JP4067803B2

JP4067803B2 - Light emitting diode driving circuit and optical transmission device using the same

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Publication number: JP4067803B2
Application number: JP2001314470A
Authority: JP
Inventors: 秀生松田
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2001-10-11
Filing date: 2001-10-11
Publication date: 2008-03-26
Anticipated expiration: 2021-10-11
Also published as: JP2003124519A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、オーバーシュートなしに、しかも、発光ダイオードを高速に駆動可能な発光ダイオード駆動回路、および、それを用いた光伝送装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、デジタル信号を光信号で伝送するために、発光ダイオード（ＬＥＤ）や半導体レーザーなどを光源とする光伝送装置が広く用いられている。ここで、半導体レーザーを用いた場合、高速駆動が容易である一方、温度の変化に対して不安定である。この結果、熱的動作の安定化を図るために、様々な工夫が必要になり、光伝送装置の回路構成が複雑になってしまう。これに対して、ＬＥＤを光源とする光伝送装置は、ＬＥＤの特性上、ＬＥＤに並列に静電容量（寄生容量）が付加されてしまうので、半導体レーザーの場合よりも高速駆動が難しいものの、簡単な回路構成で安価に構成できる。
【０００３】
上記ＬＥＤを光源とする光伝送装置では、例えば、図１４に示すように、ＬＥＤ駆動回路１０１に駆動信号Ｖｉｎが印加されると、ドライブ電流生成回路１１１が駆動信号Ｖｉｎに略比例したドライブ電流Ｉｄｒｖを生成する。また、ピーキング電流生成回路１１２の微分回路１２１は、駆動信号Ｖｉｎを微分して、ピーキング電流Ｉｐｋ０を生成する。
【０００４】
ここで、上記ドライブ電流生成回路１１１およびピーキング電流生成回路１１２の出力は、出力端子Ｔｏに接続されている。また、ＬＥＤ１０２のアノードには、電源電圧Ｖｃｃが印加されており、カソードは、出力端子Ｔｏに接続されている。したがって、ＬＥＤ１０２には、ＬＥＤ１０２から出力端子Ｔｏへの方向に、ドライブ電流Ｉｄｒｖおよびピーキング電流Ｉｐｋ０を加算した電流Ｉｌｄが供給される。
【０００５】
ここで、ピーキング電流生成回路１１２がない場合、すなわち、ドライブ電流ＩｄｒｖのみがＬＥＤ１０２へ供給される場合には、図１５に示すように、ＬＥＤ１０２が出力する光信号波形Ｌ１０１は、上記寄生容量の影響によって、ＬＥＤ電流Ｉｌｄ（ドライブ電流Ｉｄｒｖ）に比べて大きく鈍り、比較的大きな立ち上がり時間および立ち下がり時間を必要とする。したがって、ＬＥＤ１０２を高速に駆動することは難しい。
【０００６】
一方、図１４に示すＬＥＤ駆動回路１０１は、図１６に示すように、ピーキング電流生成回路１１２が生成したピーキング電流Ｉｐｋ０とドライブ電流Ｉｄｒｖとの合計がＬＥＤ電流Ｉｌｄとして、ＬＥＤ１０２に供給される。したがって、光信号波形Ｌ１０１の立ち上がり時間、および、立ち下がり時間が短縮される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の構成では、ＬＥＤを高速に消光できるように、微分回路を構成すると、光信号波形の立ち上がり時にオーバーシュートが発生する虞れがある。
【０００８】
具体的には、上記微分回路１２１は、駆動信号Ｖｉｎを微分して、ピーキング電流Ｉｐｋ０を生成しており、ピーキング電流Ｉｐｋ０が立ち上がる際のピーク値の絶対値と、立ち下がる際のピーク値の絶対値とは、略同じ値になる。
【０００９】
したがって、例えば、微分回路１２１の電源電圧の値を大きくしたり、微分回路１２１に設けられたコンデンサの容量値を大きくするなどして、十分な速度でＬＥＤ１０２を消光できる程度にピーキング電流Ｉｐｋ０の量を増大させると、ＬＥＤ１０２を点灯する際、ＬＥＤ１０２の寄生容量への充電電流が過剰になってしまう。この結果、図１６に示すように、光信号波形Ｌ１０１の立ち上がり時に、大きなオーバーシュートが発生する虞れがある。
【００１０】
なお、近年では、高速な光信号を伝送するために、ＬＥＤ１０２を、より高速に駆動可能なＬＥＤ駆動回路１０１が求められている。したがって、上記従来のＬＥＤ駆動回路１０１において、光信号波形Ｌ１０１の立ち下がり時間を十分に短縮するためにピーキング電流Ｉｐｋ０の量を増大させると、より大きなオーバーシュートが発生してしまう。
【００１１】
ここで、光通信の受信回路の中には、受信した光信号のピーク値に基づいて、光受信レベルを検知し、当該光受信レベルに合わせて信号処理することで、受信感度を向上させるものが存在している。
【００１２】
ところが、当該構成の受信回路に、上述したような、大きなオーバーシュートを持った光信号が入力されると、オーバーシュートのピーク値に基づいて、光受信レベルが検知されてしまう。この場合、受信回路は、ピーキングの分だけ、光信号のレベルが大きいと誤判断するので、受信感度が劣化したり、誤動作する虞れがある。この結果、上記従来のＬＥＤ駆動回路１０１で高速通信しようとしても、伝送誤りが多発して、高速に通信できなくなってしまう。
【００１３】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、オーバーシュートなしに、しかも、発光ダイオードを高速に駆動可能な発光ダイオード駆動回路、および、それを用いた光伝送装置を実現することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る発光ダイオード駆動回路は、発光ダイオードの点灯／消灯を示すドライブパルス信号に基づいて、ドライブ電流を生成するドライブ電流生成回路と、上記ドライブパルス信号の値を微分した量の電流を生成する微分回路が１つ設けられ、当該電流に応じたピーキング電流を生成するピーキング電流生成回路とを備え、上記ドライブ電流およびピーキング電流を加算した電流を、上記発光ダイオードに供給する発光ダイオード駆動回路において、上記課題を解決するために、上記ピーキング電流生成回路には、上記微分回路の出力電流をピーキング電流として出力するまでの間に配され、上記発光ダイオードが点灯する際よりも消灯する際の方が、電流伝達率が高く設定された非線形電流伝達素子が１つ設けられ、上記微分回路が生成する電流は、上記発光ダイオードの点灯時と消灯時とにおいてピーク値の絶対値が同じで極性が異なるものであり、上記非線形電流伝達素子は、上記発光ダイオードが点灯する際には上記微分回路の出力電流のピーク値よりも大幅に小さい値のピーキング電流を伝達し、上記発光ダイオードが消灯する際には上記微分回路の出力電流のピーク値と略同じ値のピーキング電流を伝達することを特徴としている。
【００１５】
上記構成では、微分回路において、ドライブパルス信号を微分して生成された電流は、非線形電流伝達素子を介し、ピーキング電流として出力される。さらに、当該ピーキング電流とドライブ電流とを加算した電流が、発光ダイオードに供給される。
【００１６】
上記微分回路は、ドライブパルス信号を微分して、出力電流を生成するので、当該出力電流の絶対値は、ドライブパルス信号が点灯を示す値に変化する際と、消灯を示す値に変化する際とで、略同じ値になる。ところが、上記非線形電流伝達素子の電流伝達率は、点灯する際よりも、消灯する際の方が大きく設定されている。したがって、点灯する際のピーキング電流の絶対値を、消光する際のピーキング電流の絶対値よりも抑えることができる。なお、上記非線形電流伝達素子は、上記微分回路の出力電流をピーキング電流として出力するまでの間に配されているので、上記ドライブ電流およびピーキング電流を加算した後に設ける場合と異なり、発光ダイオードに供給する電流量の絶対値を低下させることなく、ピーキング電流の量を制御できる。
【００１７】
この結果、発光ダイオードを消光する際のピーキング電流の絶対値が発光ダイオードを高速に消光できる程度に大きくなるように、微分回路の出力電流の絶対値を設定したとしても、発光ダイオードの出力する光信号波形において、立ち上がりに発生するオーバーシュートを防止できる。
【００１８】
これにより、高速駆動が可能で、しかも、光受信レベルをピークで認識する受信回路でも受信感度が劣化しないように、発光ダイオードを駆動可能な発光ダイオード駆動回路を実現できる。
【００１９】
さらに、上記非線形電流伝達素子は、アノードが上記微分回路に接続された伝達用のダイオードであってもよい。
【００２０】
当該構成によれば、点灯する際には、非線形電流伝達素子としてのダイオード（以下では、伝達用のダイオードと称する）が逆バイアスされて、微分回路の出力電流が逆方向電流となるので、殆ど、ピーキング電流が流れなくなる。一方、消灯する際には、ダイオードが逆バイアスされないので、微分回路の出力電流が、略そのままダイオードを流れてピーキング電流となる。したがって、簡単な回路構成で、上記電流伝達率の非線形電流伝達素子を実現できる。
【００２１】
この結果、簡単な回路構成で、高速駆動が可能で、しかも、光受信レベルをピークで認識する受信回路でも受信感度が劣化しないように、発光ダイオードを駆動可能な発光ダイオード駆動回路を実現できる。
【００２２】
また、ダイオードの代わりに、上記非線形電流伝達素子は、点灯する際に導通し、消灯する際に遮断される伝達用のスイッチング素子であってもよい。
【００２３】
当該構成によれば、例えば、ＭＯＳトランジスタなど、非線形電流伝達素子としてのスイッチング素子（伝達用のスイッチング素子）は、点灯する際に導通して、微分回路の出力電流をピーキング電流として出力する。一方、消灯する際には、遮断されるので、ピーキング電流が出力されない。これにより、簡単な回路構成で、上記電流伝達率の非線形電流伝達素子を実現できる。
【００２４】
この結果、簡単な回路構成で、高速駆動が可能で、しかも、光受信レベルをピークで認識する受信回路でも受信感度が劣化しないように、発光ダイオードを駆動可能な発光ダイオード駆動回路を実現できる。
【００２５】
さらに、非線形電流伝達素子を設けたピーキング電流生成回路だけでは、発光ダイオードが点灯する際の応答速度が不足する場合には、上記各構成に加えて、上記ドライブ電流の立ち上がりにピーキングを持たせるドライブ電流ピーキング回路を備えている方が望ましい。
【００２６】
当該構成によれば、ドライブ電流ピーキング回路が、ドライブ電流の立ち上がりにピーキングを持たせるので、例えば、発光ダイオードの応答速度が遅い場合など、上記ピーキング電流生成回路だけでは、点灯する際の応答速度が不足する場合であっても、発光ダイオード駆動回路は、発光ダイオードを高速に点灯させることができる。
【００２７】
ここで、ドライブ電流ピーキング回路は、非線形電流伝達素子とは別に設けられており、発光ダイオードへ供給する電流をピーキングする量を、非線形電流伝達素子とは別に設定できる。したがって、例えば、非線形電流伝達素子の回路構成上の制限などによって、点灯する際の電流伝達率と消灯する際の電流伝達率との比率を、発光ダイオードに適した値に設定できない場合であっても、点灯する際に発光ダイオードへ供給される電流でのピーキング量と、消灯する際のピーキング量との比率を、発光ダイオードの特性に適合した値に設定できる。
【００２８】
この結果、上記電流伝達率の比率を発光ダイオードに適した値に設計できない場合であっても、高速駆動が可能で、しかも、光受信レベルをピークで認識する受信回路でも受信感度が劣化しないように、発光ダイオードを駆動可能な発光ダイオード駆動回路を実現できる。
【００２９】
また、上記各構成に加えて、上記発光ダイオードに並列に設けられ、消光時に導通するスイッチング素子を備えていてもよい。
【００３０】
上記構成において、発光ダイオードに並列に設けられたスイッチング素子は、発光ダイオードが消光する際に導通する。したがって、点灯中に発光ダイオードの寄生容量に蓄積された電荷を、消光する際に抜き取ることができる。この結果、上記ピーキング電流生成回路が生成するピーキング電流だけによって、電荷を抜き取る場合に比べて、ピーキング電流生成回路が生成するピーキング電流の量を削減できる。この結果、微分回路の時定数を決定する電源電圧の値、あるいは、容量値を低減でき、低消費電力あるいは小さな寸法で、しかも、安価な発光ダイオード駆動回路を実現できる。
【００３１】
さらに、上記構成に加えて、上記発光ダイオードに直列に設けられた電圧レベルシフト回路を備え、上記スイッチング素子は、上記発光ダイオードおよび電圧レベルシフト回路の直列回路に並列に接続されていてもよい。
【００３２】
上記構成では、電圧レベルシフト回路によって、発光ダイオードが消光する際、発光ダイオードに逆バイアスが印加される。これにより、電圧レベルシフト回路を設けない場合に比べて、スイッチング素子が消光時に発光ダイオードの寄生容量から抜き取る電流の量を増大させることができる。
【００３３】
この結果、ピーキング電流生成回路が生成するピーキング電流の量を、さらに削減でき、より低消費電力、あるいは、より小さな寸法で、しかも、より安価な発光ダイオード駆動回路を実現できる。
【００３４】
さらに、上記構成に加えて、上記電圧レベルシフト回路は、ダイオード自体、あるいは、ダイオード接続されたトランジスタなどのダイオードであってもよいし、抵抗であってもよい。当該構成によれば、電圧レベルシフト回路は、ダイオードや抵抗のように簡単な回路であるにも拘わらず、スイッチング素子の両端に印加される電圧を増大させることができる。
【００３５】
例えば、ダイオードの場合、電圧レベルシフト回路は、発光ダイオードの駆動電流に依存せず、ダイオードの順方向電圧（トランジスタのベース−エミッタ間電圧）分だけ、スイッチング素子の両端に印加される電圧を増大させる。この結果、ピーキング電流生成回路が生成するピーキング電流量の削減幅を、発光ダイオードの駆動電流に依存せずに設定でき、低消費電力、あるいは、小さな寸法で、しかも、より安価な発光ダイオード駆動回路を実現できる。
【００３６】
また、ダイオードに代えて抵抗の場合、電圧レベルシフト回路は、発光ダイオードの駆動電流と抵抗の抵抗値との積の分だけ、スイッチング素子の両端に印加される電圧を増大させる。これにより、抵抗の抵抗値を駆動電流に応じた値に設定することで、ピーキング電流生成回路が生成するピーキング電流量の削減幅を所望の値に設定でき、低消費電力、あるいは、小さな寸法で、しかも、より安価な発光ダイオード駆動回路を実現できる。
【００３７】
なお、上記各構成の発光ダイオード駆動回路は、光受信レベルをピークで認識する受信回路でも受信感度が劣化しないように、発光ダイオードを高速に駆動できるので、発光ダイオードを光源とする種々の光伝送装置に好適に使用できる。
【００３８】
具体的には、本発明に係る光伝送装置は、光ファイバー通信用、空間光伝送用または、フォトカプラ信号伝送用の発光ダイオードを駆動する発光ダイオード駆動回路が設けられた光伝送装置において、上記課題を解決するために、上記発光ダイオード駆動回路は、上記各構成のいずれかであることを特徴としている。
【００３９】
当該構成によれば、レーザー光で光信号を伝送する光伝送装置に比べて簡単な構成で安価に実現可能な光伝送装置、すなわち、発光ダイオードを光源とする光伝送装置であるにも拘わらず、光受信レベルをピークで認識する受信回路でも受信感度を劣化させることなく、高速な光信号を伝送できる。
【００４０】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施形態について図１ないし図６に基づいて説明すると以下の通りである。すなわち、図１に示すように、本実施形態に係る発光ダイオード（ＬＥＤ）の駆動回路１は、高速かつオーバーシュートなしに、ＬＥＤ２を駆動可能な回路であって、例えば、光ファイバや空間を伝送される光によって通信する光伝送装置、あるいは、フォトカプラ信号伝送用の光伝送装置において、光源となるＬＥＤを駆動する際に好適に用いられている。
【００４１】
なお、ＬＥＤ２は、各光伝送装置に適した波長のものが採用されている。例えば、光伝送装置が、安価なプラスチック製の光ファイバを介して光通信する場合、当該プラスチックファイバーの透過率が波長６５０ｎｍと７５０ｎｍとの間で略最大になる。したがって、この場合は、ＬＥＤ２として、赤外発光ダイオードではなく、当該波長域の輝度が高い赤色ＬＥＤが採用される。
【００４２】
上記ＬＥＤ２のアノードには、電源端子を介して、予め定められた電位の電源電圧Ｖｃｃが印加されており、ＬＥＤ２のカソードは、上記ＬＥＤ駆動回路１の出力端子Ｔｏに接続されている。
【００４３】
一方、上記ＬＥＤ駆動回路１は、パルス状の電圧信号として、入力端子に印加される駆動信号（ドライブパルス信号）Ｖｉｎに応じて、パルス状のドライブ電流Ｉｄｒｖを生成するドライブ電流生成回路１１と、上記駆動信号Ｖｉｎを微分した値に応じた量のピーキング電流Ｉｐｋを生成するピーキング電流生成回路１２とを備えており、出力端子Ｔｏを介してドライブ電流Ｉｄｒｖとピーキング電流Ｉｐｋとを加算したＬＥＤ電流Ｉｌｄを、ＬＥＤ２へ供給できる。
【００４４】
上記ドライブ電流生成回路１１は、例えば、図２に示すように、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタＱ１およびＱ２からなる差動増幅対を備えている。より詳細には、上記両トランジスタＱ２・Ｑ１のベースには、駆動信号Ｖｉｎを示す差動信号Ｖｉｎ＋およびＶｉｎ−がそれぞれ印加されている。信号Ｖｉｎ−が印加されているトランジスタＱ１のコレクタには、抵抗Ｒ１を介して電源電圧Ｖｃｃが印加されている。一方、信号Ｖｉｎ＋が印加されるトランジスタＱ２のコレクタは、ドライブ電流生成回路１１の出力端子として、ＬＥＤ駆動回路１の出力端子Ｔｏに接続されており、トランジスタＱ２のコレクタ電流が、ドライブ電流Ｉｄｒｖとなる。
【００４５】
また、上記両トランジスタＱ１・Ｑ２のエミッタは、互いに接続された後、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタＱ３およびＱ４からなるカレントミラー回路を介して接地されている。より詳細には、上記両トランジスタＱ３・Ｑ４のベース、および、トランジスタＱ３のコレクタは、互いに接続されている。また、トランジスタＱ３のコレクタには、バイアス用の電流源Ｉ１から、予め定められた定電流が印加されている。また、カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ３・Ｑ４のエミッタは、それぞれ接地されている。さらに、トランジスタＱ４のコレクタは、上記差動対を構成するトランジスタＱ１・Ｑ２のエミッタに接続されており、両エミッタの接続点に定電流を供給できる。
【００４６】
上記構成のドライブ電流生成回路１１では、トランジスタＱ１・Ｑ２のベース電圧の差、すなわち、駆動信号Ｖｉｎの電圧値に応じて、両トランジスタＱ１・Ｑ２のコレクタ電流の比率が変化する。一方、両トランジスタＱ１・Ｑ２のエミッタ電流の合計は、上記カレントミラー回路からの定電流なので、一定である。したがって、トランジスタＱ２のコレクタ電流、すなわち、ドライブ電流生成回路１１が出力するドライブ電流Ｉｄｒｖは、駆動信号Ｖｉｎの電圧値に略比例した電流値になる。
【００４７】
さらに、本実施形態に係るピーキング電流生成回路１２には、上記駆動信号Ｖｉｎを入力とする微分回路２１と、当該微分回路２１およびＬＥＤ駆動回路１の出力端子Ｔｏの間に介在する非線形電流伝達素子２２とを備えている。
【００４８】
上記微分回路２１は、例えば、図３に示すように、駆動信号Ｖｉｎを反転するインバータＩＮＶ１と、インバータＩＮＶ１の出力および微分回路２１の出力の間に介在するコンデンサＣ１とを備えている。これにより、微分回路２１は、駆動信号Ｖｉｎの電圧値を微分した値の出力電流Ｉｐｋ０を出力できる。また、当該構成例では、出力電流Ｉｐｋ０の電流量は、微分回路２１（より詳細には、インバータＩＮＶ１）の電源電圧Ｖｃｃの値、および、コンデンサＣ１の容量値に比例している。
【００４９】
一方、上記非線形電流伝達素子２２は、ＬＥＤ駆動回路１が駆動信号Ｖｉｎに基づきＬＥＤ２へ発光を指示する際、ＬＥＤ２の光波形にオーバーシュートが発生しない程度に、電流伝達率を低下させる。また、ＬＥＤ駆動回路１が消光を指示する際、非線形電流伝達素子２２は、より好適には、そのまま伝達するなどして、発光時よりも電流伝達率を上昇させることができる。
【００５０】
上記構成では、図４に示すように、図示しない信号源から、ＬＥＤ駆動回路１の入力端子へ駆動信号Ｖｉｎが印加される。ここで、当該駆動信号Ｖｉｎは、単に、ＬＥＤ２の点灯／消灯を示すパルス信号であり、点灯時の立ち上がり速度と、消灯時の立ち下がり速度とが略同じ電圧波形である。この場合、微分回路２１の出力電流Ｉｐｋ０は、極性は異なるものの、立ち上がり時と立ち下がり時とで略同じピーク値を持つ。
【００５１】
ところが、微分回路２１とピーキング電流生成回路１２の出力（出力端子Ｔｏ）との間には、点灯時の方が電流伝達率の低下する非線形電流伝達素子２２が介在している。したがって、点灯時と消灯時とで、出力電流Ｉｐｋ０のピーク値（絶対値）が同じであるにも拘わらず、ピーキング電流生成回路１２が出力するピーキング電流Ｉｐｋは、駆動信号Ｖｉｎが点灯を示す場合の方が、消灯を示す場合よりもピーク値の絶対値が小さくなる。
【００５２】
一方、ドライブ電流生成回路１１は、駆動信号Ｖｉｎの電圧値に略比例した電流値のドライブ電流Ｉｄｒｖを出力している。さらに、両電流Ｉｄｒｖ、Ｉｐｋを加算した電流が、ＬＥＤ電流Ｉｌｄとして、ＬＥＤ２に供給され、ＬＥＤ２の光信号波形Ｌ１は、当該ＬＥＤ電流Ｉｌｄに応じて変化する。
【００５３】
上記構成では、非線形電流伝達素子２２の電流伝達率は、点灯する際には、消灯する場合よりも小さくなるで、点灯を指示する際におけるピーキング電流Ｉｐｋのピーク値は、消灯を指示する際のピーク値よりも小さくなっている。
【００５４】
この結果、微分回路２１の出力電流Ｉｐｋ０のピーク値（絶対値）が、ＬＥＤ２を高速に消光できる程度に大きく設定されているにも拘わらず、出力電流Ｉｐｋ０をピーキング電流Ｉｐｋとしてドライブ電流Ｉｄｒｖに加算する場合と異なり、ＬＥＤ２の光信号波形Ｌ１に大きなオーバーシュートが発生しない。これにより、ＬＥＤ２からの光信号を受信する受信回路（図示せず）が、光信号のピーク値を検知して、光受信レベルを調整する場合であっても、精度よく、光信号を受信できる。
【００５５】
また、消灯する際には、非線形電流伝達素子２２の電流伝達率が点灯する際よりも高く設定されており、本実施形態に係る非線形電流伝達素子２２は、微分回路２１の出力電流Ｉｐｋ０を、そのまま伝達する。この結果、上述のように大きく設定された出力電流Ｉｐｋ０が、そのままピーキング電流Ｉｐｋとしてドライブ電流Ｉｄｒｖに加算され、ＬＥＤ２の寄生容量から、十分に電荷を放電できる。この結果、微分回路２１の出力電流Ｉｐｋ０をピーキング電流Ｉｐｋにすると共に、ＬＥＤ２の光信号波形Ｌ１にオーバーシュートが発生しない程度に出力電流Ｉｐｋ０のピーク値を抑えた場合と異なり、十分な速度で消光できる。
【００５６】
これにより、出力電流Ｉｐｋ０のピーク値（絶対値）が点灯時と消灯時とで略同じ微分回路２１を用いているにも拘わらず、ＬＥＤ駆動回路１は、光信号波形Ｌ１におけるオーバーシュート発生を抑制しながら、ＬＥＤ２を高速に駆動できる。
【００５７】
以下では、非線形電流伝達素子２２の具体例について説明する。例えば、図５の構成例に係る非線形電流伝達素子２２ａには、ダイオード（伝達用のダイオード）Ｄ１が設けられている。当該ダイオードＤ１は、アノードが微分回路２１に接続され、カソードが出力端子Ｔｏに接続されている。
【００５８】
上記構成では、駆動信号Ｖｉｎが立ち上がってハイレベルになると、上記インバータＩＮＶ１の出力電圧がローレベル（ＧＮＤ）になる。この場合は、ダイオードＤ１が逆方向にバイアスされるので、ダイオードの特性によって逆方向電流が流れなくなる。この結果、インバータＩＮＶ１の出力電圧がハイレベルの場合（駆動信号Ｖｉｎがローレベルの場合）よりも電流伝達率が大幅に低下する。したがって、図４に示すように、ピーキング電流Ｉｐｋのピーク値（絶対値）は、微分回路２１の出力電流Ｉｐｋ０のピーク値（絶対値）よりも大幅に小さな値になる。なお、ダイオードＤ１の寄生容量は、微分回路２１のコンデンサＣ１の容量値よりも十分小さいので、寄生容量に起因する誤差は、殆ど発生しない。
【００５９】
一方、駆動信号Ｖｉｎが立ち下がってローレベルになると、微分回路２１のインバータＩＮＶ１の出力電圧がハイレベル（Ｖｃｃ）になる。この場合、非線形電流伝達素子２２ａとしてのダイオードＤ１は、順方向にバイアスされる。この結果、微分回路２１の出力電流Ｉｐｋ０がそのままダイオードＤ１を流れ、ピーキング電流Ｉｐｋとなる。この場合は、ダイオードＤ１の電流伝達率が略１００％なので、図４に示すように、ピーキング電流Ｉｐｋのピーク値（絶対値）は、微分回路２１の出力電流Ｉｐｋ０のピーク値と略同じ値になる。
【００６０】
さらに、図５に示す構成例では、微分回路２１の出力端子は、ＭＯＳトランジスタ（伝達用のスイッチング素子）Ｍ１を介して、接地されている。当該トランジスタＭ１のゲートには、駆動信号Ｖｉｎが印加されている。
【００６１】
当該構成では、ダイオードＤ１がピーキング電流Ｉｐｋ（出力電流Ｉｐｋ０）を減衰させるタイミング、すなわち、駆動信号Ｖｉｎがハイレベルになるタイミングで、トランジスタＭ１が導通して、コンデンサＣ１から電荷を抜き取る。これにより、コンデンサＣ１の容量値が大きい場合であっても、ダイオードＤ１がピーキング電流Ｉｐｋ（出力電流Ｉｐｋ０）を減衰させるタイミングに遅延することなく、ダイオードＤ１に逆バイアスを印加でき、ピーキング電流Ｉｐｋを高速に変化させることができる。
【００６２】
なお、上記では、非線形電流伝達素子２２ａをダイオードＤ１で構成する場合を例にして説明したが、例えば、図６に示すように、ダイオードＤ１に代えて、順方向にピーキング電流Ｉｐｋを流すタイミング、すなわち、高い電流伝達率で微分回路２１の出力電流Ｉｐｋ０を流すタイミングで導通するＭＯＳトランジスタＭ２を設けてもよい。
【００６３】
本構成例に係る非線形電流伝達素子２２ｂにおいて、上記トランジスタＭ２は、ソースが微分回路２１の出力端子に接続され、ドレインがＬＥＤ駆動回路１の出力端子Ｔｏに接続されている。また、トランジスタＭ２のゲートには、インバータＩＮＶ２を介して、駆動信号Ｖｉｎが印加されている。
【００６４】
当該構成では、非線形電流伝達素子２２ｂがピーキング電流Ｉｐｋ（出力電流Ｉｐｋ０）を減衰させるタイミング、すなわち、駆動信号Ｖｉｎがハイレベルになるタイミングで、トランジスタＭ２のソース−ドレイン間が遮断される。これにより、駆動信号Ｖｉｎがローレベルの場合よりも電流伝達率が大幅に低下して、図４と略同様に、ピーキング電流Ｉｐｋのピーク値（絶対値）は、微分回路２１の出力電流Ｉｐｋ０のピーク値（絶対値）よりも大幅に小さな値になる。
【００６５】
一方、非線形電流伝達素子２２ｂがピーキング電流Ｉｐｋ（出力電流Ｉｐｋ０）を減衰させないタイミング、すなわち、駆動信号Ｖｉｎがローレベルになるタイミングで、トランジスタＭ２のソース−ドレイン間が導通する。したがって、微分回路２１の出力電流Ｉｐｋ０が、そのままピーキング電流Ｉｐｋとなり、図４に示すように、ピーキング電流Ｉｐｋのピーク値（絶対値）は、微分回路２１の出力電流Ｉｐｋ０のピーク値と略同じ値になる。
【００６６】
なお、図６の構成でも、トランジスタＭ１が設けられているので、非線形電流伝達素子２２ｂがピーキング電流Ｉｐｋ（出力電流Ｉｐｋ０）を減衰させるタイミングで、コンデンサＣ１から電荷を抜き取ることができ、ピーキング電流Ｉｐｋを高速に変化させることができる。
【００６７】
ところで、図１に示す構成では、微分回路２１が出力する電流Ｉｐｋ０の流路上に、非線形電流伝達素子２２を設けることで、図４に示すように、ＬＥＤ駆動回路１は、ＬＥＤ２の点灯させる際のＬＥＤ電流Ｉｌｄの波形に大きなオーバーシュートを発生させることなく、ＬＥＤ２を消光させる際には、十分な量のＬＥＤ電流ＩｌｄをＬＥＤ２から吸収できる。
【００６８】
ところが、例えば、ＬＥＤ２の応答速度が遅い場合など、点灯時における非線形電流伝達素子２２の電流伝達率が、ＬＥＤ２の光信号波形Ｌ１を十分な速度で立ち上がらせるには十分ではない場合は、図７に示すように、図４と同様のＬＥＤ電流ＩｌｄをＬＥＤ２に供給しても、ＬＥＤ２を高速に駆動できないことがある。
【００６９】
なお、例えば、図４や図５のように、ダイオードＤ１やＭＯＳトランジスタＭ２などからなる簡易な回路で、非線形電流伝達素子２２（２２ａ・２２ｂ）を実現した場合、点灯時および消灯時における電流伝達率は、ダイオードＤ１やトランジスタＭ２の特性によって決まる。したがって、全てのＬＥＤ２について、各ＬＥＤ２の固有の特性に適した電流伝達率を設定することは難しい。
【００７０】
このように、非線形電流伝達素子２２を設けたピーキング電流生成回路１２だけでは、点灯時の応答速度が不足する場合には、図８に示すＬＥＤ駆動回路１ｃのように、図１の構成に加えて、ドライブ電流Ｉｄｒｖの立ち上がり時のみにピーキング電流を発生させるドライブ電流ピーキング回路１３を設ける方が望ましい。
【００７１】
例えば、ドライブ電流生成回路１１が図２と同様の構成の場合を例にして説明すると、本実施形態に係るドライブ電流ピーキング回路１３は、例えば、図９に示すように、図２と同様の差動信号Ｖｉｎ＋の反転信号を反転するインバータＩＮＶ３と、インバータＩＮＶ３の出力端子、および、図２と同様のトランジスタＱ３・Ｑ４のベースの間に介在するコンデンサＣ２とを備えている。
【００７２】
当該構成によれば、ドライブ電流ピーキング回路１３は、差動信号Ｖｉｎ＋の電圧値を微分した値の電流を出力する。なお、当該構成例では、出力電流量は、インバータＩＮＶ３の電源電圧Ｖｃｃの値およびコンデンサＣ２の容量値に比例している。
【００７３】
したがって、駆動信号Ｖｉｎが立ち上がってハイレベルになる場合、すなわち、差動信号Ｖｉｎ＋の反転信号が立ち下がってローレベルになる場合、インバータＩＮＶ３の出力電圧は、ハイレベルとなり、図２と同様の電流源Ｉ１から供給される定電流と、ドライブ電流ピーキング回路１３の出力電流との合計が、トランジスタＱ３・Ｑ４からなるカレントミラー回路を介して、トランジスタＱ１・Ｑ２からなる差動対へ供給される。ここで、駆動信号Ｖｉｎが立ち上がってハイレベルになる場合には、当該差動対のうち、トランジスタＱ１が遮断され、トランジスタＱ２が導通している。したがって、駆動信号Ｖｉｎが立ち上がる際、ドライブ電流生成回路１１の出力電流Ｉｄｒｖは、図１０に示すように、ピーキングを持つようになる。
【００７４】
この結果、ＬＥＤ駆動回路１ｃは、ＬＥＤ２が点灯する際のみに、十分な充電電流をＬＥＤ２に供給できる。この場合は、光信号波形Ｌ１の立ち上がり時における、ＬＥＤ２の寄生容量への充電電流のみを増加させることができ、立ち上がり時間のみを短縮できる。
【００７５】
なお、ＬＥＤ２が消灯する際には、トランジスタＱ１が導通し、トランジスタＱ２が遮断される。したがって、ドライブ電流ピーキング回路１３の出力電流の変化に拘わらず、ドライブ電流生成回路１１の出力電流Ｉｄｒｖは、０になる。
【００７６】
このように、非線形電流伝達素子２２にドライブ電流ピーキング回路１３を組み合わせることで、非線形電流伝達素子２２の電流伝達率とは独立して、ＬＥＤ電流Ｉｌｄの立ち下がり時のピーキング電流と立ち下がり時のピーキング電流との比率を調整できる。したがって、例えば、応答速度が遅いＬＥＤ２と、図４または図５に示す非線形電流伝達素子２２ａまたは２２ｂとを組み合わせた場合のように、ＬＥＤ２の特性と、非線形電流伝達素子２２の電流伝達率の特性とが適合せず、非線形電流伝達素子２２を設けたピーキング電流生成回路１２だけでは、点灯時の応答速度が不足する場合であっても、ＬＥＤ駆動回路１ｃは、立ち上がり時のピーキング電流と立ち下がり時のピーキング電流との比率を、ＬＥＤ２に適合した比率に設定できる。これにより、立ち上がり時の光信号波形Ｌ１にオーバーシュートを発生させることなく、ＬＥＤ２を高速に駆動できる。
【００７７】
なお、ピーキング電流生成回路１２のようにドライブ電流Ｉｄｒｖとは別にピーキング電流Ｉｐｋを生成する場合と、ドライブ電流ピーキング回路１３のように、ドライブ電流Ｉｄｒｖをピーキングする場合とを併せて説明するために、上記では、駆動信号Ｖｉｎに略比例したドライブ電流Ｉｄｒｖと、実際のＬＥＤ電流Ｉｌｄとの差をピーキング電流と称している。
【００７８】
以下では、本発明の他の実施形態について、図１１ないし図１３に基づいて説明する。なお、以下では、図８に示すＬＥＤ駆動回路１ｃの構成に加えて、後述する部材１４などが設けられた場合を例にして説明するが、ＬＥＤ駆動回路１に両部材１４などを加えた場合でも同様の効果が得られる。
【００７９】
すなわち、本実施形態に係るＬＥＤ駆動回路１ｄは、図１１に示すように、消光時にＬＥＤ２のカソードから電荷を抜き取るスイッチング素子１４を備えている。上記スイッチング素子１４は、例えば、図１２に示すように、ＬＥＤ２に並列に設けられた、ＰｃｈのＭＯＳトランジスタＭ３であって、例えば、駆動信号Ｖｉｎをゲートに印加するなどして、ＬＥＤ２が消光するタイミングで導通するように制御される。
【００８０】
上記構成では、ＬＥＤ２が消光する際、ＬＥＤ２の寄生容量に蓄積された電荷は、ドライブ電流生成回路１１およびピーキング電流生成回路１２が出力端子Ｔｏを介して抜き取るだけではなく、スイッチング素子１４を介しても抜き取られる。
【００８１】
したがって、高速かつオーバーシュートなしにＬＥＤ２を駆動できるにも拘わらず、ピーキング電流生成回路１２が生成しなければならないピーキング電流Ｉｐｋの量を、スイッチング素子１４を設けない場合に比べて、スイッチング素子１４により抜き取られる電流Ｉｓｗの分だけ低減できる。ここで、上述したように、ピーキング電流Ｉｐｋの量は、微分回路２１のコンデンサＣ１の容量値と、電源電圧Ｖｃｃの値とに比例している。したがって、ピーキング電流Ｉｐｋを削減することで、ＬＥＤ駆動回路１ｄの電力消費を抑制できる。また、コンデンサＣ１の容量値を小さくできるので、ＬＥＤ駆動回路１ｄの寸法を縮小できる。これらの結果、安価なＬＥＤ駆動回路１ｄを実現できる。
【００８２】
さらに、本実施形態に係るＬＥＤ駆動回路１ｄには、図１１に示すように、消光時にＬＥＤ２に逆バイアスを印加するレベルシフト回路（電圧レベルシフト回路）１５が設けられており、上記スイッチング素子１４は、レベルシフト回路１５およびＬＥＤ２の直列回路に並列に設けられている。
【００８３】
ここで、上記スイッチング素子１４がＬＥＤ２の寄生容量から電荷を抜き取る際、スイッチング素子１４を流れる電流Ｉｓｗは、スイッチング素子１４の両端電圧および寄生容量の容量値（Ｃｌｄ）に比例する。
【００８４】
したがって、ＬＥＤ２の両端電圧をＶｆ、レベルシフト回路１５における電圧シフト量をＶｓｆｔとすると、レベルシフト回路１５を設けた場合の電流Ｉｓｗは、電圧（Ｖｆ＋Ｖｓｆｔ）と上記容量値Ｃｌｄとに比例する。これにより、レベルシフト回路１５を設けない場合、すなわち、電流Ｉｓｗが電圧Ｖｆと容量値Ｃｌｄとに比例する場合よりも、電流Ｉｓｗを増加させることができる。この結果、ピーキング電流生成回路１２が生成する必要のあるピーキング電流Ｉｐｋを、さらに低減でき、より消費電力が低く、安価なＬＥＤ駆動回路１ｄを実現できる。
【００８５】
上記レベルシフト回路１５は、例えば、図１２に示すように、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタＱ１１によって実現できる。より詳細には、トランジスタＱ１１のベースおよびコレクタには、電源電圧Ｖｃｃが印加されており、エミッタは、ＬＥＤ２に接続されている。これにより、ＬＥＤ２のアノードへ印加する電圧を、トランジスタＱ１１のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅの分だけ、低下させることができる。なお、上記トランジスタＱ１１が特許請求の範囲に記載のダイオードに対応する。
【００８６】
具体的には、上記構成の場合、レベルシフト回路１５のレベルシフト量Ｖｓｆｔは、トランジスタＱ１１のＶｂｅなので、以下の式（１）に示すように、
Ｖｓｆｔ＝Ｖｂｅ＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｌｄ／Ｉｓ） …（１）
となる。なお、上式において、ボルツマン定数をｋ、絶対温度をＴ、電荷量をｑとするとき、Ｖｔ＝ｋ×Ｔ／ｑであり、Ｉｓは、逆方向飽和電流である。また、Ｉｌｄは、ＬＥＤ２の駆動電流であり、ｌｎ（）は、自然対数である。
【００８７】
したがって、上記構成のレベルシフト回路１５では、ＬＥＤ２の駆動電流（Ｉｌｄ）に余り依存しない電圧のシフト量Ｖｓｆｔが得られる。
【００８８】
また、図１３に示すように、レベルシフト回路１５のトランジスタＱ１１を、抵抗Ｒ１１に置換した場合、レベルシフト量Ｖｓｆｔは、以下の式（２）に示すように、
Ｖｓｆｔ＝Ｉｌｄ×Ｒ …（２）
となる。なお、上式にて、Ｒは、抵抗Ｒ１１の抵抗値である。また、当該抵抗Ｒ１１が特許請求の範囲に記載の抵抗に対応する。
【００８９】
上記構成では、抵抗Ｒ１１の抵抗値によって、レベルシフト量Ｖｓｆｔを設定できるので、容易かつ任意にレベルシフト量Ｖｓｆｔを設定できる。
【００９０】
【発明の効果】
本発明に係る発光ダイオード駆動回路は、以上のように、ピーキング電流生成回路には、微分回路の出力電流をピーキング電流として出力するまでの間に配され、上記発光ダイオードが点灯する際よりも消灯する際の方が、電流伝達率が高く設定された非線形電流伝達素子が１つ設けられ、上記微分回路が生成する電流は、上記発光ダイオードの点灯時と消灯時とにおいてピーク値の絶対値が同じで極性が異なるものであり、上記非線形電流伝達素子は、上記発光ダイオードが点灯する際には上記微分回路の出力電流のピーク値よりも大幅に小さい値のピーキング電流を伝達し、上記発光ダイオードが消灯する際には上記微分回路の出力電流のピーク値と略同じ値のピーキング電流を伝達する構成である。
【００９１】
上記構成によれば、非線形電流伝達素子の電流伝達率は、点灯する際よりも、消灯する際の方が大きく設定されているので、点灯する際のピーキング電流の絶対値を、消光する際のピーキング電流の絶対値よりも抑えることができる。
【００９２】
この結果、発光ダイオードを消光する際のピーキング電流の絶対値が発光ダイオードを高速に消光できる程度に大きくなるように、微分回路の出力電流の絶対値を設定したとしても、発光ダイオードの出力する光信号波形において、立ち上がりに発生するオーバーシュートを防止できる。
【００９３】
これにより、高速駆動が可能で、しかも、光受信レベルをピークで認識する受信回路でも受信感度が劣化しないように、発光ダイオードを駆動可能な発光ダイオード駆動回路を実現できるという効果を奏する。
【００９４】
本発明に係る発光ダイオード駆動回路は、以上のように、上記構成に加えて、上記非線形電流伝達素子は、アノードが上記微分回路に接続された伝達用のダイオードである。
【００９５】
当該構成によれば、点灯する際には、上記ダイオードが逆バイアスされて、微分回路の出力電流が逆方向電流となるので、殆ど、ピーキング電流が流れなくなる。一方、消灯する際には、ダイオードが逆バイアスされないので、微分回路の出力電流が、略そのままダイオードを流れてピーキング電流となる。したがって、簡単な回路構成で、上記電流伝達率の非線形電流伝達素子を実現できるという効果を奏する。
【００９６】
本発明に係る発光ダイオード駆動回路は、以上のように、ダイオードの代わりに、上記非線形電流伝達素子は、点灯する際に導通し、消灯する際に遮断される伝達用のスイッチング素子である。
【００９７】
当該構成によれば、非線形電流伝達素子としての伝達用スイッチング素子は、点灯する際に導通して、微分回路の出力電流をピーキング電流として出力する。一方、消灯する際には、遮断されるので、ピーキング電流が出力されない。これにより、簡単な回路構成で、上記電流伝達率の非線形電流伝達素子を実現できるという効果を奏する。
【００９８】
本発明に係る発光ダイオード駆動回路は、以上のように、上記各構成に加えて、上記ドライブ電流の立ち上がりにピーキングを持たせるドライブ電流ピーキング回路を備えている構成である。
【００９９】
当該構成によれば、ドライブ電流ピーキング回路が、ドライブ電流の立ち上がりにピーキングを持たせるので、例えば、発光ダイオードの応答速度が遅い場合など、上記ピーキング電流生成回路だけでは、点灯する際の応答速度が不足する場合であっても、発光ダイオード駆動回路は、発光ダイオードを高速に点灯させることができる。
【０１００】
この結果、点灯する際の非線形電流伝達素子の電流伝達率と消灯する際の電流伝達率との比率を、発光ダイオードに適した値に設計できない場合であっても、高速駆動が可能で、しかも、光受信レベルをピークで認識する受信回路でも受信感度が劣化しないように、発光ダイオードを駆動可能な発光ダイオード駆動回路を実現できるという効果を奏する。
【０１０１】
本発明に係る発光ダイオード駆動回路は、以上のように、上記各構成に加えて、上記発光ダイオードに並列に設けられ、消光時に導通するスイッチング素子を備えている構成である。
【０１０２】
当該構成では、スイッチング素子が、発光ダイオードの寄生容量に蓄積された電荷を、消光する際に抜き取ることができるので、ピーキング電流生成回路が生成するピーキング電流の量を削減できる。この結果、微分回路の時定数を決定する電源電圧の値、あるいは、容量値を低減でき、低消費電力あるいは小さな寸法で、しかも、安価な発光ダイオード駆動回路を実現できるという効果を奏する。
【０１０３】
本発明に係る発光ダイオード駆動回路は、以上のように、上記構成に加えて、上記発光ダイオードに直列に設けられた電圧レベルシフト回路を備え、上記スイッチング素子は、上記発光ダイオードおよび電圧レベルシフト回路の直列回路に並列に接続されている構成である。
【０１０４】
上記構成では、電圧レベルシフト回路によって、発光ダイオードが消光する際、発光ダイオードに逆バイアスが印加される。これにより、電圧レベルシフト回路を設けない場合に比べて、スイッチング素子が消光時に発光ダイオードの寄生容量から抜き取る電流の量を増大させることができる。
【０１０５】
この結果、ピーキング電流生成回路が生成するピーキング電流の量を、さらに削減でき、より低消費電力、あるいは、より小さな寸法で、しかも、より安価な発光ダイオード駆動回路を実現できるという効果を奏する。
【０１０６】
本発明に係る発光ダイオード駆動回路は、以上のように、上記構成に加えて、上記電圧レベルシフト回路がダイオードまたは抵抗である。当該構成では、電圧レベルシフト回路は、ダイオードや抵抗のように簡単な回路であるにも拘わらず、ダイオードの順方向電圧分、または、発光ダイオードの駆動電流と抵抗の抵抗値との積の分だけ、スイッチング素子の両端に印加される電圧を増大させることができる。したがって、低消費電力、あるいは、小さな寸法で、しかも、より安価な発光ダイオード駆動回路を実現できるという効果を奏する。
【０１０７】
本発明に係る光伝送装置は、以上のように、光ファイバー通信用、空間光伝送用またはフォトカプラ信号伝送用の発光ダイオードを駆動する発光ダイオード駆動回路が設けられた光伝送装置において、上記発光ダイオード駆動回路が上記各構成のいずれかである。
【０１０８】
当該構成によれば、レーザー光で光信号を伝送する光伝送装置に比べて簡単な構成で安価に実現可能な光伝送装置、すなわち、発光ダイオードを光源とする光伝送装置であるにも拘わらず、光受信レベルをピークで認識する受信回路でも受信感度を劣化させることなく、高速な光信号を伝送できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示すものであり、発光ダイオード駆動回路の要部構成を示すブロック図である。
【図２】上記発光ダイオード駆動回路において、ドライブ電流生成回路の構成例を示す回路図である。
【図３】上記発光ダイオード駆動回路において、微分回路の構成例を示す回路図である。
【図４】上記発光ダイオード駆動回路の動作を示すものであり、各部の波形を示す波形図である。
【図５】上記発光ダイオード駆動回路において、非線形電流伝達素子の構成例を示す回路図である。
【図６】上記発光ダイオード駆動回路において、非線形電流伝達素子の他の構成例を示す回路図である。
【図７】上記発光ダイオード駆動回路が、応答速度の遅い発光ダイオードを駆動する場合を示す波形図である。
【図８】本発明の他の実施形態を示すものであり、発光ダイオード駆動回路の要部構成を示すブロック図である。
【図９】上記発光ダイオード駆動回路において、ドライブ電流ピーキング回路の構成例を示す回路図である。
【図１０】上記発光ダイオード駆動回路の動作を示すものであり、各部の波形を示す波形図である。
【図１１】本発明のさらに他の実施形態を示すものであり、発光ダイオード駆動回路の要部構成を示すブロック図である。
【図１２】上記発光ダイオード駆動回路において、スイッチング素子およびレベルシフト回路の構成例を示す回路図である。
【図１３】上記発光ダイオード駆動回路において、スイッチング素子およびレベルシフト回路の他の構成例を示す回路図である。
【図１４】従来技術を示すものであり、発光ダイオード駆動回路の要部構成を示すブロック図である。
【図１５】上記発光ダイオード駆動回路からピーキング電流生成回路を削除した回路の動作を示す波形図である。
【図１６】上記発光ダイオード駆動回路の動作を示すものであり、各部の波形を示す波形図である。
【符号の説明】
１・１ａ〜１ｄ発光ダイオード駆動回路
２発光ダイオード
１１ドライブ電流生成回路
１２ピーキング電流生成回路
１３ドライブ電流ピーキング回路
１４スイッチング素子
１５レベルシフト回路（電圧レベルシフト回路）
２１微分回路
２２・２２ａ・２２ｂ非線形電流伝達素子
Ｄ１ダイオード（伝達用のダイオード）
Ｍ１トランジスタ（伝達用のスイッチング素子）
Ｑ１１トランジスタ（ダイオード）
Ｒ１１抵抗
Ｖｉｎ駆動信号（ドライブパルス信号）
Ｉｐｋピーキング電流
Ｉｄｒｖドライブ電流[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a light emitting diode driving circuit capable of driving a light emitting diode at high speed without overshoot, and an optical transmission device using the same.
[0002]
[Prior art]
In recent years, in order to transmit a digital signal as an optical signal, an optical transmission device using a light emitting diode (LED) or a semiconductor laser as a light source has been widely used. Here, when a semiconductor laser is used, high-speed driving is easy, but it is unstable with respect to a change in temperature. As a result, various devices are required to stabilize the thermal operation, and the circuit configuration of the optical transmission device becomes complicated. In contrast, an optical transmission device using an LED as a light source adds capacitance (parasitic capacitance) in parallel to the LED due to the characteristics of the LED, but it is difficult to drive at a higher speed than in the case of a semiconductor laser. It can be configured at low cost with a simple circuit configuration.
[0003]
In the optical transmission device using the LED as a light source, for example, as shown in FIG. 14, when the drive signal Vin is applied to the LED drive circuit 101, the drive current generation circuit 111 causes the drive current Idrv to be approximately proportional to the drive signal Vin. Is generated. Further, the differentiation circuit 121 of the peaking current generation circuit 112 differentiates the drive signal Vin to generate a peaking current Ipk0.
[0004]
Here, the outputs of the drive current generation circuit 111 and the peaking current generation circuit 112 are connected to an output terminal To. The power supply voltage Vcc is applied to the anode of the LED 102, and the cathode is connected to the output terminal To. Therefore, the current Ild obtained by adding the drive current Idrv and the peaking current Ipk0 is supplied to the LED 102 in the direction from the LED 102 to the output terminal To.
[0005]
Here, when the peaking current generation circuit 112 is not provided, that is, when only the drive current Idrv is supplied to the LED 102, the optical signal waveform L101 output from the LED 102 is influenced by the parasitic capacitance as shown in FIG. Therefore, the LED current Ild (drive current Idrv) is significantly dull, and relatively large rise time and fall time are required. Therefore, it is difficult to drive the LED 102 at high speed.
[0006]
On the other hand, as shown in FIG. 16, the LED drive circuit 101 shown in FIG. 14 supplies the LED 102 with the sum of the peaking current Ipk0 and the drive current Idrv generated by the peaking current generation circuit 112 as the LED current Ild. Therefore, the rise time and fall time of the optical signal waveform L101 are shortened.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above-described conventional configuration, if the differentiation circuit is configured so that the LED can be quenched at high speed, there is a possibility that overshoot occurs at the rise of the optical signal waveform.
[0008]
Specifically, the differentiating circuit 121 differentiates the drive signal Vin to generate the peaking current Ipk0, and the absolute value of the peak value when the peaking current Ipk0 rises and the absolute value of the peak value when it falls The value is substantially the same value.
[0009]
Therefore, for example, the amount of peaking current Ipk0 is set to such an extent that the LED 102 can be extinguished at a sufficient speed by increasing the power supply voltage value of the differentiating circuit 121 or increasing the capacitance value of the capacitor provided in the differentiating circuit 121. If the LED 102 is increased, the charging current to the parasitic capacitance of the LED 102 becomes excessive when the LED 102 is turned on. As a result, as shown in FIG. 16, a large overshoot may occur when the optical signal waveform L101 rises.
[0010]
In recent years, in order to transmit a high-speed optical signal, there is a demand for an LED drive circuit 101 that can drive the LED 102 at a higher speed. Therefore, in the conventional LED driving circuit 101, if the amount of the peaking current Ipk0 is increased in order to sufficiently shorten the falling time of the optical signal waveform L101, a larger overshoot occurs.
[0011]
Here, some optical communication receiving circuits improve the receiving sensitivity by detecting the optical reception level based on the peak value of the received optical signal and processing the signal according to the optical reception level. Is present.
[0012]
However, when an optical signal having a large overshoot as described above is input to the reception circuit having the above configuration, the optical reception level is detected based on the peak value of the overshoot. In this case, since the receiving circuit erroneously determines that the level of the optical signal is high by the amount of peaking, there is a possibility that the receiving sensitivity deteriorates or malfunctions. As a result, even if high-speed communication is attempted with the conventional LED driving circuit 101, transmission errors frequently occur and high-speed communication cannot be performed.
[0013]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a light emitting diode driving circuit capable of driving a light emitting diode at high speed without overshooting, and an optical transmission device using the same. Is to realize.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
A light-emitting diode driving circuit according to the present invention generates a drive current generation circuit that generates a drive current based on a drive pulse signal that indicates whether the light-emitting diode is turned on or off, and a current that is an amount obtained by differentiating the value of the drive pulse signal. Differentiating circuit to One And a peaking current generation circuit that generates a peaking current according to the current, and that supplies a current obtained by adding the drive current and the peaking current to the light emitting diode. For this reason, the peaking current generation circuit is arranged until the output current of the differentiation circuit is output as the peaking current, and the current transfer rate is higher when the light emitting diode is turned off than when the light emitting diode is turned on. Highly set nonlinear current transfer element One The current generated by the differentiating circuit has the same peak value and different polarity when the light emitting diode is turned on and off, and the nonlinear current transfer element is turned on when the light emitting diode is turned on. When peaking current is significantly smaller than the peak value of the output current of the differentiating circuit, Transmission When the light emitting diode is turned off, a peaking current having a value substantially equal to the peak value of the output current of the differentiating circuit is applied. Transmission It is characterized by doing.
[0015]
In the above configuration, the current generated by differentiating the drive pulse signal in the differentiating circuit is output as the peaking current via the nonlinear current transfer element. Further, a current obtained by adding the peaking current and the drive current is supplied to the light emitting diode.
[0016]
Since the differential circuit differentiates the drive pulse signal to generate an output current, the absolute value of the output current changes when the drive pulse signal changes to a value indicating lighting and to a value indicating extinction. And almost the same value. However, the current transfer rate of the nonlinear current transfer element is set larger when the light is turned off than when it is turned on. Therefore, the absolute value of the peaking current at the time of lighting can be suppressed to be smaller than the absolute value of the peaking current at the time of quenching. Since the nonlinear current transfer element is arranged until the output current of the differentiation circuit is output as peaking current, it is supplied to the light emitting diode unlike the case where it is provided after adding the drive current and peaking current. The amount of peaking current can be controlled without reducing the absolute value of the current amount.
[0017]
As a result, even if the absolute value of the output current of the differentiation circuit is set so that the absolute value of the peaking current when the light emitting diode is extinguished is large enough to quench the light emitting diode at high speed, the light output from the light emitting diode In the signal waveform, it is possible to prevent overshoot that occurs at the rising edge.
[0018]
As a result, it is possible to realize a light emitting diode driving circuit capable of driving a light emitting diode so that high-speed driving is possible and the receiving sensitivity does not deteriorate even in a receiving circuit that recognizes the optical reception level at a peak.
[0019]
Furthermore, the nonlinear current transmission element may be a transmission diode having an anode connected to the differentiation circuit.
[0020]
According to this configuration, when the lamp is lit, a diode as a nonlinear current transmission element (hereinafter referred to as a transmission diode) is reverse-biased, and the output current of the differentiation circuit becomes a reverse current. , Peaking current stops flowing. On the other hand, when the light is extinguished, the diode is not reverse-biased, so that the output current of the differentiating circuit flows through the diode as it is and becomes a peaking current. Therefore, the nonlinear current transfer element having the current transfer rate can be realized with a simple circuit configuration.
[0021]
As a result, a light-emitting diode driving circuit capable of driving the light-emitting diode can be realized with a simple circuit configuration, capable of high-speed driving, and so that reception sensitivity does not deteriorate even in a receiving circuit that recognizes the optical reception level at the peak.
[0022]
Further, instead of the diode, the non-linear current transmission element may be a transmission switching element that is turned on when turned on and cut off when turned off.
[0023]
According to this configuration, for example, a switching element (transmission switching element) as a nonlinear current transmission element such as a MOS transistor is turned on when it is lit, and outputs the output current of the differentiation circuit as a peaking current. On the other hand, when the light is turned off, the peaking current is not output because the light is cut off. Thereby, the non-linear current transfer element having the current transfer rate can be realized with a simple circuit configuration.
[0024]
As a result, a light-emitting diode driving circuit capable of driving the light-emitting diode can be realized with a simple circuit configuration, capable of high-speed driving, and so that reception sensitivity does not deteriorate even in a receiving circuit that recognizes the optical reception level at the peak.
[0025]
Further, in the case where the response speed when the light emitting diode is lit is insufficient with only the peaking current generation circuit provided with the non-linear current transfer element, in addition to each of the above configurations, the drive that gives peaking to the rise of the drive current It is desirable to have a current peaking circuit.
[0026]
According to this configuration, since the drive current peaking circuit gives peaking to the rise of the drive current, for example, when the response speed of the light emitting diode is slow, only the peaking current generation circuit has a response speed when lighting. Even if it is insufficient, the LED driving circuit can light up the LED at high speed.
[0027]
Here, the drive current peaking circuit is provided separately from the nonlinear current transfer element, and the amount of peaking of the current supplied to the light emitting diode can be set separately from the nonlinear current transfer element. Therefore, for example, when the ratio of the current transmission rate when the light is turned on and the current transmission rate when the light is turned off cannot be set to a value suitable for the light-emitting diode due to limitations on the circuit configuration of the nonlinear current transmission element. In addition, the ratio between the peaking amount at the current supplied to the light emitting diode when the light is turned on and the peaking amount when the light is turned off can be set to a value suitable for the characteristics of the light emitting diode.
[0028]
As a result, even when the ratio of the current transfer rate cannot be designed to a value suitable for a light emitting diode, high-speed driving is possible, and reception sensitivity does not deteriorate even in a reception circuit that recognizes the optical reception level at a peak. In addition, a light emitting diode driving circuit capable of driving the light emitting diode can be realized.
[0029]
Moreover, in addition to each said structure, you may provide the switching element which is provided in parallel with the said light emitting diode, and conduct | electrically_connects at the time of quenching.
[0030]
In the above configuration, the switching element provided in parallel with the light emitting diode conducts when the light emitting diode is quenched. Therefore, the charge accumulated in the parasitic capacitance of the light emitting diode during lighting can be extracted when quenching. As a result, the amount of peaking current generated by the peaking current generation circuit can be reduced as compared with the case where charges are extracted only by the peaking current generated by the peaking current generation circuit. As a result, the value of the power supply voltage or the capacitance value that determines the time constant of the differentiation circuit can be reduced, and an inexpensive light-emitting diode driving circuit can be realized with low power consumption or small dimensions.
[0031]
Further, in addition to the above configuration, a voltage level shift circuit provided in series with the light emitting diode may be provided, and the switching element may be connected in parallel to a series circuit of the light emitting diode and the voltage level shift circuit.
[0032]
In the above configuration, when the light emitting diode is extinguished by the voltage level shift circuit, a reverse bias is applied to the light emitting diode. As a result, the amount of current extracted from the parasitic capacitance of the light emitting diode when the switching element is extinguished can be increased as compared with the case where the voltage level shift circuit is not provided.
[0033]
As a result, the amount of peaking current generated by the peaking current generation circuit can be further reduced, and a light-emitting diode drive circuit with lower power consumption or smaller dimensions and at a lower cost can be realized.
[0034]
Further, in addition to the above configuration, the voltage level shift circuit may be a diode itself, a diode such as a diode-connected transistor, or a resistor. According to this configuration, although the voltage level shift circuit is a simple circuit such as a diode or a resistor, the voltage applied to both ends of the switching element can be increased.
[0035]
For example, in the case of a diode, the voltage level shift circuit increases the voltage applied to both ends of the switching element by the forward voltage of the diode (the voltage between the base and emitter of the transistor) without depending on the driving current of the light emitting diode. Let As a result, the reduction width of the peaking current amount generated by the peaking current generation circuit can be set without depending on the driving current of the light emitting diode, and the light emitting diode driving circuit can be configured with low power consumption or small dimensions and at a lower price. Can be realized.
[0036]
In the case of a resistor instead of a diode, the voltage level shift circuit increases the voltage applied to both ends of the switching element by the product of the drive current of the light emitting diode and the resistance value of the resistor. As a result, by setting the resistance value of the resistor to a value according to the drive current, the reduction width of the peaking current amount generated by the peaking current generation circuit can be set to a desired value, with low power consumption or small dimensions. In addition, a cheaper LED driving circuit can be realized.
[0037]
The light emitting diode drive circuit having the above configuration can drive the light emitting diode at high speed so that the reception sensitivity does not deteriorate even in the receiving circuit that recognizes the light reception level at the peak, so that various light transmissions using the light emitting diode as a light source are possible. It can be suitably used for an apparatus.
[0038]
Specifically, the optical transmission device according to the present invention is an optical transmission device provided with a light emitting diode driving circuit for driving a light emitting diode for optical fiber communication, spatial light transmission, or photocoupler signal transmission. In order to solve the above-described problem, the light-emitting diode driving circuit has any one of the above-described configurations.
[0039]
According to this configuration, although it is an optical transmission device that can be realized at low cost with a simple configuration compared to an optical transmission device that transmits an optical signal with laser light, that is, an optical transmission device that uses a light emitting diode as a light source. Even a receiver circuit that recognizes the optical reception level at a peak can transmit a high-speed optical signal without degrading the reception sensitivity.
[0040]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS. That is, as shown in FIG. 1, a light emitting diode (LED) driving circuit 1 according to the present embodiment is a circuit capable of driving an LED 2 at high speed and without overshoot, and transmits, for example, an optical fiber or a space. In an optical transmission device that communicates with transmitted light, or an optical transmission device for photocoupler signal transmission, it is suitably used when driving an LED that is a light source.
[0041]
The LED 2 has a wavelength suitable for each optical transmission device. For example, when the optical transmission device performs optical communication via an inexpensive plastic optical fiber, the transmittance of the plastic fiber is substantially maximum between wavelengths of 650 nm and 750 nm. Therefore, in this case, not the infrared light emitting diode but the red LED having high luminance in the wavelength range is employed as the LED 2.
[0042]
A power supply voltage Vcc having a predetermined potential is applied to the anode of the LED 2 via a power supply terminal, and the cathode of the LED 2 is connected to the output terminal To of the LED drive circuit 1.
[0043]
On the other hand, the LED drive circuit 1 includes a drive current generation circuit 11 that generates a pulsed drive current Idrv in response to a drive signal (drive pulse signal) Vin applied to an input terminal as a pulsed voltage signal; A peaking current generation circuit 12 that generates a peaking current Ipk in an amount corresponding to a value obtained by differentiating the drive signal Vin, and an LED current Ild obtained by adding the drive current Idrv and the peaking current Ipk via the output terminal To. Can be supplied to the LED 2.
[0044]
For example, as shown in FIG. 2, the drive current generation circuit 11 includes a differential amplification pair composed of npn-type bipolar transistors Q1 and Q2. More specifically, differential signals Vin + and Vin− indicating the drive signal Vin are applied to the bases of the transistors Q2 and Q1, respectively. The power supply voltage Vcc is applied to the collector of the transistor Q1 to which the signal Vin− is applied via the resistor R1. On the other hand, the collector of the transistor Q2 to which the signal Vin + is applied is connected to the output terminal To of the LED drive circuit 1 as the output terminal of the drive current generation circuit 11, and the collector current of the transistor Q2 becomes the drive current Idrv. .
[0045]
The emitters of the transistors Q1 and Q2 are connected to each other and then grounded through a current mirror circuit composed of npn bipolar transistors Q3 and Q4. More specifically, the bases of both the transistors Q3 and Q4 and the collector of the transistor Q3 are connected to each other. A predetermined constant current is applied to the collector of the transistor Q3 from the bias current source I1. The emitters of the transistors Q3 and Q4 constituting the current mirror circuit are grounded. Further, the collector of the transistor Q4 is connected to the emitters of the transistors Q1 and Q2 constituting the differential pair, and a constant current can be supplied to the connection point of both emitters.
[0046]
In the drive current generation circuit 11 configured as described above, the ratio of the collector currents of both transistors Q1 and Q2 changes according to the difference between the base voltages of the transistors Q1 and Q2, that is, the voltage value of the drive signal Vin. On the other hand, the sum of the emitter currents of both transistors Q1 and Q2 is constant because it is a constant current from the current mirror circuit. Therefore, the collector current of the transistor Q2, that is, the drive current Idrv output from the drive current generation circuit 11 has a current value substantially proportional to the voltage value of the drive signal Vin.
[0047]
Furthermore, the peaking current generation circuit 12 according to the present embodiment includes a differentiation circuit 21 that receives the drive signal Vin, and a nonlinear current transmission element that is interposed between the differentiation circuit 21 and the output terminal To of the LED drive circuit 1. 22.
[0048]
For example, as shown in FIG. 3, the differentiation circuit 21 includes an inverter INV1 that inverts the drive signal Vin, and a capacitor C1 that is interposed between the output of the inverter INV1 and the output of the differentiation circuit 21. Thereby, the differentiating circuit 21 can output the output current Ipk0 having a value obtained by differentiating the voltage value of the drive signal Vin. In the configuration example, the amount of the output current Ipk0 is proportional to the value of the power supply voltage Vcc of the differentiation circuit 21 (more specifically, the inverter INV1) and the capacitance value of the capacitor C1.
[0049]
On the other hand, when the LED drive circuit 1 instructs the LED 2 to emit light based on the drive signal Vin, the nonlinear current transfer element 22 reduces the current transfer rate to the extent that no overshoot occurs in the light waveform of the LED 2. Further, when the LED drive circuit 1 instructs the extinction, the non-linear current transfer element 22 can transmit the current as it is, for example, and can increase the current transfer rate more than that during light emission.
[0050]
In the above configuration, as shown in FIG. 4, the drive signal Vin is applied to the input terminal of the LED drive circuit 1 from a signal source (not shown). Here, the drive signal Vin is simply a pulse signal indicating turning on / off of the LED 2 and has a voltage waveform in which the rising speed at the time of lighting and the falling speed at the time of turning off are substantially the same. In this case, the output current Ipk0 of the differentiating circuit 21 has substantially the same peak value at the time of rising and at the time of falling although the polarities are different.
[0051]
However, between the differentiation circuit 21 and the output of the peaking current generation circuit 12 (output terminal To), there is a non-linear current transfer element 22 whose current transfer rate is reduced during lighting. Therefore, although the peak value (absolute value) of the output current Ipk0 is the same when the light is turned on and when the light is turned off, the peaking current Ipk output by the peaking current generation circuit 12 is the case where the drive signal Vin indicates lighting. In this case, the absolute value of the peak value is smaller than when the light is turned off.
[0052]
On the other hand, the drive current generation circuit 11 outputs a drive current Idrv having a current value approximately proportional to the voltage value of the drive signal Vin. Further, a current obtained by adding both the currents Idrv and Ipk is supplied to the LED 2 as the LED current Ild, and the optical signal waveform L1 of the LED 2 changes according to the LED current Ild.
[0053]
In the above configuration, the current transfer rate of the nonlinear current transfer element 22 is smaller when turned on than when it is turned off, and the peak value of the peaking current Ipk when instructing lighting is the same as that when instructing turning off. It is smaller than the peak value.
[0054]
As a result, the output current Ipk0 is added to the drive current Idrv as the peaking current Ipk even though the peak value (absolute value) of the output current Ipk0 of the differentiating circuit 21 is set large enough to quench the LED 2 at high speed. Unlike the case where it does, a big overshoot does not generate | occur | produce in the optical signal waveform L1 of LED2. Thus, even when a receiving circuit (not shown) that receives the optical signal from the LED 2 detects the peak value of the optical signal and adjusts the optical reception level, the optical signal can be received with high accuracy. .
[0055]
Further, when the light is turned off, the current transfer rate of the nonlinear current transfer element 22 is set higher than when the light is turned on, and the nonlinear current transfer element 22 according to the present embodiment uses the output current Ipk0 of the differentiating circuit 21 as Communicate as is. As a result, the output current Ipk0 set large as described above is added to the drive current Idrv as the peaking current Ipk as it is, and the charge can be sufficiently discharged from the parasitic capacitance of the LED2. As a result, the output current Ipk0 of the differentiating circuit 21 is changed to the peaking current Ipk, and unlike the case where the peak value of the output current Ipk0 is suppressed to such an extent that no overshoot occurs in the optical signal waveform L1 of the LED 2, it is quenched at a sufficient speed. it can.
[0056]
As a result, the LED drive circuit 1 does not generate an overshoot in the optical signal waveform L1 even though the differentiating circuit 21 is used in which the peak value (absolute value) of the output current Ipk0 is substantially the same when the light is on and when the light is off. The LED 2 can be driven at a high speed while being suppressed.
[0057]
Below, the specific example of the nonlinear current transmission element 22 is demonstrated. For example, the nonlinear current transmission element 22a according to the configuration example of FIG. 5 is provided with a diode (transmission diode) D1. The diode D1 has an anode connected to the differentiation circuit 21 and a cathode connected to the output terminal To.
[0058]
In the above configuration, when the drive signal Vin rises and becomes high level, the output voltage of the inverter INV1 becomes low level (GND). In this case, since the diode D1 is biased in the reverse direction, the reverse current does not flow due to the characteristics of the diode. As a result, the current transfer rate is significantly lower than when the output voltage of the inverter INV1 is at a high level (when the drive signal Vin is at a low level). Therefore, as shown in FIG. 4, the peak value (absolute value) of the peaking current Ipk is significantly smaller than the peak value (absolute value) of the output current Ipk0 of the differentiating circuit 21. Since the parasitic capacitance of the diode D1 is sufficiently smaller than the capacitance value of the capacitor C1 of the differentiating circuit 21, errors due to the parasitic capacitance hardly occur.
[0059]
On the other hand, when the drive signal Vin falls and becomes low level, the output voltage of the inverter INV1 of the differentiation circuit 21 becomes high level (Vcc). In this case, the diode D1 as the nonlinear current transfer element 22a is biased in the forward direction. As a result, the output current Ipk0 of the differentiating circuit 21 flows through the diode D1 as it is, and becomes the peaking current Ipk. In this case, since the current transfer rate of the diode D1 is approximately 100%, as shown in FIG. 4, the peak value (absolute value) of the peaking current Ipk is substantially the same as the peak value of the output current Ipk0 of the differentiating circuit 21. Become.
[0060]
Furthermore, in the configuration example shown in FIG. 5, the output terminal of the differentiating circuit 21 is grounded via a MOS transistor (transmission switching element) M1. A drive signal Vin is applied to the gate of the transistor M1.
[0061]
In this configuration, at the timing when the diode D1 attenuates the peaking current Ipk (output current Ipk0), that is, at the timing when the drive signal Vin becomes high level, the transistor M1 becomes conductive and extracts the charge from the capacitor C1. Thus, even when the capacitance value of the capacitor C1 is large, a reverse bias can be applied to the diode D1 without delaying the timing at which the diode D1 attenuates the peaking current Ipk (output current Ipk0), and the peaking current Ipk is reduced. It can be changed at high speed.
[0062]
In the above description, the case where the nonlinear current transfer element 22a is configured by the diode D1 has been described as an example. For example, as shown in FIG. 6, instead of the diode D1, the timing at which the peaking current Ipk flows in the forward direction, In other words, a MOS transistor M2 that conducts at a timing when the output current Ipk0 of the differentiating circuit 21 flows with a high current transfer rate may be provided.
[0063]
In the nonlinear current transfer element 22b according to this configuration example, the transistor M2 has a source connected to the output terminal of the differentiation circuit 21 and a drain connected to the output terminal To of the LED drive circuit 1. A drive signal Vin is applied to the gate of the transistor M2 via the inverter INV2.
[0064]
In this configuration, the source and drain of the transistor M2 are blocked at the timing when the nonlinear current transfer element 22b attenuates the peaking current Ipk (output current Ipk0), that is, the timing when the drive signal Vin becomes high level. As a result, the current transfer rate is significantly lower than when the drive signal Vin is at a low level, and the peak value (absolute value) of the peaking current Ipk is the same as the output current Ipk0 of the differentiating circuit 21 as in FIG. The value is much smaller than the peak value (absolute value).
[0065]
On the other hand, the source and drain of the transistor M2 conduct at the timing when the nonlinear current transfer element 22b does not attenuate the peaking current Ipk (output current Ipk0), that is, the timing when the drive signal Vin becomes low level. Therefore, the output current Ipk0 of the differentiating circuit 21 becomes the peaking current Ipk as it is, and the peak value (absolute value) of the peaking current Ipk is substantially the same as the peak value of the output current Ipk0 of the differentiating circuit 21 as shown in FIG. become.
[0066]
In the configuration of FIG. 6 as well, since the transistor M1 is provided, the non-linear current transfer element 22b can extract the charge from the capacitor C1 at the timing when the peaking current Ipk (output current Ipk0) is attenuated, and the peaking current Ipk. Can be changed at high speed.
[0067]
In the configuration shown in FIG. 1, the non-linear current transfer element 22 is provided on the flow path of the current Ipk0 output from the differentiating circuit 21 so that the LED drive circuit 1 turns on the LED 2 as shown in FIG. When the LED 2 is extinguished without causing a large overshoot in the waveform of the LED current Ild, a sufficient amount of the LED current Ild can be absorbed from the LED 2.
[0068]
However, for example, when the response speed of the LED 2 is slow, the current transfer rate of the nonlinear current transfer element 22 at the time of lighting is not sufficient to cause the optical signal waveform L1 of the LED 2 to rise at a sufficient speed. As shown in FIG. 4, even if the LED current Ild similar to that in FIG. 4 is supplied to the LED 2, the LED 2 may not be driven at high speed.
[0069]
For example, as shown in FIGS. 4 and 5, when the non-linear current transfer element 22 (22a, 22b) is realized by a simple circuit including the diode D1 and the MOS transistor M2, current transfer during lighting and extinguishing is performed. The rate depends on the characteristics of the diode D1 and the transistor M2. Therefore, it is difficult to set a current transfer rate suitable for the unique characteristics of each LED 2 for all the LEDs 2.
[0070]
As described above, when only the peaking current generation circuit 12 provided with the non-linear current transfer element 22 is insufficient in response speed at the time of lighting, the LED driving circuit 1c shown in FIG. Therefore, it is desirable to provide a drive current peaking circuit 13 that generates a peaking current only when the drive current Idrv rises.
[0071]
For example, the case where the drive current generation circuit 11 has the same configuration as in FIG. 2 will be described as an example. The drive current peaking circuit 13 according to the present embodiment has the same difference as in FIG. The inverter INV3 for inverting the inverted signal of the dynamic signal Vin +, the output terminal of the inverter INV3, and the capacitor C2 interposed between the bases of the transistors Q3 and Q4 similar to those in FIG.
[0072]
According to this configuration, the drive current peaking circuit 13 outputs a current having a value obtained by differentiating the voltage value of the differential signal Vin +. In this configuration example, the output current amount is proportional to the value of the power supply voltage Vcc of the inverter INV3 and the capacitance value of the capacitor C2.
[0073]
Therefore, when the drive signal Vin rises and becomes high level, that is, when the inverted signal of the differential signal Vin + falls and becomes low level, the output voltage of the inverter INV3 becomes high level, and the same current as in FIG. The sum of the constant current supplied from the source I1 and the output current of the drive current peaking circuit 13 is supplied to the differential pair consisting of the transistors Q1 and Q2 via the current mirror circuit consisting of the transistors Q3 and Q4. Here, when the drive signal Vin rises and becomes high level, the transistor Q1 is cut off and the transistor Q2 is turned on in the differential pair. Therefore, when the drive signal Vin rises, the output current Idrv of the drive current generation circuit 11 has peaking as shown in FIG.
[0074]
As a result, the LED drive circuit 1c can supply a sufficient charging current to the LED 2 only when the LED 2 is lit. In this case, only the charging current to the parasitic capacitance of the LED 2 at the time of rising of the optical signal waveform L1 can be increased, and only the rising time can be shortened.
[0075]
When the LED 2 is turned off, the transistor Q1 is turned on and the transistor Q2 is turned off. Therefore, the output current Idrv of the drive current generation circuit 11 becomes 0 regardless of the change in the output current of the drive current peaking circuit 13.
[0076]
Thus, by combining the drive current peaking circuit 13 with the nonlinear current transfer element 22, the peaking current at the fall of the LED current Ild and the fall at the fall are independent of the current transfer rate of the nonlinear current transfer element 22. The ratio with the peaking current can be adjusted. Therefore, for example, as in the case where the LED 2 having a slow response speed is combined with the nonlinear current transmission element 22a or 22b shown in FIG. 4 or FIG. Even if the peaking current generation circuit 12 provided with the non-linear current transfer element 22 alone is insufficient in response speed at the time of lighting, the LED driving circuit 1c has a peaking current at the rise and a fall. The ratio with the hour peaking current can be set to a ratio suitable for the LED 2. Thereby, the LED 2 can be driven at high speed without causing an overshoot in the optical signal waveform L1 at the time of rising.
[0077]
In order to explain the case where the peaking current Ipk is generated separately from the drive current Idrv as in the peaking current generation circuit 12 and the case where the drive current Idrv is peaked as in the drive current peaking circuit 13, In the above, the difference between the drive current Idrv substantially proportional to the drive signal Vin and the actual LED current Ild is referred to as peaking current.
[0078]
Hereinafter, another embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 11 to 13. In the following, a case where a member 14 and the like described later are provided in addition to the configuration of the LED drive circuit 1c shown in FIG. 8 will be described as an example. However, when both members 14 and the like are added to the LED drive circuit 1 But the same effect can be obtained.
[0079]
That is, the LED drive circuit 1d according to the present embodiment includes a switching element 14 that extracts charges from the cathode of the LED 2 during extinction, as shown in FIG. For example, as shown in FIG. 12, the switching element 14 is a Pch MOS transistor M3 provided in parallel with the LED 2, and the LED 2 is extinguished by, for example, applying a drive signal Vin to the gate. It is controlled to conduct at the timing.
[0080]
In the above configuration, when the LED 2 is extinguished, the charge accumulated in the parasitic capacitance of the LED 2 is not only extracted by the drive current generation circuit 11 and the peaking current generation circuit 12 via the output terminal To, but also via the switching element 14. Is also extracted.
[0081]
Therefore, although the LED 2 can be driven at high speed and without overshoot, the amount of peaking current Ipk that the peaking current generation circuit 12 must generate is larger by the switching element 14 than when the switching element 14 is not provided. It can be reduced by the amount of current Isw to be extracted. Here, as described above, the amount of peaking current Ipk is proportional to the capacitance value of capacitor C1 of differentiation circuit 21 and the value of power supply voltage Vcc. Therefore, the power consumption of the LED driving circuit 1d can be suppressed by reducing the peaking current Ipk. Further, since the capacitance value of the capacitor C1 can be reduced, the size of the LED drive circuit 1d can be reduced. As a result, an inexpensive LED drive circuit 1d can be realized.
[0082]
Further, as shown in FIG. 11, the LED drive circuit 1d according to the present embodiment is provided with a level shift circuit (voltage level shift circuit) 15 for applying a reverse bias to the LED 2 at the time of extinction. Are provided in parallel to the series circuit of the level shift circuit 15 and the LED 2.
[0083]
Here, when the switching element 14 extracts charges from the parasitic capacitance of the LED 2, the current Isw flowing through the switching element 14 is proportional to the voltage across the switching element 14 and the capacitance value (Cld) of the parasitic capacitance.
[0084]
Therefore, assuming that the voltage across the LED 2 is Vf and the voltage shift amount in the level shift circuit 15 is Vsft, the current Isw when the level shift circuit 15 is provided is proportional to the voltage (Vf + Vsft) and the capacitance value Cld. As a result, the current Isw can be increased as compared with the case where the level shift circuit 15 is not provided, that is, when the current Isw is proportional to the voltage Vf and the capacitance value Cld. As a result, the peaking current Ipk that needs to be generated by the peaking current generation circuit 12 can be further reduced, and the LED driving circuit 1d with lower power consumption and lower cost can be realized.
[0085]
The level shift circuit 15 can be realized by, for example, a diode-connected bipolar transistor Q11 as shown in FIG. More specifically, the power supply voltage Vcc is applied to the base and collector of the transistor Q11, and the emitter is connected to the LED2. As a result, the voltage applied to the anode of the LED 2 can be reduced by the base-emitter voltage Vbe of the transistor Q11. The transistor Q11 corresponds to the diode described in the claims.
[0086]
Specifically, in the case of the above configuration, since the level shift amount Vsft of the level shift circuit 15 is Vbe of the transistor Q11, as shown in the following equation (1),
Vsft = Vbe = Vt × ln (Ild / Is) (1)
It becomes. In the above equation, when the Boltzmann constant is k, the absolute temperature is T, and the charge amount is q, Vt = k × T / q, and Is is the reverse saturation current. Ild is a drive current of the LED 2 and ln () is a natural logarithm.
[0087]
Therefore, in the level shift circuit 15 having the above configuration, a voltage shift amount Vsft that does not depend much on the drive current (Ild) of the LED 2 can be obtained.
[0088]
As shown in FIG. 13, when the transistor Q11 of the level shift circuit 15 is replaced with a resistor R11, the level shift amount Vsft is expressed by the following equation (2):
Vsft = Ild × R (2)
It becomes. In the above equation, R is the resistance value of the resistor R11. The resistor R11 corresponds to the resistor recited in the claims.
[0089]
In the above configuration, the level shift amount Vsft can be set by the resistance value of the resistor R11, so that the level shift amount Vsft can be easily and arbitrarily set.
[0090]
【The invention's effect】
As described above, the LED driving circuit according to the present invention is arranged in the peaking current generation circuit until the output current of the differentiation circuit is output as the peaking current, and is turned off more than when the LED is turned on. The non-linear current transfer element with a high current transfer rate is One The current generated by the differentiating circuit has the same peak value and different polarity when the light emitting diode is turned on and off, and the nonlinear current transfer element is turned on when the light emitting diode is turned on. When peaking current is significantly smaller than the peak value of the output current of the differentiating circuit, Transmission When the light emitting diode is turned off, a peaking current having a value substantially equal to the peak value of the output current of the differentiating circuit is applied. Transmission It is the structure to do.
[0091]
According to the above configuration, the current transfer rate of the nonlinear current transfer element is set to be larger when the light is turned off than when the light is turned on. Therefore, the absolute value of the peaking current when the light is turned on is set when the light is turned off. The absolute value of the peaking current can be suppressed.
[0092]
As a result, even if the absolute value of the output current of the differentiation circuit is set so that the absolute value of the peaking current when the light emitting diode is extinguished is large enough to quench the light emitting diode at high speed, the light output from the light emitting diode In the signal waveform, it is possible to prevent overshoot that occurs at the rising edge.
[0093]
As a result, it is possible to realize a light emitting diode driving circuit capable of driving the light emitting diode so that the receiving sensitivity is not deteriorated even in the receiving circuit that recognizes the optical reception level at the peak.
[0094]
As described above, in the light-emitting diode driving circuit according to the present invention, in addition to the above configuration, the nonlinear current transmission element is a transmission diode having an anode connected to the differentiation circuit.
[0095]
According to this configuration, when the lamp is lit, the diode is reverse-biased, and the output current of the differentiating circuit becomes a reverse current, so that almost no peaking current flows. On the other hand, when the light is extinguished, the diode is not reverse-biased, so that the output current of the differentiating circuit flows through the diode as it is and becomes a peaking current. Therefore, it is possible to realize a non-linear current transfer element having the current transfer rate with a simple circuit configuration.
[0096]
As described above, in the light emitting diode driving circuit according to the present invention, instead of the diode, the nonlinear current transmission element is a transmission switching element that is turned on when turned on and is cut off when turned off.
[0097]
According to the said structure, the switching element for a transmission as a nonlinear current transmission element is conduct | electrically_connected when it lights, and outputs the output current of a differentiation circuit as a peaking current. On the other hand, when the light is turned off, the peaking current is not output because the light is cut off. As a result, it is possible to realize a non-linear current transfer element having the current transfer rate with a simple circuit configuration.
[0098]
As described above, the light-emitting diode driving circuit according to the present invention includes a drive current peaking circuit that gives peaking to the rise of the drive current in addition to the above-described components.
[0099]
According to this configuration, since the drive current peaking circuit gives peaking to the rise of the drive current, for example, when the response speed of the light emitting diode is slow, only the peaking current generation circuit has a response speed when lighting. Even if it is insufficient, the LED driving circuit can light up the LED at high speed.
[0100]
As a result, even if the ratio between the current transfer rate of the nonlinear current transfer element when it is turned on and the current transfer rate when it is turned off cannot be designed to a value suitable for a light-emitting diode, high-speed driving is possible. The light emitting diode driving circuit capable of driving the light emitting diode can be realized so that the receiving sensitivity does not deteriorate even in the receiving circuit that recognizes the light receiving level at the peak.
[0101]
As described above, the light-emitting diode driving circuit according to the present invention is configured to include a switching element that is provided in parallel to the light-emitting diode and that conducts when extinguished in addition to the above-described components.
[0102]
In this configuration, since the switching element can extract the charge accumulated in the parasitic capacitance of the light emitting diode when quenching, the amount of peaking current generated by the peaking current generation circuit can be reduced. As a result, the value of the power supply voltage or the capacitance value that determines the time constant of the differentiating circuit can be reduced, and an inexpensive light emitting diode driving circuit can be realized with low power consumption or small dimensions.
[0103]
As described above, the light emitting diode driving circuit according to the present invention includes a voltage level shift circuit provided in series with the light emitting diode in addition to the above configuration, and the switching element includes the light emitting diode and the voltage level shift circuit. It is the structure connected in parallel to the serial circuit of this.
[0104]
In the above configuration, when the light emitting diode is extinguished by the voltage level shift circuit, a reverse bias is applied to the light emitting diode. As a result, the amount of current extracted from the parasitic capacitance of the light emitting diode when the switching element is extinguished can be increased as compared with the case where the voltage level shift circuit is not provided.
[0105]
As a result, it is possible to further reduce the amount of peaking current generated by the peaking current generation circuit, and to realize an inexpensive LED driving circuit with lower power consumption or smaller dimensions.
[0106]
In the light-emitting diode driving circuit according to the present invention, as described above, in addition to the above configuration, the voltage level shift circuit is a diode or a resistor. In this configuration, the voltage level shift circuit is a simple circuit such as a diode or a resistor, but the forward voltage of the diode or the product of the drive current of the light emitting diode and the resistance of the resistor. Only the voltage applied across the switching element can be increased. Therefore, there is an effect that it is possible to realize a light-emitting diode driving circuit with low power consumption or a small size and at a lower cost.
[0107]
As described above, the optical transmission device according to the present invention is an optical transmission device provided with a light emitting diode driving circuit for driving a light emitting diode for optical fiber communication, spatial light transmission, or photocoupler signal transmission. The drive circuit has one of the above-described configurations.
[0108]
According to this configuration, although it is an optical transmission device that can be realized at low cost with a simple configuration compared to an optical transmission device that transmits an optical signal with laser light, that is, an optical transmission device that uses a light emitting diode as a light source. Even in a receiving circuit that recognizes the optical reception level at a peak, there is an effect that a high-speed optical signal can be transmitted without degrading the receiving sensitivity.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1, showing an embodiment of the present invention, is a block diagram illustrating a configuration of a main part of a light-emitting diode driving circuit.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of a drive current generation circuit in the light emitting diode drive circuit.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of a differentiating circuit in the light emitting diode driving circuit.
FIG. 4 is a waveform diagram showing the operation of the light emitting diode driving circuit and showing the waveforms of the respective parts.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration example of a nonlinear current transmission element in the light emitting diode drive circuit.
FIG. 6 is a circuit diagram showing another configuration example of the nonlinear current transmission element in the light emitting diode driving circuit.
FIG. 7 is a waveform diagram showing a case where the light emitting diode driving circuit drives a light emitting diode having a slow response speed.
FIG. 8, showing another embodiment of the present invention, is a block diagram showing a configuration of a main part of a light emitting diode driving circuit.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration example of a drive current peaking circuit in the light emitting diode drive circuit.
FIG. 10 is a waveform diagram showing the operation of the light emitting diode driving circuit and showing the waveforms of the respective parts.
FIG. 11 shows still another embodiment of the present invention, and is a block diagram showing a configuration of a main part of a light emitting diode driving circuit.
FIG. 12 is a circuit diagram showing a configuration example of a switching element and a level shift circuit in the light emitting diode drive circuit.
FIG. 13 is a circuit diagram showing another configuration example of the switching element and the level shift circuit in the light emitting diode drive circuit.
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a main part of a light-emitting diode driving circuit, showing a conventional technique.
FIG. 15 is a waveform diagram showing an operation of a circuit in which a peaking current generating circuit is deleted from the light emitting diode driving circuit.
FIG. 16 is a waveform diagram showing the operation of the light emitting diode driving circuit and showing the waveforms of the respective parts.
[Explanation of symbols]
1.1a to 1d light emitting diode drive circuit
2 Light emitting diode
11 Drive current generation circuit
12 Peaking current generator
13 Drive current peaking circuit
14 Switching elements
15 Level shift circuit (Voltage level shift circuit)
21 Differentiation circuit
22, 22a, 22b Nonlinear current transfer element
D1 diode (transmission diode)
M1 transistor (switching element for transmission)
Q11 Transistor (diode)
R11 resistance
Vin drive signal (drive pulse signal)
Ipk peaking current
Idrv drive current

Claims

One drive current generation circuit that generates a drive current based on a drive pulse signal indicating lighting / extinction of the light emitting diode and one differentiation circuit that generates an amount of current obtained by differentiating the value of the drive pulse signal are provided. A light-emitting diode driving circuit that supplies a peaking current generation circuit that generates a peaking current according to a current, and that supplies a current obtained by adding the drive current and the peaking current to the light-emitting diode;
The peaking current generation circuit is arranged until the output current of the differentiation circuit is output as peaking current, and the current transfer rate is set higher when the light emitting diode is turned off than when the light emitting diode is turned on. nonlinear current transmission element is provided one
The current generated by the differentiating circuit has the same peak value and different polarity when the light emitting diode is turned on and off.
It said nonlinear current transmission element, when the light emitting diode is lit transmits the peaking current much smaller than the peak value of the output current of the differential circuit, the differentiating circuit when the LED is turned off A light-emitting diode driving circuit that transmits a peaking current having a value substantially equal to the peak value of the output current of.

2. The light emitting diode drive circuit according to claim 1, wherein the nonlinear current transmission element is a transmission diode having an anode connected to the differentiation circuit.

2. The light emitting diode driving circuit according to claim 1, wherein the nonlinear current transmission element is a transmission switching element which is turned on when turned on and cut off when turned off.

4. The light emitting diode drive circuit according to claim 1, further comprising a drive current peaking circuit for giving peaking to a rise of the drive current.

5. The light emitting diode driving circuit according to claim 1, further comprising a switching element provided in parallel to the light emitting diode and conducting when extinguished.

A voltage level shift circuit provided in series with the light emitting diode;
6. The light emitting diode driving circuit according to claim 5, wherein the switching element is connected in parallel to a series circuit of the light emitting diode and a voltage level shift circuit.

7. The light emitting diode driving circuit according to claim 6, wherein the voltage level shift circuit is a diode or a resistor.

In an optical transmission device provided with a light emitting diode drive circuit for driving a light emitting diode for optical fiber communication, spatial light transmission or photocoupler signal transmission,
8. The light transmission device according to claim 1, wherein the light emitting diode driving circuit is the light emitting diode driving circuit according to claim 1.