JP3570898B2

JP3570898B2 - Pre-distortion circuit

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Publication number: JP3570898B2
Application number: JP23742898A
Authority: JP
Inventors: 正貴市原
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1998-08-24
Filing date: 1998-08-24
Publication date: 2004-09-29
Anticipated expiration: 2018-08-24
Also published as: EP0982849A1; DE69911339T2; KR100325051B1; DE69911339D1; JP2000069098A; EP0982849B1; US6587513B1; KR20000017447A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、プレディストーション回路に関し、特に、パワー制御のための可変利得回路を有するプリディストーション回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、プレディストーション回路は、無線通信機の送信パワーアンプ（増幅器）にて発生する歪みをベースバンド信号によって予め補正し、それにより、送信パワーアンプの非線形歪みが原因で発生する不要波を軽減することを目的として用いられている。また、プレディストーション回路を用いた場合、効率の良い非線形領域で送信パワーアンプを動作させることができるため、通話時における消費電力を低減することができ、電池で動作する携帯電話機等においては、通話時間を拡大することができる。
【０００３】
上述したようなプレディストーション回路（プレディストータ：Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｅｒ）は、従来から盛んに研究されており、例えば、文献：“ＱｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎＡｎａｌｙｓｉｓａｎｄＤｅｓｉｇｎｏｆａＤｉｇｉｔａｌＰｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎＬｉｎｅａｒｉｚｅｒｆｏｒＲＦＰｏｗｅｒＡｍｐｌｉｆｉｅｒｓ”，Ｓｕｎｄｓｔｒｏｍ，Ｌ．；Ｆａｕｌｋｎｅｒ，Ｍ．；Ｊｏｈａｎｓｅｎ，Ｍ．ＶｅｈｉｃｕｌａｒＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．Ｖｏｌ．４５４，Ｐａｇｅ７０７−７１９に、その原理及び構成が詳細に記述されている。
【０００４】
以下に、上述した文献を引用して、従来のプレディストーション回路について説明する。
【０００５】
従来の移動通信においては、ＦＭやＧＭＳＫといった振幅が一定であり、位相の変化のみに情報が乗る定包絡線変調方式が用いられている。その理由は、振幅が一定であるために電力効率が優れているＣクラスやＦクラスの非線形アンプを送信パワーアンプとして使用できるためである。効率の良い送信パワーアンプを使用した場合、通話時における消費電流を削減することができ、電池で駆動する携帯電話機においては通話時間を長くすることができる。
【０００６】
これに対して、近年、移動通信におけるトラフィックの増大が問題になっている。
【０００７】
そこで、周波数利用効率がより良い変調方式が使用され始めている。例えば、日本の携帯電話やＰＨＳにおいては、π／４シフトＱＰＳＫが用いられている。さらに、近年のＣＤＭＡ方式においては、ＱＰＳＫやオフセットＱＰＳＫが用いられている。
【０００８】
これらの変調方式はいずれも線形変調方式と呼ばれ、位相だけでなく振幅にも情報が乗る方式である。従って、当然振幅が大きく変動するので、従来のような非線形アンプを使用することは不可能である。
【０００９】
そのため、なるべく線形なアンプを使用する必要がある。
【００１０】
図３は、線形性の悪いアンプを使用した場合の出力スペクトラムの一例を示す図である。
【００１１】
図中の実線は、線形変調方式における本来のスペクトラムであるが、線形性の悪いアンプを通過すると、例えばアンプの歪みの３次成分の影響で、図中破線で示すような本来の帯域幅の３倍の帯域幅を有する不要波（３次歪み成分）が発生する。
【００１２】
この不要波が発生した場合、隣接チャンネル漏洩電力が悪化するため、周波数利用効率の良い線形変調方式を用いたにも関わらず、線形性の悪いアンプを用いたために、周波数利用効率が低下してしまう虞れがある。この現象を“ＳｐｅｃｔｒｕｍＲｅ−ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ”と呼んでいる。
【００１３】
この現象を防ぐためには、送信パワーアンプを、線形性が十分に良い領域で使用する必要がある。
【００１４】
しかし、アンプの線形性が良いほど、消費電力が増大するため、電力効率が劣化してしまう。
【００１５】
このような問題点を緩和する手段として、プレディストーション回路などのリニアライザの研究が行われている。すなわち、電力効率は優れているが線形性があまり優れていないアンプを、プレディストーション回路で補償して歪みを緩和し、隣接チャンネル漏洩電力を抑制するというものである。
【００１６】
図４は、送信パワーアンプの歪みの一例を示す図である。
【００１７】
図４に示すように、入力レベルを上げていくと、利得が次第に減少していき、入出力特性は直線からはずれてやがては飽和する。また、位相特性も、入出力特性が飽和し始める近辺から、一定値からずれるようになる。
【００１８】
Ｓｒ＝（Ｉｒ＋ｊＱｒ）・ｅｘｐ（ｊ２πｆｃｔ）を入力信号（振幅と位相を持つ複素数で考える）とする。
【００１９】
ここで、
Ｉｒ：ベースバンド信号の同相入力
Ｑｒ：ベースバンド信号の直交入力
ｆｃ：キャリア周波数
である。なお、Ｓｒをベースバンド信号と考えて処理する場合は上式の指数部分を省略して、
Ｓｒ＝Ｉｒ＋ｊＱｒ
としても良い。
【００２０】
信号Ｓｒをアンプに入力した場合、図４では、本来出力レベル｜Ｓｏ｜が得られるべきなのに、歪みのために出力レベルは｜Ｓｏ｜’となる。しかも位相は、θ１ずれてしまう。この作用によって“ＳｐｅｃｔｒｕｍＲｅ−ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ”が発生し、隣接チャンネル漏洩電力が増大するのである。
【００２１】
これを防止する方法として、プレディストーションが有効である。目標とする出力レベルＳｏを出力するために、Ｓｒの代わりに予め算出したＳｐを入力してやればよい。
【００２２】
図５は、プレディストーションによる歪みの補正を説明するための図である。
【００２３】
図５に示すように、特性の飽和を考慮してＳｒの振幅をあらかじめ大きくし、位相をθ２だけ変動を打ち消す方向に回転した信号Ｓｐを発生するプレディストーション回路を用いれば良いことになる。
【００２４】
図６は、図５に示した歪みの補正を数式化するための図である。
【００２５】
図中Ｇはアンプの位相も含めた入出力特性であり、図中Ｆはプレディストーション回路の特性である。どちらも、複素数で表される。
【００２６】
図６から明らかなように、プレディストーションされた信号Ｓｐは、
Ｓｐ＝Ｆ（｜Ｓｒ｜）・Ｓｒ
と表される。明らかにＦはＳｒの振幅（すなわち絶対値）のみによって決まる。
【００２７】
アンプの出力Ｓｏは、
Ｓｏ＝Ｇ（｜Ｓｐ｜）・Ｓｐ＝Ｇ｛｜Ｆ（｜Ｓｒ｜）・Ｓｒ｝・Ｆ（｜Ｓｒ｜｝・Ｓｒ
となる。ＳｏとＳｒとが線形な関係であるためには、
Ｇ｛｜Ｆ（｜Ｓｒ｜）・Ｓｒ｝・Ｆ（｜Ｓｒ｜｝＝Ｃ＝一定
でなければならない。
【００２８】
目標とするＣの値と、アンプの特性Ｇ、入力信号Ｓｒが決まれば、この方程式からプレディストーション関数Ｆが求まる。なお、関数Ｆは複素数であり、実数部Ｒｅと虚数部Ｉｍに分けて記述することができる。
【００２９】
図７は、一般的な適応型プレディストーション回路の一構成例を示す図である。なお、入力されたベースバンド信号（ＳｏｕｒｃｅＳｉｇｎａｌ）は、実数部にキャリアとの同相成分Ｉｒ、虚数部に直交成分Ｑｒを持つ複素信号として扱うことができる。
【００３０】
本従来例は図７に示すように、プレディストーション関数の実数部Ｒｅと虚数部Ｉｍが格納され、入力信号の振幅をアドレスとすることによって、関数値Ｆが出力されるＬｏｏｋ−ｕｐＴａｂｌｅ２３と、Ｌｏｏｋ−ｕｐＴａｂｌｅ２３から出力された関数値Ｆと入力信号とを複素乗算する複素乗算器２０と、複素乗算器２０における乗算結果をアナログ信号に変換し、出力するＤ／Ａ変換器２１と、Ｄ／Ａ変換器２１から出力されたアナログ信号を直交変調し、高周波信号として出力する直交変調器２２と、直交変調器２２から出力された高周波信号を増幅して出力する非線形増幅器１１と、非線形増幅器１１から出力された信号を２つの信号に分岐するカプラ１２と、カプラ１２にて分岐された信号のうち一方の信号を電波にて送出するアンテナ１３と、カプラ１２にて分岐された信号のうち他方の信号を直交復調し、ベースバンド信号として出力する直交復調器２６と、直交復調器２６から出力されたベースバンド信号をデジタル信号に変換し、出力するＡ／Ｄ変換器２５と、Ａ／Ｄ変換器２５から出力されたデジタル信号と入力信号とを比較し、該比較結果に基づいて、Ｌｏｏｋ−ｕｐＴａｂｌｅ２３の内容を更新する適応回路２４とから構成されている。
【００３１】
上記のように構成されたプレディストーション回路においては、適応回路２４において、送信信号を復調した信号と入力信号とのタイミングと位相を合わせて比較する機能が必要であるため、適応回路２４が非常に複雑な構成となってしまう。また、送信レベルは、入力信号によって決まる必要がある。
【００３２】
ところが、近年出現したＣＤＭＡ方式においては、遠近問題を解決するために送信パワーを８０ｄＢもの広範囲にわたって変動させる必要がある。
【００３３】
図８は、従来のプレディストーション回路の他の構成例を示す図である。
【００３４】
本従来例は図８に示すように、入力信号Ｉｒ，Ｑｒから入力信号の振幅を算出する振幅計算回路１５と、プレディストーション関数の実数部Ｒｅと虚数部Ｉｍが格納され、振幅計算回路１５にて算出された入力信号の振幅をアドレスとすることによって、関数値Ｆが出力されるＲＯＭ１４と、４つの乗算器１〜４と２つの加算器５，６とを具備し、ＲＯＭ１４から出力された関数値Ｆと入力信号とを複素乗算する複素乗算器２０と、複素乗算器２０における乗算結果をアナログ信号に変換し、出力するＤ／Ａ変換器７，８と、Ｄ／Ａ変換器７，８から出力されたアナログ信号を直交変調し、高周波信号として出力する直交変調器９と、外部から入力される利得制御信号に基づいた利得で直交変調器９から出力された高周波信号を増幅して出力する可変利得アンプ１０と、可変利得アンプ１０から出力された高周波信号を増幅して出力する非線形増幅器１１と、非線形増幅器１１から出力された信号を電波にて送出するアンテナ１３とから構成されている。
【００３５】
上記のように構成されたプリディストーション回路においては、振幅計算回路１５において入力信号Ｉｒ，Ｑｒから入力信号の振幅が算出され、該算出結果をアドレスとしてＲＯＭ１４から関数値Ｆが出力され、出力された関数値Ｆと入力信号Ｉｒ，Ｑｒとが複素乗算器２０で複素乗算される。
【００３６】
ここで、アンテナ１３から送出される送信レベルにおいては、直交変調器９と非線形増幅器１１との間に可変利得アンプ１０が挿入されているため、入力信号Ｉｒ，Ｑｒの振幅だけで決まらず、可変利得アンプ１０に入力される利得制御信号Ｇｃと入力信号Ｉｒ，Ｑｒの振幅とによって決まる。
【００３７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述したような従来のプリディストーション回路においては、アンテナから送出される送信レベルが可変利得アンプに入力される利得制御信号と入力信号の振幅とによって決まるため、可変利得アンプに入力される利得制御信号が変動した場合、利得が変動し、歪みの補正を正確に行うことができないという問題点がある。
【００３８】
仮に適応回路を導入したとしても、プレディストーションが必要なのは、可変利得アンプの利得が大きくなる時間的に僅かな期間のみであり、適応動作を安定して行うのは極めて困難である。
【００３９】
本発明は、上述したような従来の技術が有する問題点に鑑みてなされたものであって、可変利得アンプの利得が変動した場合においても歪みの補正を正しく行うことができるプリディストーション回路を提供することを目的とする。
【００４０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、
入力信号を増幅して出力する非線形増幅器と、該非線形増幅器の前段に設けられ、外部から入力される利得制御信号に基づいて利得が変化する可変利得回路とを具備し、該非線形増幅器にて発生する歪みを補正するプレディストーション回路であって、
前記入力信号の振幅を算出する振幅計算手段と、
前記非線形増幅器から出力された信号を検波する検波手段と、
該検波手段にて検波された信号を平滑化する平滑化手段と、
該平滑化手段にて平滑化された信号に基づいて前記可変利得回路の利得を算出する利得計算手段と、
前記振幅計算手段にて算出された振幅と前記利得計算手段にて算出された利得とに基づいて、前記歪みを補正するデータを出力する補正データ出力手段と、
該補正データ出力手段から出力されたデータと前記入力信号とを複素乗算する複素乗算手段と、
該複素乗算手段における乗算結果を直交変調し、高周波信号として出力する直交変調手段とを有し、
該直交変調手段から出力された高周波信号が前記可変利得回路及び非線形増幅器にて増幅され、歪みが補正されたデータとして出力されることを特徴とする。
【００４２】
また、前記振幅計算手段にて算出された振幅と前記利得計算手段にて算出された利得とを乗算する乗算手段を有し、
前記補正データ出力手段は、前記乗算手段における乗算結果に基づいて前記歪みを補正するデータを出力することを特徴とする。
【００４３】
また、前記補正データ出力手段は、前記振幅計算手段にて算出された振幅と前記利得計算手段にて算出された利得とに基づいて前記歪みを補正するデータが複数書き込まれたメモリであり、前記振幅計算手段にて算出された振幅と前記利得計算手段にて算出された利得とに基づいたアドレスが入力されることにより、前記歪みを補正するデータを出力することを特徴とする。
【００４４】
また、前記メモリは、プログラマブルなメモリであり、予め測定された前記非線形増幅器の歪み特性に基づいて、歪みを補正するデータを計算した結果が書き込まれることを特徴とする。
【００４５】
また、前記歪みを補正するデータは、振幅の補正値をａ、位相の補正値をθとすると、ａｃｏｓθを実数部、ａｓｉｎθを虚数部として表現される複素数であり、前記実数部と虚数部の対をなす１組の数値で表されることを特徴とする。
【００４６】
（作用）
上記のように構成された本発明においては、非線形増幅器の入力信号の瞬時レベルに比例した値となる可変利得回路の利得が算出され、算出された利得と入力信号の振幅とに基づいて、歪みを補正するデータが出力され、該データに基づいて歪みが補正されるので、可変利得回路の利得が変化した場合においても、正しい歪み補正が行われる。
【００４７】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００４８】
図１は、本発明のプリディストーション回路の実施の一形態を示す図である。
【００４９】
本形態は図１に示すように、入力信号Ｓｒの送信キャリアの同相成分となるベースバンド信号Ｉｒ及び直交成分になる信号Ｑｒから入力信号Ｓｒの振幅を算出する振幅計算回路１５と、プレディストーション関数の実数部Ｒｅと虚数部Ｉｍが格納され、所定の歪み補正データを出力するデータ出力手段であるＲＯＭ１４と、４つの乗算器１〜４と２つの加算器５，６とを具備し、ＲＯＭ１４から出力された歪み補正データと入力信号Ｓｒとを複素乗算する複素乗算器２０と、複素乗算器２０における乗算結果をアナログ信号に変換し、出力するＤ／Ａ変換器７，８と、Ｄ／Ａ変換器７，８から出力されたアナログ信号を直交変調し、高周波信号として出力する直交変調器９と、外部から入力される利得制御信号に基づいた利得で直交変調器９から出力された高周波信号を増幅して出力する可変利得アンプ１０と、可変利得アンプ１０から出力された高周波信号を増幅して出力する非線形増幅器１１と、非線形増幅器１１から出力された信号を電波にて送出するアンテナ１３と、可変利得アンプ１０に入力される利得制御信号が入力され、該利得制御信号に基づいて可変利得アンプ１０の利得を算出する利得計算回路１６と、振幅計算回路１５にて算出された振幅と利得計算回路１６にて算出された利得とを乗算する乗算器３０とから構成されており、乗算器３０における乗算結果をアドレスとすることによって、ＲＯＭ１４から所定の歪み補正データが出力される。ここで、入力信号ＳｒはＩｒを実数部分、Ｑｒを虚数部分とする複素数と考えることができる。
【００５０】
以下に、上記のように構成されたプリディストーション回路の動作について説明する。
【００５１】
入力信号Ｓｒ（すなわち実数部分であるＩｒ信号と虚数部分であるＱｒ信号）が入力されると、振幅計算回路１５において、入力信号Ｓｒの瞬間的な振幅｜Ｓｒ｜が算出される。｜Ｓｒ｜は次式で算出される。
【００５２】
｜Ｓｒ｜＝（Ｉｒ^２＋Ｑｒ^２）^１／２
また、利得計算回路１６において、外部から入力される利得制御信号Ｇｃの値に基づいて可変利得アンプ９の利得の真値Ａが算出される。
【００５３】
振幅計算回路１５にて算出された入力信号Ｓｒの瞬間的な振幅と利得計算回路１６にて算出された可変利得アンプ９の利得の真値Ａとは、乗算器３０において乗算され、その結果Ｘが、ＲＯＭ１４のアドレス入力として用いられる。なお、ＲＯＭ１４のアドレスＸは、
Ｘ＝Ａ・｜Ｓｒ｜＝Ａ・（Ｉｒ^２＋Ｑｒ^２）^１／２
であり、送信パワーの瞬間的な振幅に比例した値である。
【００５４】
次に、上述したアドレスＸに基づいて、ＲＯＭ１４から所定の歪み補正データ（実数部分がＲｅ、虚数部分がＩｍ）が出力される。
【００５５】
その後、複素乗算出器２０において、入力信号ＳｒとＲＯＭ１４から出力された歪み補正データとが複素乗算される。
【００５６】
ここで、複素乗算器２０における乗算結果は、入力信号Ｓｒの振幅と位相を非線形増幅器１１の特性が線形になるように補正した複素信号Ｓｐである。複素乗算の結果、Ｓｐは、
Ｓｐ＝（Ｒｅ＋ｊＩｍ）・Ｓｒ＝（Ｒｅ＋ｊＩｍ）・（Ｉｒ＋ｊＱｒ）＝（Ｒｅ・Ｉｒ−Ｉｍ・Ｑｒ）＋ｊ（Ｒｅ・Ｑｒ＋Ｉｍ・Ｉｒ）
となる。ここで、
Ｒｅ＝ａ・ｃｏｓθ
Ｉｍ＝ａ・ｓｉｎθ
と書ける。ａは振幅補正値、θは位相補正値である。これを上式に代入すると、
Ｓｐ＝Ｓｒ・ａ・ｅｘｐ（ｊθ）
となる。すなわちＳｐはＳｒの振幅をａ倍し、位相をθだけ回転した信号である。
【００５７】
Ｓｐの実数部をＩｐ、虚数部をＱｐとすると、
Ｉｐ＝Ｒｅ・Ｉｒ−Ｉｍ・Ｑｒ
Ｑｐ＝Ｒｅ・Ｑｒ＋Ｉｍ・Ｑｒ
と表される。これらＩｐ，Ｑｐ信号は、Ｄ／Ａ変換器７，８においてそれぞれアナログ信号に変換され、直交変調器９において高周波信号に変換されて出力される。
【００５８】
ここで、ＣＤＭＡ方式においては、遠近問題（ＮｅａｒＦａｒＥｆｆｅｃｔ）を解決するするために、精密な送信パワーコントロールが必要である。そのため、直交変調器９と非線形増幅器１１との間に、可変利得アンプ１０を挿入し、送信パワーを精密にコントロールする。
【００５９】
直交変調器９から出力された高周波信号は、可変利得アンプ１０にて増幅されるが、可変利得アンプ９の利得においては利得制御信号Ｇｃによって制御される。通常、利得制御信号Ｇｃは、可変利得アンプ９の利得のｄＢ値に対応する（例えば比例する）電圧または制御値になっている。
【００６０】
その後、可変利得アンプ１０にて増幅された信号は非線形増幅器１１にて増幅され、アンテナ１３を介して送出される。
【００６１】
ここで、非線形増幅器１１において発生する振幅歪み及び位相歪みはいずれも、非線形増幅器１１の入力信号の振幅のみによって決まる。従って、ＲＯＭ１４のアドレスＸが決まれば歪みも一意的に決まる。つまり、その歪みを補正するための歪み補正データＲｅ，Ｉｍも一意的に決まる。
【００６２】
そこで、ＲＯＭ１４のアドレスがＸである場合の非線形増幅器１１の歪みを事前に測定しておき、この値から求まる歪み補正データＲｅ，ＩｍをＲＯＭ１４のアドレスＸに記憶しておけば良い。この作業は製品の出荷時に行うことができる。
【００６３】
このように、本形態においては、非線形増幅器１１の入力信号の瞬時レベルに比例した値となる可変利得アンプ１０の利得と入力信号の振幅Ｓｒとを掛け合わせた値Ｘを歪み補正データを出力するＲＯＭ１４のアドレスとして用いているため、可変利得アンプ１１の利得が変化した場合においても、正しい歪み補正を行うことができる。
【００６４】
（他の実施の形態）
以下に、可変利得アンプ１０の利得変化の補正を別の方法で行う例を説明する。
【００６５】
図２は、本発明のプリディストーション回路の他の実施の形態を示す図である。
【００６６】
本形態は図２に示すように、入力信号Ｓｒの送信キャリアの同相成分となるベースバンド信号Ｉｒ及び直交成分になる信号Ｑｒから入力信号Ｓｒの振幅を算出する振幅計算回路１５と、プレディストーション関数の実数部Ｒｅと虚数部Ｉｍが格納され、所定の歪み補正データを出力するＲＯＭ１４と、４つの乗算器１〜４と２つの加算器５，６とを具備し、ＲＯＭ１４から出力された歪み補正データと入力信号Ｓｒとを複素乗算する複素乗算器２０と、複素乗算器２０における乗算結果をアナログ信号に変換し、出力するＤ／Ａ変換器７，８と、Ｄ／Ａ変換器７，８から出力されたアナログ信号を直交変調し、高周波信号として出力する直交変調器９と、外部から入力される利得制御信号に基づいた利得で直交変調器９から出力された高周波信号を増幅して出力する可変利得アンプ１０と、可変利得アンプ１０から出力された高周波信号を増幅して出力する非線形増幅器１１と、非線形増幅器１１から出力された信号を２つの信号に分岐するカプラ１２と、カプラ１２にて分岐された信号のうち一方の信号を電波にて送出するアンテナ１３と、カプラ１２にて分岐された信号のうち他方の信号を検波する検波器１９と、検波器１９にて得られる電圧を十分低いカットオフ周波数にて呂波する平滑手段であるローパスフィルタ１８と、ローパスフィルタ１８を通過した信号をデジタル信号に変換して出力するＡ／Ｄ変換器１７と、Ａ／Ｄ変換器１７から出力されたデジタル信号に基づいて可変利得アンプ１０の利得を算出する利得計算回路１６と、振幅計算回路１５にて算出された振幅と利得計算回路１６にて算出された利得とを乗算する乗算器３０とから構成されており、乗算器３０における乗算結果をアドレスとすることによって、ＲＯＭ１４から所定の歪み補正データが出力される。
【００６７】
上記のように構成されたプリディストーション回路においては、非線形増幅器１１から出力された信号がカプラ１２において２つに分離され、分離された信号のうち一方が検波器１９に入力されて検波される。
【００６８】
次に、ローパスフィルタ１８において、検波器１９にて得られた電圧が十分低いカットオフ周波数で呂波される。これによって得られる電圧は、ほぼ、非線形増幅器１１の平均出力振幅に比例している。
【００６９】
ローパスフィルタ１８を通過した信号は、Ａ／Ｄ変換器１７にてデジタル信号に変換され、その後、利得計算回路１６において、利得の補正値Ａが算出される。
【００７０】
本形態においては、図１に示したものとは異なり、Ａ／Ｄ変換器１７の出力はほぼ、非線形増幅器１１の平均出力振幅に比例しているので、ｄＢから真値に変換する演算は不要である。
【００７１】
その後、利得計算回路１６にて算出されたＡの値と入力信号Ｓｒの瞬間的な振幅｜Ｓｒ｜とが乗算器３０にて乗算されることにより、図１に示したアドレスＸと同等の値が算出される。なお、この値も、送信パワーの瞬間的な振幅に比例した値である。
【００７２】
さらに、図１に示したものにおいては、可変利得アンプやその他回路の利得に温度変動がある場合には正確な歪み補正は困難になるが、本形態においては、検波器１９やローパスフィルタ１８、Ａ／Ｄ変換器１７が安定して動作していれば温度変動の影響を排除することができる。実際に、これらの回路を安定に作ることは、可変利得回路の安定化に比べて極めて容易である。
【００７３】
【発明の効果】
以上説明したように本発明においては、非線形増幅器の入力信号の瞬時レベルに比例した値となる可変利得回路の利得が算出され、算出された利得と入力信号の振幅とに基づいて、歪みを補正するデータが出力され、該データに基づいて歪みが補正される構成としたため、可変利得回路の利得が変化した場合においても、正しい歪み補正を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のプリディストーション回路の実施の一形態を示す図である。
【図２】本発明のプリディストーション回路の他の実施の形態を示す図である。
【図３】線形性の悪いアンプを使用した場合の出力スペクトラムの一例を示す図である。
【図４】送信パワーアンプの歪みの一例を示す図である。
【図５】プレディストーションによる歪みの補正を説明するための図である。
【図６】図５に示した歪みの補正を数式化するための図である。
【図７】一般的な適応型プレディストーション回路の一構成例を示す図である。
【図８】従来のプレディストーション回路の他の構成例を示す図である。
【符号の説明】
１〜４，３０乗算器
５，６加算器
７，８Ｄ／Ａ変換器
９直交変調器
１０可変利得アンプ
１１非線形増幅器
１２カプラ
１３アンテナ
１４ＲＯＭ
１５振幅計算回路
１６利得計算回路
１７Ａ／Ｄ変換器
１８ローパスフィルタ
１９検波器
２０複素乗算器[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a predistortion circuit, and more particularly, to a predistortion circuit having a variable gain circuit for power control.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, a pre-distortion circuit previously compensates for distortion generated in a transmission power amplifier (amplifier) of a wireless communication device by a baseband signal, thereby reducing unnecessary waves caused by nonlinear distortion of the transmission power amplifier. It is used for the purpose of doing. Further, when a predistortion circuit is used, the transmission power amplifier can be operated in an efficient nonlinear region, so that power consumption during a call can be reduced. Time can be extended.
[0003]
The above-described predistortion circuit (Predistorter) has been actively studied in the past, and is described, for example, in the literature: "Quantization Analysis and Design of a Digital Prestoration Linear Ref. Faulkner, M .; Johansen, M .; Vehicular Technology, IEEE Trans. Vol. 454, Page 707-719 describes the principle and configuration in detail.
[0004]
Hereinafter, a conventional predistortion circuit will be described with reference to the above-mentioned literature.
[0005]
In the conventional mobile communication, a constant envelope modulation method in which the amplitude is constant, such as FM or GMSK, and information is added only to a phase change, is used. The reason is that a C-class or F-class nonlinear amplifier, which has excellent power efficiency because the amplitude is constant, can be used as a transmission power amplifier. When an efficient transmission power amplifier is used, current consumption during a call can be reduced, and a call time can be lengthened in a mobile phone driven by a battery.
[0006]
On the other hand, in recent years, an increase in traffic in mobile communication has become a problem.
[0007]
Therefore, a modulation scheme with better frequency use efficiency has begun to be used. For example, mobile phones and PHS in Japan use π / 4 shift QPSK. Further, in recent CDMA systems, QPSK and offset QPSK are used.
[0008]
Each of these modulation methods is called a linear modulation method, and is a method in which information is put on not only the phase but also the amplitude. Accordingly, since the amplitude naturally fluctuates greatly, it is impossible to use a conventional nonlinear amplifier.
[0009]
Therefore, it is necessary to use a linear amplifier as much as possible.
[0010]
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of an output spectrum when an amplifier having poor linearity is used.
[0011]
The solid line in the figure is the original spectrum in the linear modulation method, but when passing through an amplifier with poor linearity, the original bandwidth of the original bandwidth as shown by the broken line in the figure is affected by, for example, the third-order component of the distortion of the amplifier. An unnecessary wave (third-order distortion component) having a triple bandwidth is generated.
[0012]
When this unnecessary wave occurs, the adjacent channel leakage power deteriorates, and despite the use of a linear modulation method with good frequency use efficiency, the use of an amplifier with poor linearity reduces the frequency use efficiency. There is a possibility that it will happen. This phenomenon is called "Spectrum Re-generation".
[0013]
In order to prevent this phenomenon, it is necessary to use the transmission power amplifier in a region where the linearity is sufficiently good.
[0014]
However, the better the linearity of the amplifier, the higher the power consumption, and the lower the power efficiency.
[0015]
As means for alleviating such problems, research has been conducted on a linearizer such as a pre-distortion circuit. That is, an amplifier having excellent power efficiency but not very good linearity is compensated by a predistortion circuit to reduce distortion and suppress adjacent channel leakage power.
[0016]
FIG. 4 is a diagram illustrating an example of distortion of the transmission power amplifier.
[0017]
As shown in FIG. 4, as the input level increases, the gain gradually decreases, and the input / output characteristics deviate from the straight line and eventually saturate. In addition, the phase characteristic also deviates from a constant value near the point where the input / output characteristic starts to saturate.
[0018]
Sr = (Ir + jQr) · exp (j2πfct) is an input signal (considered as a complex number having amplitude and phase).
[0019]
here,
Ir: In-phase input of baseband signal Qr: Quadrature input of baseband signal fc: Carrier frequency. When Sr is considered as a baseband signal and processed, the exponent part of the above equation is omitted,
Sr = Ir + jQr
It is good.
[0020]
When the signal Sr is input to the amplifier, in FIG. 4, although the output level | So | should be originally obtained, the output level becomes | So | 'due to distortion. In addition, the phase is shifted by θ1. By this effect, "Spectrum Re-generation" occurs, and the adjacent channel leakage power increases.
[0021]
Predistortion is effective as a method for preventing this. In order to output the target output level So, a previously calculated Sp may be input instead of Sr.
[0022]
FIG. 5 is a diagram for explaining correction of distortion due to predistortion.
[0023]
As shown in FIG. 5, it is sufficient to use a pre-distortion circuit that increases the amplitude of Sr in advance in consideration of the saturation of the characteristic and generates a signal Sp that is rotated in a direction in which the phase is canceled by θ2.
[0024]
FIG. 6 is a diagram for formulating the correction of the distortion shown in FIG.
[0025]
G in the figure shows input / output characteristics including the phase of the amplifier, and F in the figure shows the characteristics of the predistortion circuit. Both are represented by complex numbers.
[0026]
As is clear from FIG. 6, the pre-distorted signal Sp is
Sp = F (| Sr |) · Sr
It is expressed as Obviously, F depends only on the amplitude (ie, absolute value) of Sr.
[0027]
The output So of the amplifier is
So = G (| Sp |) · Sp = G ｛| F (| Sr |) · Sr｝ · F (| Sr |｝ · Sr
It becomes. In order for So and Sr to have a linear relationship,
G ｛| F (| Sr |) · Sr｝ · F (| Sr |｝ = C = constant.
[0028]
If the target value of C, the characteristic G of the amplifier, and the input signal Sr are determined, the predistortion function F is obtained from this equation. Note that the function F is a complex number, and can be described separately for a real part Re and an imaginary part Im.
[0029]
FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of a general adaptive predistortion circuit. The input baseband signal (Source Signal) can be handled as a complex signal having the in-phase component Ir with the carrier in the real part and the quadrature component Qr in the imaginary part.
[0030]
In this conventional example, as shown in FIG. 7, a Look-up Table 23 in which a real part Re and an imaginary part Im of a predistortion function are stored and a function value F is output by using an amplitude of an input signal as an address. , A complex multiplier 20 for performing a complex multiplication of the function value F output from the Look-up Table 23 and the input signal, a D / A converter 21 for converting the multiplication result in the complex multiplier 20 into an analog signal and outputting the analog signal, A quadrature modulator 22 that quadrature-modulates an analog signal output from the D / A converter 21 and outputs it as a high-frequency signal; a non-linear amplifier 11 that amplifies and outputs a high-frequency signal output from the quadrature modulator 22; A coupler 12 for splitting a signal output from the amplifier 11 into two signals, and one of the signals split by the coupler 12 is transmitted by radio waves. An orthogonal demodulator 26 that orthogonally demodulates the other of the signals branched by the antenna 13 and the coupler 12 and outputs it as a baseband signal, and converts the baseband signal output from the orthogonal demodulator 26 into a digital signal. Then, an output A / D converter 25, an adaptive circuit that compares the digital signal output from the A / D converter 25 with the input signal, and updates the contents of the Look-up Table 23 based on the comparison result 24.
[0031]
In the pre-distortion circuit configured as described above, since the adaptive circuit 24 needs a function of comparing the timing and phase of the signal demodulated from the transmission signal with the input signal, the adaptive circuit 24 is very difficult. It becomes a complicated configuration. Also, the transmission level needs to be determined by the input signal.
[0032]
However, in the CDMA system that has recently emerged, it is necessary to vary the transmission power over a wide range of 80 dB in order to solve the near-far problem.
[0033]
FIG. 8 is a diagram showing another configuration example of the conventional predistortion circuit.
[0034]
In this conventional example, as shown in FIG. 8, an amplitude calculation circuit 15 for calculating the amplitude of an input signal from input signals Ir and Qr, and a real part Re and an imaginary part Im of a predistortion function are stored. By using the amplitude of the input signal calculated as an address, a ROM 14 that outputs a function value F, four multipliers 1 to 4 and two adders 5 and 6 are provided. A complex multiplier 20 that performs complex multiplication of the function value F and the input signal; D / A converters 7 and 8 that convert the multiplication result in the complex multiplier 20 to analog signals and output the analog signals; A quadrature modulator 9 that quadrature-modulates the analog signal output from 8 and outputs it as a high-frequency signal, and amplifies the high-frequency signal output from the quadrature modulator 9 with a gain based on a gain control signal input from the outside. output A variable gain amplifier 10, a non-linear amplifier 11 for amplifying and outputting a high-frequency signal output from the variable gain amplifier 10, and an antenna 13 for transmitting a signal output from the non-linear amplifier 11 by radio waves. .
[0035]
In the predistortion circuit configured as described above, the amplitude calculation circuit 15 calculates the amplitude of the input signal from the input signals Ir and Qr, and uses the calculation result as an address to output the function value F from the ROM 14 and output the function value F. The complex value is multiplied by the complex multiplier 20 with the function value F and the input signals Ir and Qr.
[0036]
Here, at the transmission level transmitted from the antenna 13, the variable gain amplifier 10 is inserted between the quadrature modulator 9 and the nonlinear amplifier 11, so that the variable gain amplifier 10 is not determined only by the amplitudes of the input signals Ir and Qr. It is determined by the gain control signal Gc input to the gain amplifier 10 and the amplitudes of the input signals Ir and Qr.
[0037]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional pre-distortion circuit as described above, the transmission level transmitted from the antenna is determined by the gain control signal input to the variable gain amplifier and the amplitude of the input signal. When the control signal fluctuates, there is a problem that the gain fluctuates and distortion cannot be accurately corrected.
[0038]
Even if an adaptive circuit is introduced, predistortion is required only for a short period of time when the gain of the variable gain amplifier is large, and it is extremely difficult to perform the adaptive operation stably.
[0039]
The present invention has been made in view of the above-described problems of the conventional technology, and provides a predistortion circuit that can correctly correct distortion even when the gain of a variable gain amplifier fluctuates. The purpose is to do.
[0040]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention provides
A nonlinear amplifier that amplifies and outputs an input signal; and a variable gain circuit that is provided in front of the nonlinear amplifier and changes the gain based on an externally input gain control signal. A pre-distortion circuit for correcting distortion
Amplitude calculating means for calculating the amplitude of the input signal,
Detection means for detecting a signal output from the non-linear amplifier,
Smoothing means for smoothing the signal detected by the detection means,
Gain calculating means for calculating the gain of the variable gain circuit based on the signal smoothed by the smoothing means;
Correction data output means for outputting data for correcting the distortion, based on the amplitude calculated by the amplitude calculation means and the gain calculated by the gain calculation means,
Complex multiplying means for complex multiplying the data output from the correction data output means and the input signal;
Orthogonal modulating means for orthogonally modulating the multiplication result in the complex multiplying means and outputting it as a high-frequency signal,
The high-frequency signal output from the quadrature modulation means is amplified by the variable gain circuit and the non-linear amplifier, and output as data with distortion corrected.
[0042]
Further, the image processing apparatus has a multiplication unit that multiplies the amplitude calculated by the amplitude calculation unit and the gain calculated by the gain calculation unit,
The correction data output means outputs data for correcting the distortion based on a result of the multiplication by the multiplication means.
[0043]
The correction data output means is a memory in which a plurality of data for correcting the distortion based on the amplitude calculated by the amplitude calculation means and the gain calculated by the gain calculation means are written, When an address based on the amplitude calculated by the amplitude calculating means and the gain calculated by the gain calculating means is input, data for correcting the distortion is output.
[0044]
Further, the memory is a programmable memory, and a result of calculating data for correcting distortion based on a previously measured distortion characteristic of the nonlinear amplifier is written therein.
[0045]
The data for correcting the distortion is a complex number represented by a cos θ as a real part and asin θ as an imaginary part, where a is a correction value of the amplitude and θ is a correction value of the phase. It is characterized by being represented by a pair of numerical values forming a pair.
[0046]
(Action)
In the present invention configured as described above, the gain of the variable gain circuit, which is a value proportional to the instantaneous level of the input signal of the nonlinear amplifier, is calculated, and distortion is calculated based on the calculated gain and the amplitude of the input signal. Is output, and distortion is corrected based on the data, so that correct distortion correction is performed even when the gain of the variable gain circuit changes.
[0047]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0048]
FIG. 1 is a diagram showing one embodiment of a predistortion circuit of the present invention.
[0049]
In the present embodiment, as shown in FIG. 1, an amplitude calculation circuit 15 for calculating the amplitude of an input signal Sr from a baseband signal Ir serving as an in-phase component of a transmission carrier of the input signal Sr and a signal Qr serving as a quadrature component, and a predistortion function A ROM 14 serving as a data output means for storing predetermined distortion correction data, and four multipliers 1 to 4 and two adders 5 and 6. A complex multiplier 20 that performs complex multiplication of the output distortion correction data and the input signal Sr, D / A converters 7 and 8 that convert the multiplication result in the complex multiplier 20 into analog signals, and output the analog signals; A quadrature modulator 9 that quadrature modulates the analog signals output from the converters 7 and 8 and outputs it as a high-frequency signal, and a quadrature modulator 9 with a gain based on a gain control signal input from the outside. Variable amplifier 10 for amplifying and outputting the high-frequency signal output from the same, nonlinear amplifier 11 for amplifying and outputting the high-frequency signal output from variable gain amplifier 10, and converting the signal output from nonlinear amplifier 11 into radio waves. An antenna 13 for transmitting the signal, a gain control signal input to the variable gain amplifier 10, a gain calculation circuit 16 for calculating the gain of the variable gain amplifier 10 based on the gain control signal, and an amplitude calculation circuit 15. A multiplier 30 for multiplying the calculated amplitude by the gain calculated by the gain calculation circuit 16, and by using the result of the multiplication in the multiplier 30 as an address, predetermined distortion correction data is read from the ROM 14. Is output. Here, the input signal Sr can be considered as a complex number having Ir as a real part and Qr as an imaginary part.
[0050]
Hereinafter, the operation of the pre-distortion circuit configured as described above will be described.
[0051]
When an input signal Sr (that is, an Ir signal that is a real part and a Qr signal that is an imaginary part) is input, the amplitude calculation circuit 15 calculates an instantaneous amplitude | Sr | of the input signal Sr. | Sr | is calculated by the following equation.
[0052]
| Sr | = (Ir ² + Qr ² ) ^1/2
Further, the gain calculation circuit 16 calculates the true value A of the gain of the variable gain amplifier 9 based on the value of the gain control signal Gc input from the outside.
[0053]
The instantaneous amplitude of the input signal Sr calculated by the amplitude calculation circuit 15 and the true value A of the gain of the variable gain amplifier 9 calculated by the gain calculation circuit 16 are multiplied by the multiplier 30, and as a result X Are used as an address input of the ROM 14. Note that the address X of the ROM 14 is
X = A · | Sr | = A · (Ir ² + Qr ² ) ^1/2
Which is proportional to the instantaneous amplitude of the transmission power.
[0054]
Next, predetermined distortion correction data (the real part is Re and the imaginary part is Im) are output from the ROM 14 based on the address X described above.
[0055]
Thereafter, in the complex power calculator 20, the input signal Sr and the distortion correction data output from the ROM 14 are subjected to complex multiplication.
[0056]
Here, the result of the multiplication by the complex multiplier 20 is a complex signal Sp obtained by correcting the amplitude and phase of the input signal Sr so that the characteristics of the nonlinear amplifier 11 become linear. As a result of the complex multiplication, Sp is
Sp = (Re + jIm) · Sr = (Re + jIm) · (Ir + jQr) = (Re · Ir−Im · Qr) + j (Re · Qr + Im · Ir)
It becomes. here,
Re = a · cos θ
Im = a · sin θ
Can be written. a is an amplitude correction value, and θ is a phase correction value. Substituting this into the above equation gives
Sp = Sr · a · exp (jθ)
It becomes. That is, Sp is a signal obtained by multiplying the amplitude of Sr by a and rotating the phase by θ.
[0057]
If the real part of Sp is Ip and the imaginary part is Qp,
Ip = Re.Ir-Im.Qr
Qp = Re · Qr + Im · Qr
It is expressed as These Ip and Qp signals are converted into analog signals in D / A converters 7 and 8, respectively, and converted into high-frequency signals in quadrature modulator 9 and output.
[0058]
Here, in the CDMA system, precise transmission power control is necessary in order to solve a near-far problem. Therefore, a variable gain amplifier 10 is inserted between the quadrature modulator 9 and the non-linear amplifier 11 to precisely control the transmission power.
[0059]
The high-frequency signal output from the quadrature modulator 9 is amplified by the variable gain amplifier 10, and the gain of the variable gain amplifier 9 is controlled by the gain control signal Gc. Usually, the gain control signal Gc is a voltage or a control value corresponding (for example, proportional) to the dB value of the gain of the variable gain amplifier 9.
[0060]
Thereafter, the signal amplified by the variable gain amplifier 10 is amplified by the non-linear amplifier 11 and transmitted through the antenna 13.
[0061]
Here, both the amplitude distortion and the phase distortion generated in the nonlinear amplifier 11 are determined only by the amplitude of the input signal of the nonlinear amplifier 11. Therefore, if the address X of the ROM 14 is determined, the distortion is uniquely determined. That is, the distortion correction data Re and Im for correcting the distortion are also uniquely determined.
[0062]
Therefore, the distortion of the nonlinear amplifier 11 when the address of the ROM 14 is X is measured in advance, and the distortion correction data Re and Im obtained from this value may be stored at the address X of the ROM 14. This operation can be performed when the product is shipped.
[0063]
As described above, in the present embodiment, the distortion correction data is output using a value X obtained by multiplying the gain of the variable gain amplifier 10 and the amplitude Sr of the input signal, which is a value proportional to the instantaneous level of the input signal of the nonlinear amplifier 11. Since it is used as an address of the ROM 14, correct distortion correction can be performed even when the gain of the variable gain amplifier 11 changes.
[0064]
(Other embodiments)
An example in which the gain change of the variable gain amplifier 10 is corrected by another method will be described below.
[0065]
FIG. 2 is a diagram showing another embodiment of the predistortion circuit of the present invention.
[0066]
In this embodiment, as shown in FIG. 2, an amplitude calculation circuit 15 for calculating the amplitude of the input signal Sr from the baseband signal Ir serving as the in-phase component of the transmission carrier of the input signal Sr and the signal Qr serving as the quadrature component, and a predistortion function The ROM 14 stores a real part Re and an imaginary part Im, and outputs predetermined distortion correction data; four multipliers 1 to 4 and two adders 5 and 6; A complex multiplier 20 that performs complex multiplication of the data and the input signal Sr, D / A converters 7 and 8 that convert the multiplication result in the complex multiplier 20 into analog signals and output the analog signals, and D / A converters 7 and 8 And a quadrature modulator 9 for quadrature-modulating the analog signal output from the multiplexor and outputting the resultant signal as a high-frequency signal, and a high-frequency signal output from the quadrature modulator 9 with a gain based on a gain control signal input from outside. Gain amplifier 10 for amplifying and outputting a signal, a non-linear amplifier 11 for amplifying and outputting a high-frequency signal output from the variable gain amplifier 10, and a coupler for splitting a signal output from the non-linear amplifier 11 into two signals 12, an antenna 13 for transmitting one of the signals branched by the coupler 12 by radio waves, a detector 19 for detecting the other signal of the signals branched by the coupler 12, and a detector 19 A low-pass filter 18 which is a smoothing means for reducing the voltage obtained by the above at a sufficiently low cut-off frequency, an A / D converter 17 which converts a signal passed through the low-pass filter 18 into a digital signal and outputs the digital signal, A gain calculation circuit 16 for calculating the gain of the variable gain amplifier 10 based on the digital signal output from the / D converter 17, and an amplitude calculated by the amplitude calculation circuit 15. And is composed of a multiplier 30 for multiplying the gain calculated by the gain calculating circuit 16, by an address multiplication result of the multiplier 30, a predetermined distortion correction data is output from the ROM 14.
[0067]
In the predistortion circuit configured as described above, the signal output from the non-linear amplifier 11 is split into two by the coupler 12, and one of the split signals is input to the detector 19 and detected.
[0068]
Next, in the low-pass filter 18, the voltage obtained by the detector 19 is filtered at a sufficiently low cutoff frequency. The voltage thus obtained is substantially proportional to the average output amplitude of the nonlinear amplifier 11.
[0069]
The signal that has passed through the low-pass filter 18 is converted into a digital signal by the A / D converter 17, and thereafter, a gain correction value A is calculated by the gain calculation circuit 16.
[0070]
In the present embodiment, unlike the one shown in FIG. 1, the output of the A / D converter 17 is almost proportional to the average output amplitude of the non-linear amplifier 11, so that the operation of converting from dB to a true value is unnecessary. It is.
[0071]
Thereafter, the value of A calculated by the gain calculation circuit 16 and the instantaneous amplitude | Sr | of the input signal Sr are multiplied by the multiplier 30 to obtain a value equivalent to the address X shown in FIG. Is calculated. This value is also a value proportional to the instantaneous amplitude of the transmission power.
[0072]
Further, in the configuration shown in FIG. 1, it is difficult to accurately correct distortion when the gain of the variable gain amplifier and other circuits has a temperature change. However, in the present embodiment, the detector 19, the low-pass filter 18, If the A / D converter 17 operates stably, the influence of temperature fluctuation can be eliminated. In fact, making these circuits stable is much easier than stabilizing a variable gain circuit.
[0073]
【The invention's effect】
As described above, in the present invention, the gain of the variable gain circuit which is a value proportional to the instantaneous level of the input signal of the nonlinear amplifier is calculated, and the distortion is corrected based on the calculated gain and the amplitude of the input signal. Is output, and distortion is corrected based on the data. Therefore, even when the gain of the variable gain circuit changes, correct distortion correction can be performed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing one embodiment of a predistortion circuit of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing another embodiment of the pre-distortion circuit of the present invention.
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of an output spectrum when an amplifier having poor linearity is used;
FIG. 4 is a diagram illustrating an example of distortion of a transmission power amplifier.
FIG. 5 is a diagram for explaining correction of distortion by predistortion.
6 is a diagram for formulating the correction of distortion shown in FIG. 5 into a mathematical expression.
FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of a general adaptive predistortion circuit.
FIG. 8 is a diagram illustrating another configuration example of a conventional predistortion circuit.
[Explanation of symbols]
1-4,30 Multiplier 5,6 Adder 7,8 D / A converter 9 Quadrature modulator 10 Variable gain amplifier 11 Nonlinear amplifier 12 Coupler 13 Antenna 14 ROM
15 Amplitude calculation circuit 16 Gain calculation circuit 17 A / D converter 18 Low pass filter 19 Detector 20 Complex multiplier

Claims

A nonlinear amplifier that amplifies and outputs an input signal; and a variable gain circuit that is provided in front of the nonlinear amplifier and changes the gain based on an externally input gain control signal. A pre-distortion circuit for correcting distortion
Amplitude calculating means for calculating the amplitude of the input signal,
Detection means for detecting a signal output from the non-linear amplifier,
Smoothing means for smoothing the signal detected by the detection means,
Gain calculating means for calculating the gain of the variable gain circuit based on the signal smoothed by the smoothing means;
Correction data output means for outputting data for correcting the distortion, based on the amplitude calculated by the amplitude calculation means and the gain calculated by the gain calculation means,
Complex multiplying means for complex multiplying the data output from the correction data output means and the input signal;
Orthogonal modulating means for orthogonally modulating the multiplication result in the complex multiplying means and outputting it as a high-frequency signal,
A predistortion circuit, wherein a high-frequency signal output from the quadrature modulation means is amplified by the variable gain circuit and the non-linear amplifier, and output as distortion-corrected data.

The pre-distortion circuit according to claim 1 ,
Multiplying means for multiplying the amplitude calculated by the amplitude calculating means and the gain calculated by the gain calculating means,
The predistortion circuit, wherein the correction data output means outputs data for correcting the distortion based on a result of the multiplication by the multiplication means.

In the predistortion circuit according to claim 1 or 2 ,
The correction data output means is a memory in which a plurality of data for correcting the distortion based on the amplitude calculated by the amplitude calculation means and the gain calculated by the gain calculation means are written. A predistortion circuit for outputting data for correcting the distortion by inputting an address based on the amplitude calculated by the means and the gain calculated by the gain calculating means.

The pre-distortion circuit according to claim 3 ,
The predistortion circuit according to claim 1, wherein the memory is a programmable memory, and a result of calculating data for correcting distortion based on a previously measured distortion characteristic of the nonlinear amplifier is written in the memory.

The pre-distortion circuit according to claim 1 ,
The data for correcting the distortion is a complex number represented by a cos θ as a real part and asin θ as an imaginary part, where a is a correction value of the amplitude and θ is a correction value of the phase. A predistortion circuit represented by a set of numerical values.