JP3228153B2

JP3228153B2 - 能動型振動制御装置

Info

Publication number: JP3228153B2
Application number: JP29660596A
Authority: JP
Inventors: 健木村; 佐藤　　茂樹
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 1996-11-08
Filing date: 1996-11-08
Publication date: 2001-11-12
Anticipated expiration: 2016-11-08
Also published as: KR19980042195A; DE19749134A1; KR100282829B1; DE19749134B4; US6018689A; JPH10141427A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、車両エンジン等
の振動源から車体に伝達される振動に、制御振動源から
発せられる制御振動を干渉させることにより、振動の低
減を図る能動型振動制御装置に関し、特に、制御振動源
を駆動させるための制御アルゴリズムが、制御振動源
と、残留振動を検出する手段との間の伝達関数を含むも
のにおいて、その伝達関数を、複雑な演算処理が可能な
演算プロセッサや大容量のメモリを用いなくても、短時
間で高精度に演算できるようにしたものである。

【０００２】

【従来の技術】本発明のような能動型振動制御装置の場
合、制御振動源と残留振動を検出する手段との間の伝達
関数は、その能動型振動制御装置の適用対象装置，適用
対象設備毎の特性バラツキによって微妙に異なるし、ま
た、適用対象装置等の使用に伴う特性変化等によって当
初の状態からは変化してしまう可能性があるため、高精
度の振動低減制御を実行するためには、能動型振動制御
装置を適用対象装置に組み込んだ後に伝達関数を同定し
たり、適用対象装置の定期検査毎に伝達関数を同定する
ことが望ましい。

【０００３】そこで、本出願人は、先に特開平６−３３
２４７１号公報に開示されるような技術を提案してい
る。即ち、この公報に開示された従来技術は、制御音源
や制御振動源からインパルス信号に応じた同定音や同定
振動を発生させ、その応答を残留騒音や残留振動を検出
する手段で計測することにより、能動型騒音制御装置や
能動型振動制御装置の制御アルゴリズムに必要な伝達関
数を同定するようになっている。そして、そのインパル
ス信号に応じた同定音や同定信号を発生するタイミング
を、騒音源や振動源から騒音や振動が発生していない状
態から発生する状態に移行する直前に限ることにより、
演算負荷の大幅な増大を招くことなく、また、人間等の
不快感を与えることなく、伝達関数の同定が行えるよう
になっていた。

【０００４】なお、その他の先行技術としては、振動の
低減ではなく騒音の低減技術に関するものではあるが、
特開平３−２５９７２２号公報に開示されたものがあ
る。この公報に開示された装置は、冷蔵庫のコンプレッ
サで発生し機械室ダクトを通じて外部に放射される騒音
を、その機械室ダクトから放射される前に打ち消す装置
であって、機械室ダクト内の騒音制御を行うラウドスピ
ーカ及びマイクロフォンを備えていて、コンプレッサの
駆動状態に応じてラウドスピーカから制御音を発生して
騒音低減を図る一方、騒音制御特性が劣化しないよう
に、コンプレッサが停止する度に、ホワイトノイズ信号
に応じた同定音を発生して、ラウドスピーカ及びマイク
ロフォン間の伝達関数を測定し、フィルタの同定を行っ
ている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】確かに、上述したよう
な先行技術によれば、能動型振動制御装置や能動型騒音
制御装置の適用対象装置毎に、制御に必要な伝達関数を
同定することは可能であるから、高精度の振動低減制御
等が期待できる。

【０００６】一方、上述したような先行技術において伝
達関数を同定するためには、インパルス信号又はホワイ
トノイズ信号に応じた同定音を発生する必要があるが、
それらインパルス信号及びホワイトノイズ信号は、全周
波数帯域の成分を含む信号であるため、同定音を発生し
ても広い周波数帯域に出力が分散されてしまう。する
と、同定音の全出力を十分に高くしなければ、各周波数
成分毎の出力が僅かになってしまい、伝達関数の同定が
不十分になってしまう。従って、各周波数成分毎の出力
が十分に得られるように、高い出力で同定音を発生しな
ければならないという要求がある。

【０００７】かかる要求に対しては、例えばラウドスピ
ーカを制御音源とした能動型騒音制御装置であれば、大
出力可能なラウドスピーカはスペース的な余裕さえ確保
できれば適用することは容易であるから、比較的容易に
達成することができる。

【０００８】しかしながら、例えば車両のエンジンから
車体に伝達される振動を、そのエンジン及び車体間に配
設されたエンジンマウントで能動的な支持力を発生する
ことによって低減するようになっている能動型振動制御
装置の場合、エンジンマウントが発生可能な能動的な支
持力に限界がある。このため、大きなインパルス信号や
ホワイトノイズ信号を制御振動源としてのエンジンマウ
ントに供給しても、実際に発生する同定音のレベルはそ
れほど高くならず、このままでは伝達関数の同定に長時
間を要してしまう。

【０００９】また、車両エンジン等が振動源となる場合
のように実際の振動低減制御の際には、ホワイトノイズ
のような全周波数帯域に渡った振動が発生するのではな
く、特定の周波数に集中した振動が発生するのが一般的
であるから、ホワイトノイズ信号等による同定音では実
際の使用条件に適した伝達関数の同定が行えない場合も
ある。

【００１０】さらに、実際に伝達関数の同定を行う状況
を考えると、例えば車両用の能動型振動制御装置であれ
ば、工場のライン上において、能動型振動制御装置を搭
載した車両毎に伝達関数の同定を行うため、車両に搭載
されたコントローラを用いて伝達関数の同定を行わなけ
ればならないし、その同定に要する時間も工場のライン
速度に大きな影響を与えないようにできるだけ短時間で
なければならない。つまり、各車両毎の伝達関数の同定
は、実験室において高能力・大メモリ容量のコンピュー
タを用いて十分な時間枠の中で同定演算を行うのとは異
なり、車両に搭載された比較的低能力のコントローラに
よって、しかも限られた時間内で行わなければならない
のである。

【００１１】本発明は、このような従来の技術が有する
未解決の課題に着目してなされたものであって、振動低
減制御に必要な伝達関数を、複雑な演算処理が可能なコ
ントローラや大容量のメモリを用いなくても、短時間で
高精度に演算することができる能動型振動制御装置を提
供することを目的としている。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１に係る発明は、振動源から発せられる振動
と干渉する制御振動を発生可能な制御振動源と、前記振
動源の振動発生状態を検出し基準信号として出力する基
準信号生成手段と、前記干渉後の振動を検出し残留振動
信号として出力する残留振動検出手段と、前記基準信号
及び前記残留振動信号に基づき前記制御振動源及び前記
残留振動検出手段間の伝達関数を含む制御アルゴリズム
を用いて前記振動が低減するように前記制御振動源を駆
動する能動制御手段と、を備えた能動型振動制御装置に
おいて、正弦波を離散化してなる同定信号の各離散値を
出力サンプリング・クロックに同期して順次前記制御振
動源に供給する同定信号供給手段と、前記同定信号に応
じた振動が前記制御振動源から発せられた場合の前記残
留振動信号を入力サンプリング・クロックに同期して読
み込む応答信号読み込み手段と、前記応答信号読み込み
手段が読み込んだ前記残留振動信号に基づいて前記伝達
関数を同定する伝達関数同定手段と、前記出力サンプリ
ング・クロックの周期及び前記入力サンプリング・クロ
ックの周期を個別に設定可能な周期個別設定手段と、を
設けた。

【００１３】請求項２に係る発明は、上記請求項１に係
る発明である能動型振動制御装置において、前記正弦波
の周波数を複数設定し、前記同定信号供給手段は前記正
弦波を一つずつ選択して前記同定信号とするようになっ
ているものである。

【００１４】また、請求項３に係る発明は、上記請求項
２に係る発明である能動型振動制御装置において、前記
出力サンプリング・クロックの周期を、前記同定信号と
なる前記正弦波の周波数に応じて可変とする出力周期可
変手段を設けた。

【００１５】そして、請求項４に係る発明は、上記請求
項３に係る発明である能動型振動制御装置において、前
記出力周期可変手段は、前記同定信号となる前記正弦波
の周波数の上昇に応じて前記出力サンプリング・クロッ
クの周期を短くするようになっているものである。

【００１６】さらに、請求項５に係る発明は、上記請求
項４に係る発明である能動型振動制御装置において、正
弦波を等間隔で所定個数に離散化してなる数列を記憶し
た数列記憶手段を設け、前記同定信号供給手段は、前記
数列記憶手段に記憶されている前記数列の各数値を、前
記同定信号の各離散値として、前記出力サンプリング・
クロックに同期して順番に前記制御振動源に供給するよ
うになっているものである。

【００１７】また、請求項６に係る発明は、上記請求項
２〜４に係る発明である能動型振動制御装置において、
各正弦波に、対応する前記出力サンプリング・クロック
の周期に応じた個別の位相進みを予め与えた。

【００１８】そして、請求項７に係る発明は、上記請求
項６に係る発明である能動型振動制御装置において、前
記位相進みが与えられた各正弦波を対応する出力サンプ
リング・クロックの周期で離散化してなる複数の数列を
記憶した数列記憶手段を設け、前記同定信号供給手段
は、前記数列記憶手段に記憶されている前記複数の数列
を一つずつ選択し、その選択された数列の各数値を、前
記同定信号の各離散値として、前記出力サンプリング・
クロックに同期して順番に前記制御振動源に供給するよ
うになっている。

【００１９】また、請求項８に係る発明は、上記請求項
２〜７に係る発明である能動型振動制御装置において、
各正弦波の振幅を、その周波数に応じて個別に設定し
た。そして、請求項９に係る発明は、請求項８に係る発
明である能動型振動制御装置において、各正弦波の振幅
を、その周波数の上昇に応じて小さくした。

【００２０】また、請求項１０に係る発明は、上記請求
項２〜７に係る発明である能動型振動制御装置におい
て、前記伝達関数同定手段は、前記同定信号供給手段が
前記正弦波を変更する度に前記応答信号読み込み手段が
読み込んだ前記残留振動信号をフーリエ変換して前記各
正弦波の周波数に相当する成分を抽出するフーリエ変換
手段と、このフーリエ変換手段が抽出した各周波数成分
を合成したものを逆フーリエ変換して前記伝達関数とし
てのインパルス応答を求める逆フーリエ変換手段と、を
備えた。

【００２１】そして、請求項１１に係る発明は、上記請
求項８又は９に係る発明である能動型振動制御装置にお
いて、前記伝達関数同定手段は、前記同定信号供給手段
が前記正弦波を変更する度に前記応答信号読み込み手段
が読み込んだ前記残留振動信号をフーリエ変換して前記
各正弦波の周波数に相当する成分を抽出するフーリエ変
換手段と、このフーリエ変換手段が抽出した各周波数成
分を各正弦波の振幅で補正する補正手段と、この補正手
段の各結果を合成したものを逆フーリエ変換して前記伝
達関数としてのインパルス応答を求める逆フーリエ変換
手段と、を備えた。

【００２２】さらに、請求項１２に係る発明は、上記請
求項１〜１１に係る発明である能動型振動制御装置にお
いて、前記能動制御手段は、フィルタ係数可変の適応デ
ィジタルフィルタと、前記基準信号を前記適応ディジタ
ルフィルタでフィルタ処理することにより前記制御振動
源を駆動する駆動信号を生成し出力する駆動信号生成手
段と、前記伝達関数に前記基準信号を入力した場合の応
答結果である更新用基準信号を演算する更新用基準信号
演算手段と、前記残留振動信号及び前記更新用基準信号
に基づき前記制御アルゴリズムとしての逐次更新型の適
応アルゴリズムに従って前記適応アルゴリズムのフィル
タ係数を更新するフィルタ係数更新手段と、を備えた。

【００２３】ここで、請求項１に係る発明にあっては、
同定信号供給手段から制御振動源には、正弦波を離散化
してなる同定信号の各離散値が順次供給されるため、そ
の同定信号に応じて制御振動源から発せられる振動（同
定振動）は、正弦波状に変化する振動となる。すると、
同定振動の周波数成分は、元の正弦波の周波数に相当す
る特定周波数に集中するようになるから、制御振動源が
発生可能な能動的な支持力に限界があっても、応答信号
読み込み手段において比較的高レベルの残留振動信号を
読み込むことができ、伝達関数同定手段において高精度
に伝達関数を同定することができる。

【００２４】また、同定振動の周波数成分が特定周波数
に集中すれば、応答信号読み込み手段で読み込む必要が
ある残留振動信号は、伝達関数（インパルス応答）とし
て時間軸上で必要な長さに相当した分だけ取り込めばよ
いから、同定振動を発している時間は、ホワイトノイズ
信号により同定する場合よりも短くて済む。つまり、ホ
ワイトノイズ信号を用いて同定演算を行うためには、同
定振動を残留振動信号として取り込む一方で例えば適応
演算を行って伝達関数を同定する必要があるから、伝達
関数を高精度に同定するためには、できるだけ長時間に
渡って同定振動を発生し続ける必要があるが、この請求
項１に係る発明のように、正弦波状の同定振動を発生す
る構成であれば、残留振動信号に含まれる周波数成分の
うち、同定信号の元となっている正弦波の周波数に相当
する成分のレベル及び位相を例えばフーリエ変換処理等
によって把握できればよいのであるから、伝達関数同定
手段における演算処理に必要な時間は、結局は必要なデ
ータ数を取り込むのに費やされる時間となるから、ホワ
イトノイズ信号により伝達関数を同定する場合よりも短
くなるのである。

【００２５】そして、同定振動の周波数成分が特定周波
数に集中すれば、伝達関数同定手段における演算処理も
例えばフーリエ変換や逆フーリエ変換等の比較的演算負
荷の小さい演算で済むようになるから、ホワイトノイズ
信号による同定する場合よりも処理が簡易となり、必要
なコントローラも比較的低能力のものとなる。

【００２６】さらに、この請求項１に係る発明は、さら
に周期個別設定手段を有するため、同定信号の出力間隔
に相当する出力サンプリング・クロックの周期と、応答
信号読み込み手段における残留振動信号の読み込み間隔
に相当する入力サンプリング・クロックの周期とは、互
いに独立したものとなる。すると、例えば出力サンプリ
ング・クロックの周期を、同定信号の元となる正弦波の
周波数に応じて設定するとともに、入力サンプリング・
クロックの周期を望ましい伝達関数の精度に応じて設定
するようなことが可能になる。

【００２７】また、請求項２に係る発明にあっては、制
御振動源からは異なる周波数の同定振動が順次発せられ
るため、各周波数の同定振動毎に応答信号読み込み手段
が残留振動信号を読み込み、その読み込み結果毎に伝達
関数同定手段が伝達関数を同定すると、少なくとも各周
波数毎の伝達関数が得られるようになる。そこで、それ
ら各伝達関数を適宜合成すれば、複数の周波数で有効な
伝達関数が得られる。さらには、振動低減制御実行中に
問題となる周波数（例えば、振動源から頻繁に発せられ
る振動の周波数）を複数選出し、その問題となる周波数
のそれぞれを、同定信号の元となる正弦波の周波数とす
れば、振動低減制御に適した伝達関数が得られるように
なる。

【００２８】一方、請求項３に係る発明のように、出力
サンプリング・クロックの周期を正弦波の周波数に応じ
て可変にすると、制御振動源から発生する同定振動の性
状をきめ細かく設定することができる。つまり、出力サ
ンプリング・クロックの周期を、低周波数のときの正弦
波の離散間隔が適切となるように固定してしまうと、高
周波数のときには正弦波の離散間隔が広すぎてしまい、
発生する同定振動の階段状の変化が大雑把すぎてしまう
から、高周波数のときに高い精度が確保できるように正
弦波の離散間隔を設定することになるが、これでは、低
周波数のときには正弦波の離散化した離散値の数が多す
ぎてしまい、各離散値をマップ等に記憶する場合に必要
なメモリ容量が大きくなって、能動型振動制御装置の適
用対象装置のメモリ容量に限界がある場合に問題とな
る。

【００２９】しかし、この請求項３に係る発明のよう
に、出力サンプリング・クロックの周期を正弦波の周波
数に応じて可変にすれば、各周波数毎に正弦波を適切な
個数に離散化できるから、上記のような不具合を招かな
いで済むのである。

【００３０】特に、請求項４に係る発明であれば、正弦
波の周波数が高くなるに従って出力サンプリング・クロ
ックの周期が短くなれば、低周波から高周波に渡って高
い精度が確保できるとともに、出力サンプリング・クロ
ックが固定の場合に比べて必要なメモリ容量も少なくて
済むようになる。

【００３１】また、請求項５に係る発明にあっては、数
列記憶手段に記憶されている数列の各数値が、同定信号
の離散値として、各周波数毎に設定される出力サンプリ
ング・クロックに同期して順番に出力されるから、制御
振動源からは、異なる周波数の同定振動が順次発せられ
る。よって、請求項２に係る発明と同様の作用が発揮さ
れる。しかも、この請求項５に係る発明であれば、数列
記憶手段には一種類の数列を記憶しておけばよいから、
必要なメモリ容量が大幅に少なくなるという点でさらに
有利である。

【００３２】つまり、請求項５に係る発明は、正弦波の
周波数を複数設定した場合でも、各正弦波の一周期当た
りの離散値の数を固定にして、それら各離散値を、周波
数が上昇するに従って高くなる出力サンプリング・クロ
ックに同期して順番に出力すれば、あたかも各周波数毎
に異なる出力サンプリング・クロックの周期で正弦波を
離散化し、各離散値を順番に出力した場合と同様の作用
が発揮される、という点に着目しているのである。

【００３３】一方、請求項６に係る発明にあっては、同
定信号となる各正弦波には所定の位相進みを与えている
から、応答信号読み込み手段が、その同定信号に応じて
発生する正弦波状の振動を入力サンプリング・クロック
に同期して読み込むと、その読み込まれた信号には所定
の位相進みが与えられるようになる。

【００３４】しかし、同定信号を構成する各離散値が出
力サンプリング・クロックに同期して制御振動源に供給
されるため、その同定信号によって制御振動源で発生す
る同定振動は、厳密には階段状に変化する振動となる。
このため、入力サンプリング・クロックの周期が、常に
出力サンプリング・クロックの周期の整数倍であれば特
に問題はないが、そうでない場合には、応答信号読み込
み手段が入力サンプリング・クロックに同期して読み込
んだ残留振動信号には、同定信号の元となっている正弦
波に対して位相遅れが発生することになる。そして、そ
の位相遅れは、振動伝達系の特性には実際には無関係で
あるから、高精度の伝達関数を得るためには、伝達関数
同定手段によって求められた伝達関数から、その位相遅
れ分を除去する必要があるが、出力サンプリング・クロ
ックの周期によって異なる位相遅れを除去するために、
得られた伝達関数に対して位相遅れを補償するための演
算を行うと、それだけ処理に要する時間が長くなってし
まう。

【００３５】これに対し、この請求項６に係る発明であ
れば、上記のように応答信号読み込み手段が読み込んだ
残留振動信号に所定の位相進みが与えられるから、その
位相進み分を、上記位相遅れ分を相殺するような大きさ
に設定しておくことにより、得られた伝達関数に対して
補正演算を行わなくても、結果として、高精度の伝達関
数を得ることができるのである。

【００３６】さらに、請求項７に係る発明にあっては、
同定信号の出力制御の度に正弦波に位相進みを与える演
算を行うのではなく、予め数列記憶手段に記憶する各数
列に所定の位相を与えているから、上記請求項６に係る
発明と同様の作用に加えて、実際の伝達関数の同定制御
実行中の演算負荷増大には繋がらないという作用も得ら
れる。

【００３７】また、請求項８に係る発明のように、正弦
波の振幅をその周波数に応じて個別に設定すると、正弦
波の振幅を周波数によらず一定にする場合よりも、実際
の振動の発生状態に近くなるから、それだけ伝達関数の
精度が向上するという利点がある。つまり、振動源で発
生する振動のレベルは、主としてその振動の周波数に依
存することが多く、伝達関数の同定も実際に発生する振
動と同じレベルの同定振動によって行うことが望まし
い。そこで、同定信号の元となる正弦波の振幅をその周
波数に応じて適宜設定すれば、それだけ高精度の伝達関
数の同定が行えるのである。

【００３８】一般的に、振動源で発生する振動のレベル
は、その周波数の上昇に従って低くなる傾向がある。そ
こで、請求項９に係る発明のように、正弦波の振幅をそ
の周波数に応じて小さくすれば、同定振動が実際に発生
する振動に近くなるから、高精度の伝達関数の同定が行
える。

【００３９】請求項１０に係る発明は、上記請求項２〜
７に係る発明における伝達関数同定手段をさらに具体的
にしたものであり、フーリエ変換手段が、各正弦波に対
応する残留振動信号をフーリエ変換して、各残留振動信
号における各正弦波の周波数に相当する成分が抽出され
るから、その周波数成分は、各正弦波毎の伝達関数を表
すことになる。そして、各周波数成分を合成したもの
が、逆フーリエ変換手段によって逆フーリエ変換される
から、伝達関数としてのインパルス応答が求められる。

【００４０】なお、請求項８，９に係る発明のように、
正弦波の振幅をその周波数に応じて異ならせた場合、応
答信号読み込み手段が読み込んだ残留振動信号のレベル
は、各正弦波の振幅が周波数毎に異なる影響を受けるた
め、そのまま伝達関数を求めてしまうと、各正弦波の振
幅の相違が、振動伝達系の特性として伝達関数に取り込
まれてしまう。そこで、請求項１１に係る発明のよう
に、請求項１０に係る発明と同様のフーリエ変換手段及
び逆フーリエ変換手段の他に、補正手段を設ければ、そ
の補正手段が、フーリエ変換手段の結果を各正弦波の振
幅で補正する（例えば、フーリエ変換手段の各結果を、
元の正弦波の振幅で割る）から、各正弦波の振幅の相違
が伝達関数に影響を与えることを回避できる。

【００４１】そして、請求項１２に係る発明は、振動低
減制御を実行する能動制御手段を具体的にしたものであ
って、制御アルゴリズムとして逐次更新型の適応アルゴ
リズム（例えば、ＬＭＳアルゴリズム）を適用してい
る。このため、駆動信号生成手段が基準信号を適応ディ
ジタルフィルタでフィルタ処理することにより駆動信号
を生成し、その駆動信号が制御振動源に供給されて制御
振動が発生する一方で、フィルタ係数更新手段が、残留
振動信号及び更新用基準信号に基づき適応アルゴリズム
に従って適応ディジタルフィルタのフィルタ係数を逐次
更新するから、その適応ディジタルフィルタのフィルタ
係数は、制御振動源から発せられる制御振動によって振
動を低減できる最適値に向かって収束する。そして、適
応ディジタルフィルタのフィルタ係数が最適値に収束し
た後には、制御振動源から発せられる制御振動によって
振動が低減される。しかも、更新用基準信号を生成する
ための伝達関数が、上記請求項１〜１１に係る発明の作
用によって高精度に同定されるため、良好な振動低減制
御が実行される。

【００４２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
正弦波を離散化してなる同定信号を用いて伝達関数の同
定を行うようにしたため、伝達関数の同定を、能動型振
動制御装置を適用する装置や設備に搭載された比較的低
能力のコントローラであっても高精度で且つ短時間で行
えるし、さらには、周期個別設定手段を有するから、各
サンプリング・クロックの周期を個別の事情に応じて適
宜設定することができるという効果が得られる。

【００４３】特に、請求項３，４に係る発明によれば、
制御振動源から発生する同定振動の性状をきめ細かく設
定することができるから、各周波数毎に正弦波を適切な
個数に離散化でき、その結果、必要なメモリ容量も少な
くて済むから能動型振動制御装置を適用する装置や設備
のメモリ容量を伝達関数の同定のために増大する必要が
なく、且つ、高周波領域についても高精度の伝達関数を
同定して良好な振動低減制御が実行できるという効果が
ある。

【００４４】さらに、請求項５に係る発明であれば、必
要なメモリ容量をさらに大幅に低減できるという利点も
ある。また、請求項６，７に係る発明であれば、応答信
号読み込み手段が残留振動信号を読み込んだ後に特に面
倒な補正演算を行うことなく、高精度の伝達関数を得る
ことができるという効果がある。特に、請求項７に係る
発明であれば、伝達関数の同定制御実行中の演算負荷増
大は招かないから、コントローラの能力アップ等も不要
であり、比較的低能力のコントローラで実現可能であ
る。

【００４５】また、請求項８，９に係る発明であれば、
さらに高精度の伝達関数の同定が行えるから、さらに良
好な振動低減制御が実行できるという効果がある。そし
て、請求項１０，１１に係る発明であれば、伝達関数同
定手段における演算が比較的簡易に行えるから、比較的
低能力のコントローラであってもより確実に実現可能で
ある。特に、請求項１１に係る発明であれば、各正弦波
の振幅の相違が伝達関数に影響を与えることを回避でき
るから、さらに高精度の伝達関数の同定が行えて、さら
に良好な振動低減制御が実行できるという効果がある。

【００４６】さらに、請求項１２に係る発明であれば、
制御アルゴリズムとして逐次更新型の適応アルゴリズム
が適用されており、しかも高精度の伝達関数が同定され
るから、良好な振動低減制御が実行され、振動レベルを
確実に低減することができるという効果がある。

【００４７】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態を図
面に基づいて説明する。図１乃至図８は本発明の第１の
実施の形態を示す図であって、図１は本発明に係る能動
型振動制御装置を適用した車両の概略側面図である。

【００４８】先ず、構成を説明すると、エンジン３０が
駆動信号に応じた能動的な支持力を発生可能な能動型エ
ンジンマウント１を介して、サスペンションメンバ等か
ら構成される車体３５に支持されている。なお、実際に
は、エンジン３０及び車体３５間には、能動型エンジン
マウント１の他に、エンジン３０及び車体３５間の相対
変位に応じた受動的な支持力を発生する複数のエンジン
マウントも介在している。受動的なエンジンマウントと
しては、例えばゴム状の弾性体で荷重を支持する通常の
エンジンマウントや、ゴム状の弾性体内部に減衰力発生
可能に流体を封入してなる公知の流体封入式のマウント
インシュレータ等が適用できる。

【００４９】一方、能動型エンジンマウント１は、例え
ば、図２に示すように構成されている。即ち、この実施
の形態における能動型エンジンマウント１は、エンジン
３０への取付け用のボルト２ａを上部に一体に備え且つ
内部が空洞で下部が開口したキャップ２を有し、このキ
ャップ２の下部外面には、軸が上下方向を向く内筒３の
上端部がかしめ止めされている。

【００５０】内筒３は、下端側の方が縮径した形状とな
っていて、その下端部が内側に水平に折り曲げられて、
ここに円形の開口部３ａが形成されている。そして、内
筒３の内側には、キャップ２及び内筒３内部の空間を上
下に二分するように、キャップ２及び内筒３のかしめ止
め部分に一緒に挟み込まれてダイアフラム４が配設され
ている。ダイアフラム４の上側の空間は、キャップ２の
側面に孔を開けることにより大気圧に通じている。

【００５１】さらに、内筒３の内側にはオリフィス構成
体５が配設されている。なお、本実施の形態では、内筒
３内面及びオリフィス構成５間には、薄膜状の弾性体
（ダイアフラム４の外周部を延長させたものでもよい）
が介在していて、これにより、オリフィス構成体５は内
筒３内側に強固に嵌め込まれている。

【００５２】このオリフィス構成体５は、内筒３の内部
空間に整合して略円柱形に形成されていて、その上面に
は円形の凹部５ａが形成されている。そして、その凹部
５ａと、底面の開口部３ａに対向する部分との間が、オ
リフィス５ｂを介して連通するようになっている。オリ
フィス５ｂは、例えば、オリフィス構成体５の外周面に
沿って螺旋状に延びる溝と、その溝の一端部を凹部５ａ
に連通させる流路と、その溝の他端部を開口部３ａに連
通させる流路とで構成される。

【００５３】一方、内筒３の外周面には、内周面側が若
干上方に盛り上がった肉厚円筒状の支持弾性体６の内周
面が加硫接着されていて、その支持弾性体６の外周面
は、上端側が拡径した外筒７の内周面上部に加硫接着さ
れている。

【００５４】そして、外筒７の下端部は上面が開口した
円筒形のアクチュエータケース８の上端部にかしめ止め
されていて、そのアクチュエータケース８の下端面から
は、車体３５側への取付け用の取付けボルト９が突出し
ている。取付けボルト９は、その頭部９ａが、アクチュ
エータケース８の内底面に張り付いた状態で配設された
平板部材８ａの中央の空洞部８ｂに収容されている。

【００５５】さらに、アクチュエータケース８の内側に
は、円筒形の鉄製のヨーク１０Ａと、このヨーク１０Ａ
の中央部に軸を上下に向けて巻き付けられた励磁コイル
１０Ｂと、ヨーク１０Ａの励磁コイル１０Ｂに包囲され
た部分の上面に極を上下に向けて固定された永久磁石１
０Ｃと、から構成される電磁アクチュエータ１０が配設
されている。

【００５６】また、アクチュエータケース８の上端部は
フランジ状に形成されたフランジ部８Ａとなっていて、
そのフランジ部８Ａに外筒７の下端部がかしめられて両
者が一体となっているのであるが、そのかしめ止め部分
には、円形の金属製の板ばね１１の周縁部（端部）が挟
み込まれていて、その板ばね１１の中央部の電磁アクチ
ュエータ１０側には、リベット１１ａによって磁化可能
な磁路部材１２が固定されている。なお、磁路部材１２
はヨーク１０Ａよりも若干小径の鉄製の円板であって、
その底面が電磁アクチュエータ１０に近接するような厚
みに形成されている。

【００５７】さらに、上記かしめ止め部分には、フラン
ジ部８Ａと板ばね１１とに挟まれるように、リング状の
薄膜弾性体１３と、力伝達部材１４のフランジ部１４ａ
とが支持されている。具体的には、アクチュエータケー
ス８のフランジ部８Ａ上に、薄膜弾性体１３と、力伝達
部材１４のフランジ部１４ａと、板ばね１１とをこの順
序で重ね合わせるとともに、その重なり合った全体を外
筒７の下端部をかしめて一体としている。

【００５８】力伝達部材１４は、磁路部材１２を包囲す
る短い円筒形の部材であって、その上端部がフランジ部
１４ａとなっており、その下端部は電磁アクチュエータ
１０のヨーク１０Ａの上面に結合している。具体的に
は、ヨーク１０Ａの上端面周縁部に形成された円形の溝
に、力伝達部材１４の下端部が嵌合して両者が結合され
ている。また、力伝達部材１４の弾性変形時のばね定数
は、薄膜弾性体１３のばね定数よりも大きい値に設定さ
れている。

【００５９】ここで、本実施の形態では、支持弾性体６
の下面及び板ばね１１の上面によって画成された部分に
流体室１５が形成され、ダイアフラム４及び凹部５ａに
よって画成された部分に副流体室１６が形成されてい
て、これら流体室１５及び副流体室１６間が、オリフィ
ス構成体５に形成されたオリフィス５ｂを介して連通し
ている。なお、これら流体室１５，副流体室１６及びオ
リフィス５ｂ内には、油等の流体が封入されている。

【００６０】かかるオリフィス５ｂの流路形状等で決ま
る流体マウントとしての特性は、走行中のエンジンシェ
イク発生時、つまり５〜１５Hzで能動型エンジンマウン
ト１が加振された場合に高動ばね定数、高減衰力を示す
ように調整されている。

【００６１】そして、電磁アクチュエータ１０の励磁コ
イル１０Ｂは、コントローラ２５からハーネス２３ａを
通じて供給される電流である駆動信号ｙに応じて所定の
電磁力を発生するようになっている。コントローラ２５
は、マイクロコンピュータ，必要なインタフェース回
路，Ａ／Ｄ変換器，Ｄ／Ａ変換器，アンプ、ＲＯＭ，Ｒ
ＡＭ等の記憶媒体等を含んで構成され、エンジンシェイ
クよりも高周波の振動であるアイドル振動やこもり音振
動・加速時振動が車体３５に入力されている場合には、
その振動を低減できる能動的な支持力が能動型エンジン
マウント１に発生するように、能動型エンジンマウント
１に対する駆動信号ｙを生成し出力するようになってい
る。ここで、アイドル振動やこもり音振動は、例えばレ
シプロ４気筒エンジンの場合、エンジン回転２次成分の
エンジン振動が車体３５に伝達されることが主な原因で
あるから、そのエンジン回転２次成分に同期して駆動信
号ｙを生成し出力すれば、車体側振動の低減が可能とな
る。そこで、本実施の形態では、エンジン３０のクラン
ク軸の回転に同期した（例えば、レシプロ４気筒エンジ
ンの場合には、クランク軸が１８０度回転する度に一つ
の）インパルス信号を生成し基準信号ｘとして出力する
パルス信号生成器２６を設けていて、その基準信号ｘ
が、エンジン３０における振動の発生状態を表す信号と
してコントローラ２５に供給されるようになっている。

【００６２】一方、電磁アクチュエータ１０のヨーク１
０Ａの下端面と、アクチュエータケース８の底面を形成
する平板部材８ａの上面との間に挟み込まれるように、
エンジン３０から支持弾性体６を通じて伝達する加振力
を検出する荷重センサ２２が配設されていて、荷重セン
サ２２の検出結果がハーネス２３ｂを通じて残留振動信
号ｅとしてコントローラ２５に供給されるようになって
いる。荷重センサ２２としては、具体的には、圧電素
子，磁歪素子，歪ゲージ等が適用可能である。

【００６３】そして、コントローラ２５は、供給される
残留振動信号ｅ及び基準信号ｘに基づき、逐次更新型の
適応アルゴリズムの一つである同期式Ｆｉｌｔｅｒｅｄ
−ＸＬＭＳアルゴリズムを実行することにより、能動型
エンジンマウント１に対する駆動信号ｙを演算し、その
駆動信号ｙを能動型エンジンマウント１に出力するよう
になっている。

【００６４】具体的には、コントローラ２５は、フィル
タ係数Ｗ_i（ｉ＝０，１，２，…，Ｉ−１：Ｉはタップ
数）可変の適応ディジタルフィルタＷを有していて、最
新の基準信号ｘが入力された時点から所定のサンプリン
グ・クロックの間隔で、その適応ディジタルフィルタＷ
のフィルタ係数Ｗ_iを順番に駆動信号ｙとして出力する
一方、基準信号ｘ及び残留振動信号ｅに基づいて適応デ
ィジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗ_iを適宜更新する
処理を実行するようになっている。

【００６５】適応ディジタルフィルタＷの更新式は、Ｆ
ｉｌｔｅｒｅｄ−ＸＬＭＳアルゴリズムに従った下記
の（１）式のようになる。Ｗ_i（ｎ＋１）＝Ｗ_i（ｎ）−μＲ^Tｅ（ｎ） ……（１）ここで、（ｎ），（ｎ＋１）が付く項はサンプリング時
刻ｎ，ｎ＋１における値であることを表し、μは収束係
数である。また、更新用基準信号Ｒ^Tは、理論的には、
基準信号ｘを、能動型エンジンマウント１の電磁アクチ
ュエータ１０及び荷重センサ２２間の伝達関数Ｃを有限
インパルス応答型フィルタでモデル化した伝達関数フィ
ルタＣ＾でフィルタ処理した値であるが、基準信号ｘの
大きさは“１”であるから、伝達関数フィルタＣ＾のイ
ンパルス応答を基準信号ｘに同期して次々と生成した場
合のそれらインパルス応答波形のサンプリング時刻ｎに
おける和に一致する。

【００６６】また、理論的には、基準信号ｘを適応ディ
ジタルフィルタＷでフィルタ処理して駆動信号ｙを生成
するのであるが、基準信号ｘの大きさが“１”であるた
め、フィルタ係数Ｗ_iを順番に駆動信号ｙとして出力し
ても、フィルタ処理の結果を駆動信号ｙとしたのと同じ
結果になる。

【００６７】さらに、コントローラ２５は、上記のよう
な適応ディジタルフィルタＷを用いた振動低減処理を実
行する一方で、その振動低減制御に必要な伝達関数Ｃを
同定する処理をも実行するようになっている。

【００６８】即ち、コントローラ２５には、伝達関数Ｃ
の同定処理を開始するタイミングで操作される同定処理
開始スイッチ２８が設けられていて、例えば製造ライン
における最終工程において、或いはディーラーにおける
定期点検時において、作業者がその同定処理開始スイッ
チ２８を操作すると、コントローラ２５内で伝達関数Ｃ
の同定処理が実行される。なお、伝達関数Ｃの同定処理
実行中には、通常の振動低減処理は実行されない。

【００６９】つまり、コントローラ２５は、車両のイグ
ニッションがオンになっている通常の走行状態等には、
同期式Ｆｉｌｔｅｒｅｄ−ＸＬＭＳアルゴリズムに従
った振動低減処理を実行するが、同定処理開始スイッチ
２８が操作されると、振動低減処理を停止して、伝達関
数Ｃの同定処理を実行するようになっている。

【００７０】そして、伝達関数Ｃの同定処理を実行する
ために、コントローラ２５の不揮発性メモリ内には、一
周期分の正弦波を等間隔で所定個数（例えば、８個や１
６個等）に離散化してなる数列が記憶されていて、コン
トローラ２５は、その記憶された上記数列の各数値を、
出力サンプリング・クロックＳＣ_oに同期して（つま
り、出力サンプリング・クロックＳＣ_oの周期Ｔ_oの間
隔で）一つずつ順番に同定信号として能動型エンジンマ
ウント１の電磁アクチュエータ１０に供給して同定振動
を発生させ、その同定振動を荷重センサ２２によって残
留振動信号ｅとして検出するようになっている。さら
に、コントローラ２５は、同定振動の検出結果であるア
ナログ信号としての残留振動信号ｅを、入力サンプリン
グ・クロックＳＣ_iに同期して（つまり、入力サンプリ
ング・クロックＳＣ_iの周期Ｔ_iの間隔）ディジタル値
に変換して取り込むようになっており、その入力サンプ
リング・クロックＳＣ_iに同期して取り込まれた残留振
動信号ｅをフーリエ変換（高速フーリエ変換；ＦＦＴ）
して、出力サンプリング・クロックＳＣ_oに同期して出
力された同定信号の周波数に相当する成分を抽出するよ
うになっている。

【００７１】コントローラ２５は、上記のような周波数
成分を抽出する処理を、出力サンプリング・クロックＳ
Ｃ_oの周期Ｔ_oを切り換え（例えば、周期Ｔ_oを徐々に
短くし）て同定信号の周波数を徐々に変化させることに
より、周波数の異なる複数の同定信号について行うよう
になっていて、そして、各周波数毎の成分を合成し、そ
の合成した結果を逆フーリエ変換して伝達関数Ｃに相当
するインパルス応答を求めるようになっている。求めら
れたインパルス応答は、有限インパルス応答型の伝達関
数フィルタＣ＾としてそれまでの伝達関数フィルタＣ＾
と置き換えられるようになっている。

【００７２】次に、本実施の形態の動作を説明する。即
ち、エンジンシェイク発生時には、オリフィス５ａの流
路形状等を適宜選定している結果、この能動型エンジン
マウント１は高動ばね定数，高減衰力の支持装置として
機能するため、エンジン３０側で発生したエンジンシェ
イクが能動型エンジンマウント１によって減衰され、車
体３５側の振動レベルが低減される。なお、エンジンシ
ェイクに対しては、特に可動板１２を積極的に変位させ
る必要はない。

【００７３】一方、オリフィス５ａ内の流体がスティッ
ク状態となり流体室１５及び副流体室１６間での流体の
移動が不可能になるアイドル振動周波数以上の周波数の
振動が入力された場合には、コントローラ２５は、所定
の演算処理を実行し、電磁アクチュエータ１０に駆動信
号ｙを出力し、能動型エンジンマウント１に振動を低減
し得る能動的な支持力を発生させる。

【００７４】これを、アイドル振動，こもり音振動入力
時にコントローラ２５内で実行される処理の概要を示す
フローチャートである図３に従って具体的に説明する。
先ず、そのステップ１０１において所定の初期設定が行
われた後に、ステップ１０２に移行し、伝達関数フィル
タＣ＾に基づいて更新用基準信号Ｒ^Tが演算される。な
お、このステップ１０２では、一周期分の更新用基準信
号Ｒ^Tがまとめて演算される。

【００７５】そして、ステップ１０３に移行しカウンタ
ｉが零クリアされた後に、ステップ１０４に移行して、
適応ディジタルフィルタＷのｉ番目のフィルタ係数Ｗ_i
が駆動信号ｙとして出力される。

【００７６】ステップ１０４で駆動信号ｙを出力した
ら、ステップ１０５に移行し、残留振動信号ｅが読み込
まれる。そして、ステップ１０６に移行して、カウンタ
ｊが零クリアされ、次いでステップ１０７に移行し、適
応ディジタルフィルタＷのｊ番目のフィルタ係数Ｗ_jが
上記（１）式に従って更新される。

【００７７】ステップ１０７における更新処理が完了し
たら、ステップ１０８に移行し、次の基準信号ｘが入力
されているか否かを判定し、ここで基準信号ｘが入力さ
れていないと判定された場合は、適応ディジタルフィル
タＷの次のフィルタ係数の更新又は駆動信号ｙの出力処
理を実行すべく、ステップ１０９に移行する。

【００７８】ステップ１０９では、カウンタｊが、出力
回数Ｔ_y（正確には、カウンタｊは０からスタートする
ため、出力回数Ｔ_yから１を減じた値）に達しているか
否かを判定する。この判定は、ステップ１０４で適応デ
ィジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗ_iを駆動信号ｙと
して出力した後に、適応ディジタルフィルタＷのフィル
タ係数Ｗ_iを、駆動信号ｙとして必要な数だけ更新した
か否かを判断するためのものである。そこで、このステ
ップ１０９の判定が「ＮＯ」の場合には、ステップ１１
０でカウンタｊをインクリメントした後に、ステップ１
０７に戻って上述した処理を繰り返し実行する。

【００７９】しかし、ステップ１０９の判定が「ＹＥ
Ｓ」の場合には、適応ディジタルフィルタＷのフィルタ
係数のうち、駆動信号ｙとして必要な数のフィルタ係数
の更新処理が完了したと判断できるから、ステップ１１
１に移行し、カウンタｉをインクリメントした後に、上
記ステップ１０４の処理を実行してから所定のサンプリ
ング・クロックの間隔に対応する時間が経過するまで待
機し、サンプリング・クロックに対応する時間が経過し
たら、上記ステップ１０４に戻って上述した処理を繰り
返し実行する。

【００８０】一方、ステップ１０８で基準信号ｘが入力
されたと判断された場合には、ステップ１１２に移行
し、カウンタｉ（正確には、カウンタｉが０からスター
トするため、カウンタｉに１を加えた値）を最新の出力
回数Ｔ_yとして保存した後に、ステップ１０２に戻っ
て、上述した処理を繰り返し実行する。

【００８１】このような図３の処理を繰り返し実行する
結果、コントローラ２５から能動型エンジンマウント１
の電磁アクチュエータ１０に対しては、基準信号ｘが入
力された時点から、サンプリング・クロックの間隔で、
適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗ_iが順番に
駆動信号ｙとして供給される。

【００８２】この結果、励磁コイル１０Ｂに駆動信号ｙ
に応じた磁力が発生するが、磁路部材１２には、既に永
久磁石１０Ｃによる一定の磁力が付与されているから、
その励磁コイル１０Ｂによる磁力は永久磁石１０Ｃの磁
力を強める又は弱めるように作用すると考えることがで
きる。つまり、励磁コイル１０Ｂに駆動信号ｙが供給さ
れていない状態では、磁路部材１２は、板ばね１１によ
る支持力と、永久磁石１０Ｃの磁力との釣り合った中立
の位置に変位することになる。そして、この中立の状態
で励磁コイル１０Ｂに駆動信号ｙが供給されると、その
駆動信号ｙによって励磁コイル１０Ｂに発生する磁力が
永久磁石１０Ｃの磁力と逆方向であれば、磁路部材１２
は電磁アクチュエータ１０とのクリアランスが増大する
方向に変位する。逆に、励磁コイル１０Ｂに発生する磁
力が永久磁石１０Ｃの磁力と同じ方向であれば、磁路部
材１２は電磁アクチュエータ１０とのクリアランスが減
少する方向に変位する。

【００８３】このように磁路部材１２は正逆両方向に変
位可能であり、磁路部材１２が変位すれば主流体室１５
の容積が変化し、その容積変化によって支持弾性体６の
拡張ばねが変形するから、この能動型エンジンマウント
１に正逆両方向の能動的な支持力が発生するのである。

【００８４】そして、駆動信号ｙとなる適応ディジタル
フィルタＷの各フィルタ係数Ｗ_iは、同期式Ｆｉｌｔｅ
ｒｅｄ−ＸＬＭＳアルゴリズムに従った上記（１）式
によって逐次更新されるため、ある程度の時間が経過し
て適応ディジタルフィルタＷの各フィルタ係数Ｗ_iが最
適値に収束した後は、駆動信号ｙが能動型エンジンマウ
ント１に供給されることによって、エンジン３０から能
動型エンジンマウント１を介して車体３５側に伝達され
るアイドル振動やこもり音振動が低減されるようになる
のである。

【００８５】以上は車両走行時等に実行される振動低減
処理の動作である。その一方、例えば車両が出荷される
前の製造ラインの最終工程において、作業者が同定処理
開始スイッチ２８を操作すると、図４に示すような伝達
関数Ｃの同定処理が実行される。

【００８６】即ち、伝達関数Ｃの同定処理が開始される
と、先ずそのステップ２０１において、出力サンプリン
グ・クロックＳＣ_oの周期Ｔ_oをその最大値Ｔ_omaxに設
定する。なお、最大値Ｔ_omaxは、振動低減制御の対象と
なる振動のうち最も周波数の低い振動の周期を、同定信
号として出力される上記数列の個数（正弦波の分割数）
Ｄで割ったものである。例えば、問題となる振動の最低
周波数が５Hzであり、上記数列の分割数Ｄが８であれ
ば、最大値Ｔ_omax＝（１／５）／８秒となる。

【００８７】次いで、ステップ２０２に移行し、カウン
タ変数ｊを１にセットしてから、ステップ２０３に移行
する。ステップ２０３では、上記数列のｊ番目の数値
（つまり、数列の最初の数値）を、同定信号として能動
型エンジンマウント１の電磁アクチュエータ１０に出力
し、次いでステップ２０４に移行し、残留振動信号ｅを
読み込む。残留振動信号ｅは、現時点の出力サンプリン
グ・クロックＳＣ_oの周期Ｔ_o毎の時系列データとして
記憶する。

【００８８】そして、ステップ２０５に移行し、出力サ
ンプリング・クロックＳＣ_oの周期Ｔ_oを計測するため
の出力用タイマと、入力サンプリング・クロックＳＣ_i
の周期Ｔ_iを計測するための入力用タイマとを、リセッ
ト・スタートする。なお、出力用タイマ及び入力用タイ
マは、コントローラ２５のクロックパルスを利用してソ
フト的に実現したものであってもよいし、コントローラ
２５にハード的に内蔵してもよい。

【００８９】次いで、ステップ２０６に移行し、出力用
タイマの計測時間が周期Ｔ_oに達しているか否かを判定
する。このステップ２０６の判定が「ＮＯ」の場合に
は、ステップ２０７〜２０９の処理は実行せずに、ステ
ップ２１０に移行する。ステップ２１０では、入力用タ
イマの計測時間が周期Ｔ_iに達しているか否かを判定す
る。このステップ２１０の判定が「ＮＯ」の場合には、
ステップ２１１，２１２の処理は実行せずに、ステップ
２１３に移行する。

【００９０】そして、ステップ２１３では、カウンタ変
数ｊが、正弦波の分割数Ｄに達しているか否かを判定す
る。ステップ２１３の判定が「ＹＥＳ」の場合には、ス
テップ２１４に移行してカウンタ変数ｊを“１”に戻し
てからステップ２１５に移行するが、ステップ２１３の
判定が「ＮＯ」の場合にはそのままステップ２１５に移
行する。ステップ２１５では、現時点の周期Ｔ_oになっ
てから十分な個数の残留振動信号ｅを読み込んだか否か
を判定する。なお、残留振動信号ｅの十分な個数として
設定される値は、伝達関数Ｃがインパルス応答として求
められることから、そのインパルス応答が充分に減衰す
るのに必要な時間を周期Ｔ_iで割った場合の数以上であ
ればよい。ただし、時系列として取り込んだ残留振動信
号ｅに対して後にＦＦＴ演算を行うことから、その残留
振動信号ｅの取り込み個数は、２の巾乗とすることが望
ましいこと、及び、残留振動信号ｅを極めて大量に読み
込んでしまうと、その読み込み時間が長くなるし、ＦＦ
Ｔ演算に要する時間も長くなるという不具合もあるた
め、残留振動信号ｅの十分な個数として設定される値
は、インパルス応答が充分に減衰するのに必要な時間を
周期Ｔ_iで割った場合の数を越える２の巾乗の数値のう
ちの、最小値とすることが望ましい。例えば、周期Ｔ_i
が２msecであって、インパルス応答が充分に減衰する時
間が０．２sec であれば、０．２sec ／２msec＝１００
となるから、ステップ２１５に設定する値は１２８とな
る。

【００９１】そして、ステップ２１５の判定が「ＮＯ」
の場合には、ステップ２０６に戻って上述した処理を繰
り返し実行する。すると、コントローラ２５から電磁ア
クチュエータ１０に対しては、上記数列の各数値が、出
力サンプリング・クロックＳＣ_oに同期して、順番に一
つずつ同定信号として供給されるから、能動型エンジン
マウント１には、周期Ｔ_oに応じて決まる周波数の正弦
波状の同定振動が発生するようになる。また、これと同
時に、コントローラ２５は、荷重センサ２２から供給さ
れる残留振動信号ｅを、入力サンプリング・クロックＳ
Ｃ_iに同期して読み込むようになり、その読み込んだ残
留振動信号ｅが時系列データとして記憶される。

【００９２】そして、ステップ２１５の判定が「ＹＥ
Ｓ」となると、ステップ２１６に移行し、周期Ｔ_oから
所定の単位時間α_Tを減じた値を、出力サンプリング・
クロックＳＣ_oの新たな周期Ｔ_oとして記憶する。単位
時間α_Tが小さいほど、同定処理に要する時間は長くな
るから、その単位時間α_Tは、コントローラ２５の演算
能力等を考慮して設定すればよい。例えば単位時間α_T
＝０．２msecとする。

【００９３】次いで、ステップ２１７に移行し、ステッ
プ２１６で新たに設定された出力サンプリング・クロッ
クＳＣ_oの周期Ｔ_oが、最小値Ｔ_ominを下回っているか
否かを判定する。最小値Ｔ_ominは、振動低減制御の対象
となる振動のうち最も周波数の高い振動の周期を、同定
信号として出力される上記数列の個数（正弦波の分割
数）Ｄで割ったものである。例えば、問題となる振動の
最高周波数が２００Hzであり、上記数列の分割数Ｄが８
であれば、最小値Ｔ_omin＝（１／２００）／８秒とな
る。

【００９４】そして、ステップ２１７の判定が「ＮＯ」
の場合には、上記ステップ２０２に戻って上述した処理
を再び実行する。このため、ステップ２０２〜２１６の
一連の処理は、ステップ２１７の判定が「ＹＥＳ」とな
るまで実行される。つまり、つまり、ステップ２０２〜
２１５の処理は、最大値Ｔ_omax〜最小値Ｔ_ominの間で単
位時間α_Tずつ変化する周期Ｔ_o毎に実行されるように
なっているから、ステップ２１７の処理が「ＹＥＳ」と
なった時点では、ステップ２１０，２１１の処理によっ
て時系列データとして記憶される残留振動信号ｅは、周
期Ｔ_oの種類と同じ数だけ記憶されていることになる。

【００９５】そこで、ステップ２１７の判定が「ＹＥ
Ｓ」となったら、ステップ２１８に移行し、周期Ｔ_o毎
に記憶されている残留振動信号ｅの時系列データのそれ
ぞれについてＦＦＴ演算を行って、各時系列データの周
波数成分を抽出する。ただし、ここで必要なのは、各時
系列データ毎の全周波数の成分ではなく、対応する周期
Ｔ_oによって決まる元の正弦波の周波数に相当する成分
だけであるから、ステップ２１８では、各時系列に対し
て厳密なＦＦＴ演算を行うのではなく、各時系列に対応
する周期Ｔ_oによって決まる周波数の成分を求めるのに
足りる演算だけを行えばよい。

【００９６】そして、各時系列データ毎の必要な周波数
成分が求められたら、ステップ２１９に移行し、それら
各周波数成分を合成したものを逆ＦＦＴ演算し、時間軸
上のインパルス応答に変換し、次いでステップ２２０に
移行し、ステップ２１９で求めたインパルス応答を新た
な伝達関数フィルタＣ＾として記憶する。伝達関数フィ
ルタＣ＾の記憶が完了したら、今回の伝達関数Ｃの同定
処理を終了する。

【００９７】図５は、上述した伝達関数Ｃの同定処理の
全体的な流れを各波形とともに示した図であって、図５
（ａ）に示すような離散値からなる同定信号が電磁アク
チュエータ１０に供給され、電磁アクチュエータ１０に
は図５（ｂ）に示すような正弦波状に変化する同定振動
が発生する。この場合、同定信号の各離散値の出力間隔
である周期Ｔ_oは、その同定信号の元となっている正弦
波の周波数が上昇するに従って徐々に短くなるから、図
５（ａ）の右側の波形のように正弦波の周波数が高くな
っても、同定信号の階段状の変化が大雑把になり過ぎる
ことが防止でき、図５（ｂ）に示すように、元の正弦波
に極めて近い滑らかな同定振動を発生させることができ
る。

【００９８】つまり、周期Ｔ_i及びＴ_oを固定にしてし
まうと、図６（ａ）に示すように同定信号の元となって
いる正弦波の周波数が上昇するに従って、離散化された
同定信号の間隔が粗くなってしまい、滑らかな同定振動
を発生させることができなくなるが、図４に示すような
処理を実行する結果、元の正弦波の周波数が上昇するに
従って周期Ｔ_oが短くなるから、そのような不具合を回
避できるのである。

【００９９】しかも、同定信号の元となる正弦波を、そ
の都度演算により求めるのではないし、図７に示すよう
に、一周期分の正弦波を離散化してなる数列をメモリ内
に記憶しておき、その数列を出力サンプリング・クロッ
クＳＣ_oの周期Ｔ_oの間隔で順番に且つ繰り返し出力す
るものであるから、演算負荷やメモリ容量の増大を招く
こともない。

【０１００】同定振動が発生したら、その応答が図５
（ｃ）に示すように残留振動信号に現れ、荷重センサ２
２から供給された残留振動信号が図５（ｄ）に示すよう
に入力サンプリング・クロックＳＣ_iの周期Ｔ_iの間隔
でディジタル値に変換されてコントローラ２５に読み込
まれるが、周期Ｔ_iは同定信号の周波数に関係なく一定
である。

【０１０１】つまり、図４に示すように周期Ｔ_iと周期
Ｔ_oとを積極的に個別に設定するのではなく、周期Ｔ_i
を周期Ｔ_oとともに可変にしてしまうと、同定信号の周
波数が高くなるに従って、時系列データとして記憶され
る残留振動信号のデータ数が増大してしまい、必要なメ
モリ容量が大幅に増加してしまうが、本実施の形態にあ
っては、図４の処理を実行する結果、図６（ｂ）に示す
ように、周期Ｔ_oは周波数の上昇に応じて短くなり、且
つ、周期Ｔ_iは周波数が変化しても一定であるから、そ
のような不具合を招かないで済むのである。

【０１０２】そして、残留振動信号が図５（ｄ）に示す
ように各周波数毎に時系列データとして読み込まれる
と、各時系列データに対してＦＦＴ演算が行われて、元
の正弦波の周波数の成分が抽出される。各周波数成分を
合成すると、図５（ｅ）のようになり、その合成した結
果に対して逆ＦＦＴ演算が行われて、図５（ｄ）のよう
なインパルス応答が求められる。

【０１０３】図５（ｅ），（ｄ）に示すような結果は、
本実施の形態のように正弦波からなる同定信号を発生し
なくても、例えばホワイトノイズ信号による同定信号を
発生させた場合でも得ることはできるが、ホワイトノイ
ズ信号を電磁アクチュエータ１０に供給して同定振動を
発生させた場合には、同定振動の出力は図８に破線で示
すように広い周波数帯域に分散して、各周波数成分は極
小さくなってしまう。このため、図５（ｅ），（ｄ）に
示すような結果を高精度に得るためには、ホワイトノイ
ズ信号と、そのホワイトノイズ信号により発生した同定
振動とに基づいた適応演算を、比較的長時間に渡って行
わなければならない。

【０１０４】これに対し、正弦波に基づいて生成した同
定信号を用いる本実施の形態にあっては、同定振動の出
力は、図８に実線で示すように特定の周波数に集中する
ようになるから、個々の周波数毎の演算時間が短くなる
ばかりか、全体の演算時間もホワイトノイズ信号により
同定を行う場合に比べて短縮されるのである。

【０１０５】この結果、車両に搭載される比較的能力の
低く且つメモリ容量にも余裕のないコントローラ２５で
あっても、比較的短い時間で伝達関数Ｃの同定を行うこ
とができるのである。このため、例えば製造ラインの最
終工程において同定処理開始スイッチ２８を操作して伝
達関数Ｃの同定処理を行うようにしても、ライン速度に
大きな影響を与えないで済むし、或いは、ディーラーで
の定期点検時に同定処理開始スイッチ２８を操作して伝
達関数Ｃの同定処理を行うようにしても、作業時間が大
幅に増大してしまうようなことを回避できるのである。

【０１０６】そして、各車両毎に伝達関数Ｃを同定でき
れば、実験室で求めた伝達関数Ｃを全車両に適用する場
合に比べて、高精度の伝達関数フィルタＣ＾が振動低減
制御に用いられることになるし、定期点検毎に伝達関数
Ｃを同定すれば各部品の経時変化等による振動伝達系の
変化にも対応できるから、良好な振動低減制御が実行で
きるのである。

【０１０７】ここで、この第１の実施の形態についてよ
り具体的な検討を行ってみる。即ち、出力サンプリング
・クロックＳＣ_oの周期Ｔ_oの最大値Ｔ_omax、最小値Ｔ
_omin並びに単位時間α_Tを、Ｔ_omax＝（１／５）／８＝２５msec Ｔ_omin＝（１／２００）／８＝０．６２５msec α_T＝０．２msec とすれば、正弦波の周波数は１２２種類必要になり、入
力サンプリング・クロックＳＣ_iの周期Ｔ_iを２msecと
すれば、残留振動信号ｅの取り込みに必要な時間は、２msec×１２８点×１２２種類＝３１sec になる。また、周期Ｔ_oが最大値Ｔ_omaxから最小値Ｔ
_ominに変化する間の区切りである単位時間α_Tを一定に
すると、周波数の区切りは一定にならないので、後に行
われる逆フーリエ変換が面倒になる。

【０１０８】フーリエ変換の理論から、フーリエ変換後
の周波数刻みΔｆは、 Δｆ＝１／（データ継続時間）＝１／（２msec×１２８点）＝３．９Hz となるので、周波数刻みを、これに併せて３．９Hz刻み
とすることが望ましいことになる。

【０１０９】そこで、出力サンプリング・クロックＳＣ
_oの最低周波数ｆ_min及び最高周波数ｆ_maxを、ｆ_min＝３．９Hz×２＝７．８Hz ｆ_max＝３．９Hz×５２＝２０３Hz とすれば、Ｔ_omax＝１６msec Ｔ_omin＝０．６１６msec となり、残留振動信号ｅの取り込みに必要な時間は、２msec×１２８点×５１種類＝１３．３sec となり、単位時間α_Tを一定にした場合に比べて、大幅
な時間短縮を図ることができる。

【０１１０】ただし、単位時間α_Tが一定にならないた
め、上述のようにステップ２１６の処理で一定の単位時
間α_Tを減じていくのではなく、周期Ｔ_oの値を周波数
に対するテーブルとして記憶しておき、それを読み出し
て使用するような処理にすることになる。

【０１１１】なお、本実施の形態では、能動型エンジン
マウント１を通じて車体３５側に伝達される振動を検出
する手段として、荷重センサ２２を用いているため、加
振振幅の大小を正確に表した残留振動信号ｅをコントロ
ーラ２５に供給できるという利点がある。従って、コン
トローラ２５においては、加振振幅の大きさを正確に反
映した駆動信号ｙを生成し出力するようになり、電磁ア
クチュエータ１０は、加振振幅に比例した振幅で可動板
１２を変位させることができる。このため、アイドル振
動（２０〜３０Hz）からこもり音振動（８０〜８００H
z）に至る全制御周波数帯域に渡って良好な振動低減制
御を実行することができるのである。

【０１１２】また、能動型エンジンマウント１内に荷重
センサ２２を内蔵し、その荷重センサ２２にボルト９の
締め付け力が加わらないようにしているから、荷重セン
サの耐荷重条件が低くなり、小型の荷重センサ２２を採
用でき、スペース的に余裕の小さい能動型エンジンマウ
ント１には非常に好適であり、コスト的にも有利にな
る。しかも、荷重センサ２２が能動型エンジンマウント
１と一体となっていれば、実際に車両に搭載する際の手
間数が少なくなるから、製造ラインにおける効率化を図
ることもできるという利点もある。

【０１１３】ここで、本実施の形態では、エンジン３０
が振動源に対応し、能動型エンジンマウント１が制御振
動源に対応し、パルス信号生成器２６が基準信号生成手
段に対応し、荷重センサ２２が残留振動検出手段に対応
し、図３の処理が能動制御手段に対応し、図４のステッ
プ２０１〜２０３，２０７，２０８，２０９，２１３〜
２１５，２１７の処理が同定信号供給手段に対応し、図
４のステップ２０４，２１１の処理が応答信号読み込み
手段に対応し、図４のステップ２１８，２１９の処理が
伝達関数同定手段に対応し、図４のステップ２０５，２
０６，２０９，２１０，２１２の処理が周期個別設定手
段に対応し、図４のステップ２１６の処理が出力周期可
変手段に対応し、コントローラ２５内の不揮発性メモリ
が数列記憶手段に対応し、図４のステップ２１８の処理
がフーリエ変換手段に対応し、図４のステップ２１９の
処理が逆フーリエ変換手段に対応し、図３のステップ１
０４の処理が駆動信号生成手段に対応し、図３のステッ
プ１０２の処理が更新用基準信号生成手段に対応し、図
３のステップ１０７の処理がフィルタ係数更新手段に対
応する。

【０１１４】図９乃至図１２は、本発明の第２の実施の
形態を説明するための図である。なお、全体的な構成や
処理の内容は上記第１の実施の形態と同様であるため、
重複する図示及び説明は省略し、本実施の形態の要点の
みを説明する。

【０１１５】即ち、上記第１の実施の形態のように、出
力サンプリング・クロックＳＣ_oの周期Ｔ_oを可変にす
るとともに、入力サンプリング・クロックＳＣ_iの周期
Ｔ_iを固定にすると、図９（ａ）に示すように周期Ｔ_i
が周期Ｔ_oの整数倍にならない場合（周期Ｔ_oが周期Ｔ
_iの整数倍にならない場合も同様）と、図９（ｂ）に示
すように周期Ｔ_iが周期Ｔ_oの整数倍になる場合（周期
Ｔ_oが周期Ｔ_iの整数倍になる場合も同様）とがある。
そして、後者の場合には、同定信号の出力タイミングを
○印で、残留振動信号の読み込みタイミングを×印で示
すように、それらタイミングが時間軸上で一致するか
ら、その残留振動信号に基づいて得られる振動伝達系の
位相特性は、その振動伝達系にのみ依存することにな
る。

【０１１６】しかし、前者の場合には、同じく同定信号
の出力タイミングを○印で、残留振動信号の読み込みタ
イミングを×印で示すように、それらタイミングに時間
軸上でずれが生じてしまう。すると、同定信号は、結局
のところ離散値の集合であるから、一つの離散値が出力
されてから次の離散値が出力されるまでの間は、一定の
値に保持されてしまう。このため、残留振動信号には、
振動伝達系の特性に関係ない位相遅れが含まれてしま
い、このままでは、その位相遅れ特性が伝達関数Ｃに反
映して、それだけ伝達関数Ｃの精度が落ちてしまう。ま
た、その位相遅れの大きさは、周期Ｔ_oの大きさ（より
正確には、周期Ｔ_iを周期Ｔ_oで割った場合の余り又は
周期Ｔ_oを周期Ｔ_iで割った場合の余り）に応じて異な
る。

【０１１７】このような位相遅れ分は、例えば上記第１
の実施の形態であれば、ステップ２１８の処理を実行す
る前に、残留振動信号の各時系列データに対して、個別
の位相進みを与える演算を行えばよいのであるが、それ
だけ演算時間が長くなってしまうため得策ではない。

【０１１８】そこで、本実施の形態では、コントローラ
２５内の不揮発性メモリに記憶する数列を、各周波数毎
に複数記憶させるるともに、それら各数列を生成するた
めの元の正弦波に、予め対応する出力サンプリング・ク
ロックＳＣ_oの周期Ｔ_oに応じた位相進みを与えてお
き、これにより上記位相遅れ分を相殺できるようにして
ある。つまり、対応する出力サンプリング・クロックＳ
Ｃ_oの周期Ｔ_oに応じて位相進みが与えられた正弦波を
等間隔に分割することにより各数列を生成し、それら各
数列を不揮発性メモリに記憶し、同定処理実行時には、
それら各数列から一つずつ選択し、その選択された数列
の各数値を、図１０に示すように、対応する出力サンプ
リング・クロックＳＣ_oに同期して順番に且つ繰り返し
同定信号として出力すれば、それによって発生する同定
振動には位相進みが与えられたこととなり、上述した周
期Ｔ_iが周期Ｔ_oの整数倍でない場合等に残留振動信号
に含まれてしまう位相遅れ分を相殺できるのである。

【０１１９】図１１は、周期Ｔ_o及び周期Ｔ_iについて
は図９（ａ）と同一の条件で、同定信号の元となってい
る正弦波に、後に読み込まれる残留振動信号に含まれて
しまう位相遅れを相殺できるような位相進みを与えた場
合における、同定信号の発生状態及び残留振動信号の読
み込み状態を示している。これにより、残留振動信号に
含まれていた振動伝達系に無関係な位相遅れ分を除去す
ることができるから、それだけ高精度の伝達関数Ｃを同
定することができる。しかも、実際に同定処理を行う場
合の演算負荷の増大を招かないから、演算時間も増大し
ない。

【０１２０】図１２（ａ）は正弦波に位相進みを与えな
かった場合の同定信号を示し、図１２（ｂ）は正弦波に
１０度の位相進みを与えた場合の同定信号を示してい
る。ちなみに、一周期を８分割した場合、位相進みを与
えない図１２（ａ）の場合には、不揮発性メモリに記憶
されている数列のテーブルは、ｓｉｎ（２π×０／８）＝０ｓｉｎ（２π×１／８）＝０．７０７ｓｉｎ（２π×２／８）＝１ｓｉｎ（２π×３／８）＝０．７０７ｓｉｎ（２π×４／８）＝０ｓｉｎ（２π×５／８）＝−０．７０７ｓｉｎ（２π×６／８）＝−１ｓｉｎ（２π×７／８）＝−０．７０７となる。これに対し、１０度の位相進みを与えた図１２
（ｂ）の場合には、ｓｉｎ（２π×０／８＋１０π／１８０）＝０．１７４ｓｉｎ（２π×１／８＋１０π／１８０）＝０．８１９ｓｉｎ（２π×２／８＋１０π／１８０）＝０．９８４ｓｉｎ（２π×３／８＋１０π／１８０）＝０．５７４ｓｉｎ（２π×４／８＋１０π／１８０）＝−０．１７
４ｓｉｎ（２π×５／８＋１０π／１８０）＝−０．８１
９ｓｉｎ（２π×６／８＋１０π／１８０）＝−０．９８
４ｓｉｎ（２π×７／８＋１０π／１８０）＝−０．５７
４となる。

【０１２１】そして、元の正弦波に与える位相進みとし
ては、その正弦波に位相進みを与えない状態で同定信号
を生成して、その同定信号に応じて発生する同定振動を
残留振動信号として読み込んだ場合の位相遅れをシミュ
レーション等により予め測定し、その測定された位相遅
れと同じ大きさの位相進みを用いればよい。なお、残留
振動信号に含まれてしまう位相遅れは、振動伝達系の特
性には関係がなく、周期Ｔ_i及びＴ_oにのみ依存するた
め、各車両毎に測定する必要はない。

【０１２２】図１３及び図１４は、本発明の第３の実施
の形態を示す図であって、図１３は上記第１の実施の形
態の図４と同様にコントローラ２５内で実行される同定
処理の概要を示すフローチャートである。なお、図４と
同じ処理を実行するステップには同じ番号を付し、その
重複する説明は省略するとともに、全体構成及び振動低
減処理の内容等は上記第１の実施の形態と同様であるた
め、重複する図示及び説明は省略する。

【０１２３】即ち、上記各実施の形態では、同定信号の
元となっている正弦波の振幅については特に触れていな
いが、本実施の形態では、正弦波の振幅をその周波数に
応じて可変としている。具体的には、図１４に示すよう
に、正弦波の振幅を低周波側で大きく、周波数が５０Hz
を越えた時点から周波数が上昇するに従って徐々に振幅
を小さくし、振幅がある程度小さくなった後は一定とし
ている。

【０１２４】つまり、エンジン３０で発生する振動のレ
ベルは、一般的に低周波側で大きく高周波側で小さいた
め、高精度の伝達関数Ｃの同定を行うためには、その同
定信号の振幅を、エンジン３０で発生する振動の周波数
毎の振幅に合致させることが望ましいのである。

【０１２５】そこで、コントローラ２５内の不揮発性メ
モリから同定信号となる数列を読みだす際にその振幅を
調整するか、或いは、振幅の異なる複数の正弦波に基づ
いて複数の数列を記憶しておいて、周波数毎にそれを使
い分ける等により、周波数に応じて振幅が個別に設定さ
れた同定信号を同定処理に用いるようにしている。

【０１２６】しかし、最終的に求められる伝達関数Ｃに
は、元の正弦波の振幅の差が含まれてしまうと、その振
幅の差があたかも伝達系の特性として伝達関数に含まれ
てしまうから、これを補正する必要がある。そこで、本
実施の形態の同定処理では、ステップ２１８からステッ
プ３０１に移行し、ここで各周波数成分の大きさを補正
する演算を行うようになっている。ステップ３０１で行
われる補正演算は、具体的には、対応する正弦波の振幅
でその周波数成分を割るという演算になる。例えば、基
準とする正弦波の振幅が１であり、ある周波数成分に対
応する正弦波の振幅が０．５の場合には、その周波数成
分を０．５で割る（２倍にする）ということになる。そ
して、ステップ３０１の補正演算が完了してから、ステ
ップ２１９，２２０の処理を実行する。

【０１２７】このような構成であれば、実施の伝達系に
特性をさらに正確に表した伝達関数Ｃを同定できるか
ら、より良好な振動低減制御が行えるようになる。ここ
で、本実施の形態では、図１３のステップ３０１の処理
が補正手段に対応する。

【０１２８】なお、上記各実施の形態では、残留振動を
能動型エンジンマウント１に内蔵した荷重センサ２２に
よって検出しているが、これに限定されるものではな
く、例えば車室内の乗員足元位置にフロア振動を検出す
る加速度センサを配設し、その加速度センサの出力信号
を残留振動信号ｅとしてもよい。

【０１２９】また、本発明の適用対象は車両に限定され
るものではなく、エンジン３０以外で発生する振動を低
減するための能動型振動制御装置であっても本発明は適
用可能であり、適用対象に関係なく上記各実施の形態と
同様の作用効果を奏することができる。例えば、工作機
械からフロアや室内に伝達される振動を低減する装置等
であっても、本発明は適用可能である。

【０１３０】さらに、上記各実施の形態では、駆動信号
ｙを生成するアルゴリズムとして同期式Ｆｉｌｔｅｒｅ
ｄ−ＸＬＭＳアルゴリズムを適用しているが、適用可
能なアルゴリズムはこれに限定されるものではなく、例
えば、通常のＦｉｌｔｅｒｅｄ−ＸＬＭＳアルゴリズ
ム等であってもよい。

【０１３１】また、上記第１の実施の形態において、同
定信号の元となる正弦波の最高周波数を２００Hzとして
いるが、これの算出根拠は、一般的なレシプロ４気筒エ
ンジンの場合、エンジン回転２次成分のエンジン振動が
問題となる振動であって、エンジンの最高回転数は概ね
６０００ｒｐｍ程度と考えられるから、その最高回転数
で回転している状態での回転２次成分が２００Hzとなる
からである。従って、同定信号の元となる正弦波の最高
周波数は、エンジンの形式等に応じて適宜選定すればよ
い。

【０１３２】そして、上記第３の実施の形態において、
同定信号の元となる正弦波の振幅を大きく設定するの
は、５０Hz以下としているが、これの算出根拠は、一般
的なレシプロ４気筒エンジンの場合、１５００ｒｐｍ以
下のアイドル振動周波数領域で大きな振動が発生するた
め、１５００ｒｐｍの回転２次成分である５０Hzを境界
としているのである。従って、そのような境界となる周
波数は、エンジンの形式等に応じて適宜選定すればよ
い。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施の形態を示す車両の概略側面図であ
る。

【図２】能動型エンジンマウントの一例を示す断面図で
ある。

【図３】振動低減処理の概要を示すフローチャートであ
る。

【図４】伝達関数の同定処理の概要を示すフローチャー
トである。

【図５】伝達関数の同定処理の全体的な流れを各波形と
ともに示す図である。

【図６】周期Ｔ_o及び周期Ｔ_iを個別に設定できること
の利点を説明する図である。

【図７】同定信号の出力を説明する波形図である。

【図８】同定信号として正弦波を用いる場合とホワイト
ノイズ信号を用いる場合との差を説明する周波数特性図
である。

【図９】残留振動信号に含まれてしまう位相遅れを説明
するための波形図である。

【図１０】第２の実施の形態における同定信号の出力を
説明する波形図である。

【図１１】第２の実施の形態の作用効果を説明する波形
図である。

【図１２】実際の同定信号の例を示す図である。

【図１３】第３の実施の形態における伝達関数の同定処
理の概要を示すフローチャートである。

【図１４】同定信号の元となってる正弦波の周波数と振
幅との関係を示す図である。

【符号の説明】

１能動型エンジンマウント（制御振動源）１０電磁アクチュエータ１５流体室２２荷重センサ（残留振動検出手段）２５コントローラ２６パルス信号生成器２８同定処理開始スイッチ３０エンジン（振動源）３５車体

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G05D 19/02 G10K 11/178

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】振動源から発せられる振動と干渉する制
御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振動発
生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成手
段と、前記干渉後の振動を検出し残留振動信号として出
力する残留振動検出手段と、前記基準信号及び前記残留
振動信号に基づき前記制御振動源及び前記残留振動検出
手段間の伝達関数を含む制御アルゴリズムを用いて前記
振動が低減するように前記制御振動源を駆動する能動制
御手段と、を備えた能動型振動制御装置において、正弦波を離散化してなる同定信号の各離散値を出力サン
プリング・クロックに同期して順次前記制御振動源に供
給する同定信号供給手段と、前記同定信号に応じた振動
が前記制御振動源から発せられた場合の前記残留振動信
号を入力サンプリング・クロックに同期して読み込む応
答信号読み込み手段と、前記応答信号読み込み手段が読
み込んだ前記残留振動信号に基づいて前記伝達関数を同
定する伝達関数同定手段と、前記出力サンプリング・ク
ロックの周期及び前記入力サンプリング・クロックの周
期を個別に設定可能な周期個別設定手段と、を設けたこ
とを特徴とする能動型振動制御装置。
【請求項２】前記正弦波の周波数を複数設定し、前記
同定信号供給手段は前記正弦波を一つずつ選択して前記
同定信号とするようになっている請求項１記載の能動型
振動制御装置。
【請求項３】前記出力サンプリング・クロックの周期
を、前記同定信号となる前記正弦波の周波数に応じて可
変とする出力周期可変手段を設けた請求項２記載の能動
型振動制御装置。
【請求項４】前記出力周期可変手段は、前記同定信号
となる前記正弦波の周波数の上昇に応じて前記出力サン
プリング・クロックの周期を短くするようになっている
請求項３記載の能動型振動制御装置。
【請求項５】正弦波を等間隔で所定個数に離散化して
なる数列を記憶した数列記憶手段を設け、前記同定信号
供給手段は、前記数列記憶手段に記憶されている前記数
列の各数値を、前記同定信号の各離散値として、前記出
力サンプリング・クロックに同期して順番に前記制御振
動源に供給するようになっている請求項４記載の能動型
振動制御装置。
【請求項６】各正弦波に、対応する前記出力サンプリ
ング・クロックの周期に応じた個別の位相進みを予め与
えた請求項２乃至請求項４のいずれかに記載の能動型振
動制御装置。
【請求項７】前記位相進みが与えられた各正弦波を対
応する出力サンプリング・クロックの周期で離散化して
なる複数の数列を記憶した数列記憶手段を設け、前記同
定信号供給手段は、前記数列記憶手段に記憶されている
前記複数の数列を一つずつ選択し、その選択された数列
の各数値を、前記同定信号の各離散値として、前記出力
サンプリング・クロックに同期して順番に前記制御振動
源に供給するようになっている請求項６記載の能動型振
動制御装置。
【請求項８】各正弦波の振幅を、その周波数に応じて
個別に設定した請求項２乃至請求項７のいずれかに記載
の能動型振動制御装置。
【請求項９】各正弦波の振幅を、その周波数の上昇に
応じて小さくした請求項８記載の能動型振動制御装置。
【請求項１０】前記伝達関数同定手段は、前記同定信
号供給手段が前記正弦波を変更する度に前記応答信号読
み込み手段が読み込んだ前記残留振動信号をフーリエ変
換して前記各正弦波の周波数に相当する成分を抽出する
フーリエ変換手段と、このフーリエ変換手段が抽出した
各周波数成分を合成したものを逆フーリエ変換して前記
伝達関数としてのインパルス応答を求める逆フーリエ変
換手段と、を備えた請求項２乃至請求項７のいずれかに
記載の能動型振動制御装置。
【請求項１１】前記伝達関数同定手段は、前記同定信
号供給手段が前記正弦波を変更する度に前記応答信号読
み込み手段が読み込んだ前記残留振動信号をフーリエ変
換して前記各正弦波の周波数に相当する成分を抽出する
フーリエ変換手段と、このフーリエ変換手段が抽出した
各周波数成分を各正弦波の振幅で補正する補正手段と、
この補正手段の各結果を合成したものを逆フーリエ変換
して前記伝達関数としてのインパルス応答を求める逆フ
ーリエ変換手段と、を備えた請求項８又は請求項９のい
ずれかに記載の能動型振動制御装置。
【請求項１２】前記能動制御手段は、フィルタ係数可
変の適応ディジタルフィルタと、前記基準信号を前記適
応ディジタルフィルタでフィルタ処理することにより前
記制御振動源を駆動する駆動信号を生成し出力する駆動
信号生成手段と、前記伝達関数に前記基準信号を入力し
た場合の応答結果である更新用基準信号を演算する更新
用基準信号演算手段と、前記残留振動信号及び前記更新
用基準信号に基づき前記制御アルゴリズムとしての逐次
更新型の適応アルゴリズムに従って前記適応アルゴリズ
ムのフィルタ係数を更新するフィルタ係数更新手段と、
を備えた請求項１乃至請求項１１のいずれかに記載の能
動型振動制御装置。