JP3557153B2 - Optical transmitter - Google Patents

Description

上記（１）式で定まる下限と、
ｅを電気素量、ηを光受信器のフォトダイオードの光電変換効率、ＲＩＮを前記光送信器の光源の相対強度雑音（ｄＢ）、Ｐ０を前記光源の光出力パワー、ＬＬＮを前記マッハ・ツェンダー型光変調器の過剰光損失、Ｌを前記光送信器と前記光受信器間のリンク損失、ｉｔｈを前記光受信器の入力換算雑音電流とし、Ｌ＝０．０１（２０ｄＢ）の場合に
【数７】

上記（２）式で定まる上限との間のいずれかの値を目標値として制御することを特徴とする光送信器を提供する。
【００１４】
本願第１の発明によれば、ＭＺ変調器のバイアス点を変曲点より下げるときのＳＮＲの有効な改善範囲を規定する。
【００１５】
アナログ信号のうち、その帯域が１オクターブよりも小さいものに関しては、基本的には奇数次の歪、特に次数の最も小さい３次歪のみ考慮すればよい。ＭＺ変調器は入力アナログ信号のパワーが不変であれば、３次歪に関してはバイアス点に全く依存しない。また、バイアス電圧を下げていくとある程度の点までは光変調度が大きくなるという特性を持っている。したがって、バイアス電圧を下げても３次歪を気にせず伝送特性を改善できる可能性がある。本願第１の発明は、雑音等の特性まで考慮して、伝送特性改善効果のあるバイアス点の有効な範囲を規定するものである。
【００１６】
バイアス点の下限は下記のような理由で決定される。ＭＺ変調器で現在実用性が最も高いものはニオブ酸リチウム（ＬＮ）基板上に製作されたものである。ＬＮ−ＭＺ変調器は、制御を加えないと図１４で示した入出力特性が横軸方向に時々刻々とドリフトする特徴がある。特定の透過率を与える点にバイアスを固定したい場合には、その透過率を保つようにバイアス電圧をフィードバック制御する。アナログ信号伝送の場合では、ＬＮ−ＭＺ変調器の平均出力光パワーを検出し、それが一定となるように制御する方法が一般的である。
【００１７】
ＭＺ変調器はバイアスが変曲点にあれば２次歪は全く生じないが、バイアス点が変曲点よりも下がると、下がった量に対応して２次歪が大きくなる。２次歪の中には直流近辺に発生する成分があり、平均出力パワーを検出し、それを一定にするタイプのフィードバック制御法をとると、直流近辺の２次歪成分が制御ループに検出され、制御ループがこれをバイアス点が揺らいだものと誤認する。その結果、目標値を中心に２次歪による揺らぎを補正するようにバイアス点を変動させる。このように変動しているバイアス電圧とアナログ信号が同時にＭＺ変調器に入力されると、（バイアス点の中心が変曲点以外であるため）２次歪によってバイアス電圧の変動分とアナログ信号の混変調が発生する。その結果、アナログ信号に雑音が重畳されたと同等の状態となる。
【００１８】
ただし、ＬＮ−ＭＺ変調器のバイアス点のドリフト（ＤＣドリフト）は秒〜分、遅いものでは時間単位で生じるものであり、フィードバックループの時定数は十分遅くてよい。アナログ信号が、移動無線の信号やテレビ信号である場合、フィードバックループのループ帯域はアナログ信号の帯域より十分小さくできる。２次歪が発生しても、フィードバックループはループ帯域内に発生した成分しか検出しない。
【００１９】
２次歪によってアナログ信号に雑音が重畳されるという状態は、アナログ信号を生成する際に特定周波数のキャリアにデータ変調をかけるが、そのキャリアに雑音が乗っていることと同等である。したがって、キャリア用の発振器に要求される仕様が満足される程度であればアナログ信号に雑音が重畳しても問題ない。
【００２０】
２次歪はバイアス点を変曲点より下げるほど大きくなる。システムのパラメータを決定すれば、キャリアの雑音要求を満足できる最小のバイアス点を決定することができる。それより大きいバイアス点であれば、２次歪によって信号に重畳される雑音量はキャリアの雑音要求をほぼ満たしており、使用可能である。
【００２１】
そのような下限のバイアス点を、具体的には以下のように求めた。
【００２２】
Ｐはアナログ信号がＭＺ変調器に入力する時のパワー、Ｍｒを前記アナログ信号の生成に用いる発振器のΔｆｃ離調（ただしΔｆｃ＜＜ｆｂ）における帯域Δｆでの位相雑音の要求仕様、ＲはＭＺ変調器の入力インピーダンス、ＶπはＭＺ変調器の半波長電圧、ｆｂはアナログ信号の帯域幅、ΔｆはＭＺ変調器のバイアス制御ループのループ帯域、Ｖ０はＭＺ変調器のの極小透過率を与える電圧とする。
【００２３】
ＭＺ変調器の入出力特性は正弦波状である。この大きさを正規化してその出力特性をｃｏｓ（ｃ＋ｘ）とする。ｃはバイアスによって与えられる固定分であり、ｘはアナログ信号によって与えられる成分である。等振幅
【外１】

ｓｉｎ（ｃ）をバイアス電圧の単位に換算し、ＭＺ変調器の正弦波状の入出力特性の極小値の電圧によって生じるオフセット分（Ｖ０）を加えると、請求項１の（１）式が得られる。
【００２４】
次に、バイアス点の上限に関して説明する。従来が変曲点をバイアスとして使用していたため、変曲点を上限としても従来より悪くなることはないが、より有効な範囲を定めることは可能である。
【００２５】
ＭＺ変調器へのアナログ信号の入力パワーを不変とし、バイアス電圧を変化させると光受信後のＳＮＲは一例として図１のように変化する。ピークが変曲点より低いバイアス側に存在する。これは、変曲点からバイアスを下げていくと、ある点までは、バイアス点を下げることによる雑音の減少分の方が、信号の減少分より大きいためである。
【００２６】
この時、ピークの位置やピークの値は、雑音、リンク損失等種々のパラメータによって変化するが、リンク損失のみを劣化させ、他のパラメータは変化させない場合、（光増幅器を用いない時には）ピークの位置は大きい電圧側に移動する。
【００２７】
ピークの位置は下記の様に求めた。ＳＮＲの式を導出し、これをバイアス電圧で微分して、微分値が０になる点より求めた。
【００２８】
ｅは電気素量、ηは光受信器フォトダイオードの光電変換効率、ＲＩＮは光送信器光源の相対強度雑音（ｄＢ）、Ｐ０は光源の光出力パワー、ＬＬＮはＭＺ変調器の過剰光損失、Ｌは光送信器と光受信器間のリンク損失、ｉｔｈは光受信器の入力換算雑音電流とする。光受信後の雑音は、主に受信器の熱雑音、ショット雑音、光源のＲＩＮの３つからなり、そのパワーは
【外２】

ｃをバイアス電圧の単位に換算し、ＭＺ変調器の正弦波状の入出力特性の極小値によって与えられるオフセット電圧（Ｖ０）を加えると、請求項１の（２）式の右辺が得られる。
【００２９】
ＳＮＲがピークとなるバイアス電圧は、前述のように、リンク損失の劣化によって大きくなっていく。アナログ光伝送システムでは光分配することが多いため、リンク損失の最大値（Ｌの最小値）は比較的大きい。一般的な例で、１６分岐のスターカップラを使用し、伝送距離が最大１０ｋｍ程度の系で約２０ｄＢである。
【００３０】
そこで、本発明では、一般的なリンク損失最大値２０ｄＢ（Ｌ＝０．０１）の場合に請求項１の（２）式右辺から得られる値を、バイアス電圧の最大値とする。リンク損失が劣化していくと、ＳＮＲのピークが大きい側に移動していくのみでなく、ＳＮＲのピークの値が小さくなっていく。したがってリンク損失の大きい（ＳＮＲの悪い）状態でのピークを与えるバイアス電圧が設定値の範囲に入っていることよって、最も状態が悪い場合でもよりよい条件で使用することが可能となる。
【００３１】
このように決定されたバイアス範囲は、詳しくは（発明の実施の形態）で述べるが５％よりは大きいバイアスとなっている。
【００３２】
次に本願第２の発明では、マッハ・ツェンダー型光変調器を用いてアナログ信号を送信する光送信器において、前記マッハ・ツェンダー型光変調器に印加するバイアス電圧Ｖｂ１を、 Ｐを前記マッハ・ツェンダー型光変調器に入力する前記アナログ信号のパワー、Ｒを前記マッハ・ツェンダー型光変調器の入力インピーダンス、Ｖπを前記マッハ・ツェンダー型光変調器の半波長電圧、Ｖ０を前記マッハ・ツェンダー型光変調器の極小透過率を与える電圧、ｅを電気素量、ηを光受信器のフォトダイオードの光電変換効率、ＲＩＮを前記光送信器の光源の相対強度雑音（ｄＢ）、Ｐ０を前記光源の光出力パワー、ＬＬＮを前記マッハ・ツェンダー型光変調器の過剰光損失、Ｌを前記光送信器と前記光受信器間のリンク損失、ｉｔｈを前記光受信器の入力換算雑音電流とし、
【数８】

上記（３）式で定まる値を目標値として制御することを特徴とする光送信器を提供する。
【００３３】
本願第１の発明の説明の中で、ＳＮＲがあるバイアス電圧でピークを持つことを述べた。本願第２の発明では、ピークを与える点をバイアス電圧の制御目標値とすることを特徴とする。請求項２の（３）式の導出は請求項１の（２）式の導出と同じであるため省略する。目標値をピークに設定することによって、最もＳＮＲが良いバイアス条件で使用することが可能となる。このようにして決定されたバイアス点も本願第１の発明と同様に５％より大きい点となっている。
【００３４】
次に本願第３の発明では、本願第２の発明において、前記光送信器の送信光を受信する光受信器が複数存在し、各々の光受信器に対するリンク損失のうち最大のリンク損失（最小のＬ）で与えられる（３）式に対応するバイアス点を目標値として制御することを特徴とする光送信器を提供する。
【００３５】
本願第１の発明の説明で述べたように、アナログ光伝送システムでは光リンクの途中で光分配が入ることが多い。このような場合、１つの光送信器に対して複数の光受信器が存在し、各々の光受信器に対応するリンク損失が等しいとは限らない。前述のように、リンク損失の値によってＳＮＲのピークを与える点が変化する。また、リンク損失が大きい方がピークのＳＮＲが小さく伝送性能が悪い。
【００３６】
そこで、本願第３の発明では、リンク損失が異なる複数の光受信器を有するシステムにおいて、最も大きいリンク損失でＳＮＲのピークを与えるバイアス電圧を目標値として制御する。このようにすると、リンク損失の異なる光受信器ではそれぞれのリンク損失で決定されるピークにバイアスした場合よりＳＮＲは悪くなる。しかし、リンク損失が小さい程ＳＮＲの絶対値が大きく、また、リンク損失が劣化するとそのリンク損失によるＳＮＲのピークと最大リンク損失時のＳＮＲのピークの点のずれは小さくなる。結果として複数の光受信器のＳＮＲ差が小さくなり、リンク損失の大小による伝送品質のばらつきを小さくすることが可能となる。
【００３７】
次に本願第４の発明では、本願第３または第３の発明において、前記マッハ・ツェンダー型光変調器のバイアス電圧制御ループの制御目標値Ｖｂ１に対して、制御ループのループ帯域Δｆｌが、
ｆｂを前記アナログ信号の帯域幅、Ｍｒを前記アナログ信号の生成に用いる発振器のΔｆｃ離調（ただしΔｆｃ＜＜ｆｂ）における帯域Δｆでの位相雑音の要求仕様として、
【数９】

上式（６）を満たすように設定されていることを特徴とする光送信器を提供する。
【００３８】
本願第１の発明では２次歪によってアナログ信号に重畳される雑音に基づいてバイアス電圧の下限を決定した。本願第１と第２の発明では、ＳＮＲのピークにバイアス点の目標値を設定したため、ピークのバイアス点では２次歪の要求を満たせない可能性がある。そこで、本願第４の発明では、バイアス電圧フィードバック制御ループのループ帯域を絞ることによって、２次歪によって発生する雑音の雑音帯域を減らし、トータルの雑音を減少させる。具体的に、どの程度ループを絞れば有効であるかは以下のように決定した。
【００３９】
【外３】

る位相雑音仕様（Δｆ帯域）Ｍｒを満足できる下限のバイアス値を求める式であった。このとき、ＳＮＲのピークを与えるバイアス値に固定すると、この不等式を満たさないことがある。ｎを増加させて不等式を満足させることは可能であるが、式の上で単にｎを増加させることは、Ｍｒを規定する帯域と、歪による雑音量を決定する帯域が異なることとなり、意味をなさない。しかしながら、フィードバックループのループ帯域を小さくすることによって、アナログ信号に重畳される雑音のトータルの帯域を減らし、トータルの雑音量を減少させることは可能である。
【００４０】
キャリアの位相雑音仕様は通常、特定の離調周波数における特定の帯域幅内の雑音パワーのキャリアパワーに対する比で規定される。しかしシステム設計上重要なパラメータは特定帯域内の位相雑雑音パワーではなく、位相雑音をデータ変調帯域に渡って積分したトータルの雑音パワーである。したがって、フィードバックループのループ帯域を絞ることにより、２次歪で重畳されるトータルの雑音量を十分減少させれば、特定帯域内の雑音量が大きくても問題ない。すなわち、ループ帯域によって決定する雑音帯域内の雑音パワーが、Ｍｒで決定される雑音パワーより小さければ良い。
【００４１】
【外４】

Δｆｌ／Δｆ（雑音帯域を小さくしたことによる雑音の減少分を示す量）を乗じたものが不等式を満たせば良い。新たに導出された不等式をΔｆｌについて解くと、請求項４の（６）式が得られる。
【００４２】
このようにすることによって、バイアス点をＳＮＲのピークに設定しても、２次歪による信号への雑音の重畳を抑圧することができ、より高品質な伝送が可能となる。
【００４３】
次に、本願第５の発明では、本願第３乃至第４の発明において、前記光送信器後に出力パワー安定化機能を有する光増幅器が挿入され、Ｐａｏを光増幅器出力パワー、Ｆｅｄｆａを光増幅器の雑音係数として、前記（３）式のＦおよびＩを、
【数１０】

上式（４）および（５）のＦおよびＩで置き換えた場合に（３）式から得られるバイアス電圧を目標として制御することを特徴とする光送信器を提供する。
【００４４】
リンク損失が大きい場合、リンク中に光増幅器を挿入する場合がある。（従来の技術）でも述べたように、このような場合雑音の扱いが全く異なるため請求項１で規定された点はＳＮＲのピークとはならない。バイアス点を下げたことによって増加する光変調器の損失やリンク損失が光増幅器によって補償される点と、光増幅器の雑音を考慮してピークを求める必要がある。
【００４５】
光増幅器に出力パワー安定化機能（ＡＰＣ）がついている場合のＳＮＲのピークを与えるバイアス電圧は以下のように決定できる。
【００４６】
光受信器で受信される光パワーは、光増幅器にＡＰＣが付いているためバイアス点によらず一定である。バイアス点を下げるとある点まではＯＭＩが増加するため、受信アナログ信号パワーは増加する。具体的には次のようである。Ｐａｏを光増幅器出力パワーとすると、光増幅器の利得は
【外５】

光増幅器の雑音は受信時のショット雑音を含めて与えられるため、考慮すべき雑音は、光源のＲＩＮ、光受信器の熱雑音、光増幅器雑音の３つの合計となる。光増幅器にＡＰＣが付いているため、受信端でのＲＩＮは（バイアス点が透過率０の点に極端に近づかない限り）バイアス点に依存しない。熱雑音はもともとバイアス点には依存しない。光増幅器の雑音は、光増幅器への入力信号が減少するとその量が増加する。光増幅器の雑音は、信号−自然放出光ビート雑音と、自然放出光間のビート雑音に大別されるが、光増幅器への入力がある程度大きければ、自然放出光間のビート雑音は無視できる。ここでは、そのような仮定が可能な範囲で使用するものとする。
【００４７】
Ｆｅｄｆａを光増幅器の雑音係数とすると、光受信後のトータルの雑音は、
【外６】

あるＣ／Ｎを求めて、そのピークを与えるバイアスを導出するため微分式を求めると、請求項２の（３）式を求める式と同じ形になる。ただし、若干係数が異なり、ＦとＩが請求項５の（４）及び（５）式で示したＦとＩとなる。
【００４８】
請求項５で規定したバイアス電圧は、リンク中に光増幅器を挿入したシステムにおいてバイアス電圧を変化させた場合のＳＮＲのピーク点を与えるものであり、このようなバイアス電圧を目標に制御を行うことによって、より品質の良い伝送が可能となる。
【００４９】
さらに、本願第６の発明では、本願第５の発明において、前記光増幅器の出力パワー安定化機能がフィードバックループで構成させており、そのループ帯域Δｆａが、前記マッハツェンダー型光変調器のバイアス制御ループ帯域Δｆｌ以下に設定されていることを特徴とする光送信器を提供する。
【００５０】
光増幅器の出力パワー安定化機能が出力光パワーを検出してフィードバックをかけるタイプの場合、ＭＺ変調器のバイアス制御フィードバックループの場合と同様の問題が起こる可能性がある。すなわち、バイアスを変曲点より下げることによって発生する直流近辺の２次歪を出力パワー安定化ループが検出して、ループ帯域内の２次歪成分も含めて一定の値になるようフィードバックをかける可能性がある。光増幅器の場合利得を制御するため、ループに検出された直流近辺の２次歪成分が信号に乗算される。結果として、信号に２次歪による雑音が重畳され、伝送品質が劣化する。
【００５１】
そこで本発明では、光増幅器の出力パワー安定化機能のループ帯域ΔｆａをＭＺ変調器バイアス制御ループのループ帯域Δｆｌ以下にする。光増幅器に入力される光は、すでにバイアス制御ループによって、Δｆｌ以下の帯域に発生した２次歪は除去されて（一定の直流値に均されて）いる。したがって光増幅器のループ帯域をΔｆｌ以下にすれば、光増幅器出力安定化ループのループ帯域内には２次歪による光パワー変動が無いため、２次歪成分を検出してフィードバックする問題が発生しない。
【００５２】
このようにすることによって、光増幅器の出力パワー制御による伝送品質の劣化を防止することが可能となる。
【００５３】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を図を用いて説明する。
【００５４】
図１５は本願第１の発明の実施の形態を示す図である。例えば、アナログ信号がＭＺ変調器に入力する時のパワー（Ｐ）が１ｍＷ、アナログ信号の生成に用いる発振器の位相雑音の仕様（Ｍｒ）は、６０ｋＨｚ離調、帯域幅３０ｋＨｚで−７２ｄＢｃ（Ｍｒはバイアス制御ループの帯域幅に対応する値に換算したものを使用する）、ＭＺ変調器の入力インピーダンス（Ｒ）は５０Ω、ＭＺ変調器の半波長電圧（Ｖπ）が３．８Ｖ、アナログ信号の帯域幅（ｆｂ）が１０ＭＨｚ、ＭＺ変調器のバイアス制御ループのループ帯域（Δｆ）は３０ｋＨｚ、ＭＺ変調器の光透過率の極小値を与える電圧（Ｖ０）は２Ｖとした場合、請求項１記載の（１）式で定まる下限は、およそ３．３５Ｖである。アナログ信号のスペクトルは矩形を仮定しているが、ガウス型やルートロールオフ型でもほぼ同様の結果が得られる。信号の帯域幅は３ｄＢ帯域で決定する。周波数多重信号の場合は、パワーは全ての信号のトータルパワー、信号帯域はそれぞれの信号の３ｄＢ帯域の合計を用いて、やはりほぼ同様の結果となる。
【００５５】
一方、光源の光出力パワー（Ｐ０）が１０ｍＷ、ＭＺ変調器の過剰損失（ＬＬＮ）が５ｄＢ、フォトダイオードの光電変換効率（η）が０．７ Ａ／Ｗ、光源の相対強度雑音（ＲＩＮ）が−１５０ｄＢ、光受信器の入力換算雑音電流（熱雑音ｉｔｈ）が１０ｐＡ／√Ｈｚであるとき、光送信器と光受信器間の最大リンク損失（Ｌ）２０ｄＢで決定される上限のバイアス電圧はおよそ３．８８Ｖである。すなわち、このような系ではバイアス電圧を３．３５Ｖから３．８８Ｖの間に設定することが望ましい。例えば、リンク損失が仮に７ｄＢのシステムでバイアス電圧を３．５Ｖに設定した場合（他の条件は上記の条件と同様とする）、バイアス電圧を変曲点に設定した場合より１．１ｄＢのＳＮＲ改善がある。また、２次歪によって信号に重畳される雑音をキャリアの位相雑音に換算すると−７９ｄＢｃとなり、仕様の−７２ｄＢｃを満足している。
【００５６】
なお、実際には、Ｖ０が時間と共にドリフトするため、Ｖ０が２Ｖの時に決定したバイアス点に対応する透過率に常に等しくなるように、バイアス電圧にフィードバック制御をかける。また、バイアス電圧を変曲点より下げると、アナログ信号の２次歪によって光変調器出力パワーがアナログ信号を入力しない場合より増加する。したがって、バイアス電圧を制御するための目標透過率は、アナログ信号を入力した状態で測定することが望ましい。
【００５７】
このように、バイアス電圧を制御するためのバイアス制御ループは、ごく一般的なフィードバックループで良く、例えば図２のようである。図２では光源２から出力された光がマッハ・ツェンダー型光変調器（ＭＺ変調器）１に入力される。ＭＺ変調器１から出力した光は光分岐器４で分岐され、一方は出力光ファイバ３へ、他方はフィードバック制御回路を形成するフォトダイオード５へ入力される。フォトダイオード５の出力は比較器６に入力され、目標値と比較される。光源１の出力パワーに関する情報は目標値設定回路７に入力され、比較器６の入力に対応したレベルに変換され、さらに、目標透過率に対応したレベルに設定される。目標値設定回路の出力は光源出力の変化に対応して変化し、ＭＺ変調器の出力パワーではなく、透過率を制御できる回路となっている。比較器出力はループフィルタ８に入力され、ループフィルタ出力はオフセット回路１２で適宜オフセットされた後、ＭＺ変調器の電気入力に接続されたバイアスＴ９のバイアス端子に入力される。バイアスＴの信号端子にはアナログ信号が入力される。このような形態で特定の目標透過率を保持するようにバイアス電圧を制御することが可能である。
【００５８】
次に、本願第２の発明の実施の形態を説明する。例えば、アナログ信号がＭＺ変調器に入力する時のパワー（Ｐ）が１ｍＷ、ＭＺ変調器の入力インピーダンス（Ｒ）が５０Ω、ＭＺ変調器の半波長電圧（Ｖπ）が３．８Ｖ、ＭＺ変調器の光透過率の極小値を与える電圧（Ｖ０）は２Ｖ、光源の光出力パワー（Ｐ０）が１０ｍＷ、ＭＺ変調器の過剰損失（ＬＬＮ）が５ｄＢ、光受信器フォトダイオードの光電変換効率（η）が０．７、光送信器光源の相対強度雑音（ＲＩＮ）が−１５０ｄＢ、光受信器の入力換算雑音電流（熱雑音ｉｔｈ）が１０ｐＡ／√Ｈｚ、光送信器と光受信器間のリンク損失（Ｌ）が７ｄＢであるとする。図３（ａ）はバイアス電圧の変化に対する光受信後ＳＮＲのグラフである。図から判るように、ＳＮＲのピークは変曲点（Ｖπ／２＝３．９Ｖ）よりも低いバイアス電圧にある。このピークは、請求項２記載の（３）式で求められ、上記の条件では約３．４７Ｖである。このバイアス点を用いると、変曲点にバイアスした場合よりＳＮＲは約１．２ｄＢ改善する。
【００５９】
図３（ｂ）に、ＭＺ変調器の透過率特性での対応する点を示す。このようなバイアス点に制御するループは本願第１の発明で示した図２と構成・動作ともに同様であり、２次歪による直流の増分も考慮して透過率を設定する必要があることも同様である。
【００６０】
このようなバイアス点となるように制御することによって、より良い品質で伝送することが可能となる。
【００６１】
次に本願第３の発明の実施の形態を示す。図４は一つの光送信器に対して複数の光受信器が存在するシステムの構成例を示している。図４（ａ）はスター型ネットワークの例である。光送信器１１から出力された光はスターカップラ１３で分岐され光受信器１４−１〜１４−４に分配される。図４（ｂ）はバス型ネットワークの例である。光送信器１１から出力された光はカップラ１５−１で少量分岐され光受信器１４−１に入力される。残りはカップラ１５−２に向けて伝送され、カップラ１５−２で同様に少量分岐され、光受信器１４−２に入力される。カップラ１５−２の残りの出力はカップラ１５−３に伝送され２分配されて、光受信器１４−３、１４−４に入力される。
【００６２】
このように複数の光受信器がある場合、それぞれの光受信器に対するリンク損失は等しくない。リンク損失の値をパラメータとしたときの、バイアス電圧に対するＳＮＲの曲線を図５に示す。計算に用いたパラメータは、アナログ信号がＭＺ変調器に入力する時のパワー（Ｐ）が１ｍＷ、ＭＺ変調器の入力インピーダンス（Ｒ）が５０Ω、ＭＺ変調器の半波長電圧（Ｖπ）が３．８Ｖ、ＭＺ変調器の光透過率の極小値を与える電圧（Ｖ０）が２Ｖ、光源の光出力パワー（Ｐ０）が１０ｍＷ、ＭＺ変調器の過剰損失（ＬＬＮ）が５ｄＢ、光受信器フォトダイオードの光電変換効率（η）が０．７Ａ／Ｗ、光送信器光源の相対強度雑音（ＲＩＮ）が−１５０ｄＢ、光受信器の入力換算雑音電流（熱雑音ｉｔｈ）が１０ｐＡ／√Ｈｚであった。図５（ａ）はリンク損失５ｄＢ、図５（ｂ）は７ｄＢ、図５（ｃ）は９ｄＢ、図５（ｃ）は１１ｄＢの場合である。リンク損失に伴ってＳＮＲのピークの位置が変化していることが判る。また、リンク損失が劣化すると、ＳＮＲの値全体が小さくなっている。本発明では複数の光受信器中でリンク損失が最も大きい光受信器のＳＮＲのピークを与える点にバイアスを設定する。例えば、図５の４つのグラフに対応する光受信器が混在する場合、（ｄ）１１ｄＢのＳＮＲのピークを与えるバイアス点にバイアスする。図５（ｄ）ではＳＮＲのピークは３．７１Ｖにある。このバイアスで光送信器を駆動した場合、他のリンク損失の光受信器に対しては、それぞれのピークにバイアスした場合より若干ＳＮＲが悪くなっている。（ａ）５ｄＢでは１．３ｄＢ、（ｂ）７ｄＢでは０．４ｄＢ、（ｃ）９ｄＢでは０．０７ｄＢ劣化している。しかしながら、３．７１Ｖにバイアスした場合のＳＮＲの絶対値（雑音帯域１Ｈｚあたり）は（ａ）１．４２×１０１３、（ｂ）０．８２×１０１３、（ｃ）０．４２×１０１３、（ｄ）０．２０×１０１３であり、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に関してはピークからずれていても（ｄ）より大きい。
【００６３】
このようにすることによって、最もＳＮＲの悪い（リンク損失の大きい）光受信器で可能な限り良い条件で動作させることが可能となり、系全体のパフォーマンスを上げることが可能となる。
【００６４】
次に本願第４の発明の実施の形態について説明する。
【００６５】
第４の発明ではＳＮＲのピークにバイアスした場合でも、２次歪によってアナログ信号に重畳される雑音が十分小さくなるよう、バイアス制御ループのループ帯域を絞る。
【００６６】
例えば、アナログ信号がＭＺ変調器に入力する時のパワー（Ｐ）が１ｍＷ、ＭＺ変調器の入力インピーダンス（Ｒ）が５０Ω、ＭＺ変調器の半波長電圧（Ｖπ）が３．８Ｖ、アナログ信号の帯域幅（ｆｂ）が１０ＭＨｚ、ＭＺ変調器のバイアス制御ループのループ帯域（Δｆ）が３０ｋＨｚ、ＭＺ変調器の光透過率の極小値を与える電圧（Ｖ０）が２Ｖとした場合、アナログ信号の生成に用いる発振器の位相雑音仕様（Ｍｒ）が、６０ｋＨｚ離調、帯域幅３０ｋＨｚで−８２ｄＢｃであれば、これを満たすことのできるバイアス電圧の下限は３．５６Ｖである。このようなシステムでバイアス電圧を例えば３．５Ｖまで下げたい場合、請求項４記載の（６）式により、ループ帯域を１３．９ｋＨｚ以下にすればよい。フィードバックループのループ帯域はループの動作帯域の３ｄＢ幅によって定義される。
【００６７】
このようにすることによって、２次歪によるアナログ信号への雑音の重畳を制限することができ、伝送品質の劣化を抑圧することが可能となる。
【００６８】
なお、２次歪によるアナログ信号への雑音の重畳を全く許容することができない場合には、上述のように透過率制御系を使用してループ帯域を絞るのではなく、別のフィードバック方法を取っても良い。例えば、透過率制御とパイロットキャリアの２次歪量（差周波、和周波）を検出する方法を併用するなどである。図を用いて簡単に説明する。バイアス電圧は２次歪の量を元に制御し、透過率制御はバイアス電圧が変曲点より下に設定されていることを確認するためだけに用いる。図１０がそのような制御をするためのフィードバックループの構成例である。光源２から出た光はＭＺ変調器１に入力され変調を受ける、ＭＺ変調器の出力は分岐器４で分岐され、フォトダイオード５に入力する。残りは出力光ファイバ３に出力される。フォトダイオード５の出力は割り算器３２に入力される。割り算器３２には、光源２から光源が出力する光の光パワーを示す信号が入力され、フォトダイオード５の出力が透過率になるように正規化する。割り算器の出力は２分岐され、一方は比較器３３に入力される。比較器３３では、割り算器の出力と変曲点にバイアスされているときの透過率を比較し、割り算器出力、すなわち透過率が変曲点より大きいか小さいかをバイアス制御装置３５に出力する。分岐された割り算器出力の他方は、２次歪検出回路に入力される。
【００６９】
一方、ＭＺ変調器へのアナログ信号はアナログ信号入力１０から入力されるが、同時に発振器３７−１および発振器３７−２からの出力が加算器３６によってアナログ信号に加算され、バイアスＴ９を介してＭＺ変調器の電気信号入力に印加される。２つの発振器はパイロットキャリアを出力し、その周波数は図１１のように、一方は伝送するアナログ信号より低い周波数（ｆ１）、他方は高い周波数（ｆ２）となっている。このようにするとＭＺ変調器のバイアス点が変曲点でない場合、２次歪によって差周波（ｆ２−ｆ１）が発生する。２次歪検出器３４では、この差周波（ｆ２−ｆ１）の大きさを検出する。２次歪の大きさはバイアス点の変曲点からのずれ量で変化し、ずれる程大きくなるため、変曲点から透過率が極小になるバイアス点（Ｖ０）の間であれば、特定の透過率に対応して差周波（ｆ２−ｆ１）の大きさが一意に決定できる。そこで、差周波の大きさを検出してバイアス点を割り出しフィードバックをかけることが可能となる。２つのパイロットキャリアの周波数を図１１のようにするのは、アナログ信号から発生する２次歪と、パイロットキャリアから発生する２次歪を明確に区別したいためである。図１１のような周波数配置にすれば、パイロットキャリアの差周波（ｆ２−ｆ１）はアナログ信号の２次歪より必ず大きい周波数に発生する。
【００７０】
２次歪検出器３４の出力はバイアス制御装置３５に入力される。バイアス制御装置３５では、比較器３３の出力から判断してバイアス点が変曲点より上にある場合には、変曲点より下に来るようにバイアス電圧を変化させる。次に、２次歪検出回路の出力が目標の２次歪量となるように、変曲点の下の範囲でバイアス点を制御する。一旦、所望のバイアス点に到達したら、それを保持するよう制御を続ける。
【００７１】
このような方法は、装置構成がやや複雑ではあるが、単純に透過率のみでバイアスを制御する方法と比較して、２次歪によるアナログ信号への雑音重畳が発生しないという利点がある。
【００７２】
次に本願第５の発明の実施の形態を説明する。
【００７３】
図６は損失の大きいリンクに光増幅器を挿入したシステムの例である。光送信器１１から出力された光は光増幅器１６で増幅されて伝送される。リンク中には例えばスターカップラ１３が挿入されるなど損失が大きくなっている。損失を受けた光は光受信器１４−ｉ（ｉ＝１，．．，ｎ）で受信される。図６の例では複数の光受信器があるが、単に光ファイバが非常に長いため、損失が大きくなっている場合もある。
【００７４】
光増幅器１６は自動パワー安定化機能が付いている。（ただし、光増幅器が光ファイバ増幅器である場合、これを利得飽和領域で用いると、特別にパワー安定化用の回路を用意しなくともほぼパワー安定化機能が付いていると同様の動作が得られる。この場合、ループ帯域に等価な動作帯域は例えばエルビウムドープ光ファイバー増幅器で５ｋＨｚ程度である。）
このようなシステムで、例えば、アナログ信号がＭＺ変調器に入力する時のパワー（Ｐ）が１ｍＷ、ＭＺ変調器の入力インピーダンス（Ｒ）が５０Ω、ＭＺ変調器の半波長電圧（Ｖπ）が３．８Ｖ、ＭＺ変調器の光透過率の極小値を与える電圧（Ｖ０）が２Ｖ、光源の光出力パワー（Ｐ０）が１０ｍＷ、ＭＺ変調器の過剰損失（ＬＬＮ）が５ｄＢ、光受信器フォトダイオードの光電変換効率（η）が０．７、光送信器光源の相対強度雑音（ＲＩＮ）が−１５０ｄＢ、光受信器の入力換算雑音電流（熱雑音ｉｔｈ）が１０ｐＡ／√Ｈｚ、リンク損失が１５ｄＢ、光増幅器の雑音係数が４、光増幅器出力パワーが２０ｍＷである場合、バイアス電圧に対するＳＮＲの変化は図７のようになる。光増幅器のパワー安定化機能によって低バイアスでの受信信号パワーが増加したため、図５と比較してＳＮＲのピークが低バイアスに寄っており、曲線の形が明らかに異なることが判る。ピークの電圧は請求項５記載の係数を用いて、上記のパラメータでは、２．４９Ｖとなっている。
【００７５】
このようなバイアス点に制御するための制御ループは図２と同様である。また、２次歪による直流の増分を考慮して透過率を設定する必要があることも同様である。
【００７６】
このようにすることによって光増幅器を用いたシステムにおいても、より良いＳＮＲでアナログ信号を伝送することが可能となる。
【００７７】
なお、図６の例では、光増幅器１６は光送信器１１の直後に挿入されている。光増幅器がリンクの途中や光受信器の直前に挿入される場合であっても、ＳＮＲのピークは、請求項４記載の式から求めることが可能である。このような場合、リンク損失Ｌには光増幅器から光受信器間の損失を代入し、光送信器から光増幅器の間の損失は、ＭＺ変調器の損失とともにＬＬＮにまとめて代入すればよい。
【００７８】
次に本願第６の発明の実施の形態について説明する。
【００７９】
図１２は光ファイバ増幅器の出力パワー安定化フィードバックループの構成例である。入力ファイバ２２から光信号が入力され、合波器１７を介してポンプ光源２５から出力されたポンプ光と合波され、エルビウム添加ファイバ２４に入力される。エルビウム添加ファイバ内で信号光は増幅される。エルビウム添加ファイバから出力された信号光は分岐器１８で一部分岐される。分岐された光はフィードバックループを構成するフォトダイオード１９に入力され、残りは出力ファイバ２３に出力される。フォトダイオードの出力は比較器２０に入力されて、目標値と比較され、その出力はループフィルタ２１で帯域制限された後、ポンプ光源の出力パワー調整端子に入力される。この時、ループ全体のループ帯域が光送信器のバイアス安定化ループのループ帯域より小さくなるように設定する。バイアス安定化回路のループ帯域が例えば１０ｋＨｚであれば、光増幅器のループ帯域は１０ｋＨｚ以下とする。
【００８０】
このようにすることによって、光増幅器の出力パワー安定化ループによって２次歪で発生した雑音がアナログ信号に重畳されることを防止することが可能となる。
【００８１】
光増幅器として光ファイバ増幅器を利得飽和領域で用いると、バイアス制御ループのループ帯域が光ファイバ増幅器が本来持つ出力安定化機能の帯域よりも小さいことがある。このような場合、光ファイバ増幅器に外付けした出力パワー安定化ループの帯域を絞っても、本来持つ安定化機能の帯域までループの帯域があることと大差がない結果となる。このような場合は、図８のような構成を用いると良い。
【００８２】
図８の系は図１２のフィードバックループを基本として、光ファイバ増幅器が本来もつ安定化機能で平均化される２次歪をフィードフォワードで補償するシステムである。構成は以下のようである。
【００８３】
入力ファイバ２２から入力された信号光は分岐器２９で少量分岐され、分岐された方はフォトダイオード２６に入力される。残りの大部分は遅延調整部３０に入力され、適宜遅延を受けた後、合波器１７でポンプ光と合波される。ポンプ光はポンプ光源２５から出力されている。合波器の出力はエルビウム添加ファイバ２４に入力され、信号光が増幅される。増幅された信号光は分岐器１８で一部分岐され、フォトダイオード１４で受信される。残りは出力ファイバ２３へ出力される。フォトダイオード１４で光電変換された信号は比較器２０に入力され、目標値と比較される。比較器出力はループフィルタ２１で帯域制限され、増幅器３１で適切なループ利得を与えられた後、掛け算器２８に入力する。一方フォトダイオード２６の出力はフィルタ２７を介して掛け算器２８に入力され、ループ内の制御信号に掛け合わされる。掛け算器の出力はポンプ光源２５の出力パワー調整端子に入力される。
【００８４】
このような構成では、フォトダイオード１４、比較器２０等からなるフィードバックループのループ帯域は、ＭＺ変調器バイアス安定化ループのループ帯域以下となっている。したがって、ループフィルタ２１の帯域は非常に小さい。一方、フィルタ２７は低域通過フィルタであるが、その帯域は光ファイバ増幅器が元来もつ出力安定化機能の帯域より十分大きい。フィルタ２７の出力信号が十分処理可能なように、掛け算器２８の帯域は十分広いものとなっている。入力ファイバ２２から入力された信号は、ＭＺ変調器のバイアス安定化ループの作用によって、直流近辺に発生した２次歪のうちバイアス安定化ループ帯域内の成分は抑圧されている（図９）。光増幅器の出力安定化ループの帯域はバイアス安定化ループの帯域以下である。したがって、出力安定化ループは、フィルタ２７から出力された信号をフィードバックして抑圧することはない。また、フィルタ２７から出力された信号から影響を受けることもない。その結果、掛け算器２８で制御信号に重畳されたフィルタ２７の出力はそのままポンプ光源に印加される。ポンプ光源の出力光パワーはループの制御信号と入力光ファイバ２２から入力された光の直流近辺の２次歪成分（フィルタ２７の出力）で変調される。
【００８５】
光ファイバ増幅器が本来もつ出力安定化機能で、入力光ファイバから入力された直流近辺の２次歪成分は抑圧され、それにともなって信号光のレベルが変動するが、抑圧される２次歪の成分でポンプ光源を改めて変調することによって、抑圧された２次歪成分をもとに戻し、変動していた信号レベルを元に戻すことが可能となる。光ファイバ増幅器が元来持つ出力安定化機能の周波数特性と、ポンプ光の変動に対する周波数特性はほぼ等しい。そのため、ポンプ光と信号光を合波する合波器１７に等しい位相で入力されれば、ほぼ完全に光ファイバ増幅器本来の出力安定化機能により抑圧された２次歪成分をもとに戻すことが可能となる。遅延調整部３０は合波器に等しい位相で入力されるように調整するための部分である。遅延量は可変である必要はなく、フィードフォワードの経路で被る遅延量と同等の遅延量を与える遅延線で良い。
【００８６】
さらに、フォトダイオード２６からフィルタ２７を介して光源２５に至るフィードフォワードの経路は途中で直流を切ることなく構成されている。その結果、全体の光パワーに対する２次歪成分の振幅の比を保持したままフィードフォワードすることが可能となり、光ファイバ増幅器が本来持つ出力安定化機能によってうち消された２次歪成分をほぼ完全に元に戻すことが可能となる。
【００８７】
このようにすることによって、バイアスを下げることによって直流近辺に発生した２次歪がフィードバックループ等でアナログ信号に雑音として重畳することを防止することが可能となる。
【００８８】
【発明の効果】
伝送品質を向上するために、ＭＺ変調器のバイアス点を変曲点より低く設定する。本発明では、雑音等実システムに必要なパラメータを検討して有効なバイアス点の範囲を規定した。このようになバイアス点でＭＺ変調器を使用することによって、より良い伝送品質で伝送することが可能となった。
【図面の簡単な説明】
【図１】バイアス電圧に対するＳＮＲの変化の様子を示す図である。
【図２】バイアス安定化フィードバックループの構成例である。
【図３】ＳＮＲのピーク点にバイアスした場合のバイアス点を示す図である。
【図４】１つの光送信器に対して複数の光受信器があるシステムの構成例である。
【図５】リンク損失によってＳＮＲのピーク点および大きさが変化する様子を示した図である。
【図６】光増幅器が挿入されたシステムの例である。
【図７】光増幅器が挿入されている場合のバイアス電圧に対するＳＮＲの変化を示した図である。
【図８】光増幅器によって２次歪による信号への雑音重畳を抑圧するための光増幅器の構成例である。
【図９】図８の構成を説明するための図である。
【図１０】本発明を適用した場合の、バイアス安定化フィードバックループの構成例である。
【図１１】図１０の構成を説明するための図である。
【図１２】光増幅器の出力安定化フィードバックループの構成例である。
【図１３】ＭＺ変調器の入出力特性を示す図である。
【図１４】デジタル信号とアナログ信号の差を説明するための図である。
【図１５】本発明により規定されるバイアス範囲の例を示す図である。
【符号の説明】
１ マッハ・ツェンダー型光変調器
２ 光源
３ 出力光ファイバ
４ 光分岐器
５ フォトダイオード
６ 比較器
７ 目標値設定回路
８ ループフィルタ
９ バイアスＴ
１０ アナログ信号入力
１１ 光送信器
１２ オフセット回路
１３ スターカップラ
１４ 光受信器
１５ カップラ
１６ 光増幅器
１７ 合波器
１８ 分岐器
１９ フォトダイオード
２０ 比較器
２１ ループフィルタ
２２ 入力ファイバ
２３ 出力ファイバ
２４ エルビウム添加ファイバ
２５ ポンプ光源
２６ フォトダイオード
２７ フィルタ
２８ 掛け算器
２９ 分岐器
３０ 遅延調整部
３１ 増幅器
３２ 割り算器
３３ 比較器
３４ ２次歪検出器
３５ バイアス制御装置
３６ 加算器
３７ 発振器
３８ 偏波スクランブラ
３９ バイアス制御回路
４０ 偏波保持しない光ファイバ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an optical transmitter that converts an analog signal into an optical signal using an external optical modulator.
[0002]
[Prior art]
When an analog signal is converted into an optical signal and transmitted through an optical fiber, in various cases, such as when the center frequency of the analog signal is high, a laser as a light source and an external optical modulator may be combined and used as an optical transmitter.
[0003]
When a Mach-Zehnder type optical modulator (MZ modulator) is used as an external optical modulator, the relationship between the input voltage and the light transmittance has a sine wave shape as shown in FIG. When modulating an optical modulator having such non-linear input / output characteristics with an analog signal, usually, a portion having the best linearity among the input / output characteristics is used so that the distortion of the output signal is minimized.
[0004]
In the field of optical communication, an analog signal is a signal other than a baseband digital signal, and for example, a band signal such as a radio signal obtained by modulating a specific frequency with a digital signal is also classified as an analog signal.
[0005]
Noise generated in optical communication includes (a) thermal noise of an optical receiver, (b) shot noise generated when an optical signal is received by a photodiode, (c) relative intensity noise (RIN) of a light source, (D) Spontaneous emission optical noise (ASE) of the optical amplifier. (D) does not occur when the optical amplifier is not used. The size of (a) is determined by the performance of the optical receiver, and usually does not depend on the input optical signal. However, in (b) and (c), the larger the average power of the optical signal input to the receiver, the larger the amount detected at the receiving end. Therefore, when only the amount of noise at the receiving end is considered, the noise decreases as the average optical power input to the optical receiver decreases. However, when the average optical input power decreases, the magnitude of the information-bearing signal is also proportional. In most cases, the signal-to-noise ratio (SNR) does not improve. In the case of optical communication using a baseband digital signal, which is general optical communication, there is almost no light for the signal "0" as shown in FIG. When the average input power of the receiver decreases, the signal power after photoelectric conversion decreases in proportion to the square of the average optical power. On the other hand, the noise power after photoelectric conversion isthe above(A) does not depend on the input light power, (b) is proportional to the input light average power, and (c) is proportional to the square of the input light average power. ((D) is complicatedly related to the input power to the optical amplifier, the loss after the optical amplifier, etc., and it cannot be discussed in the same way in a system in which the optical amplifier is inserted. The following describes the results of a new study as a different system.) Therefore, in a baseband digital signal, when the average input optical power of the receiver decreases, the SNR deteriorates.
[0006]
However, when an analog signal is optically transmitted, as shown in FIG. 14B, the signal is often used in a state where there is some light even at the lowest level of the signal. A / Pa, which is the ratio of the signal amplitude A to the optical power average level Pa, is called the optical modulation factor (OMI). If the OMI is 1 (100%), the SNR deteriorates when the optical average power is reduced as in the case of baseband digital.
[0007]
In a state where the OMI is smaller than 100%, the signal strength can be simply increased by increasing the OMI. However, the reason why the OMI is limited to less than 100% is that the distortion increases when the signal level applied to the OMI, that is, the external optical modulator is increased. Therefore, it was not possible to reduce the noises of (b) and (c) by lowering the optical power input to the receiver and increase the OMI to compensate for the decrease in the signal intensity due to the lowering of the optical power.
[0008]
In contrast, IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 5, No. 7, p779-782 (1993); L. In Farwell et al., “Increased Linear Dynamic Range by Low Biasing the Mach-Zehnder Modulator”, it is better to bias the bias point of the MZ modulator to 5% instead of point a (inflection point, 50%) in FIG. It describes that the amount of third-order distortion with respect to OMI is small. However, this document considers only RIN as noise. Furthermore, in a real system, (a) thermal noise does not decrease even when the bias is lowered, and (b) shot noise does not decrease as much as RIN even when the bias is lowered. is there.
[0009]
Also, the second-order distortion generated by lowering the bias affects transmission quality. Since the secondary distortion increases as the bias decreases, there is a lower limit of the bias voltage determined by the secondary distortion.
[0010]
Furthermore, when an optical amplifier is inserted in a link as described above, the handling of noise is completely different, and it is necessary to newly consider it as a separate system.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
In analog optical transmission using an external optical modulator, there is a possibility that the reduction of the signal can be compensated for by reducing the noise at the receiving end by lowering the average optical power input to the optical receiver and at the same time increasing the OMI. The problem at this time is that the distortion is increased by increasing the OMI, but in the MZ modulator, the amount of distortion with respect to the OMI is reduced by lowering the bias point. Therefore, this problem can be solved by lowering the bias point. there is a possibility. Although it has been studied up to now, the result that the bias of 5% is desirable because only RIN is considered as noise is different from the actual system. (More desirable) was possible. Further, the effect of the second-order distortion caused by lowering the bias has not been studied.
[0012]
Therefore, the present invention determines a range of a bias point at which an effective SNR improvement effect is obtained in an actual system, and provides an optical transmitter driven at such a bias point.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve such a problem, in the first invention of the present application, in an optical transmitter for transmitting an analog signal using a Mach-Zehnder type optical modulator, a bias voltage applied to the Mach-Zehnder type optical modulator is provided. Vb1, P is the power of the analog signal input to the Mach-Zehnder optical modulator, fb is the bandwidth of the analog signal, Δf is the loop band of the bias control loop of the Mach-Zehnder optical modulator, Mr is the required specification of phase noise in a band Δf in Δfc detuning (where Δfc << fb) of an oscillator used for generating the analog signal, R is the input impedance of the Mach-Zehnder optical modulator, and Vπ is the Mach A half-wave voltage of the zender-type optical modulator, V0, is a voltage that gives the minimum transmittance of the Mach-Zehnder-type optical modulator;
(Equation 6)

The lower limit determined by the above equation (1),
e is the elementary charge, η is the photoelectric conversion efficiency of the photodiode of the optical receiver, RIN is the relative intensity noise (dB) of the light source of the optical transmitter, P0 is the optical output power of the light source, and LLN is the Mach-Zehnder. Where L is a link loss between the optical transmitter and the optical receiver, L is an input-converted noise current of the optical receiver, and L = 0.01 (20 dB).
(Equation 7)

An optical transmitter is characterized in that any value between the upper limit determined by the above equation (2) and the target value is controlled.
[0014]
ApplicationFirstAccording to the invention, the effective improvement range of the SNR when the bias point of the MZ modulator is lower than the inflection point is defined.
[0015]
For analog signals having a band smaller than one octave, basically only odd-order distortions, in particular, third-order distortions having the smallest order need to be considered. The MZ modulator does not depend on the bias point at all for the third-order distortion if the power of the input analog signal does not change. Further, there is a characteristic that the degree of light modulation increases up to a certain point as the bias voltage is reduced. Therefore, even if the bias voltage is lowered, there is a possibility that the transmission characteristics can be improved without concern for the third-order distortion. The first invention of the present application specifies an effective range of a bias point having an effect of improving transmission characteristics in consideration of characteristics such as noise.
[0016]
The lower limit of the bias point is determined for the following reasons. The most practical MZ modulator at present is fabricated on a lithium niobate (LN) substrate. The LN-MZ modulator has a feature that the input / output characteristics shown in FIG. 14 drift every moment in the horizontal axis direction unless control is applied. When it is desired to fix the bias at a point where a specific transmittance is given, feedback control of the bias voltage is performed so as to maintain the transmittance. In the case of analog signal transmission, a general method is to detect the average output light power of the LN-MZ modulator and control the output power to be constant.
[0017]
The MZ modulator does not produce any second-order distortion when the bias is at the inflection point, but when the bias point falls below the inflection point, the second-order distortion increases in accordance with the amount of decrease. In the secondary distortion, there is a component generated near DC. If the average output power is detected and a feedback control method is used to make it constant, the secondary distortion component near DC is detected in the control loop. , The control loop mistakenly regards this as a bias point swing. As a result, the bias point is changed so as to correct the fluctuation due to the secondary distortion around the target value. When the fluctuating bias voltage and analog signal are input to the MZ modulator at the same time, the bias voltage fluctuation and the analog signal due to the secondary distortion (because the center of the bias point is other than the inflection point). Intermodulation occurs. As a result, the state becomes the same as when the noise is superimposed on the analog signal.
[0018]
However, the drift (DC drift) of the bias point of the LN-MZ modulator occurs in seconds to minutes, and in slower units, it occurs in time units, and the time constant of the feedback loop may be sufficiently slow. When the analog signal is a mobile radio signal or a television signal, the loop band of the feedback loop can be made sufficiently smaller than the band of the analog signal. Even if the second-order distortion occurs, the feedback loop detects only the component generated in the loop band.
[0019]
The state where noise is superimposed on an analog signal due to second-order distortion is caused when a carrier of a specific frequency is generated when an analog signal is generated.Data modulation, Which is equivalent to noise on the carrier. Therefore, there is no problem even if noise is superimposed on the analog signal as long as the specifications required for the carrier oscillator are satisfied.
[0020]
The secondary distortion increases as the bias point is lowered below the inflection point. Once the system parameters are determined, the minimum bias point that can satisfy the noise requirements of the carrier can be determined. If the bias point is larger than that, the amount of noise superimposed on the signal due to the second-order distortion almost satisfies the noise requirement of the carrier and can be used.
[0021]
Such a lower limit bias point was specifically determined as follows.
[0022]
P is the power when an analog signal is input to the MZ modulator, Mr is the required specification of phase noise in a band Δf in Δfc detuning (where Δfc << fb) of an oscillator used to generate the analog signal, and R is MZ The input impedance of the modulator, Vπ is the half-wave voltage of the MZ modulator, fb is the bandwidth of the analog signal, Δf is the loop band of the bias control loop of the MZ modulator, and V0 is the voltage that gives the minimum transmittance of the MZ modulator. And
[0023]
The input / output characteristics of the MZ modulator are sinusoidal. This magnitude is normalized and its output characteristic is set to cos (c + x). c is a fixed component given by the bias, and x is a component given by the analog signal. Equal amplitude
[Outside 1]

When sin (c) is converted into a unit of a bias voltage and an offset (V0) generated by a voltage having a minimum value of the sine wave input / output characteristic of the MZ modulator is added, the expression (1) of claim 1 is obtained. .
[0024]
Next, the upper limit of the bias point will be described. Conventionally, the inflection point is used as a bias, so that even if the inflection point is set as the upper limit, it will not be worse than in the past, but it is possible to determine a more effective range.
[0025]
If the input power of the analog signal to the MZ modulator is kept unchanged and the bias voltage is changed, the SNR after light reception changes as shown in FIG. 1 as an example. The peak is on the bias side lower than the inflection point. This is because when the bias is lowered from the inflection point, the noise reduction due to the lowering of the bias point is larger than the signal reduction up to a certain point.
[0026]
At this time, the position of the peak and the value of the peak change depending on various parameters such as noise and link loss. However, when only the link loss is degraded and the other parameters are not changed, the peak position (when no optical amplifier is used) is obtained. The position moves to the higher voltage side.
[0027]
The position of the peak was determined as follows. An SNR equation was derived, and the SNR equation was differentiated with a bias voltage, and the value was obtained from the point where the differential value became zero.
[0028]
e is the elementary charge, η is the photoelectric conversion efficiency of the optical receiver photodiode, RIN is the relative intensity noise (dB) of the optical transmitter light source, P0 is the optical output power of the light source, LLN is the excess optical loss of the MZ modulator, L is a link loss between the optical transmitter and the optical receiver, and is is an input-converted noise current of the optical receiver. The noise after optical reception mainly consists of three components: thermal noise of the receiver, shot noise, and RIN of the light source.
[Outside 2]

When c is converted into a unit of the bias voltage and an offset voltage (V0) given by the minimum value of the sine wave input / output characteristic of the MZ modulator is added, the right side of the expression (2) of claim 1 is obtained.
[0029]
As described above, the bias voltage at which the SNR peaks increases due to the deterioration of the link loss. In an analog optical transmission system, since optical distribution is often performed, the maximum value of the link loss (the minimum value of L) is relatively large. In a typical example, the transmission distance is about 20 dB in a system using a 16-branch star coupler and a transmission distance of about 10 km at the maximum.
[0030]
Therefore, in the present invention, the value obtained from the right side of the expression (2) in claim 1 in the case of a general link loss maximum value of 20 dB (L = 0.01) is set as the maximum value of the bias voltage. As the link loss degrades, not only does the peak of the SNR move to the larger side, but also the SNR peaks.PeakThe value decreases. Therefore, since the bias voltage that gives a peak in a state where the link loss is large (poor in SNR) is within the range of the set value, it is possible to use the circuit under better conditions even in the worst state.
[0031]
The bias range determined in this way is described in detail in (Embodiment of the Invention), but is a bias larger than 5%.
[0032]
Next, this applicationSecondAccording to the invention, in an optical transmitter for transmitting an analog signal using a Mach-Zehnder type optical modulator, a bias voltage Vb1 applied to the Mach-Zehnder type optical modulator, P represents the Mach-Zehnder type optical modulator. , The power of the analog signal input to the Mach-Zehnder optical modulator, R is the input impedance of the Mach-Zehnder optical modulator, Vπ is the half-wave voltage of the Mach-Zehnder optical modulator, and V0 is the minimum value of the Mach-Zehnder optical modulator. A voltage giving transmittance, e is an elementary charge, η is a photoelectric conversion efficiency of a photodiode of an optical receiver, RIN is a relative intensity noise (dB) of a light source of the optical transmitter, P0 is an optical output power of the light source, LLN is the excess optical loss of the Mach-Zehnder optical modulator, L is the link loss between the optical transmitter and the optical receiver, and is is the input conversion of the optical receiver. And noise current,
(Equation 8)

An optical transmitter characterized by controlling a value determined by the above equation (3) as a target value.
[0033]
ApplicationFirstIn the description of the invention, it was stated that the SNR has a peak at a certain bias voltage. The second invention of the present application is characterized in that a point giving a peak is set as a control target value of the bias voltage. The derivation of the expression (3) of claim 2 is the same as the derivation of the expression (2) of claim 1, and therefore will be omitted. By setting the target value to the peak, it is possible to use the bias under the bias condition with the best SNR. The bias point determined in this manner is also a point larger than 5% as in the first invention of the present application.
[0034]
Next, this applicationThirdIn the second aspect of the present invention, in the second aspect of the present invention, there are a plurality of optical receivers for receiving the transmission light of the optical transmitter, and a maximum link loss (minimum L) among link losses for each optical receiver is given. An optical transmitter characterized in that a bias point corresponding to the following equation (3) is controlled as a target value.
[0035]
ApplicationFirstAs described in the description of the present invention, in an analog optical transmission system, optical distribution is often performed in the middle of an optical link. In such a case, a plurality of optical receivers exist for one optical transmitter, and the link loss corresponding to each optical receiver is not always equal. As described above, the point at which the peak of the SNR is given changes depending on the value of the link loss. Also, the one with the larger link lossPeakSNR is small and transmission performance is poor.
[0036]
Therefore, in the third invention of the present application, in a system having a plurality of optical receivers having different link losses, the bias voltage that gives the peak of the SNR with the largest link loss is controlled as the target value. In this way, the SNR is worse in optical receivers having different link losses than when biased to the peak determined by each link loss. However, the smaller the link loss, the larger the absolute value of the SNR, and the worse the link loss.WhenSNR peak and maximum link loss due to the link lossof timeThe deviation of the SNR peak point becomes smaller. As a result, the SNR difference between the plurality of optical receivers becomes smaller, and it becomes possible to reduce the variation in transmission quality due to the magnitude of the link loss.
[0037]
Next, this application4thAccording to the third aspect of the present invention, in the third or third aspect of the present invention, a loop band Δfl of the control loop with respect to a control target value Vb1 of the bias voltage control loop of the Mach-Zehnder optical modulator is
fb is the bandwidth of the analog signal, and Mr is the required specification of the phase noise in the band Δf in Δfc detuning (where Δfc << fb) of the oscillator used to generate the analog signal.
(Equation 9)

Set to satisfy the above equation (6)ReAn optical transmitter is provided.
[0038]
ApplicationFirstIn the invention, the lower limit of the bias voltage is determined based on the noise superimposed on the analog signal due to the secondary distortion. ApplicationFirstWhenSecondAccording to the invention, since the target value of the bias point is set at the peak of the SNR, the peak bias point may not be able to satisfy the requirement of the second-order distortion. Therefore, this application4thAccording to the invention, by reducing the loop band of the bias voltage feedback control loop, the noise band of the noise generated by the secondary distortion is reduced, and the total noise is reduced. Specifically, the extent to which the loop is effective is determined as follows.
[0039]
[Outside 3]

This is a formula for obtaining a lower limit bias value that can satisfy the phase noise specification (Δf band) Mr. At this time, if the bias value that gives the SNR peak is fixed, this inequality may not be satisfied. Although it is possible to satisfy the inequality by increasing n, simply increasing n on the equation means that the band that defines Mr and the band that determines the amount of noise due to distortion are different. Not done. However, by reducing the loop band of the feedback loop, it is possible to reduce the total band of noise superimposed on the analog signal and reduce the total noise amount.
[0040]
The carrier phase noise specification is usually defined as the ratio of the noise power in a particular bandwidth at a particular detuning frequency to the carrier power. However, an important parameter in the system design is not the phase noise power within a specific band but the total noise power obtained by integrating the phase noise over the data modulation band. Therefore, if the total noise amount superimposed by the secondary distortion is sufficiently reduced by narrowing the loop band of the feedback loop, there is no problem even if the noise amount in the specific band is large. That is, the noise power in the noise band determined by the loop band may be smaller than the noise power determined by Mr.
[0041]
[Outside 4]

It is sufficient that the product of Δfl / Δf (the amount indicating the amount of noise reduction due to the reduction of the noise band) satisfies the inequality. Solving the newly derived inequality for Δfl yields equation (6) of claim 4.
[0042]
By doing so, even if the bias point is set to the peak of the SNR, superimposition of noise on the signal due to the secondary distortion can be suppressed, and higher quality transmission becomes possible.
[0043]
Next, this applicationFifthIn the third aspect of the present invention, in the third and fourth aspects of the present invention, an optical amplifier having an output power stabilizing function is inserted after the optical transmitter, and Pao is the optical amplifier output power, and Fedfa is the noise coefficient of the optical amplifier. 3) F and I in the formula are
(Equation 10)

Provided is an optical transmitter characterized in that, when F and I in the above equations (4) and (5) are replaced, the bias voltage obtained from the equation (3) is controlled as a target.
[0044]
If the link loss is large, an optical amplifier may be inserted into the link. As described in (Prior Art), in such a case, since the handling of noise is completely different, the point defined in claim 1 does not become the peak of SNR. It is necessary to determine the peak in consideration of the point that the loss of the optical modulator and the link loss which increase due to the lowering of the bias point are compensated by the optical amplifier and the noise of the optical amplifier.
[0045]
When the optical amplifier has an output power stabilizing function (APC), the bias voltage that gives the SNR peak can be determined as follows.
[0046]
The optical power received by the optical receiver is constant irrespective of the bias point because the optical amplifier has the APC. When the bias point is lowered, the OMI increases up to a certain point, so that the received analog signal power increases. Specifically, it is as follows. If Pao is the output power of the optical amplifier, the gain of the optical amplifier is
[Outside 5]

Since the noise of the optical amplifier is given including the shot noise at the time of reception, the noise to be considered is the sum of three of RIN of the light source, thermal noise of the optical receiver, and optical amplifier noise. Since the optical amplifier has an APC, the RIN at the receiving end does not depend on the bias point (as long as the bias point does not extremely approach the zero transmittance point). Thermal noise does not originally depend on the bias point. The amount of noise of the optical amplifier increases as the input signal to the optical amplifier decreases. Noise of an optical amplifier is roughly classified into beat noise between signal and spontaneous emission light and beat noise between spontaneous emission light. If the input to the optical amplifier is large to some extent, beat noise between spontaneous emission light can be ignored. Here, it is assumed that such assumptions are used.
[0047]
If Fedfa is the noise coefficient of the optical amplifier, the total noise after optical reception is
[Outside 6]

When a certain C / N is obtained and a differential equation is obtained to derive a bias giving the peak,Claim 2It has the same form as the equation for calculating the equation (3). However, the coefficients are slightly different, and F and I areClaim 5F and I shown in the equations (4) and (5).
[0048]
Claim 5The bias voltage specified in (1) gives a peak point of SNR when the bias voltage is changed in a system in which an optical amplifier is inserted in a link. By controlling such a bias voltage as a target, the bias voltage can be increased. High quality transmission becomes possible.
[0049]
Further, the present applicationSixthAccording to the fifth aspect of the present invention, in the fifth aspect of the present invention, the output power stabilizing function of the optical amplifier is constituted by a feedback loop, and the loop band Δfa is set to be equal to or less than the bias control loop band Δfl of the Mach-Zehnder optical modulator. An optical transmitter characterized by being set.
[0050]
When the output power stabilizing function of the optical amplifier detects output optical power and applies feedback, the same problem as in the case of the bias control feedback loop of the MZ modulator may occur. That is, the output power stabilization loop detects the secondary distortion near DC generated by lowering the bias from the inflection point, and applies feedback so as to have a constant value including the secondary distortion component in the loop band. there is a possibility. In the case of an optical amplifier, to control the gain, the signal is multiplied by a second-order distortion component near DC detected in the loop. As a result, noise due to secondary distortion is superimposed on the signal, and the transmission quality is degraded.
[0051]
Therefore, in the present invention, the loop band Δfa of the output power stabilizing function of the optical amplifier is set to be equal to or less than the loop band Δfl of the MZ modulator bias control loop. The light input to the optical amplifier has already been subjected to the bias control loop to remove the secondary distortion generated in the band equal to or less than Δfl (equalized to a constant DC value). Therefore, if the loop bandwidth of the optical amplifier is set to Δfl or less, there is no optical power fluctuation due to the secondary distortion in the loop bandwidth of the optical amplifier output stabilization loop, so that the problem of detecting and feeding back the secondary distortion component does not occur. .
[0052]
This makes it possible to prevent the transmission quality from deteriorating due to the output power control of the optical amplifier.
[0053]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0054]
FIG.Is the applicationFirstIt is a figure which shows embodiment of this invention. For example, the power (P) when an analog signal is input to the MZ modulator is 1 mW, and the phase noise specification (Mr) of the oscillator used for generating the analog signal is 60 kHz detuning, the bandwidth is 30 kHz, and -72 dBc (Mr is The value converted to a value corresponding to the bandwidth of the bias control loop is used), the input impedance (R) of the MZ modulator is 50Ω, the half-wave voltage (Vπ) of the MZ modulator is 3.8 V, and the bandwidth of the analog signal is 2. The method according to claim 1, wherein the width (fb) is 10 MHz, the loop band (Δf) of the bias control loop of the MZ modulator is 30 kHz, and the voltage (V0) that gives the minimum value of the light transmittance of the MZ modulator is 2 V. The lower limit determined by equation (1) is about 3.35V. Although the spectrum of the analog signal is assumed to be rectangular, almost the same results can be obtained with a Gaussian type or a root roll-off type. The bandwidth of the signal is determined in a 3 dB band. In the case of a frequency-division multiplexed signal, substantially the same result is obtained by using the total power of all the signals as the power and the sum of the 3 dB bands of the respective signals as the signal band.
[0055]
On the other hand, the light output power (P0) of the light source is 10 mW, the excess loss (LLN) of the MZ modulator is 5 dB, the photoelectric conversion efficiency (η) of the photodiode is 0.7 A / W, and the relative intensity noise (RIN) of the light source Is -150 dB, and when the input-referred noise current (thermal noise is) of the optical receiver is 10 pA / √Hz, the upper limit bias voltage determined by the maximum link loss (L) 20 dB between the optical transmitter and the optical receiver Is about 3.88V. That is, in such a system, it is desirable to set the bias voltage between 3.35V and 3.88V. For example, if the bias voltage is set to 3.5 V in a system in which the link loss is 7 dB (other conditions are the same as the above conditions), the SNR of 1.1 dB is higher than when the bias voltage is set to the inflection point. There are improvements. When the noise superimposed on the signal due to the secondary distortion is converted into the carrier phase noise, it is -79 dBc, which satisfies the specification of -72 dBc.
[0056]
Actually, since V0 drifts with time, feedback control is applied to the bias voltage so that the transmittance always becomes equal to the transmittance corresponding to the bias point determined when V0 is 2V. Also, when the bias voltage is lowered below the inflection point, the output power of the optical modulator increases due to the secondary distortion of the analog signal as compared with the case where no analog signal is input. Therefore, it is desirable to measure the target transmittance for controlling the bias voltage while an analog signal is being input.
[0057]
like thisToThe bias control loop for controlling the bias voltage may be a very general feedback loop, for example,FIG.It is like.FIG.In FIG. 1, the light output from the light source 2 is input to a Mach-Zehnder optical modulator (MZ modulator) 1. The light output from the MZ modulator 1 is split by an optical splitter 4, one of which is input to an output optical fiber 3, and the other is input to a photodiode 5 forming a feedback control circuit. The output of the photodiode 5 is input to a comparator 6 and compared with a target value. Information on the output power of the light source 1 is input to a target value setting circuit 7, where it is converted to a level corresponding to the input of the comparator 6, and further set to a level corresponding to the target transmittance. The output of the target value setting circuit changes according to the change of the light source output, and is a circuit capable of controlling not the output power of the MZ modulator but the transmittance. The output of the comparator is input to the loop filter 8, the output of the loop filter is appropriately offset by the offset circuit 12, and then input to the bias terminal of the bias T9 connected to the electrical input of the MZ modulator. An analog signal is input to the signal terminal of the bias T. In such a form, it is possible to control the bias voltage so as to maintain a specific target transmittance.
[0058]
Next, this applicationSecondAn embodiment of the present invention will be described. For example, when an analog signal is input to the MZ modulator, the power (P) is 1 mW, the input impedance (R) of the MZ modulator is 50Ω, the half-wave voltage (Vπ) of the MZ modulator is 3.8 V, and the MZ modulator is used. Is 2 V, the light output power (P0) of the light source is 10 mW, the excess loss (LLN) of the MZ modulator is 5 dB, and the photoelectric conversion efficiency (η) of the optical receiver photodiode is ) Is 0.7, the relative intensity noise (RIN) of the optical transmitter light source is -150 dB, the input equivalent noise current (thermal noise is) of the optical receiver is 10 pA / √Hz, and the link between the optical transmitter and the optical receiver. Assume that the loss (L) is 7 dB.FIG.(A) is a graph of SNR after light reception with respect to a change in bias voltage. As can be seen from the figure, the SNR peak is at a bias voltage lower than the inflection point (Vπ / 2 = 3.9 V). This peak is obtained by the expression (3) according to claim 2, and is about 3.47 V under the above conditions. When this bias point is used, the SNR is improved by about 1.2 dB as compared with the case where the bias point is biased.
[0059]
FIG. 3 (FIG. 2B shows a corresponding point in the transmittance characteristic of the MZ modulator. The loop for controlling such a bias point is described in the present application.FirstInvented byFIG.The same is true for the configuration and operation, and the transmittance needs to be set in consideration of the DC increase due to the secondary distortion.
[0060]
By controlling such a bias point, it is possible to transmit with better quality.
[0061]
Next, this applicationThird1 shows an embodiment of the present invention.FIG.1 shows a configuration example of a system in which a plurality of optical receivers exist for one optical transmitter.FIG.(A) is an example of a star network. The light output from the optical transmitter 11 is split by the star coupler 13 and distributed to the optical receivers 14-1 to 14-4.FIG.(B) is an example of a bus type network. A small amount of light output from the optical transmitter 11 is branched by the coupler 15-1 and input to the optical receiver 14-1. The remainder is transmitted to the coupler 15-2, similarly branched in a small amount by the coupler 15-2, and input to the optical receiver 14-2. The remaining output of the coupler 15-2 is transmitted to the coupler 15-3, split into two, and input to the optical receivers 14-3 and 14-4.
[0062]
When there are a plurality of optical receivers as described above, the link loss for each optical receiver is not equal. When the value of the link loss is used as a parameter, the curve of the SNR against the bias voltage isFIG.Shown in The parameters used in the calculation are as follows: the power (P) when the analog signal is input to the MZ modulator is 1 mW, the input impedance (R) of the MZ modulator is 50Ω, and the half-wave voltage (Vπ) of the MZ modulator is 3. 8V, the voltage (V0) which gives the minimum value of the light transmittance of the MZ modulator is 2V, the light output power (P0) of the light source is 10mW, the excess loss (LLN) of the MZ modulator is 5dB, and the light receiving photodiode The photoelectric conversion efficiency (η) was 0.7 A / W, the relative intensity noise (RIN) of the light source of the optical transmitter was -150 dB, and the input converted noise current (thermal noise it) of the optical receiver was 10 pA / ＡHz.FIG.(A) is a link loss of 5 dB,FIG.(B) is 7 dB,FIG.(C) is 9 dB,FIG.(C) is the case of 11 dB. It can be seen that the position of the SNR peak changes with the link loss. Further, when the link loss is deteriorated, the entire value of the SNR is reduced. In the present invention, a bias is set at a point where the SNR peak of the optical receiver having the largest link loss among a plurality of optical receivers is given. For example,FIG.When the optical receivers corresponding to the four graphs are mixed, (d) the bias is applied to the bias point giving the peak of the SNR of 11 dB.FIG.In (d), the SNR peak is at 3.71V. When the optical transmitter is driven with this bias, the SNR is slightly worse for optical receivers with other link losses than when they are biased to their respective peaks. (A) 1.3 dB at 5 dB, 0.4 dB at (b) 7 dB, and 0.07 dB at (c) 9 dB. However, the absolute value (per 1 Hz noise band) of the SNR when biased at 3.71 V is (a) 1.42 × 1013, (b) 0.82 × 1013, (c) 0.42 × 1013, (d) ) 0.20 × 1013, and (a), (b) and (c) are larger than (d) even if they deviate from the peaks.
[0063]
By doing so, it becomes possible to operate the optical receiver having the worst SNR (having the largest link loss) under the best possible conditions, and to improve the performance of the entire system.
[0064]
Next, this application4thAn embodiment of the present invention will be described.
[0065]
4thIn the present invention, even when bias is applied to the peak of the SNR, the loop band of the bias control loop is narrowed so that the noise superimposed on the analog signal due to the secondary distortion becomes sufficiently small.
[0066]
For example, the power (P) when the analog signal is input to the MZ modulator is 1 mW, the input impedance (R) of the MZ modulator is 50Ω, the half-wave voltage (Vπ) of the MZ modulator is 3.8 V, and the analog signal is When the bandwidth (fb) is 10 MHz, the loop band (Δf) of the bias control loop of the MZ modulator is 30 kHz, and the voltage (V0) that gives the minimum value of the light transmittance of the MZ modulator is 2 V, an analog signal is generated. If the phase noise specification (Mr) of the oscillator used for the above is -82 dBc with 60 kHz detuning and a bandwidth of 30 kHz, the lower limit of the bias voltage that can satisfy this is 3.56V. When it is desired to lower the bias voltage to, for example, 3.5 V in such a system, the loop band may be set to 13.9 kHz or less according to the expression (6). The loop bandwidth of the feedback loop is defined by the 3 dB width of the loop operating bandwidth.
[0067]
By doing so, it is possible to limit the superimposition of noise on the analog signal due to the secondary distortion, and it is possible to suppress the deterioration of transmission quality.
[0068]
If the superimposition of noise on the analog signal due to the second-order distortion cannot be tolerated at all, another feedback method should be used instead of narrowing the loop band using the transmittance control system as described above. May be. For example, the transmittance control and the method of detecting the secondary distortion amount (difference frequency, sum frequency) of the pilot carrier are used in combination. This will be briefly described with reference to the drawings. The bias voltage is controlled based on the amount of the secondary distortion, and the transmittance control is used only to confirm that the bias voltage is set below the inflection point.FIG.Is a configuration example of a feedback loop for performing such control. Light emitted from the light source 2 is input to the MZ modulator 1 and is modulated. The output of the MZ modulator is split by the splitter 4 and input to the photodiode 5. The rest is output to the output optical fiber 3. The output of the photodiode 5 is input to the divider 32. A signal indicating the optical power of the light output from the light source from the light source 2 is input to the divider 32, and the divider 32 normalizes the output of the photodiode 5 so that the output becomes the transmittance. The output of the divider is split into two, one of which is input to the comparator 33. The comparator 33 compares the output of the divider with the transmittance when biased at the inflection point, and outputs to the bias controller 35 whether the output of the divider, that is, the transmittance is larger or smaller than the inflection point. . The other of the divided divider outputs is input to the secondary distortion detection circuit.
[0069]
On the other hand, the analog signal to the MZ modulator is input from the analog signal input 10, but at the same time, the outputs from the oscillators 37-1 and 37-2 are added to the analog signal by the adder 36, and the MZ is supplied via the bias T9. Applied to the electrical signal input of the modulator. The two oscillators output a pilot carrier whose frequency isFIG.As shown, one has a lower frequency (f1) than the transmitted analog signal, and the other has a higher frequency (f2). In this case, when the bias point of the MZ modulator is not the inflection point, a difference frequency (f2−f1) is generated by the secondary distortion. The secondary distortion detector 34 detects the magnitude of the difference frequency (f2-f1). The magnitude of the secondary distortion changes depending on the amount of deviation of the bias point from the inflection point, and increases as the deviation shifts. Therefore, if the bias point is between the inflection point and the bias point (V0) at which the transmittance is minimized, a specific The magnitude of the difference frequency (f2-f1) can be uniquely determined according to the transmittance. Therefore, it is possible to detect the magnitude of the difference frequency, determine the bias point, and apply feedback. The frequencies of the two pilot carriers are set as shown in FIG. 11 in order to clearly distinguish the secondary distortion generated from the analog signal and the secondary distortion generated from the pilot carrier.FIG.With such a frequency arrangement, the difference frequency (f2-f1) of the pilot carrier always occurs at a frequency larger than the secondary distortion of the analog signal.
[0070]
The output of the secondary distortion detector 34 is input to a bias controller 35. When the bias point is above the inflection point, as determined from the output of the comparator 33, the bias control device 35 changes the bias voltage so as to come below the inflection point. Next, the bias point is controlled in a range below the inflection point so that the output of the secondary distortion detection circuit becomes the target secondary distortion amount. Once the desired bias point has been reached, control is continued to maintain it.
[0071]
Although such a method has a slightly complicated device configuration, it has an advantage that noise superimposition on an analog signal due to second-order distortion does not occur, as compared with a method of simply controlling a bias only by transmittance.
[0072]
Next, this applicationFifthAn embodiment of the present invention will be described.
[0073]
FIG.Is an example of a system in which an optical amplifier is inserted into a lossy link. The light output from the optical transmitter 11 is amplified by the optical amplifier 16 and transmitted. The loss is large in the link, for example, when the star coupler 13 is inserted. The lost light is received by the optical receivers 14-i (i = 1,..., N).FIG.Although there are a plurality of optical receivers in the example, the loss may be large because the optical fiber is simply very long.
[0074]
The optical amplifier 16 has an automatic power stabilizing function. (However, if the optical amplifier is an optical fiber amplifier and it is used in the gain saturation region, the same operation can be obtained as if it had almost the power stabilization function without specially preparing a circuit for power stabilization. In this case, the operating band equivalent to the loop band isFor example, in an erbium-doped optical fiber amplifierIt is about 5 kHz. )
In such a system, for example, the power (P) when an analog signal is input to the MZ modulator is 1 mW, the input impedance (R) of the MZ modulator is 50Ω, and the half-wavelength voltage (Vπ) of the MZ modulator is 3 .8 V, voltage (V0) giving the minimum value of the light transmittance of the MZ modulator is 2 V, light output power (P0) of the light source is 10 mW, excess loss (LLN) of the MZ modulator is 5 dB, and an optical receiver photodiode Has a photoelectric conversion efficiency (η) of 0.7, a relative intensity noise (RIN) of an optical transmitter light source of -150 dB, an input equivalent noise current (thermal noise it) of an optical receiver of 10 pA / √Hz, and a link loss of 15 dB. When the noise coefficient of the optical amplifier is 4 and the output power of the optical amplifier is 20 mW, the change of the SNR with respect to the bias voltage isFIG.become that way. Because the received signal power at low bias was increased by the power stabilization function of the optical amplifier,FIG.It can be seen that the peak of the SNR is closer to the low bias as compared with, and the shape of the curve is clearly different. The peak voltage isClaim 5Using the described coefficients, the above parameter is 2.49V.
[0075]
The control loop for controlling to such a bias point isFIG.Is the same as Similarly, it is necessary to set the transmittance in consideration of the DC increase due to the secondary distortion.
[0076]
By doing so, it becomes possible to transmit an analog signal with a better SNR even in a system using an optical amplifier.
[0077]
In addition,FIG.In the example, the optical amplifier 16 is inserted immediately after the optical transmitter 11. Even when an optical amplifier is inserted in the middle of a link or immediately before an optical receiver, the SNR peak isClaim 4It can be determined from the described equation. In such a case, the loss between the optical amplifier and the optical receiver may be substituted for the link loss L, and the loss between the optical transmitter and the optical amplifier may be substituted for the LLN together with the loss of the MZ modulator.
[0078]
Next, this applicationSixthAn embodiment of the present invention will be described.
[0079]
FIG. 12 is a configuration example of an output power stabilization feedback loop of an optical fiber amplifier. An optical signal is input from the input fiber 22, multiplexed with the pump light output from the pump light source 25 via the multiplexer 17, and input to the erbium-doped fiber 24. The signal light is amplified in the erbium-doped fiber. The signal light output from the erbium-doped fiber is partially split by the splitter 18. The split light is input to the photodiode 19 forming the feedback loop, and the rest is output to the output fiber 23. The output of the photodiode is input to a comparator 20 and compared with a target value. The output is band-limited by a loop filter 21 and then input to an output power adjustment terminal of a pump light source. At this time, the loop bandwidth of the entire loop is set to be smaller than the loop bandwidth of the bias stabilization loop of the optical transmitter. If the loop band of the bias stabilizing circuit is, for example, 10 kHz, the loop band of the optical amplifier is set to 10 kHz or less.
[0080]
By doing so, it is possible to prevent noise generated as a secondary distortion by the output power stabilization loop of the optical amplifier from being superimposed on the analog signal.
[0081]
When an optical fiber amplifier is used in the gain saturation region as an optical amplifier, the loop band of the bias control loop may be smaller than the band of the output stabilizing function inherent in the optical fiber amplifier. In such a case, even if the band of the output power stabilization loop externally attached to the optical fiber amplifier is narrowed, there is no significant difference from the fact that the band of the loop extends to the band of the inherent stabilization function. In such a case,FIG.It is preferable to use a configuration like the following.
[0082]
FIG.The system isFIG.Is a feed-forward compensation system based on the feedback loop described above. The configuration is as follows.
[0083]
A small amount of signal light input from the input fiber 22 is split by the splitter 29, and the split light is input to the photodiode 26. Most of the rest is input to the delay adjusting unit 30, and after being appropriately delayed, is multiplexed with the pump light by the multiplexer 17. The pump light is output from a pump light source 25. The output of the multiplexer is input to the erbium-doped fiber 24, and the signal light is amplified. The amplified signal light is partially split by the splitter 18 and received by the photodiode 14. The rest is output to the output fiber 23. The signal photoelectrically converted by the photodiode 14 is input to a comparator 20 and compared with a target value. The comparator output is band-limited by the loop filter 21, given an appropriate loop gain by the amplifier 31, and then input to the multiplier 28. On the other hand, the output of the photodiode 26 is input to a multiplier 28 via a filter 27, and is multiplied by a control signal in the loop. The output of the multiplier is input to the output power adjustment terminal of the pump light source 25.
[0084]
In such a configuration, the loop band of the feedback loop including the photodiode 14, the comparator 20, and the like is equal to or less than the loop band of the MZ modulator bias stabilization loop. Therefore, the band of the loop filter 21 is very small. On the other hand, although the filter 27 is a low-pass filter, its band is sufficiently larger than the band of the output stabilizing function inherent in the optical fiber amplifier. The multiplier 28 has a sufficiently wide band so that the output signal of the filter 27 can be sufficiently processed. In the signal input from the input fiber 22, the component in the bias stabilization loop band of the secondary distortion generated near DC is suppressed by the action of the bias stabilization loop of the MZ modulator (FIG.). The band of the output stabilization loop of the optical amplifier is equal to or less than the band of the bias stabilization loop. Accordingly, the output stabilization loop does not feed back and suppress the signal output from the filter 27. Also, there is no influence from the signal output from the filter 27. As a result, the output of the filter 27 superimposed on the control signal by the multiplier 28 is directly applied to the pump light source. The output light power of the pump light source is modulated by a control signal of the loop and a second-order distortion component (output of the filter 27) near DC of the light input from the input optical fiber 22.
[0085]
With the output stabilization function inherent in the optical fiber amplifier, the secondary distortion component near DC input from the input optical fiber is suppressed, and the level of the signal light fluctuates accordingly. By modulating the pump light source anew, the suppressed second-order distortion component can be returned to the original level, and the fluctuating signal level can be returned to the original level. The frequency characteristic of the output stabilizing function of the optical fiber amplifier is substantially equal to the frequency characteristic with respect to the fluctuation of the pump light. Therefore, if the phase is input to the multiplexer 17 for multiplexing the pump light and the signal light, the second-order distortion component suppressed by the output stabilizing function inherent to the optical fiber amplifier can be almost completely restored. Becomes possible. The delay adjusting unit 30 is a unit for adjusting the input so that the signals are input to the multiplexer at the same phase. The delay amount does not need to be variable, but may be a delay line that gives a delay amount equivalent to the delay amount incurred in the feedforward path.
[0086]
Further, the feedforward path from the photodiode 26 to the light source 25 via the filter 27 is configured without cutting off the DC in the middle. As a result, feedforward can be performed while maintaining the ratio of the amplitude of the secondary distortion component to the entire optical power, and the secondary distortion component canceled out by the output stabilization function of the optical fiber amplifier is almost completely eliminated. It is possible to undo.
[0087]
By doing so, it becomes possible to prevent the secondary distortion generated near the direct current by lowering the bias from being superimposed on the analog signal as noise in a feedback loop or the like.
[0088]
【The invention's effect】
To improve transmission quality, the bias point of the MZ modulator is set lower than the inflection point. In the present invention, an effective bias point range is defined by examining parameters necessary for a real system such as noise. By using the MZ modulator at such a bias point, it is possible to transmit with better transmission quality.
[Brief description of the drawings]
FIG.FIG. 6 is a diagram illustrating a state of a change in SNR with respect to a bias voltage.
FIG. 25 is a configuration example of a bias stabilization feedback loop.
FIG. 3FIG. 9 is a diagram illustrating bias points when biasing is performed on the peak point of SNR.
FIG. 41 is a configuration example of a system in which a plurality of optical receivers are provided for one optical transmitter.
FIG. 5FIG. 4 is a diagram illustrating a state where a peak point and a magnitude of an SNR change due to link loss.
FIG. 6This is an example of a system in which an optical amplifier is inserted.
FIG. 7FIG. 7 is a diagram illustrating a change in SNR with respect to a bias voltage when an optical amplifier is inserted.
FIG. 85 is a configuration example of an optical amplifier for suppressing superimposition of noise on a signal due to secondary distortion by the optical amplifier.
FIG. 9FIG. 9 is a diagram for explaining the configuration of FIG. 8.
FIG. 105 is a configuration example of a bias stabilization feedback loop when the present invention is applied.
FIG. 11FIG. 11 is a diagram for explaining the configuration of FIG. 10.
FIG.4 is a configuration example of an output stabilization feedback loop of an optical amplifier.
FIG. 13FIG. 3 is a diagram illustrating input / output characteristics of an MZ modulator.
FIG. 14FIG. 4 is a diagram for explaining a difference between a digital signal and an analog signal.
FIG.FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a bias range defined by the present invention.
[Explanation of symbols]
1 Mach-Zehnder optical modulator
2 Light source
3 Output optical fiber
4 Optical branching device
5 Photodiode
6 comparator
7 Target value setting circuit
8 Loop filter
9 Bias T
10 Analog signal input
11 Optical transmitter
12 offset circuit
13 Star coupler
14 Optical receiver
15 Couplers
16 Optical amplifier
17 multiplexer
18 Switch
19 Photodiode
20 comparator
21 Loop filter
22 Input fiber
23 Output fiber
24 Erbium-doped fiber
25 Pump light source
26 Photodiode
27 Filter
28 Multiplier
29 Switch
30 Delay adjustment unit
31 amplifier
32 divider
33 Comparator
34 second order distortion detector
35 Bias control device
36 Adder
37 oscillator
38 Polarization Scrambler
39 Bias control circuit
40 Optical fiber without polarization maintenance

Claims (6)

In an optical transmitter for transmitting an analog signal using a Mach-Zehnder type optical modulator, a bias voltage Vb1 applied to the Mach-Zehnder type optical modulator is
P is the power of the analog signal input to the Mach-Zehnder optical modulator, fb is the bandwidth of the analog signal, Δf is the loop bandwidth of the bias control loop of the Mach-Zehnder optical modulator, and Mr is the above. Required specifications of phase noise in a band Δf in Δfc detuning (where Δfc << fb) of an oscillator used to generate an analog signal, R is the input impedance of the Mach-Zehnder optical modulator, and Vπ is the Mach-Zehnder type The half-wavelength voltage of the optical modulator, V0, is a voltage that gives the minimum transmittance of the Mach-Zehnder type optical modulator,

The lower limit determined by the above equation (1),
e is the elementary charge, η is the photoelectric conversion efficiency of the photodiode of the optical receiver, RIN is the relative intensity noise (dB) of the light source of the optical transmitter, P0 is the optical output power of the light source, and LLN is the Mach-Zehnder. Where L is a link loss between the optical transmitter and the optical receiver, L is an input-converted noise current of the optical receiver, and L = 0.01 (20 dB).

An optical transmitter characterized by controlling any value between the upper limit determined by the above equation (2) and the target value as a target value. The bias voltage Vb1 applied to the Mach-Zehnder type optical modulator is
P is the power of the analog signal input to the Mach-Zehnder optical modulator, R is the input impedance of the Mach-Zehnder optical modulator, Vπ is the half-wavelength voltage of the Mach-Zehnder optical modulator, V0 is The voltage that gives the minimum transmittance of the Mach-Zehnder optical modulator, e is the elementary charge, η is the photoelectric conversion efficiency of the photodiode of the optical receiver, and RIN is the relative intensity noise (dB) of the light source of the optical transmitter. , P0 is the optical output power of the light source, LLN is the excess optical loss of the Mach-Zehnder optical modulator, L is the link loss between the optical transmitter and the optical receiver, and is is the input conversion of the optical receiver. Noise current

The optical transmitter according to claim 1, wherein the value determined by the expression (3) is controlled as a target value . There are a plurality of optical receivers that receive the transmission light of the optical transmitter, and a bias point corresponding to the equation (3) given by the maximum link loss (minimum L) among the link losses for each optical receiver is defined as The optical transmitter according to claim 2, wherein the optical transmitter is controlled as a target value. 2. The loop band Δfl of the control loop according to claim 2 or claim 3, wherein a control target value Vb1 of a bias voltage control loop of the Mach-Zehnder optical modulator is:
fb is the bandwidth of the analog signal, and Mr is the required specification of the phase noise in the band Δf in Δfc detuning (where Δfc << fb) of the oscillator used to generate the analog signal.

The optical transmitter according to claim 2, wherein the optical transmitter is set so as to satisfy Expression (6). An optical amplifier having an output power stabilizing function is inserted after the optical transmitter, and Fo and Fo in the above equation (3) are calculated by using Pao as the output power of the optical amplifier and Fedfa as the noise coefficient of the optical amplifier.

The method according to any one of claims 2 to 4, wherein the control is performed with the bias voltage obtained from equation (3) as a target when replacing with F and I in equations (4) and (5). Optical transmitter. The output power stabilizing function of the optical amplifier is constituted by a feedback loop, and a loop band Δfa thereof is set to be equal to or less than a bias control loop band Δfl of the Mach-Zehnder type optical modulator. 6. The optical transmitter according to 5.

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