JP3085703B2 - Inverter device - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、交流電源を整流平滑した直流電圧を高周波
に変換して負荷に供給するインバータ装置に関するもの
である。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inverter device for converting a DC voltage obtained by rectifying and smoothing an AC power supply to a high frequency and supplying the high frequency to a load.
［従来の技術］ 従来例１ 第14図は従来のインバータ装置（特開昭60−134776
号）の回路図である。以下、その回路構成について説明
する。ダイオードD4,D5,D6,D7よりなる全波整流器DBの
交流入力端子は、インダクタL1とコンデンサC0よりなる
フィルター回路を介して交流電源Vsに接続されている。
全波整流器DBの直流出力端子には、チョッパー用のイン
ダクタL3と、逆流阻止用のダイオードD1を介して平滑用
のコンデンサC1が接続されている。コンデンサC1には、
トランジスタQ1,Q2の直列回路が接続されている。各ト
ランジスタQ1,Q2には、それぞれダイオードD1,D2が逆並
列接続されている。トランジスタQ1の両端には、直流カ
ット用のコンデンサC3と限流及び共振用のインダクタL2
を介して放電灯laが接続されている。放電灯laのフィラ
メントの非電源側端子間には、共振及び予熱電流通電用
のコンデンサC2が並列接続されている。[Prior Art] Conventional Example 1 FIG. 14 shows a conventional inverter device (JP-A-60-134776).
FIG. Hereinafter, the circuit configuration will be described. An AC input terminal of a full-wave rectifier DB including diodes D 4 , D 5 , D 6 , and D 7 is connected to an AC power supply Vs via a filter circuit including an inductor L 1 and a capacitor C 0 .
The DC output terminals of the full-wave rectifier DB, and an inductor L 3 for chopper, the capacitor C 1 for smoothing is connected via the diode D 1 of the reverse-current blocking. The capacitor C 1,
A series circuit of the transistors Q 1 and Q 2 is connected. Diodes D 1 and D 2 are connected in anti-parallel to the transistors Q 1 and Q 2 , respectively. A DC cut capacitor C 3 and a current limiting and resonance inductor L 2 are provided at both ends of the transistor Q 1.
Is connected to the discharge lamp la. Between the non-power supply side terminal of the filament lamp la, resonance and capacitor C 2 for preheating current supply are connected in parallel.
以下、上記回路の動作について説明する。まず、トラ
ンジスタQ1,Q2、ダイオードD1,D2、インダクタL2、コン
デンサC2,C3、放電灯laが直列インバータ回路を構成し
ている。トランジスタQ1,Q2は高速度で交互にオン・オ
フされる。平滑コンデンサC1の直流電圧は、トランジス
タQ1,Q2で高周波的にスイッチングされ、放電灯laに高
周波電力が供給される。次に、トランジスタQ2とダイオ
ードD1及びインダクタL3は、チョッパー回路を構成して
いる。トランジスタQ2のオン時に、全波整流器のDBの出
力をインダクタL3を介してトランジスタQ2でスイッチン
グし、インダクタL3にエネルギーを蓄積し、トランジス
タQ2のオフ時にダイオードD1を介して平滑コンデンサC1
を充電する。このチョッパー作用により入力力率が高く
なり、入力電流の高調波成分も少なくなる。さらに、コ
ンデンサC0とインダクタL1はフィルター回路を構成して
おり、チョッパー回路のスイッチング電流に含まれる高
周波成分を除去している。Hereinafter, the operation of the above circuit will be described. First, transistors Q 1 and Q 2 , diodes D 1 and D 2 , inductor L 2 , capacitors C 2 and C 3 , and discharge lamp la constitute a series inverter circuit. The transistors Q 1 and Q 2 are alternately turned on and off at a high speed. DC voltage of the smoothing capacitor C 1 is a high-frequency manner switching transistors Q 1, Q 2, high frequency power is supplied to the discharge lamp la. Then, the transistor Q 2 and the diode D 1 and the inductor L 3 constitute a chopper circuit. When the on transistor Q 2, the output of the DB of the full-wave rectifier via the inductor L 3 and the switching transistors Q 2, the energy accumulated in inductor L 3, via a diode D 1 when the off-transistor Q 2 smooth Capacitor C 1
Charge. This chopper action increases the input power factor and reduces the harmonic components of the input current. Further, the capacitor C 0 and the inductor L 1 constitute a filter circuit, and removes a high-frequency component included in a switching current of the chopper circuit.
この回路はインバータ回路とチョッパー回路とでトラ
ンジスタQ2とダイオードD1を兼用している。したがっ
て、回路が簡単で小型化できるという利点があるが、兼
用したトランジスタQ2にはインバータとチョッパーの両
方の電流が流れることになり、トランジスタQ2のストレ
スは非常に大きくなるという欠点がある。さらに、この
回路のチョッパーは昇圧チョッパーであり、平滑コンデ
ンサC1に高い直流電圧が充電される。このため、コンデ
ンサC1及びインバータ回路の回路素子には高耐圧のもの
が必要であり、回路素子は高価になる。This circuit also serves as a transistor Q 2 and the diode D 1 between the inverter circuit and chopper circuit. Therefore, the circuit but there is an advantage that can be easily miniaturized, the transistor Q 2 to which was also used will flow inverter and chopper both current stress of the transistor Q 2 is the disadvantage that a very large. Further, chopper of this circuit is boost chopper, a high DC voltage to the smoothing capacitor C 1 is charged. Therefore, the circuit elements of the capacitor C 1 and the inverter circuit is required of a high-voltage, the circuit element is expensive.
従来例２ 第15図は他の従来例（特開平１−252162号）の回路図
である。この従来例では、トランジスタQ1,Q2、ダイオ
ードD1,D2、インダクタL2、コンデンサC2〜C4、放電灯l
aがハーフブリッジ式インバータを構成している。C1は
平滑コンデンサであり、この電圧をコンデンサC3,C4で
分圧し、その電圧をトランジスタQ1,Q2で高周波的にス
イッチングして、放電灯laに高周波電力を供給する。Conventional Example 2 FIG. 15 is a circuit diagram of another conventional example (JP-A-1-252162). In this conventional example, transistors Q 1 and Q 2 , diodes D 1 and D 2 , inductor L 2 , capacitors C 2 to C 4 , discharge lamp l
a constitutes a half-bridge type inverter. C 1 is a smoothing capacitor, the voltage divided by the capacitor C 3, C 4, and a high frequency switched the voltage at the transistor Q 1, Q 2, and supplies high frequency power to the discharge lamp la.
一方、トランジスタQ2、ダイオードD3、インダクタ
L3、コンデンサC5、インピーダンス素子Ｚが第14図のチ
ョッパーに相当する働きをする。トランジスタQ2がオン
すると、全波整流器DBからインダクタL3、コンデンサ
C5、インピーダンス素子Ｚ、トランジスタQ2を介してイ
ンダクタL3に電流を流す。トランジスタQ2がオフする
と、インダクタL3に誘起電圧が発生し、ダイオードD3を
介して平滑コンデンサC1を充電する。この回路も本質的
には昇圧チョッパーであるが、コンデンサC5とインピー
ダンス素子Ｚを介して間接的にインダクタL3とダイオー
ドD3の接続点の電位をスイッチングするため昇圧作用が
小さくなる。On the other hand, transistor Q 2 , diode D 3 , inductor
L 3 , capacitor C 5 , and impedance element Z function equivalent to the chopper in FIG. When transistor Q 2 is turned on, the inductor L 3 from the full-wave rectifier DB, capacitor
C 5, the impedance element Z, a current flows in the inductor L 3 through the transistor Q 2. When transistor Q 2 is turned off, the induced voltage is generated in the inductor L 3, via the diode D 3 charges the smoothing capacitor C 1. This circuit also essentially a step-up chopper, the step-up action for switching a potential of the connection point of indirectly inductor L 3 and a diode D 3 through the capacitor C 5 and the impedance element Z decreases.
［発明が解決しようとする課題］ 上述の従来例1,2では、チョッパーとインバータとで
スイッチング素子を共用しているが、他の回路素子は別
個であり、回路構成の簡単化に対する効果は未だ不十分
である。また、チョッパー（DC−DC変換）とインバータ
（DC−AC変換）という２つの変換器を通るため、回路総
合効率（負荷の消費電力÷入力電力）が悪くなるという
問題があった。[Problems to be Solved by the Invention] In the above-described conventional examples 1 and 2, the chopper and the inverter share the switching element, but the other circuit elements are separate, and the effect on the simplification of the circuit configuration is not yet achieved. Not enough. Further, since the signal passes through two converters, a chopper (DC-DC conversion) and an inverter (DC-AC conversion), there is a problem that the overall circuit efficiency (power consumption of load / input power) is deteriorated.
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、インバータ装置の入力力率を
高く、入力電流高調波を低く保ちつつ、簡単な回路構成
で回路総合効率を向上させることにある。The present invention has been made in view of such a point,
An object of the present invention is to improve the overall circuit efficiency with a simple circuit configuration while keeping the input power factor of the inverter device high and the input current harmonics low.
［課題を解決するための手段］ 請求項１記載の発明にあっては、上記の課題を解決す
るために、第１図に示すように、交流電源Vsを整流する
整流器DBと、整流器DBの出力を平滑する平滑コンデンサ
C1とを有し、平滑コンデンサC1の電圧を高周波に変換し
て負荷に供給するインバータ装置において、整流器DBの
出力と平滑コンデンサC1との間に平滑コンデンサC1を充
電する方向にダイオードD3を接続し、整流器DBの出力と
前記ダイオードD3との接続点にコンデンサを含むインピ
ーダンス要素Z1の一端を接続し、整流器DBの出力から前
記インピーダンス要素Z1とインバータ１の振動要素Z2及
びスイッチング素子SW1を介して交流電源Vsから入力電
流を通電する電流経路を設けたことを特徴とするもので
ある。[Means for Solving the Problems] In the invention according to claim 1, in order to solve the above problems, as shown in FIG. 1, a rectifier DB for rectifying an AC power supply Vs, and a rectifier DB Smoothing capacitor to smooth output
And a C 1, the inverter device for supplying to a load by converting the voltage of the smoothing capacitor C 1 to a high frequency, rectifiers direction diode to charge the smoothing capacitor C 1 between the output and the smoothing capacitor C 1 of the DB connect the D 3, rectifier connect one end of the impedance element Z 1 including a capacitor to a connection point of the output of the DB and the diode D 3, the vibration elements from said output of the rectifier DB impedance elements Z 1 and the inverter 1 Z 2 and those characterized in that a current path for energizing the input current from the AC power source Vs through switching element SW 1.
また、請求項２記載の発明にあっては、同じ課題を解
決するために、第１図に示すように、交流電源Vsを整流
する整流器DBと、整流器DBの出力を平滑する平滑コンデ
ンサC1を有し、平滑コンデンサC1の電圧を高周波に変換
して負荷に供給するインバータ装置において、整流器DB
の出力から誘導性のインピーダンス素子Z1と、インバー
タ１の容量性の振動要素Z2及びスイッチング素子SW1を
介して交流電源Vsから入力電流を通電する電流経路を設
けたことを特徴とするものである。In order to solve the same problem, according to the second aspect of the present invention, as shown in FIG. 1, a rectifier DB for rectifying the AC power supply Vs and a smoothing capacitor C 1 for smoothing the output of the rectifier DB. has, in the inverter device for supplying to a load by converting the voltage of the smoothing capacitor C 1 to a high frequency, the rectifier DB
Which the impedance element Z 1 inductive from the output of, characterized in that a current path for energizing the input current from the AC power source Vs via the vibration element Z 2 and the switching element SW 1 of the capacitive inverter 1 It is.
［作用］ 第１図は本発明の基本構成図である。本発明の特徴
は、整流器DB、インピーダンス素子Z1、インバータ１の
振動要素Z2、スイッチング素子SW1の電流経路を設けた
ことである。スイッチング素子SW1が高速でオン・オフ
すると、整流器DB、インピーダンス素子Z1、インバータ
１の振動要素Z2、スイッチング素子SW1の経路で電流が
流れ、交流電源Vsの商用周期の全区間にわたって、入力
電流が流れるので、入力力率が高くなる。また、第14図
に示したようなコンデンサC0,インダクタL1よりなるフ
ィルター回路を付加すれば、入力電流の高調波成分も低
く抑えられる。一方、コンデンサC1を直流電源としてイ
ンバータ１により負荷には高周波電力が供給される。ス
イッチング素子SW1がオンのとき、インバータ１の振動
要素Z2には、インバータ１の電流が流れると共に、整流
器DB、インピーダンス素子Z1を介する電流経路でも電流
が流れる。このため、振動要素Z2はインバータ１と入力
力率改善回路とで共用されることになり、従来例に比べ
て更に回路の共用化が進んでいる。したがって、回路構
成も簡単になる。[Operation] FIG. 1 is a basic configuration diagram of the present invention. Feature of the present invention, the rectifier DB, impedance elements Z 1, vibrating element Z 2 of the inverter 1, is that of providing a current path of the switching element SW 1. When the switching element SW 1 is turned on and off at high speed, over a rectifier DB, impedance elements Z 1, vibrating element Z 2 of the inverter 1, a current flows through a path of the switching element SW 1, the entire section of the commercial cycle of the AC power source Vs, Since the input current flows, the input power factor increases. Further, if a filter circuit including the capacitor C 0 and the inductor L 1 as shown in FIG. 14 is added, the harmonic component of the input current can be suppressed low. On the other hand, high frequency power is supplied to the load by the inverter 1 to the capacitor C 1 as a DC power source. When the switching element SW 1 is turned on, the vibrating element Z 2 of the inverter 1, the current of the inverter 1 flows, rectifier DB, a current also flows through a current path through the impedance element Z 1. Therefore, the vibration element Z 2 will be shared by the inverter 1 and the input power factor correction circuit, sharing of further circuit in comparison with the prior art is progressing. Therefore, the circuit configuration is also simplified.
なお、ダイオードD3は必要に応じて接続する。後述の
実施例で説明するように、インピーダンス素子Z1の電流
が反転して、ダイオードD3を介してコンデンサC1を充電
したり、スイッチング素子SW1のオン時とは逆向きにイ
ンバータ１に電流を流したりすることができる。The diode D 3 is connected if necessary. As described in the Examples below, by reversing the current of the impedance element Z 1, or charge the capacitor C 1 through the diode D 3, the inverter 1 in the opposite direction from that at the time of the ON switching element SW 1 Current can flow.
このように、本発明では、整流器DBからインピーダン
ス素子Z1を介してインバータ１の振動要素Z2に直接的に
電流を流す経路を設けた。したがって、DC−DC変換、DC
−AC変換という２つの変換過程を通らずに、交流電源Vs
からインバータ１に一部の電流が流れるので、回路総合
効率が高くなる。しかも、この電流は入力電流であるの
で、入力力率を高く、入力電流高調波を少なくすること
ができる。Thus, in the present invention, it provided a path to flow a direct current to the vibrating element Z 2 of the inverter 1 through the impedance element Z 1 from the rectifier DB. Therefore, DC-DC conversion, DC
-AC power supply Vs without going through the two conversion processes of AC conversion
, A part of the current flows to the inverter 1, thereby increasing the overall circuit efficiency. Moreover, since this current is an input current, the input power factor can be increased and the input current harmonics can be reduced.
［実施例１］ 第２図は本発明の一実施例の回路図である。本実施例
は、第１図に示す基本構成において、インピーダンス素
子Z1をインダクタL3とコンデンサC4の直列回路とし、イ
ンバータの振動要素Z2としてインダクタL2を用いてい
る。また、インバータとして直列インバータを用いてお
り、負荷を放電灯laとしている。Embodiment 1 FIG. 2 is a circuit diagram of one embodiment of the present invention. This embodiment, in the basic configuration shown in FIG. 1, the impedance elements Z 1 and the series circuit of an inductor L 3 and capacitor C 4, and an inductor L 2 as a vibration element of the inverter Z 2. Further, a series inverter is used as the inverter, and the load is a discharge lamp la.
まず、インバータの動作について説明する。インバー
タは、トランジスタQ1,Q2とダイオードD1,D2、インダク
タL2、コンデンサC2,C3及び放電灯laで構成されてい
る。トランジスタQ1,Q2が高速で交互にオン・オフし、
コンデンサC1の直流電圧を高周波に変換して、放電灯la
を高周波点灯させる。コンデンサC2は放電灯laのフィラ
メントの予熱電流通電経路を構成しており、また、イン
ダクタL2との共振用コンデンサも兼ねている。コンデン
サC3は直流成分カット用の結合コンデンサである。First, the operation of the inverter will be described. The inverter includes transistors Q 1 and Q 2 , diodes D 1 and D 2 , an inductor L 2 , capacitors C 2 and C 3, and a discharge lamp la. Transistors Q 1 and Q 2 alternately turn on and off at high speed,
Converts the DC voltage of the capacitor C 1 to a high frequency, the discharge lamp la
Is turned on at high frequency. Capacitor C 2 constitutes a preheating current conduction path of the filament of the discharge lamp la, also doubles as resonance capacitor between the inductor L 2. Capacitor C 3 is a coupling capacitor for DC component cut.
本回路の特徴は、インバータの振動要素であるインダ
クタL2とスイッチング用のトランジスタQ2の直列回路
を、インダクタL3とコンデンサC4の直列回路を介して全
波整流器DBの出力端に接続したことである。このため、
トランジスタQ2がオンすると、整流器DB、インダクタ
L3、コンデンサC4、インダクタL2、トランジスタQ2の経
路で入力電流が流れる。インダクタL3、コンデンサC4、
インダクタL2は振動系を形成しており、いずれ電流の向
きは反転する。反転した電流は、コンデンサC4、インダ
クタL3、ダイオードD3、トランジスタQ1、インダクタL2
を通る第１の経路、又は、コンデンサC4、インダクタ
L3、ダイオードD3、コンデンサC1、コンデンサC3、放電
灯la、コンデンサC4を通る第２の経路を流れ、コンデン
サC4の電荷を放出する。第１又は第２のいずれの経路を
通るかは、インダクタL3、コンデンサC4、インダクタL2
の共振周波数とスイッチング周波数によって決まる。Feature of this circuit, the series circuit of the transistor Q 2 of the inductor L 2 and the switching is vibration element of the inverter, connected to the output terminal of the full-wave rectifier DB through a series circuit of an inductor L 3 and capacitor C 4 That is. For this reason,
When transistor Q 2 is turned on, the rectifier DB, inductor
L 3, capacitor C 4, inductor L 2, the input current flows through a path of the transistor Q 2. Inductor L 3 , capacitor C 4 ,
The inductor L 2 forms a vibration system, the direction of any current is reversed. The inverted current flows through the capacitor C 4 , inductor L 3 , diode D 3 , transistor Q 1 , inductor L 2
The first path through or capacitor C 4 , inductor
It flows through a second path through L 3 , diode D 3 , capacitor C 1 , capacitor C 3 , discharge lamp la, and capacitor C 4 , releasing the charge on capacitor C 4 . Which one of the first and second paths passes is determined by the inductor L 3 , the capacitor C 4 , the inductor L 2
And the switching frequency.
以上の過程は交流電源Vsの商用周期の全区間にわたっ
て繰り返されるので、入力電流が常に流れることにな
る。したがって、入力力率が高くなる。また、適当なフ
ィルター回路を入力側に付加し、高周波成分を除去した
入力電流波形は、入力電流の高調波成分の少ない正弦波
に近い波形とすることができる。The above process is repeated over the entire section of the commercial cycle of the AC power supply Vs, so that the input current always flows. Therefore, the input power factor increases. In addition, an appropriate filter circuit is added to the input side, and the input current waveform from which high-frequency components have been removed can be a waveform close to a sine wave with few harmonic components of the input current.
第３図は本実施例の動作波形図である。図中、Vinは
入力電圧、Iinは入力電流で、Izは入力電流のうちイン
ダクタL3とコンデンサC4を通る成分、ID3は入力電流の
うちダイオードD3を通る成分である。Iin′は図示はし
ていないが、第14図中のC0,L1のようなフィルター回路
を付加したときの入力波形であり、高周波成分が除去さ
れ、正弦波に近い波形となっている。入力電圧Vinのピ
ーク付近での入力電流Iin′の突部は、ダイオードD3を
介して交流電源Vsから直接的に流れる電流であり、イン
ダクタL3とコンデンサC4を適切に設計すれば更に下げる
ことができる。FIG. 3 is an operation waveform diagram of the present embodiment. In the figure, Vin is an input voltage, Iin is the input current, Iz component through inductor L 3 and capacitor C 4 of the input current, I D3 is a component passing through the diode D 3 of the input current. Iin 'is not shown, an input waveform obtained when adding a filter circuit such as C 0, L 1 in Figure 14, the high frequency components are removed, it has a waveform close to a sine wave . Projection of the input current Iin 'in the vicinity of the peak of the input voltage Vin is directly flowing current from the AC power source Vs via the diode D 3, further lowered by appropriately designing the inductor L 3 and capacitor C 4 be able to.
本実施例では、インバータの振動要素であるインダク
タL2は、入力力率改善回路とインバータ回路の両方から
共用されている。したがって、インダクタL2にはDC−DC
変換、DC−AC変換という２つの変換過程を通らず、整流
器DBからの電流の一部が直接的に流れるので、回路総合
効率が高くなる。In this embodiment, the inductor L 2 is a vibrating element of the inverter is shared by both the input power factor correction circuit and an inverter circuit. Therefore, the inductor L 2 DC-DC
Since a part of the current from the rectifier DB flows directly without passing through two conversion processes of conversion and DC-AC conversion, the overall circuit efficiency is increased.
［実施例２］ 第４図は本発明の他の実施例の回路図である。本実施
例は、第２図に示す回路において、インダクタL2の代わ
りに、コンデンサC3を用いたものである。これは、第１
図に示す基本構成において、インピーダンス素子Z1とし
てインダクタL3とコンデンサC4の直列回路を用いて、イ
ンバータの振動要素Z2としてコンデンサC3を用いたもの
である。Embodiment 2 FIG. 4 is a circuit diagram of another embodiment of the present invention. This embodiment, in the circuit shown in FIG. 2, instead of the inductor L 2, is obtained with a capacitor C 3. This is the first
In the basic configuration shown in FIG, using a series circuit of an inductor L 3 and capacitor C 4 as an impedance element Z 1, in which using the capacitor C 3 as the vibration element of the inverter Z 2.
第４図の回路において、コンデンサC3は、直流カット
用のコンデンサであるので、図中の矢印VC3の向きに、
平滑コンデンサC1の直流電圧の約半分の電圧を持ってい
る。このため、インダクタL3とコンデンサC4を介する入
力電流が流れやすい。また、コンデンサC3は容量が大き
目に設定されており、インダクタL3とコンデンサC4の振
動には殆ど影響しない。他の動作は第２図と殆ど同じで
回路効率が良くなり、入力力率が高く、入力電流高調波
が抑えられるという効果も同様である。In the circuit of FIG. 4, the capacitor C 3 is because a capacitor for cutting direct current, in the direction of arrow V C3 in the figure,
It has approximately half the voltage of the DC voltage of the smoothing capacitor C 1. Therefore, the input current easily flow through the inductor L 3 and capacitor C 4. The capacitor C 3 is the capacitance are larger set, little effect on the vibration of the inductor L 3 and capacitor C 4. Other operations are almost the same as those in FIG. 2, and the circuit efficiency is improved, the input power factor is high, and the effects of suppressing input current harmonics are also the same.
［実施例３］ 第５図は本発明のさらに他の実施例の回路図である。
本実施例は、第１図に示す基本構成において、インピー
ダンス素子Z1としてインダクタL3を用いて、インバータ
の振動要素Z2としてコンデンサC3を用いたものである。
インダクタL3には振動作用は無いので、電流は反転する
ことがない。したがって、ダイオードD3は省いても良
く、図中では点線で示している。また、本回路は非常に
構成が簡単化されており、小型の回路となる。効果につ
いては上記各実施例と同様である。Embodiment 3 FIG. 5 is a circuit diagram of still another embodiment of the present invention.
This embodiment, in the basic configuration shown in FIG. 1, with reference to inductor L 3 as an impedance element Z 1, in which using the capacitor C 3 as the vibration element of the inverter Z 2.
Since the inductor L 3 no vibration effect, current is not inverted. Accordingly, the diode D 3 may be omitted, is shown by dotted lines in the figure. Further, the configuration of the present circuit is extremely simplified, and it is a small circuit. The effects are the same as in the above embodiments.
［実施例４〜11］ 上記の各実施例では、インバータの振動要素Z2は１つ
の素子だけであったが、第６図乃至第８図に示すよう
に、２つの素子であっても良い。これらの実施例では、
インバータの振動要素Z2としてコンデンサC3とインダク
タL2の直列回路を用いている。また、インピーダンス素
子Z1としては、第６図の回路ではコンデンサC4を、第７
図の回路ではインダクタL3を、第８図の回路ではインダ
クタL3とコンデンサC4の直列回路を、それぞれ用いてい
る。効果については上記各実施例と同様である。In the embodiments of Example 4-11] above, the vibration element Z 2 inverters was only one element, as shown in FIG. 6 to FIG. 8, it may be two elements . In these examples,
It uses a series circuit of a capacitor C 3 and the inductor L 2 as a vibration element of the inverter Z 2. Further, as the impedance elements Z 1, a capacitor C 4 in the circuit of FIG. 6, 7
The inductor L 3 is a circuit diagram, the circuit of Figure 8 is a series circuit of an inductor L 3 and capacitor C 4, are used, respectively. The effects are the same as in the above embodiments.
第９図乃至第11図は本発明のさらに他の実施例の回路
図であり、インバータとして一石式インバータを用いた
例である。これらの回路において、トランジスタQ1とダ
イオードD1、インダクタL2,L4、コンデンサC2,C5及び放
電灯laは、一石式インバータを形成している。このイン
バータでは、コンデンサC5とインダクタL4及びL2の共振
作用により放電灯laに高周波電力が供給される。インピ
ーダンス素子Z1としては、第９図の回路ではコンデンサ
C4を、第10図及び第11図の回路ではインダクタL3とコン
デンサC4の直列回路を、それぞれ用いている。なお、第
11図におけるコンデンサC3は放電灯laの直流カット用コ
ンデンサで、これにより放電灯laへの直流成分がカット
される。FIGS. 9 to 11 are circuit diagrams of still another embodiment of the present invention, in which a single-type inverter is used as the inverter. In these circuits, the transistor Q 1, a diode D 1, inductor L 2, L 4, a capacitor C 2, C 5, and the discharge lamp la forms one transistor type inverter. In this inverter, high frequency power is supplied to the discharge lamp la by resonance action of the capacitor C 5 and the inductor L 4 and L 2. The impedance elements Z 1, in the circuit of FIG. 9 is a capacitor
The C 4, in the circuit of Figure 10 and Figure 11 is a series circuit of an inductor L 3 and capacitor C 4, are used, respectively. In addition,
A DC cutting capacitor of the capacitor C 3 is the discharge lamp la in Figure 11, this DC component to the discharge lamp la is cut by.
これらの回路では、インバータの方式は異なるが、整
流器DB、インピーダンス素子Z1、インバータの振動要素
Z2、スイッチング素子の経路が形成されており、インバ
ータの一部に直接的に入力電流が流れ、回路効率が高く
なるという効果は同様に達成される。In these circuits, scheme of the inverter is different, the rectifier DB, impedance elements Z 1, vibrating element of the inverter
Since the path of Z 2 and the path of the switching element are formed, the input current flows directly to a part of the inverter, and the effect of increasing the circuit efficiency is similarly achieved.
第12図及び第13図は本発明の別の実施例の回路図であ
る。上述の各実施例（第２図〜第８図）では、インバー
タの負荷回路（インダクタL2とコンデンサC2,C3及び放
電灯la）が低電位側のトランジスタQ2の両端に接続され
ていたが、第12図及び第13図の回路例のように、高電位
側のトランジスタQ1の両端に接続しても良い。効果につ
いては上記各実施例と同様である。12 and 13 are circuit diagrams of another embodiment of the present invention. In each embodiment described above (FIG. 2-FIG. 8), the load circuit of the inverter (inductor L 2 and capacitor C 2, C 3 and the discharge lamp la) is not connected to both ends of the transistor Q 2 on the low potential side and although, as in the circuit example of Figure 12 and Figure 13, may be connected to both ends of the transistor to Q 1 high potential side. The effects are the same as in the above embodiments.
［発明の効果］ 本発明のインバータ装置では、整流器からインピーダ
ンス素子、インバータの振動要素、スイッチング素子を
介して入力電流が常に流れるようにしたので、入力力率
が高く、入力電流高調波が低く抑えられるという効果が
ある。さらに、上記の電流経路によりインバータの一部
に整流器から直接的に電流が流れるので、電力変換過程
が少なくなることにより、回路総合効率も高くなるとい
う効果がある。また、交流電源から整流器を介して入力
電流を流すインピーダンス素子の一部をインバータの振
動要素で兼用したので、回路構成を簡単化でき、インバ
ータ装置を小型化できるという利点もある。[Effects of the Invention] In the inverter device of the present invention, the input current always flows from the rectifier through the impedance element, the oscillating element of the inverter, and the switching element, so that the input power factor is high and the input current harmonics are suppressed low. There is an effect that it can be. Furthermore, since the current flows directly from the rectifier to a part of the inverter through the current path, the power conversion process is reduced, and the overall circuit efficiency is increased. In addition, since a part of the impedance element that allows the input current to flow from the AC power supply via the rectifier is also used as the vibration element of the inverter, there is an advantage that the circuit configuration can be simplified and the inverter device can be downsized.
さらに、請求項１に記載の構成によれば、スイッチン
グ素子のオン時にコンデンサを介して入力電流を引き込
むことができ、入力電流の引きみによりコンデンサに蓄
積された電荷は整流器と平滑コンデンサの間に接続され
たダイオードを介して放出させて有効に利用することが
できる。Further, according to the configuration of the first aspect, the input current can be drawn through the capacitor when the switching element is turned on, and the electric charge accumulated in the capacitor due to the drawing of the input current is between the rectifier and the smoothing capacitor. It can be effectively used by emitting through the connected diode.
第１図は本発明の基本構成を示す回路図、第２図は本発
明の一実施例の回路図、第３図は同上の動作波形図、第
４図乃至第13図は本発明のそれぞれ別の実施例の回路
図、第14図は従来例の回路図、第15図は他の従来例の回
路図である。 Vsは交流電源、DBは整流器、C1は平滑コンデンサ、Z1は
インピーダンス素子、Z2はインバータの振動要素、SW1
はスイッチング素子、１はインバータである。FIG. 1 is a circuit diagram showing a basic configuration of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention, FIG. 3 is an operation waveform diagram of the embodiment, and FIGS. FIG. 14 is a circuit diagram of another conventional example, and FIG. 14 is a circuit diagram of another conventional example. Vs is an AC power source, DB rectifier, C 1 is a smoothing capacitor, Z 1 is the impedance element, Z 2 is vibrating element of the inverter, SW 1
Is a switching element, and 1 is an inverter.
Claims (2)
力を平滑する平滑コンデンサとを有し、平滑コンデンサ
の電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバータ装
置において、整流器の出力と平滑コンデンサとの間に平
滑コンデンサを充電する方向にダイオードを接続し、整
流器の出力と前記ダイオードとの接続点にコンデンサを
含むインピーダンス要素の一端を接続し、整流器の出力
から前記インピーダンス要素とインバータの振動要素及
びスイッチング素子を介して交流電源から入力電流を通
電する電流経路を設けたことを特徴とするインバータ装
置。An inverter device having a rectifier for rectifying an AC power supply and a smoothing capacitor for smoothing the output of the rectifier, wherein the output of the rectifier and the smoothing capacitor are converted to a high frequency and supplied to a load. A diode is connected in the direction of charging the smoothing capacitor between the terminals, and one end of an impedance element including a capacitor is connected to a connection point between the output of the rectifier and the diode. From the output of the rectifier, the impedance element and the oscillation element of the inverter are connected. And a current path for supplying an input current from an AC power supply via a switching element.
力を平滑する平滑コンデンサとを有し、平滑コンデンサ
の電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバータ装
置において、整流器の出力から誘導性のインピーダンス
素子と、インバータの容量性の振動要素及びスイッチン
グ素子を介して交流電源から入力電流を通電する電流経
路を設けたことを特徴とするインバータ装置。2. An inverter device having a rectifier for rectifying an AC power supply and a smoothing capacitor for smoothing the output of the rectifier, wherein the inverter device converts the voltage of the smoothing capacitor to a high frequency and supplies it to a load. And a current path through which an input current flows from an AC power supply via the capacitive element of the inverter and the switching element.
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