JP3768439B2 - Diversity receiver - Google Patents

Description

【００２１】
【数２】

パイロット信号の多重レベルＰ_{ｍ _ ｄＢ}（ｌ）が既知の場合、ＡＧＣ増幅器の増幅度Ｇ_ｄＢ（ｌ）とケーブル損失Ｌ_ｄＢ（ｌ）の差は（３）式で表される。
【００２２】
【数３】

（３）式を（１）式に代入してＳ_ｒ（ｌ）について解くと（４）式が得られる。
【００２３】
【数４】

すなわち、信号合成部で観測した受信信号のレベルＳ_c（ｌ）および、パイロット信号のレベルＰ_ｃ（ｌ）を用いることで、（４）式により受信信号のレベルＳ_ｒ（ｌ）を求めることができる。次に、ＡＧＣ増幅器の増幅度Ｇ（ｌ）がアンテナから出力される受信信号のレベルＳ_ｒ（ｌ）のみで制御される場合、（５）式が成立する。また、ＡＧＣ増幅器の増幅度Ｇ（ｌ）が、受信信号と、パイロット信号の和のレベルで制御される場合でも、多重するパイロット信号のレベルが受信信号のレベルＳ_ｒ（ｌ）に比べ、十分に小さい場合には同様に（５）式が成立する。
【００２４】
【数５】

上記のように、受信信号のレベルＳ_c（ｌ）および、パイロット信号のレベルＰ_ｃ（ｌ）を参照することで、ダイバーシティ受信における合成受信の際に必要な受信信号のレベルＳ_ｒ（ｌ）を得ることができる。すなわち、受信信号のレベルＳ_c（ｌ）および、パイロット信号のレベルＰ_ｃ（ｌ）を用いることで選択合成・等利得合成・最大比合成の際に必要となる合成係数（＝重み付け係数）を決定することができるようになる。
【００２５】
次に、これら３つの合成受信法における合成係数の算出方法についてシングルキャリアを受信するシングルキャリア方式のダイバーシティ受信装置を例に説明する。
【００２６】
まず、選択合成の場合について説明する。
【００２７】
（選択合成の場合）
各ブランチのＣＮＲ（Carrier-to-noise ratio：搬送波対雑音比）は通常、
受信部のＬＮＡ（Low Noise Amplifier：低雑音増幅器）の熱雑音が支配的であり、
各ブランチのＣＮＲをγ（ｌ）とすると、各ブランチの受信部におけるＬＮＡのＮＦ（Noise Figure：雑音指数）が同じであれば、Ａを比例定数として、
【００２８】
【数６】

が成立する。
【００２９】
選択合成は、各ブランチからの受信信号のうち、最もＣＮＲが高い信号を選択、出力する合成法である。従って、各ブランチからの信号の合成係数Ｗ（ｌ）は、下記に示す（７）式で表される。尚、合成後の出力信号のレベルは１に規格化されるものとし、Ｌはブランチ数を表す。
【００３０】
【数７】

ここで、各ブランチにおける受信部のＬＮＡのＮＦが同じであり、（６）式の関係が成立すると仮定すれば、γ（ｌ）が最大であるという条件はＳ_ｒ（ｌ）が最大であるという条件に置き換えることができ、結果として（８）式が得られる。
【００３１】
【数８】

また、各ブランチの受信部におけるパイロットキャリアの多重レベルＰ_ｍ（ｌ）が一定であればＳ_ｒ（ｌ）の大小はＳ_ｃ（ｌ）/Ｐ_ｃ（ｌ）の大小で決定されるため、（８）式は下記の（９）式の置き換えることができる。
【００３２】
【数９】

さらに、ＡＧＣ増幅器の出力は一定であるため、受信部から信号合成部までのケーブル損失が各ブランチで一定であれば、Ｓ_ｃ（ｌ）は各ブランチで同じ値になる。従って、Ｓ_ｒ（ｌ）の大小はＰ_ｃ（ｌ）の大小で決定されるため、上記（９）式は、さらに簡略化でき、下記の（１０）式のように表される。ここで、多重されているパイロット信号のレベルが一番小さい信号をＰ_ｎ（ｌ）とすると、
【００３３】
【数１０】

このように、選択合成では、信号合成部に入力される各ブランチからの複数の信号のうち、多重されているパイロット信号のレベルが一番小さい信号を選択すればよいことになる。
【００３４】
次に、等利得合成の場合について説明する。
【００３５】
（等利得合成の場合）
等利得合成と最大比合成は、いずれも同相合成であるため、各ブランチからの信号を合成する場合、それぞれの信号の位相差を事前に補正して合わせる必要がある。この位相補正手段については、すでに多くの手段が知られているため、ここでは、説明を省略し、信号合成部の入力においては、各ブランチからの信号の位相は一致しているものと仮定してこれ以降説明を進める。等利得合成の場合は、受信アンテナ出力信号のレベルＳ_ｒ（ｌ）の各ブランチ間での比率を保存して、そのまま合成する（前述のように位相差は補正する）。従って、下記（１１）式を用いて、信号合成部の入力信号のレベルを一旦、アンテナ出力信号レベルＳ_ｒ（ｌ）に変換する。
【００３６】
【数１１】

さらに、合成後の信号レベルを１に規格化するための係数を考慮し、以下の（１２）式を得る。
【００３７】
【数１２】

また、各ブランチの受信部におけるパイロットキャリアの多重レベルＰ_ｍ（ｌ）が一定の場合、上記（１２）式は以下の（１３）式のように簡略化できる。
【００３８】
【数１３】

すなわち、合成器の入力における各ブランチからの信号の受信信号レベルＳ_ｃ（ｌ）と、パイロット信号Ｐ_ｒ（ｌ）を観測することで、各ブランチからの信号に対する重み付け係数Ｗ（ｌ）を求めることができ、等利得合成を実現できる。さらに、ＡＧＣ増幅器の出力は一定であるため、受信部から信号合成部までのケーブル損失が各ブランチで一定であれば、Ｓ_ｃ（ｌ）は各ブランチで同じ値になり、その値をＳ_ｃとすれば上記（１３）式は次の（１４）式のように変形される。
【００３９】
【数１４】

次に、最大比合成の場合について説明する。
【００４０】
（最大比合成の場合）
最大比合成では、各ブランチからの信号に対して、それぞれの信号のＣＮＲに比例した重み付けをして合成を行い、合成後の信号のＣＮＲが最も大きくなるようにする。各ブランチからの信号のＣＮＲであるγ（ｌ）上記（６）式によって表される。ここでは、上記（６）式に上記（１１）式を代入して次の（１５）式を得る。
【００４１】
【数１５】

一方、ＡＧＣ増幅器やケーブル損失で生じる各ブランチのアンテナ出力端から信号合成部入力までのゲインの差を補正する係数をＤ（ｌ）とすれば、Ｂを比例定数として次の（１６）式で表される。
【００４２】
【数１６】

結果として、最大比合成を行う場合の、信号合成部の入力における各ブランチからの信号に対する重み付け係数Ｗ（ｌ）は、Ｃを比例定数として次の（１７）式で表される。
【００４３】
【数１７】

合成後の信号レベルを規格化するために次の（１８）式に示す条件を付加すると、Ａ×Ｂ×Ｃは一意的に決定され、上記（１７）式は以下の（１９）式に示すように書き換えられる。
【００４４】
【数１８】

【００４５】
【数１９】

ここで、各ブランチの受信部におけるパイロット信号の多重レベルＰ_ｍ（ｌ）が一定の場合、上記（１９）式は簡略化され、次の（２０）式のように書き換えられる。
【００４６】
【数２０】

さらに、ＡＧＣ増幅器の出力は一定であるため、受信部から信号合成部までのケーブル損失が各ブランチで一定であれば、Ｓ_ｃ（ｌ）は各ブランチで同じ値になり、その値をＳ_ｃとすれば上記（２０）式は次の（２１）式のように変形される。
【００４７】
【数２１】

結果として、信号合成部の入力における各ブランチからの信号の受信信号のレベルＳ_ｃ（ｌ）とパイロット信号レベルＰ_ｃ（ｌ）を観測することで、最大比合成の場合の各ブランチからの信号に対する重み付け係数Ｗ（ｌ）を求めることが可能である。
【００４８】
以上説明してきたように、本発明によれば、選択・等利得・最大比のいずれの合成方法においても、観測したＳ_ｃ（ｌ）、Ｐ_ｃ（ｌ）より各ブランチの信号を合成する際に必要となる合成係数を求めることが可能である。すなわち、いずれの合成法も実現できる。
【００４９】
次に、本発明に係るシングルキャリア方式のダイバーシティ受信装置に設けられる受信部の構成例（その１）と動作について図２を参照しながら説明する。尚、該受信部は図１に示した受信部Ａ２００_１〜受信部Ｌ２００_Ｌのいずれも同一構成をとるので、ここでは、ブランチ１の受信部Ａ２００_１を例にとり、説明する。
【００５０】
この受信部Ａ２００_１は、図２において、ＢＰＦ２１と、ＲＦ増幅器２２（ＬＮＡ）と、分配器２３と、加算器２４と、パイロット信号発生器２５と、利得可変増幅器２６（以下、ＡＧＣ増幅器という）と、局部発信器２７と、乗算器２８と、ＢＰＦ２９と、ＩＦ増幅器２１０と、レベル検出器２１１と、制御電圧発生器２１２とから構成される。
【００５１】
（受信部の構成例（その１）における動作説明）
受信アンテナＡ１００_１から出力された受信信号はＢＰＦ２１に入力され、雑音や干渉波など帯域外の不要な成分が除去されて希望波成分のみが抽出される。ＢＰＦ２１の出力信号は、ＲＦ増幅器２２によって一定利得分増幅される。通常、受信装置においては、最もレベルの低い信号を増幅する初段の増幅器の熱雑音が、受信装置における信号のＣ／Ｎを左右するため、ＲＦ増幅器２２には、ＮＦが小さい固定利得の低雑音増幅器が使用される。ＲＦ増幅器２２の出力信号は、分配器２３によって２分配され、その２分配された信号の一方を、加算器２４の被加算信号入力端子に供給する。パイロット信号発生器２５は一定レベルのパイロット信号を発生し、加算器２４の加算信号入力端子に供給する。パイロット信号の周波数は受信信号帯域外で、かつ受信信号周波数の近傍周波数とする。加算器２４は分配器から出力された受信信号にパイロット信号を付加して出力する。加算器２４の出力信号はＡＧＣ増幅器２６に入力され、一定レベルまで増幅される。ＡＧＣ増幅器２６の出力信号は周波数変換用の乗算器２８の被加算信号入力端子へと供給される。
【００５２】
一方、分配器２３で２分配された信号のもう一方は、レベル検出器２１１に入力される。レベル検出器２１１は、入力信号の平均電力または平均振幅に対応する電圧を発生し、入力信号のレベル情報として出力する。レベル検出器２１１の出力信号は制御電圧発生器２１２に入力されて、レベル検出器２１１より供給されたレベル情報をもとに、ＡＧＣ増幅器２６が出力する信号のレベルが、あらかじめ定めた一定値になるようにＡＧＣ増幅器２６の増幅利得を制御する利得制御信号を発生し、ＡＧＣ増幅器２６の利得制御入力端子に供給する。レベル検出器２１１に入力される信号のレベルと、ＡＧＣ増幅器２６の信号入力端子に供給される信号成分のレベル（加算器で加算されたパイロット信号の成分を除く）同一であるため、結果としてＡＧＣ増幅器２６が出力する信号のレベルは（加算器で加算されたパイロット信号の成分を除く）は一定となる。
【００５３】
ＡＧＣ増幅器２６から出力された信号は、乗算器２８の被乗算信号入力端子に供給され、局部発信器２７が出力するローカル信号と乗算され、受信信号と多重したパイロット信号の両方が同時にＩＦ周波数に周波数変換される。
【００５４】
ダイバーシティブランチの構成がスペースダイバーシティの場合、複数の受信アンテナを空間的に離して設置するため、受信部Ａ２００_１から出力される受信信号を信号合成部４００までケーブルで伝送する必要があり、ケーブルでの損失を考慮して、ＲＦ帯の受信信号をケーブルの損失の少ないＩＦ帯に周波数変換するのが一般的である。
【００５５】
乗算器２８が出力するＩＦ帯の受信信号およびパイロット信号はＢＰＦ２９（ＬＰＦでもよい）によってイメージ成分が除去され、ケーブルでの損失を考慮してＩＦ増幅器２１０で所定のレベルまで増幅された後、伝送ケーブルにより信号合成部４００まで伝送される。上述した受信部Ａ２００_１の構成はフィードフォーワード型のＡＧＣ増幅機能を実現している。
【００５６】
次に、本発明に係るシングルキャリア方式のダイバーシティ受信装置に設けられる受信部の構成例（その２）と動作について図３を参照しながら説明する。尚、上記図２と同じ機能を有する構成要素に対しては、同じ番号を付与している。
【００５７】
同図に示すように、この受信部Ａ２００_１は、ＢＰＦ２１と、ＲＦ増幅器２２（ＬＮＡ）と、分配器２３と、加算器２４と、パイロット信号発生器２５と、ＡＧＣ増幅器２６と、局部発信器２７と、乗算器２８と、ＢＰＦ２９と、ＩＦ増幅器２１０と、レベル検出器２１１と、制御電圧発生器２１２と、ＢＰＦ２１３から構成される。
【００５８】
（受信部の構成例（その２）における動作説明）
受信アンテナＡ１００_１から出力された受信信号は、ＢＰＦ２１によって雑音や干渉波など帯域外の不要な成分が除去され希望波成分のみが抽出された後、ＲＦ増幅器２２によって一定利得分増幅される。加算器２４はＲＦ増幅器２２の出力信号と、パイロット信号発生器２５が出力する一定振幅、一定周波数のパイロット信号を加算（多重）して出力する。次に、加算器２４の出力信号をＡＧＣ増幅器２６の信号入力端子に入力する。ＡＧＣ増幅器２６の出力信号は、分配器２３によって２分配され、その２分配された信号の一方がＢＰＦ２１３に入力される。ＢＰＦ２１３は、加算器２４で多重したパイロット信号成分を除去して受信信号成分のみとしてレベル検出器２１１に供給する。このパイロット信号成分の除去を担うＢＰＦ２１３はノッチフィルタあるいはＢＥＦ（バンドエリミネーションフィルタ）としてもよい。レベル検出器２１１は入力信号の平均電力または平均振幅に対応する電圧を発生し、レベル情報として制御電圧発生器２１２に供給する。制御電圧発生器２１２は、レベル検出器２１１からのレベル情報をもとに、ＡＧＣ増幅器２６の増幅利得を制御する利得制御信号を発生して、ＡＧＣ増幅器２６の利得制御入力端子に供給し、ＡＧＣ増幅器２６が出力する信号のレベル（パイロット信号成分を含まない）が一定になるようにフィードバックループを構成する。
【００５９】
一方、上記分配器２３で２分配された信号のもう一方は、周波数変換のために乗算器２８の被乗算信号入力端子に入力され、局部発信器２７が出力するローカル信号と乗算されて受信信号とパイロット信号がＩＦ帯に周波数変換される。乗算器２８が出力するＩＦ帯の受信信号およびパイロット信号はＢＰＦ２９（ＬＰＦでもよい）でイメージ成分が除去され、ＩＦ増幅器２１０で所定のレベルまで増幅された後、伝送ケーブルにより信号合成部４００まで伝送される。
【００６０】
次に、本発明に係るシングルキャリア方式のダイバーシティ受信装置に設けられる受信部の構成例（その３）と動作について図４を参照しながら説明する。尚、上記図２と同じ機能を有する構成要素に対しては、同じ番号を付与している。
【００６１】
同図に示すように、この受信部Ａ２００_１は、ＢＰＦ２１と、ＲＦ増幅器（ＬＮＡ）２２と、分配器２３と、加算器２４と、パイロット信号発生器２５と、ＡＧＣ増幅器２６と、局部発信器２７と、乗算器２８と、ＢＰＦ２９と、ＩＦ増幅器２１０と、レベル検出器２１１と、制御電圧発生器２１２と、ＢＰＦ２１３とから構成される。
【００６２】
（受信部の構成例（その３）における動作説明）
受信アンテナＡ１００_１から出力された受信信号は、ＢＰＦ２１によって雑音や干渉波など帯域外の不要な成分が除去され希望波成分のみが抽出された後、ＲＦ増幅器２２によって一定利得分増幅される。加算器２４はＲＦ増幅器２２の出力信号と、パイロット信号発生器２５が出力する一定振幅、一定周波数のパイロット信号を多重して出力する。次に、加算器２４の出力信号を分配器２３に入力して２分配する。この分配器２３で２分配された信号の一方をＡＧＣ増幅器２６の信号入力端子に供給し、他方をＢＰＦ２１３に入力する。ＢＰＦ２１３は、加算器２４で多重したパイロット信号成分を除去して受信信号成分のみを抽出してレベル検出器２１１に供給する。ＢＰＦ２１３は前述した図３の場合と同様にパイロット信号成分のみを除去を目的とし、ノッチフィルタあるいはＢＥＦ（バンドエリミネーションフィルタ）のいずれでもよい。レベル検出器２１１は入力信号の平均電力または平均振幅に対応する電圧を発生し、レベル情報として制御電圧発生器２１２に供給する。制御電圧発生器２１２は、レベル検出器２１１からのレベル情報をもとに、ＡＧＣ増幅器２６の増幅利得を制御する利得制御信号を発生して、ＡＧＣ増幅器２６の利得制御入力端子に供給し、ＡＧＣ増幅器２６が出力する信号のレベル（パイロット信号成分を含まない受信信号のみのレベル）が一定になるようにＡＧＣ増幅器２６の増幅利得を制御する。
【００６３】
ＡＧＣ増幅器２６の出力信号は、周波数変換のために乗算器の被乗算信号入力端子に入力され、局部発信器２７が出力するローカル信号と乗算されて受信信号とパイロット信号がＩＦ帯に周波数変換される。乗算器２８が出力するＩＦ帯の受信信号およびパイロット信号はＢＰＦ２９（ＬＰＦでもよい）によってイメージ成分が除去され、伝送ケーブルにより信号合成部４００まで伝送される。この構成例では、フィードフォーワード型のＡＧＣ機能が実現される。上述した図２〜図４の構成例のいずれにおいても、ＡＧＣ増幅器２６は、増幅回路そのものの増幅率を可変するように構成してもよいし、高利得の増幅器と可変アッテネータを組み合わせて実現してもよい。
【００６４】
次に、本発明に係るシングルキャリア方式のダイバーシティ受信装置に設けられる信号合成部４００の構成例（その１）と動作について図５を参照しながら説明する。
【００６５】
同図に示すように、この信号合成部４００は、位相調整部と、レベル検出部とがブランチ毎に備えられ（位相調整部Ａ４１１_１〜位相調整部Ｌ４１１_Ｌ、レベル検出部Ａ４１２_１〜Ｌ４１２_Ｌ）、さらに、受信信号の重み付け係数を決定する合成係数生成回路４１４と、レベル検出部Ａ４１２_１〜Ｌ４１２_Ｌから出力される受信信号と該合成係数生成回路４１４で決定された重み付け係数とを乗算する乗算器４１３_１〜４１３_Ｌと、該乗算器４１３_１〜４１３_Ｌからの出力信号を合成する合成器４１５とを備えて構成される。本信号合成部におけるブランチ１〜ブランチＬの受信信号の処理は同じなので、以降は、ブランチ１のみ説明する。
【００６６】
（信号合成部の構成例（その１）における動作説明）
受信アンテナＡ１００_１より出力され、受信部Ａ２００_１で増幅およびパイロット信号を付加されたブランチ１の受信信号は、ケーブルによって信号合成部４００まで伝送され、位相調整部Ａ４１１_１でブランチ間の信号位相差の補正を受けた後、レベル検出部Ａ４１２_１に入力される。レベル検出部Ａ４１２_１に入力された位相補正済みの受信信号は分配器４１２１で３分配される。この分配器４１２１から出力される第１の分配信号は、パイロット信号抽出用ＢＰＦ４１２２に入力され、ＢＰＦのフィルタリングにより受信部Ａ２００_１で付加されたパイロット信号成分のみが抽出される。このようにして抽出されたパイロット信号はレベル検出器４１２５に入力されてレベルが検出される。このレベル検出器４１２５から出力されるパイロット信号のレベル情報はＰ_ｃ（１）として合成係数生成回路４１４に入力される。
【００６７】
分配器４１２１から出力される第２の分配信号は受信信号抽出用ＢＰＦ４１２３に入力され、パイロット信号を含まない受信信号のみが抽出される。受信信号用抽出用ＢＰＦ４１２３から出力された信号は、レベル検出器４１２４に入力されてレベルの検出が行われる。このレベル検出器４１２４から出力される受信信号のレベル情報は、Ｓ_ｃ（１）として合成係数生成回路４１４に入力される。
【００６８】
分配器４１２１から出力される第３の分配信号はレベル検出部Ａ４１２_１から出力され、乗算器４１３_１で合成係数生成回路４１４から出力される合成係数信号と乗算されて合成器４１５に入力される。ブランチ２〜ブランチＬの受信信号は、ブランチ１の受信信号と同様に位相調整部Ｂ４１１_２〜Ｌ４１１_Ｌでブランチ間の位相差の補正を受けた後、レベル検出部Ｂ４１２_２〜Ｌ４１２_Ｌにおいてブランチ１の受信信号の処理と同様の処理がなされる。各レベル検出部Ａ４１２_１〜Ｌ４１２_Ｌで検出された各ブランチのパイロット信号のレベル情報Ｐ_ｃ（ｌ）と各ブランチの受信信号のレベル情報Ｓ_ｃ（ｌ）は、それぞれ合成係数生成回路４１４に入力される。
【００６９】
合成係数生成回路４１４は、入力したＰ_ｃ（ｌ）とＳ_ｃ（ｌ）からＷ（ｌ）を計算して出力し、乗算器４１３_１〜４１３_Ｌにおいて各レベル検出部４１２_１〜４１２_Ｌから出力される各ブランチの受信信号に重み付けを行い合成器４１５に入力する。合成器４１５は、入力された各ブランチの信号を加算合成する。上記合成係数生成回路４１４は、選択合成を行う場合は、（１０）式、等利得合成を行う場合は（１４）式、最大比合成を行う場合は（２１）式に示す演算を行って、合成係数Ｗ（ｌ）を求める。
【００７０】
次に、本発明に係るシングルキャリア方式のダイバーシティ受信装置に設けられる信号合成部の構成例（その２）と動作について図６を参照しながら説明する。前述の図５に示した第１の構成例との相違は、レベル検出部の内部構成のみである。従って、ここでは、レベル検出部についてのみ説明（レベル検出部Ａ４１２_１を例にとり説明）する。
【００７１】
レベル検出部Ａ４１２_１は、位相調整部Ａ４１１_１によってブランチ間の信号位相差の補償を受けた受信信号を入力し、分配器４１２１で信号を２分配する。この分配器４１２１からの第１の分配出力は、パイロット信号抽出用ＢＰＦ４１２２に入力され、受信部Ａ２００_１で多重されたパイロット信号成分のみが抽出される。このようにして抽出されたパイロット信号はレベル検出器４１２５に入力されてレベルの検出が行われる。このレベル検出器４１２５で検出されたパイロット信号のレベル情報は、レベル検出部４１２５から出力され、合成係数生成回路４１４にＰ_ｃ（１）として入力される。
【００７２】
一方、分配器４１２１からの第２の分配出力は、受信信号抽出用ＢＰＦ４１２３に入力され、パイロット信号を含まない受信信号のみが抽出される。受信信号抽出用ＢＰＦ４１２３で抽出された受信信号は、さらに分配器４１２６に入力されて２分配される。この分配器４１２６で分配された第１の分配出力はレベル検出器４１２４に入力されてレベルの検出が行われる。このレベル検出器４１２４から出力される受信信号のレベル情報は、Ｓ_ｃ（１）としてレベル検出器４１２４から出力され、合成係数生成回路４１４に入力される。
【００７３】
分配器４１２６からの第２の分配出力は、レベル検出部４１２_１から出力された後、乗算器４１３_１に入力され、合成係数生成回路４１４から出力される合成係数Ｗ（１）と乗算される。乗算器４１３_１から出力される合成係数乗算後の受信信号は合成器４１５に入力され、同様の処理を受けた他のブランチからの受信信号と合成される。位相調整部Ｂ４１１_２〜位相調整部Ｌ４１１_Ｌは位相調整部Ａ４１１_１と同様の処理を行う。レベル検出部Ｂ４１２_２からレベル検出部Ｌ４１２_Ｌはレベル検出部Ａ４１２_１と同様の処理を行う。さらに、乗算器４１３_２〜乗算器４１３_Ｌは乗算器４１３_１と同様の処理を行う。合成係数生成回路４１４は、選択合成を行う場合は、（１０）式、等利得合成を行う場合は（１４式）、最大比合成を行う場合は（２１）式に示す演算を行って、重み係数Ｗ（ｌ）を求めて、乗算器４１３_１〜乗算器４１３_Ｌにそれぞれ出力する。
【００７４】
上記実施形態によれば、各ブランチの受信部Ａ２００_１〜Ｌ２００_Ｌにおいて、受信信号の帯域外にパイロット信号を挿入し、信号合成部４００においてそのパイロット信号のレベルを参照することで各ブランチ１〜Ｌにおける受信アンテナＡ１００_１〜Ｌ１００_Ｌの出力端から信号合成部４００の入力端までの間のレベル変化量を検出し、その検出結果から各ブランチ１〜Ｌの受信アンテナ出力レベルを推定する。従って、信号合成部４００の入力信号レベルが受信信号のＣ／Ｎの比例しない場合であっても、該信号合成部４００において各ブランチ１〜Ｌからの受信信号を最適な合成比率で合成もしくは、選択することが可能となる。
【００７５】
（本発明の実施の形態２）
（ＯＦＤＭダイバーシティ受信装置の場合）
続いて、本発明を、変調方式にマルチキャリアのディジタル変調方式であるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）変調方式を用いる伝送装置のダイバーシティ受信装置に適用する場合について説明する。ＯＦＤＭ信号のダイバーシティ受信では、ＯＦＤＭ信号の各キャリアごとに選択・合成を行うことで、高いダイバーシティ利得が得られることが知られている。この場合、信号の合成はＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理後に行うのが一般的である。
【００７６】
図７は、本発明の実施の一形態に係るＯＦＤＭ変調方式を適用したダイバーシティ受信装置（以下、ＯＦＤＭダイバーシティ受信装置という）の構成例を示す図である。このＯＦＤＭダイバーシティ受信装置は、送信側から送信された電波を受信する受信アンテナＡ１１０_１と、受信した受信信号を一定値まで増幅するＡＧＣ増幅器等を備えた受信部Ａ２１０_１と、受信信号を伝送するケーブル３１０_１とで構成されるブランチ１が複数（ブランチ１〜ブランチＬ）備えられ、さらに、ブランチ１〜Ｌから出力されるＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ復調部と、その復調されたＯＦＤＭ信号を合成する信号合成部とが一体化されたＯＦＤＭ復調・信号合成部５００とから構成される。同図に示す受信部Ａ２１０_１〜Ｌ２１０_Ｌの構成は前述の図２〜図４に示したシングルキャリア方式の場合と同一構成をとる。また、ＯＦＤＭ変調方式には、ＯＦＤＭ信号における各キャリアの位相・振幅のシンボル間差分で情報を伝送する差動変調方式と、各キャリアに多値ＱＡＭ方式（例：１６ＱＡＭ）を使用すると共に、周波数方向、シンボル方向の両方に一定間隔で、既知の振幅と位相を持つパイロットキャリア（このパイロットをスキャッタードパイロット（SP: Scattered pilot）という）を配置し、復調時の基準として使用する同期変調方式の２つの方式がある。従って、差動変調方式を適用したＯＦＤＭダイバーシティ受信装置と、同期変調方式を適用したＯＦＤＭダイバーシティ受信装置の信号合成部とでは構成が異なるため、別々に説明する。
【００７７】
まず、同期変調方式を適用したＯＦＤＭ信号ダイバーシティ受信装置（以下、同期変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバーシティ受信装置という）について説明する。
【００７８】
同期変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバーシティ受信装置では、送信側にて周波数方向に一定間隔で多重された既知の位相、振幅を持つパイロットキャリアが受信側で検出され、その検出された位相値、振幅値により、パイロットキャリア周波数における伝送路の周波数特性が推定される。この処理は、通常、受信側のＦＦＴ回路から出力される周波数軸上のキャリアデータに含まれているパイロットキャリアの複素振幅を、送信したパイロットキャリアの複素振幅で除算することにより得られる。このようにして得られる伝送路の周波数特性を表す複素データは、ＯＦＤＭ信号の各キャリアにおける伝送路特性が一定キャリア間隔で間引かれたデータであるため、適当な補完処理を行うことで、ＯＦＤＭ信号の各キャリアの周波数における伝送路特性を得ることができる。ここで、Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）は複素数であり、Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）の絶対値を計算すれば周波数振幅特性が、偏角を計算すれば周波数位相特性が得られる。ここでは、ｌはブランチ番号、ｍはキャリア番号、ｎはシンボル番号を示す。以下の説明で用いられる他の記号についても同様とする。
【００７９】
同期変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバーシティ受信装置では、前述したシングルキャリア方式のダイバーシティ受信装置と場合と同様、３つの合成受信方法によるダイバーシティ受信が可能である。ここでは、まず、これら３つの合成受信において共通となる条件について説明する。
【００８０】
（各合成方法で共通な条件）
受信アンテナ出力におけるＯＦＤＭ信号の各キャリアの複素振幅をＳ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）、信号合成部入力における各キャリアの複素振幅をＳ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）とする。選択合成、等利得合成、最大値合成のいずれかの合成方法においても、各ブランチ間での位相差を補正して合成する必要がある。各キャリアのブランチ間での位相差を補正するには、各ブランチの各キャリアの周波数における伝送路特性Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）の複素共役をとり、Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）の絶対値で規格化することで得られる（１０１）式に示すような複素数を、受信信号をＦＦＴして得られる各キャリアの複素振幅に乗算し、Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）とは逆の位相回転を与えればよい。
【００８１】
【数２２】

従って、合成係数Ｗ（ｌ、ｍ、ｎ）は、Ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）を実数として次式のように表される。
【００８２】
【数２３】

まず、受信信号を、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を受けない受信アンテナ出力または、ＬＮＡの出力において合成する場合を考える。受信アンテナ出力またはＬＮＡ出力信号をＳ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）、信号合成部における受信信号合成時の合成係数をＷ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）、信号合成部の出力信号をＳ_ｏ（ｍ、ｎ）とすれば、以下の（１０３）式が成立する。
【００８３】
【数２４】

一方、受信信号Ｓ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）は、送信信号Ｓ（ｍ、ｎ）が伝送路特性Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）の影響を受けた結果であるから、次式（１０４）が成立する。
【００８４】
【数２５】

上記（１０４）式を上記（１０３）式を代入すると、（１０５）式が得られる。
【００８５】
【数２６】

続いて、上記（１０５）式に上記（１０２）式を代入すると、
【００８６】
【数２７】

が得られる。
【００８７】
上記（１０６）式に対して、ダイバーシティ受信出力Ｓ_ｏ（ｍ、ｎ）が送信信号にＳ（ｍ、ｎ）に等しいという（１０７）式の等化条件を適用することにより、次の（１０８）式が得られる。
【００８８】
【数２８】

【００８９】
【数２９】

上記（１０８）式より、Ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）を求め（１０２）式に代入することで合成係数Ｗ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を求めることができる。
【００９０】
続いて、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響により、各ブランチ間で利得が異なる信号合成部において受信信号を合成する場合を考える。信号合成部の入力における各ブランチからの受信信号をＦＦＴした結果の各ブランチ、各キャリアの複素振幅をＳ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）、信号合成部における受信信号合成時の合成係数をＷ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）、信号合成部で信号合成後の出力信号をＳ_ｏ（ｍ、ｎ）とすると、以下の（１０９）式が成立する。
【００９１】
【数３０】

また、ＯＦＤＭ信号の各キャリアに上記（１１）式を適用することで次の（１１０）式が得られる。
【００９２】
【数３１】

上記（１１０）式を上記（１０９）式に代入すると、
【００９３】
【数３２】

が得られる。
【００９４】
従って、上記（１１１）式よりＷ_ｒは、
【００９５】
【数３３】

となる。
【００９６】
上記（１１２）式をＷ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）について解くと次の（１１３）式が得られる。
【００９７】
【数３４】

ここで、Ｗ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）は、通常、以下の（１１４）式に示すように伝送路特性Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）の関数となっているため、上記（１１３）式は以下の（１１５）式のように書き換えることができる。
【００９８】
【数３５】

【００９９】
【数３６】

一方、Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）は、ＯＦＤＭ信号に含まれる既知の振幅と位相を有するパイロットキャリアの復調データを基に周波数軸および時間軸上で離散的に得られた特性を適当な補間処理を行って求めるため、各ブランチ間で利得が異なる合成部の入力において検出・生成した場合、ブランチ間での利得差の影響を受ける。信号合成部の入力において検出・生成したＨ（ｌ、ｍ、ｎ）をＨ_Ｄ（ｌ、ｍ、ｎ）とすればこのＨ_Ｄ（ｌ、ｍ、ｎ）、
【０１００】
【数３７】

で表される。
【０１０１】
さらに、上記（１１６）式をＨ（ｌ、ｍ、ｎ）について解くと、
【０１０２】
【数３８】

が得られる。
【０１０３】
従って、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響により、各ブランチ間で利得が異なる信号合成部において、受信信号を合成する場合の合成係数Ｗ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）を求めるには、まず、Ｗ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を求め、次いで（１１５）式を用いて、Ｗ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）に変換すると共に、（１１７）式を用いてＨ（ｌ、ｍ、ｎ）をＨ_Ｄ（ｌ、ｍ、ｎ）に変換すればよい。
【０１０４】
次に、同期変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバーシティ受信装置で適用可能な各合成受信法における合成係数の算出例について説明する。
【０１０５】
まず、合成受信法として選択合成法を適用した場合の合成係数の算出例について説明する。
【０１０６】
（選択合成の場合）
選択合成は、各キャリアについて最もＣＮＲが高い、すなわち最も振幅の大きいブランチからの信号を選択する方法である。受信信号をＦＦＴした結果の各キャリアの振幅は伝送路特性Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）で決定されるため、以下の（１１８）
式が成立する。
【０１０７】
【数３９】

続いて、上記（１０１）式を上記（１０８）式に代入すると、
【０１０８】
【数４０】

が得られる。
【０１０９】
上記（１１９）式を整理すると、
【０１１０】
【数４１】

となる。さらに、上記（１２０）式をα（ｌ、ｍ、ｎ）について解くと、
【０１１１】
【数４２】

が得られる。
【０１１２】
上記のようにして求められた上記（１０１）式、（１２０）式および（１１８）式を（１０２）式に代入すると、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を受けない場合の合成係数Ｗ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）が次式のように求まる。
【０１１３】
【数４３】

次に、（１１５）式および（１１７）式を用いてＷ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の入力におけるＡＧＣ増幅器などによる各ブランチ間での利得差を本発明によるパイロット信号の挿入によって補償した、信号合成部での合成係数Ｗ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）に変換した結果を（１２３）式に示す。
【０１１４】
【数４４】

次に、等利得合成の場合について説明する。
【０１１５】
（等利得合成の場合）
等利得合成は、各キャリアの各ブランチ間での位相差を補償した後、等利得合成する方法である。上記（１０２）式のＣ（ｌ、ｍ、ｎ）をブランチに依存しないα（ｍ、ｎ）と置換え、上記（１０１）式と共に上記（１０８）式に代入して次の（１２４）式を得る。
【０１１６】
【数４５】

上記（１２４）式を整理すると、
【０１１７】
【数４６】

が得られ、上記（１２５）式をα（ｍ、ｎ）について解くと、
【０１１８】
【数４７】

が得られる。
【０１１９】
さらに、上記（１０１）式と上記（１２６）式を上記（１０２）式に代入して、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を受けない場合の合成係数Ｗ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）が以下のように求める。
【０１２０】
【数４８】

また、上記（１１５）式と上記（１１７）式を用いてＷ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の入力におけるＡＧＣ増幅器などによる各ブランチ間での利得差を、本発明によるパイロット信号の挿入によって補償した場合の合成係数Ｗ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）に変換した結果を次の（１２８）式に示す。
【０１２１】
【数４９】

次に、最大比合成の場合について説明する。
【０１２２】
（最大比合成の場合）
最大比合成は、各キャリアの振幅に比例した重み付けをして合成する方法である。上記（１０２）式のＣ（ｌ、ｍ、ｎ）が、伝送路特性Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）の絶対値、すなわち受信される各ブランチ、各キャリアの振幅の絶対値とブランチに依存しない値α（ｍ、ｎ）との積で表せると仮定し、次式（１２９）を得る。
【０１２３】
【数５０】

上記（１２９）式を上記（１０１）式と共に上記（１０８）式に代入して、以下の（１３０）式を得る。
【０１２４】
【数５１】

上記（１３０）式を整理すると、
【０１２５】
【数５２】

が得られ、さらに上記（１３１）式をα（ｍ、ｎ）について解くと、
【０１２６】
【数５３】

が得られる。
【０１２７】
さらに、上記（１０１）式と上記（１３２）式を上記（１０２）式に代入して、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を受けない場合の合成係数Ｗ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を以下のように求める。
【０１２８】
【数５４】

また、上記（１１５）式と上記（１１７）式を用いてＷ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の入力におけるＡＧＣ増幅器などによる各ブランチ間での利得差を、本発明によるパイロット信号の挿入によって補償した場合の合成係数Ｗ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）に変換した結果を次の（１３４）式に示す。
【０１２９】
【数５５】

次に、同期式変調方式ＯＦＤＭ信号用ダイバーシティ受信装置の装置構成例について図８を参照しながら説明する。尚、図７に示した受信部Ａ２１０_１〜Ｌ２１０_Ｌの構成は前述した図２〜図３のシングルキャリア方式と同一構成をとるので説明を省略する。従って、ここでは、ＯＦＤＭ復調・信号合成部５００について説明する。
【０１３０】
ＯＦＤＭ復調・信号合成部５００には、ブランチ１〜Ｌから出力されたＯＦＤＭ信号を受信して復調処理を行うＯＦＤＭ復調部Ａ５０１_１〜Ｌ５０１_Ｌがブランチ毎に備えられ、そのブランチ毎に備えられたＯＦＤＭ復調部Ａ５０１_１〜Ｌ５０１_Ｌから出力される信号を合成する信号合成回路５２０と、信号合成回路５２０から出力された信号の判定を行う判定・識別回路５３０とから構成される。ＯＦＤＭ復調部Ａ５０１_１〜Ｌ５０１_Ｌは同一構成をとるので、以下、ブランチ１からの受信信号を受信するＯＦＤＭ復調部Ａ５０１_１を例にとり説明する。
【０１３１】
同図に示すように、ＯＦＤＭ復調部Ａ５０１_１は、ＢＰＦ５１０１、乗算器５１０２、局部発信器５１０３、ＢＰＦ５１０４、ＡＧＣ増幅器５１０５、Ａ/Ｄ変換器５１０６、固定パターン発生器５１０７、固定パターン発生器５１０８、乗算器５１０９、乗算器５１１０、ＬＰＦ５１１１、ＬＰＦ５１１２、４：１間引き回路５１１３、４：１間引き回路５１１４、周波数位相誤差検出回路５１１５、複素位相回転器５１１６、有効シンボル期間抽出回路５１１７、ＦＦＴ回路５１１８、パイロット信号電力検出回路５１１９、フレーム同期検出回路５１２０、ＳＰ抽出・伝送路特性推定回路５１２１とから構成される。
【０１３２】
続いて、本構成における動作説明を行う。
【０１３３】
受信アンテナＡ１１０_１より出力される受信信号は、受信部Ａ２１０_１において増幅され、パイロット信号が付加された後に周波数変換され第１のＩＦ信号となる。受信部Ａ２１０_１より出力される第１のＩＦ信号はケーブル３１０_１によってＯＦＤＭ復調・信号合成部５００まで伝送され、図８に示す各ブランチ１〜Ｌに対応するＯＦＤＭ復調部Ａ５０１_１〜Ｌ５０１_Ｌに入力される。ＯＦＤＭ復調部Ａ５０１_１〜Ｌ５０１_Ｌの構成は同一構成をとるので、ここでは、ＯＦＤＭ復調部Ａ５０１_１を例にとり動作説明する。
【０１３４】
ＯＦＤＭ復調部Ａ５０１_１に入力されたブランチ１の受信信号（第１のＩＦ信号）は、ＢＰＦ５１０１で不要な信号成分が除去された後、乗算器５１０２の被乗算信号入力端子に入力される。次に、局部発信器５１０３から出力されたローカル信号が乗算器５１０２の乗算信号入力端子に入力され、受信信号を第２のＩＦ信号に変換する。第２のＩＦ信号の中心周波数は、Ａ/Ｄ変換器５１０６のサンプリング周波数（ＦＦＴクロック周波数の４倍）の１/４とする。乗算器５１０２から出力された第２のＩＦ信号はＢＰＦ５１０４によってイメージ成分が除去された後、ＡＧＣ増幅器５１０５でＡ/Ｄ変換器５１０６のダイナミックレンジを有効に利用して量子化誤差を最小にすると共に、信号のクリップが生じないように最適なレベルに振幅調整を行ってＡ/Ｄ変換器５１０６に入力される。このＡ/Ｄ変換器５１０６でディジタル信号に変換されたＩＦ信号は２分配され、それぞれＩ軸信号、Ｑ軸信号として乗算器５１０９、５１１０の被乗算信号入力端子に入力される。乗算器５１０９に入力されたＩ軸信号は、固定パターン発生器５１０７から出力される{１，０，−１，０}の繰り返し信号と乗算された後ベースバンド信号となる。
【０１３５】
このようにして乗算器５１０９でベースバンド帯に周波数変換され出力されたＩ軸信号はＬＰＦ５１１１でイメージ成分が除去され、さらに、４：１間引き回路５１１３で間引き処理が行われ、サンプリング周波数が１/４に変換される。
【０１３６】
一方、乗算器５１１０に入力されたＱ軸信号は、固定パターン発生器５１０８から出力される{０，−１，０，１}の繰り返し信号と乗算されてベースバンド信号に変換される。ベースバンド帯に周波数変換され出力されたＱ軸信号はＬＰＦ５１１２でイメージ成分が除去され、さらに、４：１間引き回路５１１４で間引き処理が行われ、サンプリング周波数が１/４に変換される。４：１間引き回路５１１３から出力されるＩ軸信号と、４：１間引き回路５１１４から出力されるＱ軸信号は、それぞれ２分配され、複素位相回転器５１１６と周波数位相誤差検出回路５１１５に入力される。周波数位相誤差検出回路５１１５では、検出した周波数位相誤差を補正するための複素再生キャリア信号（検出した誤差周波数をキャリア周波数とし、検出した誤差位相を信号位相とするキャリア信号をいう）を生成・出力し、複素位相回転器５１１６に供給する。複素位相回転器５１１６は、周波数位相誤差検出器５１１５より供給された再生キャリア信号によって４：１間引き回路５１１３から供給されたＩ軸信号と、４：１間引き回路５１１４から供給されたＱ軸信号の周波数位相誤差を補正し出力し、有効シンボル期間抽出回路５１１７に供給する。有効シンボル期間抽出回路５１１７では、供給されたＩ軸信号、Ｑ軸信号に含まれるガードインターバルを除去して有効シンボル期間のみを取り出し、ＦＦＴ回路５１１８に供給する。ＦＦＴ回路５１１８は、供給された時間軸上のＩ軸、Ｑ軸信号（キャリアデータ）を周波数軸上のＩ軸、Ｑ軸信号に変換し出力する。このようにして、ＦＦＴ回路５１１８から出力された周波数軸上のＩ軸、Ｑ軸信号は、それぞれ４分配され、信号合成回路５２０、フレーム同期検出回路５１２０、パイロット信号電力検出回路５１１９およびＳＰ抽出・伝送路特性推定回路５１２１に供給される。フレーム同期検出回路５１２０に入力された周波数軸上のＩ、Ｑ軸信号によりフレーム同期（例えば、伝送信号が地上ディジタル放送のＩＳＤＢ−Ｔ（integrated services digital broadcasting-terrestrial）信号の場合は、１フレーム、２０４シンボルで構成されている）を検出すると共に、現シンボルが、ＳＰのシーケンス（例えば、ＩＳＤＢ−Ｔ信号では４シーケンス）の何シンボル目であるかを示す情報を生成し、ＳＰ抽出・伝送路特性推定回路５１２１に供給する。ＳＰ抽出・伝送路特性推定回路５１２１は、ＦＦＴ回路５１１８から供給される周波数軸上のＩ、Ｑ軸信号（キャリアデータ）と、フレーム同期検出回路５１２０から供給されるＳＰのシーケンス情報をもとに、ＳＰデータを抽出、補間して伝送路特性Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）を生成し、信号合成回路５２０に供給する。パイロット信号電力検出回路５１１９は受信部Ａ２１０_１（図７参照）で信号の帯域外に重畳されたパイロット信号の電力を検出し、パイロット信号の振幅Ｐ_ｃ（ｌ）に変換して信号合成回路５２０に供給する。ここで、受信部Ａ２１０_１で重畳するパイロット信号の周波数は、一般的にＦＦＴのクロック周波数に同期していないので、ＦＦＴ回路５１１８から出力されるデータは、図１０に示すように、帯域外の複数の周波数サンプル点に分散して現れる。そこで、以下の（１３５）式に示すように、パイロット信号の周波数に相当するＦＦＴの周波数サンプル点の近傍領域の信号電力和を求め、さらに平方根を計算することで信号レベルに変換する。
【０１３７】
【数５６】

ここで、ｍ１、ｍ２はパイロット信号の周波数に相当するＦＦＴデータのキャリア番号をｍｐとして次の（１３６）式、（１３７）式で表される。
【０１３８】
【数５７】

【０１３９】
【数５８】

ここで、Δｍは正の整数で、受信部で付加するパイロット信号の周波数安定度に応じて、パイロット信号の全エネルギーを加算するように選択すればよい。
【０１４０】
一方、信号合成回路５２０から、受信部Ａ２１０_１までＦＦＴクロックないしは、それに周波数同期した基準信号を受信部に供給することにより、受信部Ａ２１０_１で付加するパイロット信号の周波数をＦＦＴクロックに同期させることが可能であり、その場合、付図１１に示すように、パイロット信号の周波数に相当するＦＦＴの周波数サンプル点の複素データの絶対値を計算して求めることで、Ｐ_ｃ（ｌ）を得ることが可能である。
【０１４１】
続いて、信号合成回路５２０は、各ブランチのＦＦＴ回路が出力する周波数軸上のＩ軸、Ｑ軸信号Ｓ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）、ＳＰ抽出・伝送路特性推定回路の出力する伝送路特性信号Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）およびパイロット信号電力検出回路がパイロット信号レベル情報Ｐ_ｃ（ｌ）を入力し、合成法に応じて上記（１２３）式、上記（１２８）式、上記（１３４）式のいずれかの演算を行って合成係数を生成し、各ブランチの信号を合成して出力する。合成回路５２０にて合成された信号は、判定・識別回路５３０に入力され、位相点の判定・識別が行われた後、データが復調される。
【０１４２】
次に、差動変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバーシティ受信装置について説明する。
【０１４３】
ここでは、一例として、各キャリアの変調にＤＱＰＳＫやＤ８ＰＳＫのような差動位相変調を使用する場合について説明する。差動位相変調方式のＯＦＤＭ信号では、同期変調方式のＯＦＤＭ信号の場合と異なり、復調の基準となるパイロットは使用しない。まず、差動位相変調波の復調の原理について説明する。
【０１４４】
（差動位相変調波の復調原理）
送信信号をＳ（ｍ、ｎ）とし、伝送路の周波数特性をＨ（ｌ、ｍ、ｎ）とすれば、各ブランチにおける受信信号Ｓｒ（ｌ、ｍ、ｎ）は次の（２０１）式で表される。
【０１４５】
【数５９】

ここで、ｌはブランチ番号、ｍはキャリア番号、ｎはシンボル番号を示している。差動位相変調波を復調する場合、前シンボルの複素共役を現シンボルに乗算し、その結果の位相値を判定する方法が一般的に行われている。従って、前シンボルの複素共役との積Ｄ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）は、
【０１４６】
【数６０】

となる。
【０１４７】
上記（２０２）式に上記（２０１）式を代入すると、
【０１４８】
【数６１】

が得られる。
【０１４９】
一方、送信信号Ｓ（ｍ、ｎ）は次の（２０４）式で表すことができる。
【０１５０】
【数６２】

ここで、次の（２０５）式に示すように、伝送路特性の１シンボル時間における変化が無視できる程小さいとすれば、上記（２０３）式は次の（２０６）式のように書き換えることができる。
【０１５１】
【数６３】

【０１５２】
【数６４】

また、差動位相変調では、送信する各キャリアの絶対値は常に一定であり、よって次式（２０７）が成立する。
【０１５３】
【数６５】

続いて、上記（２０６）式に上記（２０７）式を代入すると、
【０１５４】
【数６６】

が得られる。
【０１５５】
さらに、上記（２０８）式を次の（２０９）式のように置くと、Ａ（ｌ、ｍ、ｎ）は、次の（２１０）式で表される。
【０１５６】
【数６７】

【０１５７】
【数６８】

ここで、（２１１）式に示すように、前シンボルとの位相差をΔφ（ｍ、ｎ）と書き換えると、上記（２０９）式は以下の（２１２）式で表される。ダイバーシティ受信を行わない場合は、Ｄ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）のＩ軸成分、Ｑ軸成分の逆正接演算からΔφ（ｍ、ｎ）を求め、判定することで、データを復調することができる。
【０１５８】
【数６９】

【０１５９】
【数７０】

本例に示す差動変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバーシティ受信装置では、前述した同期変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバーシティ受信装置の場合と同様、３つの合成受信方法によるダイバーシティ受信が可能である。ここでは、まず、これら３つの合成受信において共通となる条件について説明する。
【０１６０】
（各合成方法で共通な条件）
差動変調信号のダイバーシティ受信では、各ブランチごとに差動復調した後にダイバーシティ合成を行うのが一般的である。この場合、差動復調処理によって各ブランチ間の位相差が除去されるために、合成時の重み付け係数は同期変調方式の場合と異なり実数となる。また、差動復調後の信号の位相のみを検出、判定するため、差動復調後の信号の絶対値は、同期変調方式のように規格化する必要はない。
【０１６１】
まず、受信信号を、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を受けない受信アンテナ出力または、ＬＮＡの出力において合成する場合を考える。受信アンテナ出力またはＬＮＡ出力信号をＳ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）、差動復調後の信号をＤ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）、
信号合成部における受信信号合成時の合成係数をＷ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）、信号合成部の出力信号をＤ_ｏ（ｍ、ｎ）とすれば、以下の（２１３）式が成立する。
【０１６２】
【数７１】

次に、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響により、各ブランチ間で利得が異なる信号合成部において受信信号を合成する場合を考える。信号合成部の入力における各ブランチからの信号をＦＦＴした結果の、各ブランチ、各キャリアの複素振幅をＳ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）、さらに、各ブランチ、各キャリアごとに前シンボルの複素共役を乗じて差動復調した後の信号をＤ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）とすれば、上記（２０２）式から、上記（１１０）式と同様にして次式（２１４）が成立する。
【０１６３】
【数７２】

上記（２１４）式に、上記（２０２）式を代入すると、
【０１６４】
【数７３】

が得られる。
【０１６５】
ここで、上記（２１５）式をＤ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）について解くと、
【０１６６】
【数７４】

が得られる。さらに、上記（２１３）式に上記（２１６）式を代入すると、
【０１６７】
【数７５】

が得られる。
【０１６８】
次に、信号合成部での合成係数をＷ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）とすると、
【０１６９】
【数７６】

が成立する。従って、上記（２１７）式と、上記（２１８）式よりＷ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）は、次式（２１９）で表される。
【０１７０】
【数７７】

上述したように、合成係数Ｗ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）は、まず、受信信号を、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を受けない受信アンテナ出力または、ＬＮＡの出力において合成する場合の合成係数Ｗ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を計算し、その後上記（２１９）式を用いて変換することで、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響により、各ブランチ間で利得が異なる信号合成部において、受信信号を合成する場合の合成係数Ｗ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）を求めることができる。
【０１７１】
次に、差動変調方式ＯＦＤＭ信号ダイバーシティ受信装置で適用可能な各合成受信法における合成係数の算出例について説明する。
【０１７２】
まず、合成受信法として選択合成法を適用した場合の合成係数の算出例について説明する。
【０１７３】
（選択合成の場合）
まず、受信信号が受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失やＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を受けないときの受信アンテナ出力または、ＬＮＡの出力において合成する場合を考える。選択合成は、各キャリア毎に最もＣＮＲが高い、すなわち最も振幅の大きいブランチからの信号を選択して出力する方法である。差動変調方式の場合は、差動復調後の信号の絶対値が最も大きいブランチからの信号を選択すればよいので、次式（２２０）が成立する。
【０１７４】
【数７８】

次に、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響により、各ブランチ間で利得が異なる信号合成部において受信信号を合成する場合について考える。選択合成の場合は、上記（２１９）式を上記（２２０）式に適用するのではなく、差動復調後の信号の絶対値の各ブランチ間の比較において、ブランチ間での利得差を考慮する必要があることから、次式（２２１）のように表される。
【０１７５】
【数７９】

次に、等利得合成の場合について説明する。
【０１７６】
（等利得合成の場合）
等利得合成は各キャリア毎に、各ブランチに対して等利得で合成する方法である。差動変調信号のダイバーシティ合成では、差動復調後の信号Ｄ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）に重み付けして合成する。Ｄ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）は、上記（２１２）式で表されるが、検出される位相差分量Δφ（ｍ、ｎ）は、熱雑音や伝送路特性Ｈ（ｌ、ｍ、ｎ）の時間変化の影響により、ブランチによって異なる値となるため上記（２１２）式を次式のように書換える。
【０１７７】
【数８０】

ここで、Ｄ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）の絶対値Ａ（ｌ、ｍ、ｎ）は、上記（２１０）式に示すように、受信した信号の各キャリアの振幅の２乗値となっているため、合成係数Ｗ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）を次式（２２３）のように設定する。
【０１７８】
【数８１】

次に、上記（２２３）式を上記（２１３）式に代入し、整理すると、
【０１７９】
【数８２】

が得られる。
【０１８０】
上記（２２４）式は、各ブランチでの差動復調信号の絶対値を規格化し、さらに、差動復調前の各キャリアの振幅絶対値で重み付けをして、ブランチ間で合成することを意味しており、等利得合成の場合、重み付け係数Ｗｒ（ｌ、ｍ、ｎ）は上記（２２３）式でよいことが判る。
【０１８１】
次に、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響により、各ブランチ間で利得が異なる信号合成部において受信信号を合成する場合の合成係数Ｗ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）について考える。まず、上記（２１９）式に上記（２２３）式を代入すると、
【０１８２】
【数８３】

が得られる。
【０１８３】
次に、上記（２１５）式を上記（２２５）式に代入してＤ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）をＤ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）に書き換えることで、次式（２２６）が得られる。
【０１８４】
【数８４】

次に、自乗合成の場合について説明する。
【０１８５】
（自乗合成の場合）
まず、受信信号を、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響を受けない受信アンテナ出力または、ＬＮＡの出力において合成する場合を考える。すでに述べたように、差動復調後の各キャリアの複素振幅Ｄ_ｒ（ｌ、ｍ、ｎ）の絶対値Ａ（ｌ、ｍ、ｎ）は、上記（２１０）式に示すように、受信信号の各キャリアの絶対値の２乗値となっているため、そのまま合成することで自乗合成となる。すなわち、次式（２２７）が成立する。
【０１８６】
【数８５】

次に、受信部のＡＧＣ増幅器やケーブル損失、ＯＦＤＭ復調部のＡ/Ｄ変換器の前段に配置されるＡＧＣ増幅器の影響により、各ブランチ間で利得が異なる信号合成部において受信信号を合成する場合の合成係数Ｗ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）を考える。
上記（２１９）式に上記（２２７）式を代入すると、
【０１８７】
【数８６】

が得られる。尚、差動変調方式のダイバーシティ受信の自乗合成は、厳密な意味でＣ/Ｎ最大のいわゆる最大比合成とは一致しない。
【０１８８】
次に、差動変調方式ＯＦＤＭ信号用ダイバーシティ受信装置の装置構成例について説明する。尚、受信部の構成は前述したように図２〜図３に示したシングルキャリア方式と同一構成をとるので説明を省略する。また、ＯＦＤＭ復調・信号合成部の構成は、前述の同期変調方式ＯＦＤＭ信号用ダイバーシティ受信装置と基本的には同一構成であるが、ＯＦＤＭ復調部内のＦＦＴ回路以降の構成が異なる。同期変調方式ＯＦＤＭ信号用ダイバーシティ受信装置のＯＦＤＭ復調部には、同期検波を行うためのフレーム同期検出回路、ＳＰ抽出・伝送路特性推定回路が備えられるが、差動変調方式ＯＦＤＭ信号用ダイバーシティ受信装置のＯＦＤＭ復調部には、それらは具備されず変わりに差動復調処理を行う差動復調回路５１２２が備えられる。
【０１８９】
従って、ここでは、ＦＦＴ回路以降の異なる部分について説明する。
【０１９０】
図９において、ＦＦＴ回路５１１８から出力された周波数軸上のＩ軸、Ｑ軸信号は、それぞれ２分配され、差動復調回路５１２２およびパイロット信号電力検出回路５１１９に供給される。尚、パイロット信号電力検出回路５１１９の動作は、同期変調方式ＯＦＤＭ信号用ダイバーシティ受信装置のＯＦＤＭ復調・信号合成部の場合と同じなので説明を省略する。差動復調回路５１２２に入力された周波数軸上のＩ軸、Ｑ軸信号は、前シンボルの複素共役データと乗算され、差動復調後の信号Ｄ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）として信号合成回路５２０に供給される。信号合成回路５２０は、入力された各ブランチからの差動復調信号Ｄ_ｃ（ｌ、ｍ、ｎ）とパイロット信号電力検出回路５１１９からのパイロット信号レベル情報Ｐ_ｃ（ｌ）をもとに、それぞれの合成法に応じて上記（２２１）式、上記（２２６）式、上記（２２８）式のいずれか演算を行って合成係数を生成し、各ブランチの信号を合成して出力する。この合成した信号は、判定・識別回路５３０に入力され、その入力された信号から位相の判定・識別がなされてデータが復調される。
【０１９１】
上記実施形態によれば、各ブランチの受信部Ａ２１０_１〜Ｌ２１０_Ｌにおいて、受信信号の帯域外にパイロット信号を挿入し、ＯＦＤＭ復調・信号合成部５００においてそのパイロット信号のレベルを参照することで各ブランチ１〜Ｌにおける受信アンテナＡ１１０_１〜Ｌ１１０_Ｌの出力端からＯＦＤＭ復調・信号合成部５００の入力端までの間のレベル変化量を検出し、その検出結果から各ブランチ１〜Ｌの受信アンテナ出力レベルを推定する。従って、ＯＦＤＭ復調・信号合成部５００の入力信号レベルが受信信号のＣ／Ｎの比例しない場合であっても、該ＯＦＤＭ復調・信号合成部５００において各ブランチ１〜Ｌからの受信信号を最適な合成比率で合成もしくは、選択することが可能となる。
【０１９２】
上記例において、受信部Ａ２００１、２１０１〜Ｌ２００Ｌ、２１０Ｌのパイロット信号多重機能が参照信号多重手段に、信号合成部４００のレベル検出部Ａ４１２１〜レベル検出部Ｌ４１２Ｌの機能が受信信号レベル検出手段、参照信号レベル検出手段に対応し、合成係数生成回路４１４〜合成器４１５の機能が合成係数生成手段に対応し、ＯＦＤＭ復調・信号合成部５００のＯＦＤＭ復調部Ａ５０１１〜Ｌ５０１Ｌのパイロット信号電力検出回路５１１９が参照信号レベル検出手段に、ＳＰ抽出・伝送路特性推定回路５１２１がキャリア信号推定手段に、差動復調回路５１２２が差動復調手段に対応し、同部５００の信号合成回路５２０が合成係数生成手段に対応する。
【０１９３】
【発明の効果】
以上、説明したように、請求項１乃至３記載の本願発明によれば、各受信アンテナで受信した受信信号の帯域外に参照信号（以下、パイロット信号という）を多重し、その多重したパイロット信号のレベルを参照することで、各受信アンテナの出力端から信号合成を行う信号合成段の入力端までのレベル変化量を検出できるので、この検出結果と信号合成部の入力側における受信信号の検出レベル、あるいは受信信号の各キャリアのレベルと位相、または、受信信号の各キャリアのシンボル間の差動復調データを基に各受信アンテナからの受信信号を最適な比率で合成したり、選択することが可能になる。また、本発明によれば、受信信号レベル推定用のパイロット信号を受信信号の帯域外に多重するだけなので、装置の複雑性を招くことなく最適なダイバーシティ受信装置の提供が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すシングルキャリア方式ダイバーシティ受信装置の構成図である。
【図２】受信部の構成の例を示す図（その１）である。
【図３】受信部の構成の例を示す図（その２）である。
【図４】受信部の構成の例を示す図（その３）である。
【図５】信号合成部の構成の例を示す図（その１）である。
【図６】信号合成部の構成の例を示す図（その２）である。
【図７】本発明の第２の実施形態を示すＯＦＤＭダイバーシティ受信装置の構成図である。
【図８】ＯＦＤＭ復調・信号合成部の構成の例を示す図（同期変調ＯＦＤＭ信号用）である。
【図９】ＯＦＤＭ復調・信号合成部の構成の例を示す図（差動変調ＯＦＤＭ信号用）である。
【図１０】パイロットキャリア周波数がＯＦＤＭ信号と非同期の場合を示す説明図である。
【図１１】パイロットキャリア周波数がＯＦＤＭ信号と同期している場合を示す説明図である。
【符号の説明】
２１、２９、２１３、５１０１、５１０４ バンドパスフィルター（ＢＰＦ）
２２ ＲＦ増幅器（ＬＮＡ）
２３、４１２１、４１２６ 分配器
２４ 加算器
２５ パイロット信号発生器
２６、５１０５ 利得可変増幅器（ＡＧＣ増幅器）
２７ 局部発信器
２８、４１３_１、４１３_２、４１３_Ｌ、５１０２、５１０９、５１１０乗算器
１００_１、１１０_１ 受信アンテナＡ
１００_２、１１０_２ 受信アンテナＢ
１００_Ｌ、１１０_Ｌ 受信アンテナＬ
２００_１、２１０_１ 受信部Ａ
２００_２、２１０_２ 受信部Ｂ
２００_Ｌ、２１０_Ｌ 受信部Ｌ
２１０ ＩＦ増幅器
２１１ レベル検出器
２１２ 制御電圧発生器
３００_１、３００_２、３００Ｌ、３１０_１、３１０_２、３１０_Ｌ ケーブル
４００ 信号合成部
４１１_１ 位相調整部Ａ
４１１_２ 位相調整部Ｂ
４１１_Ｌ 位相調整部Ｌ
４１２_１ レベル検出部Ａ
４１２_２ レベル検出部Ｂ
４１２_Ｌ レベル検出部Ｌ
４１４ 合成係数生成回路
４１５ 合成器
４１２２ パイロット信号抽出用ＢＰＦ
４１２３ 受信信号抽出用ＢＰＦ
４１２４、４１２５ レベル検出器
５００ ＯＦＤＭ復調・信号合成部
５０１_１ ＯＦＤＭ復調部Ａ
５０１_２ ＯＦＤＭ復調部Ｂ
５０１_Ｌ ＯＦＤＭ復調部Ｌ
５１０３ 局部発信器
５１０６ Ａ／Ｄ変換器
５１０７、５１０８ 固定パターン発生器
５１１１、５１１２ ＬＰＦ
５１１３、５１１４ ４：１間引き回路
５１１５ 周波数位相誤差検出回路
５１１６ 複素位相回転器
５１１７ 有効シンボル期間抽出回路
５１１８ ＦＦＴ回路
５１１９ パイロット信号電力検出回路
５１２０ フレーム同期検出回路
５１２１ ＳＰ抽出・伝送路特性推定回路
５２０ 信号合成回路
５３０ 判定・識別回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
  The present invention relates to a diversity receiver, and more specifically, estimates a reception output level from each reception antenna by referring to a pilot signal multiplexed with a reception signal of each reception antenna.To produce a better quality received signalIt is related with the diversity receiver which can be used.
[0002]
[Prior art]
In a transmission path where fading occurs as in mobile communication, the received signal quality deteriorates when the received signal level is attenuated. The effect can be mitigated by applying it (it is possible to prevent a decrease in reception level equivalently).
[0003]
In this diversity reception, spatial diversity, polarization diversity, frequency diversity, route diversity scheme, and the like are used to obtain an independent received wave (uncorrelated). Independent outputs are called diversity branches. (1) Selective combining method: CNR (carrier power to thermal noise power ratio) is the maximum as a combined reception method that combines these branches to prevent a drop in reception level. (2) Equal gain combining method: A method in which equal weights are applied to the received signals of all branches, (3) Maximum ratio combining method: proportional to the amplitude level for the received signals of each branch A method of maximizing the combined CNR by weighting inversely proportional to noise power and adding them is known.
[0004]
In general, a diversity receiving apparatus includes a receiving unit including an AGC amplifier that amplifies a reception signal output from each antenna to a certain level, and a signal synthesis unit that selects or combines the reception signals output from the reception units. In the signal synthesis unit, any one of the above-described synthesis reception methods is applied.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
When the signal combining unit of the diversity receiving apparatus applies any of the above-described combining reception methods, information on the signal level of the reception signal output from each antenna is required regardless of which method is used. For example, when performing maximum ratio combining or equal gain combining, it is necessary to determine the combining ratio, and when selecting combining is required to evaluate and select signals from each receiving unit. It becomes. However, in the conventional diversity receiver, since the level of the received signal output from the AGC amplifier of the receiving unit is always constant, the level of the received signal output from each antenna is the signal synthesis before being amplified by the AGC amplifier. There was a problem that the department did not know. In conventional diversity receivers, the signal synthesizer and the receiver are often installed separately. Therefore, information on the amplification degree of the AGC amplifier used for estimation of the received signal is received from the receiver to the signal synthesizer. In order to send, it was necessary to provide a separate line from the line for sending the received signal, and a complicated device was required.
[0006]
The present invention has been made in view of the above-mentioned points, and the problem is that the level of the received signal output from each antenna is estimated without incurring the complexity of the apparatus, and the quality is improved. A diversity receiver capable of producing a good reception signal is provided.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
  In order to solve the above-mentioned problem, the present invention receives a signal modulated by a single carrier using a plurality of receiving antennas and selects the plurality of received signals as described in claim 1. Or a diversity receiver for combining, comprising a signal combining unit for selecting or combining the outputs of a plurality of branches having an AGC amplifier for amplifying the received signal to a certain value, and receiving signals ahead of the AGC amplifier for each branch A reference signal multiplexing means for multiplexing the reference signal outside the frequency band, and for each branchPlaced after the AGC amplifierReference signal level detection means for detecting the level of the reference signal on the input side of the signal synthesis unit, and for each branchPlaced after the AGC amplifierReceived signal level detecting means for detecting the level of the received signal on the input side of the signal combining unit;Reference signal level information when multiplexed by the reference signal multiplexing means of each branch, reference signal level information detected by the reference signal level detection means of each branch, and received signal level detection means of each branch Level information of detected received signalAnd a synthesis coefficient generation means for generating a synthesis coefficient in the signal synthesis unit.
[0008]
  According to such a diversity receiver, a reference signal (hereinafter referred to as a pilot signal) is multiplexed outside the band of the received signal received by each receiving antenna, and the level of the multiplexed pilot signal is referred to, thereby receiving each received signal. The amount of level change from the output terminal of the antenna to the input terminal of the signal synthesis stage that performs signal synthesis can be detected (amplification of the AGC amplifier is estimated).And the detection level of the received signal on the input side of the signal synthesis unitIt becomes possible to synthesize and select the reception signals from the respective reception antennas at an optimum ratio. Furthermore, according to the present invention, since the pilot signal for estimating the received signal level is only multiplexed outside the band of the received signal, it is possible to provide an optimal diversity receiving apparatus without incurring the complexity of the apparatus.
[0014]
  Further, in order to solve the above-mentioned problem, the present invention provides, as described in claim 2, an OFDM signal of a synchronous modulation scheme in which a pilot is dispersedly inserted and transmitted using a plurality of receiving antennas. In a diversity receiver that receives and selects or synthesizes a plurality of received signals, the OFDM signals output from a plurality of branches having an AGC amplifier that amplifies the received signals to a certain value are demodulated and selected for each carrier. Or a reference signal multiplexing means for multiplexing the reference signal outside the frequency band of the received signal in front of the AGC amplifier for each branch, with a signal combining unit for combining,Placed after the AGC amplifierReference signal level detection means for detecting the level of the reference signal on the input side of the signal synthesis unit for each branch, and for each branchPlaced after the AGC amplifierCarrier signal estimation means for estimating the level and phase of each carrier of the OFDM demodulated signal by interpolation based on the pilot data extracted by demodulation of the OFDM signal;Reference signal level information when multiplexed by the reference signal multiplexing means of each branch, reference signal level information detected by the reference signal level detection means of each branch, and estimation by the carrier signal estimation means of each branch WasLevel of each carrierinformationAnd phaseinformationAnd a synthesis coefficient generation means for generating a synthesis coefficient for each carrier in the signal synthesis unit.
[0015]
  Furthermore, in order to solve the above-mentioned problem, the present invention, as described in claim 3, receives a differential phase modulation OFDM signal using a plurality of receiving antennas, and receives the received plurality of received signals. In a diversity receiving apparatus for selecting or combining received signal carriers, signal combining for differentially demodulating OFDM signals output from a plurality of branches having an AGC amplifier that amplifies the received signal to a certain value and selecting or combining each carrier A reference signal multiplexing means for multiplexing the reference signal outside the frequency band of the received signal ahead of the AGC amplifier for each branch, and for each branchPlaced after the AGC amplifierReference signal level detection means for detecting the level of the reference signal on the input side of the signal synthesis unit, and for each branchThe OFDM signal is placed after the AGC amplifier.Differential demodulation means for detecting differential demodulated data, which is a multiplication value of data of the current symbol and complex data of the previous symbol, for each carrier;Reference signal level information when multiplexed by the reference signal multiplexing means of each branch, reference signal level information detected by the reference signal level detection means of each branch, and detection by the differential demodulation means of each branch WasIt is configured to include synthesis coefficient generation means for inputting differential demodulated data of each carrier and generating a synthesis coefficient for each carrier in the signal synthesis unit.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0017]
(Embodiment 1 of the present invention)
(Single carrier diversity receiver)
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a diversity receiver of a transmission apparatus using a single carrier scheme according to an embodiment of the present invention (hereinafter referred to as a single carrier scheme diversity receiver).
[0018]
This single carrier diversity receiver is a receiving antenna A100 that receives radio waves transmitted from the transmitting side.₁And the receiving antenna A100₁Receiving unit A200 provided with an AGC amplifier (amplifier for changing the amplification degree and maintaining the level of the output signal constant) etc.₁And a cable 300 for transmitting the received signal to the signal synthesis unit 400₁And a signal synthesizer 400 that synthesizes and outputs signals output from each branch (branch 1 to branch L). .
As described above, there are three types of combining methods of selection / equal gain / maximum ratio in the diversity reception method in diversity reception. In any combining method, each antenna branch (branch 1 to branch L) is combined. Information on the signal level of the received signal output from (1) is required. In the diversity receiver of the present invention, the receiver A200₁Is the receiving antenna A100₁A pilot signal of a certain level is multiplexed outside the band of the reception signal output from, and the reception signal and pilot signal are amplified by an AGC amplifier and supplied to the signal synthesis unit 400. The signal combining unit 400 observes and evaluates the level of the received signal from the branch 1 and the level of the pilot signal, and estimates the level of the received signal output from the receiving antenna of the branch 1. In the present invention, the reception signal level estimation as described above is also performed for the next branch (branch 2 to branch L), and the signal synthesis unit 400 estimates the reception signal level for each branch, and then performs composite reception. Signal synthesis is performed by determining a synthesis coefficient according to the law.
[0019]
Next, the reception signal level estimation principle according to the present invention will be described. The subscript l of the symbol shown below indicates the numerical value of the l-th branch. In the l-th branch, the level of the received signal output from the receiving antenna is set to S_r(L), the decibel value is set to S_{r _ dB}(L) [dBm], the level of the pilot signal to be multiplexed is P_m(L), the decibel value is P_{m _ dB}(L) [dBm], the gain of the AGC amplifier is G (l), and the decibel value is G_dB(L) [dBm], the output level of the AGC amplifier is E, and the decibel value is E_dB[DBm], loss due to cable transmission is L (l), and its decibel value is L_dB(L) [dB], the level of the received signal at the input of the signal synthesis unit is S_c(L), the decibel value is set to S_{c _ dB}(L) [dBm], the level of the pilot signal at the input of the signal synthesis unit is P_c(L), the decibel value is P_{c _ dB}(L) [dBm]. S_{c _ dB}(L) and P_{c _ dB}(L) can be expressed by the following equation.
[0020]
[Expression 1]

[0021]
[Expression 2]

Multiple level P of pilot signal_{m _ dB}If (l) is known, the gain G of the AGC amplifier_dB(L) and cable loss L_dBThe difference in (l) is expressed by equation (3).
[0022]
[Equation 3]

Substituting equation (3) into equation (1) for S_rSolving for (l) yields (4).
[0023]
[Expression 4]

That is, the level S of the received signal observed by the signal synthesis unit_c(L) and the level P of the pilot signal_cBy using (l), the level S of the received signal is obtained by the equation (4)._r(L) can be obtained. Next, the amplification degree G (l) of the AGC amplifier is the level S of the received signal output from the antenna._rWhen the control is performed only by (l), the equation (5) is established. Even when the amplification level G (l) of the AGC amplifier is controlled by the level of the sum of the received signal and the pilot signal, the level of the pilot signal to be multiplexed is the level S of the received signal._rIf it is sufficiently smaller than (l), the formula (5) is established.
[0024]
[Equation 5]

As described above, the level S of the received signal_c(L) and the level P of the pilot signal_cBy referring to (l), the level S of the received signal necessary for combined reception in diversity reception_r(L) can be obtained. That is, the level S of the received signal_c(L) and the level P of the pilot signal_cBy using (l), it is possible to determine a synthesis coefficient (= weighting coefficient) required for selective synthesis, equal gain synthesis, and maximum ratio synthesis.
[0025]
Next, a method for calculating a synthesis coefficient in these three synthesis reception methods will be described by taking a single carrier type diversity reception apparatus that receives a single carrier as an example.
[0026]
First, the case of selective synthesis will be described.
[0027]
(Selective composition)
The CNR (Carrier-to-noise ratio) of each branch is usually
The thermal noise of the LNA (Low Noise Amplifier) of the receiver is dominant,
Assuming that the CNR of each branch is γ (l), if the NF (Noise Figure) of the LNA in the receiving unit of each branch is the same, let A be a proportional constant,
[0028]
[Formula 6]

Is established.
[0029]
Selective combining is a combining method that selects and outputs the signal having the highest CNR among the received signals from each branch. Therefore, the synthesis coefficient W (l) of the signal from each branch is expressed by the following equation (7). Note that the level of the output signal after synthesis is normalized to 1, and L represents the number of branches.
[0030]
[Expression 7]

Here, assuming that the NF of the LNA of the receiving unit in each branch is the same and the relationship of equation (6) holds, the condition that γ (l) is maximum is S_rIt can be replaced by the condition that (l) is the maximum, and as a result, equation (8) is obtained.
[0031]
[Equation 8]

Also, the pilot carrier multiplex level P in the receiving section of each branch_mS if (l) is constant_rThe size of (l) is S_c(L) / P_cSince it is determined by the size of (l), equation (8) can be replaced with the following equation (9).
[0032]
[Equation 9]

Further, since the output of the AGC amplifier is constant, if the cable loss from the receiving unit to the signal combining unit is constant in each branch, S_c(L) has the same value in each branch. Therefore, S_rThe size of (l) is P_cSince it is determined by the size of (l), the above equation (9) can be further simplified and is expressed as the following equation (10). Here, the signal with the lowest level of the multiplexed pilot signal is P_n(L)
[0033]
[Expression 10]

As described above, in the selection combining, it is only necessary to select a signal having the lowest level of the multiplexed pilot signal among a plurality of signals from each branch input to the signal combining unit.
[0034]
Next, the case of equal gain synthesis will be described.
[0035]
(Equal gain synthesis)
Since equal gain combining and maximum ratio combining are both in-phase combining, when signals from each branch are combined, it is necessary to correct and match the phase difference of each signal in advance. Since many means are already known for this phase correction means, description thereof is omitted here, and it is assumed that the phases of the signals from the respective branches coincide with each other at the input of the signal synthesis unit. From now on, the explanation will proceed. For equal gain synthesis, the level S of the receiving antenna output signal_rThe ratio between the branches in (l) is preserved and synthesized as it is (the phase difference is corrected as described above). Therefore, the level of the input signal of the signal synthesizer is temporarily set to the antenna output signal level S using the following equation (11)._rConvert to (l).
[0036]
## EQU11 ##

Further, considering the coefficient for normalizing the signal level after synthesis to 1, the following expression (12) is obtained.
[0037]
[Expression 12]

Also, the pilot carrier multiplex level P in the receiving section of each branch_mWhen (l) is constant, the above equation (12) can be simplified as the following equation (13).
[0038]
[Formula 13]

That is, the received signal level S of the signal from each branch at the input of the combiner_c(L) and the pilot signal P_rBy observing (l), the weighting coefficient W (l) for the signal from each branch can be obtained, and equal gain synthesis can be realized. Further, since the output of the AGC amplifier is constant, if the cable loss from the receiving unit to the signal combining unit is constant in each branch, S_c(L) becomes the same value in each branch, and the value is S_cThen, the above equation (13) is transformed into the following equation (14).
[0039]
[Expression 14]

Next, the case of maximum ratio combining will be described.
[0040]
(In the case of maximum ratio synthesis)
In the maximum ratio combining, the signals from each branch are combined by weighting in proportion to the CNR of each signal so that the CNR of the combined signal is maximized. Γ (l), which is the CNR of the signal from each branch, is expressed by the above equation (6). Here, the following equation (15) is obtained by substituting the above equation (11) into the above equation (6).
[0041]
[Expression 15]

On the other hand, if the coefficient for correcting the gain difference from the antenna output end of each branch caused by the AGC amplifier or cable loss to the signal synthesis unit input is D (l), B is a proportionality constant and expressed.
[0042]
[Expression 16]

As a result, the weighting coefficient W (l) for the signal from each branch at the input of the signal synthesizer when performing maximum ratio combining is expressed by the following equation (17), where C is a proportionality constant.
[0043]
[Expression 17]

When the condition shown in the following equation (18) is added to normalize the signal level after synthesis, A × B × C is uniquely determined, and the above equation (17) is expressed by the following equation (19): Will be rewritten as:
[0044]
[Formula 18]

[0045]
[Equation 19]

Here, the multiplex level P of the pilot signal at the receiving unit of each branch_mWhen (l) is constant, the above equation (19) is simplified and rewritten as the following equation (20).
[0046]
[Expression 20]

Further, since the output of the AGC amplifier is constant, if the cable loss from the receiving unit to the signal combining unit is constant in each branch, S_c(L) becomes the same value in each branch, and the value is S_cThen, the above equation (20) is transformed into the following equation (21).
[0047]
[Expression 21]

As a result, the level S of the received signal of the signal from each branch at the input of the signal synthesis unit_c(L) and pilot signal level P_cBy observing (l), it is possible to obtain the weighting coefficient W (l) for the signal from each branch in the case of maximum ratio combining.
[0048]
As described above, according to the present invention, the observed S in any combination method of selection / equal gain / maximum ratio is observed._c(L), P_cFrom (l), it is possible to obtain a synthesis coefficient necessary for synthesizing the signals of each branch. That is, any synthesis method can be realized.
[0049]
Next, a configuration example (No. 1) and operation of a receiving unit provided in the single carrier diversity receiver according to the present invention will be described with reference to FIG. The receiving unit is the receiving unit A200 shown in FIG.₁~ Receiver L200_LSince both have the same configuration, here, the receiving unit A200 of the branch 1₁Will be described as an example.
[0050]
This receiver A200₁2, a BPF 21, an RF amplifier 22 (LNA), a distributor 23, an adder 24, a pilot signal generator 25, a variable gain amplifier 26 (hereinafter referred to as an AGC amplifier), and a local oscillator. 27, a multiplier 28, a BPF 29, an IF amplifier 210, a level detector 211, and a control voltage generator 212.
[0051]
(Description of operation in configuration example (part 1) of receiver)
Receiving antenna A100₁The received signal output from is input to the BPF 21, and unnecessary components outside the band such as noise and interference waves are removed, and only the desired wave component is extracted. The output signal of the BPF 21 is amplified by a certain gain by the RF amplifier 22. Normally, in the receiving apparatus, the thermal noise of the first-stage amplifier that amplifies the signal having the lowest level affects the C / N of the signal in the receiving apparatus, and therefore the RF amplifier 22 has a low noise with a fixed gain with a small NF. An amplifier is used. The output signal of the RF amplifier 22 is divided into two by the distributor 23, and one of the two divided signals is supplied to the added signal input terminal of the adder 24. The pilot signal generator 25 generates a pilot signal of a certain level and supplies it to the addition signal input terminal of the adder 24. The frequency of the pilot signal is outside the reception signal band and is close to the reception signal frequency. The adder 24 adds a pilot signal to the reception signal output from the distributor and outputs the result. The output signal of the adder 24 is input to the AGC amplifier 26 and amplified to a certain level. The output signal of the AGC amplifier 26 is supplied to the added signal input terminal of the frequency conversion multiplier 28.
[0052]
On the other hand, the other of the signals distributed by the distributor 23 is input to the level detector 211. The level detector 211 generates a voltage corresponding to the average power or average amplitude of the input signal and outputs it as level information of the input signal. The output signal of the level detector 211 is input to the control voltage generator 212, and based on the level information supplied from the level detector 211, the level of the signal output from the AGC amplifier 26 becomes a predetermined constant value. Thus, a gain control signal for controlling the amplification gain of the AGC amplifier 26 is generated and supplied to the gain control input terminal of the AGC amplifier 26. Since the level of the signal input to the level detector 211 is the same as the level of the signal component supplied to the signal input terminal of the AGC amplifier 26 (excluding the component of the pilot signal added by the adder), the result is AGC. The level of the signal output from the amplifier 26 is constant (excluding the component of the pilot signal added by the adder).
[0053]
The signal output from the AGC amplifier 26 is supplied to the multiplied signal input terminal of the multiplier 28, multiplied by the local signal output from the local oscillator 27, and both the received signal and the multiplexed pilot signal are simultaneously converted to the IF frequency. Frequency conversion is performed.
[0054]
When the configuration of the diversity branch is space diversity, a plurality of receiving antennas are installed spatially separated from each other.₁It is necessary to transmit the received signal output from the signal to the signal synthesizer 400 via a cable, and in consideration of the loss in the cable, it is common to frequency-convert the received signal in the RF band to an IF band with less cable loss It is.
[0055]
The IF band received signal and pilot signal output from the multiplier 28 have their image components removed by the BPF 29 (or may be LPF), and are amplified to a predetermined level by the IF amplifier 210 in consideration of the loss in the cable, and then transmitted. The signal is transmitted to the signal synthesis unit 400 via a cable. Reception unit A200 described above₁This configuration realizes a feedforward type AGC amplification function.
[0056]
Next, a configuration example (No. 2) and operation of the receiving unit provided in the single-carrier diversity receiver according to the present invention will be described with reference to FIG. In addition, the same number is provided with respect to the component which has the same function as the said FIG.
[0057]
As shown in FIG.₁BPF 21, RF amplifier 22 (LNA), distributor 23, adder 24, pilot signal generator 25, AGC amplifier 26, local oscillator 27, multiplier 28, BPF 29, IF It comprises an amplifier 210, a level detector 211, a control voltage generator 212, and a BPF 213.
[0058]
(Description of operation in configuration example (part 2) of receiver)
Receiving antenna A100₁The BPF 21 removes unnecessary components outside the band, such as noise and interference waves, extracts only the desired wave component, and then amplifies the received signal by a certain gain by the RF amplifier 22. The adder 24 adds (multiplexes) the output signal of the RF amplifier 22 and the pilot signal of constant amplitude and constant frequency output from the pilot signal generator 25 and outputs the result. Next, the output signal of the adder 24 is input to the signal input terminal of the AGC amplifier 26. The output signal of the AGC amplifier 26 is divided into two by the distributor 23, and one of the two divided signals is input to the BPF 213. The BPF 213 removes the pilot signal component multiplexed by the adder 24 and supplies the received signal component only to the level detector 211. The BPF 213 responsible for removing the pilot signal component may be a notch filter or a BEF (band elimination filter). The level detector 211 generates a voltage corresponding to the average power or average amplitude of the input signal and supplies it to the control voltage generator 212 as level information. Based on the level information from the level detector 211, the control voltage generator 212 generates a gain control signal for controlling the amplification gain of the AGC amplifier 26, and supplies the gain control signal to the gain control input terminal of the AGC amplifier 26. The feedback loop is configured so that the level of the signal output from the amplifier 26 (not including the pilot signal component) is constant.
[0059]
On the other hand, the other of the two signals distributed by the distributor 23 is input to the multiplied signal input terminal of the multiplier 28 for frequency conversion, multiplied by the local signal output from the local oscillator 27, and received signal. The pilot signal is frequency converted to the IF band. The IF band received signal and pilot signal output from the multiplier 28 are removed from the image component by the BPF 29 (or may be LPF), amplified to a predetermined level by the IF amplifier 210, and then transmitted to the signal synthesis unit 400 by the transmission cable. Is done.
[0060]
Next, a configuration example (No. 3) and operation of the receiving unit provided in the single-carrier diversity receiver according to the present invention will be described with reference to FIG. In addition, the same number is provided with respect to the component which has the same function as the said FIG.
[0061]
As shown in FIG.₁BPF 21, RF amplifier (LNA) 22, distributor 23, adder 24, pilot signal generator 25, AGC amplifier 26, local oscillator 27, multiplier 28, BPF 29, IF It comprises an amplifier 210, a level detector 211, a control voltage generator 212, and a BPF 213.
[0062]
(Description of operation in configuration example (part 3) of receiver)
Receiving antenna A100₁The BPF 21 removes unnecessary components outside the band, such as noise and interference waves, extracts only the desired wave component, and then amplifies the received signal by a certain gain by the RF amplifier 22. The adder 24 multiplexes and outputs the output signal of the RF amplifier 22 and the pilot signal of constant amplitude and constant frequency output from the pilot signal generator 25. Next, the output signal of the adder 24 is input to the distributor 23 and divided into two. One of the signals distributed by the distributor 23 is supplied to the signal input terminal of the AGC amplifier 26, and the other is input to the BPF 213. The BPF 213 removes the pilot signal component multiplexed by the adder 24 to extract only the received signal component and supplies it to the level detector 211. Similar to the case of FIG. 3 described above, the BPF 213 aims to remove only the pilot signal component, and may be either a notch filter or a BEF (band elimination filter). The level detector 211 generates a voltage corresponding to the average power or average amplitude of the input signal and supplies it to the control voltage generator 212 as level information. Based on the level information from the level detector 211, the control voltage generator 212 generates a gain control signal for controlling the amplification gain of the AGC amplifier 26, and supplies the gain control signal to the gain control input terminal of the AGC amplifier 26. The amplification gain of the AGC amplifier 26 is controlled so that the level of the signal output from the amplifier 26 (the level of only the received signal not including the pilot signal component) is constant.
[0063]
The output signal of the AGC amplifier 26 is input to a multiplied signal input terminal of the multiplier for frequency conversion, and is multiplied by the local signal output from the local oscillator 27, and the received signal and the pilot signal are frequency converted to the IF band. The The IF band received signal and pilot signal output from the multiplier 28 have their image components removed by the BPF 29 (or may be LPF), and are transmitted to the signal synthesizer 400 via the transmission cable. In this configuration example, a feedforward type AGC function is realized. In any of the configuration examples of FIGS. 2 to 4 described above, the AGC amplifier 26 may be configured to vary the amplification factor of the amplifier circuit itself, or may be realized by combining a high gain amplifier and a variable attenuator. May be.
[0064]
Next, a configuration example (No. 1) and operation of the signal combining unit 400 provided in the single carrier diversity receiver according to the present invention will be described with reference to FIG.
[0065]
As shown in the figure, the signal synthesis unit 400 includes a phase adjustment unit and a level detection unit for each branch (phase adjustment unit A411).₁~ Phase adjuster L411_L, Level detector A412₁~ L412_L), A synthesis coefficient generation circuit 414 that determines a weighting coefficient of the received signal, and a level detection unit A412₁~ L412_LA multiplier 413 that multiplies the received signal output from the weighting coefficient determined by the synthesis coefficient generation circuit 414.₁~ 413_LAnd the multiplier 413₁~ 413_LAnd a synthesizer 415 for synthesizing the output signals from. Since the processing of the received signals of branch 1 to branch L in the signal synthesizer is the same, only branch 1 will be described below.
[0066]
(Description of operation in configuration example (part 1) of signal synthesis unit)
Receiving antenna A100₁Output from the receiver A200₁The received signal of branch 1 to which the amplification and pilot signals are added in step (b) is transmitted to the signal synthesis unit 400 via a cable, and the phase adjustment unit A411.₁After receiving the correction of the signal phase difference between the branches, the level detector A412₁Is input. Level detector A412₁The phase-corrected received signal input to is divided into three by a distributor 4121. The first distribution signal output from the distributor 4121 is input to the pilot signal extracting BPF 4122 and received by the receiving unit A200 by BPF filtering.₁Only the pilot signal component added in is extracted. The pilot signal extracted in this way is input to the level detector 4125 to detect the level. The level information of the pilot signal output from the level detector 4125 is P_cThe result is input to the synthesis coefficient generation circuit 414 as (1).
[0067]
The second distribution signal output from distributor 4121 is input to reception signal extracting BPF 4123, and only the reception signal not including the pilot signal is extracted. The signal output from the reception signal extraction BPF 4123 is input to the level detector 4124 to detect the level. The level information of the received signal output from the level detector 4124 is S_cThe result is input to the synthesis coefficient generation circuit 414 as (1).
[0068]
The third distribution signal output from distributor 4121 is level detector A412.₁Output from the multiplier 413₁And multiplied by the synthesis coefficient signal output from the synthesis coefficient generation circuit 414 and input to the synthesizer 415. The received signals of branch 2 to branch L are in the same manner as the received signal of branch 1 and phase adjustment unit B411.₂~ L411_LAfter receiving the correction of the phase difference between the branches at level detector B412₂~ L412_LThe same processing as the processing of the received signal of branch 1 is performed in FIG. Each level detector A412₁~ L412_LLevel information P of the pilot signal of each branch detected in step_c(L) and level information S of the received signal of each branch_c(L) is input to the synthesis coefficient generation circuit 414, respectively.
[0069]
The synthesis coefficient generation circuit 414 receives the input P_c(L) and S_cW (l) is calculated from (l) and output, and multiplier 413₁~ 413_LIn each level detector 412₁~ 412_LAre weighted to the received signals of the respective branches output from, and input to the synthesizer 415. The synthesizer 415 adds and synthesizes the input signals of the branches. The synthesis coefficient generation circuit 414 performs an operation shown in Equation (10) when performing selective synthesis, Equation (14) when performing equal gain synthesis, and Equation (21) when performing maximum ratio synthesis. A synthesis coefficient W (l) is obtained.
[0070]
Next, a configuration example (No. 2) and operation of the signal combining unit provided in the single carrier diversity receiver according to the present invention will be described with reference to FIG. The difference from the first configuration example shown in FIG. 5 described above is only the internal configuration of the level detection unit. Accordingly, only the level detection unit will be described here (level detection unit A 412).₁Will be described as an example).
[0071]
Level detector A412₁The phase adjustment unit A411₁Then, the received signal that has been compensated for the signal phase difference between the branches is input, and the distributor 4121 divides the signal into two. The first distribution output from the distributor 4121 is input to the pilot signal extracting BPF 4122 and received by the receiving unit A200.₁Only the pilot signal components multiplexed in (1) are extracted. The pilot signal extracted in this way is input to the level detector 4125 to detect the level. The level information of the pilot signal detected by the level detector 4125 is output from the level detection unit 4125 and is supplied to the synthesis coefficient generation circuit 414 by P._cInput as (1).
[0072]
On the other hand, the second distribution output from distributor 4121 is input to reception signal extraction BPF 4123, and only reception signals not including pilot signals are extracted. The reception signal extracted by the reception signal extraction BPF 4123 is further input to the distributor 4126 and divided into two. The first distribution output distributed by the distributor 4126 is input to the level detector 4124 to detect the level. The level information of the received signal output from the level detector 4124 is S_c(1) is output from the level detector 4124 and input to the synthesis coefficient generation circuit 414.
[0073]
The second distribution output from the distributor 4126 is output from the level detector 412.₁Is output from the multiplier 413₁Is multiplied by the synthesis coefficient W (1) output from the synthesis coefficient generation circuit 414. Multiplier 413₁The received signal after multiplication by the synthesis coefficient is input to the synthesizer 415 and synthesized with the received signal from the other branch that has undergone the same processing. Phase adjustment unit B411₂~ Phase adjuster L411_LIs the phase adjustment unit A411₁The same processing is performed. Level detection unit B412₂To level detector L412_LIs level detector A412₁The same processing is performed. Furthermore, the multiplier 413₂~ Multiplier 413_LIs a multiplier 413.₁The same processing is performed. The synthesis coefficient generation circuit 414 performs the calculation shown in Equation (10) when performing selective synthesis, (Equation 14) when performing equal gain synthesis, and (21) when performing maximum ratio synthesis, and performs weighting. The coefficient W (l) is obtained and the multiplier 413 is obtained.₁~ Multiplier 413_LRespectively.
[0074]
According to the above embodiment, the receiving unit A200 of each branch₁~ L200_L, The pilot signal is inserted outside the band of the received signal, and the signal synthesizer 400 refers to the level of the pilot signal so that the receiving antenna A100 in each branch 1 to L₁~ L100_LLevel change amount from the output terminal to the input terminal of the signal synthesis unit 400 is detected, and the reception antenna output level of each branch 1 to L is estimated from the detection result. Therefore, even if the input signal level of the signal combining unit 400 is not proportional to the C / N of the received signal, the signal combining unit 400 combines the received signals from the branches 1 to L at an optimal combining ratio, It becomes possible to select.
[0075]
(Embodiment 2 of the present invention)
(For OFDM diversity receiver)
Next, a case will be described in which the present invention is applied to a diversity receiver of a transmission apparatus that uses an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) modulation scheme, which is a multicarrier digital modulation scheme. In diversity reception of OFDM signals, it is known that a high diversity gain can be obtained by performing selection and combination for each carrier of OFDM signals. In this case, signal synthesis is generally performed after FFT (Fast Fourier Transform) processing.
[0076]
FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of a diversity receiving device (hereinafter referred to as an OFDM diversity receiving device) to which the OFDM modulation scheme according to an embodiment of the present invention is applied. This OFDM diversity receiver includes a receiving antenna A110 that receives radio waves transmitted from the transmitting side.₁A receiving unit A210 including an AGC amplifier that amplifies the received signal to a certain value₁And a cable 310 for transmitting the received signal.₁A plurality of branches 1 (branch 1 to branch L), an OFDM demodulator for demodulating the OFDM signals output from the branches 1 to L, and a signal synthesis for synthesizing the demodulated OFDM signals And an OFDM demodulating / signal combining unit 500 integrated with each other. Receiving unit A210 shown in FIG.₁~ L210_LThe configuration is the same as that of the single carrier system shown in FIGS. In addition, the OFDM modulation scheme uses a differential modulation scheme for transmitting information by the inter-symbol difference of the phase and amplitude of each carrier in the OFDM signal, and a multi-level QAM scheme (eg 16QAM) for each carrier, and a frequency. A synchronous modulation method that places pilot carriers with known amplitude and phase at regular intervals in both direction and symbol direction (this pilot is called a scattered pilot (SP)) and uses it as a reference during demodulation There are two methods. Therefore, the configuration of the OFDM diversity receiving apparatus to which the differential modulation scheme is applied is different from that of the signal combining section of the OFDM diversity receiving apparatus to which the synchronous modulation scheme is applied, and will be described separately.
[0077]
First, an OFDM signal diversity receiving apparatus to which a synchronous modulation scheme is applied (hereinafter referred to as a synchronous modulation scheme OFDM signal diversity receiving apparatus) will be described.
[0078]
In the synchronous modulation scheme OFDM signal diversity receiver, a pilot carrier having a known phase and amplitude multiplexed at a constant interval in the frequency direction on the transmission side is detected on the reception side, and the detected phase value and amplitude value are The frequency characteristic of the transmission line at the pilot carrier frequency is estimated. This processing is usually obtained by dividing the complex amplitude of the pilot carrier included in the carrier data on the frequency axis output from the FFT circuit on the receiving side by the complex amplitude of the transmitted pilot carrier. The complex data representing the frequency characteristics of the transmission path obtained in this way is data obtained by thinning out the transmission path characteristics of each carrier of the OFDM signal at a constant carrier interval. The transmission path characteristics at the frequency of each carrier of the signal can be obtained. Here, H (l, m, n) is a complex number. If the absolute value of H (l, m, n) is calculated, the frequency amplitude characteristic can be obtained, and if the declination is calculated, the frequency phase characteristic can be obtained. Here, l is a branch number, m is a carrier number, and n is a symbol number. The same applies to other symbols used in the following description.
[0079]
In the synchronous modulation OFDM signal diversity receiver, diversity reception by three combined reception methods is possible as in the case of the single carrier diversity receiver described above. Here, first, conditions common to these three combined receptions will be described.
[0080]
(Common conditions for each synthesis method)
The complex amplitude of each carrier of the OFDM signal at the receiving antenna output is expressed as S_r(L, m, n), the complex amplitude of each carrier at the signal synthesis unit input is S_cLet (l, m, n). In any combination method of selection combining, equal gain combining, and maximum value combining, it is necessary to correct the phase difference between the branches and combine them. In order to correct the phase difference between the branches of each carrier, the complex conjugate of the transmission path characteristic H (l, m, n) at the frequency of each carrier of each branch is taken, and the absolute value of H (l, m, n) is taken. The complex number shown in the equation (101) obtained by normalization with the value is multiplied by the complex amplitude of each carrier obtained by FFT of the received signal, and the phase opposite to H (l, m, n) What is necessary is just to give rotation.
[0081]
[Expression 22]

Therefore, the synthesis coefficient W (l, m, n) is expressed as the following equation with C (l, m, n) as a real number.
[0082]
[Expression 23]

First, the received signal is synthesized at the receiving antenna output that is not affected by the AGC amplifier or the cable loss of the receiving unit, the AGC amplifier arranged in front of the A / D converter of the OFDM demodulating unit, or the output of the LNA. Think. Receive antenna output or LNA output signal S_r(L, m, n), W is the synthesis coefficient when the received signal is synthesized in the signal synthesis unit._r(L, m, n), the output signal of the signal synthesizer is S_oIf (m, n) is established, the following equation (103) is established.
[0083]
[Expression 24]

On the other hand, the received signal S_rSince (l, m, n) is a result of the transmission signal S (m, n) being affected by the transmission path characteristic H (l, m, n), the following equation (104) is established.
[0084]
[Expression 25]

By substituting the above equation (103) for the above equation (104), the following equation (105) is obtained.
[0085]
[Equation 26]

Subsequently, when the above equation (102) is substituted into the above equation (105),
[0086]
[Expression 27]

Is obtained.
[0087]
Diversity received output S with respect to equation (106) above_oBy applying the equalization condition of the equation (107) that (m, n) is equal to S (m, n) to the transmission signal, the following equation (108) is obtained.
[0088]
[Expression 28]

[0089]
[Expression 29]

From the above equation (108), C (l, m, n) is obtained and substituted into the equation (102) to obtain the synthesis coefficient W_r(L, m, n) can be determined.
[0090]
Subsequently, the received signal is synthesized in the signal synthesis unit having different gains between the branches due to the influence of the AGC amplifier of the reception unit, cable loss, and the AGC amplifier arranged in the preceding stage of the A / D converter of the OFDM demodulation unit. think of. The complex amplitude of each branch and each carrier as a result of FFT of the received signal from each branch at the input of the signal synthesizer is S_c(L, m, n), W is the synthesis coefficient when the received signal is synthesized in the signal synthesis unit._c(L, m, n), the output signal after signal synthesis in the signal synthesis unit is S_oWhen (m, n) is established, the following equation (109) is established.
[0091]
[30]

Further, the following equation (110) is obtained by applying the above equation (11) to each carrier of the OFDM signal.
[0092]
[31]

Substituting the above equation (110) into the above equation (109),
[0093]
[Expression 32]

Is obtained.
[0094]
Therefore, from the above equation (111), W_rIs
[0095]
[Expression 33]

It becomes.
[0096]
The above equation (112)_cSolving for (l, m, n) gives the following equation (113).
[0097]
[Expression 34]

Where W_rSince (l, m, n) is normally a function of the transmission path characteristic H (l, m, n) as shown in the following equation (114), the above equation (113) is expressed by the following (115 ) Can be rewritten as
[0098]
[Expression 35]

[0099]
[Expression 36]

On the other hand, H (l, m, n) appropriately interpolates the characteristic obtained discretely on the frequency axis and time axis based on the demodulated data of the pilot carrier having a known amplitude and phase included in the OFDM signal. Since it is obtained by performing processing, when it is detected and generated at the input of the synthesis unit having different gains between the branches, it is affected by the gain difference between the branches. H (l, m, n) detected and generated at the input of the signal synthesis unit is H_DIf (l, m, n)_D(L, m, n),
[0100]
[Expression 37]

It is represented by
[0101]
Furthermore, when the above equation (116) is solved for H (l, m, n),
[0102]
[Formula 38]

Is obtained.
[0103]
Therefore, when the reception signal is synthesized in the signal synthesis unit having different gains between the branches due to the influence of the AGC amplifier of the reception unit, cable loss, and the AGC amplifier arranged in front of the A / D converter of the OFDM demodulation unit. Composite coefficient W_cTo find (l, m, n), first, W_r(L, m, n) is obtained, and then using equation (115), W_cConverting to (l, m, n) and converting H (l, m, n) to H using equation (117)_DWhat is necessary is just to convert into (l, m, n).
[0104]
Next, a description will be given of an example of calculating a composite coefficient in each composite reception method applicable to the synchronous modulation scheme OFDM signal diversity receiver.
[0105]
First, an example of calculating a synthesis coefficient when the selective synthesis method is applied as the synthesis reception method will be described.
[0106]
(Selective composition)
Selective combining is a method of selecting a signal from a branch having the highest CNR, that is, the largest amplitude for each carrier. Since the amplitude of each carrier resulting from the FFT of the received signal is determined by the transmission path characteristic H (l, m, n), the following (118)
The formula holds.
[0107]
[39]

Subsequently, substituting the above equation (101) into the above equation (108),
[0108]
[Formula 40]

Is obtained.
[0109]
Rearranging the above equation (119),
[0110]
[Expression 41]

It becomes. Furthermore, when the above equation (120) is solved for α (l, m, n),
[0111]
[Expression 42]

Is obtained.
[0112]
By substituting the equations (101), (120), and (118) obtained as described above into the equation (102), the AGC amplifier and cable loss of the receiving unit, and the A / D converter of the OFDM demodulating unit The synthesis coefficient W when not affected by the AGC amplifier arranged in the previous stage_r(L, m, n) is obtained as follows.
[0113]
[Equation 43]

Next, using Equations (115) and (117), W_r(L, m, n) is the gain difference between the branches due to the AGC amplifier and cable loss of the receiving unit, the AGC amplifier at the input of the A / D converter of the OFDM demodulating unit, etc. by inserting the pilot signal according to the present invention Compensated synthesis coefficient W in the signal synthesis unit_cThe result of conversion to (l, m, n) is shown in equation (123).
[0114]
(44)

Next, the case of equal gain synthesis will be described.
[0115]
(Equal gain synthesis)
Equal gain combining is a method of equal gain combining after compensating for the phase difference between each branch of each carrier. Substituting C (l, m, n) in the above equation (102) with α (m, n) that does not depend on the branch, and substituting it into the above equation (108) together with the above equation (101), the following equation (124) obtain.
[0116]
[Equation 45]

If the above formula (124) is arranged,
[0117]
[Equation 46]

When the above equation (125) is solved for α (m, n),
[0118]
[Equation 47]

Is obtained.
[0119]
Further, by substituting the above equations (101) and (126) into the above equation (102), the AGC amplifier of the receiving unit, the cable loss, and the AGC amplifier arranged in front of the A / D converter of the OFDM demodulating unit Composite coefficient W when not affected by_r(L, m, n) is obtained as follows.
[0120]
[Formula 48]

Further, using the above equation (115) and the above equation (117), W_r(L, m, n) is the gain difference between the branches due to the AGC amplifier and cable loss of the receiver, the AGC amplifier at the input of the A / D converter of the OFDM demodulator, etc., and the insertion of the pilot signal according to the present invention The composite coefficient W when compensated by_cThe result of conversion into (l, m, n) is shown in the following equation (128).
[0121]
[Formula 49]

Next, the case of maximum ratio combining will be described.
[0122]
(In the case of maximum ratio synthesis)
The maximum ratio combining is a method of combining by weighting in proportion to the amplitude of each carrier. C (l, m, n) in the above equation (102) does not depend on the absolute value of the transmission path characteristic H (l, m, n), that is, the absolute value and the branch of each received branch and each carrier. Assuming that it can be expressed by the product of the value α (m, n), the following equation (129) is obtained.
[0123]
[Equation 50]

Substituting the above equation (129) into the above equation (108) together with the above equation (101), the following equation (130) is obtained.
[0124]
[Formula 51]

When the above equation (130) is arranged,
[0125]
[Formula 52]

Further, when the above equation (131) is solved for α (m, n),
[0126]
[53]

Is obtained.
[0127]
Further, by substituting the above equations (101) and (132) into the above equation (102), the AGC amplifier of the receiving unit, the cable loss, and the AGC amplifier disposed in front of the A / D converter of the OFDM demodulating unit Composite coefficient W when not affected by_r(L, m, n) is obtained as follows.
[0128]
[Formula 54]

Further, using the above equation (115) and the above equation (117), W_r(L, m, n) is the gain difference between the branches due to the AGC amplifier and cable loss of the receiver, the AGC amplifier at the input of the A / D converter of the OFDM demodulator, etc., and the insertion of the pilot signal according to the present invention The composite coefficient W when compensated by_cThe result of conversion into (l, m, n) is shown in the following equation (134).
[0129]
[Expression 55]

Next, an example of the apparatus configuration of a diversity receiver for synchronous modulation OFDM signals will be described with reference to FIG. The receiving unit A210 shown in FIG.₁~ L210_LThe configuration of is the same as that of the single carrier system of FIGS. Therefore, here, the OFDM demodulation / signal combining unit 500 will be described.
[0130]
The OFDM demodulator / signal combiner 500 receives the OFDM signals output from the branches 1 to L and performs demodulation processing on the OFDM demodulator A501.₁~ L501_LIs provided for each branch, and the OFDM demodulator A501 provided for each branch.₁~ L501_LIs composed of a signal synthesis circuit 520 that synthesizes the signals output from the signal synthesis circuit 520, and a determination / identification circuit 530 that judges the signals output from the signal synthesis circuit 520. OFDM demodulator A501₁~ L501_L, The OFDM demodulator A501 that receives the received signal from the branch 1 will be described below.₁Will be described as an example.
[0131]
As shown in the figure, OFDM demodulator A501.₁BPF 5101, multiplier 5102, local oscillator 5103, BPF 5104, AGC amplifier 5105, A / D converter 5106, fixed pattern generator 5107, fixed pattern generator 5108, multiplier 5109, multiplier 5110, LPF 5111, LPF 5112, 4: 1 decimation circuit 5113, 4: 1 decimation circuit 5114, frequency phase error detection circuit 5115, complex phase rotator 5116, effective symbol period extraction circuit 5117, FFT circuit 5118, pilot signal power detection circuit 5119, frame synchronization detection circuit 5120 And SP extraction / transmission path characteristic estimation circuit 5121.
[0132]
Subsequently, the operation in this configuration will be described.
[0133]
Receiving antenna A110₁The reception signal output from the reception unit A210₁And the frequency is converted after the pilot signal is added to become the first IF signal. Receiver A210₁The first IF signal output from the cable 310 is₁Is transmitted to the OFDM demodulator / signal combiner 500, and the OFDM demodulator A501 corresponding to each of the branches 1 to L shown in FIG.₁~ L501_LIs input. OFDM demodulator A501₁~ L501_LAre the same, the OFDM demodulator A501 is used here.₁The operation will be described by taking as an example.
[0134]
OFDM demodulator A501₁The BPF 5101 removes unnecessary signal components from the branch 1 reception signal (the first IF signal) input to, and then is input to the multiplied signal input terminal of the multiplier 5102. Next, the local signal output from the local oscillator 5103 is input to the multiplication signal input terminal of the multiplier 5102 to convert the received signal into a second IF signal. The center frequency of the second IF signal is ¼ of the sampling frequency of the A / D converter 5106 (four times the FFT clock frequency). After the image component is removed from the second IF signal output from the multiplier 5102 by the BPF 5104, the AGC amplifier 5105 effectively uses the dynamic range of the A / D converter 5106 to minimize the quantization error. Then, the amplitude is adjusted to an optimum level so as not to cause clipping of the signal, and is input to the A / D converter 5106. The IF signal converted into a digital signal by the A / D converter 5106 is divided into two and input to the multiplied signal input terminals of the multipliers 5109 and 5110 as I-axis signals and Q-axis signals, respectively. The I-axis signal input to the multiplier 5109 is a baseband signal after being multiplied by the repetitive signal {1, 0, −1, 0} output from the fixed pattern generator 5107.
[0135]
The I-axis signal frequency-converted to the baseband band by the multiplier 5109 in this way is output with an image component removed by the LPF 5111 and further subjected to a decimation process by a 4: 1 decimation circuit 5113 to obtain a sampling frequency of 1 / Is converted to 4.
[0136]
On the other hand, the Q-axis signal input to the multiplier 5110 is multiplied by a repetitive signal of {0, −1, 0, 1} output from the fixed pattern generator 5108 and converted into a baseband signal. An image component is removed from the Q-axis signal that has been frequency-converted to the baseband and output by the LPF 5112, and further, a thinning process is performed by a 4: 1 thinning circuit 5114 to convert the sampling frequency to ¼. The I-axis signal output from the 4: 1 decimation circuit 5113 and the Q-axis signal output from the 4: 1 decimation circuit 5114 are each divided into two and input to the complex phase rotator 5116 and the frequency phase error detection circuit 5115. The The frequency phase error detection circuit 5115 generates and outputs a complex reproduction carrier signal for correcting the detected frequency phase error (referred to as a carrier signal having the detected error frequency as the carrier frequency and the detected error phase as the signal phase). The complex phase rotator 5116 is supplied. The complex phase rotator 5116 receives the I-axis signal supplied from the 4: 1 decimation circuit 5113 and the Q-axis signal supplied from the 4: 1 decimation circuit 5114 according to the reproduction carrier signal supplied from the frequency phase error detector 5115. The frequency phase error is corrected and output, and supplied to the effective symbol period extraction circuit 5117. The effective symbol period extraction circuit 5117 removes the guard interval included in the supplied I-axis signal and Q-axis signal, extracts only the effective symbol period, and supplies it to the FFT circuit 5118. The FFT circuit 5118 converts the supplied I-axis and Q-axis signals (carrier data) on the time axis into I-axis and Q-axis signals on the frequency axis and outputs them. In this way, the I-axis and Q-axis signals on the frequency axis output from the FFT circuit 5118 are each divided into four parts, and the signal synthesis circuit 520, frame synchronization detection circuit 5120, pilot signal power detection circuit 5119, and SP extraction / This is supplied to the transmission path characteristic estimation circuit 5121. Frame synchronization (for example, when the transmission signal is an ISDB-T (integrated services digital broadcasting-terrestrial) signal of terrestrial digital broadcasting) 204), and information indicating the number of symbols in the SP sequence (for example, 4 sequences in the ISDB-T signal) is generated, and the SP extraction / transmission path is generated. This is supplied to the characteristic estimation circuit 5121. The SP extraction / transmission path characteristic estimation circuit 5121 is based on the frequency axis I and Q axis signals (carrier data) supplied from the FFT circuit 5118 and the SP sequence information supplied from the frame synchronization detection circuit 5120. , SP data is extracted and interpolated to generate a transmission path characteristic H (l, m, n), which is supplied to the signal synthesis circuit 520. The pilot signal power detection circuit 5119 is connected to the receiving unit A210.₁(See FIG. 7), the power of the pilot signal superimposed outside the signal band is detected, and the amplitude P of the pilot signal is detected._cThe signal is converted into (l) and supplied to the signal synthesis circuit 520. Here, the receiving unit A210₁Since the frequency of the pilot signal superimposed at 1 is generally not synchronized with the FFT clock frequency, the data output from the FFT circuit 5118 is distributed to a plurality of frequency sampling points outside the band as shown in FIG. Appear. Therefore, as shown in the following equation (135), the signal power sum in the region near the FFT frequency sample point corresponding to the frequency of the pilot signal is obtained, and further converted to the signal level by calculating the square root.
[0137]
[56]

Here, m1 and m2 are expressed by the following equations (136) and (137), where mp is the carrier number of the FFT data corresponding to the frequency of the pilot signal.
[0138]
[Equation 57]

[0139]
[Formula 58]

Here, Δm is a positive integer, and may be selected so that the total energy of the pilot signal is added according to the frequency stability of the pilot signal added by the receiving unit.
[0140]
On the other hand, from the signal synthesis circuit 520, the receiving unit A210₁By supplying a reference signal that is frequency-synchronized with the FFT clock to the receiving unit, the receiving unit A210₁It is possible to synchronize the frequency of the pilot signal to be added to the FFT clock. In this case, as shown in FIG. 11, the absolute value of the complex data at the frequency sample point of the FFT corresponding to the frequency of the pilot signal is calculated. P_cIt is possible to obtain (l).
[0141]
Subsequently, the signal synthesis circuit 520 outputs the I-axis and Q-axis signals S on the frequency axis output from the FFT circuit of each branch._c(L, m, n), the transmission path characteristic signal H (l, m, n) output from the SP extraction / transmission path characteristic estimation circuit, and the pilot signal power detection circuit indicate pilot signal level information P_c(L) is input, and a calculation coefficient is generated by performing any one of the above equations (123), (128), and (134) according to the synthesis method, and the signals of the respective branches are synthesized. Output. The signal synthesized by the synthesis circuit 520 is input to the determination / identification circuit 530, and after the phase point is determined / identified, the data is demodulated.
[0142]
Next, a differential modulation OFDM signal diversity receiver will be described.
[0143]
Here, as an example, a case where differential phase modulation such as DQPSK or D8PSK is used for modulation of each carrier will be described. In the differential phase modulation type OFDM signal, unlike the case of the synchronous modulation type OFDM signal, a pilot serving as a demodulation reference is not used. First, the principle of demodulation of the differential phase modulated wave will be described.
[0144]
(Demodulation principle of differential phase modulation wave)
If the transmission signal is S (m, n) and the frequency characteristic of the transmission path is H (l, m, n), the reception signal Sr (l, m, n) in each branch is expressed by the following equation (201). expressed.
[0145]
[Formula 59]

Here, l indicates a branch number, m indicates a carrier number, and n indicates a symbol number. When demodulating a differential phase modulation wave, a method is generally used in which the current symbol is multiplied by the complex conjugate of the previous symbol and the resulting phase value is determined. Therefore, the product D with the complex conjugate of the previous symbol_r(L, m, n) is
[0146]
[Expression 60]

It becomes.
[0147]
Substituting the above equation (201) into the above equation (202),
[0148]
[Equation 61]

Is obtained.
[0149]
On the other hand, the transmission signal S (m, n) can be expressed by the following equation (204).
[0150]
[62]

Here, as shown in the following equation (205), if the change in transmission path characteristics in one symbol time is negligibly small, the above equation (203) can be rewritten as the following equation (206). it can.
[0151]
[Equation 63]

[0152]
[Expression 64]

In the differential phase modulation, the absolute value of each carrier to be transmitted is always constant, and therefore the following equation (207) is established.
[0153]
[Equation 65]

Subsequently, when the above equation (207) is substituted into the above equation (206),
[0154]
[Equation 66]

Is obtained.
[0155]
Further, when the above equation (208) is placed as the following equation (209), A (l, m, n) is represented by the following equation (210).
[0156]
[Expression 67]

[0157]
[Equation 68]

Here, as shown in the equation (211), when the phase difference from the previous symbol is rewritten as Δφ (m, n), the above equation (209) is expressed by the following equation (212). D when not receiving diversity_rData can be demodulated by obtaining and determining Δφ (m, n) from the arc tangent calculation of the I-axis component and Q-axis component of (l, m, n).
[0158]
[Equation 69]

[0159]
[Equation 70]

In the differential modulation OFDM signal diversity receiver shown in this example, diversity reception by three combined reception methods is possible, as in the case of the synchronous modulation OFDM signal diversity receiver described above. Here, first, conditions common to these three combined receptions will be described.
[0160]
(Common conditions for each synthesis method)
In diversity reception of a differential modulation signal, diversity combining is generally performed after differential demodulation for each branch. In this case, since the phase difference between the branches is removed by the differential demodulation process, the weighting coefficient at the time of synthesis is a real number unlike the case of the synchronous modulation method. Further, since only the phase of the signal after differential demodulation is detected and determined, the absolute value of the signal after differential demodulation does not need to be standardized as in the synchronous modulation method.
[0161]
First, the received signal is synthesized at the receiving antenna output that is not affected by the AGC amplifier or the cable loss of the receiving unit, the AGC amplifier arranged in front of the A / D converter of the OFDM demodulating unit, or the output of the LNA. Think. Receive antenna output or LNA output signal S_r(L, m, n), the signal after differential demodulation is D_r(L, m, n),
The synthesis coefficient at the time of signal synthesis in the signal synthesis unit is W_r(L, m, n), the output signal of the signal synthesizer is D_oIf (m, n), the following equation (213) is established.
[0162]
[Equation 71]

Next, when a received signal is synthesized in a signal synthesizer having different gains between the branches due to the influence of the AGC amplifier of the receiving unit, cable loss, and the AGC amplifier arranged in the preceding stage of the A / D converter of the OFDM demodulating unit think of. The complex amplitude of each branch and each carrier as a result of FFT of the signal from each branch at the input of the signal synthesizer is S_c(L, m, n), and the signal after differential demodulation by multiplying the complex conjugate of the previous symbol for each branch and each carrier by D_cAssuming (l, m, n), the following equation (214) is established from the above equation (202) in the same manner as the above equation (110).
[0163]
[Equation 72]

Substituting the above equation (202) into the above equation (214),
[0164]
[Equation 73]

Is obtained.
[0165]
Here, the above equation (215) is changed to D_rSolving for (l, m, n)
[0166]
[Equation 74]

Is obtained. Furthermore, when the above equation (216) is substituted into the above equation (213),
[0167]
[75]

Is obtained.
[0168]
Next, the synthesis coefficient in the signal synthesis unit is expressed as W_c(L, m, n)
[0169]
[76]

Is established. Therefore, from the above equation (217) and the above equation (218), W_c(L, m, n) is expressed by the following equation (219).
[0170]
[77]

As described above, the synthesis coefficient W_c(L, m, n) is a reception antenna output that is not affected by the AGC amplifier or the cable loss of the receiving unit, the AGC amplifier arranged in front of the A / D converter of the OFDM demodulating unit, or , Synthesis coefficient W for synthesis at the output of LNA_rBy calculating (l, m, n) and then converting using the above equation (219), the AGC amplifier and cable loss of the receiving unit, and the AGC arranged in the preceding stage of the A / D converter of the OFDM demodulating unit A synthesis coefficient W in the case of synthesizing the received signal in the signal synthesis unit having different gains between the branches due to the influence of the amplifier._c(L, m, n) can be determined.
[0171]
Next, a description will be given of an example of calculating the synthesis coefficient in each synthesis reception method applicable to the differential modulation scheme OFDM signal diversity receiver.
[0172]
First, an example of calculating a synthesis coefficient when the selective synthesis method is applied as the synthesis reception method will be described.
[0173]
(Selective composition)
First, when the received signal is synthesized at the output of the receiving antenna or the output of the LNA when the received signal is not affected by the AGC amplifier of the receiving unit, the cable loss, or the AGC amplifier arranged in front of the A / D converter of the OFDM demodulating unit think of. Selective combining is a method of selecting and outputting a signal from a branch having the highest CNR for each carrier, that is, the largest amplitude. In the case of the differential modulation method, since the signal from the branch having the largest absolute value of the signal after differential demodulation may be selected, the following equation (220) is established.
[0174]
[Formula 78]

Next, when a received signal is synthesized in a signal synthesizer having different gains between the branches due to the influence of the AGC amplifier of the receiving unit, cable loss, and the AGC amplifier arranged in the preceding stage of the A / D converter of the OFDM demodulating unit think about. In the case of selective synthesis, the above equation (219) is not applied to the above equation (220), but the gain difference between the branches is taken into account in the comparison between the branches of the absolute value of the signal after differential demodulation. Since it is necessary, it is expressed as the following equation (221).
[0175]
[79]

Next, the case of equal gain synthesis will be described.
[0176]
(Equal gain synthesis)
Equal gain combining is a method of combining each branch with equal gain for each carrier. In diversity combining of differential modulation signals, the signal D after differential demodulation is used._r(L, m, n) is weighted and synthesized. D_r(L, m, n) is expressed by the above equation (212), but the detected phase difference amount Δφ (m, n) is the time of thermal noise or transmission line characteristics H (l, m, n). Since the value varies depending on the branch due to the influence of the change, the above equation (212) is rewritten as the following equation.
[0177]
[80]

Where D_rSince the absolute value A (l, m, n) of (l, m, n) is the square value of the amplitude of each carrier of the received signal as shown in the above equation (210), the synthesis coefficient W_r(L, m, n) is set as in the following equation (223).
[0178]
[Formula 81]

Next, when the above equation (223) is substituted into the above equation (213) and rearranged,
[0179]
[Formula 82]

Is obtained.
[0180]
The above equation (224) means that the absolute value of the differential demodulated signal in each branch is normalized, and further weighted by the amplitude absolute value of each carrier before differential demodulation, and synthesized between the branches. In the case of equal gain combining, it can be seen that the weighting coefficient Wr (l, m, n) may be the above equation (223).
[0181]
Next, when a received signal is synthesized in a signal synthesizer having different gains between the branches due to the influence of the AGC amplifier of the receiving unit, cable loss, and the AGC amplifier arranged in the preceding stage of the A / D converter of the OFDM demodulating unit Composite coefficient W_cConsider (l, m, n). First, substituting the above equation (223) into the above equation (219),
[0182]
[Formula 83]

Is obtained.
[0183]
Next, substituting the above equation (215) into the above equation (225), D_r(L, m, n) for D_cBy rewriting to (l, m, n), the following equation (226) is obtained.
[0184]
[Expression 84]

Next, the case of square combination will be described.
[0185]
(For square synthesis)
First, the received signal is synthesized at the receiving antenna output that is not affected by the AGC amplifier or the cable loss of the receiving unit, the AGC amplifier arranged in front of the A / D converter of the OFDM demodulating unit, or the output of the LNA. Think. As already mentioned, the complex amplitude D of each carrier after differential demodulation_rSince the absolute value A (l, m, n) of (l, m, n) is the square value of the absolute value of each carrier of the received signal as shown in the above equation (210), it is synthesized as it is. By doing so, it becomes the squared synthesis. That is, the following expression (227) is established.
[0186]
[Expression 85]

Next, when a received signal is synthesized in a signal synthesizer having different gains between the branches due to the influence of the AGC amplifier of the receiving unit, cable loss, and the AGC amplifier arranged in the preceding stage of the A / D converter of the OFDM demodulating unit Composite coefficient W_cConsider (l, m, n).
Substituting the above equation (227) into the above equation (219),
[0187]
[86]

Is obtained. It should be noted that the square combination of the differential modulation type diversity reception does not coincide with the so-called maximum ratio combination of C / N maximum in a strict sense.
[0188]
Next, an apparatus configuration example of a differential modulation system OFDM signal diversity receiving apparatus will be described. As described above, the configuration of the receiving unit is the same as that of the single carrier system shown in FIGS. The configuration of the OFDM demodulator / signal combiner is basically the same as that of the above-described synchronous modulation scheme OFDM signal diversity receiver, but the configuration after the FFT circuit in the OFDM demodulator is different. The OFDM demodulation unit of the synchronous modulation system OFDM signal diversity receiver includes a frame synchronization detection circuit and an SP extraction / transmission path characteristic estimation circuit for performing synchronous detection. The differential modulation system OFDM signal diversity reception apparatus The OFDM demodulator is provided with a differential demodulator circuit 5122 that performs differential demodulation instead of having them.
[0189]
Therefore, here, different parts after the FFT circuit will be described.
[0190]
In FIG. 9, the I-axis and Q-axis signals on the frequency axis output from the FFT circuit 5118 are each divided into two and supplied to the differential demodulation circuit 5122 and the pilot signal power detection circuit 5119. The operation of the pilot signal power detection circuit 5119 is the same as that of the OFDM demodulation / signal combining unit of the synchronous modulation scheme OFDM signal diversity receiving apparatus, and thus the description thereof is omitted. The I-axis and Q-axis signals on the frequency axis input to the differential demodulation circuit 5122 are multiplied by the complex conjugate data of the previous symbol, and the signal D after differential demodulation._c(L, m, n) is supplied to the signal synthesis circuit 520. The signal synthesis circuit 520 outputs the differential demodulated signal D from each input branch._c(L, m, n) and pilot signal level information P from the pilot signal power detection circuit 5119_cBased on (l), according to the respective synthesis method, any one of the above formulas (221), (226), and (228) is performed to generate a synthesis coefficient, and the signal of each branch is obtained. Combine and output. The synthesized signal is input to the determination / identification circuit 530, and the phase is determined / identified from the input signal to demodulate the data.
[0191]
According to the above embodiment, the receiving unit A210 of each branch₁~ L210_L, The pilot signal is inserted outside the band of the received signal, and the OFDM demodulating / signal combining unit 500 refers to the level of the pilot signal so that the receiving antennas A110 in each branch 1 to L₁~ L110_LLevel change amount from the output terminal to the input terminal of the OFDM demodulating / signal combining unit 500 is detected, and the reception antenna output level of each branch 1 to L is estimated from the detection result. Therefore, even if the input signal level of the OFDM demodulating / signal combining unit 500 is not proportional to the C / N of the received signal, the OFDM demodulating / signal combining unit 500 optimizes the received signals from the branches 1 to L. It is possible to synthesize or select at the synthesis ratio.
[0192]
  In the above example, the pilot signal multiplexing function of the reception units A2001, 2101 to L200L, 210L is the reference signal multiplexing means, and the function of the level detection unit A4121 to the level detection unit L412L of the signal synthesis unit 400 isReceived signal level detection means,Reference signal level detection meansCorresponding toThe functions of the synthesis coefficient generation circuit 414 to the synthesizer 415 correspond to the synthesis coefficient generation means,Pilot signal power detection circuit 5119 of OFDM demodulator A5011-L501L of OFDM demodulator / signal combiner 500Corresponds to the reference signal level detection means, the SP extraction / transmission path characteristic estimation circuit 5121 corresponds to the carrier signal estimation means, and the differential demodulation circuit 5122 corresponds to the differential demodulation means., Signal synthesis circuit 520 of same section 500Corresponds to the synthesis coefficient generation means.
[0193]
【The invention's effect】
  As described above, claim 1Thru 3According to the present invention described, a reference signal (hereinafter referred to as a pilot signal) is multiplexed outside the band of the received signal received by each receiving antenna, and the level of the multiplexed pilot signal is referred to, thereby The level change from the output end to the input end of the signal synthesis stage that performs signal synthesis can be detected.And the received signal detection level on the input side of the signal synthesizer, or the level and phase of each carrier of the received signal, or the differential demodulated data between the symbols of each carrier of the received signalIt becomes possible to synthesize and select the reception signals from the respective reception antennas at an optimum ratio. Furthermore, according to the present invention, since the pilot signal for estimating the received signal level is only multiplexed outside the band of the received signal, it is possible to provide an optimal diversity receiving apparatus without incurring the complexity of the apparatus.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a single carrier type diversity receiver showing a first embodiment of the present invention;
FIG. 2 is a diagram (part 1) illustrating an example of a configuration of a receiving unit;
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a configuration of a receiving unit (part 2);
FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a configuration of a reception unit (part 3);
FIG. 5 is a diagram (part 1) illustrating an example of a configuration of a signal synthesis unit;
FIG. 6 is a diagram (part 2) illustrating an example of a configuration of a signal synthesis unit;
FIG. 7 is a configuration diagram of an OFDM diversity receiving apparatus showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram (for synchronous modulation OFDM signal) illustrating an example of a configuration of an OFDM demodulation / signal combining unit;
FIG. 9 is a diagram (for differential modulation OFDM signal) illustrating an example of a configuration of an OFDM demodulation / signal combining unit;
FIG. 10 is an explanatory diagram showing a case where the pilot carrier frequency is asynchronous with the OFDM signal.
FIG. 11 is an explanatory diagram showing a case where a pilot carrier frequency is synchronized with an OFDM signal.
[Explanation of symbols]
21, 29, 213, 5101, 5104 Band pass filter (BPF)
22 RF amplifier (LNA)
23, 4121, 4126 Distributor
24 Adder
25 Pilot signal generator
26, 5105 Variable gain amplifier (AGC amplifier)
27 Local transmitter
28, 413₁413₂413_L5102, 5109, 5110 multiplier
100₁110₁  Receive antenna A
100₂110₂  Receive antenna B
100_L110_L  Receiving antenna L
200₁, 210₁  Receiver A
200₂, 210₂  Receiver B
200_L, 210_L  Receiver L
210 IF amplifier
211 level detector
212 Control voltage generator
300₁300₂, 300L, 310₁, 310₂, 310_L  cable
400 Signal synthesis unit
411₁  Phase adjustment part A
411₂  Phase adjuster B
411_L  Phase adjuster L
412₁  Level detector A
412₂  Level detector B
412_L  Level detector L
414 Synthesis coefficient generation circuit
415 Synthesizer
4122 Pilot signal extraction BPF
4123 Received signal extraction BPF
4124, 4125 level detector
500 OFDM demodulation and signal synthesis unit
501₁  OFDM demodulator A
501₂  OFDM demodulator B
501_L  OFDM demodulator L
5103 Local transmitter
5106 A / D converter
5107, 5108 Fixed pattern generator
5111, 5112 LPF
5113, 5114 4: 1 thinning circuit
5115 Frequency phase error detection circuit
5116 complex phase rotator
5117 Effective symbol period extraction circuit
5118 FFT circuit
5119 Pilot signal power detection circuit
5120 Frame synchronization detection circuit
5121 SP extraction / transmission path characteristics estimation circuit
520 signal synthesis circuit
530 judgment / identification circuit

Claims (3)

In a diversity receiver that receives a signal modulated by a single carrier using a plurality of receiving antennas and selects or combines the received signals,
A signal synthesizer for selecting or synthesizing outputs of a plurality of branches having an AGC amplifier for amplifying the received signal to a certain value;
Reference signal multiplexing means for multiplexing the reference signal outside the frequency band of the received signal ahead of the AGC amplifier for each branch;
A reference signal level detection means for detecting the level of the reference signal on the input side of the signal synthesis unit , placed after the AGC amplifier for each branch;
A received signal level detecting means for detecting the level of the received signal on the input side of the signal synthesis unit , placed after the AGC amplifier for each branch;
Reference signal level information when multiplexed by the reference signal multiplexing means of each branch, reference signal level information detected by the reference signal level detection means of each branch, and received signal level detection means of each branch Synthesis coefficient generation means for inputting level information of the detected received signal and generating a synthesis coefficient in the signal synthesis unit;
A diversity receiver characterized by comprising: In a diversity receiving apparatus that receives an OFDM signal of a synchronous modulation scheme that transmits by inserting pilots in a specific carrier in a distributed manner using a plurality of receiving antennas, and selects or combines the received plurality of received signals,
A signal synthesizer that demodulates the OFDM signals of the outputs of a plurality of branches having an AGC amplifier that amplifies the received signal to a constant value, and selects or synthesizes for each carrier;
Reference signal multiplexing means for multiplexing the reference signal outside the frequency band of the received signal ahead of the AGC amplifier for each branch;
A reference signal level detection means for detecting the level of the reference signal on the input side of the signal synthesis unit , placed after the AGC amplifier for each branch;
Carrier signal estimation means for estimating the level and phase of each carrier of the OFDM demodulated signal by interpolation processing based on the pilot data extracted by demodulating the OFDM signal placed after the AGC amplifier for each branch;
Reference signal level information when multiplexed by the reference signal multiplexing means of each branch, reference signal level information detected by the reference signal level detection means of each branch, and estimation by the carrier signal estimation means of each branch a synthesis coefficient generation means for generating a synthesis coefficient for each carrier in the signal combining unit by entering the level information and phase information of each carrier which is,
A diversity receiver characterized by comprising: In a diversity receiver that receives a differential phase modulation OFDM signal using a plurality of receiving antennas and selects or combines the carriers of the received plurality of received signals,
A signal synthesizing unit that differentially demodulates OFDM signals output from a plurality of branches having an AGC amplifier that amplifies the received signal to a certain value, and selects or synthesizes the signals for each carrier;
Reference signal multiplexing means for multiplexing the reference signal outside the frequency band of the received signal ahead of the AGC amplifier for each branch;
A reference signal level detection means for detecting the level of the reference signal on the input side of the signal synthesis unit , placed after the AGC amplifier for each branch;
Differential demodulation means for detecting differential demodulated data, which is a product of the current symbol data and the previous symbol complex data, for each carrier of the OFDM signal, placed after the AGC amplifier for each branch;
Reference signal level information when multiplexed by the reference signal multiplexing means of each branch, reference signal level information detected by the reference signal level detection means of each branch, and detection by the differential demodulation means of each branch a synthesis coefficient generation means for generating a synthesis coefficient for each carrier in the signal combining unit to input differential demodulation data for each carrier which is,
A diversity receiver characterized by comprising:

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