low level, the duty ratio is 100%. Conversely, if the drive signal PCVD is always at a high level, the duty ratio is 0%.
[0066]
By the way, as already described, in the common rail fuel injection system of a diesel engine, during normal energization control of the linear solenoid Lo (that is, during duty control of the upstream transistor T10 by the drive signal PCVD), for example, the fuel in the common rail 64 In some cases, such as when the pressure reaches an appropriate pressure, the energization is temporarily interrupted (energization zero control) to temporarily limit or close the valve opening amount of the pressure control valve 67.
[0067]
In the present embodiment, this energization zero control is not performed by turning off the upstream transistor T10 by setting the duty ratio of the drive signal PCVD to 0 as in the prior art, but the upstream transistor T10 has an arbitrary duty ratio. This is realized by turning off the downstream transistor T20 while driving the duty. That is, in the present embodiment, as a function of the downstream transistor T20, the energization control is being performed and the energization path is normal and is normally turned on, and when the energization path is abnormal, it is turned off to the linear solenoid Lo. In addition to the conventional fail-safe function of cutting off the energization of the current, in the normal current energization control, the control function of turning off the downstream transistor T20 instead of the upstream transistor T10 at the time of zero current control for reducing the load current to zero It also has.
[0068]
In this embodiment, the abnormality of the energization path is detected based on the current detection value Vi from the current detection circuit 2, but as described above, the energization zero control is realized by turning off the downstream transistor T20. While the energization zero control is performed during the energization control, an ON failure of the downstream transistor T20 is detected. The microcomputer 3 executes both the detection of the abnormality of the energization path and the energization control of the linear solenoid Lo.
[0069]
FIG. 2 is a flowchart showing a linear solenoid energization control process executed by the microcomputer 3. In the microcomputer 3, the CPU reads a linear solenoid energization control processing program from a ROM (not shown) and executes processing according to this program. This linear solenoid energization control process is continuously performed at a predetermined cycle after the IG switch is turned on.
[0070]
When this process is started, first, at step (hereinafter abbreviated as “S”) 110, the counter values K and L are both reset, and at S120, the target common rail pressure is set. As described above, this indicates how much fuel should be accumulated in the common rail 64 based on various signals (fuel pressure in the common rail 64, engine speed, fuel injection amount, etc.) input to the microcomputer 3. It is to set.
[0071]
In S130, a target current corresponding to the common rail pressure set in S120 is calculated. That is, the target current to be supplied to the linear solenoid Lo is calculated here.
In S140, it is determined whether or not the target current value calculated in S130 is greater than 0 mA. At this time, for example, if the engine is not started immediately after the IG switch is turned on, or if the energization zero control is performed to cut off the energization to the linear solenoid Lo even during the normal control after the engine is started. For example, since the target current is 0 in S130, the process proceeds to S240. However, the determination is affirmative in S140 and the process proceeds to S150 as long as the target current is not 0 at the normal time after engine start (when energization control is performed).
[0072]
In S150, it is determined whether or not the upstream transistor T10 has an on failure. This determination is made based on the presence or absence of an on-failure flag that is turned on (set) in S210, which will be described later.
In S160, in order to flow a load current according to the target current to the linear solenoid Lo, the drive signal PCVD having a duty ratio corresponding to the target current is output to drive the upstream transistor T10 with a duty, and the downstream transistor T20 is turned on. (That is, the fail safe signal PCVF is set to the low level) and the linear solenoid Lo is energized.
[0073]
Then, the process proceeds to S170 to determine whether or not the actual current detected by the current detection circuit 2 is greater than 0 mA. If it is greater, it is further determined in S180 whether or not the actual current is less than 4A. This determination of S170 and S180 is to determine whether or not the energization path is normal. If both are positively determined, it is considered normal for the time being.
[0074]
However, if the actual current is 4 A or more and a negative determination is made in S180, the process proceeds to S190. That is, as described above, in the present embodiment, the load current to the linear solenoid Lo is controlled to be 1 to 2 A except during the energization zero control. In this case, the main cause for the actual current to be 4 A or more may be that the upstream transistor T10 that is duty-driven is turned on and is always on regardless of the drive signal PCVD.
[0075]
Therefore, in the present embodiment, when the state where the actual current is 4 A or more continues for a predetermined period, it is determined that an ON failure of the upstream transistor T10 has occurred. Specifically, the counter value K is incremented in S190, and it is determined in subsequent S200 whether or not the counter value K has exceeded a preset comparison value Ka. When the comparison value Ka is not exceeded, the process returns to S180 again, and thereafter the same processing is repeated. When the comparison value Ka is exceeded, the process proceeds to S210 and the on-failure flag of the upstream transistor T10 is set. . As a result, an on-failure of the upstream transistor T10 is detected.
[0076]
It should be noted that the on-failure is determined after a certain period of time using the counter as described above when the load current increases momentarily due to an external factor such as a surge pulse. This is to prevent determination as an on failure. Further, 4A, which is the current value serving as the determination criterion in S180, corresponds to the energization current threshold value of the present invention.
[0077]
When the on-failure flag of the upstream transistor T10 is set by the process of S210, the determination process of S150 is affirmative and the process proceeds to S220 until it is turned off (reset), and the downstream transistor T20 opens. Loop duty control is executed. The open-loop duty control here refers to energization control that does not feed back the current that actually flows through the linear solenoid Lo.
[0078]
Specifically, the drive signal PCVD that should be output to the receiving circuit 5 is output as the fail-safe signal PCVF to the transistor T4. In this case, the fail safe signal PCVF (duty ratio corresponding to the target current) corresponds to the drive signal of the present invention (claim 4).
[0079]
In other words, normal energization control cannot be performed because the upstream transistor T10 is on-failed. Instead, the downstream transistor T20 is driven by duty so that the vehicle continues to travel as much as possible even when the upstream transistor T10 is on-failed. I am trying to do it.
[0080]
Further, after the drive signal PCVD is output in S160, the current does not flow to the linear solenoid Lo. If a negative determination is made in S170, the process proceeds to S230, and at least one of the upstream transistor T10 and the downstream transistor T20 has an off failure. An off-fault flag indicating that That is, the main cause of the actual current becoming zero despite the output of the drive signal PCVD is considered to be an off-failure of any of the above transistors. For this reason, an off-failure flag is set in S230, which means that at least one off-failure of both transistors has been detected.
[0081]
On the other hand, for example, when the engine is not started immediately after the IG switch is turned on, or when the energization zero control is performed to cut off the energization to the linear solenoid Lo even during the normal control after the engine is started. In S130, a calculation result that the target current is 0 is obtained. In this case, a negative determination is made in S140, and the process proceeds to S240.
[0082]
In S240, it is determined whether or not the upstream transistor T10 has an on-failure. If the on-failure flag is set in the above-described processing of S210, the process proceeds to S320 and the downstream transistor T20 is turned off. . That is, the high-level fail safe signal PCVF is output.
[0083]
If the upstream transistor T10 is normal, a negative determination is made in S240 and the process proceeds to S250, in which it is determined whether or not the downstream transistor T20 is on-failed. At this time, if the on-failure flag of the downstream transistor T20 is set in the process of S300 described later, an affirmative determination is made and the process proceeds to S310 to turn off the upstream transistor T10. That is, a high level drive signal PCVD is output.
[0084]
In other words, if the target current is 0 when the downstream transistor T20 is on-failure, the normal control of turning off the downstream transistor T20 and shutting off the current cannot be performed. Instead, the drive signal PCVD with a duty ratio of 0 is output. By outputting and turning off the upstream transistor T10, the energization to the linear solenoid Lo is cut off. The drive signal PCVD having a duty ratio of 0 in this case corresponds to the drive signal stop signal of the present invention.
[0085]
If the downstream transistor T20 is also normal and a negative determination is made in S250, the process proceeds to S260, and energization zero control for cutting off the energization to the linear solenoid Lo is executed. Specifically, with respect to the upstream transistor T10, the duty drive is continued by the drive signal PCVD having an arbitrary duty ratio (for example, 20% which is the minimum value in the present embodiment), and the high level fail-safe signal PCVF is output. Then, the energization zero control is executed by turning off the downstream transistor T20. The fail safe signal PCVF (High level signal) at this time corresponds to the energization off signal of the present invention.
[0086]
That is, instead of turning off the upstream transistor T10 (duty driving with a duty ratio of 0) while keeping the downstream transistor T20 on as in the prior art, in the present embodiment, even if the target current is 0, the upstream transistor T10 is turned on. The side transistor T10 is duty-driven at an arbitrary duty ratio to turn off the downstream transistor T20.
[0087]
In subsequent S270, it is determined whether or not the actual current is larger than 0 mA. At this time, if the downstream transistor T20 is normal, the downstream transistor T20 is turned off and no current flows through the linear solenoid Lo. In this case, it is assumed that the downstream transistor T20 is normal. A negative determination will be made.
[0088]
However, when the downstream transistor T20 is turned on, the high level failsafe signal PCVF is output as described above, and the gate potential of the downstream transistor T20 is set to the ground potential regardless of the gate potential (that is, failsafe). Since the downstream transistor T20 is in the ON state (regardless of the signal PCVF), the actual current does not become 0, and an affirmative determination is made in S270.
[0089]
In that case, the process proceeds to S280, where the counter value L is incremented, and in the subsequent S290, it is determined whether or not the counter value L is greater than a preset comparison value La. Then, when the value is smaller than the comparison value La, the process returns to S270 and the same processing is repeated thereafter. However, if the comparison value La is exceeded, the process proceeds to S300, and the on-failure flag of the downstream transistor T20 is set. To do.
[0090]
It should be noted that the ON failure of the downstream transistor T20 is determined when the state where the actual current is greater than 0 continues for a predetermined period by the processing of S280 and S290. This is the same as the reason why the processes of S190 and S200 are performed.
[0091]
In the inductive load driving device 10 of the present embodiment described above, an operation example when an abnormality occurs in the energization path of the linear solenoid Lo will be described with reference to FIGS.
(1) When the downstream transistor T20 is on-failed
FIG. 3 is a time chart showing an operation example when the downstream transistor T20 is turned on. As shown in the figure, when the target current is set to 1A (that is, calculated as 1A in S130 in FIG. 2), the drive signal PCVD having a duty ratio (20% in this example) corresponding to the target current 1A is In addition to the output, the low level fail safe signal PCVF is output, whereby the upstream transistor T10 is duty-driven according to the duty ratio, and the downstream transistor T20 is held in the ON state.
[0092]
At this time, if an on-failure of the downstream transistor T20 occurs at time t1, the abnormality cannot be detected while the target current is 1A. However, when the target current is zero control at time t2, the upstream transistor T10 The downstream transistor T20 is turned off by continuously setting the fail-safe signal PCVF to the high level while performing duty driving at the minimum duty ratio (20% here).
[0093]
Therefore, if the downstream transistor T20 is normal, the downstream transistor T20 is turned off at time t3 (see the broken line portion of T20), but in this example, the on-failure of the downstream transistor T20 has already occurred at time t1. Therefore, even if the high level fail-safe signal PCVF is output as the energization-off signal, the downstream transistor T20 remains on. For this reason, the actual current of the linear solenoid Lo should also decrease after time t3 and stop energization, but the energization will continue after time t3 due to the ON failure of the downstream transistor T20.
[0094]
Therefore, in this embodiment, when the microcomputer 3 detects this state and energization is continued for a predetermined period (from time t4 in this example) from time t3, it is determined whether the downstream transistor T20 is on or not (see FIG. 2 S300). Then, at time t4 when the on-failure of the downstream transistor T20 is determined, a drive stop signal (High level drive signal PCVD) for turning off the upstream transistor T10 is output (S310 in FIG. 2). Thereby, energization to the linear solenoid Lo is stopped after time t4.
[0095]
Note that the period required for the count value L to be incremented from 1 to La by the processing of S270 to S290 in FIG. 2 corresponds to the period from time t3 to time t4 in FIG.
(2) When the upstream transistor T10 fails off
FIG. 4 is a time chart showing an operation example in the case where the upstream transistor T10 has failed off. As shown in the figure, when the target current is set to 1A (that is, calculated as 1A in S130 in FIG. 2), a drive signal PCVD having a duty ratio (20%) corresponding to the target current 1A is output. At the same time, the low-level fail safe signal PCVF is output, whereby the upstream transistor T10 is duty-driven according to the duty ratio, and the downstream transistor T20 is held in the on state.
[0096]
At this time, if an off-failure of the upstream transistor T10 occurs at time t1, the energization to the linear solenoid Lo is cut off at that time, and the microcomputer 3 has at least one of the upstream transistor T10 or the downstream transistor T20. It is determined that an off failure has occurred (S230 in FIG. 2). Therefore, at time t2 slightly delayed from time t1, T10 should be turned on again and the actual current should increase (refer to the broken line portion in the figure), but due to the off failure of the upstream transistor T10, The upstream transistor T10 is not turned on, the actual current is reduced, and the energization is stopped.
[0097]
Although omitted in FIG. 2, in the present embodiment, after the off-failure determination in S230 (after time t1 in FIG. 4), as shown in FIG. Fail safe is applied to both signal PCVF and high level. That is, the current does not flow due to the off-failure, but for the sake of safety, the fail-safe in the direction in which the transistors T10 and T11 are turned off is applied.
[0098]
(3) When the upstream transistor T10 is on-failed
FIG. 5 is a time chart showing an operation example when the upstream transistor T10 is turned on. As shown in the figure, when the target current is set to 1A, a drive signal PCVD having a duty ratio (20%) corresponding to the target current 1A is output and a low-level fail safe signal PCVF is output. As a result, the upstream transistor T10 is duty-driven according to the duty ratio, and the downstream transistor T20 is held in the on state.
[0099]
At this time, if an upstream failure of the upstream transistor T10 occurs at time t1, the upstream transistor T10 is turned on regardless of the drive signal PCVD. Therefore, the actual current increases and exceeds the conduction current threshold value of 4A. End up. When this state continues for a predetermined period of time and reaches time t3, the microcomputer 3 determines whether the upstream transistor T10 is on or not (S210 in FIG. 2).
[0100]
Therefore, after time t3, an affirmative determination is made in S150 of FIG. 2, and the processing of S220, that is, the open-loop duty control by the downstream transistor T20 is started. As a result, after the time t3, the actual current decreases again and returns to a normal value.
[0101]
In this case as well, the drive signal PCVD to the upstream transistor T10 that has been turned on is fail-safe to output a high level signal for turning off the upstream transistor T10.
Therefore, according to the inductive load driving device 10 of the present embodiment, the upstream side transistor T10 turns off the downstream side transistor T20 while performing duty driving at an arbitrary duty ratio other than 0 during the energization zero control during the energization control. Since an abnormality in the energization path is determined based on the energization state of the linear solenoid Lo at that time, it is possible to detect an ON failure of the upstream transistor T10 during energization control. In the case of zero energization control, it is possible to detect an ON failure of the downstream transistor T20, and it is possible to provide a highly reliable inductive load driving device, and a vehicle driver or the like can quickly respond to the abnormality. It becomes possible to cope.
[0102]
Further, in the present embodiment, after the on-failure of the downstream transistor T20 occurs, the energization zero control is performed by turning off the upstream transistor T10 as an alternative. On the other hand, when the upstream side transistor T10 fails to turn on, as an alternative, open-loop duty control is performed by the downstream side transistor T20. Therefore, even if the downstream failure of the downstream transistor T20 or the upstream failure of the upstream transistor T10 occurs, it is possible to continue to drive the linear solenoid Lo normally.
[0103]
In addition, in the present embodiment, for a transistor in which an abnormality such as an on failure or an off failure has occurred, a drive signal PCVD (or a fail safe signal PCVF) that turns off the transistor for fail safe is output after the abnormality determination. As a result, it is possible to provide a drive device that can perform fail-safe processing when an abnormality occurs.
[0104]
Here, in the said embodiment, the pump 66 is corresponded to the fuel compression means of this invention, and the common rail 64 is equivalent to the pressure accumulator of this invention. Further, in the linear solenoid energization control process of FIG. 2, each of the processes of S170 to S210 and S230 and each of the processes of S270 to S300 corresponds to the process executed by the determination means of the present invention. Each process of S160, S220, S260, and S310 corresponds to the process executed by the energization control means of the present invention.
[0105]
The embodiment of the present invention is not limited to the above-described embodiment, and it goes without saying that various forms can be adopted as long as it belongs to the technical scope of the present invention.
For example, in the above embodiment, the upstream transistor T10 is provided between the linear solenoid Lo and the DC power source positive electrode side in the energization path from the DC power source to the linear solenoid Lo, and the downstream side between the linear solenoid Lo and the DC power source negative electrode side. Although the side transistor T20 is provided, the arrangement of both transistors is not limited to this, and various arrangement forms are conceivable as long as the linear solenoid Lo can be driven normally.
[0106]
Specifically, for example, the functions of the upstream transistor T10 and the downstream transistor T20 may be interchanged so that the upstream transistor T10 is configured as a fail-safe switching element and the downstream transistor T20 is configured as a duty driving switching element. For example, both the duty driving transistor and the fail-safe transistor may be arranged in series between the linear solenoid Lo and the DC power source positive electrode side (or between the linear solenoid Lo and the DC power source negative electrode side). Good.
[0107]
Further, the current detection resistor R2 is not limited to the position shown in FIG. 1, but can be arranged at any position on the energization path as long as the load current to the linear solenoid Lo can be detected.
In the above embodiment, 20% of the minimum value is adopted as the duty ratio of the upstream transistor T10 at the time of zero energization control. However, it is needless to say that the downstream transistor T20 is in the ON state. Any duty ratio can be set as long as the actual current can be detected by driving the motor to the duty cycle.
[0108]
Furthermore, in the above-described embodiment, the duty control by the downstream transistor T20 that is executed when the upstream transistor T10 is turned on is the open loop duty control in which feedback control based on the actual current value from the current detection circuit 2 is not performed. In such an open loop control, naturally, there is a possibility that the accuracy of the energization control may be reduced as compared with the regular current feedback control when the upstream transistor T10 is normal. Therefore, when the upstream side transistor T10 is turned on, for example, the microcomputer 3 takes in the current feedback value (Vi) from the A / D converter 4 and performs a feedback calculation based on the current feedback value (Vi), so that the fail-safe signal PCVF as a drive signal is obtained. May be output so that the downstream transistor T20 is duty-driven. In this way, it is possible to perform energization control with the same accuracy as during normal control.
[0109]
Furthermore, in the above embodiment, the case where the inductive load driving device of the present invention is applied to a common rail fuel injection system of a diesel engine has been described. However, the present invention is not limited to this. For example, a direct gasoline injection that directly injects gasoline from an injector. Various applications are possible as long as energization zero control is performed to set the target current to 0 during normal energization control, such as application in a system.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram illustrating a schematic configuration of an entire inductive load driving device according to an embodiment.
FIG. 2 is a flowchart showing a linear solenoid energization control process executed by a microcomputer in the inductive load driving device.
FIG. 3 is a time chart showing an operation example in the case where a downstream transistor T20 has an on failure.
FIG. 4 is a time chart illustrating an operation example when an upstream transistor T10 has an off failure.
FIG. 5 is a time chart showing an operation example when an upstream transistor T10 has an on failure.
FIG. 6 is a block diagram showing a schematic configuration of a common rail fuel injection system of a diesel engine.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 2 ... Current detection circuit, 3 ... Microcomputer, 4 ... A / D converter, 5 ... Reception circuit, 6 ... Deviation integration circuit, 7 ... Control circuit, 8 ... Current limiter circuit, 10 ... Inductive load drive device, 60 ... Drive device, 61 ... fuel tank, 62 ... supply pump, 63 ... fuel supply path, 64 ... common rail, 66 ... pump, 67 ... pressure control valve, C1-C3 ... capacitor, CMP1 ... comparator, D1-D3 ... diode, Lo ... linear solenoid, OP1 ... operational amplifier, R1 to R15, R21 to R23, R26 to R28 ... resistors, T1, T3, T5 ... PNP transistors, T2, T4 ... NPN transistors, T10 ... P-channel MOS transistors (upstream transistors), T20 ... N-channel MOS transistor (downstream transistor), ZD1 ... Zener diode

Claims

Two switching elements are provided in series on the energization path from the DC power source to the inductive load, and one of the switching elements is a drive signal having a duty ratio corresponding to the target current to be energized to the inductive load. It is configured as a duty drive switching element that is controlled to be turned on / off, and the other is turned on when an abnormality occurs in the energization path during the on / off control although it is on during the on / off control. In the inductive load driving device configured as a fail-safe switching element that cuts off the energization to the inductive load, an abnormality detection method for detecting an abnormality in the energization path,
During the ON / OFF control, at the time of energization zero control where the target current is 0, the fail-safe switching element is turned off while the duty driving switching element is duty-driven at an arbitrary duty ratio other than 0. To control the inductive load to be in a non-energized state,
An abnormality detection method for an inductive load driving device, wherein when the inductive load is not in a non-energized state during the energization zero control, it is determined that an abnormality has occurred in the energization path.

Two switching elements connected in series on the energization path from the DC power supply to the inductive load;
Current detecting means for detecting a load current flowing through the inductive load;
Determination means for determining whether or not the energization path is normal based on a load current detected by the current detection means;
By using one of the switching elements as a duty drive switching element and outputting a drive signal having a duty ratio corresponding to a target current to be supplied to the inductive load to control on / off of the duty drive switching element. The load current is controlled to the target current, and the other is used as a fail-safe switching element. While the on-off control is turned on, the fail-safe switching element is turned on. Energization control means for turning off the fail-safe switching element to interrupt energization to the inductive load when it is determined that an abnormality has occurred,
In an inductive load driving device comprising:
In the energization zero control in which the target current is 0, the energization control means outputs the drive signal having an arbitrary duty ratio other than 0 to drive the duty drive switching element and drive the failsafe switching element. By controlling the inductive load to be in a non-energized state by outputting a power off signal for turning off the power,
The inductive load driving apparatus according to claim 1, wherein the determination unit determines that an abnormality has occurred in the energization path when the inductive load is not in a non-energized state during the energization zero control.

When it is determined by the determination means that an abnormality has occurred because the inductive load is not in a non-energized state during the energization zero control, the energization control means turns off the duty drive switching element. The inductive load driving device according to claim 2, wherein the energization zero control is performed by outputting

The determination means determines that an abnormality has occurred in the energization path when the current detected by the current detection means during the on / off control by the duty drive switching element is greater than a predetermined energization current threshold value. And
The said energization control means controls the said load current to the said target electric current by carrying out on-off control of the said switching element for fail safe with the said drive signal after this determination. Inductive load drive device.

The inductive load is
In a pressure-accumulation fuel injection system configured to store high-pressure fuel obtained by boosting fuel from a fuel tank by a fuel compression means in an accumulator, and supply the high-pressure fuel from the accumulator to each cylinder included in an internal combustion engine of a vehicle. A linear solenoid used to control the opening / closing amount of a pressure control valve provided in a fuel supply path from the fuel compression means to the accumulator in order to control the pressure of the high-pressure fuel in the accumulator. The inductive load driving device according to claim 2, wherein the inductive load driving device is provided.