JP3629028B2 - Spreading communication system and mobile equipment - Google Patents

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【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＳ−ＣＤＭＡ（直接拡散符号分割多元接続）基地局非同期セルラシステムに関し、特に、移動機の初期セルサーチ方法、及び、それと組み合わせた基地局の止まり木チャネルの送信電力制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、プロセッサ等の小型化が進み、携帯電話等の小型化及び普及が急激に進んでいる。このような携帯電話を収容するシステムでは、常に移動する移動機を適切な基地局に収容する必要があると共に、今後の携帯電話の普及に伴ってできるだけ多くの移動機を収容できるシステムが望まれている。ところが、従来の周波数分割多重方式であると、使用できる周波数帯域が限られるため、おのずと収容できる移動機の数も限定されてくる。そこで、現在ではＣＤＭＡ通信、特に、直接拡散方式によるＣＤＭＡ通信が脚光を浴びている。ＣＤＭＡ通信では、基地局が収容するチャネル毎に異なった拡散符号で送信信号を拡散変調し、受信側では、拡散変調された信号を基地局が使用した拡散符号と同じ拡散符号を用いて逆拡散することにより、送信されてきた信号を再生する。この場合、受信側、すなわち、移動機側では、受信した信号に適切なタイミングで逆拡散符号（送信側が使用した拡散符号と同じもの）を乗算しなくてはならない。このために、通信の初期において、いずれの基地局のいずれのチャネルに接続するかを決定すると共に、そのチャネルに連続的に接続するための逆拡散符号の乗算タイミングを取得する必要がある。すなわち、初期セルサーチを行う必要がある。
【０００３】
初期セルサーチとは、移動機の在圏セル（ここで、在圏セルとは、特定の基地局が移動機を収容することのできる領域のことであり、移動機がこの在圏セルにいる場合に、この特定の基地局は、この移動機を収容することができる）を移動機電源ＯＮ時に最初に決定する操作である。このとき、移動機は、基地局から送信される止まり木チャネルを受信し、それにより報知されている情報を得ようとする。止まり木チャネルは、移動機が初期セルサーチにおいて、基地局から送られてくる信号の逆拡散符号を特定したり、逆拡散タイミングを取得するために送信されるチャネル捕捉用チャネルというようなものである。
【０００４】
後述する本発明が想定するシステムにおいては、止まり木チャネルは、止まり木チャネルを同期捕捉するためのショートコードと、基地局からのチャネルを識別するロングコードとによって拡散されており、さらに、ロングコードの探索を容易にするために、止まり木チャネルに使用されているロングコードが多数あるロングコードの内、どのグループに属するロングコードであるかを示すグループショートコードによってさらに拡散されているものとする。ここで、上記ショートコード、グループショートコード、及びロングコードはいずれもそれぞれの用途を有する拡散符号である。
【０００５】
通常の通信に使用する下りチャネル（基地局から移動機への通信に使用されるチャネル）で、あるチャネルでどのロングコードが用いられているか特定できないので、それを特定のチャネル（止まり木チャネル）のロングコードを調べることにより同定する必要がある。また、ロングコードの位相（ロングコードを通信に使用する場合に逆拡散するタイミング）も同定する必要がある。
【０００６】
セル毎に異なるロングコードと全セル共通の同期用ショートコードを用いる制御チャネルによるＤＳ−ＣＤＭＡシステムの従来の初期セルサーチ方法としては、特開平１０−１２６３８０号公報に示されたものがある。この従来技術によれば、単一周波数搬送波信号に対する初期セルサーチを高速に成し遂げることが可能であることが記述されている。また、これを発展させたものとして電子情報通信学会研究技術報告書ＲＣＳ９６−１２２に掲載された「ＤＳ−ＣＤＭＡ基地局非同期セルラにおけるロングコードマスクを用いる高速セルサーチ法」がある。これらの技術が適用される止まり木チャネルの形式は図１８のようなものである。
【０００７】
図１８では、止まり木チャネル１００の信号が同図の左から右に向かって送信されていることを示している。ロングコードは、基地局が収容するチャネルを特定するものであって、ある基地局で使用されるロングコードで特定されるチャネルを使って通信を行う場合には、通話中などは、常にこのロングコードを使って拡散や逆拡散を行い信号の送受信を行う。止まり木チャネルは、そのためのロングコードで拡散されるとともに、止まり木チャネル１００を同期捕捉するための全基地局に共通の共通ショートコードで拡散される。共通ショートコードで拡散されたロングコードの先頭部分には、ロングコードが含まれていない部分が存在する。このロングコードの存在しない部分には、共通ショートコードの他に、使用されているロングコードが、多数あるロングコードの集合の内どのグループに属しているかを示すグループショートコードでさらに拡散されている。
【０００８】
この初期セルサーチ方法は、主に三段階より成り立っている。これを簡単にまとめると以下のようになる。
（第一段階）受信信号とショートコードとの相関自乗振幅演算を行い、この相関自乗振幅演算の平均値をとることにより受信最大電力となる相手基地局を決定する。同時にスロットの同期がとれる。ここで、スロットの同期とは、ショートコード、グループショートコード、及びロングコードを逆拡散するタイミングを示す。また、相関自乗振幅演算とは、受信信号のＩ信号とＱ信号に対して相関値を演算し、次に、該演算により求められたＩ信号の相関値とＱ信号の相関値の値を自乗して加算する操作である。この操作は、Ｉ信号の相関値を横軸、Ｑ信号の相関値を縦軸に取ったＩ−Ｑ平面において、信号の相関値をベクトルと見なしたとき、その長さの自乗を演算することに相当する。相関自乗振幅演算の平均値を取るのは、相関値に含まれるノイズの影響などを抑制するためである。
（第二段階）第一段階で確立されたスロット同期タイミングを用い、さらに、複数のロングコードと対応付けられた、グループショートコードを同定する。グループショートコードの同定には、グループショートコードで、受信信号との相関値を演算し、相関値が所定値以上の相関値が得られるか否かで判断する方法を用いる。この段階でロングコード候補を絞ることができる。
（第三段階）受信信号とロングコードとの相関自乗振幅演算結果により、ロングコード同期と、止まり木チャネルのロングコードを決定する。ロングコードの決定方法は、ロングコードと共通ショートコードの両方を使って受信信号との相関値を演算し、所定値以上の相関値が得られた場合に止まり木チャネルに使用されているロングコードが得られたと判断するようにするものである。失敗したら第一段階へ戻り他のロングコード候補を試す。
【０００９】
なお、従来の初期セルサーチ方法の詳細については、上記特許公開公報あるいは上記技術文献を参照されたい。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、この技術をこのまま複数搬送波周波数信号の止まり木チャネルを用いるＤＳ−ＣＤＭＡセルラシステムに適用するのは不可能である。なぜなら、このようなシステムでは、止まり木チャネルが複数周波数存在し、これら全てを一度受信する操作が必ず初期セルサーチに必要であるからである。この問題を解決する方法は従来の技術では明らかではない。最悪のケースとして上記従来の初期セルサーチ方法を各搬送波周波数について順次行った場合、第一〜第三段階の操作をそれら全てについて行うことも考えられ、この場合単一搬送波周波数時と比較して少なくとも、搬送波周波数の数Ｎｆ（Ｎｆは下り搬送波周波数の数）に等しい倍数のセルサーチ時間を要することになる。
【００１１】
また、従来のＤＳ−ＣＤＭＡシステムでは、１つのセルに多数の移動機が集合した場合、１つの基地局に容量以上の移動機がアクセスしようとする事態が生じ、通話品質の低下や通話ができないといった障害が生じる可能性がある。
【００１２】
本発明の課題は、複数の搬送波周波数を用いた拡散通信システムにおいて、加入者を効率的に各基地局に収容することのできるシステムを提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明の移動機は、複数の周波数の搬送波にのせられて送信される同期確立用の特定のチャネルを有する拡散通信システム用移動機において、各周波数の搬送波にのせられて送信される特定のチャネルの拡散信号をそれぞれ受信する受信手段と、該受信手段によって受信された拡散信号の強度あるいは相関値を測定する測定手段と、該測定手段により測定された信号強度あるいは相関値を予め定められた閾値と比較する比較手段と、該閾値よりも大きな信号強度あるいは相関値を有する該特定のチャネルに関する情報を記憶する記憶手段と、該記憶手段に記憶された該情報に基づいて、いずれか１つの周波数に対して同期確立を行う同期確立手段とを備えることを特徴とする。
【００１４】
本発明のシステムは、複数の周波数の搬送波にのせられて送信される同期確立用の特定のチャネルを有する拡散通信システムであって、各周波数における該特定のチャネル中の同期確立用の拡散信号部分の送信電力の大きさをそれそれ制御する機能を備える基地局と、受信される各周波数の該特定のチャネル中のうち、同期を確立すべきいずれか１つの周波数の拡散信号部分の送信電力の大きさに応じてアクセスする基地局を選択する機能を有する移動機とを備えることを特徴とする。
【００１５】
本発明によれば、拡散通信システムにおいて、複数の周波数を使った通信サービスが行われている場合にも、移動機が適切な周波数のチャネルを選択し、基地局にアクセスすることができる。
【００１６】
また、基地局は、同期確立用の特定のチャネルの拡散信号を送信する場合に、その拡散信号の送信電力を可変制御することにより、移動機が参入する周波数を制御することができ、複数の周波数に移動機を適切に配分することができる。また、ある基地局が他の基地局よりも送信電力を大きくすることにより、他の基地局へアクセスする移動機を自基地局に収容するようにできるので、１つの基地局にだけ大きな負担をかけることなく移動機を各基地局に適切に分散して配分することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の移動機の第１の実施形態を示すブロック図である。
本実施形態においては、最初に全ての搬送波周波数で搬送波の有無を判断する。そして、各搬送波周波数における受信信号の強度を測定し、それを予め定めた閾値と比較することにより使用可能な止まり木チャネルがそれらの各搬送周波数に存在するか否かを判断するものである。もし、この段階で一部の搬送波周波数にのみ使用可能な止まり木チャネルが存在すると判定した場合、その搬送波周波数のセルサーチを行えば、必要な信号自体が存在しない周波数を逆拡散する時間を節約できる。
【００１８】
アンテナ７で受信された受信信号は、受信回路１に入力される。受信回路１は不図示の周波数変換回路と局部発信器を内部に持ち、受信回路１が信号を受信するのに必要な局部発信周波数は、該局部発信器から発信された周期信号を、該周波数変換回路が外部から入力されるデジタル信号により指定された周波数に変換することによって、可変することができるようになっている。受信回路１は、アンテナ７によって受信された信号を例えばベースバンド信号に変換して、出力するものである。受信回路１で受信された信号はアナログの信号であり、整流回路２に入力される。整流回路２内にはスイッチが設けられており、整流回路２は、このスイッチを予め分かっている止まり木チャネルの繰り返し周期の時間の間ＯＦＦとし、該繰り返し周期の終わりの時点で、ＯＮにして内部に設けられたコンデンサに蓄積された入力アナログ信号の電荷を放出する。すなわち、アンテナ７で受信され、受信回路１から出力されたアナログ信号は整流回路２により積分される。整流回路２から出力される積分値を積分した時間（止まり木チャネルの繰り返し周期）で除算すれば、止まり木チャネルの繰り返し周期中に受信された信号の平均値が得られるが、ここでは、回路構成を簡単化するため、積分値そのものを使用している。整流回路２から出力される積分値をＡ／Ｄ変換器３でＡ／Ｄ変換し、該Ａ／Ｄ変換により得られたデジタル信号を比較回路４で、予め定められた閾値と比較する。閾値を超えたデジタル信号が得られた時点で、比較回路４の出力が“１”になる。この“１”を示す信号が記憶回路６にＷｒｉｔｅ（Ｗｒｉｔｅ−ｅｎａｂｌｅ）信号として入力されることにより、このとき受信回路１に入力されている周波数データが記憶回路６に格納される。この周波数データは、制御回路５からＮｂｆビットのデジタル信号として記憶回路６に与えられる。
【００１９】
制御回路５では、複数の各止まり木チャネルの周波数を予め保持しており、受信回路１に対して周波数検出を行うべき止まり木チャネルの周波数を周波数指定データにより指定する。受信回路１は、制御回路５から指示された周波数を有する止まり木チャネルの受信を行う。受信回路１は、指定された周波数の信号を、例えば、ベースバンド帯域の信号に変換して整流回路２に出力する。整流回路２は、制御回路５から与えられる、止まり木チャネルの繰り返し周期タイミングを指示する信号（スイッチング信号）を使って、内部のスイッチをＯＮ／ＯＦＦし、該繰り返し周期の期間受信回路１から入力される信号を積分する。上記したように、整流回路２の出力はＡ／Ｄ変換器３によりＡ／Ｄ変換され、閾値と比較されるために、Ｎａｄビットのデジタル信号として比較回路４に入力される。比較の結果、Ｎａｄビットが表す数値が閾値よりも大きい場合には、Ｗｒｉｔｅ信号が記憶回路６に印加され、制御回路５から入力されるＮｂｆビットの周波数指定データが記憶される。
【００２０】
制御回路５では、記憶回路６にＲｅａｄ信号を加えて、このＮｂｆビットの候補周波数データを記憶回路６から読み出し、受信回路１へ設定してセルサーチを行う。
【００２１】
上述のように閾値との比較を行わずに制御回路５の出力と周波数指定データを全て記憶回路６に記憶するようにしても良い。また、さらには、整流回路２の出力を、アナログ電圧値の閾値とアナログ方式のコンパレータにより比較して、その比較結果を記憶回路のＷｒｉｔｅ信号として使うような構成としてもよい。また、さらには、ＣＰＵ等によりＡ／Ｄ変換器３からの出力を閾値と比較して候補周波数データを選択するようにしてもよい。
【００２２】
なお、同図では、制御回路５がセルサーチを行うための候補周波数データを取得するが、セルサーチを行うための構成は同図には図示されていない。セルサーチの方法は、従来の技術を用いることができ、ハードウェア構成も公知の技術を用いればよいので、特に示してはいない。従って、以下の各実施形態の説明においても、セルサーチの方法及びそれを実現するハードウェア構成については、特に記載しない。
【００２３】
図２は、図１中の整流回路の一例を示す図である。
これは一般的なブリッジ形全波整流回路９にスイッチ１０を付加したものである。入力端子８から入力された信号は、ブリッジ９ａ及びコンデンサ９ｂによって整流される。特に、本実施形態においては、スイッチ１０を設けて、止まり木チャネルの繰り返し周期の間、スイッチ１０をＯＦＦにしておき、この間に、整流された信号の電荷をコンデンサ９ｂに蓄積するようにする。このコンデンサ９ｂに整流信号の電荷を蓄積する動作が、上記した信号の積分に対応する。なお、図２では、全波整流回路の例を示したが半波整流回路で構成してもよい。
【００２４】
図３は、本発明の移動機の第２の実施形態を示すブロック図である。
なお、同図において、図１と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。
本実施形態は、複数の搬送波周波数に使用可能な信号が存在すると判定した場合、該信号の存在する搬送波周波数のうち信号強度が最大となる周波数について、セルサーチを行う構成となっている。前述の第一段階の処理の終了後、信号強度の順に単一周波数のセルサーチを行う。
【００２５】
すなわち、制御回路５からＮｂｆビットの周波数指定データＮｂｆビットが入力された受信回路１は、この入力により指定された周波数の信号に対して周波数変換を行い、該変換により得られた信号を整流回路２に出力する。整流回路２は、制御回路５から入力されるスイッチング信号に基づいて、受信回路１からの入力信号を整流し、該整流により得られた信号を止まり木チャネルの繰り返し周期の間積分する。その積分結果は、Ａ／Ｄ変換器３に入力され、デジタル信号に変換された後、Ｎａｄビットデジタル信号として、比較回路４に入力されると共に、記憶回路６にも入力される。比較回路４での比較結果が、閾値よりも整流回路２の積分値の方が大きいという場合には、比較回路４からＷｒｉｔｅ信号が記憶回路６に入力され、制御回路５から出力されているＮｂｆビットの周波数指定データと整流回路２の積分値をデジタル化したＮａｄビットの信号値とが、対応づけられて記憶回路６に記憶される。
【００２６】
図３中の制御回路５は、記憶回路６から最大の積分値データに対応する周波数データを読み出し、従来の単一周波数に対するセルサーチを行う。この場合、制御回路５は、記憶回路６に記憶されている積分値データを参照し、最も大きい積分値データを探し、これに対応して記憶されている周波数指定データを取得する。そして、この周波数指定データによって指定される周波数に対し従来の単一周波数に対するセルサーチを行う。また、同図の構成においては、積分値が最大の周波数データだけをセルサーチの対象とする以外に、記憶回路６から積分値の大きい方から所定数の周波数指定データを取得し、これら複数の周波数指定データについて、それぞれ、個々に、従来の単一周波数に対するセルサーチを行わせる方法も可能である。このように、積分値の大きい方から所定数の周波数を選択することによって、全ての記憶周波数に対してセルサーチを行うよりもかなり処理時間を短縮することができる。従来の単一周波数に対するセルサーチの方法についての説明は省略する。
【００２７】
図４は、本発明の移動機の第３の実施形態を示すブロック図である。
本実施形態では、全ての搬送波周波数について、受信回路２１の出力と共通ショートコードのタイミング−相関自乗振幅演算特性をとった後、このデータに基づいてセルサーチを行うものである。ここで、タイミング−相関自乗振幅演算とは、マッチドフィルタにより相関値と、共通ショートコードを復調信号に乗算するタイミングに関する情報を得ることを意味している。以下においても、同様である。
【００２８】
受信回路２１は周波数変換回路（不図示）を含み、この回路により外部からの入力データにより局部発信周波数を設定できる。受信回路２１は、制御部２７から与えられる周波数指定データに基づいて、それに対応する周波数の信号を生成し、この局部発信信号を用いて、アンテナ２０で受信された信号の周波数を変換する。例えば、アンテナ２０で受信されたＲＦ帯域の信号をＩＦ帯域の信号に変換する。次に、受信回路２１によって周波数変換された信号は、直交復調器２２に入力され、直交信号であるＩ信号とＱ信号に復調される。そして、該Ｉ信号、Ｑ信号はそれぞれＡ／Ｄ変換器２３−１、２３−２によってデジタル信号に変換され、マッチドフィルタ２４−１、２４−２に入力される。マッチドフィルタ２４−１、２４−２には、セルサーチをしようとする止まり木チャネルの共通ショートコードが入力され、マッチドフィルタ２４−１、２４−２は、それぞれ、該共通ショートコードとデジタル変換されたＩ信号、Ｑ信号との相関値を演算出力する。自乗振幅演算回路２５は各マッチドフィルタ２４−１、２４−２からの相関値出力を複素数の実数、虚数成分（例えば、共通ショートコードとＩ信号との相関値を実数成分、共通ショートコードとＱ信号との相関値を虚数成分）とみなして、複素平面でのその複素数値の座標原点からの距離の自乗を算出出力する回路である。自乗振幅演算回路２５の出力は制御部２７から出力される周波数指定データと共に、相関電力値として記憶回路２６に記憶される。そして、制御部２７がＲｅａｄ信号を記憶回路２６に与え記憶回路２６から格納データを読み出し、これらの格納データの中から候補周波数、及び候補タイミングを選択するものである。候補タイミングはマッチドフィルタ２４−１、２４−２が共通ショートコードを異なるタイミングで乗算して相関値を求める度に、その相関値が記憶回路２６に記憶されるので、記憶回路２６からどの相関値に対応するデータを読み出したかによって、候補タイミングを知ることができる。
【００２９】
図５は、自乗振幅演算回路２５の構成例を示す図である。
直交復調器２２により直交復調されたＩ信号、Ｑ信号それぞれに対し、相関値が求まると、それぞれの相関値は入力１及び入力２として、それぞれ乗算器２８−１、２８−２に入力される。また、入力１及び入力２は、分岐され、それぞれ乗算器２８−１、２８−２に入力される。そして、乗算器２８−１、２８−２によって、それぞれ、入力１、入力２の自乗値が演算される。そして、それらの自乗値信号は、加算器２９に入力され、加算される。これにより、例えば、入力１、入力２の値をそれぞれＩ及びＱで表すとすれば、加算器２９から、Ｉ２ ＋Ｑ２ という相関電力値が出力される。
【００３０】
図６は、図４の記憶回路２６に記憶されるデータの格納形式の一例を示した図である。
図４の記憶回路２６には、相関電力値、候補タイミング及び候補周波数の各項目のデータが記憶される。これらのデータをアクセス及び容量の観点で効率よく記憶する格納形式として、図６に示す方法がある。同図では、相関電力値が２次元テーブル７０の各セル７１に記憶される。テーブル７０の各行は、各指定周波数ｆに対応し、テーブル７０の各行は、各候補タイミングｔに対応している。この候補タイミングｔは、マッチドフィルタ２４−１、２４−２で、共通ショートコードを復調信号に乗算した時のタイミングである。一般に、マッチドフィルタは、拡散符号が与えられると、受信装置のクロックに同期して、拡散符号の乗算タイミングをずらしながら相関値を順次出力する。従って、何番目に出力された相関値かを記憶しておくことによって、受信装置内のクロックのタイミングで拡散符号の乗算タイミングすなわち候補タイミングを特定することができる。
【００３１】
従って、テーブル７０には、相関電力値がそれが得られた時の乗算タイミング（候補タイミング）と指定周波数との交点のセルに格納される。記憶回路２６をテーブル７０として実装することにより、記憶回路２６には、相関電力値のみ記憶すればよい。また、記憶回路２６にたいする相関電力値のライト／リード時の行アドレスが周波数指定データ（候補周波数）、列アドレスが乗算タイミング（候補タイミング）となる。
【００３２】
図７は、本発明の移動機の第４の実施形態を示すブロック図である。
なお、同図において、図４と同じ構成要素には同じ参照符号を付している。
アンテナ２０で受信された信号は、受信回路２１によってＩＦ帯域に周波数変調され、直交復調器２２に入力される。直交復調器２２では、受信回路２１からの信号をＩ信号とＱ信号に復調し、それぞれＡ／Ｄ変換器２３−１、２３−２に入力する。Ａ／Ｄ変換器２３−１、２３−２により、それぞれ、デジタル信号に変換されたＩ信号とＱ信号は、それぞれマッチドフィルタ２４−１、２４−２に入力され、マッチドフィルタ２４−１、２４−２において共通ショートコードとの相関値が取られる。そして、マッチドフィルタ２４−１、２４−２からそれぞれ出力されたＩ信号及びＱ信号の相関値は自乗振幅演算回路２５に入力される。自乗振幅演算回路２５では、前述したように、Ｉ信号とＱ信号の共通ショートコードとの相関値の自乗和（相関電力値）を算出・出力する。自乗振幅演算回路２５の出力は、記憶回路２６に入力されると共に、比較回路３０にも入力される。比較回路３０では、自乗振幅演算回路２５の出力（相関電力値）を、予め定めた閾値と比較する。自乗振幅演算回路２５の出力と閾値とを比較した結果、自乗振幅演算回路２５の出力が閾値を上回る場合、比較回路３０の出力（判定情報）が“１”となる。これを記憶回路２６にＷｒｉｔｅ信号として入力されることにより、閾値を超えた相関電力値に対応する周波数指定データ、及び相関電力値のみが記憶回路２６に記憶される。
【００３３】
さらに、制御部２７は、Ｒｅａｄ信号を記憶回路２６に入力して、記憶回路２６から相関電力値とそれに対応する候補周波数（周波数指定データ）を読み出し、各周波数で最大となる相関電力値（相関自乗振幅演算値）に対応するタイミングを選択し、このタイミングに対応する候補周波数について従来の単一周波数のセルサーチを行う。あるいは、制御部２７は、記憶回路２６に格納されている全周波数の中から最大相関自乗振幅演算値の周波数とそれに対応するタイミングを一つ選択しセルサーチを行ってもよい。相関電力値に対応するスロットタイミング（共通ショートコードを復調信号に乗算するタイミング）は、マッチドフィルタ２４−１、２４−２が順次出力する相関値の内、何番目の相関値を読み出したかを検出することによって、マッチドフィルタ２４−１、２４−２の動作と装置内のクロックの関係から知ることができる。
【００３４】
本実施形態によれば、閾値判定を行い、有効と思われる止まり木チャネルの周波数に関するデータを記憶回路２６に記憶するので、記憶回路２６の容量の節約とその後のデータ処理（最大値選択、ソート）の演算量を軽減することが可能である。
【００３５】
図８は、本発明の移動機の第５の実施形態を示すブロック図である。
なお、同図において、図４と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。
本実施形態は記憶回路２６のデータの中から各周波数毎に自乗振幅演算値が最大となるデータに対応するタイミングを決定するものである。最大値決定回路３１は、ＣＰＵを用いソフトウェアで実現してもよい。最大値決定回路３１は、全周波数での自乗振幅演算値の最大値のタイミングを選択する構成としてもよい。さらには、最大値決定回路３１は記憶回路２６に記憶されたデータを複数の共通ショートコードの周期に渡って演算し、これらの周期全体で平均化したデータを求め、平均化されたデータの中から最大値を決定するような構成にしても良い。
【００３６】
アンテナ２０で受信された信号は受信回路２１で、ＩＦ帯域に周波数変調され、直交復調器２２で復調される。復調されたＩ信号とＱ信号はそれぞれＡ／Ｄ変換器２３−１、２３−２で変換された後、マッチドフィルタ２４−１、２４−２で共通ショートコードとの相関値が演算される。Ｉ信号及びＱ信号のそれぞれの相関値は、自乗振幅演算回路２５でＩ信号とＱ信号の相関値の自乗振幅演算値（相関電力値）が求められ、これらは記憶回路２６に記憶される。本実施形態では、この次に、最大値決定回路３１が、制御部２７とは独立に記憶回路２６内の周波数指定データと相関電力値とを読みとり、最大の相関電力値に対応する周波数指定データ（候補周波数）を決定する。このときの最大相関電力値の決定の仕方は、上述したように何通りかの方法がある。
【００３７】
最大値決定回路３１により最大の相関電力値に対応する候補周波数が決定されると、制御部２７は、Ｒｅａｄ信号を記憶回路２６に印加して、記憶回路２６から該最大の相関電力値に対応する候補周波数と候補タイミングを取得し、セルサーチを行う。
【００３８】
図９は、本発明の移動機の第６の実施形態を示すブロック図である。
なお、図８と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。
本実施形態は、全周波数のタイミング−相関自乗振幅演算値データのうち、相関自乗振幅演算値の大きなデータに対応する周波数、タイミングから順にセルサーチを行うものである。
【００３９】
本実施形態では、記憶回路２６に記憶された候補周波数や候補タイミング等のデータを自乗振幅演算値の大きい順に並べ替えるソート回路３２を持つ、ＣＰＵを用いソフトウェアでこの機能を実現しても良い。本実施形態においても、記憶回路２６に記憶された周波数やタイミング等のデータを複数の共通ショートコードの周期に渡って平均化した後に、これらデータを並べ替えるようにするようにしても良い。
【００４０】
アンテナ２０で受信された信号は、受信回路２１でＩＦ帯域に周波数変換され、直交復調器２２によって復調される。復調された、Ｉ信号とＱ信号は、それぞれ、Ａ／Ｄ変換器２３−１、２３−２によってデジタル信号に変換され、続いて、それぞれ、マッチドフィルタ２４−１、２４−２で共通ショートコードとの相関値が取られる。そして、自乗振幅演算回路２５でＩ信号及びＱ信号の相関値が自乗され、Ｉ信号及びＱ信号の相関電力値（相関自乗振幅演算値）が算出される。そして、これらは、対応する周波数指定データと共に記憶回路２６に記憶される。ソート回路３２は、記憶回路２６に記憶されている相関電力値を検索し、記憶回路２６内のデータを相関電力値の大きい順に並べ直す。あるいは、記憶回路２６内のデータについて、周波数を先に検索し、記憶回路２６内のデータを同じ周波数を有するデータが、同じ周波数を有するデータのグループ間で、相関電力値の大きい順に格納されるように並べ直す。
【００４１】
制御部２７は、このようにして並べ替えられた記憶回路２６から、相関電力値の大きいデータから順に候補周波数と候補タイミングを取得し、セルサーチを行う。
【００４２】
図１０〜図１２は、本発明の移動機の第７の実施形態を示す図である。
本実施形態は、同一基地局から同じ電力で送信された複数の搬送波による信号は、ほぼ同じ減衰特性をもつため、どれを採用しても同じであると考え、最大の相関自乗振幅演算値を持つもののみを比較に用いるものである。
【００４３】
図１０は、第７の実施形態の構成例を示す図である。
なお、図１０において、図９と同じ構成要素には、同じ参照符号を付してある。
【００４４】
本実施形態では、記憶された自乗振幅演算値のデータをソートする回路、各基地局毎のデータに推定分類する回路を持つ。ソート、推定分類の機能は、ＣＰＵ３５でソフトウェアで実現するようにしているが、ハードウェアで構成しても良い。
【００４５】
アンテナ２０で受信された信号は、受信回路２１で、ＩＦ帯域に周波数変換され、直交復調器２２によってＩ信号とＱ信号に復調される。Ｉ信号、Ｑ信号のそれぞれの復調信号は、それぞれ、Ａ／Ｄ変換器２３−１、２３−２によってデジタル信号に変換された後、マッチドフィルタ２４−１、２４−２に入力される。マッチドフィルタ２４−１、２４−２で、それぞれ、デジタルのＩ信号、Ｑ信号と、共通ショートコードとの相関値を演算し、その演算結果を自乗振幅演算回路２５に出力する。自乗振幅演算回路２５は、入力されたＩ信号及びＱ信号の共通コードとの相関値について、それぞれ、自乗振幅を演算し、Ｉ信号及びＱ信号に関する相関電力値を算出する。これらの相関電力値はＣＰＵ３５に送られ、ＣＰＵ３５により記憶回路３６に記憶されると共に、後述する処理が施される。また、ＣＰＵ３５は記憶回路３６に記憶した相関電力値に対応する周波数指定データを制御部２７から受け取って、このデータを相関電力値に対応させて記憶させる。
【００４６】
ＣＰＵ３５は、所定の処理を行った後、候補周波数及び候補タイミングデータを制御部２７に出力して、セルサーチを行わせる。
図１１は、図１０のＣＰＵ３５が実行するの推定分類機能処理の一例を説明するフローチャートである。
【００４７】
この例では、同じタイミングのデータについては、最大相関自乗振幅演算値を持つもののみを残し後は捨てる処理を行っている。なお、記憶されたデータを複数回共通ショートコードの周期で平均化した後にこれらの処理をするようにしても良い。
【００４８】
図１２は、データの記憶回路３６での配置例を示す図である。
記憶回路３６内には、“順位”、“周波数データ”、“タイミング（位相）”、及び“相関自乗振幅演算値”の各データ項目から構成されるレコードが、テーブル形式で格納されている。各データ項目は１ワードであり、１レコードは４ワードとなっている。記憶回路３６の１アドレスには１ワードのデータが格納されるため、各レコードについてデータ項目単位でリード／ライトが可能である。
【００４９】
記憶回路３６内において、各レコードの格納単位をエントリと呼ぶことにする。また、図１２に示すように、記憶回路３６の先頭レコードが格納されているエントリのアドレスは“ＤａｔａＳｔａｒｔ”、最終レコードが格納されているエントリのアドレスは“ＤａｔａＥｎｄ”となっている。
【００５０】
このような構成において、記憶回路３６内には、エントリアドレスを“ＤａｔａＳｔａｒｔ”、“ＤａｔａＳｔａｒｔ＋４”、“ＤａｔａＳｔａｒｔ＋８”、・・・“ＤａｔａＥｎｄ”とする各エントリに、“順位”が“１”、“２”、・・・“Ｎ”のＮ個のレコードが格納されている。
【００５１】
図１１及び１２を用いて、ＣＰＵ３５の行う推定分類機能処理を説明する。なお、図１１のフローチャートにある処理が実行される前にレコードは図１２に示すように相関自乗振幅演算値の降順に並べ替えられているものとする。この処理もＣＰＵ３５で行われる。図１１のフローチャートの処理の後、記憶回路３６のアドレスＤａｔａＳｔａｒｔ〜ＤａｔａＥｎｄ＋３には、所望のレコードが相関自乗振幅演算値の降順に並べられる。これもＣＰＵ３５で行われる。昇順に並べられたデータを作成することも当然可能である。
【００５２】
まず、記憶回路３６に図１２に示すような形式でレコードが記憶されているものとする。
図１１において、まず、ステップＳ１において、変数Ｘに記憶回路３６に記憶されている順位“１”の先頭レコードのエントリアドレス“ＤａｔａＳｔａｒｔ”を設定する。また、変数Ｙには、図１２のレコードの内、順位“２”の次のレコードのエントリアドレスが設定される。ステップＳ２では、変数Ｘが変数ＤａｔａＥｎｄより大きいか、すなわち、全てのエントリのレコードに対して処理を行ったかを判断する。ステップＳ２の判断が、「Ｙｅｓ」の場合には、全てのエントリのレコードに対して処理を終わったことになるので、処理を終了する。ステップＳ２で、判断が「Ｎｏ」の場合には、処理すべきレコードが残っているので、ステップＳ４に進む。ステップＳ４では、変数Ｙが変数ＤａｔａＥｎｄより大きいか否かを判断する。これは、エントリアドレスが変数Ｘに等しいレコードと比較を行うべきレコードのエントリアドレスを示す変数ＹがＤａｔａＥｎｄを超える、すなわち、記憶回路３６に比較すべきレコードがもう存在しないことを判断するものである。ステップＳ４の判断が「Ｙｅｓ」の場合には、比較するレコードが最後のエントリまで来たので、比較元のレコードのエントリアドレスを示す変数Ｘを“４”増加すると共に、変数Ｙの値を更新された変数Ｘの値よりも“４”だけ大きな値に設定して（ステップＳ３）、次のエントリのレコード、すなわち、該レコードに設定されているタイミング処理に移る。ステップＳ４で、判断が「Ｎｏ」の場合には、ステップＳ５で、レジスタＡにアドレス（Ｘ＋２）の内容を、レジスタＢにアドレス（Ｙ＋２）の内容をロードする。アドレスＸ、Ｙはそれぞれ図１２の各エントリのアドレス、すなわち、各レコードの「順位」のデータ項目が格納されているアドレスを示しているが、これら、各エントリのアドレスに“２”を加算したアドレスは、各レコードの「タイミング」のデータ項目が格納されているアドレスを示す。従って、レジスタＡ及びＢには、比較すべき各レコードのタイミングデータがロードされる。ステップＳ６では、レジスタＣに、（レジスタＡ−レジスタＢ）の内容を格納する。そして、ステップＳ７で、レジスタＣの内容が、“０”であるか否かを判断する。すなわち、２つのレコードのタイミングデータが同じか否かを判断している。これは、同じ基地局から発信された信号であれば、周波数が異なっていてもタイミングが同じであると推測し、同じタイミングのデータは同じ基地局からのものであるから、いずれか一つのみを残せば良いという考えに基づいている。
【００５３】
ステップＳ７で、判断が、「Ｎｏ」の場合には、同じ基地局からの信号ではないので、ステップＳ１４に進んで、比較すべきレコードのエントリアドレスを次のエントリアドレスに変更して、ステップＳ４に戻って、上記処理を繰り返す。ステップＳ７で、判断が「Ｙｅｓ」の場合には、２つのレコードのタイミングデータが同じであることを意味しているので、同じ基地局からの信号であり、いずれか一方のみを残せばよいと判断して、ステップＳ８に進む。ステップＳ８では、レジスタＡにアドレスＸ＋３の内容を、レジスタＢにアドレスＹ＋３の内容をロードする。そして、ステップＳ９で、レジスタＣに（レジスタＢ−レジスタＡ）の値を格納する。ステップＳ１０では、このレジスタＣが“０”より大きいか否かを判断する。これは、２つのエントリアドレスＸ、Ｙのレコードの内、いずれのレコードの方が相関自乗振幅演算値が大きいかを判断するものである。すなわち、同じ基地局からの信号であれば、相関自乗振幅演算値の大きい方を記憶しておけば十分であるという見解に基づいている。
【００５４】
ステップＳ１０での判断が、「Ｎｏ」の場合には、比較元のエントリアドレスＸのレコードの方が相関自乗振幅演算値が大きいということになるので、比較相手であるレコードを変更する。すなわち、ステップＳ１４に進んで、Ｙ＝Ｙ＋４として、１つ下のエントリのレコードを記憶回路３６から読み出すために、変数Ｙの値を“４”増加する。そして、ステップＳ４に戻って、上記処理を繰り返す。ステップＳ１０で、レジスタＣの内容が“０”より大きかった場合には、比較相手の方が、大きい相関自乗振幅演算値を持っているので、ステップＳ１１で、アドレスＸ〜Ｘ＋３のレコードをアドレスＹ〜Ｙ＋３のレコードに書き換える。これにより、元々アドレスＸ〜Ｘ＋３に格納されていたレコードは上書きされ、消去される。次に、ステップＳ１２で、アドレスＹ＋４以降のレコードをアドレスＹ以降へ移動する。つまり、以前アドレスＸ〜Ｘ＋３にあったレコードが消去されたので、アドレスＹ以降のレコードの記憶回路３６内での格納位置を１エントリ分繰り上げると共に、アドレスＸ〜Ｘ＋３に移動されたアドレスＹ〜Ｙ＋３のレコードを上書きして、同じレコードが重複しないようにするものである。そして、ステップＳ１３で、最新の格納レコードの最終エントリアドレスを示す変数ＤａｔａＥｎｄから“４”を引いて、ステップＳ１４の処理を行った後、ステップＳ４に戻って上記処理を繰り返す。ステップＳ１３の処理は、元々アドレスＸ〜Ｘ＋３にあったレコードが上書きされて消去されると共に、ステップＳ１２で、アドレスＹ以降のレコードの格納位置が１エントリ分繰り上げられてたので、これらの処理に対応して、レコードの最終エントリアドレスも繰り上げるものである。
【００５５】
以上の処理により、相関自乗振幅演算値が大きいタイミングのデータ（レコード）から順に、最大の相関自乗振幅演算値を有するレコードのみが残され、それ以外のレコードは削除される処理が、順次行われ最終的に、記憶回路３６内には、各タイミングのデータについて最大相関自乗振幅演算値が設定されているレコードのみが格納されている。また、これらのレコードは、最大相関自乗振幅演算値の降順に格納されている。
【００５６】
図１２に示す例の場合には、タイミングが“５０”のレコードについてはエントリアドレスが“ＤａｔａＳｔａｒｔ”のレコードのみが残され、その他のエントリアドレスが“ＤａｔａＳｔａｒｔ＋４”、“ＤａｔａＳｔａｒｔ＋８”のレコードは削除される。また、タイミングが“７５”のレコードについては、エントリアドレスが“ＤａｔａＳｔａｒｔ＋１２”のレコードのみが残され、それ以外のレコードは削除される。そして、エントリアドレス“ＤａｔａＳｔａｒｔ＋１２”のエントリに格納されていたレコードが、エントリアドレス“ＤａｔａＳｔａｒｔ＋４”のエントリに格納される。エントリアドレス“ＤａｔａＳｔａｒｔ＋８”以降の各エントリにも上記以外の不図示の各タイミングの最大相関自乗振幅演算値が設定されたレコードが、エントリが繰り上げられて格納される。
【００５７】
なお、上記フローチャートで示した処理は、一例であり、記憶回路３６に登録されているレコードが同じ基地局からの信号に関するレコードであるか否かを判断する方法は複数考えられる。例えば、同じ基地局からの信号に関するレコードを消去する場合に、相関自乗振幅演算値の大きいものを残さないで、乱数を使って、任意のエントリのレコードを削除するようにしても良い。
【００５８】
図１３は、本発明の移動機の第８の実施形態を示すブロック図である。
なお、同図で図１０と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。
本実施形態は、第７の実施形態の機能を移動局側で簡易に実現するための構成である。すなわち、第７の実施形態においては、同じ基地局から送信されている信号は、周波数が異なっても同じタイミングになると推定して処理を行っている。しかし、実際には、同じ基地局でも、周波数毎にタイミングが異なることが考えられる。本実施形態では、各基地局が各搬送波周波数の止まり木チャネルのロングコードマスクシンボル部の共通ショートコード位相を、全基地局で共通な一定値ずつずらして（遅延を周波数間に与えて）送信する場合を想定する。ロングコードマスクシンボル部とは、図１８に示された止まり木チャネル１００の共通ショートコードとグループショートコードで拡散された部分１０３である。この部分１０３は、ロングコードによる拡散が行われておらず、ロングコードによる拡散がマスクされている状態なので、このように呼ばれる。
【００５９】
このようなシステムにおいては、全ての基地局において、周波数間に与える遅延量が一定なので、どの周波数を受信しているかを定めることにより、受信した周波数の信号に与えるべき遅延量を決定することができる。
【００６０】
アンテナ２０で受信された信号は受信回路２１によって受信される。制御部２７は、受信回路２１に周波数指定データを与えて、特定の周波数の信号をＩＦ帯域に変換させる。ＩＦ帯域に変換された信号は、直交復調器２２に入力され、Ｉ信号とＱ信号に復調される。次に、Ｉ信号とＱ信号は、それぞれＡ／Ｄ変換器２３−１、２３−２によってデジタル信号に変換された後、それぞれマッチドフィルタ２４−１、２４−２に入力される。デジタルのＩ信号、Ｑ信号は、それぞれマッチドフィルタ２４−１、２４−２によって共通ショートコードとの相関値がとられ、その後自乗振幅演算回路２５によって該相関値の相関電力値が算出される。スイッチＳＷ１とＳＷ２には、制御部２７から周波数指定データが出力され、スイッチＳＷ１、ＳＷ２により、該周波数指定データによって指定された周波数によって相関自乗回路２５からの出力を遅延素子４０に入力するか否かが決定される。全ての基地局で、各搬送波周波数間に与えられる遅延量は一定値に決定されているので、最も遅延している搬送波周波数の信号は、遅延素子４０を通過させずにＣＰＵ３５に入力させる。他の搬送波周波数の信号に対する相関値は、スイッチＳＷ１、ＳＷ２を切り替えることにより、遅延素子４０に入力させて遅延量が相殺されるようにする。制御回路２７から出力される周波数指定データは遅延素子４０にも入力され、最も遅延している搬送波周波数の信号から、現在選択されている搬送波周波数の信号がどの程度遅延しているかが遅延素子４０において決定される。遅延素子４０は、この決定に基づいて自乗振幅演算回路２５から出力された相関電力値のＣＰＵ３５への入力タイミングを変化させ、最も遅延している搬送波周波数の信号との間の遅延量が“０”となるように調整する。また、制御部２７からは、周波数指定データがＣＰＵ３５に入力され、前述の実施形態と同様に、図１２のようなレコードが記憶回路３６に記憶される。
【００６１】
このようにして、ＣＰＵ３５に入力される各搬送波周波数の信号の相関電力値の入力タイミングは、搬送波周波数毎の遅延量が相殺されているので、同じ基地局から出力された信号の相関電力値のＣＰＵ３５への入力タイミングは搬送波周波数が異なっても全て同じタイミングとなる。従って、第７の実施形態で説明したように、記憶回路３６に記憶されるデータを処理する場合に、同じ基地局から送信された信号の相関電力値のＣＰＵ３５への入力タイミングは同じになるという推測に基づくデータ処理を使用できる。つまり、本実施形態の構成を使用すれば、１つの基地局から送信される信号が各搬送波周波数毎に異なるタイミングを有しているとしても、図１１のフローチャートの処理をそのまま適用することが可能となる。
【００６２】
そして、ＣＰＵ３５は、止まり木チャネルの候補周波数と候補タイミングとを制御部２７に渡して、セルサーチを行わせる。
なお、本実施形態においては、スイッチＳＷ１、ＳＷ２及び遅延素子４０を用いて周波数間の遅延を補正するようにしているが、必ずしもこの構成には限定されず、ＣＰＵ３５により相関電力値を一旦記憶回路３６に記憶してから、ＣＰＵ３５のソフトウェア処理によりデータの遅延量を補正する処理を行うようにしてもよい。
【００６３】
ところで、遅延量（オフセットチップ量）には“０”、すなわち全く遅延（オフセット）しないものも含む。
以下に説明する実施形態は、これまで説明してきた実施形態による移動機・セルラシステムと、セル内のトラフィックの混み具合を把握する機能を有する基地局機能とを組み合わせ、トラフィックの多い周波数と少ない周波数の送信電力を変化させることで、トラフィックの大きい周波数への新規ユーザの参入を抑え、トラフィックの少ない周波数への参入を促進するものである。また、ＣＤＭＡセルラシステムでは、各チャネル間の干渉電力がユーザ容量を決定するため、セル内の干渉電力が一定レベル以上になったとき、新規参入を抑制するためにも利用することができる。同一基地局で多周波数のセルを統括している場合、一つの周波数のセルで新規参入ユーザを抑制すれば、自然に、抑制されていない他の周波数のセルに新規参入ユーザが入っていくこととなる。
【００６４】
図１４は、本発明の基地局の第１の実施形態を示すブロック図である。
同図は、送信局の構成を示す図である。同図に示すように、それぞれ異なった周波数の信号を生成する送信部５０−１、５０−２、・・・が並列に設けられており、これら送信部５０−１、５０−２、・・・から出力された信号は、電力増幅器４６の手前で合成され、電力増幅器４６によって一括して増幅された後にアンテナ４５から送信されていく。
【００６５】
送信部５０−１、５０−２、・・・は、出力する信号の周波数が異なるのみで、基本的な構成は全て同様であるので、送信部５０−１のみ内部構成を示している。送信部５０−１、５０−２、・・・は、ＣＤＭＡセルラシステムの不図示の管理装置から自周波数に収容されているユーザ数を取得し、これを制御部４９に入力する。また、基地局から送信すべき送信データも送信部５０−１、５０−２、・・・に入力され、この送信データは変調器４８によって変調される。変調された送信データは、デジタル制御型減衰器４７（デジタル制御型には必ずしも限定されない）に入力される。デジタル制御型減衰器４７の減衰量は制御部４９が当該周波数のユーザ数を元に生成した減衰量制御信号によって制御される。送信部５０−１、５０−２、・・・の内、多数ユーザを収容している周波数の減衰量を多く、ユーザ数の少ない周波数の減衰量を小さくすることによって、アンテナ４５からはユーザ数の少ない周波数の信号が大きな強度で送信される。これにより、上記第１〜第８の実施形態の受信装置を備える移動機を使用した場合、ユーザ数の少ない周波数に新規ユーザが多く収容されるようになる。すなわち、トラフィックの小さい周波数側での止まり木チャネルの送信電力をＰｌ、トラフィックの小さい周波数側の止まり木チャネルの送信電力をＰｇとする。このときＰｌ＞Ｐｇとすればサービスエリア内の新規参入ユーザの多くがトラフィックの小さい周波数に参入する確率が高くなる。ＰｌをＰｇに対して十分大きくするならば、新規参入ユーザのほとんどをトラフィックの小さい側のセルに収容することが可能となる。
【００６６】
これは一つの搬送波周波数の止まり木チャネル送信電力を制御している場合のものである。止まり木チャネル送信データは、拡散等の変調操作が行われ、制御部４９により減衰量が制御できる減衰器４７により送信電力が調整された後、電力増幅器４６により電力増幅されて送信される。制御部４９にはセル内の送信ユーザ数がデータとして入力され、これにより減衰器４７の減衰量が決定される。
【００６７】
また、ある基地局で、ある搬送波周波数のセルの止まり木チャネル内共通ショートコードのレベルを十分に下げ、共通ショートコード以外の止まり木チャネルを送信したままにしておけば、新たに、そのセルにユーザは参入できなくなる。もし、この時同一基地局が別の搬送波周波数のセルの止まり木チャネルの共通コード拡散信号電力を前記ある搬送波周波数の拡散信号電力より大きく設定するならば、新規参入ユーザの多数は、共通ショートコードの送信電力の大きい搬送波周波数のセルへ参入してゆく。雑音、干渉などを考慮に入れると完全に１００パーセントの新規参入ユーザが共通ショートコード拡散信号の送信電力が大きい側の搬送波周波数のセルに参入するわけではないが、送信電力差が大きくなるにつれて、次第にこの傾向が強くなる。移動機があるセルへのハンドオーバー時に共通ショートコード拡散信号を必要とするならば、そのセルにハンドオーバーできなくすることが可能である。これらの場合、セル内に既にいるユーザが通信中に止まり木チャネルの報知情報（共通ショートコード以外の信号で拡散されている）を必要とする場合もその情報は常に報知されているので問題はない。
【００６８】
また、これらは、搬送波周波数が異なるセルを物理的に分離して収容している基地局で実現した場合にも使用可能である。たとえば、祭りなどの催しで一時的に特定の地域に移動機が集中することがある。このような場合、既存の基地局の収容能力を超えてしまい、電話がかかりにくいであるとか、通話品質が低下するという問題が起きることが想定される。このような場合に、既存の基地局でユーザ数が一定数に達した場合に、既存の基地局の止まり木チャネルの共通ショートコード拡散電力を最低（できればゼロが望ましい）にして、随時に設置した基地局のショートコード拡散電力を通常のレベルで送信するならば、それ以降に参入するユーザのほとんどが該随時に設定された基地局のセルに参入することになる。このことにより、電話のかかりにくい現象や通話品質の低下を未然に防ぐことが可能である。また、移動機の初期セルサーチ時間が増加しない点は移動機にとって利点である。さらに、この方式は、複数の搬送波周波数を用いながらも、止まり木チャネルが単一周波数に存在するシステムでも有効である。この場合、移動機は単一周波数の初期セルサーチを行うものとなる。
【００６９】
図１５は、本発明の基地局の第２の実施形態を示すブロック図である。
なお、同図においては、基地局が使用する周波数としてｆ１とｆ２のみを仮定しているが、必ずしも使用する周波数は２つに限定されるものではない。
【００７０】
本実施形態は止まり木チャネル内の共通ショートコード拡散信号の送信電力のみを独立に制御するものである。止まり木チャネル内のロングコードマスク部以外のデータは、直交変調器５６−１、５６−２で直交多重され、更にショートコード拡散部５８−１、５８−２において、共通ショートコードで拡散される。ロングコードマスク部において、共通ショートコードはロングコード逆拡散部５７−１、５７−２において、ロングコードで拡散され（ロングコードで逆拡散され）、増幅器ＡＭＰ１、ＡＭＰ２により重み付けされ（増幅され；利得ｇ１、ｇ２）、加算器５９−１、５９−２でショートコード拡散部５８−１、５８−２からの出力データと時間多重される。ここで、加算器５９−１、５９−２は排他論理和をとるものである。そして、時間多重された信号は、ロングコード拡散部６０−１、６０−２において、ロングコードによって拡散された後、周波数変換部６１−１、６１−２で周波数変換される。送信部５５−１は、ロングコードによって拡散された信号を周波数変換部６１−１により周波数ｆ１に周波数変換して出力し、送信部５５−２は、ロングコードによって拡散された信号を周波数変換部６１−２により周波数ｆ２に周波数変換して出力する。該周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号は結合器５４で合成された後、電力増幅器５３で電力増幅された後にアンテナ５２から送信される。
【００７１】
ロングコードマスク部において、共通ショートコードをロングコード逆拡散部５７−１、５７−２でロングコードで逆拡散した後に、ロングコード拡散部６０−１、６０−２においてロングコードで拡散するのは、ロングコードマスク部がロングコードによって拡散されないようにするためである。すなわち、共通ショートコードをロングコードで逆拡散した後、同じロングコードで拡散することによって、ロングコードが打ち消され、共通ショートコードそのものが出力されるようになるのである。
【００７２】
増幅器ＡＭＰ１，ＡＭＰ２の重み付けの利得ｇ１、ｇ２は制御部６２においてセル内ユーザ数によって決定される。セル内のユーザ数は、ＣＤＭＡセルラシステムのユーザ監視機能として設けられるセル内ユーザ数カウント部６３からの通知により取得する。すなわち、セル内のユーザ数の多い周波数の送信部５５−１、５５−２の増幅器ＡＭＰ１，ＡＭＰ２の利得ｇ１、ｇ２は小さく、セル内のユーザ数の少ない周波数の送信部５５−１、５５−２の増幅器ＡＭＰ１，ＡＭＰ２の利得ｇ１、ｇ２は大きくする。直交変調を行わない場合は、図１５の直交変調器５６−１、５６−２は不要である。また、システムにより単一の搬送波周波数にのみ止まり木チャネルを置く場合も１つの送信部のみを用いることで対処できる。
【００７３】
あるいは、ユーザ数ではなく、信号電力対干渉電力比、信号対（干渉電力＋雑音電力）比、干渉電力、あるいは、干渉電力＋雑音電力を用いることも可能である。これらの情報は、公知の技術により計測可能であり、このような場合、ユーザ数の代わりに、これらの情報を制御部６２に入力するようにする。すなわち、セルに収容することのできるユーザ数は、干渉電力や雑音電力の大きさ等により左右されるので、これにより、セルの収容可能ユーザ数を超えることなく、最大限の数のユーザをセルに収容することができるように利得ｇ１、ｇ２を調整することができる。
【００７４】
ＣＤＭＡセルラシステムの送信電力制御用の送信電力対干渉電力比基地局側測定部もしくは干渉電力測定部を本実施形態で用いるものと共通化することにより、ハードウェア・演算量・消費電力を削減することができる。
【００７５】
図１６は、本発明の基地局の第３の実施形態を示すブロック図である。
なお、同図において、図１５と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。本実施形態は、セル内在圏ユーザ数により基地局の各搬送波周波数内の止まり木チャネルの送信電力を制御する、もしくは各搬送波周波数内の止まり木チャネル内共通ショートコードで拡散された信号の基地局送信電力を制御するものである。この場合、潜在的トラフィックも含めた平均トラフィック量により前記送信電力の制御が行われることになる。すなわち、上記第２の実施形態の基地局においては、実際に基地局にアクセスしてきているユーザ数を基に増幅器ＡＭＰ１，ＡＭＰ２の利得ｇ１、ｇ２を決定するようにしていたが、本実施形態においては、自基地局がカバーするセルに存在するユーザ数を基に増幅器ＡＭＰ１，ＡＭＰ２の利得ｇ１、ｇ２を決定するものである。例えば、制御部６２は、在圏ユーザ数から自基地局が収容すべきユーザ数が分かるので、これらのユーザに自基地局が有する周波数チャネルがなるべく効率的に配分されるように増幅器ＡＭＰ１，ＡＭＰ２の利得ｇ１、ｇ２を制御する。例えば、自基地局の有する周波数全てに均等にユーザを収容する場合には、所定時間毎に利得を大きくする増幅器ＡＭＰ１，ＡＭＰ２を切り替えるようにする。これにより、在圏ユーザが利用するチャネルを全ての周波数にほぼ均等に配分することができる。
【００７６】
また、本実施形態の構成では、在圏ユーザ数を把握した後、他の基地局の在圏ユーザ数と比較し、隣の基地局のセルに多くの移動機が存在し、自基地局のセルには少しの移動機しか存在しないという場合に、増幅器ＡＭＰ１，ＡＭＰ２の利得ｇ１、ｇ２をそれぞれ大きくしてやって、隣の基地局のセルに存在する移動機を自基地局に収容するようにしてやる。このようにすることにより、特定の基地局に多くの移動機がアクセスし、収容仕切れなくなるという事態を未然に回避させることができる。
【００７７】
通常、在圏ユーザ数は基地局外のＣＤＭＡセルラシステムの在圏ロケーションレジスタに記憶されているので、そこから読み出す。本実施形態において、通常と異なり、在圏ロケーションレジスタは、各移動機が、どの基地局のエリアにいるかまで把握しているものとする。
【００７８】
ロングコードマスク部以外の部分では、送信データが直交変調器５６−１、５６−２で直交変調され、次にショートコード拡散部５８−１、５８−２で共通ショートコードで拡散された後、ロングコード拡散部６０−１、６０−２で拡散され、周波数変換部６１−１、６１−２でそれぞれの周波数に変換される。そして、周波数変換されたそれぞれの信号は、結合器５４で合成され、電力増幅器５３を介して、アンテナ５２から送信される。ロングコードマスク部では、共通ショートコードがロングコード逆拡散部５７−１、５７−２でロングコードで逆拡散された後、それぞれ、増幅器ＡＭＰ１，ＡＭＰ２により利得ｇ１、ｇ２で増幅され、ショートコード拡散部５８−１、５８−２からのデータと加算器５９−１、５９−２により時間多重され、さらに、ロングコード拡散部６０−１、６０−２で拡散される。そして、周波数変換部６１−１、６１−２でそれぞれの周波数に周波数変換された後、結合器５４で合成され、電力増幅器５３を介してアンテナ５２から送信される。
【００７９】
図１７は、本発明の基地局の第４の実施形態を示すブロック図である。
なお、同図において、図１６と同じ構成要素には同じ参照符号を付してある。本実施形態では、ＣＤＭＡセルラシステムで、上り送信電力のコントロール用に基地局で行う上りの信号対干渉電力比、信号対（干渉電力＋雑音）比、干渉電力、あるいは、「干渉電力＋雑音電力」の測定結果を平均して各周波数の送信部の送信電力の制御に用いるものである。
【００８０】
特に、図１７に示される構成では、共通ショートコードの重みが基地局における「無線回線信号電力対干渉電力比測定値」の周波数毎の平均値に基づいて制御部６２により決定される。このときこの「無線回線信号電力対干渉電力比値」は各々の無線回線の上り送信電力を制御するためにも用いられる。ＳＩＲ測定方法は、既に公知である。ＳＩＲの代わりにＥｂ／ＩＯを測定する構成も可能である。
【００８１】
すなわち、ＣＤＭＡセルラシステムにおける無線回線１ＳＩＲ測定機能６６−１〜無線回線ＮＳＩＲ測定機能６６−Ｎにおいて測定された信号電力対干渉電力比（ＳＩＲ）を平均化部６５により周波数毎に平均し、得られたデータを制御部６２に与える。制御部６２は、平均化部６５から入力される周波数毎の平均化ＳＩＲデータを基に、ＳＩＲ値が悪い周波数の送信部５５の増幅器の増幅利得を小さくし、ＳＩＲ値が良い周波数の増幅利得を大きくするように制御する。これにより、ＳＩＲ値の悪い周波数、すなわち、通信品質の悪い周波数には少しのユーザしか収容されず、ＳＩＲ値の良い周波数に多くのユーザを収容することができるので、全体として良い通信品質のサービスを提供することができる。
【００８２】
本実施形態の他の構成・動作は、上記第２及び第３の実施形態の基地局と同様なので説明を省略する。
また、上記本発明の移動機及び基地局の各実施形態は、単一搬送波周波数のシステムにも適用可能である。移動機は従来の技術に示すように共通ショートコードの受信レベルが最も高いセルを在圏セルとして選択するものとする。単一搬送波周波数において、ある基地局の止まり木チャネルの共通ショートコード拡散信号の電力を周辺基地局の送信電力よりも低く設定するならば、移動機は共通ショートコードの送信電力が高い側の基地局セルに参入するので、特定の基地局への参入を制限できる。逆に、ある基地局の止まり木チャネルの共通ショートコード拡散信号送信電力を周辺基地局よりも高くするならば、その止まり木チャネルへの参入を促進できる。この場合、送信電力を下げられた基地局周辺のユーザの一部は、その基地局の周辺基地局のセルに参入する。本発明の各実施形態の単一搬送波周波数のシステムへの適用方法は、各実施形態の構成において、単一搬送波周波数のみを使用するようにしたものなので詳しい説明は省略する。このようなシステムにおいては、移動機は従来の技術に示される単一周波数でのセルサーチを行えばよい。
【００８３】
なお、上記本発明の第２〜第４の実施形態の基地局において、ロングコード逆拡散部５７−１、５７−２に入力されるコードは、共通ショートコードのみであるかのように簡略化して説明したが、実際には、共通ショートコードとグループショートコードとを合成したものが入力される。
【００８４】
【発明の効果】
本発明によれば、拡散通信システムにおいて、移動機が基地局の最適なチャネルにアクセスすることができると共に、基地局は、移動機の配置状況に従って、移動機がアクセスするチャネルを制御することができるので、通信品質を保ちながら効率的な通信サービスを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の移動機の第１の実施形態を示す図である。
【図２】図１中の整流回路の一例を示す図である。
【図３】本発明の移動機の第２の実施形態を示す図である。
【図４】本発明の移動機の第３の実施形態を示す図である。
【図５】自乗振幅演算回路の構成例を示す図である。
【図６】図４の記憶回路２６に記憶されるデータの記憶形式の一例を示した図である。
【図７】本発明の移動機の第４の実施形態を示す図である。
【図８】本発明の移動機の第５の実施形態を示す図である。
【図９】本発明の移動機の第６の実施形態を示す図である。
【図１０】本発明の移動機の第７の実施形態を示す図（その１）である。
【図１１】本発明の移動機の第７の実施形態を示す図（その２）である。
【図１２】本発明の移動機の第７の実施形態を示す図（その３）である。
【図１３】本発明の移動機の第８の実施形態を示す図である。
【図１４】本発明の基地局の第１の実施形態を示す図である。
【図１５】本発明の基地局の第２の実施形態を示す図である。
【図１６】本発明の基地局の第３の実施形態を示す図である。
【図１７】本発明の基地局の第４の実施形態を示す図である。
【図１８】従来のＣＤＭＡセルラシステムの止まり木チャネルの形式の一例を示す図である。
【符号の説明】
１、２１ 受信回路
２ 整流回路
３、２３−１、２３−２ Ａ／Ｄ変換器
４、３０ 比較器（比較回路）
５、２７、４９ 制御回路（制御部）
６、２６、３６ 記憶回路
７、２０、４５、５２ アンテナ
１０ スイッチ
２２、５６−１、５６−２ 直交復調器
２４−１、２４−２ マッチドフィルタ
２５ 自乗振幅演算回路
２８−１、２８−２ 乗算器
２９、５９−１、５９−２ 加算器
３１ 最大値決定回路
３２ ソート回路
３５ ＣＰＵ
４０ 遅延素子
４６、５３ 電力増幅器
４７ デジタル制御型減衰器
４８ 変調器
５４ 結合器
５５−１、５５−２ 送信部
５７−１、５７−２ ロングコード逆拡散部
５８−１、５８−２ ショートコード拡散部
６０−１、６０−２ ロングコード拡散部
６１−１、６１−２ 周波数変換部
６２ 制御部
６３ セル内ユーザ数カウント部
６５ 平均化部
６６−１〜６６−Ｎ 無線回線１ＳＩＲ測定機能〜無線回線ＮＳＩＲ測定機能[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a DS-CDMA (direct spreading code division multiple access) base station asynchronous cellular system, and more particularly to an initial cell search method for a mobile station and a transmission power control method for a perch channel of a base station combined therewith. It is.
[0002]
[Prior art]
In recent years, downsizing of processors and the like has progressed, and downsizing and popularization of mobile phones and the like have been rapidly progressing. In such a system that accommodates mobile phones, it is necessary to accommodate mobile devices that are constantly moving in appropriate base stations, and a system that can accommodate as many mobile devices as possible with the spread of mobile phones in the future is desired. ing. However, in the case of the conventional frequency division multiplexing system, since the usable frequency band is limited, the number of mobile stations that can be accommodated naturally is also limited. Therefore, at present, CDMA communication, in particular, CDMA communication by the direct diffusion method is in the spotlight. In CDMA communication, a transmission signal is spread-modulated with a different spreading code for each channel accommodated by the base station, and on the receiving side, the spread-modulated signal is despread using the same spreading code as the spreading code used by the base station. By doing so, the transmitted signal is reproduced. In this case, the reception side, that is, the mobile station side, must multiply the received signal by a despreading code (the same spreading code used by the transmission side) at an appropriate timing. Therefore, at the initial stage of communication, it is necessary to determine which channel of which base station is connected, and to obtain the multiplication timing of the despreading code for continuous connection to that channel. That is, it is necessary to perform an initial cell search.
[0003]
An initial cell search is a cell in which a mobile device is located (here, a visited cell is an area where a specific base station can accommodate the mobile device, and the mobile device is in this visited cell) In this case, this particular base station can accommodate this mobile station), which is the first operation to determine when the mobile station is powered on. At this time, the mobile station receives a perch channel transmitted from the base station, and tries to obtain information broadcasted thereby. The perch channel is a channel acquisition channel that is used by the mobile station to identify the despread code of the signal sent from the base station in the initial cell search or to acquire the despread timing. is there.
[0004]
In the system assumed by the present invention to be described later, the perch channel is spread by a short code for synchronously capturing the perch channel and a long code for identifying the channel from the base station. In order to facilitate the search, it is assumed that the long code used for the perch channel is further spread by a group short code indicating which group belongs to the long code among many long codes. . Here, the short code, the group short code, and the long code are all spread codes having their respective uses.
[0005]
Since it is not possible to specify which long code is used in a certain channel in the downlink channel (channel used for communication from the base station to the mobile station) used for normal communication, it is specified as a specific channel (perch channel). Need to be identified by examining the long code. It is also necessary to identify the phase of the long code (timing for despreading when the long code is used for communication).
[0006]
A conventional initial cell search method for a DS-CDMA system using a control channel that uses a different long code for each cell and a short code for synchronization common to all cells is disclosed in JP-A-10-126380. According to this prior art, it is described that an initial cell search for a single frequency carrier signal can be achieved at high speed. As a further development, there is "Fast Cell Search Method Using Long Code Mask in DS-CDMA Base Station Asynchronous Cellular" published in IEICE Technical Report RCS96-122. The format of the perch channel to which these techniques are applied is as shown in FIG.
[0007]
FIG. 18 shows that the signal of the perch channel 100 is transmitted from the left to the right in the figure. The long code specifies the channel accommodated by the base station. When communication is performed using the channel specified by the long code used in a certain base station, this long code is always used during a call. Signals are transmitted and received by spreading and despreading using codes. The perch channel is spread with a long code for that purpose and spread with a common short code common to all base stations for synchronously acquiring the perch channel 100. There is a portion in which the long code is not included in the head portion of the long code spread by the common short code. In addition to the common short code, the long code being used is further spread with a group short code indicating which group of the long code set belongs to the portion where the long code does not exist. .
[0008]
This initial cell search method mainly consists of three stages. This can be summarized as follows.
(First stage) A correlation square amplitude calculation of the received signal and the short code is performed, and an average value of the correlation square amplitude calculation is taken to determine a partner base station that has the maximum received power. At the same time, the slots can be synchronized. Here, the slot synchronization indicates the timing of despreading the short code, group short code, and long code. The correlation square amplitude calculation is to calculate a correlation value for the I signal and the Q signal of the received signal, and then square the correlation value of the I signal and the correlation value of the Q signal obtained by the calculation. And adding. In this operation, when the correlation value of the signal is regarded as a vector on the IQ plane in which the correlation value of the I signal is taken on the horizontal axis and the correlation value of the Q signal is taken on the vertical axis, the square of the length is calculated. It corresponds to that. The reason why the average value of the correlation square amplitude calculation is taken is to suppress the influence of noise included in the correlation value.
(Second stage) Using the slot synchronization timing established in the first stage, a group short code associated with a plurality of long codes is further identified. For identification of the group short code, a method of calculating a correlation value with the received signal using the group short code and determining whether or not a correlation value equal to or greater than a predetermined value is obtained is used. At this stage, long code candidates can be narrowed down.
(Third stage) The long code synchronization and the long code of the perch channel are determined based on the correlation squared amplitude calculation result between the received signal and the long code. The long code is determined by calculating the correlation value with the received signal using both the long code and the common short code, and the long code used for the perch channel when a correlation value equal to or greater than the predetermined value is obtained. It is intended to determine that has been obtained. If it fails, go back to the first stage and try other long code candidates.
[0009]
For details of the conventional initial cell search method, refer to the above-mentioned patent publications or the above technical documents.
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
However, it is impossible to apply this technique to a DS-CDMA cellular system using a perch channel of a multi-carrier frequency signal as it is. This is because in such a system, there are a plurality of perch channels, and an operation of receiving all of them once is always necessary for the initial cell search. The method for solving this problem is not clear in the prior art. In the worst case, when the conventional initial cell search method is sequentially performed for each carrier frequency, the first to third steps may be performed for all of them. In this case, compared with the case of a single carrier frequency. At least a cell search time that is a multiple of the number Nf of carrier frequencies (Nf is the number of downlink carrier frequencies) is required.
[0011]
Further, in the conventional DS-CDMA system, when a large number of mobile devices are gathered in one cell, a situation occurs in which a mobile device having a capacity exceeding one base station tries to access one base station, so that the call quality is deteriorated or a call cannot be made. Such a failure may occur.
[0012]
The subject of this invention is providing the system which can accommodate a subscriber in each base station efficiently in the spreading | diffusion communication system using a some carrier wave frequency.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
The mobile device of the present invention is a mobile device for a spread communication system having a specific channel for establishing synchronization transmitted on carrier waves of a plurality of frequencies, and a specific channel transmitted on a carrier wave of each frequency. Receiving means for receiving each spread signal, measuring means for measuring the intensity or correlation value of the spread signal received by the receiving means, and a signal intensity or correlation value measured by the measuring means for a predetermined threshold value A comparison means for comparing with, a storage means for storing information on the specific channel having a signal strength or correlation value larger than the threshold value, and any one frequency based on the information stored in the storage means And synchronization establishment means for establishing synchronization with respect to.
[0014]
The system of the present invention is a spread communication system having a specific channel for establishing synchronization transmitted on carrier waves of a plurality of frequencies, and a spread signal portion for establishing synchronization in the specific channel at each frequency Of the transmission power of the spread signal portion of any one frequency to be synchronized among the base station having the function of controlling the magnitude of the transmission power of each of the specific channels of each received frequency. And a mobile device having a function of selecting a base station to be accessed according to the size.
[0015]
According to the present invention, even when a communication service using a plurality of frequencies is performed in a spread communication system, a mobile device can select a channel with an appropriate frequency and access a base station.
[0016]
In addition, when transmitting a spread signal of a specific channel for establishing synchronization, the base station can control the frequency at which the mobile device enters by variably controlling the transmission power of the spread signal. Mobile devices can be appropriately allocated to frequencies. In addition, since a certain base station can increase the transmission power compared to other base stations so that mobile stations accessing other base stations can be accommodated in its own base station, a large burden is imposed on only one base station. Mobile devices can be appropriately distributed and distributed to each base station without calling.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of a mobile device of the present invention.
In this embodiment, first, the presence / absence of a carrier wave is determined at all carrier wave frequencies. Then, the strength of the received signal at each carrier frequency is measured and compared with a predetermined threshold value to determine whether or not a usable perch channel exists at each carrier frequency. If it is determined at this stage that there is a perch channel that can only be used for some carrier frequencies, a cell search for that carrier frequency will save time for despreading the frequencies where the required signal itself does not exist. it can.
[0018]
A reception signal received by the antenna 7 is input to the reception circuit 1. The reception circuit 1 has a frequency conversion circuit and a local oscillator (not shown) inside, and the local transmission frequency necessary for the reception circuit 1 to receive a signal is the periodic signal transmitted from the local oscillator. The conversion circuit can change the frequency by converting to a frequency designated by a digital signal input from the outside. The receiving circuit 1 converts the signal received by the antenna 7 into, for example, a baseband signal and outputs it. The signal received by the receiving circuit 1 is an analog signal and is input to the rectifying circuit 2. A switch is provided in the rectifier circuit 2, and the rectifier circuit 2 is turned OFF during the period of the peristaltic channel repetition cycle that is known in advance, and turned ON at the end of the repetition cycle. The charge of the input analog signal stored in the capacitor provided inside is discharged. That is, the analog signal received by the antenna 7 and output from the receiving circuit 1 is integrated by the rectifying circuit 2. By dividing the integrated value output from the rectifier circuit 2 by the integrated time (repetition period of the perch channel), the average value of the signals received during the repetitive period of the perch channel can be obtained. To simplify the configuration, the integral value itself is used. The integrated value output from the rectifier circuit 2 is A / D converted by the A / D converter 3, and the digital signal obtained by the A / D conversion is compared with a predetermined threshold value by the comparator circuit 4. When a digital signal exceeding the threshold is obtained, the output of the comparison circuit 4 becomes “1”. When the signal indicating “1” is input to the storage circuit 6 as a Write (Write-enable) signal, the frequency data input to the reception circuit 1 at this time is stored in the storage circuit 6. This frequency data is supplied from the control circuit 5 to the storage circuit 6 as an Nbf-bit digital signal.
[0019]
The control circuit 5 holds the frequencies of a plurality of perch channels in advance, and designates the frequencies of the perch channels to be subjected to frequency detection for the receiving circuit 1 by the frequency designation data. The receiving circuit 1 receives a perch channel having a frequency designated by the control circuit 5. The receiving circuit 1 converts a signal having a designated frequency into, for example, a baseband signal and outputs the signal to the rectifying circuit 2. The rectifier circuit 2 turns on / off the internal switch using a signal (switching signal) that is given from the control circuit 5 and instructs the repetitive cycle timing of the perch channel, and is input from the receiving circuit 1 during the repetitive cycle. Integrate the signal. As described above, the output of the rectifier circuit 2 is A / D converted by the A / D converter 3 and is input to the comparator circuit 4 as a Nad bit digital signal for comparison with a threshold value. As a result of the comparison, if the numerical value represented by the Nad bit is larger than the threshold value, the Write signal is applied to the storage circuit 6 and the Nbf-bit frequency designation data input from the control circuit 5 is stored.
[0020]
In the control circuit 5, a Read signal is added to the storage circuit 6, the Nbf-bit candidate frequency data is read from the storage circuit 6, set in the reception circuit 1, and cell search is performed.
[0021]
As described above, all of the output of the control circuit 5 and the frequency designation data may be stored in the storage circuit 6 without being compared with the threshold value. Furthermore, the output of the rectifier circuit 2 may be compared with an analog voltage value threshold by an analog comparator, and the comparison result may be used as a write signal of the memory circuit. Further, the candidate frequency data may be selected by comparing the output from the A / D converter 3 with a threshold by a CPU or the like.
[0022]
In the figure, the control circuit 5 acquires candidate frequency data for performing cell search, but the configuration for performing cell search is not shown in the figure. The cell search method is not particularly shown because a conventional technique can be used and a known technique can be used for the hardware configuration. Therefore, in the following description of each embodiment, the cell search method and the hardware configuration for realizing the method are not particularly described.
[0023]
FIG. 2 is a diagram illustrating an example of the rectifier circuit in FIG.
This is a general bridge-type full-wave rectifier circuit 9 to which a switch 10 is added. The signal input from the input terminal 8 is rectified by the bridge 9a and the capacitor 9b. In particular, in the present embodiment, the switch 10 is provided so that the switch 10 is turned off during the perch channel repetition period, and during this time, the charge of the rectified signal is accumulated in the capacitor 9b. The operation of accumulating the charge of the rectified signal in the capacitor 9b corresponds to the integration of the signal described above. In addition, although the example of the full wave rectifier circuit was shown in FIG. 2, you may comprise with a half wave rectifier circuit.
[0024]
FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of the mobile device of the present invention.
In the figure, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals.
In this embodiment, when it is determined that there are signals that can be used for a plurality of carrier frequencies, a cell search is performed for a frequency having the maximum signal strength among the carrier frequencies in which the signals exist. After the above first stage processing is completed, a single frequency cell search is performed in the order of signal strength.
[0025]
That is, the receiving circuit 1 to which the Nbf-bit frequency designation data Nbf bit is input from the control circuit 5 performs frequency conversion on the signal having the frequency specified by this input, and the signal obtained by the conversion is converted into a rectifier circuit. Output to 2. The rectifier circuit 2 rectifies the input signal from the receiver circuit 1 based on the switching signal input from the control circuit 5, and integrates the signal obtained by the rectification for the repetition period of the perch channel. The integration result is input to the A / D converter 3, converted into a digital signal, and then input to the comparison circuit 4 and also to the storage circuit 6 as a Nad bit digital signal. When the comparison result in the comparison circuit 4 indicates that the integral value of the rectifier circuit 2 is larger than the threshold value, the Write signal is input from the comparison circuit 4 to the storage circuit 6 and the Nbf output from the control circuit 5 is output. The bit frequency designation data and the signal value of the Nad bit obtained by digitizing the integral value of the rectifier circuit 2 are stored in the storage circuit 6 in association with each other.
[0026]
The control circuit 5 in FIG. 3 reads out frequency data corresponding to the maximum integrated value data from the storage circuit 6 and performs a cell search for a conventional single frequency. In this case, the control circuit 5 refers to the integral value data stored in the storage circuit 6, searches for the largest integral value data, and acquires the frequency designation data stored corresponding to this. Then, a cell search for a conventional single frequency is performed on the frequency specified by the frequency specifying data. In addition, in the configuration of the figure, a predetermined number of frequency designation data are acquired from the storage circuit 6 from the larger integrated value, in addition to only the frequency data having the maximum integrated value being subject to cell search. A method of performing a conventional cell search for a single frequency for each frequency designation data is also possible. In this way, by selecting a predetermined number of frequencies from the larger integrated value, the processing time can be considerably shortened compared to performing a cell search for all storage frequencies. Description of the conventional cell search method for a single frequency is omitted.
[0027]
FIG. 4 is a block diagram showing a third embodiment of the mobile device of the present invention.
In this embodiment, for all carrier frequencies, the cell search is performed based on the output of the receiving circuit 21 and the timing-correlated square amplitude calculation characteristic of the common short code, based on this data. Here, the timing-correlation square amplitude calculation means obtaining information on the timing of multiplying the demodulated signal by the correlation value and the common short code by a matched filter. The same applies to the following.
[0028]
The reception circuit 21 includes a frequency conversion circuit (not shown), and the local transmission frequency can be set by input data from the outside by this circuit. The receiving circuit 21 generates a signal having a frequency corresponding to the frequency designation data given from the control unit 27, and converts the frequency of the signal received by the antenna 20 using the local transmission signal. For example, an RF band signal received by the antenna 20 is converted into an IF band signal. Next, the signal frequency-converted by the receiving circuit 21 is input to the quadrature demodulator 22 and demodulated into an I signal and a Q signal which are orthogonal signals. The I and Q signals are converted into digital signals by A / D converters 23-1 and 23-2, respectively, and input to matched filters 24-1 and 24-2. A common short code of a perch channel to be searched for cells is input to matched filters 24-1 and 24-2, and each of matched filters 24-1 and 24-2 is digitally converted to the common short code. The correlation value with the I signal and Q signal is calculated and output. The square amplitude calculation circuit 25 outputs a correlation value output from each of the matched filters 24-1 and 24-2 as a complex real number and an imaginary component (for example, a correlation value between a common short code and an I signal as a real component, a common short code and a Q This is a circuit that calculates and outputs the square of the distance from the coordinate origin of the complex value on the complex plane, regarding the correlation value with the signal as an imaginary component). The output of the square amplitude calculation circuit 25 is stored in the storage circuit 26 as a correlation power value together with the frequency designation data output from the control unit 27. Then, the control unit 27 gives a Read signal to the storage circuit 26, reads the stored data from the storage circuit 26, and selects a candidate frequency and a candidate timing from these stored data. Each time the matched filters 24-1 and 24-2 multiply the common short code at different timings to obtain the correlation value, the correlation value is stored in the storage circuit 26. Candidate timing can be known depending on whether data corresponding to is read out.
[0029]
FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of the square amplitude calculation circuit 25.
When correlation values are obtained for each of the I signal and Q signal quadrature demodulated by the quadrature demodulator 22, the correlation values are input as input 1 and input 2 to the multipliers 28-1 and 28-2, respectively. . Input 1 and input 2 are branched and input to multipliers 28-1 and 28-2, respectively. Then, the square values of input 1 and input 2 are calculated by multipliers 28-1 and 28-2, respectively. These square value signals are input to the adder 29 and added. Thus, for example, if the values of input 1 and input 2 are represented by I and Q, respectively, 2 + Q 2 The correlation power value is output.
[0030]
FIG. 6 is a diagram showing an example of a storage format of data stored in the storage circuit 26 of FIG.
The storage circuit 26 in FIG. 4 stores data of each item of correlation power value, candidate timing, and candidate frequency. As a storage format for efficiently storing these data in terms of access and capacity, there is a method shown in FIG. In the figure, the correlation power value is stored in each cell 71 of the two-dimensional table 70. Each row of the table 70 corresponds to each designated frequency f, and each row of the table 70 corresponds to each candidate timing t. The candidate timing t is a timing when the demodulated signal is multiplied by the common short code by the matched filters 24-1 and 24-2. In general, when a spread code is given, the matched filter sequentially outputs correlation values while shifting the multiplication timing of the spread code in synchronization with the clock of the receiving device. Accordingly, by storing the correlation value that is output in the order, the multiplication timing of the spread code, that is, the candidate timing can be specified at the timing of the clock in the receiving apparatus.
[0031]
Therefore, the table 70 stores the correlation power value in the cell at the intersection of the multiplication timing (candidate timing) when the correlation power value is obtained and the designated frequency. By mounting the storage circuit 26 as the table 70, only the correlation power value needs to be stored in the storage circuit 26. The row address at the time of writing / reading the correlation power value for the storage circuit 26 is frequency designation data (candidate frequency), and the column address is the multiplication timing (candidate timing).
[0032]
FIG. 7 is a block diagram showing a fourth embodiment of the mobile device of the present invention.
In the figure, the same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals.
The signal received by the antenna 20 is frequency-modulated to the IF band by the receiving circuit 21 and input to the quadrature demodulator 22. In the quadrature demodulator 22, the signal from the receiving circuit 21 is demodulated into an I signal and a Q signal and input to the A / D converters 23-1 and 23-2, respectively. The I and Q signals converted into digital signals by the A / D converters 23-1 and 23-2 are input to the matched filters 24-1 and 24-2, respectively. -2, the correlation value with the common short code is taken. The correlation values of the I signal and the Q signal output from the matched filters 24-1 and 24-2 are input to the square amplitude calculation circuit 25. As described above, the square amplitude calculation circuit 25 calculates and outputs the square sum (correlation power value) of the correlation value between the common short code of the I signal and the Q signal. The output of the square amplitude calculation circuit 25 is input to the storage circuit 26 and also to the comparison circuit 30. The comparison circuit 30 compares the output (correlation power value) of the square amplitude calculation circuit 25 with a predetermined threshold value. As a result of comparing the output of the square amplitude calculation circuit 25 and the threshold value, when the output of the square amplitude calculation circuit 25 exceeds the threshold value, the output (determination information) of the comparison circuit 30 is “1”. By inputting this as a write signal to the storage circuit 26, only the frequency designation data corresponding to the correlation power value exceeding the threshold and the correlation power value are stored in the storage circuit 26.
[0033]
Further, the control unit 27 inputs the Read signal to the storage circuit 26, reads the correlation power value and the corresponding candidate frequency (frequency designation data) from the storage circuit 26, and correlates the correlation power value (correlation) that is the maximum at each frequency. The timing corresponding to the square amplitude calculation value) is selected, and a conventional single frequency cell search is performed for the candidate frequency corresponding to this timing. Alternatively, the control unit 27 may perform cell search by selecting one frequency of the maximum correlation square amplitude calculation value and the corresponding timing from all the frequencies stored in the storage circuit 26. The slot timing corresponding to the correlation power value (the timing for multiplying the demodulated signal by the common short code) detects the number of correlation values read out of the correlation values sequentially output by the matched filters 24-1 and 24-2. By doing so, it is possible to know from the relationship between the operation of the matched filters 24-1 and 24-2 and the clock in the apparatus.
[0034]
According to the present embodiment, threshold determination is performed, and data related to the frequency of the perch channel that is considered to be valid is stored in the storage circuit 26. Therefore, the capacity of the storage circuit 26 is saved and the subsequent data processing (maximum value selection, sorting) is performed. ) Can be reduced.
[0035]
FIG. 8 is a block diagram showing a fifth embodiment of the mobile device of the present invention.
In the figure, the same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals.
In the present embodiment, the timing corresponding to the data having the maximum square amplitude calculation value is determined for each frequency from the data in the storage circuit 26. The maximum value determination circuit 31 may be realized by software using a CPU. The maximum value determining circuit 31 may be configured to select the timing of the maximum value of the square amplitude calculation value at all frequencies. Further, the maximum value determining circuit 31 calculates the data stored in the storage circuit 26 over a plurality of common short code periods, obtains data averaged over these periods, and determines the averaged data. The maximum value may be determined from the above.
[0036]
The signal received by the antenna 20 is frequency-modulated to the IF band by the receiving circuit 21 and demodulated by the orthogonal demodulator 22. The demodulated I signal and Q signal are converted by A / D converters 23-1 and 23-2, respectively, and then a correlation value with the common short code is calculated by matched filters 24-1 and 24-2. As the correlation values of the I signal and the Q signal, the square amplitude calculation circuit 25 obtains the square amplitude calculation value (correlation power value) of the correlation value of the I signal and the Q signal, and these are stored in the storage circuit 26. In the present embodiment, next, the maximum value determination circuit 31 reads the frequency designation data and the correlation power value in the storage circuit 26 independently of the control unit 27, and the frequency designation data corresponding to the maximum correlation power value. (Candidate frequency) is determined. As described above, there are several methods for determining the maximum correlation power value at this time.
[0037]
When the candidate frequency corresponding to the maximum correlation power value is determined by the maximum value determination circuit 31, the control unit 27 applies the Read signal to the storage circuit 26 and corresponds to the maximum correlation power value from the storage circuit 26. The candidate frequency and candidate timing to be acquired are acquired, and cell search is performed.
[0038]
FIG. 9 is a block diagram showing a sixth embodiment of the mobile device of the present invention.
The same components as those in FIG. 8 are denoted by the same reference numerals.
In the present embodiment, cell search is performed in order from the frequency and timing corresponding to data having a large correlation square amplitude calculation value among timing-correlation square amplitude calculation value data of all frequencies.
[0039]
In the present embodiment, this function may be implemented by software using a CPU having a sort circuit 32 that rearranges data such as candidate frequencies and candidate timings stored in the storage circuit 26 in descending order of squared amplitude calculation values. Also in this embodiment, data such as frequency and timing stored in the storage circuit 26 may be averaged over a plurality of common short code periods, and then the data may be rearranged.
[0040]
The signal received by the antenna 20 is frequency-converted to the IF band by the receiving circuit 21 and demodulated by the orthogonal demodulator 22. The demodulated I signal and Q signal are converted into digital signals by A / D converters 23-1 and 23-2, respectively. And the correlation value is taken. Then, the square amplitude calculation circuit 25 squares the correlation value of the I signal and the Q signal, and calculates the correlation power value (correlation square amplitude calculation value) of the I signal and the Q signal. These are stored in the storage circuit 26 together with the corresponding frequency designation data. The sort circuit 32 searches for the correlation power value stored in the storage circuit 26 and rearranges the data in the storage circuit 26 in descending order of the correlation power value. Alternatively, the frequency in the memory circuit 26 is searched first, and the data in the memory circuit 26 having the same frequency is stored in the descending order of the correlation power value between the groups of data having the same frequency. Rearrange as follows.
[0041]
The control unit 27 acquires candidate frequencies and candidate timings in order from the data with the largest correlation power value from the storage circuit 26 rearranged in this way, and performs cell search.
[0042]
10-12 is a figure which shows 7th Embodiment of the moving apparatus of this invention.
In the present embodiment, signals from a plurality of carriers transmitted from the same base station with the same power have almost the same attenuation characteristics, so that any one of them is considered to be the same, and the maximum correlation square amplitude calculation value is set. Only what you have is used for comparison.
[0043]
FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of the seventh embodiment.
In FIG. 10, the same components as those in FIG. 9 are denoted by the same reference numerals.
[0044]
In the present embodiment, a circuit for sorting stored square amplitude calculation value data and a circuit for estimating and classifying the data for each base station are provided. The functions of sorting and estimated classification are realized by software by the CPU 35, but may be configured by hardware.
[0045]
A signal received by the antenna 20 is frequency-converted to an IF band by a receiving circuit 21 and demodulated into an I signal and a Q signal by an orthogonal demodulator 22. The demodulated signals of the I signal and the Q signal are converted into digital signals by the A / D converters 23-1 and 23-2, respectively, and then input to the matched filters 24-1 and 24-2. The matched filters 24-1 and 24-2 calculate correlation values between the digital I signal and Q signal and the common short code, respectively, and output the calculation results to the square amplitude calculation circuit 25. The square amplitude calculation circuit 25 calculates a square amplitude for each correlation value with the common code of the input I signal and Q signal, and calculates a correlation power value for the I signal and the Q signal. These correlation power values are sent to the CPU 35, and are stored in the storage circuit 36 by the CPU 35 and are subjected to processing described later. Further, the CPU 35 receives the frequency designation data corresponding to the correlation power value stored in the storage circuit 36 from the control unit 27, and stores this data in correspondence with the correlation power value.
[0046]
After performing a predetermined process, the CPU 35 outputs the candidate frequency and candidate timing data to the control unit 27 to perform a cell search.
FIG. 11 is a flowchart for explaining an example of the estimated classification function process executed by the CPU 35 of FIG.
[0047]
In this example, for data at the same timing, only the data having the maximum correlation square amplitude calculation value is left and discarded after that. Note that these processes may be performed after the stored data is averaged a plurality of times at the common short code period.
[0048]
FIG. 12 is a diagram showing an example of arrangement in the data storage circuit 36.
In the storage circuit 36, records composed of data items of “rank”, “frequency data”, “timing (phase)”, and “correlated square amplitude calculation value” are stored in a table format. Each data item is one word, and one record is four words. Since one word of data is stored at one address of the storage circuit 36, each record can be read / written in units of data items.
[0049]
In the storage circuit 36, the storage unit of each record is called an entry. As shown in FIG. 12, the address of the entry storing the first record of the storage circuit 36 is “DataStart”, and the address of the entry storing the last record is “DataEnd”.
[0050]
In such a configuration, in the storage circuit 36, the entries with “DataStart”, “DataStart + 4”, “DataStart + 8”,... “DataEnd” have “rank” “1”, “2” N records of “N” are stored.
[0051]
The estimated classification function process performed by the CPU 35 will be described with reference to FIGS. Note that it is assumed that the records are rearranged in descending order of the correlation square amplitude calculation values as shown in FIG. 12 before the processing in the flowchart of FIG. 11 is executed. This process is also performed by the CPU 35. After the processing of the flowchart of FIG. 11, desired records are arranged in descending order of the correlation square amplitude calculation values at the addresses DataStart to DataEnd + 3 of the storage circuit 36. This is also performed by the CPU 35. It is naturally possible to create data arranged in ascending order.
[0052]
First, it is assumed that records are stored in the storage circuit 36 in the format shown in FIG.
In FIG. 11, first, in step S1, the entry address “DataStart” of the first record of rank “1” stored in the storage circuit 36 is set in the variable X. In the variable Y, the entry address of the next record of rank “2” among the records of FIG. 12 is set. In step S2, it is determined whether the variable X is larger than the variable DataEnd, that is, whether the processing has been performed on the records of all entries. If the determination in step S2 is “Yes”, the processing is completed for the records of all entries, so the processing ends. If the determination is “No” in step S2, since there are records to be processed, the process proceeds to step S4. In step S4, it is determined whether or not the variable Y is larger than the variable DataEnd. This is to determine that the variable Y indicating the entry address of the record to be compared with the record whose entry address is equal to the variable X exceeds DataEnd, that is, there is no more record to be compared in the storage circuit 36. . If the determination in step S4 is “Yes”, since the record to be compared has reached the last entry, the variable X indicating the entry address of the comparison source record is incremented by “4” and the value of the variable Y is updated. Then, the value of the variable X is set to a value larger by “4” (step S3), and the next entry record, that is, the timing process set in the record is started. If the determination is “No” in step S4, the contents of address (X + 2) are loaded into register A and the contents of address (Y + 2) are loaded into register B in step S5. Addresses X and Y respectively indicate the addresses of the entries in FIG. 12, that is, the addresses where the data items of the “order” of each record are stored. “2” is added to the addresses of these entries. The address indicates an address where the data item of “timing” of each record is stored. Therefore, the timing data of each record to be compared is loaded into the registers A and B. In step S6, the contents of (register A-register B) are stored in the register C. In step S7, it is determined whether or not the content of the register C is “0”. That is, it is determined whether or not the timing data of the two records are the same. This is because it is assumed that the signals are transmitted from the same base station, even if the frequencies are different, the timing is the same, and the data at the same timing is from the same base station. Is based on the idea of leaving
[0053]
If the determination is “No” in step S7, it is not a signal from the same base station. Therefore, the process proceeds to step S14, and the entry address of the record to be compared is changed to the next entry address. Returning to FIG. If the determination is “Yes” in step S7, it means that the timing data of the two records are the same, so it is a signal from the same base station and only one of them needs to be left. Determination is made and the process proceeds to step S8. In step S8, the contents of address X + 3 are loaded into register A, and the contents of address Y + 3 are loaded into register B. In step S9, the value of (register B-register A) is stored in the register C. In step S10, it is determined whether or not the register C is larger than “0”. This is to determine which one of the records of the two entry addresses X and Y has a larger correlation square amplitude calculation value. In other words, it is based on the view that it is sufficient to store the larger correlation square amplitude calculation value for signals from the same base station.
[0054]
If the determination in step S10 is “No”, the record of the comparison source entry address X has a larger correlation square amplitude calculation value, so the record that is the comparison partner is changed. That is, the process proceeds to step S14, where Y = Y + 4, and the value of the variable Y is increased by “4” in order to read the record of the next entry from the storage circuit 36. And it returns to step S4 and repeats the said process. If the content of the register C is larger than “0” in step S10, the comparison partner has a larger correlation square amplitude calculation value, so in step S11, the records in the addresses X to X + 3 are stored in the address Y. Rewrite to record of Y ~ 3. As a result, the record originally stored in the addresses X to X + 3 is overwritten and deleted. Next, in step S12, the record after address Y + 4 is moved to address Y and later. That is, since the record at the previous address X to X + 3 is erased, the storage position of the record after the address Y in the storage circuit 36 is incremented by one entry, and the address Y to Y + 3 moved to the address X to X + 3 Is overwritten so that the same record is not duplicated. In step S13, "4" is subtracted from the variable DataEnd indicating the final entry address of the latest stored record, the process in step S14 is performed, and the process returns to step S4 and the above process is repeated. The processing in step S13 is performed by overwriting and erasing the record that originally existed at addresses X to X + 3, and in step S12, the storage position of the record after address Y has been incremented by one entry. Correspondingly, the last entry address of the record is also advanced.
[0055]
By the above processing, the processing is sequentially performed in which only the record having the maximum correlation square amplitude calculation value is left in order from the data (record) at the timing when the correlation square amplitude calculation value is large, and the other records are deleted. Finally, in the storage circuit 36, only the record in which the maximum correlation square amplitude calculation value is set for the data at each timing is stored. These records are stored in descending order of the maximum correlation square amplitude calculation value.
[0056]
In the example shown in FIG. 12, only the record whose entry address is “DataStart” is left for the record whose timing is “50”, and the records whose other entry addresses are “DataStart + 4” and “DataStart + 8” are deleted. . For the record with timing “75”, only the record with the entry address “DataStart + 12” is left, and the other records are deleted. Then, the record stored in the entry of the entry address “DataStart + 12” is stored in the entry of the entry address “DataStart + 4”. In each entry after the entry address “DataStart + 8”, a record in which the maximum correlation square amplitude calculation value at each timing (not shown) other than the above is set is moved up and stored.
[0057]
Note that the processing shown in the above flowchart is an example, and there can be a plurality of methods for determining whether or not the records registered in the storage circuit 36 are records related to signals from the same base station. For example, when deleting a record related to a signal from the same base station, a record of an arbitrary entry may be deleted using a random number without leaving a large correlation square amplitude calculation value.
[0058]
FIG. 13 is a block diagram showing an eighth embodiment of the mobile device of the present invention.
In the figure, the same components as those in FIG. 10 are denoted by the same reference numerals.
This embodiment is a configuration for easily realizing the function of the seventh embodiment on the mobile station side. That is, in the seventh embodiment, processing is performed by estimating that signals transmitted from the same base station have the same timing even if the frequencies are different. However, in reality, it is conceivable that the timing is different for each frequency even in the same base station. In this embodiment, each base station transmits the common short code phase of the long code mask symbol part of the perch channel of each carrier frequency by shifting by a constant value common to all base stations (giving a delay between the frequencies). Assume that The long code mask symbol portion is a portion 103 spread by the common short code and group short code of the perch channel 100 shown in FIG. This portion 103 is called in this way because it is not spread by the long code and is masked by the long code.
[0059]
In such a system, since the amount of delay given between frequencies is constant in all base stations, the amount of delay to be given to the signal of the received frequency can be determined by determining which frequency is received. it can.
[0060]
A signal received by the antenna 20 is received by the receiving circuit 21. The control unit 27 gives frequency designation data to the receiving circuit 21 to convert a signal having a specific frequency into an IF band. The signal converted to the IF band is input to the quadrature demodulator 22 and demodulated into an I signal and a Q signal. Next, the I signal and the Q signal are converted into digital signals by the A / D converters 23-1 and 23-2, respectively, and then input to the matched filters 24-1 and 24-2, respectively. The digital I signal and Q signal are correlated with the common short code by matched filters 24-1 and 24-2, respectively, and then the square amplitude calculation circuit 25 calculates the correlation power value of the correlation value. Whether or not the frequency designation data is output from the control unit 27 to the switches SW1 and SW2, and whether or not the output from the correlation square circuit 25 is input to the delay element 40 at the frequency specified by the frequency designation data by the switches SW1 and SW2. Is decided. Since the delay amount given between the carrier frequencies is determined to be a constant value in all base stations, the most delayed carrier frequency signal is input to the CPU 35 without passing through the delay element 40. Correlation values for signals of other carrier frequencies are input to the delay element 40 by switching the switches SW1 and SW2, so that the delay amount is canceled. The frequency designation data output from the control circuit 27 is also input to the delay element 40. The delay element 40 indicates how much the carrier frequency signal currently selected is delayed from the most delayed carrier frequency signal. To be determined. Based on this determination, the delay element 40 changes the input timing of the correlation power value output from the square amplitude calculation circuit 25 to the CPU 35, and the delay amount between the delay element 40 and the signal having the most delayed carrier frequency is “0”. Adjust to "". Further, frequency designation data is input from the control unit 27 to the CPU 35, and a record as shown in FIG. 12 is stored in the storage circuit 36 as in the above-described embodiment.
[0061]
In this way, the input timing of the correlation power value of each carrier frequency signal input to the CPU 35 cancels out the delay amount for each carrier frequency, so the correlation power value of the signals output from the same base station The input timings to the CPU 35 are all the same even if the carrier frequency is different. Therefore, as described in the seventh embodiment, when processing the data stored in the storage circuit 36, the input timing to the CPU 35 of the correlation power value of the signal transmitted from the same base station is the same. Data processing based on inference can be used. That is, if the configuration of the present embodiment is used, even if a signal transmitted from one base station has a different timing for each carrier frequency, the processing of the flowchart of FIG. 11 can be applied as it is. It becomes.
[0062]
Then, the CPU 35 passes the candidate frequency and candidate timing of the perch channel to the control unit 27 to perform cell search.
In this embodiment, the delay between the frequencies is corrected using the switches SW1 and SW2 and the delay element 40. However, the present invention is not necessarily limited to this configuration, and the CPU 35 temporarily stores the correlation power value in the memory circuit. After the data is stored in 36, a process for correcting the data delay amount may be performed by software processing of the CPU 35.
[0063]
Incidentally, the delay amount (offset chip amount) includes “0”, that is, a delay amount that is not delayed (offset) at all.
The embodiment described below combines the mobile station / cellular system according to the embodiments described so far with a base station function having a function of grasping the traffic congestion in the cell, and a frequency with a high traffic and a frequency with a low traffic. By changing the transmission power, the entry of new users to frequencies with high traffic is suppressed, and entry into frequencies with low traffic is promoted. Further, in the CDMA cellular system, since the interference power between the channels determines the user capacity, it can be used to suppress new entry when the interference power in the cell becomes a certain level or more. If you manage multiple frequency cells in the same base station, and if you suppress new entrants in one frequency cell, new entrants will naturally enter cells in other frequencies that are not suppressed. It becomes.
[0064]
FIG. 14 is a block diagram showing a first embodiment of the base station of the present invention.
The figure shows the configuration of the transmitting station. As shown in the figure, transmitters 50-1, 50-2,... That generate signals of different frequencies are provided in parallel, and these transmitters 50-1, 50-2,. The signals output from the signal are combined before the power amplifier 46, amplified together by the power amplifier 46, and transmitted from the antenna 45.
[0065]
The transmitting units 50-1, 50-2,... Only differ in the frequency of the signals to be output, and all the basic configurations are the same. Therefore, only the transmitting unit 50-1 shows the internal configuration. Transmitters 50-1, 50-2,... Acquire the number of users accommodated in their own frequency from a management device (not shown) of the CDMA cellular system, and input this to the control unit 49. Transmission data to be transmitted from the base station is also input to the transmission units 50-1, 50-2,..., And the transmission data is modulated by the modulator 48. The modulated transmission data is input to a digitally controlled attenuator 47 (not necessarily limited to the digitally controlled type). The attenuation amount of the digitally controlled attenuator 47 is controlled by an attenuation amount control signal generated by the control unit 49 based on the number of users of the frequency. Among the transmission units 50-1, 50-2,..., The number of users from the antenna 45 is reduced by increasing the attenuation amount of the frequency accommodating a large number of users and decreasing the attenuation amount of the frequency having a small number of users. A signal having a low frequency is transmitted with a high intensity. As a result, when a mobile device including the receiving device of the first to eighth embodiments is used, a large number of new users are accommodated in a frequency with a small number of users. That is, the transmission power of the perch channel on the low-traffic frequency side is Pl, and the transmission power of the perch channel on the low-traffic frequency side is Pg. At this time, if Pl> Pg, the probability that many of the newly entered users in the service area will enter a frequency with low traffic increases. If Pl is made sufficiently large with respect to Pg, it becomes possible to accommodate most of the new entrants in the cell on the side with smaller traffic.
[0066]
This is the case where the perch channel transmission power of one carrier frequency is controlled. The perch channel transmission data is subjected to a modulation operation such as spreading, the transmission power is adjusted by an attenuator 47 whose amount of attenuation can be controlled by the control unit 49, and then the power is amplified by the power amplifier 46 and transmitted. The control unit 49 receives the number of transmission users in the cell as data, and thereby determines the attenuation amount of the attenuator 47.
[0067]
In addition, if a base station sufficiently lowers the level of the common short code in the perch channel of a cell at a certain carrier frequency and keeps transmitting the perch channel other than the common short code, it will be newly added to that cell. Users cannot enter. In this case, if the same base station sets the common code spread signal power of the perch channel of a cell having a different carrier frequency to be larger than the spread signal power of the certain carrier frequency, a large number of newly entered users may share a common short code. Enter the cell of the carrier frequency with large transmission power. Taking into account noise, interference, etc., 100% of new entrants do not enter the cell of the carrier frequency on the side where the transmission power of the common short code spread signal is larger, but as the transmission power difference increases, This tendency becomes stronger gradually. If a mobile device requires a common short code spreading signal when handing over to a cell, it is possible to disable handover to that cell. In these cases, even if a user who is already in the cell needs the perch channel broadcast information (spread by a signal other than the common short code) during communication, the information is always broadcast, so the problem is Absent.
[0068]
These can also be used when implemented in a base station that physically separates and accommodates cells having different carrier frequencies. For example, there may be a temporary concentration of mobile devices in a specific area during festivals. In such a case, it is assumed that the capacity of the existing base station will be exceeded and problems such as difficulty in making a call or deterioration in call quality will occur. In such a case, when the number of users in the existing base station reaches a certain number, the common short code spread power of the perch channel of the existing base station is minimized (preferably zero if possible) and installed as needed. If the short code spread power of the base station is transmitted at a normal level, most of the users who enter after that will enter the cell of the base station set at any time. As a result, it is possible to prevent the phenomenon that it is difficult to make a call and the deterioration of the call quality. Also, the fact that the initial cell search time of the mobile device does not increase is an advantage for the mobile device. Furthermore, this scheme is also effective in a system in which a perch channel exists at a single frequency while using a plurality of carrier frequencies. In this case, the mobile station performs a single frequency initial cell search.
[0069]
FIG. 15 is a block diagram showing a second embodiment of the base station of the present invention.
In the figure, only f1 and f2 are assumed as frequencies used by the base station, but the frequencies used are not necessarily limited to two.
[0070]
In this embodiment, only the transmission power of the common short code spread signal in the perch channel is controlled independently. Data other than the long code mask portion in the perch channel is orthogonally multiplexed by the orthogonal modulators 56-1 and 56-2, and further spread by the common short code in the short code spreading portions 58-1 and 58-2. . In the long code mask unit, the common short code is spread with the long code (long code is despread) in the long code despreading units 57-1 and 57-2, and is weighted (amplified; gain) by the amplifiers AMP1 and AMP2. g1, g2) and adders 59-1, 59-2 are time-multiplexed with the output data from the short code spreading sections 58-1, 58-2. Here, the adders 59-1 and 59-2 take exclusive OR. The time-multiplexed signals are spread by the long code in the long code spreading units 60-1 and 60-2, and then frequency-converted by the frequency converting units 61-1 and 61-2. The transmission unit 55-1 frequency-converts the signal spread by the long code to the frequency f1 by the frequency conversion unit 61-1, and outputs the signal. The transmission unit 55-2 converts the signal spread by the long code to the frequency conversion unit. The frequency is converted to the frequency f2 by 61-2 and output. The signal having the frequency f1 and the signal having the frequency f2 are combined by the coupler 54, then amplified by the power amplifier 53, and then transmitted from the antenna 52.
[0071]
In the long code masking unit, after the common short code is despread with the long code by the long code despreading units 57-1 and 57-2, the long code spreading unit 60-1 and 60-2 spreads with the long code. This is to prevent the long code mask portion from being spread by the long code. That is, after the common short code is despread with the long code and then spread with the same long code, the long code is canceled and the common short code itself is output.
[0072]
The weighting gains g1 and g2 of the amplifiers AMP1 and AMP2 are determined by the control unit 62 based on the number of users in the cell. The number of users in the cell is acquired by notification from the in-cell user number counting unit 63 provided as a user monitoring function of the CDMA cellular system. That is, the gains g1 and g2 of the amplifiers AMP1 and AMP2 of the frequency transmitters 55-1 and 55-2 having a large number of users in the cell are small and the frequency transmitters 55-1 and 55- having a small number of users in the cell are small. The gains g1 and g2 of the two amplifiers AMP1 and AMP2 are increased. When quadrature modulation is not performed, the quadrature modulators 56-1 and 56-2 in FIG. 15 are not necessary. Further, even when a perch channel is placed only on a single carrier frequency depending on the system, it can be dealt with by using only one transmitter.
[0073]
Alternatively, instead of the number of users, a signal power to interference power ratio, a signal to (interference power + noise power) ratio, interference power, or interference power + noise power can be used. These pieces of information can be measured by a known technique. In such a case, these pieces of information are input to the control unit 62 instead of the number of users. That is, the number of users that can be accommodated in a cell depends on the magnitude of interference power, noise power, etc., so that the maximum number of users can be allocated to a cell without exceeding the number of users that can be accommodated in the cell. The gains g1 and g2 can be adjusted so that they can be accommodated.
[0074]
Transmission power to interference power ratio for transmission power control of a CDMA cellular system The base station side measurement unit or interference power measurement unit is shared with that used in this embodiment, thereby reducing hardware, computation amount, and power consumption. be able to.
[0075]
FIG. 16 is a block diagram showing a third embodiment of the base station of the present invention.
In the figure, the same components as those in FIG. 15 are denoted by the same reference numerals. This embodiment controls the transmission power of the perch channel in each carrier frequency of the base station according to the number of users in the cell, or the base station of the signal spread by the common short code in the perch channel in each carrier frequency The transmission power is controlled. In this case, the transmission power is controlled by the average traffic amount including the potential traffic. That is, in the base station of the second embodiment, the gains g1 and g2 of the amplifiers AMP1 and AMP2 are determined based on the number of users actually accessing the base station. Determines the gains g1 and g2 of the amplifiers AMP1 and AMP2 based on the number of users existing in the cell covered by the base station. For example, since the control unit 62 knows the number of users to be accommodated by the own base station from the number of users in the area, the amplifiers AMP1, AMP2 so that the frequency channels of the own base station are allocated to these users as efficiently as possible. The gains g1 and g2 are controlled. For example, when the users are equally accommodated in all the frequencies of the own base station, the amplifiers AMP1 and AMP2 that increase the gain are switched every predetermined time. Thereby, the channel used by the user in the service area can be distributed almost evenly to all the frequencies.
[0076]
In the configuration of this embodiment, after grasping the number of users in the area, compared to the number of users in other base stations, there are many mobile devices in the cell of the adjacent base station, When there are only a few mobile devices in the cell, the gains g1 and g2 of the amplifiers AMP1 and AMP2 are increased to accommodate the mobile devices existing in the cell of the adjacent base station in the own base station. . By doing so, it is possible to avoid a situation in which a large number of mobile devices access a specific base station and become unable to partition.
[0077]
Usually, the number of users in the area is stored in the area location register of the CDMA cellular system outside the base station, and is read from there. In the present embodiment, unlike the normal case, it is assumed that the located location register keeps track of which base station area each mobile device is in.
[0078]
In parts other than the long code mask part, transmission data is orthogonally modulated by the orthogonal modulators 56-1 and 56-2, and then spread by the common short code by the short code spreading parts 58-1 and 58-2. It is spread by long code spreading sections 60-1 and 60-2, and converted to respective frequencies by frequency converting sections 61-1 and 61-2. The frequency-converted signals are combined by a coupler 54 and transmitted from an antenna 52 via a power amplifier 53. In the long code mask unit, the common short code is despread with the long code by the long code despreading units 57-1 and 57-2, and then amplified by the amplifiers AMP1 and AMP2 with gains g1 and g2, respectively. The data from the units 58-1 and 58-2 are time-multiplexed by the adders 59-1 and 59-2, and further spread by the long code spreading units 60-1 and 60-2. Then, the frequency conversion units 61-1 and 61-2 perform frequency conversion to the respective frequencies, and then combine them by the coupler 54 and transmit from the antenna 52 via the power amplifier 53.
[0079]
FIG. 17 is a block diagram showing a fourth embodiment of the base station of the present invention.
In the figure, the same components as those in FIG. 16 are denoted by the same reference numerals. In this embodiment, in a CDMA cellular system, an uplink signal-to-interference power ratio, a signal-to- (interference power + noise) ratio, interference power, or “interference power + noise power” performed at the base station for controlling uplink transmission power. The measurement results are averaged and used to control the transmission power of the transmission unit of each frequency.
[0080]
In particular, in the configuration shown in FIG. 17, the weight of the common short code is determined by the control unit 62 based on the average value for each frequency of the “measurement value of radio channel signal power to interference power ratio” in the base station. At this time, the “radio channel signal power to interference power ratio value” is also used to control the uplink transmission power of each radio channel. SIR measurement methods are already known. A configuration for measuring Eb / IO instead of SIR is also possible.
[0081]
That is, the signal power-to-interference power ratio (SIR) measured in the radio channel 1 SIR measurement function 66-1 to the radio channel NSIR measurement function 66 -N in the CDMA cellular system is obtained by averaging for each frequency by the averaging unit 65. The data is provided to the control unit 62. Based on the averaged SIR data for each frequency input from the averaging unit 65, the control unit 62 reduces the amplification gain of the amplifier of the transmission unit 55 having a bad SIR value, and the amplification gain of the frequency having a good SIR value. Is controlled to increase. As a result, only a small number of users can be accommodated in a frequency with a poor SIR value, that is, a frequency with a poor communication quality, and a large number of users can be accommodated in a frequency with a good SIR value. Can be provided.
[0082]
Other configurations and operations of the present embodiment are the same as those of the base stations of the second and third embodiments, and thus description thereof is omitted.
The embodiments of the mobile device and the base station of the present invention are also applicable to a single carrier frequency system. Assume that the mobile device selects a cell having the highest common short code reception level as a serving cell, as shown in the prior art. If the power of the common short code spread signal of the perch channel of a certain base station is set lower than the transmission power of the neighboring base stations at a single carrier frequency, the mobile station Since entering a station cell, entry to a specific base station can be restricted. Conversely, if the common short code spread signal transmission power of a perch channel of a certain base station is made higher than that of neighboring base stations, entry into that perch channel can be promoted. In this case, some of the users around the base station whose transmission power has been reduced enter the cell of the base station around the base station. Since the method of applying each embodiment of the present invention to the system of single carrier frequency uses only the single carrier frequency in the configuration of each embodiment, detailed description is omitted. In such a system, the mobile station may perform a cell search at a single frequency as shown in the prior art.
[0083]
In the base stations according to the second to fourth embodiments of the present invention, the codes input to the long code despreading units 57-1 and 57-2 are simplified as if they are only common short codes. In practice, however, a combination of a common short code and a group short code is input.
[0084]
【The invention's effect】
According to the present invention, in a spread communication system, a mobile station can access an optimum channel of a base station, and the base station can control a channel accessed by the mobile station according to the arrangement state of the mobile station. Therefore, it is possible to provide an efficient communication service while maintaining communication quality.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a first embodiment of a mobile device of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a rectifier circuit in FIG. 1;
FIG. 3 is a diagram showing a second embodiment of the mobile device of the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing a third embodiment of the mobile device of the present invention.
FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of a square amplitude calculation circuit.
6 is a diagram showing an example of a storage format of data stored in the storage circuit 26 of FIG. 4;
FIG. 7 is a diagram showing a fourth embodiment of the mobile device of the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing a fifth embodiment of a mobile device of the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing a sixth embodiment of the mobile device of the present invention.
FIG. 10 is a diagram (No. 1) showing a seventh embodiment of the mobile device of the present invention;
FIG. 11 is a view (No. 2) showing the seventh embodiment of the mobile device of the present invention.
FIG. 12 is a view (No. 3) showing the seventh embodiment of the mobile device of the present invention.
FIG. 13 is a diagram showing an eighth embodiment of a mobile device of the present invention.
FIG. 14 is a diagram illustrating a first embodiment of a base station of the present invention.
FIG. 15 is a diagram illustrating a second embodiment of the base station of the present invention.
FIG. 16 is a diagram illustrating a third embodiment of the base station of the present invention.
FIG. 17 is a diagram illustrating a fourth embodiment of the base station of the present invention.
FIG. 18 is a diagram illustrating an example of a format of a perch channel in a conventional CDMA cellular system.
[Explanation of symbols]
1,21 Receiver circuit
2 Rectifier circuit
3, 23-1, 23-2 A / D converter
4, 30 comparator (comparison circuit)
5, 27, 49 Control circuit (control unit)
6, 26, 36 Memory circuit
7, 20, 45, 52 Antenna
10 switch
22, 56-1, 56-2 Quadrature demodulator
24-1, 24-2 Matched filter
25 Square amplitude calculation circuit
28-1, 28-2 multiplier
29, 59-1, 59-2 Adder
31 Maximum value determination circuit
32 Sort circuit
35 CPU
40 delay elements
46, 53 Power amplifier
47 Digitally controlled attenuator
48 modulator
54 coupler
55-1 and 55-2 transmitters
57-1, 57-2 Long code despreading unit
58-1, 58-2 Short code diffusion section
60-1, 60-2 Long code spreader
61-1, 61-2 Frequency converter
62 Control unit
63 In-cell user count section
65 Averaging part
66-1 to 66-N Wireless Line 1 SIR Measurement Function to Wireless Line NSIR Measurement Function

Claims (11)

複数の周波数の搬送波にのせられて送信される同期確立用の特定のチャネルを有する拡散通信システム用移動機において、
各周波数の搬送波にのせられて送信される特定のチャネルの拡散信号をそれぞれ受信する受信手段と、
該受信手段によって受信された拡散信号の強度あるいは相関値を測定する測定手段と、
該測定手段により測定された信号強度あるいは相関値を予め定められた閾値と比較する比較手段と、
該閾値よりも大きな信号強度あるいは相関値を有する該特定のチャネルに関する情報を記憶する記憶手段と、
該記憶手段に記憶された該情報に基づいて、いずれか１つの周波数に対して同期確立を行う同期確立手段と、
を備えることを特徴とする移動機。In a mobile device for a spread communication system having a specific channel for establishing synchronization transmitted on carrier waves of a plurality of frequencies,
Receiving means for respectively receiving a spread signal of a specific channel transmitted on a carrier wave of each frequency;
Measuring means for measuring the intensity or correlation value of the spread signal received by the receiving means;
Comparing means for comparing the signal intensity or correlation value measured by the measuring means with a predetermined threshold;
Storage means for storing information relating to the particular channel having a signal strength or correlation value greater than the threshold;
Synchronization establishment means for establishing synchronization with respect to any one frequency based on the information stored in the storage means;
A mobile device comprising: 前記同期確立手段は、該測定手段によって測定された信号強度が最大となる搬送波周波数についてのみ同期確立を行うことを特徴とする請求項１に記載の移動機。2. The mobile device according to claim 1, wherein the synchronization establishment unit establishes synchronization only for a carrier frequency at which the signal intensity measured by the measurement unit is maximized. 前記同期確立手段は、該測定手段によって測定された信号強度が大きい順に各搬送波周波数の前記特定のチャネルの拡散信号に対し同期確立を順次行うことを特徴とする請求項１に記載の移動機。2. The mobile device according to claim 1, wherein the synchronization establishing unit sequentially performs synchronization establishment on the spread signal of the specific channel of each carrier frequency in descending order of the signal intensity measured by the measuring unit. 前記受信手段は、前記複数の周波数の搬送波の内の１つの周波数の搬送波にのせられた受信拡散信号を直交復調し、
前記測定手段は、該直交復調された拡散信号に対して測定された相関値の自乗振幅演算値を算出して、タイミング−相関自乗振幅演算値データを作成し、
前記比較手段は、該相関自乗振幅演算値を前記閾値と比較することを特徴とする請求項１に記載の移動機。The receiving means orthogonally demodulates a received spread signal carried on one of the plurality of frequency carriers;
The measurement means calculates a square amplitude calculation value of a correlation value measured for the orthogonal demodulated spread signal, and creates timing-correlation square amplitude calculation value data,
The mobile device according to claim 1, wherein the comparison unit compares the correlation square amplitude calculation value with the threshold value. 前記記憶手段は、前記比較手段の比較結果に基づいて、前記閾値を超えたタイミング−相関自乗振幅演算値データのみを記憶することを特徴とする請求項４に記載の移動機。The mobile device according to claim 4, wherein the storage unit stores only timing-correlation square amplitude calculation value data exceeding the threshold value based on a comparison result of the comparison unit. 各搬送波周波数のタイミング−相関自乗振幅演算値データの中から最大の相関自乗振幅演算値を有するタイミング−相関自乗振幅演算データを選択する選択手段を更に備えることを特徴とする請求項４または５に記載の移動機。6. The method according to claim 4, further comprising selection means for selecting timing-correlation square amplitude calculation data having a maximum correlation square amplitude calculation value from timing-correlation square amplitude calculation value data of each carrier frequency. The mobile device described. 前記測定手段によって作成された全ての搬送波周波数のタイミング−相関自乗振幅演算値データを、相関自乗振幅演算値の降順に並び替えるソート手段を更に備えることを特徴とする請求項４に記載の移動機。5. The mobile device according to claim 4, further comprising sorting means for rearranging timing-correlated square amplitude calculation value data of all carrier frequencies generated by the measurement means in descending order of correlation square amplitude calculation values. . 各搬送波周波数について同一タイミングの複数のタイミング−相関自乗振幅演算値データがあるとき、それら複数のタイミング−自乗振幅演算値データを同一基地局から送信されたものとして分類する分類手段と、該分類手段によって分類された各基地局の拡散信号に対応するタイミング−自乗振幅演算値データの中から、自乗振幅演算値の最も高いデータのみを選択する選択手段を更に備え、前記同期確立手段は、該選択手段によって選択されたデータのみを同期確立に使用することを特徴とする請求項４に記載の移動機。Classification means for classifying the plurality of timing-square amplitude calculation value data as transmitted from the same base station when there is a plurality of timing-correlation square calculation value data of the same timing for each carrier frequency, and the classification means Further comprising selection means for selecting only data having the highest squared amplitude calculation value from the timing-square amplitude calculation value data corresponding to the spread signal of each base station classified by the above-mentioned synchronization establishment means, 5. The mobile device according to claim 4, wherein only data selected by the means is used for establishing synchronization. 前記測定手段によって作成された全ての搬送波周波数のタイミング−相関自乗振幅演算値データを、相関自乗振幅演算値の降順に並び替えるソート手段を更に備え、
前記分類手段は、該ソート手段のソート結果を基に、前記分類を行うことを特徴とする請求項８に記載の移動機。Sorting means for rearranging the timing-correlated square amplitude calculation value data of all carrier frequencies created by the measurement means in descending order of the correlation square amplitude calculation value,
The mobile device according to claim 8, wherein the classification unit performs the classification based on a sorting result of the sorting unit. 前記複数の周波数の搬送波にのせられて送信されてくる前記特定のチャネルの拡散信号の受信タイミングが、それぞれ所定のタイミングだけずれており、
前記移動機は、前記測定手段からの出力を各周波数毎に該所定のタイミングだけ遅延させて出力する遅延手段と、
該遅延手段を制御して、前記記憶手段に、該複数の周波数の搬送波にのせられて送信される前記特定のチャネルの拡散信号の受信タイミングを相殺されたタイミング−相関自乗演算値データを記憶させる制御手段と、
該記憶手段に記憶されているタイミング−相関自乗演算値データが同じタイミングを示している場合に、同一の基地局から送信された信号であると判断する判断手段とを更に備えることを特徴とする請求項８に記載の移動機。The reception timing of the spread signal of the specific channel transmitted on the carrier waves of the plurality of frequencies is shifted by a predetermined timing,
The mobile device delays the output from the measuring means by the predetermined timing for each frequency, and outputs the delay means;
By controlling the delay means, the storage means stores timing-correlation square calculation value data in which the reception timing of the spread signal of the specific channel transmitted on the carrier waves of the plurality of frequencies is canceled. Control means;
And determining means for determining that the signals are transmitted from the same base station when the timing-correlated square calculation value data stored in the storage means indicate the same timing. The mobile device according to claim 8. 複数の周波数の搬送波にのせられて送信される同期確立用の特定のチャネルを有する拡散通信システムであって、
各周波数における該特定のチャネル中の同期確立用の拡散信号部分の送信電力の大きさをそれそれ制御する機能を備える基地局と、
受信される各周波数の該特定のチャネル中のうち、同期を確立すべきいずれか１つの周波数の拡散信号部分の送信電力の大きさに応じてアクセスする基地局を選択する機能を有する移動機と、
を備えることを特徴とする拡散通信システム。A spread communication system having a specific channel for establishing synchronization transmitted on carrier waves of a plurality of frequencies,
A base station having a function to control the magnitude of the transmission power of the spread signal portion for establishing synchronization in the specific channel at each frequency;
A mobile device having a function of selecting a base station to be accessed according to the magnitude of the transmission power of the spread signal portion of any one frequency among the specific channels of each frequency to be received; ,
A diffusion communication system comprising:
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