JP3969911B2

JP3969911B2 - Negative feedback amplifier circuit

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Publication number: JP3969911B2
Application number: JP29130099A
Authority: JP
Inventors: 孝至中井
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1999-10-13
Filing date: 1999-10-13
Publication date: 2007-09-05
Anticipated expiration: 2019-10-13
Also published as: JP2001111356A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話システムに代表される無線通信分野で利用される負帰還増幅回路に関し、特に電力増幅器の低歪化技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話システムに代表される無線通信機においては送信信号を所望の電力レベルまで増幅する電力増幅器が用いられる。一般に、電力増幅器（以下では単に増幅器と表記することがある）においては、入力電力が小さい範囲では線形動作をし、入力電力を増していくと非線形動作をするようになる。増幅器が線形動作をしている場合には入力信号と出力信号のスペクトルは等しく、その電力レベルが増幅器の利得分だけ増幅される。
【０００３】
一方、非線形領域で動作している場合には、増幅器の出力信号が歪むために、そのスペクトルは入力信号スペクトルと等しくはならず、入力信号スペクトルに比較して広がってしまう。反面、増幅器の電力効率に着目すると、非線形動作をした場合の方が線形動作をしているときよりも高効率となるので増幅器そのものの選択、動作させる入力電力の設計にあたっては、この増幅器の歪によるスペクトルの広がりと電力効率の兼ね合いを十分に考慮する必要がある。
【０００４】
無線通信においては、使用者はそれぞれ異なるキャリア周波数を割り当てられ、そのチャネルで通信を行う。しかし、増幅器が非線形動作をしてその出力スペクトルが近隣のチャネルにまで広がると、その近隣チャネルに対する干渉波となり、通信品質に影響を及ぼすことになる。この近隣チャネルヘの干渉を抑えるために、近隣チャネルヘのスペクトルの広がりを、隣接チャネル漏洩電力値として規定されることがある。無線端末設計者は、この規格を満足するように、増幅器とその入力電力値を選択・設計することになる。この隣接チャネル漏洩電力の規格は、勿論、該当する無線システムに与えられた帯域にわたって満足する必要がある。
このように増幅器の歪の上限は、それぞれの無線システムにより規定されるので、要求される規格を満足するためには、電力効率が悪くなっても、増幅器を線形動作させざるを得なかった。
【０００５】
このような問題を解決するために、より低歪で高い電力効率を有する増幅器を実現するための種々の方法が提案されている。その手段としては、増幅器に負帰還を施すものやプレディストーションと呼ばれるものも含まれる。この中で増幅器に負帰還を施す手法は、増幅器の出力の一部を逆位相で入力端子に帰還するもので、簡単な回路構成で増幅器の低歪化が図れるものである。
【０００６】
図９に示すように、増幅度αの増幅器５１において、その出力を減衰度βの減衰器５２を介して入力信号と逆位相で合成して負帰還増幅器５０とした場合、この負帰還増幅器５０の増幅度γは、
γ＝α÷（１＋α×β）
となる。実際には帰還ループを作るための増幅器１１の出力端での分岐部分で生じる損失、増幅器１１の入力端の合成部分で生じる損失があるが、ここではすべてβに含ませてあるとする。
【０００７】
また、帰還信号を逆位相で合成するためには、帰還ループ内で位相を調整する回路が必要があるが、ここでは省略している。負帰還増幅器５０においては、負帰還を施す前の増幅度αと負帰還を施した後の増幅度γの差をもって負帰還の度合いを表す。この場合、「１０×ｌｏｇ（α／γ）デシベルの負帰還を施した」と表現される。例えば、増幅器５１の増幅度が４０ｄＢとして減衰量が２５ｄＢの減衰器５２をもって負帰還ループを構成した場合、負帰還増幅器としての増幅度はもとの増幅度より１５ｄＢ低くなって（つまり１５ｄＢの負帰還がかかって）２５ｄＢとなる。この時、負帰還を施したことにより信号出力が１５ｄＢ低くなるとともに、増幅器５１の歪出力も１５ｄＢ低くなる。信号出力の低下分は、負帰還増幅器５０への入力を１５ｄＢ増加させれば、信号対歪比は１５ｄＢ改善されることになる。このとき、増幅器５１単体に着目すると、負帰還をかける前と後ではその入出力信号レベルは変わっていない。つまり増幅器５１単体の動作が非線形動作から線形動作になったわけではないので、高効率なままということが分かる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
負帰還を施した増幅回路は低歪となるが、この効果は増幅器の出力信号が逆位相で入力側に帰還されたときが最大で、位相が逆位相から外れるに従って効果は小さくなる。さらに同位相となった場合には増幅器の発振を招く恐れもある。それゆえ負帰還の効果は狭帯域に限られることになり、所望の周波数帯域にわたって効果を得にくいという問題があった。
【０００９】
この問題について、図１０を用いて説明する。図１０（ａ）に示すような振幅特性と、図１０（ｂ）に示すような位相特性を持つ増幅器に対して負帰還をかけるとする。このとき、周波数ｆ０において帰還信号が入力信号と逆位相となるように調整したとする（以下では、このように調整することを「負帰還（ループ）を周波数ｆ０に設定する」と書くことがある）。１５ｄＢの負帰還を施すとすると、上記したように２５ｄＢの減衰器５２でもって負帰還ループを構成すれば良い。増幅器単体の増幅度は図に示す周波数特性を持ち、周波数の増加ととも減少し、増幅度が２５ｄＢとなる周波数で位相が１８０度変化する。周波数特性は増幅器のみが持つとすれば、このとき、帰還ループは、２５ｄＢの増幅度を持つ増幅器５１と２５ｄＢの減衰度を持つ減衰器５２から構成されるのでループゲインは０ｄＢとなり、回路が発振するかしないかの境目の状態になることになる。つまり、図１０の特性を持つ増幅器にかけられる最大の負帰還量は１５ｄＢであり、これ以上帰還量を大きくすると周波数ｆ１で発振することになる。実際には、例えば３ｄＢの余裕を取り１２ｄＢが最大の負帰還量となる。
【００１０】
上記したように、増幅器単体の周波数特性により、実現可能な負帰還量の上限が制限されるから、これはつまり信号対歪比の改善度の上限も制限されることになってしまう。この問題は、増幅器の入力及び出力信号の一部を取り出し、それらを比較して帰還信号レベルを決定する特開平６−３３８７３１に示される負帰還増幅器であっても避けることはできない。ここに示されている従来の負帰還増幅器では、帰還レベルを決定するための方法が提案されているが、増幅器の周波数特性に触れてはおらず、図１０を用いて説明した最大負帰還量の範囲内の工夫に過ぎない。
【００１１】
増幅器の非線形動作、つまり歪によるスペクトルの広がりは、上記したように同一システム内の多チャネルに対する干渉として悪影響を及ぼすだけでなく、他システムに対しても干渉波として影響を及ぼすことになる。既存の無線システムの周波数帯域に隣接して新規の無線システムが構築される場合、既存の無線システムに影響を与えないようにするために、他システムに対する漏洩電力規格は、同一システムの隣接チャネルに対するそれよりも厳しいものとなる。これは割り当てられた無線周波数帯域端付近のチャネルでのみ満足すれば良く、周波数帯域全体で満足する必要はないが、規格が厳しいために特別の対応が必要となる。
【００１２】
例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ無線システムの場合、割り当てられた周波数帯域は１９２０ＭＨｚから１９８０ＭＨｚであるが、隣接する周波数帯域１８９３．５ＭＨｚから１９１９．６ＭＨｚはＰＨＳ無線システムに既に割り当てられており、このＰＨＳ帯域への漏洩電力（スプリアス発射）は測定帯域幅３００ＫＨｚの時に−４０ｄＢｍと定められている。Ｗ−ＣＤＭＡ無線システムにおける隣接チャネル漏洩電力は、測定帯域幅は３．８４ＭＨｚでキャリア周波数から５ＭＨｚ離調した周波数で−３３ｄＢ、１０ＭＨｚ離調した周波数で−４３ｄＢと定められており、上記のＰＨＳ帯域に対する規格をＷ−ＣＤＭＡでの測定帯域幅に換算すると、Ｗ−ＣＤＭＡでの出力電力を２４ｄＢｍとして−５４ｄＢとなり、隣接チャネル漏洩電力規格に比べて非常に厳しい条件を満足する必要がある。
【００１３】
帰還をかける際の位相に関しては、所望の周波数にて帰還信号と入力信号を逆位相で合成する回路構成の問題がある。増幅器出力から帰還信号を分岐させ、位相調整手段、レベル調整手段を介して入力信号と合成するのであるが、回路部品の小型化に伴い、帰還路の物理的距離が短くなるために、帰還路を構成する線路による位相変化のみで入力信号に対して１８０度の位相変化を実現しようとすると、それだけで回路規模が大きくなってしまい、部品の小型化の効果が無くなってしまうことになる。そのために、移相回路を付加して、線路としては最短で済ます構成が考えられる。この場合でも、増幅器出力であるＲＦ信号の一部を帰還信号として、入力ＲＦ信号と逆位相で合成する負帰還回路では、帰還回路を構成する移相回路においてもその入出力でのインピーダンス整合をとる必要があり、その結果、位相変化量の自由度が制限される問題があった。
【００１４】
例えば、図１１に示すようなインダクタンスＬ₅₄とキャパシタンスＣ₅₄，Ｃ₅₅からなるπ型回路で移相回路を構成する。この移相回路は、インダクタンスＬ₅₄が帰還路に直列に接続され、インダクタンスＬ₅₄の前後に一端を接地したキャパシタンスＣ₅₄，Ｃ₅₅をそれぞれ接続する。
ここで、インダクタンスのインピーダンスＺ_Lは、
Ｚ_L＝ｊωＬ＝ｊＸ_S （Ｘ_S＝ωＬ）
キャパシタンスのインピーダンスＺ_Cは、
Ｚ_C＝１／（ｊωＣ）＝−ｊＸ_P （Ｘ_P＝１／（ωＣ））
となる。
【００１５】
この移相回路の場合、入出力端での整合（つまりＳ１１、Ｓ２２）が−１０ｄＢ以下、且つ入出力インピーダンスが５０Ω（このとき移相回路は対称回路となりＣ₅₄＝Ｃ₅₅となる）の条件では、実現できる位相量は図１２に示すように制限を受けることになる。図１２においてＡ−Ｂ−Ｃ−Ｄ−Ｅ−Ｆ−Ａの閉曲線は１０ｄＢのインピーダンス整合となる境界線である。さらにインダクタンス、キャパシタンスをチップ部品で実現する場合、キャパシタンスが飛び飛びの値しか存在しないことから、例えば周波数を１．９５ＧＨｚとすると、図１３に示す位相量しか実現できない。
【００１６】
本発明の目的は、低歪な出力信号を得たい周波数の近傍で、より強い負帰還を実現可能とし、信号対歪比改善度の向上ができる負帰還増幅回路を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明である負帰還増幅回路は、信号が周波数に応じて位相変化しながら増幅される増幅手段と、入力信号と、前記増幅手段の出力信号を帰還させた帰還信号を合成して前記増幅手段に入力する合成手段と、前記増幅手段の出力信号から前記帰還信号を分岐する分岐手段と、本回路が動作する周波数帯の帯域下限周波数近傍に設定した第１の周波数において、前記分岐手段により分岐された前記帰還信号の位相を、前記帰還信号が前記増幅手段に入力されるときに前記入力信号と逆位相となるように調整する位相調整手段と、前記増幅手段による位相変化が前記第１の周波数に対して１８０度となる第２の周波数の信号において、前記位相調整手段の出力信号レベルを減衰するレベル調整手段と、前記レベル調整された帰還信号に対して、前記第１の周波数が通過域となり、前記第２の周波数が遮断域となって信号レベルを減衰して、前記合成手段に出力する低域通過手段とを備えたことを特徴とする
【００１８】
本発明である負帰還増幅回路は、信号が周波数に応じて位相変化しながら増幅される増幅手段と、入力信号と、前記増幅手段の出力信号を帰還させた帰還信号を合成して前記増幅手段に入力する合成手段と、前記増幅手段の出力信号から前記帰還信号を分岐する分岐手段と、本回路が動作する周波数帯の帯域上限周波数近傍に設定した第３の周波数において、前記分岐手段により分岐された前記帰還信号の位相を、前記帰還信号が前記増幅手段に入力されるときに前記入力信号と逆位相となるように調整する位相調整手段と、前記増幅手段による位相変化が前記第３の周波数に対して１８０度となる第４の周波数において、前記位相調整手段の出力信号レベルを減衰するレベル調整手段と、前記レベル調整された帰還信号に対して、前記第３の周波数が通過域となり、前記第４の周波数が遮断域となって信号レベルを減衰して、前記合成手段に出力する高域通過手段とを備えたことを特徴とする。
【００２１】
本発明である負帰還増幅回路は、前記位相調整手段が、位相変化量の異なる複数の移相回路からなることを特徴とする。
【００２２】
本発明である負帰還増幅回路は、前記位相調整手段が、帰還路に直列接続されたインダクタンスのみで構成された移相回路を含むことを特徴とする。
【００２３】
本発明である負帰還増幅回路は、前記位相調整手段が、帰還路とアース間に接続するキャパシタンスで構成される移相回路を含むことを特徴とする。
【００２４】
本発明において、増幅器による位相変化量が、負帰還を設定した周波数での位相変化量に比べて、１８０度変化する周波数近傍にトラップ手段の共振周波数を設定することにより、より強い負帰還が実現可能となり、より大きな信号対歪比改善度が得られる。特に無線通信において、負帰還を設定する周波数を自システムと隣接する他システムとの境界周波数近傍に設定することで、他システムに悪影響を及ぼさない無線装置を構成できる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００２６】
＜第１実施形態＞
本発明の第１実施形態について説明する。図１は、本発明に係る負帰還増幅器の第１実施形態を示すブロック図である。この負帰還増幅器１０は、入力信号と帰還信号を合成する合成手段である方向性結合器１１と、方向性結合器１１の出力信号を増幅する増幅器１２，１３と、増幅器１３の出力信号から帰還信号を分岐させる分岐手段である方向性結合器１５と、方向性結合器１５により分岐された帰還信号の位相を所定の周波数において入力信号と逆位相に調整する位相調整手段である移相回路１６と、移相回路１６の出力のレベルを変化させて方向結合器１１に入力するレベル調整手段である減衰器１８とを備えるものである。そして、増幅器１３の出力側に、インダクタンスＬ₁₄とコンデンサＣ₁₄とからなる共振回路１４を接続する。この共振回路は、一端を増幅器１３に接続したインダクタンスＬ₁₄の他端に、一端を接地したコンデンサＣ₁₄を直列接続した回路である。
【００２７】
本実施形態の負帰還増幅器１０では、図１に示すように、増幅器１２、増幅器１３からなる２段構成の増幅回路の出力信号を方向性結合器１５により分岐し、分岐した信号を移相回路１６、減衰器１８を介し、方向性結合器１１により入力信号を合成して帰還ループを構成している。移相回路１６は所望の周波数ｆ０にて、方向性結合器１１で逆位相にて合成されるように調整する。直列共振回路１４はトラップ回路となっており、共振周波数をｆ１近傍に設定することにより、図２に示すように増幅器１２と増幅器１３の２段増幅回路の特性は該周波数ｆ１近傍で振幅特性は凹状に、位相特性は凸状に変化することになる。このことにより、位相特性が１８０度変化する周波数は高周波側に移動し、その周波数での増幅度は減少するので、共振回路１４を付加しない場合よりも強い負帰還を実現できることになり、このことはより大きな信号対歪比の改善が実現できることを意味する。なお、共振回路１４は、増幅器１２と増幅器１３の間に接続しても良い。本実施形態では、負帰還を設定した周波数ｆ０の高域側で位相が１８０度変化する周波数ｆ１近傍に共振周波数を設定した共振回路１４のみを接続しているが、周波数ｆ０の低域側で位相が１８０度変化する周波数がもしあるならば、その周波数に共振周波数を設定した共振回路を更に接続すればよい。このことは以下の実施形態でも同様である。
【００２８】
＜第２実施形態＞
本発明の第２実施形態について説明する。図３は、本発明に係る負帰還増幅器の第２実施形態を示すブロック図である。
この負帰還増幅器２０は、入力信号と帰還信号を合成する合成手段である方向性結合器２１と、方向性結合器２１の出力信号を増幅する増幅器２２，２３と、増幅器２３の出力信号から帰還信号を分岐させる分岐手段である方向性結合器２５と、方向性結合器２５により分岐された帰還信号の位相を所定の周波数において入力信号と逆位相に調整する位相調整手段である移相回路２６と、移相回路２６の出力のレベルを変化させて方向結合器２１に入力するレベル調整手段である減衰器２８とを備えるものである。
【００２９】
本実施形態では、図３に示すように、増幅器２２，２３からなる２段構成の増幅回路の出力信号を方向性結合器２５により分岐し、分岐した信号を移相回路２６、減衰器２８を介し、方向性結合器２１により入力信号を合成して帰還ループを構成している。更に移相回路２６は、１９２０ＭＨｚ近傍にて帰還信号と入力信号とが方向性結合器２１にて逆位相で合成されるように調整されている。
【００３０】
本実施形態はＷ−ＣＤＭＡ無線システム用増幅器を仮定しており、１９２０ＭＨｚでＰＨＳ無線システムと周波数配置が隣りあっている。すなわち、Ｗ−ＣＤＭＡ無線システムの場合、割り当てられた周波数帯域は１９２０ＭＨｚから１９８０ＭＨｚであるが、隣接する周波数帯域１８９３．５ＭＨｚから１９１９．６ＭＨｚはＰＨＳ無線システムに割り当てられている。そこで、その周波数配置の境目である１９２０ＭＨｚ近傍に負帰還ループを設定する。したがって、その境界周波数近傍で最も大きな信号対歪比改善度が得られることになり、ＰＨＳ無線システムに悪影響を及ぼすことの無い増幅回路が実現できる。
【００３１】
＜第３実施形態＞
次に、本発明の第２実施形態について説明する。本実施形態の負帰還増幅器は、第２実施形態の負帰還増幅器２０に、共振回路２４を配置した構成である。この共振回路は、一端を増幅器１３に接続したインダクタンスＬ₂₄の他端に、一端を接地したコンデンサＣ₂₄を直列接続した回路である。
【００３２】
負帰還増幅器は、隣接するＰＨＳ無線システムに影響を与えないようにするために、負帰還増幅器が動作するＷ−ＣＤＭＡ帯域内では、図４に示すように、増幅器２２と増幅器２３の２段で構成される増幅回路の利得はほぼ平坦であるために、負帰還を設定した周波数１９２０ＭＨｚと増幅器の位相が１９２０ＭＨｚの時と比較して１８０度変化する周波数ｆ１での利得低下量は小さくなってしまう。つまり強い負帰還がかけられないことになり、ひいては大きな信号対歪比の改善が期待できないことになる。本実施形態では、共振回路２４を接続し、増幅器２２と増幅器２３の２段で構成される増幅回路による位相変化が１９２０ＭＨｚの場合と比べて１８０度変化する周波数ｆ１近傍にその共振周波数を設定することにより、大きな信号対歪比改善が期待できることになる。
【００３３】
＜第４実施形態＞
次に、本発明の第４実施形態について説明する。図５は、本発明に係る負帰還増幅器の第４実施形態を示すブロック図である。
この負帰還増幅器３０は、入力信号と帰還信号を合成する合成手段である方向性結合器３１と、方向性結合器３１の出力信号を増幅する増幅器３２，３３と、増幅器３３の出力信号から帰還信号を分岐させる分岐手段である方向性結合器３５と、方向性結合器３５により分岐された帰還信号の位相を所定の周波数において入力信号と逆位相に調整する位相調整手段である移相回路３６と、移相回路３６の出力のレベルを変化させるレベル調整手段である減衰器３８と、減衰器３８を出力した信号を、特定周波数を通過させて方向結合器３１に入力する低域通過回路３９とを備えるものである。
【００３４】
本実施形態は、増幅器３２，３３からなる２段構成の増幅回路の出力信号を方向性結合器３５により分岐し、分岐した信号を移相回路３６、減衰器３８、低域通過回路３９を介し、方向性結合器３１により入力信号を合成して帰還ループを構成している。移相回路３６は、他システムヘの影響を考慮して、負帰還増幅器３０が動作するシステムの帯域下限周波数近傍に最適点が設定されている。低域通過回路３９は、負帰還増幅器３０が設定されている周波数ｆ０は通過域となり、増幅器３２と増幅器３３からなる２段増幅回路の位相変化が１８０度となる周波数ｆ１では遮断域となるようにその臨界周波数が設定されている。
【００３５】
このような構成とすることにより、周波数ｆ１でのループゲインは周波数ｆ１での増幅器３２と増幅器３３からなる２段増幅回路の利得から減衰器３８の減衰量と低域通過回路３９での減衰量を差し引いたことになり、利得の余裕が低域通過回路３９の減衰量だけ増すことになる。その結果、より強い負帰還をかけて、大きな信号対歪比改善度を得ることができることになる。
なお、隣接する他システムが、自システムの高域側に位置する場合には低域通過回路３９の代わりに高域通過回路を接続すればよい。また、他システムの有無に関係無く、低域通回路３９の代わりに帯域通過回路を接続すればより強い負帰還を実現できることになるのは勿論である。
【００３６】
＜第５実施形態＞
次に、本発明の第５実施形態について説明する。図６は、本発明に係る負帰還増幅器の第５実施形態を示すブロック図である。
この負帰還増幅器４０は、入力信号と帰還信号を合成する合成手段である方向性結合器４１と、方向性結合器３１の出力信号を増幅する増幅器４２と、増幅器４２の出力信号から帰還信号を分岐させる分岐手段である方向性結合器４５と、方向性結合器４５により分岐された帰還信号の位相を所定の周波数において入力信号と逆位相に調整する位相調整手段である第１及び第２の移相回路４６，４７と、移相回路４７の出力のレベルを変化させて方向結合器４１に入力するレベル調整手段である減衰器４８とを備えるものである。
【００３７】
本実施形態は、増幅器４２の出力の一部を方向性結合器４５によって分岐して帰還信号とし、帰還信号は第１の移相回路４６と第２の移相回路４７、減衰器４８を介して帰還され、方向性結合器４１で入力信号と合成されて帰還ループが実現される。ここで減衰器４８の減衰量は所望の負帰還量から計算される。本実施形態では２つ移相回路４６，４７を含むループ回路構成部品の位相変化とそれらを繋ぐ線路の位相変化の合計が１８０度となるように移相回路の定数が決定されており、移相回路はそれぞれ図１１に示したπ型回路となっている。そして移相回路４６は３．９ｎＨのインダクタンスと２ｐＦのキャパシタンス、移相回路４７は３．３ｎＨのインダクタンスと０．５ｐＦのキャパシタンスから構成されている。つまり図１３に示したように、この２つの移相回路４６，４７により−１４２度程度の位相変化を実現している。このとき各移相回路は１０ｄＢ以上のインピーダンス整合が取れている。
【００３８】
ただ１つのπ型回路で、１０ｄＢ以上のインピーダンス整合をとって、−１４２度の位相変化を実現することはできない。たとえば、移相回路を１つで済ますために、移相回路４６の位相変化量−１００度を線路の延長により実現しようとする。線路を誘電率２のセミリジッドケーブルとすれば、１．９５ＧＨｚで４ｃｍ程度の線路長が必要となり、回路規模の増大を招く。
また移相回路４７の位相変化量−４２度を同様に線路によって実現する場合には、延長する線路長は短くなるものの、各部品のバラツキにより位相変化量を微調整する必要が出てきた場合に、移相回路４６においてはインダクタンスを変えることにより位相量が１０度以上変化してしまう。このことから位相量の微調整は不可能である。
【００３９】
図１１のπ型回路では、図１２に示されているように、Ｘｐが大きい領域では位相変化量は大きいがＸｓに対する依存度が大きく、Ｘｐが小さい領域では位相量は小さいがＸｓに対する依存度は小さい。これら２つの領域のπ型回路を組み合わせて使うことにより位相微調整可能で位相量設定自由度の大きい負帰還増幅器が実現できる。
【００４０】
なお、移相回路４６，４７は減衰器４８の前後のみならず、増幅器４２の前後の何れかに接続しても良いので、移相回路を２つにしたことによる部品配置の制約も小さい。また２つの移相回路を隣接して配置する場合、コンデンサが隣り合って並ぶことになるので、１つのコンデンサで置き換えられる可能性もある。
【００４１】
＜第６実施形態＞
次に、本発明の第６実施形態について説明する。図７は、本発明に係る負帰還増幅器の第６実施形態における移相回路の回路図である。
本実施形態の負帰還増幅器は、図６に示す第５実施形態の負帰還増幅器と同じで、移相回路４７を図７の回路で構成したものである。移相回路４７により、負帰還に必要な位相量近くまで実現すれば、図１２のＸ_P＝∞、つまりキャパシタンスＣ＝０Ｆの位相変化量（図８中のＡ−Ｆ間の位相変化量）で必要な位相量が実現できる。Ｃ＝０Ｆのπ型回路とはつまり図７の回路であり、少ない部品点数で第５実施形態で示した回路と同等の特徴を有する負帰還増幅回路を実現できることになる。
【００４２】
＜第７実施形態＞
次に、本発明の第７実施形態について説明する。図８は、本発明に係る負帰還増幅器の第７実施形態における移相回路の回路図である。
本実施形態の負帰還増幅器は、図６に示す第５実施形態の負帰還増幅器と同じで、移相回路４７を図８の回路で構成したものである。移相回路４６により、負帰還に必要な総量近くまで実現すれば、図１２のＸｓ＝０、つまりインダクタンスＬ＝０Ｈの位相変化量（図１２中のＡ−Ｂ間の位相変化量）で必要な位相量が実現できる。Ｌ＝０Ｈのπ型回路とは、つまり図８の回路となる。ただし、キャパシタンスの値は２つのキャパシタンスの合成容量が必要なので２倍となる。図８の移相回路ではコンデンサ１つで構成できるので、位相量の微調整を連続して行うために、また部品を置き換えるのではなく電気信号にて行うために、コンデンサを可変容量ダイオードに置き換える場合にも、コストの上昇を最小限に押さえることができる。
【００４３】
以上の第１〜第７実施形態では、帰還回路の分岐及び合成に方向性結合器を用いて説明したが、方向性結合器を設けずに直接分岐・合成も可能である。
【００４４】
【発明の効果】
本発明によれば、負帰還を設定する周波数を自システムと隣接する他システムとの境界周波数近傍に設定することで、他システムに悪影響を及ぼさない無線装置を構成できる。また、低域通過手段あるいは高域通過手段を有し、第１または第３の周波数は通過域となり、第２または第４の周波数近傍は遮断域となるようにしたので、利得の余裕が低域通過手段あるいは高域通過手段の減衰量だけ第２または第４の周波数近傍で増すことになり、より強い負帰還が実現可能となり、より大きな信号対歪比改善度が得られる。
【００４８】
本発明によれば、移相回路を複数設けることで、微調整可能で位相設定自由度の高い位相調整手段が実現できる。
【００４９】
本発明によれば、移相回路の１つをインダクタンスのみで構成できるようにすることで回路規模、コストを抑えることができる。
【００５０】
本発明によれば、移相回路の１つをコンデンサのみで構成できるようにすることで回路規模、コストを抑えることができると共に、位相量調整を簡単化するための可変容量コンデンサへの置き換えを最小限のコスト上昇で可能とする。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る負帰還増幅器の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】第１実施形態における負帰還増幅器の周波数に対する利得と位相の特性を示す特性図である。
【図３】本発明に係る負帰還増幅器の第２実施形態及び第３実施形態を示すブロック図である。
【図４】第２実施形態における負帰還増幅器の周波数に対する利得と位相の特性を示す特性図である。
【図５】本発明に係る負帰還増幅器の第４実施形態を示すブロック図である。
【図６】本発明に係る負帰還増幅器の第５実施形態を示すブロック図である。
【図７】本発明に係る負帰還増幅器の第６実施形態における移相回路の回路図である。
【図８】本発明に係る負帰還増幅器の第７実施形態における移相回路の回路図である。
【図９】従来の負帰還増幅器の構成を示すブロック図である。
【図１０】従来の負帰還増幅器の周波数に対する利得と位相の特性を示す特性図である。
【図１１】π型移相回路を示すブロック図である。
【図１２】π型移相回路の位相変化量を示す特性図である。
【図１３】実際の部品で構成したπ型移相回路の位相変化量を示す特性図である。
【符号の説明】
１０負帰還増幅器
１１，１５方向性結合器
１２，１３増幅器
１４共振回路（トラップ回路）
１６移相回路
１８減衰器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a negative feedback amplifier circuit used in the field of wireless communication represented by a mobile phone system, and more particularly to a technique for reducing distortion of a power amplifier.
[0002]
[Prior art]
In a wireless communication device represented by a mobile phone system, a power amplifier that amplifies a transmission signal to a desired power level is used. In general, a power amplifier (hereinafter sometimes simply referred to as an amplifier) performs a linear operation in a range where the input power is small, and performs a non-linear operation as the input power is increased. When the amplifier is operating linearly, the spectrums of the input signal and output signal are equal, and the power level is amplified by the gain of the amplifier.
[0003]
On the other hand, when operating in the non-linear region, the output signal of the amplifier is distorted, so that its spectrum is not equal to the input signal spectrum, and is wider than the input signal spectrum. On the other hand, paying attention to the power efficiency of the amplifier, the non-linear operation is more efficient than the linear operation, so when selecting the amplifier itself and designing the input power to operate, the distortion of this amplifier It is necessary to fully consider the trade-off between spectrum spread and power efficiency.
[0004]
In wireless communication, each user is assigned a different carrier frequency and communicates on that channel. However, if the amplifier operates in a non-linear manner and its output spectrum spreads to a neighboring channel, it becomes an interference wave for that neighboring channel and affects the communication quality. In order to suppress this interference to the neighboring channel, the spread of the spectrum to the neighboring channel may be defined as an adjacent channel leakage power value. The wireless terminal designer selects and designs the amplifier and its input power value so as to satisfy this standard. This adjacent channel leakage power standard must, of course, be satisfied over the bandwidth given to the corresponding wireless system.
Thus, since the upper limit of the distortion of the amplifier is defined by each wireless system, the amplifier must be operated linearly even if the power efficiency deteriorates in order to satisfy the required standard.
[0005]
In order to solve such a problem, various methods for realizing an amplifier having lower distortion and higher power efficiency have been proposed. The means includes those that give negative feedback to the amplifier and those called predistortion. Among them, the method of applying negative feedback to the amplifier feeds back a part of the output of the amplifier to the input terminal in the opposite phase, and the distortion of the amplifier can be reduced with a simple circuit configuration.
[0006]
As shown in FIG. 9, in the amplifier 51 having the amplification degree α, when the output is synthesized in the opposite phase to the input signal via the attenuator 52 having the attenuation degree β, the negative feedback amplifier 50 is obtained. The amplification degree γ of
γ = α ÷ (1 + α × β)
It becomes. Actually, there are a loss that occurs at the branching portion at the output end of the amplifier 11 to form a feedback loop, and a loss that occurs at the combined portion of the input end of the amplifier 11, but here all are included in β.
[0007]
In addition, in order to synthesize the feedback signal with an opposite phase, a circuit for adjusting the phase in the feedback loop is necessary, but is omitted here. In the negative feedback amplifier 50, the degree of negative feedback is expressed by the difference between the degree of amplification α before applying negative feedback and the degree of amplification γ after applying negative feedback. In this case, it is expressed as “10 × log (α / γ) dB negative feedback was performed”. For example, when a negative feedback loop is configured with an amplifier 51 having an amplification factor of 40 dB and an attenuation of 25 dB, the amplification factor as a negative feedback amplifier is 15 dB lower than the original amplification factor (that is, 15 dB negative). It will be 25 dB (with feedback). At this time, the negative feedback reduces the signal output by 15 dB, and the distortion output of the amplifier 51 also decreases by 15 dB. As for the decrease in the signal output, if the input to the negative feedback amplifier 50 is increased by 15 dB, the signal to distortion ratio is improved by 15 dB. At this time, paying attention to the amplifier 51 alone, the input / output signal level does not change before and after negative feedback is applied. That is, it can be seen that the operation of the amplifier 51 alone does not change from a non-linear operation to a linear operation, and thus remains highly efficient.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
An amplifier circuit subjected to negative feedback has low distortion, but this effect is greatest when the output signal of the amplifier is fed back to the input side in the opposite phase, and the effect becomes smaller as the phase goes out of the opposite phase. Further, if the phase is the same, there is a risk of causing oscillation of the amplifier. Therefore, the effect of negative feedback is limited to a narrow band, and there is a problem that it is difficult to obtain the effect over a desired frequency band.
[0009]
This problem will be described with reference to FIG. Assume that negative feedback is applied to an amplifier having an amplitude characteristic as shown in FIG. 10A and a phase characteristic as shown in FIG. At this time, it is assumed that the feedback signal is adjusted to have an opposite phase to the input signal at the frequency f0 (hereinafter, this adjustment is referred to as “setting the negative feedback (loop) to the frequency f0”). is there). If negative feedback of 15 dB is performed, a negative feedback loop may be configured with the attenuator 52 of 25 dB as described above. The amplification degree of the amplifier alone has the frequency characteristics shown in the figure, and decreases as the frequency increases, and the phase changes by 180 degrees at a frequency at which the amplification degree becomes 25 dB. If only the amplifier has the frequency characteristic, then the feedback loop is composed of an amplifier 51 having an amplification factor of 25 dB and an attenuator 52 having an attenuation factor of 25 dB, so that the loop gain becomes 0 dB and the circuit oscillates. It will be in the state of the boundary of whether or not. That is, the maximum negative feedback amount applied to the amplifier having the characteristics shown in FIG. 10 is 15 dB. If the feedback amount is increased further, oscillation occurs at the frequency f1. In practice, for example, a margin of 3 dB is taken and 12 dB is the maximum negative feedback amount.
[0010]
As described above, since the upper limit of the realizable negative feedback amount is limited by the frequency characteristics of the amplifier alone, this means that the upper limit of the improvement degree of the signal to distortion ratio is also limited. This problem cannot be avoided even with the negative feedback amplifier disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 6-338731 which extracts a part of the input and output signals of the amplifier and compares them to determine the feedback signal level. In the conventional negative feedback amplifier shown here, a method for determining the feedback level is proposed, but the frequency characteristics of the amplifier are not touched, and the maximum negative feedback amount described with reference to FIG. It is only a device within the range.
[0011]
As described above, the non-linear operation of the amplifier, that is, the spread of the spectrum due to distortion, not only adversely affects interference with multiple channels in the same system, but also affects other systems as interference waves. When a new radio system is constructed adjacent to the frequency band of the existing radio system, the leakage power standard for other systems is set for the adjacent channel of the same system in order not to affect the existing radio system. It will be tougher than that. This only needs to be satisfied for the channel near the allocated radio frequency band end, and does not need to be satisfied for the entire frequency band. However, since the standard is strict, special measures are required.
[0012]
For example, in the case of a W-CDMA radio system, the allocated frequency band is 1920 MHz to 1980 MHz, but the adjacent frequency band 1893.5 MHz to 1919.6 MHz is already allocated to the PHS radio system, and The leakage power (spurious emission) is determined to be −40 dBm when the measurement bandwidth is 300 KHz. The adjacent channel leakage power in the W-CDMA wireless system is determined to be −33 dB at a frequency of 3.84 MHz and a frequency detuned by 5 MHz from the carrier frequency, −33 dB at a frequency detuned by 10 MHz, and the above-described PHS bandwidth. Is converted to a measurement bandwidth in W-CDMA, the output power in W-CDMA is 24 dBm, which is -54 dB, and it is necessary to satisfy very strict conditions as compared with the adjacent channel leakage power standard.
[0013]
With respect to the phase at the time of applying the feedback, there is a problem of a circuit configuration for synthesizing the feedback signal and the input signal with an opposite phase at a desired frequency. The feedback signal is branched from the amplifier output and synthesized with the input signal via the phase adjustment means and the level adjustment means. However, the physical distance of the feedback path is shortened with the miniaturization of the circuit components. If the phase change of 180 degrees with respect to the input signal is realized only by the phase change by the lines constituting the circuit, the circuit scale becomes large only by that, and the effect of miniaturizing the parts is lost. For this purpose, a configuration in which a phase shift circuit is added and the line can be shortened is conceivable. Even in this case, in the negative feedback circuit that combines a part of the RF signal, which is the amplifier output, as a feedback signal and is synthesized in the opposite phase to the input RF signal, impedance matching at the input and output is also performed in the phase shift circuit constituting the feedback circuit. As a result, there is a problem that the degree of freedom of the phase change amount is limited.
[0014]
For example, the inductance L as shown in FIG.₅₄And capacitance C₅₄, C₅₅A phase shift circuit is constituted by a π-type circuit composed of This phase shift circuit has an inductance L₅₄Is connected in series to the feedback path and the inductance L₅₄Capacitance C with one end grounded before and after₅₄, C₅₅Connect each.
Where inductance impedance Z_LIs
Z_L= JωL = jX_S    (X_S= ΩL)
Capacitance impedance Z_CIs
Z_C= 1 / (jωC) = − jX_P   (X_P= 1 / (ωC))
It becomes.
[0015]
In the case of this phase shift circuit, matching at the input / output terminals (that is, S11, S22) is −10 dB or less and the input / output impedance is 50Ω (at this time, the phase shift circuit becomes a symmetric circuit and C₅₄= C₅₅In this condition, the phase amount that can be realized is limited as shown in FIG. In FIG. 12, the closed curve of ABC-D-E-F-A is a boundary line for impedance matching of 10 dB. Further, when the inductance and the capacitance are realized by chip parts, since the capacitance has only a jump value, for example, when the frequency is 1.95 GHz, only the phase amount shown in FIG. 13 can be realized.
[0016]
An object of the present invention is to provide a negative feedback amplifier circuit capable of realizing stronger negative feedback near the frequency at which a low distortion output signal is desired and improving the improvement of the signal to distortion ratio.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
  To solve the above problem,BookThe negative feedback amplifier circuit of the invention isThe signal is amplified with phase change depending on the frequencyAmplifying means;A combining unit that combines an input signal and a feedback signal obtained by feeding back the output signal of the amplifying unit, and inputs the combined signal to the amplifying unit; a branching unit that branches the feedback signal from the output signal of the amplifying unit;Near the lower frequency limit of the frequency band where this circuit operatesWhen the feedback signal is input to the amplifying means, the phase of the feedback signal branched by the branching means at the first frequency set toPhase adjusting means for adjusting the phase to be opposite to the input signal;An output signal of the phase adjusting means in a second frequency signal in which the phase change by the amplifying means is 180 degrees with respect to the first frequency.LevelDecayLevel adjustment means toLow-pass means for attenuating the signal level with respect to the level-adjusted feedback signal, the first frequency being a pass band, and the second frequency being a cut-off band and attenuating the signal level; WithIt is characterized by
[0018]
  BookThe negative feedback amplifier circuit of the invention isAmplifying means for amplifying the signal while changing its phase according to frequency; a combining means for combining the input signal and a feedback signal obtained by feeding back the output signal of the amplifying means to the amplifying means; and the amplifying means Branching means for branching the feedback signal from the output signal and a phase of the feedback signal branched by the branching means at a third frequency set in the vicinity of the upper limit frequency of the frequency band in which the circuit operates. A phase adjusting means for adjusting the feedback signal to have an opposite phase to the input signal when input to the amplifying means; and a fourth phase change by the amplifying means is 180 degrees with respect to the third frequency. The third frequency is a pass band for the level adjusting means for attenuating the output signal level of the phase adjusting means and the level-adjusted feedback signal. And attenuating the signal level of the frequency becomes cutoff range, characterized by comprising a high-pass means for outputting to the combining means.
[0021]
  BookIn the negative feedback amplifier circuit according to the present invention, the phase adjustment unit includes a plurality of phase shift circuits having different phase change amounts.BecomeIt is characterized by that.
[0022]
  BookThe negative feedback amplifier circuit according to the present invention is characterized in that the phase adjusting means includes a phase shift circuit composed only of an inductance connected in series to a feedback path.
[0023]
  BookThe negative feedback amplifier circuit according to the invention is characterized in that the phase adjusting means includes a phase shift circuit including a capacitance connected between the feedback path and the ground.
[0024]
In the present invention, a stronger negative feedback is realized by setting the resonance frequency of the trap means near the frequency at which the phase change amount by the amplifier changes by 180 degrees compared to the phase change amount at the frequency at which the negative feedback is set. It becomes possible, and a greater degree of signal-to-distortion ratio improvement is obtained. In particular, in wireless communication, by setting a frequency for setting negative feedback in the vicinity of a boundary frequency between the own system and another adjacent system, a wireless device that does not adversely affect the other system can be configured.
[0025]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0026]
<First Embodiment>
A first embodiment of the present invention will be described. FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of a negative feedback amplifier according to the present invention. The negative feedback amplifier 10 includes a directional coupler 11 that is a combining unit that combines an input signal and a feedback signal, amplifiers 12 and 13 that amplify the output signal of the directional coupler 11, and feedback from the output signal of the amplifier 13. A directional coupler 15 which is a branching means for branching the signal, and a phase shift circuit 16 which is a phase adjusting means for adjusting the phase of the feedback signal branched by the directional coupler 15 to a phase opposite to the input signal at a predetermined frequency. And an attenuator 18 which is a level adjusting means for changing the level of the output of the phase shift circuit 16 and inputting it to the directional coupler 11. The inductance L is connected to the output side of the amplifier 13.₁₄And capacitor C₁₄A resonance circuit 14 comprising: This resonant circuit has an inductance L with one end connected to the amplifier 13.₁₄The other end of the capacitor C is grounded at one end.₁₄Are circuits connected in series.
[0027]
In the negative feedback amplifier 10 of this embodiment, as shown in FIG. 1, the output signal of the two-stage amplifier circuit composed of the amplifier 12 and the amplifier 13 is branched by the directional coupler 15, and the branched signal is phase-shifted. 16, the input signal is synthesized by the directional coupler 11 via the attenuator 18 to form a feedback loop. The phase shift circuit 16 adjusts so as to be synthesized in the opposite phase by the directional coupler 11 at a desired frequency f0. The series resonance circuit 14 is a trap circuit. By setting the resonance frequency in the vicinity of f1, the characteristics of the two-stage amplifier circuits of the amplifier 12 and the amplifier 13 are close to the frequency f1, as shown in FIG. In a concave shape, the phase characteristic changes to a convex shape. As a result, the frequency at which the phase characteristic changes by 180 degrees moves to the high frequency side, and the amplification at that frequency decreases, so that a stronger negative feedback can be realized than when the resonant circuit 14 is not added. Means that a greater signal-to-distortion ratio improvement can be realized. The resonant circuit 14 may be connected between the amplifier 12 and the amplifier 13. In the present embodiment, only the resonance circuit 14 in which the resonance frequency is set is connected in the vicinity of the frequency f1 in which the phase changes by 180 degrees on the high frequency side of the frequency f0 for which negative feedback is set, but on the low frequency side of the frequency f0. If there is a frequency whose phase changes by 180 degrees, a resonance circuit having a resonance frequency set to that frequency may be further connected. The same applies to the following embodiments.
[0028]
Second Embodiment
A second embodiment of the present invention will be described. FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of the negative feedback amplifier according to the present invention.
The negative feedback amplifier 20 includes a directional coupler 21 that is a combining unit that combines an input signal and a feedback signal, amplifiers 22 and 23 that amplify the output signal of the directional coupler 21, and feedback from the output signal of the amplifier 23. A directional coupler 25 that is a branching unit that branches the signal, and a phase shift circuit 26 that is a phase adjusting unit that adjusts the phase of the feedback signal branched by the directional coupler 25 to a phase opposite to the input signal at a predetermined frequency. And an attenuator 28 which is a level adjusting means for changing the output level of the phase shift circuit 26 and inputting it to the directional coupler 21.
[0029]
In this embodiment, as shown in FIG. 3, the output signal of the two-stage amplifier circuit composed of amplifiers 22 and 23 is branched by a directional coupler 25, and the branched signal is passed through a phase shift circuit 26 and an attenuator 28. Therefore, the directional coupler 21 synthesizes the input signals to form a feedback loop. Further, the phase shift circuit 26 is adjusted so that the feedback signal and the input signal are synthesized in the opposite phase by the directional coupler 21 in the vicinity of 1920 MHz.
[0030]
This embodiment assumes an amplifier for a W-CDMA radio system, and the frequency arrangement is adjacent to the PHS radio system at 1920 MHz. That is, in the case of the W-CDMA wireless system, the allocated frequency band is 1920 MHz to 1980 MHz, but the adjacent frequency bands 1893.5 MHz to 1919.6 MHz are allocated to the PHS wireless system. Therefore, a negative feedback loop is set in the vicinity of 1920 MHz which is the boundary of the frequency arrangement. Therefore, the greatest improvement in signal-to-distortion ratio can be obtained in the vicinity of the boundary frequency, and an amplifier circuit that does not adversely affect the PHS wireless system can be realized.
[0031]
<Third Embodiment>
Next, a second embodiment of the present invention will be described. The negative feedback amplifier of this embodiment has a configuration in which a resonance circuit 24 is arranged in the negative feedback amplifier 20 of the second embodiment. This resonant circuit has an inductance L with one end connected to the amplifier 13._{twenty four}The other end of the capacitor C is grounded at one end._{twenty four}Are circuits connected in series.
[0032]
In order to prevent the negative feedback amplifier from affecting the adjacent PHS radio system, in the W-CDMA band in which the negative feedback amplifier operates, as shown in FIG. Since the gain of the configured amplifier circuit is substantially flat, the amount of gain reduction at the frequency f1 that changes by 180 degrees is smaller than that at the frequency 1920 MHz where negative feedback is set and the phase of the amplifier is 1920 MHz. . In other words, strong negative feedback cannot be applied, and as a result, a large improvement in signal-to-distortion ratio cannot be expected. In the present embodiment, the resonance circuit 24 is connected, and the resonance frequency is set in the vicinity of the frequency f1 where the phase change by the amplifier circuit constituted by two stages of the amplifier 22 and the amplifier 23 changes by 180 degrees compared to the case of 1920 MHz. As a result, a large improvement in signal-to-distortion ratio can be expected.
[0033]
<Fourth embodiment>
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. FIG. 5 is a block diagram showing a fourth embodiment of the negative feedback amplifier according to the present invention.
The negative feedback amplifier 30 includes a directional coupler 31 that is a combining unit that synthesizes an input signal and a feedback signal, amplifiers 32 and 33 that amplify the output signal of the directional coupler 31, and feedback from the output signal of the amplifier 33. A directional coupler 35 which is a branching means for branching the signal, and a phase shift circuit 36 which is a phase adjusting means for adjusting the phase of the feedback signal branched by the directional coupler 35 to a phase opposite to the input signal at a predetermined frequency. And an attenuator 38 that is a level adjusting means for changing the output level of the phase shift circuit 36, and a low-pass circuit 39 that inputs a signal output from the attenuator 38 to the directional coupler 31 through a specific frequency. Are provided.
[0034]
In this embodiment, the output signal of the two-stage amplifier circuit composed of amplifiers 32 and 33 is branched by a directional coupler 35, and the branched signal is passed through a phase shift circuit 36, an attenuator 38, and a low-pass circuit 39. The directional coupler 31 combines the input signals to form a feedback loop. In the phase shift circuit 36, an optimum point is set in the vicinity of the band lower limit frequency of the system in which the negative feedback amplifier 30 operates in consideration of the influence on other systems. In the low-pass circuit 39, the frequency f0 at which the negative feedback amplifier 30 is set becomes a passband, and the low-pass circuit 39 becomes a cut-off region at the frequency f1 at which the phase change of the two-stage amplifier circuit composed of the amplifier 32 and the amplifier 33 becomes 180 degrees. Is set to the critical frequency.
[0035]
By adopting such a configuration, the loop gain at the frequency f1 is obtained by the attenuation of the attenuator 38 and the attenuation by the low-pass circuit 39 from the gain of the two-stage amplifier circuit composed of the amplifier 32 and the amplifier 33 at the frequency f1. Therefore, the gain margin is increased by the attenuation amount of the low-pass circuit 39. As a result, it is possible to apply a stronger negative feedback and obtain a large improvement in signal to distortion ratio.
In the case where an adjacent system is located on the high frequency side of the own system, a high frequency circuit may be connected instead of the low frequency circuit 39. Of course, stronger negative feedback can be realized by connecting a band-pass circuit instead of the low-pass circuit 39 regardless of the presence or absence of other systems.
[0036]
<Fifth Embodiment>
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described. FIG. 6 is a block diagram showing a fifth embodiment of the negative feedback amplifier according to the present invention.
The negative feedback amplifier 40 includes a directional coupler 41 that is a combining unit that combines an input signal and a feedback signal, an amplifier 42 that amplifies the output signal of the directional coupler 31, and a feedback signal from the output signal of the amplifier 42. A directional coupler 45 that is a branching unit for branching, and first and second phase adjusting units that adjust the phase of the feedback signal branched by the directional coupler 45 to a phase opposite to the input signal at a predetermined frequency. Phase shift circuits 46 and 47, and an attenuator 48 which is a level adjusting means for changing the output level of the phase shift circuit 47 and inputting it to the directional coupler 41 are provided.
[0037]
In the present embodiment, a part of the output of the amplifier 42 is branched by a directional coupler 45 to be a feedback signal, and the feedback signal passes through a first phase shift circuit 46, a second phase shift circuit 47, and an attenuator 48. Are fed back and combined with the input signal by the directional coupler 41 to realize a feedback loop. Here, the attenuation amount of the attenuator 48 is calculated from the desired negative feedback amount. In this embodiment, the constants of the phase shift circuit are determined so that the total of the phase change of the loop circuit components including the two phase shift circuits 46 and 47 and the phase change of the line connecting them is 180 degrees. Each of the phase circuits is a π-type circuit shown in FIG. The phase shift circuit 46 includes an inductance of 3.9 nH and a capacitance of 2 pF, and the phase shift circuit 47 includes an inductance of 3.3 nH and a capacitance of 0.5 pF. That is, as shown in FIG. 13, a phase change of about −142 degrees is realized by the two phase shift circuits 46 and 47. At this time, each phase shift circuit has impedance matching of 10 dB or more.
[0038]
With only one π-type circuit, impedance matching of 10 dB or more cannot be achieved and a phase change of −142 degrees cannot be realized. For example, in order to use only one phase shift circuit, the phase change amount −100 degrees of the phase shift circuit 46 is to be realized by extending the line. If the line is a semi-rigid cable having a dielectric constant of 2, a line length of about 4 cm at 1.95 GHz is required, resulting in an increase in circuit scale.
Further, when the phase change amount of -42 degrees of the phase shift circuit 47 is similarly realized by a line, the length of the extended line is shortened, but the phase change amount needs to be finely adjusted due to variations of each component. In addition, in the phase shift circuit 46, the phase amount changes by 10 degrees or more by changing the inductance. Therefore, fine adjustment of the phase amount is impossible.
[0039]
In the π-type circuit of FIG. 11, as shown in FIG. 12, in the region where Xp is large, the phase change amount is large but the dependency on Xs is large, and in the region where Xp is small, the phase amount is small but the dependency on Xs. Is small. By using a combination of π-type circuits in these two regions, a negative feedback amplifier capable of finely adjusting the phase and having a high degree of freedom in setting the phase amount can be realized.
[0040]
Since the phase shift circuits 46 and 47 may be connected not only before and after the attenuator 48 but also before and after the amplifier 42, the restriction of component arrangement due to the use of two phase shift circuits is small. Further, when two phase shift circuits are arranged adjacent to each other, capacitors are arranged next to each other, so that there is a possibility that the capacitors are replaced with one capacitor.
[0041]
<Sixth Embodiment>
Next, a sixth embodiment of the present invention will be described. FIG. 7 is a circuit diagram of a phase shift circuit in the sixth embodiment of the negative feedback amplifier according to the present invention.
The negative feedback amplifier of this embodiment is the same as the negative feedback amplifier of the fifth embodiment shown in FIG. 6, and the phase shift circuit 47 is configured by the circuit of FIG. If the phase shift circuit 47 achieves a phase amount close to that required for negative feedback, X in FIG._P= ∞, that is, the required phase amount can be realized with the phase change amount of capacitance C = 0F (phase change amount between A and F in FIG. 8). That is, the C = 0F π-type circuit is the circuit of FIG. 7, and a negative feedback amplifier circuit having the same characteristics as the circuit shown in the fifth embodiment can be realized with a small number of components.
[0042]
<Seventh embodiment>
Next, a seventh embodiment of the present invention will be described. FIG. 8 is a circuit diagram of a phase shift circuit in the seventh embodiment of the negative feedback amplifier according to the present invention.
The negative feedback amplifier of the present embodiment is the same as the negative feedback amplifier of the fifth embodiment shown in FIG. 6, and the phase shift circuit 47 is configured by the circuit of FIG. If the phase shift circuit 46 achieves a value close to the total amount necessary for negative feedback, Xs = 0 in FIG. 12, that is, the phase change amount of inductance L = 0H (phase change amount between A and B in FIG. 12) is necessary. Phase amount can be realized. The π-type circuit with L = 0H is the circuit of FIG. However, the capacitance value is doubled because a combined capacitance of two capacitances is required. Since the phase shift circuit of FIG. 8 can be configured with a single capacitor, the capacitor is replaced with a variable-capacitance diode in order to continuously perform fine adjustment of the phase amount, or to perform an electrical signal instead of replacing the component. Even in this case, an increase in cost can be minimized.
[0043]
In the first to seventh embodiments described above, the directional coupler is used for branching and synthesizing the feedback circuit. However, direct branching and synthesizing can be performed without providing the directional coupler.
[0044]
【The invention's effect】
  BookAccording to the invention, it is possible to configure a wireless device that does not adversely affect the other system by setting the frequency for setting the negative feedback in the vicinity of the boundary frequency between the own system and another adjacent system. AlsoLowPassing throughmeansOr high passmeansHave1st or 3rdThe frequency of becomes the passband,2nd or 4thSince the vicinity of the frequency is a cut-off area,The gain margin is the second or fourth amount corresponding to the attenuation amount of the low-pass means or the high-pass means.Near the frequency ofWill increase by the sideThus, a stronger negative feedback can be realized, and a greater improvement in signal to distortion ratio can be obtained.
[0048]
  BookAccording to the invention, by providing a plurality of phase shift circuits, it is possible to realize phase adjustment means that can be finely adjusted and has a high degree of freedom in phase setting.
[0049]
  BookAccording to the invention, it is possible to suppress the circuit scale and cost by allowing one of the phase shift circuits to be configured only by an inductance.
[0050]
  BookAccording to the invention, it is possible to reduce the circuit scale and cost by making one of the phase shift circuits only composed of capacitors, and to minimize the replacement with a variable capacitor for simplifying phase adjustment. This is possible with a limited cost increase.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of a negative feedback amplifier according to the present invention.
FIG. 2 is a characteristic diagram showing gain and phase characteristics with respect to frequency of the negative feedback amplifier in the first embodiment.
FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment and a third embodiment of a negative feedback amplifier according to the present invention.
FIG. 4 is a characteristic diagram showing gain and phase characteristics with respect to frequency of a negative feedback amplifier in a second embodiment.
FIG. 5 is a block diagram showing a fourth embodiment of a negative feedback amplifier according to the present invention.
FIG. 6 is a block diagram showing a fifth embodiment of a negative feedback amplifier according to the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram of a phase shift circuit in a sixth embodiment of a negative feedback amplifier according to the present invention.
FIG. 8 is a circuit diagram of a phase shift circuit in a seventh embodiment of the negative feedback amplifier according to the present invention.
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a conventional negative feedback amplifier.
FIG. 10 is a characteristic diagram showing characteristics of gain and phase with respect to frequency of a conventional negative feedback amplifier.
FIG. 11 is a block diagram showing a π-type phase shift circuit.
FIG. 12 is a characteristic diagram showing a phase change amount of the π-type phase shift circuit.
FIG. 13 is a characteristic diagram showing the amount of phase change of a π-type phase shift circuit composed of actual components.
[Explanation of symbols]
10 Negative feedback amplifier
11,15 Directional coupler
12,13 amplifier
14 Resonant circuit (trap circuit)
16 Phase shift circuit
18 Attenuator

Claims

Amplifying means for amplifying the signal while changing its phase according to the frequency ;
A synthesizing unit that synthesizes an input signal and a feedback signal obtained by feeding back the output signal of the amplifying unit and inputs the synthesized signal to the amplifying unit;
Branching means for branching the feedback signal from the output signal of the amplification means;
The phase of the feedback signal branched by the branching means at the first frequency set near the lower limit frequency of the frequency band in which the circuit operates is input when the feedback signal is input to the amplification means. Phase adjusting means for adjusting the signal to have an opposite phase;
Level adjusting means for attenuating the output signal level of the phase adjusting means in a signal of the second frequency where the phase change by the amplifying means is 180 degrees with respect to the first frequency ;
Low-pass means for attenuating the signal level with respect to the level-adjusted feedback signal, the first frequency being a pass band, and the second frequency being a cut-off band and attenuating the signal level; negative feedback amplifier circuit, comprising the.

Amplifying means for amplifying the signal while changing its phase according to the frequency;
A synthesizing unit that synthesizes an input signal and a feedback signal obtained by feeding back the output signal of the amplifying unit and inputs the synthesized signal to the amplifying unit;
Branching means for branching the feedback signal from the output signal of the amplification means;
The phase of the feedback signal branched by the branching means at the third frequency set near the upper limit frequency band of the frequency band in which the circuit operates is input when the feedback signal is input to the amplifying means. Phase adjusting means for adjusting the signal to have an opposite phase;
Level adjusting means for attenuating the output signal level of the phase adjusting means at a fourth frequency at which the phase change by the amplifying means is 180 degrees with respect to the third frequency;
High-pass means for attenuating the signal level with respect to the level-adjusted feedback signal, the third frequency being a pass band, and the fourth frequency being a cut-off band to output to the synthesizing means; negative feedback amplifier circuit, comprising the.

It said phase adjusting means, the negative feedback amplifier circuit according to claim 1 or 2, characterized in the Turkey such a different phase shift circuit in phase variation.

It said phase adjusting means, the negative feedback amplifier according to claim 1, 2 or 3, characterized in that it comprises a phase shift circuit constituted only by an inductance connected in series in the feedback path.

It said phase adjusting means, the negative feedback amplifier according to claim 1, 2, 3 or 4, characterized in that it comprises a phase shift circuit constituted by the capacitance connected between the feedback path and ground.