JP3906556B2 - Regenerative clock extraction device - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば記録媒体から再生される微分波形信号より再生クロックを抽出するのに好適な再生クロック抽出装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
磁気テープ等からディジタルデータを再生するにあたり、再生された微分波形信号により再生クロックを抽出するのに再生クロック抽出装置が必要となる。従来、この種の再生クロック抽出装置として、例えば電子情報通信学会論文誌(Vol.J75−C−2/No.11)での招待論文「磁気ディスク用信号処理技術の最近の展開」第618頁に記載されている構成のものがある。
【0003】
図11にこの従来の再生クロック抽出装置の構成を示す。
図11において、11はアナログ/デジタル変換回路(以下、A/D変換回路)で、入力した再生微分波形信号をデータレートの再生クロック(サンプリングクロック)にてサンプリングしてディジタルデータとして出力する。このディジタルデータは、タイミング調整用のDフリップフロップ(以下、DFFと略す)20を介して、再生データとして出力される。
【0004】
12は3値判別回路で、入力されたディジタルデータの3値判別を行ってその判別結果を出力する。すなわち、入力されるディジタルデータが正値スレッシュレベル(図11中の正th)よりも大きければ「1」と判別し、負値スレッシュレベル(図11中の負th)よりも小さければ「−1」と判別し、それ以外であれば「0」と判別する。
【0005】
18は電圧制御発振回路で、入力される誤差演算結果および誤差累積結果に基づいて位相および周波数調整を行って生成した再生クロックを出力する。すなわち、生成される再生クロックの周波数は、入力した誤差演算結果が正の値であれば瞬時的に大きく、負の値であれば瞬時的に小さくなる。また、入力した誤差累積結果の値が大きければ周波数は大きく、値が小さければ周波数は小さくなる。つまり、誤差演算結果により再生クロックの位相調整を行い、誤差累積結果により再生クロックの周波数調整を行う。そして、この再生クロックはA/D変換回路11、および各DFF20、211、212に与えられる。
【0006】
21は誤差演算回路で、タイミング調整用の2つのDFF211及び212と、減算器213と、乗算器214とからなり、DFF211及び212によって現在のディジタルデータを再生クロックの2クロック分遅延し、次の減算器213で現在のディジタルデータから2クロック前のディジタルデータを減算し、さらに次の乗算器214でその減算結果に3値判別回路12による判別結果を乗算したものをサンプリングタイミングの誤差分を示す誤差演算結果として出力する。
【0007】
なお、3値判別回路12への入力データは、DFF20で再生クロックの1クロック分が遅延され、また誤差演算回路21の減算器213の(+)端子への入力データは2つのDFF211及び212で再生クロックの2クロック分が遅延されるため、3値判別回路12からは減算器213の(−)端子に入力されるデータよりも再生クロックで1クロック分前のデータについて判別した結果が乗算器214に加わるようになっている。
【0008】
22は誤差累積回路で、誤差演算回路21の出力を入力し、その誤差演算結果を累積加算したものを誤差累積結果として出力する。
【0009】
図12は、図11に示した従来の再生クロック抽出装置における再生微分波形信号と再生クロック(サンプリングクロック)との関係をしめすタイミングチャートである。
【0010】
図12において、点a〜点hはA/D変換回路11での再生クロック、つまりサンプリングクロックによるサンプリングタイミングであり、ここではサンプリングして得られたディジタルデータの値をそれぞれ符号「A」〜「H」で表している。図11において再生微分波形信号は、再生クロックの立ち上がり毎にA/D変換回路11でサンプリングされてDFF20でラッチされるので、再生データは「A」〜「G」となる。
【0011】
図12の(ア)は、再生微分波形信号と再生クロックの位相が合っている場合の特性を示す。この場合において、3値判別回路12が出力する判別結果が「0」以外になるのは「C」に対する判別結果が「1」、「F」に対する判別結果が「−1」となる時であり、誤差演算回路21が出力する誤差演算結果は、「B−D」(={B−D}×{1})および「G−E」(={E−G}×{−1})の各値となる。ここで、図12(ア)の位相では「B−D」および「E−G」の各値は共にほとんど零となるので、電圧制御発振回路18において生成する再生クロックの周波数は保持され、位相も再生微分波形信号に対して合ったままとなる。
【0012】
図12の(イ)は、再生微分波形信号に対する再生クロックの位相が進んでいる場合を示す特性である。この場合においても、3値判別回路12が出力する判別結果が「0」以外になるのは、「C」に対する判別結果が「1」、「F」に対する判別結果が「−1」になる時であり、誤差演算回路21が出力する誤差演算結果は、「B−D」(={B−D}×{1})および「G−E」(={G−E}×{−1})の各値となる。ここで、図12(イ)の位相では「B−D」と「G−E」の各値は共に負となるので電圧制御発振回路18で生成される再生クロックの周波数は瞬時的に小さくなり、その位相は再生微分波形信号に対して遅れる方向、つまり位相が合う方向に移動する。
【0013】
図12(ウ)は、再生微分波形信号に対する再生クロックの位相が遅れている場合の特性である。この場合においても、3値判別回路12が出力する判別結果が「0」以外になるのは、「C」に対する判別結果が「1」、「F」に対する判別結果が「−1」になる時であり、誤差演算回路21が出力する誤差演算結果は、「B−D」(={B−D}×{1})および「G−E」(={G−E}×{−1})の各値となる。ここで、図12(ウ)の位相では「B−D」と「G−E」の各値は共に正となるので電圧制御発振回路18で生成される再生クロックの周波数は瞬時的に大きくなり、その位相は再生微分波形信号に対して進む方向、つまり位相が合う方向に移動する。
【0014】
このように、図11に示した従来の上記構成の再生クロック抽出装置は、微分波形信号に対して再生クロックの位相が合うように自動的に制御されて、正確な信号再生を行えるようにしている。
【0015】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図11に示した構成の従来の再生クロック抽出装置では、以下の問題が発生し得る。
【0016】
(1)再生クロックの周波数は誤差演算回路21の出力によって瞬時的に変化するため、再生クロックの再生微分波形信号に対する位相ずれを解消する性能(以下、これを位相引き込み能力と言う)はあるものの、誤差演算回路21の出力を累積した値が変化しない時、例えば誤差演算回路21の誤差演算結果の出力が正負が繰り返し交互に出力され、累積する結果が相殺されるような場合には誤差累積回路22の出力が変化しないため、再生クロックが目標とする周波数からずれている場合でも、これを解消する性能(以下、これを周波数引き込み能力という)がなく、正確な信号再生が行えなくなる。
【0017】
図13を用いてこの現象について詳述する。
図13は再生微分波形信号と誤差演算結果と再生クロック(サンプリングクロック)との関係を示すタイミングチャートである。再生微分信号には説明の簡単化のため単一波を用いる。
【0018】
図13において、点a〜点pはA/D変換回路11での再生クロック、つまりサンプリングクロックによるサンプリングタイミングであり、ここではサンプリングして得られたディジタルデータの値をそれぞれ符号「A」〜「P」で表している。
【0019】
図13の(ア)は再生微分波形信号と再生クロックの周波数が合っている場合の特性である。正値あるいは負値が検出されるのは「B」、「D」、「F」、「H」、「J」、「L」、「N」、「P」のタイミングでそれぞれの前後の再生データの差成分はほとんど零となり、誤差累積結果の増減はない。なお、ここでの位相誤差演算結果の図示は省略する。
【0020】
図13の(イ)は再生微分波形信号に対して再生クロックの周波数が小さい場合の特性である。正値あるいは負値が検出されるのは「B」、「D」、「F」、「H」、「I」、「J」、「K」、「L」、「M」、「O」のタイミングとなり、それぞれのタイミングでの位相誤差演算結果を図13(ウ)に示す。図のように「B」、「D」、「F」、「H」、「J」、「L」のタイミングでは、位相誤差演算結果は正の値を示し、「I」、「K」、「M」、「O」のタイミングでの位相誤差演算結果は負の値を示す。「B」〜「O」までで位相誤差演算結果は正方向へ徐々に増加した後に負値が交互に現れるようになり、次に負値のみを示すようになって徐々に減少していく。誤差累積回路22はこの誤差演算結果を累積するが、再生クロックの周波数が再生微分信号の周波数に合う前にこの関係が推移する場合、誤差累積結果の増減は相殺される現象が発生し得る。
【0021】
図13の(ウ)は再生微分波形信号に対して再生クロックの周波数が大きい場合の特性である。正値あるいは負値が検出されるのは「B」、「D」、「F」、「H」、「J」、「K」、「L」、「M」、「O」のタイミングとなり、それぞれのタイミングでの位相誤差演算結果を図13(オ)に示す。図のように「B」、「D」、「F」、「H」、「J」、「L」のタイミングでの位相誤差演算結果は負の値を示し、「K」、「M」、「O」のタイミングでの位相誤差演算結果は正の値を示す。「B」〜「O」までで位相誤差演算結果は負方向へ徐々に増加した後に正値が交互に現れるようになり、次に正値のみを示すようになって徐々に減少していく。誤差累積回路22はこの誤差演算結果を累積するが、再生クロックの周波数が再生微分信号の周波数に合う前にこのような関係が推移する場合、誤差累積結果の増減は相殺される現象が発生し得る。
【0022】
このように再生微分信号に対して再生クロックの周波数がずれているにも関わらず、誤差累積結果には反映されず結果的に周波数引き込み範囲は狭いものになってしまうという問題点を有する。
【0023】
さらに、A/D変換後にディジタル的に適応型等化処理を施しながら後段の処理を行うような系を考えた場合、適応型等化手段の遅延によりA/D変換からクロック生成までの制御ループの遅延が大きくなり、再生クロックの周波数の引き込み可能な範囲が狭くなってしまうことになる。
【0024】
(2)周波数引き込み能力には周波数引き込み範囲に加えて周波数応答性もあり、再生微分波形信号に対して早く生成クロックの引き込みを行うようにループのゲインを高くした場合には、再生微分波形信号の周波数変動に対して過敏に反応してしまい、安定性が図れなくなる。また、安定性を図るためループのゲインを低くした場合には、再生微分波形信号の周波数変動に対して反応が遅くなってしまい、周波数追従能力に欠けてしまうこととなる。
【0025】
図14に誤差累積回路22の構成例を示し、図15に誤差累積回路22の構成における入力信号に対するサンプリングクロックの周波数誤差と時間tとの関係を示す。図15において横軸は時間、縦軸は入力信号とサンプリングクロックの周波数誤差を表す。
【0026】
図14において誤差累積回路22は、誤差演算回路21からの誤差演算結果を加算器221においてそれまでの加算結果を保持しているレジスタ222からの出力と加算し、再びレジスタ222へと入力し、その値をレジスタ222に保持する構成である。また、加算器221の出力は累積結果として係数器223でこのループのゲインが乗算され電圧制御発振回路18(図11)へと送られるように構成される。この時、係数器223の係数Kが大きいと図15(ア)に示すように目標周波数への引き込み時間は短いが目標周波数に収束するまでに周波数変動を繰り返す特性となり、再生微分波形信号に周波数変動が発生した場合にも過敏に反応してしまい周波数誤差が発生してしまうこととなる。また、係数器223の係数Kが小さいと図15(イ)に示すように目標周波数への引き込みは収束するまで時間がかかる特性となり、引き込んだ後では安定性はあるが再生微分波形信号に瞬時的周波数変動が発生した場合には反応が遅く変動周波数に追従できないこととなる。
【0027】
このように周波数応答性を決める誤差累積回路22の係数器223の係数設定にはこれらの矛盾する問題を満足する最適設定が必要となり、システム性能を決める上で大きな課題となる。
【0028】
本発明は上記従来の(1)及び(2)の各問題点を解決するもので、広い周波数引き込み範囲を持つとともに、システムに最適な周波数応答性を持った再生クロック抽出装置を提供することを目的とする。
【0029】
【課題を解決するための手段】
上記の各課題を解決するために本発明の再生クロック抽出装置は、入力される信号をデータレートの2倍のレートのサンプリングクロックで量子化する量子化手段と、前記量子化手段が出力するサンプリングデータのうち1サンプリングクロックおきの偶数列サンプリングデータを、再生データとして正値か零値か負値かの3値判別を行う3値判別手段と、前記3値判別手段が出力する連続する複数の判別結果から特定の組み合わせのみを検出するパターン検出手段と、前記3値判別手段の判別結果が変化する連続する2つの再生データの間の奇数列サンプリングデータを用い、前記量子化手段が出力するサンプリングデータと当該量子化手段が出力するサンプリングデータを遅延したデータとを減算し、前記3値判別手段による判別結果を乗算して得られるサンプリングタイミング誤差を演算する誤差演算手段と、パターン検出に用いられる複数の再生データの間に位置する奇数列サンプリングデータに検出パターンの極性を乗算した積、あるいは複数の奇数列サンプリングデータの差分に検出パターンの極性を乗算した積を前記パターン検出手段の検出結果に基づいて保持し、過去の保持データと差分をとり、所定レベル範囲内の差分結果のみを抽出する誤差遷移抽出手段と、前記誤差遷移抽出手段の抽出結果を入力し累積する累積手段と、前記量子化手段に供給するサンプリングクロックの生成に際し、前記誤差演算手段の演算結果と前記累積手段の累積結果とに基づき、位相と周波数とを調整するサンプリングクロック生成手段と、前記サンプリングクロックを2分周する事により再生クロックを生成する再生クロック生成手段とを備えたものである。
【0030】
これにより位相引き込み能力に加えて、広い周波数引き込み能力を持つことができる。
【0031】
また、本発明の再生クロック抽出装置は、入力される信号をデータレートの2倍のレートのサンプリングクロックで量子化する量子化手段と、前記量子化手段が出力するサンプリングデータのうち1サンプリングクロックおきの偶数列サンプリングデータを、再生データとして正値か零値か負値かの3値判別を行う3値判別手段と、前記3値判別手段が出力する連続する複数の判別結果から特定の組み合わせのみを検出するパターン検出手段と、前記3値判別手段の判別結果が変化する連続する2つの再生データの間の奇数列サンプリングデータを用い、前記量子化手段が出力するサンプリングデータと当該量子化手段が出力するサンプリングデータを遅延したデータとを減算し、前記3値判別手段による判別結果を乗算して得られるサンプリングタイミング誤差を演算する誤差演算手段と、パターン検出に用いられる複数の再生データの間に位置する奇数列サンプリングデータに検出パターンの極性を乗算した積、あるいは複数の奇数列サンプリングデータの差分に検出パターンの極性を乗算した積を前記パターン検出手段の検出結果に基づいて保持し、過去の保持データと差分をとり、所定レベル範囲内の差分結果のみを抽出する誤差遷移抽出手段と、前記誤差演算手段の演算結果あるいは前記誤差遷移抽出手段の抽出結果を入力し累積する累積手段と、前記量子化手段に供給するサンプリングクロックの生成に際し、前記誤差演算手段の演算結果と前記累積手段の累積結果とに基づき、位相と周波数とを調整するサンプリングクロック生成手段と、前記サンプリングクロックを2分周する事により再生クロックを生成する再生クロック生成手段と、再生されているデータが獲得できているか否かを検知する再生データ獲得検知手段とを備えた再生クロック抽出装置であって、前記再生データ獲得検知手段の検知結果により、前記累積手段の入力を前記誤差演算手段の演算結果と前記誤差遷移抽出手段の抽出結果との一方を選択するように制御されることを特徴とする。
【0032】
これにより最適な周波数引き込み特性と周波数追従性を兼ね備えた周波数引き込み能力を持つことができる。
【0033】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項1記載の再生クロック抽出装置は、入力される信号をデータレートの2倍のレートのサンプリングクロックで量子化する量子化手段と、前記量子化手段が出力するサンプリングデータのうち1サンプリングクロックおきの偶数列サンプリングデータを、再生データとして正値か零値か負値かの3値判別を行う3値判別手段と、前記3値判別手段が出力する連続する複数の判別結果から特定の組み合わせのみを検出するパターン検出手段と、前記3値判別手段の判別結果が変化する連続する2つの再生データの間の奇数列サンプリングデータを用い、前記量子化手段が出力するサンプリングデータと当該量子化手段が出力するサンプリングデータを遅延したデータとを減算し、前記3値判別手段による判別結果を乗算して得られるサンプリングタイミング誤差を演算する誤差演算手段と、パターン検出に用いられる複数の再生データの間に位置する奇数列サンプリングデータに検出パターンの極性を乗算した積、あるいは複数の奇数列サンプリングデータの差分に検出パターンの極性を乗算した積を前記パターン検出手段の検出結果に基づいて保持し、過去の保持データと差分をとり、所定レベル範囲内の差分結果のみを抽出する誤差遷移抽出手段と、前記誤差遷移抽出手段の抽出結果を入力し累積する累積手段と、前記量子化手段に供給するサンプリングクロックの生成に際し、前記誤差演算手段の演算結果と前記累積手段の累積結果とに基づき、位相と周波数とを調整するサンプリングクロック生成手段と、前記サンプリングクロックを2分周する事により再生クロックを生成する再生クロック生成手段とを備えたものであり、これらの構成によると、A/D変換のサンプリングをデータレートの2倍のレートのサンプリングクロックで行い、再生データ以外のサンプリングデータを用いてA/D変換のサンプリングタイミング誤差を演算する際に、誤差演算結果を位相誤差として、誤差遷移抽出結果の累積値を周波数誤差として用いる。
【0034】
また、請求項2記載の再生クロック抽出装置は、入力される信号をデータレートの2倍のレートのサンプリングクロックで量子化する量子化手段と、前記量子化手段が出力するサンプリングデータのうち1サンプリングクロックおきの偶数列サンプリングデータを、再生データとして正値か零値か負値かの3値判別を行う3値判別手段と、前記3値判別手段が出力する連続する複数の判別結果から特定の組み合わせのみを検出するパターン検出手段と、前記3値判別手段の判別結果が変化する連続する2つの再生データの間の奇数列サンプリングデータを用い、前記量子化手段が出力するサンプリングデータと当該量子化手段が出力するサンプリングデータを遅延したデータとを減算し、前記3値判別手段による判別結果を乗算して得られるサンプリングタイミング誤差を演算する誤差演算手段と、パターン検出に用いられる複数の再生データの間に位置する奇数列サンプリングデータに検出パターンの極性を乗算した積、あるいは複数の奇数列サンプリングデータの差分に検出パターンの極性を乗算した積を前記パターン検出手段の検出結果に基づいて保持し、過去の保持データと差分をとり、所定レベル範囲内の差分結果のみを抽出する誤差遷移抽出手段と、前記誤差演算手段の演算結果あるいは前記誤差遷移抽出手段の抽出結果を入力し累積する累積手段と、前記量子化手段に供給するサンプリングクロックの生成に際し、前記誤差演算手段の演算結果と前記累積手段の累積結果とに基づき、位相と周波数とを調整するサンプリングクロック生成手段と、前記サンプリングクロックを2分周する事により再生クロックを生成する再生クロック生成手段と、再生されているデータが獲得できているか否かを検知する再生データ獲得検知手段とを備えた再生クロック抽出装置であって、前記再生データ獲得検知手段の検知結果により、前記累積手段の入力を前記誤差演算手段の演算結果と前記誤差遷移抽出手段の抽出結果との一方を選択するように制御されるものであり、これらの構成によると、A/D変換のサンプリングタイミング誤差を演算する際に、誤差演算結果を位相誤差として用い、再生データの獲得が検知されるまでは誤差遷移抽出結果の累積値を、再生データの獲得が検知されればそれまでの累積結果に誤差演算結果を累積し周波数誤差として用いる。
【0035】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
(実施の形態1)
図1は本発明の実施の形態1の再生クロック抽出装置の構成を示すブロック図である。
【0036】
図1において、11は量子化手段としてのA/D変換回路で、入力した再生微分波形信号をデータレートの2倍のレートのサンプリングクロックにてサンプリングしてディジタルデータとして出力する。このディジタルデータは、DFF101、DFF102を介し再生データとして出力される。
【0037】
12は3値判別手段である3値判別回路で、入力したディジタルデータの3値判別を行ってその判別結果を出力する。すなわち、入力されるディジタルデータが正値スレッシュレベル(図1中の正th)よりも大きければ「1」と判別し、負値スレッシュレベル(図1中の負th)よりも小さければ「−1」と判別し、それ以外であれば「0」と判別する。
【0038】
13はパターン検出手段であるパターン検出回路で、3値判別回路12が出力する連続する複数の判別結果から特定の組み合わせのみを検出する。例えば、3値判別回路12の判別結果の現在の判別結果が正値あるいは負値であってその前後の判別結果は零値となる特定のパターンのみを検出し、検出結果を誤差演算回路14に出力する。
【0039】
14は誤差演算回路で、1つのDFF141と、減算器142と、乗算器143からなる誤差演算手段であり、DFF141によってDFF103からのディジタルデータを1クロック分遅延し、次の減算器142でそのディジタルデータから1クロック前のディジタルデータを減算し、さらに次の乗算器143でその減算結果に3値判別回路12による判別結果を乗算したものをサンプリングタイミングの誤差分を示す誤差演算結果として出力する。
【0040】
なお、3値判別回路12への入力データは、2つのDFF101及び102でサンプリングクロックの3クロック分が、誤差演算回路14の減算器142の(+)端子への入力データは2つのDFF103及び141でサンプリングクロックの4クロック分がそれぞれ遅延されるため、3値判別回路12からは減算器142の(−)端子へ入力されるデータよりもサンプリングクロックで1クロック分前のデータについて判別した結果が乗算器143に加わるようになっている。すなわち乗算器143に判別結果として出力される再生データの1サンプリングクロック前後のデータから位相誤差を演算する。
【0041】
16は誤差遷移抽出回路で、2つのDFF161及び162と、減算器163と、レベルスライス回路164からなる誤差遷移抽出手段であって、DFF104によって1再生クロック分遅延させた誤差演算結果を、パターン検出回路13の検出結果によりDFF161でラッチし、その出力を同じくパターン検出回路13の検出結果によりDFF162でラッチし、減算器163でDFF161の出力からDFF162の出力を減算する。さらに、レベルスライス回路164ではその減算結果を所定スライスレベルと比較し、所定スライスレベル内であれば誤差遷移抽出結果として出力する。すなわち減算器163の出力が正スライスレベル(図1中の正sl)を超えるレベル、または負スライスレベル(図1中の負sl)を下回るレベルであれば出力を「0」とし、それ以外はそのまま出力する。
【0042】
なお、パターン検出回路13の検出結果において1再生クロックの遅延が発生するため、誤差遷移抽出回路16への入力データには誤差演算回路14の出力にDFF104を介して1再生クロック遅延させている。ここで誤差遷移抽出回路16の入力データは検出されたパターンの現在の再生データに対して1サンプリングクロック前後のデータから誤差演算された結果のみが入力されることとなる。
【0043】
17は累積手段としての累積回路で、加算器171と、レジスタ172と、係数器173とからなり、誤差遷移抽出結果は加算器171により、その加算器171からの加算結果が保持されているレジスタ172の出力と累積加算され、その加算結果は再びレジスタ回路172で保持されると共に係数器173で係数K2が乗算され、累積結果として出力する。
【0044】
18はサンプリングクロック生成手段としての電圧制御発振回路で、係数器15で係数K1が乗算された誤差演算結果および誤差遷移抽出結果の累積値に基づいて位相および周波数調整を行って生成したサンプリングクロックを出力する。すなわち、生成されるサンプリングクロックの周波数は、入力した誤差演算結果が正の値であれば瞬時的に大きく、負の値であれば瞬時的に小さくなる。また、入力した誤差遷移結果の累積値が正の値であれば周波数は大きく、負の値であれば周波数は小さくなる。そしてこのサンプリングクロックは、A/D変換回路11、DFF101、および分周回路19にそれぞれ与えられる。
【0045】
19は再生クロック生成手段としての分周回路であり、サンプリングクロックを2分周することにより再生クロックを生成して出力する。そして、この再生クロックは、各DFF102、103、104、141、パターン検出回路13、累積回路17に与えられる。
【0046】
図2は、本実施の形態の再生クロック抽出装置におけるパターン検出回路13の一構成例を示すブロック図である。
【0047】
図2のパターン検出回路13は2つのDFF131及び132と、2つの零値判別回路1331及び1333と、正負値判別回路1332と、論理積回路134とからなる。3値判別回路12からの3値判別結果は、零値判別回路1331に入力されると共に、DFF131で1再生クロック遅延される。DFF131で遅延された後、政府判別回路1332に入力されると共に、DFF132で更に1再生クロック遅延される。零値判別回路1331及び1333では、それぞれ3値判別結果が「0」のときは出力を「1」とし、それ以外のときは「0」を出力する。DFF131を経た正負値判別回路1332では、3値判別結果が「1」あるいは「−1」のときは出力を「1」とし、それ以外のときは「0」を出力する。論理積回路134は正負値判別回路1332と、2つの零値判別回路1331及び1333からの入力の論理積を演算し、その結果を検出結果として出力する。すなわち、3値判別結果の系列が「0、1、0」あるいは「0、−1、0」の再生パターンを検出するように構成される。
【0048】
図4は、図2のパターン検出回路を用いた図1の実施の形態の再生クロック抽出装置における再生微分波形信号とサンプリングクロックと再生クロックとの関係を示すタイミングチャートである。図4において、点a〜点pはA/D変換回路11でのサンプリングタイミングの1サンプリングおきに再生データを取り込むタイミングを表しており、サンプリングして得られた再生データとなるディジタルデータの値をそれぞれ符号「A」〜「P」で表し、その間のディジタルデータをそれぞれ符号「A'」〜「O'」で表す。
【0049】
本実施の形態において、再生微分波形信号は、サンプリングクロックの立ち上がり毎にA/D変換回路11でサンプリングされて次段のDFF101でラッチされるが、更に次のDFF102は分周回路16から出力される再生クロック毎に前段のDFF101の出力をラッチするので、再生データは、「A」〜「P」となり、「A'」〜「O'」は再生データにはならず、このデータを用いて誤差演算回路14において誤差演算が行われる。なお、説明を簡単化するため再生微分波形信号には単一周波を用いる。
【0050】
図4(ア)は再生微分波形信号に対して再生クロックの周波数が合っている場合の特性である。この場合において、再生データが「1」あるいは「−1」と判別されるのは「B」、「D」、「F」、「H」、「J」、「L」、「N」、「P」のデータであり、誤差演算結果はそれぞれの前後のデータの差分をとることにより演算される。たとえば「B」であれば「A'−B'」(={A'−B'}×{1})、また「D」であれば「D'−C'」(={C'−D'}×{−1})により誤差演算が行われる。また、「0、1、0」あるいは「0、−1、0」の再生パターンが検出されるのは、「A、B、C」、「C、D、E」、「E、F、G」、「G、H、I」、「I、J、K」、「K、L、M」、「M、N、O」のパターンであり、それぞれのパターンの中心の正値あるいは負値の前後のサンプリングデータによる誤差演算結果をその直前にパターン検出されたときの誤差演算結果と差分をとり、その結果から正負スライスレベル範囲内の差分結果のみを抽出することにより誤差遷移抽出が行われる。たとえば「C、D、E」がパターン検出されるとその誤差演算結果「D'−C'」からその前にパターン検出された「A、B、C」の誤差演算結果「A'−B'」を差し引いた「(D'−C')−(A'−B')」を正スライスレベルおよび負スライスレベルと比較し正負スライスレベル範囲内の結果のみが誤差遷移抽出結果となる。
【0051】
ここで、図4(ア)の位相ではそれぞれのタイミングでの誤差演算結果はほとんど零となるので、誤差遷移抽出結果もほとんど零となり、累積回路17での累積結果も変化せず、電圧制御発振回路18において生成するサンプリングクロックの周波数は保持され、再生クロックの位相および周波数は再生微分波形信号に対してあったままとなる。
【0052】
図4(イ)は再生微分波形信号に対する再生クロックの周波数が小さい場合の特性である。この場合において、再生データが「1」あるいは「−1」と判別されるのは「B」、「D」、「F」、「H」、「J」、「M」、「O」のデータであり、それぞれ1サンプリングクロック前後のデータによる差分値が誤差演算結果となる。誤差演算結果「A'−B'」、「D'−C'」、「E'−F'」、「H'−G'」、「I'−J'」はそれぞれ正値となり、「L'−M'」、「O'−N'」ではそれぞれ負値となる。しかも、「A'−B'」から「I'−J'」までは徐々に正値は増加していき、「L'−M'」で急に負値に反転し徐々に減少する。再生微分波形信号とサンプリングクロックの周波数の関係がこのまま推移する場合、誤差演算結果は正値と負値の増減が繰り返し交互に現れるようになり、結果的にそれらの総和はほとんど零となる。
【0053】
一方、「0、1、0」あるいは「0、−1、0」の再生パターンが検出されるのは、「A、B、C」、「C、D、E」、「E、F、G」、「G、H、I」、「I、J、K」、「L、M、N」、「N、O、P」のパターンであり、それぞれのパターンの中心の正値あるいは負値の前後のサンプリングデータによる誤差演算結果をその直前にパターン検出されたときの誤差演算結果と差分をとり、その結果から正負スライスレベル範囲内の差分結果のみを抽出することにより誤差遷移抽出が行われる。たとえば「C、D、E」のパターンにおける誤差演算結果「D'−C'」とその前に検出されたパターンの「A、B、C」の誤差演算結果「A'−B'」による差分結果「(D'−C')−(A'−B')」は正値となる。同様に「E、F、G」における差分結果も正値となり、「I、J、K」のタイミングまでは差分結果は正値となる。しかし、「L、M、N」のタイミングでの差分結果「(L'−M')−(I'−J')」は大きく負値となるが、「N、O、P」のタイミングでの差分結果「(O'−N')−(L'−M')」は再び正値となる。このように減算器163での差分結果は正値が連続して現れた後、一度大きく負値となって再び正値が現れるように推移する。これらの差分結果を正スライスレベルおよび負スライスレベルと比較し正負スライスレベル範囲内の差分結果のみを誤差遷移抽出結果として累積する。
【0054】
図5は図4(イ)の場合の誤差演算結果と減算器163による減算結果と誤差遷移抽出値の累積結果と時間tとの関係を表す。
【0055】
図5(ア)は誤差演算結果を表し、零点で点対称になるように正値と負値が交互に繰り返し現れ、結果的にそれらの総和はほとんど零になる。
【0056】
図5(イ)は減算器163による減算結果を表し、誤差演算結果が正値から負値に大きく変化するときは大きく負の値が現れるが、それ以外は正の値となり、この差分結果をレベルスライス回路164で正または負スライスレベルと比較し、大きく現れる負値のみを除外し、それ以外の正値を誤差遷移抽出結果として出力する。
【0057】
図5(ウ)は累積結果を表し、誤差遷移抽出結果を累積することによって累積結果は正値となって再生微分波形信号からのサンプリングクロックの周波数ずれ量を現す。
【0058】
このように、図4(イ)の位相ではそれぞれのタイミングでの誤差演算結果は正値と負値を繰り返し出力し、それらの総和はほとんど零となるが、累積回路17での誤差遷移抽出値の累積結果は正となり、電圧制御発振回路18において生成するサンプリングクロックの周波数は大きくなり、これに伴い再生クロックの周波数は再生微分波形信号に対して高くなる方向、つまり周波数が合う方向へと修正される。
【0059】
図4(ウ)は再生微分波形信号に対する再生クロックの周波数が大きい場合の特性である。この場合において、再生データが「1」あるいは「−1」と判別されるのは「B」、「D」、「F」、「H」、「J」、「M」、「O」のデータであり、それぞれ1サンプリングクロック前後のデータによる差分値が誤差演算結果となる。誤差演算結果「A'−B'」、「D'−C'」、「E'−F'」、「H'−G'」、「I'−J'」はそれぞれ負値となり、「M'−L'」、「N'−O'」ではそれぞれ正値となる。しかも、「A'−B'」から「I'−J'
」までは徐々に負値は減少していき、「L'−M'」で正値に反転し徐々に正方向に増加する。
【0060】
再生微分波形信号とサンプリングクロックの周波数の関係がこのまま推移する場合、図4(イ)の場合と同様に誤差演算結果は正値と負値の増減が繰り返し交互に現れるようになり、結果的にそれらの総和はほとんど零となる。一方、「0、1、0」あるいは「0、−1、0」の再生パターンが検出されるのは、「A、B、C」、「C、D、E」、「E、F、G」、「G、H、I」、「I、J、K」、「L、M、N」、「N、O、P」のパターンであり、それぞれのパターンの中心の正値あるいは負値の前後のサンプリングデータによる誤差演算結果をその直前にパターン検出されたときの誤差演算結果と差分をとり、その結果から正負スライスレベル範囲内の差分結果のみを抽出することにより誤差遷移抽出が行われる。たとえば「C、D、E」のパターンにおける誤差演算結果「D'−C'」とその前に検出されたパターンの「A、B、C」の誤差演算結果「A'−B'」による差分結果「(D'−C')−(A'−B')」は負値となる。同様に「E、F、G」における差分結果も負値となり、「I、J、K」のタイミングまでは差分結果は負値となる。しかし、「L、M、N」のタイミングでの差分結果「(L'−M')−(I'−J')」は大きく正値となるが、「N、O、P」のタイミングでの差分結果「(O'−N')−(L'−M')」は再び負値となる。このように減算器163での差分結果は負値が連続して現れた後、一度大きく正値となって再び負値が現れるように推移する。これらの差分結果を正スライスレベルおよび負スライスレベルと比較し正負スライスレベル範囲内の差分結果のみを誤差遷移抽出結果として累積する。
【0061】
図6は図4(ウ)の場合の誤差演算結果と減算器163による減算結果と誤差遷移抽出値の累積結果と時間tとの関係を表す。
【0062】
図6(ア)は誤差演算結果を表し、零点で点対称になるように正値と負値が交に繰り返し現れ、結果的にそれらの総和はほとんど零になる。
【0063】
図6(イ)は減算器163による減算結果を表し、誤差演算結果が負値から正値に大きく変化するときは大きく正の値が現れるが、それ以外は負の値となり、この差分結果をレベルスライス回路164で正または負スライスレベルと比較し、大きく現れる正値のみを除外し、それ以外の負値を誤差遷移抽出結果として出力する。
【0064】
図6(ウ)は累積結果を表し、誤差遷移抽出結果を累積することによって累積結果は負値となって再生微分波形信号からのサンプリングクロックの周波数ずれ量を現す。
【0065】
このように、図4(ウ)の位相ではそれぞれのタイミングでの誤差演算結果は正値と負値を繰り返し出力し、それらの総和はほとんど零となるが、累積回路17での誤差遷移抽出結果の累積結果は負となり、電圧制御発振回路18において生成するサンプリングクロックの周波数は小さくなり、これに伴い再生クロックの周波数は再生微分波形信号に対して低くなる方向、つまり周波数が合う方向に修正される。
【0066】
なお、パターン検出回路13にて検出する再生パターンはここでは現在と過去と未来の3状態によってパターン検出を行っているが、現在と過去の2状態で行っても同様の効果が得られる。図3にこの場合のパターン検出回路の構成を表すブロック図を示す。
【0067】
図3のパターン検出回路はDFF131と、2つの正値判別回路1334、1337と、2つの負値判別回路1335、1336と、2つの論理積回路136、137と、論理和回路138からなり、3値判別回路12からの判別結果はDFF131で1再生クロック遅延される。3値判別回路12からの判別結果とDFF131からの出力は、正値判別回路1334、1337でそれぞれ3値判別結果が「1」のときは出力を「1」し、それ以外のときは「0」を出力する。また、負値判別回路1335、1336ではそれぞれ3値判別結果が「−1」のときは出力を「1」し、それ以外のときは「0」を出力する。論理積回路136は正値判別回路1334と負値判別回路1335の出力が共に「1」のときは出力を「1」し、それ以外は「0」とする。同様に論理積回路137は負値判別回路1336と正値判別回路1337の出力が共に「1」のときは出力を「1」し、それ以外は「0」とする。論理和回路138は論理積回路136、137のどちらかでも「1」であれば出力を「1」とし、どちらも「0」であれば「0」を出力して検出結果とする。すなわち、「1、−1」、あるいは「−1、1」の再生パターンを検出するように構成される。このパターン検出回路を用いる場合は図1のブロック図においてDFF161の入力にはDFF141の出力に3値判別回路12の出力を乗算したものを入力することとする(図示せず)。すなわち、3値判別結果をその判別対象となった再生データに対して1サンプリングクロック前のデータに乗算し、誤差遷移抽出回路への入力とする。
【0068】
図7は、図3のパターン検出を用いる場合の本実施の形態の再生クロック抽出装置における再生微分波形信号と誤差遷移抽出回路の入力とサンプリングクロックと再生クロックとの関係を示すタイミングチャートであり、点a〜点pはA/D変換回路11でのサンプリングタイミングの1サンプリングおきに再生データを取り込むタイミングを表しており、サンプリングして得られた再生データとなるディジタルデータの値をそれぞれ符号「A」〜「P」で表し、その間のディジタルデータをそれぞれ符号「A'」〜「P'」で表す。
【0069】
図4と同様に再生微分波形信号は、サンプリングクロックの立ち上がり毎にA/D変換回路11でサンプリングされて次段のDFF101でラッチされるが、更に次のDFF102は分周回路16から出力される再生クロック毎に全段のDFF101の出力をラッチするので、再生データは、「A」〜「P」となり、「A'」〜「P'」は再生データにはならず、このデータを用いて誤差演算回路14において誤差演算が行われる。なお、説明を簡単化するため再生微分波形信号には単一周波を用いる。
【0070】
図7(ア)は再生微分波形信号に対して再生クロックの周波数が合っている場合である。この場合において、再生データが「1」あるいは「−1」と判別されるのは「A」〜「P」のすべてのデータであり、誤差演算結果はそれぞれの前後のサンプリングデータの差分をとることにより演算され、「B」であれば「A'−B'」(=[A'−B']×[1])、また「C」であれば「C'−B'」(=[
B'−C']×[−1])により誤差演算が行われる。また、「1、−1」あるい
は「−1、1」の再生パターンが検出されるのは、「A、B」、「B、C」、「C、D」、「D、E」、「E、F」、「F、G」、「G、H」、「H、I」、「I、J」、「J、K」、「K、L」、「L、M」、「M、N」、「N、O」、「O、P」のパターンであり、それぞれのパターンの現在と過去のデータの間のデータに現在のデータの3値判別結果を乗算したものが誤差遷移抽出回路16の入力となる。これを前にパターン検出されたときの入力と差分し、その結果から正負スライスレベル範囲内の差分結果のみを抽出することにより誤差遷移抽出が行われる。たとえば「B、C」がパターン検出されるとその間のデータ「B'」に「C」の3値判別結果「−1」を乗算した「−B'」から、その前にパターン検出された「A、B」の間のデータ「A'」に「B」の3値判別結果「1」を乗算した「A'」を差し引いた「(−B'−A')」を差分結果とし、その結果を正スライスレベルおよび負スライスレベルと比較し正負スライスレベル範囲内の結果のみが誤差遷移抽出結果となる。
【0071】
ここで、図7(ア)の位相ではそれぞれのタイミングでの誤差演算結果はほとんど零となり、誤差遷移抽出結果もほとんど零となり、累積回路17での累積結果も変化せず、電圧制御発振回路18において生成するサンプリングクロックの周波数は保持され、再生クロックの位相は再生微分波形信号に対してあったままとなる。
【0072】
図7(イ)は再生微分波形信号に対する再生クロックの周波数が小さい場合の特性である。この場合において、再生データが「1」あるいは「−1」と判別されるのは「A」、「B」、「C」、「D」、「E」、「F」、「N」、「O」、「P」のデータであり、それぞれ1サンプリングクロック前後のデータによる差分値である誤差演算結果は「B」〜「F」のタイミングまではそれぞれ正値となり、「N」〜「P」のタイミングでは負値となる。しかも、「B」から「F」のタイミングまでは徐々に正値は増加していき、「N」のタイミングで大きく負値に反転し徐々に減少する。再生微分波形信号とサンプリングクロックの周波数の関係がこのまま推移する場合、誤差演算結果は正値と負値の増減が繰り返し交互に現れるようになり、結果的にそれらの総和はほとんど零となる。一方、「1、−1」あるいは「−1、1」の再生パターンが検出されるのは、「A、B」、「B、C」、「C、D」、「D、E」、「E、F」、「N、O」、「O、P」のパターンであり、誤差遷移抽出回路にはそれぞれのパターン検出に用いた現在と過去のデータの間のデータに現在のデータの3値判別結果を乗算したものが入力され、図7(ウ)に誤差遷移抽出回路の入力を示す。このように「A'」、「−B'」、「C'」、「−D'」、「E'」は正値となり、「−M'」、「N'」、「−O'」、「P'」は負値となる。誤差遷移抽出結果は「E'」から「−M'」へ変化するタイミングを除いて正値となり、大きく現れる負値はレベルスライス回路で除外されるため累積結果は正値となる。
【0073】
このように、図7(イ)の位相ではそれぞれのタイミングでの誤差演算結果は正値と負値を繰り返し出力し、それらの総和はほとんど零となるが、累積回路17での誤差遷移抽出結果の累積値は正値となり、電圧制御発振回路18において生成するサンプリングクロックの周波数は大きくなり、これに伴い再生クロックの周波数は再生微分波形信号に対して高くなる方向、つまり周波数が合う方向へと修正される。
【0074】
図7(エ)は再生微分波形信号に対する再生クロックの周波数が大きい場合である。この場合において、再生データが「1」あるいは「−1」と判別されるのは「A」、「B」、「C」、「D」、「E」、「F」、「G」、「H」、「P」のデータであり、それぞれ1サンプリングクロック前後のデータによる差分値である誤差演算結果は「B」〜「H」のタイミングまではそれぞれ負値となり、「P」以降のタイミングでは正値となる。しかも、「B」から「H」のタイミングまでは徐々に負値は増加していき、「P」のタイミングで大きく正値に反転し徐々に減少する。再生微分波形信号とサンプリングクロックの周波数の関係がこのまま推移する場合、誤差演算結果は正値と負値の増減が繰り返し交互に現れるようになり、結果的にそれらの総和はほとんど零となる。一方、「1、−1」あるいは「−1、1」の再生パターンが検出されるのは、「A、B」、「B、C」、「C、D」、「D、E」、「E、F」、「F、G」、「G、H」のパターンであり、誤差遷移抽出回路にはそれぞれのパターン検出に用いた現在と過去のデータの間のデータに現在のデータの3値判別結果を乗算したものが入力され、図7(オ)に誤差遷移抽出回路の入力を示す。このように「A'」、「−B'」、「C'」、「−D'」、「E'」、「−F'」、「G'」は負値となり、「−O'」は正値となる。誤差遷移抽出結果は「G'」から「−O'」へ変化するタイミングを除いて負値となり、大きく現れる正値はレベルスライス回路で除外されるため累積結果は負値となる。
【0075】
このように、図7(エ)の位相ではそれぞれのタイミングでの誤差演算結果は正値と負値を繰り返し出力し、それらの総和はほとんど零となるが、累積回路17での誤差遷移抽出結果の累積結果は負値となり、電圧制御発振回路18において生成するサンプリングクロックの周波数は小さくなり、これに伴い再生クロックの周波数は再生微分波形信号に対して低くなる方向、つまり周波数が合う方向へと修正される。
【0076】
なお、パターン検出回路にて検出する再生パターンは「0、1、0」と「0、−1、0」、あるいは「1、−1」と「−1、1」と限定したが、これらを混合して用いることにより誤差遷移抽出の頻度が増し、より効果的なサンプリングクロックの制御が行える。
【0077】
以上のように本実施の形態によれば、A/D変換のサンプリングはデータレートの2倍のレートのサンプリングクロックで行われ、誤差演算回路14が再生データ以外のサンプルデータを用いてA/D変換の瞬時的サンプリングタイミングの位相誤差を演算し、パターン検出に基づいて誤差遷移抽出回路16と累積回路17が瞬時的タイミング誤差の遷移を累積することによりA/D変換のサンプリングクロックの周波数誤差を演算するため、位相引き込み能力に加えて広い周波数引き込み能力を合わせ持つことになる。
【0078】
(実施の形態2)
以下、本発明の実施の形態2について、図面を参照しながら説明する。
【0079】
図8は本実施の形態の再生クロック抽出装置のブロック図であり、前述の実施の形態1における図1の構成に加えて再生データ獲得検知手段として再生処理回路50と、比較器51と、更に係数器30と、切替回路(以下SWと略す)20とを設けた構成とし、ここでは再生処理回路50、係数器30、比較器51とSW20以外の詳しい説明は省略する。
【0080】
図8において、50は再生処理回路であり、復調回路501と、シンク検出回路502と誤り訂正回路503とからなり、DFF102の出力は再生データとして入力される。再生処理回路50では復調回路501により復調処理が行われ、シンク検出回路502は入力データの所定長毎に付加されているシンクデータを検出し、誤り訂正回路503で復調されたデータに対して発生しているデータ誤りの訂正を行い、復調データを出力する。
【0081】
ここで、誤り訂正処理はディジタルデータの伝送、例えば記録再生には不可欠であり、そのため記録される本来のデータに加えて誤り訂正用の誤り訂正符号が付加されることが一般的である。さらに誤り訂正処理は所定長毎のデータブロック単位で行われるため、誤り訂正を行うブロック単位の始まりを認識するための同期用のシンクデータも合わせて付加されることも一般的である。図9はデータブロックの一例を示す模式図である。
【0082】
図9(ア)は前述したデータブロック群を表し、図9(イ)は図9(ア)のデータブロック群を構成する1データブロック単位を表す。一般的に図9(イ)中のb区間のデータが本来の記録されるデータであり、その前のa区間にシンクデータを配置し、本来のデータ後のc区間に誤り訂正用符号を配置する構成がとられる。
【0083】
このような系列の入力データを再生処理回路50で再生処理するにあたり、先ずシンクパターンの検出を行い、誤り訂正を行うデータブロック単位を認識し、次に誤り訂正が行われる。シンクパターンが検出できなかった場合は誤り訂正を行おうにも誤り訂正を行うデータブロックを認識できないため、すべてデータ誤りとなる。誤り訂正においては入力される本来のデータのみ、あるいはシンクデータと本来のデータにより演算した結果を誤り訂正符号と検証することによりデータ誤りを訂正すると共にデータ誤り数も検出可能である。
【0084】
したがって、シンク検出回路502のシンク検出結果、あるいは誤り訂正回路503のデータ誤り数を比較器51において所定スレッシュ値(図8中のth)と比較することにより再生データの獲得を検知する。再生データ獲得検知結果は一定期間内の検出シンク数が所定スレッシュ値以上になるまでは検知出力は「0」とし、所定値以上になれば「1」とする。あるいは所定期間内のデータ誤り数が所定スレッシュ値以下になるまでは検知出力は「0」とし、所定値以下になれば「1」として、SW20に出力する。
【0085】
係数器30は、誤差演算回路14が出力する誤差演算結果に係数K3を乗算して出力する。
【0086】
SW20は比較器51の再生データ獲得検知結果に基づいて、係数器30の出力と誤差遷移抽出回路16の誤差遷移抽出結果とを切り替えて累積回路17に出力する。つまり、再生データ獲得検知結果が「0」の場合は誤差遷移抽出回路16の演算結果により累積加算を行い、再生データ獲得検知結果が「1」の場合は誤差演算結果により累積加算を行い、電圧制御発振回路18における周波数制御を行う。
【0087】
図10は本実施の形態の再生クロック抽出装置の入力信号に対するサンプリングクロックの周波数誤差と時間tとの関係を示す。図10において横軸は時間、縦軸は入力信号とサンプリングクロックの周波数誤差を表す。
【0088】
図10の期間t1では再生データが獲得できないくらいサンプリングクロックの周波数は入力周波数に対して誤差があるため、この区間は誤差遷移抽出結果の累積結果により電圧制御発振回路18の発振周波数は制御される。区間t2ではほぼ周波数誤差もなくなり再生データの獲得は検知され、今までの累積結果に対して誤差演算結果に係数K3を乗算した結果を累積加算することにより電圧制御発振回路18の発振周波数は制御される。すなわち、区間t1では速やかな周波数応答が行えるよう誤差遷移抽出結果を累積することでループのゲインを高くし、区間t2では安定な周波数応答が行えるよう誤差演算結果に係数を掛けたものを累積することでループのゲインを小さくする。
【0089】
このようにすることにより、再生データが獲得できていない、つまり周波数が合っていない場合には誤差遷移抽出結果の累積加算値により広い周波数引き込み範囲と速やかな周波数応答性を持たせられる。また、再生データが獲得できるようになる、つまり周波数がほぼ合っている場合にはそれまでの誤差遷移の累積加算値を保持し、その結果に対して誤差演算結果を加算することにより、安定な周波数応答性が得られ、結果的に速やかな周波数引き込み特性と安定な周波数追従性を合わせ持つこととなる。
【0090】
なお、以上の本発明の実施の形態1及び2の説明では、電圧制御発振回路18において、生成するクロックの位相修正を周波数を瞬時的に変えることにより行っているが、例えば遅延器を用いて行うなどの他の方法によっても可能である。
【0091】
また、実施の形態1及び2の説明では、再生信号に対する等化処理は設けていないが、A/D変換回路11が出力するディジタルデータに対して、ディジタル的に適応型等化処理を施しながら後段の処理を行うことも可能である。
【0092】
この場合、適応型等化処理のための遅延により、A/D変換からクロック再生までの制御ループの遅延が大きくなり、従来の方法であればクロックの引き込み範囲が更に狭くなってしまうが、実施の形態1または2ではクロックの周波数引き込み能力を持たせており、このような構成にも対応できる。すなわち、未等化の状態または等化残りがある状態においてディジタル的適応型等化処理とタイミング誤差演算を同時に行っても、両者とも速やかに収束し、適応型等化とサンプリングタイミングとが最適値となる。
【0093】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、A/D変換のサンプリングをデータレートの2倍のレートのサンプリングクロックで行い、A/D変換のサンプリングタイミング誤差を演算する際に、再生データ以外のサンプリングデータを用いて、誤差演算手段がA/D変換のサンプリングタイミング位相誤差を演算し、パターン検出結果に基づいて誤差遷移抽出手段の抽出結果の累積値により周波数誤差を演算する。そのため、サンプリングクロックの位相引き込み能力を持つとともに広い周波数引き込み能力を持たせることができるという優れた効果を奏するものである。
【0094】
また、再生されているデータが獲得できているか否かを検知する再生データ獲得検知手段を設け、再生データ獲得検知結果に基づいて、累積手段の入力を誤差遷移抽出結果と誤差演算結果とを切り替えてサンプリングクロックの周波数制御に用いる。そのため、広い周波数引き込み範囲とともに速やかな周波数応答性と安定した周波数追従性を合わせ持たせられるという優れた効果を奏するものである。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の実施の形態1による再生クロック抽出装置の構成を示すブロック図
【図2】 本発明の実施の形態1による再生クロック抽出装置のパターン検出回路の一構成例を示すブロック図
【図3】 本発明の実施の形態1による再生クロック抽出装置のパターン検出回路の他の構成例を示すブロック図
【図4】 本発明の実施の形態1による再生クロック抽出装置のタイミングチャート
【図5】 本発明の実施の形態1による再生クロック抽出装置の誤差遷移抽出手段の特性図
【図6】 本発明の実施の形態1による再生クロック抽出装置の誤差遷移抽出手段の特性図
【図7】 本発明の実施の形態1による再生クロック抽出装置のパターン検出回路の他の構成でのタイミングチャート
【図8】 本発明の実施の形態2による再生クロック抽出装置の構成を示すブロック図
【図9】 本発明の実施の形態2による再生クロック抽出装置の再生データ獲得検知手段の原理を示す模式図
【図10】 本発明の実施の形態2による再生クロック抽出装置の特性図
【図11】 従来の再生クロック抽出装置の構成を示すブロック図
【図12】 従来の再生クロック抽出装置の誤差演算回路のタイミングチャート
【図13】 従来の再生クロック抽出装置の誤差演算回路のタイミングチャート
【図14】 従来の再生クロック抽出装置の誤差累積回路の一構成例を示すブロック図
【図15】 従来の再生クロック抽出装置の周波数引き込みの特性図
【符号の説明】
11 A/D変換回路
12 3値判別回路
13 パターン検出回路
14 誤差演算回路
15 係数器
16 誤差遷移抽出回路
17 累積回路
18 電圧制御発振回路
19 分周回路
20 切替回路
30 係数器
50 再生回路
51 比較器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a reproduction clock extraction apparatus suitable for extracting a reproduction clock from, for example, a differential waveform signal reproduced from a recording medium.
[0002]
[Prior art]
In reproducing digital data from a magnetic tape or the like, a reproduction clock extracting device is required to extract a reproduction clock from the reproduced differential waveform signal. Conventionally, as this type of regenerative clock extraction device, for example, an invited paper “Recent Development of Signal Processing Technology for Magnetic Disks” at page 618 in the IEICE Transactions (Vol. J75-C-2 / No. 11) There is a configuration described in.
[0003]
FIG. 11 shows the configuration of this conventional reproduction clock extraction apparatus.
In FIG. 11,
[0004]
A
[0005]
A voltage controlled
[0006]
An error calculation circuit 21 includes two DFFs 211 and 212 for timing adjustment, a
[0007]
The input data to the
[0008]
An
[0009]
FIG. 12 is a timing chart showing the relationship between the reproduction differential waveform signal and the reproduction clock (sampling clock) in the conventional reproduction clock extracting apparatus shown in FIG.
[0010]
In FIG. 12, points a to h are sampling timings based on the reproduction clock in the A /
[0011]
FIG. 12A shows the characteristics when the reproduced differential waveform signal and the reproduced clock are in phase. In this case, the determination result output by the
[0012]
(A) in FIG. 12 shows characteristics when the phase of the reproduction clock is advanced with respect to the reproduction differential waveform signal. Also in this case, the determination result output by the
[0013]
FIG. 12C shows characteristics when the phase of the reproduction clock is delayed with respect to the reproduction differential waveform signal. Also in this case, the determination result output by the
[0014]
As described above, the conventional reproduction clock extracting apparatus having the above-described configuration shown in FIG. 11 is automatically controlled so that the phase of the reproduction clock matches the differential waveform signal so that accurate signal reproduction can be performed. Yes.
[0015]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional regenerative clock extraction apparatus having the configuration shown in FIG. 11, the following problems may occur.
[0016]
(1) Since the frequency of the recovered clock changes instantaneously depending on the output of the error calculation circuit 21, there is a performance (hereinafter referred to as phase pull-in capability) that eliminates the phase shift of the recovered clock with respect to the recovered differential waveform signal. When the accumulated value of the output of the error calculation circuit 21 does not change, for example, when the output of the error calculation result of the error calculation circuit 21 is repeatedly output in positive and negative alternately, and the accumulated result is canceled, the error accumulation Since the output of the
[0017]
This phenomenon will be described in detail with reference to FIG.
FIG. 13 is a timing chart showing the relationship between the reproduction differential waveform signal, the error calculation result, and the reproduction clock (sampling clock). A single wave is used for the reproduction differential signal for simplicity of explanation.
[0018]
In FIG. 13, points a to p are sampling timings based on a reproduction clock in the A /
[0019]
FIG. 13A shows the characteristics when the reproduced differential waveform signal and the frequency of the reproduced clock match. Positive or negative values are detected at the timings “B”, “D”, “F”, “H”, “J”, “L”, “N”, and “P”. The difference component of the data is almost zero, and there is no increase or decrease in the error accumulation result. In addition, illustration of the phase error calculation result here is abbreviate | omitted.
[0020]
FIG. 13A shows the characteristics when the frequency of the reproduction clock is small with respect to the reproduction differential waveform signal. Positive or negative values are detected as “B”, “D”, “F”, “H”, “I”, “J”, “K”, “L”, “M”, “O”. FIG. 13C shows the phase error calculation results at each timing. As shown in the figure, at the timing of “B”, “D”, “F”, “H”, “J”, “L”, the phase error calculation result shows a positive value, “I”, “K”, The phase error calculation result at the timings “M” and “O” indicates a negative value. From “B” to “O”, the phase error calculation result gradually increases in the positive direction, and then negative values appear alternately, and then shows only negative values and gradually decreases. The
[0021]
FIG. 13C shows the characteristics when the frequency of the reproduction clock is larger than the reproduction differential waveform signal. A positive value or a negative value is detected at timings “B”, “D”, “F”, “H”, “J”, “K”, “L”, “M”, “O”. The phase error calculation results at each timing are shown in FIG. As shown in the figure, the phase error calculation results at the timings “B”, “D”, “F”, “H”, “J”, “L” indicate negative values, and “K”, “M”, The phase error calculation result at the timing “O” indicates a positive value. From “B” to “O”, the phase error calculation result gradually increases in the negative direction, and then positive values appear alternately, and then only positive values are shown and gradually decrease. The
[0022]
Thus, although the frequency of the reproduction clock is shifted with respect to the reproduction differential signal, there is a problem that the frequency pull-in range becomes narrow as a result without being reflected in the error accumulation result.
[0023]
Further, when considering a system that performs subsequent processing while performing adaptive equalization processing digitally after A / D conversion, a control loop from A / D conversion to clock generation due to a delay of adaptive equalization means As a result, the range of the frequency of the recovered clock can be reduced.
[0024]
(2) The frequency pull-in capability includes frequency response in addition to the frequency pull-in range, and when the gain of the loop is increased so that the generated clock is quickly pulled into the reproduced differential waveform signal, the reproduced differential waveform signal It reacts sensitively to frequency fluctuations, and stability cannot be achieved. Further, when the loop gain is lowered for the purpose of stability, the response to the frequency fluctuation of the reproduced differential waveform signal becomes slow, and the frequency tracking capability is lacking.
[0025]
FIG. 14 shows a configuration example of the
[0026]
In FIG. 14, the
[0027]
Thus, the coefficient setting of the
[0028]
The present invention solves the above-mentioned conventional problems (1) and (2), and provides a regenerative clock extraction apparatus having a wide frequency pull-in range and an optimum frequency response for the system. Objective.
[0029]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve each of the above-described problems, the reproduction clock extracting apparatus of the present invention includes a quantization unit that quantizes an input signal with a sampling clock having a rate twice as high as a data rate, and a sampling output from the quantization unit. Even column sampling data every other sampling clock of the data , Ternary discrimination means for ternary discrimination of positive, zero, or negative values as reproduction data; and pattern detection means for detecting only a specific combination from a plurality of consecutive discrimination results output from the ternary discrimination means; , Using odd-sequence sampling data between two consecutive reproduction data in which the discrimination result of the ternary discrimination means changes Obtained by subtracting the sampling data output from the quantizing means and the data obtained by delaying the sampling data output from the quantizing means and multiplying the discrimination result by the ternary discriminating means. The error calculation means for calculating the sampling timing error and the odd column sampling data located between a plurality of reproduction data used for pattern detection are multiplied by the polarity of the detection pattern. product, Alternatively, the difference between multiple odd-column sampling data is multiplied by the polarity of the detection pattern product Is held based on the detection result of the pattern detecting means. , Take the difference from the past holding data , When generating an error transition extracting means for extracting only a difference result within a predetermined level range, an accumulating means for inputting and accumulating the extraction result of the error transition extracting means, and a sampling clock to be supplied to the quantizing means. , The calculation result of the error calculation means and the accumulation result of the accumulation means When Based on The Phase and frequency When A sampling clock generating means for adjusting the frequency and a recovered clock generating means for generating a recovered clock by dividing the sampling clock by two.
[0030]
Thereby, in addition to the phase pull-in capability, it is possible to have a wide frequency pull-in capability.
[0031]
The reproduction clock extracting apparatus of the present invention also includes a quantizing unit that quantizes an input signal with a sampling clock having a rate twice as high as a data rate, and one sampling clock among sampling data output by the quantizing unit. Even column sampling data , Ternary discrimination means for ternary discrimination of positive, zero, or negative values as reproduction data; and pattern detection means for detecting only a specific combination from a plurality of consecutive discrimination results output from the ternary discrimination means; , Using odd-sequence sampling data between two consecutive reproduction data in which the discrimination result of the ternary discrimination means changes Obtained by subtracting the sampling data output from the quantizing means and the data obtained by delaying the sampling data output from the quantizing means and multiplying the discrimination result by the ternary discriminating means. The error calculation means for calculating the sampling timing error and the odd column sampling data located between a plurality of reproduction data used for pattern detection are multiplied by the polarity of the detection pattern. product, Alternatively, the difference between multiple odd-column sampling data is multiplied by the polarity of the detection pattern product Is held based on the detection result of the pattern detecting means. , Take the difference from the past holding data , Error transition extraction means for extracting only a difference result within a predetermined level range, accumulation means for inputting and accumulating the calculation result of the error calculation means or the extraction result of the error transition extraction means, and sampling supplied to the quantization means When generating the clock , The calculation result of the error calculation means and the accumulation result of the accumulation means When Based on The Phase and frequency When A sampling clock generation means for adjusting the reproduction clock, a reproduction clock generation means for generating a reproduction clock by dividing the sampling clock by 2, and a reproduction data acquisition detection means for detecting whether or not the reproduced data can be acquired. A reproduction clock extraction device comprising: a reproduction data acquisition detection means; The The input of the accumulating means is the calculation result of the error calculation means and the extraction result of the error transition extraction means. When It is controlled to select one of these.
[0032]
As a result, it is possible to have a frequency pulling ability having both an optimum frequency pulling characteristic and a frequency followability.
[0033]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
According to a first aspect of the present invention, there is provided a regenerative clock extracting apparatus comprising: a quantizing unit that quantizes an input signal with a sampling clock having a rate twice as high as a data rate; and one of sampling data output from the quantizing unit. Even-numbered sampling data every sampling clock , Ternary discrimination means for ternary discrimination of positive, zero, or negative values as reproduction data; and pattern detection means for detecting only a specific combination from a plurality of consecutive discrimination results output from the ternary discrimination means; , Using odd-sequence sampling data between two consecutive reproduction data in which the discrimination result of the ternary discrimination means changes Obtained by subtracting the sampling data output from the quantizing means and the data obtained by delaying the sampling data output from the quantizing means and multiplying the discrimination result by the ternary discriminating means. The error calculation means for calculating the sampling timing error and the odd column sampling data located between a plurality of reproduction data used for pattern detection are multiplied by the polarity of the detection pattern. product, Alternatively, the difference between multiple odd-column sampling data is multiplied by the polarity of the detection pattern product Is held based on the detection result of the pattern detecting means. , Take the difference from the past holding data , When generating an error transition extracting means for extracting only a difference result within a predetermined level range, an accumulating means for inputting and accumulating the extraction result of the error transition extracting means, and a sampling clock to be supplied to the quantizing means. , The calculation result of the error calculation means and the accumulation result of the accumulation means When Based on The Phase and frequency When A sampling clock generating means for adjusting the sampling clock and a recovered clock generating means for generating a recovered clock by dividing the sampling clock by two. According to these configurations, sampling of the A / D conversion is performed with data. When calculating the sampling timing error of A / D conversion using sampling data other than the reproduction data, using the sampling clock at a rate twice the rate, the accumulated value of the error transition extraction result using the error calculation result as the phase error Is used as a frequency error.
[0034]
According to a second aspect of the present invention, there is provided a reproduction clock extracting apparatus comprising: a quantizing unit that quantizes an input signal with a sampling clock having a rate twice as high as a data rate; and one sampling of sampling data output by the quantizing unit. Even column sampling data every clock , Ternary discrimination means for ternary discrimination of positive, zero, or negative values as reproduction data; and pattern detection means for detecting only a specific combination from a plurality of consecutive discrimination results output from the ternary discrimination means; , Using odd-sequence sampling data between two consecutive reproduction data in which the discrimination result of the ternary discrimination means changes Obtained by subtracting the sampling data output from the quantizing means and the data obtained by delaying the sampling data output from the quantizing means and multiplying the discrimination result by the ternary discriminating means. The error calculation means for calculating the sampling timing error and the odd column sampling data located between a plurality of reproduction data used for pattern detection are multiplied by the polarity of the detection pattern. product, Alternatively, the difference between multiple odd-column sampling data is multiplied by the polarity of the detection pattern product Is held based on the detection result of the pattern detecting means. , Take the difference from the past holding data , Error transition extraction means for extracting only a difference result within a predetermined level range, accumulation means for inputting and accumulating the calculation result of the error calculation means or the extraction result of the error transition extraction means, and sampling supplied to the quantization means When generating the clock , The calculation result of the error calculation means and the accumulation result of the accumulation means When Based on The Phase and frequency When A sampling clock generation means for adjusting the reproduction clock, a reproduction clock generation means for generating a reproduction clock by dividing the sampling clock by 2, and a reproduction data acquisition detection means for detecting whether or not the reproduced data can be acquired. A reproduction clock extraction device comprising: a reproduction data acquisition detection means; The The input of the accumulating means is the calculation result of the error calculation means and the extraction result of the error transition extraction means. When According to these configurations, when calculating the sampling timing error of the A / D conversion, the error calculation result is used as the phase error, and the acquisition of the reproduction data is detected. Until then, the accumulated value of the error transition extraction result is used as the frequency error by accumulating the error calculation result in the accumulated result until the acquisition of the reproduction data is detected.
[0035]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the recovered clock extraction apparatus according to the first embodiment of the present invention.
[0036]
In FIG. 1,
[0037]
[0038]
[0039]
14 is an error calculation circuit, which is an error calculation means comprising one
[0040]
Note that the input data to the
[0041]
[0042]
Since a delay of one reproduction clock occurs in the detection result of the
[0043]
[0044]
[0045]
[0046]
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of the
[0047]
The
[0048]
FIG. 4 is a timing chart showing the relationship between the reproduced differential waveform signal, the sampling clock, and the recovered clock in the recovered clock extraction apparatus of the embodiment of FIG. 1 using the pattern detection circuit of FIG. In FIG. 4, points a to p represent timings at which reproduction data is fetched every other sampling timing in the A /
[0049]
In the present embodiment, the reproduced differential waveform signal is sampled by the A /
[0050]
FIG. 4A shows the characteristics when the reproduction clock frequency matches the reproduction differential waveform signal. In this case, it is determined that the reproduction data is “1” or “−1” as “B”, “D”, “F”, “H”, “J”, “L”, “N”, “N”. The error calculation result is calculated by taking the difference between the data before and after each. For example, “B” is “A′−B ′” (= {A′−B ′} × {1}), and “D” is “D′−C ′” (= {C′−D Error calculation is performed by '} × {−1}). Also, “0, 1, 0” or “0, −1, 0” reproduction patterns are detected as “A, B, C”, “C, D, E”, “E, F, G”. ”,“ G, H, I ”,“ I, J, K ”,“ K, L, M ”,“ M, N, O ”patterns, which are positive or negative values at the center of each pattern. An error transition extraction is performed by taking a difference between an error calculation result based on previous and subsequent sampling data and an error calculation result when a pattern is detected immediately before, and extracting only a difference result within a positive / negative slice level range from the result. For example, when “C, D, E” is detected as a pattern, an error calculation result “A′-B ′” of “A, B, C” previously detected from the error calculation result “D′−C ′” is detected. "(D'-C ')-(A'-B')" minus "" is compared with the positive slice level and the negative slice level, and only the result within the positive / negative slice level range becomes the error transition extraction result.
[0051]
Here, in the phase of FIG. 4A, the error calculation result at each timing is almost zero, the error transition extraction result is also almost zero, the accumulation result in the accumulating
[0052]
FIG. 4A shows characteristics when the frequency of the reproduction clock with respect to the reproduction differential waveform signal is small. In this case, it is determined that the reproduction data is “1” or “−1” as “B”, “D”, “F”, “H”, “J”, “M”, “O” data. The difference value based on the data before and after one sampling clock is the error calculation result. The error calculation results “A′−B ′”, “D′−C ′”, “E′−F ′”, “H′−G ′”, and “I′−J ′” are positive values, respectively. “−M” and “O′−N” ”are negative values. Moreover, the positive value gradually increases from “A′−B ′” to “I′−J ′”, suddenly reverses to a negative value at “L′−M ′”, and gradually decreases. When the relationship between the frequency of the reproduced differential waveform signal and the sampling clock changes as it is, the error calculation result shows that the positive value and the negative value increase and decrease alternately, and as a result, the total sum thereof becomes almost zero.
[0053]
On the other hand, “0, 1, 0” or “0, −1, 0” playback patterns are detected as “A, B, C”, “C, D, E”, “E, F, G”. ”,“ G, H, I ”,“ I, J, K ”,“ L, M, N ”,“ N, O, P ”, which are positive or negative values at the center of each pattern. An error transition extraction is performed by taking a difference between an error calculation result based on previous and subsequent sampling data and an error calculation result when a pattern is detected immediately before, and extracting only a difference result within a positive / negative slice level range from the result. For example, the difference between the error calculation result “D′−C ′” in the pattern “C, D, E” and the error calculation result “A′−B ′” of “A, B, C” of the pattern detected before that. The result “(D′−C ′) − (A′−B ′)” is a positive value. Similarly, the difference result in “E, F, G” is a positive value, and the difference result is a positive value until the timing of “I, J, K”. However, the difference result “(L′−M ′) − (I′−J ′)” at the timing of “L, M, N” is a large negative value, but at the timing of “N, O, P”. The difference result “(O′−N ′) − (L′−M ′)” becomes a positive value again. As described above, the difference result in the
[0054]
FIG. 5 shows the relationship between the error calculation result, the subtraction result by the
[0055]
FIG. 5A shows an error calculation result, and positive values and negative values repeatedly appear so as to be point-symmetric at the zero point, and as a result, the sum of them becomes almost zero.
[0056]
FIG. 5 (a) shows the result of subtraction by the
[0057]
FIG. 5 (c) shows the accumulation result. By accumulating the error transition extraction result, the accumulation result becomes a positive value and represents the frequency deviation amount of the sampling clock from the reproduced differential waveform signal.
[0058]
As described above, in the phase of FIG. 4A, the error calculation result at each timing repeatedly outputs a positive value and a negative value, and the sum of them is almost zero, but the error transition extraction value in the
[0059]
FIG. 4C shows the characteristics when the frequency of the reproduction clock with respect to the reproduction differential waveform signal is large. In this case, it is determined that the reproduction data is “1” or “−1” as “B”, “D”, “F”, “H”, “J”, “M”, “O” data. The difference value based on the data before and after one sampling clock is the error calculation result. The error calculation results “A′−B ′”, “D′−C ′”, “E′−F ′”, “H′−G ′”, and “I′−J ′” are negative values, respectively. '-L'"and"N'-O'"each have a positive value. Moreover, from “A′-B ′” to “I′-J ′”
Until “,” the negative value gradually decreases, and at “L′−M ′”, it is reversed to a positive value and gradually increases in the positive direction.
[0060]
When the relationship between the frequency of the reproduced differential waveform signal and the sampling clock remains unchanged, the error calculation results in repeated increases and decreases in positive and negative values as in FIG. Their sum is almost zero. On the other hand, “0, 1, 0” or “0, −1, 0” playback patterns are detected as “A, B, C”, “C, D, E”, “E, F, G”. ”,“ G, H, I ”,“ I, J, K ”,“ L, M, N ”,“ N, O, P ”, which are positive or negative values at the center of each pattern. An error transition extraction is performed by taking a difference between an error calculation result based on previous and subsequent sampling data and an error calculation result when a pattern is detected immediately before, and extracting only a difference result within a positive / negative slice level range from the result. For example, the difference between the error calculation result “D′−C ′” in the pattern “C, D, E” and the error calculation result “A′−B ′” of “A, B, C” of the pattern detected before that. The result “(D′−C ′) − (A′−B ′)” is a negative value. Similarly, the difference result in “E, F, G” is also a negative value, and the difference result is a negative value until the timing of “I, J, K”. However, the difference result “(L′−M ′) − (I′−J ′)” at the timing of “L, M, N” is a large positive value, but at the timing of “N, O, P”. The difference result “(O′−N ′) − (L′−M ′)” becomes a negative value again. In this way, the difference result in the
[0061]
FIG. 6 shows the relationship between the error calculation result, the subtraction result by the
[0062]
FIG. 6A shows the error calculation result. The positive value and the negative value repeatedly appear so as to be symmetric with respect to the zero point, and as a result, the sum thereof becomes almost zero.
[0063]
FIG. 6 (a) shows the result of subtraction by the
[0064]
FIG. 6 (c) shows the accumulation result. By accumulating the error transition extraction result, the accumulation result becomes a negative value and represents the frequency deviation amount of the sampling clock from the reproduced differential waveform signal.
[0065]
As described above, in the phase of FIG. 4C, the error calculation result at each timing repeatedly outputs a positive value and a negative value, and their sum is almost zero, but the error transition extraction result in the
[0066]
Here, the reproduction pattern detected by the
[0067]
The pattern detection circuit in FIG. 3 includes a
[0068]
FIG. 7 is a timing chart showing the relationship between the reproduction differential waveform signal, the input of the error transition extraction circuit, the sampling clock, and the reproduction clock in the reproduction clock extraction apparatus of the present embodiment when using the pattern detection of FIG. Points a to p represent timings at which reproduced data is fetched every other sampling timing of the A /
[0069]
As in FIG. 4, the reproduced differential waveform signal is sampled by the A /
[0070]
FIG. 7A shows a case where the frequency of the reproduction clock matches the reproduction differential waveform signal. In this case, the reproduction data is determined to be “1” or “−1” for all data “A” to “P”, and the error calculation result is the difference between the sampling data before and after each. If “B”, “A′−B ′” (= [A′−B ′] × [1]), and if “C”, “C′−B ′” (= [
Error calculation is performed by B′−C ′] × [−1]). Also, "1, -1" or
"-1, 1" is detected when "A, B", "B, C", "C, D", "D, E", "E, F", "F, G "," G, H "," H, I "," I, J "," J, K "," K, L "," L, M "," M, N "," N, O " , “O, P” patterns, which are obtained by multiplying the data between the current and past data of each pattern by the ternary discrimination result of the current data, as an input to the error
[0071]
Here, in the phase of FIG. 7A, the error calculation result at each timing becomes almost zero, the error transition extraction result becomes almost zero, the accumulation result in the
[0072]
FIG. 7A shows characteristics when the frequency of the reproduction clock with respect to the reproduction differential waveform signal is small. In this case, the reproduction data is determined to be “1” or “−1” as “A”, “B”, “C”, “D”, “E”, “F”, “N”, “ The error calculation result, which is the difference value between the data before and after one sampling clock, is a positive value until the timing of “B” to “F”, and “N” to “P”. It becomes a negative value at the timing. In addition, the positive value gradually increases from the timing “B” to “F”, and is largely reversed to the negative value at the timing “N” and gradually decreases. When the relationship between the frequency of the reproduced differential waveform signal and the sampling clock changes as it is, the error calculation result shows that the positive value and the negative value increase and decrease alternately, and as a result, the total sum thereof becomes almost zero. On the other hand, the reproduction pattern “1, −1” or “−1, 1” is detected as “A, B”, “B, C”, “C, D”, “D, E”, “ E, F ”,“ N, O ”,“ O, P ”patterns, and the error transition extraction circuit includes three values of the current data in the data between the current and past data used for detecting each pattern. A product obtained by multiplying the discrimination result is input, and FIG. 7C shows the input of the error transition extraction circuit. Thus, “A ′”, “−B ′”, “C ′”, “−D ′”, “E ′” are positive values, and “−M ′”, “N ′”, “−O ′” , “P ′” is a negative value. The error transition extraction result is a positive value except for the timing when it changes from “E ′” to “−M ′”, and the negative value that appears greatly is excluded by the level slice circuit, so the accumulated result is a positive value.
[0073]
As described above, in the phase of FIG. 7A, the error calculation result at each timing repeatedly outputs a positive value and a negative value, and the sum of them is almost zero, but the error transition extraction result in the
[0074]
FIG. 7D shows the case where the frequency of the reproduction clock with respect to the reproduction differential waveform signal is large. In this case, the reproduction data is determined to be “1” or “−1” as “A”, “B”, “C”, “D”, “E”, “F”, “G”, “ The error calculation result, which is the difference value between the data before and after one sampling clock, is a negative value until the timing of “B” to “H”, and the timing after “P”. Positive value. In addition, the negative value gradually increases from the timing “B” to “H”, and is largely reversed to a positive value at the timing “P” and gradually decreases. When the relationship between the frequency of the reproduced differential waveform signal and the sampling clock changes as it is, the error calculation result shows that the positive value and the negative value increase and decrease alternately, and as a result, the total sum thereof becomes almost zero. On the other hand, the reproduction pattern “1, −1” or “−1, 1” is detected as “A, B”, “B, C”, “C, D”, “D, E”, “ E, F ”,“ F, G ”,“ G, H ”patterns, and the error transition extraction circuit includes three values of the current data in the data between the current and past data used for detecting each pattern. A product obtained by multiplying the discrimination result is inputted, and FIG. 7 (o) shows an input of the error transition extraction circuit. Thus, “A ′”, “−B ′”, “C ′”, “−D ′”, “E ′”, “−F ′”, “G ′” are negative values, and “−O ′” Is positive. The error transition extraction result is a negative value except for the timing of changing from “G ′” to “−O ′”, and the positive value that appears greatly is excluded by the level slice circuit, so the accumulated result is a negative value.
[0075]
Thus, in the phase of FIG. 7D, the error calculation result at each timing repeatedly outputs a positive value and a negative value, and the sum of them is almost zero, but the error transition extraction result in the
[0076]
The reproduction patterns detected by the pattern detection circuit are limited to “0, 1, 0” and “0, −1, 0”, or “1, −1” and “−1, 1”. By using a mixture, the frequency of error transition extraction increases and more effective sampling clock control can be performed.
[0077]
As described above, according to the present embodiment, sampling for A / D conversion is performed with a sampling clock having a rate twice the data rate, and the
[0078]
(Embodiment 2)
Embodiment 2 of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0079]
FIG. 8 is a block diagram of the reproduction clock extraction apparatus of the present embodiment. In addition to the configuration of FIG. 1 in the first embodiment, a
[0080]
In FIG. 8, 50 is a reproduction processing circuit, which comprises a
[0081]
Here, the error correction processing is indispensable for transmission of digital data, for example, recording / reproduction, and therefore, in general, an error correction code for error correction is added in addition to the original data to be recorded. Further, since the error correction processing is performed in units of data blocks for each predetermined length, it is also common that synchronization sync data for recognizing the start of the block unit for error correction is also added. FIG. 9 is a schematic diagram showing an example of a data block.
[0082]
9A shows the data block group described above, and FIG. 9A shows one data block unit constituting the data block group of FIG. 9A. In general, the data in the b section in FIG. 9 (a) is the original recorded data, the sync data is arranged in the preceding a section, and the error correction code is arranged in the c section after the original data. The configuration to take is taken.
[0083]
When such a series of input data is reproduced by the
[0084]
Therefore, the acquisition of reproduced data is detected by comparing the sync detection result of the
[0085]
The
[0086]
The
[0087]
FIG. 10 shows the relationship between the frequency error of the sampling clock and the time t with respect to the input signal of the reproduction clock extraction apparatus of this embodiment. In FIG. 10, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the frequency error between the input signal and the sampling clock.
[0088]
Since the frequency of the sampling clock has an error with respect to the input frequency so that reproduced data cannot be acquired in the period t1 in FIG. 10, the oscillation frequency of the voltage controlled
[0089]
In this way, when reproduction data cannot be acquired, that is, when the frequency is not matched, a wide frequency pull-in range and quick frequency response can be provided by the cumulative addition value of the error transition extraction result. In addition, when reproduction data can be acquired, that is, when the frequency is almost the same, the accumulated addition value of the error transition until then is held, and the error calculation result is added to the result, thereby stabilizing A frequency response is obtained, and as a result, a quick frequency pull-in characteristic and a stable frequency follow-up characteristic are combined.
[0090]
In the above description of the first and second embodiments of the present invention, the voltage-controlled
[0091]
In the description of the first and second embodiments, no equalization processing is performed on the reproduction signal, but the digital data output from the A /
[0092]
In this case, the delay for the adaptive equalization processing increases the delay of the control loop from A / D conversion to clock recovery, and the conventional method will further reduce the clock pull-in range. In the first or second embodiment, the clock frequency pull-in capability is provided, and such a configuration can be dealt with. In other words, even if digital adaptive equalization processing and timing error calculation are performed at the same time in an unequalized state or a state where there is an equalization residue, both converge quickly, and adaptive equalization and sampling timing are optimal values. It becomes.
[0093]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, when sampling of A / D conversion is performed with a sampling clock having a rate twice as high as the data rate, and the sampling timing error of A / D conversion is calculated, sampling data other than reproduction data is obtained. The error calculation means calculates the sampling timing phase error of the A / D conversion, and calculates the frequency error based on the accumulated value of the extraction result of the error transition extraction means based on the pattern detection result. For this reason, there is an excellent effect that the sampling clock has a phase pull-in capability and a wide frequency pull-in capability.
[0094]
In addition, a playback data acquisition detection means is provided to detect whether or not the data being played back has been acquired, and based on the playback data acquisition detection result, the input of the accumulation means is switched between the error transition extraction result and the error calculation result. Used to control the frequency of the sampling clock. Therefore, an excellent effect is achieved in that a quick frequency response and a stable frequency follow-up property can be provided together with a wide frequency pull-in range.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a recovered clock extraction apparatus according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of a pattern detection circuit of the recovered clock extraction apparatus according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing another configuration example of the pattern detection circuit of the recovered clock extraction apparatus according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a timing chart of a recovered clock extraction device according to
FIG. 5 is a characteristic diagram of error transition extraction means of the recovered clock extraction apparatus according to
FIG. 6 is a characteristic diagram of error transition extraction means of the recovered clock extraction device according to the first embodiment of the present invention;
FIG. 7 is a timing chart of another configuration of the pattern detection circuit of the recovered clock extraction apparatus according to the first embodiment of the present invention;
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a recovered clock extraction apparatus according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a schematic diagram showing the principle of reproduction data acquisition detection means of the reproduction clock extraction apparatus according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a characteristic diagram of a recovered clock extraction apparatus according to Embodiment 2 of the present invention;
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a conventional recovered clock extraction device.
FIG. 12 is a timing chart of an error calculation circuit of a conventional reproduction clock extraction device.
FIG. 13 is a timing chart of an error calculation circuit of a conventional recovered clock extraction device.
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration example of an error accumulating circuit of a conventional recovered clock extracting device.
FIG. 15 is a frequency drawing characteristic diagram of a conventional recovered clock extraction device.
[Explanation of symbols]
11 A / D conversion circuit
12 3-value discrimination circuit
13 Pattern detection circuit
14 Error calculation circuit
15 Coefficient unit
16 Error transition extraction circuit
17 Accumulation circuit
18 Voltage controlled oscillator circuit
19 Frequency divider
20 switching circuit
30 coefficient multiplier
50 Playback circuit
51 comparator
Claims (14)
前記量子化手段が出力するサンプリングデータのうち1サンプリングクロックおきの偶数列サンプリングデータを、再生データとして正値か零値か負値かの3値判別を行う3値判別手段と、
前記3値判別手段が出力する連続する複数の判別結果から特定の組み合わせのみを検出するパターン検出手段と、
前記3値判別手段の判別結果が変化する連続する2つの再生データの間の奇数列サンプリングデータを用い、前記量子化手段が出力するサンプリングデータと当該量子化手段が出力するサンプリングデータを遅延したデータとを減算し、前記3値判別手段による判別結果を乗算して得られるサンプリングタイミング誤差を演算する誤差演算手段と、
パターン検出に用いられる複数の再生データの間に位置する奇数列サンプリングデータに検出パターンの極性を乗算した積、あるいは複数の奇数列サンプリングデータの差分に検出パターンの極性を乗算した積を前記パターン検出手段の検出結果に基づいて保持し、過去の保持データと差分をとり、所定レベル範囲内の差分結果のみを抽出する誤差遷移抽出手段と、
前記誤差遷移抽出手段の抽出結果を入力し累積する累積手段と、
前記量子化手段に供給するサンプリングクロックの生成に際し、前記誤差演算手段の演算結果と前記累積手段の累積結果とに基づき、位相と周波数とを調整するサンプリングクロック生成手段と、
前記サンプリングクロックを2分周する事により再生クロックを生成する再生クロック生成手段とを備えた再生クロック抽出装置。Quantization means for quantizing an input signal with a sampling clock having a rate twice as high as a data rate;
The even columns sampling data of one sampling clock intervals of the sampling data output from the quantization means, a ternary discrimination means for performing the three values determined whether a positive value or zero value or negative value as reproduced data,
Pattern detection means for detecting only a specific combination from a plurality of successive determination results output by the ternary determination means;
Data obtained by delaying the sampling data output from the quantizing unit and the sampling data output from the quantizing unit using odd-numbered column sampling data between two consecutive reproduction data in which the determination result of the ternary determining unit changes And an error calculation means for calculating a sampling timing error obtained by multiplying the determination result by the ternary determination means ,
Wherein the product obtained by multiplying the polarity of the detection pattern in odd columns sampling data to the product obtained by multiplying the polarity of the detected pattern or a plurality of differences in the odd-numbered columns sampling data, located between the plurality of reproduction data to be used for pattern detection pattern detection and held on the basis of the detection result of means, taking the past retention data and the difference, an error transition extracting means for extracting only the difference result within a predetermined level range,
Accumulating means for inputting and accumulating the extraction result of the error transition extracting means;
Upon generation of the sampling clock to be supplied to said quantization means,-out based on the cumulative result of the operation result and the accumulation means of the error calculating unit, and a sampling clock generation means for adjusting the phase and frequency,
A reproduction clock extraction device comprising reproduction clock generation means for generating a reproduction clock by dividing the sampling clock by two.
前記量子化手段が出力するサンプリングデータのうち1サンプリングクロックおきの偶数列サンプリングデータを、再生データとして正値か零値か負値かの3値判別を行う3値判別手段と、
前記3値判別手段が出力する連続する複数の判別結果から特定の組み合わせのみを検出するパターン検出手段と、
前記3値判別手段の判別結果が変化する連続する2つの再生データの間の奇数列サンプリングデータを用い、前記量子化手段が出力するサンプリングデータと当該量子化手段が出力するサンプリングデータを遅延したデータとを減算し、前記3値判別手段による判別結果を乗算して得られるサンプリングタイミング誤差を演算する誤差演算手段と、
パターン検出に用いられる複数の再生データの間に位置する奇数列サンプリングデータに検出パターンの極性を乗算した積、あるいは複数の奇数列サンプリングデータの差分に検出パターンの極性を乗算した積を前記パターン検出手段の検出結果に基づいて保持し、過去の保持データと差分をとり、所定レベル範囲内の差分結果のみを抽出する誤差遷移抽出手段と、
前記誤差演算手段の演算結果あるいは前記誤差遷移抽出手段の抽出結果を入力し累積する累積手段と、
前記量子化手段に供給するサンプリングクロックの生成に際し、前記誤差演算手段の演算結果と前記累積手段の累積結果とに基づき、位相と周波数とを調整するサンプリングクロック生成手段と、
前記サンプリングクロックを2分周する事により再生クロックを生成する再生クロック生成手段と、
再生されているデータが獲得できているか否かを検知する再生データ獲得検知手段とを備えた再生クロック抽出装置であって、
前記再生データ獲得検知手段の検知結果により、前記累積手段の入力を前記誤差演算手段の演算結果と前記誤差遷移抽出手段の抽出結果との一方を選択するように制御されることを特徴とする再生クロック抽出装置。Quantization means for quantizing an input signal with a sampling clock having a rate twice as high as a data rate;
The even columns sampling data of one sampling clock intervals of the sampling data output from the quantization means, a ternary discrimination means for performing the three values determined whether a positive value or zero value or negative value as reproduced data,
Pattern detection means for detecting only a specific combination from a plurality of successive determination results output by the ternary determination means;
Data obtained by delaying the sampling data output from the quantizing unit and the sampling data output from the quantizing unit using odd-numbered column sampling data between two consecutive reproduction data in which the determination result of the ternary determining unit changes And an error calculation means for calculating a sampling timing error obtained by multiplying the determination result by the ternary determination means ,
Wherein the product obtained by multiplying the polarity of the detection pattern in odd columns sampling data to the product obtained by multiplying the polarity of the detected pattern or a plurality of differences in the odd-numbered columns sampling data, located between the plurality of reproduction data to be used for pattern detection pattern detection and held on the basis of the detection result of means, taking the past retention data and the difference, an error transition extracting means for extracting only the difference result within a predetermined level range,
Accumulating means for inputting and accumulating the calculation result of the error calculation means or the extraction result of the error transition extraction means;
Upon generation of the sampling clock to be supplied to said quantization means,-out based on the cumulative result of the operation result and the accumulation means of the error calculating unit, and a sampling clock generation means for adjusting the phase and frequency,
Regenerated clock generating means for generating a regenerated clock by dividing the sampling clock by two;
A reproduction clock extraction device comprising reproduction data acquisition detection means for detecting whether or not reproduced data has been acquired,
Ri by the detection result of the reproduction data acquisition detection means, and wherein the controlled is possible to input the accumulation means selects one of the extracted result of the operation result and the error transition extracting means of said error calculating means Regenerative clock extraction device.
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