JP4067143B2 - Microwave filter and design method thereof - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、平板状又はフィルム状の伝送線路構造を有する誘電体共振器を利用したマイクロ波フィルタ及びその設計方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
有限長伝送線路をその一端から見たときのインピーダンスは、その伝送線路がどのようなインピーダンスにより終端されているかにより変化し、またその伝送線路をどのような波長の信号が伝送するのかによっても変化する。例えば、ある伝送線路の一端を短絡し、その伝送線路の他端から短絡端側をみた場合を考える。この場合、その伝送線路の線路長の１／４に等しい管内波長を有する信号にとっては、その伝送線路のインピーダンスは無限大に見える。この現象は、集中定数回路における並列共振と同様の作用を奏するため１／４波長共振と呼ばれ、この現象を用いた素子は１／４波長共振器と呼ばれる。また、その伝送線路の線路長の１／２に等しい管内波長を有する信号にとっては、その伝送線路のインピーダンスは０に見える。この現象は、直列共振と同様の作用を奏するため１／２波長共振と呼ばれ、この現象を用いた素子は１／２波長共振器と呼ばれる。
【０００３】
１／４波長共振器及び１／２波長共振器は、伝送線路の誘電体層としてどのような誘電体を用いても実現可能である。しかしながら、誘電体内における信号の波長（管内波長）はその誘電体の誘電率が高いほど短くなるため、誘電体層として高誘電率材料を用いる方が、小形化の点で有利である。かかる材料を用いた１／４波長共振器及び１／２波長共振器は通常は誘電体共振器と呼ばれ、その共振周波数は一般にマイクロ波領域に属している。また、複数の誘電体共振器を用いて結合共振型等のフィルタを構成することにより、マイクロ波帯の通信機器の高周波（ＲＦ）回路に適するＢＰＦ、ＢＲＦ等を実現できる。この種のフィルタは一般に誘電体フィルタと呼ばれる。
【０００４】
誘電体フィルタは、特開平７−２６３９１０号公報等に示されているように、複数枚の誘電体基板の表面を選択的に導体化し、この誘電体基板を積層することによっても、実現することができる。この方法乃至構造を用いた場合、単一の誘電体フィルタを構成する複数の誘電体共振器を同時に（即ち共通の誘電体基板を用いて）つくりこむことができるため、製造工程の簡略化や集積度の向上等を達成できる。更に、この方法は、基板表面の選択的導体化及び基板の積層という汎用手法の組合せであるため、製造コストの低減や、適用対象たるＲＦ回路中の他の部品乃至アセンブリとの一体化にも適している。この方法に則り実現された誘電体フィルタの構造を、図３４に、一部簡略化して示す。この図の誘電体フィルタは、２個の１／４波長誘電体共振器Ｒ１及びＲ２にて構成される結合共振型フィルタを、その表面が選択的に導体化された５枚の誘電体基板１０−１〜１０−５の積層によって実現したものである。
【０００５】
５枚の誘電体基板１０−１〜１０−５のうち図中上から１枚目の誘電体基板１０−１はその上面が、また図中下から１枚目の誘電体基板１０−５はその下面が、それぞれ導体化されており、これにより、各共振器Ｒ１及びＲ２にて共有される外導体層１２−１及び１２−２が実現されている。更に、図中上から３枚目の誘電体基板１０−３の上面には、図中奥行き方向に沿ってかつ互いに平行に、２個の内導体層１６−１及び１６−２が形成されている。外導体層１２−１、内導体層１６−１及び外導体層１２−２は、２個の外導体層の間に誘電体層を介して内導体層を配した構造の伝送線路即ちトリプレートラインを形成している。外導体層１２−１、内導体層１６−２及び外導体層１２−２も、同様にトリプレートラインを形成している。更に、内導体層１６−１及び１６−２は、誘電体基板１０−１〜１０−５の図中手前側の端面に形成された側面短絡導体層１４−１〜１４−５を介して外導体層１２−１及び１２−２に短絡されている。このように上記各トリプレートラインの一端を短絡して得られる共振器Ｒ１及びＲ２は、いずれも１／４波長共振器となる。
【０００６】
図中上から２枚目の誘電体基板１０−２の上面には、誘電体基板１０−１〜１０−５を積層したときに誘電体基板１０−２を介しその両端がそれぞれ内導体層１６−１及び１６−２と対向するよう、共振器間結合導体層１８が形成されている。即ち、共振器間結合導体層１８は内導体層１６−１及び１６−２とそれぞれ容量結合しており、従って、共振器Ｒ１及びＲ２は、共振器間結合導体層１８と内導体層１６−１及び１６−２との結合に係る静電容量（及び共振器間結合導体層１８自体のインダクタンス分）を介し、互いに結合している。結合の程度は、共振器間結合導体層１８の位置、形状及び寸法により調整できる。また、図中上から４枚目の誘電体基板１０−４の上面には、誘電体基板１０−１〜１０−５を積層したときに誘電体基板１０−３を介しそれぞれ内導体層１６−１及び１６−２と対向するよう、２個の入出力導体層２０−１及び２０−２が形成されている。即ち、入出力導体層２０−１は内導体層１６−１と、入出力導体層２０−２は内導体層１６−２と、それぞれ容量結合しており、従って、共振器Ｒ１及びＲ２は、入出力導体層２０−１及び２０−２と内導体層１６−１及び１６−２との結合に係る静電容量を介し、図示しない外部の回路と接続される。結合の程度は、入出力導体層２０−１及び２０−２の位置、形状及び寸法により調整できる。
【０００７】
ここに、共振器Ｒ１及びＲ２がいずれも並列共振器として機能する周波数帯域では、入出力導体層２０−１又は２０−２からの信号は全て共振器間結合導体層１８を介して他方の入出力導体層へと伝搬する。その上下の周波数帯域では、逆に、入出力導体層２０−１又は２０−２からの信号は共振器Ｒ１又はＲ２により反射される。従って、この従来技術に係るフィルタは、その通過帯域が共振器Ｒ１及びＲ２各々の共振周波数を含むＢＰＦとなる。また、このフィルタは、通常の結合共振型フィルタ及び誘電体フィルタと同様の利点の他に、基板技術を利用しているため小形化や高集積化にすぐれるという利点を有している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述の構造にはいくつかの問題点がある。第１に、２個設けられている入出力導体層２０−１及び２０−２の間の直接的な電磁結合を防ぐためには、入出力導体層２０−１と入出力導体層２０−２との間隔をある程度広めに設定しなければならない。従って、内導体層１６−１と内導体層１６−２との間隔も広めにしなければならず、図中左右方向の寸法が大きくなってしまう。第２に、共振器間結合及び入出力結合の性質及び程度を自由自在に調整可能にするには、図示した如く、共振器間結合導体層１８と入出力導体層２０−１及び２０−２とを異なる誘電体基板１０−２及び１０−４上に形成するのが好ましい。しかしながら、このようにすると、誘電体基板の枚数が多くなる。
【０００９】
本発明の目的の一つは、共振器間結合の方法乃至構造を改善することにより、少なくとも２個設けられる入出力導体層間の直接的電磁結合を防ぐためその間隔を確保する必要をなくし、より小形で低価格なマイクロ波フィルタを実現することにある。本発明の目的の一つは、共振器間結合の方法乃至構造を改善することにより、内導体層、入出力導体層及び共振器間結合導体層のうち少なくとも２者を同一平面上に配置可能にし、以てより小形かつ肉薄で低価格なマイクロ波フィルタを実現することにある。本発明の目的の一つは、一方の共振器が他方の共振器の一部となるよう構造を変形することにより、より小形かつ肉薄で低価格なマイクロ波フィルタを実現することにある。本発明の目的の一つは、側結合を利用することにより構造を簡素化し設計の自由度を上げることにある。
【００１０】
本発明の目的の一つは、上述の各目的を達成し得るマイクロ波フィルタを、簡便な加工にて実現することにより、更に低価格なマイクロ波フィルタを実現することにある。本発明の目的の一つは、少なくとも２個設けられる入出力導体層相互の位置関係の設定により、更に集積性の高いマイクロ波フィルタを実現することにある。本発明の目的の一つは、内導体層及びその結合手段の配置の工夫により、特性特に帯域外減衰の急峻さや極又は零点の配置を随意に設定可能なマイクロ波フィルタを実現することにある。本発明の目的の一つは、導体層形状の工夫によりより損失の少ないマイクロ波フィルタを実現することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するために、本発明の第１の構成は、結合共振型のマイクロ波フィルタにおいて、それぞれ異なる面に形成された少なくとも２個の内導体層、上記内導体層のうちいずれかと結合する少なくとも２個の入出力導体層、並びに上記内導体層間及び入出力導体層間を電磁遮蔽する外導体層を、誘電体層を介して誘電体共振器とし、平板状又はフィルム状の誘電体共振器を積層した伝送線路構造を有するマイクロ波フィルタにおいて、上記電磁遮蔽を攪乱することにより上記内導体層間を電磁結合させる結合窓が、上記外導体層に形成され、上記内導体層間は、上記少なくとも２個の誘電体共振器の内導体層の一方から他方に至る電気力線と鎖交する位置に配置された上記第１の結合窓と、当該内導体層近傍の磁力線と鎖交する位置に配置された上記第２の結合窓と、を有し、上記第１及び第２の結合窓の位置、形状及び寸法が調整され、上記第１の結合窓による容量性結合と上記第２の結合窓による誘導性結合との組合せにより、所要の周波数に極又は零点を生じさせることを特徴とする。
【００１２】
本構成においては、結合窓（例えば外導体層の“小孔”）を介し内導体層間を電磁的に結合させている。従って、上記公報における共振器間結合導体層のような導体層即ち誘電体共振器間を結合させるための格別の導体層を設ける必要がなく、従来に比べ構造が簡素になりかつ加工が簡素化されるため、マイクロ波フィルタを低価格化可能になる。更に、この結合窓を内導体層結合手段として採用したことに伴い、内導体層間の位置関係が、同一平面上にある従来の関係から、少なくとも１個の外導体層及び誘電体層を隔てて伝送線路構造の厚み方向に積層した新たな関係へと変わっている。従って、内導体層個数ひいては誘電体共振器個数を多くしたときでも厚みが増すのみで面積はほとんど変化しない。この結果、より小形なマイクロ波フィルタが実現される。
【００１３】
本構成においては、また、入出力導体層間が外導体層によって電磁遮蔽されるから、従来のように間隔確保にて入出力導体層間の直接的電磁結合を阻止する必要はなくなり、ひいては間隔確保に起因して生じていた寸法肥大を防止できるため、従来に比べ小形かつ低価格のマイクロ波フィルタが実現される。また、本構成においては、内導体層及び入出力導体層が外導体層により他の内導体層及び入出力導体層から電磁遮蔽された（但し結合窓を介した内導体層間の電磁結合を除く）状態にある。従って、入出力導体層の位置を、他の入出力導体層との位置関係等を考慮せずに設定可能になり、ひいては設計の自由度の高いマイクロ波フィルタが実現される。
【００１４】
上述の第１の構成においては、内導体層及び入出力導体層を相異なる平面上に配置することも可能である。しかしながら、内導体層及び入出力導体層を同一平面上に配置するほうが、誘電体層の体積の減少（例えば誘電体基板の枚数の低減）や、加工の簡素化による低価格化に寄与できる。本発明の参考となる構成（以下、参考構成という。）の第１の参考構成に係るマイクロ波フィルタは、第１の構成において、上記入出力導体層とそれによる結合の対象たる内導体層とが、端面間容量結合を介し結合したことを特徴とする。本構成においては、第１の構成と同様の作用が生じるのに加え、端面間容量結合を利用しているため入出力導体層と内導体層とを同一平面上に配置可能になり、従ってより小形かつ肉薄で低価格なマイクロ波フィルタが実現される。なお、内導体層と入出力導体層との間を導電部材（あるいはインダクタンス）を介し接続することによっても、同一平面化は可能である。
【００１５】
更に、従来においては、複数の入出力導体層を同一平面上に形成していたためその間隔を保つ必要がありこれらを互いに近接した位置に引き出すことが困難であったが、上述の第１の構成及び第１の参考構成においては、複数の入出力導体層が互いに異なる平面上に位置しているためこれらを近接した位置に引き出すことが可能である。本発明の第２の参考構成に係るマイクロ波フィルタは、第１の構成において、上記入出力導体層同士が上記外導体層を介し近接した位置に配置されるよう、上記内導体層及び入出力導体層を配置したことを特徴とする。本構成においては、内導体層同士の結合・配置関係や入出力導体層相互の位置関係の設定という簡便な手法により、同一端面から入力及び出力を実行可能なマイクロ波フィルタ、即ち集積性が高いマイクロ波フィルタが実現され、また、入出力導体層近傍の外部回路の構成が小形化される。
【００１６】
また、上述の第１の構成乃至第２の参考構成においては、入出力導体層、内導体層、結合窓、他の内導体層、…、他の入出力導体層、といった順で、電磁界が伝搬している。その経路（入出力導体層間の電磁界伝搬経路）の電気長や等価回路構成は、その電磁界伝搬経路を構成している内導体層の線路長や結合窓の性質（容量性か誘導性か）等により定まる。更に、この電磁界伝搬経路は、内導体層及び結合窓の相対的位置関係の設定次第で、複数通り同時に併存させることが可能である。本発明の第３の参考構成に係る設計方法は、第１の構成に係るマイクロ波フィルタを設計するに当って、上記内導体層及び結合窓の相対的位置関係を、上記入出力導体層のうち１個から他の１個に至る電磁界伝搬経路が共振周波数乃至はその近傍で複数通り併存するよう設定したことを特徴とする。かかる方法においては、従って、電磁界伝搬経路を複数通り併存させることにより、第１の構成に係るマイクロ波フィルタの特性をより詳細に設計乃至設定することが可能になり、設計の自由度が向上する。
【００１７】
例えば、本発明の第４の参考構成に係る設計方法は、第３の参考構成において、所要の減衰極の周波数にてπ又は−π［ｒａｄ］の位相差を呈するよう、上記複数通りの電磁界伝搬経路の間の電気長の差を設定することを特徴とする。この方法に従い設計されたマイクロ波フィルタにおいては、例えば通過帯域内や通過帯域のごく近傍のように通常は外部回路の付加なしでは極又は零点を設けられない周波数に、外部回路の付加なしで減衰極を設けることが可能になる。このように、減衰極配置を内導体層や結合窓の位置等により自在に設定できるから、マイクロ波フィルタの特性設計の自由度が向上し、かつ外部回路の廃止による小形安価化が実現される。
【００１８】
上述の第１の構成乃至第２の参考構成においては、更に、結合窓の位置、形状及び寸法の設定により、誘電体共振器間（内導体層間）の結合の強度及び性質を設定できる。本発明の第５の参考構成に係る設計方法は、第１の構成に係るマイクロ波フィルタを設計するに当って、上記結合窓による結合の強度が周波数乃至波長の変化に対して比較的急峻に変化するよう、当該結合窓の位置を設定することを特徴とする。この方法にて得られたマイクロ波フィルタにおいては、結合窓による結合の強度が周波数乃至波長の変化に対して比較的急峻に変化するため、遮断特性（ＢＰＦの場合通過帯域外減衰特性）が急峻になる。
【００１９】
また、本発明の設計方法は、第１の構成に係るマイクロ波フィルタを設計するに当って、マイクロ波フィルタの特性を、結合窓設計による内導体層間結合の設計という簡便な手法にて、設定乃至決定できる。
【００２０】
例えば、本発明の第６の参考構成に係る設計方法は、上記第１の結合窓による電磁的結合と上記第２の結合窓による電磁的結合とが互いに強調し合うよう、上記第１及び第２の結合窓の位置、形状及び寸法を設定することを特徴とする。本構成においては、単一の結合窓にて内導体層間を結合させた場合に比べ強い結合を実現でき、更にその強度を第１及び第２の結合窓の位置、形状及び寸法により設定できる。
【００２１】
また、本発明の第２の構成に係る設計方法は、上記少なくとも２個の誘電体共振器の内導体層の一方から他方に至る電気力線と鎖交する位置に上記第１の結合窓と、当該内導体層近傍の磁力線と鎖交する位置に上記第２の結合窓とを、それぞれ配置し、上記第１の結合窓による容量性結合と上記第２の結合窓による誘導性結合との組合せにより所要の周波数に極又は零点が生じるよう、上記第１及び第２の結合窓の位置、形状及び寸法を設定することを特徴とする。本構成においては、第１の結合窓が容量性、第２の結合窓が誘導性となるため、第１及び第２の結合窓の位置、形状及び寸法の設定という簡便な手法により、マイクロ波フィルタの特性、特に極又は零点の配置を随意設定可能となる。
【００２２】
本発明の第３の構成は、結合共振型のマイクロ波フィルタにおいて、同一平面上に形成されその端面間が互いに容量結合又は誘導結合する少なくとも２個の内導体層、上記内導体層と同一平面上に形成されそのうちいずれかと容量結合又は誘導結合する少なくとも２個の入出力導体層、並びに上記内導体層と異なる平面上に形成された外導体層を、誘電体層を介し積層した平板状又はフィルム状の伝送線路構造を有することを特徴とする。
【００２３】
本構成においては、少なくとも２個の内導体層が従来技術と同様に伝送線路構造の面積方向に（例えば並行して）配設される。但し、これらの内導体層間の結合は、これらの内導体層の端面間結合にて実現されているから、内導体層を配設するための誘電体層とは別に共振器間結合素子を配設するための誘電体層を設ける必要はなく、小形、簡素、低価格な構造が得られる。また、内導体層間結合は容量結合（例えば端面間容量）や誘導結合（例えば導体接続）のごとく集中定数型であるから、内導体層間結合及びその強度の調整は内導体層形状の変形という簡便な手段で実現できる。
【００２４】
また、第３の構成における入出力導体層は内導体層と異なる平面上に設けてもよいが、同一平面上に設けるほうが、構造の小形化、簡素化、安価化の面で好ましい。しかし、第３の構成のように内導体層同士を単一平面上で結合させる構成においては、内導体層同士が近接しやすいから、入出力導体層を内導体層と同一平面上に配置することとすると場合によっては入出力導体層同士も近接した位置になり得る。その結果生じる入出力導体間の不要な直接結合を解消するには、入出力導体層同士に十分な間隔を与えねばならない。この間隔確保による大型化を防ぐべく、本発明の第３の構成に係るマイクロ波フィルタは、上記入出力導体層間を容量結合又は誘導結合する入出力間結合素子を、上記入出力導体層と同一平面上に形成したことを特徴とする。本構成においては、入出力導体層間に積極的に結合を発生させている。これにより、フィルタ特性の設計の自由度が向上する。更に、入出力導体層と内導体層とを同一平面上に形成できるため、内導体層を配設するための誘電体層とは別に入出力導体層を配設するための誘電体層を設ける必要はなく、小形、簡素、低価格な構造が得られる。
【００２５】
また、２個の入出力導体層間で見た場合、第３の構成においては、（１）第１の入出力導体層から第１及び第２の内導体層を経て第２の入出力導体層に至る電磁波伝搬経路（第１の経路）と、（２）第１の入出力導体層から入出力間結合素子を経て第２の入出力導体層に至る電磁波伝搬経路（第２の経路）とが生じる。従って、両経路特にその移相量の設計により、外部回路の付加なしでの減衰極の付与及びその配置の設定が可能になる。即ち、本発明の第３の構成は、容量結合及び誘導結合のうちいずれか一方のモードにて上記入出力導体層間を結合させ、これらの入出力導体層と対応する内導体層との間を他方のモードにて結合させたことを特徴とする。本構成においては、例えば、第１の内導体層と第１の入出力導体層の間の結合モードと、第２の内導体層と第２の入出力導体層の間の結合モードとが同じであるため、誘電体共振器が誘導又は容量素子として働く周波数帯域（即ちその共振周波数からある程度隔たった帯域）では第１の経路を経た信号と第２の経路を経た信号との間にπ又は−π［ｒａｄ］の位相差が生じ従って両信号は互いに打ち消し合い、共振周波数又はそのごく近傍では位相差は０になり両信号は強め合う。かかる作用により、極（及び零点）が生じる。また、その配置は各結合素子及び入出力導体層の設計により簡便に決定できる。
【００２６】
本発明の第４の構成に係る結合共振型のマイクロ波フィルタは、内導体層同士の間に端面間側結合が生じるよう同一平面上に形成された少なくとも２個の上記内導体層、上記内導体層と同一平面上に形成されそのうちいずれかと容量結合又は誘導結合する少なくとも２個の入出力導体層、並びに上記内導体層と異なる平面上に形成された外導体層を、誘電体層を介し積層した平板状又はフィルム状の伝送線路構造を有し、かつ、上記端面間側結合に係る一方の内導体層から他方の内導体層への信号伝搬が生じるよう、その延長方向に沿い上記端面間側結合のモードを変化させたことを特徴とする。
【００２７】
本構成においては、第３の構成における入出力間結合素子に代え、内導体層端面間側結合に係る伝送線路にて入出力間を結合させ、簡素な構造としている。更に、内導体層の延長方向に沿い上記端面間側結合のモードを変化させることにより、当該端面間側結合に係る伝送線路にてステップインピーダンスを発生させることができ、ひいては、内導体層及び外導体層にて構成される共振器即ち結合対象たる共振器と、端面間側結合に係る伝送線路即ち結合手段たる共振器との間に、共振周波数の差を与えることができる。その結果、結合対象たる共振器の共振周波数（１／４波長共振器同士を結合させる場合には零点乃至通過周波数）と、結合手段たる共振器の共振周波数（同場合には極乃至阻止周波数）とを、異なる値にすることが可能になり、また内導体層の延長方向に沿う端面間側結合モードの変化パターンの設計により極及び零点を個別設定可能になる。また、入出力間結合素子が不要である点で、第３の構成に比べ簡素な構造になる。加えて、仮に入出力導体層間に直接の容量結合等が生じたとしても、共振器間が結合しているため、問題は生じない。
【００２８】
更に、第４の構成における端面間側結合モードの変化は平面回路にて実現できる。本発明の第５の構成は、第４の構成において、相隣接する内導体層との縁部間隔がその開放端に近接した部位にて比較的狭くかつ当該開放端から離隔した部位にて比較的広くなるよう、上記内導体層の導体幅が設定されたことを特徴とする。本発明の第５の構成は、第４の構成において、その開放端から離隔した部位にて上記内導体層同士をブリッジ導体層により接続されたことを特徴とする。このように、内導体層間の間隔をその開放端側近傍にて部分的に狭搾すること（第５の構成）により、その部位における内導体層同士の端面間側結合のモードを電界が支配的なモードとすることができ、また、上記狭搾に係る部位から離隔した部位にてブリッジ導体層により上記内導体層間を接続すること（第５の構成）により、その部位における内導体層同士の端面間側結合のモードを磁界が支配的なモードとすることができる。これらはいずれも平面的な構成であるから、マイクロ波フィルタの小形化肉薄化に寄与できる。
【００２９】
加えて、内導体層間隔狭搾及びブリッジ導体層双方を採用した場合には、そのいずれかを単独で採用した構成では得られない設計の自由度の高さを実現できる。まず、内導体層間隔狭搾の設計（例えば狭搾部の長さや狭搾した内導体層間隔の設定）により、一方の内導体層に係る共振器から他方の内導体層に係る共振器への信号伝搬の度合い（等価的な共振器間結合容量）を設定することができ、従って零点乃至通過周波数を設定することができる。内導体層間隔狭搾は、同時に、端面間側結合に係る伝送線路の共振周波数を結合対象たる共振器の共振周波数からずらす作用を及ぼす。内導体層間隔狭搾及びブリッジ導体層双方を採用しているときには、更に、ブリッジ導体層の設計（例えば位置及び形状・寸法の設定）即ちブリッジ導体層と外導体層にて形成される伝送線路の設計により、端面間側結合に係る伝送線路の共振周波数をずらすことができる。従って、内導体層間隔狭搾の設計及びブリッジ導体層の設計にて共振器間結合即ち通過域や端面間側結合に係る伝送線路の共振周波数即ち阻止域を独立に設計する、といった自由度の高い設計手法を採用可能になる。
【００３０】
本発明の第６の構成は、結合共振型のマイクロ波フィルタにおいて、同一平面上に形成された少なくとも２個の内導体層、上記内導体層と異なる平面上に形成された少なくとも２個の入出力導体層、上記入出力導体層と同一平面上に形成されこれらの間を結合する入出力間結合素子、並びに上記内導体層と異なる平面上に形成され上記入出力導体層及び入出力間結合素子と上記内導体層との間を電磁遮蔽する外導体層を、誘電体層を介し積層した平板状又はフィルム状の伝送線路構造を有し、かつ、上記電磁遮蔽を攪乱することにより上記入出力導体層と上記内導体層との間を電磁結合させる結合窓が、上記外導体層に形成されたことを特徴とする。
【００３１】
本構成においては、入出力導体層間が入出力間結合素子にて結合される一方で、入出力導体層・内導体層間が結合窓を介し結合される。従って、内導体層間が結合窓及び入出力間結合素子を介して結合した結合共振型フィルタが得られる。このフィルタは、入出力導体層及び入出力間結合素子が同一平面上に配置されるため、小形かつ肉薄で低価格となる。更に、入出力導体層間を積極的に結合させこれを内導体層間の結合に利用しているため、入出力導体層同士の間隔確保の必要がなく、より小形・低価格となる。また、これらはいずれも基板表面の選択的導体化及び積層の技術にて実現でき、簡便な実施が可能であるため、更に低価格になる。
【００３２】
本発明の第７の構成に係る設計方法は、第６の構成に係るマイクロ波フィルタを設計するに当たって、上記内導体層及び外導体層にて構成される第１の伝送線路にて使用している誘電体層の誘電率に比べ、上記入出力導体層、入出力間結合素子及び外導体層にて構成される第２の伝送線路にて使用している誘電体層の誘電率を低くすることを特徴とする。本構成においては、第２の伝送線路における導体幅を広くできその形成加工を容易化できる。更に、第１及び第２の伝送線路のインピーダンス設計を独立化できるから、例えば第２の伝送線路を外部回路のインピーダンスに応じて設計することが容易になる。
【００３３】
本発明の構成に係るマイクロ波フィルタは、チップ状の誘電体又は磁性体を、上記入出力導体層と上記内導体層との間の電磁結合に介在するよう、上記結合窓及び入出力導体層の近傍に配置したことを特徴とする。本構成においては、チップ状の誘電体又は磁性体の配置調整にて結合の強度等を調整可能になる。
【００３４】
本発明の第８の構成に係るマイクロ波フィルタは、内導体層、上記内導体層と同一平面上に形成された入出力導体層、上記内導体層及び入出力導体層と同一平面上に形成されこれらの間を誘導結合又は容量結合する入出力内導体層間結合素子、並びに上記内導体層と異なる平面上に形成された外導体層を、誘電体層を介し積層した平板状又はフィルム状の伝送線路構造を有し、当該伝送線路構造にて、上記内導体層及び外導体層から構成され周波数ｆ1 で共振する第１の共振器と、上記第１の共振器及び入出力内導体層間結合素子から構成され周波数ｆ2 （但しｆ1 ≠ｆ2 、｜ｆ1 −ｆ2 ｜＜ε、ε：所定微小値）で共振する第２の共振器とを提供することを特徴とする。
【００３５】
本構成においては、内導体層及び外導体層にて第１の共振器を、第１の共振器及び入出力内導体層間結合素子にて第２の共振器を、それぞれ構成する。すなわち、第１の共振器はその共振周波数ｆ1 以外では静電容量又はインダクタンスと等価であるため、入出力内導体層間結合素子（あるいはその誘導結合又は容量結合に係るインダクタンス又は静電容量）を用いて第２の共振器を構成できる。第１及び第２の共振器の共振周波数ｆ1 及びｆ2 の差は微小であるから、本構成においては、第１の共振器にて決定される零点又は極の近傍に第２の共振器にて決定される極又は零点を配置することができる。また、誘電体共振器同士の結合を利用する従来技術と比べた場合、第１の共振器を第２の共振器の一部として利用しているため内導体層の個数が少なく、内導体層、入出力導体層及び入出力内導体層間結合素子を同一平面上に形成できるため誘電体層の個数が少ないから、より小形かつ肉薄で低価格なマイクロ波フィルタとなる。更に、入出力導体層間を導体にて直接接続して構わないため、その間隔を確保する必要がなく、この面でも小形かつ低価格となる。また、本構成は、基板表面の選択的導体化のみで実現でき基板積層が不要であるため、前述の各構成に比べても容易に製造可能で小形、肉薄かつ安価である。
【００３６】
本発明の第９の構成に係る設計方法は、第８の構成に係るマイクロ波フィルタを設計するに当たって、まず、実現すべき極又は零点の周波数に応じて第１及び第２の共振器の共振周波数ｆ1 及びｆ2 を定め、次に、上記入出力内導体層間結合素子による誘導結合に係るインダクタンスＬ及び上記第１の共振器の特性インピーダンスＺ1 を次の式
【数３】
Ｚ1 ＜π2 Ｌ｜ｆ1 −ｆ2 ｜
を満たすよう定めることを特徴とする。また、本発明の第２１の構成に係る設計方法は、第１９の構成に係るマイクロ波フィルタを設計するに当たって、まず、実現すべき極又は零点の周波数に応じて第１及び第２の共振器の共振周波数ｆ1及びｆ2 を定め、次に、上記入出力内導体層間結合素子による容量結合に係る静電容量Ｃ及び上記第１の共振器の特性インピーダンスＺ1 を次の式
【数４】
Ｚ1 ＞｜ｆ1 −ｆ2 ｜／４Ｃｆ2 2
を満たすよう定めることを特徴とする。
【００３７】
ここに、第８の構成における入出力内導体層間結合素子のインダクタンスＬ又は静電容量Ｃには、通常、誘電体基板の面積や導体パターン形成の精細さ等の面で上限があり、従って特性インピーダンスＺ1 にも制約が課せられる。この制約の内容は、第１及び第２の共振器における位相条件にて定まり、近似的には上述の各式にて表現できる。そこで、第９又は第１０の構成においては、まず、実現すべき極又は零点の周波数に応じ共振周波数ｆ1 及びｆ2 を定める。次に、上述の各式に周波数ｆ1 及びｆ2 を代入し、その式が成立するようＬ又はＣを決定する。例えば、周波数ｆ2 において第１の共振器が容量性であるときは、第２０の構成に係る式に従いＬ及びＺ1 を定め、このＬ及びＺ1 が実現されるように入出力内導体層間結合素子の形状・寸法及び内導体層の長さを設計する。また、周波数ｆ2 において第１の共振器が誘導性であるときは、第１０の構成に係る式に従いＣ及びＺ1 を定め、このＣ及びＺ1 が実現されるように入出力内導体層間結合素子の形状・寸法及び内導体層の長さを設計する。第９及び第１０の構成に係る式はいずれも第１及び第２の共振器における位相条件から導き出した制約式であり、この制約式を満たす値の入出力内導体層間結合素子は原理上実現可能である。このような簡便な手段により、本構成においては、極及び零点の配置の自由化、ひいては通過域内減衰の低減や帯域外減衰の急峻化が実現される。
【００３８】
本発明の第１１の構成に係るマイクロ波フィルタは、第１、第３、第４、第６又は第８の構成において、上記外導体層のうち内導体層と対向する部位の一部を、内導体層との間隔が他の部位より狭くなるよう窪ませたことを特徴とする。本構成においては、窪みの部位における内導体層外導体層間隔が他の部位におけるそれに比べ小さくなるため、内導体層のうち外導体層の窪みと対向する部位に電流が集中しやすくなる。その結果、内導体層の幅方向における電流分布が平坦分布に近くなり、従ってその線路における損失が小さくなる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施形態に関し図面に基づき説明する。なお、記載の簡略化のため、異なる実施形態で使用している同一の乃至対応する部材に関しては共通する符号を付し、説明を省略する。
【００４０】
（１）共振器間結合用結合窓を有する実施形態群
第１実施形態．
図１に、本発明の第１実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す。この実施形態は、その表面が選択的に導体化された４枚の誘電体基板２２−１〜２２−４を積層した構造を有している。これら４枚の誘電体基板２２−１〜２２−４のうち図中上から１枚目及び３枚目の誘電体基板２２−１及び２２−３の上面と４枚目の誘電体基板２２−４の下面は、いずれも、結合窓３０の部分を除いて概ね全面に亘って導体化されており、これによりそれぞれ外導体層２４−１〜２４−３が実現されている。これら外導体層２４−１〜２４−３は側面短絡導体層２６−１〜２６−４により互いに短絡されている。側面短絡導体層２６−１〜２６−４は、この図では誘電体基板２２−１〜２２−４の右側の端面に設けられているが、実際には、入出力導体層３２−１及び３２−２との接触等を避けられるように設ければ足りる。更に、図中上から２枚目の誘電体基板２２−２の上面には内導体層２８−１及び入出力導体層３２−１が、また４枚目の誘電体基板２２−４の上面には内導体層２８−２及び入出力導体層３２−２が、それぞれ形成されている。内導体層２８−１及び２８−２はストリップ状の導体であり、図では、対応する誘電体基板のほぼ中央に位置している。また、入出力導体層３２−１及び３２−２は、対応する内導体層と微小間隙を介して（即ち端面間容量結合に係る容量素子３３−１及び３３−２が生じるよう）隣接している。更に、入出力導体層３２−１は図中奥側、入出力導体層３２−２は手前側というように、異なる位置にある。
【００４１】
従って、本実施形態では、外導体層２４−１及び２４−２をその上下の接地導体とする第１のトリプレートラインＲ３と、外導体層２４−２及び２４−３をその上下の接地導体とする第２のトリプレートラインＲ４とが、その厚み方向に積層された構造が得られる。更に、両共振器Ｒ３及びＲ４の間を電磁遮蔽している外導体層２４−２には、電磁遮蔽性のない部分である結合窓３０（例えば外導体層２４−２に開いた“小孔”。複数でもよい）が開口している。この結合窓３０の存在により、両ラインＲ３及びＲ４間の電磁遮蔽は部分的に攪乱され、両ラインＲ３及びＲ４（より詳細にはその内導体層２８−１及び２８−２）は電磁的に結合する。特に、図１のように内導体層２８−１と内導体層２８−２を結ぶ線上に結合窓３０を設けた場合には、当該結合窓３０に主に電気力線が鎖交するため、それによる結合は一般に電界結合が支配的なモード、即ち容量結合となる。他方、内導体層２８−１及び２８−２の各２個の端のうち入出力導体層３２−１及び３２−２と逆側の端は開放状態である。
【００４２】
このように、本実施形態は、２個のトリプレートラインＲ３及びＲ４を結合窓３０を介し容量結合させ、更にこれらを容量素子３３−１及び３３−２にて入出力導体層３２−１及び３２−２と結合させた結合共振型フィルタを構成している。更に、トリプレートラインＲ３及びＲ４が１／２波長共振する周波数及びその近傍では通過域が形成されるから、この結合共振型フィルタは、１／２波長共振を利用したＢＰＦであり、その通過域は共振器Ｒ３及びＲ４各者の１／２波長共振周波数を含んでいる。なお、内導体層２８−１及び２８−２の寸法は、要求されるフィルタ特性に応じ若干異なる寸法とされ得る。
【００４３】
この実施形態は、前述の従来技術と同様基板表面の選択的導体化技術及び基板積層技術を用いて実現されているため、製造が容易である。更に、結合窓３０にて共振器Ｒ３及びＲ４の間の電磁遮蔽を乱し両者を電磁結合させているため、従来のような共振器間結合導体層１８及びそのための誘電体基板１０−２を用いる必要がなく、構造が簡素で肉薄である。また、結合窓３０の位置、形状、寸法等の設定により共振器Ｒ３及びＲ４の間の結合を変化させることができ、ひいてはフィルタ特性を変化させることができるから、結合窓３０の位置等の設定という簡便な手法にて様々なフィルタ特性を実現可能になる。更に、入出力導体層３２−１及び３２−２の間は外導体層２４−２にて電磁遮蔽されているから、その間隔を広めに設定する必要はなく、かつ入出力導体層３２−１及び３２−２は厚み方向に積層されている。従って、入出力導体層２０−１及び２０−２の間隔を保つ必要があった従来技術に比べ、図中左右方向の寸法（幅）を狭くできる。また、入出力導体層３２−１及び３２−２と内導体層２８−１及び２８−２とを端面間容量結合させているため、両者を同一平面上に配置できる。加えて、結合窓３０の形成は比較的容易である。従って、本実施形態によれば、小形かつ簡素で低価格なマイクロ波フィルタを実現でき、更にその設計の自由度を高めることができる。
【００４４】
なお、この実施形態における入出力導体層３２−１及び３２−２を同じ側に（例えば図中手前側に）引き出すようにしてもよい。このようにすると、入出力導体層３２−１及び３２−２と接続される図示しない周辺回路を１か所に集中させることができ、従って当該周辺回路の小形化及び集積化を実現できる。このように、本実施形態は、他の入出力導体層との位置関係等を考慮することなく各入出力導体層の位置を設定でき従って設計の自由度が高いという利点を有している。更に、本実施形態では共振器が２個であったが、これを３個以上に増やすときには、従来技術と異なり、厚みが増すのみで面積は増加しない。この面でも、本実施形態は、小形化・高集積化に適している。なお、これら入出力導体層配置及び共振器個数の変形に関しては図示していないが、当業者であれば、後述の実施形態をも参照しながら、容易に実施できるであろう。
【００４５】
第２実施形態．
図２に、本発明の第２実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す。この実施形態は、その表面が選択的に導体化された８枚の誘電体基板２２−１〜２２−８を積層した構造を有している。これら８枚の誘電体基板２２−１〜２２−８のうち図中上から奇数枚目の誘電体基板２２−１、２２−３、２２−５及び２２−７の上面と８枚目の誘電体基板２２−８の下面はいずれも結合窓３０−１〜３０−３の部分を除き全面に亘って導体化されており、これにより外導体層２４−１〜２４−５がそれぞれ実現されている。これら外導体層２４−１〜２４−５は、各誘電体基板２２−１〜２２−８の端面のうち少なくとも１面（図では右側の面）に設けられている側面短絡導体層２６−１〜２６−８により互いに短絡され、これにより各共振器Ｒ３〜Ｒ６の外導体層が実現されている。更に、図中上から偶数枚目の誘電体基板２２−２、２２−４、２２−６及び２２−８の上面には、それぞれストリップ状の内導体層２８−１〜２８−４が形成されている。各内導体層２８−１〜２８−４は少なくともその一端が開放状態である。このような構造により、４個のトリプレートラインＲ３〜Ｒ６をその厚み方向に積層した構造が得られる。
【００４６】
また、図中上から３枚目、５枚目及び７枚目の誘電体基板２２−３、２２−５及び２２−７の上面には、第１実施形態における結合窓３０と同様にして、結合窓３０−１〜３０−３が形成されている。結合窓３０−１は内導体層２８−１と内導体層２８−２の間を、結合窓３０−２は内導体層２８−２と内導体層２８−３の間を、結合窓３０−３は内導体層２８−３と内導体層２８−４の間を、それぞれ電磁的に結合している。この実施形態の場合、結合窓３０−１〜３０−３は内導体層同士を結ぶ線上に位置しているため容量性の結合を呈する。このように結合窓を介し連鎖している４個の内導体層２８−１〜２８−４のうち両端に位置する内導体層２８−１及び２８−４には、端面間容量結合による容量素子３３−１及び３３−２が生じるよう、かつ同一平面上に、入出力導体層３２−１及び３２−２が近接配置されている。従って、本実施形態にて実現されるマイクロ波フィルタは、トリプレートラインＲ３〜Ｒ６が１／２波長共振する周波数及びその近傍を通過域とする結合共振型ＢＰＦであり、各共振器Ｒ３〜Ｒ６を容量性の結合窓３０−１〜３０−３にて順に電磁結合させ、かつこれらを容量素子３３−１及び３３−２を介し入出力導体層３２−１及び３２−２と結合させた構成を有している。
【００４７】
以上のような構成によれば、第１実施形態と同様の効果が得られる。また、本実施形態に関しても、第１実施例に関して示した変形と同様の変形が可能である。本実施形態では、更に、入出力導体層３２−１及び３２−２が互いに近接した位置（図では誘電体基板の手前左側隅）にあるため、入出力導体層３２−１及び３２−２と接続される図示しない周辺回路を１か所に集約でき、従って当該周辺回路の小形化及び集積化を実現できる。第１実施形態に比べ多数の共振器を積層している本実施形態にて入出力導体層近接化の効果を実現できるのは、内導体層２８−１の延長方向に対し内導体層２８−２の延長方向をほぼπ／２［ｒａｄ］傾け、内導体層２８−２の延長方向に対し内導体層２８−３の延長方向をほぼπ／２［ｒａｄ］傾け、更に内導体層２８−３の延長方向に対し内導体層２８−４の延長方向をほぼπ／２［ｒａｄ］傾ける、というように、内導体層２８−１〜２８−４の方向乃至姿勢の設定により電磁界伝搬方向を徐々に１回転させていったことによる。また、かかる回転を伴う結合が可能になったのは、結合窓３０−１〜３０−３による結合を導入し更に結合窓３０−１〜３０−３の位置を上記配置が可能になるよう設定したことによる。なお、共振器個数を増やしつつも同様の効果を得るには、内導体層同士がなす角度をπ／２［ｒａｄ］より小さくするか、あるいは電磁界伝搬方向を２回以上回転させればよい。
【００４８】
第３実施形態．
図３に、本発明の第３実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す。この実施形態は、第２実施形態に更に３個の結合窓３０−４〜３０−６を追加した構成を有している。結合窓３０−４〜３０−６は順に上から３枚目、５枚目及び７枚目の誘電体基板２２−３、２２−５及び２２−７の上面に形成されており、その位置は、内導体層２８−１の入出力導体層３２−１寄りの部位と内導体層２８−４の入出力導体層３２−２寄りの部位とを結ぶ線上で、かつ内導体層２８−２及び２８−３と交叉しない位置にある。
【００４９】
従って、この実施形態では、共振周波数乃至はその近傍で、一方では第２実施形態のそれと同様の電磁波伝搬経路が、他方では新たな電磁波伝搬経路が生じる。前者は入出力導体層３２−１から容量素子３３−１、内導体層２８−１〜２８−４、結合窓３０−１〜３０−３、及び容量素子３３−２を経て入出力導体層３２−２に至る経路（第１の経路）であり、後者は入出力導体層３２−１から容量素子３３−１、結合窓３０−４〜３０−６及び容量素子３３−２を経て入出力導体層３２−２に至る経路（第２の経路）である。このように、相異なる、即ち入力に対する応答が一般に相違する複数の電磁界伝搬経路を併存させた場合、出力は両電磁界伝搬経路に係る応答の加算合成となる。従って、これを応用し、フィルタの特性をより詳細に設計乃至設定することができる。本実施形態では、内導体層と結合窓との相対的な位置関係の設定により、入出力導体層３２−１から入出力導体層３２−２に至る電磁界伝搬経路を２通り併存させているため、かかる原理による特性の設定を比較的容易に実行できる。
【００５０】
例えば、図中の各容量結合に注目する。第１の経路上に存在している容量結合は合計で５個（２個の容量素子３３−１及び３３−２と結合窓３０−１〜３による３個の容量結合）であるのに対し、第２の経路上に存在している容量結合は合計で３個（２個の容量素子３３−１及び３３−２と結合窓３０−４〜３０−６による１個の容量結合）である。容量結合１個分の移相量は−π／２［ｒａｄ］であるから、経路上にある全容量結合により生じる移相量は、第１及び第２の経路の間でπ［ｒａｄ］異なる。他方、各共振器Ｒ３〜Ｒ６の線路長（内導体層２８−１〜２８−４の長さ）によっても移相分は生じるが、これらの線路長を適宜設定する（例えばその相互差を調整設定する）ことにより、通過帯域内又はその近傍の所望の周波数ｆr にて、共振器Ｒ３〜Ｒ６の合計線路長を０［ｒａｄ］相当とすることができる。かかる周波数ｆr においては、移相分が容量結合によるもののみにより定まるため、第１の経路を経た信号と第２の経路と経た信号とが逆相となり従って互いに打ち消しあう。その結果、周波数ｆr には減衰極が現れる。
【００５１】
本実施形態によれば、第１及び第２実施形態と同様の効果が得られる。更に、所要の減衰極周波数にてπ［ｒａｄ］の位相差を呈するよう電磁界伝搬経路間の電気長の差を設定することにより、通過帯域内や通過帯域のごく近傍のように通常は外部回路の付加なしでは減衰極を設けられない周波数に、外部回路の付加なしで減衰極を設けることが可能になる。また、この減衰極は、内導体層や結合窓の位置等により自在に設定できる。なお、電磁界伝搬経路を３通り以上にしてもよい。また、一般に、上述の第２の経路に相当する経路は、初段と最後段の共振器の間以外にも設けることができる。従って、必ずしも、入出力導体層３２−１及び３２−２が近接位置になるよう内導体層及び結合窓を配置する必要はない。
【００５２】
第４実施形態．
図４に、本発明の第４実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す。この実施形態は、内導体層２８−１及び２８−２の一端を外導体層に短絡する旨の変形を、第１実施形態に施した例である。即ち、この実施形態における共振器Ｒ７及びＲ８はいずれも１／４波長誘電体共振器である。また、内導体層２８−１及び２８−２の一端を外導体層に短絡する手段としては、導体から形成された接地部３６−１及び３６−２が用いられている。接地部３６−１及び３６−２は、それぞれ、内導体層２８−１及び２８−２の一端と誘電体基板２２−２及び２２−４の側面短絡導体層２６−２及び２６−４との間を短絡している。このように、本実施形態のマイクロ波フィルタは、２個の１／４波長誘電体共振器Ｒ７及びＲ８を容量性の結合窓３０を介し結合し更にこれらを容量素子３３−１及び３３−２を介し入出力導体層３２−１及び３２−２に接続した結合共振型のＢＰＦとなり、その通過帯域には、共振器Ｒ７及びＲ８の共振周波数が含まれる。
【００５３】
従って、この実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を奏するＢＰＦを実現できる。加えて、第１実施形態における共振器Ｒ３及びＲ４が１／２波長共振器であったのに対し本実施形態における共振器Ｒ７及びＲ８は１／４波長共振器であるから、共振器Ｒ７及びＲ８の線路長手方向寸法は共振器Ｒ３及びＲ４のそれの１／２となる。その結果、フィルタ全体の図中奥行き方向の寸法も、１／２近くまで短縮される。
【００５４】
第５実施形態．
図５に、本発明の第５実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す。この実施形態は、結合窓の個数及び位置の変更という変形を、第４実施形態に施したものである。即ち、第４実施形態では共振器Ｒ７及びＲ８の中央（入出力導体層側の端から共振波長の１／８に相当する距離を有する位置）同士を結ぶ線上に１個の結合窓３０が配置されていたのに対し、この実施形態では共振器Ｒ７及びＲ８の中央から見てやや端寄りの位置同士を結ぶ線上に２個の結合窓３０−１及び３０−２が配置されている。
【００５５】
この実施形態によれば、第４実施形態と同様の効果が得られる。更に、結合窓３０−１及び３０−２を端寄りの位置、即ち中央に比べ周波数変化に対する結合強度の変化が大きくなる位置に設けているため、第４実施形態に比べ、通過帯域外の信号が一方の共振器から他方の共振器へと伝搬しにくくなる。この結果、遮断特性（この実施形態の場合ＢＰＦであるため帯域外減衰特性）が急峻になる。また、結合窓を２個設けているため、結合の強度を確保できる。なお、結合窓の個数は３個以上でもよい。結合窓による結合が誘導性であってもよい。
【００５６】
第６実施形態．
図６に、本発明の第６実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す。この実施形態は、第４実施形態に、（１）入出力導体層３２−１及び３２−２がいずれも手前側に、接地部３６−１及び３６−２がいずれも奥側に位置することになるよう、各導体層の配置を設定する旨の変形と、（２）内導体層２８−１及び２８−２の入出力導体層３２−１及び３２−２寄りの部位同士を結ぶ線上に結合窓３０−１を設けると共に、接地部３６−１及び３６−２寄りの部位の脇を結ぶ２本の線上すなわち磁力線と鎖交しやすい位置に結合窓３０−２及び３０−３を設ける旨の変形とを、施したものである。
【００５７】
本実施形態によれば、第４実施形態と同様の効果が得られる。更に、上述の変形（１）の結果、入出力導体層３２−１及び３２−２が近接した位置となるため、その周辺の外部回路がコンパクトになる。即ち、内導体層２８−１及び２８−２等の結合・配置関係の設定という簡便な手法により、同一端面から入力及び出力を実行可能な集積性が高いマイクロ波フィルタを安価かつ簡便に実現できる。また、結合窓３０−１にて実現される結合モードは電界が支配的な容量性の結合であり、結合窓３０−２及び３０−３にて実現される結合モードは磁界が支配的な誘導性の結合であるから、上述の変形（２）の結果、結合窓３０−１に係る容量結合並びに結合窓３０−２及び３０−３に係る誘導結合両者の強度にて定まる周波数に、減衰極が現れる。従って、結合窓３０−１〜３０−３の位置及び形状を適宜設計することにより、あるいは結合窓の個数を変化させることにより、任意の周波数に減衰極を配置できる。
【００５８】
第７実施形態．
図７に、本発明の第７実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す。この実施形態は、第６実施形態に、結合窓３０−２及び３０−３を窓連結部（ここでは外導体層の開口）３８にて一体化する旨の変形を施したものである。このようにしても、第６実施形態と同様の効果が得られる。また、このことからも明らかなように、第６実施形態における変形（２）には、多様な態様がある。
【００５９】
第８実施形態．
図８に、本発明の第８実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す。この実施形態は、第４実施形態に、（１）１／４波長誘電体共振器の個数を２個（Ｒ７及びＲ８）から３個（Ｒ７〜Ｒ９）に増やす旨の変形と、（２）共振器個数の増加に伴い結合窓を１個追加する（３０−１及び３０−２を設ける）旨の変形と、（３）図中上から１個目及び３番目の共振器Ｒ７及びＲ９の内導体層２８−１及び２８−３の入出力導体層３２−１及び３２−２寄りの部位を結ぶ線上に結合窓３０−３及び３０−４を設ける旨の変形とを、施したものである。なお、変形（３）を実現するため、変形（２）にて追加した共振器（図中のＲ８）の内導体層２８−２は、他の共振器の内導体層に対し、図中右方向にずれた位置に形成されている。
【００６０】
本実施形態によれば、第４実施形態と同様の効果に加え第３実施形態における減衰極配置に関する効果を、３共振子結合型のマイクロ波フィルタにて実現できる。即ち、この実施形態では、第３実施形態と同様、共振器Ｒ７〜Ｒ９の共振周波数近傍で２通りの電磁界伝搬経路が生じる。そのうち一方は結合窓３０−１及び３０−２を経る経路（第１の経路）であり、他方は結合窓３０−３及び３０−４を経る経路（第２の経路）である。第１の経路においては、入出力導体層３２−１から入力された信号は４個の容量結合による合計−２π［ｒａｄ］の移相と、内導体層２８−１及び２８−３の線路長による移相とを受ける。他方、第２の経路においては、入出力導体層３２−１から入力された信号は３個の容量結合による合計−３π／２［ｒａｄ］の移相を受ける。内導体層２８−１及び２８−３の線路長による移相分は、共振器Ｒ７〜Ｒ９の共振周波数近傍に属するある周波数において合計−π／２［ｒａｄ］となる。従って、この周波数では、両経路間の移相分の差がπ［ｒａｄ］となり、その結果第３実施形態と同様にして減衰極が現れる。この減衰極の周波数は、各結合窓及び内導体層の位置、形状及び寸法により適宜設定できるから、本実施形態によれば、簡便な設計手法にてかつ外部回路の付加なしに、例えば通過帯域近傍等に減衰極を付与できる。
【００６１】
なお、第２の経路上に現れる３個の容量結合のうち２個は、容量素子３３−１及び３３−２である。残りの１個は、結合窓３０−３及び３０−４による１個の容量結合であり、これは共振器Ｒ７〜Ｒ９の共振周波数の近傍にて現れる。また、第１の経路上に現れる４個の容量結合のうち２個は、容量素子３３−１及び３３−２である。残りの２個は、結合窓３０−１及び３０−２による２個の容量結合であり、これらは共振器Ｒ７〜Ｒ９の共振周波数の近傍にて現れる。更に、内導体層２８−１及び２８−３の線路長による移相分が合計−π／２［ｒａｄ］となるのは、内導体層２８−１の図中手前側の端から中央（即ち結合窓３０−１と対向する位置）までの距離と内導体層２８−２の中央（即ち結合窓３０−２と対向する位置）から図中手前側の端までの距離との和がちょうど波長の１／４と等しくなる周波数である。
【００６２】
また、誘導性の結合窓でもπ／２［ｒａｄ］の移相分を付与できるから、これを利用し本実施形態と同様の減衰極を設けることも可能である。加えて、本実施形態では、第６実施形態と同様の観点から、入出力導体層３２−１及び３２−２がいずれも手前側に位置することになるよう各導体層の配置を設定している。図中上から２個目の共振器Ｒ８にも入出力導体層を設けるのであれば、その内導体層及び接地部の配置を第６実施形態に倣って変形するのが好ましい。
【００６３】
（２）減衰極形成用集中定数素子を有する実施形態群
第９実施形態
図９に、本発明の第９実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す。本実施形態は、その表面が選択的に導体化された２枚の誘電体基板２２−１及び２２−２を積層した構成を有している。誘電体基板２２−１の上面及び誘電体基板２２−２の下面は全体に亘って導体化されており、これにより外導体層２４−１及び２４−２が形成されている。外導体層２４−１及び２４−２の間は、誘電体基板２２−１及び２２−２の端面に形成された側面短絡導体層２６−１及び２６−２にて短絡されている。他方、誘電体基板２２−２の上面には２個の内導体層が概ね平行に形成されており、各内導体層は接地部３６−１及び３６−２を介して側面短絡導体層２６−２に短絡されている。従って、本実施形態の構造は、同一の誘電体基板２２−２上に複数の内導体層が形成されていること、これらの内導体層がそれぞれ１／４波長誘電体共振器Ｒ７及びＲ８を構成していること、これらの共振器Ｒ７及びＲ８が外導体層２４−１及び２４−２を共有していること等の点で、前述の従来技術の構造と一致している。
【００６４】
しかしながら、本実施形態と前述の従来技術の間にはいくつかの相違点がある。第１に、本実施形態では、共振器Ｒ７・Ｒ８間を結合させる機能を内導体層端面間容量結合により実現している。即ち、共振器Ｒ７及びＲ８の内導体層はそれぞれ図中手前側（入出力側）の部分２８−１ａ及び２８−２ａと奥側（短絡端側）の部分２８−１ｂ及び２８−２ｂとから構成されている。更に、前者同士の間隙３９ａは後者同士の間隙３９ｂよりも広くなるよう設定されているため、共振器Ｒ７・Ｒ８間には容量性の結合が生じる。従って、この実施形態では、従来技術における共振器間結合導体層１８及びそのための誘電体基板１０−２が不要になるから、構造の簡素化、低価格化、小形肉薄化を実現できる。
【００６５】
更に、内導体層２８−１ａ及び２８−２ａの幅を内導体層２８−１ｂ及び２８−２ｂの幅より小さくすることにより、間隙３９ａ＜間隙３９ｂの関係を実現しているため、共振器Ｒ７及びＲ８の長さが、その共振波長の１／４相当の長さよりも短くなり、これにより更に小形化する。即ち、内導体層２８−１ａ及び２８−２ａと内導体層２８−１ｂ及び２８−２ｂとの継ぎ目の部分で、特性インピーダンスのステップ的変化を意図的に発生させているため、いわゆるステップインピーダンス効果による線路長短縮が生じる。その際、内導体層幅及びその差は、ステップインピーダンスによる反射損失の増大を許容できる範囲内に収める。なお、間隙３９ａによる容量結合が発生するのであれば、他の構造を用いても構わない。
【００６６】
第２に、本実施形態では、入出力導体層３２−１及び３２−２を内導体層と同一平面上に設け、入出力導体層・内導体層間の端面間容量結合に係る容量素子３３−１及び３３−２を介し、各共振器Ｒ７及びＲ８を外部に接続している。従って、この実施形態では、従来技術における入出力導体層用誘電体基板１０−４が不要になるから、構造の簡素化、低価格化、小形肉薄化を実現できる。なお、容量素子３３−１及び３３−２に代え、誘導素子を用いても、この効果及び次に述べる効果を実現できる。
【００６７】
第３に、本実施形態では、入出力導体層３２−１及び３２−２の間に平面的でかつ集中定数型の誘導素子４２が設けられている。この誘導素子４２は、入出力導体層３２−１から容量素子３３−１、共振器Ｒ７、間隙３９ａ、共振器Ｒ８及び容量素子３３−２を介し入出力導体層３２−２に至る電磁界伝搬経路（第１の経路）とは独立に、電磁界伝搬経路（第２の経路）を提供している。このように入出力導体層３２−１及び３２−２並びに誘導素子４２を有する入出力回路を単一平面上に形成することにより、入出力導体層間に間隔を保つ必要をなくしているため、本実施形態に係る構造は従来技術に係る構造より小形になる。更に、上述の２通りの電磁界伝搬経路を経た信号同士の間には両経路の相違により位相差が生じるため、本実施形態では外部回路の付加なしで通過帯域のごく近傍に減衰極を形成できる。また、その減衰極の配置は、間隙３９ａや誘導素子４２の選択にて設計できる。
【００６８】
例えば、共振器Ｒ７及びＲ８の共振周波数より僅かに低い周波数では、共振器Ｒ７及びＲ８は誘導性の素子として機能するから、第１の経路にて発生する移相分は、３個の容量素子（容量素子３３−１、３３−２及び間隙３９ａ）による合計−３π／２［ｒａｄ］の移相分と、２個の誘導素子（共振器Ｒ７及びＲ８）による合計π［ｒａｄ］の移相分と、の和である−π／２［ｒａｄ］となる。逆に、共振器Ｒ７及びＲ８の共振周波数より僅かに高い周波数では、共振器Ｒ７及びＲ８も容量性の素子として機能するから、第１の経路にて発生する移相分は５個の容量素子による合計−５π／２［ｒａｄ］＝−π／２［ｒａｄ］となる。他方、第２の経路にて発生する移相分は誘導素子４２によるπ／２［ｒａｄ］である。従って、共振器Ｒ７及びＲ８の共振周波数より僅かに低い又は高い周波数では、両経路間で移相分にπ［ｒａｄ］という差が生じる。この結果、第１の経路を経た信号と第２の経路を経た信号とが打ち消し合うから、これらの周波数は減衰極となる。反面、共振器Ｒ７及びＲ８の共振周波数又はそのごく近傍では、共振器Ｒ７及びＲ８による移相分を無視できるから、第１の経路にて発生する移相分は３個の容量素子（容量素子３３−１、３３−２及び間隙３９ａ）による合計−３π／２［ｒａｄ］となり、両経路間の移相分の差は０になる。従って、減衰量の小さな通過帯域を実現できる。なお、共振器の個数は２個に限定されない。
【００６９】
第１０実施形態．
図１０に、本発明の第１０実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す。この実施形態は、第９実施形態における間隙３９ａをブリッジ導体層４４に、誘導素子４２を平面的で分布定数型の容量素子４６に、それぞれ置換した構成を有している。ブリッジ導体層４４は、共振器Ｒ７・Ｒ８間を誘導結合する。従って、本実施形態では、入出力導体層３２−１及び３２−２の間に第９実施形態におけるそれらとは相補的な２通りの電磁波伝搬経路が形成されているため、同様の効果を奏するＢＰＦを実現できる。
【００７０】
（３）減衰極形成用分布定数素子を有する実施形態群
第１０実施形態．
図１１に、本発明の第１１実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す。本実施形態においては、前述の第９及び第１０実施形態と同様、外導体層２４−１及び２４−２を共有する１／４波長誘電体共振器Ｒ７及びＲ８が形成されており、かつその内導体層は同一平面上に位置している。更に、共振器Ｒ７の内導体層が導体幅の広い部分２８−１ａ及び狭い部分２８−１ｂから構成され、共振器Ｒ８の内導体層が導体幅の広い部分２８−２ａ及び狭い部分２８−２ｂから構成されている点でも、本実施形態は第９及び第１０実施形態と類似している。しかしながら、本実施形態は、誘導素子４２及び容量素子４６を用いていない点及び狭搾した間隙３９ａ及びブリッジ導体層４４双方を採用している点で、第９及び第１０実施形態と相違している。即ち、前述の第９及び第１０実施形態においては、入出力回路４０に設けた誘導素子４２又は容量素子４６（より一般的に表現すれば集中定数素子）と、狭搾した間隙３９ａ及びブリッジ導体層４４のいずれかにて実現される共振器間結合とを用い、いわば集中定数回路的に、減衰極を形成していたが、本実施形態では、入出力導体層３２−１・３２−２間の集中定数回路的な結合をやめ、内導体層同士の端面間側結合に係る共振器（より詳細にはその延長方向乃至線路長方向に沿ったモード変化）により、減衰極や零点を形成している。
【００７１】
この点をより明瞭にするため、ここで、図１２及び図１３に示される比較例を想定する。図１２の比較例は狭搾した間隙３９ａ及びブリッジ導体層４４をいずれも採用していない構成であり、図１３の比較例は狭搾した間隙３９ａを採用しているけれどもブリッジ導体層４４は採用していない構成である。いわば、図１１の比較例に狭搾した間隙３９ａを追加することにより図１２の比較例が、更に図１２の比較例にブリッジ導体層４４を追加することにより図１１の実施形態が得られる。従って、図１２、図１３、図１１の順で検討することにより、本実施形態における端面間側結合に係る伝送線路の機能、狭搾した間隙３９ａの機能、及びブリッジ導体層４４の機能が、順を追って明らかとなろう。
【００７２】
図１２、図１３及び図１１の構成は、それぞれ図１４、図１５及び図１６に示される回路又は図１７、図１８及び図１９に示される回路にて、等価的に表現できる。これらの図においては、入出力導体層３２−１及び３２−２が端子記号で、容量素子３３−１及び３３−２がコンデンサの記号で、それぞれ表されている。また、共振器Ｒ７及びＲ８は、図１４、図１５及び図１６においてはその内導体の形状にて、図１７、図１８及び図１９においては分布定数線路の記号にて、それぞれ表されている。更に、図１４、図１５及び図１６にその形状が示される内導体層の端面間に発生する側結合は、図１７、図１８及び図１９においては分布定数線路Ｒ１０として表されている。この端面間側結合に係る伝送線路Ｒ１０は、共振器Ｒ７及びＲ８が一端開放他端短絡の線路であるのと同様に一端開放他端短絡の線路であるため、共振器Ｒ７及びＲ８と同じく１／４波長誘電体共振器として機能する。
【００７３】
まず、図１２の比較例においては、内導体層２８−１及び２８−２の導体幅が一定でかつ両者の間隔も一定であるため、共振器Ｒ７、Ｒ８及びＲ１０のいずれにもステップインピーダンスは発生しない。また、共振器Ｒ１０の誘電体層は共振器Ｒ７及びＲ８のそれと同じく誘電体基板２２−１及び２２−２である。従って、共振器Ｒ１０の線路長（電気長）は、共振器Ｒ７及びＲ８のそれと等しくなるから、共振器Ｒ７、Ｒ８及びＲ１０はいずれも等しい周波数で共振する。即ち、共振器Ｒ７及びＲ８が共振しているときには、共振器Ｒ１０も共振しているため、一方の入出力導体層から他方の入出力導体層への信号伝搬は阻止される。なお、内導体層外導体層間電流源にて励振される共振器Ｒ７及びＲ８では偶モード伝搬が支配的であるため、その特性インピーダンスは偶モードインピーダンスと等しいと見なせる。また、等価的に内導体層間電流源にて励振されると見なせる共振器Ｒ１０の特性インピーダンスは、短絡端からの線路長（即ち１／４波長）に相当する位相 θ＝π／２を側結合ストリップ導体間の影像インピーダンスの公式に代入することにより得られ、２ＺｅＺｏ／（Ｚｅ−Ｚｏ）と表すことができる（但しＺｅ，Ｚｏはそれぞれ側結合における偶モード及び奇モードインピーダンス）。
【００７４】
次に、図１３の比較例においても、共振器Ｒ７及びＲ８の特性インピーダンスは偶モードインピーダンスにて与えられる。但し、共振器Ｒ７及びＲ８の内導体層の導体幅がステップ的に変化しているため、いずれも内導体層の導体幅の広い部分（２８−１ａ及び２８−２ａ）と狭い部分（２８−１ｂ及び２８−２ｂ）とで異なる値になる。また、内導体層２８−１ａ及び２８−１ｂと内導体層２８−２ａ及び２８−２ｂの間隔もステップ的に変化しているため、共振器Ｒ１０の特性インピーダンスは間隙３９ａの部分では２ＺａｅＺａｏ／（Ｚａｅ−Ｚａｏ）、間隙３９ｂの部分では２ＺｂｅＺｂｏ／（Ｚｂｅ−Ｚｂｏ）となる（但しＺａｅ及びＺｂｅは各部分の側結合における偶モードインピーダンス、Ｚａｏ及びＺｂｏは各部分の側結合における奇モードインピーダンス）。このように共振器Ｒ７、Ｒ８及びＲ１０にステップインピーダンスを発生させると、内導体の実態寸法が図１２の比較例に比べて短くなり、従ってマイクロ波フィルタ全体の長手寸法も小さくなる。更に、側結合に係る偶モード及び奇モードインピーダンスは縁部間隔の増大に伴いそれぞれ低下及び増大することが知られている。共振器Ｒ１０の特性インピーダンスを与える式（上掲）を変形すると２／（１／Ｚｏ−１／Ｚｅ）となることと併せ考えると、間隙３９ａの部分では奇モードがより支配的になり、間隙３９ｂの部分では偶モードがより支配的になると見なせる。言い換えれば、間隙３９ａの部分における共振器Ｒ７・Ｒ８間結合は、間隙３９ｂの部分におけるそれに比べ、容量結合の性格が強い。
【００７５】
このように、共振器Ｒ７・Ｒ８間における電磁界のバランスをその延長方向に沿って崩しているため、図１３の比較例においては（従って後述の図１１の実施形態においても）、狭搾した間隙３９ａにて実現されている容量結合を介し共振器Ｒ７・Ｒ８間を結合させることができる。言い換えれば、上述のステップインピーダンスの効果は線路の実体長の短縮にとどまらず、共振器Ｒ７及びＲ８の実質電気長すなわち共振周波数から共振器Ｒ１０の実質電気長すなわち共振周波数をずらす効果を有している。従って、図１３の比較例（及び図１１の実施形態）は、共振器Ｒ７及びＲ８の共振周波数が通過周波数（乃至零点）、共振器Ｒ１０の共振周波数が阻止周波数（乃至極）の帯域通過フィルタとなる。更に、間隙３９ａにおける容量結合の程度は、誘電体基板２２−１及び２２−２の誘電率の他、間隙３９ａの寸法と間隙３９ｂの寸法（いずれも長さ及び幅を含む）の比率にて定めることができる。従って、通過周波数及び阻止周波数を、共振器Ｒ７及びＲ８の内導体層の形状及び相互間隔にて定めることができる。また、第９及び第１０実施形態のように入出力間結合素子を用いる必要もなく、従って構造がより単純である。
【００７６】
但し、図１２の比較例では、間隙３９ａの寸法と間隙３９ｂの寸法の比率という単一の要素にて通過周波数及び阻止周波数という２種類の特性を設定せざるを得ないため、設計の自由度は比較的低い。図１１の実施形態においては、この不具合を改善すべく、ブリッジ導体層４４を間隙３９ｂ中に即ち短絡端寄りの位置に設けている。ブリッジ導体層４４と外導体層２４−１及び２４−２とにて構成される伝送線路は、共振器Ｒ７・Ｒ８の鏡像対称面、即ち共振器Ｒ７の内導体中心線と共振器Ｒ８の内導体中心線とから同一距離にある面を横切っているため、共振器Ｒ７及びＲ８からは一端開放の伝送線路に見える。図１９においては、この伝送線路をＲ１１と表している。また、ブリッジ導体層４４は、内導体層２８−１ｂ・２８−２ｂ間を短絡しているため、共振器Ｒ１０からは一端短絡の伝送線路に見える。図１９においては、この伝送線路をＲ１２と表している。伝送線路Ｒ１１及びＲ１２と共振器Ｒ７、Ｒ８及びＲ１０との接続位置や、伝送線路Ｒ１１及びＲ１２の導体幅や、伝送線路Ｒ１１及びＲ１２の線路長が変化すると、これに応じて特に共振器Ｒ１０の共振周波数が変化する。従って、本実施形態によれば、ブリッジ導体層４４の位置や寸法の設計によっても、通過周波数及び阻止周波数を可変設定できる。
【００７７】
このように、本実施形態によれば、通過周波数及び阻止周波数を間隙３９ａやブリッジ導体層４４の設計にて変化させることができる。従って、通過周波数のごく近傍に阻止周波数を設けるといった設計も可能であり、また通過域の幅も比較的自由に設計可能である。更に、ブリッジ導体層４４の位置等を変化させたときには、厳密には共振器Ｒ７及びＲ８の共振周波数も変化するが、その変化は小さく事実上無視できるため、共振器Ｒ１０の共振周波数を設計する際にブリッジ導体層４４の位置等の変化に伴う通過周波数の変化を無視でき、従って設計が容易である。なお、本実施形態においても、平面回路化による製造の容易化等の利点を得ることができる。３個以上の共振器間の結合への適用や、側面短絡導体のスルーホールによる置換等の変形も可能である。
【００７８】
第１２実施形態．
図２０に、本発明の第１２実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す。本実施形態は、２個の１／２波長誘電体共振器Ｒ３及びＲ４を結合させたマイクロ波フィルタに、第１１実施形態と同様の改良を施した構造を有している。まず、共振器Ｒ３の内導体層は導体幅の狭い部分２８−１ｂの両端に導体幅の広い部分２８−１ａを追加した形状を有しており、共振器Ｒ４の内導体層は導体幅の狭い部分２８−２ｂの両端に導体幅の広い部分２８−２ａを追加した形状を有している。この結果、狭搾した間隙３９ａが形成されている。更に、開放端から隔離した部位即ち間隙３９ｂには２個のブリッジ導体層４４が設けられている。従って、本実施形態においても、第１１実施形態と同様の利点を有する帯域通過フィルタが得られる。加えて、本実施形態における共振器Ｒ３及びＲ４は１／２波長共振器であるから、第１１実施形態に比べて急峻な遮断特性を有するフィルタを実現できる。但し、寸法の面では第１１実施形態のほうが小さくなる。なお、本実施形態に関しても第１１実施形態と同様各種の変形が可能である。
【００７９】
第１３実施形態．
図２１に、本発明の第１３実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す。本実施形態も、２個の１／２波長誘電体共振器Ｒ３及びＲ４を結合させたマイクロ波フィルタに、第１１実施形態と同様の改良を施した構造を有している。しかしながら、第１２実施形態とは異なり、狭搾した間隙３９ａは一端のみに形成されており、またブリッジ導体層４４も１個である。本実施形態においても、程度の差はあれ、第１１実施形態と同様の効果が得られる。
【００８０】
（４）入出力・内導体層間結合用結合窓を有する実施形態群
第１４実施形態．
図２２に、本発明の第１４実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す。本実施形態は、その表面が選択的に導体化された４枚の誘電体基板２２−１〜２２−４を積層した構造を有している。図中上から３枚目の誘電体基板２２−３の上面及び４枚目の誘電体基板２２−４の下面は概ね全体に亘って導体化されており、これにより外導体層２４−２及び２４−３が形成されている。さらに、誘電体基板２２−３及び２２−４の端面には外導体層２４−２及び２４−３を短絡する側面短絡導体層２６−３及び２６−４が形成されている。他方、誘電体基板２２−４の上面には、２個の内導体層２８−１及び２８−２がならんで形成されており、その一端は接地部３６−１及び３６−２を介し側面短絡導体層２６−４に短絡されている。このように、本実施形態は、外導体層２４−２及び２４−３を共有する一端接地の２個のトリプレートラインＲ３及びＲ４を、一組の誘電体基板２２−３及び２２−４を用いて実現した構成を有している。
【００８１】
また、外導体層２４−２の上方には、入出力回路４０が形成されている。まず、図中上から２枚目の誘電体基板２２−２の上面には、一組の入出力導体層３２−１及び３２−２並びにこれらを短絡するストリップ導体層４８が形成されており、これらは一体となってクランク形状を形成している。このクランクの屈曲部は、ちょうど、内導体層２８−１及び２８−２と対向する位置にある。外導体層２４−２の上面のうち、当該屈曲部と内導体層２８−１及び２８−２とを結ぶ線上にある部位には、それぞれ結合窓３０−１及び３０−２が形成されている。更に、図中上から１枚目の誘電体基板２２−１の上面は全体に亘って導体化されており、これにより外導体層２４−１が形成されている。また、誘電体基板２２−１及び２２−２の端面のうち入出力導体層３２−１及び３２−２から十分離れた部位には外導体層２４−１及び２４−２を短絡する側面短絡導体層２６−１及び２６−２が形成されている。このように、本実施形態においては、容量性の結合窓３０−１及び３０−２を介しトリプレートラインＲ３及びＲ４と結合する入出力回路４０が、トリプレートラインとして実現されている。
【００８２】
この実施形態は、トリプレートラインＲ３及びＲ４の１／２波長共振を利用したＢＲＦである。即ち、結合窓３０−１及び３０−２を介し入出力導体層３２−１及び３２−２が内導体層２８−１及び２８−２と結合しているため、一方の入出力導体層から入力される信号のうちトリプレートラインＲ３及びＲ４の１／２波長共振周波数近傍の周波数を有する信号は、結合窓３０−１及び３０−２を介し内導体層２８−１及び２８−２に供給され、従って他方の入出力導体層には現れない。また、それ以外の周波数においては、一方の入出力導体層から入力される信号はストリップ導体層４８を介し他方の入出力導体層に供給される。従って、本実施形態においては、１／２波長結合共振型のＢＲＦが得られる。
【００８３】
この実施形態と前述の従来技術は、同一平面上に複数の内導体層を形成している点や、入出力導体層用の誘電体基板を用いる点で、共通している。反面、この実施形態では、入出力導体層間をストリップ導体層４８にて短絡しているため、入出力導体層間の間隔を確保する必要がなくなると共に、共振器間結合導体層やこの導体を形成するための誘電体基板が不要になり、従って従来よりも誘電体基板枚数が少なく肉薄・小形のマイクロ波フィルタが得られる。更に、誘電体基板２２−１及び２２−２の誘電率を誘電体基板２２−３及び２２−４の誘電率より低くすることにより、特性上の問題を生じさせることなく、入出力導体層３２−１及び３２−２並びにストリップ導体層４８の幅を広くし以て導体パターンの形成を容易にすることができる。即ち、外部回路の特性インピーダンス（例えば５０Ω）は一般に共振器のインピーダンスよりも高いため、共振器側の誘電体基板２２−３及び２２−４の誘電率に比べ入出力回路４０側の誘電体基板２２−１及び２２−２の誘電率を低くすれば、入出力導体層３２−１及び３２−２並びにストリップ導体層４８の幅を広くでき、その形成を容易化できる。なお、ストリップ導体層４８に代え、平面状のインダクタ又はコンデンサを使用しても構わない。
【００８４】
第１５実施形態．
図２３に、本発明の第１５実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す。本実施形態は、入出力回路４０をトリプレートラインではなくマイクロストリップラインとして実現したこと、結合窓３０−１及び３０−２と対向するようクランクの屈曲部上に誘電体チップ５０−１及び５０−２を配置したこと等の点で、第１４実施形態と相違している。なお、入出力回路４０がマイクロストリップラインであるため、図中の各部材の符号の添字は図２２のそれに対し１ずれている。本実施形態によれば、第１４実施形態と同様の効果が得られる他、結合窓３０−１及び３０−２による結合を誘電体チップ５０−１及び５０−２にて調整でき従って特性を事後的にかつ容易に調整できるという効果が得られる。なお、誘導性の結合窓を使用するときには、誘電体チップに代えて磁性体チップを用いればよい。また、誘電体チップ５０−１及び５０−２の誘電率は、誘電体基板２２−１のそれより高くするのが好ましい。誘導体チップ又は磁性体チップを収容する窪みを設けた誘電体基板を、入出力回路４０を覆うよう配置すれば、トリプレートラインに変形できる。
【００８５】
（５）入出力・内導体層間に減衰極形成用集中定数素子を有する実施形態群
第１６実施形態．
図２４に、本発明の第１６実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す。本実施形態は、誘電体基板２２の下面のほぼ全体に亘り外導体層２４を、また上面に内導体層２８、接地部３６、入出力導体層３２−１及び３２−２、ストリップ導体層４８並びに誘導素子５４を、また図中奥側の端面に側面短絡導体層２６を、それぞれ形成した構成を有している。内導体層２８及び外導体層２４は誘電体基板２２と共にマイクロストリップラインＲ７を構成している。更に、内導体層２８の一端は接地部３６及び側面短絡導体層２６を介し外導体層２４に短絡されており、他端は誘導素子５４を介しストリップ導体層４８に接続されている。ストリップ導体層４８は、入出力導体層３２−１及び３２−２に短絡されており、外部線路の一部を構成している。
【００８６】
内導体層２８及び外導体層２４にて構成されるマイクロストリップラインＲ７は、ある周波数ｆ1 において１／４波長共振する。この周波数においては、ストリップ導体層４８から１／４波長誘電体共振器Ｒ７側を見たインピーダンスは無限大になり、従っていずれかの入出力導体層から入った信号は他方の入出力導体層へと通過する。また、共振周波数ｆ1 よりわずかに高いある周波数ｆ2 （ｆ1≠ｆ2 、｜ｆ1 −ｆ2 ｜＜ε、ε：所定微小値）においては、共振器Ｒ７は静電容量と等価であるため誘導素子５４と直列共振し、信号は共振器Ｒ７側に供給される。このように、本実施形態では、周波数ｆ1 が通過域に、また周波数ｆ2 が阻止域にそれぞれ含まれるＢＲＦが実現される。更に、共振器Ｒ７の共振周波数ｆ1 と、誘導素子５４を含む共振器の共振周波数ｆ2 との差は微小であるから、共振器Ｒ７にて決定される零点即ち減衰量の小さな通過域の近傍に、第２の共振器にて決定される減衰極を配置することができる（図２５参照）。
【００８７】
また、本実施形態では、共振器Ｒ７の他に、またこの共振器Ｒ７をその構成素子の一つとして使用しつつ、第２の共振器が構成されている。更に、第２の共振器は集中定数回路である。従って、従来技術と比べた場合、内導体層の個数が少なく、内導体層、入出力導体層及び入出力内導体層間結合素子を同一平面上に形成できるため誘電体層の個数が少ない。また、入出力導体層間３２−１及び３２−２をストリップ導体層４８にて直接接続しているため、従来技術のようにその間隔を確保する必要はない。加えて、誘電体基板２２の表面の選択的導体化のみで実現でき基板積層が不要である。この結果、従来よりもまた前述の各実施形態よりも小形かつ肉薄で低価格なマイクロ波フィルタとなる。なお、誘導素子５４をチップインダクタ等にて実現してもよい。また、１／４波長共振ではなく１／２波長共振に関しても本実施形態を適用できる。
【００８８】
本実施形態に係るマイクロ波フィルタを設計するに際しては、まず、実現すべき零点及び極の周波数に応じて共振周波数ｆ1 及びｆ2 を定める。次に、共振周波数ｆ1 及びｆ2 を
【数５】
Ｚ1 ＜π2 Ｌ（ｆ2 −ｆ1 ）
の右辺に代入し、この式が成立するよう、共振器Ｒ７に係る線路の特性インピーダンスＺ1 及び誘導素子５４のインダクタンスＬを決定する。更に、このようにして得られた共振周波数ｆ1 及び特性インピーダンスＺ1 の要求仕様値が実現されるよう、誘電体基板２２の誘電率、厚さ、内導体層２８の幅、線路長Ｄ等を決める。本実施形態の場合、この線路長Ｄは、周波数ｆ2 における波長の１／４よりやや長めになる。
【００８９】
この式は、次のようにして求められた式である。まず、共振周波数ｆ1 及びｆ2 における位相条件は、それぞれ、次の式
【数６】
β1 Ｄ＝π／２ …１／４波長共振
ｊ２πｆ2 Ｌ＋ｊＺ１ ｔａｎ（β2 Ｄ）＝０ …直列共振で与えられる。上式中、β1 及びβ2 は共振周波数ｆ1 及びｆ2 における波数である。Δｆ＝ｆ2 −ｆ1 が十分小さければΔβ＝β2 −β1 が十分小さいと見なせるため、近似的に、
【数７】
ｔａｎ（β2 Ｄ）＝−１／ΔβＤ
が成立する。これを上の直列共振の式に代入し変形することにより、
【数８】
Ｚ1 ＝π2 ｆ2 Ｌが得られる。
通常は、誘電体基板２２の面積やその上への導体パターン形成等の面で、インダクタンスＬには実現可能な上限がある。そのため、この式を不等式である
【数９】
Ｚ1 ＜π2 ｆ2 Ｌに変換する。この制約式を満たす限り、インダクタンスＬ及び特性インピーダンスＺ1 は実現可能である。
【００９０】
第１７実施形態．
図２６に、本発明の第１７実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す。本実施形態においては、第１６実施形態における誘導素子５４に代えチップ状の容量素子３３が用いられている。共振器Ｒ７と容量素子３３の直列共振は、図２７に示されるように、共振器Ｒ７の共振周波数ｆ1 よりも低く従って共振器Ｒ７が誘導性を呈する周波数ｆ1 にて生じる。本実施形態の場合、位相条件を示す式は
【数１０】
β1 Ｄ＝π／２ …１／４波長共振
１／ｊ２πｆ2 Ｃ＋ｊＺ1 ｔａｎ（β2 Ｄ）＝０ …直列共振
となる。この式を第１６実施形態と同様の手法にて変形すると、次の不等式
【数１１】
Ｚ1 ＞（ｆ1 −ｆ2 ）／４Ｃｆ2 2が得られる。この制約式を満たす限り、静電容量Ｃ及び特性インピーダンスＺ1は実現可能である。なお、容量素子３３を導体パターンによる素子に置き換えてもよい。
【００９１】
（６）損失低減溝を有する実施形態群
第１８実施形態．
図２８に、本発明の第１８実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す。この図の構造は、前述した各実施形態のうちトリプレートライン構造を有する実施形態、特に外導体層に適用される。外導体層に符号２４−１及び２４−２を、内導体層に符号２８をそれぞれ付しているが、これは説明のためであり、適用対象を限定する趣旨ではない。この実施形態が特徴とするところは、外導体層２４−１及び２４−２のうち内導体層２８特にその幅方向中心部と対向する部位に、溝５８−１及び５８−２を設けたことである。図２９及び図３０に示すように、溝５８−１及び５８−２を設けないときの電流分布（図２９）に比べ、本実施形態のように溝５８−１及び５８−２を設けたときの電流分布（図３０）は、内導体層２８の幅方向中心部近傍により多く集中する傾向を有している。これは、内導体層２８の幅方向中心部と対向する部位に溝５８−１及び５８−２を設けているため、この部位における内導体層外導体層間隔が小さくなり、従って電磁界の強度が高くなるためである。
【００９２】
このように電流を中心部近傍に集中させているため、本実施形態では、線路損失を低減できる。ここに、内導体層２８の電気抵抗率をρ、幅方向の電流分布関数をＩ（ｘ）と表すこととすると、幅方向の位置ｘにおける単位幅当り線路損失はρＩ（ｘ）2 となり、従って線路損失は幅方向総和∫ρＩ（ｘ）2 ｄｘにて表される。この値はｄＩ（ｘ）／ｄｘ＝０のときに最小になる。従って、本実施形態のように幅方向中心部近傍への電流の集中度を高めこれにより電流分布を平坦分布に近付けることにより、線路損失を低減できる。更に、溝５８−１及び５８−２の大きさや形状の設計により、損失低減の度合いと加工の度合いとを平衡させることができる。また、溝５８−１及び５８−２の配設に伴いインピーダンスに変化が生じたとしても、かかる変化は小規模であり無視でき、場合によっては線路設計に算入できる。
【００９３】
第１９〜第２１実施形態．
図３１〜図３３に、それぞれ本発明の第１９〜第２１実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す。図３１では溝５８−１及び５８−２がそれぞれ２個ずつ設けられている。このように、溝の本数は誘電体基板２２の誘電率その他に応じて変更できる。また、図３２では溝５８−１及び５８−２が半円形断面であり、これにより溝形成用の加工器具の損耗例えば刃の摩耗を低減できる。更に、図３３のようにトリプレートラインではなくマイクロストリップラインの外導体層５６に溝５８を設けることもできる。なお、これらの実施形態では、第１８実施形態と同様の作用効果も得られる。
【００９４】
（７）補遺各実施形態にて採用している技術的手段同士の組合せの可能性に関しては、記載の簡略化のため逐一の言及を省略したが、否定する記載がない限り、当該組合せは可能でありかつ組合せに係る作用効果が生じるものと理解されたい。加えて、本願では共振器やフィルタの構造及び特性に関わる事項について「設計」「設定」等の用語を使用したが、これは、当該事項がいわゆる設計的事項であり進歩性に寄与しないことを述べる趣旨ではない。即ち、共振器やフィルタ等、伝送回路に関する技術分野では、その伝送回路の“本質的構成要件を決定する”という意味で、これらの用語が通常使用されることに留意されたい。
【００９５】
また、誘電体層として誘電体基板を使用した平板状のマイクロ波フィルタを例としたが、本発明は誘電体層として誘電体フィルム等を使用したもの等の如く厳密には平板状とはいえない（しかし近似的には平板状といえる）マイクロ波フィルタとしても実現できる。また、トリプレートライン又はマイクロストリップラインを例としたが、特に否定する記載がない限り、本発明は他の形態の平板状又はフィルム状伝送線路構造を有するマイクロ波フィルタとしても実現できる。更に、特に否定する記載がない限り、トリプレートラインに関する実施形態をマイクロストリップラインに変形し、またマイクロストリップラインに関する実施形態をトリプレートラインに変形することも可能である。また、単一のフィルタ中の第１の共振器をマイクロストリップライン、第２の共振器をトリプレートラインとする等、線路構造の混在も可能である。更に、特に否定する記載のない限り、１／２波長共振器から１／４波長共振器へ又はその逆への変形も可能である。加えて、ＢＰＦ，ＢＲＦを例としたが、それ以外の特性のフィルタを本発明に従い構成することもできる。
【００９６】
更に、各種の導体層を誘電体基板の表面に被着形成した構成を例示したが、被着形成の方法としては従来公知の各種の方法を使用できる。また、導体層のうち積層時に２枚の誘電体基板にてはさまれるべき導体層に関しては、当該２枚の誘電体基板のいずれの上に被着形成してもよい。更に、構造上・特性上可能である場合には、導体層を導体箔や表面導体化プラスチックフィルム等によって実現してもよい。また、外導体層間を短絡する手段として側面短絡導体層を示したが、外導体層間を短絡するスルーホールにて置換してもよい。かかる構成においては、端面導体化加工なしで端面短絡導体使用時と同様の効果が得られる。このスルーホールは、全ての外導体層を短絡していてもよいが、例えば、第１の外導体層と第２の外導体層を短絡するスルーホールと、第２の外導体層と第３の外導体層を短絡するスルーホールとを、別のスルーホールとしてもよい。スルーホールの個数は適宜定められる。更に、誘電体や導体の材質、使用する周波数帯域、各層の厚み・寸法の具体的な値等に関しては言及しなかったが、当業者であれば、本願の記載に基づき本発明を容易に実施できるであろう。加えて、結合窓は、外導体層による電磁遮蔽を部分的かつ選択的に攪乱する好ましくは平面的な手段であればよいため、外導体層に開いた小孔に限定を要するものではない。
【００９７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の第１の構成によれば、それぞれ異なる面に形成された少なくとも２個の内導体層、上記内導体層のうちいずれかと結合する少なくとも２個の入出力導体層、並びに上記内導体層間及び入出力導体層間を電磁遮蔽する外導体層を、誘電体層を介し積層し、更に、上記電磁遮蔽を攪乱することにより上記内導体層間を電磁結合させる結合窓を上記外導体層に形成するようにしたため、内導体層間を結合させるための導体層を別途設ける必要がなくなる。その結果、従来に比べ構造が簡素になりかつ加工が簡素化されるため、マイクロ波フィルタを低価格化できる。更に、内導体層同士が外導体層及び誘電体層を隔てて伝送線路構造の厚み方向に層をなしているため、内導体層の個数を増やしても厚みが増すのみで面積はさほど大きくならない。同時に、入出力導体層間を外導体層によって電磁遮蔽することができ、その直接的電磁結合を阻止でき、ひいては入出力導体層間の間隔確保に起因して生じていた寸法肥大を防止できる。この結果、従来に比べ小形かつ低価格のマイクロ波フィルタを実現できる。また、他の入出力導体層との位置関係等を考慮することなく入出力導体層の位置を設定できるため、従来に比べ設計の自由度の高いマイクロ波フィルタが得られる。
【００９８】
本発明の第１の参考構成によれば、第１の構成において、入出力導体層と内導体層とを端面間容量結合させるようにしたため、入出力導体層と内導体層とを同一平面上に配置でき従ってより小形かつ肉薄で低価格なマイクロ波フィルタを実現できる。
【００９９】
また、本発明の第２の参考構成によれば、第１の構成において、入出力導体層同士が互いに近接した位置になるよう、内導体層及び入出力導体層を配置したため、内導体層の結合・配置関係及び入出力導体層相互の位置関係の設定という簡便な手法により、同一端面から入力及び出力を実行可能な集積性が高いマイクロ波フィルタを安価かつ簡便に実現でき、また、入出力導体層近傍の外部回路を小形化できる。これらの構成においては、加えて、第１の構成と同様の効果も得られる。
【０１００】
本発明の第３の参考構成によれば、第１の構成に係るマイクロ波フィルタを設計するに当って、内導体層及び結合窓の相対的位置関係を、入出力導体層のうち１個から他の１個に至る電磁界伝搬経路が共振周波数乃至はその近傍で複数通り併存するよう設定したため、マイクロ波フィルタの特性をより詳細に設計乃至設定することが可能になり、設計の自由度が向上する。特に、本発明の第４の参考構成によれば、第３の参考構成において、所要の減衰極の周波数にてπ又は−π［ｒａｄ］の位相差を呈するよう、電磁界伝搬経路間の電気長の差を設定するようにしたため、例えば通過帯域内や通過帯域のごく近傍のように通常は外部回路の付加なしでは極又は零点を設けられない周波数に、外部回路の付加なしで極又は零点を設けることが可能になる。従って、極又は零点の配置を内導体層や結合窓の位置等により自在に設定でき、マイクロ波フィルタの特性設計の自由度が向上し、かつ外部回路の廃止による小形安価化を実現できる。
【０１０１】
本発明の第５の参考構成によれば、第１の構成に係るマイクロ波フィルタを設計するに当って、周波数乃至波長の変化に対する結合強度の変化が比較的急峻になるよう結合窓の位置を設定したため、簡便な手法にて遮断特性の良いマイクロ波フィルタが得られる。
【０１０２】
本発明の第１の構成に係るマイクロ波フィルタを設計するに当って、内導体層間が一方では第１の結合窓を介し他方では第２の結合窓を介し電磁的に結合するよう、第１及び第２の結合窓の位置、形状及び寸法を設定したため、結合窓配置等の設計による内導体層間結合の設計という簡便な手法にて、マイクロ波フィルタの特性を設定乃至決定でき、従って設計の自由度の向上に寄与できる。
【０１０３】
特に、本発明の第６の参考構成によれば、第１の結合窓による電磁的結合と第２の結合窓による電磁的結合とが互いに強調し合うよう、第１及び第２の結合窓の位置、形状及び寸法を設定したため、単一の結合窓にて内導体層間を結合させた場合に比べ強い結合を実現でき、更にその強度を第１及び第２の結合窓の位置、形状及び寸法により設定できる。
【０１０４】
また、本発明の第２の構成によれば、電気力線と鎖交す第１の結合窓を、磁力線と鎖交する位置に第２の結合窓を、それぞれ配置し、第１の結合窓による容量性結合と第２の結合窓による誘導性結合との組合せにより所要の周波数に極又は零点が生じるよう、上記第１及び第２の結合窓の位置、形状及び寸法を設定したため、簡便な手法によりマイクロ波フィルタの特性特に極又は零点の配置を随意設定可能となる。
【０１０５】
本発明の第３の構成によれば、同一平面上に形成された内導体層の端面間を互いに容量結合又は誘導結合させ、さらに内導体層と同一平面上に形成した入出力導体層を内導体層と容量結合又は誘導結合させるようにしたため、共振器間結合素子を配設するための誘電体層を設ける必要がなく、小形、簡素、低価格な構造が得られる。また、導体層間結合及びその結合強度の調整を、内導体層形状の変形という簡便な手段で実現できる。
【０１０６】
本発明の第３の構成によれば、入出力導体層間に容量結合又は誘導結合が発生するよう入出力間結合素子を設けたため、第１０の構成と同様の効果が得られるのに加え、フィルタ特性の設計の自由度が向上すると共に、入出力導体層と内導体層とを同一平面上に形成できるため入出力導体層専用の誘電体層を設ける必要がなく、小形、簡素、低価格な構造が得られる。
【０１０７】
本発明の第３の構成によれば、入出力導体層間結合のモードと内導体層・入出力導体層間の結合モードのうち、一方が容量性、他方が誘導性となるようにしたため、同様の効果が得られるのに加え、更に、第３の構成にて提供される複数通りの電磁波伝搬経路同士の間に、所要周波数でπ又は−π［ｒａｄ］の位相差が生じるような電気長の差を付与することができる。その結果、外部回路なしで極（及び零点）を付与可能になり、またその配置を各結合素子及び入出力導体層の設計により簡便に決定できる。
【０１０８】
本発明の第４の構成によれば、内導体層同士の端面間側結合に係る伝送線路のモードをその延長方向に沿い変化させるようにしたため、第３の構成における入出力間結合素子が不要になり、簡素な構造となる結果、設計が容易で安価なマイクロ波フィルタが得られる。更に、端面間側結合に係る伝送線路のモードの変化パターンの設計により、極及び零点を任意の周波数に設計可能になり、例えば通過域の近傍にて大きな減衰量を呈する特性のマイクロ波フィルタを実現可能になる。
【０１０９】
また、本発明の第５の構成によれば、第４の構成において、内導体層間の間隔をその開放端側近傍にて部分的に狭搾するようにしたため、その部位における内導体層同士の端面間側結合のモードを電界が支配的なモードとすることができる。本発明の第５の構成によれば、当該狭搾に係る部位から離隔した部位にブリッジ導体層を設けこれにより内導体層間を接続するようにしているため、その部位における内導体層同士の端面間側結合のモードを磁界が支配的なモードとすることができる。これらいずれの構成によっても、端面間側結合に係る伝送線路のモードをその延長方向に沿って変化させることができ、また、これを平面回路にて実現できる。その結果、より小形かつ肉薄のマイクロ波フィルタが得られる。加えて、内導体層間隔狭搾及びブリッジ導体層双方を採用した場合には、そのいずれかを単独で採用した構成では得られない設計の自由度の高さ、即ち、極及び零点を互いに独立に設定できるという利点を実現できる。
【０１１０】
本発明の第６の構成によれば、少なくとも２個の内導体層を同一平面上に形成し、これらとは異なる平面上に少なくとも２個の入出力導体層及びこれらの間を結合する入出力間結合素子を設け、更に入出力導体層及び入出力間結合素子と内導体層との間にある外導体層に結合窓を設けるようにしたため、内導体層間が結合窓及び入出力間結合素子を介して結合した結合共振型フィルタが得られる。このフィルタは、入出力導体層及び入出力間結合素子が同一平面上に配置されるため、小形かつ肉薄で低価格となる。更に、入出力導体層間を積極的に結合させこれを内導体層間の結合に利用しているため、入出力導体層同士の間隔確保の必要がなく、より小形・低価格となる。また、これらはいずれも基板表面の選択的導体化及び積層の技術にて実現でき、簡便な実施が可能であるため、更に低価格になる。
【０１１１】
本発明の第７の構成によれば、第６の構成において、内導体層及び外導体層にて構成される第１の伝送線路にて使用している誘電体層の誘電率に比べ、入出力導体層、入出力間結合素子及び外導体層にて構成される第２の伝送線路にて使用している誘電体層の誘電率を低くするようにしたため、第２の伝送線路における導体幅を広くできその形成加工を容易化できる。更に、第１及び第２の伝送線路のインピーダンス設計を独立化できるから、例えば第２の伝送線路を外部回路のインピーダンスに応じて設計することが容易になる。
【０１１２】
本発明の構成によれば、チップ状の誘電体又は磁性体を入出力導体層・内導体層間結合に介在させたため、当該チップ状の誘電体又は磁性体の配置調整にて結合の強度等を調整可能になる。
【０１１３】
本発明の第８の構成によれば、内導体層と同一平面上に入出力導体層及び入出力内導体層間結合素子を形成し、入出力内導体層間結合素子にて内導体層・入出力導体層間を誘導結合又は容量結合させるようにしたため、内導体層等を形成する平面及び外導体層を形成する平面の合計２面のみで、言い換えれば１個の誘電体層の表裏を利用して、第１及び第２の共振器を実現できる。更に、第１の共振器はその共振周波数ｆ1 以外では静電容量又はインダクタンスとして動作するため、第２の共振器を第１の共振器（あるいはその等価静電容量又はインダクタンス）と入出力内導体層間結合素子（あるいはその誘導結合又は誘導結合に係るインダクタンス又は静電容量）とにより実現できる。このように、第１の共振器を第２の共振器の一部として利用しているため内導体層の個数が少なく、内導体層、入出力導体層及び入出力内導体層間結合素子を同一平面上に形成できるため誘電体層の個数が少なく、入出力導体層間を導体にて直接接続して構わないためその間隔を確保する必要がなく、更に基板表面の選択的導体化のみで実現でき基板積層が不要であるから、より小形かつ肉薄で低価格なマイクロ波フィルタとなる。また、第１及び第２の共振器の共振周波数ｆ1 及びｆ2 の差は微小であるから、本構成によれば、第１の共振器にて決定される零点又は極の近傍に第２の共振器にて決定される極又は零点を配置することができる。
【０１１４】
本発明の第９及び第１０の構成によれば、第８の構成に係るマイクロ波フィルタを設計するに当たって、まず、実現すべき極又は零点の周波数に応じ第１９の構成における第１及び第２の共振器の共振周波数ｆ1 及びｆ2 を定め、次に、第１の共振器の特性インピーダンスＺ1 及び入出力内導体層間結合素子のインダクタンスＬ又は静電容量Ｃを所定の制約式を満たすよう定めるようにしたため、比較的簡便な手段により、極及び零点の配置の自由化、ひいては通過域内減衰の低減や帯域外減衰の急峻化を実現できる。
【０１１５】
本発明の第１１の構成によれば、第１、第３、第４、第６又は第８の構成において、外導体層のうち内導体層と対向する部位の一部を、内導体層との間隔が他の部位より狭くなるよう窪ませたため、内導体層のうち外導体層の窪みと対向する部位への電流集中ひいてはこれによる幅方向電流分布の平坦化により、その線路における損失を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１実施形態に係るマイクロ波フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図２】 本発明の第２実施形態に係るマイクロ波フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図３】 本発明の第３実施形態に係るマイクロ波フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図４】 本発明の第４実施形態に係るマイクロ波フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図５】 本発明の第５実施形態に係るマイクロ波フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図６】 本発明の第６実施形態に係るマイクロ波フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図７】 本発明の第７実施形態に係るマイクロ波フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図８】 本発明の第８実施形態に係るマイクロ波フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図９】 本発明の第９実施形態に係るマイクロ波フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図１０】 本発明の第１０実施形態に係るマイクロ波フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図１１】 本発明の第１１実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す分解斜視図である。
【図１２】 第１の参考例に係るマイクロ波フィルタの構造を示す分解斜視図である。
【図１３】 第２の参考例に係るマイクロ波フィルタの構造を示す分解斜視図である。
【図１４】 第１の参考例に係るマイクロ波フィルタの等価回路構成を示す内導体層形状配置図である。
【図１５】 第２の参考例に係るマイクロ波フィルタの等価回路構成を示す内導体層形状配置図である。
【図１６】 本発明の第１１実施形態に係るマイクロ波フィルタの等価回路構成を示す内導体層形状配置図である。
【図１７】 第１の参考例に係るマイクロ波フィルタの等価回路構成を示す線路関係図である。
【図１８】 第２の参考例に係るマイクロ波フィルタの等価回路構成を示す線路関係図である。
【図１９】 本発明の第１１実施形態に係るマイクロ波フィルタの等価回路構成を示す線路関係図である。
【図２０】 本発明の第１２実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す分解斜視図である。
【図２１】 本発明の第１３実施形態に係るマイクロ波フィルタの構造を示す分解斜視図である。
【図２２】 本発明の第１４実施形態に係るマイクロ波フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図２３】 本発明の第１５実施形態に係るマイクロ波フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図２４】 本発明の第１６実施形態に係るマイクロ波フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図２５】 この実施形態における阻止帯域近傍の減衰量を示す特性図である。
【図２６】 本発明の第１７実施形態に係るマイクロ波フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図２７】 この実施形態における阻止帯域近傍の減衰量を示す特性図である。
【図２８】 本発明の第１８実施形態に係るマイクロ波フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図２９】 溝がないときの伝送線路断面での電流分布図である。
【図３０】 溝があるときの伝送線路断面での電流分布図である。
【図３１】 本発明の第１９実施形態に係るマイクロ波フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図３２】 本発明の第２０実施形態に係るマイクロ波フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図３３】 本発明の第２１実施形態に係るマイクロ波フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【図３４】 従来技術に係るマイクロ波フィルタの構成を示す分解斜視図である。
【符号の説明】
Ｒ３〜Ｒ６ １／２波長誘電体共振器、Ｒ７〜Ｒ１０ １／４波長誘電体共振器、Ｒ１１，Ｒ１２ ブリッジ状導体に係る伝送線路、２２，２２−１〜２２−８ 誘電体基板、２４−１〜２４−５ 外導体層、２６，２６−１〜２６−８側面短絡導体層、２８−１〜２８−４，２８−１ａ，２８−１ｂ，２８−２ａ，２８−２ｂ 内導体層、３０，３０−１〜３０−６ 共振器間結合窓、３２−１，３２−２ 入出力導体層、３３，３３−１，３３−２，４６ 容量素子、３６，３６−１，３６−２ 接地部、３８ 窓連結部、３９ａ，３９ｂ 間隙、４０入出力回路、４２，５４ 誘導素子、４４ ブリッジ導体層、４８ ストリップ導体層、５０−１，５０−２ 誘電体チップ、５８，５８−１，５８−２ 溝。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present invention relates to a microwave filter using a dielectric resonator having a flat or film transmission line structure and a design method thereof.
[0002]
[Prior art]
  The impedance of a finite-length transmission line viewed from one end changes depending on what impedance the transmission line is terminated with, and also changes depending on what wavelength signal is transmitted through the transmission line. To do. For example, consider a case where one end of a certain transmission line is short-circuited and the short-circuited end side is viewed from the other end of the transmission line. In this case, for a signal having a guide wavelength equal to ¼ of the line length of the transmission line, the impedance of the transmission line looks infinite. This phenomenon is called quarter-wave resonance because it has the same effect as parallel resonance in a lumped constant circuit, and an element using this phenomenon is called a quarter-wave resonator. For a signal having a guide wavelength equal to ½ of the line length of the transmission line, the impedance of the transmission line appears to be zero. This phenomenon is called half-wave resonance because it has the same effect as series resonance, and an element using this phenomenon is called a half-wave resonator.
[0003]
  The quarter wavelength resonator and the half wavelength resonator can be realized by using any dielectric as the dielectric layer of the transmission line. However, since the signal wavelength (in-tube wavelength) in the dielectric becomes shorter as the dielectric constant of the dielectric becomes higher, the use of a high dielectric constant material as the dielectric layer is advantageous in terms of miniaturization. A quarter wavelength resonator and a half wavelength resonator using such a material are usually called a dielectric resonator, and the resonance frequency generally belongs to the microwave region. In addition, by configuring a coupled resonance type filter using a plurality of dielectric resonators, BPF, BRF, and the like suitable for a radio frequency (RF) circuit of a communication device in a microwave band can be realized. This type of filter is generally called a dielectric filter.
[0004]
  The dielectric filter can also be realized by selectively conducting the surfaces of a plurality of dielectric substrates and laminating the dielectric substrates, as disclosed in JP-A-7-263910. Can do. When this method or structure is used, a plurality of dielectric resonators constituting a single dielectric filter can be formed simultaneously (that is, using a common dielectric substrate). An improvement in the degree of integration can be achieved. Furthermore, since this method is a combination of general-purpose methods such as selective conductorization of the substrate surface and lamination of the substrate, it is possible to reduce manufacturing costs and to integrate with other components or assemblies in the RF circuit to be applied. Is suitable. A structure of a dielectric filter realized in accordance with this method is partially simplified and shown in FIG. The dielectric filter shown in this figure is a five-layer dielectric substrate 10 whose surface is selectively made into a conductor by combining a coupled resonant filter composed of two quarter-wave dielectric resonators R1 and R2. This is realized by stacking -1 to 10-5.
[0005]
  Of the five dielectric substrates 10-1 to 10-5, the top surface of the first dielectric substrate 10-1 from the top in the figure is the top surface, and the first dielectric substrate 10-5 from the bottom in the figure is the top The lower surface is made into a conductor, and thereby outer conductor layers 12-1 and 12-2 shared by the resonators R1 and R2 are realized. Further, two inner conductor layers 16-1 and 16-2 are formed on the upper surface of the third dielectric substrate 10-3 from the top in the drawing along the depth direction in the drawing and parallel to each other. Yes. The outer conductor layer 12-1, the inner conductor layer 16-1, and the outer conductor layer 12-2 are transmission lines or triplates having a structure in which an inner conductor layer is disposed between two outer conductor layers via a dielectric layer. Forming a line. Similarly, the outer conductor layer 12-1, the inner conductor layer 16-2, and the outer conductor layer 12-2 form a triplate line. Further, the inner conductor layers 16-1 and 16-2 are arranged outside through the side short-circuit conductor layers 14-1 to 14-5 formed on the front end surface of the dielectric substrates 10-1 to 10-5 in the drawing. The conductor layers 12-1 and 12-2 are short-circuited. Thus, the resonators R1 and R2 obtained by short-circuiting one end of each of the triplate lines are both quarter wavelength resonators.
[0006]
  On the upper surface of the second dielectric substrate 10-2 from the top in the figure, when the dielectric substrates 10-1 to 10-5 are laminated, both ends of the inner conductive layer 16 are interposed through the dielectric substrate 10-2. The inter-resonator coupling conductor layer 18 is formed so as to face -1 and 16-2. That is, the inter-resonator coupling conductor layer 18 is capacitively coupled to the inner conductor layers 16-1 and 16-2, respectively. Therefore, the resonators R1 and R2 are coupled to the inter-resonator coupling conductor layer 18 and the inner conductor layer 16-. They are coupled to each other via electrostatic capacitance related to coupling with 1 and 16-2 (and an inductance component of the inter-resonator coupling conductor layer 18 itself). The degree of coupling can be adjusted by the position, shape and size of the inter-resonator coupling conductor layer 18. Further, on the upper surface of the fourth dielectric substrate 10-4 from the top in the figure, when the dielectric substrates 10-1 to 10-5 are laminated, the inner conductor layer 16- is interposed through the dielectric substrate 10-3. Two input / output conductor layers 20-1 and 20-2 are formed to face 1 and 16-2. That is, the input / output conductor layer 20-1 is capacitively coupled to the inner conductor layer 16-1, and the input / output conductor layer 20-2 is capacitively coupled to the inner conductor layer 16-2. Therefore, the resonators R1 and R2 are The input / output conductor layers 20-1 and 20-2 and the inner conductor layers 16-1 and 16-2 are connected to an external circuit (not shown) through a capacitance related to the coupling. The degree of coupling can be adjusted by the positions, shapes, and dimensions of the input / output conductor layers 20-1 and 20-2.
[0007]
  Here, in the frequency band where both of the resonators R1 and R2 function as a parallel resonator, all signals from the input / output conductor layer 20-1 or 20-2 are input to the other via the inter-resonator coupling conductor layer 18. Propagates to the output conductor layer. Conversely, in the upper and lower frequency bands, the signal from the input / output conductor layer 20-1 or 20-2 is reflected by the resonator R1 or R2. Therefore, the filter according to this prior art is a BPF whose passband includes the resonance frequencies of the resonators R1 and R2. In addition to the advantages similar to those of ordinary coupled resonance filters and dielectric filters, this filter has the advantage that it is excellent in miniaturization and high integration due to the use of substrate technology.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
  However, there are several problems with the above structure. First, in order to prevent direct electromagnetic coupling between the two input / output conductor layers 20-1 and 20-2, the input / output conductor layer 20-1 and the input / output conductor layer 20-2 The interval must be set somewhat wider. Therefore, the distance between the inner conductor layer 16-1 and the inner conductor layer 16-2 must be increased, and the dimension in the left-right direction in the figure becomes large. Second, in order to freely adjust the nature and degree of the coupling between the resonators and the input / output coupling, as shown in the figure, the inter-resonator coupling conductor layer 18 and the input / output conductor layers 20-1 and 20-2. Are preferably formed on different dielectric substrates 10-2 and 10-4. However, this increases the number of dielectric substrates.
[0009]
  One of the objects of the present invention is to improve the method or structure of inter-resonator coupling, thereby eliminating the need to secure an interval in order to prevent direct electromagnetic coupling between at least two input / output conductor layers. It is to realize a small and low-priced microwave filter. One of the objects of the present invention is to improve the inter-resonator coupling method or structure so that at least two of the inner conductor layer, the input / output conductor layer, and the inter-resonator coupled conductor layer can be arranged on the same plane. Therefore, it is to realize a microwave filter that is smaller, thinner, and less expensive. One of the objects of the present invention is to realize a smaller, thinner, and lower-priced microwave filter by modifying the structure so that one resonator becomes a part of the other resonator. One of the objects of the present invention is to simplify the structure and increase the degree of design freedom by utilizing side coupling.
[0010]
  One of the objects of the present invention is to realize a microwave filter that can achieve each of the above-described objects by simple processing, thereby realizing a lower-cost microwave filter. One of the objects of the present invention is to realize a microwave filter with higher integration by setting the positional relationship between at least two input / output conductor layers. One of the objects of the present invention is to realize a microwave filter capable of arbitrarily setting the characteristics, particularly the steepness of out-of-band attenuation and the arrangement of poles or zeros, by devising the arrangement of the inner conductor layer and its coupling means. . One of the objects of the present invention is to realize a microwave filter with less loss by devising a conductor layer shape.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
  In order to achieve such an object, according to a first configuration of the present invention, in a coupled resonance type microwave filter, any one of at least two inner conductor layers formed on different surfaces and any one of the inner conductor layers described above. And at least two input / output conductor layers coupled to the outer conductor layer, and an outer conductor layer for electromagnetically shielding the inner conductor layer and the input / output conductor layer via a dielectric layer.A dielectric resonator,Flat or filmLaminated dielectric resonatorIn the microwave filter having a transmission line structure, a coupling window for electromagnetically coupling the inner conductor layers by disturbing the electromagnetic shielding is formed in the outer conductor layer,Is,The first coupling window disposed at a position interlinking with the electric field lines extending from one to the other of the inner conductor layers of the at least two dielectric resonators, and the magnetic field lines in the vicinity of the inner conductor layer. The second coupling window disposed at a position, and the positions, shapes, and dimensions of the first and second coupling windows are adjusted, and the capacitive coupling by the first coupling window and the second In combination with inductive coupling through the coupling window, a pole or zero is produced at the required frequencyIt is characterized by that.
[0012]
  In this configuration, the inner conductor layers are electromagnetically coupled via a coupling window (for example, a “small hole” in the outer conductor layer). Therefore, there is no need to provide a conductor layer such as a coupling conductor layer between resonators in the above publication, that is, a special conductor layer for coupling between dielectric resonators, and the structure is simplified and the processing is simplified compared to the conventional one. Therefore, the price of the microwave filter can be reduced. Furthermore, with the adoption of this coupling window as the inner conductor layer coupling means, the positional relationship between the inner conductor layers is separated from at least one outer conductor layer and the dielectric layer from the conventional relationship on the same plane. It has changed to a new relationship that is laminated in the thickness direction of the transmission line structure. Therefore, even when the number of inner conductor layers and therefore the number of dielectric resonators are increased, the thickness is increased and the area is hardly changed. As a result, a smaller microwave filter is realized.
[0013]
  In this configuration, since the input / output conductor layers are electromagnetically shielded by the outer conductor layer, there is no need to prevent direct electromagnetic coupling between the input / output conductor layers by securing the spacing as in the prior art, and as a result, ensuring the spacing. Since the size enlargement that has been caused can be prevented, a microwave filter that is smaller and less expensive than the conventional one can be realized. In this configuration, the inner conductor layer and the input / output conductor layer are electromagnetically shielded from the other inner conductor layer and the input / output conductor layer by the outer conductor layer (however, the electromagnetic coupling between the inner conductor layers through the coupling window is excluded). ) State. Therefore, the position of the input / output conductor layer can be set without considering the positional relationship with other input / output conductor layers, and thus a microwave filter with a high degree of design freedom is realized.
[0014]
  In the first configuration described above, the inner conductor layer and the input / output conductor layer can be arranged on different planes. However, disposing the inner conductor layer and the input / output conductor layer on the same plane can contribute to a reduction in the volume of the dielectric layer (for example, a reduction in the number of dielectric substrates) and cost reduction due to simplification of processing. Of the present inventionFirst reference for reference configuration (hereinafter referred to as reference configuration)The microwave filter according to the configuration is characterized in that, in the first configuration, the input / output conductor layer and the inner conductor layer to be coupled thereby are coupled through end-to-end capacitive coupling. In this configuration, in addition to the same effect as in the first configuration, the input / output conductor layer and the inner conductor layer can be arranged on the same plane because the end-to-end capacitive coupling is used. A small, thin, and low-cost microwave filter is realized. The same planarization is also possible by connecting the inner conductor layer and the input / output conductor layer via a conductive member (or inductance).
[0015]
  Furthermore, in the prior art, since a plurality of input / output conductor layers are formed on the same plane, it is necessary to keep the distance between them and it is difficult to draw them out to positions close to each other.Configurationas well asFirst referenceIn the configuration, since the plurality of input / output conductor layers are located on different planes, they can be drawn out to close positions. First of the present inventionReference of 2In the microwave filter according to the configuration, in the first configuration, the inner conductor layer and the input / output conductor layer are arranged so that the input / output conductor layers are arranged in close proximity via the outer conductor layer. Features. In this configuration, a microwave filter that can execute input and output from the same end face by a simple method of setting the coupling / arrangement relationship between the inner conductor layers and the positional relationship between the input / output conductor layers, that is, highly integrated. A microwave filter is realized, and the configuration of the external circuit in the vicinity of the input / output conductor layer is miniaturized.
[0016]
  The first mentioned aboveConfigurationThru2ofreferenceIn the configuration, the electromagnetic field propagates in the order of input / output conductor layer, inner conductor layer, coupling window, other inner conductor layer,..., Other input / output conductor layers. The electrical length of the path (electromagnetic field propagation path between input and output conductor layers) and the equivalent circuit configuration are the line length of the inner conductor layer constituting the electromagnetic field propagation path and the nature of the coupling window (capacitive or inductive). ) Etc. Furthermore, the electromagnetic field propagation paths can coexist at the same time depending on the setting of the relative positional relationship between the inner conductor layer and the coupling window. First of the present invention3ofreferenceIn designing the microwave filter according to the first configuration, the design method according to the configuration changes the relative positional relationship between the inner conductor layer and the coupling window from one of the input / output conductor layers to another one. It is characterized in that it is set so that a plurality of electromagnetic field propagation paths leading to each other coexist at a resonance frequency or in the vicinity thereof. In such a method, therefore, by coexisting a plurality of electromagnetic field propagation paths, the characteristics of the microwave filter according to the first configuration can be designed or set in more detail, and the degree of freedom in design is improved. To do.
[0017]
  For example, the present invention4ofreferenceThe design method related to the configuration is3ofreferenceIn the configuration, the electrical length difference between the plurality of electromagnetic field propagation paths is set so as to exhibit a phase difference of π or −π [rad] at a frequency of a required attenuation pole. In microwave filters designed according to this method, for example, attenuation within the passband or very close to the passband is usually achieved without adding an external circuit to a frequency at which no pole or zero can be provided without the addition of an external circuit. It becomes possible to provide poles. In this way, the attenuation pole arrangement can be freely set according to the position of the inner conductor layer, coupling window, etc., so the degree of freedom in the design of the characteristics of the microwave filter is improved, and a small cost can be realized by eliminating the external circuit. .
[0018]
  First mentioned aboveConfigurationThru2ofreferenceIn the configuration, the strength and nature of the coupling between the dielectric resonators (inner conductor layers) can be further set by setting the position, shape and size of the coupling window. First of the present invention5ofreferenceWhen designing the microwave filter according to the first configuration, the design method according to the configuration is such that the coupling strength by the coupling window changes relatively steeply with respect to changes in frequency or wavelength. The position of is set. In the microwave filter obtained by this method, since the coupling strength due to the coupling window changes relatively steeply with respect to the change in frequency or wavelength, the cutoff characteristic (out-of-passband attenuation characteristic in the case of BPF) is steep. become.
[0019]
  In addition, the present inventionSet upThe measuring method is to design the microwave filter according to the first configuration., MaThe characteristics of the microwave filter can be set or determined by a simple method of designing the inner conductor interlayer coupling by the coupling window design.
[0020]
  For example, the present invention6ofreferenceThe design method for the configuration is,UpThe positions, shapes, and dimensions of the first and second coupling windows are set so that the electromagnetic coupling by the first coupling window and the electromagnetic coupling by the second coupling window emphasize each other. And In this configuration, stronger coupling can be realized than when the inner conductor layers are coupled by a single coupling window, and the strength can be set by the positions, shapes, and dimensions of the first and second coupling windows.
[0021]
  In addition, the first of the present invention2The design method related to,UpThe first coupling window at a position interlinking with the electric lines of force extending from one of the inner conductor layers of the at least two dielectric resonators to the other.WhenThe second coupling window at a position interlinking with the magnetic field lines in the vicinity of the inner conductor layerWhen, And the first and second couplings so that a pole or zero is generated at a required frequency by a combination of capacitive coupling by the first coupling window and inductive coupling by the second coupling window. The position, shape and dimensions of the window are set. In this configuration, since the first coupling window is capacitive and the second coupling window is inductive, the microwave can be obtained by a simple method of setting the positions, shapes, and dimensions of the first and second coupling windows. The characteristics of the filter, in particular the arrangement of the poles or zeros, can be set arbitrarily.
[0022]
  First of the present invention3In the coupled resonance type microwave filter, at least two inner conductor layers formed on the same plane and capacitively or inductively coupled between the end faces are formed on the same plane as the inner conductor layer. A flat or film transmission line in which at least two input / output conductor layers that are capacitively coupled or inductively coupled to any one of the above and an outer conductor layer formed on a different plane from the inner conductor layer are laminated via a dielectric layer. It has a structure.
[0023]
  In this configuration, at least two inner conductor layers are arranged in the area direction of the transmission line structure (for example, in parallel) as in the conventional technique. However, since the coupling between these inner conductor layers is realized by coupling between the end faces of these inner conductor layers, an inter-resonator coupling element is arranged separately from the dielectric layer for disposing the inner conductor layer. There is no need to provide a dielectric layer for installation, and a compact, simple, and low-cost structure can be obtained. Further, since the inner conductor interlayer coupling is a lumped constant type such as capacitive coupling (for example, capacitance between end faces) and inductive coupling (for example, conductor connection), the adjustment of the inner conductor interlayer coupling and its strength can be simplified by deformation of the inner conductor layer shape. Can be realized by simple means.
[0024]
  The second3In this configuration, the input / output conductor layer may be provided on a different plane from the inner conductor layer. However, it is preferable to provide the input / output conductor layer on the same plane in terms of downsizing, simplification, and cost reduction of the structure. But second3In the configuration in which the inner conductor layers are coupled on a single plane as in the configuration of the above, the inner conductor layers are likely to be close to each other, so the input / output conductor layer is arranged on the same plane as the inner conductor layer. Depending on the case, the input / output conductor layers may be in close proximity. In order to eliminate the unnecessary direct coupling between the input / output conductors as a result, a sufficient interval must be provided between the input / output conductor layers. In order to prevent an increase in size due to the securing of this interval,3The microwave filter according to the configuration of,UpThe input / output coupling element for capacitively coupling or inductively coupling between the input output conductor layers is formed on the same plane as the input / output conductor layer. In this configuration, coupling is positively generated between the input / output conductor layers. Thereby, the freedom degree of design of a filter characteristic improves. Furthermore, since the input / output conductor layer and the inner conductor layer can be formed on the same plane, a dielectric layer for disposing the input / output conductor layer is provided separately from the dielectric layer for disposing the inner conductor layer. There is no need, and a compact, simple and low-cost structure can be obtained.
[0025]
  When viewed between two input / output conductor layers,3(1) An electromagnetic wave propagation path (first path) from the first input / output conductor layer to the second input / output conductor layer through the first and second inner conductor layers, and (2) An electromagnetic wave propagation path (second path) from the first input / output conductor layer through the input / output coupling element to the second input / output conductor layer is generated. Therefore, the design of both paths, particularly the amount of phase shift, makes it possible to provide an attenuation pole and set its arrangement without adding an external circuit. That is, the first of the present invention3The configuration ofYongThe input / output conductor layers are coupled in one mode of quantity coupling and inductive coupling, and the input / output conductor layers and the corresponding inner conductor layers are coupled in the other mode. And In this configuration, for example, the coupling mode between the first inner conductor layer and the first input / output conductor layer is the same as the coupling mode between the second inner conductor layer and the second input / output conductor layer. Therefore, in the frequency band in which the dielectric resonator acts as an inductive or capacitive element (that is, a band separated from the resonant frequency to some extent), π or between the signal passing through the first path and the signal passing through the second path A phase difference of −π [rad] occurs, so that both signals cancel each other, and at or near the resonance frequency, the phase difference becomes zero and the two signals strengthen each other. This action creates a pole (and zero). The arrangement can be easily determined by the design of each coupling element and input / output conductor layer.
[0026]
  First of the present invention4The coupled resonance type microwave filter according to the configuration is configured such that at least two inner conductor layers are formed on the same plane so that end-to-end side coupling occurs between the inner conductor layers, and the same plane as the inner conductor layer. A flat plate shape in which at least two input / output conductor layers formed on one of them and capacitively or inductively coupled therewith, and an outer conductor layer formed on a plane different from the inner conductor layer are laminated via a dielectric layer, or A mode of the end-to-end side coupling along the extending direction so that signal transmission from one inner conductor layer to the other inner conductor layer with respect to the end-to-end end side coupling occurs with a film-like transmission line structure It is characterized by having changed.
[0027]
  In this configuration,3Instead of the input / output coupling element in the configuration, the input / output is coupled by a transmission line related to the inner conductor layer end face side coupling, thereby providing a simple structure. Further, by changing the mode of the end-to-end side coupling along the extending direction of the inner conductor layer, step impedance can be generated in the transmission line related to the end-to-end side coupling, and as a result A difference in resonance frequency can be provided between a resonator constituted by a conductor layer, that is, a resonator to be coupled, and a transmission line that is coupled between the end faces, that is, a resonator that is a coupling means. As a result, the resonance frequency of the resonators to be coupled (the zero point to the passing frequency when the quarter-wave resonators are coupled to each other) and the resonance frequency of the resonators to be coupled (the pole to the blocking frequency in this case) Can be set to different values, and poles and zeros can be individually set by designing the change pattern of the inter-end face side coupling mode along the extending direction of the inner conductor layer. In addition, the fact that no coupling element between input and output is required,3It becomes a simple structure compared with the structure. In addition, even if direct capacitive coupling or the like occurs between the input / output conductor layers, there is no problem because the resonators are coupled.
[0028]
  In addition4The change of the end-to-end side coupling mode in the configuration can be realized by a planar circuit. First of the present invention5The configuration of the second4The conductor of the inner conductor layer is configured such that the edge interval between adjacent inner conductor layers is relatively narrow at a portion close to the open end and relatively wide at a portion separated from the open end. The width is set. First of the present invention5The configuration of the second4In the configuration of the above, the inner conductor layers are connected to each other by a bridge conductor layer at a site separated from the open end.WasIt is characterized by that. In this way, the gap between the inner conductor layers is partially squeezed in the vicinity of the open end side (first5By virtue of the configuration, the mode of the coupling between the end faces of the inner conductor layers in the part can be made the mode in which the electric field is dominant, and the bridge conductor layer is separated from the part related to the squeezing. Connecting the inner conductor layers (No.5With this configuration, the mode of the coupling between the end surfaces of the inner conductor layers at the part can be made the mode in which the magnetic field is dominant. Since these have a planar configuration, they can contribute to downsizing and thinning of the microwave filter.
[0029]
  In addition, when both the inner conductor layer interval narrowing and the bridge conductor layer are employed, it is possible to realize a high degree of design freedom that cannot be obtained by a configuration that employs either of them. First, from the resonator related to one inner conductor layer to the resonator related to the other inner conductor layer by the design of narrowing the inner conductor layer interval (for example, the setting of the length of the narrowed portion and the narrowed inner conductor layer interval). The signal propagation degree (equivalent coupling capacity between resonators) can be set, and accordingly, the zero point or the pass frequency can be set. The narrowing of the inner conductor layer interval simultaneously acts to shift the resonance frequency of the transmission line related to the end-to-end-side coupling from the resonance frequency of the resonator to be coupled. When both inner conductor layer spacing and bridge conductor layers are employed, the bridge conductor layer design (for example, setting of position, shape and dimensions), that is, a transmission line formed by the bridge conductor layer and the outer conductor layer With this design, it is possible to shift the resonance frequency of the transmission line related to the coupling between the end faces. Therefore, it is possible to design the resonance frequency of the transmission line related to inter-resonator coupling, that is, the pass band and the end-to-end side coupling, that is, the design of the bridge conductor layer by designing the gap between the inner conductor layers independently. High design methods can be adopted.
[0030]
  First of the present invention6In the coupled resonance type microwave filter, at least two inner conductor layers formed on the same plane, at least two input / output conductor layers formed on a plane different from the inner conductor layer, The input / output coupling element formed on the same plane as the input output conductor layer and coupling between them, and the input / output conductor layer, the input / output coupling element and the inner conductor formed on a plane different from the inner conductor layer. The outer conductor layer that electromagnetically shields between the layers has a flat or film-like transmission line structure laminated via a dielectric layer, and the input / output conductor layers and the A coupling window for electromagnetically coupling with the inner conductor layer is formed in the outer conductor layer.
[0031]
  In this configuration, the input / output conductor layers are coupled by the input / output coupling element, while the input / output conductor layers and the inner conductor layers are coupled through the coupling window. Accordingly, a coupled resonance filter in which the inner conductor layers are coupled via the coupling window and the input / output coupling element is obtained. Since this input / output conductor layer and the input / output coupling element are arranged on the same plane, this filter is small, thin, and inexpensive. Further, since the input / output conductor layers are positively connected and used for the connection between the inner conductor layers, it is not necessary to secure the interval between the input / output conductor layers, and the size and cost are further reduced. In addition, any of these can be realized by a technique for selectively forming and laminating the substrate surface, and can be simply implemented, so that the cost is further reduced.
[0032]
  First of the present invention7The design method related to6In designing the microwave filter according to the above structure, the input / output conductor layer is compared with the dielectric constant of the dielectric layer used in the first transmission line composed of the inner conductor layer and the outer conductor layer. The dielectric constant of the dielectric layer used in the second transmission line composed of the input / output coupling element and the outer conductor layer is reduced. In this configuration, the conductor width in the second transmission line can be widened and the forming process can be facilitated. Furthermore, since the impedance design of the first and second transmission lines can be made independent, for example, the second transmission line can be easily designed according to the impedance of the external circuit.
[0033]
  The present inventionStructureThe microwave filterTheA cup-shaped dielectric or magnetic material is disposed in the vicinity of the coupling window and the input / output conductor layer so as to be interposed in the electromagnetic coupling between the input / output conductor layer and the inner conductor layer. . In this configuration, the coupling strength and the like can be adjusted by adjusting the arrangement of the chip-like dielectric or magnetic material.
[0034]
  First of the present invention8The microwave filter according to the configuration is formed on the same plane as the inner conductor layer, the input / output conductor layer formed on the same plane as the inner conductor layer, and the inner conductor layer and the input / output conductor layer. An input / output inner conductor interlayer coupling element for inductive coupling or capacitive coupling, and a flat or film transmission line structure in which an outer conductor layer formed on a different plane from the inner conductor layer is laminated via a dielectric layer. In the transmission line structure, the frequency f is composed of the inner conductor layer and the outer conductor layer.1 A first resonator that resonates at a frequency f, and a frequency f2 (However, f1 ≠ f2 , | F1 -F2 A second resonator that resonates at | <ε, ε: a predetermined minute value) is provided.
[0035]
  In this configuration, the first resonator is constituted by the inner conductor layer and the outer conductor layer, and the second resonator is constituted by the first resonator and the input / output inner conductor interlayer coupling element. That is, the first resonator has its resonance frequency f.1 Otherwise, it is equivalent to capacitance or inductance, and therefore, the second resonator can be configured using an input / output inner conductor interlayer coupling element (or inductance or capacitance related to inductive coupling or capacitive coupling). Resonant frequency f of the first and second resonators1 And f2 In this configuration, the pole or zero determined by the second resonator can be disposed in the vicinity of the zero or pole determined by the first resonator. Further, when compared with the prior art using the coupling between dielectric resonators, the first resonator is used as a part of the second resonator, so the number of inner conductor layers is small, and the inner conductor layers Since the input / output conductor layers and the input / output inner conductor interlayer coupling elements can be formed on the same plane, the number of dielectric layers is small, so that the microwave filter can be made smaller, thinner and less expensive. Further, since the input / output conductor layers may be directly connected by conductors, it is not necessary to secure the interval, and this surface is also small and inexpensive. In addition, this configuration can be realized only by selective conductor formation on the substrate surface, and does not require substrate lamination. Therefore, it can be easily manufactured compared to the above-described configurations, and is small, thin, and inexpensive.
[0036]
  First of the present invention9The design method related to8In designing the microwave filter according to the configuration, first, the resonance frequency f of the first and second resonators is determined according to the frequency of the pole or zero to be realized.1 And f2 Next, an inductance L related to inductive coupling by the input / output inner conductor interlayer coupling element and a characteristic impedance Z of the first resonator1 The following formula
[Equation 3]
Z1 <Π2 L | f1 -F2 ｜
It is characterized by satisfying. In designing the microwave filter according to the nineteenth configuration, the design method according to the twenty-first configuration of the present invention starts with the first and second resonators according to the pole or zero frequency to be realized. Resonance frequency f1And f2 Next, a capacitance C related to capacitive coupling by the input / output inner conductor interlayer coupling element and a characteristic impedance Z of the first resonator1 The following formula
[Expression 4]
Z1 > | F1 -F2 | / 4Cf2 2
It is characterized by satisfying.
[0037]
  Here8In general, there is an upper limit to the inductance L or capacitance C of the input / output conductor interlayer coupling element in the configuration in terms of the area of the dielectric substrate, the fineness of the conductor pattern formation, etc. Therefore, the characteristic impedance Z1 There are also restrictions. The content of this restriction is determined by the phase conditions in the first and second resonators, and can be approximately expressed by the above-described equations. So, first9Or the second10In the configuration, first, the resonance frequency f depends on the frequency of the pole or zero to be realized.1 And f2 Determine. Next, the frequency f1 And f2 Is substituted, and L or C is determined so that the expression is established. For example, the frequency f2 When the first resonator is capacitive in L and Z according to the equation according to the twentieth configuration1 L and Z1 The shape and size of the input / output inner conductor interlayer coupling element and the length of the inner conductor layer are designed so that is realized. Also, the frequency f2 When the first resonator is inductive,10C and Z according to the formula for the construction of1 C and Z1 The shape and size of the input / output inner conductor interlayer coupling element and the length of the inner conductor layer are designed so that is realized. First9And the second10Each of the equations relating to the configuration is a constraint equation derived from the phase condition in the first and second resonators, and an input / output inner conductor interlayer coupling element having a value satisfying this constraint equation can be realized in principle. With such a simple means, in this configuration, the arrangement of the poles and zeros can be liberated, and hence the attenuation in the passband and the sharpening of the out-of-band attenuation can be realized.
[0038]
  First of the present invention11The microwave filter according to the configuration of the first, the first3The second4The second6Or the second8In the above structure, a part of the outer conductor layer facing the inner conductor layer is partially recessed so that the distance from the inner conductor layer is narrower than other parts. In this configuration, the distance between the inner conductor layer and the outer conductor layer in the recessed portion is smaller than that in the other portions, so that current tends to concentrate on the portion of the inner conductor layer that faces the recessed portion of the outer conductor layer. As a result, the current distribution in the width direction of the inner conductor layer is close to a flat distribution, and therefore the loss in the line is reduced.
[0039]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
  Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. For simplification of description, the same or corresponding members used in different embodiments are denoted by common reference numerals, and description thereof is omitted.
[0040]
  (1) Embodiments having coupling windows for coupling between resonators
  First embodiment.
  FIG. 1 shows the structure of the microwave filter according to the first embodiment of the present invention. This embodiment has a structure in which four dielectric substrates 22-1 to 22-4 whose surfaces are selectively made conductive are laminated. Among the four dielectric substrates 22-1 to 22-4, the top surfaces of the first and third dielectric substrates 22-1 and 22-3 and the fourth dielectric substrate 22-2 from the top in the figure. All of the lower surfaces of 4 are made conductive over the entire surface except for the coupling window 30, thereby realizing the outer conductor layers 24-1 to 24-3, respectively. These outer conductor layers 24-1 to 24-3 are short-circuited to each other by side short-circuit conductor layers 26-1 to 26-4. The side short-circuit conductor layers 26-1 to 26-4 are provided on the right end face of the dielectric substrates 22-1 to 22-4 in this figure, but actually, the input / output conductor layers 32-1 and 32-32 are provided. -2 is enough to avoid contact with -2. Furthermore, the inner conductor layer 28-1 and the input / output conductor layer 32-1 are formed on the upper surface of the second dielectric substrate 22-2 from the top in the figure, and the upper surface of the fourth dielectric substrate 22-4. The inner conductor layer 28-2 and the input / output conductor layer 32-2 are respectively formed. The inner conductor layers 28-1 and 28-2 are strip-shaped conductors, and are located in the approximate center of the corresponding dielectric substrate in the figure. Further, the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 are adjacent to the corresponding inner conductor layer via a minute gap (that is, the capacitive elements 33-1 and 33-2 relating to the end-to-end capacitive coupling are generated). Yes. Further, the input / output conductor layer 32-1 is at a different position, such as the rear side in the figure, and the input / output conductor layer 32-2 is at the front side.
[0041]
  Therefore, in the present embodiment, the first triplate line R3 having the outer conductor layers 24-1 and 24-2 as the upper and lower ground conductors, and the outer conductor layers 24-2 and 24-3 as the upper and lower ground conductors. A structure in which the second triplate line R4 is stacked in the thickness direction is obtained. Further, the outer conductor layer 24-2 that electromagnetically shields between the resonators R3 and R4 has a coupling window 30 (for example, a “small hole opened in the outer conductor layer 24-2) that is a portion without electromagnetic shielding. ". Multiple may be open). Due to the presence of this coupling window 30, the electromagnetic shielding between both lines R3 and R4 is partially disturbed, and both lines R3 and R4 (more specifically their inner conductor layers 28-1 and 28-2) are electromagnetically coupled. Join. In particular, when the coupling window 30 is provided on the line connecting the inner conductor layer 28-1 and the inner conductor layer 28-2 as shown in FIG. 1, the lines of electric force mainly link to the coupling window 30, The coupling due to this is generally a mode in which electric field coupling is dominant, that is, capacitive coupling. On the other hand, of the two ends of the inner conductor layers 28-1 and 28-2, the ends opposite to the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 are in an open state.
[0042]
  As described above, in the present embodiment, two triplate lines R3 and R4 are capacitively coupled through the coupling window 30, and these are further coupled by the capacitive elements 33-1 and 33-2 with the input / output conductor layers 32-1 and 32-2. A coupled resonance filter coupled to 32-2 is configured. Further, since a pass band is formed at and near the frequency at which the triplate lines R3 and R4 resonate at ½ wavelength, this coupled resonance filter is a BPF that uses ½ wavelength resonance. Includes the half-wave resonance frequencies of the resonators R3 and R4. The dimensions of the inner conductor layers 28-1 and 28-2 may be slightly different depending on the required filter characteristics.
[0043]
  Since this embodiment is realized by using the selective conductorization technology and the substrate lamination technology on the substrate surface as in the above-described conventional technology, the manufacturing is easy. Further, since the electromagnetic shielding between the resonators R3 and R4 is disturbed by the coupling window 30 and both are electromagnetically coupled, the inter-resonator coupling conductor layer 18 and the dielectric substrate 10-2 for the conventional resonator are provided. There is no need to use it, and the structure is simple and thin. In addition, since the coupling between the resonators R3 and R4 can be changed by setting the position, shape, dimensions, and the like of the coupling window 30, and the filter characteristics can be changed, the setting of the position of the coupling window 30 and the like can be set. Various filter characteristics can be realized by a simple method. Further, since the outer conductor layer 24-2 is electromagnetically shielded between the input / output conductor layers 32-1 and 32-2, there is no need to set a wider interval, and the input / output conductor layer 32-1 is not required. And 32-2 are laminated in the thickness direction. Therefore, the dimension (width) in the left-right direction in the figure can be narrowed compared to the prior art in which the interval between the input / output conductor layers 20-1 and 20-2 needs to be maintained. Further, since the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 and the inner conductor layers 28-1 and 28-2 are capacitively coupled between the end faces, both can be arranged on the same plane. In addition, the formation of the coupling window 30 is relatively easy. Therefore, according to the present embodiment, a small, simple and low-priced microwave filter can be realized, and the degree of freedom in design can be further increased.
[0044]
  Note that the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 in this embodiment may be drawn out to the same side (for example, to the front side in the figure). In this way, peripheral circuits (not shown) connected to the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 can be concentrated in one place, and thus the peripheral circuits can be miniaturized and integrated. As described above, the present embodiment has an advantage that the position of each input / output conductor layer can be set without considering the positional relationship with other input / output conductor layers, and thus the degree of freedom in design is high. Furthermore, in the present embodiment, there are two resonators. However, when the number of resonators is increased to three or more, unlike the conventional technique, only the thickness is increased and the area is not increased. Also in this aspect, this embodiment is suitable for downsizing and high integration. Note that these input / output conductor layer arrangements and the number of resonators are not shown in the figure, but those skilled in the art can easily implement them with reference to the embodiments described later.
[0045]
  Second embodiment.
  FIG. 2 shows the structure of a microwave filter according to the second embodiment of the present invention. This embodiment has a structure in which eight dielectric substrates 22-1 to 22-8 whose surfaces are selectively made conductive are laminated. Among the eight dielectric substrates 22-1 to 22-8, the upper surface of the odd-numbered dielectric substrates 22-1, 22-3, 22-5 and 22-7 from the top in the drawing and the eighth dielectric substrate. The lower surface of the body substrate 22-8 is made into a conductor over the entire surface except for the portions of the coupling windows 30-1 to 30-3, thereby realizing the outer conductor layers 24-1 to 24-5, respectively. Yes. These outer conductor layers 24-1 to 24-5 are side short-circuit conductor layers 26-1 provided on at least one surface (the right surface in the drawing) of the end surfaces of the dielectric substrates 22-1 to 22-8. Are short-circuited to each other by -26-8, thereby realizing the outer conductor layers of the resonators R3 to R6. Furthermore, strip-shaped inner conductor layers 28-1 to 28-4 are formed on the upper surfaces of the even numbered dielectric substrates 22-2, 22-4, 22-6 and 22-8 from the top in the drawing. ing. At least one end of each of the inner conductor layers 28-1 to 28-4 is in an open state. With such a structure, a structure in which four triplate lines R3 to R6 are stacked in the thickness direction is obtained.
[0046]
  In addition, on the top surfaces of the third, fifth, and seventh dielectric substrates 22-3, 22-5, and 22-7 from the top in the figure, similarly to the coupling window 30 in the first embodiment, Connection windows 30-1 to 30-3 are formed. The coupling window 30-1 is between the inner conductor layer 28-1 and the inner conductor layer 28-2, and the coupling window 30-2 is between the inner conductor layer 28-2 and the inner conductor layer 28-3. 3 is electromagnetically coupled between the inner conductor layer 28-3 and the inner conductor layer 28-4. In the case of this embodiment, the coupling windows 30-1 to 30-3 are located on the line connecting the inner conductor layers, and thus exhibit capacitive coupling. The inner conductor layers 28-1 and 28-4 positioned at both ends of the four inner conductor layers 28-1 to 28-4 chained through the coupling window in this way have capacitive elements due to end-to-end capacitive coupling. The input / output conductor layers 32-1 and 32-2 are arranged close to each other so that 33-1 and 33-2 are generated and on the same plane. Accordingly, the microwave filter realized in the present embodiment is a coupled resonance type BPF having a frequency at which the triplate lines R3 to R6 resonate at ½ wavelength and the vicinity thereof as a pass band, and each of the resonators R3 to R6. Are coupled in order with capacitive coupling windows 30-1 to 30-3, and these are coupled with the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 via the capacitive elements 33-1 and 33-2. have.
[0047]
  According to the above configuration, the same effect as that of the first embodiment can be obtained. Further, the present embodiment can be modified in the same manner as the modification shown in the first example. In the present embodiment, since the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 are located close to each other (in the figure, at the left front corner of the dielectric substrate), the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 Peripheral circuits (not shown) to be connected can be consolidated in one place, and thus the peripheral circuits can be reduced in size and integrated. The effect of the proximity of the input / output conductor layers in the present embodiment in which a larger number of resonators are laminated than in the first embodiment is that the inner conductor layer 28-is extended with respect to the extending direction of the inner conductor layer 28-1. 2 is inclined by approximately π / 2 [rad], the extending direction of the inner conductor layer 28-3 is inclined by approximately π / 2 [rad] with respect to the extending direction of the inner conductor layer 28-2, and the inner conductor layer 28- The direction of propagation of the electromagnetic field depends on the setting of the direction or orientation of the inner conductor layers 28-1 to 28-4, such that the extension direction of the inner conductor layer 28-4 is inclined by approximately π / 2 [rad] with respect to the extension direction of 3. This is because the was gradually rotated one turn. In addition, the coupling with such rotation is possible because the coupling by the coupling windows 30-1 to 30-3 is introduced and the positions of the coupling windows 30-1 to 30-3 are set so that the above arrangement is possible. It depends on. In order to obtain the same effect while increasing the number of resonators, the angle formed by the inner conductor layers may be made smaller than π / 2 [rad] or the electromagnetic field propagation direction may be rotated twice or more. .
[0048]
  Third embodiment.
  FIG. 3 shows the structure of the microwave filter according to the third embodiment of the present invention. This embodiment has a configuration in which three coupling windows 30-4 to 30-6 are added to the second embodiment. The coupling windows 30-4 to 30-6 are formed on the top surfaces of the third, fifth, and seventh dielectric substrates 22-3, 22-5, and 22-7 from the top in order. , On a line connecting a portion of the inner conductor layer 28-1 near the input / output conductor layer 32-1 and a portion of the inner conductor layer 28-4 near the input / output conductor layer 32-2, and the inner conductor layer 28-2 and It is in a position that does not cross 28-3.
[0049]
  Therefore, in this embodiment, an electromagnetic wave propagation path similar to that of the second embodiment is generated on the one hand or near the resonance frequency, and a new electromagnetic wave propagation path is formed on the other hand. The former includes the input / output conductor layer 32-1, the capacitive element 33-1, the inner conductor layers 28-1 to 28-4, the coupling windows 30-1 to 30-3, and the capacitive element 33-2, and the input / output conductor layer 32. -2 (first path), the latter being the input / output conductor from the input / output conductor layer 32-1 through the capacitive element 33-1, the coupling windows 30-4 to 30-6 and the capacitive element 33-2. This is a path (second path) that reaches the layer 32-2. As described above, when a plurality of electromagnetic field propagation paths that are different, that is, generally have different responses to the inputs, coexist, the output is a combined addition of the responses related to both electromagnetic field propagation paths. Therefore, by applying this, the characteristics of the filter can be designed or set in more detail. In the present embodiment, two types of electromagnetic field propagation paths from the input / output conductor layer 32-1 to the input / output conductor layer 32-2 coexist by setting the relative positional relationship between the inner conductor layer and the coupling window. Therefore, setting of characteristics based on this principle can be executed relatively easily.
[0050]
  For example, attention is paid to each capacitive coupling in the figure. Whereas there are a total of five capacitive couplings existing on the first path (three capacitive couplings by two capacitive elements 33-1 and 33-2 and coupling windows 30-1 to 30-3). The total number of capacitive couplings existing on the second path is three (one capacitive coupling by two capacitive elements 33-1 and 33-2 and coupling windows 30-4 to 30-6). . Since the amount of phase shift for one capacitive coupling is −π / 2 [rad], the amount of phase shift caused by the total capacitive coupling on the path differs by π [rad] between the first and second paths. . On the other hand, the phase shift amount also occurs depending on the line lengths of the resonators R3 to R6 (the lengths of the inner conductor layers 28-1 to 28-4), but these line lengths are appropriately set (for example, the mutual difference is adjusted). To set a desired frequency f in or near the passband.r Thus, the total line length of the resonators R3 to R6 can be set to 0 [rad]. Such frequency fr Since the phase shift is determined only by the capacitive coupling, the signal passing through the first path and the signal passing through the second path are out of phase and thus cancel each other. As a result, the frequency fr Shows an attenuation pole.
[0051]
  According to this embodiment, the same effect as the first and second embodiments can be obtained. Furthermore, by setting the difference in electrical length between the electromagnetic field propagation paths so as to exhibit a phase difference of π [rad] at the required attenuation pole frequency, it is usually external as in the pass band or very close to the pass band. It becomes possible to provide an attenuation pole at a frequency where an attenuation pole cannot be provided without adding a circuit, without adding an external circuit. The attenuation pole can be freely set depending on the position of the inner conductor layer and the coupling window. Note that there may be three or more electromagnetic field propagation paths. In general, a path corresponding to the above-described second path can be provided other than between the first-stage and last-stage resonators. Therefore, it is not always necessary to dispose the inner conductor layer and the coupling window so that the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 are in close proximity.
[0052]
  Fourth embodiment.
  FIG. 4 shows the structure of a microwave filter according to the fourth embodiment of the present invention. This embodiment is an example in which the first embodiment is modified such that one end of the inner conductor layers 28-1 and 28-2 is short-circuited to the outer conductor layer. That is, the resonators R7 and R8 in this embodiment are both quarter-wave dielectric resonators. Further, as means for short-circuiting one end of the inner conductor layers 28-1 and 28-2 to the outer conductor layer, ground portions 36-1 and 36-2 formed of a conductor are used. The ground portions 36-1 and 36-2 are respectively connected to one end of the inner conductor layers 28-1 and 28-2 and the side short-circuit conductor layers 26-2 and 26-4 of the dielectric substrates 22-2 and 22-4. They are short-circuited. As described above, the microwave filter according to the present embodiment couples the two quarter-wave dielectric resonators R7 and R8 through the capacitive coupling window 30, and further couples these capacitive elements 33-1 and 33-2. The coupled resonance type BPF is connected to the input / output conductor layers 32-1 and 32-2, and the passband includes resonance frequencies of the resonators R7 and R8.
[0053]
  Therefore, according to this embodiment, it is possible to realize a BPF having the same effects as those of the first embodiment. In addition, since the resonators R3 and R4 in the first embodiment are ½ wavelength resonators, the resonators R7 and R8 in the present embodiment are ¼ wavelength resonators. The line longitudinal dimension of R8 is ½ that of resonators R3 and R4. As a result, the dimension of the entire filter in the depth direction in the drawing is also reduced to nearly ½.
[0054]
  Fifth embodiment.
  FIG. 5 shows the structure of a microwave filter according to the fifth embodiment of the present invention. In this embodiment, a modification of changing the number and position of coupling windows is applied to the fourth embodiment. That is, in the fourth embodiment, one coupling window 30 is arranged on a line connecting the centers of the resonators R7 and R8 (position having a distance corresponding to 1/8 of the resonance wavelength from the end on the input / output conductor layer side). In contrast, in this embodiment, two coupling windows 30-1 and 30-2 are arranged on a line connecting positions slightly closer to the ends when viewed from the center of the resonators R7 and R8.
[0055]
  According to this embodiment, the same effect as the fourth embodiment can be obtained. Further, since the coupling windows 30-1 and 30-2 are provided at positions closer to the ends, that is, at positions where the coupling strength change with respect to the frequency change becomes larger than that in the center, the signals outside the passband are compared with the fourth embodiment. However, it is difficult to propagate from one resonator to the other resonator. As a result, the cutoff characteristic (out-of-band attenuation characteristic because of the BPF in this embodiment) becomes steep. Further, since two coupling windows are provided, the strength of the coupling can be ensured. Note that the number of coupling windows may be three or more. The coupling by the coupling window may be inductive.
[0056]
  Sixth embodiment.
  FIG. 6 shows the structure of the microwave filter according to the sixth embodiment of the present invention. This embodiment is similar to the fourth embodiment in that (1) the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 are both on the near side, and the grounding portions 36-1 and 36-2 are both on the back side. And (2) on the line connecting the portions near the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 of the inner conductor layers 28-1 and 28-2. The coupling window 30-1 is provided, and the coupling windows 30-2 and 30-3 are provided on two lines connecting the sides of the portions near the grounding portions 36-1 and 36-2, that is, at positions where the coupling windows 30-2 and 30-3 are easily interlinked. The deformation of is performed.
[0057]
  According to this embodiment, the same effect as the fourth embodiment can be obtained. Further, as a result of the above-described modification (1), the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 are located close to each other, so that the external circuit around them becomes compact. In other words, a highly integrated microwave filter capable of performing input and output from the same end face can be realized at low cost and simply by a simple method of setting the coupling and arrangement relationship of the inner conductor layers 28-1 and 28-2. . Further, the coupling mode realized by the coupling window 30-1 is capacitive coupling in which the electric field is dominant, and the coupling mode realized by the coupling windows 30-2 and 30-3 is an induction in which the magnetic field is dominant. As a result of the above-described modification (2), the attenuation pole has a frequency determined by the strength of both the capacitive coupling related to the coupling window 30-1 and the inductive coupling related to the coupling windows 30-2 and 30-3. Appears. Therefore, the attenuation pole can be arranged at an arbitrary frequency by appropriately designing the positions and shapes of the coupling windows 30-1 to 30-3 or by changing the number of coupling windows.
[0058]
  Seventh embodiment.
  FIG. 7 shows the structure of the microwave filter according to the seventh embodiment of the present invention. This embodiment is obtained by modifying the sixth embodiment so that the coupling windows 30-2 and 30-3 are integrated at the window connecting portion (here, the opening of the outer conductor layer) 38. Even if it does in this way, the effect similar to 6th Embodiment is acquired. As is clear from this, the modification (2) in the sixth embodiment has various modes.
[0059]
  Eighth embodiment.
  FIG. 8 shows the structure of the microwave filter according to the eighth embodiment of the present invention. This embodiment is different from the fourth embodiment in that (1) the number of quarter-wave dielectric resonators is increased from two (R7 and R8) to three (R7 to R9), and (2) A modification to add one coupling window (providing 30-1 and 30-2) as the number of resonators increases, and (3) of the first and third resonators R7 and R9 from the top in the figure. The inner conductor layers 28-1 and 28-3 are modified to provide the coupling windows 30-3 and 30-4 on the line connecting the portions near the input / output conductor layers 32-1 and 32-2. is there. In order to realize the modification (3), the inner conductor layer 28-2 of the resonator (R8 in the figure) added in the modification (2) is in the right side of the figure with respect to the inner conductor layers of the other resonators. It is formed at a position shifted in the direction.
[0060]
  According to this embodiment, in addition to the same effect as that of the fourth embodiment, the effect related to the arrangement of attenuation poles in the third embodiment can be realized by the three-resonator coupled microwave filter. That is, in this embodiment, as in the third embodiment, two electromagnetic field propagation paths are generated in the vicinity of the resonance frequencies of the resonators R7 to R9. One of them is a path (first path) passing through the coupling windows 30-1 and 30-2, and the other is a path (second path) passing through the coupling windows 30-3 and 30-4. In the first path, the signal input from the input / output conductor layer 32-1 has a total phase shift of −2π [rad] due to four capacitive couplings, and the line lengths of the inner conductor layers 28-1 and 28-3. And receive a phase shift. On the other hand, in the second path, the signal input from the input / output conductor layer 32-1 undergoes a total phase shift of −3π / 2 [rad] due to three capacitive couplings. The amount of phase shift due to the line lengths of the inner conductor layers 28-1 and 28-3 is a total of −π / 2 [rad] at a certain frequency in the vicinity of the resonance frequency of the resonators R7 to R9. Therefore, at this frequency, the phase shift difference between the two paths is π [rad], and as a result, an attenuation pole appears as in the third embodiment. Since the frequency of the attenuation pole can be set as appropriate according to the position, shape, and dimensions of each coupling window and inner conductor layer, according to the present embodiment, for example, a passband can be used with a simple design method and without adding an external circuit. Attenuation poles can be added in the vicinity.
[0061]
  Note that two of the three capacitive couplings appearing on the second path are the capacitive elements 33-1 and 33-2. The remaining one is one capacitive coupling by the coupling windows 30-3 and 30-4, which appears in the vicinity of the resonance frequency of the resonators R7 to R9. Two of the four capacitive couplings appearing on the first path are the capacitive elements 33-1 and 33-2. The remaining two are two capacitive couplings by the coupling windows 30-1 and 30-2, which appear in the vicinity of the resonance frequencies of the resonators R7 to R9. Further, the total amount of phase shift due to the line lengths of the inner conductor layers 28-1 and 28-3 is −π / 2 [rad]. The sum of the distance to the coupling window 30-1 and the distance from the center of the inner conductor layer 28-2 (that is, the position facing the coupling window 30-2) to the front end in the figure is exactly the wavelength. Is a frequency equal to ¼ of.
[0062]
  In addition, since an inductive coupling window can give a phase shift of π / 2 [rad], it is possible to use this to provide an attenuation pole similar to that of the present embodiment. In addition, in this embodiment, from the same viewpoint as that of the sixth embodiment, the arrangement of the respective conductor layers is set so that both the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 are positioned on the near side. Yes. If an input / output conductor layer is also provided in the second resonator R8 from the top in the figure, the arrangement of the inner conductor layer and the grounding portion is preferably modified according to the sixth embodiment.
[0063]
  (2) Embodiments having a lumped element for forming an attenuation pole
  Ninth embodiment
  FIG. 9 shows the structure of the microwave filter according to the ninth embodiment of the present invention. The present embodiment has a configuration in which two dielectric substrates 22-1 and 22-2 whose surfaces are selectively made conductive are laminated. The upper surface of the dielectric substrate 22-1 and the lower surface of the dielectric substrate 22-2 are made conductive throughout, thereby forming the outer conductor layers 24-1 and 24-2. The outer conductor layers 24-1 and 24-2 are short-circuited by side short-circuit conductor layers 26-1 and 26-2 formed on the end surfaces of the dielectric substrates 22-1 and 22-2. On the other hand, two inner conductor layers are formed substantially in parallel on the upper surface of the dielectric substrate 22-2, and each inner conductor layer is connected to the side short-circuit conductor layer 26- via the ground portions 36-1 and 36-2. 2 is short-circuited. Therefore, the structure of this embodiment is such that a plurality of inner conductor layers are formed on the same dielectric substrate 22-2, and these inner conductor layers have quarter-wave dielectric resonators R7 and R8, respectively. This is consistent with the structure of the prior art described above in that the resonators R7 and R8 share the outer conductor layers 24-1 and 24-2.
[0064]
  However, there are some differences between this embodiment and the above-described prior art. First, in the present embodiment, the function of coupling the resonators R7 and R8 is realized by capacitive coupling between the inner conductor layer end faces. That is, the inner conductor layers of the resonators R7 and R8 are respectively formed from the front side (input / output side) portions 28-1a and 28-2a and the back side (short-circuit end side) portions 28-1b and 28-2b in the drawing. It is configured. Further, since the gap 39a between the former is set to be wider than the gap 39b between the latter, capacitive coupling occurs between the resonators R7 and R8. Therefore, in this embodiment, since the inter-resonator coupling conductor layer 18 and the dielectric substrate 10-2 therefor in the prior art are not necessary, the structure can be simplified, the price can be reduced, and the thickness can be reduced.
[0065]
  Further, since the width of the inner conductor layers 28-1a and 28-2a is made smaller than the width of the inner conductor layers 28-1b and 28-2b, the relationship of gap 39a <gap 39b is realized. And the length of R8 is shorter than a length corresponding to ¼ of the resonance wavelength, thereby further reducing the size. That is, since the step change of the characteristic impedance is intentionally generated at the joint portion between the inner conductor layers 28-1a and 28-2a and the inner conductor layers 28-1b and 28-2b, a so-called step impedance effect is obtained. The line length is shortened by At this time, the width of the inner conductor layer and the difference thereof are within a range in which an increase in reflection loss due to step impedance can be allowed. Other structures may be used as long as capacitive coupling occurs due to the gap 39a.
[0066]
  Second, in the present embodiment, the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 are provided on the same plane as the inner conductor layer, and the capacitive element 33- related to the end-to-end capacitive coupling between the input / output conductor layer and the inner conductor layer. The resonators R7 and R8 are connected to the outside via 1 and 33-2. Therefore, in this embodiment, the input / output conductor layer dielectric substrate 10-4 in the prior art is not required, and thus the structure can be simplified, the price can be reduced, and the thickness can be reduced. Note that this effect and the effects described below can also be realized by using inductive elements instead of the capacitive elements 33-1 and 33-2.
[0067]
  Third, in the present embodiment, a planar and lumped constant type inductive element 42 is provided between the input / output conductor layers 32-1 and 32-2. The inductive element 42 propagates an electromagnetic field from the input / output conductor layer 32-1 to the input / output conductor layer 32-2 via the capacitive element 33-1, the resonator R7, the gap 39a, the resonator R8, and the capacitive element 33-2. An electromagnetic field propagation path (second path) is provided independently of the path (first path). By forming the input / output circuit having the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 and the inductive element 42 on a single plane in this manner, it is not necessary to maintain a gap between the input / output conductor layers. The structure according to the embodiment is smaller than the structure according to the prior art. Furthermore, since a phase difference occurs between the signals that have passed through the two electromagnetic field propagation paths described above due to the difference between the two paths, in this embodiment, an attenuation pole is formed very close to the passband without the addition of an external circuit. it can. The arrangement of the attenuation pole can be designed by selecting the gap 39a or the induction element 42.
[0068]
  For example, since the resonators R7 and R8 function as inductive elements at a frequency slightly lower than the resonant frequency of the resonators R7 and R8, the phase shift generated in the first path is three capacitive elements. A total phase shift of −3π / 2 [rad] due to (capacitance elements 33-1 and 33-2 and gap 39a) and a total phase shift of π [rad] due to two inductive elements (resonators R7 and R8). -Π / 2 [rad], which is the sum of minutes and minutes. On the contrary, since the resonators R7 and R8 also function as capacitive elements at a frequency slightly higher than the resonance frequency of the resonators R7 and R8, the phase shift generated in the first path is five capacitive elements. The total of −5π / 2 [rad] = − π / 2 [rad]. On the other hand, the phase shift generated in the second path is π / 2 [rad] by the inductive element 42. Therefore, at a frequency slightly lower or higher than the resonance frequency of the resonators R7 and R8, a difference of π [rad] occurs in the phase shift between both paths. As a result, since the signal passing through the first path and the signal passing through the second path cancel each other, these frequencies become attenuation poles. On the other hand, since the phase shift caused by the resonators R7 and R8 can be ignored at or near the resonance frequency of the resonators R7 and R8, the phase shift generated in the first path has three capacitance elements (capacitance elements). The sum of −3π / 2 [rad] due to 33-1 and 33-2 and the gap 39a) is 0, and the difference in phase shift between both paths is zero. Therefore, a pass band with a small attenuation can be realized. Note that the number of resonators is not limited to two.
[0069]
  Tenth embodiment.
  FIG. 10 shows the structure of the microwave filter according to the tenth embodiment of the present invention. This embodiment has a configuration in which the gap 39a in the ninth embodiment is replaced with a bridge conductor layer 44, and the inductive element 42 is replaced with a planar, distributed constant type capacitive element 46. The bridge conductor layer 44 inductively couples the resonators R7 and R8. Therefore, in the present embodiment, two types of electromagnetic wave propagation paths complementary to those in the ninth embodiment are formed between the input / output conductor layers 32-1 and 32-2, so that the same effect is achieved. BPF can be realized.
[0070]
  (3) Embodiments having distributed constant elements for forming attenuation poles
  Tenth embodiment.
  FIG. 11 shows the structure of the microwave filter according to the eleventh embodiment of the present invention. In the present embodiment, quarter-wave dielectric resonators R7 and R8 that share the outer conductor layers 24-1 and 24-2 are formed as in the ninth and tenth embodiments described above, and The inner conductor layer is located on the same plane. Further, the inner conductor layer of the resonator R7 is composed of a wide conductor portion 28-1a and a narrow portion 28-1b, and the inner conductor layer of the resonator R8 is composed of a wide conductor portion 28-2a and a narrow portion 28-2b. This embodiment is similar to the ninth and tenth embodiments also in that However, the present embodiment is different from the ninth and tenth embodiments in that the inductive element 42 and the capacitive element 46 are not used and that the narrowed gap 39a and the bridge conductor layer 44 are both employed. Yes. That is, in the ninth and tenth embodiments described above, the inductive element 42 or the capacitive element 46 (in general terms, a lumped constant element) provided in the input / output circuit 40, the narrowed gap 39a and the bridge conductor. The inter-resonator coupling realized by any one of the layers 44 is used to form the attenuation pole in a so-called lumped constant circuit. In this embodiment, the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 are formed. Attenuation pole and zero point are formed by the resonator (more specifically, mode change along the extension direction or line length direction) related to the coupling between the end faces of the inner conductor layers. is doing.
[0071]
  In order to make this point clearer, a comparative example shown in FIGS. 12 and 13 is assumed here. The comparative example of FIG. 12 has a configuration in which neither the narrowed gap 39a nor the bridge conductor layer 44 is employed. The comparative example in FIG. 13 employs the narrowed gap 39a, but the bridge conductor layer 44 is employed. It is a configuration that is not. In other words, the comparative example of FIG. 12 can be obtained by adding the narrowed gap 39a to the comparative example of FIG. 11, and the embodiment of FIG. 11 can be obtained by adding the bridge conductor layer 44 to the comparative example of FIG. Therefore, by examining in the order of FIG. 12, FIG. 13, FIG. 11, the function of the transmission line, the function of the narrowed gap 39a, and the function of the bridge conductor layer 44 related to the inter-end-face side coupling in this embodiment are It will become clear later on.
[0072]
  The configurations shown in FIGS. 12, 13, and 11 can be equivalently expressed by the circuits shown in FIGS. 14, 15, and 16, or the circuits shown in FIGS. 17, 18, and 19, respectively. In these drawings, the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 are represented by terminal symbols, and the capacitive elements 33-1 and 33-2 are represented by capacitors. The resonators R7 and R8 are represented by the shape of the inner conductor in FIGS. 14, 15 and 16, and by the symbol of the distributed constant line in FIGS. 17, 18 and 19, respectively. . Further, the side coupling generated between the end faces of the inner conductor layer whose shape is shown in FIGS. 14, 15 and 16 is represented as a distributed constant line R10 in FIGS. The transmission line R10 related to this end-to-end coupling is a line with one open end and the other end short-circuited similarly to the resonators R7 and R8. Functions as a / 4 wavelength dielectric resonator.
[0073]
  First, in the comparative example of FIG. 12, since the conductor widths of the inner conductor layers 28-1 and 28-2 are constant and the distance between them is also constant, the step impedance is not present in any of the resonators R7, R8, and R10. Does not occur. The dielectric layers of the resonator R10 are the dielectric substrates 22-1 and 22-2, similar to those of the resonators R7 and R8. Accordingly, the line length (electrical length) of the resonator R10 is equal to that of the resonators R7 and R8, so that the resonators R7, R8, and R10 resonate at the same frequency. That is, when the resonators R7 and R8 are resonating, the resonator R10 is also resonating, so that signal propagation from one input / output conductor layer to the other input / output conductor layer is blocked. In addition, since the even mode propagation is dominant in the resonators R7 and R8 excited by the inner conductor layer outer conductor interlayer current source, it can be considered that the characteristic impedance is equal to the even mode impedance. Further, the characteristic impedance of the resonator R10 which can be regarded as being equivalently excited by the inner conductor interlayer current source is a side-coupled phase θ = π / 2 corresponding to the line length (ie, ¼ wavelength) from the short-circuit end. It is obtained by substituting into the image impedance formula between strip conductors and can be expressed as 2ZeZo / (Ze-Zo) (where Ze and Zo are even mode and odd mode impedances in side coupling, respectively).
[0074]
  Next, also in the comparative example of FIG. 13, the characteristic impedances of the resonators R7 and R8 are given by even mode impedance. However, since the conductor widths of the inner conductor layers of the resonators R7 and R8 change stepwise, both the wide conductor portions (28-1a and 28-2a) and the narrow portion (28- 1b and 28-2b) are different values. Further, since the distance between the inner conductor layers 28-1a and 28-1b and the inner conductor layers 28-2a and 28-2b also changes stepwise, the characteristic impedance of the resonator R10 is 2ZaeZao / (( Zae-Zao) and 2ZbeZbo / (Zbe-Zbo) in the gap 39b (where Zae and Zbe are even mode impedances in the side coupling of each part, and Zao and Zbo are odd mode impedances in the side coupling of each part). When the step impedance is generated in the resonators R7, R8, and R10 in this way, the actual size of the inner conductor becomes shorter than that in the comparative example of FIG. 12, and therefore the longitudinal dimension of the entire microwave filter is also reduced. Furthermore, it is known that the even mode and odd mode impedances associated with side coupling decrease and increase with increasing edge spacing, respectively. When the equation (above) that gives the characteristic impedance of the resonator R10 is modified to become 2 / (1 / Zo-1 / Ze), the odd mode becomes more dominant in the gap 39a. It can be considered that the even mode becomes more dominant in the portion 39b. In other words, the coupling between the resonators R7 and R8 in the gap 39a portion has a stronger capacitive coupling characteristic than that in the gap 39b portion.
[0075]
  In this way, the balance of the electromagnetic field between the resonators R7 and R8 is broken along the extending direction, so that in the comparative example of FIG. 13 (and therefore also in the embodiment of FIG. The resonators R7 and R8 can be coupled through capacitive coupling realized by the gap 39a. In other words, the effect of the above-mentioned step impedance is not limited to shortening the actual length of the line, but has the effect of shifting the substantial electrical length of the resonator R10, that is, the resonant frequency, from the substantial electrical length of the resonators R7 and R8, that is, the resonant frequency. Yes. Therefore, the comparative example of FIG. 13 (and the embodiment of FIG. 11) is a band-pass filter in which the resonance frequency of the resonators R7 and R8 is the pass frequency (or zero point) and the resonance frequency of the resonator R10 is the stop frequency (or pole). It becomes. Furthermore, the degree of capacitive coupling in the gap 39a is determined by the ratio of the dimensions of the gap 39a and the gap 39b (both including length and width) in addition to the dielectric constants of the dielectric substrates 22-1 and 22-2. Can be determined. Therefore, the pass frequency and the stop frequency can be determined by the shape of the inner conductor layers of the resonators R7 and R8 and the mutual interval. Further, it is not necessary to use an input / output coupling element as in the ninth and tenth embodiments, and thus the structure is simpler.
[0076]
  However, in the comparative example of FIG. 12, since two types of characteristics of the pass frequency and the stop frequency have to be set with a single element, the ratio of the size of the gap 39a and the size of the gap 39b, the degree of freedom in design Is relatively low. In the embodiment of FIG. 11, in order to improve this problem, the bridge conductor layer 44 is provided in the gap 39b, that is, at a position near the short-circuit end. The transmission line constituted by the bridge conductor layer 44 and the outer conductor layers 24-1 and 24-2 is a mirror image symmetry plane of the resonators R7 and R8, that is, the inner conductor center line of the resonator R7 and the resonator R8. Since it crosses the surface at the same distance from the conductor center line, it appears to the resonators R7 and R8 as an open transmission line. In FIG. 19, this transmission line is denoted as R11. Further, since the bridge conductor layer 44 is short-circuited between the inner conductor layers 28-1b and 28-2b, it appears to the resonator R10 as a short-circuited transmission line. In FIG. 19, this transmission line is denoted by R12. When the connection position between the transmission lines R11 and R12 and the resonators R7, R8, and R10, the conductor width of the transmission lines R11 and R12, and the line length of the transmission lines R11 and R12 change, the resonator R10 The resonance frequency changes. Therefore, according to the present embodiment, the pass frequency and the stop frequency can be variably set also by the design of the position and size of the bridge conductor layer 44.
[0077]
  Thus, according to the present embodiment, the pass frequency and the stop frequency can be changed by designing the gap 39a and the bridge conductor layer 44. Therefore, it is possible to design such that the stop frequency is provided very close to the pass frequency, and the width of the pass band can be designed relatively freely. Furthermore, strictly speaking, when the position of the bridge conductor layer 44 is changed, the resonance frequencies of the resonators R7 and R8 also change. However, since the change is small and practically negligible, the resonance frequency of the resonator R10 is designed. In this case, the change in the passing frequency accompanying the change in the position of the bridge conductor layer 44 can be ignored, and the design is easy. Also in the present embodiment, advantages such as easy manufacturing due to the planar circuit can be obtained. It can be applied to coupling between three or more resonators, or can be modified such as replacement of a side short-circuit conductor with a through hole.
[0078]
  Twelfth embodiment.
  FIG. 20 shows the structure of the microwave filter according to the twelfth embodiment of the present invention. The present embodiment has a structure in which the same improvement as that of the eleventh embodiment is applied to a microwave filter in which two half-wavelength dielectric resonators R3 and R4 are coupled. First, the inner conductor layer of the resonator R3 has a shape in which the wider conductor portion 28-1a is added to both ends of the narrower conductor portion 28-1b, and the inner conductor layer of the resonator R4 has the conductor width. The narrow portion 28-2b has a shape in which a wide conductor portion 28-2a is added to both ends. As a result, a narrowed gap 39a is formed. Further, two bridge conductor layers 44 are provided in a portion isolated from the open end, that is, the gap 39b. Therefore, also in this embodiment, a band pass filter having the same advantages as those of the eleventh embodiment can be obtained. In addition, since the resonators R3 and R4 in the present embodiment are ½ wavelength resonators, it is possible to realize a filter having a steep cutoff characteristic compared to the eleventh embodiment. However, the eleventh embodiment is smaller in terms of dimensions. Note that various modifications can be made in the present embodiment as in the eleventh embodiment.
[0079]
  Thirteenth embodiment.
  FIG. 21 shows the structure of the microwave filter according to the thirteenth embodiment of the present invention. This embodiment also has a structure in which the same improvement as that in the eleventh embodiment is applied to a microwave filter in which two half-wavelength dielectric resonators R3 and R4 are coupled. However, unlike the twelfth embodiment, the narrowed gap 39a is formed only at one end, and there is also one bridge conductor layer 44. Even in the present embodiment, effects similar to those of the eleventh embodiment can be obtained to some extent.
[0080]
  (4) Embodiment group having coupling window for input / output / inner conductor interlayer coupling
  Fourteenth embodiment.
  FIG. 22 shows the structure of the microwave filter according to the fourteenth embodiment of the present invention. The present embodiment has a structure in which four dielectric substrates 22-1 to 22-4 whose surfaces are selectively made conductive are laminated. In the drawing, the upper surface of the third dielectric substrate 22-3 and the lower surface of the fourth dielectric substrate 22-4 from the top are made conductive almost all over, so that the outer conductor layer 24-2 and 24-3 is formed. Further, side short-circuit conductor layers 26-3 and 26-4 that short-circuit the outer conductor layers 24-2 and 24-3 are formed on the end faces of the dielectric substrates 22-3 and 22-4. On the other hand, two inner conductor layers 28-1 and 28-2 are formed on the upper surface of the dielectric substrate 22-4, and one end of the inner conductor layers 28-1 and 28-2 is short-circuited via the ground portions 36-1 and 36-2. Short-circuited to the conductor layer 26-4. Thus, in the present embodiment, two triplate lines R3 and R4 that are grounded at one end sharing the outer conductor layers 24-2 and 24-3 are connected to a pair of dielectric substrates 22-3 and 22-4. It has a configuration realized by using.
[0081]
  An input / output circuit 40 is formed above the outer conductor layer 24-2. First, a pair of input / output conductor layers 32-1 and 32-2 and a strip conductor layer 48 for short-circuiting them are formed on the top surface of the second dielectric substrate 22-2 from the top in the figure. These integrally form a crank shape. The bent portion of the crank is just at a position facing the inner conductor layers 28-1 and 28-2. Coupling windows 30-1 and 30-2 are formed in portions on the upper surface of the outer conductor layer 24-2 on the line connecting the bent portion and the inner conductor layers 28-1 and 28-2, respectively. . Further, the upper surface of the first dielectric substrate 22-1 from the top in the drawing is made conductive throughout, thereby forming the outer conductor layer 24-1. Further, side short-circuit conductors for short-circuiting the outer conductor layers 24-1 and 24-2 at portions sufficiently separated from the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 on the end surfaces of the dielectric substrates 22-1 and 22-2. Layers 26-1 and 26-2 are formed. Thus, in the present embodiment, the input / output circuit 40 coupled to the triplate lines R3 and R4 via the capacitive coupling windows 30-1 and 30-2 is realized as a triplate line.
[0082]
  This embodiment is a BRF utilizing the half-wave resonance of the triplate lines R3 and R4. That is, since the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 are coupled to the inner conductor layers 28-1 and 28-2 through the coupling windows 30-1 and 30-2, the input is performed from one of the input / output conductor layers. The signals having a frequency near the half-wave resonance frequency of the triplate lines R3 and R4 are supplied to the inner conductor layers 28-1 and 28-2 through the coupling windows 30-1 and 30-2. Therefore, it does not appear in the other input / output conductor layer. At other frequencies, signals input from one input / output conductor layer are supplied to the other input / output conductor layer via the strip conductor layer 48. Therefore, in this embodiment, a 1/2 wavelength coupled resonance type BRF is obtained.
[0083]
  This embodiment and the above-described prior art are common in that a plurality of inner conductor layers are formed on the same plane and that a dielectric substrate for input / output conductor layers is used. On the other hand, in this embodiment, since the input / output conductor layers are short-circuited by the strip conductor layer 48, it is not necessary to secure the interval between the input / output conductor layers, and the inter-resonator coupling conductor layer and this conductor are formed. Therefore, a thinner and smaller microwave filter can be obtained because the number of dielectric substrates is smaller than in the prior art. Further, by making the dielectric constants of the dielectric substrates 22-1 and 22-2 lower than the dielectric constants of the dielectric substrates 22-3 and 22-4, the input / output conductor layer 32 is caused without causing a problem in characteristics. -1 and 32-2 and the width of the strip conductor layer 48 can be widened to facilitate the formation of the conductor pattern. That is, since the characteristic impedance (for example, 50Ω) of the external circuit is generally higher than the impedance of the resonator, the dielectric substrate on the input / output circuit 40 side compared to the dielectric constants of the dielectric substrates 22-3 and 22-4 on the resonator side. If the dielectric constants of 22-1 and 22-2 are lowered, the widths of the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 and the strip conductor layer 48 can be increased, and the formation thereof can be facilitated. Instead of the strip conductor layer 48, a planar inductor or capacitor may be used.
[0084]
  Fifteenth embodiment.
  FIG. 23 shows the structure of the microwave filter according to the fifteenth embodiment of the present invention. In this embodiment, the input / output circuit 40 is realized as a microstrip line instead of a triplate line, and the dielectric chips 50-1 and 50 are formed on the bent portions of the crank so as to face the coupling windows 30-1 and 30-2. -2 is different from the fourteenth embodiment in that it is arranged. Since the input / output circuit 40 is a microstrip line, the reference numerals of the members in the figure are shifted by one from that in FIG. According to the present embodiment, the same effect as that of the fourteenth embodiment can be obtained, and the coupling by the coupling windows 30-1 and 30-2 can be adjusted by the dielectric chips 50-1 and 50-2. The effect that it can adjust easily and easily is acquired. When using an inductive coupling window, a magnetic chip may be used instead of the dielectric chip. The dielectric constants of the dielectric chips 50-1 and 50-2 are preferably higher than that of the dielectric substrate 22-1. If a dielectric substrate provided with a recess for accommodating a derivative chip or a magnetic chip is arranged so as to cover the input / output circuit 40, it can be transformed into a triplate line.
[0085]
  (5) Embodiments having a lumped element for forming an attenuation pole between the input / output and inner conductor layers
  Sixteenth embodiment.
  FIG. 24 shows the structure of the microwave filter according to the sixteenth embodiment of the present invention. In the present embodiment, the outer conductor layer 24 is provided over substantially the entire lower surface of the dielectric substrate 22, and the inner conductor layer 28, the ground portion 36, the input / output conductor layers 32-1 and 32-2, and the strip conductor layer 48 are provided on the upper surface. In addition, the inductive element 54 and the side short-circuit conductor layer 26 are formed on the end face on the back side in the figure. The inner conductor layer 28 and the outer conductor layer 24 together with the dielectric substrate 22 constitute a microstrip line R7. Furthermore, one end of the inner conductor layer 28 is short-circuited to the outer conductor layer 24 via the ground portion 36 and the side short-circuit conductor layer 26, and the other end is connected to the strip conductor layer 48 via the inductive element 54. The strip conductor layer 48 is short-circuited to the input / output conductor layers 32-1 and 32-2, and constitutes a part of the external line.
[0086]
  The microstrip line R7 constituted by the inner conductor layer 28 and the outer conductor layer 24 has a certain frequency f.1 At 1/4 wavelength. At this frequency, the impedance viewed from the strip conductor layer 48 to the ¼ wavelength dielectric resonator R7 side is infinite, so that a signal input from one of the input / output conductor layers is directed to the other input / output conductor layer. And pass. Further, a certain frequency f slightly higher than the resonance frequency f1.2 (F1≠ f2 , | F1 -F2 In | <ε, ε: predetermined minute values), the resonator R7 is equivalent to an electrostatic capacity, and therefore resonates in series with the inductive element 54, and a signal is supplied to the resonator R7 side. Thus, in this embodiment, the frequency f1 Is in the passband and the frequency f2 Are realized in the stop band. Further, the resonance frequency f of the resonator R71 And the resonance frequency f of the resonator including the inductive element 542 Since the difference between and is small, the attenuation pole determined by the second resonator can be arranged near the zero point determined by the resonator R7, that is, in the vicinity of the pass band having a small attenuation (FIG. 25). reference).
[0087]
  In this embodiment, in addition to the resonator R7, the second resonator is configured using the resonator R7 as one of its constituent elements. Furthermore, the second resonator is a lumped constant circuit. Therefore, compared to the prior art, the number of inner conductor layers is small, and the number of dielectric layers is small because the inner conductor layer, the input / output conductor layer, and the input / output inner conductor interlayer coupling element can be formed on the same plane. Further, since the input / output conductor layers 32-1 and 32-2 are directly connected by the strip conductor layer 48, it is not necessary to ensure the interval as in the prior art. In addition, it can be realized only by selective conductorization of the surface of the dielectric substrate 22, and no substrate lamination is required. As a result, the microwave filter is smaller, thinner and less expensive than the conventional embodiments. The induction element 54 may be realized by a chip inductor or the like. Also, the present embodiment can be applied to half wavelength resonance instead of quarter wavelength resonance.
[0088]
  In designing the microwave filter according to the present embodiment, first, the resonance frequency f is determined according to the zero and pole frequencies to be realized.1 And f2 Determine. Next, the resonance frequency f1 And f2 The
[Equation 5]
Z1 <Π2 L (f2 -F1 )
The characteristic impedance Z1 of the line related to the resonator R7 and the inductance L of the inductive element 54 are determined so that this equation is established. Furthermore, the resonance frequency f thus obtained is1 And characteristic impedance Z1 The dielectric constant and thickness of the dielectric substrate 22, the width of the inner conductor layer 28, the line length D and the like are determined so that the required specification values are realized. In this embodiment, the line length D is a frequency f.2 It is slightly longer than 1/4 of the wavelength at.
[0089]
  This equation is obtained as follows. First, the resonance frequency f1 And f2 The phase conditions in are as follows:
[Formula 6]
β1 D = π / 2 ... 1/4 wavelength resonance
j2πf2 L + jZ1 tan (β2 D) = 0 ... It is given by series resonance. Where β1 And β2 Is the resonance frequency f1 And f2 Is the wave number. Δf = f2 -F1 Δβ = β if is sufficiently small2 -Β1 Can be considered sufficiently small,
[Expression 7]
tan (β2 D) = − 1 / ΔβD
  Is established. By substituting this into the series resonance equation above,
[Equation 8]
Z1 = Π2 f2 L is obtained.
  Usually, the inductance L has an upper limit that can be realized in terms of the area of the dielectric substrate 22 and the formation of a conductor pattern thereon. So this equation is an inequality
[Equation 9]
Z1 <Π2 f2 Convert to L. As long as this constraint is satisfied, inductance L and characteristic impedance Z1 Is feasible.
[0090]
  Seventeenth embodiment.
  FIG. 26 shows the structure of the microwave filter according to the seventeenth embodiment of the present invention. In the present embodiment, a chip-shaped capacitive element 33 is used instead of the induction element 54 in the sixteenth embodiment. As shown in FIG. 27, the series resonance of the resonator R7 and the capacitive element 33 is the resonance frequency f of the resonator R7.1 The frequency f at which the resonator R7 is inductive1 Occurs. In the case of this embodiment, the equation indicating the phase condition is
[Expression 10]
  β1 D = π / 2 ... 1/4 wavelength resonance
  1 / j2πf2 C + jZ1 tan (β2 D) = 0 ... Series resonance
  It becomes. When this equation is transformed by the same method as in the sixteenth embodiment, the following inequality
## EQU11 ##
Z1 > (F1 -F2 ) / 4Cf2 2Is obtained. As long as this constraint is satisfied, capacitance C and characteristic impedance Z1Is feasible. The capacitive element 33 may be replaced with an element having a conductor pattern.
[0091]
  (6) Embodiments having loss reduction grooves
  Eighteenth embodiment.
  FIG. 28 shows the structure of the microwave filter according to the eighteenth embodiment of the present invention. The structure shown in this figure is applied to the embodiment having the triplate line structure among the above-described embodiments, particularly to the outer conductor layer. Reference numerals 24-1 and 24-2 are assigned to the outer conductor layers, and reference numeral 28 is assigned to the inner conductor layers. However, this is for explanation and is not intended to limit the application target. The feature of this embodiment is that grooves 58-1 and 58-2 are provided in a portion of the outer conductor layers 24-1 and 24-2 facing the inner conductor layer 28, particularly the central portion in the width direction. It is. 29 and 30, when the grooves 58-1 and 58-2 are provided as in the present embodiment, compared to the current distribution (FIG. 29) when the grooves 58-1 and 58-2 are not provided. Current distribution (FIG. 30) tends to concentrate more in the vicinity of the central portion of the inner conductor layer 28 in the width direction. This is because the grooves 58-1 and 58-2 are provided in the portion facing the central portion in the width direction of the inner conductor layer 28, so that the distance between the inner conductor layer and the outer conductor layer in this portion is reduced, and therefore the strength of the electromagnetic field. This is because of the increase.
[0092]
  Since the current is concentrated in the vicinity of the center portion in this way, the line loss can be reduced in this embodiment. Here, assuming that the electrical resistivity of the inner conductor layer 28 is ρ and the current distribution function in the width direction is I (x), the line loss per unit width at the position x in the width direction is ρI (x).2 Therefore, the line loss is the sum total in the width direction ∫ρI (x)2 It is expressed by dx. This value is minimized when dI (x) / dx = 0. Therefore, the line loss can be reduced by increasing the current concentration in the vicinity of the central portion in the width direction as in this embodiment, thereby bringing the current distribution closer to a flat distribution. Furthermore, the degree of loss reduction and the degree of processing can be balanced by designing the size and shape of the grooves 58-1 and 58-2. Even if the impedance changes due to the arrangement of the grooves 58-1 and 58-2, the change is small and can be ignored, and in some cases can be included in the line design.
[0093]
  Nineteenth to twenty-first embodiments.
  31 to 33 show the structures of microwave filters according to nineteenth to twenty-first embodiments of the present invention, respectively. In FIG. 31, two grooves 58-1 and 58-2 are provided. Thus, the number of grooves can be changed according to the dielectric constant and the like of the dielectric substrate 22. Further, in FIG. 32, the grooves 58-1 and 58-2 have a semicircular cross section, which can reduce wear of the processing tool for forming the groove, for example, wear of the blade. Furthermore, as shown in FIG. 33, a groove 58 can be provided in the outer conductor layer 56 of the microstrip line instead of the triplate line. In these embodiments, the same operational effects as those in the eighteenth embodiment can be obtained.
[0094]
  (7) Regarding the possibility of the combination of the technical means adopted in the supplementary embodiments, each reference is omitted for simplification of description, but the combination is possible unless there is a denial. Therefore, it should be understood that the effects of the combination occur. In addition, in this application, terms such as “design” and “setting” are used for matters related to the structure and characteristics of resonators and filters. This is a so-called design matter and does not contribute to inventive step. It is not the purpose to describe. That is, it should be noted that in the technical field related to a transmission circuit, such as a resonator and a filter, these terms are usually used in the sense of “determining essential components” of the transmission circuit.
[0095]
  Further, although a flat plate-like microwave filter using a dielectric substrate as a dielectric layer has been taken as an example, the present invention is strictly a flat plate like the one using a dielectric film or the like as a dielectric layer. It can also be realized as a microwave filter that does not exist (but can be said to be approximately flat). Further, although a triplate line or a microstrip line is taken as an example, the present invention can also be realized as a microwave filter having a flat plate or film transmission line structure of another form unless otherwise stated. Further, unless specifically stated to the contrary, the embodiment relating to the triplate line can be transformed into a microstrip line, and the embodiment relating to the microstrip line can be transformed into a triplate line. Also, it is possible to mix line structures such that the first resonator in a single filter is a microstrip line and the second resonator is a triplate line. Further, unless otherwise noted, modifications from a half-wave resonator to a quarter-wave resonator or vice versa are possible. In addition, although BPF and BRF are taken as examples, filters having other characteristics can be configured according to the present invention.
[0096]
  Furthermore, although the configuration in which various conductor layers are deposited on the surface of the dielectric substrate is illustrated, various conventionally known methods can be used as the deposition method. Moreover, regarding the conductor layer to be sandwiched between the two dielectric substrates during lamination, the conductor layers may be deposited on any of the two dielectric substrates. Furthermore, when it is possible in terms of structure and characteristics, the conductor layer may be realized by a conductor foil, a surface conductive plastic film, or the like. Further, although the side short-circuit conductor layer is shown as a means for short-circuiting the outer conductor layers, it may be replaced by a through hole that short-circuits the outer conductor layers. In such a configuration, the same effect as when the end face short-circuit conductor is used can be obtained without the end face conductor processing. This through hole may short-circuit all the outer conductor layers. For example, the through-hole that short-circuits the first outer conductor layer and the second outer conductor layer, the second outer conductor layer, and the third The through hole that short-circuits the outer conductor layer may be another through hole. The number of through holes is determined as appropriate. Furthermore, the material of the dielectric and conductor, the frequency band to be used, and the specific values of the thickness and dimensions of each layer were not mentioned, but those skilled in the art can easily implement the present invention based on the description of the present application. It will be possible. In addition, since the coupling window may be a preferably planar means for partially and selectively disturbing the electromagnetic shielding by the outer conductor layer, it is not necessary to limit the small holes opened in the outer conductor layer.
[0097]
【The invention's effect】
  As described above, according to the first configuration of the present invention, at least two inner conductor layers formed on different surfaces, and at least two input / output conductor layers coupled to any one of the inner conductor layers. And an outer conductor layer that electromagnetically shields the inner conductor layer and the input / output conductor layer via a dielectric layer, and further includes a coupling window that electromagnetically couples the inner conductor layers by disturbing the electromagnetic shielding. Since the outer conductor layer is formed, there is no need to separately provide a conductor layer for coupling the inner conductor layers. As a result, since the structure is simplified and the processing is simplified as compared with the conventional one, the price of the microwave filter can be reduced. Furthermore, since the inner conductor layers are separated from each other in the thickness direction of the transmission line structure by separating the outer conductor layer and the dielectric layer, even if the number of inner conductor layers is increased, only the thickness is increased and the area is not so increased. . At the same time, the input / output conductor layers can be electromagnetically shielded by the outer conductor layer, so that direct electromagnetic coupling can be prevented, and as a result, the enlargement of dimensions caused by securing the interval between the input / output conductor layers can be prevented. As a result, a microwave filter that is smaller and less expensive than the conventional one can be realized. In addition, since the position of the input / output conductor layer can be set without considering the positional relationship with other input / output conductor layers, a microwave filter having a higher degree of design freedom than the conventional one can be obtained.
[0098]
  First of the present invention1ofreferenceAccording to the configuration, since the input / output conductor layer and the inner conductor layer are capacitively coupled between the end faces in the first configuration, the input / output conductor layer and the inner conductor layer can be arranged on the same plane, and thus are smaller and more compact. Thin and low-priced microwave filter can be realized.
[0099]
  In addition, the first of the present invention2ofreferenceAccording to the configuration, in the first configuration, since the inner conductor layer and the input / output conductor layer are arranged so that the input / output conductor layers are close to each other, the coupling / arrangement relationship of the inner conductor layers and the input / output conductor layer A simple method of setting the mutual positional relationship allows a highly integrated microwave filter that can execute input and output from the same end face to be realized at low cost and with a small external circuit near the input / output conductor layer. it can. In these configurations, the same effects as those of the first configuration can be obtained.
[0100]
  First of the present invention3ofreferenceAccording to the configuration, in designing the microwave filter according to the first configuration, the relative positional relationship between the inner conductor layer and the coupling window is changed from one of the input / output conductor layers to another one of the input / output conductor layers. Since the field propagation path is set so as to coexist in plural at or near the resonance frequency, the characteristics of the microwave filter can be designed or set in more detail, and the degree of freedom in design is improved. In particular, the present invention4ofreferenceAccording to the configuration3ofreferenceIn the configuration, the difference in electrical length between the electromagnetic field propagation paths is set so as to exhibit a phase difference of π or −π [rad] at the frequency of the required attenuation pole. It becomes possible to provide a pole or zero without adding an external circuit at a frequency that cannot normally be provided with a pole or zero without adding an external circuit, such as very close. Therefore, the arrangement of the poles or zeros can be freely set according to the position of the inner conductor layer, the coupling window, etc., the degree of freedom in the design of the characteristics of the microwave filter can be improved, and a small cost can be realized by eliminating the external circuit.
[0101]
  First of the present invention5ofreferenceAccording to the configuration, when designing the microwave filter according to the first configuration, the position of the coupling window is set so that the change in the coupling strength with respect to the change in frequency or wavelength is relatively steep, so that it is a simple method. Thus, a microwave filter with good cutoff characteristics can be obtained.
[0102]
  The present inventionThe firstIn designing the microwave filter according to the first configuration, the first and second inner conductor layers are electromagnetically coupled to each other via the first coupling window on the one hand and the second coupling window on the other side. Because the position, shape, and dimensions of the coupling window are set, the characteristics of the microwave filter can be set or determined by a simple method of designing the inner conductor interlayer coupling by designing the coupling window arrangement, etc., and thus improving the design flexibility Can contribute.
[0103]
  In particular, the present invention6ofreferenceAccording to the configuration, the positions, shapes, and dimensions of the first and second coupling windows are set so that the electromagnetic coupling by the first coupling window and the electromagnetic coupling by the second coupling window emphasize each other. Strong coupling can be realized as compared with the case where the inner conductor layers are coupled by a single coupling window, and the strength can be set by the position, shape and size of the first and second coupling windows.
[0104]
  In addition, the first of the present invention2According to the configuration of, ElectricA first coupling window interlinking with the lines of force and a second coupling window are arranged at positions interlinking with the magnetic field lines, respectively, and capacitive coupling by the first coupling window and inductive coupling by the second coupling window Since the positions, shapes and dimensions of the first and second coupling windows are set so that poles or zeros are generated at the required frequency by combining with the above, the characteristics of the microwave filter, particularly the arrangement of the poles or zeros, can be achieved by a simple method. Optional setting is possible.
[0105]
  First of the present invention3With this configuration, the end surfaces of the inner conductor layers formed on the same plane are capacitively coupled or inductively coupled to each other, and the input / output conductor layer formed on the same plane as the inner conductor layer is capacitively coupled to the inner conductor layer. Alternatively, since the inductive coupling is used, it is not necessary to provide a dielectric layer for disposing the inter-resonator coupling element, and a small, simple, and inexpensive structure can be obtained. In addition, the conductor interlayer coupling and the adjustment of the coupling strength can be realized by a simple means of deformation of the inner conductor layer shape.
[0106]
  First of the present invention3According to the configuration of, EnterSince the input / output coupling element is provided so that capacitive coupling or inductive coupling occurs between the output conductor layers, the same effects as those of the tenth configuration can be obtained, and the degree of freedom in designing the filter characteristics can be improved. Since the output conductor layer and the inner conductor layer can be formed on the same plane, there is no need to provide a dedicated dielectric layer for the input / output conductor layer, and a small, simple, and inexpensive structure can be obtained.
[0107]
  First of the present invention3According to the configuration of, EnterOf the output conductor interlayer coupling mode and the inner conductor layer / input / output conductor layer coupling mode, one is capacitive and the other is inductive,sameIn addition to obtaining the same effect,3A difference in electrical length that causes a phase difference of π or −π [rad] at a required frequency can be imparted between a plurality of electromagnetic wave propagation paths provided in the configuration. As a result, poles (and zeros) can be provided without an external circuit, and the arrangement can be easily determined by the design of each coupling element and input / output conductor layer.
[0108]
  First of the present invention4With this configuration, the mode of the transmission line related to the end-to-end coupling between the inner conductor layers is changed along the extending direction.3The input / output coupling element in the above configuration is not required and the structure is simple. As a result, a microwave filter that is easy to design and inexpensive can be obtained. Furthermore, the design of the transmission line mode change pattern related to end-to-end side coupling makes it possible to design poles and zeros at arbitrary frequencies. For example, a microwave filter with a characteristic that exhibits a large attenuation near the passband. It becomes feasible.
[0109]
  In addition, the first of the present invention5According to the configuration4In this configuration, the gap between the inner conductor layers is partially squeezed in the vicinity of the open end side, so that the mode of coupling between the end faces between the inner conductor layers at that portion is the mode in which the electric field is dominant. be able to. First of the present invention5According to the configuration ofThisSince the bridge conductor layer is provided in a part separated from the part related to the squeezing, thereby connecting the inner conductor layers, the magnetic field is dominant in the mode of coupling between the end faces of the inner conductor layers in the part. Mode. With any of these configurations, the mode of the transmission line related to the end-to-end side coupling can be changed along the extending direction, and this can be realized by a planar circuit. As a result, a smaller and thinner microwave filter can be obtained. In addition, when both the inner conductor layer spacing narrowing and the bridge conductor layer are adopted, the degree of freedom of design that cannot be obtained by the configuration employing either of them alone, that is, the pole and the zero point are independent of each other. The advantage that it can be set to be realized.
[0110]
  First of the present invention6According to the configuration, at least two inner conductor layers are formed on the same plane, and at least two input / output conductor layers and an input / output coupling element for coupling between them are provided on a different plane. In addition, since the coupling window is provided in the outer conductor layer between the input / output conductor layer and the input / output coupling element and the inner conductor layer, the inner conductor layers are coupled via the coupling window and the input / output coupling element. A coupled resonant filter is obtained. Since this input / output conductor layer and the input / output coupling element are arranged on the same plane, this filter is small, thin, and inexpensive. Further, since the input / output conductor layers are positively connected and used for the connection between the inner conductor layers, it is not necessary to secure the interval between the input / output conductor layers, and the size and cost are further reduced. In addition, any of these can be realized by a technique for selectively forming and laminating the substrate surface, and can be simply implemented, so that the cost is further reduced.
[0111]
  First of the present invention7According to the configuration6The input / output conductor layer, the input / output coupling element, and the outer conductor layer are compared with the dielectric constant of the dielectric layer used in the first transmission line composed of the inner conductor layer and the outer conductor layer. Since the dielectric constant of the dielectric layer used in the second transmission line constituted by is reduced, the conductor width in the second transmission line can be widened and the formation process can be facilitated. Furthermore, since the impedance design of the first and second transmission lines can be made independent, for example, the second transmission line can be easily designed according to the impedance of the external circuit.
[0112]
  The present inventionStructureNariIfSince the chip-like dielectric or magnetic substance is interposed in the input / output conductor layer / inner conductor interlayer coupling, the coupling strength and the like can be adjusted by adjusting the arrangement of the chip-like dielectric or magnetic substance.
[0113]
  First of the present invention8According to the configuration, the input / output conductor layer and the input / output inner conductor interlayer coupling element are formed on the same plane as the inner conductor layer, and the inner conductor layer / input / output conductor layer is inductively coupled by the input / output inner conductor interlayer coupling element. Alternatively, since the capacitive coupling is performed, the first and second layers are formed by using only two surfaces in total, that is, the plane on which the inner conductor layer and the like are formed and the plane on which the outer conductor layer is formed. 2 resonators can be realized. Furthermore, the first resonator has a resonance frequency f1 In other cases, the second resonator is operated as a capacitance or an inductance. Therefore, the second resonator is replaced with the first resonator (or its equivalent capacitance or inductance) and the input / output inner conductor interlayer coupling element (or its inductive coupling or inductive coupling). Such inductance or capacitance). Thus, since the first resonator is used as a part of the second resonator, the number of inner conductor layers is small, and the inner conductor layer, the input / output conductor layer, and the input / output inner conductor interlayer coupling element are the same. Since it can be formed on a flat surface, the number of dielectric layers is small, and it is possible to connect the input and output conductor layers directly with conductors, so there is no need to secure a gap between them, and it can be realized only by making the substrate surface selective. Since no substrate lamination is required, the microwave filter is smaller, thinner, and less expensive. Also, the resonance frequency f of the first and second resonators1 And f2 Therefore, according to this configuration, the pole or zero determined by the second resonator can be arranged in the vicinity of the zero or pole determined by the first resonator.
[0114]
  First of the present invention9And the second10According to the configuration8In designing the microwave filter according to the configuration, first, the resonance frequency f of the first and second resonators in the nineteenth configuration according to the frequency of the pole or zero point to be realized.1 And f2 And then the characteristic impedance Z of the first resonator1 In addition, since the inductance L or the capacitance C of the input / output inner conductor interlayer coupling element is determined so as to satisfy the predetermined constraint formula, the arrangement of the poles and zeros can be liberated by a relatively simple means, and hence the attenuation in the passband can be reduced. Reduction and sharpening of out-of-band attenuation can be realized.
[0115]
  First of the present invention11According to the configuration of the first, the first3The second4The second6Or the second8In this configuration, a portion of the outer conductor layer facing the inner conductor layer is partially recessed so that the distance from the inner conductor layer is narrower than other portions. Loss in the line can be reduced by concentrating the current to the opposing portion and thus flattening the current distribution in the width direction.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an exploded perspective view showing a configuration of a microwave filter according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an exploded perspective view showing a configuration of a microwave filter according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an exploded perspective view showing a configuration of a microwave filter according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is an exploded perspective view showing a configuration of a microwave filter according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 5 is an exploded perspective view showing a configuration of a microwave filter according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is an exploded perspective view showing a configuration of a microwave filter according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is an exploded perspective view showing a configuration of a microwave filter according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 8 is an exploded perspective view showing a configuration of a microwave filter according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is an exploded perspective view showing a configuration of a microwave filter according to a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is an exploded perspective view showing a configuration of a microwave filter according to a tenth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is an exploded perspective view showing a structure of a microwave filter according to an eleventh embodiment of the present invention.
FIG. 12 is an exploded perspective view showing a structure of a microwave filter according to a first reference example.
FIG. 13 is an exploded perspective view showing a structure of a microwave filter according to a second reference example.
FIG. 14 is an inner conductor layer shape layout diagram showing an equivalent circuit configuration of a microwave filter according to a first reference example;
FIG. 15 is an inner conductor layer shape layout diagram showing an equivalent circuit configuration of a microwave filter according to a second reference example;
FIG. 16 is an inner conductor layer shape layout diagram showing an equivalent circuit configuration of a microwave filter according to an eleventh embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a line relation diagram showing an equivalent circuit configuration of a microwave filter according to a first reference example;
FIG. 18 is a line relation diagram showing an equivalent circuit configuration of a microwave filter according to a second reference example.
FIG. 19 is a line relation diagram showing an equivalent circuit configuration of a microwave filter according to an eleventh embodiment of the present invention.
FIG. 20 is an exploded perspective view showing a structure of a microwave filter according to a twelfth embodiment of the present invention.
FIG. 21 is an exploded perspective view showing a structure of a microwave filter according to a thirteenth embodiment of the present invention.
FIG. 22 is an exploded perspective view showing a configuration of a microwave filter according to a fourteenth embodiment of the present invention.
FIG. 23 is an exploded perspective view showing a configuration of a microwave filter according to a fifteenth embodiment of the present invention.
FIG. 24 is an exploded perspective view showing a configuration of a microwave filter according to a sixteenth embodiment of the present invention.
FIG. 25 is a characteristic diagram showing attenuation in the vicinity of the stop band in this embodiment.
FIG. 26 is an exploded perspective view showing a configuration of a microwave filter according to a seventeenth embodiment of the present invention.
FIG. 27 is a characteristic diagram showing attenuation near the stop band in this embodiment.
FIG. 28 is an exploded perspective view showing a configuration of a microwave filter according to an eighteenth embodiment of the present invention.
FIG. 29 is a current distribution diagram in a transmission line cross section when there is no groove.
FIG. 30 is a current distribution diagram in a transmission line cross section when there is a groove.
FIG. 31 is an exploded perspective view showing a configuration of a microwave filter according to a nineteenth embodiment of the present invention.
FIG. 32 is an exploded perspective view showing a configuration of a microwave filter according to a twentieth embodiment of the present invention.
FIG. 33 is an exploded perspective view showing a configuration of a microwave filter according to a twenty-first embodiment of the present invention.
FIG. 34 is an exploded perspective view showing a configuration of a microwave filter according to a conventional technique.
[Explanation of symbols]
  R3 to R6 1/2 wavelength dielectric resonator, R7 to R10 1/4 wavelength dielectric resonator, R11, R12 transmission line related to bridge-shaped conductor, 22, 22-1 to 22-8 dielectric substrate, 24- 1-24-5 outer conductor layer, 26, 26-1 to 26-8 side short-circuit conductor layer, 28-1 to 28-4, 28-1a, 28-1b, 28-2a, 28-2b inner conductor layer, 30, 30-1 to 30-6 Resonator coupling window, 32-1, 32-2 Input / output conductor layer, 33, 33-1, 33-2, 46 Capacitance element, 36, 36-1, 36-2 Grounding part, 38 Window connecting part, 39a, 39b Gap, 40 I / O circuit, 42, 54 Inductive element, 44 Bridge conductor layer, 48 Strip conductor layer, 50-1, 50-2 Dielectric chip, 58, 58-1 , 58-2 Groove.

Claims (9)

それぞれ異なる面に形成された少なくとも２個の内導体層、上記内導体層のうちいずれかと結合する少なくとも２個の入出力導体層、並びに上記内導体層間及び入出力導体層間を電磁遮蔽する外導体層を、誘電体層を介して誘電体共振器とし、平板状又はフィルム状の誘電体共振器を積層した伝送線路構造を有するマイクロ波フィルタにおいて、
上記電磁遮蔽を攪乱することにより上記内導体層間を電磁結合させる結合窓が、上記外導体層に形成され、
積層された各内導体層間は、上記少なくとも２個の誘電体共振器の内導体層の一方から他方に至る電気力線と鎖交する位置に配置された上記第１の結合窓と、
当該内導体層近傍の磁力線と鎖交する位置に配置された上記第２の結合窓と、
を有し、
上記第１及び第２の結合窓の位置、形状及び寸法が調整され、上記第１の結合窓による容量性結合と上記第２の結合窓による誘導性結合との組合せにより、所要の周波数に極又は零点を生じさせることを特徴とする結合共振型のマイクロ波フィルタ。At least two inner conductor layers formed on different surfaces, at least two input / output conductor layers coupled to any one of the inner conductor layers, and an outer conductor that electromagnetically shields the inner conductor layers and the input / output conductor layers. In a microwave filter having a transmission line structure in which a layer is a dielectric resonator through a dielectric layer, and a plate-like or film-like dielectric resonator is laminated ,
A coupling window for electromagnetically coupling the inner conductor layers by disturbing the electromagnetic shielding is formed in the outer conductor layer,
Each of the laminated inner conductor layers has the first coupling window arranged at a position interlinking with an electric force line extending from one of the inner conductor layers of the at least two dielectric resonators to the other;
The second coupling window disposed at a position interlinking with the magnetic field lines in the vicinity of the inner conductor layer;
Have
The positions, shapes, and dimensions of the first and second coupling windows are adjusted, and the combination of the capacitive coupling by the first coupling window and the inductive coupling by the second coupling window has a pole at a required frequency. Alternatively , a coupled resonance type microwave filter characterized by generating a zero point . 内導体層同士の間に端面間側結合が生じるよう同一平面上に形成された少なくとも２個の上記内導体層、上記内導体層と同一平面上に形成されそのうちいずれかと容量結合又は誘導結合する少なくとも２個の入出力導体層、並びに上記内導体層と異なる平面上に形成された外導体層を、誘電体層を介し積層した平板状又はフィルム状の伝送線路構造を有し、かつ、上記端面間側結合に係る一方の内導体層から他方の内導体層への信号伝搬が生じるよう、その延長方向に沿い上記端面間側結合のモードを変化させ、
その開放端から離隔した部位にて上記内導体層同士をブリッジ導体層により接続されたことを特徴とするマイクロ波フィルタ。At least two inner conductor layers formed on the same plane so as to cause end-to-end side coupling between the inner conductor layers, and formed on the same plane as the inner conductor layer, and capacitively coupled or inductively coupled with any of them. At least two input / output conductor layers and an outer conductor layer formed on a different plane from the inner conductor layer, having a flat or film-like transmission line structure laminated via a dielectric layer, and In order to cause signal propagation from one inner conductor layer to the other inner conductor layer related to the end-to-end side coupling, the mode of the end-to-end side coupling is changed along the extension direction,
A microwave filter characterized in that the inner conductor layers are connected to each other by a bridge conductor layer at a portion separated from the open end. 相隣接する内導体層との縁部間隔がその開放端に近接した部位にて比較的狭くかつ当該開放端から離隔した部位にて比較的広くなるよう、上記内導体層の導体幅が設定され、
上記内導体層同士をブリッジ導体層により接続されたことを特徴とする請求項１又は２に記載のマイクロ波フィルタ。The conductor width of the inner conductor layer is set so that the edge interval between adjacent inner conductor layers is relatively narrow at the portion close to the open end and relatively wide at the portion separated from the open end. ,
The microwave filter according to claim 1 or 2, wherein the inner conductor layers are connected to each other by a bridge conductor layer. 同一平面上に形成された少なくとも２個の内導体層、上記内導体層と異なる平面上に形成された少なくとも２個の入出力導体層、上記入出力導体層と同一平面上に形成されこれらの間を結合する入出力間結合素子、並びに上記内導体層と異なる平面上に形成され上記入出力導体層及び入出力間結合素子と上記内導体層との間を電磁遮蔽する外導体層を、誘電体層を介し積層した平板状又はフィルム状の伝送線路構造を有し、かつ、上記電磁遮蔽を攪乱することにより上記入出力導体層と上記内導体層との間を電磁結合させる結合窓が、上記外導体層に形成されたことを特徴とする結合共振型の請求項１〜３のいずれか１項に記載のマイクロ波フィルタ。At least two inner conductor layers formed on the same plane, at least two input / output conductor layers formed on a plane different from the inner conductor layer, and formed on the same plane as the input / output conductor layers. An input / output coupling element that couples between, and an outer conductor layer that is formed on a different plane from the inner conductor layer and electromagnetically shields between the input / output conductor layer and the input / output coupling element and the inner conductor layer, A coupling window for electromagnetically coupling between the input / output conductor layer and the inner conductor layer by disturbing the electromagnetic shielding by having a flat or film transmission line structure laminated via a dielectric layer; The microwave filter according to claim 1, wherein the microwave filter is formed on the outer conductor layer. 請求項４記載のマイクロ波フィルタを設計するに当たって、上記内導体層及び外導体層にて構成される第１の伝送線路にて使用している誘電体層の誘電率に比べ、上記入出力導体層、入出力間結合素子及び外導体層にて構成される第２の伝送線路にて使用している誘電体層の誘電率を低くすることを特徴とする設計方法。In designing the microwave filter according to claim 4 , the input / output conductor is compared with a dielectric constant of a dielectric layer used in the first transmission line composed of the inner conductor layer and the outer conductor layer. A dielectric layer used in a second transmission line composed of a layer, an input / output coupling element, and an outer conductor layer has a low dielectric constant. 内導体層、上記内導体層と同一平面上に形成された入出力導体層、上記内導体層及び入出力導体層と同一平面上に形成されこれらの間を誘導結合又は容量結合する入出力内導体層間結合素子、並びに上記内導体層と異なる平面上に形成された外導体層を、誘電体層を介し積層した平板状又はフィルム状の伝送線路構造を有し、当該伝送線路構造にて、上記内導体層及び外導体層から構成され周波数ｆ1で共振する第１の共振器と、上記第１の共振器及び入出力内導体層間結合素子から構成され周波数ｆ2（但しｆ1≠ｆ2、｜ｆ1 −ｆ2 ｜＜ε、ε：所定微小値）で共振する第２の共振器とを提供することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のマイクロ波フィルタ。Inner conductor layer, input / output conductor layer formed on the same plane as the inner conductor layer, input / output conductor formed on the same plane as the inner conductor layer and input / output conductor layer and inductively coupled or capacitively coupled between them Conductor interlayer coupling element, and having a flat or film-like transmission line structure in which an outer conductor layer formed on a different plane from the inner conductor layer is laminated via a dielectric layer, A first resonator composed of the inner conductor layer and the outer conductor layer and resonating at a frequency f 1 , and a frequency f 2 (provided that f 1 ≠ f) composed of the first resonator and the input / output inner conductor interlayer coupling element. 2, | f 1 -f 2 | <ε, ε: microwaves according to any one of claims 1 to 4, characterized in that to provide the second resonator which resonates at a predetermined minute value) filter. 請求項６記載のマイクロ波フィルタを設計するに当たって、まず、実現すべき極又は零点の周波数に応じて第１及び第２の共振器の共振周波数ｆ1 及びｆ2 を定め、次に、上記入出力内導体層間結合素子による誘導結合に係るインダクタンスＬ及び上記第１の共振器の特性インピーダンスＺ1を次の式
Figure 0004067143
 を満たすよう定めることを特徴とする設計方法。In designing the microwave filter according to claim 6 , first, the resonance frequencies f 1 and f 2 of the first and second resonators are determined according to the frequency of the pole or zero to be realized, and then the input The inductance L relating to inductive coupling by the output inner conductor interlayer coupling element and the characteristic impedance Z 1 of the first resonator are expressed by the following equations:
Figure 0004067143
 A design method characterized by satisfying the requirements. 請求項６記載のマイクロ波フィルタを設計するに当たって、まず、実現すべき極又は零点の周波数に応じて第１及び第２の共振器の共振周波数ｆ1 及びｆ2 を定め、次に、上記入出力内導体層間結合素子による容量結合に係る静電容量Ｃ及び上記第１の共振器の特性インピーダンスＺ1を次の式
Figure 0004067143
 を満たすよう定めることを特徴とする設計方法。In designing the microwave filter according to claim 6 , first, the resonance frequencies f 1 and f 2 of the first and second resonators are determined according to the frequency of the pole or zero to be realized, and then the input The capacitance C related to the capacitive coupling by the output inner conductor interlayer coupling element and the characteristic impedance Z 1 of the first resonator are expressed by the following equations:
Figure 0004067143
 A design method characterized by satisfying the requirements. 上記外導体層のうち内導体層と対向する部位の一部を、内導体層との間隔が他の部位より狭くなるよう窪ませたことを特徴とする請求項１〜４又は６記載のマイクロ波フィルタ。Micro of the outer part of the portion facing the inner conductor layer among the conductive layers, according to claim 1-4 or 6, wherein the distance between the inner conductor layer is characterized in that recessed so as to be narrower than other portions Wave filter.
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