JP3536629B2 - ディジタル信号受信装置 - Google Patents
ディジタル信号受信装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル伝送機
器に使用するディジタル信号受信装置に関するものであ
る。
器に使用するディジタル信号受信装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】以下、従来のディジタル信号受信装置に
ついて説明する。従来のディジタル信号受信装置の例と
して、衛星を通じて伝送されてきたＱＰＳＫ変調信号を
受信するディジタル信号受信装置がある。図６にこのデ
ィジタル信号受信装置のブロック図を、図７に説明図を
示す。以下、図面を参照しながら動作を説明する。
ついて説明する。従来のディジタル信号受信装置の例と
して、衛星を通じて伝送されてきたＱＰＳＫ変調信号を
受信するディジタル信号受信装置がある。図６にこのデ
ィジタル信号受信装置のブロック図を、図７に説明図を
示す。以下、図面を参照しながら動作を説明する。
【０００３】図６において、パラボラアンテナで１２Ｇ
Ｈｚ帯から１ＧＨｚ帯に周波数変換された受信信号は、
入力端子１に入力され、周波数変換回路２で例えば、４
７９．５ＭＨｚを中心とする中間周波数に周波数変換さ
れ、中間周波フィルタ４で帯域制限され、直交検波回路
５で直交するＩ，Ｑ信号に変換され、ＡＤコンバータ６
でディジタル信号に変換され、ＡＦＣ７で周波数残留誤
差が吸収され、ロールオフフィルタ８で符号間干渉を起
こさないよう周波数帯域制限が行われ、キャリア再生回
路９でキャリア再生された後、データ検出回路１０でデ
ータの検出が行われ、誤り訂正回路１１で誤り訂正が行
われた後、出力端子１９よりクロック、出力端子２０よ
りデータとして出力される。ＡＤコンバータ６、ＡＦＣ
７、ロールオフフィルタ８、キャリア再生回路９、デー
タ検出回路１０、誤り訂正回路１１、振幅検出回路１
３、リファレンス回路１４、ＤＡコンバータ１５、ＣＰ
Ｕインタフェース２１は一般にＬＳＩで構成され、図６
中では符号１８で表す。今、ＡＤコンバータ６の性能が
最大限よくなるレベルが１Ｖｐｐで、直交検波回路５が
特性を悪化させないで出力することのできる最大レベル
が１Ｖｐｐ以上の場合にＳ／Ｎが３ｄＢから６ｄＢまで
を受信する必要が有る場合を例に動作を述べる。この場
合のＡＤコンバータ６の入力での信号とノイズの関係を
図７に示す。
Ｈｚ帯から１ＧＨｚ帯に周波数変換された受信信号は、
入力端子１に入力され、周波数変換回路２で例えば、４
７９．５ＭＨｚを中心とする中間周波数に周波数変換さ
れ、中間周波フィルタ４で帯域制限され、直交検波回路
５で直交するＩ，Ｑ信号に変換され、ＡＤコンバータ６
でディジタル信号に変換され、ＡＦＣ７で周波数残留誤
差が吸収され、ロールオフフィルタ８で符号間干渉を起
こさないよう周波数帯域制限が行われ、キャリア再生回
路９でキャリア再生された後、データ検出回路１０でデ
ータの検出が行われ、誤り訂正回路１１で誤り訂正が行
われた後、出力端子１９よりクロック、出力端子２０よ
りデータとして出力される。ＡＤコンバータ６、ＡＦＣ
７、ロールオフフィルタ８、キャリア再生回路９、デー
タ検出回路１０、誤り訂正回路１１、振幅検出回路１
３、リファレンス回路１４、ＤＡコンバータ１５、ＣＰ
Ｕインタフェース２１は一般にＬＳＩで構成され、図６
中では符号１８で表す。今、ＡＤコンバータ６の性能が
最大限よくなるレベルが１Ｖｐｐで、直交検波回路５が
特性を悪化させないで出力することのできる最大レベル
が１Ｖｐｐ以上の場合にＳ／Ｎが３ｄＢから６ｄＢまで
を受信する必要が有る場合を例に動作を述べる。この場
合のＡＤコンバータ６の入力での信号とノイズの関係を
図７に示す。
【０００４】最大レベルが１Ｖｐｐを越えないために
は、ノイズの多い３ｄＢで信号レベルを決める必要があ
り、その信号レベルは図７（ｂ）の３１に示すように
０．５９Ｖｐｐとなる。したがって、振幅検出回路１
３、リファレンス設定回路１４、ＤＡコンバータ１５、
利得可変回路３により構成される利得制御回路１７にお
いて、リファレンス設定回路１４には、リファレンス値
０．５９Ｖｐｐが、マイクロプロセッサ１６よりＣＰＵ
インタフェース２１を介して与えられており、ＡＤコン
バータ６への入力信号が０．５９Ｖｐｐより大きい場合
は利得可変回路３の利得を小さくするようＤＡコンバー
タ１５を介して制御を行う。０．５９Ｖｐｐより小さい
場合は利得可変回路３の利得を大きくするようＤＡコン
バータ１５を介して制御を行う。ＡＤコンバータの入力
がノイズ３２（０．４１Ｖｐｐ）と信号３１を合わせて
３３に示すように１Ｖｐｐ以下になるよう利得制御が行
われる。
は、ノイズの多い３ｄＢで信号レベルを決める必要があ
り、その信号レベルは図７（ｂ）の３１に示すように
０．５９Ｖｐｐとなる。したがって、振幅検出回路１
３、リファレンス設定回路１４、ＤＡコンバータ１５、
利得可変回路３により構成される利得制御回路１７にお
いて、リファレンス設定回路１４には、リファレンス値
０．５９Ｖｐｐが、マイクロプロセッサ１６よりＣＰＵ
インタフェース２１を介して与えられており、ＡＤコン
バータ６への入力信号が０．５９Ｖｐｐより大きい場合
は利得可変回路３の利得を小さくするようＤＡコンバー
タ１５を介して制御を行う。０．５９Ｖｐｐより小さい
場合は利得可変回路３の利得を大きくするようＤＡコン
バータ１５を介して制御を行う。ＡＤコンバータの入力
がノイズ３２（０．４１Ｖｐｐ）と信号３１を合わせて
３３に示すように１Ｖｐｐ以下になるよう利得制御が行
われる。
【０００５】なお、これに類する技術として、例えばテ
レビジョン学会技術報告、ＩＴＥＪTechnical Report V
ol.16,No52.pp19〜24.CE′92-48,BSC′92-31,BFO′92-2
4(Aug.1992)がある。
レビジョン学会技術報告、ＩＴＥＪTechnical Report V
ol.16,No52.pp19〜24.CE′92-48,BSC′92-31,BFO′92-2
4(Aug.1992)がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の構成では、ＡＤコンバータ６に入力される信
号レベルを一定としているため、Ｓ／Ｎの異なる環境で
受信する場合に最適な受信状態が設定できないという問
題点があった。すなわち、上記の例に於いて、Ｓ／Ｎが
３ｄＢの場合は最適な信号レベル３１がＡＤコンバータ
６に入力されているが、Ｓ／Ｎが６ｄＢの場合、信号３
１とノイズ３５（０．２９Ｖｐｐ）を合わせたレベル３
４は、図７（ａ）に示したように、０．８８Ｖｐｐと低
くＡＤコンバータ６の性能が十分生かされていない。
うな従来の構成では、ＡＤコンバータ６に入力される信
号レベルを一定としているため、Ｓ／Ｎの異なる環境で
受信する場合に最適な受信状態が設定できないという問
題点があった。すなわち、上記の例に於いて、Ｓ／Ｎが
３ｄＢの場合は最適な信号レベル３１がＡＤコンバータ
６に入力されているが、Ｓ／Ｎが６ｄＢの場合、信号３
１とノイズ３５（０．２９Ｖｐｐ）を合わせたレベル３
４は、図７（ａ）に示したように、０．８８Ｖｐｐと低
くＡＤコンバータ６の性能が十分生かされていない。
【０００７】本発明は、このような問題を解決するもの
で上記、ＳＮの異なる受信環境において最適な受信が可
能なディジタル信号受信装置を提供することを目的とし
たものである。
で上記、ＳＮの異なる受信環境において最適な受信が可
能なディジタル信号受信装置を提供することを目的とし
たものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明のディジタル信号受信装置の利得制御回路
は、中間周波フィルタの通過帯域幅と伝送レートとＳ／
Ｎ検出回路からのＳ／Ｎ値に基づいてマイクロプロセッ
サが、ＡＤコンバータの入力レベルを制御する構成とし
たものである。
に、本発明のディジタル信号受信装置の利得制御回路
は、中間周波フィルタの通過帯域幅と伝送レートとＳ／
Ｎ検出回路からのＳ／Ｎ値に基づいてマイクロプロセッ
サが、ＡＤコンバータの入力レベルを制御する構成とし
たものである。
【０００９】これにより、Ｓ／Ｎの異なる受信環境にお
いて最適な受信が可能なディジタル信号受信装置を得る
ことができる。
いて最適な受信が可能なディジタル信号受信装置を得る
ことができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、ディジタル変調されるとともに、伝送レートの値が
変化する受信信号を中間周波数に周波数変換する周波数
変換回路と、中間周波数に変換された信号の帯域制限を
行う中間周波フィルタと、この中間周波フィルタの出力
を直交検波する直交検波回路と、この直交検波回路の出
力が入力されるＡＤコンバータと、このＡＤコンバータ
に入力される受信信号のレベルを制御する利得制御回路
と、前記利得制御回路を制御するマイクロプロセッサ
と、受信信号とノイズの振幅比を検出するＳ／Ｎ検出回
路とを備え、前記マイクロプロセッサが前記中間周波フ
ィルタの通過帯域幅と伝送レートと前記Ｓ／Ｎ検出回路
から出力されるＳ／Ｎ値に基づいて前記ＡＤコンバータ
の入力レベルを制御することを特徴とするディジタル信
号受信装置であり、伝送レートの値が変化する受信信号
を受信したとしても、中間周波フィルタの通過帯域幅と
伝送レートとＳ／Ｎ検出回路からのＳ／Ｎ値に基づいて
マイクロプロセッサが、ＡＤコンバータに入力される受
信信号とノイズの振幅値を合わせたレベルを最適に利得
制御するものである。従って、受信信号の伝送レートの
値が異なる受信信号を受信したとしても、最適な受信が
可能となるので誤り率特性が向上する。
は、ディジタル変調されるとともに、伝送レートの値が
変化する受信信号を中間周波数に周波数変換する周波数
変換回路と、中間周波数に変換された信号の帯域制限を
行う中間周波フィルタと、この中間周波フィルタの出力
を直交検波する直交検波回路と、この直交検波回路の出
力が入力されるＡＤコンバータと、このＡＤコンバータ
に入力される受信信号のレベルを制御する利得制御回路
と、前記利得制御回路を制御するマイクロプロセッサ
と、受信信号とノイズの振幅比を検出するＳ／Ｎ検出回
路とを備え、前記マイクロプロセッサが前記中間周波フ
ィルタの通過帯域幅と伝送レートと前記Ｓ／Ｎ検出回路
から出力されるＳ／Ｎ値に基づいて前記ＡＤコンバータ
の入力レベルを制御することを特徴とするディジタル信
号受信装置であり、伝送レートの値が変化する受信信号
を受信したとしても、中間周波フィルタの通過帯域幅と
伝送レートとＳ／Ｎ検出回路からのＳ／Ｎ値に基づいて
マイクロプロセッサが、ＡＤコンバータに入力される受
信信号とノイズの振幅値を合わせたレベルを最適に利得
制御するものである。従って、受信信号の伝送レートの
値が異なる受信信号を受信したとしても、最適な受信が
可能となるので誤り率特性が向上する。
【００１１】本発明の請求項２に記載の発明は、利得制
御回路が、受信信号とノイズとの振幅値の合計が一定に
なることを特徴とした請求項１記載のディジタル信号受
信装置であり、伝送レートの値が変化する受信信号を受
信したとしても、ＡＤコンバータに入力される受信信号
とノイズの振幅値を合わせたレベルが一定となるため良
好な利得制御特性が発揮され誤り率特性が向上する。
御回路が、受信信号とノイズとの振幅値の合計が一定に
なることを特徴とした請求項１記載のディジタル信号受
信装置であり、伝送レートの値が変化する受信信号を受
信したとしても、ＡＤコンバータに入力される受信信号
とノイズの振幅値を合わせたレベルが一定となるため良
好な利得制御特性が発揮され誤り率特性が向上する。
【００１２】
【００１３】
【００１４】
【００１５】
【００１６】以下、本発明の実施の形態について、図１
から図３を用いて説明する。図１は、本発明の一実施の
形態によるディジタル信号受信装置のブロック図であ
る。
から図３を用いて説明する。図１は、本発明の一実施の
形態によるディジタル信号受信装置のブロック図であ
る。
【００１７】図１において、本実施の形態におけるディ
ジタル信号受信装置は、ディジタル変調した信号が入力
される入力端子１と、この入力端子１に接続された周波
数変換回路２と、この周波数変換回路２の出力に接続さ
れた利得可変回路３と、この利得可変回路３の出力に接
続された中間周波フィルタ４と、この中間周波フィルタ
４の出力に接続された直交検波回路５と、この直交検波
回路５の出力に接続されたＡＤコンバータ６と、このＡ
Ｄコンバータ６の出力に接続されたＡＦＣ回路７と、こ
のＡＦＣ回路７の出力に接続されたロールオフフィルタ
８と、このロールオフフィルタ８の出力に接続されたキ
ャリア再生回路９と、このキャリア再生回路９の出力に
接続されたデータ検出回路１０と、このデータ検出回路
１０の出力に接続された誤り訂正回路１１と、この誤り
訂正回路１１の出力に接続されたクロック出力端子１９
及びデータ出力端子２０と、前記ロールオフフィルタ８
の出力に接続された振幅検出回路１３と、この振幅検出
回路１３の出力が一方の入力に接続されるとともに他方
の入力にはＣＰＵインタフェース２１の出力が接続され
てリファレンス値が設定されるリファレンス設定回路１
４と、このリファレンス設定回路１４の出力と前記利得
可変回路３の利得制御端子との間に接続されたＤＡコン
バータ１５と、前記キャリア再生回路９の出力と前記Ｃ
ＰＵインタフェース２１との間に接続されたＳ／Ｎ検出
回路１２と、前記周波数変換回路２に接続されて受信周
波数を選局するとともに前記ＣＰＵインタフェース２１
に接続されて、前記Ｓ／Ｎ検出回路１２の出力に基づい
てリファレンス設定回路１４のリファレンス値を設定す
るマイクロプロセッサ１６とで構成されている。
ジタル信号受信装置は、ディジタル変調した信号が入力
される入力端子１と、この入力端子１に接続された周波
数変換回路２と、この周波数変換回路２の出力に接続さ
れた利得可変回路３と、この利得可変回路３の出力に接
続された中間周波フィルタ４と、この中間周波フィルタ
４の出力に接続された直交検波回路５と、この直交検波
回路５の出力に接続されたＡＤコンバータ６と、このＡ
Ｄコンバータ６の出力に接続されたＡＦＣ回路７と、こ
のＡＦＣ回路７の出力に接続されたロールオフフィルタ
８と、このロールオフフィルタ８の出力に接続されたキ
ャリア再生回路９と、このキャリア再生回路９の出力に
接続されたデータ検出回路１０と、このデータ検出回路
１０の出力に接続された誤り訂正回路１１と、この誤り
訂正回路１１の出力に接続されたクロック出力端子１９
及びデータ出力端子２０と、前記ロールオフフィルタ８
の出力に接続された振幅検出回路１３と、この振幅検出
回路１３の出力が一方の入力に接続されるとともに他方
の入力にはＣＰＵインタフェース２１の出力が接続され
てリファレンス値が設定されるリファレンス設定回路１
４と、このリファレンス設定回路１４の出力と前記利得
可変回路３の利得制御端子との間に接続されたＤＡコン
バータ１５と、前記キャリア再生回路９の出力と前記Ｃ
ＰＵインタフェース２１との間に接続されたＳ／Ｎ検出
回路１２と、前記周波数変換回路２に接続されて受信周
波数を選局するとともに前記ＣＰＵインタフェース２１
に接続されて、前記Ｓ／Ｎ検出回路１２の出力に基づい
てリファレンス設定回路１４のリファレンス値を設定す
るマイクロプロセッサ１６とで構成されている。
【００１８】このように構成されたディジタル信号受信
装置において、キャリア再生回路９の出力がＳ／Ｎ検出
回路１２に入力され、信号とノイズの振幅比、即ちＳ／
Ｎが検出される。この検出値はＣＰＵインタフェース２
１を介してマイクロプロセッサ１６に読み込まれる。Ｖ
ｓ（Ｖ）をＡＤコンバータ６に入力される信号の振幅
（以下、Ｖｓという）、Ｖｎ（Ｖ）をＡＤコンバータ６
に入力されるノイズの振幅（以下、Ｖｎという）とする
とＳ／Ｎ（ｄＢ）は（数１）で表される。
装置において、キャリア再生回路９の出力がＳ／Ｎ検出
回路１２に入力され、信号とノイズの振幅比、即ちＳ／
Ｎが検出される。この検出値はＣＰＵインタフェース２
１を介してマイクロプロセッサ１６に読み込まれる。Ｖ
ｓ（Ｖ）をＡＤコンバータ６に入力される信号の振幅
（以下、Ｖｓという）、Ｖｎ（Ｖ）をＡＤコンバータ６
に入力されるノイズの振幅（以下、Ｖｎという）とする
とＳ／Ｎ（ｄＢ）は（数１）で表される。
【００１９】
【数１】
【００２０】今、ＡＤコンバータ６の性能が最大限よく
なるレベルが１Ｖｐｐで、直交検波回路５が特性を悪化
させないで出力することのできる最大レベルが１Ｖｐｐ
以上の場合直交検波回路５とＡＤコンバータ６の特性を
両方悪化させない条件は、（数２）で与えられる。
なるレベルが１Ｖｐｐで、直交検波回路５が特性を悪化
させないで出力することのできる最大レベルが１Ｖｐｐ
以上の場合直交検波回路５とＡＤコンバータ６の特性を
両方悪化させない条件は、（数２）で与えられる。
【００２１】
【数２】
【００２２】マイクロプロセッサ１６は（数１）、（数
２）から（数３）を得る。
２）から（数３）を得る。
【００２３】
【数３】
【００２４】このようにより最適なＶｓ（Ｖ）を計算し
ＣＰＵインタフェース２１を介してリファレンス設定回
路１４に与える。リファレンス設定回路１４では、振幅
検出回路１３で検出した検出値と結果を比較し、検出値
が最適なＶｓ値より大きい場合は利得可変回路３の利得
を小さくするようＤＡコンバータ１５を介して制御を行
う。検出値が最適なＶｓ値より小さい場合は利得可変回
路３の利得を大きくするようＤＡコンバータ１５を介し
て制御を行い、ＡＤコンバータ６、直交検波回路５の特
性が悪化しないよう利得制御が行われる。この結果、Ａ
Ｄコンバータ６の入力レベルは図２（ａ）に示すように
Ｓ／Ｎが６ｄＢの場合ノイズ振幅３６が０．３３Ｖｐ
ｐ、信号振幅３７が０．６７Ｖｐｐとなり、ノイズ振幅
３６と信号振幅３７を合わせた振幅３８が１．０００Ｖ
ｐｐとなる。Ｓ／Ｎが３ｄＢの場合は、図２（ｂ）に示
すようにノイズ振幅３９が０．４１Ｖｐｐ、信号振幅４
０が０．５９Ｖｐｐとなり、ノイズ振幅３９と信号振幅
４０を合わせた振幅４１も１．０００Ｖｐｐとなる。
ＣＰＵインタフェース２１を介してリファレンス設定回
路１４に与える。リファレンス設定回路１４では、振幅
検出回路１３で検出した検出値と結果を比較し、検出値
が最適なＶｓ値より大きい場合は利得可変回路３の利得
を小さくするようＤＡコンバータ１５を介して制御を行
う。検出値が最適なＶｓ値より小さい場合は利得可変回
路３の利得を大きくするようＤＡコンバータ１５を介し
て制御を行い、ＡＤコンバータ６、直交検波回路５の特
性が悪化しないよう利得制御が行われる。この結果、Ａ
Ｄコンバータ６の入力レベルは図２（ａ）に示すように
Ｓ／Ｎが６ｄＢの場合ノイズ振幅３６が０．３３Ｖｐ
ｐ、信号振幅３７が０．６７Ｖｐｐとなり、ノイズ振幅
３６と信号振幅３７を合わせた振幅３８が１．０００Ｖ
ｐｐとなる。Ｓ／Ｎが３ｄＢの場合は、図２（ｂ）に示
すようにノイズ振幅３９が０．４１Ｖｐｐ、信号振幅４
０が０．５９Ｖｐｐとなり、ノイズ振幅３９と信号振幅
４０を合わせた振幅４１も１．０００Ｖｐｐとなる。
【００２５】以上のように、Ｓ／Ｎの値によらずＡＤコ
ンバータ６のノイズ振幅と信号振幅を合わせた値が１Ｖ
ｐｐと一定になり、直交検波回路５とＡＤコンバータ６
の特性を両方悪化させない最適条件で利得制御が可能に
なる。その結果、図３の５５に示すように、ＶｓとＶｎ
の和が一定であり、図３の５４に示すＶｓが０．５９Ｖ
である従来の例に比べ、Ｓ／Ｎが大きい場合に、ＡＤコ
ンバータ６に入力される信号を大きく設定でき優れた誤
り率特性を実現できる。
ンバータ６のノイズ振幅と信号振幅を合わせた値が１Ｖ
ｐｐと一定になり、直交検波回路５とＡＤコンバータ６
の特性を両方悪化させない最適条件で利得制御が可能に
なる。その結果、図３の５５に示すように、ＶｓとＶｎ
の和が一定であり、図３の５４に示すＶｓが０．５９Ｖ
である従来の例に比べ、Ｓ／Ｎが大きい場合に、ＡＤコ
ンバータ６に入力される信号を大きく設定でき優れた誤
り率特性を実現できる。
【００２６】以上のように、本発明の実施の形態によれ
ば、従来に比べＳ／Ｎが大きい場合に誤り率特性を改善
することができる。
ば、従来に比べＳ／Ｎが大きい場合に誤り率特性を改善
することができる。
【００２７】次にロールオフ率をα、伝送レートをＴと
すると受信信号の帯域幅Ｂは（数４）で表される。
すると受信信号の帯域幅Ｂは（数４）で表される。
【００２８】
【数４】
【００２９】例えば、ロールオフ率αが０．３５、伝送
レートが４０Ｍｂｐｓの場合、帯域Ｂは、２７ＭＨｚと
なり、ロールオフ率αが０．３５、伝送レートが２０Ｍ
ｂｐｓの場合、帯域Ｂは１３．５Ｍｂｐｓとなる。今、
ロールオフ率αが０．３５で伝送レートが４０Ｍｂｐｓ
から２０Ｍｂｐｓまで受信信号の伝送レートが変わると
すると、受信信号の帯域幅は２７ＭＨｚから１３．５Ｍ
Ｈｚまで変わることになる。従って一つのディジタル信
号受信装置で４０Ｍｂｐｓから２０Ｍｂｐｓまで受信す
る場合、中間周波フィルタ４の通過帯域幅は４０Ｍｂｐ
ｓの受信信号を通過させるために２７ＭＨｚ以上である
必要がある。
レートが４０Ｍｂｐｓの場合、帯域Ｂは、２７ＭＨｚと
なり、ロールオフ率αが０．３５、伝送レートが２０Ｍ
ｂｐｓの場合、帯域Ｂは１３．５Ｍｂｐｓとなる。今、
ロールオフ率αが０．３５で伝送レートが４０Ｍｂｐｓ
から２０Ｍｂｐｓまで受信信号の伝送レートが変わると
すると、受信信号の帯域幅は２７ＭＨｚから１３．５Ｍ
Ｈｚまで変わることになる。従って一つのディジタル信
号受信装置で４０Ｍｂｐｓから２０Ｍｂｐｓまで受信す
る場合、中間周波フィルタ４の通過帯域幅は４０Ｍｂｐ
ｓの受信信号を通過させるために２７ＭＨｚ以上である
必要がある。
【００３０】今、２０Ｍｂｐｓの信号を受信する場合、
Ｓ／Ｎ（ｄＢ）は（数１）と同様に（数５）で表され
る。
Ｓ／Ｎ（ｄＢ）は（数１）と同様に（数５）で表され
る。
【００３１】
【数５】
【００３２】ＡＤコンバータ６の性能が最大限よくなる
レベルが１Ｖｐｐで、直交検波回路５が特性を悪化させ
ないで出力することのできる最大レベルが１Ｖｐｐ以上
の場合直交検波回路５とＡＤコンバータ６の特性を両方
悪化させない条件は、中間周波フィルタ４の通過帯域幅
が受信信号の帯域幅の二倍になるため、（数６）で与え
られる。
レベルが１Ｖｐｐで、直交検波回路５が特性を悪化させ
ないで出力することのできる最大レベルが１Ｖｐｐ以上
の場合直交検波回路５とＡＤコンバータ６の特性を両方
悪化させない条件は、中間周波フィルタ４の通過帯域幅
が受信信号の帯域幅の二倍になるため、（数６）で与え
られる。
【００３３】
【数６】
【００３４】マイクロプロセッサ１６は（数５）、（数
６）を変形して（数７）となる。
６）を変形して（数７）となる。
【００３５】
【数７】
【００３６】このようにより最適なＶｓ（Ｖ）を計算し
ＣＰＵインタフェース２１を介してリファレンス設定回
路１４に与える。
ＣＰＵインタフェース２１を介してリファレンス設定回
路１４に与える。
【００３７】リファレンス設定回路１４では、振幅検出
回路１３で検出した検出値と結果を比較し、検出値が最
適なＶｓ値より大きい場合は利得可変回路３の利得を小
さくするようＤＡコンバータ１５を介して制御を行い、
検出値が最適なＶｓ値より小さい場合は利得可変回路３
の利得を大きくするようＤＡコンバータ１５を介して制
御を行い、ＡＤコンバータ６、直交検波回路５の特性が
悪化しないよう利得制御が行われる。この結果、ＡＤコ
ンバータ６の入力レベルは図４（ａ）に示すようにＳ／
Ｎが６ｄＢ、中間周波フィルタの通過帯域幅が受信信号
の帯域幅の二倍の場合、ノイズ振幅４２が０．５０Ｖｐ
ｐ、信号振幅４３が０．５０Ｖｐｐとなり、ノイズ振幅
４２と信号振幅４３を合わせた振幅４４が１．０００Ｖ
ｐｐとなる。また図４（ｂ）に示すようにＳ／Ｎが３ｄ
Ｂ、中間周波フィルタの通過帯域幅が受信信号の帯域幅
の二倍の場合、ノイズ振幅４５が０．５９Ｖｐｐ、信号
振幅４６が０．４１Ｖｐｐとなり、ノイズ振幅４５と信
号振幅４６を合わせた振幅４７が１．０００Ｖｐｐとな
る。
回路１３で検出した検出値と結果を比較し、検出値が最
適なＶｓ値より大きい場合は利得可変回路３の利得を小
さくするようＤＡコンバータ１５を介して制御を行い、
検出値が最適なＶｓ値より小さい場合は利得可変回路３
の利得を大きくするようＤＡコンバータ１５を介して制
御を行い、ＡＤコンバータ６、直交検波回路５の特性が
悪化しないよう利得制御が行われる。この結果、ＡＤコ
ンバータ６の入力レベルは図４（ａ）に示すようにＳ／
Ｎが６ｄＢ、中間周波フィルタの通過帯域幅が受信信号
の帯域幅の二倍の場合、ノイズ振幅４２が０．５０Ｖｐ
ｐ、信号振幅４３が０．５０Ｖｐｐとなり、ノイズ振幅
４２と信号振幅４３を合わせた振幅４４が１．０００Ｖ
ｐｐとなる。また図４（ｂ）に示すようにＳ／Ｎが３ｄ
Ｂ、中間周波フィルタの通過帯域幅が受信信号の帯域幅
の二倍の場合、ノイズ振幅４５が０．５９Ｖｐｐ、信号
振幅４６が０．４１Ｖｐｐとなり、ノイズ振幅４５と信
号振幅４６を合わせた振幅４７が１．０００Ｖｐｐとな
る。
【００３８】以上のように、中間周波フィルタの受信帯
域幅と受信信号の帯域幅の比やＳ／Ｎの値によらずＡＤ
コンバータ６のノイズ振幅と信号振幅を合わせた値が１
Ｖｐｐと一定になり、直交検波回路５とＡＤコンバータ
６の特性を両方悪化させない最適条件で利得制御が可能
になる。その結果、伝送レートが低く中間周波フィルタ
の通過帯域幅に比べ受信信号の帯域幅が小さくなる場合
もＡＤコンバータ６に入力される信号とノイズ振幅を一
定に設定でき優れた誤り率特性を実現できる。以上のよ
うに、本発明の実施の形態によれば、伝送レートとＳ／
Ｎによらず良好な誤り率特性を得ることができる。
域幅と受信信号の帯域幅の比やＳ／Ｎの値によらずＡＤ
コンバータ６のノイズ振幅と信号振幅を合わせた値が１
Ｖｐｐと一定になり、直交検波回路５とＡＤコンバータ
６の特性を両方悪化させない最適条件で利得制御が可能
になる。その結果、伝送レートが低く中間周波フィルタ
の通過帯域幅に比べ受信信号の帯域幅が小さくなる場合
もＡＤコンバータ６に入力される信号とノイズ振幅を一
定に設定でき優れた誤り率特性を実現できる。以上のよ
うに、本発明の実施の形態によれば、伝送レートとＳ／
Ｎによらず良好な誤り率特性を得ることができる。
【００３９】今、中間周波数フィルタ４の帯域内に同じ
レベルの受信信号と非希望信号が存在する場合は、ＡＤ
コンバータ６の性能が最大限よくなるレベルが１Ｖｐｐ
で、直交検波回路５が特性を悪化させないで出力するこ
とのできる最大レベルが１Ｖｐｐ以上の場合直交検波回
路５とＡＤコンバータ６の特性を両方悪化させない条件
は、（数８）、（数９）で与えられる。
レベルの受信信号と非希望信号が存在する場合は、ＡＤ
コンバータ６の性能が最大限よくなるレベルが１Ｖｐｐ
で、直交検波回路５が特性を悪化させないで出力するこ
とのできる最大レベルが１Ｖｐｐ以上の場合直交検波回
路５とＡＤコンバータ６の特性を両方悪化させない条件
は、（数８）、（数９）で与えられる。
【００４０】
【数８】
【００４１】
【数９】
【００４２】マイクロプロセッサ１６は（数８）、（数
９）を変形して（数１０）を得る。
９）を変形して（数１０）を得る。
【００４３】
【数１０】
【００４４】このようにより最適なＶｓ（Ｖ）を計算し
ＣＰＵインタフェース２１を介してリファレンス設定回
路１４に与える。リファレンス設定回路１４では、振幅
検出回路１３で検出した検出値と結果を比較し、検出値
が最適なＶｓ値より大きい場合は利得可変回路３の利得
を小さくするようＤＡコンバータ１５を介して制御を行
い、検出値が最適なＶｓ値より小さい場合は利得可変回
路３の利得を大きくするようＤＡコンバータ１５を介し
て制御を行い、ＡＤコンバータ６、直交検波回路５の特
性が悪化しないよう利得制御が行われる。この結果、Ａ
Ｄコンバータ６の入力レベルは図５（ａ）に示すように
Ｓ／Ｎが６ｄＢ、中間周波フィルタの通過帯域幅に同じ
レベルの受信信号と非希望波の２波が存在する場合、ノ
イズ振幅と非希望波振幅の合計４８が０．６７Ｖｐｐ、
受信信号振幅４９が０．３３Ｖｐｐとなり、ノイズ振幅
と非希望波振幅の合計４８と受信信号振幅４９を合わせ
た振幅５０が１．０００Ｖｐｐとなる。また、図５
（ｂ）に示すようにＳ／Ｎが３ｄＢ、中間周波フィルタ
の通過帯域幅に同じレベルの受信信号と非希望波の２波
が存在する場合、ノイズ振幅と非希望波振幅の合計５１
が、０．７１Ｖｐｐ、受信信号振幅５２が０．２９Ｖｐ
ｐとなり、ノイズ振幅と非希望波振幅の合計５１と受信
信号振幅５２を合わせた振幅５３が１．０００Ｖｐｐと
なる。
ＣＰＵインタフェース２１を介してリファレンス設定回
路１４に与える。リファレンス設定回路１４では、振幅
検出回路１３で検出した検出値と結果を比較し、検出値
が最適なＶｓ値より大きい場合は利得可変回路３の利得
を小さくするようＤＡコンバータ１５を介して制御を行
い、検出値が最適なＶｓ値より小さい場合は利得可変回
路３の利得を大きくするようＤＡコンバータ１５を介し
て制御を行い、ＡＤコンバータ６、直交検波回路５の特
性が悪化しないよう利得制御が行われる。この結果、Ａ
Ｄコンバータ６の入力レベルは図５（ａ）に示すように
Ｓ／Ｎが６ｄＢ、中間周波フィルタの通過帯域幅に同じ
レベルの受信信号と非希望波の２波が存在する場合、ノ
イズ振幅と非希望波振幅の合計４８が０．６７Ｖｐｐ、
受信信号振幅４９が０．３３Ｖｐｐとなり、ノイズ振幅
と非希望波振幅の合計４８と受信信号振幅４９を合わせ
た振幅５０が１．０００Ｖｐｐとなる。また、図５
（ｂ）に示すようにＳ／Ｎが３ｄＢ、中間周波フィルタ
の通過帯域幅に同じレベルの受信信号と非希望波の２波
が存在する場合、ノイズ振幅と非希望波振幅の合計５１
が、０．７１Ｖｐｐ、受信信号振幅５２が０．２９Ｖｐ
ｐとなり、ノイズ振幅と非希望波振幅の合計５１と受信
信号振幅５２を合わせた振幅５３が１．０００Ｖｐｐと
なる。
【００４５】以上のように、中間周波フィルタ４の通過
帯域幅に同じレベルの受信信号と非希望波の２波が存在
する場合もＳ／Ｎの値によらずＡＤコンバータ６のノイ
ズ振幅と信号振幅を合わせた値が１Ｖｐｐと一定にな
り、直交検波回路５とＡＤコンバータ６の特性を両方悪
化させない最適条件で利得制御が可能になる。その結
果、中間周波フィルタ４の通過帯域幅に同じレベルの受
信信号と非希望波の２波が存在する場合もＡＤコンバー
タ６に入力される信号とノイズ振幅を一定に設定でき優
れた誤り率特性を実現できる。
帯域幅に同じレベルの受信信号と非希望波の２波が存在
する場合もＳ／Ｎの値によらずＡＤコンバータ６のノイ
ズ振幅と信号振幅を合わせた値が１Ｖｐｐと一定にな
り、直交検波回路５とＡＤコンバータ６の特性を両方悪
化させない最適条件で利得制御が可能になる。その結
果、中間周波フィルタ４の通過帯域幅に同じレベルの受
信信号と非希望波の２波が存在する場合もＡＤコンバー
タ６に入力される信号とノイズ振幅を一定に設定でき優
れた誤り率特性を実現できる。
【００４６】以上のように、中間周波フィルタ４の通過
帯域幅に同じレベルの受信信号と非希望波の２波が存在
する場合もＳ／Ｎによらず良好な誤り率特性を得ること
ができる。
帯域幅に同じレベルの受信信号と非希望波の２波が存在
する場合もＳ／Ｎによらず良好な誤り率特性を得ること
ができる。
【００４７】なお、ＡＤコンバータ６の性能が最大限よ
くなるレベルよりも直交検波回路５が特性を悪化させな
いで出力することのできる最大レベルが大きい場合につ
いて説明したが、ＡＤコンバータ６の性能が最大限よく
なるレベルよりも直交検波回路５が特性を悪化させない
で出力することのできる最大レベルが小さい場合につい
ては、（数２）、（数５）、（数８）の右辺を直交検波
回路５が特性を悪化させないで出力することのできる最
大レベルとすることで同様に優れた誤り率特性が得られ
る。
くなるレベルよりも直交検波回路５が特性を悪化させな
いで出力することのできる最大レベルが大きい場合につ
いて説明したが、ＡＤコンバータ６の性能が最大限よく
なるレベルよりも直交検波回路５が特性を悪化させない
で出力することのできる最大レベルが小さい場合につい
ては、（数２）、（数５）、（数８）の右辺を直交検波
回路５が特性を悪化させないで出力することのできる最
大レベルとすることで同様に優れた誤り率特性が得られ
る。
【００４８】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、伝送レー
トの値が変化する受信信号を受信したとしても、中間周
波フィルタの通過帯域幅と伝送レートと前記Ｓ／Ｎ検出
回路からのＳ／Ｎ値に基づいてマイクロプロセッサが、
ＡＤコンバータに入力される受信信号とノイズの振幅値
を合わせたレベルを最適に利得制御するものである。従
って、受信信号の伝送レートの値が異なる受信信号を受
信したとしても、最適な受信が可能となるので誤り率特
性が向上する。
トの値が変化する受信信号を受信したとしても、中間周
波フィルタの通過帯域幅と伝送レートと前記Ｓ／Ｎ検出
回路からのＳ／Ｎ値に基づいてマイクロプロセッサが、
ＡＤコンバータに入力される受信信号とノイズの振幅値
を合わせたレベルを最適に利得制御するものである。従
って、受信信号の伝送レートの値が異なる受信信号を受
信したとしても、最適な受信が可能となるので誤り率特
性が向上する。
【００４９】
【図１】本発明の一実施の形態によるディジタル信号受
信装置のブロック図
信装置のブロック図
【図２】（ａ）は同、ディジタル信号受信装置に於いて
Ｓ／Ｎが６ｄＢの信号とノイズの関係図 （ｂ）は同、ディジタル信号受信装置に於いてＳ／Ｎが
３ｄＢの信号とノイズの関係図
Ｓ／Ｎが６ｄＢの信号とノイズの関係図 （ｂ）は同、ディジタル信号受信装置に於いてＳ／Ｎが
３ｄＢの信号とノイズの関係図
【図３】同、Ｓ／Ｎに対するビットエラー率の特性図
【図４】（ａ）は同、中間周波フィルタの通過帯域幅が
受信信号帯域幅の２倍でＳ／Ｎが６ｄＢの信号とノイズ
の関係図 （ｂ）は同、中間周波フィルタの通過帯域幅が受信信号
帯域幅の２倍でＳ／Ｎが３ｄＢの信号とノイズの関係図
受信信号帯域幅の２倍でＳ／Ｎが６ｄＢの信号とノイズ
の関係図 （ｂ）は同、中間周波フィルタの通過帯域幅が受信信号
帯域幅の２倍でＳ／Ｎが３ｄＢの信号とノイズの関係図
【図５】（ａ）は同、中間周波フィルタの通過帯域幅に
同じレベルの受信信号と非希望波の２波が存在する場合
で、Ｓ／Ｎが６ｄＢの信号とノイズの関係図 （ｂ）は同、中間周波フィルタの通過帯域幅に同じレベ
ルの受信信号と非希望波の２波が存在する場合で、Ｓ／
Ｎが３ｄＢの信号とノイズの関係図
同じレベルの受信信号と非希望波の２波が存在する場合
で、Ｓ／Ｎが６ｄＢの信号とノイズの関係図 （ｂ）は同、中間周波フィルタの通過帯域幅に同じレベ
ルの受信信号と非希望波の２波が存在する場合で、Ｓ／
Ｎが３ｄＢの信号とノイズの関係図
【図６】従来のディジタル信号受信装置のブロック図
【図７】（ａ）（ｂ）はそれぞれ従来のディジタル信号
受信装置の信号とノイズの関係図
受信装置の信号とノイズの関係図
４ 中間周波フィルタ
５ 直交検波回路
６ ＡＤコンバータ
１２ Ｓ／Ｎ検出回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平５−236039（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−48666（ＪＰ，Ａ)
特開 昭60−160731（ＪＰ，Ａ)
特開 平11−112461（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−53526（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−150232（ＪＰ，Ａ)
特開 昭60−160731（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/00 - 27/38
H04B 1/16
H04B 1/18 - 1/24
Claims (2)
- 【請求項１】 ディジタル変調されるとともに、伝送レ
ートの値が変化する受信信号を中間周波数に周波数変換
する周波数変換回路と、中間周波数に変換された信号の
帯域制限を行う中間周波フィルタと、この中間周波フィ
ルタの出力を直交検波する直交検波回路と、この直交検
波回路の出力が入力されるＡＤコンバータと、このＡＤ
コンバータに入力される前記受信信号のレベルを制御す
る利得制御回路と、この利得制御回路を制御するマイク
ロプロセッサと、前記受信信号とノイズの振幅比を検出
するＳ／Ｎ検出回路とを備え、前記マイクロプロセッサ
が前記中間周波フィルタの通過帯域幅と伝送レートと前
記Ｓ／Ｎ検出回路から出力されるＳ／Ｎ値に基づいて前
記ＡＤコンバータの入力レベルを制御することを特徴と
するディジタル信号受信装置。 - 【請求項２】 利得制御回路は、受信信号とノイズとの
振幅値の合計が一定になることを特徴とした請求項１に
記載のディジタル信号受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32091097A JP3536629B2 (ja) | 1997-11-21 | 1997-11-21 | ディジタル信号受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32091097A JP3536629B2 (ja) | 1997-11-21 | 1997-11-21 | ディジタル信号受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11154988A JPH11154988A (ja) | 1999-06-08 |
| JP3536629B2 true JP3536629B2 (ja) | 2004-06-14 |
Family
ID=18126641
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32091097A Expired - Fee Related JP3536629B2 (ja) | 1997-11-21 | 1997-11-21 | ディジタル信号受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3536629B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10043744C1 (de) | 2000-09-05 | 2002-07-11 | Infineon Technologies Ag | Empfangsschaltung für Mobilfunkempfänger mit automatischer Verstärkungssteuerung |
| WO2002027926A2 (en) * | 2000-09-25 | 2002-04-04 | Thomson Licensing S.A. | Method for optimizing the level of rf signals by comparing quality of the rf signals under different operation modes |
-
1997
- 1997-11-21 JP JP32091097A patent/JP3536629B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11154988A (ja) | 1999-06-08 |
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