JP3582034B2

JP3582034B2 - Infrared imaging device amplifier

Info

Publication number: JP3582034B2
Application number: JP06072796A
Authority: JP
Inventors: 正広青田; 俊一土屋; 智三上; 和義壺阪; 隆敏近藤
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1996-03-18
Filing date: 1996-03-18
Publication date: 2004-10-27
Anticipated expiration: 2016-03-18
Also published as: JPH09252432A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、観測対象物の赤外線画像を撮像する赤外線撮像装置の増幅装置に関する。
赤外線撮像装置は、単一又は一次元配列の赤外線検知器を有し、機械的或いは光学的に走査して、観測対象物からの赤外線を検知し、観測対象物の形状，表面温度分布，温度変化等を求めることができる。又人工衛星に搭載して地球からの放射赤外線を検知して、資源探査や海洋観測等の各種の用途に利用されている。このような赤外線検知器の出力信号は、信号成分に対してオフセット値が比較的大きいので、信号成分のみを効率良く、且つ正確に増幅する必要がある。
【０００２】
【従来の技術】
図６は従来例の赤外線撮像装置の説明図であり、４１は赤外線検知器、４２は結合用コンデンサ、４３は抵抗、４４は交流増幅器を構成する演算増幅器、４５は信号処理回路、４６は表示装置、４７はメモリ、４８，４９は抵抗を示す。赤外線検知器４１は、一般的には、赤外線波長に対応して選択されるＳｉ，Ｇｅ，ＰｂＳ，ＩｎＳｂ，ＨｇＣｄＴｅ等の半導体素子により構成され、又ノイズ成分を抑圧する為に冷却して使用される場合が多い。又赤外線の検知範囲を広くする場合は、複数バンドに分割して、各バンドに最適な検知素子を選択することになる。又単一素子構成の場合は機械的に二次元走査を行い、又一次元配列構成の場合は一次元走査を行い、又二次元配列構成の場合は電気的な走査を行う構成となり、各種の構成が既に多く適用されている。
【０００３】
又赤外線検知器４１は、信号成分に対してオフセット値が比較的大きい場合が多く、従って、観測対象物からの赤外線を検知した出力信号をコンデンサ４２を介して交流増幅器に入力することになる。この交流増幅器は、演算増幅器４４と帰還用の抵抗４８，４９とからなり、抵抗４８，４９の比により利得を設定できる非反転増幅器の場合を示し、増幅出力信号は信号処理回路４５により観測対象物の表面温度等を示す観測データに変換され、表示装置４６に入力されて、観測対象物の形状，温度分布，温度変化等が表示される。又メモリ４７にその観測データを格納することができる。
【０００４】
又赤外線検知器４１の視野角を広くして、広範囲にわたり観測対象物を観測する場合、機械的に広範囲の走査を行うことになるから、一次元配列の赤外線検知器を用いた場合でも、１画面分を得る為の走査時間が長くなる。その為に、赤外線検知器４１の出力信号は低周波成分が多くなり、この出力信号を交流増幅器により増幅する為には、コンデンサ４２の容量を非常に大きくしなければならなくなる。例えば、０．００１Ｈｚの低周波帯域まで増幅するには、コンデンサ４２の容量を１０００μＦ程度、抵抗４３の値を１ＭΩ程度とする必要がある。
【０００５】
前述のような交流増幅器を用いた場合、コンデンサ４２と抵抗４３とによる時定数が大きくなるから、コンデンサ４２の交流増幅器の入力端子側が抵抗４３を介して０Ｖに接続されているとしても、その抵抗値が大きく、従って、交流増幅器の増幅特性が不安定となる問題があった。
【０００６】
そこで、図７の（Ａ）に示すように、抵抗４３の代わりに充電回路５３を設けた構成が知られている。同図に於いて、５１は赤外線検知器、５２はコンデンサ、５４は交流増幅器を構成する演算増幅器である。この充電回路５３は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）等により構成され、赤外線検知器５１の走査制御を行う走査制御回路等からの所定周期の制御信号によってオンとなる構成を有するもので、例えば、走査中はオフ、各走査開始時に一時的にオンとすることにより、各走査開始直前にコンデンサ５２の交流増幅器の入力端子側を０Ｖとして増幅動作の安定化を図るものである。
【０００７】
又図７の（Ｂ）は、チョッパ型の場合を示し、６１は赤外線検知器、６２は結合用のコンデンサ、６３は交流増幅器を構成する演算増幅器、６４は抵抗等からなるフィードバック回路、６５は基準対象物、６６は観測対象物を示す。基準対象物６５は、例えば、温度が一定に制御されたキセノンランプ等を用いることができる。
【０００８】
この基準対象物６５と観測対象物６６とからの赤外線が赤外線検知器６１に交互に入射されるように、回転或いは振動するミラー又は回転スリット等によって切替えて、赤外線検知器６１の出力信号を、基準レベルと検知レベルとからなる交流信号とし、そのチョッパによる切替周期を短くすることにより、交流成分を多くして、比較的小容量のコンデンサ６２を用いた場合でも、演算増幅器６３を含む交流増幅器により容易に増幅できる構成とすることができる。
【０００９】
又基準対象物６５を観測した時の赤外線検知器６１の出力信号と、観測対象物６６を観測した時の赤外線検知器６１の出力信号との差分を求める構成として、観測対象物６６を観測した時の出力信号を補正して、観測対象物６６の表面温度等の観測データを得ることができる。この場合、演算増幅器６３の出力信号についての差分を求める構成とすることができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
図６に示すような従来例に於いては、赤外線検知器４１の出力信号を、結合用のコンデンサ４２を介して交流増幅器に入力することになり、この交流増幅器に極低周波帯までの増幅特性を与える為には、大容量のコンデンサ４２を用いる必要があり、それによって、コンデンサ４２と抵抗４３とによる時定数が大きくなって、増幅特性が安定するまでの時間が長くなる問題がある。
【００１１】
そこで、抵抗４３の代わりに充電回路５３（図７の（Ａ）参照）を用いた構成が知られているが、この構成に於いては、充電回路５３に於けるスイッチングノイズの問題が生じると共に、この充電回路５３のオフ時の漏れ電流の問題があり、この漏れ電流によってコンデンサ５２の交流増幅器の入力端子側の電位が変化して、低周波帯域の増幅特性に影響を与えることになる。このような点を改善するには、コンデンサ５２の容量を大きくする必要があり、コスト的にもスペース的にも問題が生じる。
【００１２】
又チョッパ型の赤外線撮像装置は、基準対象物６５（図７の（Ｂ）参照）を用意する必要があり、この基準対象物６５と観測対象物６６とを交互に切替える回転ミラー等の構成が、観測対象物６６を観測する為の走査系の外に必要とするから、装置規模が大きくなる問題がある。
本発明は、赤外線検知器からの極低周波の成分を含む信号を、効率良く増幅することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明の赤外線撮像装置の増幅装置は、図１を参照して説明すると、（１）観測対象物からの赤外線を検知する赤外線検知器を有する赤外線撮像装置の増幅装置に於いて、赤外線検知器１_１〜１_ｎの出力信号を増幅する直流増幅器と、この直流増幅器の出力信号を結合用のコンデンサ３を介して入力する第１の交流増幅器と、この第１の交流増幅器の出力信号を増幅する第２の交流増幅器と、コンデンサ３の第１の交流増幅器の入力端子側を、０Ｖ等の一定電位に対して所定周期でオン，オフする充電回路６と、この充電回路６及び第１の交流増幅器を介して流れる漏れ電流を補償する漏れ電流補正回路８とを備えている。直流増幅器は、演算増幅器２により構成され、第１の交流増幅器は演算増幅器４により構成され、第２の交流増幅器は演算増幅器５により構成された場合を示す。
【００１４】
又（２）赤外線検知器１_１〜１_ｎ及び直流増幅器の出力信号のオフセットを補正するオフセット調整回路７を設けることができる。
【００１５】
又（３）漏れ電流補正回路８は、ゲートと、共通接続のドレイン及びソースとを、第１の交流増幅器の入力端子と電源との間に、充電回路６がオンの期間に於いてオフ状態となる電位が印加されるように接続した電界効果トランジスタＱ２により構成することができる。充電回路６を電界効果トランジスタＱ１により構成した場合、この電界効果トランジスタＱ１を介して流れる漏れ電流及び第１の交流増幅器を構成する演算増幅器４のハイ入力インピーダンスの入力端子を介して流れる漏れ電流は、漏れ電流補正回路６を構成する電界効果トランジスタＱ２を介して流れる漏れ電流によって補償し、結合用のコンデンサ３の第１の交流増幅器の入力端子側の電位の変動を抑制することができる。
【００１６】
又（４）漏れ電流補正回路８は、ベースと、共通接続のエミッタ及びコレクタとを、第１の交流増幅器の入力端子と電源との間に、充電回路６がオンの期間に於いてオフ状態となる電位が印加されるように接続したバイポーラ・トランジスタにより構成することができる。オフ状態とする電源電圧が印加されるバイボーラ・トランジスタのｐｎ接合を介して流れる漏れ電流によって、演算増幅器４の入力端子及び充電回路６を介して流れる漏れ電流を補償し、結合用のコンデンサ３の第１の交流増幅器の入力端子側の電位の変動を抑制することができる。
【００１７】
又（５）漏れ電流補正回路８は、第１の交流増幅器の入力端子と電源との間に、逆極性に接続したダイオードにより構成することができる。このダイオードは逆極性に電源から電圧が印加されるから、バイボーラ・トランジスタを用いた場合と同様に、結合用のコンデンサ３の第１の交流増幅器の入力端子側の電位の変動を抑制することができる。
【００１８】
又（６）第２の交流増幅器のオフセットを補正するオフセット補正回路９を設けることができる。
【００１９】
又（７）複数の赤外線検知器１_１〜１_ｎ対応の直流増幅器及び第１の交流増幅器と、複数の第１の交流増幅器の出力信号を時分割多重化する多重化部１１と、この多重化部１１の出力信号を増幅する第２の交流増幅器とを備えることができる。演算増幅器５を含む第２の交流増幅器は、複数の赤外線検知器１_１〜１_ｎ対応の直流増幅器及び第１の交流増幅器に対して共用化される。
【００２０】
又（８）第２の交流増幅器のオフセットを補正するオフセット補正回路９は、複数の赤外線検知器１_１〜１_ｎ対応の補正期間に於ける補正値を格納するメモリと、このメモリから観測期間に於いて読出した補正値を第２の交流増幅器に入力する構成を備えることができる。この第２の交流増幅器は、観測期間に於ける第１の交流増幅器の出力信号を補正値によって補正する差動増幅器とすることができる。
【００２１】
又（９）メモリは、補正期間に於ける各赤外線検知器対応の第１の交流増幅器の出力信号をサンプリングし、且つ複数回の平均値を補正値として保持する構成とすることができる。
【００２２】
又（１０）オフセット補正回路９は、観測期間の前後に形成した補正期間に於ける補正値を格納するメモリを備え、第２の交流増幅器は、観測期間に於ける第１の交流増幅器の出力信号を観測期間の前後に於ける補正値をメモリから読出して補正する構成を備えることができる。それにより、充電期間から次の充電期間までの長い観測期間の電位変動に対しても補正処理することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施の形態の説明図であり、一次元配列の赤外線検知器１_１〜１_ｎを設けた場合を示し、２は演算増幅器、３は結合用のコンデンサ、４，５は演算増幅器、６は充電回路、７はオフセット調整回路、８は漏れ電流補正回路、９はオフセット補正回路、１０は制御部、１１は多重化部、Ｒ１〜Ｒ９は抵抗、Ｑ１，Ｑ２は電界効果トランジスタ、ＤＣＡは演算増幅器等を含む直流増幅部、ＡＣＡは結合用コンデンサや演算増幅器等を含む交流増幅部である。又単一の赤外線検知器を用いた場合は、多重化部１１を省略することになる。
【００２４】
赤外線検知器１（添字を省略）の出力信号を増幅する直流増幅器は、演算増幅器２と抵抗Ｒ１等を含む構成の場合を示し、この直流増幅器の出力信号を増幅する第１の交流増幅器は、演算増幅器４と抵抗Ｒ５，Ｒ６とを含む非反転増幅器の構成の場合を示す。又第２の交流増幅器は、演算増幅器５と抵抗Ｒ７〜Ｒ９とを含む差動増幅器の構成の場合を示す。
【００２５】
又充電回路６を電界効果トランジスタＱ１により構成し、所定の電位として０Ｖに接続する構成とした場合を示し、制御部１０の制御信号によって電界効果トランジスタＱ１はオン，オフ制御される。又オフセット調整回路７は、抵抗Ｒ２〜Ｒ７により構成された場合を示し、抵抗Ｒ３，Ｒ４の調整により、−５Ｖ〜０Ｖの間で、赤外線検知器１のオフセットを調整することができる。
【００２６】
又漏れ電流補正回路８は、電界効果トランジスタＱ２のゲートを、結合用のコンデンサ３の第１の交流増幅器の入力端子側に接続し、ソースとドレインとを共通に接続して、＋５Ｖの電源電圧を印加し、ゲート電位が０Ｖより低下しない場合はオフ状態を維持する構成とする。即ち、ゲートと、共通接続のソース及びドレインとの間の電圧を調整し、充電回路６の電界効果トランジスタＱ１がオンとなってゲートが０Ｖの時はオフ状態を維持し、漏れ電流によってマイナス側に電位が低下した時に、ゲートと、共通接続のソース及びドレインとの間の漏れ電流が＋５Ｖの電源電圧によって流れ、その電位を０Ｖを維持させる。即ち、第１の交流増幅器の入力端子側の電位の変化を抑制することができる。
【００２７】
又オフセット調整回路９は、補正期間に於ける補正値を格納するメモリを含み、この補正値を観測期間に於いて読出し、第２の交流増幅器に入力して、観測期間に於ける第１の交流増幅器の出力信号を補正するものである。又直流増幅部ＤＣＡは、前述の直流増幅器とオフセット調整回路７とを含む構成を示し、又交流増幅部ＡＣＡは、前述の結合用のコンデンサ３と第１の交流増幅器と充電回路６と漏れ電流補正回路７とを含む構成を示し、赤外線検知器１_１〜１_ｎ対応に同一の構成を有するものである。又制御部１０は、充電回路６の電界効果トランジスタＱ１をオンとするタイミングを制御し、又多重化部１１の多重化タイミングを制御し、又オフセット補正回路９を制御する構成を有する。
【００２８】
直流増幅器の出力信号の直流成分を結合用のコンデンサ３によりカットし、信号成分のみを第１の交流増幅器に入力し、そのコンデンサ３の第１の交流増幅器の入力端子側の電位を、充電回路６によってほぼ一定化するものである。そして、充電回路６を構成する電界効果トランジスタＱ１及び第１の交流増幅器を構成する演算増幅器４の入力端子（＋）を介して流れる漏れ電流によって、結合用のコンデンサ３の第１の交流増幅器の入力端子側の電位の変化を、漏れ電流補正回路８を構成する電界効果トランジスタＱ２を介して流れる漏れ電流によって補正する。従って、充電回路６のオフ期間が長い場合でも、結合用のコンデンサ３の第１の交流増幅器の入力端子側の電位の変化を抑制して、増幅特性を安定化することができる。
【００２９】
例えば、広範囲な観測対象物を多素子の赤外線検知器を用いて、走査鏡の走査により観測する場合、走査の１周期は約１．８秒程度となり、観測対象物を観測する観測期間は約０．４５秒程度となる。この観測期間内に観測対象物の表面温度が殆ど同一の場合、その観測期間内の第２の交流増幅器の出力の観測データは一定値であることが必要となる。そこで、前置増幅器としては、０．００１Ｈｚの低周波帯域までの増幅特性を要求される。
【００３０】
又赤外線検知器１の出力信号について、信号成分が３３０μＶ、オフセットが最大１Ｖ±０．３Ｖの場合、前置増幅器としての直流増幅器の利得を２０ｄＢとし、オフセット調整回路７により赤外線検知器１の最大値の１Ｖのオフセットを調整して０Ｖとすると、直流増幅器の出力信号の直流成分は±３Ｖ、信号成分は±３３０μＶとなり、直流成分は結合用のコンデンサ３によってカットされる。このコンデンサ３の容量は、前述の０．００１Ｈｚの低周波帯域まで増幅する場合に於いて、８．９μＦとすることができる。即ち、従来例に比較して著しく小容量の結合用のコンデンサとすることができる。
【００３１】
又充電回路６の制御タイミングは、一般的には、走査開始時点とするものであるが、それに限定されることなく、任意のタイミングとすることができる。又そのタイミングに於いては、第１の交流増幅器を構成する演算増幅器４の＋端子は、赤外線検知器１の出力信号に関係なく０Ｖに固定される。従って、第２の交流増幅器の出力信号もオフセット等がなければ０Ｖとなる。
【００３２】
又第１の交流増幅器の利得を例えば５０ｄＢとすると、増幅出力信号の信号成分は約１Ｖとなり、多重化部１１を介して第２の交流増幅器に入力される。赤外線検知器１_１〜１_ｎは、例えば、８４個設けて、１２チャネルの７バンド構成とすることができる。その場合、多重化部１１は、セトリング時間等により多重度が選定されるものであり、例えば、７バンド構成を３バンドと２バンドと２バンドとの３系統に多重化することができる。このように、８４個の赤外線検知器対応の直流増幅器と第１の交流増幅器とについては８４系統設けることになり、多重化部１１により３系統に多重化した場合は、第２の交流増幅器は３系統設けることになる。この第２の交流増幅器の利得は例えば２０ｄＢとすることができる。従って、この場合の赤外線撮像装置の増幅装置の利得は９０ｄＢとなる。
【００３３】
図２は本発明の異なる実施の形態の漏れ電流補正回路の説明図であり、（Ａ）はｐｎｐ型のバイポーラ・トランジスタ２１を用いた場合を示し、エミッタとコレクタとを共通に接続して、第１の交流増幅器を構成する演算増幅器４の＋端子に接続し、ベースを可変抵抗２２に接続し、充電回路６（図１参照）がオンとなって０Ｖの時にオフ状態となるように、ベースの印加電圧を調整する。
【００３４】
そして、充電回路６のオフ期間に於いて、その充電回路６及び第１の交流増幅器を構成する演算増幅器４を介して流れる漏れ電流により、結合用のコンデンサ３の第１の交流増幅器の入力端子側の電位が０Ｖよりマイナス方向に変化すると、バイポーラ・トランジスタ２１のベースと、共通接続のエミッタ及びコレクタとの間の漏れ電流が流れて、その電位の変化を補正することができる。
【００３５】
又（Ｂ）はｎｐｎ型のバイポーラ・トランジスタ２３を用いた場合を示し、そのベースを結合用のコンデンサ３側に、共通接続のエミッタとコレクタとを可変抵抗２４に接続した構成を示す。
【００３６】
又（Ｃ）はダイオード２５を用いた場合を示し、結合用のコンデンサ３と可変抵抗２６との間に、逆極性となるように接続し、コンデンサ３側の電位が変化した場合に、ダイオード２５の漏れ電流によって電位の変化を補償することにより、その電位を一定化することができる。又図１に示す漏れ電流補正回路８の電界効果トランジスタＱ２についても、可変抵抗２２，２４，２６等により印加電圧を調整可能の構成とすることができる。
【００３７】
図３は本発明の実施の形態のオフセット補正回路の説明図であり、５は演算増幅器、９はオフセット補正回路、３０，３２はＡＤ変換器（Ａ／Ｄ）、３１は加算器、３３はメモリ、３４はＤＡ変換器（Ｄ／Ａ）、３５は制御回路、３６はバッファ増幅器、Ｒ７〜Ｒ９は抵抗である。
【００３８】
多重化部１１（図１参照）を介した第１の交流増幅器の出力信号は、第２の交流増幅器とオフセット補正回路９とに入力される。このオフセット補正回路９は、加算器３１とＡＤ変換器３２とメモリ３３とＤＡ変換器３４と制御回路３５とバッファ増幅器３６とを含む構成の場合を示し、加算器３１は、第１の交流増幅器の出力信号にバイアスとして０．５Ｖを加算し、ＡＤ変換器３２によりディジタル信号に変換してメモリ３３に加える。
【００３９】
制御回路３５は、制御部１０（図１参照）からのタイミング信号等により、ＡＤ変換器３２とメモリ３３とＤＡ変換器３４とを制御し、赤外線検知器対応の補正値をメモリ３３に書込み、又その補正値を読出して第２の交流増幅器に入力して、第１の交流増幅器の出力信号のオフセット補正を行うものである。即ち、多重化部１１の多重化処理のタイミング信号により各赤外線検知器を識別できるから、赤外線検知器対応のメモリ３３のアドレスに補正値を書込み、観測期間に於いてその補正値を読出して多重化された赤外線検知器の出力信号対応に補正することができる。
【００４０】
その場合の第２の交流増幅器は、差動増幅器を構成し、第１の交流増幅器の出力信号と補正値との差分に相当する信号を増幅出力し、ＡＤ変換器３０によりディジタル信号に変換した観測データを上位装置に転送する。この上位装置に於いて観測対象物の外形，表面温度分布等の各種の信号処理を行い、処理結果を表示又はプリントアウトするものである。又この場合の上位装置は、例えば、人工衛星搭載の赤外線撮像装置の場合、地上装置とすることになる。
【００４１】
又オフセット補正回路９のメモリ３３に格納する補正値は、赤外線検知器により既知の温度或いは一定の温度の基準対象物を観測している時の第１の交流増幅器の出力信号を用いることが好適であるが、ある程度、温度が一定状態を維持できる対象物を基準対象物として、その基準対象物を観測している時の第１の交流増幅器の出力信号を用いることができる。又この場合の出力信号の複数回についての平均値を用いることができる。
【００４２】
図４は本発明の実施の形態のオフセット補正回路のフローチャートを示し、制御回路３５からの指示に従ったタイミングの赤外線検知器対応の補正値をメモリ３３に格納し、そのメモリ３３から例えば充電回路６がオンのタイミングに読出してＤＡ変換器３４によりアナログ信号に変換し、第２の交流増幅器に入力すると、第１の交流増幅器の出力信号は０Ｖであるから、第２の交流増幅器の出力信号は補正値に対応したものとなる。そこで、その出力信号をＡＤ変換器３０によりディジタル信号に変換して、補正値として上位装置に転送する。又観測期間に於いては、赤外線検知器対応にメモリ３３から読出してＤＡ変換器３４によりアナログ信号に変換した補正値を第２の交流増幅器に入力し、赤外線検知器対応の第１の交流増幅器の出力信号との差動増幅によりオフセットを補正し、上位装置に転送する。
【００４３】
図５は本発明の他の実施の形態の動作説明図であり、走査の１周期内に、充電期間，補正期間，観測期間，補正期間を形成した場合を示し、又結合用のコンデンサ３（図１参照）の第１の交流増幅器の入力端子、即ち、演算増幅器４の＋端子の電位の変化を極端に拡大して示すものである。
【００４４】
充電期間に充電回路６をオンとして、演算増幅器４の＋端子の電位を０Ｖに固定した後、充電回路６をオフとすると、漏れ電流により電位が変動する場合、前述のように、漏れ電流補正回路８によって漏れ電流を補正することができるが、それによっても電位が変動する場合、観測期間の前後に補正期間を設け、前置の補正期間に於ける観測データと、後置の補正期間に於ける観測データとは、直線特性で変化するものと推定し、観測期間に於ける観測データを補正する。
【００４５】
即ち、前置の補正期間に於ける第１の交流増幅器の出力信号を第１の補正値とし、後置の補正期間に於ける第１の交流増幅器の出力信号を第２の補正値として、観測期間に於ける時間経過により直線的に変化する補正値を求め、観測期間に於ける第１の交流増幅器の出力信号を第２の交流増幅器に於いて補正して増幅することができる。
【００４６】
従って、走査の１周期が長く、充電期間から次の充電期間までの間に、漏れ電流補正回路８を設けても、演算増幅器４の＋端子の電位が変動する場合、その観測期間の前後の補正値を用いることにより、観測期間内の第１の交流増幅器の出力信号を補正して、第２の交流増幅器から正確な観測データを出力することができる。なお、前置の補正期間と後置の補正期間とに於ける補正値の関係が直線的でなく、或る関数に従って変化する場合は、その関数に従って観測期間内の第１の交流増幅器の出力信号を補正することができる。
【００４７】
本発明は、前述の各実施の形態に限定されるものではなく、種々付加変更できるものであり、例えば、赤外線検知器の出力信号極性や電源電圧の極性等に対応して充電回路６や漏れ電流補正回路８の回路素子を選択することができる。
【００４８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、赤外線検知器を用いた赤外線撮像装置の極低周波成分までを増幅する増幅装置を、直流増幅器と、結合用コンデンサ３を含む第１の交流増幅器と、第２の交流増幅器とにより構成し、結合用コンデンサ３の電位変動を充電回路６によって抑圧し、それによっても漏れ電流による変動が生じるが、それを漏れ電流補正回路８によって補正することにより、結合用コンデンサ３を小容量としても極低周波帯域まで増幅することができる利点がある。
【００４９】
直流増幅器にオフセット調整回路７を設けて、赤外線検知器の信号成分により大きいオフセットを打ち消すことにより、ノイズ成分を低減し、且つ結合用コンデンサ３の容量を小さくしても、極低周波帯域まで増幅することができるから、小型化並びに経済化を図ることができる利点がある。
【００５０】
複数の赤外線検知器対応の直流増幅器及び第１の交流増幅器に対して、多重化部１１により多重化した出力信号を増幅する第２の交流増幅器を設けたことにより、一次元配列の多素子型の赤外線検知器を用いた場合に於いても、増幅装置の小型化並びに経済化を図ることができる利点がある。
【００５１】
又オフセット補正回路９を設けて補正値を格納し、観測期間に於ける出力信号を第２の交流増幅器に於いて補正し、観測対象物の正確な観測データを得ることができる利点がある。又観測期間の前後に補正期間を設け、この前後の補正期間に於ける補正値を用いて観測期間に於ける観測値を補正することにより、走査の１周期が長く、コンデンサ３の第１の交流増幅器の入力端子側の電位が変動して、確実に補正することができる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態の説明図である。
【図２】本発明の実施の形態の漏れ電流補正回路の説明図である。
【図３】本発明の実施の形態のオフセット補正回路の説明図である。
【図４】本発明の実施の形態のオフセット補正回路のフローチャートである。
【図５】本発明の他の実施の形態の動作説明図である。
【図６】従来例の赤外線撮像装置の説明図である。
【図７】従来例の赤外線撮像装置の増幅器の説明図である。
【符号の説明】
１_１〜１_ｎ赤外線検知器
２直流増幅器を構成する演算増幅器
３結合用のコンデンサ
４第１の交流増幅器を構成する演算増幅器
５第２の交流増幅器を構成する演算増幅器
６充電回路
７オフセット調整回路
８漏れ電流補正回路
９オフセット補正回路
１０制御部
１１多重化部
ＤＣＡ直流増幅部
ＡＣＡ交流増幅部
Ｑ１，Ｑ２電界効果トランジスタ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an amplification device of an infrared imaging device that captures an infrared image of an observation target.
The infrared imaging device has a single or one-dimensional array of infrared detectors, mechanically or optically scans, detects infrared rays from the observation target, and detects the shape, surface temperature distribution, and temperature of the observation target. Changes and the like can be determined. It is mounted on artificial satellites to detect infrared radiation from the earth and is used for various purposes such as resource exploration and ocean observation. Since the output signal of such an infrared detector has a relatively large offset value with respect to the signal component, it is necessary to efficiently and accurately amplify only the signal component.
[0002]
[Prior art]
FIG. 6 is an explanatory view of a conventional infrared imaging apparatus, in which 41 is an infrared detector, 42 is a coupling capacitor, 43 is a resistor, 44 is an operational amplifier constituting an AC amplifier, 45 is a signal processing circuit, and 46 is a display. The device, 47 indicates a memory, and 48 and 49 indicate resistors. The infrared detector 41 is generally composed of a semiconductor element such as Si, Ge, PbS, InSb, or HgCdTe selected according to the infrared wavelength, and is used after being cooled to suppress noise components. In many cases. When the detection range of infrared rays is widened, the band is divided into a plurality of bands, and an optimum detection element is selected for each band. In the case of a single element configuration, two-dimensional scanning is performed mechanically, in the case of a one-dimensional array configuration, one-dimensional scanning is performed, and in the case of a two-dimensional array configuration, electrical scanning is performed. Many configurations have already been applied.
[0003]
In many cases, the offset value of the infrared detector 41 is relatively large with respect to the signal component. Therefore, an output signal obtained by detecting infrared light from the observation target is input to the AC amplifier via the capacitor 42. This AC amplifier is composed of an operational amplifier 44 and feedback resistors 48 and 49, and shows a case of a non-inverting amplifier whose gain can be set by the ratio of the resistors 48 and 49. An amplified output signal is observed by a signal processing circuit 45. The data is converted into observation data indicating the surface temperature and the like of the object, and is input to the display device 46 to display the shape, temperature distribution, temperature change, and the like of the observation object. Further, the observation data can be stored in the memory 47.
[0004]
Also, when observing an observation object over a wide range by widening the viewing angle of the infrared detector 41, scanning over a wide range is performed mechanically. The scanning time for obtaining the screen length becomes longer. For this reason, the output signal of the infrared detector 41 has a large amount of low frequency components. In order to amplify this output signal by the AC amplifier, the capacity of the capacitor 42 must be very large. For example, to amplify to a low frequency band of 0.001 Hz, the capacitance of the capacitor 42 needs to be about 1000 μF, and the value of the resistor 43 needs to be about 1 MΩ.
[0005]
When the above-described AC amplifier is used, the time constant of the capacitor 42 and the resistor 43 increases, so that even if the input terminal side of the AC amplifier of the capacitor 42 is connected to 0 V through the resistor 43, There is a problem that the value is large and the amplification characteristics of the AC amplifier become unstable.
[0006]
Therefore, a configuration in which a charging circuit 53 is provided instead of the resistor 43 as shown in FIG. In the figure, 51 is an infrared detector, 52 is a capacitor, and 54 is an operational amplifier constituting an AC amplifier. The charging circuit 53 is configured by a field effect transistor (FET) or the like, and has a configuration that is turned on by a control signal of a predetermined cycle from a scanning control circuit or the like that performs scanning control of the infrared detector 51. By turning it off during the start of each scan and temporarily turning it on at the start of each scan, the input terminal side of the AC amplifier of the capacitor 52 is set to 0 V immediately before the start of each scan to stabilize the amplification operation.
[0007]
FIG. 7B shows a case of a chopper type, 61 is an infrared detector, 62 is a coupling capacitor, 63 is an operational amplifier constituting an AC amplifier, 64 is a feedback circuit including a resistor and the like, and 65 is a feedback circuit composed of a resistor or the like. Reference object 66 indicates an observation object. As the reference object 65, for example, a xenon lamp whose temperature is controlled to be constant can be used.
[0008]
An infrared signal from the reference object 65 and the observation object 66 is switched by a rotating or oscillating mirror or a rotating slit or the like so as to be alternately incident on the infrared detector 61, and the output signal of the infrared detector 61 is An AC amplifier including an operational amplifier 63 even when a relatively small-capacity capacitor 62 is used by increasing an AC component by shortening a switching cycle by a chopper as an AC signal including a reference level and a detection level. Can be easily amplified.
[0009]
The observation target 66 was observed as a configuration for calculating the difference between the output signal of the infrared detector 61 when observing the reference target 65 and the output signal of the infrared detector 61 when observing the observation target 66. By correcting the output signal at the time, observation data such as the surface temperature of the observation target 66 can be obtained. In this case, a configuration may be adopted in which a difference between the output signals of the operational amplifier 63 is obtained.
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional example as shown in FIG. 6, the output signal of the infrared detector 41 is input to an AC amplifier via a coupling capacitor 42, and the AC amplifier amplifies the signal to an extremely low frequency band. In order to provide the characteristics, it is necessary to use a large-capacity capacitor 42, which causes a problem that the time constant of the capacitor 42 and the resistor 43 increases, and the time until the amplification characteristics stabilizes becomes long.
[0011]
Therefore, a configuration using a charging circuit 53 (see FIG. 7A) instead of the resistor 43 is known. In this configuration, a problem of switching noise in the charging circuit 53 arises. There is a problem of a leakage current when the charging circuit 53 is turned off, and the leakage current changes the potential of the input terminal side of the AC amplifier of the capacitor 52, thereby affecting the amplification characteristics in a low frequency band. In order to improve such a point, it is necessary to increase the capacity of the capacitor 52, which causes problems in terms of cost and space.
[0012]
In addition, the chopper type infrared imaging apparatus needs to prepare a reference object 65 (see FIG. 7B), and has a configuration such as a rotating mirror that alternately switches between the reference object 65 and the observation object 66. However, since it needs to be provided outside the scanning system for observing the observation target 66, there is a problem that the apparatus scale becomes large.
An object of the present invention is to efficiently amplify a signal containing an extremely low frequency component from an infrared detector.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
The amplifying device of the infrared imaging device according to the present invention will be described with reference to FIG. 1. (1) In the amplifying device of the infrared imaging device having an infrared detector for detecting infrared rays from an observation target, 1 ₁ ~ 1 _n DC amplifier for amplifying the output signal of the first AC amplifier, the first AC amplifier for inputting the output signal of the DC amplifier via the coupling capacitor 3, and the second AC amplifier for amplifying the output signal of the first AC amplifier An amplifier, a charging circuit 6 for turning on and off an input terminal side of the first AC amplifier of the capacitor 3 at a predetermined cycle with respect to a constant potential such as 0 V, and the charging circuit 6 and the first AC amplifier. And a leakage current correction circuit 8 for compensating the flowing leakage current. The DC amplifier is composed of an operational amplifier 2, the first AC amplifier is composed of an operational amplifier 4, and the second AC amplifier is composed of an operational amplifier 5.
[0014]
Also (2) Infrared detector 1 ₁ ~ 1 _n And an offset adjustment circuit 7 for correcting the offset of the output signal of the DC amplifier.
[0015]
(3) The leakage current correction circuit 8 connects the gate and the commonly connected drain and source between the input terminal of the first AC amplifier and the power supply, and turns off when the charging circuit 6 is on. And a field-effect transistor Q2 connected so as to apply the following potential. When the charging circuit 6 is constituted by the field effect transistor Q1, the leakage current flowing through the field effect transistor Q1 and the leakage current flowing through the input terminal of the high input impedance of the operational amplifier 4 constituting the first AC amplifier are: It is possible to compensate for the leakage current flowing through the field effect transistor Q2 constituting the leakage current correction circuit 6 and suppress the fluctuation of the potential of the coupling capacitor 3 on the input terminal side of the first AC amplifier.
[0016]
(4) The leakage current correction circuit 8 connects the base and the commonly connected emitter and collector between the input terminal of the first AC amplifier and the power supply, and turns off when the charging circuit 6 is on. And a bipolar transistor connected so as to apply the following potential. The leakage current flowing through the input terminal of the operational amplifier 4 and the charging circuit 6 is compensated by the leakage current flowing through the pn junction of the bipolar transistor to which the power supply voltage to be turned off is applied. Variations in the potential on the input terminal side of the first AC amplifier can be suppressed.
[0017]
(5) The leakage current correction circuit 8 can be constituted by a diode connected in reverse polarity between the input terminal of the first AC amplifier and the power supply. Since a voltage is applied to this diode from the power supply in the opposite polarity, it is possible to suppress the fluctuation of the potential of the input terminal side of the first AC amplifier of the coupling capacitor 3 as in the case of using the bipolar transistor. it can.
[0018]
(6) An offset correction circuit 9 for correcting the offset of the second AC amplifier can be provided.
[0019]
And (7) a plurality of infrared detectors 1 ₁ ~ 1 _n A corresponding DC amplifier and a first AC amplifier, a multiplexing unit 11 for time-division multiplexing the output signals of the plurality of first AC amplifiers, and a second AC amplifier for amplifying the output signal of the multiplexing unit 11 Can be provided. The second AC amplifier including the operational amplifier 5 includes a plurality of infrared detectors 1 ₁ ~ 1 _n The corresponding DC amplifier and the first AC amplifier are shared.
[0020]
(8) The offset correction circuit 9 for correcting the offset of the second AC amplifier includes a plurality of infrared detectors 1 ₁ ~ 1 _n It is possible to provide a memory for storing the correction value in the corresponding correction period, and a configuration for inputting the correction value read from the memory during the observation period to the second AC amplifier. This second AC amplifier can be a differential amplifier that corrects the output signal of the first AC amplifier during the observation period with a correction value.
[0021]
(9) The memory may be configured to sample the output signal of the first AC amplifier corresponding to each infrared detector during the correction period, and hold an average value of a plurality of times as a correction value.
[0022]
(10) The offset correction circuit 9 includes a memory for storing correction values in the correction period formed before and after the observation period, and the second AC amplifier outputs the output of the first AC amplifier in the observation period. A configuration may be provided in which correction values before and after the observation period of the signal are read from the memory and corrected. Thus, it is possible to perform a correction process even on a potential change in a long observation period from the charging period to the next charging period.
[0023]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 is an explanatory view of an embodiment of the present invention, and shows a one-dimensional array of infrared detectors 1. ₁ ~ 1 _n 2 is an operational amplifier, 3 is a coupling capacitor, 4 and 5 are operational amplifiers, 6 is a charging circuit, 7 is an offset adjustment circuit, 8 is a leakage current correction circuit, 9 is an offset correction circuit, Reference numeral 10 denotes a control unit, 11 denotes a multiplexing unit, R1 to R9 denote resistors, Q1 and Q2 denote field effect transistors, DCA denotes a DC amplifier including an operational amplifier and the like, and ACA denotes an AC amplifier including a coupling capacitor and an operational amplifier. It is. When a single infrared detector is used, the multiplexing unit 11 is omitted.
[0024]
The DC amplifier for amplifying the output signal of the infrared detector 1 (omitted from the suffix) has a configuration including the operational amplifier 2 and the resistor R1 and the like. The first AC amplifier for amplifying the output signal of the DC amplifier is: A case of a configuration of a non-inverting amplifier including the operational amplifier 4 and the resistors R5 and R6 is shown. The second AC amplifier has a differential amplifier configuration including an operational amplifier 5 and resistors R7 to R9.
[0025]
Also, a case is shown in which the charging circuit 6 is configured by a field effect transistor Q1 and is connected to 0 V as a predetermined potential. The field effect transistor Q1 is turned on and off by a control signal of the control unit 10. Also, the offset adjustment circuit 7 shows a case where the offset adjustment circuit 7 is configured by the resistors R2 to R7, and the offset of the infrared detector 1 can be adjusted between -5V to 0V by adjusting the resistors R3 and R4.
[0026]
The leakage current correction circuit 8 connects the gate of the field effect transistor Q2 to the input terminal side of the first AC amplifier of the coupling capacitor 3, connects the source and the drain in common, and supplies a power supply voltage of + 5V. Is applied, and when the gate potential does not drop below 0 V, the off state is maintained. That is, the voltage between the gate and the common connection source and drain is adjusted, and when the field effect transistor Q1 of the charging circuit 6 is turned on and the gate is at 0V, the off state is maintained. When the potential drops, the leakage current between the gate and the source and drain of the common connection flows by the power supply voltage of + 5V, and the potential is maintained at 0V. That is, a change in the potential of the input terminal side of the first AC amplifier can be suppressed.
[0027]
Further, the offset adjusting circuit 9 includes a memory for storing a correction value in the correction period, reads out the correction value in the observation period, and inputs the correction value to the second AC amplifier, and outputs the first correction value in the observation period. This is for correcting the output signal of the AC amplifier. The DC amplification unit DCA has a configuration including the above-described DC amplifier and the offset adjustment circuit 7, and the AC amplification unit ACA includes the coupling capacitor 3, the first AC amplifier, the charging circuit 6, and the leakage current. 2 shows a configuration including a correction circuit 7 and an infrared detector 1 ₁ ~ 1 _n It has the same configuration in correspondence. Further, the control unit 10 has a configuration for controlling the timing of turning on the field effect transistor Q1 of the charging circuit 6, controlling the multiplexing timing of the multiplexing unit 11, and controlling the offset correction circuit 9.
[0028]
The DC component of the output signal of the DC amplifier is cut by the coupling capacitor 3, only the signal component is input to the first AC amplifier, and the potential of the capacitor 3 on the input terminal side of the first AC amplifier is charged to the charging circuit. 6 makes it almost constant. Then, the leakage current flowing through the input terminal (+) of the field effect transistor Q1 forming the charging circuit 6 and the operational amplifier 4 forming the first AC amplifier causes the first AC amplifier of the coupling capacitor 3 to operate. The change in the potential on the input terminal side is corrected by the leakage current flowing through the field effect transistor Q2 constituting the leakage current correction circuit 8. Therefore, even when the off-period of the charging circuit 6 is long, a change in the potential of the coupling capacitor 3 on the input terminal side of the first AC amplifier can be suppressed, and the amplification characteristics can be stabilized.
[0029]
For example, when observing a wide range of objects to be observed by scanning with a scanning mirror using a multi-element infrared detector, one cycle of scanning is about 1.8 seconds, and the observation period for observing the objects to be observed is about 1.8 seconds. It takes about 0.45 seconds. When the surface temperature of the object to be observed is almost the same during this observation period, the observation data of the output of the second AC amplifier during that observation period needs to be a constant value. Therefore, the preamplifier is required to have an amplification characteristic up to a low frequency band of 0.001 Hz.
[0030]
When the signal component of the output signal of the infrared detector 1 is 330 μV and the offset is 1 V ± 0.3 V at the maximum, the gain of the DC amplifier as the preamplifier is set to 20 dB, and the maximum of the infrared detector 1 is set by the offset adjusting circuit 7. If the offset of the value of 1 V is adjusted to 0 V, the DC component of the output signal of the DC amplifier becomes ± 3 V, the signal component becomes ± 330 μV, and the DC component is cut by the coupling capacitor 3. The capacitance of the capacitor 3 can be set to 8.9 μF when amplifying up to the low frequency band of 0.001 Hz. That is, a coupling capacitor having a significantly smaller capacity than that of the conventional example can be obtained.
[0031]
In general, the control timing of the charging circuit 6 is set at the time of starting scanning, but is not limited to this, and may be set at any timing. At that timing, the + terminal of the operational amplifier 4 constituting the first AC amplifier is fixed at 0 V regardless of the output signal of the infrared detector 1. Therefore, the output signal of the second AC amplifier also has 0 V unless there is an offset or the like.
[0032]
If the gain of the first AC amplifier is, for example, 50 dB, the signal component of the amplified output signal is about 1 V and is input to the second AC amplifier via the multiplexing unit 11. Infrared detector 1 ₁ ~ 1 _n Are provided, for example, to provide a 7-band configuration of 12 channels. In this case, the multiplexing unit 11 selects a multiplicity according to a settling time or the like. For example, the multiplexing unit 11 can multiplex a seven-band configuration into three systems of three, two, and two bands. As described above, 84 systems of the DC amplifier and the first AC amplifier corresponding to the 84 infrared detectors are provided, and when multiplexed into three systems by the multiplexing unit 11, the second AC amplifier is Three systems will be provided. The gain of the second AC amplifier can be, for example, 20 dB. Therefore, the gain of the amplification device of the infrared imaging device in this case is 90 dB.
[0033]
FIG. 2 is an explanatory diagram of a leakage current correction circuit according to a different embodiment of the present invention. FIG. 2A shows a case where a pnp bipolar transistor 21 is used, and an emitter and a collector are commonly connected. The first AC amplifier is connected to the + terminal of the operational amplifier 4, the base is connected to the variable resistor 22, and the charging circuit 6 (see FIG. 1) is turned on and turned off when the voltage is 0 V. Adjust the voltage applied to the base.
[0034]
During the off period of the charging circuit 6, the leakage current flowing through the charging circuit 6 and the operational amplifier 4 constituting the first AC amplifier causes the input terminal of the first AC amplifier of the coupling capacitor 3 to be connected. When the potential on the side changes in the minus direction from 0 V, a leakage current flows between the base of the bipolar transistor 21 and the commonly connected emitter and collector, and the change in the potential can be corrected.
[0035]
(B) shows a case where an npn-type bipolar transistor 23 is used, in which the base is connected to the coupling capacitor 3 and the commonly connected emitter and collector are connected to the variable resistor 24.
[0036]
(C) shows a case where a diode 25 is used. A diode 25 is connected between the coupling capacitor 3 and the variable resistor 26 so as to have opposite polarities. By compensating for the change in the potential by the leakage current of, the potential can be made constant. Also, the field effect transistor Q2 of the leakage current correction circuit 8 shown in FIG. 1 can be configured so that the applied voltage can be adjusted by the variable resistors 22, 24, 26 and the like.
[0037]
FIG. 3 is an explanatory diagram of an offset correction circuit according to an embodiment of the present invention. 5 is an operational amplifier, 9 is an offset correction circuit, 30 and 32 are AD converters (A / D), 31 is an adder, and 33 is A memory, 34 is a DA converter (D / A), 35 is a control circuit, 36 is a buffer amplifier, and R7 to R9 are resistors.
[0038]
The output signal of the first AC amplifier via the multiplexing unit 11 (see FIG. 1) is input to the second AC amplifier and the offset correction circuit 9. The offset correction circuit 9 has a configuration including an adder 31, an AD converter 32, a memory 33, a DA converter 34, a control circuit 35, and a buffer amplifier 36, and the adder 31 includes a first AC amplifier Is added to the output signal as a bias, converted into a digital signal by the AD converter 32, and added to the memory 33.
[0039]
The control circuit 35 controls the AD converter 32, the memory 33, and the DA converter 34 based on a timing signal or the like from the control unit 10 (see FIG. 1), and writes a correction value corresponding to the infrared detector into the memory 33. Further, the correction value is read out and input to the second AC amplifier to perform offset correction of the output signal of the first AC amplifier. That is, since each infrared detector can be identified by the timing signal of the multiplexing process of the multiplexing unit 11, the correction value is written to the address of the memory 33 corresponding to the infrared detector, and the correction value is read out during the observation period and multiplexed. It can be corrected to correspond to the output signal of the integrated infrared detector.
[0040]
In this case, the second AC amplifier constitutes a differential amplifier, amplifies and outputs a signal corresponding to the difference between the output signal of the first AC amplifier and the correction value, and converts the signal into a digital signal by the AD converter 30. Transfer the observation data to the host device. The host device performs various signal processing such as the outer shape and surface temperature distribution of the observation target, and displays or prints out the processing results. In this case, the upper device is, for example, a ground device in the case of an infrared imaging device mounted on a satellite.
[0041]
As the correction value stored in the memory 33 of the offset correction circuit 9, it is preferable to use the output signal of the first AC amplifier when a reference object having a known temperature or a constant temperature is observed by the infrared detector. However, an object whose temperature can be kept constant to some extent can be used as a reference object, and the output signal of the first AC amplifier when the reference object is observed can be used. In this case, an average value of the output signal for a plurality of times can be used.
[0042]
FIG. 4 is a flowchart of the offset correction circuit according to the embodiment of the present invention. The correction value corresponding to the infrared detector at the timing according to the instruction from the control circuit 35 is stored in the memory 33, and the correction value is stored in the memory 33. 6 is read at the ON timing, converted into an analog signal by the DA converter 34, and input to the second AC amplifier. When the output signal of the first AC amplifier is 0 V, the output signal of the second AC amplifier is output. Corresponds to the correction value. Therefore, the output signal is converted into a digital signal by the AD converter 30 and transferred to a host device as a correction value. In the observation period, the correction value read from the memory 33 corresponding to the infrared detector and converted into an analog signal by the DA converter 34 is input to the second AC amplifier, and the first AC amplifier corresponding to the infrared detector is provided. The offset is corrected by differential amplification with the output signal of the above, and transferred to the host device.
[0043]
FIG. 5 is a diagram for explaining the operation of another embodiment of the present invention, showing a case where a charging period, a correction period, an observation period, and a correction period are formed in one scanning cycle. FIG. 1 shows the input terminal of the first AC amplifier of FIG. 1, that is, the potential change of the + terminal of the operational amplifier 4 in an extremely enlarged manner.
[0044]
When the charging circuit 6 is turned on during the charging period, the potential of the + terminal of the operational amplifier 4 is fixed to 0 V, and then the charging circuit 6 is turned off, when the potential fluctuates due to the leakage current, the leakage current correction is performed as described above. Although the leakage current can be corrected by the circuit 8, if the potential also fluctuates, a correction period is provided before and after the observation period, and the observation data in the preceding correction period and the observation data in the post-correction period are added. The observation data in the observation is estimated to change with the linear characteristics, and the observation data in the observation period is corrected.
[0045]
That is, the output signal of the first AC amplifier during the preceding correction period is used as a first correction value, and the output signal of the first AC amplifier during the subsequent correction period is used as a second correction value. A correction value that changes linearly with the lapse of time during the observation period is obtained, and the output signal of the first AC amplifier during the observation period can be corrected and amplified by the second AC amplifier.
[0046]
Therefore, even if the one cycle of scanning is long and the leakage current correction circuit 8 is provided between the charging period and the next charging period, the potential of the + terminal of the operational amplifier 4 fluctuates. By using the correction value, the output signal of the first AC amplifier during the observation period can be corrected, and accurate observation data can be output from the second AC amplifier. When the relationship between the correction value in the preceding correction period and the correction value in the subsequent correction period is not linear and changes according to a certain function, the output of the first AC amplifier in the observation period according to the function is changed. The signal can be corrected.
[0047]
The present invention is not limited to the above-described embodiments, but can be variously added and changed. For example, the charging circuit 6 and the leakage circuit corresponding to the polarity of the output signal of the infrared detector and the polarity of the power supply voltage are used. The circuit element of the current correction circuit 8 can be selected.
[0048]
【The invention's effect】
As described above, the present invention provides an amplifying device that amplifies even an extremely low frequency component of an infrared imaging device using an infrared detector, a DC amplifier, a first AC amplifier including a coupling capacitor 3, and a second AC amplifier. And the charging circuit 6 suppresses the potential fluctuation of the coupling capacitor 3, which also causes a fluctuation due to the leakage current. There is an advantage that even if the capacitor 3 has a small capacity, it can be amplified to an extremely low frequency band.
[0049]
An offset adjustment circuit 7 is provided in the DC amplifier to cancel a larger offset in the signal component of the infrared detector, thereby reducing the noise component and amplifying the signal to an extremely low frequency band even if the capacity of the coupling capacitor 3 is reduced. Therefore, there is an advantage that downsizing and economy can be achieved.
[0050]
By providing a second AC amplifier for amplifying an output signal multiplexed by the multiplexing unit 11 with respect to a DC amplifier and a first AC amplifier corresponding to a plurality of infrared detectors, a one-dimensional array multi-element type In the case where the infrared detector described above is used, there is an advantage that the size and economy of the amplifier can be reduced.
[0051]
Further, there is an advantage that an offset correction circuit 9 is provided to store a correction value, and the output signal during the observation period is corrected by the second AC amplifier, so that accurate observation data of the observation target can be obtained. Further, by providing a correction period before and after the observation period and correcting the observation value in the observation period using the correction values in the correction periods before and after this, one cycle of scanning is long, and the first period of the capacitor 3 is changed. There is an advantage that the potential on the input terminal side of the AC amplifier fluctuates and correction can be reliably performed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an explanatory diagram of an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram of a leakage current correction circuit according to the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an explanatory diagram of an offset correction circuit according to the embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a flowchart of an offset correction circuit according to the embodiment of the present invention.
FIG. 5 is an operation explanatory diagram of another embodiment of the present invention.
FIG. 6 is an explanatory diagram of a conventional infrared imaging apparatus.
FIG. 7 is an explanatory diagram of an amplifier of a conventional infrared imaging device.
[Explanation of symbols]
1 ₁ ~ 1 _n Infrared detector
2 Operational amplifier that constitutes a DC amplifier
3 Capacitor for coupling
4 Operational amplifier constituting first AC amplifier
5 Operational amplifier constituting second AC amplifier
6 charging circuit
7 Offset adjustment circuit
8 Leakage current correction circuit
9 Offset correction circuit
10 control unit
11 Multiplexer
DCA DC amplifier
ACA AC amplifier
Q1, Q2 Field-effect transistor

Claims

In the amplifying device of the infrared imaging device that restricts the infrared rays from the observation target and makes it incident on the infrared detector ,
A DC amplifier for amplifying the output signal of the infrared detector,
A first AC amplifier for inputting an output signal of the DC amplifier via a coupling capacitor;
A second AC amplifier for amplifying an output signal of the first AC amplifier;
A charging circuit for turning on and off an input terminal side of the first AC amplifier of the capacitor at a predetermined cycle with respect to a constant potential;
A leakage current correction circuit that compensates for leakage current of the capacitor flowing through the charging circuit and the first AC amplifier;
An amplification device for an infrared imaging device, comprising: an infrared detector and an offset adjustment circuit that corrects an offset of an output signal of the DC amplifier.

The leakage current correction circuit includes a gate, a common connection drain and a source connected between an input terminal of the first AC amplifier and a power supply, and a potential that is turned off when the charging circuit is on. 2. The amplifying device for an infrared imaging device according to claim 1, wherein the amplifying device is constituted by a field effect transistor connected so as to apply a voltage .

The leakage current correction circuit includes a base, a commonly connected emitter and a collector connected between an input terminal of the first AC amplifier and a power supply, and a potential at which the charging circuit is turned off when the charging circuit is on. 2. The amplifying device for an infrared imaging device according to claim 1, wherein the amplifying device is constituted by a bipolar transistor connected so as to apply a voltage.

The leakage current correction circuit is connected between the input terminal of the first AC amplifier and a power supply with a reverse polarity, and a diode to which a potential that is turned off when the charging circuit is turned on is applied. amplifier of infrared imaging apparatus according to claim 1, characterized in that it is configured.

The amplification device for an infrared imaging device according to claim 1, further comprising an offset correction circuit that corrects an offset of the second AC amplifier .

A plurality of the DC amplifiers and the first AC amplifiers corresponding to the infrared detectors; a multiplexing unit for time-division multiplexing the output signals of the plurality of the first AC amplifiers; and amplifying the output signals of the multiplexing unit. The amplification device for an infrared imaging device according to any one of claims 1 to 5, further comprising a second AC amplifier that performs the operation .

An offset correction circuit for correcting the offset of the second AC amplifier includes a memory for storing a correction value in a correction period corresponding to the plurality of infrared detectors, and the correction value read from the memory during an observation period. 7. The amplifying device for an infrared imaging device according to claim 1, further comprising: a configuration for inputting a signal to the second AC amplifier .

The offset correction circuit that corrects the offset of the second AC amplifier has a memory that stores correction values in a correction period corresponding to the plurality of infrared detectors, and the memory stores each of the correction values in the correction period. 8. The amplifying device for an infrared imaging device according to claim 7, wherein the output signal of the first AC amplifier corresponding to the infrared detector is sampled, and an average value of a plurality of times is held as a correction value .

An offset correction circuit for correcting an offset of the second AC amplifier, the offset correction circuit including a memory for storing a correction value in a correction period formed before and after an observation period, 2. The amplifier according to claim 1, wherein the amplifier is configured to read an output signal of the first AC amplifier during an observation period and to correct a correction value before and after the observation period from the memory. Item 9. An amplification device for an infrared imaging device according to any one of Items 5 to 8 .