JP3424453B2 - スペクトラム拡散通信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトラム拡散
通信方式によるスペクトラム拡散通信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、雑音に強く、秘話性、秘匿性に優
れたスペクトラム拡散通信方式（ＳＳ通信方式）が民生
用の通信方式として注目されている。ＳＳ通信方式で
は、伝送すべき情報をキャリア信号で変調した変調信号
に対して、あらかじめ決められたチップレートの高い所
定の符号系列でスペクトラム拡散変調（ＳＳ変調）をか
けることにより、送信信号となるスペクトラム拡散信号
（ＳＳ信号）が得られる。この場合、上述の符号系列と
して、疑似雑音符号系列（ＰＮ符号系列）やバーカ符号
系列（Ｂａｒｋｅｒ符号系列）があり、ＳＳ変調方式と
して、直接拡散方式（ＤＳ方式）や周波数ホッピング方
式（ＦＨ方式）がある。

【０００３】このようなＳＳ通信方式においては、送信
されてきたＳＳ信号を復調するための復調装置が受信機
側に必要になる。例えばＰＮ符号系列を用いてＤＳ方式
によりＳＳ変調を行った場合、受信機側では送信機側と
同一のＰＮ符号系列を用いて復調を行う。このとき使用
する復調装置は、ＩＣを用いた復調装置と表面弾性波素
子を用いた復調装置とに大別される。復調装置に使用さ
れる表面弾性波素子は、フォトリソグラフィ技術を用い
ることにより、安価に、しかも簡単な構成で復調装置が
できることから、注目されている。

【０００４】表面弾性波素子はその構成から、表面弾性
波マッチドフィルタと表面弾性波コンボルバとに区別さ
れる。表面弾性波コンボルバは、復調するためのＰＮ符
号系列が選択できるため、特に秘話性や秘匿性が求めら
れる用途に適している。表面弾性波マッチドフィルタ
は、復調に用いる符号系列が固定であるが、そのぶん周
辺回路が簡単に構成でき、システム全体として低価格に
できることから、小規模なＳＳ通信システム、例えば構
内無線ＬＡＮなどに用いる復調装置として注目されてお
り、様々な形状の表面弾性波マッチドフィルタが提案さ
れている。この表面弾性波マッチドフィルタは例えば特
開平３−７７４４５号公報、特開平５−３１６０７４号
公報、特開平６−２１７５２号公報、特開平７−２２１
６７０号公報に記載されている。

【０００５】このような表面弾性波マッチドフィルタを
用いた復調装置の多くは、表面弾性波マッチドフィルタ
が例えば０相とπ相のように２つの極性を取ることを利
用して復調を行う２相位相変調方式（ＢＰＳＫ方式）に
対応したものである。構内無線ＬＡＮなどに用いられる
ためには大量の情報を送るため情報の伝送速度は速いほ
ど望ましい。そのため、変調方式としてはＢＰＳＫ方式
よりも複数Ｎの位相変調によるＮ相位相変調方式に対応
したものが必要となる。Ｎ相位相変調方式に対応したも
のとしてはＮ相位相変調に係る変調位相値がとりうる値
に対応して表面弾性波フィルタをＮ個以上用いて復調を
行うものが知られている。このような復調装置は例えば
特開平７−２２１６７０号公報に記載されている。

【０００６】図１２は、従来の復調装置に用いられる表
面弾性波マッチドフィルタを示す概略図である。ＱＰＳ
Ｋ方式ではＢＰＳＫ方式の２倍の伝送速度を得ることが
できる。図１２において、１０１は水晶，ＬｉＮｂＯ₃
等から成る圧電性基板、１０２は１系の第１入力電極、
１０３は１０２から距離Ｘ１（ＱＰＳＫ方式の取りうる
４つの位相量の１つ（α１）に相当）だけ離れて形成さ
れた１系の第２入力電極、１０４は１系の出力電極、１
０５は２系の第１入力電極、１０６は１０５から距離Ｘ
２（ＱＰＳＫ方式の取りうる４つの位相量の１つ（α
２）に相当）だけ離れて形成された２系の第２入力電
極、１０７は２系の出力電極、１０８は３系の第１入力
電極、１０９は１０８から距離Ｘ３（ＱＰＳＫ方式の取
りうる４つの位相量の１つ（α３）に相当）だけ離れて
形成された３系の第２入力電極、１１０は３系の出力電
極、１１１は４系の第１入力電極、１１２は１１１から
距離Ｘ４（ＱＰＳＫ方式の取りうる４つの位相量の１つ
（α４）に相当）だけ離れて形成された４系の第２入力
電極、１１３は４系の出力電極、１１４は信号入力端
子、１１５は１０４の出力電極の信号を取り出すための
１系の出力端子、１１６は１０７の出力電極の信号を取
り出すための２系の出力端子、１１７は１１０の出力電
極の信号を取り出すための３系の出力端子、１１８は１
１３の出力電極の信号を取り出すための４系の出力端子
である。

【０００７】図１２の表面弾性波マッチドフィルタを用
いたＱＰＳＫ方式の復調動作を簡単に説明する。入力端
子１１４に入力されたＱＰＳＫ変調信号は、変調位相が
位相値α１、α２、α３、α４の４つの状態を取り得る
が、α１の場合は１系列の表面弾性波マッチドフィルタ
の出力端子１１５から相関ピークが得られ、α２の場合
は２系列の表面弾性波マッチドフィルタの出力端子１１
６から相関ピークが得られ、α３の場合は３系列の表面
弾性波マッチドフィルタの出力端子１１７から相関ピー
クが得られ、α４の場合は４系列の表面弾性波マッチド
フィルタの出力端子１１８から相関ピークが得られるの
で、相関ピークがどの系列の表面弾性波マッチドフィル
タから出たかを判別することによりＱＰＳＫ方式の信号
を復調する事が出来る。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ＱＰＳ
Ｋ方式は９０度位相の異なる４つの状態を判別しなけれ
ばならず、従来の復調部では、各位相値に対応した４個
の遅延量が異なる表面弾性波遅延線を用いなければＱＰ
ＳＫ方式の信号を再生することが出来ず復調部が複雑に
なるという問題点があった。

【０００９】このスペクトラム拡散通信装置、表面弾性
波素子および表面弾性波部品では、簡単な構成でＱＰＳ
Ｋ方式の復調が可能なことが要求されている。

【００１０】本発明は、表面弾性波マッチドフィルタと
表面弾性波遅延線とを用いた簡単な構成でＱＰＳＫ方式
の復調を可能にするスペクトラム拡散通信装置を提供す
ることを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明のスペクトラム拡散通信装置は、送信データを
所定の符号系列でＳＳ信号に変換するＳＳ変調部と、Ｓ
Ｓ信号を元データに復調するＳＳ復調部とを有するスペ
クトラム拡散通信装置であって、ＳＳ復調部は、ＳＳ信
号を復調して相関信号を得る相関信号取得回路と、相関
信号取得回路からの出力信号を遅延させる第１と第２の
遅延回路と、相関信号取得回路の出力信号と第１および
第２の遅延回路の出力信号とを加算する第１および第２
の加算回路を有し、第１の遅延回路は入力信号をＴ＋
（±ｎ＋５×ａ／８）／ｆｃ（Ｔは受信・復調する信号
の１周期、ｆｃは相関信号取得回路へ入力される信号の
キャリア周波数、ｎは（２×キャリア周波数ｆｃ／チッ
プレート）の値以下の０を含む整数、ａは１／２≦ａ≦
３／２の範囲の値）遅延させ、第２の遅延回路は入力信
号をＴ＋（±ｍ−５×ａ／８）／ｆｃ（ｍは（２×キャ
リア周波数ｆｃ／チップレート）の値以下の０を含む整
数）遅延させるように構成したものである。

【００１２】これにより、表面弾性波マッチドフィルタ
と表面弾性波遅延線とを用いた簡単な構成でＱＰＳＫ方
式の復調を可能にするスペクトラム拡散通信装置が得ら
れる。

【００１３】

【００１４】

【００１５】

【００１６】

【００１７】

【００１８】

【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、送信データを所定の符号系列でＳＳ信号に変換する
ＳＳ変調部と、ＳＳ信号を元データに復調するＳＳ復調
部とを有するスペクトラム拡散通信装置であって、ＳＳ
復調部は、ＳＳ信号を復調して相関信号を得る相関信号
取得回路と、相関信号取得回路からの出力信号を遅延さ
せる第１と第２の遅延回路と、相関信号取得回路の出力
信号と第１および第２の遅延回路の出力信号とを加算す
る第１および第２の加算回路を有し、第１の遅延回路は
入力信号をＴ＋（±ｎ＋５×ａ／８）／ｆｃ（Ｔは受信
・復調する信号の１周期、ｆｃは相関信号取得回路へ入
力される信号のキャリア周波数、ｎは（２×キャリア周
波数ｆｃ／チップレート）の値以下の０を含む整数、ａ
は１／２≦ａ≦３／２の範囲の値）遅延させ、第２の遅
延回路は入力信号をＴ＋（±ｍ−５×ａ／８）／ｆｃ
（ｍは（２×キャリア周波数ｆｃ／チップレート）の値
以下の０を含む整数）遅延させることとしたものであ
り、第１の加算回路から同相成分の元データが復調さ
れ、第２の加算回路から直交成分の元データが復調され
るという作用を有する。

【００１９】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
の発明において、相関信号取得回路は表面弾性波マッチ
ドフィルタであり、遅延回路は表面弾性波遅延線である
こととしたものであり、表面弾性波マッチドフィルタで
相関信号が取得され、表面弾性波遅延線で信号が遅延さ
れるという作用を有する。

【００２０】

【００２１】

【００２２】

【００２３】

【００２４】

【００２５】

【００２６】

【００２７】

【００２８】

【００２９】

【００３０】

【００３１】

【００３２】以下、本発明の実施の形態について、図１
から図１１を用いて説明する。 （実施の形態１）図１は本発明の実施の形態１によるス
ペクトラム拡散通信装置を示すブロック図であり、図２
は図１のスペクトラム拡散通信装置を構成するＳＳ復調
部を示すブロック図である。

【００３３】図１において、１は送信すべきデータを所
定の符号系列でＳＳ信号に変換するためのＳＳ変調部、
２はＳＳ信号と送受信信号の周波数を変換する送受信周
波数変換部、３はＳＳ信号を送信されてきた元のデータ
に復調するためのＳＳ復調部、４は信号を送受信するた
めのアンテナである。上記の説明では送受信の周波数変
換部を１個用いた一つの送受信器の構成について説明し
たが、その回路構成に規定されるものではなく、例えば
送受信周波数変換部を送受信用それぞれに分けた構成
や、送信機と受信機を分離した構成等、分離した受信機
にＳＳ復調部を含む構成等にしても何ら問題はないこと
は言うまでもない。

【００３４】図２は図１におけるＳＳ復調部を詳しく説
明したものである。図２において、５は相関信号取得回
路、６は遅延回路、７は相関信号取得回路５と遅延回路
６の出力信号を加算する加算回路、８、９は信号線（ラ
イン）、１０は遅延回路、１１は相関信号取得回路５と
遅延回路１０の出力信号を加算する加算回路、１２、１
３は信号線（ライン）である。加算回路７の入力時にお
いて、遅延回路６からの入力信号が相関信号取得回路５
からの入力信号に対してＴ＋（±ｎ＋５×ａ／８）／ｆ
ｃ（Ｔは受信・復調する信号の一周期、ｎは相関信号取
得回路５に入力する信号のキャリア周波数ｆｃと符号化
電極の各符号に対応する櫛形電極対間隔から決まる周波
数即ちチップレートとの比に２を掛けた値以下で０を含
む整数、ａは１／２≦ａ≦３／２の範囲の値）の時間遅
延されるように遅延回路６における遅延量を設定してい
る。また、加算回路１１の入力時においては、遅延回路
１０からの入力信号が相関信号取得回路５からの入力信
号に対してＴ＋（±ｍ−５×ａ／８）／ｆｃ（ｍは相関
信号取得回路５に入力する信号のキャリア周波数ｆｃと
符号化電極の各符号に対応する櫛形電極対間隔から決ま
る周波数即ちチップレートとの比に２を掛けた値以下で
０を含む整数、ａは１／２≦ａ≦３／２の範囲の値）の
時間遅延されるように遅延回路１０における遅延量を設
定している。このように相関信号取得回路５と遅延量の
異なる２種類の遅延回路６、１０と加算回路７、１１と
いう簡単な構成にて、ＱＰＳＫ方式によるＳＳ信号の復
調を実現することが出来る。この場合好ましくは、ｎ＝
０，ｍ＝０，ａ＝１である。

【００３５】以上のような構成のＳＳ復調部３の動作に
ついて図３、図４を用いて詳しく説明する。

【００３６】図３はＱＰＳＫ方式を復調する際の表面弾
性波マッチドフィルタ（つまり相関信号取得回路）およ
び遅延回路の出力信号の位相状態を示す位相状態図、図
４（ａ）は情報信号（元データ）を示す信号列図であ
り、図４（ｂ）は（ａ）の情報信号を差動符号化（後
述）した信号を示す信号列図、図４（ｃ）はＳＳ復調部
３における表面弾性波マッチドフィルタ（相関信号取得
回路５）の出力信号を示す波形図、図４（ｄ）は遅延回
路６の出力信号を示す波形図、図４（ｅ）は加算回路７
の出力信号を示す波形図、図４（ｆ）は遅延回路１０の
出力信号を示す波形図、図４（ｇ）は加算回路１１の出
力信号を示す波形図、図４（ｈ）は復調された情報信号
（元データ）を示す信号列図である。

【００３７】図３において（Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ）は表面弾
性波マッチドフィルタの出力信号におけるＱＰＳＫ方式
に対応した４つの位相状態即ちＡ（１０）、Ｂ（０
０）、Ｃ（０１）、Ｄ（１１）を示している。ここでａ
＝１の場合を考えると、（Ａ’、Ｂ’、Ｃ’、Ｄ’）は
遅延回路６によりＴ＋（±ｎ＋５／８）／ｆｃの時間遅
延された信号の位相状態を示し、（Ａ”、Ｂ”、Ｃ”、
Ｄ”）は遅延回路１０によりＴ＋（±ｍ−５／８）／ｆ
ｃの時間遅延された信号の位相状態を示している。一例
としてＡの状態を見てみると、Ａの状態は遅延回路６に
よりＴ＋（±ｎ＋５／８）／ｆｃの時間遅延されＡ’の
状態となり、遅延回路１０によりＴ＋（±ｍ−５／８）
／ｆｃの時間遅延されＡ”の状態となる。

【００３８】図４（ａ）〜（ｈ）において、（ａ）のＤ
１は伝送される情報信号、（ｂ）のＤ２は情報信号を後
述する差動符号化した信号、（ｃ）のＳ１は相関信号取
得回路５の出力信号波形、（ｄ）のＳ２は遅延回路６に
よりＴ＋（±ｎ＋５／８）／ｆｃの時間遅延された信号
の出力波形、（ｅ）のＳ３は相関信号取得回路５と遅延
回路６の出力信号を加算する加算回路７の出力波形、
（ｆ）のＳ４は遅延回路１０によりＴ＋（±ｍ−５／
８）／ｆｃの時間遅延された信号の出力波形、（ｇ）の
Ｓ５は相関信号取得回路５と遅延回路１０の出力信号を
加算する加算回路１１の出力波形、（ｈ）のＤ３はＳ３
とＳ５のデータより復調された情報信号を示しており、
情報信号Ｄ３は元の情報信号Ｄ１と同じデータに再生さ
れている。

【００３９】本実施の形態では伝送される情報信号が送
信側で差動符号化される場合について述べる。伝送され
る情報信号（１００００１１１０１１１１０：位相情報
ＡＢＣＤＣＤＡの繰り返しデータ）を差動符号化（Ｄ２
（ｉ）＝Ｄ１（ｉ）＋Ｄ２（ｉ−１））すると（一例１
０１０００１１１００１００：ＡＡＢＤＡＣＢ）となる
ので、ＳＳ復調部３においては相関信号取得回路５の出
力信号は差動符号化された情報に対応した位相情報を持
ったＳ１の出力波形となる。Ｓ１の出力波形と遅延回路
６によりＴ＋（±ｎ＋５／８）／ｆｃの時間遅延された
（Ｂ’Ａ’Ａ’Ｂ’Ｄ’Ａ’Ｃ’）の位相情報を持った
出力波形Ｓ２を加算回路７で加算すると、Ａという位相
情報に対してＢ’、Ｃ’のように位相差が±４５度の出
力波形を加算した場合の加算波形は大きな加算波形とな
り、Ａという位相情報に対してＡ’、Ｄ’のように位相
差が±２２５度の出力波形を加算した場合の加算波形は
小さな加算波形となり、Ｓ３の出力波形が得られる。Ｓ
１の相関波形と遅延回路１０によりＴ＋（±ｍ−５／
８）／ｆｃの時間遅延された（Ｂ”Ａ”Ａ”Ｂ”Ｄ”
Ａ”Ｃ”）の位相情報を持った出力波形Ｓ４を加算回路
１１で加算するとＡという位相情報に対してＣ”、Ｄ”
のように位相差が±４５度の出力波形を加算した場合の
加算波形は大きな加算波形となり、Ａという位相情報に
対してＡ”、Ｂ”のように位相差が±２２５度の出力波
形を加算した場合の加算波形は小さな加算波形となり、
Ｓ５の出力波形が得られる。Ｓ３とＳ５の波形からクロ
ックを作るとともにＳ３とＳ５の波形の大きなものを
１、小さなものを０とすると復調データＤ３（１０００
０１１１０１１１１０）となり、ＱＰＳＫ方式の信号を
元データに復調する事が可能となる。つまり、遅延回路
６、遅延回路１０の遅延量の差は（Ｔ＋（±ｎ＋５／
８）／ｆｃ）−（Ｔ＋（±ｍ−５／８）／ｆｃ）＝
（（±（ｎ＋ｍ）＋１）／ｆｃ＋１／４／ｆｃとなり右
辺第１項は位相的には２πとなるので第２項のみを考慮
すれば良く、即ち９０度の位相差となり、ＱＰＳＫ方式
の復調を可能としている。

【００４０】本実施の形態では伝送される情報を差動符
号化して送信して、情報の復調を行う動作について説明
したが、伝送される情報Ｄ１をそのまま送信してＳＳ復
調部にて得られた復調情報Ｄ３を差動符号化することで
Ｄ１と同じ情報を得ることも可能である。

【００４１】遅延回路としては従来例と同様に表面弾性
波遅延線を用いたり、シフトレジスタ等の電子回路を用
いたりすることが出来るが、ここで重要なのは加算回路
７，加算回路１１の入力時における遅延量であり、遅延
回路に特にとらわれるものではない。

【００４２】ここでは１つの相関信号取得回路５を用い
たが、それぞれの遅延回路に相関信号取得回路を用いて
も構わない。また、遅延回路の選択によっては遅延回路
の前後に必要に応じて増幅器を用いても構わない。

【００４３】次に、相関信号取得回路５及び遅延回路
６，遅延回路１０として表面弾性波マッチドフィルタ及
び表面弾性波遅延線を用いた場合について図５を用いて
詳しく説明する。図５（ａ）は本発明の実施の形態に用
いた表面弾性波マッチドフィルタを示すパターン図であ
り、図５（ｂ），図５（ｃ）は同表面弾性波遅延線を示
すパターン図である。図５（ａ）において２１は表面を
鏡面加工された水晶からなる圧電性基板、２２は圧電性
基板２１上にフォトリソグラフィ技術を用いて形成され
たＡｌ，Ａｕ等の電気抵抗率の小さな材料からなる入力
用符号化電極、２３は入力用符号化電極２２から所定間
隔離れて同様に形成され、Ａｌ，Ａｕ等の電気抵抗率の
小さな材料からなる出力用櫛形電極、２４は不要表面弾
性波を吸収する目的で入出力電極の外側に必要に応じて
形成された吸音材、２５は電磁誘導ノイズを低減させる
ために入出力電極を囲むように必要に応じて形成された
アースパターンである。

【００４４】以上の構成にて表面弾性波マッチドフィル
タ２０が形成されている。この時、入力用符号化電極２
２の各符号に対応した櫛形電極対の対数は１対よりも多
い。そして、用いるキャリア周波数と入力用符号化電極
２２の各符号に対応する櫛形電極対の間隔から決まる周
波数すなわちチップレートとの比（キャリア周波数／チ
ップレート）以下に上記対数をする、つまり１＜櫛形電
極対の対数≦キャリア周波数／チップレートとすること
により、入力用符号化電極２２での入力信号を表面弾性
波へ変換する効率を高くすることができ、従って出力用
櫛形電極２３での出力効率を高くすることができる。特
に水晶基板はＳＡＷの温度係数がゼロであるため表面弾
性波マッチドフィルタに適しているが電気機械結合係数
が０．１７％程度と非常に小さいため、符号化電極の各
符号に対応した櫛形電極対の対数を多くすることは有効
である。本実施の形態ではキャリア周波数ｆｃを１３２
ＭＨｚ，チップレートを２２ＭＨｚとしたので、櫛形電
極対の対数は２対以上６対以下となる。図５（ａ）は４
対の場合を示す。また入力用電極と出力用電極の電極形
状を逆に構成、すなわち入力用として符号化電極を出力
用として櫛形電極を用いたが、入力用として櫛形電極を
出力用として符号化電極を用いても構わない。

【００４５】図５（ｂ）において、２６は表面弾性波遅
延線、２７は表面を鏡面加工された水晶からなる圧電性
基板、２８は前記圧電性基板２７上にフォトリソグラフ
ィ技術を用いて形成されたＡｌ，Ａｕ等の電気抵抗率の
小さな材料からなる入力用櫛形電極、２９は前記符号化
電極２８から所定間隔離れて同様に形成され、Ａｌ，Ａ
ｕ等の電気抵抗率の小さな材料からなる出力用櫛形電
極、３０は不要表面弾性波を吸収する目的で入出力電極
の外側に必要に応じて形成された吸音材、３１は電磁誘
導ノイズを低減させるために入出力電極を囲むように形
成されたアースパターンである。以上の構成にて第１の
遅延回路として表面弾性波遅延線２６が形成されてい
る。

【００４６】図５（ｃ）において、３２は表面弾性波遅
延線、３３は表面を鏡面加工された水晶からなる圧電性
基板、３４は前記圧電性基板３３上にフォトリソグラフ
ィ技術を用いて形成されたＡｌ，Ａｕ等の電気抵抗率の
小さな材料からなる入力用櫛形電極、３５は前記符号化
電極３４から所定間隔離れて同様に形成され、Ａｌ，Ａ
ｕ等の電気抵抗率の小さな材料からなる出力用櫛形電
極、３６は不要表面弾性波を吸収する目的で入出力電極
の外側に必要に応じて形成された吸音材、３７は電磁誘
導ノイズを低減させるために入出力電極を囲むように形
成されたアースパターンである。以上の構成にて第２の
遅延回路として表面弾性波遅延線３２が形成されてい
る。

【００４７】この場合、表面弾性波遅延線２６，３２の
遅延量は実際に用いる回路基板上の信号線（パターン）
８，９，１２，１３の長さや用いる回路部品により異な
り、表面弾性波遅延線２６の遅延量Ｔ１は加算回路の入
力時における表面弾性波遅延線２６からの入力信号が表
面弾性波マッチドフィルタ２０からの入力信号に対して
Ｔ＋（±ｎ＋５×ａ／８）／ｆｃの時間遅延するような
値に設定され、表面弾性波遅延線３２の遅延量Ｔ２は加
算回路の入力時における表面弾性波遅延線３２からの入
力信号が表面弾性波マッチドフィルタ２０からの入力信
号に対してＴ＋（±ｍ−５×ａ／８）／ｆｃの時間遅延
するような値に設定される。

【００４８】ここでは表面弾性波マッチドフィルタ及び
表面弾性波遅延線の電極形状は正規型電極を用いたが、
電極による反射の抑制及び帯域制限を行うために必要に
応じて電極形状をダブル電極及び重み付けを行った形状
にしても構わない。また、圧電性基板として水晶による
構成について説明したが、同等の性能を有する材料を用
いても実現できることは言うまでもない。

【００４９】以上のように本実施の形態によれば、ＳＳ
信号に対して相関信号を得る相関信号取得回路５の出力
信号と遅延量の異なる２種類の遅延回路６、遅延回路１
０の出力信号とを加算回路７、加算回路１１で加算した
信号波形を判別することによりＱＰＳＫ方式における復
調が可能となり、ＱＰＳＫ方式に対応した復調回路を簡
単に構成することができる。すなわち、第１の加算回路
から同相成分の元データが復調され、第２の加算回路か
ら直交成分の元データが復調される。

【００５０】（実施の形態２）図６（ａ）は本発明の実
施の形態２による表面弾性波素子を示すパターン図であ
る。図６（ａ）において、４０は表面を鏡面加工された
圧電性の水晶基板、４１は水晶基板４０上にフォトリソ
グラフィ技術を用いて形成され、Ａｌ、Ａｕ等の電気抵
抗率の小さな材料からなる入力用符号化電極、４２ａは
入力用符号化電極４１と所定間隔離れて形成された第１
の出力用櫛形電極４３と、第１の出力用櫛形電極４３か
ら（Ｔ＋（±ｎ＋５×ａ／８）／ｆｃ）（Ｔは受信・復
調する信号の一周期、ｎは表面弾性波マッチドフィルタ
に入力する信号のキャリア周波数ｆｃと符号化電極の各
符号に対応する櫛形電極対間隔から決まる周波数即ちチ
ップレートとの比に２を掛けた値以下で０を含む整数、
ａは１／２≦ａ≦３／２の範囲の値）だけ離れて形成さ
れ、第１の出力用櫛形電極４３と同一の極性を有する第
２の出力用櫛形電極４４ａとが並列に接続された出力電
極、４５は不要表面弾性波を吸収する目的で入出力電極
４１，４２ａの外側に形成された吸音材、４６は電磁誘
導ノイズを低減させるために入出力電極４１，４２ａを
囲むように形成されたアースパターン、４７は構成要素
４０，４１，４２ａ，４５，４６から成る表面弾性波素
子である。図６（ａ）の表面弾性波素子においては、入
力用符号化電極４１から所定間隔離れて第１の出力用櫛
形電極４３が形成され、第１の出力用櫛形電極４３から
Ｔ＋（±ｎ＋５×ａ／８）／ｆｃだけ離れて、第１の出
力用櫛形電極４３と同一極性を有する第２の出力用櫛形
電極４４ａが形成され、第１の出力用櫛形電極４３と第
２の出力用櫛形電極４４ａとが並列に接続されている。

【００５１】図６（ｂ）は本発明の実施の形態２による
表面弾性波素子の変形例を示すパターン図である。図６
（ｂ）において、水晶基板４０、入力用符号化電極４
１、第１の出力用櫛形電極４３、吸音材４５、アースパ
ターン４６は図６（ａ）と同様のものなので、同一符号
を付し、説明は省略する。４２ｂは入力用符号化電極４
１と所定間隔離れて形成された第１の出力用櫛形電極４
３と、第１の出力用櫛形電極４３から（Ｔ＋（±ｍ−５
×ａ／８）／ｆｃ）（Ｔは受信・復調する信号の一周
期、ｍは表面弾性波マッチドフィルタに入力する信号の
キャリア周波数ｆｃと符号化電極の各符号に対応する櫛
形電極対間隔から決まる周波数即ちチップレートとの比
に２を掛けた値以下で０を含む整数、ａは１／２≦ａ≦
３／２の範囲の値）だけ離れて形成され、第１の出力用
櫛形電極４３と同一の極性を有する第２の出力用櫛形電
極４４ｂとが並列に接続された出力電極である。また４
８は構成要素４０，４１，４２ｂ，４５，４６から成る
表面弾性波素子である。このように図６（ｂ）に示す表
面弾性波素子は図６（ａ）とほぼ同様の構成であり、異
なる点は出力電極４２ｂにおいて第２の出力用櫛形電極
４４ｂが第１の出力用櫛形電極４３から（Ｔ＋（±ｍ−
５×ａ／８）／ｆｃ）だけ離れて配置されている点であ
る。図６（ｂ）の表面弾性波素子においては、入力用符
号化電極４１から所定間隔離れて第１の出力用櫛形電極
４３が形成され、第１の出力用櫛形電極４３からＴ＋
（±ｍ−５×ａ／８）／ｆｃだけ離れて、第１の出力用
櫛形電極４３と同一の極性を有する第２の出力用櫛形電
極４４ｂが形成され、第１の出力用櫛形電極４３と第２
の出力用櫛形電極４４ｂとが並列に接続されている。

【００５２】図６（ａ）、（ｂ）の表面弾性波素子は図
２のＳＳ復調部３に相当するものである。つまり、図６
（ａ）、（ｂ）の表面弾性波素子の動作は実施の形態１
の場合とほぼ同様であるが、実施の形態１では相関信号
取得回路５と遅延回路６、１０から取り出した信号を加
算回路７、１１で加算しているが、図６（ａ）、（ｂ）
では第１の出力用櫛形電極４３と第２の出力用櫛形電極
４４ａおよび４４ｂとを並列に接続することにより加算
回路の機能を基板上で持たせている。ただし、図２にお
いては相関信号取得回路５は一つであるのに対し、図６
（ａ）、（ｂ）においては２つの表面弾性波遅延素子に
対応して２つの表面弾性波マッチドフィルタが形成され
ている点が異なる。

【００５３】なお、実施の形態１の場合と同様、入力用
符号化電極４１の各符号に対応した櫛形電極対の対数
を、１対よりも多くかつ用いるキャリア周波数とチップ
レートとの比以下にすることで変換効率、従って出力効
率を向上させることが可能である。また、入力用電極と
出力用電極とを逆に構成、すなわち信号入力用として用
いた符号化電極を出力用電極として用い、出力用として
用いた櫛形電極を入力用電極として用いても構わない。

【００５４】また、図６（ａ）、（ｂ）の吸音材４５の
形状は一例を示し、特性が良好なら形状にはこだわらな
い。さらに、吸音材４５は、表面弾性波を考慮してもな
お必要なければ、形成する必要はない。

【００５５】さらに、図６（ａ）、（ｂ）では表面弾性
波素子４７と４８とを別々に示したが、同一基板上に形
成することも可能である。

【００５６】さらに、本実施の形態では表面弾性波マッ
チドフィルタ及び表面弾性波遅延線の電極形状は正規型
電極を用いたが、電極による反射の抑制及び帯域制限を
行うために必要に応じて電極形状をダブル電極及び重み
付けを行った形状にしても構わない。特に、本実施の形
態のように表面弾性波の進行方向に３つ以上の電極が構
成されている場合、各電極をダブル電極構造にすること
による不要輻射抑制の効果は非常に大きく、出力信号の
安定に効果を有する。

【００５７】さらに、本実施の形態では圧電性基板とし
て水晶による構成について説明したが、同等の性能を有
する材料を用いても実現できることは言うまでもない。

【００５８】さらに、本実施の形態においては、第１の
出力用櫛形電極４３と第２の出力用櫛形電極４４ａ，４
４ｂとを並列に接続して出力電極４２ａ，４２ｂを形成
し、加算回路の機能を持たせたが、外部に加算回路を設
けるならば出力用櫛形電極４３と４４ａ，４３と４４ｂ
を並列に接続せずに形成し、それぞれの出力用櫛形電極
４３，４４ａ，４４ｂから別々に出力信号を取り出して
外部の加算回路にて加算を行い復調信号を得ることが可
能であることは明らかである。

【００５９】以上のように本実施の形態によれば、第１
の出力用櫛形電極４３と第２の出力用櫛形電極４４ａお
よび４４ｂとを並列に接続することにより加算回路の機
能を基板上で持たせるようにしたので、外部に加算回路
を設けることなくＱＰＳＫ方式における復調が可能とな
り、ＱＰＳＫ方式に対応した復調回路を簡単に構成する
ことができる。

【００６０】（実施の形態３）図７（ａ）は、本発明の
実施の形態３による表面弾性波素子を示すパターン図で
ある。図７（ａ）において、５０は表面を鏡面加工され
た圧電性の水晶基板、５１は水晶基板５０上にフォトリ
ソグラフィ技術を用いて形成され、Ａｌ、Ａｕ等の電気
抵抗率の小さな材料からなる入力用符号化電極、５２ａ
は入力用符号化電極５１と所定間隔離れて形成された第
１の出力用櫛形電極５３と、第１の出力用櫛形電極５３
から（Ｔ＋（±ｎ＋ａ／８）／ｆｃ）（Ｔは受信・復調
する信号の一周期、ｎは表面弾性波マッチドフィルタに
入力する信号のキャリア周波数ｆｃと符号化電極の各符
号に対応する櫛形電極対間隔から決まる周波数即ちチッ
プレートとの比に２を掛けた値以下で０を含む整数、ａ
は１／２≦ａ≦３／２の範囲の値）だけ離れて形成さ
れ、第１の出力用櫛形電極５３と逆の極性を有する第２
の出力用櫛形電極５４ａとが並列に接続された出力電
極、５５は不要表面弾性波を吸収する目的で入出力電極
５１，５２ａの外側に形成された吸音材、５６は電磁誘
導ノイズを低減させるために入出力電極５１，５２ａを
囲むように形成されたアースパターン、５７は構成要素
５０，５１，５２ａ，５５，５６から成る表面弾性波素
子である。図７（ａ）の表面弾性波素子においては、入
力用符号化電極５１から所定間隔離れて第１の出力用櫛
形電極５３が形成され、第１の出力用櫛形電極５３から
Ｔ＋（±ｎ＋ａ／８）／ｆｃだけ離れて、第１の出力用
櫛形電極５３と逆の極性を有する第２の出力用櫛形電極
５４ａが形成され、第１の出力用櫛形電極５３と第２の
出力用櫛形電極５４ａとが並列に接続されている。

【００６１】図７（ｂ）は、本発明の実施の形態３によ
る表面弾性波素子を示すパターン図である。図７（ｂ）
において、水晶基板５０、入力用符号化電極５１、第１
の出力用櫛形電極５３、吸音材５５、アースパターン５
６は図７（ａ）と同様のものなので、同一符号を付し、
説明は省略する。５２ｂは入力用符号化電極５１と所定
間隔離れて形成された第１の出力用櫛形電極５３と、第
１の出力用櫛形電極５３から（Ｔ＋（±ｍ−ａ／８）／
ｆｃ）（Ｔは受信・復調する信号の一周期、ｍは表面弾
性波マッチドフィルタに入力する信号のキャリア周波数
ｆｃと符号化電極の各符号に対応する櫛形電極対間隔か
ら決まる周波数即ちチップレートとの比に２を掛けた値
以下で０を含む整数、ａは１／２≦ａ≦３／２の範囲の
値）だけ離れて形成され、第１の出力用櫛形電極５３と
逆の極性を有する第２の出力用櫛形電極５４ｂとが並列
に接続された出力電極、５８は構成要素５０，５１，５
２ｂ，５５，５６から成る表面弾性波素子である。この
ように図７（ｂ）に示す表面弾性波素子は図７（ａ）と
ほぼ同様の構成であり、異なる点は出力電極５２ｂにお
いて第２の出力用櫛形電極５４ｂが第１の出力用櫛形電
極５３から（Ｔ＋（±ｍ−ａ／８）／ｆｃ）だけ離れて
配置されている点である。図７（ｂ）に示す表面弾性波
素子においては、入力用符号化電極５１から所定間隔離
れて第１の出力用櫛形電極５３が形成され、第１の出力
用櫛形電極５３からＴ＋（±ｍ−ａ／８）／ｆｃだけ離
れて、第１の出力用櫛形電極５３と逆の極性を有する第
２の出力用櫛形電極５４ｂが形成され、第１の出力用櫛
形電極５３と第２の出力用櫛形電極５４ｂとが並列に接
続されている。

【００６２】図７（ａ）、（ｂ）の表面弾性波素子は図
２のＳＳ復調部３に相当するものである。つまり、図７
（ａ）、（ｂ）の表面弾性波素子の動作は実施の形態１
の場合とほぼ同様であるが、実施の形態１では相関信号
取得回路５と遅延回路６、１０から取り出した信号を加
算回路７、１１で加算しているが、図７（ａ）、（ｂ）
では第１の出力用櫛形電極５３と第２の出力用櫛形電極
５４ａおよび５４ｂとを並列に接続することにより加算
回路の機能を基板上で持たせている。ただし、図２にお
いては相関信号取得回路５は１つであるのに対し、図７
（ａ）、（ｂ）においては２つの表面弾性波遅延素子に
対応して２つの表面弾性波マッチドフィルタが形成され
ている点が異なる。また、実施の形態２と第２の出力用
櫛形電極５４ａ又は５４ｂとの形成位置が異なるが、第
２の出力用櫛形電極５４ａ又は５４ｂの極性を逆にして
いるので同じ動作となる。

【００６３】なお、実施の形態１の場合と同様、入力用
符号化電極５１の各符号に対応した櫛形電極対の対数
を、１対よりも多くかつ用いるキャリア周波数とチップ
レートとの比以下にすることで変換効率、従って出力効
率を向上させることが可能である。また入力用電極と出
力用電極の電極形状を逆に構成、すなわち、入力用とし
て櫛形電極を出力用として符号化電極を用いる構成でも
構わない。

【００６４】また、図７（ａ）、（ｂ）の吸音材５５の
形状は一例を示し、特性が良好なら形状にはこだわらな
い。また、吸音材５５は、表面弾性波を考慮してもなお
必要なければ、形成する必要はない。さらに、図７
（ａ）、（ｂ）では表面弾性波素子５７と５８とを別々
に示したが、同一基板上に形成することも可能である。

【００６５】さらに、本実施の形態では表面弾性波マッ
チドフィルタ及び表面弾性波遅延線の電極形状は正規型
電極を用いたが、電極による反射の抑制及び帯域制限を
行うために必要に応じて電極形状をダブル電極及び重み
付けを行った形状にしても構わない。特に、本実施の形
態のように表面弾性波の進行方向に３つ以上の電極が構
成されている場合、各電極をダブル電極構造にすること
による不要輻射抑制の効果は非常に大きく、出力信号の
安定に効果を有する。

【００６６】さらに、本実施の形態では圧電性基板とし
て水晶による構成について説明したが、同等の性能を有
する材料を用いても実現できることは言うまでもない。

【００６７】さらに、本実施の形態においては、第１の
出力用櫛形電極５３と第２の出力用櫛形電極５４ａ，５
４ｂとを並列に接続して出力電極５２ａ，５２ｂを形成
し、加算回路の機能を持たせたが、外部に加算回路を設
けるならば出力用櫛形電極５３と５４ａ，５３と５４ｂ
を並列に接続せずに形成し、それぞれの出力用櫛形電極
５３，５４ａ，５４ｂから別々に出力信号を取り出して
外部の加算回路にて加算を行い復調信号を得ることが可
能であることは明らかである。

【００６８】以上のように本実施の形態によれば、第１
の出力用櫛形電極５３と第２の出力用櫛形電極５４ａお
よび５４ｂとを並列に接続することにより加算回路の機
能を基板上で持たせるようにしたので、外部に加算回路
を設けることなくＱＰＳＫ方式における復調が可能とな
り、ＱＰＳＫ方式に対応した復調回路を簡単に構成する
ことができる。

【００６９】（実施の形態４）図８は本発明の実施の形
態４による表面弾性波素子を示すパターン図である。図
８において、６０は表面を鏡面加工された圧電性の水晶
基板、６１ａは水晶基板６０上にフォトリソグラフィ技
術を用いて形成され、Ａｌ、Ａｕ等の電気抵抗率の小さ
な材料からなる第１の入力用符号化電極、６２ａは第１
の入力用符号化電極６１ａから所定間隔離れて形成され
た第１の出力用櫛形電極６３ａと第１の出力用櫛形電極
６３ａから（Ｔ＋（±ｎ＋５×ａ／８）／ｆｃ）（Ｔは
受信・復調する信号の一周期、ｎは表面弾性波マッチド
フィルタに入力する信号のキャリア周波数ｆｃと符号化
電極の各符号に対応する櫛形電極対間隔から決まる周波
数即ちチップレートとの比に２を掛けた値以下で０を含
む整数、ａは１／２≦ａ≦３／２の範囲の値）だけ離れ
て形成された第１の出力用櫛形電極６３ａと同一の極性
を有する第２の出力用櫛形電極６４ａとが並列に接続さ
れた出力電極、６１ｂは水晶基板６０上にフォトリソグ
ラフィ技術を用いて形成されＡｌ，Ａｕ等の電気抵抗率
の小さな材料からなる第２の入力用符号化電極、６２ｂ
は第２の入力用符号化電極６１ｂから所定間隔離れて形
成された第３の出力用櫛形電極６３ｂと第３の出力用櫛
形電極６３ｂから（Ｔ＋（±ｍ−５×ａ／８）／ｆｃ）
（Ｔは受信・復調する信号の一周期、ｍは表面弾性波マ
ッチドフィルタに入力する信号のキャリア周波数ｆｃと
符号化電極の各符号に対応する櫛形電極対間隔から決ま
る周波数即ちチップレートとの比に２を掛けた値以下で
０を含む整数、ａは１／２≦ａ≦３／２の範囲の値）だ
け離れて形成された第３の出力用櫛形電極６３ｂと同一
の極性を有する第４の出力用櫛形電極６４ｂとが並列に
接続された出力電極、６５は入力電極と出力電極を囲む
ようにして形成され電磁誘導ノイズを低減させるために
設けらたアースパターン、６６は不要表面弾性波を吸収
する目的で入出力電極６１ａ，６１ｂ，６２ａ，６２ｂ
の外側に形成された吸音材、６７は構成要素６０，６１
ａ，６１ｂ，６２ａ，６２ｂ，６５，６６から成る表面
弾性波素子である。

【００７０】図８の表面弾性波素子は図２のＳＳ復調部
３に相当するもので、実施の形態２と同じ動作である。
ただし、本実施の形態では入力用符号化電極のグランド
側端子と出力電極のグランド端子とアースパターンとを
接続して共通にしている点が異なる。このような構成に
することにより別々にパターンを形成するよりも基板面
積を低減することができるとともに、組立時のワイヤボ
ンディングの本数を減らして工数を低減することができ
素子の小型，低コスト化が図られる。

【００７１】なお、実施の形態１の場合と同様、入力用
符号化電極６１ａ、６１ｂの各符号に対応した櫛形電極
対の対数を、１対よりも多くかつ用いるキャリア周波数
とチップレートとの比以下にすることで変換効率、従っ
て出力効率を向上させることが可能である。また入力用
電極と出力用電極の電極形状を逆に構成、すなわち入力
用として櫛形電極を出力用として符号化電極を用いた構
成でも構わない。

【００７２】また、図８の吸音材６７の形状は一例を示
し、特性が良好なら形状にはこだわらない。また、吸音
材６７は、表面弾性波を考慮してもなお必要なければ、
形成する必要はない。

【００７３】さらに、本実施の形態では表面弾性波マッ
チドフィルタ及び表面弾性波遅延線の電極形状は正規型
電極を用いたが、電極による反射の抑制及び帯域制限を
行うために必要に応じて電極形状をダブル電極及び重み
付けを行った形状にしても構わない。特に、本実施の形
態のように表面弾性波の進行方向に３つ以上の電極が構
成されている場合、各電極をダブル電極構造にすること
による不要輻射抑制の効果は非常に大きく、出力信号の
安定に効果を有する。

【００７４】さらに、本実施の形態では圧電性基板とし
て水晶による構成について説明したが、同等の性能を有
する材料を用いても実現できることは言うまでもない。

【００７５】さらに、実施の形態３の形状の表面弾性波
素子についても本実施の形態を適用することができる。

【００７６】さらに、本実施の形態においては、第１の
出力用櫛形電極６３ａと第２の出力用櫛形電極６４ａ，
第３の出力用櫛形電極６３ｂと第４の出力用櫛形電極６
４ｂとを並列に接続して出力電極６２ａ，６２ｂを形成
し、加算回路の機能を持たせたが、外部に加算回路を設
けるならば出力用櫛形電極６３ａと６４ａ，６３ｂと６
４ｂを並列に接続せずに形成し、それぞれの出力用櫛形
電極６３ａ，６４ａ，６３ｂ，６４ｂから別々に出力信
号を取り出して外部の加算回路にて加算を行い復調信号
を得ることが可能であることは明らかである。

【００７７】以上のように本実施の形態によれば、第１
の出力用櫛形電極６３ａと第２の出力用櫛形電極６４
ａ，第３の出力用櫛形電極６３ｂと第４の出力用櫛形電
極６４ｂとを並列に接続して出力電極６２ａ，６２ｂを
形成して加算回路の機能を持たせるようにしたので、外
部に加算回路を設けることなくＱＰＳＫ方式における復
調が可能となり、また、２つの表面弾性波マッチドフィ
ルタと２つの表面弾性波遅延線とを同一基板上に形成し
たので、表面弾性波素子の小型化が可能となり、ＱＰＳ
Ｋ方式に対応した復調回路を簡単にかつ小型に構成する
ことができる。

【００７８】（実施の形態５）図９は本発明の実施の形
態５による表面弾性波素子を示すパターン図である。図
９において、７０は表面を鏡面加工された圧電性の水晶
基板、７１ａは水晶基板７０上にフォトリソグラフィ技
術を用いて形成され、Ａｌ，Ａｕ等の電気抵抗率の小さ
な材料からなる第１の入力用符号化電極、７２ａは第１
の入力用符号化電極７１ａから所定間隔離れて形成され
た第１の出力用櫛形電極７３ａと第１の出力用櫛形電極
７３ａから（Ｔ＋（±ｎ＋５×ａ／８）／ｆｃ）（Ｔは
受信・復調する信号の一周期、ｎは表面弾性波マッチド
フィルタに入力する信号のキャリア周波数ｆｃと符号化
電極の各符号に対応する櫛形電極対間隔から決まる周波
数即ちチップレートとの比に２を掛けた値以下で０を含
む整数、ａは１／２≦ａ≦３／２の範囲の値）だけ離れ
て、第１の出力用櫛形電極７３ａと同一の極性を有する
第２の出力用櫛形電極７４ａとが並列に接続された出力
電極、７１ｂは水晶基板７０上にフォトリソグラフィ技
術を用いて形成され、Ａｌ，Ａｕ等の電気抵抗率の小さ
な材料からなる第２の入力用符号化電極、７２ｂは第２
の入力用符号化電極７１ｂから所定間隔離れて形成され
た第３の出力用櫛形電極７３ｂと第３の出力用櫛形電極
７３ｂから（Ｔ＋（±ｍ−５×ａ／８）／ｆｃ）（Ｔは
受信・復調する信号の一周期、ｍは表面弾性波マッチド
フィルタに入力する信号のキャリア周波数ｆｃと符号化
電極の各符号に対応する櫛形電極対間隔から決まる周波
数即ちチップレートとの比に２を掛けた値以下で０を含
む整数、ａは１／２≦ａ≦３／２の範囲の値）だけ離れ
て、第３の出力用櫛形電極７３ｂと同一の極性を有する
第４の出力用櫛形電極７４ｂとが並列に接続された出力
電極、７５は入力電極と出力電極を囲むようにして形成
され電磁誘導ノイズを低減させるために設けらたアース
パターン、７６は第１の入力用符号化電極７１ａから所
定間隔離れて形成されたクロック信号用の出力用櫛形電
極、７７は不要表面弾性波を吸収する目的で入出力電極
７１ｂ，７２ａ，７２ｂ，７６の外側に形成された吸音
材、７８は構成要素７０，７１ａ，７１ｂ，７２ａ，７
２ｂ，７５，７６、７７から成る表面弾性波素子であ
る。図９の表面弾性波素子は図２のＳＳ復調部３に相当
するもので、実施の形態４と同じ動作であり、同じ効果
を有する。ただし、本実施の形態ではクロック信号用の
出力用櫛形電極７６を設けている点が異なり、安定して
クロック信号を得ることができる。

【００７９】なお、実施の形態１の場合と同様、入力用
符号化電極７１ａ，７１ｂの各符号に対応した櫛形電極
対の対数を、１対よりも多くかつ用いるキャリア周波数
とチップレートとの比以下にすることで変換効率、従っ
て出力効率を向上させることが可能である。また入力用
電極と出力用電極の電極形状を逆に構成、すなわち入力
用として櫛形電極を出力用として符号化電極を用いた構
成でも構わない。本実施の形態では、クロック信号用の
出力用櫛形電極７６は入力用符号化電極７１に対して出
力用櫛形電極７２ａ、７２ｂと反対方向に形成したが、
入力用符号化電極７１ａと出力用電極７２ａの間に設け
る等、特に形成位置及び大きさにこだわるものではな
い。

【００８０】また、図９の吸音材７７の形状は一例を示
し、特性が良好なら形状にはこだわらない。また、吸音
材７７は、表面弾性波を考慮してもなお必要なければ、
形成する必要はない。

【００８１】さらに、本実施の形態では表面弾性波マッ
チドフィルタ及び表面弾性波遅延線の電極形状は正規型
電極を用いたが、電極による反射の抑制及び帯域制限を
行うために必要に応じて電極形状をダブル電極及び重み
付けを行った形状にしても構わない。特に、本実施の形
態のように表面弾性波の進行方向に３つ以上の電極が構
成されている場合、各電極をダブル電極構造にすること
による不要輻射抑制の効果は非常に大きく、出力信号の
安定に効果を有する。

【００８２】さらに、本実施の形態では圧電性基板とし
て水晶による構成について説明したが、同等の性能を有
する材料を用いても実現できることは言うまでもない。

【００８３】さらに、実施の形態３の形状の表面弾性波
素子についても本実施の形態を適用することができる。

【００８４】さらに、本実施の形態においては、第１の
出力用櫛形電極７３ａと第２の出力用櫛形電極７４ａ，
第３の出力用櫛形電極７３ｂと第４の出力用櫛形電極７
４ｂとを並列に接続して出力電極７２ａ，７２ｂを形成
し、加算回路の機能を持たせたが、外部に加算回路を設
けるならば出力用櫛形電極７３ａと７４ａ，７３ｂと７
４ｂを並列に接続せずに形成し、それぞれの出力用櫛形
電極７３ａ，７４ａ，７３ｂ，７４ｂから別々に出力信
号を取り出して外部の加算回路にて加算を行い復調信号
を得ることが可能であることは明らかである。

【００８５】以上のように本実施の形態によれば、第１
の出力用櫛形電極７３ａと第２の出力用櫛形電極７４
ａ，第３の出力用櫛形電極７３ｂと第４の出力用櫛形電
極７４ｂとを並列に接続して出力電極７２ａ，７２ｂを
形成して加算回路の機能を持たせるようにしたので、外
部に加算回路を設けることなくＱＰＳＫ方式における復
調が可能となり、また、２つの表面弾性波マッチドフィ
ルタと２つの表面弾性波遅延線とを同一基板上に形成し
たので、表面弾性波素子の小型化が可能となり、ＱＰＳ
Ｋ方式に対応した復調回路を簡単にかつ小型に構成する
ことができる。

【００８６】（実施の形態６）図１０は本発明の実施の
形態６による表面弾性波素子のパターン図である。図１
０において、８０は表面を鏡面加工された圧電性の水晶
基板、８１は水晶基板８０上にフォトリソグラフィ技術
を用いて形成され、Ａｌ，Ａｕ等の電気抵抗率の小さな
材料からなる入力用符号化電極、８２ａは入力用符号化
電極８１から所定間隔離れて形成された第１の出力用櫛
形電極８３ａと第１の出力用櫛形電極８３ａから（Ｔ＋
（±ｎ＋５×ａ／８）／ｆｃ）（Ｔは受信・復調する信
号の一周期、ｎは表面弾性波マッチドフィルタに入力す
る信号のキャリア周波数ｆｃと符号化電極の各符号に対
応する櫛形電極対間隔から決まる周波数即ちチップレー
トとの比に２を掛けた値以下で０を含む整数、ａは１／
２≦ａ≦３／２の範囲の値）だけ離れて、第１の出力用
櫛形電極８３ａと同一の極性を有する第２の出力用櫛形
電極８４ａとが並列に接続された出力電極、８２ｂは入
力用符号化電極８１から所定間隔離れて形成された第３
の出力用櫛形電極８３ｂと第３の出力用櫛形電極８３ｂ
から（Ｔ＋（±ｍ−５×ａ／８）／ｆｃ）（Ｔは受信・
復調する信号の一周期、ｍは表面弾性波マッチドフィル
タに入力する信号のキャリア周波数ｆｃと符号化電極の
各符号に対応する櫛形電極対間隔から決まる周波数即ち
チップレートとの比に２を掛けた値以下で０を含む整
数、ａは１／２≦ａ≦３／２の範囲の値）だけ離れて、
第３の出力用櫛形電極８３ｂと同一の極性を有する第４
の出力用櫛形電極８４ｂとが並列に接続された出力電
極、８５は入力電極と出力電極を囲むようにして形成さ
れ電磁誘導ノイズを低減させるために設けらたアースパ
ターン、８６は入力用符号化電極８１から所定間隔離れ
て形成されたクロック信号用の出力用櫛形電極、８７は
不要表面弾性波を吸収する目的で入出力電極８２ａ，８
２ｂ，８６の外側に形成された吸音材、８８は構成要素
８０，８１，８２ａ，８２ｂ，８５，８６，８７から成
る表面弾性波素子である。

【００８７】図１０の表面弾性波素子は図２のＳＳ復調
部３に相当するもので、実施の形態５と同じ動作であ
り、同じ効果を有する。ただし、本実施の形態では２つ
の入力用符号化電極を一体化して形成しており、入力端
子を減らすことができる。

【００８８】なお、実施の形態１の場合と同様、入力用
符号化電極８１の各符号に対応した櫛形電極対の対数
を、１対よりも多くかつ用いるキャリア周波数とチップ
レートとの比以下にすることで変換効率、従って出力効
率を向上させることが可能である。また入力用電極と出
力用電極の電極形状を逆に構成、すなわち入力用として
櫛形電極を出力用として符号化電極を用いた構成でも構
わない。

【００８９】また、本実施の形態では、クロック信号用
の出力用櫛形電極８６は入力用符号化電極８１に対して
出力用櫛形電極８２ａ，８２ｂと反対方向に形成した
が、入力用符号化電極８１と出力用電極８２ａ，８２ｂ
の間に設ける等、特に形成位置及び大きさにこだわるも
のではない。

【００９０】さらに、図１０の吸音材８７の形状は一例
を示し、特性が良好なら形状にはこだわらない。また、
吸音材８７は、表面弾性波を考慮してもなお必要なけれ
ば、形成する必要はない。

【００９１】さらに、本実施の形態では表面弾性波マッ
チドフィルタ及び表面弾性波遅延線の電極形状は正規型
電極を用いたが、電極による反射の抑制及び帯域制限を
行うために必要に応じて電極形状をダブル電極及び重み
付けを行った形状にしても構わない。特に、本実施の形
態のように表面弾性波の進行方向に３つ以上の電極が構
成されている場合、各電極をダブル電極構造にすること
による不要輻射抑制の効果は非常に大きく、出力信号の
安定に効果を有する。

【００９２】さらに、本実施の形態では圧電性基板とし
て水晶による構成について説明したが、同等の性能を有
する材料を用いても実現できることは言うまでもない。

【００９３】さらに、実施の形態３および実施の形態４
の形状の表面弾性波素子についても本実施の形態を適用
することができる。

【００９４】さらに、本実施の形態においては、第１の
出力用櫛形電極８３ａと第２の出力用櫛形電極８４ａ，
第３の出力用櫛形電極８３ｂと第４の出力用櫛形電極８
４ｂとを並列に接続して出力電極８２ａ，８２ｂを形成
し、加算回路の機能を持たせたが、外部に加算回路を設
けるならば出力用櫛形電極８３ａと８４ａ，８３ｂと８
４ｂを並列に接続せずに形成し、それぞれの出力用櫛形
電極８３ａ，８４ａ，８３ｂ，８４ｂから別々に出力信
号を取り出して外部の加算回路にて加算を行い復調信号
を得ることが可能であることは明らかである。

【００９５】以上のように本実施の形態によれば、第１
の出力用櫛形電極８３ａと第２の出力用櫛形電極８４
ａ，第３の出力用櫛形電極８３ｂと第４の出力用櫛形電
極８４ｂとを並列に接続して出力電極８２ａ，８２ｂを
形成して加算回路の機能を持たせるようにしたので、外
部に加算回路を設けることなくＱＰＳＫ方式における復
調が可能となり、また、２つの表面弾性波マッチドフィ
ルタと２つの表面弾性波遅延線とを同一基板上に形成し
たので、表面弾性波素子の小型化が可能となり、ＱＰＳ
Ｋ方式に対応した復調回路を簡単にかつ小型に構成する
ことができる。

【００９６】（実施の形態７）図１１は本発明の実施の
形態７による表面弾性波部品を示す断面図である。図１
１において、９１は表面弾性波素子、９２は表面弾性波
素子９１を保持固定し気密封止するためのパッケージの
ベース、９３は表面弾性波素子９１の入出力端子とグラ
ンド端子とに接続してパッケージの外に端子を引き出す
ためその接続数に応じてベース９２に設けられたリード
ピン、９４は表面弾性波素子９１の各端子とリードピン
９３を接続するためのＡｕ，Ａｌ等からなるワイヤー、
９５はベースと溶接され表面弾性波素子９１を気密封止
するためのキャップである。気密封止する際には窒素ガ
スや不活性ガスを充填している。

【００９７】この様な構成にすることによって、表面弾
性波素子９１は外部環境と遮断されるので、素子表面に
異物が付着することによって生じる表面弾性波伝搬速度
の変化や余計な反射、また櫛形電極のショート等の不具
合が発生しない。

【００９８】図１１において実施の形態２〜６の表面弾
性波素子を用いることによって、簡単な復調回路構成で
ＱＰＳＫ方式における復調が可能となり、伝送速度の速
いＳＳ通信システムを構築することができる。

【００９９】なお、上記の説明では、表面弾性波素子を
キャンシールパッケージにワイヤーボンディングで接続
して封止する構成について説明したが、その封止および
実装の形態について規定されるものではなく、例えばセ
ラミックパッケージやモールドパッケージ等で封止した
構成や、フリップチップやＴＡＢ（Tape AutomatedBond
ing 、テープ使用自動ボンディング）等によってパッケ
ージと基板を接続する構成等それぞれ必要に応じた構成
の封止および実装の形態において実施可能である。

【０１００】以上のように本実施の形態によれば、表面
弾性波素子９１をパッケージに気密封止するようにした
ので、外部環境の影響が遮断され、表面弾性波素子９１
の動作が安定化すると共に長寿命化を図ることができ
る。

【０１０１】

【発明の効果】以上のように本発明のスペクトラム拡散
通信装置によれば、相関信号取得回路からの出力信号を
遅延させる第１と第２の遅延回路と、相関信号取得回路
の出力信号と第１および第２の遅延回路の出力信号とを
加算する第１および第２の加算回路を有することによ
り、第１の加算回路から同相成分の元データを復調し、
第２の加算回路から直交成分の元データを復調すること
ができるので、表面弾性波マッチドフィルタで相関信号
取得回路を構成し、表面弾性波遅延線で第１、第２の遅
延回路を構成するようにすれば、表面弾性波マッチドフ
ィルタと表面弾性波遅延線を用いた簡単な構成でＱＰＳ
Ｋ方式の復調を行うことができるという有利な効果が得
られる。

【０１０２】また、相関信号取得回路を表面弾性波マッ
チドフィルタとし、遅延回路を表面弾性波遅延線とした
ことにより、表面弾性波マッチドフィルタで相関信号を
取得し、表面弾性波遅延線で信号を遅延することができ
るので、表面弾性波マッチドフィルタと表面弾性波遅延
線を用いた簡単な構成でＱＰＳＫ方式の復調を行うこと
ができるという有利な効果が得られる。

【０１０３】

【０１０４】

【０１０５】

【０１０６】

【０１０７】

【０１０８】

【０１０９】

【０１１０】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１によるスペクトラム拡散
通信装置を示すブロック図

【図２】図１のスペクトラム拡散通信装置を構成するＳ
Ｓ復調部を示すブロック図

【図３】ＱＰＳＫ方式を復調する際の表面弾性波マッチ
ドフィルタおよび遅延回路の出力信号の位相状態を示す
位相状態図

【図４】（ａ）情報信号（元データ）を示す信号列図 （ｂ）情報信号を差動符号化した信号を示す信号列図 （ｃ）ＳＳ復調部における表面弾性波マッチドフィルタ
（相関信号取得回路）の出力信号を示す波形図 （ｄ）遅延回路の出力信号を示す波形図 （ｅ）加算回路の出力信号を示す波形図 （ｆ）遅延回路の出力信号を示す波形図 （ｇ）加算回路の出力信号を示す波形図 （ｈ）復調された情報信号（元データ）を示す信号列図

【図５】（ａ）本発明の実施の形態１に用いた表面弾性
波マッチドフィルタを示すパターン図 （ｂ）本発明の実施の形態１に用いた表面弾性波遅延線
を示すパターン図 （ｃ）本発明の実施の形態１に用いた表面弾性波遅延線
を示すパターン図

【図６】（ａ）本発明の実施の形態２による表面弾性波
素子を示すパターン図 （ｂ）本発明の実施の形態２による表面弾性波素子を示
すパターン図

【図７】（ａ）本発明の実施の形態３による表面弾性波
素子を示すパターン図 （ｂ）本発明の実施の形態３による表面弾性波素子を示
すパターン図

【図８】本発明の実施の形態４による表面弾性波素子を
示すパターン図

【図９】本発明の実施の形態５による表面弾性波素子を
示すパターン図

【図１０】本発明の実施の形態６による表面弾性波素子
を示すパターン図

【図１１】本発明の実施の形態７による表面弾性波部品
を示す断面図

【図１２】従来の復調装置に用いられる表面弾性波マッ
チドフィルタを示す概略図

【符号の説明】

１ ＳＳ変調部 ２ 送受信周波数変換部 ３ ＳＳ復調部 ４ アンテナ ５ 相関信号取得回路 ６、１０ 遅延回路 ７、１１ 加算回路 ８、９、１２、１３ 信号線（ライン） ２０ 表面弾性波マッチドフィルタ ２１、２７、３３ 圧電性基板 ２２、４１、５１、８１ 入力用符号化電極 ２３、２９、３５ 出力用櫛形電極 ２４、３０、３６、４５、５５、６７、７７、８７ 吸
音材 ２５、３１、３７、４６、５６、６５、７５、８５ ア
ースパターン ２６、３２ 表面弾性波遅延線 ２８、３４ 入力用櫛形電極 ４０、５０、６０、７０、８０ 水晶基板 ４２ａ、５２ａ、６２ａ、６２ｂ、７２ａ、７２ｂ 出
力電極 ８２ａ、８２ｂ 出力電極 ４３、５３ 第１の出力用櫛形電極 ４４ａ、５４ａ 第２の出力用櫛形電極 ４７、４８、５７、５８、６８、７８、８８、９１ 表
面弾性波素子 ６１ａ、７１ａ 第１の入力用符号化電極 ６１ｂ、７１ｂ 第２の入力用符号化電極 ６３ａ、７３ａ、８３ａ 第１の出力用櫛形電極 ６３ｂ、７３ｂ、８３ｂ 第３の出力用櫛形電極 ６４ａ、７４ａ、８４ａ 第２の出力用櫛形電極 ６４ｂ、７４ｂ、８４ｂ 第４の出力用櫛形電極 ７６、８６ クロック信号用の出力用櫛形電極 ９２ ベース ９３ リードピン ９４ ワイヤー ９５ キャップ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−105610（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−302552（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−181564（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−160143（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−83487（ＪＰ，Ａ) 特表 平８−501672（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06 H04L 27/00 - 27/38 H03H 9/42

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】送信データを所定の符号系列でＳＳ信号に
   変換するＳＳ変調部と、ＳＳ信号を元データに復調する
   ＳＳ復調部とを有するスペクトラム拡散通信装置であっ
   て、前記ＳＳ復調部は、ＳＳ信号を復調して相関信号を
   得る相関信号取得回路と、前記相関信号取得回路からの
   出力信号を遅延させる第１と第２の遅延回路と、前記相
   関信号取得回路の出力信号と前記第１および第２の遅延
   回路の出力信号とを加算する第１および第２の加算回路
   を有し、前記第１の遅延回路は入力信号をＴ＋（±ｎ＋
   ５×ａ／８）／ｆｃ（Ｔは受信・復調する信号の１周
   期、ｆｃは前記相関信号取得回路へ入力される信号のキ
   ャリア周波数、ｎは（２×キャリア周波数ｆｃ／チップ
   レート）の値以下の０を含む整数、ａは１／２≦ａ≦３
   ／２の範囲の値）遅延させ、前記第２の遅延回路は入力
   信号をＴ＋（±ｍ−５×ａ／８）／ｆｃ（ｍは（２×キ
   ャリア周波数ｆｃ／チップレート）の値以下の０を含む
   整数）遅延させるスペクトラム拡散通信装置。
2. 【請求項２】前記相関信号取得回路は表面弾性波マッチ
   ドフィルタであり、前記遅延回路は表面弾性波遅延線で
   ある請求項１に記載のスペクトラム拡散通信装置。