JP3849122B2 - 直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式の受信装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数多重−符号分割多元接続(OFDM−CDMA:Orthogonal Frequency Division Multiplexing−Code Division Multiple Access 、以下単に「OFDM−CDMA」と記す。)伝送方式の受信装置に関し、特に該受信装置における逆拡散部の構成に関する。
【0002】
【従来の技術】
移動環境で高速データ伝送を実現するために、OFDM−CDMA伝送方式が提案されている。OFDM伝送方式は、使用可能な周波数帯域を互いに直交する複数のサブキャリアに分割し、ユーザー信号やチャネル設定に必要な信号を、該複数のサブキャリアを用いて多重して伝送する方式である。
【0003】
以下にOFDM−CDMA方式の通信システムを図4乃至図6を参照して説明する。図4はOFDM−CDMA伝送方式の送信装置の構成例、図5はOFDM−CDMA伝送方式におけるサブキャリア周波数−時間配列上へのチップ列のマッピング、図6はOFDM−CDMA伝送方式の受信装置の構成例をそれぞれ示す。
【0004】
図4に示すようにOFDM−CDMA伝送方式の送信装置には、ユーザーチャネルシンボルTA1、制御チャネルシンボルTA2及び同期チャネルシンボルTA3の各シンボル列が入力される。入力された各シンボル列には、乗算部4−11,4−12,4−13により、それぞれユーザーチャネル拡散コードTB1、制御チャネル拡散コードTB2及び同期チャネル拡散コードTB3の各コードパターンが乗算され、それぞれコード化されたパターン信号となる。
【0005】
なお、ユーザーチャネル拡散コードTB1、制御チャネル拡散コードTB2及び同期チャネル拡散コードTB3のチップレートは、ユーザーチャネルシンボルTA1、制御チャネルシンボルTA2及び同期チャネルシンボルTA3の各シンボルレートのスプレッドファクター(SF:拡散比)倍である。
【0006】
各コードパターンによりそれぞれ拡散された各チャネルの信号は、加算部4−2により加算されて符号多重信号TCとなる。該符号多重信号TCのシリアル時系列信号は、シリアルパラレル(S/P)変換部4−3により、サブキャリア数Ncと同数の信号毎に並列に並べ替えたパラレル信号TDに変換される。
【0007】
シリアルパラレル(S/P)変換部4−3から出力される符号分割多重信号のチップ列は、図5のように各サブキャリア周波数−時間配列上にOFDMシンボル単位で配置される。逆高速フーリエ変換部4−4は、符号分割多重信号のチップ列をNc個のサブキャリア周波数成分として各OFDMシンボル単位で入力して逆高速フーリエ変換する。
【0008】
逆高速フーリエ変換部4−4から出力される各サブキャリア周波数の時間信号から成るNc個のパラレル信号を、パラレルシリアル(P/S)変換部4−5により1つの時間信号TEに合成多重し、該多重信号TEをディジタルアナログ(D/A)変換部4−6によりアナログ信号に変換した後、アップコンバージョン部4−7により該信号の中心周波数を無線送信周波数に変換してアンテナから送信する。このように、OFDM−CDMA伝送方式の送信装置では、複数のユーザーチャネルシンボル、制御チャネルシンボル及び同期チャネルシンボル等のシンボルを多重して送信する。
【0009】
図6に示すOFDM−CDMA伝送方式の受信機は、アンテナから入力される無線送信周波数の信号をダウンコンバージョン部6−1によりベースバンド帯域の信号に変換し、アナログディジタル(A/D)変換部6−2によりディジタル信号RE1に変換し、該ディジタル信号REをチャネル推定部6−8及びパスサーチ部6−9に入力し、チャネル推定部6−8において伝送経路(パス)のチャネル推定を行い、パスサーチ部6−9において1又は複数の伝送経路(パス)からの受信タイミング位置(パスタイミング)を検出する。
【0010】
また、アナログディジタル(A/D)変換部6−2から出力されるディジタル信号REは、シリアルパラレル(S/P)変換部6−3により、サブキャリア数Ncと同数の信号に分岐される。該分岐されたNc個の各信号は、それぞれ高速フーリエ変換部6−4により各サブキャリア周波数成分が検出される。
【0011】
高速フーリエ変換部6−4から出力される、図5に示す各サブキャリア周波数−時間配列上に配置されたNc個の並列のチップ列RDは、パラレルシリアル(P/S)変換部6−5により、ひと続きの時系列シリアル信号RCに並べ替えて出力され、該シリアル信号RCは逆拡散部6−61,6−62に入力される。
【0012】
逆拡散部6−61,6−62は、この符号分割多重のシリアル信号RCを、パスサーチ部6−9により検出されたパスタイミングに対応した逆拡散タイミング信号RGに従って、それぞれの逆拡散コードで逆拡散して復調する。同図は、ユーザチャネルのコードで逆拡散する逆拡散部6−61と、制御チャネルのコードで逆拡散する逆拡散部6−62とを示している。逆拡散部6−61,6−62で復調された信号は、チャネル推定部6−8で推定されたチャネル推定値RFを用いて乗算器6−71,6−72により同期検波(位相補正)される。
【0013】
複数のユーザーチャネルと制御チャネルや同期チャネルなどのユーザーが共通に使用する共通チャネルとを、サブキャリア周波数−時間配列上に配置して多重する手法には種々のものが存在する。図7に、同期確立を行うための同期チャネル(SCH)の多重配置例を示す。
【0014】
図7に示す例では、Nc個のサブキャリアのうち、Nsch個(Nsch<Nc)のサブキャリアに、同期チャネル(SCH)コードパターンで拡散した同期チャネル(SCH)の各チップを、Nc/Nsch個毎のサブキャリアに間隔を空けて配置する。ここで、Nc/NschはNcをNschで除した商(小数以下切り捨て)である。
【0015】
このように、間隔を隔ててNc/Nsch個毎のサブキャリアに同期チャネル(SCH)を分散配置する伝送システムにおいて、一般的に、同期チャネル(SCH)など共通チャネルの拡散コードは、他のユーザーチャネルの拡散コードが互いに直交しているのに対して、ユーザーチャネルの拡散コードと直交しない拡散コードが用いられる。
【0016】
このような伝送システムの受信機における従来の逆拡散部の構成例を図8に示す。同図において、パスサーチ部6−9から入力される逆拡散タイミング(シンボルタイミング)信号RGに同期してコード発生器8−1から発生されるチャネル拡散コード(図4の送信装置における拡散コードTB1〜TB3のうち、受信対象チャネルの拡散コード例えばTB1)を、図6の受信機における高速フーリエ変換部6−4及びパラレルシリアル(P/S)変換部6−5を通した後の受信信号RCに乗算部8−2で乗算し、シンボル周期で積分部8−3により積算し、該積算結果をラッチ部8−4で保持して逆拡散出力信号RH1として出力する。
【0017】
【発明が解決しようとする課題】
従来の受信機における逆拡散部の構成は、サブキャリア周波数の時間信号配列上に配置された同期チャネル(SCH)等の共通チャネルのチップも含めて逆拡散処理を行っていた。この場合、同一基地局から送信されるユーザーチャネル同士は互いに直交するコードパターンが用いられるように制御されるが、同期チャネル(SCH)等の共通チャネルには、一般的に他のチャネルと直交しないコードパターンが用いられる場合が多い。
【0018】
特に図7に示す例のように、同期チャネル(SCH)の各チップを、間隔を隔てたサブキャリア周波数−時間配列上に分散配置して多重している場合は、一般的に同期チャネル(SCH)のコードはコードパターンに依らず非直交である。このため、同期チャネル(SCH)等の非直交共通チャネル信号が大電力で送信されると、該非直交共通チャネル信号は、受信対象のユーザーチャネル信号に対して干渉成分として支配的になり、受信対象ユーザーチャネルの受信特性の劣化を招く。
【0019】
本発明は、ユーザーチャネルの拡散コードと直交しない拡散コードを同期チャネル(SCH)等の共通チャネルの拡散に使用する伝送システムにおいて、逆拡散処理における非直交共通チャネルによる干渉成分を減少し、受信対象ユーザーチャネルの受信品質を改善することができるOFDM−CDMA伝送方式の受信装置を提供することを目的とする。
【0020】
【課題を解決するための手段】
本発明の直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式の受信装置は、(1)同期確立等のために複数のユーザー端末に共通に使用され、ユーザーチャネルの拡散コードと直交していないコードで拡散された非直交共通チャネルが、複数の離散周波数のサブキャリアに分散配置されて伝送される直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式における受信装置であって、前記非直交共通チャネルが分散配置された複数のサブキャリアの受信タイミングを示す非直交共通チャネルサブキャリアタイミング信号を生成する手段と、前記非直交共通チャネルサブキャリアタイミング信号を基に、非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号を排除してユーザーチャネルの逆拡散を行う手段と、を備えたものである。
【0021】
また、(2)前記非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号を排除してユーザーチャネルの逆拡散を行う手段において、非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングに、受信信号と拡散コードとの乗算結果をゼロの値に置き換えて積分演算を行って逆拡散を行う構成を有するものである。
【0022】
また、(3)前記非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号を排除してユーザーチャネルの逆拡散を行う手段において、非直交共通チャネルの受信電力の大きさに基づいて、該非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号を排除するか否かを切替える手段を備えたものである。
【0023】
また、(4)同期確立等のために複数のユーザー端末に共通に使用され、ユーザーチャネルの拡散コードと直交していないコードで拡散された非直交共通チャネルが、複数の離散周波数のサブキャリアに分散配置されて伝送される直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式における受信装置であって、前記非直交共通チャネルが分散配置された複数のサブキャリアの受信タイミングを示す非直交共通チャネルサブキャリアタイミング信号を生成する手段と、前記非直交共通チャネルサブキャリアタイミング信号を基に、非直交共通チャネルの受信電力の大きさに応じて、非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号に重み付けを行ってユーザーチャネルの逆拡散を行う手段と、を備えたものである。
【0024】
また、(5)前記非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号に重み付けを行ってユーザーチャネルの逆拡散を行う手段において、非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングに、受信信号と拡散コードとの乗算結果に重み係数を乗じて積分演算を行って逆拡散処理を行う構成を有するものである。
【0025】
即ち、本発明は、同期チャネル(SCH)等の非直交共通チャネルが多重されているサブキャリアは既知であるので、逆拡散時にそのサブキャリアの影響を取除いて逆拡散処理を行うことにより、該非直交共通チャネルからの干渉を低減し、ユーザーチャネルの受信特性劣化を抑えるようにしたものである。
【0026】
【発明の実施の形態】
図1に本発明による第1の実施形態の逆拡散部構成例を示す。この構成例は、受信対象ユーザーチャネルの逆拡散処理において、同期チャネル(SCH)等の非直交共通チャネルのサブキャリアを排除して逆拡散する構成例である。図1において、パスサーチ部6−9から入力される逆拡散タイミングに同期してシンボルタイミング生成部1−3は受信対象ユーザーチャネルシンボルのシンボルタイミング信号RGを生成する。
【0027】
該シンボルタイミング信号RGに同期してコード発生器8−1から発生される受信対象ユーザーチャネル拡散コードを、図6の受信機における高速フーリエ変換部6−4及びパラレルシリアル(P/S)変換部6−5を通した後の受信信号RCに乗算部8−2で乗算し、該乗算結果をセレクタ(SEL)1−1に入力する。
【0028】
また、SCHサブキャリアタイミング生成部1−2は、パスサーチ部6−9から入力される逆拡散タイミングに同期して、同期チャネル(SCH)等の非直交共通チャネルのサブキャリアのチップ列が出力されるタイミングに“1”、その他のタイミングでは“0”の符号のSCHサブキャリアタイミング信号RIを、セレクタ(SEL)1−1に選択制御信号として出力する。
【0029】
セレクタ(SEL)1−1は、SCHサブキャリアタイミング信号RIが“1”のときにゼロの値の入力信号を選択して出力し、SCHサブキャリアタイミング信号RIが“0”のときに乗算部8−2の乗算結果を選択して積分部8−3に出力する。従って、同期チャネル(SCH)等の非直交共通チャネルサブキャリアのチップ列を取り除いた受信対象ユーザーチャネルの信号を、積分部8−3によりシンボル区間に亙って積算し、該積算結果をラッチ部8−4で保持して逆拡散出力信号RH1として出力する。
【0030】
受信対象ユーザーチャネルシンボルの逆拡散信号の積算を行って相関を演算する動作において、図7に示したように同期チャネル(SCH)等の非直交共通チャネルサブキャリアの配置位置は、伝送システムにおいて予め定められた既知のものであるので、パスサーチ部6−9において検出された逆拡散タイミング等のタイミングから、同期チャネル(SCH)の非直交共通チャネルが多重されているサブキャリアのチップが出力されるタイミングで、受信波と拡散コードとの乗算結果をセロの値で置き換えて積算することにより、同期チャネル(SCH)等の非直交共通チャネルによる干渉を排除することができる。
【0031】
次に本発明による第2の実施形態の逆拡散部構成例を図2に示す。この実施形態は、同期チャネル(SCH)等の非直交共通チャネルサブキャリアの受信電力に応じて、該サブキャリアの排除を行うか否か判定する実施形態である。図2に示すように、同期チャネル(SCH)等の非直交共通チャネルの受信電力を測定するSCH受信電力測定部2−1と、全受信波の電力を測定する全受信電力測定部2−2とを備える。
【0032】
SCH受信電力測定部2−1及び全受信電力測定部2−2から出力されるそれぞれの電力測定値を対数変換部で対数変換した後、減算部2−3によりその差分を算出し、全受信電力に対する同期チャネル(SCH)等の非直交共通チャネルの受信電力比RJを算定する。
【0033】
非直交共通チャネルの受信電力比RJと所定の閾値RKとを大小比較部2−4で比較し、非直交共通チャネルの受信電力比RJが閾値RKを超える場合に、非直交共通チャネルによる干渉の影響が大きいと判断し、大小比較結果出力RLとして“1”の符号を、非直交共通チャネルの受信電力比RJが閾値RK以下の場合に“0”の符号を、第2のセレクタ(SEL)2−5に選択制御信号として出力する。
【0034】
第2のセレクタ(SEL)2−5は、大小比較結果出力RLに応じて、非直交共通チャネルの受信電力比RJが閾値RKを超える場合に、SCHサブキャリアタイミング生成部1−2から出力されるSCHサブキャリアタイミング信号RIを選択して出力し、非直交共通チャネルの受信電力比RJが閾値RK以下の場合に、“0”の符号を選択して第1のセレクタ(SEL)1−1に選択制御信号RM1として出力する。
【0035】
従って、同期チャネル(SCH)等の非直交共通チャネルの受信電力が所定の閾値を越えた場合のみ、該非直交共通チャネルのサブキャリアの出力タイミング信号RIを第2のセレクタ(SEL)2−5で通過させ、第1のセレクタ(SEL)1−1に選択制御信号RM1として出力し、該非直交共通チャネルのサブキャリアを排除した積分を行う。
【0036】
一方、非直交共通チャネルの受信電力が所定の閾値以下であった場合には、第2のセレクタ(SEL)2−5により、非直交共通チャネルのサブキャリアの出力タイミング信号RIを0マスクして“0”を出力し、第1のセレクタ(SEL)1−1への選択制御信号RM1として“all0”を出力することで従来と同様の逆拡散処理を行う。
【0037】
次に本発明による第3の実施形態の逆拡散部構成例を図3に示す。この実施形態は、同期チャネル(SCH)等の非直交共通チャネルサブキャリアの受信電力に応じて、非直交共通チャネルサブキャリアの出力タイミングの受信信号に重み付けを行うようにしたものである。
【0038】
図3に示すように、同期チャネル(SCH)等の非直交共通チャネルの受信電力を測定するSCH受信電力測定部3−1と、該非直交共通チャネル以外の干渉電力を測定する干渉電力測定部3−2とを備える。なお、干渉電力測定部3−2は全受信波の電力を測定する全受信電力測定部であってもよい。
【0039】
SCH受信電力測定部3−1及び干渉電力測定部3−2から出力されるそれぞれの電力測定値を、重み係数決定部3−3に入力し、重み係数決定部3−3は、非直交共通チャネルの受信電力測定値と、非直交共通チャネル以外の干渉電力測定値とを基に重み係数RNを決定する。
【0040】
重み係数決定部3−3は、非直交共通チャネル以外の干渉電力測定値に対する非直交共通チャネルの受信電力測定値の比が大きいほど、重み係数RNを“0”に近い値とし、非直交共通チャネルの受信電力測定値の比が小さいほど、重み係数RNを“1”に近い値となるように重み係数RNを決定する。
【0041】
重み係数決定部3−3からの重み係数RNはセレクタ(SEL)3−4に入力される。セレクタ(SEL)3−4は、該重み係数RNと“1”の値とが入力され、選択制御信号に従ってその何れか一方を選択して出力する。セレクタ(SEL)3−4への選択制御信号には、SCHサブキャリアタイミング生成部1−2から出力されるSCHサブキャリアタイミング信号RIを入力する。
【0042】
セレクタ(SEL)3−4は、SCHサブキャリアの出力タイミングに従って、SCHサブキャリアタイミング信号RIが“1”のときに重み係数RNを選択して出力し、SCHサブキャリアタイミング信号RIが“0”のときに“1”の値を選択して、SCHサブキャリアタイミング重み係数ROとして乗算部3−5に出力する。
【0043】
図6の受信機における高速フーリエ変換部6−4及びパラレルシリアル(P/S)変換部6−5を通した後の受信信号RCに、コード発生器8−1からのコードパターンを乗算部8−2により乗じた信号RDに、乗算部3−5により上記SCHサブキャリアタイミング重み係数ROを乗算して積分部8−3に出力する。
【0044】
従って、同期チャネル(SCH)等の非直交共通チャネルサブキャリアの受信電力に応じて、非直交共通チャネルサブキャリアの出力タイミングの受信信号に対して重み付けを行った信号を積分部8−3で積分し、電力の大きい非直交共通チャネルサブキャリアの影響を低減してユーザーチャネルの受信信号を逆拡散することができる。
【0045】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ユーザーチャネルの拡散コードと直交しない拡散コードを同期チャネル(SCH)等の非直交共通チャネルの拡散に使用する伝送システムにおいて、同期チャネル(SCH)等の非直交共通チャネルが多重されている既知のサブキャリアの影響を排除して、ユーザーチャネル等の他のサブキャリアのチャネルに対する逆拡散処理を行うことにより、該非直交共通チャネルからの干渉成分を低減し、ユーザーチャネル等の受信品質を向上させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明による第1の実施形態の逆拡散部構成例を示す図である。
【図2】本発明による第2の実施形態の逆拡散部構成例を示す図である。
【図3】本発明による第3の実施形態の逆拡散部構成例を示す図である。
【図4】OFDM−CDMA伝送方式の送信装置の構成例を示す図である。
【図5】OFDM−CDMA伝送方式におけるサブキャリア周波数−時間配列上へのチップ列のマッピングを示す図である。
【図6】OFDM−CDMA伝送方式の受信装置の構成例を示す図である。
【図7】同期チャネル(SCH)の多重配置例を示す図である。
【図8】従来の逆拡散部の構成例を示す図である。
【符号の説明】
1−1 セレクタ(SEL)
1−2 SCHサブキャリアタイミング生成部
1−3 シンボルタイミング生成部
6−9 パスサーチ部
8−1 コード発生器
8−2 乗算部
8−3 積分部
8−4 ラッチ部
Claims (5)
- 同期確立等のために複数のユーザー端末に共通に使用され、ユーザーチャネルの拡散コードと直交していないコードで拡散された非直交共通チャネルが、複数の離散周波数のサブキャリアに分散配置されて伝送される直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式における受信装置であって、
前記非直交共通チャネルが分散配置された複数のサブキャリアの受信タイミングを示す非直交共通チャネルサブキャリアタイミング信号を生成する手段と、
前記非直交共通チャネルサブキャリアタイミング信号を基に、非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号を排除してユーザーチャネルの逆拡散を行う手段と、
を備えたことを特徴とする直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式の受信装置。 - 前記非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号を排除してユーザーチャネルの逆拡散を行う手段において、非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングに、受信信号と拡散コードとの乗算結果をゼロの値に置き換えて積分演算を行って逆拡散を行う構成を有することを特徴とする請求項1に記載の直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式の受信装置。
- 前記非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号を排除してユーザーチャネルの逆拡散を行う手段において、非直交共通チャネルの受信電力の大きさに基づいて、該非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号を排除するか否かを切替える手段を備えたことを特徴とする請求項1又は2に記載の直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式の受信装置。
- 同期確立等のために複数のユーザー端末に共通に使用され、ユーザーチャネルの拡散コードと直交していないコードで拡散された非直交共通チャネルが、複数の離散周波数のサブキャリアに分散配置されて伝送される直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式における受信装置であって、
前記非直交共通チャネルが分散配置された複数のサブキャリアの受信タイミングを示す非直交共通チャネルサブキャリアタイミング信号を生成する手段と、
前記非直交共通チャネルサブキャリアタイミング信号を基に、非直交共通チャネルの受信電力の大きさに応じて、非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号に重み付けを行ってユーザーチャネルの逆拡散を行う手段と、
を備えたことを特徴とする直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式の受信装置。 - 前記非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングにおける受信信号に重み付けを行ってユーザーチャネルの逆拡散を行う手段において、非直交共通チャネルのサブキャリアの受信タイミングに、受信信号と拡散コードとの乗算結果に重み係数を乗じて積分演算を行って逆拡散処理を行う構成を有することを特徴とする請求項4に記載の直交周波数多重−符号分割多元接続伝送方式の受信装置。
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