JP4063166B2 - 電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は電動機の制御装置に関し、例えば回転子に永久磁石を備えた三相同期電動機（Internal Permanent
Magnet Motor：以下、ＩＰＭモータと記載）におけるセンサレス制御技術に関する。

電動機をインバータで駆動し、速度制御系として制御するためには、回転子の磁極位置（位相）を検出する必要がある。回転子の位置をセンサレスで検出する方法としては、例えば、下記非特許文献１に記載されたものがある。この文献においては、駆動電流に高周波電流を重畳し、高周波電流ベクトル軌跡の長軸を検出することにより、位相を検出している。

「電流ベクトル軌跡を用いたＰＭ電動機の位置センサレス界磁検出法における推定精度の評価」 平成７年電気学会産業応用部門全国大会，Ｎｏ．６８３，１９９４

上記の方法においては次のごとき問題があった。すなわち、電動機には、（１）ｑ軸電流を増やす程、飽和によりｑ軸インダクタンスが下がり、高周波電流ベクトル軌跡が真円に近付くという特性、および（２）飽和により磁束が最も通り易い位置と最も通り難い位置が電流位相とともに移動するという特性があり、上記（２）の特性により、誤差での遅れや駆動電流の電流指示での遅れを切っ掛けとして、ｑ軸電流が増える→検出位相が遅れる→ｑ軸電流が増える→…というループに陥り、（１）の特性により楕円電流が真円となる場合、および（２）の特性の相関が１に近く、楕円の長軸がｄ軸ではなく電流位相を示す場合には、制御が脱調するため、高負荷時にはセンサレス動作ができなくなるという問題があった。

本発明は上記のごとき問題を解決するためになされたものであり、高負荷時でもセンサレス動作が可能な電動機の制御装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、本発明においては特許請求の範囲に記載するように構成している。すなわち、請求項１においては、目標トルク値に応じて、電流ベクトル軌跡の長軸長さと短軸長さとの少なくとも一方に基づいた特徴量の目標値を算出し、電動機を駆動する駆動電流に、該駆動電流とは異なる周波数の重畳電流を重畳し、該重畳電流の電流ベクトル軌跡の長軸長さと短軸長さとの少なくとも一方に基づいた特徴量実際値を検出し、前記特徴量目標値と特徴量実際値とに基づいて、電動機の位相角を検出するように構成している。すなわち、重畳電流の大ささから得られる特徴量をフィードバックすることにより、検出位相を操作（特徴量が目標値より大きい場合は、検出位相を進め、小さい場合は遅らせる）する制御を行う。
上記の電流ベクトル軌跡の長軸長さと短軸長さとの少なくとも一方に基づいた特徴量としては、例えば、長軸の長さａ、短軸の長さｂ、ａ＋ｂ、ａ×ｂ、√（ａ^２＋ｂ^２）、ｂ／ａ、√（ａ^２＋ｂ^２）÷（ａ＋ｂ）などを用いることが出来る。

電流ベクトル軌跡の長軸長さと短軸長さとの少なくとも一方に基づいた特徴量をフィードバックして位相角検出に用いることにより、磁気飽和が生じる高負荷域でもセンサレスで位相角（回転子磁極位置）の検出が可能になる、という効果が得られる。

図１は、本発明の一実施例の全体構成を示すブロック図である。
図１において、制御手段１（詳細後述）は、電流センサ４と電圧センサ６の信号を入力し、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）指令７を算出してインバータ回路２へ送る。インバータ回路２は、電源部５の直流電力をＰＷＭ指令７に応じた三相電力に変換し、その電力でＩＰＭモータ３を駆動する。電流センサ４はインバータ回路２からＩＰＭモータ３へ送られる三相電力のうちの二相（例えばＵ相とＶ相）の駆動電流を検出する。また、電圧センサ６は電源部５の出力電圧（インバータ２の入力電圧）を検出する。上記電流センサ４と電圧センサ６の検出値は制御手段１へ送られ、ＰＷＭ指令７の算出に用いられる。なお、三相電流は、Ｕ＋Ｖ＋Ｗ＝０の関係があるので、何れかの二相を検出すれば演算で残りの一相の電流も求めることが出来る。

図２は、図１の制御手段１の詳細を示す第１の実施例のブロック図である。
図２において、電流／特徴量目標値作成部１０は、外部から与えられたトルク目標値（例えばアクセルペダル操作量等）に基づいてｄ軸電流目標値、ｑ軸電流目標値および特徴量目標値を作成する。なお、特徴量とは電流ベクトル軌跡の長軸長さと短軸長さの少なくとも一方に基づいた値であり、例えば長軸の長さａ、短軸の長さｂ、ａ＋ｂ、ａ×ｂ、√（ａ^２＋ｂ^２）、ａ／ｂ、√（ａ^２＋ｂ^２）÷（ａ＋ｂ）などがある（詳細後述）。

ｄ−ｑ軸変換部１１は、図１の電流センサ４から与えられる三相電流と位相角θ（詳細後述）からｄ軸電流とｑ軸電流を算出する。
電流制御部１２（電流−電圧変換）は、例えばＰＩ制御（ＰＩ制御は公知の比例・積分制御）を行って、上記のｄ軸電流目標値とｄ軸電流、ｑ軸電流目標値とｑ軸電流とを一致させるように制御するためのｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令を算出する。
なお、上記の電流制御には、非干渉制御を入れても良いし、三相電流の高周波分を除くためのローパスフィルタを入れても良い。

三相変換部１３は、入力した２相分のｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令および位相角θに基づいて３相分の三相電圧指令を演算して出力する。
高周波回転電圧発生部１４（駆動電流よりも高周波数の重畳電流を重畳する重畳手段）は、高周波の回転電圧を発生させてＰＷＭ指令作成部１５に送出する。ここで回転電圧とは三相平衡電圧のことであり、図３（ａ）に示すように、二相交流座標系であるα−β座標系に交換したときに電圧ベクトル軌跡が真円となる状態をいう。この回転電圧は、ＩＰＭモータ３に同期しない高周波の電圧であるため、この回転電圧によってＩＰＭモータ３が回転することはない。
なお、ＩＰＭモータのようにｄ軸とｑ軸とでインダクタンスに差がある場合には、図３（ｂ）に示すように電流ベクトル軌跡はｄ軸方向に膨らんだ楕円となる。

ＰＷＭ指令作成部１５は、高周波回転電圧発生部１４からの回転電圧と三相変換部１３からの三相電圧指令とを重畳した電圧と、図１の電圧センサ６から与えられた直流電圧とを入力し、ＰＷＭ指令７を作成する。このＰＷＭ指令７によって図１のインバータ回路２を制御し、インバータ回路２から出力する三相電力によってＩＰＭモータ３を駆動する。

一方、周波数分離部１６（重畳電流を分離する分離手段）は、一般的には周波数フィルタを用いて、電流センサ４から入力した三相電流から高周波電流を分離して出力し、３相２相変換部１７に送る。
３相２相変換部１７は、周波数分離部１６から入力した高周波成分の三相電流を、図３（ｂ）に示すα−β座標系の二相電流に変換し、変換されたα−β座標系の電流をｄ軸検出部１８に送る。

ｄ軸検出部１８（ｄ軸位相角検出手段）は、３相２相変換部１７でα−β座標系に変換された電流ベクトルのα軸成分ｉαとβ軸成分ｉβとにつき、図５に示すように、ピーク値を検出することで振幅Ｉα、Ｉβを求めるとともに、ゼロクロスの時間を検出することで重畳電流位相φiα、φiβを求める。そして、図３（ｂ）に示すα−β座標系においてα軸から楕円長軸（ｄ軸）までの角度θを下記（数１）式により求める。

（数１）式により、±９０°の範囲でα軸とｄ軸とのなす角度θが求まる。
この角度θを±１８０°の範囲まで拡張するために、連続した検出では９０°以上位相が変化することがないという前提を用いる。つまり、後述する図４に示すフローは、たとえば１００μｓｅｃ毎に起動するので、通常９０°以上位相が変化することはない。したがって、連続した検出において、８９°から−８９°に変化した場合には、８９°から９１°（＝−８９°＋１８０°）へ変化したものとする。同様に、−８９°から８９°に変化した場合には、−８９°から−９１°（＝８９°＋１８０°−３６０°）に変化したものとする。これにより、α軸とｄ軸とのなす角度θを±１８０°の範囲で検出することができる。

なお、最初の検出を行ったときの初期位相は変化の比較対象が存在しないので決定できない。すなわち、最初の検出の演算結果が３０°であった場合、この初期位相が３０°なのか−１５０°なのかが不明である。このため、最初の検出では暫定的にθの範囲を±９０°の範囲、上記の例では３０°としておき、後述するＮ／Ｓ判定による極性判定にて正しいθ、つまりθを±１８０°の範囲で求めることとする。
上記のｄ軸検出部１８で求めたα軸から楕円長軸（ｄ軸）までの角度θをｄ軸位相角θ_０とする。

特徴量算出部１９（特徴量実際値検出手段）は、α軸電流とβ軸電流から実際の特徴量を算出する（詳細後述）。
特徴量制御部２０（補正角算出手段）は、実際の特徴量と前記特徴量目標値から補正角θ’を算出する。つまり、実際の特徴量が特徴量目標値より大きい場合は、検出位相を進め、小さい場合は遅らせる。このフィードバック制御にはＰＩ制御を用い、制御ゲインは実験的に設定する。
ＰＩ制御による補正角θ’の算出は、例えば駆動電流位相角βが増えると共に特徴量の値が下がる場合、下記（数２）式を用いて行う。
なお、後述する様に特徴量を√（ａ^２＋ｂ^２）÷（ａ＋ｂ）とした場合の様に、駆動電流位相角βが増えると共に特徴量の値が上がる場合には、（数２）式は（数２’）式となる。

なお、電流／特徴量目標値作成部１０における特徴量目標値は、電流目標値とともに変化させる方法、一定値とする方法等があるが、いずれにしても、補正角θ’による補正は電流が小さい低負荷領域では適用しないため、下記のように電流の大きさにより、制御のＯＮ／ＯＦＦを行う。
すなわち、スイッチＳＷ１は、ＩＰＭモータ３の駆動電流（電流センサ４で検出）が予め定められた所定値以上の高負荷領域においてのみオンになる。
スイッチＳＷ１がオンの場合には、ｄ軸検出部１８から出力されるｄ軸位相角θ_０と特徴量制御部２０から出力された補正角θ’とが加算器２６（位相角補正手段）で加算され、それによってθ_０がθ’で補正され、位相角θとなる。そして補正後の位相角θがｄ−ｑ軸変換部１１と三相変換部１３へ送られ、前記の演算に用いられる。
したがって図２の回路においては、ＩＰＭモータ３の駆動電流が予め定められた所定値以上の高負荷領域においては、特徴量に基づいて補正された位相角θが演算に用いられ、高負荷領域以外の動作状態ではｄ軸検出部１８から出力されるｄ軸位相角θ_０がそのまま用いられる。
上記のように、電動機の駆動電流が予め定められた所定値以上の高負荷領域においてのみ、ｄ軸検出手段１８によって検出されたｄ軸位相角を補正するように構成すれば、補正する必要の無い低負荷領域では特徴量算出部１９や特徴量制御部２０における補正角θ’の演算を停止することが出来るので、演算負荷を低減することができる。

図４は、磁気飽和がない場合（高負荷領域以外）におけるトルク制御に移行するまでの処理のフローチャートを示す。
まず、図４（ａ）において、ステップＳ１では、高周波回転電圧発生部１４からの高周波回転電圧に対応した高周波回転電流を流すことにより、仮のｄ軸を検出する。
ステップＳ２では、磁極のＮ極とＳ極を判別するＮ／Ｓ判定を行って真のｄ軸を検出する。このＮ／Ｓ判定は、（１）高周波電圧を磁束による飽和が起こる程度の大きな電圧として印加し、楕円の中心がずれる方向を検出する方法、（２）停止時にｄ軸のみに低周波の正弦波電圧を印加し、ｄ軸電流の正の大きさと負の大きさを比較する方法、（３）ｄ軸のみに正負の直流電流を印加し、それぞれの場合の高周波電流の振幅の大小を比較する方法等があり、そのいずれかを用いて行う。
上記のようにして、真のｄ軸、つまりｄ軸位相角を検出し、それを用いてステップＳ３でトルク制御を行う。この内容は前記図２の電流制御部１２以下に記載したとおりである。

次に、図４（ｂ）において、ステップＳ４では、電流センサ４により検出した電流から高周波成分を分離する（前記周波数分離部１６）。そしてステップＳ５では高周波電流をα−β軸上に変換し、図３（ｂ）の状態とする（前記３相２相変換部１７）。
ステップＳ６では、α−β座標系に変換された電流ベクトルのα軸成分ｉαとβ軸成分ｉβとにつき、図５に示すように、ピーク値を検出することで振幅Ｉα、Ｉβを求めるとともに、ゼロクロスの時間を検出することで重畳電流位相φiα、φiβを求める。

ステップＳ７では、暫定的に、±９０°範囲で初期位相θを算出する。なお、今回の演算における算出値をθ２とし、前回の値をθ１とする。
ステップＳ８〜ステップＳ１０では、上記±９０°範囲の初期位相θを±１８０°範囲に拡張する。このθを±１８０°範囲に拡張するために、連続した検出では９０°以上位相が変化することがないという前提を用いる。つまり、連続した検出で、８９°から−８９°に変化した場合は、８９°から−８９°＋１８０°＝９１°へ変化したものとし、また、−８９°から８９°に変化した場合は、−８９°から８９°＋１８０°＝２６９°＝−９１°ヘ変化したとする。これにより、θを±１８０°範囲で検出できるが、初めてこの演算結果を出した時には、初期位相がわからない。つまり、初めての演算結果が３０°だった場合、３０°なのか、−１５０°なのか分からない。ここでは、暫定的に、初期位相は±９０°範囲内としておく。
まずステップＳ８では、今回の演算が初回か否かを判断し、初回の場合には上記のように判別がつかないので、ステップＳ１１へ行き、演算値をそのまま出力する。初回でない場合にはステップＳ９へ行く。
ステップＳ９では、前回演算値θ１と今回の演算値θ２との差の絶対値が９０°以上か否かを判断し、９０°未満の場合は、ステップＳ１１へ行き、今回の演算値θ２をそのまま出力する。差の絶対値が９０°以上の場合にはステップＳ１０で、今回の演算値θ２に１８０°を加えた値を出力する。
以上の演算（ステップＳ６〜ステップＳ１１）はｄ軸検出部１８で行う。

次に、本発明の特徴とする特徴量による位相角の補正について説明する。
特徴量算出部１９および特徴量制御部２０における位相角の補正は、磁気飽和が起こる場合（高負荷域）に用いる。
磁気飽和が起こる場合の楕円の長軸とｄ軸の差θｅは、図６に示すようになる。なお、楕円とは図３（ｂ）に示した電流ベクトル軌跡の楕円（楕円電流）を意味する。図６において、縦軸は長軸とｄ軸の差θｅ、横軸βは駆動電流位相角（ｑ軸からの位相角）であり、駆動電流ｉ_ａ＝√（ｉ_ｄ ^２＋ｉ_ｑ ^２）毎の特性を示している。駆動電流値が小さい場合は、楕円の長軸とｄ軸は多少の誤差は有るものの、長軸がｄ軸を示すことに変わりはない（図６では１００Ａ〜３００Ａ程度の範囲）。しかし、駆動電流値が大きい場合は、楕円の長軸は駆動電流位相角に従って動き、ｄ軸との相関はなくなって、駆動電流位相角との相関が高くなる。このような状態では、位相検出はできない。そこで、磁気飽和がある場合（高負荷域）には、電流ベクトル軌跡の楕円から得られる他の特徴量を用いることにする。

図７は、上記図６と同様の内容を電圧ベクトル軌跡（後記図３０）に対して示したものである。図３０（ｂ）に示すように、電圧ベクトル軌跡（電圧の楕円：楕円電圧）においては、（長軸＋９０°）がｄ軸に対応するので、（長軸＋９０°）とｄ軸との差θｅを表示している。

図８、図１０、図１２、図１４、図１６、図１８、図２０は、図６と同様な条件における各特徴量と駆動電流位相角βとの関係を示す図であり、図８は楕円電流における長軸の長さａ、図１０はａ＋ｂ、図１２は短軸の長さｂ、図１４はｂ／ａ、図１６はａ×ｂ、図１８は√（ａ^２＋ｂ^２）、図２０は√（ａ^２＋ｂ^２）÷（ａ＋ｂ）の各特性を示す。また、図９、図１１、図１３、図１５、図１７、図１９、図２１は図７と同様な条件における各特徴量と駆動電流位相角βとの関係を示す図であり、図９は楕円電圧における長軸の長さａ、図１１はａ＋ｂ、図１３は短軸の長さｂ、図１５はｂ／ａ、図１７はａ×ｂ、図１９は√（ａ^２＋ｂ^２）、図２１は√（ａ^２＋ｂ^２）÷（ａ＋ｂ）の各特性を示す。なお、上記の電圧ベクトル軌跡を用いる実施例は後記図２９以降で説明する。

これらの特徴量を所定値（電流／特徴量目標値作成部１０で定めた特徴量目標値）に制御するため、特徴量制御部２０を設けている。特徴量制御部２０では、ＰＩ制御等により、位相の補正角θ’を算出し、これによりｄ軸位相角θ_０を補正する。前記図８、図１０、図１２、図１４、図１６、図１８の特性では、特徴量は駆動電流位相角βに応じて右下がりの特性を持っているため、実際の特徴量が特徴量目標値より大きい場合は、検出位相を進め（補正角θ’を＋）、駆動電流位相角βは一定のまま回転座標系を進めることにより、駆動電流位相βを進める効果を出す。同様に、特徴量目標値より小さい場合は、検出位相を遅らせ（補正角θ’を−）、駆動電流位相角βは一定のまま回転座標系を遅らせることにより、駆動電流位相角βを遅らす効果を出す。この際、制御ゲインは実験的に決定する。なお、図２０（√（ａ^２＋ｂ^２）÷（ａ＋ｂ）の特性）の様に、特徴量が駆動電流位相角βに応じて右上がりの特性を持っている場合は、進み／遅れの関係が逆になる。

ただし、上記の補正角θ’による補正は、磁気飽和が生じる高負荷域においてのみ行う。つまり、スイッチＳＷ１はＩＰＭモータ３の駆動電流が予め定めた所定値以上の場合にオン、小さい場合にはオフとなる。

なお、楕円電流の大きさから得られる特徴量としては、前記のように、長軸の長さａ、短軸の長さｂ、ａ＋ｂ、√（ａ^２＋ｂ^２）等、種々考えられるが、ｂ／ａ、√（ａ^２＋ｂ^２）÷（ａ＋ｂ）等の無単位（比率）の特徴量を用いることにより、正確な制御が可能となる。
また、ｂ／ａを採用する場合は、楕円電流が真円になることも防げるが、他の特徴量の場合は、楕円電流が真円にならないように、特徴量目標値を設定しなけれはならない。
また、図１６のように、ａ×ｂの場合には、最大トルク時電流位相角は、３０°〜５０°程度であり、電流毎に傾きは異なるものの直線的であり制御しやすい。この特性はａ＋ｂ、√（ａ^２＋ｂ^２）でも同様である。ただし、電動機により特性は異なるので、常に良好な特性となるとは限らない。なお、ａ×ｂの場合には、√ の演算が無いため、演算負荷を低減できるという利点も有る。

上記のごとき特徴量は下記の式で算出する。すなわち、楕円の長軸の長さをａ、短軸の長さをｂとすれば、ａおよびｂは下記（数３）式で算出する。

電流／特徴量目標値作成部１０では、特徴量目標値として予め実験により把握した特徴量をトルク毎のテーブルとして持ち、電流目標値と同様に、トルク目標値に応じて検索して算出する。なお、実電流は電流目標値とは異なるため、特徴量目標値に電流制御の応答を考慮したローパスフィルタをかけることが望ましい。また、トルク毎のテーブルではなく、電流毎のテーブルとして、実電流から特徴量目標値を算出しても良い。

ここで、これまで説明した演算に用いる各数式を纏めて記載する。

上記のように第１の実施例においては、電流ベクトル軌跡の長軸長さと短軸長さとの少なくとも一方に基づいた特徴量をフィードバックして位相角を補正することにより、磁気飽和が生じる高負荷域でもセンサレスで位相角の検出が可能になる。
また、回転数変化による位相検出の遅れを吸収することが可能である。
また、特徴量として「ａ×ｂ」を用いた場合は、「ａ＋ｂ」や「√（ａ^２＋ｂ^２）」と同様に、最大トルク発生電流位相角付近（約３０°〜６０°）での特性が良く、かつ、演算量が少なくて済む、という利点がある。

次に、図２２は、図１の制御手段１の詳細を示す第２の実施例のブロック図である。
この実施例は、磁気飽和を生じる高負荷域では、ｄ軸検出部１８からのｄ軸位相角θ_０を用いず、特徴量制御部２０’のみで、位相を検出する構成を示すものである。
この場合、特徴量制御部２０’は、角速度ω’［ｒａｄ／ｓ］を出力し、積分回路２１でω’を積分して位相角θ’［ｒａｄ］を算出する。すなわち、特徴量制御部２０’では、ＰＩ制御等により、角速度ω’を算出し、位相角を修正する。特徴量がβにより右下がりの特性を持っている場合、実特徴量が特徴量目標値より大きい場合は角速度ω’を上げ、検出位相を進めて駆動電流位相角βを一定のまま回転座標系を進めることにより、駆動電流位相角βを進める効果を出す。実特徴量が特徴量目標値より小さい場合は、角速度ω’を下げ、検出位相を遅らせて駆動電流位相角βを一定のまま回転座標系を遅らせることにより、電流位相角βを遅らす効果を出す。この際、制御ゲインは実験的に決定する。
上記角速度ω’は、下記（数１２）式で求める。また、図２０（√（ａ^２＋ｂ^２）÷（ａ＋ｂ）の特性）の様に、特徴量が駆動電流位相角βに応じて右上がりの特性を持っている場合は、上記角速度ωを下記（数１２’）式で求める。

この場合には、実特徴量と特徴量目標値の大小とωの増減との関係は、右下がりの特性をもっている場合と逆になる。
スイッチＳＷ１’は、磁気飽和を生じる高負荷域以外では、ｄ軸検出部１８側に接続され、ｄ軸検出部１８からのｄ軸位相角θ_０を位相角θとして後続の回路へ送る。そして磁気飽和を生じる高負荷域では、積分回路２１側に切り替えられ、角速度ωを積分して算出した値θ’を位相角θとして後続の回路へ送る。
図２２の構成によれば、楕円電流が真円になることを留意しなくて済むという利点がある。

次に、図２３は、図１の制御手段１の詳細を示す第３の実施例のブロック図である。
この実施例は、ｄ軸検出部１８’におけるｄ軸位相角θ_０の演算に角速度ωを用いる構成を示すものである。
図２３において、周波数分離部１６は、ｄ−ｑ軸変換部１１で変換後のｄ軸電流とｑ軸電流を入力し、そのうちから高周波成分（高周波ｄ−ｑ軸電流）を分離する。
ｄ軸検出部１８’では、ｄ−ｑ軸上に変換された高周波分離された電流ベクトルのｄ軸成分ｉｄとｑ軸成分ｉｑをそれぞれ、ピーク値検出、０クロスの時間検出により、振幅、位相を求める。この時、ｄ軸から楕円長軸までの角度θは、ＩαとＩβをＩｄとＩｑに、φｉαとφｉβをφｉｄとφｉｑに変更する以外は、前記（数１）式と同様であるが、これに一定の係数を乗じて（比例演算を行って）角速度ωとして出力する。そして積分回路２２で上記ωを積分することにより、ｄ軸位相角θ_０を生成して出力する。

上記の様に、楕円長軸までの角度θを０とするようにＰ（比例）演算を行って角速度ωを算出しても良いが、これをＰＩ（比例積分）演算によってを算出しても良い。また、予め実験により求められたトルクに対応するｄ軸から楕円長軸までの角度θをトルク毎のテーブルとして持ち、トルク目標値に応じて対応する角度θを決定する事によって、位相推定精度を向上させることができる。

特徴量制御部２０は、前記図２と同様に補正角θ’を出力し、スイッチＳＷ１がオンの高負荷域では、図２と同様に補正角θ’によってｄ軸位相角θ_０を補正して位相角θとする。
図２３のようにｄ−ｑ軸上で長軸検出を行うと、一定回転時に高周波電流ベクトルの軌跡がｄ−ｑ軸上で楕円の状態で停止するため、回転することによる検出誤差がないという利点がある。

図２４は、磁気飽和がない場合（高負荷領域以外）におけるトルク制御に移行するまでの処理のフローチャートであり、前記図４（ｂ）に相当する。なお、（ａ）の部分は図４と同じである。
図２４に示すように、このフローでは、電流センサ４により検出した電流からｄ−ｑ軸上に変換（ｄ−ｑ軸変換部１１）したのち、高周波成分を分離し、図３（ｂ）の状態とする。そしてｄ−ｑ座標系に変換された電流ベクトルのｄ軸成分ｉｄとｑ軸成分ｉｑとにつき、図２５に示すように、ピーク値を検出することで振幅Ｉｄ、Ｉｑを求めるとともに、ゼロクロスの時間を検出することで重畳電流位相φｉｄ、φｉｑを求める。その後の処理は前記図４（ｂ）と同様である。

ただし、本実施例の様にｄ-ｑ軸上で長軸検出を行う場合は、前記の第１の実施例および第２の実施例における（数３）、（数９）式、（数１０）式、（数１１）は、それぞれ下記（数１３）式、（数１４）式、（数１５）式、（数１６式）の様になる。

また、高周波電圧の印加方式としては、三相（静止座標系）ではなく、ｄ−ｑ軸上（回転座標系）で行う方法もある。つまり、第１〜第３の実施例においては、高周波回転電圧発生部１４から出力された高周波の電圧指令を、三相変換部１３から出力された３相の電圧指令に重畳させることによって、駆動電流に高周波の重畳電流を重畳させているが、高周波回転電圧発生部１４から出力された高周波の電圧指令を電流制御部１２から出力されたｄ−ｑ軸電圧指令に重畳させても良い。高周波は回転周波数（モータ駆動電流の周波数）に比べ十分に大きな周波数をとるため、三相でも影響は少ないが、ｄ−ｑ軸上で行うと、モータ回転時に周波数ずれがない。

次に、図２６は、図１の制御手段１の詳細を示す第４の実施例のブロック図である。本実施例においては、上述の第３の実施例と同様に、ｄ軸検出部１８’では、ｄ−ｑ軸上に変換された高周波分離された電流ベクトルのｄ軸成分ｉｄとｑ軸成分ｉｑをそれぞれ、ピーク値検出、０クロスの時間検出により、振幅、位相を求め、これに一定の係数を乗じて角速度ωとして出力する。そして積分回路２２で上記ωを積分することにより、ｄ軸位相角θ_０を生成して出力する。
一方、特徴量制御部２０’では、前記の第２の実施例と同様に角速度ω’［ｒａｄ／ｓ］を出力し、積分回路２１でω’を積分して位相角θ’［ｒａｄ］を算出する。
スイッチＳＷ１’は、磁気飽和を生じる高負荷域以外では、積分回路２２側に接続され、積分回路２２からのｄ軸位相角θ_０を位相角θとして後続の回路へ送る。そして磁気飽和を生じる高負荷域では、積分回路２１側に切り替えられ、角速度ω’を積分して算出した値θ’を位相角θとして後続の回路へ送る。

次に、図２７は、図１の制御手段１の詳細を示す第５の実施例のブロック図である。
図２７において、ｄ軸検出部１８’から出力された角速度ωは、そのままスイッチＳＷ１’へ送られる。また、特徴量制御部２０’は、前記図２６と同様に角速度ωを出力する。そしてスイッチＳＷ１’は磁気飽和を生じる高負荷域では特徴量制御部２０’側へ、高負荷域以外ではｄ軸検出部１８’へ接続される。したがって積分回路２３は、高負荷域では特徴量制御部２０’からの角速度ω’を積分して位相角θとして出力し、高負荷域以外ではｄ軸検出部１８’からの角速度ωを積分して位相角θとして出力する。
なお、図２２、図２３のようにθを切り替える場合は、ｄ軸検出部で算出する位相と特徴量制御部で算出する位相に誤差がある場合に、位相が飛ぶことになるが、本実施例のようにωを切り替える場合は、この問題がなくなる。

次に、図２８は、図１の制御手段１の詳細を示す第６の実施例のブロック図である。
図２８において、ｄ軸検出部１８’から出力された角速度ωは、そのまま加算器２６へ送られる。また、特徴量制御部２０”は、補正角速度ω”を出力し、スイッチＳＷ１がオンの高負荷域では、加算器２６で角速度ωに補正角速度ω”を加算する。
積分回路２３は、加算器２６の出力を積分して位相角θとして出力する。したがって、高負荷域以外ではｄ軸検出部１８’からの角速度ωを積分して位相角θとして出力し、高負荷域では角速度ωを補正角速度ω”で補正した値を積分して位相角θとして出力する。なお、補正角速度ω”の算出式は、前記（数１２）式および（数１２’）式と同様であるが、前記（数１２）式および（数１２’）式において明らかなように、特徴量目標値と特徴量とが一致するように動作するため、特徴量制御部２０”の出力は補正角速度ω”となる。
この実施例の場合にもωを切り替えるので、θを切り替える場合のように、ｄ軸検出部で算出する位相と特徴量制御部で算出する位相に誤差がある場合に、位相が飛ぶという問題がなくなる。

次に、図２９は、図１の制御手段１の詳細を示す第７の実施例のブロック図である。
これまで説明した第１〜第６の実施例は、電圧ベクトル軌跡が真円の高周波電流を重畳し、該高周波電流の電流ベクトル軌跡の長軸の長さと短軸の長さの少なくとも一方に基づいてｄ軸位相角を補正するという構成であったが、本第７の実施例は、電流ベクトル軌跡が真円の高周波電流を重畳し、該高周波電流のα−β軸上の電圧ベクトル軌跡の長軸の長さと短軸の長さの少なくとも一方に基づいてｄ軸位相角を補正するという構成である。

図２９において、周波数分離部２４は、一般的な周波数フィルタを用いて、電流センサ４から入力した三相電流から高周波電流を分離して出力する。
高周波電流制御部２５は、上記高周波電流と高周波電流目標値とを入力し、高周波電流ベクトル軌跡が真円（図３０ａ参照）となるように、ＰＩ制御等を行って高周波三相電圧指令を作成する。
高周波制御は前記した様に、三相（静止座標系）ではなく、ｄ−ｑ軸上（回転座標系）で行うこともできる。
このようにｄ−ｑ軸上で高周波制御を行い、ｄ−ｑ軸上でｄ軸検出や特徴量制御を行う場合は、モータ回転時に周波数のずれがない。

高周波三相電圧指令をベクトル化すると、図３０（ｂ）に示すように、その電圧ベクトル軌跡は楕円となる。磁気飽和が生じない低負荷時には、楕円の長軸方向はｑ軸（インダクタンス最大の位置）を指しており、ｄ軸検出はｑ軸位相から９０°を差し引くことによって行うことが出来る。すなわち、３相２相変換部１７では、高周波電流制御部２５から出力された高周波三相電圧指令を入力し、図３０（ｂ）に示すようなα−β軸電圧を出力する。ｄ軸検出部２８は、上記のようにｑ軸位相から９０°を差し引くことによってｄ軸位相角θ_０を算出して出力する。
なお、楕円の長軸（すなわちｑ軸）の位相角は、前記（数１）式におけるＩαとＩβをＶαとＶβに、φｉαとφｉβをφｖαとφｖβに置き換えた式により求めることができる。

高負荷域における特徴量による補正は、図３０（ｂ）の楕円の長軸の長さと短軸の長さの少なくとも一方に基づいた特徴量を所定値に保つことにより、位相を補正する。この特徴量は前記図９、図１１、図１３、図１５、図１７、図１９、図２１に示したようになる。
なお、図９、図１１、図１３、図１７、図１９、図２１の特性では、特徴量は駆動電流位相角βに応じて右上がりの特性を持っているため、実際の特徴量が特徴量目標値より小さい場合は、検出位相を進め（補正角θ’を＋）、駆動電流位相角βは一定のまま回転座標系を進めることにより、駆動電流位相βを進める効果を出す。同様に、特徴量目標値より大きい場合は、検出位相を遅らせ（補正角θ’を−）、駆動電流位相角βは一定のまま回転座標系を遅らせることにより、駆動電流位相角βを遅らす効果を出す。この際、制御ゲインは実験的に決定するまた、図１５（ａ／ｂの特性）の場合は、特徴量が駆動電流位相角βに応じて右下がりの特性を持っているので、進み／遅れの関係が上記とは逆になる。

図３１は、磁気飽和がない場合（高負荷領域以外）におけるトルク制御に移行するまでの処理のフローチャートであり、前記図４（ｂ）に相当する。なお、（ａ）の部分は図４と同じである。
図３１に示すように、このフローでは、高周波電流制御部２５の出力電圧をα−β軸上に変換し、図３０（ｂ）の状態とする（３相２相変換部１７）。そしてα−β座標系に変換された電圧ベクトルのα軸成分ｖαとβ軸成分ｖβとにつき、図３２に示すように、ピーク値を検出することで振幅と位相を求める。
その後の処理は前記図４（ｂ）と同様である。

本実施例の様にα−β軸上の電圧ベクトル軌跡から長軸検出を行う場合は、前記の第１の実施例および２における（数３）式、（数９）式、（数１０）式、（数１１）は、下記（数１７）式、（数１８）式、（数１９）式、（数２０）式の様になる。

次に、図３３は、図１の制御手段１の詳細を示す第８の実施例のブロック図である。
本実施例は、高周波電流のα−β軸上の電圧ベクトル軌跡の長軸の長さと短軸の長さの少なくとも一方に基づいてｄ軸位相角を補正するものにおいて、α−β軸電圧からｄ軸位相角θ_０を算出し、また、特徴量から検出した角速度ω’を積分して位相角θ’を算出し、θ_０とθ’の何れかを切替て出力するように構成したものである。この構成は電流ベクトルを用いる前記第２の実施例（図２２）に相当するものである。

図３３において、ｄ軸検出部２８はα−β軸電圧ベクトル軌跡に基づいてｄ軸の位相角θ_０を算出する。また、特徴量制御部２０’では角速度ω’［ｒａｄ／ｓ］を算出し、これを積分回路２１で積分して位相角θ’［ｒａｄ］を算出する。そして高負荷域以外ではスイッチＳＷ１’がｄ軸検出部２８側に切り替わり、位相角θ_０を位相角として出力する。一方、高負荷域ではスイッチＳＷ１’が積分回路２１側に切り替わり、位相角θ’を位相角として出力する。
なお、角速度ωは、前記（数１２）式で求める。

次に、図３４は、図１の制御手段１の詳細を示す第９の実施例のブロック図である。
本実施例は、高周波電流のｄ−ｑ軸上の電圧ベクトル軌跡の長軸の長さと短軸の長さの少なくとも一方に基づいてｄ軸位相角を補正する構成において、ｄ−ｑ軸電圧からｄ軸位相角θ_０を算出する際に、角速度ωを用いる構成を示すものである。この構成は電流ベクトルを用いる前記第３の実施例（図２３）に相当するものである。

本第９の実施例においては、ｄ−ｑ軸変換部２７は、高周波電圧をｄ−ｑ軸変換してｄ−ｑ軸電圧を出力し、ｄ軸検出部２８’ではｄ−ｑ軸上に変換された電圧ベクトル軌跡のｄ軸成分ｖｄとｑ軸成分ｖｑをそれぞれ、ピーク値検出、０クロスの時間検出により、振幅、位相を求める。この時、ｄ軸から楕円長軸までの角度θは、ＩαとＩβをＶｄとＶｑに、φｉαとφｉβをφｖｄとφｖｑに変更する以外は、前記（数１）式と同様であるが、これに一定の係数を乗じて（比例演算を行って）角速度ωとして出力する。そして積分回路２２で上記ωを積分することにより、ｄ軸位相角θ_０を生成して出力する。

なお、前記第３の実施例（図２３）と同様に、角速度ωはＰＩ（比例積分）演算によってを算出しても良く、また、予め実験により求められたトルクに対応するｄ軸から楕円長軸までの角度θをトルク毎のテーブルとして持ち、トルク目標値に応じて対応する角度θを決定することによって、位相推定精度を向上させることができる。
特徴量制御部２０は、ｄ−ｑ軸電圧から求めた補正角θ’を出力し、スイッチＳＷ１がオンの高負荷域では、図２３と同様に補正角θ’によってｄ軸位相角θ_０を補正して位相角θとする。

図３５は、磁気飽和がない場合（高負荷領域以外）におけるトルク制御に移行するまでの処理のフローチャートであり、前記図４（ｂ）に相当する。なお、（ａ）の部分は図４と同じである。
図３５に示すように、このフローでは、高周波電流制御部２５の出力電圧をｄ−ｑ軸上に変換し、図３０（ｂ）の状態とする。そしてｄ−ｑ座標系に変換された電圧ベクトルのｄ軸成分ｖｄとｑ軸成分ｖｑとにつき、図３６に示すように、ピーク値を検出することで振幅Ｖｄ、Ｖｑと位相φｖｄ、φｖｑを求める。
その後の処理は前記図４（ｂ）と同様である。

本実施例においては、前記第３の実施例と同様にｄ−ｑ軸上で長軸検出を行うので、一定回転時に高周波電圧ベクトルの軌跡がｄ−ｑ軸上で楕円の状態で停止するため、回転することによる検出誤差がないという利点がある。

ただし、本実施例の様にｄ−ｑ軸上で長軸検出を行う場合は、前記の第１の実施例および第２の実施例における（数３）、（数９）式、（数１０）式、（数１１）は、下記（数２１）式、（数２２）式、（数２３）式、（数２４式）の様になる。

次に、図３７は、図１の制御手段１の詳細を示す第１０の実施例のブロック図である。 本実施例は、高周波電流のｄ−ｑ軸上の電圧ベクトル軌跡の長軸の長さと短軸の長さの少なくとも一方に基づいてｄ軸位相角を補正するものにおいて、ｄ−ｑ軸電圧からｄ軸位相角θ_０を算出する際に、角速度ωを用い、かつ、特徴量から求めるｄ軸位相角θ’も角速度ω’を用いて算出し、それらを切り替える構成である。

図３７において、ｄ軸検出部２８’では、ｄ−ｑ軸上に変換された高周波分離された電圧ベクトルのｄ軸成分ｖｄとｑ軸成分ｖｑをそれぞれ、ピーク値検出、０クロスの時間検出により、振幅、位相を求め、これに一定の係数を乗じて角速度ωとして出力する。そして積分回路２２で上記ωを積分することにより、ｄ軸位相角θ_０を生成して出力する。
一方、特徴量制御部２０’では、角速度ω’［ｒａｄ／ｓ］を出力し、積分回路２１でω’を積分して位相角θ’［ｒａｄ］を算出する。
スイッチＳＷ１’は、磁気飽和を生じる高負荷域以外では、積分回路２２側に接続され、積分回路２２からのｄ軸位相角θ_０を位相角θとして後続の回路へ送る。そして磁気飽和を生じる高負荷域では、積分回路２１側に切り替えられ、角速度ω’を積分して算出した値θ’を位相角θとして後続の回路へ送る。

次に、図３８は、図１の制御手段１の詳細を示す第１１の実施例のブロック図である。 この実施例は、前記第１０の実施例（図３７）において、角速度ωを積分する積分回路２３をスイッチＳＷ１’の後ろに接続したものである。
図３８において、ｄ軸検出部２８’から出力された角速度ωは、そのままスイッチＳＷ１’へ送られ、また、特徴量制御部２０’は、前記図３７と同様に角速度ω’を出力する。そしてスイッチＳＷ１’は磁気飽和を生じる高負荷域では特徴量制御部２０’側へ、高負荷域以外ではｄ軸検出部２８’へ接続される。したがって積分回路２３は、高負荷域では特徴量制御部２０’からの角速度ω’を積分して位相角θとして出力し、高負荷域以外ではｄ軸検出部２８’からの角速度ωを積分して位相角θとして出力する。
図３８の構成によれば、前記第５の実施例（図２７）と同様に、角速度ωの状態で切り替えを行うので、位相角θを切り替える際に位相が飛ぶことを防止することができる。

次に、図３９は図１の制御手段１の詳細を示す第１２の実施例のブロック図である。
本実施例は、高周波電流のｄ−ｑ軸上の電圧ベクトル軌跡の長軸の長さと短軸の長さの少なくとも一方に基づいてｄ軸位相角を補正するものにおいて、角速度ωを補正角速度ω”で補正する構成を示す。この構成は、前記第６の実施例（図２８）を電圧ベクトル方式に適用したものに相当する。なお、補正角速度ω”の算出式は、前記第６の実施例と同様に（数１２）式および（数１２’）式を用いる。

図３９において、ｄ軸検出部２８’から出力された角速度ωは、そのまま加算器２６へ送られる。また、特徴量制御部２０”は、補正角速度ω”を出力し、スイッチＳＷ１がオンの高負荷域では、加算器２６で角速度ωに補正角速度ω”を加算する。
積分回路２３は、加算器２６の出力ωを積分して位相角θとして出力する。したがって、高負荷域以外ではｄ軸検出部２８’からの角速度ωを積分して位相角θとして出力し、高負荷域では角速度ωを補正角速度ω”で補正した値を積分して位相角θとして出力する。 この実施例の場合にも角速度ωを切り替えるので、位相角θを切り替える場合のように、ｄ軸検出部で算出する位相と特徴量制御部で算出する位相に誤差がある場合に、位相が飛ぶという問題がなくなる。

本発明の一実施例の全体構成を示すブロック図。 図１の制御手段１の詳細を示す第１の実施例のブロック図。 真円の電圧ベクトル軌跡と楕円の電流ベクトル軌跡とを示す図。 磁気飽和がない場合（高負荷領域以外）におけるトルク制御に移行するまでの処理のフローチャート。 位相φiα、φiβの検出方法を説明するための図。 電流ベクトル軌跡において、磁気飽和が起こる場合の楕円の長軸とｄ軸の差θｅを示す図。 電圧ベクトル軌跡おいて、磁気飽和が起こる場合の楕円の長軸とｄ軸の差θｅを示す図。 特徴量である楕円電流の長軸の長さａと電流位相βとの関係を示す図。 特徴量である楕円電圧の長軸の長さａと電流位相βとの関係を示す図。 特徴量である楕円電流の長軸ａ＋短軸ｂと電流位相βとの関係を示す図。 特徴量である楕円電圧の長軸ａ＋短軸ｂと電流位相βとの関係を示す図。 特徴量である楕円電流の短軸の長さｂと電流位相βとの関係を示す図。 特徴量である楕円電圧の短軸の長さｂと電流位相βとの関係を示す図。 特徴量である楕円電流の短軸ｂ／長軸ａと電流位相βとの関係を示す図。 特徴量である楕円電圧の短軸ｂ／長軸ａと電流位相βとの関係を示す図。 特徴量である楕円電流の長軸ａ×短軸ｂと電流位相βとの関係を示す図。 特徴量である楕円電圧の長軸ａ×短軸ｂと電流位相βとの関係を示す図。 特徴量である楕円電流の長軸ａと短軸ｂについて、√（ａ^２＋ｂ^２）と電流位相βとの関係を示す図。 特徴量である楕円電圧の長軸ａと短軸ｂについて、√（ａ^２＋ｂ^２）と電流位相βとの関係を示す図。 特徴量である楕円電流の長軸ａと短軸ｂについて、√（ａ^２＋ｂ^２）÷（ａ＋ｂ）と電流位相βとの関係を示す図。 特徴量である楕円電圧の長軸ａと短軸ｂについて、√（ａ^２＋ｂ^２）÷（ａ＋ｂ）と電流位相βとの関係を示す図。 図１の制御手段１の詳細を示す第２の実施例のブロック図。 図１の制御手段１の詳細を示す第３の実施例のブロック図。 第３の実施例において、磁気飽和がない場合（高負荷領域以外）におけるトルク制御に移行するまでの処理のフローチャート。 第３の実施例において、位相φiｄ、φiｑの検出方法を説明するための図。 図１の制御手段１の詳細を示す第４の実施例のブロック図。 図１の制御手段１の詳細を示す第５の実施例のブロック図。 図１の制御手段１の詳細を示す第６の実施例のブロック図。 図１の制御手段１の詳細を示す第７の実施例のブロック図。 真円の電流ベクトル軌跡と楕円の電圧ベクトル軌跡とを示す図。 第７の実施例において、磁気飽和がない場合（高負荷領域以外）におけるトルク制御に移行するまでの処理のフローチャート。 第７の実施例において、位相φｖα、φｖβの検出方法を説明するための図。 図１の制御手段１の詳細を示す第８の実施例のブロック図。 図１の制御手段１の詳細を示す第９の実施例のブロック図。 第９の実施例において、磁気飽和がない場合（高負荷領域以外）におけるトルク制御に移行するまでの処理のフローチャート。 第９の実施例において、位相φｖｄ、φｖｑの検出方法を説明するための図。 図１の制御手段１の詳細を示す第１０の実施例のブロック図。 図１の制御手段１の詳細を示す第１１の実施例のブロック図。 図１の制御手段１の詳細を示す第１２の実施例のブロック図。

符号の説明

１…制御手段 ２…インバータ回路
３…ＩＰＭモータ ４…電流センサ
５…電源部 ６…電圧センサ
７…ＰＷＭ指令 １０…電流／特徴量目標値作成部
１１…ｄ−ｑ軸変換部 １２…電流制御部
１３…三相変換部 １４…高周波回転電圧発生部
１５…ＰＷＭ指令作成部 １６…周波数分離部
１７…３相２相変換部 １８、１８’…ｄ軸検出部
１９…特徴量算出部 ２０、２０’、２０”…特徴量制御部
２１、２２、２３…積分回路 ２４…周波数分離部
２５…高周波電流制御部 ２６…加算器
２７…ｄ−ｑ軸変換部 ２８、２８’…ｄ軸検出部

Claims (38)

1. 直流電源に接続され、前記直流電源からの電力を交流に変換して出力すると共に、この出力された交流電力によって電動機を駆動するインバータ回路と、該インバータ回路を目標トルク値に基づいて制御する制御手段と、を備えた電動機の制御装置において、
   前記電動機を駆動する駆動電流に、該駆動電流とは異なる周波数の重畳電流を重畳する重畳手段と、
   前記目標トルク値に応じて、前記重畳電流の電流ベクトル軌跡の長軸長さと短軸長さとの少なくとも一方に基づいた特徴量の目標値を算出する特徴量目標値作成手段と、
   前記電動機に供給した電流から前記重畳電流を分離する分離手段と、
   前記分離した重畳電流の電流ベクトル軌跡の長軸長さと短軸長さとの少なくとも一方に基づいた特徴量実際値を検出する特徴量実際値検出手段と、
   前記特徴量目標値作成手段によって算出された特徴量目標値と、前記特徴量実際値検出手段によって検出された特徴量実際値とに基づいて、電動機の位相角を検出する位相角検出手段と、
   を備え、前記制御手段は、前記位相角検出手段によって検出された位相角に基づいて前記インバータ回路を制御することを特徴とする電動機の制御装置。
2. 前記位相角検出手段は、前記重畳電流の電流ベクトル軌跡からｄ軸位相角を検出するｄ軸位相角検出手段を備え、
   前記ｄ軸位相角検出手段によって検出された前記ｄ軸位相角を、前記特徴量目標値作成手段によって算出された特徴量目標値と、前記特徴量実際値検出手段によって検出された特徴量実際値とに基づいて補正することにより、位相角を検出することを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
3. 前記位相角検出手段は、前記特徴量目標値作成手段によって算出された特徴量目標値と、前記特徴量実際値検出手段によって検出された特徴量実際値とに基づいて角速度を算出し、該算出した角速度に基づいて位相角を検出することを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
4. 前記位相角検出手段は、
   前記分離した重畳電流の電流ベクトル軌跡からｄ軸位相角を検出するｄ軸位相角検出手段と、
   前記特徴量目標値作成手段によって算出された特徴量目標値と、前記特徴量実際値検出手段によって検出された特徴量実際値とに基づいて、補正角を算出する補正角算出手段と、
   前記ｄ軸位相角を前記補正角によって補正する位相角補正手段と、を備え、
   前記制御手段は、前記位相角補正手段によって補正された位相角に基づいて前記インバータ回路を制御することを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
5. 前記位相角検出手段は、
   前記分離した重畳電流の電流ベクトル軌跡からｄ軸位相角を検出する第１のｄ軸位相角検出手段と、
   前記特徴量目標値作成手段によって算出された特徴量目標値と、前記特徴量実際値検出手段によって検出された特徴量実際値とに基づいて、角速度ωを検出し、該検出した角速度ωを積分してｄ軸位相角を算出する第２のｄ軸位相角算出手段と、
   前記第１と第２のｄ軸位相角検出手段とを切換えて、どちらか一方のｄ軸位相角を出力する切換手段と、を備え、
   前記制御手段は、前記切換手段から出力された位相角に基づいて前記インバータ回路を制御することを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
6. 前記位相角検出手段は、
   前記分離した重畳電流の電流ベクトル軌跡から角速度を検出し積分してｄ軸位相角を検出するｄ軸位相角検出手段と、
   前記特徴量目標値作成手段によって算出された特徴量目標値と、前記特徴量実際値検出手段によって検出された特徴量実際値とに基づいて、補正角を算出する補正角算出手段と、
   前記ｄ軸位相角を前記補正角によって補正する位相角補正手段と、を備え、
   前記制御手段は、前記位相角補正手段によって補正された位相角に基づいて前記インバータ回路を制御することを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
7. 前記位相角検出手段は、
   前記分離した重畳電流の電流ベクトル軌跡から角速度を検出し積分してｄ軸位相角を検出する第１のｄ軸位相角検出手段と、
   前記特徴量目標値作成手段によって算出された特徴量目標値と、前記特徴量実際値検出手段によって検出された特徴量実際値とに基づいて、角速度ωを検出し、該検出した角速度ωを積分してｄ軸位相角を算出する第２のｄ軸位相角算出手段と、
   前記第１と第２のｄ軸位相角検出手段とを切換えて、どちらか一方のｄ軸位相角を出力する切換手段と、を備え、
   前記制御手段は、前記切換手段から出力された位相角に基づいて前記インバータ回路を制御することを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
8. 前記位相角検出手段は、
   前記分離した重畳電流の電流ベクトル軌跡から角速度を検出する角速度検出手段と、
   前記特徴量目標値作成手段によって算出された特徴量目標値と、前記特徴量実際値検出手段によって検出された特徴量実際値とに基づいて、補正角速度を算出する補正角速度算出手段と、
   前記角速度を前記補正角速度によって補正する角速度補正手段と、
   前記角速度補正手段の出力を積分して位相角を算出する位相角算出手段と、を備え、
   前記制御手段は、前記位相角算出手段によって算出された位相角に基づいて前記インバータ回路を制御することを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
9. 前記位相角検出手段は、
   前記分離した重畳電流の電流ベクトル軌跡から角速度を検出する第１の角速度検出手段と、
   前記特徴量目標値作成手段によって算出された特徴量目標値と、前記特徴量実際値検出手段によって検出された特徴量実際値とに基づいて、角速度ωを検出する第２の角速度検出手段と、
   前記第１と第２の角速度検出手段とを切換えて、どちらか一方の角速度を出力する切換手段と、
   前記切換手段の出力を積分して位相角を算出する位相角算出手段と、を備え、
   前記制御手段は、前記位相角算出手段から出力された位相角に基づいて前記インバータ回路を制御することを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
10. 前記位相角補正手段は、電動機の駆動電流が予め定められた所定値以上の高負荷領域においてのみ、前記ｄ軸位相角検出手段によって検出されたｄ軸位相角を補正することを特徴とする請求項４または請求項６に記載の電動機の制御装置。
11. 前記切換手段は、電動機の駆動電流が予め定められた所定値以上の高負荷領域においてのみ、前記第２のｄ軸位相角検出手段によって検出されたｄ軸位相角を出力することを特徴とする請求項５または請求項７に記載の電動機の制御装置。
12. 前記角速度補正手段は、電動機の駆動電流が予め定められた所定値以上の高負荷領域においてのみ、前記角速度検出手段によって検出された角速度を補正することを特徴とする請求項８に記載の電動機の制御装置。
13. 前記切換手段は、電動機の駆動電流が予め定められた所定値以上の高負荷領域においてのみ、前記第２の角速度検出手段によって検出された角速度を出力することを特徴とする請求項９に記載の電動機の制御装置。
14. 前記特徴量目標値および前記特徴量実際値として、重畳電流の電流ベクトル軌跡の長軸長さａと短軸長さｂとの積ａ×ｂを用いることを特徴とする請求項１乃至請求項１３の何れかに記載の電動機の制御装置。
15. 前記特徴量目標値および前記特徴量実際値として、重畳電流の電流ベクトル軌跡の短軸長さｂと長軸長さａとの比ｂ／ａを用いることを特徴とする請求項１乃至請求項１３の何れかに記載の電動機の制御装置。
16. 前記特徴量目標値および前記特徴量実際値として、重畳電流の電流ベクトル軌跡の長軸長さａと短軸長さｂとを下記の式
    √（ａ^２＋ｂ^２）÷（ａ＋ｂ）
    に代入して得られる値を用いることを特徴とする請求項１乃至請求項１３の何れかに記載の電動機の制御装置。
17. 前記重畳電流の電流ベクトル軌跡は、α−β軸上の電流ベクトル軌跡であることを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れかに記載の電動機の制御装置。
18. 前記重畳電流の電流ベクトル軌跡は、ｄ−ｑ軸上の電流ベクトル軌跡であることを特徴とする請求項１乃至請求項３、または請求項６乃至請求項９の何れかに記載の電動機の制御装置。
19. 前記重畳電流は、電圧ベクトル軌跡が真円の高周波電流であり、この高周波電流を重畳して、該高周波電流の電流ベクトル軌跡の長軸長さと短軸長さとの少なくとも一方に基づいて位相角を検出することを特徴とする請求項１乃至請求項１８の何れかに記載の電動機の制御装置。
20. 直流電源に接続され、前記直流電源からの電力を交流に変換して出力すると共に、この出力された交流電力によって電動機を駆動するインバータ回路と、該インバータ回路を目標トルク値に基づいて制御する制御手段と、を備えた電動機の制御装置において、
    前記電動機を駆動する駆動電流に、該駆動電流とは異なる周波数の重畳電流を重畳する重畳手段と、
    前記目標トルク値に応じて、前記重畳電流の電圧ベクトル軌跡の長軸長さと短軸長さとの少なくとも一方に基づいた特徴量の目標値を算出する特徴量目標値作成手段と、
    前記電動機に供給した電流から前記重畳電流を分離する分離手段と、
    前記分離した重畳電流の電圧ベクトル軌跡の長軸長さと短軸長さとの少なくとも一方に基づいた特徴量実際値を検出する特徴量実際値検出手段と、
    前記特徴量目標値作成手段によって算出された特徴量目標値と、前記特徴量実際値検出手段によって検出された特徴量実際値とに基づいて、電動機の位相角を検出する位相角検出手段と、
    を備え、前記制御手段は、前記位相角検出手段によって検出された位相角に基づいて前記インバータ回路を制御することを特徴とする電動機の制御装置。
21. 前記位相角検出手段は、前記重畳電流の電圧ベクトル軌跡からｄ軸位相角を検出するｄ軸位相角検出手段を備え、
    前記ｄ軸位相角検出手段によって検出された前記ｄ軸位相角を、前記特徴量目標値作成手段によって算出された特徴量目標値と、前記特徴量実際値検出手段によって検出された特徴量実際値とに基づいて補正することにより、位相角を検出することを特徴とする請求項２０に記載の電動機の制御装置。
22. 前記位相角検出手段は、前記特徴量目標値作成手段によって算出された特徴量目標値と、前記特徴量実際値検出手段によって検出された特徴量実際値とに基づいて角速度を算出し、該算出した角速度に基づいて位相角を検出することを特徴とする請求項２０に記載の電動機の制御装置。
23. 前記位相角検出手段は、
    前記分離した重畳電流の電圧ベクトル軌跡からｄ軸位相角を検出するｄ軸位相角検出手段と、
    前記特徴量目標値作成手段によって算出された特徴量目標値と、前記特徴量実際値検出手段によって検出された特徴量実際値とに基づいて、補正角を算出する補正角算出手段と、
    前記ｄ軸位相角を前記補正角によって補正する位相角補正手段と、を備え、
    前記制御手段は、前記位相角補正手段によって補正された位相角に基づいて前記インバータ回路を制御することを特徴とする請求項２０に記載の電動機の制御装置。
24. 前記位相角検出手段は、
    前記分離した重畳電流の電圧ベクトル軌跡からｄ軸位相角を検出する第１のｄ軸位相角検出手段と、
    前記特徴量目標値作成手段によって算出された特徴量目標値と、前記特徴量実際値検出手段によって検出された特徴量実際値とに基づいて、角速度ωを検出し、該検出した角速度ωを積分してｄ軸位相角を算出する第２のｄ軸位相角算出手段と、
    前記第１と第２のｄ軸位相角検出手段とを切換えて、どちらか一方のｄ軸位相角を出力する切換手段と、を備え、
    前記制御手段は、前記切換手段から出力された位相角に基づいて前記インバータ回路を制御することを特徴とする請求項２０に記載の電動機の制御装置。
25. 前記位相角検出手段は、
    前記分離した重畳電流の電圧ベクトル軌跡から角速度を検出し積分してｄ軸位相角を検出するｄ軸位相角検出手段と、
    前記特徴量目標値作成手段によって算出された特徴量目標値と、前記特徴量実際値検出手段によって検出された特徴量実際値とに基づいて、補正角を算出する補正角算出手段と、
    前記ｄ軸位相角を前記補正角によって補正する位相角補正手段と、を備え、
    前記制御手段は、前記位相角補正手段によって補正された位相角に基づいて前記インバータ回路を制御することを特徴とする請求項２０に記載の電動機の制御装置。
26. 前記位相角検出手段は、
    前記分離した重畳電流の電圧ベクトル軌跡から角速度を検出し積分してｄ軸位相角を検出する第１のｄ軸位相角検出手段と、
    前記特徴量目標値作成手段によって算出された特徴量目標値と、前記特徴量実際値検出手段によって検出された特徴量実際値とに基づいて、角速度ωを検出し、該検出した角速度ωを積分してｄ軸位相角を算出する第２のｄ軸位相角算出手段と、
    前記第１と第２のｄ軸位相角検出手段とを切換えて、どちらか一方のｄ軸位相角を出力する切換手段と、を備え、
    前記制御手段は、前記切換手段から出力された位相角に基づいて前記インバータ回路を制御することを特徴とする請求項２０に記載の電動機の制御装置。
27. 前記位相角検出手段は、
    前記分離した重畳電流の電圧ベクトル軌跡から角速度を検出する角速度検出手段と、
    前記特徴量目標値作成手段によって算出された特徴量目標値と、前記特徴量実際値検出手段によって検出された特徴量実際値とに基づいて、補正角速度を算出する補正角速度算出手段と、
    前記角速度を前記補正角速度によって補正する角速度補正手段と、
    前記角速度補正手段の出力を積分して位相角を算出する位相角算出手段と、を備え、
    前記制御手段は、前記位相角算出手段によって算出された位相角に基づいて前記インバータ回路を制御することを特徴とする請求項２０に記載の電動機の制御装置。
28. 前記位相角検出手段は、
    前記分離した重畳電流の電圧ベクトル軌跡から角速度を検出する第１の角速度検出手段と、
    前記特徴量目標値作成手段によって算出された特徴量目標値と、前記特徴量実際値検出手段によって検出された特徴量実際値とに基づいて、角速度ωを検出する第２の角速度検出手段と、
    前記第１と第２の角速度検出手段とを切換えて、どちらか一方の角速度を出力する切換手段と、
    前記切換手段の出力を積分して位相角を算出する位相角算出手段と、を備え、
    前記制御手段は、前記位相角算出手段から出力された位相角に基づいて前記インバータ回路を制御することを特徴とする請求項２０に記載の電動機の制御装置。
29. 前記位相角補正手段は、電動機の駆動電流が予め定められた所定値以上の高負荷領域においてのみ、前記ｄ軸位相角検出手段によって検出されたｄ軸位相角を補正することを特徴とする請求項２３または請求項２５に記載の電動機の制御装置。
30. 前記切換手段は、電動機の駆動電流が予め定められた所定値以上の高負荷領域においてのみ、前記第２のｄ軸位相角検出手段によって検出されたｄ軸位相角を出力することを特徴とする請求項２４または請求項２６に記載の電動機の制御装置。
31. 前記角速度補正手段は、電動機の駆動電流が予め定められた所定値以上の高負荷領域においてのみ、前記角速度検出手段によって検出された角速度を補正することを特徴とする請求項２７に記載の電動機の制御装置。
32. 前記切換手段は、電動機の駆動電流が予め定められた所定値以上の高負荷領域においてのみ、前記第２の角速度検出手段によって検出された角速度を出力することを特徴とする請求項２８に記載の電動機の制御装置。
33. 前記特徴量目標値および前記特徴量実際値として、重畳電流の電圧ベクトル軌跡の長軸長さａと短軸長さｂとの積ａ×ｂを用いることを特徴とする請求項２０乃至請求項３２の何れかに記載の電動機の制御装置。
34. 前記特徴量目標値および前記特徴量実際値として、重畳電流の電圧ベクトル軌跡の短軸長さｂと長軸長さａとの比ｂ／ａを用いることを特徴とする請求項２０乃至請求項３２の何れかに記載の電動機の制御装置。
35. 前記特徴量目標値および前記特徴量実際値として、重畳電流の電圧ベクトル軌跡の長軸長さａと短軸長さｂとを下記の式
    √（ａ^２＋ｂ^２）÷（ａ＋ｂ）
    に代入して得られる値を用いることを特徴とする請求項２０乃至請求項３２の何れかに記載の電動機の制御装置。
36. 前記重畳電流の電圧ベクトル軌跡は、α−β軸上の電圧ベクトル軌跡であることを特徴とする請求項２０乃至請求項２４の何れかに記載の電動機の制御装置。
37. 前記重畳電流の電圧ベクトル軌跡は、ｄ−ｑ軸上の電圧ベクトル軌跡であることを特徴とする請求項２０乃至請求項２２または請求項２５乃至請求項２８の何れかに記載の電動機の制御装置。
38. 前記重畳電流は、電流ベクトル軌跡が真円の高周波電流であり、この高周波電流を重畳して、該高周波電流の電圧ベクトル軌跡の長軸長さと短軸長さとの少なくとも一方に基づいて位相角を検出することを特徴とする請求項２０乃至請求項３７の何れかに記載の電動機の制御装置。

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