JP3822910B2 - Reduction of power line harmonics by hybrid parallel active / passive filter system with square wave inverter and DC bus control - Google Patents

Description

ここでk₁は√(2/3)に等しい定数である。三相から二相への同期位相基準フレーム変換の第２のステップは、定常二相基準フレーム量dsとqsの、同期回転基準フレーム量deとqeへの変換である。この定常状態から回転状態への変換21は、定常基準フレーム値dsとqsに単位ベクトルcosΘとsinΘを掛けることによって達成される。単位ベクトルcosΘとsinΘは位相ロックループから得られる。定常状態から回転状態への二相基準フレームからの変換は次式を実行することによって達成される。

この回転変換は、d-q量をベクトルとして結合することができるので“ベクトル回転”と称されることが多い。次いでこの変換は他方に関する一つのベクトルの回転となる。図１にはベクトル回転式が含まれている。
同期回転する二相de-qe基準フレームから三相a-b-c基準フレームへの変換は図２に例示されている。回転状態から静止状態への変換28は、最初に、回転する二相量（例えば電圧V_d ^eとV_q ^e）を次式を用いて定常二相値へ変換する。

ここでcosΘとsinΘはPLLから導き出される。この結果得られる定常二相値V^s _dとV^s _qは、次いで式(4)を用いて二相から三相への相数変換29によって三相電圧量へ変換される。

二相から三相への相数変換を表すベクトル回転式は図２にも表されている。
本発明者は、“Po-Tai Cheng, Subhashish Bhattacharya, Deepak M. Divan, “Hybrid Solution for Improving Passive Filter Performance in High Power Applications”, conference Proceedings of 11th Annual Applied Power Electronics Conference and Exposition 1996, APEC ’96, IEEE, (1996.03.03), p.911-917, INSPEC accession number: 5274420”において、ハイブリッド能動／受動フィルタシステムの一例を開示した。
この論文はその要約書に部分に記載されるように、IEEE519勧告高調波規格を満足する20MVAまでの大きな非線形負荷の高調波補償を意図する並列ハイブリッド能動フィルタ用の新たな制御手法を提供する。この制御手法は、動的に変化するインダクタンスを合成するという考えに基づいており、動的フィルタリングへの応用に使用される。同期基準フレームに基づく制御装置は、動的に変化する負または正のインダクタンスを、動的フィルタインバータ電圧命令を発生することにより、実現する。この制御装置ベースの並列ハイブリッド能動フィルタシステムは、主高調波周波数で複数の能動インダクタンスを選択的に合成することができるが、他の全ての周波数で正の受動フィルタインピーダンスに影響を及ぼさない。周囲を取り巻く高調波負荷のもとでの受動フィルタ過負荷、および／または電源電圧歪を防ぐために、制御装置を電流制限機能を与えるように使用することができる。
しかしながら、主高調波周波数電源電流をゼロに調整することは、何ら開示していない。
発明の概要
本発明は、高電力非線形負荷に対する電源ライン高調波電流の低減を行うためのハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムを提供するものである。本発明のハイブリッドフィルタシステムは好適には小定格方形波インバータを用いて能動フィルタを実装することが望ましい。従って、本発明は１〜50MW以上の範囲の高電力負荷に応用することができる。本発明のハイブリッドフィルタシステムは、IEEE519のような高調波規格に従うような高電力装置において高調波を低減することができる。本発明によるハイブリッドフィルタシステムは一般的なものであり、（６パルス整流器負荷に対する）基本第５次及び第７次高調波又は（12パルス整流器負荷に対する）基本第11次及び第13次高調波のような選択した主高調波周波数のための電源電圧高調波歪が存在する中で高調波遮断を達成するものである。本発明は、丈夫な給電系統と接続した非線形負荷の高調波遮断／補償に特に適している。この高調波遮断／補償については、感度の良い同調と高品質ファクタを備えた受動フィルタを設計することが困難である。このような場合、本発明で用いる能動フィルタは、電源側の電圧高調波のバランスを取り、能動的に高調波電流を受動フィルタの中へ舵取りし通常ラインから出すことにより受動フィルタを同調する。本発明のハイブリッドフィルタシステムは、周りを取り巻く高調波負荷条件を含む、電源、受動フィルタあるいは負荷条件の下で高調波遮断を達成する。本発明のフィルタシステムを拡張して、HVDCへ応用し主AC側の線路高調波電流の高調波遮断を行うこともできる。
本発明によるハイブリッド能動／受動フィルタシステムでは、能動フィルタは受動フィルタと直列に接続される。この能動フィルタは好適には、方形波インバータを用いて実装することが望ましい。受動フィルタは、選択した主高調波周波数（第５次や第７次高調波など）に近似的に同調するインダクタとコンデンサ構成要素を用いて実装する。直列接続の能動フィルタと受動フィルタは非線形負荷と並列に接続される。高調波遮断／補償が必要な各主高調波周波数用として能動／受動フィルタの別の直列結合を用いてもよい。好適には、２つの並列接続のハイブリッドフィルタブランチの受動フィルタの静電容量を受動フィルタ間でほぼ等しく配分し、この２つのフィルタブランチ間に基本無効フィルタ電流を平等に配分することによって受動フィルタと能動フィルタ定格の間の循環電流を最小化することが望ましい。あるいは、別の受動フィルタと、あるいは力率補正コンデンサ受動フィルタと直列に接続する単一能動フィルタインバータを用いて、多数の高調波周波数での高調波遮断／補償を達成することもできる。このような代替トポロジーでは、多数の選択した主高調波周波数で同時に高調波遮断／補償を行うように制御するPWMインバータを用いる能動フィルタを実装する。
本発明によれば、この能動フィルタインバータは好適には、電源電圧高調波が存在する中で選択された主（第５次と第７次などの）高調波負荷電流のための高調波遮断を達成する同期位相基準フレーム(SRF)ベースの制御装置を用いて制御することが望ましい。このSRFベースの制御装置は、フィルタ端子電圧あるいは負荷電圧が電源電圧高調波に追従するように能動フィルタインバータを制御してインバータ電圧を生成することによって、電源電流高調波を主高調波周波数でゼロまで調整することによって高調波遮断という目的が達成される。高調波遮断という目的はこれによって、いずれの電源、受動フィルタあるいは負荷条件の下でも成し遂げられる。電源電圧高調波が存在しない場合には、本発明のSRFベースの制御装置は、能動フィルタインバータを制御して、ハイブリッドフィルタシステムの受動フィルタを有効に同調し、選択した主高調波周波数で必要な高調波補償を行う。この同調はまた、SRFベースの制御装置が主高調波周波数電源電流をゼロまで調整することによっても達成される。これは、主高調波負荷電圧をゼロまで調整することによって受動フィルタを同調するという同じ目的を生む結果を達成する、以前知られていた方形波インバータを用いるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムと対照される。
本発明のSRFベースの制御装置は測定したソース電流を用いて、高調波インバータ電圧指令信号が生成され、この指令信号によって、能動フィルタインバータが制御され、電源電圧高調波に追従するインバータ電圧が生成され、それによって主電源電流高調波がゼロまで調整される。本発明のハイブリッドフィルタシステムのダイナミック性能を改善するために、フィードバック指令信号に加えてフィードフォワード指令信号をSRFベースの制御装置で有効に利用してもよい。
本発明によれば、能動フィルタ方形波インバータを制御してインバータDCバスの電力平衡を達成することが望ましい。基本周波数及び選択した主高調波周波数（第５次高調波能動フィルタ用第５次高調波など）でエネルギーを交換することによって電力平衡が達成される。以前知られていた、基本周波数のみで有効電力潮流が生じる並列能動フィルタシステムや他のハイブリッド能動フィルタシステムとは異なり、本発明によるハイブリッド並列能動フィルタシステムでは、主高調波周波数での電流の相互作用（積）と、能動フィルタインバータによって生成される主高調波周波数での電圧とに起因する有効電力潮流が存在する。本発明では、能動フィルタインバータによって高調波電圧が生成され、電源と負荷との間の高調波遮断が達成される。これによって有効電力潮流がインバータ中へ選択した主高調波周波数で生じ、インバータDCバスコンデンサが充電／放電を行う。インバータ中へのこの有効電力潮流は、フィルタでの高調波電圧と電流の積のために能動的に制御することができず、それゆえ同じ他の周波数での電力による平衡を必要とする。本発明によれば、DCバスのバランスをとるこの機能は基本周波数で達成される。能動フィルタインバータが制御され、フィルタ中の基本周波数電流と同期位相基本周波数電圧が生成され、有効電力平衡が達成されて、インバータの損失が補償される。基本電圧は能動フィルタインバータが生成する高調波周波数電圧に依存していないので、このシステムの高調波遮断機能はインバータ出力中の基本電圧の付加によって影響を受けることはない。このDCバスの制御方法によって、ハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムで能動フィルタインバータを給電するためのエネルギー貯蔵装置や追加電源が不要になる。
SRFベースの制御装置を用いてDCバス制御インバータ電圧指令信号を生成することにより、DCバスの電力平衡を達成するための能動フィルタインバータの制御を好適に行うことが望ましい。このDCバス制御インバータ電圧指令信号を高調波インバータ電圧指令信号と組み合わせて、能動フィルタインバータを制御し、高調波遮断とDCバス制御機能を同時に実行する。このインバータは、（選択した主高調波周波数での）生成された高調波と（基本周波数での）DCバス制御インバータ電圧指令とによって直接制御されるので、方形波インバータを含む、低帯域幅（従って高性能）インバータを使用することができる。これによって、本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムの実際的な実行可能性とコスト効果が、特に高電力に応用された場合増大する。
本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムの詳細なシミュレーションによって、線間電圧高調波と不正確に同調した受動フィルタを含む広範囲の実際に遭遇する電力装置条件に対する有効性を説明する。方形波能動フィルタインバータの使用によって、高電力装置への動作の拡張が可能となる。負荷kVAのほぼ1.5%の能動フィルタ定格によって１〜50MW以上の電力レベルでのIEEE519互換システムの実現が可能になる。ハイブリッド能動／受動フィルタ中の能動フィルタインバータによって、不正確に同調された受動フィルタの動的補償と、選択した主高調波周波数での高調波遮断の双方が行われる。本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムは、同調した受動フィルタの設計上の特有の問題を提起する丈夫な給電系統と接続した負荷の高調波補償に特に応用可能である。本発明のハイブリッドフィルタシステムにおいて使用される小定格能動フィルタは、受動フィルタの感度の良い同調が丈夫な給電系統の有効な高調波補償を行うことを可能にするものである。
本発明のさらなる目的、特性並びに利点は、添付図面と関連して行う以下の詳細な説明から明らかとなるであろう。
【図面の簡単な説明】
図１は、同期位相基準フレームベースの制御装置で使用するような、三相から同期回転する二相への基準フレーム変換と、それに対応する数学モデルとを例示する。
図２は、同期位相基準フレームベースの制御装置で使用するような、同期回転する二相から三相への基準フレームへの変換と、それに対応数学モデルとを例示する。
図３は、本発明による並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムの回路図である。
図４は、多数の異なる主高調波周波数で同時に高調波遮断を行うための単一インバータと直列に接続する２つの受動フィルタを用いる、本発明による代替並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムトポロジーの回路図である。
図５は、代替並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムトポロジーを表す制御装置のブロック図であり、多数の異なる主高調波周波数で同時に高調波遮断を行うために単一能動フィルタインバータが使用される。
図６は、本発明による他の代替並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムトポロジーの回路図であり、多数の主高調波周波数で同時に高調波遮断を行うための、直列にインバータとつながる力率補正コンデンサ受動フィルタが用いられている。
図７は、本発明による並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムのブロック図であり、この能動フィルタインバータ制御システムの主要機能構成要素が示されている。
図８は、本発明のハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムのための同期位相基準フレームベースの制御装置のブロック図である。
図９は、本発明の能動フィルタインバータのための制御装置で用いることのできる三相から二相への基準フレーム変換装置の回路図である。
図10は、本発明の能動フィルタインバータのための制御装置で用いることのできる位相ロックループの回路図である。
図11は、本発明の能動フィルタインバータのための制御装置で用いることのできるスイッチ型コンデンサローパスフィルタの回路図である。
図12は、本発明の能動フィルタインバータのための制御装置で用いることのできる、二相から三相への同期位相基準フレーム変換装置の回路図である。
図13は、図８の能動フィルタ制御装置のためにフィードフォワード指令信号を導き出すために使用されるような、本発明による並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムの第５次高調波等価回路の回路図である。
図14は、受動フィルタのインピーダンス特性を選択して、異なる主高調波周波数で高調波遮断を行うための並列能動／受動フィルタブランチ間の総循環電流を最小化し、総能動フィルタインバータ定格を最小化する際に用いられる、受動フィルタインピーダンス対静電容量分布係数を示すグラフである。
図15は、DCバス制御要素を含む、本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムを表す同期位相基準フレームベースの制御装置のブロック図である。
図16は、図15の能動フィルタ制御装置用のフィードフォワード指令信号を取り出すために使用される、本発明による並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムの第５次高調波等価回路の回路図である。
図17は、本発明による、DCバス制御を備えた能動フィルタインバータ制御装置によって制御される能動フィルタインバータによって生み出される能動フィルタインバータ電圧成分の概略図である。
図18は、本発明による並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムのシミュレーションモデルの回路図である。
図19(a)と19(b)は、それぞれ、時間領域と周波数領域におけるシミュレーションによる電圧と電流波形を例示するグラフを示し、このグラフは不正確に同調された受動フィルタと、電源電圧高調波歪条件の下での図15の能動フィルタ制御装置とを用いる図18のシミュレーションモデルの動作を表す。
図20は、本発明による、DCバス制御を備えた能動フィルタインバータ制御装置によって制御される能動フィルタインバータによって生み出された能動フィルタインバータ電力潮流の概略図である。
図21は、本発明による並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムのブロック図であり、能動フィルタインバータ制御システムの主要機能構成要素はデジタルプロセッサを用いて実行される。
発明の詳細な説明
線路高調波電流の遮断によって２つの主高調波周波数で線路電力高調波の低減を行う、本発明による２つのハイブリッド並列能動／受動フィルタシステム32と34を用いる電力装置30の単一直線図が図３に例示されている。図３は、本発明のハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムを通常用いる三相電力装置30の単相の構成要素を例示するものである。典型的な電力装置30には三相電力線37によって非線形負荷38へ接続する三相電源36が含まれる。電源36によって与えられる電源電圧Ｖには電源電圧高調波歪が含まれていてもよい。通常、第５次及び第７次の高調波が電源電圧と電流の総高調波歪を支配する。通常、480Vの電源電圧レベルでの測定された電源電圧高調波歪は、変圧器の他の負荷や非線形性から生じる高調波電流のためにPCCで1%〜3%の範囲にある。IEEE519は最大許容（総）電圧歪を5%に制限しており、個々の高調波はPCCで3%を超えない。電源側は、電源36が電力線37と接続している共通接続ポイント(PCC)変圧器のリークインダクタンスを主として表す値Lsで示すインダクタンス40によって特徴づけられる。
高電力への応用でよく起こる典型的な非線形負荷38には、６パルスサイリスタや直流側インダクタ44を備えたダイオードブリッジ整流器フロントエンド42が含まれる。このような非線形負荷38によって第５次及び第７次の主高調波が電力線37上にかかる。サイリスタ整流器フロントエンドは通常無効電力補償を必要とする。負荷の無効電力需要を与えるように受動フィルタを設計するので、ハイブリッド能動フィルタはそのような応用に適している。第５次及び第７次の主高調波周波数のためのハイブリッドフィルタ32と34が図３に例示されている。６パルス整流器負荷の高調波補償にとってこれは適切であり、この代表的な応用例を詳細な説明の残りを通じて用いることにする。しかし、本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムを用いて単一主高調波周波数や他の組み合わせの主高調波周波数をフィルターしてもよいということを理解すべきである。12パルス整流器負荷に対しては第11次と第13次の高調波が支配する。従って、12パルス整流器負荷に対して、第11次と第13次の主高調波周波数をフィルターするために制御されるハイブリッドフィルタが適切なものになる。他の非線形及び混合された線形／非線形負荷38は電源36と接続してもよい。本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムを設計し、制御し、それによって能動的に同調して、ハイブリッドフィルタが用いられる特定の電源36と負荷38のために要求される、主高調波周波数の任意の組み合わせに対する高調波補償と遮断を行ってもよい。
各ハイブリッド並列能動／受動フィルタ32と34には、能動フィルタインバータ54又は56にそれぞれ直列に接続する受動フィルタ50又は52が含まれる。直列に接続している能動／受動フィルタ32と34は負荷38と並列に接続するようになっている。各受動フィルタ50又は52には、容量素子58又は60と、インダクタ62又は64とが、それぞれ含まれる。本発明の典型的な三相の応用例では、受動フィルタ50と52は電力装置30の各位相に対する別のコンデンサ／インダクタの対と共に実装されるということを理解すべきである。コンデンサ58又は60並びにインダクタ62又は64によって形成される共振回路は、高調波補償と遮断を必要とする選択した主高調波周波数に近似的に同調する。従って、図３に示す代表的なトポロジーでは、コンデンサ58と誘導子62は好適には第５次高調波周波数に近似的に同調し、コンデンサ60と誘導子64は第７次高調波周波数に近似的に同調することが望ましい。しかし、前に述べたように、L-C構成要素許容誤差のために受動フィルタ50と52の正確な同調は簡単には達成されない。さらに、高調波電流を吸収するフィルタ50と52の性能は、これらのフィルタがその一部である電力装置30の総インピーダンスの変分（ソースインダクタンス40の変分を含む）によって影響を受けることになる。電源36の総インピーダンスが選択した主高調波周波数で受動フィルタ50又は52のインピーダンスより低下すれば、より多くの高調波電流が受動フィルタの中へよりも電源36の中へ引き込まれることになる。そのため、能動フィルタインバータ54と56を用いてハイブリッドフィルタ32と34の能動同調が行われ、いずれの電源、受動フィルタ、あるいは負荷条件に対しても選択した主高調波周波数で高調波補償と遮断が達成される。
能動フィルタインバータ54と56は好適には方形波インバータとして実装することが望ましい。任意の従来の方形波インバータトポロジーを用いてもよい。また、PWMインバータのような他のインバータトポロジーを用いてもよい。しかし、PWMインバータの高いスイッチング周波数から結果として生じる大きなスイッチング損失のためにその応用は通常、0.5〜5MWの範囲の中電力非線形負荷38を持つ電力装置に限定される。方形波インバータとして実装する能動フィルタを使用することによって1〜50MW以上の範囲の大きな定格の産業用装置の負荷の高調波補償が可能となる。
能動フィルタインバータ54と56は三相インバータで、各インバータの位相が、ハイブリッドフィルタの各位相の受動フィルタ部分を形成するコンデンサ／誘導子対の一つと直列に接続している。能動フィルタインバータ54と56は受動フィルタ50と52と直接直列に接続してもよい。あるいは、従来の結合変圧器（図18参照）を使用して受動フィルタ50と52と直列に接続する方が望ましい場合もある。能動フィルタインバータ54と56を受動フィルタ50と52と接続するために直接接続を使うか結合変圧器を使うかは、要件を満たす定格を持つ能動フィルタインバータスイッチング装置、DCバスコンデンサ、及び用いるべき結合変圧器間のコスト最適化によって決まる。このコスト最適化はインバータと変圧器に対するメーカーのコスト構造に従って行うことができる。本明細書で説明するハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムトポロジーに対して、DCバス静電容量要件（従ってDCバス電圧リップル）を低減するために変圧器結合が通常必要となる。これはPWMインバータの電流または電圧定格をマッチさせるだけのために変圧器を印加する他の能動濾波システムとは異なる。
本発明のハイブリッド並列能動／受動フィルタシステム32と34によって主高調波周波数で線路高調波が低減されIEEE519のような高調波規格が満たされる。ハイブリッド能動／受動フィルタ32と34と並列に接続するオプションの完全受動広域フィルタブランチ66を使用して、電力線37からより高次の負荷電流高調波を濾波してもよい。受動広域フィルタ66には、三相電力装置電力線37の各位相と接続したコンデンサ68、インダクタ70、抵抗器72の素子が含まれる。
図３に例示した代表的な回路トポロジーで、分離能動フィルタインバータ54と56を用いて各主高調波周波数が濾波される。本発明による代替ハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムトポロジー80が図４に例示されている。この代替トポロジーシステム80では、単一の能動フィルタインバータ82が２つの受動フィルタ50と52に直列に接続している。２つの受動フィルタ50と52を２つの別の主高調波周波数に近似的に同調してもよい。あるいは、受動フィルタ50と52を他の周波数、例えば基本周波数での反共振に同調してもよい。本発明による単一の能動フィルタインバータ82を制御して、多数の主高調波周波数で同時に電圧信号を生成し、多数の主高調波周波数で高調波補償と遮断とを同時に行う。この代替ハイブリッドフィルタシステムトポロジー80で、能動フィルタインバータ82は好適にはPWMインバータとして実装することが望ましい。
代替トポロジーシステム80の能動フィルタインバータ82のための代表的な制御システムが図５に例示されている。能動フィルタインバータ82を制御して、一つ以上の主高調波周波数で同時に高調波補償と遮断とを行うために、以下に説明するようにそれぞれ個々の主高調波周波数についてインバータ制御信号が生成され、各主高調波周波数に対するこの制御信号は能動フィルタインバータ82を制御するために送られる前に一緒に加えられる。従って、例えば、高調波制御装置90は、高調波遮断のために第５次高調波周波数で高調波インバータ電圧指令信号を出力する。第５次高調波制御装置90は、能動フィルタインバータを制御する制御信号を生成する装置であるが、この装置は以下にもっと詳細に説明するように実装することができる。第５次高調波制御装置90には、第５次高調波インバータ電圧指令信号を生成するためのフィードバック92とフィードフォワード94構成要素を含めてもよい。同様に、フィードバック98とフィードフォワード100構成要素を含むことができる第７次高調波制御装置96は第７次高調波周波数で高周波インバータ電圧指令信号を出力する。フィードバック104とフィードフォワード106構成要素とを備えた追加の高調波制御装置102を使用して、他の選択した主高調波周波数でも同様に高調波インバータ電圧指令信号を出力してもよい。多数の主高調波周波数でのインバータ電圧指令信号は、サミング・ジャンクション108で結合され、能動フィルタインバータ82を制御するインバータスイッチング信号を生成するために変調器110へ出力される。DCバス制御インバータ電圧指令信号をサミング・ジャンクション108で高調波インバータ電圧指令信号と結合してもよい。以下にもっと詳細に説明するように、DCバス制御インバータ電圧指令信号は基本周波数でDCバス制御装置120によって生成され設計されて、能動フィルタインバータ82を制御し、インバータDCバスの補償を行う。
本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムのための他の代替トポロジー140が図６に例示されている。この代替実施例140では、受動フィルタは費用効果のある電力補正コンデンサ142を用いて実装される。出力インダクタンスを含む能動フィルタインバータ82を制御し、一つ以上の選択した主高調波周波数でインバータ電圧信号を生成し、選択した主高調波周波数で力率補正コンデンサ受動フィルタ142と組み合わせて高調波補償と遮断とを行う。各主高調波周波数について高調波インバータ電圧指令を独立に生成し、次いで能動フィルタインバータ82を制御するためにインバータ電圧指令を印加する前に各主高調波周波数についてインバータ電圧指令を一緒に加えることによって、能動フィルタインバータ82を制御して一つ以上の主高調波周波数で同時に高調波遮断と補償を行ってもよい（図５に関する上記の議論を参照）。多数の主高調波周波数で同時に補償と遮断を制御するために、能動フィルタインバータ82は好適にはPWMインバータとして実装することが望ましい。
本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムは制御され、電源電圧高調波歪が存在する中で入力AC電線37において主高調波周波数電流が最小化される。これは、主高調波周波数における電源電流isがゼロになるように能動フィルタインバータ電圧の位相並びに振幅を調整することによって達成される。この制御戦略は自動的に到来AC電源中に存在する電圧高調波に追従する。能動フィルタインバータ用制御装置は、好適にはこの制御戦略を実行して不正確に同調した受動フィルタ素子を用いて高調波遮断と補償を達成できるものが望ましい。能動フィルタ制御装置も好適には方形波能動フィルタインバータを制御して必要なDCバス調整を行うことができるものであることが望ましい。本発明によるDCバス調整を行うための能動フィルタインバータ制御装置については後にもっと詳細に説明する。
図７の概略ブロック図は本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステム32を例示するものであり、制御信号をハイブリッドフィルタ32の能動フィルタインバータ54へ出力し、本発明による能動フィルタインバータ54を制御しそれによって電源電圧高調波歪が存在する入力AC電力線37中の主周波数高調波電流を最小化するための能動フィルタ制御装置150の機能素子を備えている。能動フィルタ高調波制御装置152によって、能動フィルタインバータ54へ出力され選択した主高調波周波数でインバータ電圧信号を生成し、高調波遮断と補償機能を果たす高調波インバータ制御信号が生成される。高調波制御装置152は、好適には同期位相基準フレーム(SRF)ベースの制御装置として実装することが望ましい。測定した三相信号値を二相同期回転基準フレーム信号値に変換し、これらの二相基準フレーム信号値を操作して二相インバータ電圧指令信号を生成し、この二相インバータ電圧指令信号を三相インバータ電圧指令信号へ変換し、この三相インバータを出力して能動フィルタインバータ54を制御することによって、SRFベースの制御装置は作動する。本発明によれば、高調波インバータ電圧指令信号を生成するために使用する測定した三相値は三相電源電流i_sである。電流変圧器などのような従来の方法でこの電源電流i_sを測定してもよい。この測定した三相電流値は、濾波の対象となる選択した主高調波周波数で同期回転する二相基準フレーム信号値に変換される。従来の方法でこの変換を行ってもよい。前に説明したように、三相から二相への相数変換は主高調波nで位相角信号値Θ_nから計算したcosΘ_nとsinΘ_n信号値を必要とする。例えば、Θ_n信号値を生み出すために測定したフィルタ端子電圧V_loadに対する位相ロックループ(PLL)154と、位相ロックアングルΘ_nからcosΘ_nとsinΘ_n信号値を出力するための参照用テーブル156とを用いる従来の方法で、これらの信号値を生成してもよい。負荷電圧(V_load)でもあるフィルタ端子電圧を従来の方法で測定してもよい。二相高調波インバータ電圧指令信号を三相高調波インバータ電圧指令信号へ変換する際に、PLL154と参照用テーブル156も使用される。より高速な応答を行うために、高調波制御装置152には以下にもっと詳細に説明するフィードフォワード指令計算機を含めてもよい。フィードフォワード指令計算機は、二相同期回転基準フレームにおいてフィードフォワード指令を生成するものである。用いられるこの特別のフィードフォワード指令生成装置（この開示文書で詳細に２つのオプションを説明する）に依るが、フィードフォワード指令生成装置は、測定した三相負荷電流i_load、電源電圧V_sおよび／またはフィルタ電流i_f（選択した主高調波周波数で二相同期回転基準フレーム信号値に変換した値）を必要とする場合がある。これらの電流と電圧は従来の方法で測定してもよい。測定された電流と電圧の三相から二相への相数変換は、PLL154と参照用テーブル156によって与えられる主高調波nでsinΘ_nとcosΘ_n値を用いて従来の方法で行ってもよい。
能動フィルタインバータ54は、DCバス160の両端の電圧から選択した主高調波周波数でインバータ電圧信号を合成する。能動フィルタインバータ54を制御して、DCバスコンデンサ160の両端の所望のDCバス電圧レベルを維持することにより、インバータDCバス160の電力平衡を達成し、インバータ54の損失を補償するために用いられるDCバス制御インバータ電圧指令信号がDCバス制御装置158によって生成される。以下にもっと詳細に説明するように、基本周波数と主高調波周波数でエネルギーを交換することによってDCバス160の電力平衡は達成される。DCバス制御装置158は好適にはSRFベースの制御装置として実装されることが望ましく、また、以下にもっと詳細に説明するように、選択された構成要素を高調波制御装置152と共有してもよい。DCバス制御装置158は、DCバス基準電圧信号V_dc ^*（高調波制御装置152によってつくられた信号から便宜的に生成したものであってもよい）や、DCバスコンデンサ160の両端で測定した電圧V_dc、並びに測定した三相フィルタ電流値i_fに基づいて三相DCバス制御インバータ電圧指令信号を生成する。これらのフィルタ電流値i_fは例えば電流変圧器などを用いる従来の方法で測定してもよい。DCバス制御装置158は、測定した三相フィルタ電流値i_fを基本周波数で二相同期回転基準フレーム信号値に変換することを必要とする。前に説明したように、基本周波数で位相角Θを生成するためのフィルタ端子電圧V_loadに対するPLL162と必要とされるcosΘとsinΘ信号値をDCバス制御装置158へ出力するための参照用テーブル164とを用いる従来の方法でこれを達成してもよい。同様にして、PLL162と参照用テーブル164とによって出力した信号を用いて、二相DCバス制御インバータ電圧指令信号は三相DCバス制御インバータ電圧指令信号へ変換される。
高調波制御装置152によって生成した高調波能動フィルタインバータ電圧指令信号は、能動フィルタインバータ54を制御するために印加する前に中継部166でDCバス制御装置158からのDCバス制御インバータ電圧指令信号と結合される。中継部166において、PWM変調（以下にもっと詳細に説明する）が生じ、その中で能動フィルタインバータのためのスイッチング信号がこの結合した高調波とDCバス制御インバータ電圧指令信号から生成される。それによって能動フィルタインバータ54が同時に制御され、選択した主高調波周波数で高調波遮断／補償の両機能が行われ、また、DCバス制御と電力平衡とが行われる。図７だけが、単一主高調波周波数を濾波するための単一の本発明による並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムを例示することに留意されたい。分離した高調波制御装置152とDCバス制御装置158が、選択した主高調波周波数を濾波するために使用される各分離能動フィルタインバータのために使用される。図４と図６を参照して説明した代替ハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムトポロジー80と140における様に、一つ以上の主高調波周波数の高調波遮断と補償を同時に行うために単一の能動フィルタインバータ82を使用しなければならない場合には、図５に例示されているように能動フィルタインバータ82を制御するために制御信号を印加する前に、多数の高調波制御装置152からの能動フィルタインバータ制御信号を結合してもよい。
本発明で用いる代表的なSRFベースの高調波制御装置152を図8を参照してもっと詳細に説明する。この代表的な制御装置は、能動フィルタインバータ54を制御して、第５次高調波周波数で高調波補償／遮断を行うための制御信号を出力する。他の主高調波周波数のための制御装置も同様に実装される。フィードバック制御は、電流変圧器又は他の従来の電流測定装置を用いて測定した三相電源電流i_sa、i_sb、i_scに基づく。この測定した電源電流信号値は、三相から二相への同期位相基準フレーム変換装置170へ印加される。図１に関連して前に説明したように、三相から二相への相数変換装置170を従来の方法で実装して三相電源電流信号値i_sa、i_sb、i_scを二相同期回転電源電流信号値i_q ^eとi_d ^eへ選択した主高調波周波数（すなわちこの場合第５次高調波周波数）で変換してもよい。従って、三相から二相への同期位相基準フレーム変換170ではsinΘ₅とcosΘ₅信号値が用いられるが、これらの信号値は測定した端子電圧V_loadに対するPLL154と参照用テーブル156とによって生成され、三相から二相への相数変換が行われる。
三相から二相への同期位相基準フレーム変換170を実行するための代表的な回路が図９に例示されている。増幅器回路171を使用して三相信号から二相への定常ds-qs基準フレームの初期変換が行われる。この回路は三相基準電流i_a、i_b、i_c間の関係を利用するものである。i_c＝−i_a−i_bであるので、相数変換を行うためには２つだけの被測定相電流i_aとi_bを必要とする。従って、第一の増幅器回路172はi_aからi_q ^sを生成する。同様に、第２の増幅器回路173は、測定した三相電流信号i_aとi_bに基づいて定常二相基準フレームに信号i_d ^Sを生成する。増幅器回路172と173によって、式１によって定義したような適当な定数を掛けたi_aとi_bを組み合わせることによって定常二相基準フレームにi_d ^sとi_q ^sが生成される。これら２つの増幅器回路172と173は全く同一のものであるが、増幅器回路172中の抵抗器174と、増幅器回路173中の抵抗器175と176とはi_aとi_b間の所望の比率を持つマルチプライヤを与えi_q ^sとi_d ^sを形成するために選ばれた抵抗値を持っていることに留意されたい。各増幅器回路172と173における抵抗器177と178、及び背面結合ツェナーダイオード179と180はそれぞれi_q ^sとi_d ^s量のスケールを低減するための分圧器と減圧器を与えるものである。
sinΘ_nとcosΘ_n単位ベクトルの乗算は、AD2S100又はAD2S105のような集積回路ACベクトルプロセッサー・チップ181を用いて、図９に示すSRF変換回路170で達成される。定常位相基準フレーム信号i_q ^sとi_d ^sは、それぞれsinΘとcosΘの入力時にベクトル・プロセッサ181へ入力される。回転二相基準フレーム信号値i_q ^eとi_d ^eはベクトル・プロセッサ181から出力される。定常二相基準フレーム信号値i_q ^sとi_d ^sとが回転して二相基準フレーム信号値i_q ^eとi_d ^eを形成する量は位相角Θを表すデジタル信号によって決定され、この量は、ベクトル・プロセッサ181の入力端子につながるライン182に印加される。ライン182は、式２によって要求されるn番目の高調波周波数でcosΘ_nとsinΘ_n値に対応するベクトル・プロセッサ181内の参照用テーブルへの入力端子である。従って、図７の参照用テーブル機能156はベクトル・プロセッサ181で実行される。他の回路を用いて、三相から定常二相への基準フレーム変換を行い、定常から同期回転二相量への変換を達成してもよい。例えば、マイクロプロセッサやデジタル信号プロセッサ(DSP)を使用する三相から二相への相数変換170のデジタル実施例を用いてもよい。
定常から回転への二相変換は好適には測定されたフィルタ端子電圧V_loadに対する位相ロックループ(PLL)154から導き出されるcosΘ_nとsinΘ_n値に基づくことが望ましい。図９に示す三相から二相へのSRF変換回路170について対応するPLL154が図10に例示されている。任意の一つの位相に対するニュートラルフィルタ端子電圧V_load（V_fで示される場合もある）へつながるラインは集積回路183の入力端子へ印加される。回路183のクロック信号出力は、直列に接続している10進カウンタ184と２進カウンタ185、並びに２進カウンタ186中のカウントを増分する。２進カウンタ186の出力はΘ_nに対応するアドレス信号である。
但しこの場合、n＝5（第５次高調波）である。これらの信号はインバータ187によって逆変換されライン182に印加される。このラインで信号は所望のsinΘ_nとcosΘ_n値を含む内部参照用テーブル用アドレスとして図９のベクトル・プロセッサ181のようなベクトル・プロセッサ回路によって使用される。この場合、第５次高調波は基本周波数に関して負すなわち逆方向の回転を持っているのでインバータ187が使われる。２進カウンタ185の出力はV_fの基本周波数（例えば60Hz）における信号パルスである。この信号は入力として集積回路183へ戻される。集積回路183によってそのクロックレート出力が調整され、V_f入力信号でカウンタ185から位相ロック中へ受信される信号がもたらされる。マイクロプロセッサまたはデジタル信号プロセッサ(DSP)においてデジタルで実行されるPLLを含む他のPLL回路も使用することができる。注目すべき点は、この応用例で三相から二相への相数変換またはPLLの使用が必要とされる場合にはどこにでも、代表的な三相から二相への相数変換といま説明したPLL回路をわずかに変更して使用できるということである。
選択した主高調波周波数で三相電源電流信号値i_sa、i_sb、i_scを二相同期回転ソース電流信号値i_q ^eとi_d ^eに変換する際、測定した電源電流信号値の主高調波周波数成分は二相ソース電流信号値i_d ^eとi_q ^eのDC成分へ変換される。従って、電源電流i_sの主高調波電流成分に対応する信号i_qf ^eとi_df ^eは、二相電源電流信号値i_q ^eとi_d ^eの低域通過濾波によって位相遅れなしに簡単に抽出することができる。二相電源電流信号i_q ^eとi_d ^eからDC主高調波成分を抽出するために使われる低域通過フィルタ188と190は、好適には最大限に平坦なバターワースローパスフィルタによって実現されることが望ましい。適当なカットオフ周波数（例えば10Hz）を持つ第６次スイッチ型コンデンサローパスフィルタのような、他の従来型の低域通過フィルタの設計を利用してもよい。位相遅れを導入せずに低域通過フィルタを用いて測定した電流や電圧信号から主高調波成分を抽出する能力はSRFベースの制御装置の著しい利点である。ほとんどの他の制御装置は高調波と基本周波数の双方でかなりの位相シフトを導入している。
低域通過フィルタ288と190は、図11に例示したタイプのスイッチ型コンデンサ低域通過フィルタ191を用いて実装してもよい。スイッチ式コンデンサ低域通過フィルタ191では、集積回路スイッチ192が切り替わり入力信号からDC成分が抽出される。増幅器回路193は出力バッファを低域通過フィルタ191に出力する。言うまでもなく、アナログサーレンキー型アプローチを用いるLPFやデジタル信号プロセッサ(DSP)に実装されているデジタルLPFのような他の低域通過フィルタ設計を用いることもできる。注目すべき点は、この仕様でLPFの使用が必要とされる場合にはどこにでも、いま説明したスイッチ式コンデンサLPFを使用できるということである。
測定した電源電流の主高調波成分に対応する濾波された信号値は、中継部194と196で、それぞれ電源電流基準指令信号値i_q ^e*とi_d ^e*と比較され、電源電流高調波誤差信号が出力される。この目的は電源電流の主高調波成分をゼロまで追いやることであるので、主高調波電源電流基準指令信号値i_q ^e*とi_d ^e*は双方ともゼロにセットすることが望ましい。選択した主高調波周波数での測定した電源電流と選択した主高調波周波数での所望の電源電流との間の差分を表す電源電流高調波誤差信号は、比例積分(PI)調整装置200と202に印加される。PI調整装置200と202は従来の方法で実装してもよい。PI調整装置200と202の出力は、二相同期回路基準フレームにおける高調波インバータ電圧指令信号i_q ^e*とi_d ^e*である。この二相高調波インバータ電圧指令信号をサミング・ジャンクション210と212でフィードフォワード指令計算機240からのフィードフォワード電圧指令信号と結合してもよい。フィードフォワード指令計算機240について以下にもっと詳細に説明する。二相高調波インバータ電圧指令信号は、二相から三相への同期位相フレーム変換214によって二相同期回転基準フレームから三相インバータ電圧指令信号V_inva ^*、V_invb ^*、V_invc ^*へ変換される。二相から三相への同期位相フレーム変換装置214は図２に関連して先に説明した二相から三相への相数変換を行う従来の方法で実装してもよい。この二相から三相への基準フレーム変換は主高調波周波数で達成され、従って、この場合sinΘ₅とcosΘ₅信号値を必要とするが、このsinΘ₅とcosΘ₅信号値はフィルタ端子電圧V_loadに対するPLL154と参照用テーブル156とによって出力されるものであってもよい。
代表的な二相から三相への相数変換回路214の回路図が図12に例示されている。反転増幅器215がk＝−1（この場合V_d ^c値を表す）の乗算を実行する。これは第５次高調波のような負数列については適当である。集積回路ベクトルプロセッサー・チップ216は二相回転から二相定常への変換を行う。Θ_nに対応するPLL154からライン182でアドレス信号によってアドレスされた内部参照用テーブルによって回路216で、式３によって要求されるような、必要なsinΘ_nとcosΘ_nの乗算が実行される。定常二相基準フレームにおける電圧値を表すベクトル・プロセッサ216の出力値は増幅器回路217に印加され、この増幅器回路は式４が要求する定数を定常二相基準フレーム信号値に乗算して二相信号値を三相信号値へ変換する。デジタル信号プロセッサ回路を含む他のアナログ回路又はデジタル回路を使用して二相から三相への相数変換214を実行してもよい。注目すべき点は、この仕様で二相から三相への相数変換が必要とされる場合にはどこにでも、この代表的な二相から三相への相数変換回路をわずかに変更して使用できるということである。
三相高調波インバータ電圧指令信号V_inva ^*、V_invb ^*、V_invc ^*は変調器218へ出力される。変調器218は、インバータ電圧指令信号から能動フィルタインバータ54中のスイッチング装置に対してインバータスイッチング信号S_a、S_b、S_cを生成する。従って、例えば、方形波能動フィルタインバータ54のインバータスイッチに対して方形波インバータゲート信号を生成する方形波又はスイッチング角計算機として変調器218を実装してもよい。インバータスイッチング信号を生成するための代表的な構造と方法をインバータ54のDCバス制御に関連して以下にもっと詳細に説明する。この結果得られる、インバータ54によって生成される三相インバータ電圧信号V_a、V_b、V_cは、フィルタ端子電圧あるいは負荷電圧V_loadに、選択した主高調波周波数で電源電圧V_sに追従させ、近似的にゼロになるまで選択した主高調波周波数で電源電流が調整される。
前に説明したように、図８に例示したトポロジーと同様のSRFベースの制御装置トポロジーを用いて能動フィルタインバータ56（図３参照）を制御し、第７次高調波のような他の主高調波周波数で高調波遮断と補償を行ってもよい。このような制御装置では、同期位相基準フレームが他の主高調波周波数で回転することになる。例えば、第７次高調波周波数では、同期位相基準フレームは基本周波数の７倍で回転する。従って、sinΘ₇とcosΘ₇値を用いて三相から二相への、また、二相から三相への同期位相フレーム変換を行うことによってSRF変換は達成される。測定したソース電流の主高調波成分を位相遅れなしに抽出できるSRFベースの制御装置152のヘテロダイン特性によって、ゼロ定常偏差でPIベースの調整装置200と202を有効に使用することが可能となる。制御装置152は選択した主高調波周波数での高調波遮断を保証し、全ての主高調波周波数負荷電流高調波を対応する受動フィルタ中へ抑え込む。注目すべき点は、アナログハードウェア、アナログとデジタルハードウェアの組み合わせを用いて、あるいはデジタル信号プロセッサ(DSP)又は同様のデジタルプログラム可能装置によって制御装置トポロジー152を実施できるということである。
次にフィードフォワード指令計算機240の動作を説明する。フィードフォワード指令計算機240によって、二相同期回転基準フレームでフィードフォワード指令信号が出力され、これらの指令信号はPI調整装置200と202によって生成された二相高調波インバータ電圧指令信号（フィードバック制御信号である）と結合される。フィードフォワード指令信号の効果は、より有効に能動フィルタインバータ54を制御して、電源ライン37にかかる高調波歪により高速に応答し、それによって高調波歪をより有効に低減することである。注目すべき点は、フィードフォワード指令計算機240は高調波制御装置152のオプションの特性であり、ハイブリッド並列能動／受動フィルタシステム32の高電力への応用例を含む全ての応用例において必ずしも必要なものではないということである。さらに注目すべきことは、様々な方法と構造を用いてフィードフォワード指令信号を生成することもできるという点である。このようなオプションの一つを以下直ちに詳細に説明し、図15の能動フィルタインバータ制御装置に関連してもう一つのフィードフォワード指令生成装置トポロジーをその後詳細に説明する。
図13を参照するとフィードフォワード指令計算機240の動作を最もよく説明できる。本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムがSRFベースの制御装置152によって制御され、選択した主高調波周波数で高調波遮断が達成されることを思い出していただきたい。図13は、このような高調波遮断条件の下で図３に例示した電力装置30の第５次高調波等価回路を例示するものである。高調波遮断の下で、第５次高調波電源電流はi_s5＝０である。第５次高調波受動フィルタ50の第５次高調波電流(i_f5.5th)と、第７次高調波受動フィルタの第５次高調波電流(i_f7.5th)とは、第５次高調波能動フィルタ方形波インバータ54によって生成されるインバータ電圧V_inv5と、第５次高調波負荷電流i_load.5thという観点から次式によって表すことができる。

ここで、Z_f5.5thとZ_f7.5thとはそれぞれ第５次高調波受動フィルタ50と第７次高調波受動フィルタ52に対する、第５次高調波周波数での受動フィルタインピーダンスである。
従って、

ここでω₅は−5ω_e（基本周波数の５倍）であり、r₅とr₇はそれぞれ第５次及び第７次の高調波受動フィルタ50と52の抵抗であり、L_f5とL_f7はそれぞれ、第５次及び第７次の高調波受動フィルタ50と52のインダクタンス62と64であり、C_f5とC_f7はそれぞれ第５次及び第７次の高調波受動フィルタ50と52の静電容量58と60である。
本発明による電源電流isでの第５次高調波周波数での高調波遮断はインバータ電圧v_inv5を制御して、第５次高調波周波数v_load.5thでのフィルタ端子電圧が第５次高調波周波数v_s.5thでの電源電圧に追従するようにすることによって達成される。従って、

第７次高調波周波数能動フィルタインバータ56に対するインバータ電圧を同様に決定することができる。

式10と式11で導き出された能動フィルタインバータ電圧v_inv5とv_inv7は選択された周波数で高調波遮断を達成する実行可能性を示している。v_inv5とv_inv7の解はフィードフォワード指令信号として有効に利用され、二相高調波インバータ電圧指令信号と結合して本発明のハイブリッドフィルタシステムのダイナミック性能の改善が行われる。注目すべき点は、電力装置30の単純化された等価回路（図13）においてインバータ電圧振幅と位相に対する一点解が存在するということである。もっと複雑なシステムについてはもっと精巧な最適の検索アルゴリズムを用いてもよい。
図８に例示した、第５次高調波能動フィルタインバータ制御装置152に対して、フィードフォワード指令計算機240は式10を実行し、二相同期回転基準フレーム中にフィードフォワード指令信号としてv_inv5を生成する。式10を調べると、フィードフォワード指令v_inv5を生成するために電源電圧v_s.5thの第５次高調波成分と、負荷電流i_load.5thの第５次高調波成分とが必要であることが明らかである。第５次高調波周波数での三相から二相への同期位相フレーム変換を用いてこれらの高調波周波数成分信号値を導き出してもよい。従って、測定した三相電源電圧値v_sa、v_sb、v_scを三相から二相への同期位相フレーム変換装置242へ出力することができ、この変換装置242がcosΘ₅とsinΘ₅信号値とを用いて第５次高調波周波数で二相同期回転基準フレーム信号値へ三相電源電圧値を変換する。これによって電源電圧の第５次高調波成分は、二相同期回転基準フレームでDC信号値に変換され、これらのDC信号値は順に位相遅れなしに低域通過フィルタ244と246によって抽出される。あるいは、測定電源電圧に対して高速フーリエ変換を行うことによって電源電圧の第５次高調波成分を得ることもできる。測定した三相負荷電流値i_loada、i_loadb、i_loadcは、三相から二相への同期位相フレーム変換装置248へ出力され、この変換装置によって三相負荷電流信号は、cosΘ₅とsinΘ₅値とを用いて第５次高調波周波数で二相同期回転基準フレーム信号値へ変換される。同期位相基準フレーム変換248は二相同期回転基準フレームで負荷電流の第５次高調波成分をDC信号へ変換する。このDC成分は、位相遅れなしに低域通過フィルタ250と252によって抽出される。低域通過フィルタ244と246並びに250と252から出力されたDC信号はフィードフォワード指令計算機240へ出力される。このフィードフォワード指令計算機240は、電源電圧と負荷電流高調波成分信号値とを用いて式10に従って、フィードフォワード指令電圧信号v_inv5を生成する。注目すべき点は、電力装置30の単純化された等価回路（図13）において、インバータ振幅と位相に対する一点解が存在するということである。もっと複雑なシステムに対しては、より精巧な最適の検索アルゴリズムが必要となるかもしれない。そのような場合には、結果として得られる第５次高調波能動フィルタインバータ電圧v_inv5に対するより精巧な解に基づいて、フィードフォワード指令計算機240によってフィードフォワードインバータ電圧指令信号が生成されるであろう。デジタルプロセッサを用いるアナログ回路構成で、あるいはアナログ回路構成とデジタル回路構成とを組み合わせてこのフィードフォワード指令計算機を実装してもよい。
一つ以上の主高調波周波数濾波を行うための分離したハイブリッド能動フィルタブランチを含むハイブリッド並列能動／受動フィルタシステム設計する際に重要なことは循環電流が受動フィルタに負荷をかけすぎないことを保証することである。図３に例示したハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムの応用例では、循環電流は第５次及び第７次の受動フィルタ50と52間の高調波電流を参照する。高調波遮断が第５次及び第７次の高調波周波数で達成されると、式５と式６の中に式10を代入することによって第５次及び第７次の高調波受動フィルタ50と52中の第５次高調波電流を導き出すことができる。

同様に、第７次と第５次高調波受動フィルタ52と50の中の第７次高調波電流は以下のように導き出すことができる。

受動フィルタブランチ50と52の間の循環第５次及び第７次の高調波電流は、v_s.5thとv_s.7thによって示される電源電圧高調波が存在する下での高調波遮断の結果として、v_s.5th/z_f7.5thとv_s.7th/z_f5.7thとしてそれぞれ明瞭に特定することができる。
第５次及び第７次の受動フィルタ50と52の設計において、総静電容量は負荷38の基本無効電力要件によって制約される。第５次及び第７次の受動フィルタブランチ50と52との間で異なる比率で静電容量を配分することによって、総循環電流と能動フィルタ定格を最小化する目的でブランチのインピーダンス特性を制御することができる。第５次高調波受動フィルタ50の第７次高調波周波数インピーダンス(z_f5.7th)と第７次高調波受動フィルタ52の第５次高調波周波数インピーダンス(z_f5.5th)対第５次高調波受動フィルタ50と第７次高調波受動フィルタ52間の異なる静電容量配分比率が図14に例示されている。循環電流を最小化するために、第５次高調波受動フィルタは第７次高調波周波数でハイインピーダンスを示すべきであり、その逆もまた同様である。能動フィルタ定格を最小化するためには基本無効フィルタ電流を平等に配分しなければならない。それゆえ、最適の方法は、図14に例示されているように受動フィルタ間で静電容量を平等に配分することである。従って、第５次高調波受動フィルタ50の静電容量58は、C5＝a×C_totalとなり、第７次高調波受動フィルタ52の静電容量60は、C7=(1-a)×C_totalとなる。第５次及び第７次の高調波受動フィルタ50と52のインダクタンス62と64(L_f5とL_f7)は受動フィルタ50と52をそれぞれ第５次及び第７次の高調波周波数で同調するように適宜設計される。本システムの推奨実施例では、能動フィルタインバータ定格を最小化するためにa＝0.6で静電容量は平等に配分される。この設計アプローチはまた受動フィルタブランチ50と52との間での無効電力補償を平等に配分するものである。
本発明による高調波遮断を達成するための方形波能動フィルタインバータの制御は、インバータ電圧信号合成の元になるインバータDCバス電圧が維持されることを必要とする。PWMインバータに対しては一定のDCバス電圧を維持しなければならない。方形波インバータに対してはDCバスを制御して必要なインバータ出力電圧を出力しなければならない。これは、入力整流器電圧電源を用いてDCバス電圧を供給する従来の方法で達成してもよい。しかし、本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムの推奨実施例において、DCバスの電力平衡を達成するDCバス制御方式が用いられる。本発明によれば、基本周波数で、また、濾波されている主高調波周波数（第５次高調波能動フィルタ54に対する第５次高調波など）でエネルギーを交換することによってDCバスの電力平衡は達成される。このDCバス制御方式は、並列能動フィルタや、ハイブリッド直列能動フィルタシステムのような他のハイブリッド能動フィルタシステムで使われる以前知られていたDCバス制御方式とは異なるものである。従来のシステムでは、能動フィルタインバータの両端の基本電圧と同相の基本電流を生成するか、能動フィルタインバータ中を流れる基本電流と同相の能動フィルタインバータによって出力される基本電圧を生成するかのいずれかによってDCバス電圧を維持し、必要な有効電力が供給されてインバータの損失が補償された。それ故、これらの今まで知られていたシステムトポロジーでは、有効電力潮流は基本周波数においてのみ発生する。しかし本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムでは、主高調波周波数電流と能動フィルタによって生成される高調波周波数電圧信号の相互作用（積）に起因する有効電力潮流が生じることが望ましい。
次にDCバスの電力平衡を達成するためのDCバス制御を第５次高調波周波数で動作する能動フィルタインバータ54を参照しながら説明する。高調波補償と遮断を必要とする他の主高調波周波数で動作する能動フィルタインバータに対して全く同様の制御方式を用いることができることを理解すべきである。
本発明によれば、前に説明したように、能動フィルタインバータ54は、電源36と負荷38との間で高調波遮断を達成するように高調波電圧信号を生成する。これによって主高調波周波数でインバータの中へ有効電力潮流が起こされ、インバータはDCバスコンデンサ160両端のインバータDCバス電圧を充電・放電する。フィルタブランチ中の主高調波周波数電圧と電流の積に起因する、インバータ54の中へ起こされたこの有効電力潮流は、能動的に制御することができず、それ故他の何らかの周波数での有効電力による平衡を必要とする。この有効電力平衡を他の選択した主高調波周波数で達成することはできない。その理由は、他の高調波周波数でインバータを制御して電力平衡を行おうと試みる一方で同時に他の主高調波周波数で高調波遮断の本来の機能を達成しようとする試みると結果として衝突が生じるからである。他の高調波周波数で試みる有効電力平衡を行った結果電源電流高調波も生じる。それ故、DCバスを平衡する機能は好適には基本周波数のみで達成することが望ましい。
本発明によれば、能動フィルタインバータ54を制御して、基本周波数電流と同相の基本周波数電圧がフィルタ32中に生成され、有効電力平衡が達成され、インバータの損失が補償される。ハイブリッドフィルタシステム32の高調波遮断機能は、インバータ出力の基本電圧を付加することによって影響を受けることはない。なぜなら、生成される基本周波数電圧信号は、能動フィルタインバータ54によって生成される高調波周波数電圧信号に依存していないからである。本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムの動作に対するこの制御方式は、そのようなシステムにおけるインバータDCバスをサポートするエネルギー貯蔵装置や追加電源を不要にするものである。この点が、DCバス用のDCエネルギー貯蔵装置や追加電源を必要とし、電源電圧歪が存在して高調波遮断を達成ことができない従前のハイブリッド並列能動フィルタシステムに対する、本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムの要となる利点である。受動フィルタコンデンサ58の両端の基本電圧と比較すると注入される電圧が非常に小さいので、電源ライン37上への基本電圧信号の注入はこのシステムの無効電力補償に対して何ら重要な影響を与えない。
本発明による、能動フィルタインバータ54を制御しインバータDCバスの電力平衡を達成するためのSRFベースの制御装置150が図15に例示されている。SRFベースの制御装置150には、DCバス制御のみならず、主高調波周波数で高調波遮断と補償を行うための能動フィルタインバータ54を制御する高調波制御装置152とDCバス制御装置158の構成要素が含まれる。高調波補償と遮断を行うための能動フィルタインバータ54の制御が、高調波SRF制御装置構成要素152によって行われるが、この構成要素には前に説明したように、フィードバック制御が含まれ、また、オプションとして、フィードフォワード制御構成要素が含まれる。このフィードバック制御要素の動作については図８に関連してすでに説明した。前に説明したように、三相電源電流isa-cが測定され、三相から二相への同位相フレーム変換170によって第５次高調波周波数で二相同期回転基準フレーム信号に変換される。この変換は、低域通過フィルタ188と190が抽出するDC信号値へ電源電流の第５次高調波成分を変換するものである。第５次高調波電流成分に対応する、フィルターしたDC信号値i_q ^eとi_d ^eとの間の差分194と196をとることによって生成される電源電流高調波誤差信号と、ゼロにセットされる基準値i_q ^e*とi_d ^e*とは、PI調整装置200と202に印加される。PI調整装置200と202は、二相同期回転基準フレームで高調波インバータ電圧指令信号V_q ^e*とV_d ^e*を生成する。
高調波インバータ電圧指令信号は、高調波遮断を達成するために生成する能動フィルタインバータ電圧信号に対応する。二相高調波インバータ電圧指令信号は、（第５次）主高調波周波数での三相から二相への同位相フレーム変換214による三相基準フレームの中で三相インバータ電圧指令信号V_5tha ^*、V_5thb ^*、V_5thc ^*に変換される。３位相搬送波形、tri_5tha、tri_5thb、tri_5thcは、三相三角搬送波波形生成装置400による三相高調波インバータ電圧指令信号から生成してもよい。３位相搬送波形tri_5tha-cは、互いから120°だけ移相し、180°位相を異にした第５次高調波インバータ電圧指令信号に同調した三角波形である。
サミング・ジャンクション210と212で二相高調波インバータ電圧指令信号とフィードフォワード指令信号を結合してもよい。前に説明したように、フィードフォワード指令信号の使用は高調波制御装置152の性能を高めるオプションの特性である。注目すべき点は、図８と関連して前に説明したフィードフォワード指令信号生成装置を、本発明による図15のDCバス制御を含めてSRF制御装置とともに適切に使用できないということである。しかし、図15の制御装置を参照して説明するフィードフォワード指令信号生成装置402は、図８に関連して説明した制御装置構造は使用できるが、説明のこのタイプのDCバス制御装置158を使用することはできない。
図15に例示したフィードフォワード指令信号生成装置402の動作は図16を参照して最もうまく説明することができる。この装置は図３のハイブリッド並列能動／受動フィルタを応用した第５次高調波周波数の等価回路である。図22の第５次高調波周波数のこの等価回路を参照すると、もし高調波遮断が達成されればi_s.5th＝０となり、第５次高調波フィルタ電流を次のように表すことができる。

ここでZ_f5.5thとZ_f7.5thは、それぞれ、前に式７と式８で定義したような、第５次高調波受動フィルタ50と第７次高調波受動フィルタ52の第５次高調波周波数における受動フィルタインピーダンスである。典型的な60Hzシステムに対して、ω₅＝−300×2π（すなわちω₅＝5ω_e、ここでω_eは基本周波数を表す）であることに留意されたい。整流器負荷38によって生成される第５次高調波電流は負の数列で表されるので負の値が用いられる。V_inv5.5thとV_inv7.5thは、第５次及び第７次の高調波能動フィルタインバータ54と56の第５次高調波電圧成分を表す。電源電圧高調波V_s.5が高調波遮断の条件下でフィルタ電流高調波i_f5．5thに影響を及ぼさないということを式16は示している。電源と負荷の間の高調波遮断を達成することができれば受動フィルタ構成要素の電流定格は電源電圧高調波に依存しなくなるであろう。
高調波電流が電源36の中へ流れ込むのを防ぐために、負荷端子での第５次高調波電圧V_load.5thは電源高調波電圧V_s.5thに追従しなければならない。従って、

式16〜18に基づいて、高調波遮断を達成するために必要なインバータ電圧が導きだされる。

式19は、本発明のハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムで高調波遮断が達成される実行可能性を示す。第５次高調波周波数V_inv7.5thでの第７次高調波能動フィルタインバータ電圧は第５次高調波受動フィルタインピーダンスZ_f5.5thが小さければ、高調波遮断に対して重要な影響を与えないということも式19は示している。
フィードフォワード制御を用いてインバータ全体の制御を２つの点で改善することができる。フィードフォワード制御を用いて、電源電圧高調波の追従を改善して高調波遮断を達成するのみならず受動フィルタ50の不正確な同調を修正することができる。
フィードフォワード制御装置の第一の構成要素は受動フィルタ50の同調を行う。式19は、受動フィルタ(Z_f5.5th＝０)の同調が一方のフィルタブランチの能動フィルタインバータ56の側波帯電圧V_inv7.5thを遮断することを示している。
同調電圧指令信号v_tuning.5は、好適には能動フィルタインバータ54の制御に基づいて、選択した主高調波周波数で能動インピーダンスを出力し受動フィルタ素子の不正確な同調を補償することが望ましい。そのような制御システムで、能動インピーダンス指令が生成され、この指令を用いて能動フィルタインバータを制御し、並列接続している受動フィルタのインピーダンスを選択した高調波周波数で同調するための制御信号が生成される。本発明によれば、能動インピーダンス指令は、選択した主高調波周波数で同調電圧指令信号v_tuning.5thを生成するために使用される。本発明によれば、能動インダクタンス指令L_cmd5と能動抵抗指令r_cmd5は、選択した主高調波周波数で負荷端子電圧成分v_load.5とフィルタ電流成分i_f5.5とから計算される。これらの高調波電圧と電流成分信号は、三相負荷電圧の測定値と、前に本明細書で説明した方法で選択した主高調波周波数で二相同期回転基準フレーム信号値へ変換されるフィルタ電流とから得られる。従って：

能動フィルタインバータ54と56が始動する前に能動インピーダンス指令L_cmd5とr_cmd5を計算することに留意されたい。
能動インピーダンス指令が与えられると、第５次高調波周波数に受動フィルタ50を同調するために能動フィルタインバータ54によって合成する必要がある所望の同調電圧を次のように計算することができる。

式22は、図15に例示したフィードフォワード指令生成装置回路402によって実行される。測定した三相フィルタ電流i_f5a-cは、フィルタ端子電圧と参照用テーブル156に対してPLL154によって出力されるsinΘ₅とcosΘ₅信号値を用いて、三相から二相への同期位相フレーム変換404によって第５次高調波周波数で二相同期回転基準フレーム値i_f5q ^eとi_f5d ^eに変換される。測定フィルタ電流の第５次高調波成分は、三相から二相への変換404によってDC信号値に変換された成分であるが、前に説明したようにこの成分は低域通過フィルタ406と408によって時間遅延なしに抽出される。中継部410と412のフィルタ電流の抽出された第５次高調波成分を能動抵抗指令r_cmd5にまず単純に掛けることによって式22は実行される。能動インダクタンス指令信号L_cmd5（基本周波数５ω_eの５倍）を、中継部414と416の測定フィルタ電流の第５次高調波成分とまず掛けることによって、式22が要求する微分は達成される。次いでこの微分は、二相d-q信号量を交換し(418)、その結果に定数K(420)又は−(422)を掛けることによって有効に達成される。定数Kは正の数列に対しては1、負の数列に対しては−1となる。第５次高調波周波数は負の数列であるのでこの場合K=−1となる。K値と−K値との乗算と結合した二相d-q値の交換は二相信号量の90°位相シフトに影響を与え、それによって、周波数5cの乗算と結合したフィルタ電流第５次高調波成分の必要な微分に影響を与えることは明らかである。
フィルタ電流の有効に微分された第５次高調波成分を掛けた能動インダクタンス指令は、サミング・ジャンクション424と426でフィルタ電流の第５次高調波成分を掛けた能動抵抗指令と結合し、式22で定義されたような同調電圧指令信号v_tuning.5thを生み出す。同調電圧指令信号v_tuning.5を合成するために説明した構造によって次式が実行されることは明らかである。

能動フィルタインバータ54を介して同調電圧v_tuning.5thを注入することにより受動フィルタ50のどのような不正確な同調でも修正される。従って、第７次高調波能動フィルタインバータ56の第５次高調波側波帯電圧v_inv7.5thは第５次高調波周波数の高調波遮断に影響を与えない。
フィードフォワード制御装置402の第２の構成要素によって電源電圧高調波の改善された追従が行われる。v_load.5＝v_s.5の場合には電源中の第５次高調波電流を除去することができる。追従用電圧指令信号V_tracking.5thを第５次高調波周波数v_s.5thにおける電源電圧に等しく設定し、所望の高調波遮断を達成することができる。電源電圧高調波v_s.5は急激には変化しないので、デジタル信号プロセッサ(DSP)を用いてPCC変圧器端子において測定した電圧に対して高速フーリエ変換(FFT)解析を行うことによって電源電圧高調波v_s.5を得ることができる。あるいは、第５次高調波周波数で測定した三相電源電圧を二相同期回転基準フレーム信号に変換することによって、電源電圧の第５次高調波成分を得、それによって電源電圧の第５次高調波成分をDC値へ変換し、次いで低域通過濾波を行って電源電圧の第５次高調波成分を抽出することもできる。
同調電圧指令信号v_tuning.5thと追従用電圧指令信号v_tracking.5thとがサミング・ジャンクション428と430において一緒に加えられ、高調波制御装置152に対してフィードフォワード指令信号v_{feedforward.5th}が形成される。フィードフォワード指令信号はサミング・ジャンクション210と212においてフィードバック制御信号と結合し二相インバータ電圧指令信号v_q ^e*とv_d ^e*を形成する。
DCバス電圧基準信号V_d ^e*は、二相同期回転基準フレームの高調波インバータ電圧指令信号V_q ^e*とV_d ^e*から導き出される。DCバス電圧基準信号V_dc ^*は必要とされる第５次高調波電圧振幅から導き出される。従ってDCバス電圧基準信号V_dc ^*は、二相高調波インバータ電圧指令信号V_q ^e*とV_d ^e*の振幅を計算することによって導き出される。インバータ電圧指令信号V_q ^e*とV_d ^e*は452と454で平方され、この平方された信号は456において総計され、458においてこの総計の平方根が採られる。平方機能452と454、総計機能456、並びに平方根機能458は、平方機能と平方根機能を行う市販の集積回路構成要素の使用を含むアナログ回路構成またはデジタル回路構成を用いる従来の方法で実行してもよい。その結果は、460においてスケーリング因子定数Kを掛けてDCバス電圧基準信号V_dcを導き出すことができる二相高調波インバータ電圧指令信号の振幅となる。
DCバス電圧基準信号V_dc ^*は、サミング・ジャンクション462で実際のDCバス電圧に対応する測定信号値と比較される。この測定したDCバス電圧信号は、DCバスコンデンサ160の両端で電圧を測定し、測定した電圧信号から不要なノイズを除去する低域通過フィルタ464を用いてこの測定信号をフィルターして従来の方法で得ることもできる。DCバス電圧指令V_dc ^*と測定したDCバス電圧との間の差分（DCバス電圧誤差）はDCバス制御装置PI調整装置466へ出力される。DCバス制御装置PI調整装置466の出力はDCバス電圧指令信号である。中継部468と470でDCバス電圧指令信号は、ハイブリッドフィルタ32の電流の基本周波数成分に対応する信号と掛けられる。
この場合、フィルタ電流の基本周波数成分は、第５次高調波ハイブリッドフィルタ32の中を流れる測定した三相フィルタ電流i_f5a、i_f5b、i_f5cから導き出される。例えば電流変圧器を用いる従来の方法で三相フィルタ電流を測定してもよい。三相測定フィルタ電流信号は、測定したフィルタ端子電圧に対してPLL162が出力できるsinΘ₁とcosΘ₁値と参照用テーブル164とを用いて、三相から二相への同位相フレーム変換472によって二相同期回転基準フレーム信号へ基本周波数で変換される。基本周波数でのこの三相から二相への同期位相基準フレーム変換は、三相フィルタ電流の基本周波数成分をDC値へ変換する。このDC値は、位相遅れなしに低域通過フィルタ474と476によって抽出される。
測定フィルタ電流の基本周波数成分に対応するローパスフィルタ474と475の出力に、ノード468と470でDCバス制御装置PI調整装置466の出力（DCバス電圧指令信号）を掛け、二相同期回転基準フレームにDCバス制御インバータ電圧指令信号が生成される。これらの二相電圧指令信号は、sinΘ₁とcosΘ₁の信号値と参照用テーブル164とを用いる二相から三相への同期位相フレーム変換477により基本周波数で、三相DCバス制御インバータ電圧指令信号V_funda ^*、V_fundb ^*、V_fundc ^*へ変換される。これらの信号値は測定した受動フィルタ端子電圧に対してPLL162で出力することもできる。
インバータゲーティングすなわちスイッチング信号s_a、s_b、s_cは、低周波数(60Hzなど)DCバス制御インバータ電圧指令信号V_funda ^*、V_fundb ^*、V_fundc ^*の結合から導き出される。この指令信号は基本周波数でDCバス制御装置158によって生成され、主高調波周波数(300Hzなど)で３位相搬送波形を有し、この搬送波形は、高調波制御装置152によって出力される三相高調波インバータ電圧指令信号に基づいて三角搬送波生成装置400によって生成される。DCバス制御インバータ電圧指令信号は、サミング・ジャンクション478、480、482で三角搬送波波形と結合され、そこで、これらの搬送波波形はDCバス制御インバータ電圧指令信号から引かれる。この搬送信号は、高調波インバータ電圧指令信号と同調されるが、比較部478、480、482のマイナス記号を60HzDCバス制御インバータ電圧指令信号と適合させるためにこの電圧指令信号と180°位相を異にしていることに留意されたい。比較部478、480、482の結果は、方形波スイッチング信号s_a-cを生成する閾値スイッチング装置484、486、488へ出力される。従ってスイッチング信号生成処理は、三相基本周波数基準値(v^* _funda-c)と三相高調波周波数キャリヤ(tri₅ ^th _a-c)に関係するPWM処理となる。
スイッチング信号s_a-cは三相能動フィルタインバータ54へ出力され、インバータ54を制御し、三相インバータ電圧信号Va-cを受動フィルタ50と直列に生成する。インバータ54によって出力された三相電圧信号s_a-cは、フィルタ端子電圧すなわち負荷電圧V_loadが主高調波周波数で電源電圧高調波に追従し、選択した主高調波周波数（この場合第５次高調波）での電源36と負荷38との間の高調波遮断を達成するような値である。同時に、この制御方式は、基本周波数と主高調波周波数でエネルギーを交換することによって、インバータDCバス160の有効電力平衡とインバータ損失の補償とを達成するものである。
図15に例示した制御システムトポロジーでは、インバータ54が、高調波制御装置152とDCバス制御装置158の素子によって生成される電圧指令信号によって直接制御されることに注意されたい。このトポロジーは、高帯域幅電流調整能動フィルタインバータを実行するための通常の制御方法とは対照的である。通常の制御方法では、高調波とDCバス電圧指令が変調器へ出力され、高周波数インバータスイッチング信号が生成されて必要な能動フィルタインバータ出力電圧が合成される。本発明のこのトポロジーは、方形波インバータを含む、低帯域幅（従って高効率）のインバータを使用することができるので、本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムの重要な利点である。このトポロジーによって、特に高電力への応用のための、本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムの実際的な実行可能性とコスト効果とが高まる。
図17は、図15に例示した高調波及びDCバス制御システムによって制御される能動フィルタインバータ54によって生み出される電圧成分の概略図である。能動フィルタインバータ54V_inv5の総電圧には、第５次高調波成分V_inv5.5th、DCバス補償を行うための基本成分V_{dc-control.fundamental}並びに側波帯成分V_sidebandが含まれる。インバータ電圧V_inv5.5thの第５次高調波成分には、フィードバック制御信号V_feedback.5thとフィードフォワード制御信号V_{feedforward.5th}とに応じて生成される高調波電圧成分が含まれる。第５次高調波周波数電圧のフィードフォワード成分には同調用電圧成分V_tuning.5thと追従用電圧成分V_tracking.5thとが含まれる。前に説明したように、同調用電圧V_tuning.5thは、受動フィルタ成分58と62の不正確な同調を修正するものである。従って、結合したV_tuning.5th、C₅、L₅によって、第５次高調波受動フィルタ50Z_f5.5thの第５次高調波インピーダンスはほぼゼロになる。これによって、式19に示すように、第７次高調波能動フィルタインバータ56のスイッチング側波帯が第５次高調波周波数で高調波遮断に影響を与えることが阻止される。追従用電圧V_tracking.5thが制御され、第５次電源電圧高調波V_s.5thに追従し、高調波遮断が達成される。V_tuning.5thとV_tracking.5thは、第５次高調波インバータ電圧のフィードフォワード指令電圧成分V_{feedforward.5th}を形成するものである。第５次高調波インバータ電圧のフィードバック電圧成分V_feedback.5thは、前に説明した電源電流の第５次高調波成分に対するPI閉ループ制御によって生成される。この一次フィードバック制御によってシステムはパラメータ変分に対してより頑丈になる。フィードフォワード電圧成分V_{feedforward.5th}とフィードバック電圧成分V_feedback.5thとによって、能動フィルタインバータ54の第５次高調波電圧総出力V_inv5.5thが形成される。インバータ第５次高調波電圧出力V_inv5.5thと第５次高調波フィルタ電流i_f5.5thによって第５次高調波周波数で有効電力潮流がつくられる。能動フィルタDCバス制御装置158はインバータ54を制御し、基本周波数V_{dc-control.fundamental}で電圧を生成し、基本周波数で電力潮流を形成し、第５次高調波周波数でこの電力潮流のバランスをとる。従って、能動フィルタインバータの直流側にエネルギー貯蔵装置を必要としない。
V_sidebandは、前に説明したように基本基準値と第５次高調波三角搬送波の変調処理によって生成される。第５次高調波能動フィルタインバータ54の出力は、第７次高調波側波帯を含み、第７次高調波能動フィルタインバータ56の出力は、第５次高調波側波帯を含む。従ってV_sidebandは変調処理の副作用であり、本発明によるハイブリッド並列能動／受動フィルタシステムによって行われる高調波遮断に対して重大な影響は何も与えず、V_sidebandに関連する電力潮流は他の電圧成分と比較すると小さい。
図18に例示したモデル回路トポロジーは、図15の結合した高調波とDCバス制御装置の動作を検証するためにシミュレートされたものである。図18の回路トポロジーは、図３の並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムの応用例と同様のものであり、本発明に準拠した、第５次及び第７次の高調波周波数で高調波補償と遮断を行うための分離したハイブリッド並列能動／受動フィルタ32と34を有している。このシミュレートされた回路トポロジーにおいて、第５次高調波と第７次高調波能動フィルタインバータ54と56とは、変圧器500と502によって接続することにより、20:1の一次から二次への巻数比をそれぞれ持つ第５次及び第７次の高調波受動フィルタ50と52と直列に接続しているということに留意されたい。電圧電源36は、3%の第５次及び第７次の高調波歪をもつ480ボルト(ラインからラインのRMS)電圧源としてシミュレートされた。負荷38は、23%の第5次高調波歪、8%の第７次高調波歪、及びより高次の高調波歪については26.0%のTHDを持つ、300kVA、370Amp(RMS)負荷としてシミュレートされた。第５次及び第７次の高調波受動フィルタ50と52の双方の容量成分及び成分は、4.6と6.4で、それぞれ同調した結果＋10%だけ不正確に同調した。このシミュレートした回路の短絡比(SCR)は19.9である。IEEE519規格は、電源電流のTHDが5%未満であることを必要とし、第５次及び第７次の高調波に対しては4%という限界値がある。
図19(a)と図19(b)は、3%の第５次及び第７次の電源電圧高調波と不正確に同調した受動フィルタを持つ図18のシミュレートされた回路の動作についての時間領域波形と周波数領域スペクトルをそれぞれ例示するものである。能動フィルタインバータ54と56が始動される前の波形とスペクトルは、図19(a)と図19(b)の左側に表され、能動フィルタインバータ54と56が始動された後の状態を表す波形とスペクトルはこれらの図の右側に示されている。能動フィルタインバータ54と56の始動前、電源電流isは、電源電圧高調波歪(波形510、スペクトル512)に起因する大きな歪(THD＝17.60)を示す。能動フィルタインバータ54と56が始動後、電源電流歪は低減(THD＝4.77%)し、能動フィルタ54と56が第５次及び第７次の高調波成分を電源電流から低減させるにつれて(波形514、スペクトル516)、電源電流歪は一層折曲した状態になる。電源電流i_sには、第５次及び第７次の高調波能動フィルタ54と56によって除去されない、より高次の高調波が依然として含まれていることに留意されたい。しかし、ハイブリッド能動／受動フィルタシステム32と34の受動フィルタ50と52はこれらのより高次の高調波のかなりの部分を吸収する。能動フィルタインバータ54と56が始動後、第５次及び第７次の高調波成分が著しく低減していることが、電源電流の周波数スペクトル512と516によって示されている。能動フィルタインバータ54と56が始動後、主高調波成分が、破線519で例示されているようにIEEE519の限界値の範囲内で著しく低減している。
もう一方のより高次の高調波成分もこのフィルタシステムの受動部分によってIEEE519の限界値未満に低減していることに留意されたい。V_loadの第５次及び第７次の高調波成分が電源電圧高調波(V_5.5th＝V_5.7th＝11.8V)に等しいので能動フィルタインバータ54と56が始動後高調波遮断が達成されることを負荷電圧のスペクトル520は示している。
前に説明したようにこれらの波形は両方ともそのDCバス電圧を制御するための少量の60Hz成分を含むという点を除いて、インバータ出力電圧波形V_inv5とV_inv7は6ステップ波形と非常に似ている(波形521と522)。第５次及び第７次の高調波能動フィルタインバータ54と56に対するDCバス電圧V_dc5とV_dc7がそれぞれ波形524と526に例示されている。第５次及び第７次の高調波能動フィルタインバータ54と56に対するDCバス電圧指令V_dc5 ^*とV_dc7 ^*がそれぞれ破線528と530によって例示されている。前に説明したようにフィルタ電流の基本成分からエネルギーを抽出することにより、本発明によるDCバス電圧524と526の制御が達成される。能動フィルタインバータ54と56を時刻t＝0.5秒で始動すると、シミュレーションの結果として、実際のDCバス電圧524と526が5%の誤差の範囲内でそれぞれのそのDCバス電圧基準値528と530に追従することが示される。
本発明の第５次高調波ハイブリッド並列能動／受動フィルタ32を表すシミュレートした電力潮流の概略図が図20に描かれている。図示のように、本発明によるDCバス制御装置は基本周波数P_inv5.fundで他の有効電力潮流を導入することによって選択した主高調波周波数P_inv5.5thで有効電力潮流のバランスがとられ、そのためインバータ動作中にDCバスコンデンサ160が充電されないすなわち放電が行われることになる。第５次高調波周波数P_inv5.5th＝−805.8Wでのインバータ電力潮流は、能動フィルタインバータ54の第５次高調波出力電圧と第５次高調波フィルタ電流によって引き起こされる。第５次高調波周波数でのこの電力潮流は、能動フィルタインバータ54の基本出力電圧によって導入されるもう一つの電力潮流P_inv5.fund＝799.4Wによって大体バランスがとられる。側波帯電力P_inv.sidebandもこの電力平衡に少し役立ち、側波帯電力は負荷と能動フィルタインバータスイッチング側波帯電圧からのより高次の高調波電流によって引き起こされる。高次の電流高調波とインバータスイッチング側波帯電圧はどちらも小さいので、側波帯電力は選択された主高調波と基本周波数で交換されるインバータ電力と比較すると比較的小さい。能動フィルタインバータ54の中へ入り込む総電力潮流はゼロとなり、そのためDCバスコンデンサ160は充電されない、すなわち放電することになる。
前述のシミュレーションの結果、不正確に同調した受動フィルタをもつインバータの動作の下で、及び3%の第５次及び第７次の電源電圧高調波の下で、第５次及び第７次の高調波能動フィルタインバータ54と56に対して、それぞれ1.77%と1.35%の能動フィルタインバータ定格が明らかになる。ハイブリッド並列能動／受動フィルタインバータシステムの動作を行うための負荷kVAの1.01%と0.25%のインバータ定格が、不正確に同調した受動フィルタ条件の下で但し電源電圧高調波無しで達成される。この能動フィルタインバータ定格は電源電圧高調波によって影響を受ける。なぜなら、能動フィルタインバータ54と56は制御され、選択した主高調波周波数で負荷電圧を操作し、対応する選択した主高調波周波数で電源電圧に追従し、高調波遮断を達成するからである。受動フィルタがもっと良好に同調されれば、能動フィルタインバータ54と56の定格はさらにもっと低くなるであろう。この小さなインバータ定格は、方形波能動フィルタインバータ54と56の使用と組み合わされて、本発明による並列ハイブリッド能動／受動フィルタシステムを高電力非線形負荷への応用例として実行可能なものにする。例えば、50MW非線形負荷に対して、それぞれ、＋10%の不正確に同調された受動フィルタ構成要素と3%の第５次及び第７次の電源電圧高調波動作条件に基づいて、第５次及び第７次の高調波周波数能動フィルタインバータ54と56を実行するためには、900kVAと700kVAの方形波インバータが必要とされる。
アナログ構成要素、デジタル構成要素、あるいはそれらの組み合わせを用いて図8と図15に概要が例示されているSRFベースの高調波152とDCバス158制御装置を実装してもよいことを理解すべきである。図21は、本発明による並列ハイブリッド能動フィルタシステム32のブロック図であり、デジタル信号プロセッサ600又は同様のプログラム可能デジタル装置を用いて高調波とDCバス制御装置機能が実行される。フィルタ端子電圧V_load、電源電流i_s、負荷電流V_load、フィルタ電流i_f、測定したDCバス電圧V_dcのような測定されたシステムパラメータは、インタフェース装置602を通じてDSP600へ出力される。装置602は例えばDSP600で使えるように、測定したアナログ信号をデジタル信号へ変換する装置である。このDSPは、ソフトウェアプログラム604を用いて能動フィルタインバータ54を制御し、前に説明したような本発明の高調波遮断とDCバス制御機能とを行うインバータ制御信号が生成される。通常ゲート信号生成装置606を用いて、DSP600によって生成される低電圧制御信号からインバータスイッチング装置用スイッチング信号を生成してもよい。DSPソフトウェアプログラム604は、例えば、三相から二相への同期位相フレーム変換608、位相ロックループ610、ローパスフィルタ612、PI調整614、フィードフォワード指令生成616、二相から三相への変換618、三角搬送波生成620、DCバス制御622などを含む、前に説明した高調波とDCバス制御装置機能を実行する。
本発明は、本明細書に例示され説明されている特定の実施例や応用例に限定されるものではなく、以下の請求の範囲の範囲内に入るこれら諸例の変更された形の全てを包含するものであることを理解されたい。Field of Invention
The present invention relates generally to a power conditioning apparatus and method for reducing terminal voltage and power supply current harmonic distortion, and in particular, harmonic compensation for large nonlinear loads and harmonics in the presence of power supply voltage harmonic distortion. The present invention relates to a hybrid parallel active / passive filter system using a blocking inverter and a method for controlling the filter inverter to achieve inverter DC bus control.
Background of the invention
Due to the proliferation of certain power electronics loads such as three-phase diodes and thyristor bridge inverters used in DC power supplies, adjustable speed drives (ASD) and uninterruptible power supplies (UPS), power equipment is now at a crossroads. ing. These non-linear loads cause harmonic distortion in the power line that creates transients and frequencies in the power signal, such as caused by injecting harmonic currents into the power device. As such, power installations often encounter problems related to harmonics that substantially include high transformers and line losses. Harmonic currents injected into power devices by these non-linear loads can cause problems associated with harmonics and may require derating of distribution system equipment such as transformers. Harmonic current also results in significant harmonic interaction and resonance problems between harmonic loads or between power system and load. Harmonic currents also reduce system stability and room for safe operation. In order to mitigate the problems associated with harmonics, recommended harmonic standards such as IEEE 519 are being implemented to limit harmonic pollution and prevent the degradation of power characteristics of power grid equipment. IEEE 519 is a commonly connected customer utility point (PCC) specification.
Passive filters consisting of passive capacitors and inductors have traditionally been used by large industrial equipment loads to absorb the generated harmonic distortion. Passive filters can perform harmonic filtering at this load or harmonic source to reduce power line harmonic currents and / or install passive filters at distribution substations to reduce the harmonics of the entire power equipment substation load. Both wave filtering and reactive power compensation can be performed. Installation at a distribution substation has the advantage of a single point installation, but results in higher voltage distortion. Passive filters are advantageous for low cost and high efficiency. However, passive filters have some drawbacks. Passive filters are very susceptible to unwanted series and parallel resonances, respectively, due to the power supply and load. Passive filters are also susceptible to load and line switching transients. Very markedly, passive filters are sensitive to tolerances of L-C components and power system system impedance variations. Since the LC components that make up a passive filter typically have +/− 10% LC component tolerances, passive filters usually perform inaccurate tuning, which serves the purpose of passive filters as harmonic absorption. It will fail. The impedance of the power system also greatly affects the compensation characteristics of the passive filter. It is particularly difficult to design a passive filter with sensitive tuning and high Q factor that absorbs a significant percentage of load harmonic currents for non-linear loads in industrial equipment connected to a stiff normal power supply It is.
A robust normal power supply is characterized by a low power supply inductance, and a passive filter with a lower impedance than the power supply is required to absorb a significant portion of the harmonic current from the load. Therefore, the effectiveness of passive filters is reduced for power systems. A tuned passive filter is also susceptible to overloading due to surrounding harmonic loads and / or power supply voltage distortion. Therefore, passive filters often avoid overloading due to harmonic loads, power supply voltage distortions, and resonance problems that intentionally stop tuning and surround them. It is clear that an effective passive filter design requires extensive system research and technical efforts. These efforts are usually justified only for high voltage transmission systems. For this reason, detailed system research is constantly being conducted, but the engineering cost is only a fraction of the total system cost.
The development of active filters has alleviated the disadvantages of passive filters. The active filter usually uses an inverter connected to the power supply line in series or in parallel to perform a harmonic filtering function. The optimal solution for an active filter is the application and power system interface characteristics, and therefore its design requires a system approach. For example, a parallel active filter usually requires an inverter with a large kVA rating and high bandwidth, so this filter constitutes a cost-effective harmonic filtering solution for non-linear loads greater than 1 MVA due to large rating requirements It is not a thing.
Harmonic filtering may be accomplished using only active filters, such as active filters in combination with passive filters or connected in parallel or in series between a power source and a load. Harmonic filtering solutions that use both active and passive filters are known as hybrid active filter solutions. A hybrid active filter effectively mitigates only the disadvantages of both active and passive filters and offers the possibility of several additional value added features. These characteristics increase their practical viability. The value added characteristics of hybrid active filters include line voltage regulation, reactive power compensation, and harmonic blocking. Either of these functions may be performed using a hybrid active filter in addition to or simultaneously with harmonic compensation.
The increased implementation of harmonic standards such as IEEE 519 by power equipment, especially for large industrial customers, is the reason why cost effective hybrid active filters are required. As a result, feasible and cost-effective hybrid active filter topologies using small rated active filters (less than 5% load power) have been developed in combination with passive filters. Connect the active part of the filter in series or parallel with the load, or connect the passive filter and active filter together in series, and combine the active filter and passive filter connected in parallel with the load in series, The hybrid active filter may be connected so that the passive part of the hybrid filter is connected in parallel with the load. The hybrid active filter improves the compensation characteristics of the passive filter and allows the active filter rating to be reduced. However, hybrid filters typically include an active filter, which is implemented using a high switching frequency PWM inverter to achieve either harmonic compensation or harmonic blocking. Filters using such inverters are limited to medium power nonlinear loads due to the large switching losses associated with harmonic number inverters. Furthermore, it is difficult to construct a high power and high switching frequency inverter. A device that uses such an inverter is expensive.
Active filter inverters used in hybrid active / passive filter systems include a DC bus, and a DC voltage is maintained across the bus. The inverter switching device may be controlled to perform both active filter harmonic blocking / compensation functions and maintain the DC bus voltage. In parallel active filter systems and other hybrid active filter systems, such as hybrid series active filter systems, the inverter is controlled to generate a fundamental frequency voltage and a synchronous phase fundamental frequency current across the active filter inverter, or this active The DC bus voltage is maintained by either generating the fundamental frequency current through the filter inverter and the fundamental frequency voltage output by the synchronous phase active filter inverter. This provides the required active power and compensates for inverter losses. Therefore, in parallel active filters and other hybrid active filter systems, active power flow occurs only at the fundamental frequency.
Control of active filter inverters in hybrid active filter systems is often accomplished using a synchronous phase reference frame (SRF) based controller. The SRF-based control device receives the measured voltage or current as an input in a three-phase ab-c reference frame and converts this three-phase quantity into a two-phase dq reference frame that rotates synchronously. An inverter control signal is first generated from this measurement in a two-phase synchronous phase reference frame, then converted back to a three-phase reference frame and applied to control the inverter.
The conversion from a three-phase reference frame to a synchronously rotating two-phase reference frame is illustrated in FIG. For illustrative purposes, the three-phase quantity is the three-phase current i_a, I_b, I_cIt may be. Three-phase current i_a, I_b, I_c, Two-phase current i rotating synchronously^e _qAnd i^e _dThe conversion to is a two-stage process. Initially, the three-phase current is converted to a stationary two-phase ds-qs reference frame for a three-phase system. This steady conversion from three phases to two phases is equivalent to a linear set having a constant coefficient, as shown in FIG. Two-phase steady current i^s _qAnd i^s _dAre vectors that are 90 ° out of phase with each other. This phase number conversion from three phases to steady two phases may be accomplished by a conventional three-phase to two-phase phase conversion device 20 that performs the following equation:

Where k₁Is a constant equal to √ (2/3). The second step of the three-phase to two-phase synchronous phase reference frame conversion is conversion of the steady two-phase reference frame amounts ds and qs into synchronous rotation reference frame amounts de and qe. This conversion 21 from the steady state to the rotational state is achieved by multiplying the steady reference frame values ds and qs by the unit vectors cos Θ and sin Θ. The unit vectors cos Θ and sin Θ are obtained from the phase locked loop. The conversion from the two-phase reference frame from steady state to rotational state is accomplished by executing the following equation:

This rotational transformation is often referred to as “vector rotation” because d-q quantities can be combined as vectors. This transformation then becomes a rotation of one vector with respect to the other. FIG. 1 includes a vector rotation type.
The conversion from a synchronously rotating two-phase de-qe reference frame to a three-phase abc reference frame is illustrated in FIG. The conversion 28 from the rotating state to the stationary state starts with a rotating two-phase quantity (eg voltage V_d ^eAnd V_q ^e) Is converted into a steady two-phase value using the following equation.

Where cos Θ and sin Θ are derived from the PLL. The resulting steady two-phase value V^s _dAnd V^s _qIs then converted into a three-phase voltage quantity by phase number conversion 29 from two phases to three phases using equation (4).

A vector rotation formula representing phase conversion from two phases to three phases is also shown in FIG.
The inventor, “Po-Tai Cheng, Subhashish Bhattacharya, Deepak M. Divan,“ Hybrid Solution for Improving Passive Filter Performance in High Power Applications ”, conference Proceedings of 11th Annual Applied Power Electronics Conference and Exposition 1996, APEC '96, An example of a hybrid active / passive filter system was disclosed in IEEE, (1996.03.03), p.911-917, INSPEC accession number: 5274420 ”.
This paper provides a new control approach for parallel hybrid active filters intended for harmonic compensation of large non-linear loads up to 20 MVA, which satisfies the IEEE 519 recommended harmonic standards, as described in part in the abstract. This control technique is based on the idea of synthesizing dynamically changing inductances and is used for dynamic filtering applications. A controller based on the synchronization reference frame achieves a dynamically changing negative or positive inductance by generating a dynamic filter inverter voltage command. This controller-based parallel hybrid active filter system can selectively synthesize multiple active inductances at the main harmonic frequency, but does not affect the positive passive filter impedance at all other frequencies. The controller can be used to provide a current limiting function to prevent passive filter overloads and / or power supply voltage distortion under surrounding harmonic loads.
However, there is no disclosure of adjusting the main harmonic frequency power supply current to zero.
Summary of the Invention
The present invention provides a hybrid parallel active / passive filter system for reducing power line harmonic current for high power nonlinear loads. The hybrid filter system of the present invention preferably implements an active filter using a small rated square wave inverter. Therefore, the present invention can be applied to high power loads in the range of 1 to 50 MW or more. The hybrid filter system of the present invention can reduce harmonics in a high power device that follows harmonic standards such as IEEE519. The hybrid filter system according to the present invention is general and can be used for fundamental 5th and 7th harmonics (for 6 pulse rectifier loads) or fundamental 11th and 13th harmonics (for 12 pulse rectifier loads). Harmonic cutoff is achieved in the presence of power supply voltage harmonic distortion for such a selected main harmonic frequency. The present invention is particularly suitable for harmonic blocking / compensation of non-linear loads connected to a robust feed system. For this harmonic rejection / compensation, it is difficult to design a passive filter with sensitive tuning and high quality factor. In such a case, the active filter used in the present invention tunes the passive filter by balancing the voltage harmonics on the power supply side and actively steering the harmonic current into the passive filter and out of the normal line. The hybrid filter system of the present invention achieves harmonic rejection under power, passive filter or load conditions, including surrounding harmonic load conditions. The filter system of the present invention can be expanded and applied to HVDC to cut off harmonics of line harmonic current on the main AC side.
In the hybrid active / passive filter system according to the present invention, the active filter is connected in series with the passive filter. This active filter is preferably implemented using a square wave inverter. The passive filter is implemented using inductor and capacitor components that are approximately tuned to the selected main harmonic frequency (such as the fifth and seventh harmonics). The series connected active and passive filters are connected in parallel with the non-linear load. Another series combination of active / passive filters may be used for each main harmonic frequency that requires harmonic blocking / compensation. Preferably, the passive filter capacitances of the two parallel-connected hybrid filter branches are approximately equally distributed between the passive filters, and the basic reactive filter current is equally distributed between the two filter branches. It is desirable to minimize the circulating current between active filter ratings. Alternatively, harmonic blocking / compensation at multiple harmonic frequencies can be achieved using a separate active filter or a single active filter inverter connected in series with a power factor correcting capacitor passive filter. Such an alternative topology implements an active filter using a PWM inverter that is controlled to simultaneously block / compensate harmonics at a number of selected main harmonic frequencies.
In accordance with the present invention, this active filter inverter preferably provides harmonic cutoff for the selected harmonic load current (such as the fifth and seventh orders) in the presence of power supply voltage harmonics. It is desirable to control using an achieved Synchronous Phase Reference Frame (SRF) based controller. This SRF-based control device generates the inverter voltage by controlling the active filter inverter so that the filter terminal voltage or the load voltage follows the power supply voltage harmonic, thereby zeroing the power supply current harmonic at the main harmonic frequency. The purpose of harmonic blocking is achieved. The purpose of harmonic blocking is thereby achieved under any power source, passive filter or load conditions. In the absence of supply voltage harmonics, the SRF-based controller of the present invention controls the active filter inverter to effectively tune the passive filter of the hybrid filter system and is required at the selected main harmonic frequency. Perform harmonic compensation. This tuning is also achieved by the SRF-based controller adjusting the main harmonic frequency power supply current to zero. This is in contrast to a hybrid parallel active / passive filter system using a previously known square wave inverter that achieves the same result of tuning the passive filter by adjusting the main harmonic load voltage to zero. The
The SRF-based control device of the present invention generates a harmonic inverter voltage command signal using the measured source current, and this command signal controls the active filter inverter to generate an inverter voltage that follows the power supply voltage harmonic. Thereby adjusting the mains current harmonics to zero. In order to improve the dynamic performance of the hybrid filter system of the present invention, a feedforward command signal may be effectively used in an SRF-based control device in addition to a feedback command signal.
In accordance with the present invention, it is desirable to control the active filter square wave inverter to achieve power balance of the inverter DC bus. Power balance is achieved by exchanging energy at the fundamental frequency and the selected main harmonic frequency (such as the fifth harmonic for the fifth harmonic active filter). Unlike previously known parallel active filter systems and other hybrid active filter systems that generate active power flow only at the fundamental frequency, the hybrid parallel active filter system according to the present invention allows current interaction at the main harmonic frequency. There is an active power flow due to (product) and the voltage at the main harmonic frequency generated by the active filter inverter. In the present invention, the harmonic voltage is generated by the active filter inverter, and the harmonic cutoff between the power source and the load is achieved. This causes an active power flow at the selected main harmonic frequency into the inverter, and the inverter DC bus capacitor charges / discharges. This active power flow into the inverter cannot be actively controlled due to the product of harmonic voltage and current at the filter and therefore requires balancing with power at the same other frequencies. According to the present invention, this function of balancing the DC bus is accomplished at the fundamental frequency. The active filter inverter is controlled to generate the fundamental frequency current in the filter and the synchronous phase fundamental frequency voltage to achieve active power balance to compensate for inverter losses. Since the fundamental voltage does not depend on the harmonic frequency voltage generated by the active filter inverter, the harmonic cut-off function of this system is not affected by the addition of the fundamental voltage in the inverter output. This DC bus control method eliminates the need for an energy storage device or additional power source to power the active filter inverter in the hybrid parallel active / passive filter system.
It is desirable to suitably control the active filter inverter to achieve DC bus power balance by generating a DC bus control inverter voltage command signal using an SRF-based controller. This DC bus control inverter voltage command signal is combined with the harmonic inverter voltage command signal to control the active filter inverter and execute the harmonic block and DC bus control functions simultaneously. This inverter is directly controlled by the generated harmonics (at the selected main harmonic frequency) and the DC bus control inverter voltage command (at the fundamental frequency), so low bandwidth (including square wave inverters) Thus, high performance inverters can be used. This increases the practical feasibility and cost effectiveness of the hybrid parallel active / passive filter system according to the present invention, especially when applied to high power.
Detailed simulations of the hybrid parallel active / passive filter system according to the present invention illustrate its effectiveness over a wide range of practically encountered power device conditions, including passive filters that are incorrectly tuned to line voltage harmonics. The use of a square wave active filter inverter allows operation to be extended to high power devices. An active filter rating of approximately 1.5% of the load kVA enables the implementation of an IEEE 519 compatible system at power levels above 1-50 MW. The active filter inverter in the hybrid active / passive filter provides both dynamic compensation of the passively tuned passive filter and harmonic rejection at the selected main harmonic frequency. The hybrid parallel active / passive filter system according to the present invention is particularly applicable to harmonic compensation of loads connected to a robust feed system that presents unique design issues for tuned passive filters. The small-rated active filter used in the hybrid filter system of the present invention makes it possible to perform effective harmonic compensation of a feed system in which the sensitive tuning of the passive filter is robust.
Further objects, features and advantages of the present invention will become apparent from the following detailed description taken in conjunction with the accompanying drawings.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 illustrates a reference frame conversion from three phases to two phases that rotate synchronously and a corresponding mathematical model, such as used in a synchronous phase reference frame based controller.
FIG. 2 illustrates a synchronously rotating two-phase to three-phase reference frame conversion and corresponding mathematical model, such as used in a synchronous phase reference frame based controller.
FIG. 3 is a circuit diagram of a parallel hybrid active / passive filter system according to the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram of an alternative parallel hybrid active / passive filter system topology according to the present invention using two passive filters connected in series with a single inverter for simultaneous harmonic rejection at a number of different main harmonic frequencies. It is.
FIG. 5 is a block diagram of a controller that represents an alternative parallel hybrid active / passive filter system topology, where a single active filter inverter is used to simultaneously perform harmonic cutoff at a number of different main harmonic frequencies.
FIG. 6 is a circuit diagram of another alternative parallel hybrid active / passive filter system topology according to the present invention, in which a power factor correcting capacitor passively connected to an inverter in series for simultaneous harmonic blocking at multiple main harmonic frequencies. A filter is used.
FIG. 7 is a block diagram of a parallel hybrid active / passive filter system according to the present invention, showing the main functional components of the active filter inverter control system.
FIG. 8 is a block diagram of a synchronous phase reference frame based controller for the hybrid parallel active / passive filter system of the present invention.
FIG. 9 is a circuit diagram of a three-phase to two-phase reference frame conversion apparatus that can be used in the control apparatus for the active filter inverter of the present invention.
FIG. 10 is a circuit diagram of a phase-locked loop that can be used in the control device for the active filter inverter of the present invention.
FIG. 11 is a circuit diagram of a switch-type capacitor low-pass filter that can be used in the control device for an active filter inverter of the present invention.
FIG. 12 is a circuit diagram of a two-phase to three-phase synchronous phase reference frame conversion device that can be used in the control device for the active filter inverter of the present invention.
FIG. 13 is a circuit diagram of a fifth harmonic equivalent circuit of a parallel hybrid active / passive filter system according to the present invention as used to derive a feedforward command signal for the active filter controller of FIG. is there.
Figure 14 selects the impedance characteristics of the passive filter to minimize the total circulating current between parallel active / passive filter branches for harmonic cut-off at different main harmonic frequencies and minimize the total active filter inverter rating It is a graph which shows the passive filter impedance versus electrostatic capacitance distribution coefficient used when doing.
FIG. 15 is a block diagram of a synchronous phase reference frame-based controller representing a hybrid parallel active / passive filter system according to the present invention that includes a DC bus control element.
FIG. 16 is a circuit diagram of a fifth harmonic equivalent circuit of a parallel hybrid active / passive filter system according to the present invention used to extract a feedforward command signal for the active filter controller of FIG.
FIG. 17 is a schematic diagram of an active filter inverter voltage component produced by an active filter inverter controlled by an active filter inverter controller with DC bus control according to the present invention.
FIG. 18 is a circuit diagram of a simulation model of a parallel hybrid active / passive filter system according to the present invention.
Figures 19 (a) and 19 (b) show graphs that illustrate simulated voltage and current waveforms in the time and frequency domains, respectively, which show incorrectly tuned passive filters and power supply voltage harmonics. 18 represents the operation of the simulation model of FIG. 18 using the active filter controller of FIG. 15 under distortion conditions.
FIG. 20 is a schematic diagram of an active filter inverter power flow produced by an active filter inverter controlled by an active filter inverter controller with DC bus control according to the present invention.
FIG. 21 is a block diagram of a parallel hybrid active / passive filter system according to the present invention, wherein the main functional components of the active filter inverter control system are implemented using a digital processor.
Detailed Description of the Invention
A single line diagram of a power unit 30 using two hybrid parallel active / passive filter systems 32 and 34 according to the present invention that reduces line power harmonics at two main harmonic frequencies by blocking line harmonic currents is shown in FIG. Is exemplified. FIG. 3 illustrates the single-phase components of a three-phase power device 30 that typically uses the hybrid parallel active / passive filter system of the present invention. A typical power device 30 includes a three-phase power source 36 connected to a non-linear load 38 by a three-phase power line 37. The power supply voltage V provided by the power supply 36 may include power supply voltage harmonic distortion. Usually, the fifth and seventh harmonics dominate the total harmonic distortion of the power supply voltage and current. Typically, the measured supply voltage harmonic distortion at a supply voltage level of 480V is in the range of 1% to 3% at PCC due to harmonic currents resulting from other loads and non-linearities in the transformer. IEEE 519 limits the maximum allowable (total) voltage distortion to 5% and individual harmonics do not exceed 3% at PCC. The power supply side is characterized by an inductance 40 indicated by a value Ls that mainly represents the leakage inductance of a common connection point (PCC) transformer where the power supply 36 is connected to the power line 37.
A typical non-linear load 38 that often occurs in high power applications includes a diode bridge rectifier front end 42 with a 6 pulse thyristor and a DC side inductor 44. By such a non-linear load 38, the fifth and seventh main harmonics are applied to the power line 37. A thyristor rectifier front end typically requires reactive power compensation. Hybrid active filters are suitable for such applications because passive filters are designed to provide reactive power demand for the load. Hybrid filters 32 and 34 for the fifth and seventh main harmonic frequencies are illustrated in FIG. This is appropriate for harmonic compensation of a six-pulse rectifier load and this representative application will be used throughout the remainder of the detailed description. However, it should be understood that the hybrid parallel active / passive filter system according to the present invention may be used to filter a single main harmonic frequency or other combinations of main harmonic frequencies. The 11th and 13th harmonics dominate the 12-pulse rectifier load. Therefore, for a 12-pulse rectifier load, a hybrid filter that is controlled to filter the 11th and 13th main harmonic frequencies is appropriate. Other non-linear and mixed linear / non-linear loads 38 may be connected to the power source 36. A hybrid parallel active / passive filter system according to the present invention is designed, controlled, and actively tuned to the main harmonic frequency required for the particular power supply 36 and load 38 where the hybrid filter is used. Harmonic compensation and blocking for any combination may be performed.
Each hybrid parallel active / passive filter 32 and 34 includes a passive filter 50 or 52 connected in series to an active filter inverter 54 or 56, respectively. The active / passive filters 32 and 34 connected in series are connected in parallel with the load 38. Each passive filter 50 or 52 includes a capacitive element 58 or 60 and an inductor 62 or 64, respectively. It should be understood that in a typical three-phase application of the present invention, passive filters 50 and 52 are implemented with a separate capacitor / inductor pair for each phase of power device 30. The resonant circuit formed by the capacitor 58 or 60 and the inductor 62 or 64 is approximately tuned to the selected main harmonic frequency that requires harmonic compensation and blocking. Thus, in the exemplary topology shown in FIG. 3, capacitor 58 and inductor 62 are preferably approximately tuned to the fifth harmonic frequency, and capacitor 60 and inductor 64 are approximated to the seventh harmonic frequency. It is desirable to synchronize automatically. However, as previously mentioned, accurate tuning of the passive filters 50 and 52 is not easily achieved due to L-C component tolerances. In addition, the performance of filters 50 and 52 that absorb harmonic currents is affected by variations in the total impedance of power device 30 (including variations in source inductance 40) that these filters are part of. Become. If the total impedance of the power supply 36 falls below the impedance of the passive filter 50 or 52 at the selected main harmonic frequency, more harmonic current will be drawn into the power supply 36 than into the passive filter. Therefore, the active filter inverters 54 and 56 are used to actively tune the hybrid filters 32 and 34 to provide harmonic compensation and cutoff at the selected main harmonic frequency for any power supply, passive filter, or load condition. Achieved.
Active filter inverters 54 and 56 are preferably implemented as square wave inverters. Any conventional square wave inverter topology may be used. Also, other inverter topologies such as PWM inverters may be used. However, due to the large switching losses that result from the high switching frequency of the PWM inverter, its application is usually limited to power devices with a medium power nonlinear load 38 in the range of 0.5-5 MW. By using an active filter implemented as a square wave inverter, it is possible to compensate for harmonics in loads of industrial equipment with a large rating in the range of 1-50 MW or more.
Active filter inverters 54 and 56 are three-phase inverters, where the phase of each inverter is connected in series with one of the capacitor / inductor pairs that form the passive filter portion of each phase of the hybrid filter. Active filter inverters 54 and 56 may be directly connected in series with passive filters 50 and 52. Alternatively, it may be desirable to connect the passive filters 50 and 52 in series using a conventional coupling transformer (see FIG. 18). Whether to use a direct connection or a coupling transformer to connect the active filter inverters 54 and 56 to the passive filters 50 and 52 depends on the active filter inverter switching device, DC bus capacitor, and coupling to be used. Determined by cost optimization between transformers. This cost optimization can be done according to the manufacturer's cost structure for inverters and transformers. For the hybrid parallel active / passive filter system topology described herein, transformer coupling is typically required to reduce DC bus capacitance requirements (and thus DC bus voltage ripple). This is different from other active filtering systems that apply a transformer just to match the current or voltage rating of the PWM inverter.
The hybrid parallel active / passive filter systems 32 and 34 of the present invention reduce line harmonics at the main harmonic frequency and meet harmonic standards such as IEEE 519. Higher order load current harmonics may be filtered from power line 37 using an optional fully passive wide-band filter branch 66 connected in parallel with hybrid active / passive filters 32 and 34. The passive wide-band filter 66 includes elements of a capacitor 68, an inductor 70, and a resistor 72 connected to each phase of the three-phase power device power line 37.
In the exemplary circuit topology illustrated in FIG. 3, each main harmonic frequency is filtered using separate active filter inverters 54 and 56. An alternative hybrid parallel active / passive filter system topology 80 according to the present invention is illustrated in FIG. In this alternative topology system 80, a single active filter inverter 82 is connected in series with two passive filters 50 and 52. The two passive filters 50 and 52 may be approximately tuned to two different main harmonic frequencies. Alternatively, the passive filters 50 and 52 may be tuned to anti-resonance at other frequencies, such as the fundamental frequency. A single active filter inverter 82 according to the present invention is controlled to simultaneously generate voltage signals at multiple main harmonic frequencies and simultaneously perform harmonic compensation and blocking at multiple main harmonic frequencies. In this alternative hybrid filter system topology 80, the active filter inverter 82 is preferably implemented as a PWM inverter.
A representative control system for the active filter inverter 82 of the alternative topology system 80 is illustrated in FIG. In order to control the active filter inverter 82 to simultaneously compensate and cut off harmonics at one or more main harmonic frequencies, an inverter control signal is generated for each main harmonic frequency as described below. This control signal for each main harmonic frequency is applied together before being sent to control the active filter inverter 82. Therefore, for example, the harmonic control device 90 outputs a harmonic inverter voltage command signal at the fifth harmonic frequency for harmonic blocking. The fifth harmonic control device 90 is a device that generates a control signal that controls the active filter inverter, but this device can be implemented as described in more detail below. The fifth harmonic control device 90 may include feedback 92 and feedforward 94 components for generating a fifth harmonic inverter voltage command signal. Similarly, the seventh harmonic controller 96, which can include feedback 98 and feedforward 100 components, outputs a high frequency inverter voltage command signal at the seventh harmonic frequency. An additional harmonic controller 102 with feedback 104 and feedforward 106 components may be used to output harmonic inverter voltage command signals at other selected main harmonic frequencies as well. Inverter voltage command signals at multiple main harmonic frequencies are combined at summing junction 108 and output to modulator 110 to generate an inverter switching signal that controls active filter inverter 82. The DC bus control inverter voltage command signal may be combined with the harmonic inverter voltage command signal at summing junction 108. As described in more detail below, the DC bus control inverter voltage command signal is generated and designed by the DC bus controller 120 at a fundamental frequency to control the active filter inverter 82 and to compensate the inverter DC bus.
Another alternative topology 140 for a hybrid parallel active / passive filter system according to the present invention is illustrated in FIG. In this alternative embodiment 140, the passive filter is implemented with a cost effective power correction capacitor 142. Control active filter inverter 82, including output inductance, generate inverter voltage signal at one or more selected main harmonic frequencies, and combine with power factor correction capacitor passive filter 142 at selected main harmonic frequencies to compensate harmonics And shut off. By independently generating a harmonic inverter voltage command for each main harmonic frequency and then applying the inverter voltage command together for each main harmonic frequency before applying the inverter voltage command to control the active filter inverter 82 The active filter inverter 82 may be controlled to simultaneously block and compensate for harmonics at one or more main harmonic frequencies (see discussion above regarding FIG. 5). In order to control compensation and cutoff simultaneously at multiple main harmonic frequencies, the active filter inverter 82 is preferably implemented as a PWM inverter.
The hybrid parallel active / passive filter system according to the present invention is controlled to minimize the main harmonic frequency current in the input AC line 37 in the presence of power supply voltage harmonic distortion. This is accomplished by adjusting the phase and amplitude of the active filter inverter voltage so that the supply current is at the main harmonic frequency is zero. This control strategy automatically follows the voltage harmonics present in the incoming AC power source. The control device for the active filter inverter is preferably one that can implement this control strategy to achieve harmonic rejection and compensation using improperly tuned passive filter elements. The active filter controller is also preferably capable of performing the necessary DC bus adjustment by controlling the square wave active filter inverter. The active filter inverter controller for DC bus adjustment according to the present invention will be described in more detail later.
The schematic block diagram of FIG. 7 illustrates a hybrid parallel active / passive filter system 32 according to the present invention, which outputs a control signal to the active filter inverter 54 of the hybrid filter 32 to control the active filter inverter 54 according to the present invention. Thereby, the functional element of the active filter control device 150 for minimizing the main frequency harmonic current in the input AC power line 37 where the power supply voltage harmonic distortion exists is provided. The active filter harmonic control device 152 generates an inverter voltage signal at the selected main harmonic frequency that is output to the active filter inverter 54, and generates a harmonic inverter control signal that performs harmonic blocking and compensation functions. The harmonic controller 152 is preferably implemented as a synchronous phase reference frame (SRF) based controller. The measured three-phase signal value is converted into a two-phase synchronous rotation reference frame signal value, and the two-phase reference frame signal value is manipulated to generate a two-phase inverter voltage command signal. The SRF-based controller operates by converting to a phase inverter voltage command signal and outputting this three-phase inverter to control the active filter inverter 54. According to the present invention, the measured three-phase value used to generate the harmonic inverter voltage command signal is the three-phase power supply current i._sIt is. This power supply current i in a conventional way like current transformer etc._sMay be measured. This measured three-phase current value is converted into a two-phase reference frame signal value that rotates synchronously at the selected main harmonic frequency to be filtered. This conversion may be performed in a conventional manner. As explained before, the phase number conversion from three phases to two phases is the main harmonic n and the phase angle signal value Θ_nCalculated from cosΘ_nAnd sinΘ_nRequires a signal value. For example, Θ_nFilter terminal voltage V measured to produce the signal value_loadPhase lock loop (PLL) 154 and phase lock angle Θ_nTo cosΘ_nAnd sinΘ_nThese signal values may be generated by a conventional method using a reference table 156 for outputting signal values. Load voltage (V_load) May also be measured by conventional methods. When the two-phase harmonic inverter voltage command signal is converted into the three-phase harmonic inverter voltage command signal, the PLL 154 and the reference table 156 are also used. In order to provide a faster response, the harmonic controller 152 may include a feedforward command calculator, described in more detail below. The feedforward command computer generates a feedforward command in the two-phase synchronous rotation reference frame. Depending on the particular feed-forward command generator used (two options are described in detail in this disclosure document), the feed-forward command generator is dependent on the measured three-phase load current i._load, Power supply voltage V_sAnd / or filter current i_f(A value converted into a two-phase synchronous rotation reference frame signal value at the selected main harmonic frequency) may be required. These currents and voltages may be measured by conventional methods. The phase conversion of the measured current and voltage from 3 phase to 2 phase is sinΘ with the main harmonic n given by PLL154 and reference table 156._nAnd cosΘ_nYou may carry out by the conventional method using a value.
The active filter inverter 54 synthesizes the inverter voltage signal at the main harmonic frequency selected from the voltages across the DC bus 160. Used to control the active filter inverter 54 to maintain the desired DC bus voltage level across the DC bus capacitor 160 to achieve power balance of the inverter DC bus 160 and to compensate for the loss of the inverter 54 A DC bus control inverter voltage command signal is generated by the DC bus controller 158. As described in more detail below, power balance of the DC bus 160 is achieved by exchanging energy at the fundamental and main harmonic frequencies. DC bus controller 158 is preferably implemented as an SRF-based controller, and may share selected components with harmonic controller 152, as will be described in more detail below. Good. The DC bus controller 158 is connected to the DC bus reference voltage signal V_dc ^*(Which may be conveniently generated from the signal generated by the harmonic control device 152) or the voltage V measured across the DC bus capacitor 160_dc, And measured three-phase filter current value i_fBased on the three-phase DC bus control inverter voltage command signal is generated. These filter current values i_fMay be measured by a conventional method using, for example, a current transformer. The DC bus controller 158 determines the measured three-phase filter current value i_fNeed to be converted to a two-phase synchronous rotation reference frame signal value at the fundamental frequency. As explained earlier, the filter terminal voltage V for generating the phase angle Θ at the fundamental frequency_loadThis may be accomplished in a conventional manner using a PLL 162 and a look-up table 164 for outputting the required cos Θ and sin Θ signal values to the DC bus controller 158. Similarly, the two-phase DC bus control inverter voltage command signal is converted into a three-phase DC bus control inverter voltage command signal using the signals output by PLL 162 and reference table 164.
The harmonic active filter inverter voltage command signal generated by the harmonic control device 152 is applied to the DC bus control inverter voltage command signal from the DC bus control device 158 in the relay unit 166 before being applied to control the active filter inverter 54. Combined. At relay 166, PWM modulation (described in more detail below) occurs, in which a switching signal for the active filter inverter is generated from this combined harmonic and the DC bus control inverter voltage command signal. Thereby, the active filter inverter 54 is controlled at the same time, and both functions of harmonic cutoff / compensation are performed at the selected main harmonic frequency, and DC bus control and power balance are performed. It should be noted that only FIG. 7 illustrates a single parallel hybrid active / passive filter system according to the invention for filtering a single main harmonic frequency. A separate harmonic controller 152 and a DC bus controller 158 are used for each separate active filter inverter that is used to filter the selected main harmonic frequency. As in the alternative hybrid parallel active / passive filter system topologies 80 and 140 described with reference to FIGS. 4 and 6, a single active for simultaneous harmonic blocking and compensation of one or more main harmonic frequencies If filter inverter 82 must be used, the active filter from multiple harmonic controllers 152 before applying the control signal to control active filter inverter 82 as illustrated in FIG. Inverter control signals may be combined.
A representative SRF-based harmonic controller 152 used in the present invention will be described in more detail with reference to FIG. This representative control device controls the active filter inverter 54 and outputs a control signal for performing harmonic compensation / cutoff at the fifth harmonic frequency. Controllers for other main harmonic frequencies are similarly implemented. The feedback control is a three-phase power supply current i measured using a current transformer or other conventional current measuring device._sa, I_sb, I_scbased on. The measured power supply current signal value is applied to the three-phase to two-phase synchronous phase reference frame converter 170. As described above in connection with FIG. 1, a three-phase to two-phase phase number converter 170 is implemented in a conventional manner to provide a three-phase power supply current signal value i._sa, I_sb, I_scThe two-phase synchronous rotating power supply current signal value i_q ^eAnd i_d ^eIt is also possible to convert at the selected main harmonic frequency (ie, the fifth harmonic frequency in this case). Therefore, in the synchronous phase reference frame conversion 170 from three phases to two phases, sinΘ_FiveAnd cosΘ_FiveSignal values are used, but these signal values are measured using the measured terminal voltage V_loadAre generated by the PLL 154 and the reference table 156, and the number of phases is converted from three phases to two phases.
An exemplary circuit for performing a three-phase to two-phase synchronous phase reference frame conversion 170 is illustrated in FIG. An amplifier circuit 171 is used to perform an initial conversion of the stationary ds-qs reference frame from a three-phase signal to a two-phase. This circuit is a three-phase reference current i_a, I_b, I_cIt uses the relationship between them. i_c= −i_a−i_bTherefore, in order to perform phase number conversion, only two measured phase currents i_aAnd i_bNeed. Thus, the first amplifier circuit 172 is i_aTo i_q ^sIs generated. Similarly, the second amplifier circuit 173 has a measured three-phase current signal i_aAnd i_bBased on stationary two-phase reference frame to signal i_d ^SIs generated. I multiplied by an appropriate constant as defined by Equation 1 by amplifier circuits 172 and 173._aAnd i_bBy combining the stationary two-phase reference frame with i_d ^sAnd i_q ^sIs generated. These two amplifier circuits 172 and 173 are identical, but resistor 174 in amplifier circuit 172 and resistors 175 and 176 in amplifier circuit 173 are i._aAnd i_bGive a multiplier with the desired ratio between i_q ^sAnd i_d ^sNote that it has a resistance value chosen to form Resistors 177 and 178 and back-coupled Zener diodes 179 and 180 in each amplifier circuit 172 and 173 are respectively i_q ^sAnd i_d ^sA voltage divider and pressure reducer are provided to reduce the scale of the quantity.
sinΘ_nAnd cosΘ_nUnit vector multiplication is accomplished with an SRF conversion circuit 170 shown in FIG. 9 using an integrated circuit AC vector processor chip 181 such as AD2S100 or AD2S105. Stationary phase reference frame signal i_q ^sAnd i_d ^sAre input to the vector processor 181 when sin Θ and cos Θ are input, respectively. Rotating two-phase reference frame signal value i_q ^eAnd i_d ^eIs output from the vector processor 181. Stationary two-phase reference frame signal value i_q ^sAnd i_d ^sAnd the two-phase reference frame signal value i_q ^eAnd i_d ^eIs determined by a digital signal representing the phase angle Θ, which is applied to a line 182 leading to the input terminal of the vector processor 181. Line 182 is cosΘ at the nth harmonic frequency required by Equation 2._nAnd sinΘ_nAn input terminal to a reference table in the vector processor 181 corresponding to the value. 7 is executed by the vector processor 181. Another circuit may be used to perform reference frame conversion from three phases to steady two phases to achieve conversion from steady to synchronous rotating two-phase quantities. For example, a digital embodiment of a three-phase to two-phase number conversion 170 using a microprocessor or digital signal processor (DSP) may be used.
The two-phase conversion from steady state to rotation is preferably the measured filter terminal voltage V_loadDerived from the phase-locked loop (PLL) 154 for_nAnd sinΘ_nPreferably based on value. A corresponding PLL 154 for the three-phase to two-phase SRF conversion circuit 170 shown in FIG. 9 is illustrated in FIG. Neutral filter terminal voltage V for any one phase_load(V_fThe line leading to the integrated circuit 183 is applied to the input terminal of the integrated circuit 183. The clock signal output of circuit 183 increments the counts in decimal counter 184 and binary counter 185, and binary counter 186 connected in series. The output of the binary counter 186 is Θ_nIs an address signal corresponding to.
In this case, however, n = 5 (fifth harmonic). These signals are inversely converted by the inverter 187 and applied to the line 182. The signal on this line is the desired sinΘ_nAnd cosΘ_nIt is used by a vector processor circuit such as the vector processor 181 of FIG. 9 as an address for an internal reference table containing values. In this case, since the fifth harmonic has a negative or reverse rotation with respect to the fundamental frequency, the inverter 187 is used. The output of the binary counter 185 is V_fThis is a signal pulse at the fundamental frequency (for example, 60 Hz). This signal is returned as an input to the integrated circuit 183. Integrated circuit 183 adjusts its clock rate output to V_fAn input signal provides a signal received from the counter 185 during phase lock. Other PLL circuits may also be used, including PLLs that are digitally executed in a microprocessor or digital signal processor (DSP). It should be noted that where this application requires a three-phase to two-phase phase conversion or the use of a PLL, this is a typical three-phase to two-phase phase conversion. This means that the described PLL circuit can be used with slight modifications.
Three-phase power supply current signal value i at selected main harmonic frequency_sa, I_sb, I_scThe two-phase synchronous rotation source current signal value i_q ^eAnd i_d ^eThe main harmonic frequency component of the measured power supply current signal value is the two-phase source current signal value i._d ^eAnd i_q ^eIs converted to the DC component. Therefore, the power supply current i_sThe signal i corresponding to the main harmonic current component of_qf ^eAnd i_df ^eIs the two-phase power supply current signal value i_q ^eAnd i_d ^eCan be easily extracted without phase delay. Two-phase power supply current signal i_q ^eAnd i_d ^eThe low pass filters 188 and 190 used to extract the DC main harmonic component from the are preferably implemented by a maximally flat Butterworth low pass filter. Other conventional low pass filter designs may be utilized, such as a sixth order switched capacitor low pass filter with an appropriate cutoff frequency (eg, 10 Hz). The ability to extract main harmonic components from current and voltage signals measured using a low-pass filter without introducing phase lag is a significant advantage of SRF-based controllers. Most other controllers introduce significant phase shifts at both harmonics and fundamental frequencies.
Low pass filters 288 and 190 may be implemented using a switched capacitor low pass filter 191 of the type illustrated in FIG. In the switched capacitor low-pass filter 191, the integrated circuit switch 192 is switched to extract a DC component from the input signal. The amplifier circuit 193 outputs the output buffer to the low-pass filter 191. Needless to say, other low-pass filter designs such as LPF using an analog Sarlensky approach or digital LPF implemented in a digital signal processor (DSP) can be used. It should be noted that the switched capacitor LPF just described can be used wherever this specification requires the use of an LPF.
The filtered signal value corresponding to the measured main harmonic component of the power supply current is supplied to the power supply current reference command signal value i at the relay units 194 and 196, respectively._q ^{e *}And i_d ^{e *}And a power source current harmonic error signal is output. Since the purpose is to drive the main harmonic component of the power supply current to zero, the main harmonic power supply current reference command signal value i_q ^{e *}And i_d ^{e *}Both should be set to zero. The power supply current harmonic error signal, representing the difference between the measured power supply current at the selected main harmonic frequency and the desired power supply current at the selected main harmonic frequency, is proportional proportional (PI) regulator 200 and 202. To be applied. PI adjustment devices 200 and 202 may be implemented in a conventional manner. The outputs of PI regulators 200 and 202 are the harmonic inverter voltage command signal i in the two-phase synchronous circuit reference frame._q ^{e *}And i_d ^{e *}It is. This two-phase harmonic inverter voltage command signal may be combined with the feedforward voltage command signal from feedforward command calculator 240 at summing junctions 210 and 212. The feedforward command computer 240 will be described in more detail below. Two-phase harmonic inverter voltage command signal is converted from two-phase synchronous rotation reference frame to three-phase inverter voltage command signal V by two-phase to three-phase synchronous phase frame conversion 214._inva ^*, V_invb ^*, V_invc ^*Converted to The two-phase to three-phase synchronous phase frame converter 214 may be implemented in a conventional manner that performs the two-phase to three-phase phase conversion described above with reference to FIG. This two-phase to three-phase reference frame conversion is achieved at the main harmonic frequency, so in this case sinΘ_FiveAnd cosΘ_FiveSignal value, but this sinΘ_FiveAnd cosΘ_FiveThe signal value is the filter terminal voltage V_loadMay be output by the PLL 154 and the reference table 156.
A circuit diagram of a typical two-phase to three-phase phase number conversion circuit 214 is illustrated in FIG. The inverting amplifier 215 has k = −1 (in this case V_d ^c(Represents a value). This is appropriate for negative sequences such as the fifth harmonic. The integrated circuit vector processor chip 216 performs the conversion from two-phase rotation to two-phase steady state. Θ_nThe required sin Θ as required by Equation 3 in circuit 216 by an internal lookup table addressed by the address signal on line 182 from PLL 154 corresponding to_nAnd cosΘ_nIs multiplied. The output value of the vector processor 216 representing the voltage value in the stationary two-phase reference frame is applied to the amplifier circuit 217, which multiplies the stationary two-phase reference frame signal value by the constant required by Equation 4 to produce a two-phase signal. Convert values to three-phase signal values. Other analog or digital circuitry including digital signal processor circuitry may be used to perform the two-phase to three-phase phase number conversion 214. It should be noted that where this specification requires a two-phase to three-phase conversion, the typical two-phase to three-phase conversion circuit is slightly modified. It can be used.
Three-phase harmonic inverter voltage command signal V_inva ^*, V_invb ^*, V_invc ^*Is output to the modulator 218. The modulator 218 receives an inverter switching signal S from the inverter voltage command signal to the switching device in the active filter inverter 54._a, S_b, S_cIs generated. Thus, for example, the modulator 218 may be implemented as a square wave or switching angle calculator that generates a square wave inverter gate signal for the inverter switch of the square wave active filter inverter 54. Exemplary structures and methods for generating inverter switching signals are described in more detail below in connection with DC bus control of inverter 54. The resulting three-phase inverter voltage signal V generated by inverter 54_a, V_b, V_cIs the filter terminal voltage or load voltage V_loadSupply voltage V at the selected main harmonic frequency_sThe power supply current is adjusted at the selected main harmonic frequency until approximately zero.
As previously described, the SRF-based controller topology similar to that illustrated in FIG. 8 is used to control the active filter inverter 56 (see FIG. 3) and other main harmonics such as the seventh harmonic. Harmonic cutoff and compensation may be performed at wave frequencies. In such a control device, the synchronous phase reference frame rotates at another main harmonic frequency. For example, at the seventh harmonic frequency, the synchronous phase reference frame rotates at 7 times the fundamental frequency. Therefore, sinΘ₇And cosΘ₇SRF conversion is accomplished by performing synchronous phase frame conversion from values to three-phase to two-phase and from two-phase to three-phase. The heterodyne characteristic of the SRF-based controller 152 that can extract the main harmonic component of the measured source current without phase delay allows the PI-based regulators 200 and 202 to be used effectively with zero steady-state deviation. The controller 152 ensures harmonic cut-off at the selected main harmonic frequency and suppresses all main harmonic frequency load current harmonics into the corresponding passive filter. It should be noted that the controller topology 152 can be implemented using analog hardware, a combination of analog and digital hardware, or by a digital signal processor (DSP) or similar digital programmable device.
Next, the operation of the feedforward command calculator 240 will be described. The feedforward command calculator 240 outputs feedforward command signals in the two-phase synchronous rotation reference frame, and these command signals are generated by the two-phase harmonic inverter voltage command signals (feedback control signals) generated by the PI adjusters 200 and 202. Combined). The effect of the feedforward command signal is to control the active filter inverter 54 more effectively and to respond faster to the harmonic distortion applied to the power supply line 37, thereby more effectively reducing the harmonic distortion. It should be noted that the feedforward command calculator 240 is an optional feature of the harmonic controller 152 and is necessarily required in all applications including the high power application of the hybrid parallel active / passive filter system 32. It is not. It should also be noted that feedforward command signals can be generated using various methods and structures. One such option is described immediately below in detail, and another feedforward command generator topology is described in detail below in connection with the active filter inverter controller of FIG.
Referring to FIG. 13, the operation of the feedforward command calculator 240 can be best explained. Recall that a hybrid parallel active / passive filter system according to the present invention is controlled by an SRF-based controller 152 to achieve harmonic cutoff at a selected main harmonic frequency. FIG. 13 illustrates a fifth harmonic equivalent circuit of the power device 30 illustrated in FIG. 3 under such a harmonic cutoff condition. Under harmonic cut-off, the fifth harmonic power supply current is i_s5= 0. The fifth harmonic current of the fifth harmonic passive filter 50 (i_f5.5th) And the fifth harmonic current of the seventh harmonic passive filter (i_f7.5th) Is the inverter voltage V generated by the fifth harmonic active filter square wave inverter 54_inv5And the fifth harmonic load current i_load.5thFrom the viewpoint, it can be expressed by the following formula.

Where Z_f5.5thAnd Z_f7.5thAre the passive filter impedances at the fifth harmonic frequency for the fifth harmonic passive filter 50 and the seventh harmonic passive filter 52, respectively.
Therefore,

Where ω_FiveIs -5ω_e(5 times the fundamental frequency) and r_FiveAnd r₇Are the resistances of the fifth and seventh harmonic passive filters 50 and 52, respectively,_f5And L_f7Are the inductances 62 and 64 of the fifth and seventh harmonic passive filters 50 and 52, respectively, and C_f5And C_f7Are the capacitances 58 and 60 of the fifth and seventh harmonic passive filters 50 and 52, respectively.
According to the present invention, the harmonic cutoff at the fifth harmonic frequency with the power supply current is_inv5To control the fifth harmonic frequency v_load.5thFilter terminal voltage at 5th harmonic frequency v_s.5thThis is achieved by following the power supply voltage at. Therefore,

The inverter voltage for the seventh harmonic frequency active filter inverter 56 can be similarly determined.

Active filter inverter voltage v derived from Equation 10 and Equation 11._inv5And v_inv7Shows the feasibility of achieving harmonic blocking at a selected frequency. v_inv5And v_inv7Is effectively used as a feedforward command signal, and is combined with the two-phase harmonic inverter voltage command signal to improve the dynamic performance of the hybrid filter system of the present invention. It should be noted that there is a one-point solution for the inverter voltage amplitude and phase in the simplified equivalent circuit of the power device 30 (FIG. 13). For more complex systems, a more sophisticated optimal search algorithm may be used.
For the fifth harmonic active filter inverter controller 152 illustrated in FIG. 8, the feedforward command calculator 240 executes Equation 10, and v as a feedforward command signal during the two-phase synchronous rotation reference frame._inv5Is generated. Examining Equation 10, the feedforward command v_inv5To generate power supply voltage v_s.5th5th harmonic component and load current i_load.5thIt is clear that the fifth harmonic component is required. These harmonic frequency component signal values may be derived using a synchronous phase frame conversion from three phases to two phases at the fifth harmonic frequency. Therefore, the measured three-phase power supply voltage value v_sa, V_sb, V_scCan be output to a three-phase to two-phase synchronous phase frame converter 242, which converts cos Θ_FiveAnd sinΘ_FiveThe three-phase power supply voltage value is converted to the two-phase synchronous rotation reference frame signal value at the fifth harmonic frequency using the signal value. As a result, the fifth harmonic component of the power supply voltage is converted into a DC signal value in the two-phase synchronous rotation reference frame, and these DC signal values are sequentially extracted by the low-pass filters 244 and 246 without phase delay. Alternatively, the fifth harmonic component of the power supply voltage can be obtained by performing a fast Fourier transform on the measured power supply voltage. Measured three-phase load current value i_loada, I_loadb, I_loadcIs output to a three-phase to two-phase synchronous phase frame converter 248, which converts the three-phase load current signal to cos Θ_FiveAnd sinΘ_FiveValue is converted to a two-phase synchronous rotation reference frame signal value at the fifth harmonic frequency. The synchronous phase reference frame conversion 248 is a two-phase synchronous rotation reference frame that converts the fifth harmonic component of the load current into a DC signal. This DC component is extracted by the low-pass filters 250 and 252 without phase delay. The DC signals output from the low-pass filters 244 and 246 and 250 and 252 are output to the feedforward command computer 240. This feedforward command calculator 240 uses the power supply voltage and the load current harmonic component signal value according to Equation 10 to feedforward command voltage signal v_inv5Is generated. It should be noted that in the simplified equivalent circuit of the power device 30 (FIG. 13), there is a one-point solution for the inverter amplitude and phase. For more complex systems, a more sophisticated optimal search algorithm may be required. In such a case, the resulting fifth harmonic active filter inverter voltage v_inv5A feedforward inverter voltage command signal will be generated by feedforward command calculator 240 based on a more elaborate solution to. The feedforward command calculator may be implemented with an analog circuit configuration using a digital processor, or a combination of an analog circuit configuration and a digital circuit configuration.
When designing a hybrid parallel active / passive filter system that includes a separate hybrid active filter branch for performing one or more main harmonic frequency filtering, it is important to ensure that circulating current does not overload the passive filter It is to be. In the hybrid parallel active / passive filter system application illustrated in FIG. 3, the circulating current refers to the harmonic current between the fifth and seventh passive filters 50 and 52. When harmonic blocking is achieved at the fifth and seventh harmonic frequencies, the fifth and seventh harmonic passive filters 50 are replaced by substituting Equation 10 into Equation 5 and Equation 6. The fifth harmonic current in 52 can be derived.

Similarly, the seventh harmonic current in the seventh and fifth harmonic passive filters 52 and 50 can be derived as follows.

The circulating fifth and seventh harmonic currents between the passive filter branches 50 and 52 are v_s.5thAnd v_s.7thAs a result of the harmonic cutoff in the presence of the supply voltage harmonics indicated by v_s.5th/ z_f7.5thAnd v_s.7th/ z_f5.7thRespectively can be clearly identified.
In the fifth and seventh order passive filter 50 and 52 designs, the total capacitance is constrained by the basic reactive power requirement of the load 38. Control the branch impedance characteristics in order to minimize total circulating current and active filter rating by allocating capacitance between the fifth and seventh order passive filter branches 50 and 52 in different ratios be able to. 7th harmonic frequency impedance (z) of the 5th harmonic passive filter 50_f5.7th) And the fifth harmonic frequency impedance of the seventh harmonic passive filter 52 (z_f5.5th) Different capacitance distribution ratios between the fifth harmonic passive filter 50 and the seventh harmonic passive filter 52 are illustrated in FIG. To minimize circulating current, the fifth harmonic passive filter should exhibit high impedance at the seventh harmonic frequency, and vice versa. In order to minimize the active filter rating, the basic reactive filter current must be distributed equally. Therefore, the optimal method is to evenly distribute the capacitance among the passive filters as illustrated in FIG. Therefore, the capacitance 58 of the fifth harmonic passive filter 50 is C5 = a × C_totalAnd the capacitance 60 of the seventh harmonic passive filter 52 is C7 = (1-a) × C_totalIt becomes. Inductances 62 and 64 of the fifth and seventh harmonic passive filters 50 and 52 (L_f5And L_f7) Is suitably designed to tune the passive filters 50 and 52 at the fifth and seventh harmonic frequencies, respectively. In the preferred embodiment of the system, the capacitance is evenly distributed with a = 0.6 to minimize the active filter inverter rating. This design approach also distributes reactive power compensation equally between the passive filter branches 50 and 52.
Control of a square wave active filter inverter to achieve harmonic blocking according to the present invention requires that the inverter DC bus voltage that is the basis for inverter voltage signal synthesis be maintained. A constant DC bus voltage must be maintained for the PWM inverter. For square wave inverters, the DC bus must be controlled to output the required inverter output voltage. This may be accomplished in the conventional manner of supplying a DC bus voltage using an input rectifier voltage power source. However, in the preferred embodiment of the hybrid parallel active / passive filter system according to the present invention, a DC bus control scheme is used to achieve DC bus power balance. According to the present invention, the power balance of the DC bus is achieved by exchanging energy at the fundamental frequency and at the filtered main harmonic frequency (such as the fifth harmonic for the fifth harmonic active filter 54). Achieved. This DC bus control scheme is different from previously known DC bus control schemes used in parallel active filters and other hybrid active filter systems such as hybrid series active filter systems. In a conventional system, either a basic current in phase with the basic voltage across the active filter inverter is generated, or a basic voltage output by the active filter inverter in phase with the basic current flowing in the active filter inverter is generated. The DC bus voltage was maintained, and the necessary active power was supplied to compensate for the inverter loss. Therefore, in these previously known system topologies, the active power flow occurs only at the fundamental frequency. However, in the hybrid parallel active / passive filter system according to the present invention, it is desirable that an active power flow is generated due to the interaction (product) of the main harmonic frequency current and the harmonic frequency voltage signal generated by the active filter.
Next, DC bus control for achieving power balance of the DC bus will be described with reference to an active filter inverter 54 operating at the fifth harmonic frequency. It should be understood that exactly the same control scheme can be used for active filter inverters operating at other main harmonic frequencies that require harmonic compensation and blocking.
In accordance with the present invention, as previously described, the active filter inverter 54 generates a harmonic voltage signal to achieve harmonic blocking between the power source 36 and the load 38. This causes an active power flow into the inverter at the main harmonic frequency, and the inverter charges and discharges the inverter DC bus voltage across the DC bus capacitor 160. This active power flow caused into inverter 54 due to the product of the main harmonic frequency voltage and current in the filter branch cannot be actively controlled and is therefore effective at some other frequency. Requires power balance. This active power balance cannot be achieved at other selected main harmonic frequencies. The reason is that while trying to balance the power by controlling the inverter at other harmonic frequencies, at the same time trying to achieve the original function of harmonic cut-off at other main harmonic frequencies will result in a collision Because. Power current harmonics are also generated as a result of active power balancing attempted at other harmonic frequencies. Therefore, the function of balancing the DC bus is preferably achieved only at the fundamental frequency.
In accordance with the present invention, the active filter inverter 54 is controlled to generate a fundamental frequency voltage in phase with the fundamental frequency current in the filter 32 to achieve active power balance and compensate for inverter losses. The harmonic cutoff function of the hybrid filter system 32 is not affected by adding the basic voltage of the inverter output. This is because the generated fundamental frequency voltage signal does not depend on the harmonic frequency voltage signal generated by the active filter inverter 54. This control scheme for the operation of a hybrid parallel active / passive filter system according to the present invention eliminates the need for energy storage devices and additional power supplies that support the inverter DC bus in such systems. This is the reason why the hybrid parallel active / active filter according to the present invention is required for a conventional hybrid parallel active filter system that requires a DC energy storage device for the DC bus and an additional power supply, and that does not achieve harmonic cut-off due to power supply voltage distortion. This is a key advantage of the passive filter system. The injected voltage is very small compared to the basic voltage across the passive filter capacitor 58, so the injection of the basic voltage signal on the power line 37 has no significant effect on the reactive power compensation of this system. .
An SRF-based controller 150 for controlling the active filter inverter 54 and achieving power balance of the inverter DC bus according to the present invention is illustrated in FIG. The SRF-based controller 150 includes not only a DC bus control but also a configuration of a harmonic controller 152 and a DC bus controller 158 that control the active filter inverter 54 for performing harmonic cutoff and compensation at the main harmonic frequency. Contains elements. Control of the active filter inverter 54 to provide harmonic compensation and cutoff is performed by the harmonic SRF controller component 152, which includes feedback control, as previously described, and Optionally, a feedforward control component is included. The operation of this feedback control element has already been described in connection with FIG. As previously described, the three-phase power supply current isa-c is measured and converted to a two-phase synchronous rotation reference frame signal at the fifth harmonic frequency by a three-phase to two-phase in-phase frame conversion 170. In this conversion, the fifth harmonic component of the power supply current is converted into the DC signal value extracted by the low-pass filters 188 and 190. Filtered DC signal value i corresponding to the 5th harmonic current component_q ^eAnd i_d ^eThe power current harmonic error signal generated by taking the difference 194 and 196 between and the reference value i set to zero_q ^{e *}And i_d ^{e *}Is applied to the PI adjustment devices 200 and 202. PI adjusters 200 and 202 are two-phase synchronous rotation reference frame with harmonic inverter voltage command signal V_q ^{e *}And V_d ^{e *}Is generated.
The harmonic inverter voltage command signal corresponds to an active filter inverter voltage signal that is generated to achieve harmonic blocking. The two-phase harmonic inverter voltage command signal is the three-phase inverter voltage command signal V in the three-phase reference frame from the three-phase to two-phase in-phase frame conversion 214 at the (fifth) main harmonic frequency._5tha ^*, V_5thb ^*, V_5thc ^*Is converted to 3-phase carrier waveform, tri_5tha, Tri_5thb, Tri_5thcMay be generated from a three-phase harmonic inverter voltage command signal by the three-phase triangular carrier waveform generator 400. 3-phase carrier waveform tri_5tha-cThese are triangular waveforms that are phase-shifted from each other by 120 ° and tuned to the fifth-order harmonic inverter voltage command signal having a phase difference of 180 °.
Summing junctions 210 and 212 may combine the two-phase harmonic inverter voltage command signal and the feedforward command signal. As previously described, the use of feedforward command signals is an optional feature that enhances the performance of the harmonic controller 152. It should be noted that the feedforward command signal generator described above in connection with FIG. 8 cannot be used properly with the SRF controller, including the DC bus control of FIG. 15 according to the present invention. However, the feedforward command signal generation device 402 described with reference to the control device of FIG. 15 can use the control device structure described in relation to FIG. 8, but uses this type of DC bus control device 158 described. I can't do it.
The operation of the feedforward command signal generation device 402 illustrated in FIG. 15 can be best explained with reference to FIG. This device is an equivalent circuit of the fifth harmonic frequency applying the hybrid parallel active / passive filter of FIG. Referring to this equivalent circuit of the fifth harmonic frequency in FIG. 22, if harmonic cutoff is achieved, i_s.5th= 0, and the fifth harmonic filter current can be expressed as follows.

Where Z_f5.5thAnd Z_f7.5thAre the passive filter impedances at the fifth harmonic frequencies of the fifth harmonic passive filter 50 and the seventh harmonic passive filter 52, respectively, as previously defined in equations 7 and 8. For a typical 60Hz system, ω_Five= −300 × 2π (ie ω_Five= 5ω_e, Where ω_eNote that represents the fundamental frequency. Since the fifth harmonic current generated by the rectifier load 38 is represented by a negative sequence, a negative value is used. V_inv5.5thAnd V_inv7.5thRepresents the fifth harmonic voltage component of the fifth and seventh harmonic active filter inverters 54 and 56. Supply voltage harmonic V_s.5Filter current harmonics i_{f5.5 5th}Equation 16 shows that it does not affect. If harmonic cut-off between the power supply and the load can be achieved, the current rating of the passive filter component will not depend on the power supply voltage harmonics.
To prevent harmonic current from flowing into the power supply 36, the fifth harmonic voltage V at the load terminal_load.5thIs the power supply harmonic voltage V_s.5thMust follow. Therefore,

Based on equations 16-18, the inverter voltage required to achieve harmonic blocking is derived.

Equation 19 shows the feasibility that harmonic blocking is achieved with the hybrid parallel active / passive filter system of the present invention. 5th harmonic frequency V_inv7.5th7th harmonic active filter inverter voltage at 5th harmonic passive filter impedance Z_f5.5thEquation 19 also shows that if is small, it has no significant effect on harmonic blocking.
Feedforward control can be used to improve the overall control of the inverter in two respects. Feedforward control can be used to improve the tracking of the power supply voltage harmonics to achieve harmonic blocking as well as to correct inaccurate tuning of the passive filter 50.
The first component of the feedforward control device tunes the passive filter 50. Equation 19 represents the passive filter (Z_f5.5th= 0) is the sideband voltage V of the active filter inverter 56 of one filter branch_inv7.5thIt shows that it cuts off.
Tuning voltage command signal v_tuning.5Preferably outputs active impedance at the selected main harmonic frequency to compensate for inaccurate tuning of the passive filter element, based on control of the active filter inverter 54. In such a control system, an active impedance command is generated, which is used to control the active filter inverter and to generate a control signal for tuning the impedance of the passive filter connected in parallel at the selected harmonic frequency. Is done. According to the present invention, the active impedance command is a tuning voltage command signal v at the selected main harmonic frequency._tuning.5thUsed to generate According to the present invention, the active inductance command L_cmd5And active resistance command r_cmd5Is the load terminal voltage component v at the selected main harmonic frequency_load.5And filter current component i_f5.5And calculated from These harmonic voltages and current component signals are converted to two-phase synchronous rotation reference frame signal values at the measured three-phase load voltage and the main harmonic frequency selected by the method described earlier in this specification. Derived from the current. Therefore:

Before the active filter inverters 54 and 56 are started, the active impedance command L_cmd5And r_cmd5Note that calculating
Given an active impedance command, the desired tuning voltage that needs to be synthesized by the active filter inverter 54 to tune the passive filter 50 to the fifth harmonic frequency can be calculated as follows.

Expression 22 is executed by the feedforward command generator circuit 402 illustrated in FIG. Measured three-phase filter current i_f5a-cIs the sinΘ output by the PLL 154 with respect to the filter terminal voltage and the reference table 156._FiveAnd cosΘ_FiveUsing the signal value, a three-phase to two-phase synchronous phase frame conversion 404 causes a two-phase synchronous rotation reference frame value i at the fifth harmonic frequency._f5q ^eAnd i_f5d ^eIs converted to The fifth harmonic component of the measurement filter current is a component converted into a DC signal value by the three-phase to two-phase conversion 404, and as described above, this component is a low-pass filter 406 and 408. Extracted without time delay. The fifth harmonic component extracted from the filter current of the relay units 410 and 412 is used as the active resistance command r._cmd5Equation 22 is executed by simply multiplying the first. Active inductance command signal L_cmd5(Basic frequency 5ω_eIs first multiplied by the fifth harmonic component of the measurement filter current of relays 414 and 416 to achieve the differentiation required by Equation 22. This differentiation is then effectively accomplished by exchanging the biphasic dq signal quantities (418) and multiplying the result by a constant K (420) or-(422). The constant K is 1 for positive sequences and -1 for negative sequences. Since the fifth harmonic frequency is a negative sequence, K = −1 in this case. The exchange of the two-phase dq value combined with the multiplication of the K value and the −K value affects the 90 ° phase shift of the two-phase signal quantity, thereby the filter current fifth harmonic combined with the multiplication of the frequency 5c. Obviously, it affects the required differentiation of the components.
The active inductance command multiplied by the effectively differentiated fifth harmonic component of the filter current is combined with the active resistance command multiplied by the fifth harmonic component of the filter current at the summing junctions 424 and 426 to obtain the equation 22 Tuning voltage command signal v as defined in_tuning.5thProduce. Tuning voltage command signal v_tuning.5It is clear that the following equation is implemented by the structure described to synthesize:

Tuning voltage v through active filter inverter 54_tuning.5thAny inaccurate tuning of the passive filter 50 is corrected. Therefore, the fifth harmonic sideband voltage v of the seventh harmonic active filter inverter 56_inv7.5thDoes not affect the harmonic blocking of the fifth harmonic frequency.
The second component of the feedforward controller 402 provides improved tracking of the power supply voltage harmonics. v_load.5= V_s.5In this case, the fifth harmonic current in the power supply can be removed. Follow-up voltage command signal V_tracking.5thThe fifth harmonic frequency v_s.5thCan be set equal to the supply voltage at to achieve the desired harmonic cut-off. Supply voltage harmonics v_s.5Does not change abruptly, the power supply voltage harmonics v are obtained by performing a Fast Fourier Transform (FFT) analysis on the voltage measured at the PCC transformer terminal using a digital signal processor (DSP)._s.5Can be obtained. Alternatively, by converting the three-phase power supply voltage measured at the fifth harmonic frequency into a two-phase synchronous rotation reference frame signal, the fifth harmonic component of the power supply voltage is obtained, thereby obtaining the fifth harmonic of the power supply voltage. It is also possible to convert the wave component to a DC value and then perform low-pass filtering to extract the fifth harmonic component of the power supply voltage.
Tuning voltage command signal v_tuning.5thAnd follow-up voltage command signal v_tracking.5thAre added together at summing junctions 428 and 430 to feed forward command signal v to harmonic controller 152._{feedforward.5th}Is formed. The feedforward command signal is combined with the feedback control signal at the summing junctions 210 and 212, and the two-phase inverter voltage command signal v_q ^{e *}And v_d ^{e *}Form.
DC bus voltage reference signal V_d ^{e *}Is a two-phase synchronous rotation reference frame harmonic inverter voltage command signal V_q ^{e *}And V_d ^{e *}Derived from. DC bus voltage reference signal V_dc ^*Is derived from the required fifth harmonic voltage amplitude. Therefore, the DC bus voltage reference signal V_dc ^*Is a two-phase harmonic inverter voltage command signal V_q ^{e *}And V_d ^{e *}Is derived by calculating the amplitude of. Inverter voltage command signal V_q ^{e *}And V_d ^{e *}Is squared at 452 and 454, and the squared signal is summed at 456 and the square root of this sum is taken at 458. Square functions 452 and 454, aggregate function 456, and square root function 458 can be performed in a conventional manner using analog or digital circuit configurations, including the use of commercially available integrated circuit components that perform square and square root functions. Good. The result is the DC bus voltage reference signal V multiplied by the scaling factor constant K at 460._dcThe amplitude of the two-phase harmonic inverter voltage command signal can be derived.
DC bus voltage reference signal V_dc ^*Is compared to the measured signal value corresponding to the actual DC bus voltage at summing junction 462. This measured DC bus voltage signal is measured at the both ends of the DC bus capacitor 160 and the measured signal is filtered using a low-pass filter 464 that removes unwanted noise from the measured voltage signal. Can also be obtained. DC bus voltage command V_dc ^*And the measured DC bus voltage (DC bus voltage error) are output to the DC bus controller PI adjustment unit 466. The output of the DC bus control device PI adjustment device 466 is a DC bus voltage command signal. In the relay units 468 and 470, the DC bus voltage command signal is multiplied by a signal corresponding to the fundamental frequency component of the current of the hybrid filter 32.
In this case, the fundamental frequency component of the filter current is the measured three-phase filter current i flowing through the fifth harmonic hybrid filter 32._f5a, I_f5b, I_f5cDerived from. For example, the three-phase filter current may be measured by a conventional method using a current transformer. The three-phase measurement filter current signal is sinΘ that the PLL162 can output for the measured filter terminal voltage.₁And cosΘ₁Using the value and the reference table 164, a three-phase-to-two-phase in-phase frame conversion 472 converts to a two-phase synchronous rotation reference frame signal at the fundamental frequency. This three-phase to two-phase synchronous phase reference frame conversion at the fundamental frequency converts the fundamental frequency component of the three-phase filter current to a DC value. This DC value is extracted by the low-pass filters 474 and 476 without phase delay.
The output of the low-pass filters 474 and 475 corresponding to the fundamental frequency component of the measurement filter current is multiplied by the output of the DC bus controller PI adjustment device 466 (DC bus voltage command signal) at nodes 468 and 470, and a two-phase synchronous rotation reference frame A DC bus control inverter voltage command signal is generated. These two-phase voltage command signals are sinΘ₁And cosΘ₁Three-phase DC bus control inverter voltage command signal V at the fundamental frequency by two-phase to three-phase synchronous phase frame conversion 477 using the signal value of the reference and reference table 164_funda ^*, V_fundb ^*, V_fundc ^*Converted to These signal values can also be output by the PLL 162 with respect to the measured passive filter terminal voltage.
Inverter gating or switching signal s_a, S_b, S_cLow frequency (60Hz etc.) DC bus control inverter voltage command signal V_funda ^*, V_fundb ^*, V_fundc ^*Derived from the combination of This command signal is generated by the DC bus controller 158 at the fundamental frequency and has a three-phase carrier waveform at the main harmonic frequency (such as 300 Hz), which is the three-phase harmonic output by the harmonic controller 152. Is generated by the triangular carrier wave generation device 400 based on the wave inverter voltage command signal. The DC bus control inverter voltage command signal is combined with the triangular carrier waveform at summing junctions 478, 480, 482, where these carrier waveforms are subtracted from the DC bus control inverter voltage command signal. This carrier signal is tuned to the harmonic inverter voltage command signal, but is 180 ° out of phase with this voltage command signal in order to match the minus sign of the comparators 478, 480, 482 with the 60Hz DC bus control inverter voltage command signal. Please note that The result of the comparison unit 478, 480, 482 is the square wave switching signal s._acIs output to the threshold switching devices 484, 486, and 488. Therefore, the switching signal generation process is performed using the three-phase fundamental frequency^* _funda-c) And three-phase harmonic frequency carrier (tri_Five ^th _ac) Is related to PWM processing.
Switching signal s_acIs output to the three-phase active filter inverter 54, controls the inverter 54, and generates a three-phase inverter voltage signal Va-c in series with the passive filter 50. Three-phase voltage signal s output by inverter 54_acIs the filter terminal voltage or load voltage V_loadWith a value that follows the power supply voltage harmonic at the main harmonic frequency and achieves harmonic cut-off between the power source 36 and the load 38 at the selected main harmonic frequency (in this case, the fifth harmonic). is there. At the same time, this control scheme achieves effective power balance of the inverter DC bus 160 and compensation for inverter loss by exchanging energy at the fundamental frequency and the main harmonic frequency.
Note that in the control system topology illustrated in FIG. 15, inverter 54 is directly controlled by the voltage command signal generated by the elements of harmonic controller 152 and DC bus controller 158. This topology is in contrast to conventional control methods for implementing high bandwidth current regulated active filter inverters. In a normal control method, harmonics and a DC bus voltage command are output to the modulator and a high frequency inverter switching signal is generated to synthesize the required active filter inverter output voltage. This topology of the present invention is an important advantage of the hybrid parallel active / passive filter system according to the present invention because low bandwidth (and hence high efficiency) inverters, including square wave inverters, can be used. This topology increases the practical feasibility and cost effectiveness of the hybrid parallel active / passive filter system according to the present invention, especially for high power applications.
FIG. 17 is a schematic diagram of the voltage components produced by the active filter inverter 54 controlled by the harmonic and DC bus control system illustrated in FIG. Active filter inverter 54V_inv5The total voltage of the fifth harmonic component V_inv5.5thBasic component V for DC bus compensation_{dc-control.fundamental}And sideband component V_sidebandIs included. Inverter voltage V_inv5.5thThe fifth harmonic component of the feedback control signal V_feedback.5thAnd feedforward control signal V_{feedforward.5th}Harmonic voltage components generated according to the above are included. The voltage component V for tuning is included in the feedforward component of the fifth harmonic frequency voltage._tuning.5thAnd tracking voltage component V_tracking.5thAnd are included. As explained before, the tuning voltage V_tuning.5thCorrects inaccurate tuning of the passive filter components 58 and 62. Therefore, combined V_tuning.5th, C_Five, L_FiveBy the fifth harmonic passive filter 50Z_f5.5thThe fifth harmonic impedance of becomes substantially zero. This prevents the switching sideband of the seventh harmonic active filter inverter 56 from affecting the harmonic cutoff at the fifth harmonic frequency, as shown in Equation 19. Tracking voltage V_tracking.5thIs controlled, the fifth power supply voltage harmonic V_s.5thAnd harmonic cutoff is achieved. V_tuning.5thAnd V_tracking.5thIs the feedforward command voltage component V of the fifth harmonic inverter voltage_{feedforward.5th}Is formed. Feedback voltage component V of the fifth harmonic inverter voltage_feedback.5thIs generated by the PI closed-loop control for the fifth harmonic component of the power supply current described above. This primary feedback control makes the system more robust to parameter variations. Feed forward voltage component V_{feedforward.5th}And feedback voltage component V_feedback.5thThe fifth harmonic voltage total output V of the active filter inverter 54_inv5.5thIs formed. Inverter 5th harmonic voltage output V_inv5.5thAnd 5th harmonic filter current i_f5.5thCreates an active power flow at the fifth harmonic frequency. The active filter DC bus controller 158 controls the inverter 54 and has a fundamental frequency V_{dc-control.fundamental}A voltage is generated at, a power flow is formed at the fundamental frequency, and this power flow is balanced at the fifth harmonic frequency. Therefore, no energy storage device is required on the DC side of the active filter inverter.
V_sidebandIs generated by the modulation process of the basic reference value and the fifth harmonic triangular carrier wave as described above. The output of the fifth harmonic active filter inverter 54 includes the seventh harmonic sideband, and the output of the seventh harmonic active filter inverter 56 includes the fifth harmonic sideband. Therefore V_sidebandIs a side effect of the modulation process and has no significant effect on the harmonic cut-off performed by the hybrid parallel active / passive filter system according to the present invention._sidebandThe power flow associated with is small compared to other voltage components.
The model circuit topology illustrated in FIG. 18 is simulated to verify the operation of the combined harmonic and DC bus controller of FIG. The circuit topology of FIG. 18 is similar to the application example of the parallel hybrid active / passive filter system of FIG. 3, with harmonic compensation and cutoff at the fifth and seventh harmonic frequencies in accordance with the present invention. Separate hybrid parallel active / passive filters 32 and 34 for performing In this simulated circuit topology, the 5th harmonic and 7th harmonic active filter inverters 54 and 56 are connected by transformers 500 and 502 to provide a 20: 1 primary to secondary. Note that they are connected in series with fifth and seventh harmonic passive filters 50 and 52 having respective turns ratios. The voltage source 36 was simulated as a 480 volt (line to line RMS) voltage source with 3% 5th and 7th harmonic distortion. Load 38 was simulated as a 300 kVA, 370 Amp (RMS) load with 23% 5th harmonic distortion, 8% 7th harmonic distortion, and 26.0% THD for higher harmonic distortion It was The capacitive components and components of both the fifth and seventh harmonic passive filters 50 and 52 were 4.6 and 6.4, respectively, and were tuned inaccurately by + 10% as a result of tuning. The short circuit ratio (SCR) of this simulated circuit is 19.9. The IEEE 519 standard requires that the THD of the power supply current be less than 5%, with a limit value of 4% for the 5th and 7th harmonics.
19 (a) and 19 (b) illustrate the operation of the simulated circuit of FIG. 18 with a passive filter inaccurately tuned with 3% fifth and seventh power supply voltage harmonics. Each of the time domain waveform and the frequency domain spectrum is illustrated. The waveform and spectrum before the active filter inverters 54 and 56 are started are shown on the left side of FIGS. 19 (a) and 19 (b), and the waveform represents the state after the active filter inverters 54 and 56 are started. And the spectrum is shown on the right side of these figures. Before the active filter inverters 54 and 56 are started, the power supply current is shows a large distortion (THD = 17.60) due to the power supply voltage harmonic distortion (waveform 510, spectrum 512). After the active filter inverters 54 and 56 are started, the power supply current distortion is reduced (THD = 4.77%), and as the active filters 54 and 56 reduce the fifth and seventh harmonic components from the power supply current (waveform 514 , Spectrum 516), the power supply current distortion is further bent. Power supply current i_sNote that still includes higher order harmonics that are not removed by the fifth and seventh order harmonic active filters 54 and 56. However, the passive filters 50 and 52 of the hybrid active / passive filter systems 32 and 34 absorb a significant portion of these higher order harmonics. The frequency spectra 512 and 516 of the power supply current show that the fifth and seventh harmonic components are significantly reduced after the active filter inverters 54 and 56 are started. After the active filter inverters 54 and 56 are started, the main harmonic components are significantly reduced within the limits of the IEEE 519 as illustrated by the dashed line 519.
Note that the other higher order harmonic component is also reduced below the IEEE 519 limit by the passive portion of the filter system. V_load5th and 7th harmonic components of the power supply voltage harmonics (V_5.5th= V_5.7th= 11.8V), the load voltage spectrum 520 shows that harmonic cutoff is achieved after the active filter inverters 54 and 56 are started.
As explained earlier, both of these waveforms contain a small amount of 60Hz component to control their DC bus voltage, the inverter output voltage waveform V_inv5And V_inv7Is very similar to the 6-step waveform (waveforms 521 and 522). DC bus voltage V for fifth and seventh harmonic active filter inverters 54 and 56_dc5And V_dc7Are illustrated in waveforms 524 and 526, respectively. DC bus voltage command V for 5th and 7th harmonic active filter inverters 54 and 56_dc5 ^*And V_dc7 ^*Are illustrated by dashed lines 528 and 530, respectively. Control of DC bus voltages 524 and 526 according to the present invention is achieved by extracting energy from the fundamental components of the filter current as previously described. When the active filter inverters 54 and 56 are started at time t = 0.5 seconds, the simulation results show that the actual DC bus voltages 524 and 526 fall within their 5% error range to their respective DC bus voltage reference values 528 and 530. It is shown to follow.
A schematic diagram of a simulated power flow representing the fifth harmonic hybrid parallel active / passive filter 32 of the present invention is depicted in FIG. As shown, the DC bus controller according to the present invention has a fundamental frequency P._inv5.fundMain harmonic frequency P selected by introducing other active power flow at_inv5.5thTherefore, the active power flow is balanced, so that the DC bus capacitor 160 is not charged during the operation of the inverter, that is, is discharged. 5th harmonic frequency P_inv5.5thThe inverter power flow at = -805.8 W is caused by the fifth harmonic output voltage and the fifth harmonic filter current of the active filter inverter 54. This power flow at the fifth harmonic frequency is another power flow P introduced by the basic output voltage of the active filter inverter 54._inv5.fund= 799.4W is almost balanced. Sideband power P_inv.sidebandA little help in this power balance, the sideband power is caused by higher harmonic currents from the load and the active filter inverter switching sideband voltage. Since both the higher order current harmonics and the inverter switching sideband voltage are small, the sideband power is relatively small compared to the inverter power exchanged at the selected main harmonic and fundamental frequency. The total power flow into the active filter inverter 54 is zero, so the DC bus capacitor 160 is not charged, i.e. discharged.
As a result of the foregoing simulation, the fifth and seventh orders under the operation of an inverter with an inaccurately tuned passive filter and under 3% fifth and seventh power supply voltage harmonics. For harmonic active filter inverters 54 and 56, the active filter inverter ratings of 1.77% and 1.35% are revealed, respectively. An inverter rating of 1.01% and 0.25% of the load kVA for operating the hybrid parallel active / passive filter inverter system is achieved under inaccurately tuned passive filter conditions but without supply voltage harmonics. This active filter inverter rating is affected by power supply voltage harmonics. This is because the active filter inverters 54 and 56 are controlled to operate the load voltage at the selected main harmonic frequency and follow the power supply voltage at the corresponding selected main harmonic frequency to achieve harmonic blocking. If the passive filter is better tuned, the ratings of the active filter inverters 54 and 56 will be even lower. This small inverter rating, combined with the use of square wave active filter inverters 54 and 56, makes the parallel hybrid active / passive filter system according to the present invention viable as an application to high power nonlinear loads. For example, for a 50 MW nonlinear load, the 5th order and 7th order power supply harmonics operating conditions, based on + 10% incorrectly tuned passive filter components and 3% 5th and 7th order supply voltage harmonics, respectively. In order to implement the seventh harmonic frequency active filter inverters 54 and 56, square wave inverters of 900 kVA and 700 kVA are required.
It should be understood that the SRF-based harmonic 152 and DC bus 158 controller outlined in FIGS. 8 and 15 may be implemented using analog components, digital components, or combinations thereof. It is. FIG. 21 is a block diagram of a parallel hybrid active filter system 32 according to the present invention that performs harmonic and DC bus controller functions using a digital signal processor 600 or similar programmable digital device. Filter terminal voltage V_load, Power supply current i_s, Load current V_load, Filter current i_fMeasured DC bus voltage V_dcThe measured system parameters are output to the DSP 600 through the interface device 602. The device 602 is a device that converts a measured analog signal into a digital signal so that it can be used by the DSP 600, for example. This DSP uses the software program 604 to control the active filter inverter 54 and generate an inverter control signal that performs the harmonic blocking and DC bus control functions of the present invention as previously described. The switching signal for the inverter switching device may be generated from the low voltage control signal generated by the DSP 600 using the normal gate signal generation device 606. DSP software program 604 includes, for example, three-phase to two-phase synchronous phase frame conversion 608, phase lock loop 610, low-pass filter 612, PI adjustment 614, feedforward command generation 616, two-phase to three-phase conversion 618, Perform the previously described harmonic and DC bus controller functions, including triangular carrier generation 620, DC bus control 622, and the like.
The present invention is not limited to the specific embodiments and applications illustrated and described herein, but includes all modified forms of these examples that fall within the scope of the following claims. It should be understood that it is included.

Claims (49)

In the hybrid active / passive filter system for cutting off the harmonics of the power supply that outputs the power supply voltage and power supply current to the load,
(A) a passive filter;
(B) an active filter inverter connected in series with the passive filter, wherein the active filter and passive filter connected in series are connected in parallel with the load at a filter terminal; The active filter inverter generating an inverter voltage signal in series with the passive filter in response to a control signal;
(C) active filter harmonic controller means for generating a control signal applied to the active filter inverter to control the active filter inverter to generate an inverter voltage signal, wherein the filter terminal voltage is: The active filter harmonic control means adapted to follow the power supply voltage at a selected main harmonic frequency and adjust the power supply current until approximately zero at the selected main harmonic frequency; The system comprising: The hybrid filter system of claim 1, wherein the passive filter includes an inductor and a capacitor and is approximately tuned to the selected main harmonic frequency, and the active filter inverter is a square wave inverter. 2. The hybrid filter system according to claim 1, wherein the passive filter includes a first capacitor and a first inductor, and a second capacitor and a second capacitor connected in parallel with the first capacitor and the first inductor. 3. The active filter harmonic control means generates a control signal for controlling the active filter inverter for generating an inverter voltage signal, and the filter terminal voltage is simultaneously at a plurality of main harmonic frequencies. The system is characterized in that the power supply current is adjusted to follow the power supply voltage until approximately zero at the plurality of selected main harmonic frequencies. The hybrid filter system according to claim 3, wherein the active filter inverter is a PWM inverter. 2. The hybrid filter system of claim 1 including the passive filter or a power factor correcting capacitor, wherein the active filter harmonic control means provides a control signal for controlling the active filter inverter that generates an inverter voltage signal. Generating and adjusting the power supply current to zero at the plurality of selected main harmonic frequencies so that the filter terminal voltage simultaneously follows the power supply voltage at a plurality of selected main harmonic frequencies. Said system characterized by the above. The hybrid filter system according to claim 5, wherein the active filter inverter is a PWM inverter. In the hybrid active / passive filter system for cutting off the harmonics of the power supply that outputs the power supply voltage and power supply current to the load,
(A) a passive filter;
(B) an active filter inverter connected in series with the passive filter, wherein the active filter and passive filter connected in series are connected in parallel with the load at a filter terminal; The active filter inverter generating an inverter voltage signal in series with the passive filter in response to a control signal;
(C) an active filter harmonic control device including a synchronous phase reference frame-based control device for generating a control signal applied to the active filter inverter to control the active filter inverter to generate an inverter voltage signal Means for adjusting the power supply current until the filter terminal voltage follows the power supply voltage at a selected main harmonic frequency and is approximately zero at the selected main harmonic frequency. Said system comprising said active filter harmonic control means. 8. The hybrid filter system according to claim 7, wherein said synchronous phase reference frame-based active filter harmonic controller means converts a three-phase power supply current signal measured at said selected main harmonic frequency into a two-phase synchronous rotation reference frame signal. A three-phase to two-phase conversion means for converting to a value; a low-pass filter for extracting a DC component corresponding to the power supply current component at the selected main harmonic frequency from the two-phase signal; Means for comparing the filtered two-phase signal with a power supply current reference command signal to form a power supply current harmonic error signal; and a two-phase harmonic inverter voltage command signal from the power supply current harmonic error signal. Means for retrieving and preceding the two-phase synchronous rotation reference frame at the selected main harmonic frequency to form a three-phase harmonic inverter voltage command signal. It said system characterized in that the two-phase to convert said to the three-phase reference frame two-phase harmonic inverter voltage command signals and a conversion means to the three-phase. 9. The hybrid filter system according to claim 8, wherein the power supply current reference command signal is equal to zero. 9. The hybrid filter system according to claim 8, wherein the means for extracting the two-phase inverter voltage command signal from the power supply current harmonic error signal includes a proportional-integral adjustment device. A feedforward command generating means for generating a feedforward command signal in the two-phase synchronous rotation reference frame; and means for adding the feedforward command signal to the two-phase harmonic inverter voltage command signal The hybrid filter system according to claim 8. 12. The hybrid filter system according to claim 11, wherein the feedforward command generator means generates a tuning voltage command signal in the two-phase synchronous rotation reference frame from the measured three-phase filter current signal and the active impedance command signal. Means for generating a follow-up voltage command signal from the measured power supply voltage signal, and means for combining the tuning voltage command signal and the follow-up voltage command signal to form the feedforward command signal The system comprising: 9. The hybrid filter system of claim 8, wherein the active filter inverter includes a DC bus and controls the active filter inverter to generate an inverter voltage signal for energy at a fundamental frequency as well as at the selected main harmonic frequency. Further comprising synchronous phase reference frame based DC bus controller means for generating a DC bus control signal applied to the active filter inverter to achieve power balance of the DC bus by exchanging Said system characterized. 14. The hybrid filter system according to claim 13, wherein said synchronous phase reference frame based DC bus controller means is adapted to a two-phase synchronous rotation reference frame signal value at said fundamental frequency in response to a current passing through said hybrid filter. Three-phase to two-phase conversion means for converting the measured three-phase signal, and a low-pass filter means for extracting a DC component corresponding to a hybrid filter current component at the fundamental frequency from the two-phase signal And means for generating a DC bus voltage command signal from the difference between the DC bus voltage reference signal and the measured DC bus voltage, and the filtered to form a two-phase DC bus control inverter voltage command signal Means for combining a two-phase signal with the DC bus voltage command signal; and at the fundamental frequency to form a three-phase DC bus control inverter voltage command signal; It said system characterized in that the two-phase to convert the two-phase DC bus control inverter voltage command signals from the phase synchronous rotating reference frame to the three-phase reference frame and a conversion means to the three-phase. 15. The hybrid filter system of claim 14, further comprising means for generating the DC bus voltage reference signal from the two-phase harmonic inverter voltage command signal. 15. The hybrid filter system of claim 14, for controlling a means for generating a three-phase triangular carrier signal from the three-phase harmonic inverter voltage command signal at the selected main harmonic frequency, and the active filter inverter. Said system further comprising means for combining said three-phase DC bus control inverter voltage command signal with said three-phase triangular carrier signal at said fundamental frequency to form a switching control signal. The hybrid filter system of claim 1, wherein the passive filter includes a capacitor, and
(A) A second passive filter including a second capacitor, wherein the total capacitance of the passive filter and the second passive filter is equal between the passive filter and the second passive filter. A second said passive filter being distributed;
(B) a second active filter inverter connected in series with the second passive filter, wherein the second active filter and passive filter connected in series are in parallel with the load at a filter terminal; The second active filter inverter is adapted to generate a second inverter voltage signal in series with the second passive filter in response to a control signal. A filter inverter;
(C) a second active filter harmonic control device for controlling the second active filter inverter to generate a control signal applied to the second active filter inverter to generate an inverter voltage signal; Means for adjusting the power supply current until approximately zero at the second selected main harmonic frequency, wherein the filter terminal voltage is at the power supply voltage at a second selected main harmonic frequency. Said system comprising: said second active filter harmonic controller means adapted to follow. The hybrid filter system of claim 1, wherein said active filter harmonic controller means includes a digital signal processor. In the hybrid active / passive filter system for cutting off the harmonics of the power supply that outputs the power supply voltage and power supply current to the load,
(A) a passive filter;
(B) A square wave active filter inverter including a DC bus connected in series with the passive filter, wherein the active filter and passive filter connected in series are connected in parallel with the load at a filter terminal. The square wave active filter inverter, wherein the active filter inverter generates an inverter voltage signal in series with the passive filter in response to a control signal;
(C) a synchronous phase reference frame based active filter harmonic and DC bus control controller for generating a control signal applied to the active filter inverter to control the active filter inverter to generate an inverter voltage signal Means for adjusting the power supply current until the filter terminal voltage follows the power supply voltage at a selected main harmonic frequency and is approximately zero at the selected main harmonic frequency; And the synchronous phase reference frame-based active filter harmonic and DC bus control controller means adapted to achieve power balance of the DC bus by exchanging energy at the selected main harmonic frequency. Said system. The hybrid filter system of claim 1, wherein the passive filter includes an inductor and a capacitor and is approximately tuned to the selected main harmonic frequency. 20. The hybrid filter system according to claim 19, wherein said synchronous phase reference frame based active filter controller means converts a three phase power supply current signal measured at said selected main harmonic frequency to a two phase synchronous rotation reference frame signal value. A three-phase to two-phase conversion means for conversion; a low-pass filter means for extracting a DC component corresponding to a power supply current component at the selected main harmonic frequency from the two-phase signal; Means for comparing the filtered two-phase signal with a power supply current reference command signal to form a current harmonic error signal; and for extracting a two-phase harmonic inverter voltage command signal from the power supply current harmonic error signal Means and the three-phase reference from the two-phase synchronous rotation reference frame at the selected main harmonic frequency to form a three-phase harmonic inverter voltage command signal A two-phase to three-phase conversion means for converting the two-phase harmonic inverter voltage command signal to a frame; a means for generating a three-phase triangular carrier signal from the three-phase harmonic inverter voltage command signal; Three-phase to two-phase conversion means for converting a three-phase signal measured in the two-phase synchronous rotation reference frame at the fundamental frequency according to a current passing through the hybrid filter, and from the two-phase signal to the fundamental For generating a DC bus voltage command signal from the difference between the low pass filter means for extracting the DC component corresponding to the hybrid filter current component in frequency and the DC bus voltage reference signal and the measured DC bus voltage Means for combining the filtered two-phase signal with the DC bus voltage command signal to form a two-phase DC bus control inverter voltage command signal; and a three-phase DC bus control inverter voltage Two-phase to three-phase conversion for converting the two-phase DC bus control inverter voltage command signal at the fundamental frequency from the two-phase synchronous rotation reference frame to the three-phase reference frame to form a command signal And means for combining the three-phase DC bus control inverter voltage command signal with the three-phase triangular carrier signal to form a switching control signal for controlling the active filter inverter. . 22. The hybrid filter system according to claim 21, wherein the power supply current reference command signal is equal to zero. 22. The hybrid filter system according to claim 21, wherein the means for extracting the two-phase inverter voltage command signal from the power supply current harmonic error signal includes a proportional-integral adjustment device. 23. The hybrid filter system of claim 21, further comprising means for generating the DC bus voltage reference signal from the two-phase harmonic inverter voltage command signal. A feedforward command generating means for generating a feedforward command signal in the two-phase synchronous rotation reference frame; and means for adding the feedforward command signal to the two-phase harmonic inverter voltage command signal 22. The hybrid filter system according to claim 21, wherein 26. The hybrid filter system according to claim 25, wherein the feedforward command generator means generates a tuning voltage command signal in the two-phase synchronous rotation reference frame from the measured three-phase filter current signal and the active impedance command signal. Means for generating a follow-up voltage command signal from the measured power supply voltage signal, and for combining the tuning voltage command signal and the follow-up voltage command signal to form the feedforward command signal. Said system. 20. The hybrid filter system of claim 19, wherein the synchronous phase reference frame based controller means includes a digital signal processor. In an active filter system with DC bus control that performs harmonic compensation for a power supply connected to a nonlinear load at a selected main harmonic frequency,
(A) an active filter inverter that generates an inverter voltage signal in response to a control signal, the active filter inverter having a DC bus;
(B) applied to the active filter inverter, controls the active filter inverter to generate an inverter voltage signal, performs harmonic compensation at the selected main harmonic frequency, and exchanges energy at the fundamental frequency; The system comprising: active filter harmonic and DC bus controller means for generating a control signal that achieves power balance of the DC bus at the selected main harmonic frequency. 29. The active filter system according to claim 28, further comprising a passive filter connected in series with the active filter inverter, wherein the active filter and the passive filter connected in series are connected in parallel with the load at a filter terminal. The active filter controller means generates a control signal that is applied to the active filter inverter to control the active filter inverter to generate an inverter voltage signal in series with the passive filter. The load terminal voltage follows the power supply voltage at the selected main harmonic frequency, and adjusts the power supply current to approximately zero at the selected main harmonic frequency. The system according to claim 1, wherein: 29. The active filter system of claim 28, wherein the active filter controller means comprises a synchronous phase reference frame based controller. 32. The active filter system according to claim 30, wherein said synchronous phase reference frame based controller means measures three phase synchronous rotation reference frame signal values at said fundamental frequency corresponding to the current passing through said filter. Three-phase to two-phase conversion means for converting a phase signal, a low-pass filter means for extracting a DC component corresponding to a filter current component at the fundamental frequency from the two-phase signal, and a DC bus Means for generating a DC bus voltage command signal from the difference between the voltage reference signal and the measured DC bus voltage, and the filtered two-phase signal to form a two-phase DC bus control inverter voltage command signal Means for coupling with the DC bus voltage command signal and the three-phase reference from the two-phase synchronous rotation reference frame at the fundamental frequency to form a three-phase DC bus control inverter voltage command signal And a two-phase to three-phase conversion means for converting the two-phase DC bus control inverter voltage command signal to a frame. 32. The active filter system of claim 31, wherein a three-phase harmonic inverter voltage command signal for controlling the active filter inverter is generated at the selected main harmonic frequency, and a harmonic is generated at the selected main harmonic frequency. Second synchronous phase reference frame based controller means for performing compensation; means for generating a three phase triangular carrier signal from the three phase harmonic inverter voltage command signal at the selected main harmonic frequency; Means for combining the three-phase DC bus control inverter voltage command signal with the three-phase triangular carrier signal to form a switching signal control signal for controlling the active filter inverter; Said system. 29. The active filter system of claim 28, wherein the active filter harmonics and DC bus controller means comprise a digital signal processor. A method for blocking harmonics of a power supply that applies power supply voltage and power supply current to a load,
(A) a passive filter is connected in parallel with the load;
(B) in series with the passive filter such that the load terminal voltage follows the power supply voltage at the selected main harmonic frequency and adjusts the power supply current to approximately zero at the selected main harmonic frequency. Generating a voltage signal. 35. The method of claim 34, wherein the passive filter is approximately tuned to the selected main harmonic frequency. The step of generating a voltage signal in series with the passive filter includes connecting an active filter inverter in series with the passive filter and controlling the active filter inverter to generate the voltage signal. 35. The method of claim 34. 40. The method of claim 36, wherein the active filter inverter is a square wave inverter. The method of claim 36, wherein the step of controlling the active filter inverter comprises:
(A) converting a three-phase power supply current signal measured at the selected main harmonic frequency into a two-phase synchronous rotation reference frame signal value;
(B) Extracting a DC component corresponding to the power supply current component at the selected main harmonic frequency from the two-phase signal,
(C) comparing the extracted power supply current component with a power supply current reference command signal at the selected main harmonic frequency to form a power supply current harmonic error signal;
(D) extracting a two-phase harmonic inverter voltage command signal from the power supply current harmonic error signal;
(E) converting the two-phase harmonic inverter voltage command signal from the two-phase synchronous rotation reference frame to the three-phase reference frame to form a three-phase harmonic inverter voltage command signal. Method. The method of claim 38, wherein the power supply current reference command signal is equal to zero. 39. The method of claim 38, further comprising generating a feedforward command signal in the two-phase synchronous rotation reference frame and adding the feedforward command signal to the two-phase harmonic inverter voltage command signal. . 41. The method of claim 40, wherein generating the feedforward command signal generates a tuning voltage command signal in the two-phase synchronous rotation reference frame from the measured three-phase filter current signal and the active impedance command signal, and measures Generating a follow-up voltage command signal from the generated power supply voltage signal and combining the tuning voltage command signal and the follow-up voltage command signal to form the feedforward command signal. The active filter inverter includes a DC bus and controls the active filter inverter to generate an inverter voltage signal and exchange power at the fundamental frequency as well as at the selected main harmonic frequency to balance the power of the DC bus. The method of claim 38, further comprising the step of: The method of claim 42, wherein the step of controlling the active filter inverter comprises:
(A) converting the measured three-phase signal to a two-phase synchronous rotation reference frame signal value at the fundamental frequency corresponding to the current passing through the filter;
(B) Extracting a DC component corresponding to the filter current component at the fundamental frequency from the two-phase signal,
(C) Generate a DC bus voltage command signal from the difference between the DC bus voltage reference signal and the measured DC bus voltage,
(D) combining the extracted filter current component with the DC bus voltage command signal at the fundamental frequency to form a two-phase DC bus control inverter voltage command signal;
(E) an additional step of converting the two-phase DC bus control inverter voltage command signal from the two-phase synchronous rotation reference frame to the three-phase reference frame at the fundamental frequency to form a three-phase DC bus control inverter voltage command signal The method comprising the steps of: 44. The method of claim 43, further comprising generating the DC bus voltage reference signal from the two-phase harmonic inverter voltage command signal. 44. The method of claim 43, wherein
(A) generating a three-phase triangular carrier signal from the three-phase harmonic inverter voltage command signal;
(B) combining the three-phase DC bus control inverter voltage command signal with the three-phase triangular carrier signal to form a switching control signal for controlling the active filter inverter. . 35. The method of claim 34, wherein the passive filter includes a first capacitor and a first inductor, and includes a second capacitor and a second inductor in parallel with the first capacitor and the first inductor. A second passive filter is connected until the load terminal voltage follows the power supply voltage simultaneously at a plurality of selected main harmonic frequencies until the power supply current is approximately zero at the two main harmonic frequencies. The method further comprising the step of generating a voltage signal in series with the parallel-connected passive filters to adjust. 35. The method of claim 34, wherein the passive filter includes a power factor correction capacitor and the load terminal voltage simultaneously follows the power supply voltage at a plurality of selected main harmonic frequencies. The method further comprising generating a voltage signal in series with the passive filter so as to adjust the power supply current at a wave frequency to approximately zero. 9. The hybrid filter system of claim 8, wherein the active filter harmonic control means controls the active filter inverter to select the selection to an amount less than the maximum amount of harmonic current allowed by the selected harmonic standard. The system, wherein the power supply current reference command signal is selected to adjust the power supply current at a main harmonic frequency. 49. The hybrid filter system of claim 48, wherein the selected harmonic standard is IEEE519.

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