JP3632385B2 - Inductive load drive circuit - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源から電源供給を受けて誘導性負荷を駆動する誘導性負荷の駆動回路に関する。
【0002】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
従来より、電磁弁等の誘導性負荷を駆動する駆動回路には、通常、直流電源から誘導性負荷への電源供給系路を導通・遮断するスイッチング素子とは別に、誘導性負荷への通電を遮断した際に誘導性負荷に発生する逆起電力からスイッチング素子を保護するために、誘導性負荷からスイッチング素子に加わる電圧を、スイッチング素子の耐圧よりも小さい所定のクランプ電圧以下にクランプするクランプ回路が設けられている。
【0003】
また、このクランプ回路としては、スイッチング素子と誘導性負荷との接続点と、グランド(又は電源)ラインとの間に、パワーツェナーダイオード或いはコンデンサと抵抗との並列回路からなるCR回路を設け、上記逆起電力が発生した際には、パワーツェナーダイオード或いはCR回路に電流を流し、誘導性負荷からスイッチング素子に加わる高電圧を所定のクランプ電圧以下にクランプするよう構成されたものや、スイッチング素子と誘導性負荷との接続点と、スイッチング素子の制御入力端子(スイッチング素子がバイポーラトランジスタであればベース,FETであればゲート)との間にツェナーダイオードを設け、上記逆起電力が発生した際には、ツェナーダイオードによりその両端の電圧を所定のクランプ電圧にクランプすると同時に、ツェナーダイオードに流れる電流によりスイッチング素子を動作させ、誘導性負荷に蓄積されたエネルギをスイッチング素子を介して放出するように構成したもの、等が知られている。
【0004】
そして、このうち、ツェナーダイオードとスイッチング素子とを利用する後者のクランプ回路は、電圧クランプ時にスイッチング素子を介して電流を流すため、クランプ回路として使用するツェナーダイオードの電流容量を小さくでき、比較的安価に実現できる。
【0005】
ところで、この種のクランプ回路を備えた駆動回路では、クランプ電圧を大きく設定すれば、逆起電力発生後にスイッチング素子に流れる電流を速やかに減衰させることができ、誘導性負荷駆動時の応答性を向上できるものの、急峻な電流変化によってラジオノイズが発生するといった問題があった。
【0006】
以下、この問題について、具体的回路を用いて説明する。
まず、図3は、従来の駆動回路100の一例を表す。
図3に示すように、この駆動回路100は、スイッチング素子としてNPN型のバイポーラトランジスタ(以下、単にトランジスタという)3を備え、トランジスタ3の制御入力端子であるベースB1に駆動信号発生回路5を接続し、トランジスタ3のコレクタC1に誘導性負荷7を接続し、トランジスタ3のエミッタE1をグランドラインに接地し、更に、誘導性負荷7のトランジスタ3とは反対側に正の電源電圧+Bが印加された電源ラインを接続することにより、駆動信号発生回路5からHighレベルの駆動信号を出力した際に、トランジスタ3がオンして、誘導性負荷7に電流が流れるように構成されている。そして、トランジスタ3のベースB1−コレクタC1間には、ベースB1側をアノードとしてツェナーダイオード101が設けられている。
【0007】
このように構成された駆動回路100においては、図4(a)に示すように、トランジスタ3がオン状態で、誘導性負荷7が通電されているときに、駆動信号発生回路5からの駆動信号の出力が停止(出力オープン)されると、トランジスタ3がオフして誘導性負荷7への通電が遮断され、誘導性負荷7に逆起電力が発生するため、トランジスタ3との接続点の電圧(コレクタ電圧Vc)は急峻に立上がる。しかし、トランジスタ3のコレクタC1−ベースB1間には、ツェナーダイオード101が設けられているため、コレクタ電圧Vcは、ツェナーダイオード101の降伏電圧でクランプされる。従って、トランジスタ3の耐圧が100Vであるとき、ツェナーダイオード101の降伏電圧を70Vというように、ツェナーダイオード101の降伏電圧をトランジスタ3の耐圧よりも低い電圧値に設定しておけば、誘導性負荷7の通電遮断時に発生した逆起電力からトランジスタ3を保護することができる。
【0008】
また、このようにツェナーダイオード101によりコレクタ電圧Vcがクランプされると、誘導性負荷7からツェナーダイオード101を介してトランジスタ3のベースB1に電流が流れ込むことから、トランジスタ3には、そのベース電流に応じたコレクタ電流Icが流れ、誘導性負荷7に蓄積されたエネルギは速やかに放出される。そして、このエネルギの放出により、コレクタ電圧Vcがクランプ電圧よりも低くなると、ツェナーダイオード101(延いてはトランジスタ3のベース)には電流が流れなくなり、誘導性負荷7側から流れ込むコレクタ電流Icも遮断される。
【0009】
ところで、このような駆動回路101では、クランプ電圧(つまりツェナーダイオード101の降伏電圧)を低く設定すると、誘導性負荷7からトランジスタ3に流れる電流変化が穏やかになり、また、誘導性負荷7に蓄積されたエネルギを誘導性負荷の動作(例えば電磁弁の開閉)に影響を受けない領域にまで充分放出できているにもわらず、トランジスタ3に電流が流れ続けてしまうことから、トランジスタ3が完全にオフするのに時間がかかるといった問題がある。
【0010】
このため、この種の駆動回路101(特に、ディーゼル機関に燃料を噴射供給する燃料噴射ポンプのスピル弁(電磁弁)等、高応答性が要求される誘導性負荷の駆動回路)では、クランプ電圧を、トランジスタ3の耐圧よりも低い電圧範囲内で、できるだけ大きな電圧値に設定することにより、誘導性負荷7の通電遮断後にトランジスタ3に流れる電流をより短時間で減衰させて、トランジスタ3が完全に動作を停止するまでの時間を短くし、駆動回路の応答性を確保するようにしている。
【0011】
しかし、このように駆動回路の応答性を向上するために、クランプ電圧を高く設定すると、誘導性負荷に発生した逆起電力がクランプ電圧に達した直後に、コレクタ電流Icが減少方向に急変することから、その電流変化によって、高周波のラジオノイズが発生するといった問題があった。そして、ラジオノイズが発生すると、周囲の電子装置の動作に影響を与えることから、例えば、燃料噴射ポンプのスピル弁を駆動する駆動回路のように、各種電子装置を搭載した自動車用の駆動回路として使用するような場合には、このラジオノイズが他の電子装置に影響を与えることのないよう、駆動回路をシールドする等、他の対策が必要となる。
【0012】
一方、駆動回路の応答性を確保しつつラジオノイズを低減する技術として、図3に点線で示すように、電圧クランプ用のツェナーダイオード101に対して並列にコンデンサ103を設け、誘導性負荷7の通電遮断により逆起電力が発生した場合には、その逆起電力にてコンデンサ103をツェナーダイオード101の降伏電圧まで充電させることで、誘導性負荷7の通電を遮断した直後のコレクタ電流Icの急峻な変化を抑えることが考えられる。
【0013】
しかし、このような対策では、ラジオノイズを低減することはできるものの、図4(b)に示すように、誘導性負荷7の通電遮断後、コレクタ電流Icが減衰し始めるまでに遅れ時間が発生するため、高応答性を要求される誘導性負荷の駆動回路としては、良好な駆動特性が得られないといった問題があった。
【0014】
また、この回路では、コンデンサ103をトランジスタのコレクタC1−ベースB1間に直接接続することになるので、トランジスタ3とコンデンサ103との組み合わせによっては、発振する可能性もあった。
本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、誘導性負荷への通電遮断時に発生した高電圧を誘導性負荷の通電経路を導通・遮断するスイッチング素子を介して放電させるクランプ回路を備えた誘導性負荷の駆動回路において、駆動回路の応答性を確保し、且つラジオノイズの発生を抑制する。
【0015】
【課題を解決するための手段及び発明の効果】
かかる目的を達成するためになされた請求項1に記載の誘導性負荷の駆動回路においては、スイッチング素子と誘導性負荷との接続点と、スイッチング素子の制御入力端子との間に設けられる電圧クランプ手段が、複数のツェナーダイオードの直列回路にて構成され、しかも、その複数のツェナーダイオードの一部には、コンデンサが並列接続される。
【0016】
このため、本発明の駆動回路においては、制御入力端子に入力される駆動信号の変化に伴いスイッチング素子がオン状態からオフ状態に変化し、誘導性負荷への通電が遮断されて誘導性負荷に逆起電力が発生すると、スイッチング素子と誘導性負荷との接続点電圧は、まず、コンデンサが並列接続されていないツェナーダイオードの降伏電圧の和で決定される所定電圧まで急峻に立上がり、その後は、残りのツェナーダイオードに接続されたコンデンサが充電されるに従い、全ツェナーダイオードの降伏電圧の和である所定クランプ電圧まで除々に増加する。
【0017】
この結果、本発明によれば、誘導性負荷への通電遮断後、コンデンサへの充電が完了して上記接続点電圧がクランプ電圧に達するまでの間、スイッチング素子の電流変化が抑制され、コンデンサを設けていない駆動回路に比べて、その電流の減衰が遅れるものの、その遅れ時間は、電圧クランプ手段全体にコンデンサを並列接続した場合に比べて短くなる。
【0018】
そして、この遅れ時間は、コンデンサの容量が一定であるとすれば、コンデンサが並列接続されたツェナーダイオードの降伏電圧に応じて変化し、降伏電圧が小さいほど短くなるので、コンデンサに並列接続されるツェナーダイオードの降伏電圧の和と、コンデンサに並列接続されないツェナーダイオードの降伏電圧の和との割合を変えることで、上記遅れ時間を短くして駆動回路の応答性を重視した構成にもできるし、上記遅れ時間を長くしてラジオノイズの低減を重視した構成にすることもできる。
【0019】
つまり、本発明によれば、誘導性負荷の駆動に要求される応答性及び周囲環境に応じて、コンデンサが並列接続されるツェナーダイオードと他のツェナーダイオードとの降伏電圧の割合を適宜設定することにより、駆動回路の応答性と駆動回路から発生するラジオノイズとを最適に設定することができる。
【0020】
そして、特に通電・非通電を高速に切り換える必要がある誘導性負荷を駆動する場合には、駆動回路の応答性が要求されることから、請求項2に記載のように、コンデンサが並列接続されないツェナーダイオードの降伏電圧の和が、コンデンサが並列接続されたツェナーダイオードの降伏電圧の和よりも大きくなるように、各ツェナーダイオードの降伏電圧を設定すればよい。
【0021】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施例を図面と共に説明する。
図1は、本発明が適用された実施例の駆動回路1の構成を表す電気回路図である。本実施例の駆動回路1は、ディーゼル機関に燃料を噴射供給する燃料噴射ポンプにおいて燃料の噴射終了タイミングを決定するのに使用されるスピル弁(電磁弁)を駆動するためのものであり、図3に示した従来の駆動回路100と同様、スピル弁のソレノイドである誘導性負荷7の通電経路に設けられたNPN型のバイポーラトランジスタ3を備える。そして、このトランジスタ3のコレクタC1は誘導性負荷7を介して電源ライン(+B)に接続され、エミッタE1は接地され、ベースB1は、駆動信号発生回路5に接続されている。
【0022】
そして、図3に示した従来の駆動回路100と異なる点は、トランジスタ3のコレクタC1とベースB1との間に、アノードをベースB1側,カソードをコレクタC1側にして、互いに直列接続された2つのツェナーダイオード9,11を設け、更に、一方のツェナーダイオード11に対して、コンデンサ13を並列した点である。
【0023】
尚、本実施例では、トランジスタ3の耐圧「100V」に対して、ツェナーダイオード9,11の降伏電圧を夫々同一の電圧「35V」に設定することにより、これら2つのツェナーダイオード9,11にてクランプされるベースB1−コレクタC1間のクランプ電圧が「70V」となるようにされている。
【0024】
このように構成された本実施例の駆動回路1においては、図2に示すように、トランジスタ3がオン状態で、誘導性負荷7が通電されているときに、駆動信号発生回路5からの駆動信号の出力が停止(出力オープン)され、誘導性負荷7への通電が遮断されると、誘導性負荷7に逆起電力が発生して、コレクタ電圧Vcが急峻に立ち上がるが、トランジスタ3のベースB1−コレクタC1間に設けられた2つのツェナーダイオード9,11の一方には、コンデンサ13が並列接続されているため、そのときのコレクタ電圧Vcは、コンデンサ13が接続されていないツェナーダイオード9の降伏電圧Vt(35V)となる。そして、その後、コレクタ電圧Vcは、コンデンサ13が充電されるに連れて除々に増加し、最終的には、2つのツェナーダイオード9,11の降伏電圧の和の電圧(70V)にクランプされる。
【0025】
このため、本実施例の駆動回路1においては、誘導性負荷7への通電遮断後、コンデンサ13への充電が完了して、コレクタ電圧Vcがクランプ電圧(70V)に達するまでの間、コレクタ電流Icは大きく減衰しないことから、コンデンサ13を設けていない図3に示した駆動回路100に比べて、その電流の減衰が遅れ、駆動回路1の応答性は低下するものの、急峻な電流変化によって生じるラジオノイズを低減できる。また逆に、その電流変化の遅れ時間は、ラジオノイズ低減のために、トランジスタ3のベースB1−コレクタC1間にツェナーダイオードとコンデンサとを接続した場合に比べて、短くなることから、この回路に対しては応答性を向上できる。従って、本実施例の駆動回路1によれば、駆動回路の応答性を確保しつつラジオノイズを低減できる。
【0026】
以上に本発明の実施例を説明したが、本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、さらに種々なる態様にて実施してもよいことは勿論である。
例えば、上記実施例の駆動回路1では、コンデンサ13が並列接続されるツェナーダイオード11と並列接続されないツェナーダイオード9との降伏電圧を同一にするものとして説明したが、これらの降伏電圧の割合を変えて、例えば、コンデンサ13が並列接続されるツェナーダイオード11の降伏電圧を他のツェナーダイオード9の降伏電圧よりも小さくすれば、駆動回路の高応答性を重視した回路構成にすることができるし、逆に、コンデンサ13が並列接続されるツェナーダイオード11の降伏電圧を他のツェナーダイオード9の降伏電圧よりも大きくすれば、ラジオノイズの発生防止を重視した回路構成にすることができるため、各ツェナーダイオード9,11の降伏電圧については、使用条件に応じて適宜設定すればよい。
【0027】
また、上記実施例では、スイッチング素子となるトランジスタ3を、誘導性負荷7よりも低電位側にローサイドスイッチとして設けた駆動回路1について説明したが、本発明は、例えば、図1(b)に示すように、スイッチング素子として、PNP型のバイポーラトランジスタ23を使用し、これをハイサイドスイッチとして、誘導性負荷7よりも高電位側に設けた駆動回路20であっても適用できる。
【0028】
つまり、この駆動回路20では、トランジスタ23のエミッタE2が電源ライン(+B)に接続され、コレクタC2が誘導性負荷7を介して接地され、ベースB2が駆動信号発生回路5′に接続されるが、このようにトランジスタ23を誘導性負荷7に対してハイサイドスイッチとして設けた場合には、誘導性負荷7に接続されるトランジスタ23のコレクタC2と、トランジスタ23の制御入力端子であるベースB2との間に、ツェナーダイオード9,11の直列回路を、各ツェナーダイオード9,11のアノードをコレクタC2側にして接続し、その一方のツェナーダイオード(図ではツェナーダイオード11)にコンデンサ13を並列接続すれば、上記実施例と同様の効果を得ることができる。
【0029】
尚、この駆動回路20では、スイッチング素子にPNP型のバイポーラトランジスタ23が使用されることから、誘導性負荷7の通電時には、駆動信号発生回路5′からLow レベルの信号が出力され、誘導性負荷7の通電遮断時には、その出力が停止(出力オープン)される。
【0030】
また、図1(a),(b)に示した駆動回路1,20では、スイッチング素子としてバイポーラトランジスタを用いるようにしたが、スイッチング素子としては、バイポーラトランジスタに限ることはなく、例えば、MOS型のFET(電解効果トランジスタ)等、従来より誘導性負荷駆動用のスイッチング素子として使用されているものであれば使用できる。
【0031】
また、図1(a),(b)に示した駆動回路1,20では、電圧クランプ手段として、2つのツェナーダイオードの直列回路を使用するものとしたが、電圧クランプ手段としては、特に2つのツェナーダイオードで構成する必要はなく、3個或いはそれ以上のツェナーダイオードを用いて構成しても良い。
【0032】
また、上記実施例では、燃料噴射ポンプのスピル弁を駆動するものとして説明したが、誘導性負荷7としては、例えば、ソレノイドへの通電により対象物を変位させるアクチュエータ等、スピル弁等の電磁弁以外のものであっても本発明の駆動回路を適用できるのはいうまでもない。
【図面の簡単な説明】
【図1】(a)は実施例の駆動回路1を示す回路図、(b)は変形例の駆動回路20を示す回路図である。
【図2】実施例の駆動回路1において誘導性負荷への通電を遮断したときのコレクタ電圧Vc及びコレクタ電流Icの変化を表すタイムチャートである。
【図3】従来の駆動回路100を示す回路図である。
【図4】従来の駆動回路100において誘導性負荷への通電を遮断したときのコレクタ電圧Vc及びコレクタ電流Icの変化を表すタイムチャートである。
【符号の説明】
1…駆動回路 3…トランジスタ 5…駆動信号発生回路、
7…誘導性負荷 9…ツェナーダイオード 11…ツェナーダイオード
13…コンデンサ 20…駆動回路 23…トランジスタ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an inductive load driving circuit for driving an inductive load upon receiving power supply from a DC power source.
[0002]
[Prior art and problems to be solved by the invention]
Conventionally, a drive circuit that drives an inductive load such as a solenoid valve is normally energized to an inductive load separately from a switching element that conducts or cuts off a power supply path from a DC power source to the inductive load. Clamp circuit that clamps the voltage applied to the switching element from the inductive load to a predetermined clamp voltage that is smaller than the withstand voltage of the switching element in order to protect the switching element from the back electromotive force generated in the inductive load when shut off Is provided.
[0003]
As the clamp circuit, a CR circuit including a power zener diode or a parallel circuit of a capacitor and a resistor is provided between a connection point between the switching element and the inductive load and a ground (or power supply) line. When a back electromotive force is generated, a current is passed through a power zener diode or CR circuit, and a high voltage applied to the switching element from an inductive load is clamped to a predetermined clamp voltage or less. When a zener diode is provided between the connection point with the inductive load and the control input terminal of the switching element (base if the switching element is a bipolar transistor, gate if the switching element is FET), and the back electromotive force is generated Clamps the voltage at both ends to a predetermined clamping voltage with a Zener diode At the same time, to operate the switching element by a current flowing through the Zener diode, which the energy stored in the inductive load and configured to emit via the switching element, etc. have been known.
[0004]
Of these, the latter clamp circuit using a Zener diode and a switching element allows a current to flow through the switching element during voltage clamping, so that the current capacity of the Zener diode used as the clamp circuit can be reduced and is relatively inexpensive. Can be realized.
[0005]
By the way, in a drive circuit equipped with this type of clamp circuit, if the clamp voltage is set large, the current flowing through the switching element after the occurrence of the back electromotive force can be quickly attenuated, and the responsiveness when driving an inductive load is improved. Although it could be improved, there was a problem that radio noise was generated due to a steep current change.
[0006]
Hereinafter, this problem will be described using a specific circuit.
First, FIG. 3 shows an example of a
As shown in FIG. 3, the
[0007]
In the
[0008]
Further, when the collector voltage Vc is clamped by the
[0009]
By the way, in such a
[0010]
Therefore, in this type of drive circuit 101 (particularly, a drive circuit for an inductive load such as a spill valve (solenoid valve) of a fuel injection pump that injects fuel to a diesel engine), a clamp voltage is required. Is set to a voltage value as large as possible within a voltage range lower than the withstand voltage of the
[0011]
However, if the clamp voltage is set high in order to improve the response of the drive circuit in this way, the collector current Ic suddenly changes in a decreasing direction immediately after the counter electromotive force generated in the inductive load reaches the clamp voltage. For this reason, there is a problem that high-frequency radio noise is generated due to the current change. When radio noise is generated, it affects the operation of surrounding electronic devices. For example, as a driving circuit for an automobile equipped with various electronic devices such as a driving circuit for driving a spill valve of a fuel injection pump. When used, other measures such as shielding the drive circuit are necessary so that the radio noise does not affect other electronic devices.
[0012]
On the other hand, as a technique for reducing radio noise while ensuring the responsiveness of the drive circuit, a
[0013]
However, although such a measure can reduce radio noise, as shown in FIG. 4B, a delay time occurs until the collector current Ic starts to decay after the
[0014]
In this circuit, since the
The present invention has been made in view of these problems, and includes a clamp circuit that discharges a high voltage generated when the energization to the inductive load is interrupted via a switching element that conducts and interrupts the energization path of the inductive load. In the drive circuit of the inductive load, the response of the drive circuit is ensured and the occurrence of radio noise is suppressed.
[0015]
[Means for Solving the Problems and Effects of the Invention]
The inductive load drive circuit according to
[0016]
For this reason, in the drive circuit according to the present invention, the switching element changes from the on state to the off state in accordance with the change of the drive signal input to the control input terminal, and the energization to the inductive load is cut off and the inductive load is changed. When the back electromotive force is generated, the connection point voltage between the switching element and the inductive load first rises sharply to a predetermined voltage determined by the sum of the breakdown voltages of the Zener diodes not connected in parallel with the capacitor, and thereafter, As the capacitors connected to the remaining Zener diodes are charged, they gradually increase to a predetermined clamp voltage that is the sum of the breakdown voltages of all Zener diodes.
[0017]
As a result, according to the present invention, after the current supply to the inductive load is cut off, the current change of the switching element is suppressed until the capacitor is completely charged and the connection point voltage reaches the clamp voltage. Although the current decay is delayed as compared with a drive circuit that is not provided, the delay time is shorter than when a capacitor is connected in parallel to the entire voltage clamp means.
[0018]
If the capacitance of the capacitor is constant, this delay time changes according to the breakdown voltage of the Zener diode to which the capacitor is connected in parallel, and becomes shorter as the breakdown voltage becomes smaller. By changing the ratio of the sum of the breakdown voltage of the Zener diode and the sum of the breakdown voltage of the Zener diode that is not connected in parallel with the capacitor, the delay time can be shortened and the response of the drive circuit can be emphasized. The delay time can be lengthened so that the radio noise can be reduced.
[0019]
That is, according to the present invention, according to the response required for driving the inductive load and the surrounding environment, the ratio of the breakdown voltage between the Zener diode to which the capacitor is connected in parallel and the other Zener diode is appropriately set. Thus, the responsiveness of the drive circuit and the radio noise generated from the drive circuit can be set optimally.
[0020]
In particular, when driving an inductive load that needs to be switched between energization and non-energization at high speed, the responsiveness of the drive circuit is required. Therefore, the capacitors are not connected in parallel as described in
[0021]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 is an electric circuit diagram showing a configuration of a
[0022]
3 is different from the
[0023]
In the present embodiment, the breakdown voltage of the
[0024]
In the
[0025]
For this reason, in the
[0026]
Although the embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and it goes without saying that the present invention may be implemented in various modes.
For example, in the
[0027]
In the above embodiment, the
[0028]
That is, in the
[0029]
In this
[0030]
In the
[0031]
In the
[0032]
In the above embodiment, the spill valve of the fuel injection pump is driven. However, as the
[Brief description of the drawings]
FIG. 1A is a circuit diagram illustrating a
FIG. 2 is a time chart showing changes in a collector voltage Vc and a collector current Ic when energization to an inductive load is interrupted in the
FIG. 3 is a circuit diagram showing a
FIG. 4 is a time chart showing changes in collector voltage Vc and collector current Ic when energization to an inductive load is interrupted in
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
7 ... Inductive load 9 ...
Claims (2)
該スイッチング素子と前記誘導性負荷との接続点と、前記スイッチング素子の制御入力端子との間に設けられ、前記スイッチング素子が前記駆動信号によりオン状態からオフ状態に変化した際、前記誘導性負荷に発生する逆起電力により前記スイッチング素子に電流を流し、前記接続点と前記制御入力端子との間に発生する電圧を、前記スイッチング素子の耐圧よりも小さい所定のクランプ電圧にクランプする電圧クランプ手段と、
を備えた誘導性負荷の駆動回路において、
前記電圧クランプ手段を、複数のツェナーダイオードの直列回路にて構成すると共に、該複数のツェナーダイオードの一部にコンデンサを並列接続したことを特徴とする誘導性負荷の駆動回路。A switching element that is provided in a power supply path from a DC power supply to the inductive load and that conducts and cuts off the power supply system path according to a drive signal input to a control input terminal;
The inductive load is provided between a connection point between the switching element and the inductive load and a control input terminal of the switching element, and when the switching element is changed from an on state to an off state by the drive signal. Voltage clamping means for causing a current to flow through the switching element due to the back electromotive force generated in the voltage and clamping a voltage generated between the connection point and the control input terminal to a predetermined clamping voltage smaller than the withstand voltage of the switching element. When,
In an inductive load drive circuit comprising:
An inductive load drive circuit, wherein the voltage clamping means is constituted by a series circuit of a plurality of Zener diodes, and a capacitor is connected in parallel to a part of the plurality of Zener diodes.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20473797A JP3632385B2 (en) | 1997-07-30 | 1997-07-30 | Inductive load drive circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20473797A JP3632385B2 (en) | 1997-07-30 | 1997-07-30 | Inductive load drive circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1155937A JPH1155937A (en) | 1999-02-26 |
JP3632385B2 true JP3632385B2 (en) | 2005-03-23 |
Family
ID=16495488
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP20473797A Expired - Fee Related JP3632385B2 (en) | 1997-07-30 | 1997-07-30 | Inductive load drive circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3632385B2 (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2015068755A1 (en) | 2013-11-08 | 2015-05-14 | 株式会社明電舎 | Protection circuit for semiconductor switching element, and power conversion device |
CN109075781A (en) * | 2017-03-30 | 2018-12-21 | 三菱电机株式会社 | The driving circuit and motor drive of power semiconductor element |
SE2150641A1 (en) * | 2021-05-20 | 2022-11-21 | Scania Cv Ab | Method and circuitry for controlling discharge of a solenoid valve |
Families Citing this family (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3598933B2 (en) * | 2000-02-28 | 2004-12-08 | 株式会社日立製作所 | Power converter |
JP2007181287A (en) * | 2005-12-27 | 2007-07-12 | Seiko Epson Corp | Semiconductor device |
JP4609401B2 (en) * | 2006-09-20 | 2011-01-12 | 株式会社デンソー | Solenoid valve drive |
JP4864622B2 (en) * | 2006-09-27 | 2012-02-01 | 株式会社ケーヒン | Inductive load drive |
KR101014152B1 (en) | 2008-10-15 | 2011-02-14 | 기아자동차주식회사 | Vechicle inverter circuit and vechicle with the same |
JP5309923B2 (en) * | 2008-11-21 | 2013-10-09 | 富士電機株式会社 | Semiconductor device drive circuit |
JP5505351B2 (en) * | 2011-03-30 | 2014-05-28 | アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 | Inductive load drive circuit |
JP6214882B2 (en) * | 2013-03-05 | 2017-10-18 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | Internal combustion engine control device |
JP6113707B2 (en) * | 2014-12-24 | 2017-04-12 | アンリツ株式会社 | Digital signal offset adjustment apparatus and method, and pulse pattern generation apparatus |
-
1997
- 1997-07-30 JP JP20473797A patent/JP3632385B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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US10014763B2 (en) | 2013-11-08 | 2018-07-03 | Meidensha Corporation | Protection circuit for semiconductor switching element, and power conversion device |
CN109075781A (en) * | 2017-03-30 | 2018-12-21 | 三菱电机株式会社 | The driving circuit and motor drive of power semiconductor element |
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SE2150641A1 (en) * | 2021-05-20 | 2022-11-21 | Scania Cv Ab | Method and circuitry for controlling discharge of a solenoid valve |
WO2022245269A1 (en) * | 2021-05-20 | 2022-11-24 | Scania Cv Ab | Method and circuitry for controlling discharge of a solenoid valve |
SE544931C2 (en) * | 2021-05-20 | 2023-01-10 | Scania Cv Ab | Method and circuitry for controlling discharge of a solenoid valve |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH1155937A (en) | 1999-02-26 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040519 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040525 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20041130 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20041213 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080107 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110107 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120107 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130107 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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