JP3948300B2

JP3948300B2 - Control device for electric power steering device

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Publication number: JP3948300B2
Application number: JP2002038765A
Authority: JP
Inventors: 秀明川田; 裕輔板倉; 靖彦宮浦
Original assignee: NSK Ltd
Current assignee: NSK Ltd
Priority date: 2002-02-15
Filing date: 2002-02-15
Publication date: 2007-07-25
Anticipated expiration: 2022-02-15
Also published as: JP2003237605A

Description

【０００１】
【発明が属する技術分野】
この発明は、電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、特にそのモータ電流検出手段の故障を検出できる電動パワーステアリング装置の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
車両用の電動パワーステアリング装置は、操向ハンドルの操作によりステアリングシヤフトに発生する操舵トルクと車速を検出し、その検出信号に基づいてモータを駆動して操向ハンドルの操舵力を補助するものである。このような電動式パワーステアリング装置の制御は電子制御回路で実行されるが、その制御の概要は、トルクセンサで検出された操舵トルクと車速センサで検出された車速に基づいてモータに供給する電流の大きさを演算し、その演算結果に基づいてモータに供給する電流を制御する。
【０００３】
即ち、電子制御回路は、操向ハンドルが操作されて操舵トルクが発生しているときに、検出された車速が零あるいは低速の場合は大きな操舵補助力を供給し、検出された車速が速い場合は小さな操舵補助力を供給するように操向ハンドルの操舵力と車速に応じてモータに供給する電流を制御することで、走行状態に応じた最適の操舵補助力を与えることができるものである。
【０００４】
この種の装置では、実際にモータに流れる電流が、操舵トルクや車速に基づいて演算されたモータ電流の制御目標値に一致するようフイードバツク制御を行なっており、このためにモータに流れる電流を検出するモータ電流検出手段を備えている。
【０００５】
前記したモータ電流検出手段が故障した場合は正確なモータ電流を測定することができず、この結果、必要以上の電流がモータに流れて過大な操舵補助力を供給したり、或いはモータに必要なだけの電流が流れず、十分な操舵補助力を供給できないという不都合が発生することになる。
【０００６】
さらに、モータに電流を流してモータ電流検出手段の動作を確認するときにモータが回転してしまうと、モータ軸とステアリング機構が結合している状態では操向ハンドルが回転してしまい、不測の事故が発生するおそれがある。
【０００７】
この課題への対応として本出願人は、モータの電気的時定数よりも十分に大きく、且つモータの機械的時定数よりも十分に小さい時間だけ前記モータに電圧を印加したときに予測される電流値と、モータ電流検出手段により検出されたモータ電流値に基づいて、モータ電流検出手段の故障を判定する故障判定手段を提案した（特開平８−９１２３９号公報参照）。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上記したモータ電流検出手段の故障判定手段では、イグニツシヨンキーをＯＮとしたエンジン始動の直後の短時間だけ、即ち、モータの電気的時定数よりも十分に大きく、且つモータの機械的時定数よりも十分に小さい時間だけモータに電圧を印加して、故障を判定している。これは、エンジン始動直後にモータが回転すると、操向ハンドルが突然回転してしまい不測の事故が発生することを防ぐために必要なことである。
【０００９】
しかしながら、モータが新しい場合は特に支障はないが、ある程度の期間使用されるとモータの整流子とブラシとの接触面に電気絶縁特性を持つ酸化被膜が形成され、時間経過と共に酸化被膜が厚くなり電気抵抗が高まる傾向があるから、より高い電圧をモータに印加しないとモータ電流が流れなくなる。
【００１０】
図８はモータの整流子とブラシとの接触面の酸化被膜の影響を説明する図である。図８の（ａ）において、線Ａはモータ新品で接触面に酸化被膜が無い正常な場合を示しており、印加電圧が高くなると、モータ電流もこれに比例して増加している。線Ｂは接触面に酸化被膜が生じた場合を示しており、印加電圧が高くなってもモータ電流は殆ど増加せず、印加電圧がある値ｓに達すると酸化被膜が破壊されて電気抵抗が急激に低下し、正常な場合の印加電圧に対応するモータ電流が流れるようになることがわかる。
【００１１】
図８の（ｂ）は、時間経過と共に酸化被膜が厚くなった場合に、酸化被膜が破壊される印加電圧がｓ1 、ｓ2 、ｓ3 と次第に高まる様子を示している。
【００１２】
このように、モータ電流検出手段の故障判定のために短時間だけ低い電圧をモータに印加したのでは、整流子とブラシとの接触面の酸化被膜のためにモータ電流が検出されないか、或いは僅かのモータ電流しか検出されず、モータ電流検出手段が故障していると誤った判定をするおそれがある。この発明は、上記課題を解決することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この発明は上記課題を解決するもので、請求項１の発明は、少なくともステアリングシヤフトに発生する操舵トルク信号に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの出力を制御する制御手段を備えた電動パワーステアリング装置の制御装置において、モータ電流検出手段を備え、前記制御手段は、モータの電気的時定数よりも十分に大きく、且つモータの機械的時定数よりも十分に小さい時間だけモータ電流指令値を設定すると共に、モータ電流指令値に基づく電流制御値で決定されるモータ印加電圧値を、電気絶縁性の酸化被膜が破壊可能な最低のモータ印加電圧値から出発してモータが回転を開始する直前の最高のモータ印加電圧値まで、時間の経過と共に高めながら変更してモータ整流子とブラシとの接触面の電気絶縁性の酸化被膜の影響を排除し、モータ電流指令値に基づくモータ電流予測値と前記モータ電流検出手段で検出されたモータ電流検出値とを比較してモータ電流検出手段の故障を検出することを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置である。
【００１４】
そして、前記制御手段は、モータ電流検出手段の故障が検出されたときは、故障が検出された時のモータ印加電圧値よりも低いモータ印加電圧値から出発してモータ印加電圧値を時間の経過と共に高めながら変更し、再度モータ電流検出手段の故障を検出するようにするとよい。
【００１５】
また、前記モータ印加電圧値は、モータの機械的時定数に対応する電圧値を上限値とする。
【００１６】
前記モータ印加電圧値は、モータに印加する電圧のデューテイ比を時間の経過と共に変更して印加電圧値を時間の経過と共に高める。
【００１７】
前記モータに印加する電圧のデューテイ比は、１回のサンプリング期間の中で、時間の経過と共に変更するようにしてもよい。
【００１８】
また、前記モータに印加する電圧のデューテイ比は、複数回のサンプリング期間の中で、サンプリング回数の増加と共に変更するにしてもよい。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態について説明する。図１は、この発明を実施するに適した電動パワーステアリング装置の構成の概略を説明する図で、操向ハンドル１の軸２は減速ギア４、ユニバーサルジョイント５ａ、５ｂ、ピニオンラツク機構７を経て操向車輪のタイロツド８に結合されている。軸２には操向ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ３が設けられており、また、操舵力を補助するモータ１０がクラツチ９、減速ギア４を介して軸２に結合している。
【００２０】
パワーステアリング装置を制御する電子制御回路１３は、バツテリ１４からイグニツシヨンキー１１を経て電力が供給される。電子制御回路１３は、トルクセンサ３で検出された操舵トルクと車速センサ１２で検出された車速に基づいて電流指令演算を行い、演算された電流指令値に基づいてモータ１０に供給する電流ｉを制御する。
【００２１】
クラツチ９は電子制御回路１３により制御される。クラツチ９は通常の動作状態では結合しており、電子制御回路１３によりパワーステアリング装置の故障と判断された時、及び電源がＯＦＦとなっている時に切離される。
【００２２】
図２は、制御手段を構成する電子制御回路１３のブロツク図である。この実施の形態では電子制御回路１３は主としてＣＰＵから構成されるが、ここではそのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される機能を示してある。例えば、位相補償器２１は独立したハードウエアとしての位相補償器２１を示すものではなく、ＣＰＵで実行される位相補償機能を示す。なお、電子制御回路１３をＣＰＵで構成せず、これらの機能要素をそれぞれ独立したハードウエア（電子回路）で構成できることは言うまでもない。
【００２３】
以下、電子制御回路１３の機能と動作を説明する。トルクセンサ３から入力された操舵トルク信号は、位相補償器２１で操舵系の安定を高めるために位相補償され、電流指令演算器２２に入力される。また、車速センサ１２で検出された車速も電流指令演算器２２に入力される。
【００２４】
電流指令演算器２２は、入力されたトルク信号と車速信号に基づいて所定の演算式によりモータ１０に供給する電流の制御目標値である電流指令値Ｉを決定する。
【００２５】
比較器２３、微分補償器２４、比例演算器２５及び積分演算器２６から構成される回路は、実際のモータ電流値ｉが電流指令値Ｉに一致するようにフイードバツク制御を行う回路である。
【００２６】
比例演算器２５では、電流指令値Ｉと実際のモータ電流値ｉとの差に比例した比例値が出力される。さらに比例演算器２５の出力信号はフイードバツク系の特性を改善するため積分演算器２６において積分され、差の積分値の比例値が出力される。
【００２７】
微分補償器２４では、電流指令演算器２２で演算された電流指令値Ｉに対する実際にモータに流れるモータ電流値ｉの応答速度を高めるため、電流指令値Ｉの微分値が出力される。
【００２８】
微分補償器２４から出力された電流指令値Ｉの微分値、比例演算器２５から出力された電流指令値と実際のモータ電流値との差に比例した比例値、及び積分演算器２６から出力された積分値は、加算器２７において加算演算され、演算結果である電流制御値（モータ印加電圧を決定するＰＷＭ信号のデユーテイ比）がモータ駆動信号としてモータ駆動回路４１に出力される。
【００２９】
図３にモータ駆動回路４１の構成の一例を示す。モータ駆動回路４１は加算器２７から入力された電流制御値をＰＷＭ信号と電流方向信号とに分離変換する変換部４４、ＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 、及びそれ等のゲートを開閉駆動するＦＥＴゲート駆動回路４５等からなる。なお、昇圧電源４６はＦＥＴ1 、ＦＥＴ2 のハイサイド側を駆動する電源である。
【００３０】
ＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）は、Ｈブリツジ接続されたＦＥＴ（電界効果トランジスタ）スイツチング素子ＦＥＴ1 〜ＦＥＴ2 のゲートを駆動する信号で、加算器２７において演算された電流制御値の絶対値によりＰＷＭ信号のデユーテイ比（ＦＥＴのゲートをＯＮ／ＯＦＦする時間比）が決定される。
【００３１】
電流方向信号は、モータに供給する電流の方向を指示する信号で、加算器２７において演算された電流制御値の符号（正負）により決定される信号である。
【００３２】
ＦＥＴ1 とＦＥＴ2 は前記したＰＷＭ信号のデユーテイ比に基づいてゲートがＯＮ／ＯＦＦされるスイツチング素子で、モータに流れる電流の大きさを制御するためのスイツチング素子である。また、ＦＥＴ3 とＦＥＴ4 は前記した電流方向信号に基づいてゲートがＯＮ或いはＯＦＦされる（一方がＯＮの時、他方はＯＦＦとなる）スイツチング素子で、モータに流れる電流の方向、即ちモータの回転方向を切り換えるスイツチング素子である。
【００３３】
ＦＥＴ3 が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ1 、モータ１０、ＦＥＴ3 、抵抗Ｒ1 を経て流れ、モータ１０に正方向の電流が流れる。また、ＦＥＴ4 が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ2 、モータ１０、ＦＥＴ4 、抵抗Ｒ2 を経て流れ、モータ１０に負方向の電流が流れる。
【００３４】
モータ電流検出手段を構成するモータ電流検出回路４２は、抵抗Ｒ1 の両端における電圧降下に基づいて正方向電流の大きさを検出し、また、抵抗Ｒ2 の両端における電圧降下に基づいて負方向電流の大きさを検出する。検出された実際のモータ電流値は比較器２３にフイードバツクして入力される（図２参照）。
【００３５】
以上説明した電子制御回路は、操向ハンドルが操作されて操舵トルクが発生しているときに、検出された操舵トルクが大きく、また検出された車速が零あるいは低速の場合は電流指令値Ｉを大きく設定し、検出された操舵トルクが小さく、また検出された車速が速い場合は電流指令値Ｉを小さく設定するから、走行状態に応じた最適の操舵補助力を与えることができる。
【００３６】
次に、この発明によるモータ電流検出手段の故障の検出、及び検出結果に基づくフエールセーフ処理について説明する。
【００３７】
まず、その原理を説明する。イグニツシヨンキー１１をＯＮとし、モータに電圧Ｖを印加したとき、モータ端子間電圧Ｖとモータに流れる電流ｉとの間には、以下の式（１）の関係がある。
【００３８】
Ｖ＝Ｌ・di／dt＋Ｒｉ＋ｋ_Tω・・・・・・・・・（１）
ここで、ｋ_Tはモータの逆起電力定数、ωはモータの角速度、
Ｌはモータのインダクタンス、Ｒはモータの端子間抵抗である。
【００３９】
モータの機械的時定数Ｔm はモータの慣性モーメントＪをモータの粘性抵抗Ｂで割った値で、Ｔm ＝Ｊ／Ｂで表され、また、モータの電気的時定数Ｔe はモータのインダクタンスＬをモータの抵抗Ｒで割った値であり、Ｔe ＝Ｌ／Ｒで表される。
【００４０】
モータの機械的時定数Ｔm よりも十分に小さく、モータの電気的時定数Ｔe よりも十分に大きい時間Ｔを設定し（Ｔe ＜＜Ｔ＜＜Ｔm ）、初期状態から時間Ｔだけモータに電圧Ｖを印加した場合の、モータ電流ｉとモータの角速度ωの過渡特性、及びモータ電流をサンプリングする時期を図４により説明する。
【００４１】
即ち、図４（ａ）はモータに印加される電圧と時間の関係を示すもので、モータ電流をサンプリングする前の時間Ｔ0 までは、モータには一定電圧Ｖ0 が印加される。なお、サンプリングが開始されるとデユーテイ比が変更されるからモータ印加電圧Ｖは時間の経過とともに変化する。
【００４２】
また、図４（ｂ）はモータ電流と時間の関係を示すもので、モータに電圧Ｖが印加されるとモータ電流は早い時期に立上がり（モータの電気的時定数Ｔe ＜＜電圧Ｖの印加時間Ｔ）、定常電流ｉが流れることを示している。なお、ｉs は後述するモータ電流の予測値を示している。
【００４３】
図４（ｃ）はモータの角速度ωと時間の関係を示すもので、モータに電圧Ｖが印加される時間Ｔの範囲では、モータの機械的時定数Ｔm が大きく、モータの角速度ωは殆ど零であること、即ち回転しないことを示している。更に、前記モータ電流の予測値ｉs をステアリング機構の静止摩擦トルクに対応した値以下になるようにモータ印加電圧を設定すれば、モータが回転しない条件を完全に達成することができる。
【００４４】
また、図４（ｄ）はモータ電流を検出するサンプリング時期を示すもので、モータに電圧Ｖを印加後、Ｔ0 時間後からサンプリングを開始することを示している。
【００４５】
上記したモータ電流ｉとモータの角速度ωの過渡特性によれば、モータに電圧Ｖを印加した後、時間Ｔが経過するよりもやや早い時間Ｔ0 の経過後には、モータ電流は立ち上がり、モータには定常電流ｉが流れており、且つこの時点ではモータは殆ど回転していないから、角速度ω及びモータ電流ｉの微分値は近似的に零である。
【００４６】
従って、前記式（１）は以下の式（２）で表すことができる。
【００４７】
Ｖ＝Ｒｉ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）
従って、モータ電流の予測値ｉs は、モータの端子間電圧Ｖをモータの内部抵抗Ｒで割った以下の式（３）で表すことができる。
【００４８】
ｉs ＝Ｖ／Ｒ・・・・・・・・・・・・・・・・・（３）
式（３）から明らかなとおり、モータ電流の予測値ｉs にはモータの逆起電力ｋ_Tωや、回生電圧Ｌ・di／dtの項を含まないから、モータの逆起電力や回生電圧影響を受けることなくモータ電流の予測値ｉs を推定することができる。
【００４９】
モータへ印加する電圧値はモータの端子間電圧Ｖを直接検出してもよいが、また以下のような手段で求めることもできる。
【００５０】
即ち、モータの端子間電圧Ｖは、モータに供給される電流制御値（ＰＷＭ信号のデユーテイ比）と以下の式（４）で示す関係がある。
【００５１】
Ｖ＝ＶBA・Ｄ・・・・・・・・・・・・・・・・・（４）
ここで、ＶBAはバツテリ電圧
ＤはＰＷＭ信号のデユーテイ比である。
【００５２】
従って、前記モータ電流の予測値ｉs を示す式（３）は、以下の式（５）で表すことができる。
【００５３】
ｉs ＝（ＶBA・Ｄ）／Ｒ・・・・・・・・・・・・（５）
以下、図２によって、この発明によるモータ電流検出手段の故障の判定、及び検出結果に基づくフエールセーフ処理の構成と動作について説明する。
【００５４】
イグニツシヨンキー１１をＯＮにすると、図示しないタイマＴＭにより予め設定された所定時間Ｔだけモータに電圧が印加される。イグニツシヨンキー１１のＯＮはＩ．Ｇ．キーＯＮ検出器３１により検出され、検出信号は故障検出器３２に入力される。また、バツテリ電圧検出器３６により検出されたバツテリ電圧ＶBA、及びモータ駆動回路の入力信号である電流制御値（ＰＷＭ信号のデユーテイ比Ｄ）が故障検出器３２に入力される。
【００５５】
さらに、図示しないタイマＴＭにより予め設定された所定時間Ｔ0 （Ｔ0 ＜Ｔ）だけ経過した時点において、モータ電流値ｉのサンプリングが開始され、モータ電流検出回路４２により検出されたモータ電流値ｉがサンプル値として故障検出器３２に入力される。サンプリングはタイマＴＭにより予め設定された所定時間Ｔだけ実行される。
【００５６】
故障検出手段を構成する故障検出器３２は、検出され入力されたバツテリ電圧値ＶBAとＰＷＭ信号のデユーテイ比Ｄ、並びにモータ端子間抵抗Ｒを前記式（５）に代入してモータ電流の予測値ｉs を演算し、前記モータ電流検出回路４２によりサンプル値として検出されたモータ電流値ｉと比較する。その結果、（ｉs −ｉ）の絶対値が所定の許容値Δｉよりも大きい場合は、モータ電流検出回路４２が故障であると判定する。
【００５７】
モータ電流検出回路４２が故障であると判定されたときは、フエールセーフ処理器３３を作動させ、フエールリレー３４をＯＦＦとして接点３４ａを開き、モータ１０への給電を断ち、電動パワーステアリング装置を不作動とする。
【００５８】
上記したモータ電流検出回路４２の故障判定においては、実際にモータ電流検出回路４２が故障している場合と、モータの整流子とブラシとの接触面が酸化被膜で覆われてモータ電流が検出されないか或いは僅かのモータ電流しか検出されないため、誤ってモータ電流検出回路４２が故障していると判定してしまう場合とがある。
【００５９】
そこで、この発明ではモータの端子間電圧、即ちモータ印加電圧を時間の経過と共に次第に高めて酸化被膜を破壊し、酸化被膜の影響を排除してからモータ電流値ｉを検出し、モータ電流検出回路４２の故障の判定を行うようにした。以下、この構成について説明する。
【００６０】
前記式（４）で示すように、モータの端子間電圧、即ちモータ印加電圧Ｖは、ＰＷＭ信号のデユーテイ比Ｄとバツテリ電圧値ＶBAとにより決定されるから、デユーテイ比Ｄを変更することでモータの端子間電圧、即ちモータ印加電圧Ｖを変更することができる。
【００６１】
ここでは、モータ印加電圧Ｖを変更するためのＰＷＭ信号のデユーテイ比Ｄの変更について、１回のサンプリング期間の間にデユーテイ比Ｄを時間の経過と共に変化させる方法と、複数回のサンプリングにおいてサンプリング回数に応じてデユーテイ比Ｄを変化させる方法とについて説明する。
【００６２】
図５は１回のサンプリング期間の間にデユーテイ比Ｄを時間の経過と共に変化させる方法を説明する図で、デユーテイ比Ｄは図５の（ａ）に示すように時刻Ｔ1 からＴ2 までの１回のサンプリング期間の間にＤ1 からＤ2 に変更されることを示している。このときのモータ印加電圧Ｖは図５の（ｂ）に示すように、デユーテイ比Ｄの増加によりモータ印加電圧Ｖの通電時間が次第に長くなり、結果としてモータ印加電圧Ｖの平均値はＶ1 からＶ2 にまで次第に高くなる。
【００６３】
図６は複数回のサンプリング期間の間にデユーテイ比Ｄを時間の経過と共に変化させる方法を説明する図で、デユーテイ比は図６の（ａ）に示すように第１回のサンプリングではデユーテイ比Ｄ1 であるが、後のサンプリングになる程デユーテイ比は高くなり、第ｎ回のサンプリング期間ではデユーテイ比Ｄ2 に変更される。１回のサンプリング期間の中ではデユーテイ比は一定とする。このときのモータ印加電圧Ｖは図６の（ｂ）に示すように、後のサンプリングになるほどモータ印加電圧Ｖの通電時間が次第に長くなり、結果としてモータ印加電圧Ｖの平均値はＶ1 からＶ2 にまで次第に高くなる。
【００６４】
ここで、デユーテイ比Ｄ1 は最低限界デユーテイ比で、通常予想される電気絶縁性の酸化被膜を破壊させるのに必要な最低のモータ印加電圧Ｖ1 に対応する値である。また、デユーテイ比Ｄ2 は最高限界デユーテイ比で、モータが回転を開始して操向ハンドルが回転を開始する直前の最高のモータ印加電圧Ｖ2 に対応する値である。
【００６５】
前記したいずれのデユーテイ比の変更方法でもモータ印加電圧Ｖを次第に高くすることができるのであり、いずれかを任意に選択することができる。
【００６６】
図７は、複数回のサンプリングにおいてサンプリング回数に応じてデユーテイ比を変化させる方法を採用した場合の故障検出器３２の制御動作を説明するフローチヤートである。
【００６７】
まず初期化を行い、タイマＴＭの計時を開始する（ステツプＰ１）。ついでバツテリ電圧値ＶBAを検出して読み込むと共に、ＰＷＭ信号のデユーテイ比Ｄを読み込む（ステツプＰ２、Ｐ３）。このとき設定されるデユーテイ比Ｄは、最初は最低限界デユーテイ比Ｄ1 に設定され、以降デユーテイ比Ｄが変更されたときは変更されたデユーテイ比Ｄが設定されるものとする。
【００６８】
設定されたデユーテイ比Ｄに対応するモータ印加電圧Ｖが出力され、モータの端子間に印加される（ステツプＰ４）。タイマＴＭによる所定時間Ｔ0 の計時終了を待ち（ステツプＰ５）、モータ電流検出回路４２からモータ電流のサンプル値ｉを読み込む（ステツプＰ６）。前記式（５）によりモータ電流の予測値ｉs を演算し（ステツプＰ７）、（ｉs −ｉ）の絶対値が所定の許容値Δｉよりも大きいか否かを判定する（ステツプＰ８）。ステツプＰ８の判定で否定的な場合は、故障なしと判定して通常の処理に移る。
【００６９】
ステツプＰ８の判定で（ｉs −ｉ）の絶対値が所定の許容値Δｉよりも大きい場合は、モータ電流検出器の故障の可能性と、モータの整流子とブラシとの接触面が酸化被膜で覆われてモータ電流が正確に検出できない場合があるので、酸化被膜を破壊するため、デユーテイ比Ｄを変更する。まず、設定されているデユーテイ比が最高限界デユーテイ比Ｄ2 か否かを判定し（ステツプＰ９）、最高限界デユーテイ比Ｄ2 であれば、酸化被膜は破壊されているものと推定し、これ以上デユーテイ比を高く変更することはせず、モータ電流検出回路４２が故障であると判定し、フエールセーフ処理を実行し（ステツプＰ１０）、処理を終了する。
【００７０】
ステツプＰ９の判定で最高限界デユーテイ比Ｄ2 でない場合は、バツテリ電圧値ＶBAを検出して読み込むと共に、デユーテイ比Ｄを一段増加して読み込み（ステツプＰ１１、Ｐ１２）、ステツプＰ４以下の処理を繰り返す。
【００７１】
なお、本願特許請求の範囲の請求項３において、モータ印加電圧値は、モータの機械的時定数に対応する電圧値を上限値とすることを規定しているが、これはモータ印加電圧が高くなるとモータが回転を開始するおそれがあるから、モータ印加電圧値をモータの機械的時定数に対応する電圧値を上限値として、モータが回転しない範囲に留めているのである。
【００７２】
【発明の効果】
以上説明したとおり、この発明の電動パワーステアリング装置の制御装置は、イグニツシヨンキーをＯＮにした直後にモータ電流検出手段の故障を調べるものであり、モータの機械的時定数Ｔm よりも十分に小さく、モータの電気的時定数Ｔe よりも十分に大きい時間Ｔ（Ｔe ＜＜Ｔ＜＜Ｔm ）だけモータ電流指令値を設定すると共にモータ電流指令値に基づく電流制御値を時間の経過と共に変更し、モータ印加電圧値を時間の経過と共に高めながら、モータ電流指令値に基づくモータ電流予測値と前記モータ電流検出手段で検出されたモータ電流検出値とを比較することによりモータ電流検出手段の故障を検出するものであるから、モータが実質的に回転しない状態においてモータ電流検出手段の故障を判断することができる。
【００７３】
そして、モータに短時間だけ電流を流してモータ電流検出手段の故障を検出するが、このとき故障状態が検出されても、モータ電流検出器の故障である可能性と、モータの整流子とブラシとの接触面が酸化被膜で覆われてモータ電流が正確に検出できない場合とがあるので、モータ電圧を決定するデユーテイ比を時間の経過と共に変更してモータに次第に高い電圧を印加し、整流子とブラシとの接触面の酸化被膜を破壊し、酸化被膜の影響を排除してからモータ電流検出手段の故障を検出するから、常に正確に故障を検出することができる。
【００７４】
さらにイグニツシヨンキーをＯＮにした直後、モータの角速度ωが殆ど零、即ちモータが殆ど回転しない状態で検出することができるから、モータ電流検出手段の故障検出の際、操向ハンドルが回転してしまう危険性もない。
【図面の簡単な説明】
【図１】電動パワーステアリング装置の構成の概略を説明する図。
【図２】この発明の実施例の電子制御回路のブロツク図。
【図３】モータ駆動回路の構成の一例を示すブロツク図。
【図４】モータ電流ｉとモータの角速度ωの過渡特性、及びモータ電流ｉのサンプリング時期を説明する図。
【図５】１回のサンプリング期間の間にデユーテイ比Ｄを時間の経過と共に変化させる方法を説明する図。
【図６】複数回のサンプリング期間の間にデユーテイ比Ｄを時間の経過と共に変化させる方法を説明する図。
【図７】電子制御回路における制御動作を説明するフローチヤート。
【図８】モータの整流子とブラシとの接触面の酸化被膜の影響を説明する図。
【符号の説明】
３トルクセンサ
１０モータ
１１イグニツシヨンキー
１２車速センサ
１３電子制御回路
２１位相補償器
２２電流指令演算器
２３比較器
２４微分補償器
２５比例演算器
２６積分演算器
２７加算器
３１Ｉ．Ｇ．キーＯＮ検出器
３２故障検出器
３３フエールセーフ処理器
３４フエールリレー
３６バツテリ電圧検出器
４１モータ駆動回路
４２モータ電流検出回路[0001]
[Technical field to which the invention belongs]
The present invention relates to a control device for an electric power steering device, and more particularly to a control device for an electric power steering device capable of detecting a failure of the motor current detection means.
[0002]
[Prior art]
An electric power steering device for a vehicle detects a steering torque and a vehicle speed generated in a steering shaft by operating a steering handle, and drives a motor based on the detection signal to assist a steering force of the steering handle. is there. Such an electric power steering apparatus is controlled by an electronic control circuit. The outline of the control is as follows: current supplied to the motor based on the steering torque detected by the torque sensor and the vehicle speed detected by the vehicle speed sensor. And the current supplied to the motor is controlled based on the result of the calculation.
[0003]
That is, when the steering wheel is operated and steering torque is generated, the electronic control circuit supplies a large steering assist force when the detected vehicle speed is zero or low, and the detected vehicle speed is high. Can control the current supplied to the motor in accordance with the steering force of the steering wheel and the vehicle speed so as to supply a small steering assist force, so that the optimum steering assist force according to the running state can be given. .
[0004]
In this type of device, feedback control is performed so that the current that actually flows through the motor matches the control target value of the motor current that is calculated based on the steering torque and vehicle speed. For this reason, the current that flows through the motor is detected. Motor current detecting means is provided.
[0005]
If the motor current detecting means described above fails, the accurate motor current cannot be measured. As a result, an excessive current flows to the motor to supply an excessive steering assist force, or the motor is not necessary. As a result, there is a problem that a sufficient amount of steering assist force cannot be supplied.
[0006]
Furthermore, if the motor rotates when a current is supplied to the motor and the operation of the motor current detecting means is confirmed, the steering handle rotates in a state where the motor shaft and the steering mechanism are coupled, and this is unexpected. An accident may occur.
[0007]
In response to this problem, the applicant has determined that the current expected when a voltage is applied to the motor for a time sufficiently larger than the electrical time constant of the motor and sufficiently smaller than the mechanical time constant of the motor. Based on the value and the motor current value detected by the motor current detection means, a failure determination means for determining a failure of the motor current detection means has been proposed (see Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-91239).
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
In the failure determination means of the motor current detection means described above, only for a short time immediately after the engine is started with the ignition key turned on, that is, sufficiently larger than the electrical time constant of the motor and the mechanical time constant of the motor. The failure is determined by applying a voltage to the motor for a time sufficiently smaller than that. This is necessary to prevent an unexpected accident from occurring due to sudden rotation of the steering handle when the motor rotates immediately after the engine is started.
[0009]
However, there is no particular problem when the motor is new, but if it is used for a certain period of time, an oxide film with electrical insulating properties is formed on the contact surface between the commutator and the brush of the motor, and the oxide film becomes thicker with time. Since electric resistance tends to increase, the motor current does not flow unless a higher voltage is applied to the motor.
[0010]
FIG. 8 is a diagram for explaining the influence of the oxide film on the contact surface between the commutator and the brush of the motor. In FIG. 8A, line A shows a normal case where the motor is new and there is no oxide film on the contact surface. When the applied voltage increases, the motor current also increases proportionally. Line B shows the case where an oxide film is formed on the contact surface. The motor current hardly increases even when the applied voltage is increased. When the applied voltage reaches a certain value s, the oxide film is destroyed and the electric resistance is reduced. It can be seen that the motor current corresponding to the applied voltage in a normal state starts flowing rapidly.
[0011]
FIG. 8B shows how the applied voltage at which the oxide film is destroyed gradually increases as s1, s2, and s3 when the oxide film becomes thicker with time.
[0012]
As described above, when a low voltage is applied to the motor for a short time to determine the failure of the motor current detecting means, the motor current is not detected due to the oxide film on the contact surface between the commutator and the brush, or slightly. Only the motor current is detected, and it may be erroneously determined that the motor current detecting means is out of order. An object of the present invention is to solve the above problems.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
The present invention solves the above-mentioned problems, and the invention according to claim 1 is an electric motor comprising control means for controlling the output of a motor that applies a steering assisting force to the steering mechanism based on at least a steering torque signal generated in the steering shaft. The control device for the power steering apparatus includes a motor current detection means, and the control means is a motor current command value that is sufficiently larger than the electrical time constant of the motor and sufficiently smaller than the mechanical time constant of the motor. Current control value based on the motor current command value Starting from the lowest motor applied voltage value at which the electrically insulating oxide film can be broken up to the highest motor applied voltage value just before the motor starts rotating, While increasing over time To eliminate the influence of the electrically insulating oxide film on the contact surface between the motor commutator and the brush, The predicted motor current value based on the motor current command value is compared with the detected motor current value detected by the motor current detecting means. The A control device for an electric power steering apparatus, wherein a failure of a motor current detection means is detected.
[0014]
When the failure of the motor current detection means is detected, the control means is lower than the motor applied voltage value when the failure is detected. Motor application Starting from the voltage value, increasing the voltage applied to the motor over time change, It is preferable to detect the failure of the motor current detecting means again.
[0015]
The motor applied voltage value has a voltage value corresponding to a mechanical time constant of the motor as an upper limit value.
[0016]
The motor applied voltage value increases the applied voltage value with the passage of time by changing the duty ratio of the voltage applied to the motor with the passage of time.
[0017]
The duty ratio of the voltage applied to the motor may be changed over time in one sampling period.
[0018]
The duty ratio of the voltage applied to the motor may be changed with an increase in the number of samplings in a plurality of sampling periods.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below. FIG. 1 is a diagram for explaining an outline of the configuration of an electric power steering apparatus suitable for carrying out the present invention. A shaft 2 of a steering handle 1 passes through a reduction gear 4, universal joints 5a and 5b, and a pinion rack mechanism 7. Coupled to the steering wheel tyrod 8. A torque sensor 3 that detects the steering torque of the steering handle 1 is provided on the shaft 2, and a motor 10 that assists the steering force is coupled to the shaft 2 via a clutch 9 and a reduction gear 4.
[0020]
The electronic control circuit 13 that controls the power steering device is supplied with electric power from the battery 14 via the ignition key 11. The electronic control circuit 13 performs a current command calculation based on the steering torque detected by the torque sensor 3 and the vehicle speed detected by the vehicle speed sensor 12, and generates a current i to be supplied to the motor 10 based on the calculated current command value. Control.
[0021]
The clutch 9 is controlled by the electronic control circuit 13. The clutch 9 is coupled in a normal operation state, and is disconnected when it is determined by the electronic control circuit 13 that the power steering apparatus has failed and when the power is turned off.
[0022]
FIG. 2 is a block diagram of the electronic control circuit 13 constituting the control means. In this embodiment, the electronic control circuit 13 is mainly composed of a CPU, but here, functions executed by programs in the CPU are shown. For example, the phase compensator 21 does not indicate the phase compensator 21 as independent hardware, but indicates a phase compensation function executed by the CPU. Needless to say, the electronic control circuit 13 is not composed of a CPU, and these functional elements can be composed of independent hardware (electronic circuits).
[0023]
Hereinafter, functions and operations of the electronic control circuit 13 will be described. The steering torque signal input from the torque sensor 3 is phase-compensated by the phase compensator 21 in order to increase the stability of the steering system, and input to the current command calculator 22. The vehicle speed detected by the vehicle speed sensor 12 is also input to the current command calculator 22.
[0024]
The current command calculator 22 determines a current command value I that is a control target value of the current to be supplied to the motor 10 by a predetermined calculation formula based on the input torque signal and vehicle speed signal.
[0025]
A circuit composed of the comparator 23, the differential compensator 24, the proportional calculator 25, and the integral calculator 26 is a circuit that performs feedback control so that the actual motor current value i matches the current command value I.
[0026]
The proportional calculator 25 outputs a proportional value proportional to the difference between the current command value I and the actual motor current value i. Further, the output signal of the proportional calculator 25 is integrated in the integral calculator 26 in order to improve the characteristics of the feedback system, and a proportional value of the difference integral value is output.
[0027]
The differential compensator 24 outputs the differential value of the current command value I in order to increase the response speed of the motor current value i that actually flows through the motor with respect to the current command value I calculated by the current command calculator 22.
[0028]
The differential value of the current command value I output from the differential compensator 24, the proportional value proportional to the difference between the current command value output from the proportional calculator 25 and the actual motor current value, and the integral calculator 26 The added value is added by the adder 27, and the current control value (duty ratio of the PWM signal that determines the motor applied voltage) as the calculation result is output to the motor drive circuit 41 as a motor drive signal.
[0029]
FIG. 3 shows an example of the configuration of the motor drive circuit 41. The motor drive circuit 41 includes a conversion unit 44 that separates and converts the current control value input from the adder 27 into a PWM signal and a current direction signal, FET1 to FET4, and an FET gate drive circuit 45 that opens and closes the gates thereof. Consists of. The boosting power source 46 is a power source for driving the high side of the FET1 and FET2.
[0030]
The PWM signal (pulse width modulation signal) is a signal for driving the gates of FET (field effect transistor) switching elements FET1 to FET2 connected to the H-bridge, and the PWM signal is obtained by the absolute value of the current control value calculated in the adder 27. The duty ratio (time ratio for turning on / off the FET gate) is determined.
[0031]
The current direction signal is a signal indicating the direction of the current supplied to the motor, and is a signal determined by the sign (positive / negative) of the current control value calculated by the adder 27.
[0032]
FET1 and FET2 are switching elements whose gates are turned ON / OFF based on the duty ratio of the PWM signal described above, and are switching elements for controlling the magnitude of the current flowing through the motor. FET3 and FET4 are switching elements whose gates are turned on or off based on the current direction signal described above (one is turned on when the other is turned on), and the direction of the current flowing through the motor, that is, the direction of rotation of the motor. Switching element for switching between
[0033]
When FET3 is in a conducting state, current flows through FET1, motor 10, FET3, and resistor R1, and a positive current flows through motor 10. When the FET 4 is in a conductive state, the current flows through the FET 2, the motor 10, the FET 4, and the resistor R 2, and a negative current flows through the motor 10.
[0034]
The motor current detection circuit 42 constituting the motor current detection means detects the magnitude of the positive current based on the voltage drop across the resistor R1, and also detects the negative current based on the voltage drop across the resistor R2. Detect the size. The detected actual motor current value is fed back to the comparator 23 and input (see FIG. 2).
[0035]
In the electronic control circuit described above, when the steering handle is operated and the steering torque is generated, the detected steering torque is large, and if the detected vehicle speed is zero or low, the current command value I is set. If the steering torque is set to a large value, the detected steering torque is small, and the detected vehicle speed is high, the current command value I is set to a small value, so that the optimum steering assist force according to the traveling state can be applied.
[0036]
Next, the failure detection process based on the detection of the failure of the motor current detection means and the detection result according to the present invention will be described.
[0037]
First, the principle will be described. When the ignition key 11 is turned on and the voltage V is applied to the motor, the relationship between the motor terminal voltage V and the current i flowing through the motor is represented by the following equation (1).
[0038]
V = L · di / dt + Ri + k _T ω ・・・・・・・・・・・（1）
Where k _T Is the back electromotive force constant of the motor, ω is the angular velocity of the motor,
L is the inductance of the motor, and R is the resistance between the terminals of the motor.
[0039]
The mechanical time constant Tm of the motor is a value obtained by dividing the moment of inertia J of the motor by the viscous resistance B of the motor, and is expressed by Tm = J / B. The electric time constant Te of the motor is the motor inductance L. Divided by the resistance R, and is expressed by Te = L / R.
[0040]
A time T that is sufficiently smaller than the mechanical time constant Tm of the motor and sufficiently larger than the electrical time constant Te of the motor is set (Te << T << Tm), and the voltage V is applied to the motor for the time T from the initial state. The transient characteristics of the motor current i and the angular velocity ω of the motor and the timing for sampling the motor current when the voltage is applied will be described with reference to FIG.
[0041]
4A shows the relationship between the voltage applied to the motor and time, and a constant voltage V0 is applied to the motor until time T0 before sampling the motor current. Since the duty ratio is changed when sampling is started, the motor applied voltage V changes with time.
[0042]
FIG. 4B shows the relationship between the motor current and time. When the voltage V is applied to the motor, the motor current rises at an early stage (electric time constant Te of the motor << application time of the voltage V T), the steady current i flows. Note that is indicates a predicted value of a motor current described later.
[0043]
FIG. 4C shows the relationship between the angular velocity ω of the motor and time. In the range of the time T when the voltage V is applied to the motor, the mechanical time constant Tm of the motor is large and the angular velocity ω of the motor is almost zero. That is, it indicates that it does not rotate. Further, if the motor applied voltage is set so that the predicted value is of the motor current is not more than the value corresponding to the static friction torque of the steering mechanism, the condition that the motor does not rotate can be completely achieved.
[0044]
FIG. 4D shows the sampling timing for detecting the motor current, and shows that sampling is started after time T0 after the voltage V is applied to the motor.
[0045]
According to the transient characteristics of the motor current i and the angular velocity ω of the motor described above, the motor current rises after a time T0 that is slightly earlier than the time T after the voltage V is applied to the motor. Since the steady current i flows and the motor hardly rotates at this time, the differential values of the angular velocity ω and the motor current i are approximately zero.
[0046]
Therefore, the formula (1) can be expressed by the following formula (2).
[0047]
V = Ri (2)
Therefore, the predicted value is of the motor current can be expressed by the following formula (3) obtained by dividing the voltage V between the motor terminals by the internal resistance R of the motor.
[0048]
is = V / R (3)
As is clear from equation (3), the predicted motor current value is includes the motor back electromotive force k. _T Since the term of ω and the regenerative voltage L · di / dt is not included, the predicted value is of the motor current can be estimated without being influenced by the back electromotive force or the regenerative voltage of the motor.
[0049]
The voltage value applied to the motor may directly detect the voltage V between the terminals of the motor, but can also be obtained by the following means.
[0050]
That is, the voltage V between the terminals of the motor has a relationship represented by the following formula (4) with the current control value (PWM signal duty ratio) supplied to the motor.
[0051]
V = VBA · D · · · · · · · · · (4)
Where VBA is the battery voltage
D is the duty ratio of the PWM signal.
[0052]
Therefore, the equation (3) indicating the predicted value is of the motor current can be expressed by the following equation (5).
[0053]
is = (VBA D) / R (5)
Hereinafter, the configuration and operation of the fail safe process based on the determination of the failure of the motor current detection means and the detection result according to the present invention will be described with reference to FIG.
[0054]
When the ignition key 11 is turned on, a voltage is applied to the motor for a predetermined time T set in advance by a timer TM (not shown). The ignition key 11 is turned on by the I.D. G. It is detected by the key ON detector 31 and the detection signal is input to the failure detector 32. Further, the battery voltage VBA detected by the battery voltage detector 36 and the current control value (PWM signal duty ratio D) which is an input signal of the motor drive circuit are input to the failure detector 32.
[0055]
Further, when a predetermined time T0 (T0 <T) preset by a timer TM (not shown) has elapsed, sampling of the motor current value i is started, and the motor current value i detected by the motor current detection circuit 42 is sampled. The value is input to the failure detector 32. Sampling is executed for a predetermined time T preset by the timer TM.
[0056]
The failure detector 32 constituting the failure detection means substitutes the detected and inputted battery voltage value VBA and the duty ratio D of the PWM signal and the resistance R between the motor terminals into the equation (5), and predicts the motor current. is is calculated and compared with the motor current value i detected as a sample value by the motor current detection circuit. As a result, when the absolute value of (is−i) is larger than the predetermined allowable value Δi, it is determined that the motor current detection circuit 42 is in failure.
[0057]
When it is determined that the motor current detection circuit 42 is malfunctioning, the fail safe processor 33 is activated, the fail relay 34 is turned off, the contact 34a is opened, the power supply to the motor 10 is cut off, and the electric power steering device is disabled. Operate.
[0058]
In the failure determination of the motor current detection circuit 42 described above, the motor current is not detected because the contact surface between the motor commutator and the brush is covered with an oxide film when the motor current detection circuit 42 actually fails. Alternatively, since only a small motor current is detected, it may be erroneously determined that the motor current detection circuit 42 has failed.
[0059]
Therefore, in the present invention, the motor terminal voltage, that is, the motor applied voltage is gradually increased with the lapse of time to destroy the oxide film, and the motor current value i is detected after eliminating the influence of the oxide film, and the motor current detection circuit 42 failures were judged. Hereinafter, this configuration will be described.
[0060]
Since the motor terminal voltage, that is, the motor applied voltage V is determined by the duty ratio D of the PWM signal and the battery voltage value VBA, as shown in the equation (4), the motor can be changed by changing the duty ratio D. The inter-terminal voltage, that is, the motor applied voltage V can be changed.
[0061]
Here, regarding the change of the duty ratio D of the PWM signal for changing the motor applied voltage V, a method of changing the duty ratio D over time during one sampling period, and the number of samplings in a plurality of samplings A method for changing the duty ratio D according to the above will be described.
[0062]
FIG. 5 is a diagram for explaining a method of changing the duty ratio D with the lapse of time during one sampling period. The duty ratio D is one time from time T1 to time T2 as shown in FIG. It is shown that D1 is changed to D2 during the sampling period. At this time, as shown in FIG. 5B, the motor application voltage V is gradually increased as the duty ratio D increases, and as a result, the average value of the motor application voltage V is V1 to V2. It becomes higher gradually.
[0063]
FIG. 6 is a diagram for explaining a method of changing the duty ratio D over time during a plurality of sampling periods. The duty ratio is the duty ratio D1 in the first sampling as shown in FIG. However, the duty ratio becomes higher as the later sampling is performed, and is changed to the duty ratio D2 in the nth sampling period. The duty ratio is constant during one sampling period. As shown in FIG. 6B, the motor applied voltage V at this time gradually increases as the later sampling is performed, and as a result, the average value of the motor applied voltage V changes from V1 to V2. Until it gets higher.
[0064]
Here, the duty ratio D1 is the minimum limit duty ratio, and is a value corresponding to the lowest motor applied voltage V1 required to break the normally expected electrically insulating oxide film. The duty ratio D2 is the maximum limit duty ratio and corresponds to the highest motor applied voltage V2 immediately before the motor starts rotating and the steering handle starts rotating.
[0065]
In any of the above-described methods for changing the duty ratio, the motor applied voltage V can be gradually increased, and any one can be arbitrarily selected.
[0066]
FIG. 7 is a flow chart for explaining the control operation of the failure detector 32 when a method of changing the duty ratio according to the number of times of sampling in a plurality of times of sampling is adopted.
[0067]
First, initialization is performed, and the timer TM starts counting (step P1). Next, the battery voltage value VBA is detected and read, and the duty ratio D of the PWM signal is read (steps P2, P3). The duty ratio D set at this time is initially set to the minimum limit duty ratio D1, and when the duty ratio D is changed thereafter, the changed duty ratio D is set.
[0068]
A motor applied voltage V corresponding to the set duty ratio D is output and applied between the terminals of the motor (step P4). The timer TM waits for the completion of a predetermined time T0 (step P5), and reads a sample value i of the motor current from the motor current detection circuit 42 (step P6). The predicted value is of the motor current is calculated by the above equation (5) (step P7), and it is determined whether or not the absolute value of (is -i) is larger than a predetermined allowable value Δi (step P8). If the determination in step P8 is negative, it is determined that there is no failure and the process proceeds to normal processing.
[0069]
If the absolute value of (is -i) is larger than the predetermined allowable value Δi in step P8, the motor current detector may fail and the contact surface between the motor commutator and the brush may be an oxide film. Since the motor current may not be accurately detected because it is covered, the duty ratio D is changed to destroy the oxide film. First, it is determined whether or not the set duty ratio is the maximum limit duty ratio D2 (step P9). If the maximum limit duty ratio D2 is determined, it is estimated that the oxide film is destroyed, and the duty ratio is higher than this. Is not changed to a high value, it is determined that the motor current detection circuit 42 is in failure, the fail safe process is executed (step P10), and the process is terminated.
[0070]
If the determination at step P9 is not the maximum limit duty ratio D2, the battery voltage value VBA is detected and read, the duty ratio D is increased by one step (steps P11 and P12), and the processing below step P4 is repeated.
[0071]
In claim 3 of the claims of the present application, the motor applied voltage value stipulates that the upper limit value is a voltage value corresponding to the mechanical time constant of the motor. This is because the motor applied voltage is high. Then, there is a possibility that the motor starts to rotate. Therefore, the motor applied voltage value is limited to a range in which the motor does not rotate with the voltage value corresponding to the mechanical time constant of the motor as the upper limit value.
[0072]
【The invention's effect】
As described above, the control device for the electric power steering apparatus according to the present invention examines the failure of the motor current detection means immediately after turning on the ignition key, and is sufficiently larger than the mechanical time constant Tm of the motor. The motor current command value is set for a time T (Te << T << Tm) which is small and sufficiently larger than the electric time constant Te of the motor, and the current control value based on the motor current command value is changed with time. The failure of the motor current detecting means can be determined by comparing the predicted motor current value based on the motor current command value with the detected motor current value detected by the motor current detecting means while increasing the motor applied voltage value as time elapses. Since it is detected, it is possible to determine the failure of the motor current detecting means in a state where the motor does not substantially rotate.
[0073]
Then, a current is supplied to the motor for a short time to detect a failure of the motor current detection means. Even if a failure state is detected at this time, there is a possibility that the motor current detector has failed, the motor commutator and the brush. Since the motor current cannot be detected accurately because the contact surface is covered with an oxide film, the duty ratio that determines the motor voltage is changed over time, and a gradually higher voltage is applied to the motor. Since the failure of the motor current detecting means is detected after the oxide film on the contact surface between the brush and the brush is destroyed and the influence of the oxide film is eliminated, the failure can always be detected accurately.
[0074]
Further, immediately after the ignition key is turned on, the angular velocity ω of the motor is almost zero, that is, it can be detected in a state where the motor hardly rotates. Therefore, the steering handle rotates when the failure of the motor current detecting means is detected. There is also no danger of it.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram for explaining an outline of a configuration of an electric power steering apparatus.
FIG. 2 is a block diagram of an electronic control circuit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing an example of the configuration of a motor drive circuit.
FIG. 4 is a diagram for explaining a transient characteristic of a motor current i and a motor angular velocity ω, and a sampling timing of the motor current i.
FIG. 5 is a diagram for explaining a method of changing a duty ratio D with the passage of time during one sampling period.
FIG. 6 is a diagram for explaining a method of changing a duty ratio D over time during a plurality of sampling periods.
FIG. 7 is a flowchart for explaining a control operation in the electronic control circuit.
FIG. 8 is a diagram for explaining the influence of an oxide film on a contact surface between a commutator and a brush of a motor.
[Explanation of symbols]
3 Torque sensor
10 Motor
11 Ignition Key
12 Vehicle speed sensor
13 Electronic control circuit
21 Phase compensator
22 Current command calculator
23 Comparator
24 Differential compensator
25 Proportional calculator
26 Integral calculator
27 Adder
31 I.E. G. Key ON detector
32 Fault detector
33 Fale safe processor
34 Fale Relay
36 Battery voltage detector
41 Motor drive circuit
42 Motor current detection circuit

Claims

In a control device for an electric power steering apparatus comprising a control means for controlling an output of a motor that applies a steering assist force to a steering mechanism based on at least a steering torque signal generated in a steering shaft,
A motor current detecting means;
Wherein the control means is sufficiently larger than the electric time constant of the motor, and sets the only motor current instruction value sufficiently smaller time than the mechanical time constant of the motor, a current control value based on the motor current instruction value The determined motor applied voltage value is increased over time from the lowest motor applied voltage value at which the electrically insulating oxide film can be destroyed to the highest motor applied voltage value just before the motor starts rotating. The motor current prediction value based on the motor current command value and the motor current detection value detected by the motor current detection means are eliminated while eliminating the influence of the electrically insulating oxide film on the contact surface between the motor commutator and the brush. control device for an electric power steering apparatus characterized by detecting the failure of the motor current detection means by comparing and.

Wherein, when a failure of the motor current detecting means is detected, increasing the motor applied voltage starting from a low motor applied voltage value than the motor applied voltage value when a fault is detected in the course of time while changing the control apparatus for an electric power steering apparatus according to claim 1, characterized in that detecting a failure of the motor current detecting means again.

2. The control device for an electric power steering apparatus according to claim 1 , wherein the motor applied voltage value has a voltage value corresponding to a mechanical time constant of the motor as an upper limit value.

2. The control device for an electric power steering apparatus according to claim 1 , wherein the voltage applied to the motor is changed with a lapse of time by changing a duty ratio of a voltage applied to the motor to increase the applied voltage value with the lapse of time. .

5. The control device for an electric power steering apparatus according to claim 4 , wherein the duty ratio of the voltage applied to the motor is changed with time in one sampling period.

5. The control device for an electric power steering apparatus according to claim 4 , wherein the duty ratio of the voltage applied to the motor is changed with an increase in the number of samplings in a plurality of sampling periods.