JP4006680B2

JP4006680B2 - Multiband antenna switch circuit, multiband antenna switch laminated module composite component, and communication apparatus using the same

Info

Publication number: JP4006680B2
Application number: JP2002089023A
Authority: JP
Inventors: 啓介深町; 茂釼持; 剛志武田
Original assignee: Hitachi Metals Ltd
Current assignee: Hitachi Metals Ltd
Priority date: 2001-08-31
Filing date: 2002-03-27
Publication date: 2007-11-14
Anticipated expiration: 2022-03-27
Also published as: JP2003152588A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチバンドアンテナスイッチ回路およびマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品及びこれらを用いた通信装置に関し、特に２つ以上の異なる周波数の信号を１つのアンテナを共用して送受信する無線通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯無線通信システムには、例えば主に欧州で盛んなＥＧＳＭ（ＥｘｔｅｎｄｅｄＧｌｏｂａｌＳｙｓｔｅｍｆｏｒＭｏｂｉｌｅＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）方式およびＤＣＳ（ＤｉｇｉｔａｌＣｅｌｌｕｌａｒＳｙｓｔｅｍ）方式、米国で盛んなＰＣＳ（ＰｅｒｓｏｎａｌＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎＳｅｒｖｉｃｅ）方式、日本で採用されているＰＤＣ（ＰｅｒｓｏｎａｌＤｉｇｉｔａｌＣｅｌｌｕｌａｒ）方式などの様々なシステムがあるが、昨今の携帯電話の急激な普及に伴い、特に先進国の主要な大都市部においては各システムに割り当てられた周波数帯域ではシステム利用者を賄いきれず、接続が困難であったり、通話途中で接続が切断するなどの問題が生じている。そこで、利用者が複数のシステムを利用できるようにして、実質的に利用可能な周波数の増加を図り、さらにサービス区域の拡充や各システムの通信インフラを有効活用することが提唱されている。
【０００３】
前記利用者が複数のシステムを利用したい場合には、各システムに対応した携帯通信機を必要な分だけ持つか、あるいは複数のシステムで通信できる小型軽量の携帯通信機を持つ必要がある。後者の場合、１台の携帯通信機で複数のシステムを利用可能とするには、システム毎の部品を用いて携帯通信機を構成すればよいが、信号の送信系においては、例えば希望の送信周波数の送信信号を通過させるフィルタ、送受信回路を切り換える高周波スイッチや送受信信号を入放射するアンテナ、また信号の受信系では、前記高周波スイッチを通過した受信信号の希望の周波数を通過させるフィルタ等の高周波回路部品が各システム毎に必要となる。このため、携帯通信機が高価になるとともに、体積および重量ともに増加してしまい携帯用としては不適であった。そこで複数のシステムに対応した小型軽量の高周波回路部品が必要になってきた。例えば、EGSMとDCSの２つのシステムに対応した携帯通信機に用いられるデュアルバンド対応の高周波スイッチモジュールが特開平１１−２２５０８８号公報および特開２００１−１８５９０２号公報、米国特許公報第５８１５８０４号に開示されている。
【０００４】
図１９に示した前者の特開平１１−２２５０８８号公報での従来技術のスイッチ回路では、EGSM送信端子（Tx）とEGSM受信端子（Rx）とを切り換えるスイッチ回路SW1とDCS送信端子（Tx）とDCS受信端子（Rx）とを切り換えるスイッチ回路SW2およびSW1とSW2に接続されるダイプレクサDip（分波器）を有する。SW1とSW2には図２０に示したPINダイオードスイッチを利用したスイッチ回路が各々に利用される。したがって、EGSM、DCS対応の高周波スイッチモジュールではPINダイオードが合計４つ必要であり小型化の妨げになっていた。
【０００５】
これに対し後者のうち特開２００１−１８５９０２号では図２１に示すように、EGSM送信端子とDCS送信端子とを分波する送信側のダイプレクサDip1と、EGSM受信端子とDCS受信端子とを分波する受信側のダイプレクサDip2およびDip1とDip2に接続されるスイッチ回路SWを有する。SWにはEGSM帯域〜DCS帯域の広い帯域をカバーするためにGaAsスイッチなどのFETスイッチ１個が使用される。したがってPINダイオードスイッチを利用したスイッチ回路と比較すると小型化が可能であり、さらに消費電力の低減も可能となった。
【０００６】
他方、米国特許公報第５８１５８０４号では、EGSM受信端子とDCS送信端子とを分波するダイプレクサDip1と、EGSM送信端子とDCS受信端子とを分波するダイプレクサDip2と、Dip1とDip2に接続されるスイッチ回路SWとを有し、このSWには上記例と同様にGaAsスイッチなどのFETスイッチ１個が使用されている。
【０００７】
【本発明が解決しようとする課題】
図２１の特開２００１−１８５９０２号の従来技術ではEGSM送信モードにおいてスイッチ回路SWが送信側のダイプレクサDip1に接続されているため、DCS送信端子から入力されるDCS帯域の信号も通過させるという問題があった。EGSM送信モードの場合はDCS側のパワーアンプは動作しないように設定されているが、EGSM送信信号の２倍高調波による発振およびEGSM側のアンプとのクロストークのためにDCS側のパワーアンプからも僅かに信号を発生する。この現象は特にEGSMとDCSの２つのパワーアンプを１つのパッケージにまとめたデュアルパワーアンプの場合に顕著であり、-15dBm程度の信号がDCS側のパワーアンプから出力される場合がある。
【０００８】
つまり、EGSM送信モードにおいてEGSM送信帯域の2倍の周波数に相当する1.8GHz帯の信号がDCS送信端子に入力され、さらにダイプレクサDip1およびスイッチSWは1.8GHz帯域の信号をそのまま通過させてしまうため、EGSM送信の２倍高調波歪みがアンテナから放射され問題となる。このアンテナから放射される２倍高調波発生量は-36dBm以下が望ましく、図２１の従来技術では回避できない問題点であった。
【０００９】
また、特開２００１−１８５９０２号と米国特許第５８１５８０４号と共にスイッチ回路にGaAsスイッチを用いている。GaAsスイッチはPINダイオードを使用した回路と比較すると高調波歪みが発生しやすいという問題もある。特にEGSM送信では最大+36dBmの電力がGaAsスイッチに投入される場合があり、２倍高調波発生量を-36dBm以下に抑制するにはGaAsスイッチ自体で発生するEGSM送信信号の２倍高調波発生量を-72dBc以下にする必要がある。しかしながら、このような高調波発生量の少ないGaAsスイッチを入手することは現状困難である。なぜならGaAsスイッチの高調波発生量を低減するには電源電圧を増加することにより容易に実現可能であるが、携帯電話に用いる部品として電源電圧の増加はバッテリーの電源電圧の増加に相当するため採用できないためである。
【００１０】
さらに、ダイプレクサを用いずに複数の周波数の送受信信号をGaAsスイッチにより直接切り換える回路の場合には、静電気破壊に対して弱いという問題がある。よって、アンテナとGaAsスイッチの間に静電サージ対策用の回路を取り入れる必要がある。例えば従来の静電サージ対策としては、特開２００１−４４８８３号公報および特開２００１−１８６０４７号公報などで開示されている。しかしながら、これらはPINダイオードを用いた回路用のものであり、これらの静電サージ対策回路はアンテナトップに使用するには相応しくなかった。
【００１１】
本発明では以上のような問題に鑑み、小型、低消費電力および高調波発生量を抑制した、また静電気破壊に対して強いマルチバンドアンテナスイッチ回路およびマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品並びにこれらを用いた通信装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は従来のPINダイオードを使用したスイッチ回路の問題点であった小型化、低消費電力化などを解決するために、GaAsスイッチなどのFETスイッチ１つとダイプレクサ２つを用いた基本構成を有するマルチバンドアンテナスイッチ回路であり、GaAsスイッチなどのFETスイッチを使用した場合に懸念される高調波発生量を抑制するために、スイッチ回路とアンテナとの間に送信信号の２倍又は３倍の周波数を減衰させるフィルタを、例えばノッチフィルタを挿入したことを要旨とするものである。また、本発明はGaAsスイッチなどのFETスイッチ１つとダイプレクサ２つを用いた基本構成を有するマルチバンドアンテナスイッチ回路であり、GaAsスイッチなどのFETスイッチを使用した場合に問題となる静電気破壊を防止するために、スイッチ回路とアンテナとの間に静電気放電によるサージ電圧をグランドへ吸収させるフィルタを、例えばハイパスフィルタを挿入したことを要旨とするものである。
【００１３】
即ち、本発明は、第１の送信端子と第２の受信端子と第１の共通端子を有する第１のダイプレクサと、第２の送信端子と第１の受信端子と第２の共通端子を有する第２のダイプレクサと、第１の送受信端子と第２の送受信端子とアンテナ端子を有し、前記第１の送受信端子と前記第２の送受信端子とのいずれか一方が、前記アンテナ端子に切り替え接続されるスイッチ回路とを有し、前記第１の共通端子が前記第１の送受信端子に接続され、前記第２の共通端子が前記第２の送受信端子に接続されたマルチバンドアンテナスイッチ回路であって、前記スイッチ回路とアンテナとの間に、前記第１の送信端子又は前記第２の送信端子に入力される送信信号の２倍又は３倍の周波数を減衰させるとともに、静電気放電によるサージ電圧をグランドへ吸収させるフィルタとを有し、前記フィルタは、入力端子とグランドとの間に接続されたチョークコイルと、出力端子とグランドとの間にインダクタとダイオードスイッチと容量で構成された直列共振回路を備え、ダイオードスイッチをＯＮ状態又はＯＦＦ状態とすることで前記直列共振回路の振周波数が変化することを特徴とするマルチバンドアンテナスイッチ回路である。
【００１４】
また本発明は、アンテナに接続するスイッチ回路と、前記スイッチ回路に接続する複数のダイプレクサを備え、前記スイッチ回路とアンテナとの間に、静電気放電によるサージ電圧をグランドへ吸収させるフィルタを有し、前記フィルタは、入力端子とグランドとの間に接続されたインダクタと、前記入力端子と出力端子との間に接続された容量と、出力端子とグランドとの間にインダクタと容量で構成された直列共振回路が接続されたハイパスフィルタを備え、前記直列共振回路の共振周波数を１００ＭＨｚから５００ＭＨｚの間としたことを特徴とするマルチバンドアンテナスイッチ回路である。
さらに前記入力端子と前記出力端子との間に、第３のインダクタおよび第３の容量からなる並列共振回路を挿入するのが好ましい。
本発明においては、第１の送信端子と第２の受信端子と第１の共通端子を有する第１のダイプレクサと、第２の送信端子と第１の受信端子と第２の共通端子を有する第２のダイプレクサと、第１の送受信端子と第２の送受信端子とアンテナ端子を有し、前記第１の送受信端子と前記第２の送受信端子とのいずれか一方が、前記アンテナ端子に切り替え接続されるスイッチ回路とを有し、前記第１の共通端子が前記第１の送受信端子に接続され、前記第２の共通端子が前記第２の送受信端子に接続されるのが好ましい。
【００１５】
上記発明において、以下の構成を採ることは望ましいことである。
前記ノッチフィルタがインダクタ、ダイオード、容量、抵抗、および電源端子を有し、前記電源端子に印加する電圧により共振周波数を可変とすること。
前記ノッチフィルタに前記ダイオードに逆電圧を印加するための逆電圧端子を設けること。
前記第１の送信端子に第１のローパスフィルタを、第２の送信端子に第２のローパスフィルタとを有すること。
前記スイッチ回路はGaAs半導体から構成すること。
入力端子および出力端子を有し、前記入力端子とグランドとの間に接続された第１のインダクタ、前記入力端子と前記出力端子との間に接続された第１の容量、前記出力端子に接続された第２のインダクタ、およびこの第２のインダクタとグランドに接続された第２の容量とからなるハイパスフィルタを、少なくとも前記ノッチフィルタとアンテナとの間に設けること。
前記ハイパスフィルタの第２のインダクタと前記出力端子との間に第３のインダクタおよび第３の容量からなる並列共振回路を挿入すること。
【００１８】
本発明は、上記したマルチバンドアンテナスイッチ回路を構成する伝送線路および容量の一部を積層基板に内蔵し、前記マルチバンドアンテナスイッチ回路の一部を構成するスイッチ素子、抵抗、容量およびインダクタなどのチップ部品を積層基板上に搭載したマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品である。
【００１９】
さらに本発明は、上記したマルチバンドアンテナスイッチ回路、又はマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品を用いた通信装置である。
【００２０】
【発明の実施の形態】
本発明のマルチバンドアンテナスイッチ回路は以上のような構成としたので、第１のダイプレクサは周波数帯域の異なる信号を第１の送信端子および第２の受信端子へ分波し、第２のダイプレクサは周波数の異なる帯域の信号を第２の送信端子および第１の受信端子へ分波する。さらにスイッチ回路はアンテナ端子と前記第１のダイプレクサとの間、あるいはアンテナ端子と前記第２のダイプレクサとの間の接続を切り換える。従って、第１の送信端子とアンテナ端子が接続されている場合は、第２の送信端子は前記スイッチ回路により遮断されているため、従来技術で問題であったOFF状態でのパワーアンプから出力される高調波歪みをアンテナ端子へ通過させることがない。同様に第２の送信端子とアンテナ端子が接続されている場合は、第１の送信端子は前記スイッチ回路により遮断されているため、従来技術で問題であったOFF状態のパワーアンプから出力される高調波歪みをアンテナ端子へ通過させることがない。
【００２１】
また、本発明において第１の送信端子に接続される第１のローパスフィルタは、前記第１の送信端子に入力されるパワーアンプから出力された送信信号に対して、基本周波数の信号のみを通過させ、高次高調波歪みを低減する。同様に第２の送信端子に接続される第２のローパスフィルタは、前記第２の送信端子に入力されるパワーアンプから出力された送信信号に対して、基本周波数の信号のみを通過させ、高次高調波歪みを低減する。
そして、スイッチ回路とアンテナとの間に接続されたローパスフィルタであるとかノッチフィルタは、送信信号の２倍もしくは３倍の周波数に減衰極をもつように調整されている。したがってこれらのフィルタを接続することにより、前記スイッチ回路で発生する２次あるいは３次高調波歪みをも効果的に低減することができる。
【００２２】
また、本発明のノッチフィルタは、インダクタ、ダイオードスイッチ、容量、抵抗、および電源端子により構成され、前記電源端子に印加する電圧によりノッチフィルタの共振周波数を変化させることが可能となる。したがって、ノッチフィルタの減衰極を第１の送信端子がアンテナ端子に接続される場合には、第１の送信信号の２倍あるいは３倍高調波の周波数に設定し、第２の送信端子がアンテナ端子に接続される場合には、第２の送信信号の２倍あるいは３倍高調波の周波数に設定することにより、両方の帯域の高調波発生量を同時に低減可能となる。また、前記ノッチフィルタを構成するダイオードスイッチに電圧が印加されていない状態ではノッチフィルタ自体が高調波歪みを発生する。これを回避するためには前記ダイオードスイッチに逆電圧を印加するための逆電圧端子を設けることが有効である。
【００２３】
本発明に使用されるスイッチ回路には前記ダイプレクサに入出力される低周波数および高周波数の信号を低損失で通過させる必要があるため、通過帯域の広いGaAs FETスイッチなどが用いられる。しかし、ＧａＡｓＦＥＴスイッチはPINダイオードなどと比較すると静電気破壊に対して弱いというデメリットがある。これに対しては、スイッチ回路とアンテナとの間に静電サージ電圧をグランドへ吸収させるフィルタを設けることにより解消できる。より具体的なハイパスフィルタによれば第１のインダクタと第１の容量により静電気放電によるサージ電圧をグランド側へ逃がし、第２のインダクタとグランドに接続された第２の容量からなる直列共振回路により共振周波数帯での静電サージを効果的にグランドへ吸収すると共に900MHz帯域〜1.8GHz帯域までの広帯域での整合を取ることが出来る。
【００２４】
また、マルチバンドアンテナスイッチ回路を構成するダイプレクサとスイッチ回路の伝送線路および容量の一部を積層基板に内蔵し一体化するため、ダイプレクサとスイッチ回路との配線も積層基板の表面又は内部に形成され、配線による損失を低減し、また両者間の整合調整が容易となる。一方、マルチバンドアンテナスイッチ回路の一部を構成するスイッチ素子、抵抗、容量およびインダクタなどのチップ部品は積層基板上に搭載することにより、小型で安価なマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品が得られる。
また、これらのマルチバンドアンテナスイッチ回路、又はマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品を用いた通信装置は装置の小型化と低消費電力仕様となる。
以上のことより、本発明のアンテナスイッチ回路およびマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品並びに通信装置は、パワーアンプでの高調波発生量およびスイッチ回路での高調波発生量の抑制、GaAs FETスイッチの静電破壊の保護、小型化、低コスト化、低消費電力化を図ることができる。
【００２５】
以下、本発明に係るマルチバンドアンテナスイッチ回路、およびマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品並びに通信装置の実施形態について図面を参照して説明する。
まず、図２は本発明に係わるマルチバンドアンテナスイッチ回路の一例である、EGSM、DCS対応のアンテナスイッチ回路のブロック図を示す。第１のダイプレクサDip1はEGSM送信信号（880MHz〜915MHz）とDCS受信信号（1805MHz〜1880MHz）を分波合成する。第２のダイプレクサDip2はEGSM受信信号（925MHz〜960MHz）とDCS送信信号（1710MHz〜1785MHz）を分波合成する。スイッチ回路SWはDip1およびDip2に接続され、アンテナ端子ANTとDip1との間、あるいはANT端子とDip2の間の接続を切り換える。この場合、スイッチ回路はEGSMおよびDCS帯域の信号を低損失で通過させる必要があり、通過帯域の広いSPDT(Single Pole Dual Throw)と呼ばれるＧａＡｓＦＥＴスイッチなどが用いられる。従って、ANT端子とDip1が接続し、EGSM送信端子とANT端子が接続されている場合は、DCS送信端子はSWにより遮断される。EGSM送信モードの場合はDCS側のパワーアンプは動作しないように設定されているが、EGSM送信信号の２倍高調波による発振およびEGSM側のアンプとのクロストークのためにDCS側のパワーアンプからも僅かに信号を発生する。つまり、EGSM側のパワーアンプで発生したEGSM送信信号の２倍高調波（1760MHz〜1830MHz）が、EGSMとDCSのパワーアンプ間のクロストークによりDCS送信端子から入力され、Dip2を通過する。しかしSWによりANT端子とDip2の間が遮断されるためANT端子側には通過できないことになる。これに対し、図２１の従来技術ではEGSM送信モードにおいてDCS送信端子とANT端子間が接続されているため、EGSM送信信号の２倍高調波はANT端子へ通過してしまい問題であった。以上のことより本発明の回路構成により、まずはEGSM送信モードにおけるEGSM送信信号の２倍高調波発生量を低減可能となる。
【００２６】
（実施例１）
図１は本発明のマルチバンドアンテナスイッチ回路の一実施例である、EGSM、DCS対応のアンテナスイッチ回路のブロック図を示す。この実施例では上記実施例の回路に加えて、Dip1とEGSM送信端子の間にローパスフィルタLPF1、Dip2とDCS送信端子の間にローパスフィルタLPF2、ANTとSWとの間に可変ノッチフィルタVNFがそれぞれ挿入されている。LPF1はEGSM送信信号に含まれる高次高調波歪みを抑制するため、EGSM送信信号のみを通過し、EGSM送信信号の２倍以上の周波数を減衰するような特性のフィルタが用いられる。同様にLPF2はDCS送信信号に含まれる高次高調波歪みを抑制するため、DCS送信信号のみを通過し、DCS送信信号の２倍以上の周波数を減衰するような特性のフィルタが用いられる。したがってパワーアンプで発生される高調波歪みがLPF1、LPF2により低減されるため、アンテナから放射される高調波発生量を低減可能である。
さらに、可変ノッチフィルタVNFは前記GaAs FETスイッチで発生する高調波発生量を低減するために、EGSM送信モードにおいてはEGSM送信信号の２倍あるいは３倍の周波数に減衰極をもつようなノッチフィルタであり、DCS送信モードにおいてはDCS送信信号の２倍あるいは３倍の周波数に減衰極をもつような特性のノッチフィルタが望ましく、本実施例ではEGSM、DCS各モードにおいて上記のように共振周波数が変化する可変ノッチフィルタを採用した。したがってGaAs FETスイッチで発生する高調波歪みをVNFにより低減可能である。
尚、本発明では実施例のような可変ノッチフィルタVNFに限るものではなく、通常のノッチフィルタNFを用いても良いことは言うまでもない。さらに言えばノッチフィルタに限るものでもなく、要は各種送信信号の２倍又は３倍の周波数を減衰させるフィルタであれば良い。
【００２７】
図８に本実施例の具体的な等価回路の一例を示した。ダイプレクサDip1は伝送線路またはインダクタL7〜L9および容量C8〜C11により構成される。L8とC8は直列共振回路を形成し、DCS受信帯域に共振周波数を持つように設計することが望ましい。本実施例では1.8GHzに減衰極をあわせた。L9とC10は直列共振回路を形成し、EGSM送信帯域に共振周波数を持つように設計することが望ましい。本実施例では0.9GHzに減衰極をあわせた。この回路により、EGSM送信信号とDCS受信信号を分波合成することが可能となる。
ダイプレクサDip2は伝送線路またはインダクタL4〜L6および容量C4〜C7により構成される。L5とC4は直列共振回路を形成し、DCS送信帯域に共振周波数を持つように設計することが望ましい。本実施例では1.8GHzに減衰極をあわせた。L6とC6は直列共振回路を形成し、EGSM受信帯域に共振周波数を持つように設計することが望ましい。本実施例では0.9GHzに減衰極をあわせた。この回路により、DCS送信信号とEGSM受信信号を分波合成することが可能となる。
【００２８】
ローパスフィルタLPF1は、伝送線路またはインダクタL11および容量C15〜C17により構成される。このときL11とC15は並列共振回路を形成し、その共振周波数はEGSM送信周波数の２倍あるいは３倍に設定するのが望ましい。本実施例では３倍の2.7GHzに設定した。この回路によりパワーアンプで発生するEGSM送信の３倍高調波発生量の低減が可能となる。
ローパスフィルタLPF2は、伝送線路またはインダクタL10および容量C12〜C14により構成される。このときL10とC12は並列共振回路を形成し、その共振周波数はDCS送信周波数の２倍あるいは３倍に設定するのが望ましい。本実施例では２倍の3.6GHzに設定した。この回路によりパワーアンプで発生するDCS送信の２倍高調波発生量の低減が可能となる。
【００２９】
可変ノッチフィルタVNFは、伝送線路またはインダクタL1、チョークコイルL2、容量C1〜C3、ダイオードスイッチDおよび抵抗Rにより構成される。L1、DおよびC3は直列共振回路を形成し、その共振周波数はダイオードDのON/OFF状態により変化する。通常ダイオードはON状態ではショートに近く、OFF状態では0.1〜1.0pFの容量値をもつ。このため、ON状態ではL1とC3の直列共振回路、OFF状態ではL1とC3およびダイオードの容量値との直列共振回路を形成する。本実施例で使用したVNFの特性を図６に示す。ダイオードがON状態ではEGSM送信信号の３倍の周波数（約2.7GHz）に減衰極をもち、ダイオードがOFF状態ではDCS送信信号の２倍の周波数（約3.6GHz）に減衰極をもつ特性が得られる。なお、ダイオードがONの場合の共振周波数、およびOFFの場合の共振周波数は、L1およびC3の組み合わせにより任意に調整可能である。ダイオードDがON状態となるためにはダイオードに約0.7V以上の電圧を印加して直流電流を流す必要があり、チョークコイルL2はこの直流電流を流すために必要である。また、L2はEGSMおよびDCS帯域の信号に対し、インピーダンスが大きくなるように20nH〜100nHが望ましい。本実施例では27nHを使用した。また、抵抗RはダイオードDに流れる電流値を制限する。本実施例では1kΩを使用した。
【００３０】
尚、チョークコイルL2はアンテナ直下で、かつグランドに接続されているため、外部から静電サージが加わった場合でもL2によりサージがグランドへ逃げやすくなる。このため、SW回路およびそれ以降に接続されるSAWフィルタ、パワーアンプ、ローノイズアンプなどの静電破壊に対して弱い部品の保護という機能も兼ね備えたアンテナスイッチ回路となっている。また、あるいは下記する図１８（ａ）（ｂ）のようなインダクターを挿入した回路を設けることによっても静電気放電によるサージ電圧をグランドへ吸収させるフィルタの作用をなし、GaAsスイッチを用いたアンテナスイッチ回路においては有効である。しかしながら、（ｂ）ではインダクタおよび容量を多数必要とするため、小型化、低コスト化の妨げになり、挿入損失の劣化の原因にもなっていた。（ａ）では分波器の一部にインダクタを追加したものであり、GaAsスイッチを静電サージから保護するためにはグランドに落ちるインダクタを５nH以下に設定する必要があるが、アンテナトップに５nH以下のインダクタを接続した場合900MHz帯域〜1.8GHz帯域までの広帯域での整合を取ることが困難になる。これらの不具合を解消するためには後述するハイパスフィルタ回路を用いることがより望ましい。
【００３１】
スイッチ回路SWは、Dip1、Dip2、およびVNFに接続され、VC1がHighの場合はVNF〜Dip1間が接続され、VNF〜Dip2間は遮断される。逆にVC2がHighの場合はVNF〜Dip2間が接続され、VNF〜Dip1間は遮断される。
C1、C2、C18、C19はスイッチ回路SWの切り換え、ダイオードDのON/OFFのために必要なDCカットコンデンサである。
【００３２】
表１に本実施例の動作モードと電源電圧の関係を示した。表１の電源電圧レベルのHighは+1V〜＋5V、Lowは-0.5V〜＋0.5Vが望ましい。EGSM送信モードにおいてはVC1、VC3がHighでVC2がLowになり、SWはANTとDip1との間を接続し、ANTとDip2はオープンになる。また、ノッチフィルタVNFの共振周波数はダイオードDがON状態になるため、EGSM送信信号の３倍の周波数約2.7GHzになる。DCS送信モードにおいてはVC2がHighでVC1、VC3がLowになり、SWはANTとDip2との間を接続し、ANTとDip1はオープンになる。また、ノッチフィルタVNFの共振周波数はダイオードDがOFF状態になるため、DCS送信信号の２倍の周波数約3.6GHzになる。EGSM受信モードにおいてはVC2がONでVC1、VC3がLowになり、SWはANTとDip2との間を接続し、ANTとDip1はオープンになる。また、ノッチフィルタVNFの共振周波数はダイオードDがOFF状態になるため、約3.6GHzになる。DCS受信モードにおいてはVC1がONでVC2、VC3がLowになり、SWはANTとDip1との間を接続し、ANTとDip2はオープンになる。また、ノッチフィルタVNFの共振周波数はダイオードDがOFF状態になるため、約3.6GHzになる。
【００３３】
【表１】

【００３４】
次に、本実施例による高調波抑制効果について測定した結果を表２に示す。測定は図２のようにノッチフィルタがない場合と図１の実施例のようにノッチフィルタ等を設けた本発明の場合について、２倍、３倍高調波（2f、3f）の減衰量（dB）の特性値を測定した。この結果から明らかなように本発明によって20dB以上の抑制効果が確認できた。
以上の実施例により、本発明のアンテナスイッチ回路によれば、パワーアンプでの高調波発生量の抑制、スイッチ回路での高調波発生量の抑制、および静電破壊の保護などが可能であることが明らかである。
【００３５】
【表２】

【００３６】
（実施例２）
次に、図１０に本発明の他の実施例である、EGSM、DCS対応のアンテナスイッチ回路の等価回路図を示す。この実施例では実施例１の図８に示した可変ノッチフィルタVNFを変更したものである。本実施例のVNFは伝送線路またはインダクタL1、チョークコイルL2、L3、容量C1〜C3、ダイオードスイッチDおよび抵抗Rにより構成される。L1、DおよびC3は直列共振回路を形成し、実施例１と同様にその共振周波数はダイオードDのON/OFF状態により変化する。本実施例に示したVNFはダイオードDに逆電圧が印加可能であることが特徴である。
【００３７】
一般的にダイオードなどの非線形デバイスに高電力の高周波信号を投入すると、高調波歪みが発生することが知られている。特にPINダイオードの場合はOFF状態の時が顕著である。この理由は図９に示すダイオードのV-I特性からも明らかであり、ON状態ではコントロール電源の電圧Vcにより比較的線形性の良い動作点でダイオードが駆動しているため、高周波信号による電圧変動に対しても線形的な応答をするため高調波発生量は少ない。これに対し、OFF状態ではV=0付近が動作点となり、高周波信号による電圧変動に対しても非線形的な応答をする。このため高調波発生量が大きくなる。本実施例の動作モードと電源電圧の関係は表１と同様である。実施例１との違いは、DCS送信モードにおいて、VC2がHigh、VC3がLowとなり、ダイオードDに逆電圧が印加できることである。ダイオードに逆電圧を印加した場合、図９に示すように高周波信号による電圧変動に対しても線形的な応答をするためノッチフィルタでの高調波発生量が低減できる。DCS送信モードにおいてはVC2がHighでVC1、VC3がLowになり、SWはANTとDip2との間を接続し、ANTとDip1はオープンになる。また、ノッチフィルタVNFの共振周波数はダイオードDがOFF状態になるが逆電圧がかかっている。チョークコイルL3はEGSMおよびDCS帯域の信号に対し、インピーダンスが大きくなるように20nH〜100nHが望ましい。本実施例では27nHを使用した。また、抵抗RはダイオードDに流れる電流値を制限する。本実施例では1kΩを使用した。さらにインダクタL2をANT直下に接続することにより静電破壊保護機能も実現可能となっている。
以上の実施例により、実施例１の問題点であるダイオードDのOFF状態での高調波発生量を低減可能なマルチバンドアンテナスイッチ回路が得られる。
【００３８】
（実施例３）
図３に本発明の他の実施例である、EGSM、DCS、PCS対応のトリプルバンドアンテナスイッチ回路のブロック図を示す。この実施例は実施例１のスイッチ回路にPCS受信端子を加えたものである。尚、本発明はGaAsスイッチ等のFETスイッチ１つとダイプレクサ２つを用いた基本構成を備えたアンテナスイッチ回路に関しており、この基本構成を備えている限り、他に複数の送受信系システムが加わろうとも本発明のマルチバンドアンテナスイッチ回路であると言える。以下の実施例についても同様である。さて、本実施例ではこのスイッチとしてSP3T（Single Pole 3 Throw）とよばれるＧａＡｓＦＥＴスイッチを使用した。さらにDCS送信端子とPCS送信端子を共通にすることにより、回路の簡略化が可能となる。この場合、DCS送信（1710MHz〜1785MHz）とPCS送信（1850MHz〜1910MHz）とが比較的近い周波数にあるため、パワーアンプも共通化可能である。他詳細な説明は上記実施例と同様であるので省略するが、本実施例によればEGSM、DCS、PCS対応のトリプルバンドアンテナスイッチ回路が得られる。
【００３９】
（実施例４）
図４に本発明の他の実施例である、EGSM、DAMPS、DCS、PCS対応のクワッドバンドアンテナスイッチ回路のブロック図を示す。この実施例では実施例４のスイッチ回路にダイプレクサDip3を接続し、DAMPS受信端子を追加した回路になっている。さらにEGSM送信端子とDAMPS送信端子を共通にすることにより、回路の簡略化が可能となる。この場合、EGSM送信（880MHz〜915MHz）とDAMPS送信（824MHz〜849MHz）とが比較的近い周波数にあるため、パワーアンプも共通化可能である。以上本実施例によればEGSM、DAMPS、DCS、PCS対応のクワッドバンドアンテナスイッチ回路が得られる。
【００４０】
（実施例５）
図１２に本発明の他の実施例である、EGSM、DCS、PCS、W-CDMA対応のクワッドバンドアンテナスイッチ回路のブロック図を示す。本例のスイッチとしてSP4T（Single Pole 4 Throw）とよばれるＧａＡｓＦＥＴスイッチを使用した。さらにW-CDMA送受信端子の後段にデュプレクサDupを接続した回路となっている。この場合、デュプレクサDupはW-CDMA帯域（1920MHz〜2170MHz）の送受信信号を分波合成し、W-CDMAの送信と受信を切り換えることができ、TDMA系とCDMA系の異なるシステムにも対応できる。
以上本実施例によればEGSM、DCS、PCS、W-CDMA対応のクワッドバンドアンテナスイッチ回路が得られる。
【００４１】
（実施例６）
一般的にGaAsスイッチはダイオードスイッチと比較すると高価であり、さらに実施例３、実施例４で使用したSP3T型、実施例５で使用したSP4T型のGaAsスイッチは実施例１、２で使用したSPDT型のGaAsスイッチより更に高価となり携帯電話端末に使用する部品としては不向きである。その点の一つの改良として図５に本発明の他の実施例である、EGSM、DAMPS、DCS、PCS対応のクワッドバンドアンテナスイッチ回路のブロック図を示す。本実施例では実施例１の回路に加えて、Dip1に位相分波器PS2、Dip2に位相分波器PS1を接続した回路になっている。この実施例で使用するGaAsスイッチはSPDTであるため、SP3T、SP4Tを使用した場合と比較すると低コストの部品が実現可能となる。図１１に本実施例の具体的な等価回路を示す。Dip1、Dip2、SW、LPF1、LPF2およびVNFは実施例１で説明したものと同じであるのでここでの説明は省略する。
【００４２】
位相分波器PS1は伝送線路L12、L13、DAMPS受信用のSAWフィルタSAW1、およびEGSM受信用のSAWフィルタSAW2より構成される。伝送線路L13はDAMPS受信周波数（869MHz〜894MHz）で共振するように伝送線路の長さが調節されたλ/４共振器である。伝送線路L12はEGSM受信周波数（925MHz〜960MHz）で共振するように伝送線路の長さが調節されたλ/４共振器である。λ/4共振器は終端条件によりインピーダンスが大きく変化する特性を持ち、50Ω終端の場合は50Ω、ショート終端の場合はオープン、オープン終端の場合にはショートのインピーダンスを持つ。一方SAWフィルタの特性は、通過帯域では50Ω、通過帯域近傍の周波数ではショートに近いインピーダンスを持つ。したがって、DAMPS受信帯域においては、ダイプレクサDip2から見たEGSM受信端子のインピーダンスはオープン、DAMPS受信端子のインピーダンスは50Ωになり、DAMPS受信信号はDAMPS受信端子側へ分波される。逆にEGSM受信帯域においては、ダイプレクサDip2から見たDAMPS受信端子のインピーダンスはオープン、EGSM受信端子のインピーダンスは50Ωになり、EGSM受信信号はEGSM受信端子側へ分波される。以上の動作でPS1はDAMPS受信信号とEGSM受信信号とを分波できる。
【００４３】
位相分波器PS2は伝送線路L14、L15、DCS受信用のSAWフィルタSAW3、およびPCS受信用のSAWフィルタSAW4より構成される。伝送線路L15はDCS受信周波数（1805MHz〜1880MHz）で共振するように伝送線路の長さが調節されたλ/４共振器である。伝送線路L14はPCS受信周波数（1930MHz〜1990MHz）で共振するように伝送線路の長さが調節されたλ/４共振器である。λ/4共振器は終端条件によりインピーダンスが大きく変化する特性を持ち、50Ω終端の場合は50Ω、ショート終端の場合はオープン、オープン終端の場合にはショートのインピーダンスを持つ。一方SAWフィルタの特性は、通過帯域では50Ω、通過帯域近傍の周波数ではショートに近いインピーダンスを持つ。したがって、DCS受信帯域においては、ダイプレクサDip1から見たPCS受信端子のインピーダンスはオープン、DCS受信端子のインピーダンスは50Ωになり、DCS受信信号はDCS受信端子側へ分波される。逆にPCS受信帯域においては、ダイプレクサDip1から見たDCS受信端子のインピーダンスはオープン、PCS受信端子のインピーダンスは50Ωになり、PCS受信信号はPCS受信端子側へ分波される。以上の動作でPS2はDCS受信信号とPCS受信信号とを分波できる。
【００４４】
さらに、EGSM送信端子とDAMPS送信端子を共通にすることにより、回路の簡略化が可能となる。この場合、EGSM送信（880MHz〜915MHz）とDAMPS送信（824MHz〜849MHz）とが比較的近い周波数にあるため、パワーアンプも共通化可能である。同様にDCS送信端子とPCS送信端子を共通にすることにより、回路の簡略化が可能となる。この場合、DCS送信（1710MHz〜1785MHz）とPCS送信（1850MHz〜1910MHz）とが比較的近い周波数にあるため、パワーアンプも共通化可能である。
以上の実施例によれば、SPDTのGaAsスイッチ１個を使用するだけでEGSM、DAMPS、DCS、PCS対応のクアッドバンドアンテナスイッチ回路が得られ、小型化、低コスト化が図れる。
【００４５】
次に、静電サージ対策用のハイパスフィルタについて説明する。
図１３はその一実施例を示す等価回路図である。図１３においてインダクタL1は入力端子P1とグランドとの間に接続され、容量C1は入力端子P1と出力端子P2との間に挿入され、インダクタL2と容量C2からなる直列共振回路は出力端子P2とグランドとの間に接続されている。この場合、L1とC1の値を適宜選択することによって静電サージはグランドへ逃がし、高周波信号は低損失で伝達するようなハイパスフィルタが構成される。ここでL1は50nH以下、C1は10pF以下が望ましい。また、L2およびC2からなる直列共振回路は、その共振周波数が100MHz〜500MHzの間に設定されるようにL、Cの値を設定する。この場合C2は10pF以上、L2は50nH以下が望ましい。これにより静電破壊で問題となる前記共振周波数帯での静電サージをグランドへ吸収することができ、静電サージ対策をより効率的に行うことが出来る。
【００４６】
図１４は静電サージ対策用ハイパスフィルタ回路の他の実施例である。図１４においてインダクタL1、L2、容量C1、C2の役割は図１３に示したものと同じであるが、容量C1と出力端子P2の間に容量C3およびインダクタL3から構成される並列共振回路が挿入されている点が異なる。この並列共振回路は送信信号のN倍の周波数に減衰極を持つように設定することにより、アンテナから発信する高調波ノイズ信号を除去する働きをする。また、C3、L3の値を調整することにより静電サージ回路全体の整合が調整可能となり、より効果的である。
【００４７】
実際の携帯端末で起こりうる静電サージによる破壊は、人体が帯電した状態で携帯端末のアンテナに接触した場合が想定される。この状況を実験的に再現する方法としてHuman Body Modelが一般的に用いられる。このモデルより人体からのサージ波形はDC〜300MHzまでの周波数成分が支配的であることが知られている。そこで、本発明の図１３の静電サージ対策回路と図１８（ａ）（ｂ）で示す回路についてDC〜2GHzまでの減衰特性を測定した。図１６に減衰特性を、図１７に反射特性をそれぞれ示す。特性比較として、通過させる信号は図中△印で示す900MHz帯域、1800MHz帯域を想定し、図１７に示すようにそれぞれの帯域での反射特性V.S.W.Rが1.5以下となるように設定した。図１６の減衰特性より静電破壊で問題となる300MHz以下の周波数帯での減衰量は、図１８（ａ）（ｂ）の静電サージ対策回路では5dB以下であるのに対し、図１３の静電サージ対策回路では30dB以上であり、こちらの静電サージ対策回路の方が25dB強（17倍以上）の減衰量（静電サージ除去効果）が確保できている。
【００４８】
（実施例７）
図１５は静電サージ対策用のハイパスフィルタを備えたトリプルバンドアンテナスイッチ回路の実施例である。この例の場合SP3Tスイッチはアンテナ端子から入出力された信号のうちEGSM送信信号、DCS受信信号を分波器Dip1へ切り換え、DCS/PCS送信信号、EGSM受信信号を分波器Dip2へ切り換え、PCS受信信号をPCS受信のSAWへそれぞれ切り換えを行う。ローパスフィルタLPF1へはＥＧＳＭＴＸ端子から入力される送信信号に含まれるN次高調波歪を減衰する役割を担い、LPF2はＤＣＳ／ＰＣＳＴＸ端子から入力される送信信号に含まれるN次高調波歪を減衰する役割を担う。SAWフィルタSAW1、SAW2、SAW3はそれぞれEGSM受信信号、DCS受信信号、PCS受信信号に含まれる受信帯域外のノイズを除去する役割を担う。分波器Dip1はLPF1およびSAW2に接続され、分波器Dip2はLPF2およびSAW1に接続される。
【００４９】
静電サージ対策回路はアンテナ端子ANTとSP3Tスイッチの間に挿入され、アンテナから入力された静電サージをグランドへ吸収する。点線枠内に示したインダクタL3とコンデンサーC3で構成される並列共振回路はオプションであるが、この並列共振回路を設けた場合は、減衰極をＤＣＳ／ＰＣＳＴｘの２倍の周波数（3420MHz〜3820MHz）に調整することにより、EGSM送信の4倍の周波数(3520MHz〜3660MHz)も同時に減衰させることができるため、DCS/PCS送信の２倍減衰量、EGSM送信の４倍減衰量を同時に減衰させることができる。また並列共振回路L3、C3は整合回路としての機能も兼ね備えているため、アンテナスイッチ全体のマッチング調整用として有用である。この静電サージ対策回路はアンテナトップだけではなく必要に応じてDipとLPFの間、またDipとSAWの間などに適宜挿入してもよい。また、本例ではノッチフィルタを省いているが、上述してきたノッチフィルタ等を組み合わせて設けても良いことは無論である。
以上により、SP3Tスイッチ、受信のSAWフィルタ、送信端子に接続されるパワーアンプ、受信端子に接続されるローノイズアンプなどの回路を静電サージから効率的に保護することが出来る。
【００５０】
（実施例８）
本発明におけるダイプレクサ、ローパスフィルタおよび可変ノッチフィルタを構成する伝送線路および容量の一部は誘電体積層基板に内蔵可能であり、スイッチ回路として用いたSPDT、SP3T、SP4TなどのＧａＡｓＦＥＴスイッチ素子、および抵抗、容量、チョークコイルなどのチップ部品を前記誘電体積層基板上に搭載することにより、小型で安価なマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品が得られる。
図７は図８の等価回路で示されるアンテナスイッチ積層モジュール複合部品の斜視図を示した。積層体の内部にはダイプレクサDip1、Dip2、ローパスフィルタLPF1、LPF2および可変ノッチフィルタVNFを構成する伝送線路および容量が複数の層に分けられて印刷されるため、小型化軽量化が可能となる。
また、本実施例では積層基板は９５０℃以下の低温焼成が可能なセラミック誘電材料（ＬＴＣＣ）を用いており、焼成前のセラミックグリーンシートは伝送線路、容量を形成しやすいように、シート厚みが４０〜２００μｍのものを使用した。このセラミックグリーンシートを複数積層し、個片にカットし側面電極を印刷した後に、９５０℃で焼成することにより、アンテナスイッチ積層モジュール複合部品の積層体が得られる。さらに、得られた積層体上にGaAs FETスイッチ、チップ抵抗、チップコンデンサおよびチョークコイルを実装する事により、図８の等価回路で示されるアンテナスイッチ積層モジュール複合部品が得られる。
【００５１】
（その他の実施例）
以上の実施例ではEGSM、DCS、DAMPS、PCS、W-CDMAに対応した、マルチバンドアンテナスイッチ回路について述べたが、これ以外にもPDC800帯域(810〜960MHz)、GPS帯域(1575.42MHz)、PHS帯域(1895〜1920MHz)、Bluetooth帯域(2400〜2484MHz)や、米国で普及が見込まれるCDMA2000、中国で普及が見込まれるTD-SCDMAなどの場合も同様の効果が期待できる。したがって、本発明によれば高調波発生量を抑制した、デュアルバンド、３バンド、４バンド、５バンド等のマルチモードマルチバンドのアンテナスイッチ回路が得られ、しかも従来のPINダイオードを用いた回路と比較して、小型化、低消費電力化が可能となる。
【００５２】
【発明の効果】
本発明によれば、GaAsスイッチなどのFETスイッチと２つのダイプレクサを用い、ダイプレクサの送信端子にローパスフィルタを接続し、アンテナ端子とスイッチとの間にノッチフィルタすることによりGaAsスイッチなどのFETスイッチを使用した場合に懸念される高調波発生量を抑制することができる。
また、静電サージ対策回路を用いればアンテナ端子からの静電サージをグランドに逃がし、かつ広範囲の周波数帯に対して静電サージを吸収し、より完全に静電破壊対策ができる。
また、ダイプレクサとスイッチ回路の伝送線路および容量の一部を積層基板に内蔵し一体化するため、ダイプレクサとスイッチ回路との配線も積層基板の表面又は内部に形成され、配線による損失を低減し、また両者間の整合調整が容易となる。さらに、スイッチ素子、抵抗、容量およびインダクタなどのチップ部品は積層基板上に搭載するので、一層小型で安価な積層モジュール複合部品となる。以上によりこれらのマルチバンドアンテナスイッチ回路、又はマルチバンドアンテナスイッチ積層モジュール複合部品を用いた通信装置は、従来のPINダイオードを用いた回路と比較して装置の小型化と低消費電力が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示すEGSM、DCS対応アンテナスイッチ回路のブロック図である。
【図２】 EGSM、DCS対応アンテナスイッチ回路の一例を示すブロック図である。
【図３】本発明に係る他の実施例で、EGSM、DCS、PCS対応アンテナスイッチ回路のブロック図である。
【図４】本発明に係る他の実施例で、EGSM、DAMPS、DCS、PCS対応アンテナスイッチ回路のブロック図である。
【図５】本発明に係る他の実施例で、EGSM、DAMPS、DCS、PCS対応アンテナスイッチ回路のブロック図である。
【図６】本発明に用いる可変ノッチフィルタの特性を示す図である。
【図７】本発明であるEGSM、DCS対応アンテナスイッチ積層モジュール複合部品の斜視図である。
【図８】本発明に係る図１に示したEGSM、DCS対応アンテナスイッチ回路の等価回路図である。
【図９】ＰＩＮダイオードの動作点を示す図である。
【図１０】本発明に係る他の実施例で、逆電圧印加型の可変ノッチフィルタを使用したEGSM、DCS対応アンテナスイッチ回路の等価回路図である。
【図１１】本発明に係る図５に示したEGSM、DAMPS、DCS、PCS対応アンテナスイッチ回路の等価回路図である。
【図１２】本発明に係る他の実施例で、EGSM、W-CDMA、DCS、PCS対応アンテナスイッチ回路のブロック図である。
【図１３】本発明に係る静電サージ対策用ハイパスフィルタの実施例の等価回路図である。
【図１４】本発明に係る他の静電サージ対策用ハイパスフィルタの等価回路図である。
【図１５】本発明に係る他の実施例で、静電サージ対策用ハイパスフィルタを用いたアンテナスイッチ回路のブロック図である。
【図１６】本発明の静電サージ対策回路の減衰特性を示す図である。
【図１７】本発明の静電サージ対策回路の反射特性を示す図である。
【図１８】静電サージ対策回路の例を示す等価回路図である。
【図１９】従来技術によるPINダイオードスイッチを使用したEGSM、DCS対応アンテナスイッチ回路のブロック図である。
【図２０】従来技術によるPINダイオードスイッチを使用したスイッチ回路の等価回路を示す図である。
【図２１】従来技術によるGaAsスイッチを使用したEGSM、DCS対応アンテナスイッチ回路のブロック図である。
【符号の説明】
ＡＮＴ：アンテナ端子
ＴＸ：送信端子
ＲＸ：受信端子
Ｄｉｐ、Ｄｉｐ１、Ｄｉｐ２：ダイプレクサ
Ｄｕｐ：デュプレクサ
ＬＰＦ１、ＬＰＦ２：ローパスフィルタ
ＳＷ、ＳＷ１、ＳＷ２：スイッチ回路
ＶＮＦ：可変ノッチフィルタ
Ｌ１〜Ｌ１７：伝送線路、インダクタまたはチョークコイル
Ｃ、Ｃ１〜Ｃ１９：容量
Ｄ：ＰＩＮダイオード
Ｒ：抵抗
ＶＣ、ＶＣ１、ＶＣ２、ＶＣ３：コントロール電源
１：積層誘電体
２：SPDT GaAs FETスイッチ
３：ダイオードスイッチ
４：チップコンデンサ
５：チョークコイル
６：チップ抵抗
７：側面電極端子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a multiband antenna switch circuit, a multiband antenna switch laminated module composite component, and a communication apparatus using the same, and more particularly, to a wireless communication system that transmits and receives signals of two or more different frequencies by sharing one antenna. .
[0002]
[Prior art]
For example, the EGSM (Extended Global System for Mobile Communications) method and the DCS (Digital Cellular System) method popular in Europe, and the PCS (Personal Communication) method popular in the US There are various systems such as PDC (Personal Digital Cellular) system, but with the rapid spread of mobile phones in recent years, the system is used in the frequency bands allocated to each system, especially in major metropolitan areas in developed countries. There are problems such as being unable to cover the party, making it difficult to connect, and disconnecting during a call. Therefore, it has been proposed that the user can use a plurality of systems to increase the number of frequencies that can be substantially used, and further expand the service area and effectively use the communication infrastructure of each system.
[0003]
When the user wants to use a plurality of systems, the user needs to have a portable communication device corresponding to each system, or a small and lightweight portable communication device that can communicate with the plurality of systems. In the latter case, in order to be able to use a plurality of systems with one portable communication device, the portable communication device may be configured using components for each system. However, in the signal transmission system, for example, desired transmission High-frequency switches such as filters that pass transmission signals of frequencies, high-frequency switches that switch transmission / reception circuits, antennas that receive and emit transmission / reception signals, and filters that pass the desired frequency of reception signals that have passed through the high-frequency switch in signal reception systems Circuit components are required for each system. For this reason, the portable communication device becomes expensive and increases in volume and weight, which is not suitable for portable use. Therefore, small and lightweight high-frequency circuit components corresponding to a plurality of systems have become necessary. For example, a dual-band high-frequency switch module used in a portable communication device compatible with two systems of EGSM and DCS is disclosed in Japanese Patent Laid-Open Nos. 11-225088, 2001-185902, and US Pat. No. 5,815,804. Has been.
[0004]
In the prior art switch circuit disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 11-225088 shown in FIG. 19, a switch circuit SW1 for switching between an EGSM transmission terminal (Tx) and an EGSM reception terminal (Rx) and a DCS transmission terminal (Tx) The switch circuit SW2 that switches the DCS reception terminal (Rx) and the diplexer Dip (demultiplexer) connected to the SW1 and SW2 are provided. SW1 and SW2 each use a switch circuit using a PIN diode switch shown in FIG. Therefore, the EGSM and DCS compatible high-frequency switch modules require a total of four PIN diodes, which hinders miniaturization.
[0005]
On the other hand, among the latter, as shown in FIG. 21 in Japanese Patent Laid-Open No. 2001-185902, a diplexer Dip1 on the transmission side that demultiplexes an EGSM transmission terminal and a DCS transmission terminal, and an EGSM reception terminal and a DCS reception terminal are demultiplexed. And a switch circuit SW connected to the diplexers Dip2 and Dip1 and Dip2 on the receiving side. One SW switch such as a GaAs switch is used for SW to cover a wide band from EGSM band to DCS band. Therefore, compared with a switch circuit using a PIN diode switch, the size can be reduced and the power consumption can be reduced.
[0006]
On the other hand, in US Pat. No. 5,815,804, a diplexer Dip1 that demultiplexes an EGSM reception terminal and a DCS transmission terminal, a diplexer Dip2 that demultiplexes an EGSM transmission terminal and a DCS reception terminal, and a switch connected to Dip1 and Dip2 As in the above example, one FET switch such as a GaAs switch is used for this SW.
[0007]
[Problems to be solved by the present invention]
In the prior art of Japanese Patent Laid-Open No. 2001-185902 in FIG. 21, since the switch circuit SW is connected to the diplexer Dip1 on the transmission side in the EGSM transmission mode, there is a problem that a DCS band signal input from the DCS transmission terminal is also passed. there were. In the EGSM transmission mode, the DCS side power amplifier is set not to operate. However, due to oscillation by the second harmonic of the EGSM transmission signal and crosstalk with the EGSM side amplifier, the DCS side power amplifier Slightly generates a signal. This phenomenon is particularly noticeable in the case of a dual power amplifier in which two power amplifiers of EGSM and DCS are combined into one package, and a signal of about -15 dBm may be output from the power amplifier on the DCS side.
[0008]
That is, in the EGSM transmission mode, the 1.8 GHz band signal corresponding to twice the frequency of the EGSM transmission band is input to the DCS transmission terminal, and the diplexer Dip1 and the switch SW pass the 1.8 GHz band signal as they are. The second harmonic distortion of EGSM transmission is radiated from the antenna and becomes a problem. The generation amount of the second harmonic radiated from this antenna is desirably −36 dBm or less, which is a problem that cannot be avoided by the conventional technique of FIG.
[0009]
A GaAs switch is used in the switch circuit together with Japanese Patent Laid-Open No. 2001-185902 and US Pat. No. 5,815,804. The GaAs switch has a problem that harmonic distortion is likely to occur as compared with a circuit using a PIN diode. In particular, in EGSM transmission, up to + 36dBm of power may be input to the GaAs switch. To suppress the double harmonic generation to -36dBm or less, the second harmonic generation of the EGSM transmission signal generated by the GaAs switch itself. The amount should be below -72dBc. However, it is currently difficult to obtain such a GaAs switch that generates less harmonics. Because it can be easily realized by increasing the power supply voltage to reduce the amount of harmonics generated by the GaAs switch, but the increase in the power supply voltage is equivalent to the increase in the power supply voltage of the battery as a component used in mobile phones. This is because it cannot be done.
[0010]
Further, in the case of a circuit that directly switches transmission / reception signals of a plurality of frequencies by a GaAs switch without using a diplexer, there is a problem that it is vulnerable to electrostatic breakdown. Therefore, it is necessary to incorporate an electrostatic surge countermeasure circuit between the antenna and the GaAs switch. For example, conventional electrostatic surge countermeasures are disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open Nos. 2001-44883 and 2001-186047. However, these are for circuits using PIN diodes, and these electrostatic surge countermeasure circuits are not suitable for use in antenna tops.
[0011]
In the present invention, in view of the above problems, a multiband antenna switch circuit and a multiband antenna switch laminated module composite component which are small in size, low in power consumption, reduced in harmonic generation, and strong against electrostatic breakdown, and these are used. An object of the present invention is to provide a communication device.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
The present invention has a basic configuration using one FET switch such as a GaAs switch and two diplexers in order to solve the downsizing, low power consumption, and the like, which are problems of a switch circuit using a conventional PIN diode. Multi-band antenna switch circuit, which suppresses the generation of harmonics, which is a concern when using FET switches such as GaAs switches, and has twice or three times the frequency of the transmission signal between the switch circuit and the antenna. The gist of the present invention is that a notch filter, for example, is inserted. In addition, the present invention is a multiband antenna switch circuit having a basic configuration using one FET switch such as a GaAs switch and two diplexers, and prevents electrostatic breakdown that becomes a problem when using an FET switch such as a GaAs switch. Therefore, the gist is that, for example, a high-pass filter is inserted between the switch circuit and the antenna to absorb a surge voltage due to electrostatic discharge to the ground.
[0013]
  That is, the present invention includes a first diplexer having a first transmission terminal, a second reception terminal, and a first common terminal, and a second transmission terminal, a first reception terminal, and a second common terminal. A second diplexer; a first transmission / reception terminal; a second transmission / reception terminal; and an antenna terminal, wherein one of the first transmission / reception terminal and the second transmission / reception terminal is switched to the antenna terminal. The first common terminal is connected to the first transmission / reception terminal, and the second common terminal is connected to the second transmission / reception terminal.Multiband antenna switch circuit,Attenuates twice or three times the frequency of the transmission signal input to the first transmission terminal or the second transmission terminal between the switch circuit and the antennaAnd a filter that absorbs a surge voltage due to electrostatic discharge to the ground, the filter including a choke coil connected between the input terminal and the ground, and an inductor and a diode switch between the output terminal and the ground The multi-band antenna switch circuit is characterized in that the oscillation frequency of the series resonance circuit changes when the diode switch is turned on or off.
[0014]
  The present invention also includes a switch circuit connected to the antenna and a plurality of diplexers connected to the switch circuit, and a filter that absorbs a surge voltage due to electrostatic discharge to the ground between the switch circuit and the antenna, The filter includes an inductor connected between the input terminal and the ground, a capacitor connected between the input terminal and the output terminal, and a series composed of an inductor and a capacitor between the output terminal and the ground. A multiband antenna switch circuit comprising a high-pass filter to which a resonance circuit is connected, wherein the resonance frequency of the series resonance circuit is between 100 MHz and 500 MHz.
  Further, it is preferable to insert a parallel resonant circuit composed of a third inductor and a third capacitor between the input terminal and the output terminal.
  In the present invention, a first diplexer having a first transmission terminal, a second reception terminal, and a first common terminal, a second transmission terminal, a first reception terminal, and a second common terminal are provided. 2 diplexers, a first transmission / reception terminal, a second transmission / reception terminal, and an antenna terminal, and one of the first transmission / reception terminal and the second transmission / reception terminal is switched and connected to the antenna terminal. It is preferable that the first common terminal is connected to the first transmission / reception terminal and the second common terminal is connected to the second transmission / reception terminal.
[0015]
In the said invention, it is desirable to take the following structures.
The notch filter has an inductor, a diode, a capacitor, a resistor, and a power supply terminal, and the resonance frequency is variable by a voltage applied to the power supply terminal.
A reverse voltage terminal for applying a reverse voltage to the diode is provided in the notch filter.
The first transmission terminal has a first low-pass filter, and the second transmission terminal has a second low-pass filter.
The switch circuit is made of a GaAs semiconductor.
A first inductor having an input terminal and an output terminal, connected between the input terminal and the ground, a first capacitor connected between the input terminal and the output terminal, and connected to the output terminal And a high-pass filter including the second inductor and the second capacitor connected to the ground is provided at least between the notch filter and the antenna.
Inserting a parallel resonant circuit comprising a third inductor and a third capacitor between the second inductor and the output terminal of the high-pass filter;
[0018]
The present invention incorporates a part of a transmission line and a capacitor constituting the above-described multiband antenna switch circuit in a multilayer substrate, and includes a switch element, a resistor, a capacitor, an inductor, and the like constituting a part of the multiband antenna switch circuit. This is a multi-band antenna switch multilayer module composite component in which chip components are mounted on a multilayer substrate.
[0019]
Furthermore, the present invention is a communication device using the above-described multiband antenna switch circuit or multiband antenna switch laminated module composite component.
[0020]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Since the multiband antenna switch circuit of the present invention is configured as described above, the first diplexer demultiplexes signals having different frequency bands to the first transmission terminal and the second reception terminal, and the second diplexer Signals in bands with different frequencies are demultiplexed to the second transmission terminal and the first reception terminal. Further, the switch circuit switches a connection between the antenna terminal and the first diplexer or between the antenna terminal and the second diplexer. Therefore, when the first transmission terminal and the antenna terminal are connected, since the second transmission terminal is blocked by the switch circuit, it is output from the power amplifier in the OFF state, which was a problem in the prior art. Harmonic distortion is not passed to the antenna terminal. Similarly, when the second transmission terminal and the antenna terminal are connected, since the first transmission terminal is blocked by the switch circuit, it is output from the power amplifier in the OFF state, which was a problem in the prior art. Harmonic distortion is not passed to the antenna terminal.
[0021]
In the present invention, the first low-pass filter connected to the first transmission terminal passes only the signal of the fundamental frequency with respect to the transmission signal output from the power amplifier input to the first transmission terminal. And reduce high-order harmonic distortion. Similarly, the second low-pass filter connected to the second transmission terminal allows only the fundamental frequency signal to pass through the transmission signal output from the power amplifier input to the second transmission terminal. Reduces second-order harmonic distortion.
The low pass filter or notch filter connected between the switch circuit and the antenna is adjusted to have an attenuation pole at a frequency twice or three times that of the transmission signal. Therefore, by connecting these filters, the second-order or third-order harmonic distortion generated in the switch circuit can be effectively reduced.
[0022]
The notch filter of the present invention includes an inductor, a diode switch, a capacitor, a resistor, and a power supply terminal, and the resonance frequency of the notch filter can be changed by a voltage applied to the power supply terminal. Accordingly, when the first transmission terminal is connected to the antenna terminal, the attenuation pole of the notch filter is set to a frequency that is twice or three times higher harmonics than the first transmission signal, and the second transmission terminal is the antenna. When connected to a terminal, the amount of harmonics generated in both bands can be reduced simultaneously by setting the frequency of the second or third harmonic of the second transmission signal. In addition, the notch filter itself generates harmonic distortion when no voltage is applied to the diode switch constituting the notch filter. In order to avoid this, it is effective to provide a reverse voltage terminal for applying a reverse voltage to the diode switch.
[0023]
Since the switch circuit used in the present invention needs to pass low-frequency and high-frequency signals inputted to and outputted from the diplexer with low loss, a GaAs FET switch having a wide pass band is used. However, the GaAs FET switch has a demerit that it is more vulnerable to electrostatic breakdown than a PIN diode. This can be solved by providing a filter that absorbs the electrostatic surge voltage to the ground between the switch circuit and the antenna. According to a more specific high-pass filter, a surge voltage due to electrostatic discharge is released to the ground side by the first inductor and the first capacitor, and the series resonant circuit including the second inductor and the second capacitor connected to the ground is used. The electrostatic surge in the resonance frequency band can be effectively absorbed into the ground and matching in a wide band from 900 MHz band to 1.8 GHz band can be achieved.
[0024]
In addition, since the diplexer and the switch circuit transmission line and a part of the capacitance constituting the multiband antenna switch circuit are integrated and integrated in the multilayer substrate, the wiring between the diplexer and the switch circuit is also formed on the surface or inside the multilayer substrate. Therefore, loss due to wiring is reduced, and matching adjustment between the two becomes easy. On the other hand, a chip component such as a switch element, a resistor, a capacitor, and an inductor constituting a part of a multiband antenna switch circuit is mounted on a multilayer substrate, thereby obtaining a small and inexpensive multiband antenna switch multilayer module composite component. .
In addition, a communication device using these multiband antenna switch circuits or multiband antenna switch laminated module composite parts is downsized and has low power consumption specifications.
From the above, the antenna switch circuit and the multiband antenna switch laminated module composite component and the communication device of the present invention are capable of suppressing the amount of harmonics generated in the power amplifier and the amount of harmonics generated in the switch circuit, and the static electricity of the GaAs FET switch. Protection against electric breakdown, miniaturization, cost reduction, and low power consumption can be achieved.
[0025]
Hereinafter, embodiments of a multiband antenna switch circuit, a multiband antenna switch laminated module composite component, and a communication device according to the present invention will be described with reference to the drawings.
First, FIG. 2 shows a block diagram of an antenna switch circuit compatible with EGSM and DCS, which is an example of a multiband antenna switch circuit according to the present invention. The first diplexer Dip1 demultiplexes and combines the EGSM transmission signal (880 MHz to 915 MHz) and the DCS reception signal (1805 MHz to 1880 MHz). The second diplexer Dip2 demultiplexes and combines the EGSM reception signal (925 MHz to 960 MHz) and the DCS transmission signal (1710 MHz to 1785 MHz). The switch circuit SW is connected to Dip1 and Dip2, and switches the connection between the antenna terminals ANT and Dip1 or between the ANT terminal and Dip2. In this case, the switch circuit needs to pass signals in the EGSM and DCS bands with low loss.SinglePoleDualTA GaAs FET switch called “hrow)” is used. Therefore, when the ANT terminal and Dip1 are connected and the EGSM transmission terminal and the ANT terminal are connected, the DCS transmission terminal is blocked by SW. In the EGSM transmission mode, the DCS side power amplifier is set not to operate. However, due to oscillation by the second harmonic of the EGSM transmission signal and crosstalk with the EGSM side amplifier, the DCS side power amplifier Slightly generates a signal. That is, the second harmonic (1760 MHz to 1830 MHz) of the EGSM transmission signal generated by the power amplifier on the EGSM side is input from the DCS transmission terminal due to crosstalk between the power amplifier of EGSM and DCS and passes through Dip2. However, since the switch between the ANT terminal and Dip2 is blocked by SW, it cannot pass to the ANT terminal side. On the other hand, in the prior art of FIG. 21, since the DCS transmission terminal and the ANT terminal are connected in the EGSM transmission mode, the second harmonic of the EGSM transmission signal passes through the ANT terminal. From the above, according to the circuit configuration of the present invention, it is possible to reduce the generation amount of the second harmonic of the EGSM transmission signal in the EGSM transmission mode.
[0026]
Example 1
FIG. 1 shows a block diagram of an antenna switch circuit compatible with EGSM and DCS, which is an embodiment of the multiband antenna switch circuit of the present invention. In this embodiment, in addition to the circuit of the above embodiment, a low-pass filter LPF1 is provided between the Dip1 and EGSM transmission terminals, a low-pass filter LPF2 is provided between the Dip2 and DCS transmission terminals, and a variable notch filter VNF is provided between the ANT and SW. Has been inserted. In order to suppress high-order harmonic distortion contained in the EGSM transmission signal, LPF1 uses a filter having a characteristic that passes only the EGSM transmission signal and attenuates a frequency twice or more that of the EGSM transmission signal. Similarly, in order to suppress high-order harmonic distortion included in the DCS transmission signal, LPF2 uses a filter having a characteristic that passes only the DCS transmission signal and attenuates a frequency twice or more that of the DCS transmission signal. Therefore, since harmonic distortion generated by the power amplifier is reduced by LPF1 and LPF2, the amount of harmonics radiated from the antenna can be reduced.
Furthermore, the variable notch filter VNF is a notch filter having an attenuation pole at a frequency twice or three times that of the EGSM transmission signal in the EGSM transmission mode in order to reduce the amount of harmonics generated by the GaAs FET switch. Yes, in the DCS transmission mode, a notch filter with a characteristic of having an attenuation pole at twice or three times the frequency of the DCS transmission signal is desirable. In this embodiment, the resonance frequency changes in each of the EGSM and DCS modes as described above. A variable notch filter is adopted. Therefore, the harmonic distortion generated in the GaAs FET switch can be reduced by VNF.
The present invention is not limited to the variable notch filter VNF as in the embodiment, and it goes without saying that a normal notch filter NF may be used. Furthermore, the filter is not limited to a notch filter, and may be any filter that attenuates a frequency twice or three times that of various transmission signals.
[0027]
FIG. 8 shows an example of a specific equivalent circuit of this embodiment. The diplexer Dip1 includes transmission lines or inductors L7 to L9 and capacitors C8 to C11. It is desirable that L8 and C8 form a series resonant circuit and be designed to have a resonant frequency in the DCS reception band. In this embodiment, the attenuation pole is adjusted to 1.8 GHz. It is desirable that L9 and C10 form a series resonance circuit and be designed to have a resonance frequency in the EGSM transmission band. In this embodiment, the attenuation pole is adjusted to 0.9 GHz. This circuit makes it possible to demultiplex and synthesize the EGSM transmission signal and the DCS reception signal.
The diplexer Dip2 includes transmission lines or inductors L4 to L6 and capacitors C4 to C7. It is desirable that L5 and C4 form a series resonant circuit and be designed to have a resonant frequency in the DCS transmission band. In this embodiment, the attenuation pole is adjusted to 1.8 GHz. It is desirable that L6 and C6 form a series resonant circuit and be designed to have a resonant frequency in the EGSM reception band. In this embodiment, the attenuation pole is adjusted to 0.9 GHz. This circuit makes it possible to demultiplex and synthesize a DCS transmission signal and an EGSM reception signal.
[0028]
The low-pass filter LPF1 includes a transmission line or inductor L11 and capacitors C15 to C17. At this time, L11 and C15 form a parallel resonance circuit, and the resonance frequency is preferably set to be twice or three times the EGSM transmission frequency. In this embodiment, the frequency is set to 3 times 2.7 GHz. This circuit makes it possible to reduce the amount of third harmonic generation of EGSM transmission generated by the power amplifier.
The low-pass filter LPF2 includes a transmission line or inductor L10 and capacitors C12 to C14. At this time, L10 and C12 form a parallel resonance circuit, and the resonance frequency is preferably set to be twice or three times the DCS transmission frequency. In this embodiment, the frequency is set to 3.6 GHz which is doubled. This circuit makes it possible to reduce the amount of double harmonic generation of DCS transmission generated by the power amplifier.
[0029]
The variable notch filter VNF includes a transmission line or inductor L1, a choke coil L2, capacitors C1 to C3, a diode switch D, and a resistor R. L1, D, and C3 form a series resonance circuit, and the resonance frequency varies depending on the ON / OFF state of the diode D. Normally, a diode is close to a short circuit in the ON state and has a capacitance value of 0.1 to 1.0 pF in the OFF state. Therefore, a series resonant circuit of L1 and C3 is formed in the ON state, and a series resonant circuit of L1 and C3 and the capacitance value of the diode is formed in the OFF state. The characteristics of VNF used in this example are shown in FIG. When the diode is in the ON state, it has an attenuation pole at 3 times the frequency of the EGSM transmission signal (about 2.7 GHz), and when the diode is in the OFF state, the characteristic has an attenuation pole at twice the frequency of the DCS transmission signal (about 3.6 GHz). It is done. Note that the resonance frequency when the diode is ON and the resonance frequency when the diode is OFF can be arbitrarily adjusted by a combination of L1 and C3. In order for the diode D to be in the ON state, it is necessary to apply a voltage of about 0.7 V or more to the diode to flow a direct current, and the choke coil L2 is necessary to flow this direct current. Further, L2 is desirably 20 nH to 100 nH so as to increase the impedance with respect to signals in the EGSM and DCS bands. In this example, 27 nH was used. The resistor R limits the value of the current flowing through the diode D. In this example, 1 kΩ was used.
[0030]
Since the choke coil L2 is directly under the antenna and connected to the ground, even if an electrostatic surge is applied from the outside, the surge can easily escape to the ground by L2. For this reason, it is an antenna switch circuit that also has a function of protecting parts that are vulnerable to electrostatic breakdown, such as a SW circuit, a SAW filter, a power amplifier, and a low noise amplifier connected thereafter. Alternatively, an antenna switch circuit using a GaAs switch can be achieved by providing a circuit in which an inductor is inserted as shown in FIGS. 18A and 18B described below to act as a filter that absorbs a surge voltage due to electrostatic discharge to the ground. Is effective. However, (b) requires a large number of inductors and capacitors, which hinders downsizing and cost reduction, and also causes deterioration in insertion loss. In (a), an inductor is added to a part of the duplexer. In order to protect the GaAs switch from electrostatic surges, it is necessary to set the inductor that falls to the ground to 5 nH or less. When the following inductors are connected, it becomes difficult to achieve matching in a wide band from 900 MHz band to 1.8 GHz band. In order to eliminate these problems, it is more desirable to use a high-pass filter circuit described later.
[0031]
The switch circuit SW is connected to Dip1, Dip2, and VNF. When VC1 is High, VNF to Dip1 are connected and VNF to Dip2 are blocked. Conversely, when VC2 is High, VNF to Dip2 are connected, and VNF to Dip1 are blocked.
C1, C2, C18, and C19 are DC cut capacitors necessary for switching the switch circuit SW and turning on / off the diode D.
[0032]
Table 1 shows the relationship between the operation mode of this embodiment and the power supply voltage. In Table 1, the power supply voltage level High is preferably + 1V to + 5V, and Low is preferably -0.5V to + 0.5V. In the EGSM transmission mode, VC1 and VC3 are High and VC2 is Low, SW connects between ANT and Dip1, and ANT and Dip2 are open. The resonance frequency of the notch filter VNF is about 2.7 GHz, which is three times the EGSM transmission signal because the diode D is in the ON state. In the DCS transmission mode, VC2 is High and VC1 and VC3 are Low, SW connects ANT and Dip2, and ANT and Dip1 are open. The resonance frequency of the notch filter VNF is about 3.6 GHz, which is twice the frequency of the DCS transmission signal because the diode D is in the OFF state. In EGSM reception mode, VC2 is ON and VC1 and VC3 are Low, SW connects ANT and Dip2, and ANT and Dip1 are open. The resonance frequency of the notch filter VNF is about 3.6 GHz because the diode D is in the OFF state. In DCS reception mode, VC1 is ON, VC2 and VC3 are Low, SW connects ANT and Dip1, and ANT and Dip2 are open. The resonance frequency of the notch filter VNF is about 3.6 GHz because the diode D is in the OFF state.
[0033]
[Table 1]

[0034]
Next, Table 2 shows the measurement results of the harmonic suppression effect according to this example. The measurement is performed in the case where there is no notch filter as in FIG. 2 and in the case of the present invention in which a notch filter is provided as in the embodiment of FIG. ) Was measured. As is apparent from this result, the present invention has confirmed a suppression effect of 20 dB or more.
According to the above embodiment, according to the antenna switch circuit of the present invention, it is possible to suppress the amount of harmonics generated in the power amplifier, suppress the amount of harmonics generated in the switch circuit, and protect against electrostatic breakdown. Is clear.
[0035]
[Table 2]

[0036]
(Example 2)
Next, FIG. 10 shows an equivalent circuit diagram of an antenna switch circuit compatible with EGSM and DCS, which is another embodiment of the present invention. In this embodiment, the variable notch filter VNF shown in FIG. 8 of the first embodiment is changed. The VNF of this embodiment is constituted by a transmission line or inductor L1, choke coils L2 and L3, capacitors C1 to C3, a diode switch D, and a resistor R. L1, D, and C3 form a series resonance circuit, and the resonance frequency varies depending on the ON / OFF state of the diode D as in the first embodiment. The VNF shown in this embodiment is characterized in that a reverse voltage can be applied to the diode D.
[0037]
Generally, it is known that harmonic distortion occurs when a high-power high-frequency signal is input to a nonlinear device such as a diode. In particular, in the case of a PIN diode, the OFF state is prominent. The reason for this is apparent from the VI characteristics of the diode shown in FIG. 9. In the ON state, the diode is driven at a relatively linear operating point by the control power supply voltage Vc. However, since it has a linear response, the amount of harmonics generated is small. On the other hand, in the OFF state, the operating point is near V = 0, and a non-linear response is made even to voltage fluctuation due to a high frequency signal. For this reason, the amount of harmonic generation increases. The relationship between the operation mode and the power supply voltage in this embodiment is the same as in Table 1. The difference from the first embodiment is that, in the DCS transmission mode, VC2 is high and VC3 is low, and a reverse voltage can be applied to the diode D. When a reverse voltage is applied to the diode, as shown in FIG. 9, a linear response is made even to a voltage fluctuation caused by a high-frequency signal, so that the amount of harmonics generated by the notch filter can be reduced. In the DCS transmission mode, VC2 is High and VC1 and VC3 are Low, SW connects ANT and Dip2, and ANT and Dip1 are open. The resonance frequency of the notch filter VNF is applied with a reverse voltage although the diode D is turned off. The choke coil L3 is desirably 20 nH to 100 nH so as to increase the impedance with respect to signals in the EGSM and DCS bands. In this example, 27 nH was used. The resistor R limits the value of the current flowing through the diode D. In this example, 1 kΩ was used. Furthermore, an electrostatic breakdown protection function can be realized by connecting the inductor L2 directly under the ANT.
According to the above embodiment, a multiband antenna switch circuit capable of reducing the amount of harmonics generated in the OFF state of the diode D, which is a problem of the first embodiment, can be obtained.
[0038]
(Example 3)
FIG. 3 shows a block diagram of a triple band antenna switch circuit corresponding to EGSM, DCS, and PCS, which is another embodiment of the present invention. In this embodiment, a PCS receiving terminal is added to the switch circuit of the first embodiment. The present invention relates to an antenna switch circuit having a basic configuration using one FET switch such as a GaAs switch and two diplexers. As long as this basic configuration is provided, a plurality of transmission / reception systems may be added. It can be said that this is the multiband antenna switch circuit of the present invention. The same applies to the following embodiments. In this embodiment, SP3T (SinglePoleThree TA GaAs FET switch called “hrow” was used. Further, by using a common DCS transmission terminal and PCS transmission terminal, the circuit can be simplified. In this case, since the DCS transmission (1710 MHz to 1785 MHz) and the PCS transmission (1850 MHz to 1910 MHz) are relatively close to each other, the power amplifier can be shared. Since other detailed explanations are the same as those in the above embodiment, they will be omitted. According to this embodiment, a triple-band antenna switch circuit compatible with EGSM, DCS, and PCS can be obtained.
[0039]
Example 4
FIG. 4 shows a block diagram of a quad-band antenna switch circuit corresponding to EGSM, DAMPS, DCS, and PCS, which is another embodiment of the present invention. In this embodiment, a diplexer Dip3 is connected to the switch circuit of the fourth embodiment, and a DAMPS receiving terminal is added. Furthermore, the circuit can be simplified by sharing the EGSM transmission terminal and the DAMPS transmission terminal. In this case, since the EGSM transmission (880 MHz to 915 MHz) and the DAMPS transmission (824 MHz to 849 MHz) are at relatively close frequencies, the power amplifier can be shared. As described above, according to this embodiment, a quad-band antenna switch circuit compatible with EGSM, DAMPS, DCS, and PCS can be obtained.
[0040]
(Example 5)
FIG. 12 shows a block diagram of a quad-band antenna switch circuit compatible with EGSM, DCS, PCS, and W-CDMA, which is another embodiment of the present invention. As a switch in this example, SP4T (SinglePoleFour TA GaAs FET switch called “hrow” was used. Furthermore, it is a circuit in which a duplexer Dup is connected after the W-CDMA transmission / reception terminal. In this case, the duplexer Dup can demultiplex and synthesize W-CDMA band (1920 MHz to 2170 MHz) transmission / reception signals to switch between W-CDMA transmission and reception, and can also support different TDMA and CDMA systems.
As described above, according to the present embodiment, a quad-band antenna switch circuit compatible with EGSM, DCS, PCS, and W-CDMA can be obtained.
[0041]
(Example 6)
In general, GaAs switches are more expensive than diode switches. Furthermore, the SP3T type GaAs switches used in Examples 3 and 4 and the SP4T type GaAs switches used in Example 5 are SPDTs used in Examples 1 and 2. It is more expensive than the type GaAs switch and is not suitable for parts used in mobile phone terminals. As an improvement of this point, FIG. 5 shows a block diagram of a quad-band antenna switch circuit corresponding to EGSM, DAMPS, DCS, and PCS, which is another embodiment of the present invention. In the present embodiment, in addition to the circuit of the first embodiment, the phase demultiplexer PS2 is connected to Dip1, and the phase demultiplexer PS1 is connected to Dip2. Since the GaAs switch used in this embodiment is an SPDT, it is possible to realize a low-cost component as compared with the case where SP3T and SP4T are used. FIG. 11 shows a specific equivalent circuit of this embodiment. Since Dip1, Dip2, SW, LPF1, LPF2, and VNF are the same as those described in the first embodiment, description thereof is omitted here.
[0042]
The phase splitter PS1 includes transmission lines L12 and L13, a SAW filter SAW1 for receiving DAMPS, and a SAW filter SAW2 for receiving EGSM. The transmission line L13 is a λ / 4 resonator in which the length of the transmission line is adjusted so as to resonate at the DAMPS reception frequency (869 MHz to 894 MHz). The transmission line L12 is a λ / 4 resonator in which the length of the transmission line is adjusted so as to resonate at the EGSM reception frequency (925 MHz to 960 MHz). The λ / 4 resonator has the characteristic that the impedance changes greatly depending on the termination condition, 50Ω for the 50Ω termination, open for the short termination, and short impedance for the open termination. On the other hand, the characteristics of the SAW filter are 50Ω in the passband and close to a short at frequencies near the passband. Therefore, in the DAMPS reception band, the impedance of the EGSM reception terminal viewed from the diplexer Dip2 is open, the impedance of the DAMPS reception terminal is 50Ω, and the DAMPS reception signal is demultiplexed to the DAMPS reception terminal side. Conversely, in the EGSM reception band, the impedance of the DAMPS reception terminal viewed from the diplexer Dip2 is open, the impedance of the EGSM reception terminal is 50Ω, and the EGSM reception signal is demultiplexed to the EGSM reception terminal side. With the above operation, PS1 can demultiplex the DAMPS received signal and the EGSM received signal.
[0043]
The phase splitter PS2 includes transmission lines L14 and L15, a SAW filter SAW3 for receiving DCS, and a SAW filter SAW4 for receiving PCS. The transmission line L15 is a λ / 4 resonator in which the length of the transmission line is adjusted so as to resonate at the DCS reception frequency (1805 MHz to 1880 MHz). The transmission line L14 is a λ / 4 resonator in which the length of the transmission line is adjusted so as to resonate at the PCS reception frequency (1930 MHz to 1990 MHz). The λ / 4 resonator has the characteristic that the impedance changes greatly depending on the termination condition, 50Ω for the 50Ω termination, open for the short termination, and short impedance for the open termination. On the other hand, the characteristics of the SAW filter are 50Ω in the passband and close to a short at frequencies near the passband. Therefore, in the DCS reception band, the impedance of the PCS reception terminal viewed from the diplexer Dip1 is open, the impedance of the DCS reception terminal is 50Ω, and the DCS reception signal is demultiplexed to the DCS reception terminal side. Conversely, in the PCS reception band, the impedance of the DCS reception terminal viewed from the diplexer Dip1 is open, the impedance of the PCS reception terminal is 50Ω, and the PCS reception signal is demultiplexed to the PCS reception terminal side. With the above operation, PS2 can demultiplex a DCS reception signal and a PCS reception signal.
[0044]
Furthermore, the circuit can be simplified by sharing the EGSM transmission terminal and the DAMPS transmission terminal. In this case, since the EGSM transmission (880 MHz to 915 MHz) and the DAMPS transmission (824 MHz to 849 MHz) are at relatively close frequencies, the power amplifier can be shared. Similarly, by using a common DCS transmission terminal and PCS transmission terminal, the circuit can be simplified. In this case, since the DCS transmission (1710 MHz to 1785 MHz) and the PCS transmission (1850 MHz to 1910 MHz) are relatively close to each other, the power amplifier can be shared.
According to the above-described embodiment, a quad-band antenna switch circuit compatible with EGSM, DAMPS, DCS, and PCS can be obtained by using only one SPDT GaAs switch, and the size and cost can be reduced.
[0045]
Next, a high-pass filter for countermeasures against electrostatic surge will be described.
FIG. 13 is an equivalent circuit diagram showing one embodiment. In FIG. 13, the inductor L1 is connected between the input terminal P1 and the ground, the capacitor C1 is inserted between the input terminal P1 and the output terminal P2, and the series resonant circuit including the inductor L2 and the capacitor C2 is connected to the output terminal P2. Connected to ground. In this case, by appropriately selecting the values of L1 and C1, a high-pass filter is configured such that electrostatic surges escape to the ground and high-frequency signals are transmitted with low loss. Here, L1 is desirably 50 nH or less, and C1 is desirably 10 pF or less. In addition, the series resonance circuit composed of L2 and C2 sets the values of L and C so that the resonance frequency is set between 100 MHz and 500 MHz. In this case, C2 is preferably 10 pF or more, and L2 is preferably 50 nH or less. As a result, the electrostatic surge in the resonance frequency band, which is a problem in electrostatic breakdown, can be absorbed to the ground, and countermeasures against electrostatic surge can be performed more efficiently.
[0046]
FIG. 14 shows another embodiment of the high-pass filter circuit for countermeasures against electrostatic surges. In FIG. 14, the roles of the inductors L1 and L2 and the capacitors C1 and C2 are the same as those shown in FIG. 13, but a parallel resonant circuit composed of the capacitor C3 and the inductor L3 is inserted between the capacitor C1 and the output terminal P2. Is different. This parallel resonant circuit functions to remove the harmonic noise signal transmitted from the antenna by setting it to have an attenuation pole at a frequency N times that of the transmission signal. In addition, by adjusting the values of C3 and L3, the matching of the entire electrostatic surge circuit can be adjusted, which is more effective.
[0047]
The breakdown due to the electrostatic surge that may occur in an actual mobile terminal is assumed to be in contact with the antenna of the mobile terminal while the human body is charged. The Human Body Model is generally used as a method for experimentally reproducing this situation. It is known from this model that the surge waveform from the human body is dominated by frequency components from DC to 300 MHz. Therefore, the attenuation characteristics from DC to 2 GHz were measured for the electrostatic surge countermeasure circuit of FIG. 13 and the circuits shown in FIGS. FIG. 16 shows attenuation characteristics, and FIG. 17 shows reflection characteristics. As a characteristic comparison, signals to be passed were assumed to have 900 MHz band and 1800 MHz band indicated by Δ in the figure, and the reflection characteristics V.S.W.R in each band were set to 1.5 or less as shown in FIG. The attenuation in the frequency band of 300 MHz or less, which is a problem in electrostatic breakdown from the attenuation characteristics of FIG. 16, is 5 dB or less in the electrostatic surge countermeasure circuit of FIGS. 18 (a) and 18 (b), whereas in FIG. The electrostatic surge countermeasure circuit has 30 dB or more, and this electrostatic surge countermeasure circuit can secure an attenuation of 25 dB (17 times or more) (electrostatic surge elimination effect).
[0048]
(Example 7)
FIG. 15 shows an embodiment of a triple-band antenna switch circuit provided with a high-pass filter for countermeasures against electrostatic surges. In this example, the SP3T switch switches the EGSM transmission signal and DCS reception signal to the demultiplexer Dip1 among the signals input / output from the antenna terminal, switches the DCS / PCS transmission signal and EGSM reception signal to the demultiplexer Dip2, and PCS The received signal is switched to SAW for PCS reception. The low pass filter LPF1 plays a role of attenuating Nth order harmonic distortion included in the transmission signal input from the EGSM TX terminal, and LPF2 is Nth order harmonic distortion included in the transmission signal input from the DCS / PCS TX terminal. It plays a role to attenuate. The SAW filters SAW1, SAW2, and SAW3 are responsible for removing noise outside the reception band included in the EGSM reception signal, the DCS reception signal, and the PCS reception signal, respectively. The duplexer Dip1 is connected to LPF1 and SAW2, and the duplexer Dip2 is connected to LPF2 and SAW1.
[0049]
The electrostatic surge countermeasure circuit is inserted between the antenna terminal ANT and the SP3T switch, and absorbs the electrostatic surge input from the antenna to the ground. The parallel resonant circuit composed of the inductor L3 and the capacitor C3 shown in the dotted frame is optional, but when this parallel resonant circuit is provided, the attenuation pole has a frequency twice that of DCS / PCS Tx (3420MHz to 3820MHz). ), The frequency four times that of EGSM transmission (3520MHz to 3660MHz) can be attenuated at the same time, so the attenuation of DCS / PCS transmission twice and EGSM transmission four times are attenuated simultaneously. Can do. Further, since the parallel resonant circuits L3 and C3 also have a function as a matching circuit, they are useful for matching adjustment of the entire antenna switch. This electrostatic surge countermeasure circuit may be appropriately inserted not only between the antenna top but also between Dip and LPF, or between Dip and SAW, if necessary. In this example, the notch filter is omitted, but it is needless to say that the above-described notch filter or the like may be provided in combination.
As described above, circuits such as the SP3T switch, the reception SAW filter, the power amplifier connected to the transmission terminal, and the low noise amplifier connected to the reception terminal can be efficiently protected from electrostatic surges.
[0050]
(Example 8)
A part of the transmission line and the capacitor constituting the diplexer, low-pass filter and variable notch filter in the present invention can be built in the dielectric laminated substrate, and GaAs FET switch elements such as SPDT, SP3T, SP4T used as a switch circuit, and By mounting chip components such as resistors, capacitors, and choke coils on the dielectric multilayer substrate, a compact and inexpensive multiband antenna switch multilayer module composite component can be obtained.
FIG. 7 shows a perspective view of the antenna switch laminated module composite part shown by the equivalent circuit of FIG. Since the transmission lines and the capacitors constituting the diplexers Dip1 and Dip2, the low-pass filters LPF1 and LPF2, and the variable notch filter VNF are divided into a plurality of layers and printed inside the multilayer body, it is possible to reduce the size and weight.
In this embodiment, the multilayer substrate uses a ceramic dielectric material (LTCC) that can be fired at a low temperature of 950 ° C. or less, and the ceramic green sheet before firing has a sheet thickness so that transmission lines and capacitors can be easily formed. The thing of 40-200 micrometers was used. A plurality of these ceramic green sheets are laminated, cut into individual pieces, printed with side electrodes, and then fired at 950 ° C. to obtain a laminated body of antenna switch laminated module composite parts. Further, by mounting a GaAs FET switch, a chip resistor, a chip capacitor and a choke coil on the obtained laminated body, an antenna switch laminated module composite part shown by an equivalent circuit in FIG. 8 is obtained.
[0051]
(Other examples)
In the above embodiment, the multi-band antenna switch circuit corresponding to EGSM, DCS, DAMPS, PCS, W-CDMA was described, but in addition to this, PDC 800 band (810 to 960 MHz), GPS band (1575.42 MHz), PHS The same effect can be expected for the band (1895 to 1920 MHz), the Bluetooth band (2400 to 2484 MHz), CDMA2000, which is expected to spread in the United States, and TD-SCDMA, which is expected to spread in China. Therefore, according to the present invention, a multi-mode multi-band antenna switch circuit such as a dual-band, 3-band, 4-band, 5-band, etc. with reduced harmonic generation is obtained, and a circuit using a conventional PIN diode is provided. In comparison, downsizing and low power consumption are possible.
[0052]
【The invention's effect】
According to the present invention, an FET switch such as a GaAs switch is used by connecting a low pass filter to the transmission terminal of the diplexer and a notch filter between the antenna terminal and the switch. It is possible to suppress the amount of harmonic generation that is a concern when used.
In addition, if an electrostatic surge countermeasure circuit is used, the electrostatic surge from the antenna terminal can be released to the ground, and the electrostatic surge can be absorbed in a wide frequency band, so that the electrostatic breakdown countermeasure can be more completely taken.
In addition, since the transmission line and part of the capacitance of the diplexer and the switch circuit are built in and integrated in the multilayer substrate, the wiring between the diplexer and the switch circuit is also formed on the surface or inside of the multilayer substrate, reducing the loss due to the wiring, In addition, it is easy to adjust the alignment between the two. Furthermore, since chip components such as a switch element, a resistor, a capacitor, and an inductor are mounted on the multilayer substrate, the multilayer module composite component is further reduced in size and cost. As described above, communication devices using these multiband antenna switch circuits or multiband antenna switch laminated module composite parts can be reduced in size and power consumption compared to circuits using conventional PIN diodes. .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of an EGSM and DCS compatible antenna switch circuit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram illustrating an example of an antenna switch circuit that supports EGSM and DCS.
FIG. 3 is a block diagram of an antenna switch circuit for EGSM, DCS, and PCS in another embodiment according to the present invention.
FIG. 4 is a block diagram of an EGSM, DAMPS, DCS, and PCS compatible antenna switch circuit in another embodiment according to the present invention.
FIG. 5 is a block diagram of an EGSM, DAMPS, DCS, and PCS compatible antenna switch circuit according to another embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing characteristics of a variable notch filter used in the present invention.
FIG. 7 is a perspective view of an EGSM / DCS compatible antenna switch laminated module composite component according to the present invention.
8 is an equivalent circuit diagram of the EGSM and DCS compatible antenna switch circuit shown in FIG. 1 according to the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing an operating point of a PIN diode.
FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of an EGSM and DCS compatible antenna switch circuit using a reverse voltage application type variable notch filter in another embodiment of the present invention.
11 is an equivalent circuit diagram of the antenna switch circuit for EGSM, DAMPS, DCS, and PCS shown in FIG. 5 according to the present invention.
FIG. 12 is a block diagram of an antenna switch circuit for EGSM, W-CDMA, DCS, and PCS in another embodiment according to the present invention.
FIG. 13 is an equivalent circuit diagram of an embodiment of a high-pass filter for electrostatic surge according to the present invention.
FIG. 14 is an equivalent circuit diagram of another high-pass filter for preventing electrostatic surge according to the present invention.
FIG. 15 is a block diagram of an antenna switch circuit using a high-pass filter for preventing electrostatic surge in another embodiment according to the present invention.
FIG. 16 is a diagram showing attenuation characteristics of the electrostatic surge countermeasure circuit of the present invention.
FIG. 17 is a diagram showing reflection characteristics of the electrostatic surge countermeasure circuit of the present invention.
FIG. 18 is an equivalent circuit diagram showing an example of an electrostatic surge countermeasure circuit.
FIG. 19 is a block diagram of an EGSM and DCS compatible antenna switch circuit using a PIN diode switch according to the prior art.
FIG. 20 is a diagram showing an equivalent circuit of a switch circuit using a PIN diode switch according to the prior art.
FIG. 21 is a block diagram of an EGSM and DCS compatible antenna switch circuit using GaAs switches according to the prior art.
[Explanation of symbols]
ANT: Antenna terminal
TX: Transmission terminal
RX: Reception terminal
Dip, Dip1, Dip2: Diplexer
Dup: Duplexer
LPF1, LPF2: Low-pass filter
SW, SW1, SW2: Switch circuit
VNF: Variable notch filter
L1-L17: Transmission line, inductor or choke coil
C, C1-C19: Capacity
D: PIN diode
R: Resistance
VC, VC1, VC2, VC3: Control power supply
1: Multilayer dielectric
2: SPDT GaAs FET switch
3: Diode switch
4: Chip capacitor
5: Choke coil
6: Chip resistance
7: Side electrode terminal

Claims

A first diplexer having a first transmission terminal, a second reception terminal, and a first common terminal; a second diplexer having a second transmission terminal, a first reception terminal, and a second common terminal; A switch circuit having a first transmission / reception terminal, a second transmission / reception terminal, and an antenna terminal, wherein one of the first transmission / reception terminal and the second transmission / reception terminal is switched and connected to the antenna terminal; A multiband antenna switch circuit in which the first common terminal is connected to the first transmission / reception terminal and the second common terminal is connected to the second transmission / reception terminal ;
Between the switch circuit and the antenna, a frequency twice or three times that of a transmission signal input to the first transmission terminal or the second transmission terminal is attenuated, and a surge voltage due to electrostatic discharge is grounded. A filter to absorb,
The filter includes a choke coil connected between the input terminal and the ground, and a series resonance circuit including an inductor, a diode switch, and a capacitor between the output terminal and the ground, and the diode switch is turned on or off. The multiband antenna switch circuit, wherein the oscillation frequency of the series resonant circuit changes by setting the state.

A switch circuit connected to the antenna, and a plurality of diplexers connected to the switch circuit, and having a filter that absorbs a surge voltage due to electrostatic discharge to the ground between the switch circuit and the antenna;
The filter includes an inductor connected between the input terminal and the ground, a capacitor connected between the input terminal and the output terminal, and a series composed of an inductor and a capacitor between the output terminal and the ground. A high-pass filter with a resonant circuit connected
A multiband antenna switch circuit, wherein a resonance frequency of the series resonance circuit is between 100 MHz and 500 MHz.

The multiband antenna switch circuit according to claim 2, wherein a parallel resonant circuit including a third inductor and a third capacitor is inserted between the input terminal and the output terminal.

A first diplexer having a first transmission terminal, a second reception terminal, and a first common terminal; a second diplexer having a second transmission terminal, a first reception terminal, and a second common terminal; A switch circuit having a first transmission / reception terminal, a second transmission / reception terminal, and an antenna terminal, wherein one of the first transmission / reception terminal and the second transmission / reception terminal is switched and connected to the antenna terminal; The first common terminal is connected to the first transmission / reception terminal, and the second common terminal is connected to the second transmission / reception terminal. Multiband antenna switch circuit.

5. The multiband according to claim 1, further comprising a first low-pass filter connected to the first transmission terminal and a second low-pass filter connected to the second transmission terminal. Antenna switch circuit.

The multiband antenna switch circuit according to any one of claims 1 to 53, wherein the switch circuit is made of a GaAs semiconductor.

A transmission line and a part of a capacitor constituting the multiband antenna switch circuit according to any one of claims 1 to 6 are built in a laminated substrate, a switch element constituting a part of the multiband antenna switch circuit, a resistor, A multi-band antenna switch multilayer module composite component characterized by mounting chip components such as capacitors and inductors on a multilayer substrate.

The multiband antenna switch circuit according to any one of claims 1 to 6, or the claim A communication apparatus using the multi-band antenna switch laminated module composite part according to claim 7.