JP3927696B2

JP3927696B2 - Imaging device

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Publication number: JP3927696B2
Application number: JP22168298A
Authority: JP
Inventors: 淳一星
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 1998-08-05
Filing date: 1998-08-05
Publication date: 2007-06-13
Anticipated expiration: 2018-08-05
Also published as: JP2000059688A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、撮像装置に係わり、特に、光電変換素子と、該光電変換素子からの信号電荷を転送する転送手段と、該転送手段により転送された信号電荷を保持する半導体領域と、該半導体領域と接続される増幅手段と、を有する撮像装置に関する。本発明は、アクティブピクセルセンサ“ＡＰＳ”であるＣＭＯＳセンサ、特に転送ゲートと浮遊状態にある半導体領域（フローティングディフュージョン；以下、ＦＤという。）とを有するＣＭＯＳセンサに好適に用いられるものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のＣＭＯＳセンサには、例えばIEEE TRANSACTIONS ON ELECTRON DEVICES,VOL.41,NO.3,MARCH 1994 pp452-453 「CMOS Active Pixel Image Sensor」がある。
【０００３】
前記文献に紹介されているＣＭＯＳセンサにおいては、光電変換素子であるホトゲート、それからＦＤに信号電荷を転送するための転送ゲートを有している。ＣＭＯＳセンサの非破壊読出特性を利用して、ＦＤは一時メモリとして使用される場合がある。また入射光から各種回路を保護するために、遮光膜が前記光電変換素子以外の部分を覆っているのが通例である。
【０００４】
ＣＭＯＳセンサの一例として、光電変換素子にホトダイオードを用いた場合の平面図および断面図を図１１（ａ），（ｂ）に示す。図１１（ｂ）は図１１（ａ）のＡ−Ａ′断面を示す。
【０００５】
図１１（ａ），（ｂ）において、１０１は画素、１０２は光電変換素子となるホトダイオードの拡散領域、１０３は転送用のＭＯＳトランジスタのゲート電極、１０４はＦＤ、１０５はＦＤ１０４と接続されるＭＯＳアンプのゲート電極、１０６は画素を選択する選択用ＭＯＳトランジスタのゲート電極、１０７は画素からの出力を転送するための垂直信号出力線、１０８はＦＤ１０４をリセットするためのリセット用ＭＯＳトランジスタのゲート電極、１０９は電源線、１１０は転送制御線、１１１は選択信号線、１１２はリセット制御線、１１３はホトダイオード上の開口部以外を遮光する遮光膜である。なお、理解の容易化のために、ホトダイオードの拡散領域１０２、ＦＤ１０４の周囲を太線で囲っている。
【０００６】
またＣＭＯＳセンサは通常の画像検出用センサとしてだけではなく、画像検出以外の他の機能も持たせることが可能である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、前記ＣＭＯＳセンサにはＣＣＤ型撮像装置に比べると次に説明する課題を有している。
【０００８】
一つは、ＣＭＯＳセンサの信号読出しは、ｘ−ｙのシーケンシャル読出し（時分割）であるために、各画素における信号電荷蓄積のタイミングにわずかづつのずれが有ることである。これは動く物体に対しては問題となり、例えば静止画では像が流れてしまう。また電子シャッターとの相性もよいとは言えない。動画の場合にはずれはさほど目立たないものの、動画においては撮像装置の明るさ（感度）が求められるため、それに秀でたＣＣＤセンサに後塵を拝しているのが実状である。
【０００９】
またＣＭＯＳセンサは、そのノイズレベルがＣＣＤセンサよりも高いため、ダイナミックレンジが狭く使いづらい。狭いダイナミックレンジを広げる方法としては、例えば、特開平８−３４０４８６号公報にあるように異なる感度を有する光電変換素子を画素内に複数設ける方法も公知であるが、この方法は画素内に余分なスペースを必要とするために、画素を縮小化する際には障害となる。
【００１０】
またＣＭＯＳセンサは、撮像機能以外の他の機能を持たせることができるが、このようなＣＭＯＳセンサの特性を生かし切れていない。
【００１１】
本発明は対ＣＣＤセンサに対する優位性を発揮できる光電変換装置を提供するものであり、ＣＣＤに負けないダイナミックレンジを確保し、画素の縮小化に適し、また更なる新規機能を持ったスマートセンサを実現することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明の光電変換装置は、光電変換素子と、該光電変換素子からの信号電荷を転送する転送手段と、該転送手段により転送された信号電荷を保持する半導体領域と、を有する光電変換装置において、前記半導体領域に前記光電変換素子に入射する光と略同一の光を入射させ、該半導体領域で光電変換させてなることを特徴とする。また、本発明の撮像装置は、光電変換素子と、該光電変換素子からの信号電荷を転送する転送手段と、該転送手段により転送された信号電荷を保持する半導体領域と、を有する光電変換装置を備える撮像装置において、前記光電変換装置は、前記半導体領域に前記光電変換素子に入射する光と略同一の光を入射させ、該半導体領域で光電変換させてなり、前記光電変換素子と前記半導体領域を光検知に使用し、前記光電変換素子と前記半導体領域とから得られる信号をそれぞれ異なる用途に用いることを特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明について実施形態に基づいて説明する。
【００１４】
図１は本発明の撮像装置の一実施形態の単位セルの断面図である。また、図２は本発明の撮像装置の一実施形態の単位セルの構成を示す回路図である。
【００１５】
図２において、ＰＤは光電変換素子であるホトダイオード、ＭTXはホトダイオードＰＤに蓄積された信号電荷を転送する転送用ＭＯＳトランジスタ、ＦＤは転送された信号電荷を保持する浮遊状態にある半導体拡散領域であり、ここでは光電変換素子を構成している。また、ＭSFはＦＤとゲート電極が接続される増幅手段となるＭＯＳアンプ、ＭSELは各単位セルを選択するための選択手段となる選択用ＭＯＳトランジスタ、ＭRESはＦＤおよびＭＯＳアンプのゲートをリセットするリセット手段となるリセット用ＭＯＳトランジスタである。
【００１６】
図１は図２の単位セルのＰＤ部、ＦＤ部、ＭRES（リセット用ＭＯＳトランジスタ）部の断面構成を示している。
【００１７】
図１において、１２は光電変換素子となるホトダイオード（ＰＤ）の拡散領域、１３は転送用のＭＯＳトランジスタのゲート電極、１４はＦＤ（半導体拡散領域）、１５はＰＤ上の遮光膜の開口部、１６はＦＤ上の遮光膜の開口部、１７は画素からの出力を転送するための垂直信号出力線、１８は遮光膜、１９は電源線である。
【００１８】
図１の断面図は図１１（ｂ）の断面図に対応しているが、図１の構成、すなわち本発明では、ＦＤ部上の遮光膜１８に開口部１６を設け、ＦＤ部にも入射光が照射するようにした。ＦＤ部は通常の光電変換素子であるホトダイオードＰＤと同様に拡散領域１４から成るので、拡散領域１４上を開口して光が入射した場合には光信号電荷である電子とホール対が発生する。従ってＦＤ部は等価的に光電変換素子として働く。図２に示すように、ＦＤ（拡散領域１４）と増幅手段であるＭＯＳアンプＭSFのゲート電極とは接続されており、従ってＦＤ部の信号電荷蓄積による電位変化はＭＯＳアンプＭSFを流れる電流によってモニタすることができる。これは信号電荷量、即ち入射する光の強さがリアルタイム検出できることを意味する。
【００１９】
今、等価的に光電変換素子として機能するＦＤの容量値をＣ［Ｆ］、入射する光の強さをＩ［ｌｘ］、光電変換の効率をｋ［Ａ／ｌｘ］、露光時間をｔ［ｓｅｃ］、電位変化をΔＶ［Ｖ］とすると、
ΔＶ＝Ｉ・ｋ・ｔ／Ｃ・・・（１）
と表わすことができる。
【００２０】
入射する光の強度がリアルタイムでモニタすることが可能であるならば、撮像装置の最適な露光条件、露出時間を決定選択することができる。
【００２１】
また、ＦＤ部が開口されたＣＭＯＳセンサは画素中に容量の小さな光電変換素子（ＦＤ）と容量の大きな光電変換素子（ＰＤ）を有することになる。また本発明によれば画素面積の増大は一切生じない。
【００２２】
ＦＤがＰＤと同様な拡散領域から成るとすれば、ＦＤの容量値Ｃは拡散領域１４の面積Ａに比例する。
【００２３】
Ｃ∝Ａ・・・（２）
また光電変換効率ｋは入射する光の面積（通常は遮光膜の開口面積Ｂ）に比例する。
【００２４】
ｋ∝Ｂ・・・（３）
ここで拡散領域１４の面積Ａに対する開口の面積Ｂの割合（開口率）ａ＝Ｂ／Ａで、（１）式を表わすと、
ΔＶ∝ａ・Ｉ・ｔ・・・（４）
となって、電位の変化ΔＶは開口率ａに比例することがわかる。ただし、オンチップレンズ等を使用する場合にはこの限りではない。
【００２５】
そこで本発明においては、容量値Ｃと開口率ａをＦＤとＰＤにおいて適宜設定することによって、低感度の光電変換素子と、高感度の光電変換素子を得ることができる。例えば、ＦＤの開口率ａをＰＤの開口率ａ′よりも小さく設定すればＦＤの電位変化ΔＶは相対的に小さくなり、低感度の光電変換素子となる。これは高照度時の光電変換素子として使用することができる。
【００２６】
すなわち、開口率の小さな光電変換素子（開口率ａ）を高照度用とし、開口率の大きな光電変換素子（開口率ａ′）を低照度用とし、高照度となって開口率の大きな光電変換素子からの信号が飽和した場合に、開口率の小さな光電変換素子からの飽和していない信号を増幅して（ＰＤの開口面積／ＦＤの開口面積）置き換えて合成すれば、広ダイナミックレンジな撮像装置を提供することができる。
【００２７】
ただし、ＦＤには例えばＭＯＳアンプＭSFのゲート容量等の拡散領域容量以外の付加的な容量が付き、しかもその値は大きくなりがちである。これは開口率ａの値を実質的に低下させることになる。通常の製法ではＦＤの開口率ａはＰＤの開口率ａ′よりも小さくなりがちである。
【００２８】
大きな開口率ａ′を有するＰＤは、上述したように、高照度時にはＦＤよりも先に飽和電圧に達し、周囲に余剰電荷を排出し、ブルーミングを発生させる恐れがある。本発明においては、ＰＤに公知のオーバーフロードレインを設けることによってＦＤ等に余剰の電荷を混入させないようにする。
【００２９】
また、ＰＤからＦＤへの信号電荷の転送の際に、両者の容量値Ｃの値が異なることから、ＰＤとＦＤとでは電位変化の値ΔＶは変化する。その変化の割合は、ＰＤからＦＤへ信号電荷が完全転送された場合には、
ΔＶ_FD＝（Ｃ_PD／Ｃ_FD）・ΔＶ_PD ・・・（５）
と表わされる（ΔＶ_FDはＦＤの電位変化の値、ΔＶ_PDはＰＤの電位変化の値、Ｃ_FDはＦＤの容量、Ｃ_PDはＰＤの容量）。ここでＣ_FDの値には拡散領域容量以外の前述の付加的な容量を追加して考慮する必要がある。
【００３０】
一般にはＣ_PD＞Ｃ_FDであるため、（５）式から判るように、ＰＤの信号電圧はＦＤに転送されると増大する。従って、ＰＤの電位が飽和電圧に達していなくてもＦＤに転送後に飽和電圧に達し、ＦＤから信号電荷があふれ出ることも想定される。
【００３１】
本発明においてはまず先にＦＤの信号を先読みし、入射する光の強度を予め知ることによって、ＰＤからの信号が転送されてＦＤが飽和電圧に達する可能性をも予知することができる。
【００３２】
ＦＤ及びＰＤに入射した光の強度を比較、換算する場合には、前述したように、１）両者の開口率、２）転送による電圧変化、を考慮する必要がある。同じ光量が入射した際の両者の信号出力Ｓの値の間には

（Ｓ_FD，Ｓ_PDはＦＤ，ＰＤの信号出力、ａ_FD，ａ_PDはＦＤ，ＰＤの開口率、ｔ_FD，ｔ_PDはＦＤ，ＰＤの露光時間、Ｃ_FD，Ｃ_PDはＦＤ，ＰＤの容量）
のような関係があるが、より精密な比例関係は各撮像装置において実測する必要がある。
【００３３】
また、従来のように蓄積した電荷によってその光の強度を知るのではなく、ＦＤが一定の電位になるまでの時間によって、光の強度を知ることもできる。
【００３４】
以上の説明は光電変換素子としてＰＤを挙げ本発明の作用を説明したが、本発明は他の光電変換素子、例えばホトゲートに容易に拡張することができる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例について図面を用いて詳細に説明する。
（第１の実施例）
図３に本発明の実施例である、撮像装置の単位画素のレイアウト概略図を示す。この撮像装置はＣＭＯＳセンサであり、レイアウトルール０．４μｍのＣＭＯＳプロセスで製造されている。
【００３６】
図３において、２１はＣＭＯＳセンサの単位画素であり、大きさは８μｍ角である。２２は光電変換素子であるホトダイオード（ＰＤ）であり、深さ０．３μｍのＮ⁺拡散領域がＰウェル中に形成されている。ＰＤ２２の上方には遮光膜の開口２５が開口率９２．８％で形成されている。２４はＦＤであり、同様にＦＤ２４上に遮光膜の開口２６が開口率２２．２％で形成されている。ＦＤ２４は図２及び図１１（ａ）に示したのと同様に増幅手段であるソースフォロワのＭＯＳアンプＭSFのゲート電極に接続されている。またＰＤ２２、ＦＤ２４間には転送ゲートが存在する。ＰＤ２２及びＦＤ２４は、光蓄積を行う前に、両者に正の電圧を印加し、ｐ−ｎ接合を逆バイアスとするリセット動作が行われる。ＰＤ２２及びＦＤ２４に光が入射するにつれて両者のＮ⁺拡散領域には発生した光キャリヤである電子が蓄積される。ＰＤ２２の電位変化ΔＶ_PDは、ＦＤ２４の電位変化ΔＶ_FDに対して、
ΔＶ_PD＝（９２．８／２２．２）・ΔＶ_FD ・・・（７）
と表わすことができる。
【００３７】
よって、ＦＤ２４の電位変化をモニタすれば、ＰＤ２２の電位変化をリアルタイムでモニタできることから、入射光の強度、及び最適な露光時間を知ることができる。
【００３８】
ＰＤ２２の飽和電圧Ｖ_satは３．５Ｖ程度であり、従ってΔＶ_PDを３．０Ｖ程度で使用すれば、ＰＤ２２から読出す光信号のＳ／Ｎを良好に保つことができる。
【００３９】
従って、ＦＤ２４の電位変化ΔＶ_FDが
ΔＶ_FD＝（２２．２／９２．８）×３．０≒０．７２Ｖ
になった時点で信号電荷の蓄積時間を終了させれば良い。信号電荷の蓄積時間が終了したならば、ＦＤ２４及びＭＯＳアンプＭSFのゲート電極を正の電位にリセットし、次いでＰＤ２２とＦＤ２４との間の転送ゲートを開いて、ＰＤ２２中の信号蓄積電荷をＦＤ２４に転送して光信号を読出す。
【００４０】
図４に本実施例の撮像装置の回路ブロック図を示す。画像アレー部３１の画素はフレーム周波数３０Ｈｚで全画素同時に蓄積が始まる。各画素のＦＤの電位変化はフレーム周波数１ｋＨｚで、ＦＤ先読み回路３４によって電圧の形で読み出される。読出されたＦＤ電圧は最大値検出回路３５の記憶する値と比較される。最大値検出回路３５の記憶する値よりもＦＤ電圧が大きな場合には、記憶する値の代わりにＦＤ電圧が記憶される。フレームの全画素のＦＤ電圧が比較された後に、最大値検出回路３５が記憶する値が判定回路３６によってメモリ３７が記憶する設定値０．７２Ｖと比較される。最大値検出回路３５の記憶する値が大きい場合にのみ電子シャッター回路３８にトリガー信号が入力される。最大値検出回路３５の記憶する値が小さい場合には、ＦＤ電位変化の先読みが１ｋＨｚで繰返されるのみである。
【００４１】
フレーム数カウンタを内蔵する電子シャッター回路３８にトリガー信号が入力されると、繰返されたフレーム数が露光時間出力端子から出力される。これにより露光に要した時間を知ることができる。また、電子シャッター回路３８はトリガー信号の入力により、各画素に付属するリセットＭＯＳトランジスタを用いて全画素同時にＦＤを正の電位にリセットする。次いで、ＰＤの信号電荷をＦＤへと転送する（電子シャッター動作）。
【００４２】
ＦＤへ転送された信号電荷は、前述のようにソースフォロワアンプを用いて順次電圧の形でアナログ信号処理回路３２へと出力される。アナログ信号処理回路３２の回路中では公知のノイズ補正処理等が行われ、固定パターンノイズ、ランダムノイズ等が除去される。その後、Ａ／Ｄ変換回路３３によってＡ／Ｄ変換され、３０Ｈｚのフレーム信号が画像出力端子から出力される。
【００４３】
この画像出力端子から出力される輝度信号と露光時間出力端子から出力される信号により検知される露光時間とを用いることによって被写体の明るさ（照度）を知ることができる。
【００４４】
本実施例を用いれば適正なコントラストを有する画像をリアルタイムで得ることができる。
【００４５】
また本発明の他の実施例として、１ｋＨｚのＦＤ電位の先読みを、間引いたり領域を指定することで、１ｋＨｚと高いフレーム周波数を更に実現容易とすることができる。即ち、各画素のＦＤの先読みに要する周波数は、１つの検出器で全画素を先読みする場合には、１ｋＨｚ×画素数であるが、前述のように読む画素数を減らすことで、より検出器の負荷が軽減される。
【００４６】
また本発明はＡＥ機能だけでなく、他の機能も持たせることができる。すなわち、従来のセンサー（例えばＣＣＤ等）では、撮像のみの機能であるが、ＣＭＯＳセンサでは撮像機能の他に圧縮機能等の他の機能をセンサ内に盛り込むことができる。
【００４７】
図５に本発明の他の実施例である撮像装置の単位画素のレイアウト図を示す。
【００４８】
この撮像装置はＣＭＯＳセンサであり、画素大きさは同様に８μｍ角である。本実施例は光電変換素子であるＰＤ４２に接続する、Ｌ＝０．４μｍ、Ｗ＝１．０μｍの負荷型ＭＯＳトランジスタＭLを有する。
【００４９】
図５において、４１は画素、４２は光電変換素子となるホトダイオードの拡散領域、４３は転送用のＭＯＳトランジスタのゲート電極、４４はＦＤ、４５はＦＤ４４と接続されるＭＯＳアンプのゲート電極、４６は画素を選択する選択用ＭＯＳトランジスタのゲート電極、４７は画素からの出力を転送するための垂直信号出力線、４８はＦＤ４４をリセットするためのリセット用ＭＯＳトランジスタのゲート電極、４９は電源線、５０は転送制御線、５１は選択信号線、５２はリセット制御線、５３，５４はホトダイオード上の遮光膜の開口部、ＦＤ上の遮光膜の開口部である。なお、理解の容易化のために、ホトダイオードの遮光膜の開口部５３、ＦＤ上の遮光膜の開口部５４の周囲を太線で囲っている。
【００５０】
負荷型ＭＯＳトランジスタＭLのソースはＰＤ４２に接続されており、ゲート及びドレインはＶ_DD端子４９に接続されている。
【００５１】
ＭＯＳトランジスタＭLのスレッショルド電圧Ｖ_Tは、ＰＤ４２が蓄積期間中にサブスレッショルド特性電流がほとんど流れないＶ_T＝４．０Ｖの値に設定されている。
【００５２】
負荷型ＭＯＳトランジスタＭLは一般には光信号を対数圧縮するのに用いられるが、ＰＤ４２の電位が光信号電荷の蓄積によって低下し、ＭＯＳトランジスタＭLに印加される電圧が増大するにつれて、ＭＯＳトランジスタＭLを貫通する電流が増大するため、優れたオーバーフロードレインとしての働きをも有する。本実施例ではこの働きを応用する。
【００５３】
また本実施例は開口率９５．１％の容量２５ｆＦであるＰＤと２２．２％の容量１．２ｆＦであるＦＤを有する。またＦＤの付加容量は５．８ｆＦである。
【００５４】
本実施例の撮像装置の回路ブロック図を図６に示す。ＰＤ４２及びＦＤ４４には前述のリセット動作によって約３．５Ｖの逆バイアス電圧が印加される。ＰＤ４２及びＦＤ４４に光が入射すると逆バイアス電圧は緩和される方向に動くが、開口率が大きなＰＤ４２の方が、その動きは大きい。両者はほぼ同じ飽和電圧を有することから、ＦＤ４４は高照度用光電変換素子として、ＰＤ４２は低照度用光電変換素子として使用する。
【００５５】
ＰＤ４２が先に飽和電圧に達しても、余剰な電荷は負荷型ＭＯＳトランジスタＭLを通して、Ｖ_DD端子４９に流出する。従ってＰＤ４２とＦＤ４４間に存在する転送ゲート４３を通してＦＤ４４の拡散領域に光電荷である電子は混入することはない（オーバーフロードレイン効果）。
【００５６】
３０ｍｓｅｃの蓄積時間後に画素アレー部６１中の各画素のＦＤ４４の電位変化をソースフォロワ４５を通してＦＤ信号処理回路６４に順次読出す。その後リセットＭＯＳトランジスタ４８を開いてＦＤ４４及びソースフォロワ４５のゲート電極をリセットし、次いで転送ゲート４３を開いてＰＤ４２の信号電荷をＦＤ４４に転送する。その後同様にしてソースフォロワ４５を用いて、各画素のＰＤ４２の電位変化をＰＤ信号処理回路６２に順次読出す。
【００５７】
６５は信号合成回路であり、ＦＤ信号処理回路６４及びＰＤ信号処理回路６２に蓄えられた各画素の信号を以下の手順で処理を行う。
【００５８】
まず、ＦＤ信号処理回路６４に蓄えられた信号の値が、ＰＤ４２の入射光量を正確に示す値以下であるならば、信号合成回路６５は、ＰＤ信号処理回路６２の信号をそのまま後段のＡ／Ｄ変換回路６３へと渡す。ＦＤ信号処理回路６４に蓄えられた信号の値がそれ以上であるならば、ＦＤ信号処理回路６４に蓄えられた信号の値に、補正係数（９５．１／２２．２）×（２５／７）×（１／１）≒１５．３を掛けてＡ／Ｄ変換回路６３へと渡す。
【００５９】
アナログ信号はＡ／Ｄ変換回路６３によってＡ／Ｄ変換された後に画像出力端子からデジタル信号として出力される。
【００６０】
本実施例によれば高照度側ではＦＤを用い、低照度側ではＰＤを用いることによって、ダイナミックレンジの広いＳ／Ｎの良好な画像信号を得ることができる。
【００６１】
またＦＤ信号処理回路及びＰＤ信号処理回路においては公知のノイズ補正を行うことが可能である。即ち、例えば既に説明した、IEEE TRANSACTIONS ON ELECTRON DEVICES,VOL.41,NO.3,MARCH 1994 pp452-453 「CMOS Active Pixel Image Sensor」にはリセット動作後にソースフォロワ４５の電圧を読取りノイズ（Ｎ）信号とし、その後信号電荷を転送し、その時のソースフォロワ４５の電圧をシグナル（Ｓ）信号として、両者の信号の差分Ｓ−Ｎを取ることによって、固定パターンノイズやランダムノイズを除去できたと記載されている。この方式は本発明の構成においても容易に応用することができる。
【００６２】
またＦＤ信号及びＰＤ信号を読出すタイミングを工夫することによって、ＦＤ信号処理回路６４およびＰＤ信号処理回路６２の規模を小さくすることができる。
【００６３】
図７に更なる実施例である撮像装置のＦＤ及びＰＤ信号の読出しタイムチャートを示す。また図８は図７を説明するための模式図である。
【００６４】
画素アレー部はｎ行ｍ列の２次元マトリクスで構成されている。また各画素７１は水平走査線７０（ｙ1〜ｙn）と垂直信号出力線７７（ｘ1〜ｘm）によってアクセスされる。垂直信号出力線７７は選択スイッチ７８によって、ＦＤ信号処理回路７４かＰＤ信号処理回路７２のいずれかに接続される。ＦＤ信号処理回路７４，ＰＤ信号処理回路７２中には各々信号蓄積用の容量が垂直信号出力線７７の本数分（ｍ個）だけ形成されている。
【００６５】
ｊ番目の行が水平走査線７０によって選択されると、左端の１番目の垂直信号出力線から信号が順次読出される。その際、選択スイッチ７８の制御信号φはφ₁から順次ハイレベルとなり、ＦＤ信号処理回路７４に垂直信号出力線ｘ₁が接続される。同様にしてφ_iもハイレベルとなり、ｉ列目の垂直信号出力線ｘ_iもＦＤ信号処理回路７４に接続される。その後、垂直信号出力線ｘ_iにＦＤの信号が出力され、この信号はＦＤ信号処理回路７４へと出力される。その後、（ｉ，ｊ）番目の画素はリセットされ、ＰＤの信号電荷がＦＤへと転送される。
【００６６】
その後、ｉ列目の垂直信号出力線ｘ_iが元のＰＤ信号処理回路７２へ接続されるのと同時に、ｉ＋１列目の垂直信号出力線ｘ_i+1が代わりにＦＤ信号処理回路７４へと接続される。次いでｉ列目の画素（ｉ，ｊ）からＰＤの信号がＰＤ信号処理回路７２へと読出されるのと同時にｉ＋１列目のＦＤの信号が垂直信号出力線ｘ_i+1を通ってＦＤ信号処理回路７４へと出力される。
【００６７】
以下、順次ｍ列まで繰返してｊ列目の読出しを終了する。ｍ個のＦＤ及びＰＤ信号はＦＤ信号処理回路７４，ＰＤ信号処理回路７２中のｍ個の容量中に蓄積される。両信号は前述のように後段の信号合成回路６５（図６）によって合成される。
【００６８】
本実施例はＦＤ信号処理回路７４，ＰＤ信号処理回路７２中に含まれる信号蓄積用のメモリの個数を小さくすることができる（メモリを１ライン分のみにすることができる。）。また読出すスピードは、ＦＤ、ＰＤを別々のタイミングで２本同時に読出すので、読出に必要なスピードはＰＤのみを読み出す場合と同じであり、特に高速な回路は必要としない。
【００６９】
また必要であるならば、差分ノイズ補正の機能を容易にＦＤ信号処理回路７４，ＰＤ信号処理回路７２中に取込むことができる。
【００７０】
図９に本発明の更なる実施例である撮像装置の信号処理回路を示す。
【００７１】
画素８１から出力されたＦＤ８４の信号は、垂直信号出力線８７を通って信号蓄積用容量Ｃ_TF９３₁に蓄積される。その後、ＦＤ８４とソースフォロワ８５のゲート及び垂直信号出力線８７をリセットし、リセット後のソースフォロワ８５のゲート電位（ノイズ信号）を同様にして信号蓄積用容量Ｃ_TN９３₂に読出す。その後転送ゲート８３を開いてＰＤ８２の信号電荷をＦＤ８４に転送し、同様にして信号蓄積用容量Ｃ_TP９３₃にＰＤ信号を読出す。
【００７２】
その後容量Ｃ_TF９３₁に蓄えられたＦＤ信号から容量Ｃ_TN９３₂に蓄えられたノイズ信号を差動アンプ９７₁により減算し、Ｆ信号とする。
【００７３】
同時に容量Ｃ_TP９３₃に蓄えられたＰＤ信号から容量Ｃ_TN９３₂に蓄えられたノイズ信号を減算し、Ｐ信号とする。
【００７４】
両者の信号は図示しない後段の信号合成回路によって１つの画像信号に合成される。
【００７５】
本実施例によれば、低照度側で使用するＰＤの信号成分からＣＭＯＳセンサに固有の大きな固定パターンノイズと、ランダムノイズの一部を除去することができ、より低照度側のノイズ特性が改善される。また高照度側で使用するＦＤの信号成分からは固定パターンノイズを除去することができる。ランダムノイズに関しては、除去効果が期待できないが、そもそも高照度側ではランダムノイズは重要ではないので特に問題とはならない。本実施例によればより高感度でダイナミックレンジの広い撮像装置を提供することができる。
【００７６】
また本発明においてはＰＤの開口率をＦＤの開口率よりも小さくした例も考えられる。
【００７７】
図１０に本発明の更なる実施例である撮像装置の単位画素の概略レイアウト図を示す。
【００７８】
図１０において、ＰＤ１２２の開口１２５は開口率３．８％であり、ＦＤの開口１２６の開口率２２．２％よりも小さい。したがって、ＦＤはＰＤよりもより速く電位変化を生じるので、前述のＦＤ先読みがより短い時間で実現することができる。またＰＤはより強い光が照射してもその電位変化が小さいのでより高照度側にダイナミックレンジがシフトする。また有効なランダムノイズ対策を施すことによって低照度側へのダイナミックレンジのシフト、ダイナミックレンジの拡大も期待できる。現状のセンサは固定パターンノイズよりもランダムノイズが大きくなりつつあるので今後のランダムノイズ改善技術、それによるダイナミックレンジ拡大が期待できる。
【００７９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ダイナミックレンジが広く新規機能を有するＣＭＯＳセンサを安価に提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の撮像装置の一実施形態の単位セルの断面図である。
【図２】本発明の撮像装置の一実施形態の単位セルの構成を示す回路図である。
【図３】本発明の実施例である撮像装置の単位画素のレイアウト概略図である。
【図４】本実施例の撮像装置の回路ブロック図である。
【図５】本発明の他の実施例である撮像装置の単位画素のレイアウト図である。
【図６】本実施例の撮像装置の回路ブロック図である。
【図７】更なる実施例である撮像装置のＦＤ及びＰＤ信号の読出しタイムチャートである。
【図８】図７を説明するための模式図である。
【図９】本発明の更なる実施例である撮像装置の信号処理回路である。
【図１０】本発明の更なる実施例である撮像装置の単位画素の概略レイアウト図である。
【図１１】ＣＭＯＳセンサの一例として、光電変換素子にホトダイオードを用いた場合の平面図および断面図である。
【符号の説明】
１２ホトダイオード（ＰＤ）の拡散領域
１３転送用のＭＯＳトランジスタのゲート電極
１４拡散領域
１５開口部
１６開口部
１７垂直信号出力線
１８遮光膜
１９電源線
ＰＤホトダイオード
ＭTX 転送用ＭＯＳトランジスタ
ＦＤ浮遊状態にある半導体拡散領域（光電変換素子）
ＭSF ＭＯＳアンプ（増幅手段）
ＭSEL 選択用ＭＯＳトランジスタ（選択手段）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention , The present invention relates to an imaging apparatus, and in particular, is connected to a photoelectric conversion element, a transfer unit that transfers signal charges from the photoelectric conversion element, a semiconductor region that holds signal charges transferred by the transfer unit, and the semiconductor region Amplifying means Shooting The present invention relates to an image device. The present invention is suitably used for a CMOS sensor which is an active pixel sensor “APS”, particularly a CMOS sensor having a transfer gate and a semiconductor region (floating diffusion; hereinafter referred to as FD) in a floating state.
[0002]
[Prior art]
Conventional CMOS sensors include, for example, “CMOS Active Pixel Image Sensor”, IEEE TRANSACTIONS ON ELECTRON DEVICES, VOL.41, NO.3, MARCH 1994 pp452-453.
[0003]
The CMOS sensor introduced in the above document has a photogate which is a photoelectric conversion element and a transfer gate for transferring signal charges to the FD. The FD may be used as a temporary memory by utilizing the non-destructive readout characteristic of the CMOS sensor. Further, in order to protect various circuits from incident light, it is usual that a light shielding film covers a portion other than the photoelectric conversion element.
[0004]
As an example of a CMOS sensor, FIGS. 11A and 11B show a plan view and a cross-sectional view when a photodiode is used as a photoelectric conversion element. FIG.11 (b) shows the AA 'cross section of Fig.11 (a).
[0005]
In FIGS. 11A and 11B, reference numeral 101 denotes a pixel, 102 denotes a photodiode diffusion region which becomes a photoelectric conversion element, 103 denotes a gate electrode of a transfer MOS transistor, 104 denotes an FD, and 105 denotes a MOS connected to the FD 104. The gate electrode of the amplifier, 106 is a gate electrode of a selection MOS transistor for selecting a pixel, 107 is a vertical signal output line for transferring output from the pixel, and 108 is a gate electrode of a reset MOS transistor for resetting the FD 104 109 is a power supply line, 110 is a transfer control line, 111 is a selection signal line, 112 is a reset control line, and 113 is a light-shielding film that shields light other than the opening on the photodiode. In order to facilitate understanding, the periphery of the photodiode diffusion region 102 and the FD 104 is surrounded by a thick line.
[0006]
In addition, the CMOS sensor can have not only a normal image detection sensor but also other functions than image detection.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, the CMOS sensor has the following problems as compared with the CCD type imaging device.
[0008]
One is that since the signal reading of the CMOS sensor is xy sequential reading (time division), there is a slight shift in the timing of signal charge accumulation in each pixel. This is a problem for moving objects. For example, an image flows in a still image. Moreover, it cannot be said that the compatibility with the electronic shutter is good. In the case of a moving image, the shift is not so noticeable, but in the moving image, the brightness (sensitivity) of the image pickup device is required.
[0009]
In addition, since the noise level of the CMOS sensor is higher than that of the CCD sensor, the dynamic range is narrow and difficult to use. As a method for widening a narrow dynamic range, for example, a method of providing a plurality of photoelectric conversion elements having different sensitivities in a pixel as disclosed in JP-A-8-340486 is also known. Since space is required, it becomes an obstacle when reducing pixels.
[0010]
In addition, the CMOS sensor can have functions other than the imaging function, but does not make full use of the characteristics of the CMOS sensor.
[0011]
The present invention provides a photoelectric conversion device capable of exerting an advantage over a CCD sensor, ensuring a dynamic range comparable to that of a CCD, suitable for pixel reduction, and a smart sensor having further new functions. It aims to be realized.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
The photoelectric conversion device of the present invention is a photoelectric conversion device including a photoelectric conversion element, a transfer unit that transfers signal charges from the photoelectric conversion element, and a semiconductor region that holds the signal charges transferred by the transfer unit. The semiconductor region is characterized in that substantially the same light as that incident on the photoelectric conversion element is incident on the semiconductor region, and photoelectric conversion is performed in the semiconductor region. In addition, the present invention Imaging The apparatus includes a photoelectric conversion element, transfer means for transferring a signal charge from the photoelectric conversion element, and a semiconductor region for holding the signal charge transferred by the transfer means. The Photoelectric conversion device Imaging device comprising In The photoelectric conversion device is configured such that substantially the same light as the light incident on the photoelectric conversion element is incident on the semiconductor region, and photoelectric conversion is performed in the semiconductor region, and the photoelectric conversion element and the semiconductor region are used for light detection. The signals obtained from the photoelectric conversion element and the semiconductor region are used for different purposes. It is characterized by that.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described based on embodiments.
[0014]
FIG. 1 is a cross-sectional view of a unit cell according to an embodiment of the imaging apparatus of the present invention. FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a unit cell according to an embodiment of the imaging apparatus of the present invention.
[0015]
In FIG. 2, PD is a photodiode that is a photoelectric conversion element, MTX is a transfer MOS transistor that transfers signal charges accumulated in the photodiode PD, and FD is a semiconductor diffusion region in a floating state that holds the transferred signal charges. Here, a photoelectric conversion element is formed. Further, MSF is a MOS amplifier serving as an amplifying means for connecting the FD and the gate electrode, MSEL is a selection MOS transistor serving as a selecting means for selecting each unit cell, and MRES is a reset for resetting the gates of the FD and the MOS amplifier. This is a reset MOS transistor as a means.
[0016]
FIG. 1 shows a cross-sectional configuration of the PD portion, FD portion, and MRES (reset MOS transistor) portion of the unit cell of FIG.
[0017]
In FIG. 1, 12 is a diffusion region of a photodiode (PD) serving as a photoelectric conversion element, 13 is a gate electrode of a transfer MOS transistor, 14 is an FD (semiconductor diffusion region), 15 is an opening of a light shielding film on the PD, Reference numeral 16 denotes an opening of the light shielding film on the FD, 17 denotes a vertical signal output line for transferring output from the pixel, 18 denotes a light shielding film, and 19 denotes a power supply line.
[0018]
The cross-sectional view of FIG. 1 corresponds to the cross-sectional view of FIG. 11B, but in the configuration of FIG. 1, that is, in the present invention, an opening 16 is provided in the light shielding film 18 on the FD portion, and the light enters the FD portion. The light was irradiated. Since the FD portion is composed of the diffusion region 14 as in the case of the photodiode PD that is a normal photoelectric conversion element, when light enters through the diffusion region 14, electrons and hole pairs that are optical signal charges are generated. Therefore, the FD portion functions as a photoelectric conversion element equivalently. As shown in FIG. 2, the FD (diffusion region 14) and the gate electrode of the MOS amplifier MSF, which is an amplifying means, are connected. Therefore, the potential change due to the signal charge accumulation in the FD portion is monitored by the current flowing through the MOS amplifier MSF. can do. This means that the signal charge amount, that is, the intensity of incident light can be detected in real time.
[0019]
Now, the capacitance value of an FD that functions equivalently as a photoelectric conversion element is C [F], the intensity of incident light is I [lx], the efficiency of photoelectric conversion is k [A / lx], and the exposure time is t [ sec] and the potential change is ΔV [V],
ΔV = I · k · t / C (1)
Can be expressed as
[0020]
If the intensity of incident light can be monitored in real time, the optimum exposure condition and exposure time of the imaging apparatus can be determined and selected.
[0021]
In addition, a CMOS sensor having an opening in the FD portion includes a photoelectric conversion element (FD) having a small capacity and a photoelectric conversion element (PD) having a large capacity in a pixel. Further, according to the present invention, there is no increase in pixel area.
[0022]
If the FD is composed of a diffusion region similar to PD, the capacitance value C of the FD is proportional to the area A of the diffusion region 14.
[0023]
C∝A (2)
The photoelectric conversion efficiency k is proportional to the area of incident light (usually the opening area B of the light shielding film).
[0024]
k∝B (3)
Here, the ratio of the opening area B to the area A of the diffusion region 14 (opening ratio) a = B / A.
ΔV∝a · I · t (4)
Thus, it can be seen that the potential change ΔV is proportional to the aperture ratio a. However, this is not the case when using an on-chip lens or the like.
[0025]
Therefore, in the present invention, a low-sensitivity photoelectric conversion element and a high-sensitivity photoelectric conversion element can be obtained by appropriately setting the capacitance value C and the aperture ratio a in the FD and the PD. For example, if the aperture ratio a of the FD is set to be smaller than the aperture ratio a ′ of the PD, the potential change ΔV of the FD becomes relatively small, and a low-sensitivity photoelectric conversion element is obtained. This can be used as a photoelectric conversion element at high illuminance.
[0026]
That is, a photoelectric conversion element having a small aperture ratio (aperture ratio a) is used for high illuminance, and a photoelectric conversion element having a large aperture ratio (aperture ratio a ′) is used for low illuminance, resulting in high illuminance and photoelectric conversion having a large aperture ratio. When the signal from the element is saturated, imaging with a wide dynamic range can be achieved by amplifying the non-saturated signal from the photoelectric conversion element with a small aperture ratio and replacing it (PD opening area / FD opening area) An apparatus can be provided.
[0027]
However, an additional capacitance other than the diffusion region capacitance such as the gate capacitance of the MOS amplifier MSF is attached to the FD, and the value tends to increase. This substantially reduces the value of the aperture ratio a. In an ordinary manufacturing method, the aperture ratio a of the FD tends to be smaller than the aperture ratio a ′ of the PD.
[0028]
As described above, a PD having a large aperture ratio a ′ reaches a saturation voltage before FD at high illuminance, and discharges surplus charges to the surrounding area and may cause blooming. In the present invention, a known overflow drain is provided in the PD so that excess charge is not mixed into the FD or the like.
[0029]
In addition, when the signal charge is transferred from the PD to the FD, the capacitance value C differs between the PD and the FD because the capacitance value C of the two is different. The rate of change is that when the signal charge is completely transferred from the PD to the FD,
ΔV _FD = (C _PD / C _FD ) ・ ΔV _PD ... (5)
(ΔV _FD Is the value of FD potential change, ΔV _PD Is the value of the PD potential change, C _FD Is the capacity of FD, C _PD Is the capacity of PD). Where C _FD It is necessary to consider the above-mentioned additional capacity other than the diffusion area capacity in addition to the value of.
[0030]
Generally C _PD > C _FD Therefore, as can be seen from the equation (5), the signal voltage of the PD increases when transferred to the FD. Therefore, even if the potential of the PD does not reach the saturation voltage, it is assumed that the saturation voltage is reached after transfer to the FD, and signal charges overflow from the FD.
[0031]
In the present invention, by first prefetching the FD signal and knowing the intensity of incident light in advance, it is possible to predict the possibility that the signal from the PD is transferred and the FD reaches the saturation voltage.
[0032]
When comparing and converting the intensity of light incident on the FD and PD, as described above, it is necessary to consider 1) the aperture ratio of both and 2) the voltage change due to transfer. Between the values of both signal outputs S when the same amount of light is incident

(S _FD , S _PD Is the signal output of FD and PD, a _FD , A _PD Is the aperture ratio of FD and PD, t _FD , T _PD Is the exposure time of FD and PD, C _FD , C _PD Is the capacity of FD and PD)
However, a more precise proportional relationship needs to be actually measured in each imaging device.
[0033]
Further, instead of knowing the intensity of the light based on the accumulated charge as in the prior art, it is also possible to know the intensity of the light by the time until the FD becomes a constant potential.
[0034]
In the above description, the operation of the present invention has been described by taking PD as a photoelectric conversion element, but the present invention can be easily extended to other photoelectric conversion elements, for example, photogates.
[0035]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(First embodiment)
FIG. 3 shows a schematic layout of unit pixels of the image pickup apparatus according to the embodiment of the present invention. This imaging device is a CMOS sensor and is manufactured by a CMOS process with a layout rule of 0.4 μm.
[0036]
In FIG. 3, reference numeral 21 denotes a unit pixel of the CMOS sensor, and the size is 8 μm square. Reference numeral 22 denotes a photodiode (PD) which is a photoelectric conversion element, and has a depth of 0.3 μm. ⁺ A diffusion region is formed in the P well. A light shielding film opening 25 is formed above the PD 22 with an opening ratio of 92.8%. Reference numeral 24 denotes an FD. Similarly, an opening 26 of a light shielding film is formed on the FD 24 with an aperture ratio of 22.2%. The FD 24 is connected to the gate electrode of the MOS amplifier MSF of the source follower, which is an amplifying means, as shown in FIG. 2 and FIG. A transfer gate exists between the PD 22 and the FD 24. The PD 22 and the FD 24 are subjected to a reset operation in which a positive voltage is applied to both before performing light accumulation and the pn junction is reverse-biased. As light enters the PD 22 and the FD 24, both N ⁺ Electrons that are generated optical carriers are accumulated in the diffusion region. PD22 potential change ΔV _PD Is the potential change ΔV of the FD24. _FD Against
ΔV _PD = (92.8 / 22.2) · ΔV _FD ... (7)
Can be expressed as
[0037]
Therefore, if the potential change of the FD 24 is monitored, the potential change of the PD 22 can be monitored in real time, so that the intensity of incident light and the optimum exposure time can be known.
[0038]
PD22 saturation voltage V _sat Is on the order of 3.5V, so ΔV _PD Is used at about 3.0 V, the S / N of the optical signal read from the PD 22 can be kept good.
[0039]
Therefore, the potential change ΔV of the FD 24 _FD But
ΔV _FD = (22.2 / 92.8) × 3.0≈0.72V
At this point, the signal charge accumulation time may be terminated. When the signal charge accumulation time is over, the gate electrode of the FD 24 and the MOS amplifier MSF is reset to a positive potential, then the transfer gate between the PD 22 and the FD 24 is opened, and the signal accumulated charge in the PD 22 is transferred to the FD 24. Transfer and read the optical signal.
[0040]
FIG. 4 shows a circuit block diagram of the image pickup apparatus of the present embodiment. The pixels of the image array unit 31 start to accumulate at the same time for all pixels at a frame frequency of 30 Hz. The FD potential change of each pixel is read in the form of voltage by the FD prefetch circuit 34 at a frame frequency of 1 kHz. The read FD voltage is compared with the value stored in the maximum value detection circuit 35. When the FD voltage is larger than the value stored in the maximum value detection circuit 35, the FD voltage is stored instead of the stored value. After the FD voltages of all the pixels in the frame are compared, the value stored in the maximum value detection circuit 35 is compared with the set value 0.72 V stored in the memory 37 by the determination circuit 36. The trigger signal is input to the electronic shutter circuit 38 only when the value stored in the maximum value detection circuit 35 is large. When the value stored in the maximum value detection circuit 35 is small, the prefetching of the FD potential change is only repeated at 1 kHz.
[0041]
When a trigger signal is input to the electronic shutter circuit 38 having a built-in frame number counter, the repeated number of frames is output from the exposure time output terminal. Thereby, the time required for exposure can be known. Further, the electronic shutter circuit 38 resets the FD to a positive potential at the same time for all the pixels by using a reset MOS transistor attached to each pixel in response to the input of the trigger signal. Next, the signal charge of the PD is transferred to the FD (electronic shutter operation).
[0042]
The signal charges transferred to the FD are sequentially output to the analog signal processing circuit 32 in the form of voltage using the source follower amplifier as described above. A known noise correction process or the like is performed in the analog signal processing circuit 32, and fixed pattern noise, random noise, and the like are removed. Thereafter, the A / D conversion circuit 33 performs A / D conversion, and a 30 Hz frame signal is output from the image output terminal.
[0043]
By using the luminance signal output from the image output terminal and the exposure time detected by the signal output from the exposure time output terminal, the brightness (illuminance) of the subject can be known.
[0044]
If this embodiment is used, an image having an appropriate contrast can be obtained in real time.
[0045]
As another embodiment of the present invention, a frame frequency as high as 1 kHz can be further easily realized by thinning out the prefetching of the 1 kHz FD potential or designating a region. That is, the frequency required for the prefetching of the FD of each pixel is 1 kHz × the number of pixels when all the pixels are prefetched by one detector. The load of is reduced.
[0046]
The present invention can have not only the AE function but also other functions. That is, a conventional sensor (for example, a CCD or the like) has only an imaging function, but a CMOS sensor can incorporate other functions such as a compression function in addition to an imaging function in the sensor.
[0047]
FIG. 5 shows a layout diagram of unit pixels of an image pickup apparatus which is another embodiment of the present invention.
[0048]
This imaging device is a CMOS sensor, and the pixel size is similarly 8 μm square. The present embodiment has a load type MOS transistor ML of L = 0.4 μm and W = 1.0 μm connected to the PD 42 which is a photoelectric conversion element.
[0049]
In FIG. 5, 41 is a pixel, 42 is a diffusion region of a photodiode which becomes a photoelectric conversion element, 43 is a gate electrode of a MOS transistor for transfer, 44 is an FD, 45 is a gate electrode of a MOS amplifier connected to the FD 44, 46 is A gate electrode of a selection MOS transistor for selecting a pixel, 47 is a vertical signal output line for transferring output from the pixel, 48 is a gate electrode of a reset MOS transistor for resetting the

FD

44, 49 is a power supply line, 50 Is a transfer control line, 51 is a selection signal line, 52 is a reset control line, 53 and 54 are openings of the light shielding film on the photodiode, and openings of the light shielding film on the FD. For easy understanding, the periphery of the light-shielding film opening 53 of the photodiode and the light-shielding film opening 54 on the FD are surrounded by a thick line.
[0050]
The source of the load-type MOS transistor ML is connected to the PD 42, and the gate and drain thereof are V _DD It is connected to the terminal 49.
[0051]
MOS transistor ML threshold voltage V _T Indicates that the sub-threshold characteristic current hardly flows during the accumulation period of the PD 42. _T = It is set to a value of 4.0V.
[0052]
The load type MOS transistor ML is generally used for logarithmically compressing an optical signal. However, as the potential of the PD 42 decreases due to the accumulation of the optical signal charge and the voltage applied to the MOS transistor ML increases, the MOS transistor ML is reduced. Since the penetrating current increases, it also functions as an excellent overflow drain. In this embodiment, this function is applied.
[0053]
In addition, this embodiment has a PD with a capacitance of 25 fF with an aperture ratio of 95.1% and an FD with a capacitance of 1.22 F with 22.2%. The additional capacity of the FD is 5.8 fF.
[0054]
A circuit block diagram of the image pickup apparatus of the present embodiment is shown in FIG. A reverse bias voltage of about 3.5 V is applied to the PD 42 and the FD 44 by the above-described reset operation. When light enters the PD 42 and the FD 44, the reverse bias voltage moves in a relaxed direction, but the movement of the PD 42 having a larger aperture ratio is larger. Since both have substantially the same saturation voltage, the FD 44 is used as a photoelectric conversion element for high illuminance, and the PD 42 is used as a photoelectric conversion element for low illuminance.
[0055]
Even if the PD 42 reaches the saturation voltage first, the surplus charge passes through the load-type MOS transistor ML, and V _DD It flows out to the terminal 49. Therefore, electrons as photocharges do not enter the diffusion region of the FD 44 through the transfer gate 43 existing between the PD 42 and the FD 44 (overflow drain effect).
[0056]
After the accumulation time of 30 msec, the potential change of the FD 44 of each pixel in the pixel array unit 61 is sequentially read out to the FD signal processing circuit 64 through the source follower 45. Thereafter, the reset MOS transistor 48 is opened to reset the FD 44 and the gate electrode of the source follower 45, and then the transfer gate 43 is opened to transfer the signal charge of the PD 42 to the FD 44. Thereafter, similarly, using the source follower 45, the potential change of the PD 42 of each pixel is sequentially read out to the PD signal processing circuit 62.
[0057]
Reference numeral 65 denotes a signal synthesis circuit, which processes the signal of each pixel stored in the FD signal processing circuit 64 and the PD signal processing circuit 62 in the following procedure.
[0058]
First, if the value of the signal stored in the FD signal processing circuit 64 is equal to or less than the value that accurately indicates the amount of incident light of the PD 42, the signal synthesis circuit 65 uses the signal of the PD signal processing circuit 62 as it is as the A / The data is transferred to the D conversion circuit 63. If the value of the signal stored in the FD signal processing circuit 64 is more than that, the correction coefficient (95.1 / 22.2) × (25/7) is added to the value of the signal stored in the FD signal processing circuit 64. ) × (1/1) ≈15.3 and passes the result to the A / D conversion circuit 63.
[0059]
The analog signal is A / D converted by the A / D conversion circuit 63 and then output as a digital signal from the image output terminal.
[0060]
According to this embodiment, by using FD on the high illuminance side and using PD on the low illuminance side, it is possible to obtain a good image signal with a wide dynamic range and S / N.
[0061]
The FD signal processing circuit and the PD signal processing circuit can perform known noise correction. That is, for example, as already described, IEEE TRANSACTIONS ON ELECTRON DEVICES, VOL.41, NO.3, MARCH 1994 pp452-453 “CMOS Active Pixel Image Sensor” reads the voltage of the source follower 45 after a reset operation and outputs a noise (N) signal. After that, the signal charge is transferred, and the voltage of the source follower 45 at that time is used as a signal (S) signal, and the difference SN between the two signals is taken to remove fixed pattern noise and random noise. Yes. This method can be easily applied to the configuration of the present invention.
[0062]
Further, the scale of the FD signal processing circuit 64 and the PD signal processing circuit 62 can be reduced by devising the timing for reading the FD signal and the PD signal.
[0063]
FIG. 7 shows a read time chart of the FD and PD signals of the image pickup apparatus which is a further embodiment. FIG. 8 is a schematic diagram for explaining FIG.
[0064]
The pixel array section is composed of a two-dimensional matrix of n rows and m columns. Each pixel 71 is accessed by a horizontal scanning line 70 (y1 to yn) and a vertical signal output line 77 (x1 to xm). The vertical signal output line 77 is connected to either the FD signal processing circuit 74 or the PD signal processing circuit 72 by a selection switch 78. In the FD signal processing circuit 74 and the PD signal processing circuit 72, signal storage capacitors are formed by the number of vertical signal output lines 77 (m).
[0065]
When the jth row is selected by the horizontal scanning line 70, signals are sequentially read from the first vertical signal output line at the left end. At this time, the control signal φ of the selection switch 78 is φ ₁ To the FD signal processing circuit 74 and the vertical signal output line x ₁ Is connected. Similarly φ _i Becomes the high level, and the vertical signal output line x of the i-th column _i Are also connected to the FD signal processing circuit 74. Then, the vertical signal output line x _i The FD signal is output to the FD signal processing circuit 74. Thereafter, the (i, j) th pixel is reset, and the signal charge of the PD is transferred to the FD.
[0066]
Thereafter, the vertical signal output line x of the i-th column _i Are connected to the original PD signal processing circuit 72, and at the same time, the vertical signal output line x in the (i + 1) th column _{i + 1} Is connected to the FD signal processing circuit 74 instead. Next, the PD signal is read out from the pixel (i, j) in the i-th column to the PD signal processing circuit 72, and at the same time, the FD signal in the i + 1-th column is output to the vertical signal output line x. _{i + 1} And output to the FD signal processing circuit 74.
[0067]
Thereafter, the reading up to the m-th column is sequentially repeated, and the reading of the j-th column is completed. The m FD and PD signals are stored in m capacitors in the FD signal processing circuit 74 and the PD signal processing circuit 72. Both signals are synthesized by the subsequent signal synthesis circuit 65 (FIG. 6).
[0068]
In this embodiment, the number of signal storage memories included in the FD signal processing circuit 74 and the PD signal processing circuit 72 can be reduced (the number of memories can be reduced to one line). Further, since the reading speed of the FD and the PD is simultaneously read at different timings, the speed required for reading is the same as that for reading only the PD, and a particularly high-speed circuit is not required.
[0069]
If necessary, the differential noise correction function can be easily incorporated into the FD signal processing circuit 74 and the PD signal processing circuit 72.
[0070]
FIG. 9 shows a signal processing circuit of an image pickup apparatus which is a further embodiment of the present invention.
[0071]
The signal of the FD 84 output from the pixel 81 passes through the vertical signal output line 87 and is a signal storage capacitor C. _TF 93 ₁ Accumulated in. Thereafter, the FD 84, the gate of the source follower 85, and the vertical signal output line 87 are reset, and the gate potential (noise signal) of the source follower 85 after reset is similarly set to the signal storage capacitor C. _TN 93 ₂ Read to. Thereafter, the transfer gate 83 is opened to transfer the signal charge of the PD 82 to the FD 84, and similarly, the signal storage capacitor C _TP 93 _Three Read the PD signal.
[0072]
Then capacity C _TF 93 ₁ From the FD signal stored in _TN 93 ₂ The noise signal stored in the differential amplifier 97 ₁ To obtain an F signal.
[0073]
At the same time capacity C _TP 93 _Three From the PD signal stored in _TN 93 ₂ The noise signal stored in is subtracted to obtain a P signal.
[0074]
Both signals are synthesized into one image signal by a signal synthesis circuit in the subsequent stage (not shown).
[0075]
According to the present embodiment, large fixed pattern noise inherent to the CMOS sensor and part of random noise can be removed from the signal component of the PD used on the low illuminance side, and noise characteristics on the low illuminance side are improved. Is done. Further, fixed pattern noise can be removed from the signal components of the FD used on the high illuminance side. With regard to random noise, the removal effect cannot be expected, but since random noise is not important on the high illuminance side, there is no particular problem. According to the present embodiment, it is possible to provide an imaging device with higher sensitivity and a wide dynamic range.
[0076]
In the present invention, an example in which the aperture ratio of the PD is smaller than the aperture ratio of the FD can be considered.
[0077]
FIG. 10 is a schematic layout diagram of unit pixels of an image pickup apparatus which is a further embodiment of the present invention.
[0078]
In FIG. 10, the opening 125 of the PD 122 has an opening ratio of 3.8%, which is smaller than the opening ratio of 22.2% of the opening 126 of the FD. Therefore, since the FD generates a potential change faster than the PD, the above-described FD prefetching can be realized in a shorter time. In addition, even if the PD is irradiated with stronger light, the potential change is small, so the dynamic range shifts to a higher illuminance side. In addition, by taking effective measures against random noise, a shift of the dynamic range to a low illuminance side and an expansion of the dynamic range can be expected. Since the current sensor is getting more random noise than fixed pattern noise, we can expect future random noise improvement technology and dynamic range expansion.
[0079]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a CMOS sensor having a wide dynamic range and a new function can be provided at low cost.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a cross-sectional view of a unit cell according to an embodiment of an imaging apparatus of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration of a unit cell according to an embodiment of the imaging apparatus of the present invention.
FIG. 3 is a schematic layout diagram of unit pixels of the image pickup apparatus according to the embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit block diagram of the image pickup apparatus of the present embodiment.
FIG. 5 is a layout diagram of unit pixels of an imaging apparatus according to another embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a circuit block diagram of the imaging apparatus of the present embodiment.
FIG. 7 is a read time chart of FD and PD signals of the image pickup apparatus which is a further embodiment.
FIG. 8 is a schematic diagram for explaining FIG. 7;
FIG. 9 is a signal processing circuit of an image pickup apparatus which is a further embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a schematic layout diagram of unit pixels of an image pickup apparatus which is a further embodiment of the present invention.
FIGS. 11A and 11B are a plan view and a cross-sectional view when a photodiode is used as a photoelectric conversion element as an example of a CMOS sensor. FIGS.
[Explanation of symbols]
12 Photodiode (PD) diffusion region
13 Gate electrode of MOS transistor for transfer
14 Diffusion region
15 opening
16 opening
17 Vertical signal output line
18 Shading film
19 Power line
PD photodiode
MTX transfer MOS transistor
FD Semiconductor diffusion region in floating state (photoelectric conversion element)
MSF MOS amplifier (amplification means)
MSEL selection MOS transistor (selection means)

Claims

In an imaging apparatus including a photoelectric conversion device having a photoelectric conversion device, a transfer unit that transfers a signal charge from the photoelectric conversion device, and a semiconductor region that holds the signal charge transferred by the transfer unit.
The photoelectric conversion device is configured to cause light substantially the same as the light incident on the photoelectric conversion element to enter the semiconductor region, and to perform photoelectric conversion in the semiconductor region,
An imaging apparatus, wherein the photoelectric conversion element and the semiconductor region are used for light detection, and signals obtained from the photoelectric conversion element and the semiconductor region are used for different purposes.

The imaging apparatus according to claim 1, an imaging apparatus characterized by having an amplification means connected to said semiconductor region.

The imaging apparatus according to claim 1 or claim 2, wherein substantially the same light, an imaging apparatus characterized by entering from the opening of the light shielding film on the semiconductor region.

The imaging apparatus according to any one of claims 1 to 3, wherein the signal obtained from the semiconductor region, an imaging apparatus, which comprises using in order to obtain the intensity of light and the proper exposure time in real time.

The imaging apparatus according to any one of claims 1 to 4, by combining the signals obtained from the signal and the photoelectric conversion device obtained from said semiconductor region, an imaging apparatus characterized by obtaining an image signal.

The imaging apparatus according to any one of claims 1 to 5, an imaging apparatus characterized by having different sensitivity between the semiconductor region and the photoelectric conversion element.

The imaging apparatus according to claim 6, output from the said photoelectric conversion element and the semiconductor regions, by combining the signals of different sensitivities, the imaging apparatus characterized by expanding the dynamic range of the image signal.

The imaging apparatus according to any one of claims 1 7, wherein said photoelectric conversion element to the semiconductor region, an imaging apparatus characterized by light from the respective openings of the light shielding film is incident.

The imaging apparatus according to claim 8, wherein the opening ratio of the opening of the light shielding film on a semiconductor region, an imaging apparatus, characterized in that less than the opening ratio of the opening of the light shielding film on the photoelectric conversion element.

In an imaging apparatus including a photoelectric conversion device having a photoelectric conversion device, a transfer unit that transfers a signal charge from the photoelectric conversion device, and a semiconductor region that holds the signal charge transferred by the transfer unit.
The photoelectric conversion device is configured to cause light substantially the same as the light incident on the photoelectric conversion element to enter the semiconductor region, and to perform photoelectric conversion in the semiconductor region,
The photoelectric conversion device is a pixel, the pixels are arranged in a matrix, the pixels arranged in one arrangement direction are connected to a common output line, and a semiconductor region signal storage capacitor and a photoelectric conversion element are connected to each output line. An image pickup apparatus having a signal storage capacitor connected thereto.

The imaging apparatus according to claim 1 0, an imaging apparatus characterized by having an amplification means connected to said semiconductor region.

The imaging apparatus according to claim 1 0 or 11, and reading signals from the semiconductor region of one pixel, the reading of signals from the photoelectric conversion elements from other pixels, to perform simultaneously in different common output line An imaging apparatus characterized by the above.

The imaging apparatus according to claim 1 or claim 2, an imaging apparatus characterized by having a correction circuit for correcting the signal from the semiconductor region and the photoelectric conversion element.

The imaging apparatus according to claim 1 2, wherein the correction circuit, at least the fixed pattern noise in the signal from the semiconductor region, at least a part of the fixed pattern noise and random noise in the signal from the photoelectric conversion element An image pickup apparatus that is removed.

In an imaging apparatus including a photoelectric conversion device having a photoelectric conversion device, a transfer unit that transfers a signal charge from the photoelectric conversion device , and a semiconductor region that holds the signal charge transferred by the transfer unit.
The photoelectric conversion device is configured to cause light substantially the same as the light incident on the photoelectric conversion element to enter the semiconductor region, and to perform photoelectric conversion in the semiconductor region,
The maximum signal from the photoelectric conversion device pixel array configured as one pixel, prior to the photoelectric conversion element signal output from the pixel array, pre-reading means for the semiconductor domain signal from the pixel array are input, tip reading means Maximum value detection means for detecting a value, determination means for determining the magnitude relationship between the maximum value detected by the maximum value detection means and a reference value, and conversion by the photoelectric conversion element based on a determination result by the determination means An image pickup apparatus including an electronic shutter that controls an accumulation time of photocharge .

The imaging apparatus according to claim 1 5, an imaging apparatus characterized by having an amplification means connected to said semiconductor region.