JP3404837B2 - 多層符号化装置 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば、映画フィルム
映写システム、ビデオテープレコーダ、ビデオディスク
プレーヤ等のステレオや、いわゆるマルチサラウンド音
響システムにおいて用いられるマルチチャネルのディジ
タルオーディオ信号を圧縮符号化する多層符号化装置に
関するものである。 【０００２】 【従来の技術】オーディオ或いは音声等の信号の高能率
符号化の手法及び装置には種々あるが、例えば、時間領
域のオーディオ信号等を単位時間毎にブロック化してこ
のブロック毎の時間軸の信号を周波数軸上の信号に変換
（直交変換）して複数の周波数帯域に分割し、各帯域毎
に符号化するブロック化周波数帯域分割方式、いわゆる
変換符号化（トランスフォームコーティング）や、時間
領域のオーディオ信号等を単位時間毎にブロック化しな
いで、複数の周波数帯域に分割して符号化する非ブロッ
ク化周波数帯域分割方式である帯域分割符号化（サブバ
ンドコーディング：ＳＢＣ）等を挙げることができる。
また、上述の帯域分割符号化と変換符号化とを組み合わ
せた高能率符号化の手法及び装置も考えられており、こ
の場合には、例えば、上記帯域分割符号化で帯域分割を
行った後、該各帯域毎の信号を周波数領域の信号に直交
変換し、この直交変換された各帯域毎に符号化が施され
る。 【０００３】ここで、上述した帯域分割符号化の帯域分
割用フィルタとしては、例えばＱＭＦ等のフィルタがあ
り、これは1976 R.E.Crochiere Digital coding of sp
eechin subbands Bell Syst.Tech. J. Vol.55, No.8 1
976に、述べられている。また、ICASSP 83, BOSTON Po
lyphase Quadrature filters-A new subband codingtec
hnique Joseph H. Rothweiler には等バンド幅のフィル
タ分割手法及び装置が述べられている。 【０００４】また、上述した直交変換としては、例え
ば、入力オーディオ信号を所定単位時間（フレーム）で
ブロック化し、該ブロック毎に高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）、コサイン変換（ＤＣＴ）、モディファイドＤＣＴ
変換（ＭＤＣＴ）などを行うことで時間軸を周波数軸に
変換するような直交変換がある。このＭＤＣＴについて
は、ICASSP 1987 Subband/Transform Coding Using Fil
ter Bank Designs Basedon Time Domain Aliasing Canc
ellation J.P.Princen A.B.Bradley Univ. ofSurrey R
oyal Melbourne Inst.of Tech.に述べられている。 【０００５】更に、周波数帯域分割された各周波数成分
を量子化する場合の周波数分割幅としては、例えば人間
の聴覚特性を考慮した帯域分割がある。すなわち、一般
に臨界帯域（クリティカルバンド）と呼ばれている高域
程帯域幅が広くなるような帯域幅で、オーディオ信号を
複数（例えば２５バント）の帯域に分割することがあ
る。また、この時の各帯域毎のデータを符号化する際に
は、各帯域毎に所定のビット配分或いは、各帯域毎に適
応的なビット配分による符号化が行われる。例えば、上
記ＭＤＣＴ処理されて得られた係数データを上記ビット
配分によって符号化する際には、上記各ブロック毎のＭ
ＤＣＴ処理により得られる各帯域毎のＭＤＣＴ係数デー
タに対して、適応的な配分ビット数で符号化が行われる
ことになる。 【０００６】上記ビット配分手法及びそのための装置と
しては、次の２手法及び装置が知られている。IEEE Tra
nsactions of Accoustics,Speech,and Signal Processi
ng,vol.ASSP-25,No.4,August 1977 では、各帯域毎の信
号の大きさをもとに、ビット配分を行っている。また、
ICASSP 1980 The critical band coder--digital encod
ing ofthe perceptual requirements of the auditory
system M.A. Kransner MIT では、聴覚マスキングを利
用することで、各帯域毎に必要な信号対雑音比を得て固
定的なビット配分を行う手法及び装置が述べられてい
る。 【０００７】ここで、例えば上述したようなサブバンド
コーディング等を用いたオーディオ信号の高能率圧縮符
号化方式においては、人間の聴覚上の特性を利用し、オ
ーディオデータを約１／５に圧縮するような方式が既に
実用化されている。なお、このオーディオデータを約１
／５に圧縮する高能率符号化方式としては、例えばいわ
ゆるＡＴＲＡＣ（Adaptive TRansform Acoustic Codin
g) と呼ばれる方式が存在する。 【０００８】さらに、通常のオーディオ機器の場合のみ
ならず、例えば映画フィルム映写システム、高品位テレ
ビジョン、ビデオテープレコーダ、ビデオディスクプレ
ーヤ等のステレオないしはマルチサラウンド音響システ
ムにおいては、例えば４〜８チャネル等の複数チャネル
のオーディオ或いは音声信号を扱うようになりつつあ
り、この場合においても、ビットレートを削減する高能
率符号化を行うことが望まれている。 【０００９】特に、業務用においては、ディジタルオー
ディオのマルチチャネル化が進んでおり、例えば８チャ
ネルのディジタルオーディオ信号を扱う機器が浸透して
きている。上記８チャネルのディジタルオーディオ信号
を扱う機器としては、例えば映画フィルム映写システム
等がある。また、高品位テレビジョン、ビデオテープレ
コーダ、ビデオディスクプレーヤ等のステレオないしは
マルチサラウンド音響システムにおいても、例えば４〜
８チャネル等の複数チャネルのオーディオ或いは音声信
号を扱うようになりつつある。 【００１０】ここで、上記８チャネルのディジタルオー
ディオ信号を扱う映画フィルム映写システムにおいて
は、上記映画フィルムに対して、例えばレフトチャネ
ル，レフトセンタチャネル，センタチャネル，ライトセ
ンタチャネル，ライトチャネル，サラウンドレフトチャ
ネル，サラウンドライトチャネル，サブウーファチャネ
ルの８チャネルのディジタルオーディオ信号を記録する
ことが行われつつある。なお、上記映画フィルムに記録
する上記８チャネルの各チャネルは、例えば当該映画フ
ィルムの画像記録領域から再生された画像が映写機によ
って投影されるスクリーン側に配置されるレフトスピー
カ、レフトセンタースピーカ、センタスピーカ、ライト
センタスピーカ、ライトスピーカ、サブウーファスピー
カ、観客席を取り囲むように左側に配置されるサラウン
ドレフトスピーカ及び右側に配置されるサラウンドライ
トスピーカと対応するものである。 【００１１】ただし、映画フィルムに上記８チャネルの
ディジタルオーディオ信号を記録する場合において、映
画フィルムには、例えばいわゆるＣＤ（コンパクトディ
スク）などで用いているようなサンプリング周波数４
４．１ｋＨｚで１６ビットの直線量子化されたオーディ
オデータを上記８チャネル分も記録できる領域を確保す
ることは困難であるため、上記８チャネルのオーディオ
データを圧縮して記録するようになされる。例えば、当
該８チャネルのディジタルオーディオデータを圧縮する
圧縮方法としては、上述したような人間の聴覚の特性を
考慮して最適なビット割り当てを行うことによって、例
えばいわゆるＣＤ（コンパクトディスク）などに記録さ
れるようなサンプリング周波数４４．１ｋＨｚで１６ビ
ットのディジタルオーディオデータを約１／５に圧縮し
ながらも、ＣＤ並の音質を達成する前記高能率符号化方
式（いわゆるＡＴＲＡＣ方式など）を適用するようにし
ている。 【００１２】また、フィルムという媒体は、表面に傷な
どが発生しやすいため、ディジタルデータをオリジナル
のまま記録していたのでは、データ欠けが激しく実用に
ならない。このため、エラー訂正符号の能力が非常に重
要になり、上記データ圧縮は、その訂正符号も含めて上
記フィルム上の記録領域に記録可能な程度まで行う必要
がある。 【００１３】 【発明が解決しようとする課題】しかし、上述のような
マルチチャネルのオーディオ信号を高能率符号化する方
式では、各チャネル毎に圧縮が行われるため、全体とし
てのビット配分量（バイト配分量）が必ずしも有効に使
用されているとは言い難い。例えば、あるチャネルには
少ないビット配分でもよいが、他のチャネルではより多
くのビット配分を必要とする場合がある。このように、
従来の高能率符号化方式では、各チャネルにわたってビ
ット配分量（バイト配分量）を眺めると無駄が多いと思
われる。特に、各チャネル毎にビット配分量（或いはバ
イト配分量）が固定されている場合には、上記のような
無駄がさらに顕著になると考えられる。近年は、さらに
圧縮率を高めることも望まれている。 【００１４】そこで、本発明は、上述したようなことに
鑑み、より圧縮率を高めることができると共に、チャネ
ル間のビット配分をも可能とする多層符号化装置を提供
することを目的としている。 【００１５】 【課題を解決するための手段】本発明は、上述の目的を
達成するために提案されたものであり、本発明の多層符
号化装置は、複数チャネルのディジタルオーディオ信号
を多層符号化するものであり、各チャネルのディジタル
オーディオ信号が入力され、当該ディジタルオーディオ
信号を圧縮符号化する第１の符号化手段と、上記第１の
符号化手段の出力符号化信号が供給され、チャネル毎の
スペクトラルエンベロープに基づいて、各チャネルにビ
ット配分を行って符号化する第２の符号化手段とを有し
てなることを特徴とするものである。 【００１６】 【作用】本発明によれば、第１の符号化手段で各チャネ
ルのディジタルオーディオ信号を圧縮符号化した後、こ
の第１の符号化手段の出力符号化信号に対して、さらに
第２の符号化手段によってチャネル毎のスペクトラルエ
ンベロープに基づいて、各チャネルにビット配分を行っ
て符号化することでチャネル間のビット配分と高圧縮率
を実現している。 【００１７】 【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
ながら説明する。 【００１８】図１には、本発明実施例の多層符号化装置
の要部の構成を示す。 【００１９】本発明実施例の多層符号化装置は、この図
１に示すように、複数チャネルＣＨ１〜ＣＨｎのディジ
タルオーディオ信号を多層符号化するものであり、各チ
ャネルＣＨ１〜ＣＨｎのディジタルオーディオ信号が入
力され、当該ディジタルオーディオ信号を圧縮符号化す
る第１の符号化手段としての圧縮符号化回路２０２１〜
２０２ｎ及びエントロピィ符号化回路２０３１〜２０３
ｎと、上記第１の符号化手段のエントロピィ符号化回路
２０３１〜２０３ｎからのメイン情報の符号化信号（圧
縮符号化回路２０２１〜２０２ｎからの圧縮符号化され
たディジタルオーディオ信号）が供給されてチャネルＣ
Ｈ１〜ＣＨｎ毎のエネルギを検出するＬｏｇスペクトラ
ルエンベロープ検出回路２０８と、このＬｏｇスペクト
ラルエンベロープ検出回路２０８からの検出出力に略応
じた比率で各チャネルに割り当てる情報量を決定する
（ビット配分を行う）配分決定回路２０９と、この配分
決定回路２０９からのビット配分情報に基づいて、適応
量子化回路２０５１〜２０５ｎ（回路２０５２〜２０５
ｎの図示は省略）において上記エントロピィ符号化回路
２０３１〜２０３ｎからのメイン情報の符号化信号を適
応的に量子化すると共に、サブ情報圧縮回路２０４１〜
２０４ｎにおいて上記圧縮符号化回路２０２１〜２０２
ｎからのディジタルオーディオ信号の圧縮符号化に関連
するサブ情報（語長情報やスケールファクタの情報）を
適応的に圧縮符号化する第２の符号化手段（Ｌｏｇスペ
クトラルエンベロープ検出回路２０８，配分決定回路２
０９，適応量子化回路２０５ １ 〜２０５ ｎ ，サブ情報圧
縮回路２０４１〜２０４ｎ）とを有してなることを特徴
とするものである。 【００２０】なお、本発明の多層符号化装置によって圧
縮符号化された各チャネルのディジタルオーディオ信号
は、伝送路を介して伝送されたり、記録媒体に記録され
たりする。当該記録媒体として、例えば映画フィルムへ
の記録や、光ディスク，光磁気ディスク，相変化型光デ
ィスク，磁気ディスク等のディスク状記録媒体、磁気テ
ープ等のテープ状記録媒体への記録、半導体メモリ，Ｉ
Ｃカードなどへ記録される。 【００２１】ここで、上記記録媒体として映画フィルム
を用い、この映画フィルムへの記録を行う場合の上記各
チャネルＣＨ１〜ＣＨ８は、例えば図２に示すようにス
ピーカが配置されるディジタルサラウンドシステムに対
応することになる。各スピーカに対応するチャネルは、
センタ（Ｃ）チャネル、サブウーファ（ＳＷ）チャネ
ル、レフト（Ｌ）チャネル、レフトセンタ（ＣＬ）チャ
ネル、ライト（Ｒ）チャネル、ライトセンタ（ＣＲ）チ
ャネル、レフトサラウンド（ＬＢ）チャネル、ライトサ
ラウンド（ＲＢ）チャネルの８つである。 【００２２】すなわちこの図２において、上記スピーカ
配置に対応する各チャネルは、例えば当該映画フィルム
の画像記録領域から再生された画像が映写機（プロジェ
クタ１００）によって投影されるスクリーン１０１側に
配置されたレフトスピーカ１０６，レフトセンタースピ
ーカ１０４，センタースピーカ１０２，ライトセンター
スピーカ１０５，ライトスピーカ１０７，サラウンドレ
フトスピーカ１０８，サラウンドライトスピーカ１０
９，サブウーファスピーカ１０３と対応するものであ
る。 【００２３】上記センタスピーカ１０２は、スクリーン
１０１側の中央に配置され、センタチャネルのオーディ
オデータによる再生音を出力するもので例えば俳優のせ
りふ等の最も重要な再生音を出力する。上記サブウーフ
ァスピーカ１０３は、サブウーファチャネルのオーディ
オデータによる再生音を出力するもので、例えば爆発音
などの低域の音というよりは振動として感じられる音を
効果的に出力するものであり、爆発シーンなどに効果的
に使用されることが多いものである。上記レフトスピー
カ１０６及びライトスピーカ１０７は、上記スクリーン
１０１の左右に配置され、レフトチャネルのオーディオ
データによる再生音とライトチャネルのオーディオデー
タによる再生音を出力するもので、ステレオ音響効果を
発揮する。上記レフトセンタスピーカ１０４とライトセ
ンタスピーカ１０５は、上記センタスピーカ１０２と上
記レフトスピーカ１０６及びライトスピーカ１０７との
間に配置され、レフトセンタチャネルのオーディオデー
タによる再生音とライトセンタチャネルのオーディオデ
ータによる再生音を出力するもので、それぞれ上記レフ
トスピーカ１０６及びライトスピーカ１０７の補助的な
役割を果たす。特にスクリーン１０１が大きく収容人数
の多い映画館等では、座席の位置によって音像の定位が
不安定になりやすいが、上記レフトセンタスピーカ１０
４とライトセンタスピーカ１０７を付加することによ
り、音像のよりリアルな定位を作り出すのに効果を発揮
する。さらに、上記サラウンドレフトスピーカ１０８と
サラウンドライトスピーカ１０９は、観客席を取り囲む
ように配置され、サラウンドレフトチャネルのオーディ
オデータによる再生音とサラウンドライトチャネルのオ
ーディオデータによる再生音を出力するもので、残響音
や拍手、歓声に包まれた印象を与える効果がある。これ
により、より立体的な音像を作り出すことができる。 【００２４】図１に戻って、本実施例の多層符号化装置
について説明する。この図１において、各入力端子２０
１1 〜２０１n には、それぞれ対応する各チャネルのデ
ィジタルオーディオ信号が供給される。 【００２５】各入力端子２０１1 〜２０１n に供給され
た各チャネルのディジタルオーディオ信号は、対応する
各圧縮符号化回路２０２1 〜２０２n に送られて、ここ
で各チャネル毎にそれぞれ圧縮符号化される。なお、各
圧縮符号化回路２０２1 〜２０２n の詳細な構成につい
ては後述する。 【００２６】各圧縮符号化回路２０２1 〜２０２n で圧
縮符号化されたディジタルオーディオ信号は、メイン情
報としてエントロピィ符号化回路２０３1 〜２０３n に
送られ、ここで、それぞれが可変長符号化される。ま
た、上記圧縮符号化回路２０２ 1 〜２０２n でのディジ
タルオーディオ信号の圧縮符号化に関連する後述する語
長情報やスケールファクタの情報は、サブ情報としてサ
ブ情報圧縮回路２０４1〜２０４n に送られ、ここで各
チャネル毎のビット配分情報に基づいて圧縮される。 【００２７】上記エントロピィ符号化回路２０３1 〜２
０３n からのエントロピィ符号化された各メイン情報
は、適応量子化回路２０５1 〜２０５n に送られると共
に、Ｌｏｇスペクトラルエンベロープ検出回路２０８に
も送られる。なお、図１では、チャネルＣＨ２〜ＣＨｎ
の各エントロピィ符号化回路２０３2 〜２０３n からの
エントロピィ符号化されたメイン情報は、それぞれ対応
する端子２１０2 〜２１０n から、図示を省略している
各チャネルＣＨ２〜ＣＨｎに対応する適応量子化回路２
０５2 〜２０５n に送られると共に、端子２１５2 〜２
１５n を介して上記Ｌｏｇスペクトラルエンベロープ検
出回路２０８に送られるようになっている。 【００２８】上記エントロピィ符号化された各メイン情
報が供給されるＬｏｇスペクトラルエンベロープ検出回
路２０８では、これら各チャネルのメイン情報からそれ
ぞれエネルギを検出して、各チャネルのＬｏｇスペクト
ラルエンベロープを検出する。当該各チャネルのＬｏｇ
スペクトラルエンベロープ情報は、上記配分決定回路２
０９に送られる。 【００２９】当該配分決定回路２０９では、上記Ｌｏｇ
スペクトラルエンベロープ検出回路２０８からの各チャ
ネルのＬｏｇスペクトラルエンベロープ情報に基づい
て、各チャネルのメイン情報に対するチャネル間ビット
配分情報と、各サブ情報に対するチャネル間ビット配分
情報を決定する。 【００３０】上記配分決定回路２０９からの上記メイン
情報に対するチャネル間ビット配分情報は、適応量子化
回路２０５1 〜２０５n に送られ、上記サブ情報に対す
るチャネル間ビット配分情報は、上記サブ情報圧縮回路
２０４1 〜２０４n に送られる。なお、図１の例では、
チャネルＣＨ２〜ＣＨｎのメイン情報に対するチャネル
間ビット配分情報は端子２１４2 〜２１４n を介して図
示を省略している適応量子化回路２０５2 〜２０５n に
送られ、チャネルＣＨ２〜ＣＨｎのサブ情報に対するチ
ャネル間ビット配分情報は端子２１７2 〜２１７n 及び
端子２１６2 〜２１６n を介してサブ情報圧縮回路２０
４2 〜２０４n に送られる。 【００３１】上記適応量子化回路２０５1 〜２０５n で
は、上記メイン情報に対するチャネル間ビット配分情報
を用いて、上記各エントロピィ符号化回路２０３1 〜２
０３ n からのエントロピィ符号化されたディジタルオー
ディオ信号を適応的に量子化する。 【００３２】また、上記サブ情報圧縮回路２０４ １ 〜２
０４ ｎ では、上記サブ情報に対するチャネル間ビット配
分情報を用いて、上記圧縮符号化回路２０２１〜２０２
ｎからのサブ情報（語長情報，スケールファクタ情報）
を圧縮符号化する。 【００３３】上記適応量子化回路２０５１〜２０５ｎと
サブ情報圧縮回路２０４ １ 〜２０４ ｎ からの各出力は、
マルチプレクサ２０６に送られる。なお、チャネルＣＨ
２〜ＣＨｎの図示を省略している適応量子化回路２０５
２〜２０５ｎからの各出力は、端子２１２２〜２１２ｎ
を介して上記マルチプレクサ２０６に送られ、チャネル
ＣＨ２〜ＣＨｎのサブ情報圧縮回路２０４ ２ 〜２０４ ｎ
からの各出力は、端子２１３２〜２１３ｎを介して上記
マルチプレクサ２０６に送られる。 【００３４】当該マルチプレクサ２０６では、供給され
た各データをマルチプレクスして端子２０７から出力す
る。この出力データが符号化データとして例えば記録媒
体等に記録される。 【００３５】また、図１の本実施例装置においては、例
えば図３に示すように、上記圧縮符号化回路２０２1 〜
２０２n に対して供給する各チャネルのディジタルオー
ディオ信号から、少なくとも２チャネル毎（図３の例で
は全チャネル毎）に対応してそれぞれ設けたハイパスフ
ィルタ２２２によって高域成分のみを取り出した後、こ
れら各高域成分を加算回路２２３によって加算し、端子
２２５を介した当該高域成分の加算データに対して、所
定の処理、例えば圧縮符号化，エントロピィ符号化及び
量子化の処理を施すようにすることもできる。このと
き、上記高域成分を取り出す各チャネルの入力ディジタ
ルオーディオ信号からは、それぞれローパスフィルタ２
２１によって低域成分も取り出し、端子２２４を介して
対応する圧縮符号化回路２０２1 〜２０２n に送るよう
にする。その後、上記高域及び低域成分を取り出す各チ
ャネルのうち、ある１つのチャネル（図３の例ではチャ
ネルＣＨ１）の上記マルチプレクサ２０６へ入力するメ
イン情報に対して、上記所定の処理を施した加算データ
を加算する処理（チャネル間クロストーク処理）を行う
ようにする。 【００３６】ここで、上記各チャネルの高域成分を加算
して、ある１つのチャネルの低域成分に加算することを
行うのは、以下の理由による。 【００３７】すなわち、人間の耳は高域の成分に対する
定位感が少なく、このため高域成分については例えば複
数個のスピーカのうちのいずれか１つのスピーカからで
ていても人間にはどのスピーカから出てきているのか聞
き取り難いという性質がある。このため、複数チャネル
のオーディオ信号の各高域成分を、そのうちの例えば１
チャネルに対応するスピーカのみに送るようにしても、
人間には各チャネルのオーディオ信号の高域成分が当該
１つのスピーカのみから出力されているとは感じられな
い。したがって、上述のように、上記各チャネルの高域
成分の音声を加算して、この加算データをある１つのチ
ャネルの低域成分に加算することで、各チャネルの高域
成分を１つのチャネル分に圧縮できることになる。 【００３８】次に、上記図１に示した圧縮符号化回路２
０２1 〜２０２n の具体的な構成について説明する。 【００３９】これら圧縮符号化回路２０２1 〜２０２n
では、オーディオＰＣＭ信号等の入力ディジタル信号
を、帯域分割符号化（ＳＢＣ）、適応変換符号化（ＡＴ
Ｃ）及び適応ビット配分（ＡＰＣ−ＡＢ）の各技術を用
いて圧縮符号化している。 【００４０】以下、図４を用いて説明する。図４に示す
本実施例の圧縮符号化回路２０２1 〜２０２n では、入
力ディジタル信号をフィルタなどにより複数の周波数帯
域に分割すると共に、各周波数帯域毎に直交変換を行っ
て、得られた周波数軸のスペクトルデータを、後述する
人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅（クリテ
ィカルバンド）毎に適応的にビット配分して符号化して
いる。この時、高域では臨界帯域幅を更に分割した帯域
を用いる。もちろんフィルタなどによる非ブロッキング
の周波数分割幅は等分割幅としてもよい。さらに、本実
施例においては、直交変換の前に入力信号に応じて適応
的にブロックサイズ（ブロック長）を変化させると共
に、クリティカルバンド単位もしくは高域では臨界帯域
幅（クリティカルバンド）を更に細分化したブロックで
フローティング処理を行っている。このクリティカルバ
ンドとは、人間の聴覚特性を考慮して分割された周波数
帯域であり、ある純音の周波数近傍の同じ強さの狭帯域
バンドノイズによって当該純音がマスクされるときのそ
のノイズの持つ帯域のことである。このクリティカルバ
ンドは、高域ほど帯域幅が広くなっており、上記０〜２
２ｋＨｚの全周波数帯域は例えば２５のクリティカルバ
ンドに分割されている。 【００４１】すなわち、図４において、入力端子１０に
は例えば０〜２２ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給
されている。この入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦ等
の帯域分割フィルタ１１により０〜１１ｋＨｚ帯域と１
１ｋ〜２２ｋＨｚ帯域とに分割され、０〜１１ｋＨｚ帯
域の信号は同じくいわゆるＱＭＦ等の帯域分割フィルタ
１２により０〜５．５ｋＨｚ帯域と５．５ｋ〜１１ｋＨ
ｚ帯域とに分割される。帯域分割フィルタ１１からの１
１ｋ〜２２ｋＨｚ帯域の信号は、直交変換回路の一例で
あるＭＤＣＴ（Modified Discrete Cosine Transform）
回路１３に送られ、帯域分割フィルタ１２からの５．５
ｋ〜１１ｋＨｚ帯域の信号はＭＤＣＴ回路１４に送ら
れ、帯域分割フィルタ１２からの０〜５．５ｋＨｚ帯域
の信号はＭＤＣＴ回路１５に送られることにより、それ
ぞれＭＤＣＴ処理される。なお、各ＭＤＣＴ回路１３、
１４、１５では、各帯域毎に設けたブロック決定回路１
９、２０、２１により決定されたブロックサイズに基づ
いてＭＤＣＴ処理がなされる。 【００４２】ここで、上記ブロック決定回路１９、２
０、２１により決定される各ＭＤＣＴ回路１３、１４、
１５でのブロックサイズの具体例を図５のＡ及びＢに示
す。なお、図５のＡには直交変換ブロックサイズが長い
場合（ロングモードにおける直交変換ブロックサイズ）
を、図５のＢには直交変換ブロックサイズが短い場合
（ショートモードにおける直交変換ブロックサイズ）を
示ししている。この図５の具体例においては、３つのフ
ィルタ出力は、それぞれ２つの直交変換ブロックサイズ
を持つ。すなわち、低域側の０〜５．５ｋＨｚ帯域の信
号及び中域の５．５ｋ〜１１ｋＨｚ帯域の信号に対して
は、長いブロック長の場合（図５のＡ）は１ブロック内
のサンプル数を１２８サンプルとし、短いブロックが選
ばれた場合（図５のＢ）には１ブロック内のサンプル数
を３２サンプル毎のブロックとしている。これに対して
高域側の１１ｋ〜２２ｋＨｚ帯域の信号に対しては、長
いブロック長の場合（図５のＡ）は１ブロック内のサン
プル数を２５６サンプルとし、短いブロックが選ばれた
場合（図５のＢ）には１ブロック内のサンプル数を３２
サンプル毎のブロックとしている。このようにして短い
ブロックが選ばれた場合には各帯域の直交変換ブロック
のサンプル数を同じとして高域程時間分解能を上げ、な
おかつブロック化に使用するウインドウの種類を減らし
ている。なお、上記ブロック決定回路１９、２０、２１
で決定されたブロックサイズを示す情報は、後述の適応
ビット配分符号化回路１６、１７、１８に送られると共
に、出力端子２３、２５、２７から出力される。 【００４３】再び図５において、各ＭＤＣＴ回路１３、
１４、１５にてＭＤＣＴ処理されて得られた周波数領域
のスペクトルデータあるいはＭＤＣＴ係数データは、い
わゆる臨界帯域（クリティカルバンド）または高域では
更にクリティカルバンドを分割した帯域毎にまとめられ
て適応ビット配分符号化回路１６、１７、１８に送られ
ている。 【００４４】適応ビット配分符号化回路１６、１７、１
８では、上記ブロックサイズの情報、及び臨界帯域（ク
リティカルバンド）または高域では更にクリティカルバ
ンドを分割した帯域毎に割り当てられたビット数に応じ
て各スペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）
を再量子化（正規化して量子化）するようにしている。
適応ビット配分符号化回路１６、１７、１８で符号化さ
れたデータは、出力端子２２、２４、２６を介して取り
出される。また、当該適応ビット配分符号化回路１６、
１７、１８では、どのような信号の大きさに関する正規
化がなされたかを示すスケールファクタ情報と、どのよ
うなビット長で量子化がされたかを示すビット長情報
（語長情報）も求めており、これらも同時に出力端子２
２、２４、２６から出力される。 【００４５】また、図５における各ＭＤＣＴ回路１３、
１４、１５の出力からは、上記臨界帯域（クリティカル
バンド）または高域では更にクリティカルバンドを分割
した帯域毎のエネルギが、例えば当該バンド内での各振
幅値の２乗平均の平方根を計算すること等により求めら
れる。もちろん、上記スケールファクタそのものを以後
のビット配分の為に用いるようにしてもよい。この場合
には新たなエネルギ計算の演算が不要となるため、ハー
ド規模の節約となる。また、各バンド毎のエネルギの代
わりに、振幅値のピーク値、平均値等を用いることも可
能である。 【００４６】ここで、上記適応ビット配分回路１６、１
７、１８のより具体的な構成を図６で説明する。この図
６に示す適応ビット配分回路では、ＭＤＣＴ係数の大き
さが各ブロック毎に求められ、そのＭＤＣＴ係数が入力
端子８０１に供給される。当該入力端子８０１に供給さ
れたＭＤＣＴ係数は、帯域毎のエネルギ算出回路８０３
に与えられる。帯域毎のエネルギ算出回路８０３では、
クリティカルバンド又は高域においてはクリティカルバ
ンドを更に再分割したそれぞれの帯域に関する信号エネ
ルギを算出する。帯域毎のエネルギ算出回路８０３で算
出されたそれぞれの帯域に関するエネルギは、エネルギ
依存ビット配分回路８０４に供給される。 【００４７】エネルギ依存ビット配分回路８０４では、
使用可能総ビット発生回路８０２からの使用可能総ビッ
ト、本実施例では１２８Ｋｂｐｓの内のある割合（本実
施例では１００Ｋｂｐｓ）を用いて白色の量子化雑音を
作り出すようなビット配分を行う。このとき、入力信号
のトーナリティが高いほど、すなわち入力信号のスペク
トルの凸凹が大きいほど、このビット量が上記１２８Ｋ
ｂｐｓに占める割合が増加する。なお、入力信号のスペ
クトルの凸凹を検出するには、隣接するブロックのブロ
ックフローティング係数の差の絶対値の和を指標として
使う。そして、求められた使用可能なビット量につき、
各帯域のエネルギの対数値に比例したビット配分を行
う。 【００４８】聴覚許容雑音レベルに依存したビット配分
算出回路８０５は、先ず上記クリティカルバンド毎に分
割されたスペクトルデータに基づき、いわゆるマスキン
グ効果等を考慮した各クリティカルバンド毎の許容ノイ
ズ量を求め、次に聴覚許容雑音スペクトルを与えるよう
に使用可能総ビットからエネルギ依存ビットを引いたビ
ット分が配分される。このようにして求められたエネル
ギ依存ビットと聴覚許容雑音レベルに依存したビットは
加算されて、図４の適応ビット配分符号化回路１６、１
７、１８により各クリティカルバンド毎もしくは高域に
おいてはクリティカルバンドを更に複数帯域に分割した
帯域に割り当てられたビット数に応じて各スペクトルデ
ータ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）を再量子化するよ
うにしている。このようにして符号化されたデータは、
図４の出力端子２２、２４、２６を介して取り出され
る。 【００４９】さらに詳しく上記聴覚許容雑音スペクトル
依存のビット配分回路８０５中の聴覚許容雑音スペクト
ル算出回路について説明すると、ＭＤＣＴ回路１３、１
４、１５で得られたＭＤＣＴ係数が上記許容雑音算出回
路に与えられる。 【００５０】図７は上記許容雑音算出回路をまとめて説
明した一具体例の概略構成を示すブロック回路図であ
る。この図７において、入力端子５２１には、ＭＤＣＴ
回路１３、１４、１５からの周波数領域のスペクトルデ
ータが供給されている。 【００５１】この周波数領域の入力データは、帯域毎の
エネルギ算出回路５２２に送られて、上記クリティカル
バンド（臨界帯域）毎のエネルギが、例えば当該バンド
内での各振幅値２乗の総和を計算すること等により求め
られる。この各バンド毎のエネルギの代わりに、振幅値
のピーク値、平均値等が用いられることもある。このエ
ネルギ算出回路５２２からの出力として、例えば各バン
ドの総和値のスペクトルは、一般にバークスペクトルと
称されている。図８はこのような各クリティカルバンド
毎のバークスペクトルＳＢを示している。ただし、この
図８では、図示を簡略化するため、上記クリティカルバ
ンドのバンド数を１２バンド（Ｂ1 〜Ｂ12）で表現して
いる。 【００５２】ここで、上記バークスペクトルＳＢのいわ
ゆるマスキングに於ける影響を考慮するために、該バー
クスペクトルＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算す
るような畳込み（コンボリューション）処理を施す。こ
のため、上記帯域毎のエネルギ算出回路５２２の出力す
なわち該バークスペクトルＳＢの各値は、畳込みフィル
タ回路５２３に送られる。該畳込みフィルタ回路５２３
は、例えば、入力データを順次遅延させる複数の遅延素
子と、これら遅延素子からの出力にフィルタ係数（重み
付け関数）を乗算する複数の乗算器（例えば各バンドに
対応する２５個の乗算器）と、各乗算器出力の総和をと
る総和加算器とから構成されるものである。なお、上記
マスキングとは、人間の聴覚上の特性により、ある信号
によって他の信号がマスクされて聞こえなくなる現象を
いうものであり、このマスキング効果には、時間領域の
オーディオ信号による時間軸マスキング効果と、周波数
領域の信号による同時刻マスキング効果とがある。これ
らのマスキング効果により、マスキングされる部分にノ
イズがあったとしても、このノイズは聞こえないことに
なる。このため、実際のオーディオ信号では、このマス
キングされる範囲内のノイズは許容可能なノイズとされ
る。 【００５３】ここで、上記畳込みフィルタ回路５２３の
各乗算器の乗算係数（フィルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記バークスペ
クトルＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜
２５の任意の整数である。 【００５４】次に、上記畳込みフィルタ回路５２３の出
力は引算器５２４に送られる。該引算器５２４は、上記
畳込んだ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対
応するレベルαを求めるものである。なお、当該許容可
能なノイズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベ
ルαは、後述するように、逆コンボリューション処理を
行うことによって、クリティカルバンドの各バンド毎の
許容ノイズレベルとなるようなレベルである。ここで、
上記引算器５２４には、上記レベルαを求めるるための
許容関数（マスキングレベルを表現する関数）が供給さ
れる。この許容関数を増減させることで上記レベルαの
制御を行っている。当該許容関数は、次に説明するよう
な（ｎ−ａｉ）関数発生回路５２５から供給されている
ものである。 【００５５】すなわち、許容ノイズレベルに対応するレ
ベルαは、クリティカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の式で求めることがで
きる。 α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ） この式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳込み処
理されたバークスペクトルの強度であり、式中(n-ai)が
許容関数となる。例としてｎ＝３８，ａ＝−0.5を用い
ることができる。 【００５６】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは、割算器５２６に伝送される。当該割
算器５２６では、上記畳込みされた領域での上記レベル
αを逆コンボリューションするためのものである。した
がって、この逆コンボリューション処理を行うことによ
り、上記レベルαからマスキングスレッショールドが得
られるようになる。すなわち、このマスキングスレッシ
ョールドが許容ノイズスペクトルとなる。なお、上記逆
コンボリューション処理は、複雑な演算を必要とする
が、本実施例では簡略化した割算器５２６を用いて逆コ
ンボリューションを行っている。 【００５７】次に、上記マスキングスレッショールド
は、合成回路５２７を介して減算器５２８に伝送され
る。ここで、当該減算器５２８には、上記帯域毎のエネ
ルギ検出回路５２２からの出力、すなわち前述したバー
クスペクトルＳＢが、遅延回路５２９を介して供給され
ている。したがって、この減算器５２８で上記マスキン
グスレッショールドとバークスペクトルＳＢとの減算演
算が行われることで、図３に示すように、上記バークス
ペクトルＳＢは、該マスキングスレッショールドＭＳの
レベルで示すレベル以下がマスキングされることにな
る。なお、遅延回路５２９は上記合成回路５２７以前の
各回路での遅延量を考慮してエネルギ検出回路５２２か
らのバークスペクトルＳＢを遅延させるために設けられ
ている。 【００５８】当該減算器５２８からの出力は、許容雑音
補正回路５３０を介し、出力端子５３１を介して取り出
され、例えば配分ビット数情報が予め記憶されたＲＯＭ
等（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減算
回路５２８から許容雑音補正回路５３０を介して得られ
た出力（上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル設
定手段の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎の
配分ビット数情報を出力する。 【００５９】このようにしてエネルギ依存ビットと聴覚
許容雑音レベルに依存したビットは加算されてその配分
ビット数情報を用いて当該適応ビット配分符号化回路１
６、１７、１８では符号化が行われる。 【００６０】すなわち要約すれば、適応ビット配分符号
化回路１６、１７、１８では、上記クリティカルバンド
の各バンド帯域（クリティカルバンド）毎もしくは高域
においてはクリティカルバンドを更に複数帯域に分割し
た帯域のエネルギもしくはピーク値と上記ノイズレベル
設定手段の出力との差分のレベルに応じて配分されたビ
ット数で上記各バンド毎のスペクトルデータを量子化す
ることになる。 【００６１】ところで、上述した合成回路５２７での合
成の際には、最小可聴カーブ発生回路５３２から供給さ
れる図９に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる最
小可聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングスレ
ッショールドＭＳとを合成することができる。この最小
可聴カーブにおいて、雑音絶対レベルがこの最小可聴カ
ーブ以下ならば該雑音は聞こえないことになる。この最
小可聴カーブは、コーディングが同じであっても例えば
再生時の再生ボリュームの違いで異なるものとなが、現
実的なディジタルシステムでは、例えば１６ビットダイ
ナミックレンジへの音楽のはいり方にはさほど違いがな
いので、例えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえやすい周
波数帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周波
数帯域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量子化雑
音は聞こえないと考えられる。したがって、このように
例えばシステムの持つダイナミックレンジの４ｋＨｚ付
近の雑音が聞こえない使い方をすると仮定し、この最小
可聴カーブＲＣとマスキングスレッショールドＭＳとを
共に合成することで許容ノイズレベルを得るようにする
と、この場合の許容ノイズレベルは、図９中の斜線で示
す部分までとすることができるようになる。なお、本実
施例では、上記最小可聴カーブの４ｋＨｚのレベルを、
例えば２０ビット相当の最低レベルに合わせている。ま
た、この図９は、信号スペクトルＳＳも同時に示してい
る。 【００６２】また、上記許容雑音補正回路５３０では、
補正情報出力回路５３３から送られてくる例えば等ラウ
ドネスカーブの情報に基づいて、上記減算器５２８から
の出力における許容雑音レベルを補正している。ここ
で、等ラウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する
特性曲線であり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大きさに
聞こえる各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだも
ので、ラウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの
等ラウドネス曲線は、図９に示した最小可聴カーブＲＣ
と略同じ曲線を描くものである。この等ラウドネス曲線
においては、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚのところ
より音圧が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋＨｚと同じ大き
さに聞こえ、逆に、５０Ｈｚ付近では１ｋＨｚでの音圧
よりも約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえない。
このため、上記最小可聴カーブのレベルを越えた雑音
（許容ノイズレベル）は、該等ラウドネス曲線に応じた
カーブで与えられる周波数特性を持つようにするのが良
いことがわかる。このようなことから、上記等ラウドネ
ス曲線を考慮して上記許容ノイズレベルを補正すること
は、人間の聴覚特性に適合していることがわかる。 【００６３】以上述べた聴覚許容雑音レベルに依存した
スペクトル形状を使用可能総ビット１２８Ｋｂｐｓの内
のある割合を用いるビット配分でつくる。この割合は入
力信号のトーナリティが高くなるほど減少する。 【００６４】次にビット量分割手法について説明する。
図６に戻って、ＭＤＣＴ回路出力が供給される入力端子
８０１からの信号は、スペクトルの滑らかさ算出回路８
０８にも与えられ、ここでスペクトルの滑らかさが算出
される。本実施例では、信号スペクトルの絶対値の隣接
値間の差の絶対値の和を、信号スペクトルの絶対値の和
で割った値を、上記スペクトルの滑らかさとして算出し
ている。 【００６５】上記スペクトルの滑らかさ算出回路８０８
の出力は、ビット分割率決定回路８０９に与えられ、こ
こでエネルギ依存のビット配分と、聴覚許容雑音スペク
トルによるビット配分間のビット分割率とが決定され
る。ビット分割率はスペクトルの滑らかさ算出回路８０
８の出力値が大きいほど、スペクトルの滑らかさが無い
と考えて、エネルギ依存のビット配分よりも、聴覚許容
雑音スペクトルによるビット配分に重点をおいたビット
配分を行う。ビット分割率決定回路８０９は、それぞれ
エネルギ依存のビット配分及び聴覚許容雑音スペクトル
によるビット配分の大きさをコントロールするマルチプ
ライヤ８１１及び８１２に対してコントロール出力を送
る。ここで、仮にスペクトルが滑らかであり、エネルギ
依存のビット配分に重きをおくように、マルチプライヤ
８１１へのビット分割率決定回路８０９の出力が０．８
の値を取ったとき、マルチプライヤ８１２へのビット分
割率決定回路８０９の出力は１−０．８＝０．２とす
る。これら２つのマルチプライヤの出力はアダー８０６
で足し合わされて最終的なビット配分情報となって、出
力端子８０７から出力される。 【００６６】次に、図１０には、上記図４の圧縮符号化
回路に対応する伸張復号化回路の構成を示す。 【００６７】この図１０において、各帯域の量子化され
たＭＤＣＴ係数は、入力端子１２２、１２４、１２６に
与えられ、使用されたブロックサイズ情報は、入力端子
１２３、１２５、１２７に与えられる。復号化回路１１
６、１１７、１１８では適応ビット配分情報を用いてビ
ット割当を解除する。 【００６８】次に、ＩＭＤＣＴ回路１１３、１１４、１
１５では周波数領域の信号が時間領域の信号に変換され
る。これらの部分帯域の時間領域信号は、ＩＱＭＦ回路
１１２、１１１により、全体域信号に復号化される。そ
の後、ＩＱＭＦ回路１１１，１１２で帯域合成がなさ
れ、出力端子１１０から出力される。 【００６９】 【発明の効果】上述したように、本発明の多層符号化装
置においては、第１の符号化手段で各チャネルのディジ
タルオーディオ信号を圧縮符号化した後、この第１の符
号化手段の出力符号化信号に対して、さらに第２の符号
化手段によってチャネル毎のスペクトラルエンベロープ
に基づいて、各チャネルにビット配分を行って符号化す
ることにより、チャネル間のビット配分と高圧縮率を可
能としている。
映写システム、ビデオテープレコーダ、ビデオディスク
プレーヤ等のステレオや、いわゆるマルチサラウンド音
響システムにおいて用いられるマルチチャネルのディジ
タルオーディオ信号を圧縮符号化する多層符号化装置に
関するものである。 【０００２】 【従来の技術】オーディオ或いは音声等の信号の高能率
符号化の手法及び装置には種々あるが、例えば、時間領
域のオーディオ信号等を単位時間毎にブロック化してこ
のブロック毎の時間軸の信号を周波数軸上の信号に変換
（直交変換）して複数の周波数帯域に分割し、各帯域毎
に符号化するブロック化周波数帯域分割方式、いわゆる
変換符号化（トランスフォームコーティング）や、時間
領域のオーディオ信号等を単位時間毎にブロック化しな
いで、複数の周波数帯域に分割して符号化する非ブロッ
ク化周波数帯域分割方式である帯域分割符号化（サブバ
ンドコーディング：ＳＢＣ）等を挙げることができる。
また、上述の帯域分割符号化と変換符号化とを組み合わ
せた高能率符号化の手法及び装置も考えられており、こ
の場合には、例えば、上記帯域分割符号化で帯域分割を
行った後、該各帯域毎の信号を周波数領域の信号に直交
変換し、この直交変換された各帯域毎に符号化が施され
る。 【０００３】ここで、上述した帯域分割符号化の帯域分
割用フィルタとしては、例えばＱＭＦ等のフィルタがあ
り、これは1976 R.E.Crochiere Digital coding of sp
eechin subbands Bell Syst.Tech. J. Vol.55, No.8 1
976に、述べられている。また、ICASSP 83, BOSTON Po
lyphase Quadrature filters-A new subband codingtec
hnique Joseph H. Rothweiler には等バンド幅のフィル
タ分割手法及び装置が述べられている。 【０００４】また、上述した直交変換としては、例え
ば、入力オーディオ信号を所定単位時間（フレーム）で
ブロック化し、該ブロック毎に高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）、コサイン変換（ＤＣＴ）、モディファイドＤＣＴ
変換（ＭＤＣＴ）などを行うことで時間軸を周波数軸に
変換するような直交変換がある。このＭＤＣＴについて
は、ICASSP 1987 Subband/Transform Coding Using Fil
ter Bank Designs Basedon Time Domain Aliasing Canc
ellation J.P.Princen A.B.Bradley Univ. ofSurrey R
oyal Melbourne Inst.of Tech.に述べられている。 【０００５】更に、周波数帯域分割された各周波数成分
を量子化する場合の周波数分割幅としては、例えば人間
の聴覚特性を考慮した帯域分割がある。すなわち、一般
に臨界帯域（クリティカルバンド）と呼ばれている高域
程帯域幅が広くなるような帯域幅で、オーディオ信号を
複数（例えば２５バント）の帯域に分割することがあ
る。また、この時の各帯域毎のデータを符号化する際に
は、各帯域毎に所定のビット配分或いは、各帯域毎に適
応的なビット配分による符号化が行われる。例えば、上
記ＭＤＣＴ処理されて得られた係数データを上記ビット
配分によって符号化する際には、上記各ブロック毎のＭ
ＤＣＴ処理により得られる各帯域毎のＭＤＣＴ係数デー
タに対して、適応的な配分ビット数で符号化が行われる
ことになる。 【０００６】上記ビット配分手法及びそのための装置と
しては、次の２手法及び装置が知られている。IEEE Tra
nsactions of Accoustics,Speech,and Signal Processi
ng,vol.ASSP-25,No.4,August 1977 では、各帯域毎の信
号の大きさをもとに、ビット配分を行っている。また、
ICASSP 1980 The critical band coder--digital encod
ing ofthe perceptual requirements of the auditory
system M.A. Kransner MIT では、聴覚マスキングを利
用することで、各帯域毎に必要な信号対雑音比を得て固
定的なビット配分を行う手法及び装置が述べられてい
る。 【０００７】ここで、例えば上述したようなサブバンド
コーディング等を用いたオーディオ信号の高能率圧縮符
号化方式においては、人間の聴覚上の特性を利用し、オ
ーディオデータを約１／５に圧縮するような方式が既に
実用化されている。なお、このオーディオデータを約１
／５に圧縮する高能率符号化方式としては、例えばいわ
ゆるＡＴＲＡＣ（Adaptive TRansform Acoustic Codin
g) と呼ばれる方式が存在する。 【０００８】さらに、通常のオーディオ機器の場合のみ
ならず、例えば映画フィルム映写システム、高品位テレ
ビジョン、ビデオテープレコーダ、ビデオディスクプレ
ーヤ等のステレオないしはマルチサラウンド音響システ
ムにおいては、例えば４〜８チャネル等の複数チャネル
のオーディオ或いは音声信号を扱うようになりつつあ
り、この場合においても、ビットレートを削減する高能
率符号化を行うことが望まれている。 【０００９】特に、業務用においては、ディジタルオー
ディオのマルチチャネル化が進んでおり、例えば８チャ
ネルのディジタルオーディオ信号を扱う機器が浸透して
きている。上記８チャネルのディジタルオーディオ信号
を扱う機器としては、例えば映画フィルム映写システム
等がある。また、高品位テレビジョン、ビデオテープレ
コーダ、ビデオディスクプレーヤ等のステレオないしは
マルチサラウンド音響システムにおいても、例えば４〜
８チャネル等の複数チャネルのオーディオ或いは音声信
号を扱うようになりつつある。 【００１０】ここで、上記８チャネルのディジタルオー
ディオ信号を扱う映画フィルム映写システムにおいて
は、上記映画フィルムに対して、例えばレフトチャネ
ル，レフトセンタチャネル，センタチャネル，ライトセ
ンタチャネル，ライトチャネル，サラウンドレフトチャ
ネル，サラウンドライトチャネル，サブウーファチャネ
ルの８チャネルのディジタルオーディオ信号を記録する
ことが行われつつある。なお、上記映画フィルムに記録
する上記８チャネルの各チャネルは、例えば当該映画フ
ィルムの画像記録領域から再生された画像が映写機によ
って投影されるスクリーン側に配置されるレフトスピー
カ、レフトセンタースピーカ、センタスピーカ、ライト
センタスピーカ、ライトスピーカ、サブウーファスピー
カ、観客席を取り囲むように左側に配置されるサラウン
ドレフトスピーカ及び右側に配置されるサラウンドライ
トスピーカと対応するものである。 【００１１】ただし、映画フィルムに上記８チャネルの
ディジタルオーディオ信号を記録する場合において、映
画フィルムには、例えばいわゆるＣＤ（コンパクトディ
スク）などで用いているようなサンプリング周波数４
４．１ｋＨｚで１６ビットの直線量子化されたオーディ
オデータを上記８チャネル分も記録できる領域を確保す
ることは困難であるため、上記８チャネルのオーディオ
データを圧縮して記録するようになされる。例えば、当
該８チャネルのディジタルオーディオデータを圧縮する
圧縮方法としては、上述したような人間の聴覚の特性を
考慮して最適なビット割り当てを行うことによって、例
えばいわゆるＣＤ（コンパクトディスク）などに記録さ
れるようなサンプリング周波数４４．１ｋＨｚで１６ビ
ットのディジタルオーディオデータを約１／５に圧縮し
ながらも、ＣＤ並の音質を達成する前記高能率符号化方
式（いわゆるＡＴＲＡＣ方式など）を適用するようにし
ている。 【００１２】また、フィルムという媒体は、表面に傷な
どが発生しやすいため、ディジタルデータをオリジナル
のまま記録していたのでは、データ欠けが激しく実用に
ならない。このため、エラー訂正符号の能力が非常に重
要になり、上記データ圧縮は、その訂正符号も含めて上
記フィルム上の記録領域に記録可能な程度まで行う必要
がある。 【００１３】 【発明が解決しようとする課題】しかし、上述のような
マルチチャネルのオーディオ信号を高能率符号化する方
式では、各チャネル毎に圧縮が行われるため、全体とし
てのビット配分量（バイト配分量）が必ずしも有効に使
用されているとは言い難い。例えば、あるチャネルには
少ないビット配分でもよいが、他のチャネルではより多
くのビット配分を必要とする場合がある。このように、
従来の高能率符号化方式では、各チャネルにわたってビ
ット配分量（バイト配分量）を眺めると無駄が多いと思
われる。特に、各チャネル毎にビット配分量（或いはバ
イト配分量）が固定されている場合には、上記のような
無駄がさらに顕著になると考えられる。近年は、さらに
圧縮率を高めることも望まれている。 【００１４】そこで、本発明は、上述したようなことに
鑑み、より圧縮率を高めることができると共に、チャネ
ル間のビット配分をも可能とする多層符号化装置を提供
することを目的としている。 【００１５】 【課題を解決するための手段】本発明は、上述の目的を
達成するために提案されたものであり、本発明の多層符
号化装置は、複数チャネルのディジタルオーディオ信号
を多層符号化するものであり、各チャネルのディジタル
オーディオ信号が入力され、当該ディジタルオーディオ
信号を圧縮符号化する第１の符号化手段と、上記第１の
符号化手段の出力符号化信号が供給され、チャネル毎の
スペクトラルエンベロープに基づいて、各チャネルにビ
ット配分を行って符号化する第２の符号化手段とを有し
てなることを特徴とするものである。 【００１６】 【作用】本発明によれば、第１の符号化手段で各チャネ
ルのディジタルオーディオ信号を圧縮符号化した後、こ
の第１の符号化手段の出力符号化信号に対して、さらに
第２の符号化手段によってチャネル毎のスペクトラルエ
ンベロープに基づいて、各チャネルにビット配分を行っ
て符号化することでチャネル間のビット配分と高圧縮率
を実現している。 【００１７】 【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
ながら説明する。 【００１８】図１には、本発明実施例の多層符号化装置
の要部の構成を示す。 【００１９】本発明実施例の多層符号化装置は、この図
１に示すように、複数チャネルＣＨ１〜ＣＨｎのディジ
タルオーディオ信号を多層符号化するものであり、各チ
ャネルＣＨ１〜ＣＨｎのディジタルオーディオ信号が入
力され、当該ディジタルオーディオ信号を圧縮符号化す
る第１の符号化手段としての圧縮符号化回路２０２１〜
２０２ｎ及びエントロピィ符号化回路２０３１〜２０３
ｎと、上記第１の符号化手段のエントロピィ符号化回路
２０３１〜２０３ｎからのメイン情報の符号化信号（圧
縮符号化回路２０２１〜２０２ｎからの圧縮符号化され
たディジタルオーディオ信号）が供給されてチャネルＣ
Ｈ１〜ＣＨｎ毎のエネルギを検出するＬｏｇスペクトラ
ルエンベロープ検出回路２０８と、このＬｏｇスペクト
ラルエンベロープ検出回路２０８からの検出出力に略応
じた比率で各チャネルに割り当てる情報量を決定する
（ビット配分を行う）配分決定回路２０９と、この配分
決定回路２０９からのビット配分情報に基づいて、適応
量子化回路２０５１〜２０５ｎ（回路２０５２〜２０５
ｎの図示は省略）において上記エントロピィ符号化回路
２０３１〜２０３ｎからのメイン情報の符号化信号を適
応的に量子化すると共に、サブ情報圧縮回路２０４１〜
２０４ｎにおいて上記圧縮符号化回路２０２１〜２０２
ｎからのディジタルオーディオ信号の圧縮符号化に関連
するサブ情報（語長情報やスケールファクタの情報）を
適応的に圧縮符号化する第２の符号化手段（Ｌｏｇスペ
クトラルエンベロープ検出回路２０８，配分決定回路２
０９，適応量子化回路２０５ １ 〜２０５ ｎ ，サブ情報圧
縮回路２０４１〜２０４ｎ）とを有してなることを特徴
とするものである。 【００２０】なお、本発明の多層符号化装置によって圧
縮符号化された各チャネルのディジタルオーディオ信号
は、伝送路を介して伝送されたり、記録媒体に記録され
たりする。当該記録媒体として、例えば映画フィルムへ
の記録や、光ディスク，光磁気ディスク，相変化型光デ
ィスク，磁気ディスク等のディスク状記録媒体、磁気テ
ープ等のテープ状記録媒体への記録、半導体メモリ，Ｉ
Ｃカードなどへ記録される。 【００２１】ここで、上記記録媒体として映画フィルム
を用い、この映画フィルムへの記録を行う場合の上記各
チャネルＣＨ１〜ＣＨ８は、例えば図２に示すようにス
ピーカが配置されるディジタルサラウンドシステムに対
応することになる。各スピーカに対応するチャネルは、
センタ（Ｃ）チャネル、サブウーファ（ＳＷ）チャネ
ル、レフト（Ｌ）チャネル、レフトセンタ（ＣＬ）チャ
ネル、ライト（Ｒ）チャネル、ライトセンタ（ＣＲ）チ
ャネル、レフトサラウンド（ＬＢ）チャネル、ライトサ
ラウンド（ＲＢ）チャネルの８つである。 【００２２】すなわちこの図２において、上記スピーカ
配置に対応する各チャネルは、例えば当該映画フィルム
の画像記録領域から再生された画像が映写機（プロジェ
クタ１００）によって投影されるスクリーン１０１側に
配置されたレフトスピーカ１０６，レフトセンタースピ
ーカ１０４，センタースピーカ１０２，ライトセンター
スピーカ１０５，ライトスピーカ１０７，サラウンドレ
フトスピーカ１０８，サラウンドライトスピーカ１０
９，サブウーファスピーカ１０３と対応するものであ
る。 【００２３】上記センタスピーカ１０２は、スクリーン
１０１側の中央に配置され、センタチャネルのオーディ
オデータによる再生音を出力するもので例えば俳優のせ
りふ等の最も重要な再生音を出力する。上記サブウーフ
ァスピーカ１０３は、サブウーファチャネルのオーディ
オデータによる再生音を出力するもので、例えば爆発音
などの低域の音というよりは振動として感じられる音を
効果的に出力するものであり、爆発シーンなどに効果的
に使用されることが多いものである。上記レフトスピー
カ１０６及びライトスピーカ１０７は、上記スクリーン
１０１の左右に配置され、レフトチャネルのオーディオ
データによる再生音とライトチャネルのオーディオデー
タによる再生音を出力するもので、ステレオ音響効果を
発揮する。上記レフトセンタスピーカ１０４とライトセ
ンタスピーカ１０５は、上記センタスピーカ１０２と上
記レフトスピーカ１０６及びライトスピーカ１０７との
間に配置され、レフトセンタチャネルのオーディオデー
タによる再生音とライトセンタチャネルのオーディオデ
ータによる再生音を出力するもので、それぞれ上記レフ
トスピーカ１０６及びライトスピーカ１０７の補助的な
役割を果たす。特にスクリーン１０１が大きく収容人数
の多い映画館等では、座席の位置によって音像の定位が
不安定になりやすいが、上記レフトセンタスピーカ１０
４とライトセンタスピーカ１０７を付加することによ
り、音像のよりリアルな定位を作り出すのに効果を発揮
する。さらに、上記サラウンドレフトスピーカ１０８と
サラウンドライトスピーカ１０９は、観客席を取り囲む
ように配置され、サラウンドレフトチャネルのオーディ
オデータによる再生音とサラウンドライトチャネルのオ
ーディオデータによる再生音を出力するもので、残響音
や拍手、歓声に包まれた印象を与える効果がある。これ
により、より立体的な音像を作り出すことができる。 【００２４】図１に戻って、本実施例の多層符号化装置
について説明する。この図１において、各入力端子２０
１1 〜２０１n には、それぞれ対応する各チャネルのデ
ィジタルオーディオ信号が供給される。 【００２５】各入力端子２０１1 〜２０１n に供給され
た各チャネルのディジタルオーディオ信号は、対応する
各圧縮符号化回路２０２1 〜２０２n に送られて、ここ
で各チャネル毎にそれぞれ圧縮符号化される。なお、各
圧縮符号化回路２０２1 〜２０２n の詳細な構成につい
ては後述する。 【００２６】各圧縮符号化回路２０２1 〜２０２n で圧
縮符号化されたディジタルオーディオ信号は、メイン情
報としてエントロピィ符号化回路２０３1 〜２０３n に
送られ、ここで、それぞれが可変長符号化される。ま
た、上記圧縮符号化回路２０２ 1 〜２０２n でのディジ
タルオーディオ信号の圧縮符号化に関連する後述する語
長情報やスケールファクタの情報は、サブ情報としてサ
ブ情報圧縮回路２０４1〜２０４n に送られ、ここで各
チャネル毎のビット配分情報に基づいて圧縮される。 【００２７】上記エントロピィ符号化回路２０３1 〜２
０３n からのエントロピィ符号化された各メイン情報
は、適応量子化回路２０５1 〜２０５n に送られると共
に、Ｌｏｇスペクトラルエンベロープ検出回路２０８に
も送られる。なお、図１では、チャネルＣＨ２〜ＣＨｎ
の各エントロピィ符号化回路２０３2 〜２０３n からの
エントロピィ符号化されたメイン情報は、それぞれ対応
する端子２１０2 〜２１０n から、図示を省略している
各チャネルＣＨ２〜ＣＨｎに対応する適応量子化回路２
０５2 〜２０５n に送られると共に、端子２１５2 〜２
１５n を介して上記Ｌｏｇスペクトラルエンベロープ検
出回路２０８に送られるようになっている。 【００２８】上記エントロピィ符号化された各メイン情
報が供給されるＬｏｇスペクトラルエンベロープ検出回
路２０８では、これら各チャネルのメイン情報からそれ
ぞれエネルギを検出して、各チャネルのＬｏｇスペクト
ラルエンベロープを検出する。当該各チャネルのＬｏｇ
スペクトラルエンベロープ情報は、上記配分決定回路２
０９に送られる。 【００２９】当該配分決定回路２０９では、上記Ｌｏｇ
スペクトラルエンベロープ検出回路２０８からの各チャ
ネルのＬｏｇスペクトラルエンベロープ情報に基づい
て、各チャネルのメイン情報に対するチャネル間ビット
配分情報と、各サブ情報に対するチャネル間ビット配分
情報を決定する。 【００３０】上記配分決定回路２０９からの上記メイン
情報に対するチャネル間ビット配分情報は、適応量子化
回路２０５1 〜２０５n に送られ、上記サブ情報に対す
るチャネル間ビット配分情報は、上記サブ情報圧縮回路
２０４1 〜２０４n に送られる。なお、図１の例では、
チャネルＣＨ２〜ＣＨｎのメイン情報に対するチャネル
間ビット配分情報は端子２１４2 〜２１４n を介して図
示を省略している適応量子化回路２０５2 〜２０５n に
送られ、チャネルＣＨ２〜ＣＨｎのサブ情報に対するチ
ャネル間ビット配分情報は端子２１７2 〜２１７n 及び
端子２１６2 〜２１６n を介してサブ情報圧縮回路２０
４2 〜２０４n に送られる。 【００３１】上記適応量子化回路２０５1 〜２０５n で
は、上記メイン情報に対するチャネル間ビット配分情報
を用いて、上記各エントロピィ符号化回路２０３1 〜２
０３ n からのエントロピィ符号化されたディジタルオー
ディオ信号を適応的に量子化する。 【００３２】また、上記サブ情報圧縮回路２０４ １ 〜２
０４ ｎ では、上記サブ情報に対するチャネル間ビット配
分情報を用いて、上記圧縮符号化回路２０２１〜２０２
ｎからのサブ情報（語長情報，スケールファクタ情報）
を圧縮符号化する。 【００３３】上記適応量子化回路２０５１〜２０５ｎと
サブ情報圧縮回路２０４ １ 〜２０４ ｎ からの各出力は、
マルチプレクサ２０６に送られる。なお、チャネルＣＨ
２〜ＣＨｎの図示を省略している適応量子化回路２０５
２〜２０５ｎからの各出力は、端子２１２２〜２１２ｎ
を介して上記マルチプレクサ２０６に送られ、チャネル
ＣＨ２〜ＣＨｎのサブ情報圧縮回路２０４ ２ 〜２０４ ｎ
からの各出力は、端子２１３２〜２１３ｎを介して上記
マルチプレクサ２０６に送られる。 【００３４】当該マルチプレクサ２０６では、供給され
た各データをマルチプレクスして端子２０７から出力す
る。この出力データが符号化データとして例えば記録媒
体等に記録される。 【００３５】また、図１の本実施例装置においては、例
えば図３に示すように、上記圧縮符号化回路２０２1 〜
２０２n に対して供給する各チャネルのディジタルオー
ディオ信号から、少なくとも２チャネル毎（図３の例で
は全チャネル毎）に対応してそれぞれ設けたハイパスフ
ィルタ２２２によって高域成分のみを取り出した後、こ
れら各高域成分を加算回路２２３によって加算し、端子
２２５を介した当該高域成分の加算データに対して、所
定の処理、例えば圧縮符号化，エントロピィ符号化及び
量子化の処理を施すようにすることもできる。このと
き、上記高域成分を取り出す各チャネルの入力ディジタ
ルオーディオ信号からは、それぞれローパスフィルタ２
２１によって低域成分も取り出し、端子２２４を介して
対応する圧縮符号化回路２０２1 〜２０２n に送るよう
にする。その後、上記高域及び低域成分を取り出す各チ
ャネルのうち、ある１つのチャネル（図３の例ではチャ
ネルＣＨ１）の上記マルチプレクサ２０６へ入力するメ
イン情報に対して、上記所定の処理を施した加算データ
を加算する処理（チャネル間クロストーク処理）を行う
ようにする。 【００３６】ここで、上記各チャネルの高域成分を加算
して、ある１つのチャネルの低域成分に加算することを
行うのは、以下の理由による。 【００３７】すなわち、人間の耳は高域の成分に対する
定位感が少なく、このため高域成分については例えば複
数個のスピーカのうちのいずれか１つのスピーカからで
ていても人間にはどのスピーカから出てきているのか聞
き取り難いという性質がある。このため、複数チャネル
のオーディオ信号の各高域成分を、そのうちの例えば１
チャネルに対応するスピーカのみに送るようにしても、
人間には各チャネルのオーディオ信号の高域成分が当該
１つのスピーカのみから出力されているとは感じられな
い。したがって、上述のように、上記各チャネルの高域
成分の音声を加算して、この加算データをある１つのチ
ャネルの低域成分に加算することで、各チャネルの高域
成分を１つのチャネル分に圧縮できることになる。 【００３８】次に、上記図１に示した圧縮符号化回路２
０２1 〜２０２n の具体的な構成について説明する。 【００３９】これら圧縮符号化回路２０２1 〜２０２n
では、オーディオＰＣＭ信号等の入力ディジタル信号
を、帯域分割符号化（ＳＢＣ）、適応変換符号化（ＡＴ
Ｃ）及び適応ビット配分（ＡＰＣ−ＡＢ）の各技術を用
いて圧縮符号化している。 【００４０】以下、図４を用いて説明する。図４に示す
本実施例の圧縮符号化回路２０２1 〜２０２n では、入
力ディジタル信号をフィルタなどにより複数の周波数帯
域に分割すると共に、各周波数帯域毎に直交変換を行っ
て、得られた周波数軸のスペクトルデータを、後述する
人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅（クリテ
ィカルバンド）毎に適応的にビット配分して符号化して
いる。この時、高域では臨界帯域幅を更に分割した帯域
を用いる。もちろんフィルタなどによる非ブロッキング
の周波数分割幅は等分割幅としてもよい。さらに、本実
施例においては、直交変換の前に入力信号に応じて適応
的にブロックサイズ（ブロック長）を変化させると共
に、クリティカルバンド単位もしくは高域では臨界帯域
幅（クリティカルバンド）を更に細分化したブロックで
フローティング処理を行っている。このクリティカルバ
ンドとは、人間の聴覚特性を考慮して分割された周波数
帯域であり、ある純音の周波数近傍の同じ強さの狭帯域
バンドノイズによって当該純音がマスクされるときのそ
のノイズの持つ帯域のことである。このクリティカルバ
ンドは、高域ほど帯域幅が広くなっており、上記０〜２
２ｋＨｚの全周波数帯域は例えば２５のクリティカルバ
ンドに分割されている。 【００４１】すなわち、図４において、入力端子１０に
は例えば０〜２２ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給
されている。この入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦ等
の帯域分割フィルタ１１により０〜１１ｋＨｚ帯域と１
１ｋ〜２２ｋＨｚ帯域とに分割され、０〜１１ｋＨｚ帯
域の信号は同じくいわゆるＱＭＦ等の帯域分割フィルタ
１２により０〜５．５ｋＨｚ帯域と５．５ｋ〜１１ｋＨ
ｚ帯域とに分割される。帯域分割フィルタ１１からの１
１ｋ〜２２ｋＨｚ帯域の信号は、直交変換回路の一例で
あるＭＤＣＴ（Modified Discrete Cosine Transform）
回路１３に送られ、帯域分割フィルタ１２からの５．５
ｋ〜１１ｋＨｚ帯域の信号はＭＤＣＴ回路１４に送ら
れ、帯域分割フィルタ１２からの０〜５．５ｋＨｚ帯域
の信号はＭＤＣＴ回路１５に送られることにより、それ
ぞれＭＤＣＴ処理される。なお、各ＭＤＣＴ回路１３、
１４、１５では、各帯域毎に設けたブロック決定回路１
９、２０、２１により決定されたブロックサイズに基づ
いてＭＤＣＴ処理がなされる。 【００４２】ここで、上記ブロック決定回路１９、２
０、２１により決定される各ＭＤＣＴ回路１３、１４、
１５でのブロックサイズの具体例を図５のＡ及びＢに示
す。なお、図５のＡには直交変換ブロックサイズが長い
場合（ロングモードにおける直交変換ブロックサイズ）
を、図５のＢには直交変換ブロックサイズが短い場合
（ショートモードにおける直交変換ブロックサイズ）を
示ししている。この図５の具体例においては、３つのフ
ィルタ出力は、それぞれ２つの直交変換ブロックサイズ
を持つ。すなわち、低域側の０〜５．５ｋＨｚ帯域の信
号及び中域の５．５ｋ〜１１ｋＨｚ帯域の信号に対して
は、長いブロック長の場合（図５のＡ）は１ブロック内
のサンプル数を１２８サンプルとし、短いブロックが選
ばれた場合（図５のＢ）には１ブロック内のサンプル数
を３２サンプル毎のブロックとしている。これに対して
高域側の１１ｋ〜２２ｋＨｚ帯域の信号に対しては、長
いブロック長の場合（図５のＡ）は１ブロック内のサン
プル数を２５６サンプルとし、短いブロックが選ばれた
場合（図５のＢ）には１ブロック内のサンプル数を３２
サンプル毎のブロックとしている。このようにして短い
ブロックが選ばれた場合には各帯域の直交変換ブロック
のサンプル数を同じとして高域程時間分解能を上げ、な
おかつブロック化に使用するウインドウの種類を減らし
ている。なお、上記ブロック決定回路１９、２０、２１
で決定されたブロックサイズを示す情報は、後述の適応
ビット配分符号化回路１６、１７、１８に送られると共
に、出力端子２３、２５、２７から出力される。 【００４３】再び図５において、各ＭＤＣＴ回路１３、
１４、１５にてＭＤＣＴ処理されて得られた周波数領域
のスペクトルデータあるいはＭＤＣＴ係数データは、い
わゆる臨界帯域（クリティカルバンド）または高域では
更にクリティカルバンドを分割した帯域毎にまとめられ
て適応ビット配分符号化回路１６、１７、１８に送られ
ている。 【００４４】適応ビット配分符号化回路１６、１７、１
８では、上記ブロックサイズの情報、及び臨界帯域（ク
リティカルバンド）または高域では更にクリティカルバ
ンドを分割した帯域毎に割り当てられたビット数に応じ
て各スペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）
を再量子化（正規化して量子化）するようにしている。
適応ビット配分符号化回路１６、１７、１８で符号化さ
れたデータは、出力端子２２、２４、２６を介して取り
出される。また、当該適応ビット配分符号化回路１６、
１７、１８では、どのような信号の大きさに関する正規
化がなされたかを示すスケールファクタ情報と、どのよ
うなビット長で量子化がされたかを示すビット長情報
（語長情報）も求めており、これらも同時に出力端子２
２、２４、２６から出力される。 【００４５】また、図５における各ＭＤＣＴ回路１３、
１４、１５の出力からは、上記臨界帯域（クリティカル
バンド）または高域では更にクリティカルバンドを分割
した帯域毎のエネルギが、例えば当該バンド内での各振
幅値の２乗平均の平方根を計算すること等により求めら
れる。もちろん、上記スケールファクタそのものを以後
のビット配分の為に用いるようにしてもよい。この場合
には新たなエネルギ計算の演算が不要となるため、ハー
ド規模の節約となる。また、各バンド毎のエネルギの代
わりに、振幅値のピーク値、平均値等を用いることも可
能である。 【００４６】ここで、上記適応ビット配分回路１６、１
７、１８のより具体的な構成を図６で説明する。この図
６に示す適応ビット配分回路では、ＭＤＣＴ係数の大き
さが各ブロック毎に求められ、そのＭＤＣＴ係数が入力
端子８０１に供給される。当該入力端子８０１に供給さ
れたＭＤＣＴ係数は、帯域毎のエネルギ算出回路８０３
に与えられる。帯域毎のエネルギ算出回路８０３では、
クリティカルバンド又は高域においてはクリティカルバ
ンドを更に再分割したそれぞれの帯域に関する信号エネ
ルギを算出する。帯域毎のエネルギ算出回路８０３で算
出されたそれぞれの帯域に関するエネルギは、エネルギ
依存ビット配分回路８０４に供給される。 【００４７】エネルギ依存ビット配分回路８０４では、
使用可能総ビット発生回路８０２からの使用可能総ビッ
ト、本実施例では１２８Ｋｂｐｓの内のある割合（本実
施例では１００Ｋｂｐｓ）を用いて白色の量子化雑音を
作り出すようなビット配分を行う。このとき、入力信号
のトーナリティが高いほど、すなわち入力信号のスペク
トルの凸凹が大きいほど、このビット量が上記１２８Ｋ
ｂｐｓに占める割合が増加する。なお、入力信号のスペ
クトルの凸凹を検出するには、隣接するブロックのブロ
ックフローティング係数の差の絶対値の和を指標として
使う。そして、求められた使用可能なビット量につき、
各帯域のエネルギの対数値に比例したビット配分を行
う。 【００４８】聴覚許容雑音レベルに依存したビット配分
算出回路８０５は、先ず上記クリティカルバンド毎に分
割されたスペクトルデータに基づき、いわゆるマスキン
グ効果等を考慮した各クリティカルバンド毎の許容ノイ
ズ量を求め、次に聴覚許容雑音スペクトルを与えるよう
に使用可能総ビットからエネルギ依存ビットを引いたビ
ット分が配分される。このようにして求められたエネル
ギ依存ビットと聴覚許容雑音レベルに依存したビットは
加算されて、図４の適応ビット配分符号化回路１６、１
７、１８により各クリティカルバンド毎もしくは高域に
おいてはクリティカルバンドを更に複数帯域に分割した
帯域に割り当てられたビット数に応じて各スペクトルデ
ータ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）を再量子化するよ
うにしている。このようにして符号化されたデータは、
図４の出力端子２２、２４、２６を介して取り出され
る。 【００４９】さらに詳しく上記聴覚許容雑音スペクトル
依存のビット配分回路８０５中の聴覚許容雑音スペクト
ル算出回路について説明すると、ＭＤＣＴ回路１３、１
４、１５で得られたＭＤＣＴ係数が上記許容雑音算出回
路に与えられる。 【００５０】図７は上記許容雑音算出回路をまとめて説
明した一具体例の概略構成を示すブロック回路図であ
る。この図７において、入力端子５２１には、ＭＤＣＴ
回路１３、１４、１５からの周波数領域のスペクトルデ
ータが供給されている。 【００５１】この周波数領域の入力データは、帯域毎の
エネルギ算出回路５２２に送られて、上記クリティカル
バンド（臨界帯域）毎のエネルギが、例えば当該バンド
内での各振幅値２乗の総和を計算すること等により求め
られる。この各バンド毎のエネルギの代わりに、振幅値
のピーク値、平均値等が用いられることもある。このエ
ネルギ算出回路５２２からの出力として、例えば各バン
ドの総和値のスペクトルは、一般にバークスペクトルと
称されている。図８はこのような各クリティカルバンド
毎のバークスペクトルＳＢを示している。ただし、この
図８では、図示を簡略化するため、上記クリティカルバ
ンドのバンド数を１２バンド（Ｂ1 〜Ｂ12）で表現して
いる。 【００５２】ここで、上記バークスペクトルＳＢのいわ
ゆるマスキングに於ける影響を考慮するために、該バー
クスペクトルＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算す
るような畳込み（コンボリューション）処理を施す。こ
のため、上記帯域毎のエネルギ算出回路５２２の出力す
なわち該バークスペクトルＳＢの各値は、畳込みフィル
タ回路５２３に送られる。該畳込みフィルタ回路５２３
は、例えば、入力データを順次遅延させる複数の遅延素
子と、これら遅延素子からの出力にフィルタ係数（重み
付け関数）を乗算する複数の乗算器（例えば各バンドに
対応する２５個の乗算器）と、各乗算器出力の総和をと
る総和加算器とから構成されるものである。なお、上記
マスキングとは、人間の聴覚上の特性により、ある信号
によって他の信号がマスクされて聞こえなくなる現象を
いうものであり、このマスキング効果には、時間領域の
オーディオ信号による時間軸マスキング効果と、周波数
領域の信号による同時刻マスキング効果とがある。これ
らのマスキング効果により、マスキングされる部分にノ
イズがあったとしても、このノイズは聞こえないことに
なる。このため、実際のオーディオ信号では、このマス
キングされる範囲内のノイズは許容可能なノイズとされ
る。 【００５３】ここで、上記畳込みフィルタ回路５２３の
各乗算器の乗算係数（フィルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記バークスペ
クトルＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜
２５の任意の整数である。 【００５４】次に、上記畳込みフィルタ回路５２３の出
力は引算器５２４に送られる。該引算器５２４は、上記
畳込んだ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対
応するレベルαを求めるものである。なお、当該許容可
能なノイズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベ
ルαは、後述するように、逆コンボリューション処理を
行うことによって、クリティカルバンドの各バンド毎の
許容ノイズレベルとなるようなレベルである。ここで、
上記引算器５２４には、上記レベルαを求めるるための
許容関数（マスキングレベルを表現する関数）が供給さ
れる。この許容関数を増減させることで上記レベルαの
制御を行っている。当該許容関数は、次に説明するよう
な（ｎ−ａｉ）関数発生回路５２５から供給されている
ものである。 【００５５】すなわち、許容ノイズレベルに対応するレ
ベルαは、クリティカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の式で求めることがで
きる。 α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ） この式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳込み処
理されたバークスペクトルの強度であり、式中(n-ai)が
許容関数となる。例としてｎ＝３８，ａ＝−0.5を用い
ることができる。 【００５６】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは、割算器５２６に伝送される。当該割
算器５２６では、上記畳込みされた領域での上記レベル
αを逆コンボリューションするためのものである。した
がって、この逆コンボリューション処理を行うことによ
り、上記レベルαからマスキングスレッショールドが得
られるようになる。すなわち、このマスキングスレッシ
ョールドが許容ノイズスペクトルとなる。なお、上記逆
コンボリューション処理は、複雑な演算を必要とする
が、本実施例では簡略化した割算器５２６を用いて逆コ
ンボリューションを行っている。 【００５７】次に、上記マスキングスレッショールド
は、合成回路５２７を介して減算器５２８に伝送され
る。ここで、当該減算器５２８には、上記帯域毎のエネ
ルギ検出回路５２２からの出力、すなわち前述したバー
クスペクトルＳＢが、遅延回路５２９を介して供給され
ている。したがって、この減算器５２８で上記マスキン
グスレッショールドとバークスペクトルＳＢとの減算演
算が行われることで、図３に示すように、上記バークス
ペクトルＳＢは、該マスキングスレッショールドＭＳの
レベルで示すレベル以下がマスキングされることにな
る。なお、遅延回路５２９は上記合成回路５２７以前の
各回路での遅延量を考慮してエネルギ検出回路５２２か
らのバークスペクトルＳＢを遅延させるために設けられ
ている。 【００５８】当該減算器５２８からの出力は、許容雑音
補正回路５３０を介し、出力端子５３１を介して取り出
され、例えば配分ビット数情報が予め記憶されたＲＯＭ
等（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減算
回路５２８から許容雑音補正回路５３０を介して得られ
た出力（上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル設
定手段の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎の
配分ビット数情報を出力する。 【００５９】このようにしてエネルギ依存ビットと聴覚
許容雑音レベルに依存したビットは加算されてその配分
ビット数情報を用いて当該適応ビット配分符号化回路１
６、１７、１８では符号化が行われる。 【００６０】すなわち要約すれば、適応ビット配分符号
化回路１６、１７、１８では、上記クリティカルバンド
の各バンド帯域（クリティカルバンド）毎もしくは高域
においてはクリティカルバンドを更に複数帯域に分割し
た帯域のエネルギもしくはピーク値と上記ノイズレベル
設定手段の出力との差分のレベルに応じて配分されたビ
ット数で上記各バンド毎のスペクトルデータを量子化す
ることになる。 【００６１】ところで、上述した合成回路５２７での合
成の際には、最小可聴カーブ発生回路５３２から供給さ
れる図９に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる最
小可聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングスレ
ッショールドＭＳとを合成することができる。この最小
可聴カーブにおいて、雑音絶対レベルがこの最小可聴カ
ーブ以下ならば該雑音は聞こえないことになる。この最
小可聴カーブは、コーディングが同じであっても例えば
再生時の再生ボリュームの違いで異なるものとなが、現
実的なディジタルシステムでは、例えば１６ビットダイ
ナミックレンジへの音楽のはいり方にはさほど違いがな
いので、例えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえやすい周
波数帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周波
数帯域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量子化雑
音は聞こえないと考えられる。したがって、このように
例えばシステムの持つダイナミックレンジの４ｋＨｚ付
近の雑音が聞こえない使い方をすると仮定し、この最小
可聴カーブＲＣとマスキングスレッショールドＭＳとを
共に合成することで許容ノイズレベルを得るようにする
と、この場合の許容ノイズレベルは、図９中の斜線で示
す部分までとすることができるようになる。なお、本実
施例では、上記最小可聴カーブの４ｋＨｚのレベルを、
例えば２０ビット相当の最低レベルに合わせている。ま
た、この図９は、信号スペクトルＳＳも同時に示してい
る。 【００６２】また、上記許容雑音補正回路５３０では、
補正情報出力回路５３３から送られてくる例えば等ラウ
ドネスカーブの情報に基づいて、上記減算器５２８から
の出力における許容雑音レベルを補正している。ここ
で、等ラウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する
特性曲線であり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大きさに
聞こえる各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだも
ので、ラウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの
等ラウドネス曲線は、図９に示した最小可聴カーブＲＣ
と略同じ曲線を描くものである。この等ラウドネス曲線
においては、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚのところ
より音圧が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋＨｚと同じ大き
さに聞こえ、逆に、５０Ｈｚ付近では１ｋＨｚでの音圧
よりも約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえない。
このため、上記最小可聴カーブのレベルを越えた雑音
（許容ノイズレベル）は、該等ラウドネス曲線に応じた
カーブで与えられる周波数特性を持つようにするのが良
いことがわかる。このようなことから、上記等ラウドネ
ス曲線を考慮して上記許容ノイズレベルを補正すること
は、人間の聴覚特性に適合していることがわかる。 【００６３】以上述べた聴覚許容雑音レベルに依存した
スペクトル形状を使用可能総ビット１２８Ｋｂｐｓの内
のある割合を用いるビット配分でつくる。この割合は入
力信号のトーナリティが高くなるほど減少する。 【００６４】次にビット量分割手法について説明する。
図６に戻って、ＭＤＣＴ回路出力が供給される入力端子
８０１からの信号は、スペクトルの滑らかさ算出回路８
０８にも与えられ、ここでスペクトルの滑らかさが算出
される。本実施例では、信号スペクトルの絶対値の隣接
値間の差の絶対値の和を、信号スペクトルの絶対値の和
で割った値を、上記スペクトルの滑らかさとして算出し
ている。 【００６５】上記スペクトルの滑らかさ算出回路８０８
の出力は、ビット分割率決定回路８０９に与えられ、こ
こでエネルギ依存のビット配分と、聴覚許容雑音スペク
トルによるビット配分間のビット分割率とが決定され
る。ビット分割率はスペクトルの滑らかさ算出回路８０
８の出力値が大きいほど、スペクトルの滑らかさが無い
と考えて、エネルギ依存のビット配分よりも、聴覚許容
雑音スペクトルによるビット配分に重点をおいたビット
配分を行う。ビット分割率決定回路８０９は、それぞれ
エネルギ依存のビット配分及び聴覚許容雑音スペクトル
によるビット配分の大きさをコントロールするマルチプ
ライヤ８１１及び８１２に対してコントロール出力を送
る。ここで、仮にスペクトルが滑らかであり、エネルギ
依存のビット配分に重きをおくように、マルチプライヤ
８１１へのビット分割率決定回路８０９の出力が０．８
の値を取ったとき、マルチプライヤ８１２へのビット分
割率決定回路８０９の出力は１−０．８＝０．２とす
る。これら２つのマルチプライヤの出力はアダー８０６
で足し合わされて最終的なビット配分情報となって、出
力端子８０７から出力される。 【００６６】次に、図１０には、上記図４の圧縮符号化
回路に対応する伸張復号化回路の構成を示す。 【００６７】この図１０において、各帯域の量子化され
たＭＤＣＴ係数は、入力端子１２２、１２４、１２６に
与えられ、使用されたブロックサイズ情報は、入力端子
１２３、１２５、１２７に与えられる。復号化回路１１
６、１１７、１１８では適応ビット配分情報を用いてビ
ット割当を解除する。 【００６８】次に、ＩＭＤＣＴ回路１１３、１１４、１
１５では周波数領域の信号が時間領域の信号に変換され
る。これらの部分帯域の時間領域信号は、ＩＱＭＦ回路
１１２、１１１により、全体域信号に復号化される。そ
の後、ＩＱＭＦ回路１１１，１１２で帯域合成がなさ
れ、出力端子１１０から出力される。 【００６９】 【発明の効果】上述したように、本発明の多層符号化装
置においては、第１の符号化手段で各チャネルのディジ
タルオーディオ信号を圧縮符号化した後、この第１の符
号化手段の出力符号化信号に対して、さらに第２の符号
化手段によってチャネル毎のスペクトラルエンベロープ
に基づいて、各チャネルにビット配分を行って符号化す
ることにより、チャネル間のビット配分と高圧縮率を可
能としている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明実施例の多層符号化装置の概略構成を示
すブロック回路図である。 【図２】８チャネルディジタルサラウンドシステムにお
けるスピーカの配置を説明するための図である。 【図３】チャネル間クロストークを行う主要構成要素の
概略構成を示すブロック回路図である。 【図４】本実施例の圧縮符号化回路の構成例を示すブロ
ック回路図である。 【図５】圧縮符号化回路での信号の周波数及び時間分割
を示す図である。 【図６】情報信号の大きさ及び聴覚許容雑音スペクトル
の２者を用いたビット配分手法を実現する構成を示すブ
ロック回路図である。 【図７】許容雑音レベルを求める構成を示すブロック回
路図である。 【図８】各帯域の信号レベルによるマスキングスレショ
ールドの例を示す図である。 【図９】情報スペクトル、マスキングスレショールド、
最小可聴限を示す図である。 【図１０】本実施例の圧縮符号化回路に対応する伸張復
号化回路の構成例を示すブロック回路図である。 【符号の説明】 ２０２1 〜２０２n ・・・圧縮符号化回路 ２０３1 〜２０３n ・・・エントロピィ符号化回路 ２０４1 〜２０４n ・・・サブ情報圧縮回路 ２０５1 〜２０５n ・・・適応量子化回路 ２０６・・・マルチプレクサ ２０８・・・Ｌｏｇスペクトラルエンベロープ検出回路 ２０９・・・分配決定回路 ２２１・・・ローパスフィルタ ２２２・・・ハイパスフィルタ ２２３・・・加算回路 １１，１２・・・・・・・・帯域分割フィルタ １３，１４，１５・・・・・ＭＤＣＴ回路 １６，１７，１８・・・・・適応ビット配分符号化回路 １９，２０，２１・・・・・ブロックサイズ決定回路 ２２，２４，２６・・・・・符号化出力端子 ２３，２５，２７・・・・・ブロックサイズ情報出力端
子 １１６，１１７，１１８・・・適応ビット配分復号化回
路 １１３，１１４，１１５・・・ＩＭＤＣＴ回路 １１２，１１１・・・ＩＱＭＦ回路 ５２０・・・許容雑音算出回路 ５２１・・・許容雑音算出回路入力端子 ５２２・・・帯域毎のエネルギ検出回路 ５２３・・・畳込みフィルタ回路 ５２４・・・引算器 ５２５・・・ｎ−ａｉ関数発生回路 ５２６・・・割算器 ５２７・・・合成回路 ５２８・・・減算器 ５３０・・・許容雑音補正回路 ５３２・・・最小可聴カーブ発生回路 ５３３・・・補正情報出力回路 ８０１・・・ＭＤＣＴ回路出力端子 ８０２・・・使用可能総ビット発生回路 ８０３・・・帯域毎のエネルギ算出回路 ８０４・・・エネルギ依存のビット配分回路 ８０５・・・聴覚許容雑音レベル依存のビット配分回路 ８０６・・・アダー ８０７・・・各帯域のビット割当量出力端子 ８０８・・・スペクトルの滑らかさ算出回路 ８０９・・・ビット分割率決定回路 ８１１、８１２・・・マルチプライヤ
すブロック回路図である。 【図２】８チャネルディジタルサラウンドシステムにお
けるスピーカの配置を説明するための図である。 【図３】チャネル間クロストークを行う主要構成要素の
概略構成を示すブロック回路図である。 【図４】本実施例の圧縮符号化回路の構成例を示すブロ
ック回路図である。 【図５】圧縮符号化回路での信号の周波数及び時間分割
を示す図である。 【図６】情報信号の大きさ及び聴覚許容雑音スペクトル
の２者を用いたビット配分手法を実現する構成を示すブ
ロック回路図である。 【図７】許容雑音レベルを求める構成を示すブロック回
路図である。 【図８】各帯域の信号レベルによるマスキングスレショ
ールドの例を示す図である。 【図９】情報スペクトル、マスキングスレショールド、
最小可聴限を示す図である。 【図１０】本実施例の圧縮符号化回路に対応する伸張復
号化回路の構成例を示すブロック回路図である。 【符号の説明】 ２０２1 〜２０２n ・・・圧縮符号化回路 ２０３1 〜２０３n ・・・エントロピィ符号化回路 ２０４1 〜２０４n ・・・サブ情報圧縮回路 ２０５1 〜２０５n ・・・適応量子化回路 ２０６・・・マルチプレクサ ２０８・・・Ｌｏｇスペクトラルエンベロープ検出回路 ２０９・・・分配決定回路 ２２１・・・ローパスフィルタ ２２２・・・ハイパスフィルタ ２２３・・・加算回路 １１，１２・・・・・・・・帯域分割フィルタ １３，１４，１５・・・・・ＭＤＣＴ回路 １６，１７，１８・・・・・適応ビット配分符号化回路 １９，２０，２１・・・・・ブロックサイズ決定回路 ２２，２４，２６・・・・・符号化出力端子 ２３，２５，２７・・・・・ブロックサイズ情報出力端
子 １１６，１１７，１１８・・・適応ビット配分復号化回
路 １１３，１１４，１１５・・・ＩＭＤＣＴ回路 １１２，１１１・・・ＩＱＭＦ回路 ５２０・・・許容雑音算出回路 ５２１・・・許容雑音算出回路入力端子 ５２２・・・帯域毎のエネルギ検出回路 ５２３・・・畳込みフィルタ回路 ５２４・・・引算器 ５２５・・・ｎ−ａｉ関数発生回路 ５２６・・・割算器 ５２７・・・合成回路 ５２８・・・減算器 ５３０・・・許容雑音補正回路 ５３２・・・最小可聴カーブ発生回路 ５３３・・・補正情報出力回路 ８０１・・・ＭＤＣＴ回路出力端子 ８０２・・・使用可能総ビット発生回路 ８０３・・・帯域毎のエネルギ算出回路 ８０４・・・エネルギ依存のビット配分回路 ８０５・・・聴覚許容雑音レベル依存のビット配分回路 ８０６・・・アダー ８０７・・・各帯域のビット割当量出力端子 ８０８・・・スペクトルの滑らかさ算出回路 ８０９・・・ビット分割率決定回路 ８１１、８１２・・・マルチプライヤ
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 複数チャネルのディジタルオーディオ信
号を多層符号化する多層符号化装置において、 各チャネルのディジタルオーディオ信号が入力され、当
該ディジタルオーディオ信号を圧縮符号化する第１の符
号化手段と、 上記第１の符号化手段の出力符号化信号が供給され、チ
ャネル毎のスペクトラルエンベロープに基づいて、各チ
ャネルにビット配分を行って符号化する第２の符号化手
段とを有してなることを特徴とする多層符号化装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30689893A JP3404837B2 (ja) | 1993-12-07 | 1993-12-07 | 多層符号化装置 |
| US08/446,689 US5873065A (en) | 1993-12-07 | 1994-12-07 | Two-stage compression and expansion of coupling processed multi-channel sound signals for transmission and recording |
| JP7516380A JPH09500252A (ja) | 1993-12-07 | 1994-12-07 | 圧縮方法及び装置、伝送方法、マルチチャンネル圧縮音声信号の伸長方法及び装置、並びにマルチチャンネル圧縮音声信号の記録媒体 |
| EP95905899A EP0682850A1 (en) | 1993-12-07 | 1994-12-07 | Method and apparatus for compressing, method for transmitting, and method and apparatus for expanding compressed multi-channel sound signals, and recording medium for compressed multi-channel sound signals |
| CN94191534A CN1119902A (zh) | 1993-12-07 | 1994-12-07 | 用于压缩的方法和装置，用于传输的方法以及用于扩展被压缩多声道声音信号的方法和装置，和用于被压缩多声道声音信号的记录媒体 |
| PCT/US1994/014267 WO1995016333A1 (en) | 1993-12-07 | 1994-12-07 | Method and apparatus for compressing, method for transmitting, and method and apparatus for expanding compressed multi-channel sound signals, and recording medium for compressed multi-channel sound signals |
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|---|---|---|---|
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|---|---|
| JPH07160292A JPH07160292A (ja) | 1995-06-23 |
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ID=17962594
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30689893A Expired - Fee Related JP3404837B2 (ja) | 1993-12-07 | 1993-12-07 | 多層符号化装置 |
| JP7516380A Ceased JPH09500252A (ja) | 1993-12-07 | 1994-12-07 | 圧縮方法及び装置、伝送方法、マルチチャンネル圧縮音声信号の伸長方法及び装置、並びにマルチチャンネル圧縮音声信号の記録媒体 |
Family Applications After (1)
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|---|---|---|---|
| JP7516380A Ceased JPH09500252A (ja) | 1993-12-07 | 1994-12-07 | 圧縮方法及び装置、伝送方法、マルチチャンネル圧縮音声信号の伸長方法及び装置、並びにマルチチャンネル圧縮音声信号の記録媒体 |
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| CN (1) | CN1119902A (ja) |
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