JP3030230B2 - 拡散通信システムの受信装置 - Google Patents
拡散通信システムの受信装置Info
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Description
【０００１】本発明はディジタル拡散通信システムの受
信装置に関するものである。
信装置に関するものである。
【従来の技術】近年、自動車電話や携帯電話等の移動体
通信の分野において、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方
式による拡散通信システムが実用化に向けて開発されて
いる。このような拡散通信システムにおけるダイバーシ
ティ合成装置の従来例としては、例えば図８に示すもの
がある。この図に示すダイバーシティ合成装置は複合ダ
イバーシティ合成方式と呼ばれるもので、同図におい
て、符号１は通信用の電波を発信および受信する複数の
アンテナ、２はこれらのアンテナ１のそれぞれに対応し
て接続された複数の相関器、３は相関器出力から複数の
パスを選択する複数パス選択合成回路、４は前記複数パ
ス選択合成回路３からの各出力を比較する合成レベル比
較回路、５は合成レベル比較回路４の出力に基づいて複
数パス選択合成回路３の出力を切り替える切替スイッ
チ、６は受信信号を復調して受信データを得る復調回路
である。
通信の分野において、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方
式による拡散通信システムが実用化に向けて開発されて
いる。このような拡散通信システムにおけるダイバーシ
ティ合成装置の従来例としては、例えば図８に示すもの
がある。この図に示すダイバーシティ合成装置は複合ダ
イバーシティ合成方式と呼ばれるもので、同図におい
て、符号１は通信用の電波を発信および受信する複数の
アンテナ、２はこれらのアンテナ１のそれぞれに対応し
て接続された複数の相関器、３は相関器出力から複数の
パスを選択する複数パス選択合成回路、４は前記複数パ
ス選択合成回路３からの各出力を比較する合成レベル比
較回路、５は合成レベル比較回路４の出力に基づいて複
数パス選択合成回路３の出力を切り替える切替スイッ
チ、６は受信信号を復調して受信データを得る復調回路
である。
【０００２】かかる構成において、複数パス選択合成回
路３は相関器２の出力のレベルの高い順番に複数パスを
選択して最大比合成をし、合成レベル比較器４は複数パ
ス選択合成回路３からの各出力を比較し、合成出力の最
も高いブランチ出力を選択する。そして、切替スイッチ
５によって、合成出力が最も高いとされるアンテナを複
数のアンテナ（１〜Ｌ）の中から選択接続し、そのアン
テナからの受信データを復調する。
路３は相関器２の出力のレベルの高い順番に複数パスを
選択して最大比合成をし、合成レベル比較器４は複数パ
ス選択合成回路３からの各出力を比較し、合成出力の最
も高いブランチ出力を選択する。そして、切替スイッチ
５によって、合成出力が最も高いとされるアンテナを複
数のアンテナ（１〜Ｌ）の中から選択接続し、そのアン
テナからの受信データを復調する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来のダイバーシティ合成装置にあっては、合成レ
ベル比較器４により複数パス選択合成回路３からの各出
力を比較して合成出力の最も高いブランチ出力を選択
し、合成出力が最も高いとされるアンテナを複数のアン
テナの中から選択接続するようになっているから、アン
テナは、合成出力が最も高いとはいえ、１つに限定され
てしまい、他のアンテナがある程度は高い合成出力を有
していてもそのアンテナは選択されずに受信動作が遂行
され、充分な受信データが得られないという不具合があ
る。
うな従来のダイバーシティ合成装置にあっては、合成レ
ベル比較器４により複数パス選択合成回路３からの各出
力を比較して合成出力の最も高いブランチ出力を選択
し、合成出力が最も高いとされるアンテナを複数のアン
テナの中から選択接続するようになっているから、アン
テナは、合成出力が最も高いとはいえ、１つに限定され
てしまい、他のアンテナがある程度は高い合成出力を有
していてもそのアンテナは選択されずに受信動作が遂行
され、充分な受信データが得られないという不具合があ
る。
【０００４】また、ダイバーシティ合成動作に先立っ
て、累積度数演算処理動作を行なうタイプの拡散通信シ
ステムがあるが、その場合に累積度数演算手段における
演算が受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ変換した
データを受信してＩ2 ＋Ｑ2 を計算し、フィルターを通
すことで平均受信電力を累積度数として出力するとい
う、いわゆるパワー モード演算部のみから成っている
場合、累積度数そのものは算出し得るが、上記Ｉ2 ＋Ｑ
2 を計算することによりパイロットチャネルが常時１し
か得られず、平均値は１となる。よってデータがランダ
ム的に１、−１となる場合、本来ならば平均値は０とな
るはずであるが、この平均値０を利用することが出来な
くなってしまうという不具合がある。
て、累積度数演算処理動作を行なうタイプの拡散通信シ
ステムがあるが、その場合に累積度数演算手段における
演算が受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ変換した
データを受信してＩ2 ＋Ｑ2 を計算し、フィルターを通
すことで平均受信電力を累積度数として出力するとい
う、いわゆるパワー モード演算部のみから成っている
場合、累積度数そのものは算出し得るが、上記Ｉ2 ＋Ｑ
2 を計算することによりパイロットチャネルが常時１し
か得られず、平均値は１となる。よってデータがランダ
ム的に１、−１となる場合、本来ならば平均値は０とな
るはずであるが、この平均値０を利用することが出来な
くなってしまうという不具合がある。
【０００５】本願の発明は前記問題点に鑑みてなされた
もので、その第１の目的は、拡散通信システムにおける
受信品質を向上させることが可能な受信装置を提供する
ことである。
もので、その第１の目的は、拡散通信システムにおける
受信品質を向上させることが可能な受信装置を提供する
ことである。
【０００６】本発明の第２の目的は、拡散通信システム
の受信動作に際しての同期確立が確実に行なえる受信装
置を提供することである。
の受信動作に際しての同期確立が確実に行なえる受信装
置を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、拡散通信システムの受信装置を、複数のア
ンテナと、アンテナ毎に対応して設けられ受信拡散信号
の拡散符号位相と受信機の逆拡散符号（レプリカ コー
ド）の位相との相関関係を求める複数の相関器と、アン
テナ毎に対応して設けられ受信信号に対する逆拡散符号
位相との相関値の累積度数を求める複数の累積度数演算
手段と、複数の累積度数演算手段の累積度数出力を取り
入れ、複数の累積度数出力にわたり、１シンボルに対し
て所定の個数のピーク波形を検出してダイバーシティ合
成に使用する逆拡散符号位相とアンテナを求め送信機側
との同期を獲得するマルチパス同期獲得手段と、マルチ
パス同期獲得手段からの出力によってディジタルトラッ
キング動作を行なうディジタルトラッキング手段と、デ
ィジタルトラッキングデータに基づいて入力データに対
する回転角度の補正を行なう回転角度補正手段と、回転
角度補正されたデータをダイバーシティ合成するダイバ
ーシティ合成手段とで構成したことを要旨とする。
するために、拡散通信システムの受信装置を、複数のア
ンテナと、アンテナ毎に対応して設けられ受信拡散信号
の拡散符号位相と受信機の逆拡散符号（レプリカ コー
ド）の位相との相関関係を求める複数の相関器と、アン
テナ毎に対応して設けられ受信信号に対する逆拡散符号
位相との相関値の累積度数を求める複数の累積度数演算
手段と、複数の累積度数演算手段の累積度数出力を取り
入れ、複数の累積度数出力にわたり、１シンボルに対し
て所定の個数のピーク波形を検出してダイバーシティ合
成に使用する逆拡散符号位相とアンテナを求め送信機側
との同期を獲得するマルチパス同期獲得手段と、マルチ
パス同期獲得手段からの出力によってディジタルトラッ
キング動作を行なうディジタルトラッキング手段と、デ
ィジタルトラッキングデータに基づいて入力データに対
する回転角度の補正を行なう回転角度補正手段と、回転
角度補正されたデータをダイバーシティ合成するダイバ
ーシティ合成手段とで構成したことを要旨とする。
【０００８】上記受信装置のマルチパス同期獲得手段
は、複数の累積度数演算手段の累積度数出力の中から、
累積度数が所定のしきい値を超えるものの中の最大の累
積度数を持つものから順に所定の個数の累積度数に相当
する逆拡散符号位相を選び出すようにすることができ
る。
は、複数の累積度数演算手段の累積度数出力の中から、
累積度数が所定のしきい値を超えるものの中の最大の累
積度数を持つものから順に所定の個数の累積度数に相当
する逆拡散符号位相を選び出すようにすることができ
る。
【０００９】また、上記受信装置の累積度数演算手段
は、パワー モード演算部と疑似遅延検波モード演算部
とを有し、パワー モード演算部は、受信機無線部のＩ
成分とＱ成分をＡ／Ｄ変換したデータを受信してＩ2 ＋
Ｑ2 を計算し、その結果をフィルターに通すことで平均
受信電力を累積度数として出力し、疑似遅延検波モード
演算部は、受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ変換
したデータを受信し、Ｉ成分とＱ成分をそれぞれ前シン
ボルの対応するデータと乗算し、Ｉ成分とＱ成分の両方
についての乗算結果を加算し、フィルターを通した結果
を累積度数として出力するようにすることができる。
は、パワー モード演算部と疑似遅延検波モード演算部
とを有し、パワー モード演算部は、受信機無線部のＩ
成分とＱ成分をＡ／Ｄ変換したデータを受信してＩ2 ＋
Ｑ2 を計算し、その結果をフィルターに通すことで平均
受信電力を累積度数として出力し、疑似遅延検波モード
演算部は、受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ変換
したデータを受信し、Ｉ成分とＱ成分をそれぞれ前シン
ボルの対応するデータと乗算し、Ｉ成分とＱ成分の両方
についての乗算結果を加算し、フィルターを通した結果
を累積度数として出力するようにすることができる。
【００１０】さらに、上記受信装置の累積度数演算手段
の疑似遅延検波モード演算部は、受信機無線部のＩ成分
とＱ成分をＡ／Ｄ変換したデータを受信し、Ｉ成分とＱ
成分をそれぞれ前シンボルの対応するデータと乗算し、
Ｉ成分とＱ成分の両方についての乗算結果を加算した後
に、この加算した値の平方根を求め、フィルターを通し
た結果を累積度数として出力するようにすることができ
る。
の疑似遅延検波モード演算部は、受信機無線部のＩ成分
とＱ成分をＡ／Ｄ変換したデータを受信し、Ｉ成分とＱ
成分をそれぞれ前シンボルの対応するデータと乗算し、
Ｉ成分とＱ成分の両方についての乗算結果を加算した後
に、この加算した値の平方根を求め、フィルターを通し
た結果を累積度数として出力するようにすることができ
る。
【００１１】さらにまた、上記受信装置の累積度数演算
手段のパワー モード演算部は受信機の逆拡散符号が同
期確立出来ていない段階で演算動作を行なって累積度数
を求める一方、疑似遅延検波モード演算部は、逆拡散符
号の同期確立ができている場合に演算動作を行なって累
積度数を求めるようにしてもよい。
手段のパワー モード演算部は受信機の逆拡散符号が同
期確立出来ていない段階で演算動作を行なって累積度数
を求める一方、疑似遅延検波モード演算部は、逆拡散符
号の同期確立ができている場合に演算動作を行なって累
積度数を求めるようにしてもよい。
【００１２】
【作用】受信機に受信されたデータは、Ａ／Ｄ変換され
た後、相関器によって拡散信号の拡散符号位相と受信機
の逆拡散符号（レプリカ コード）の位相との相関関係
を求められ、その結果としての出力は累積度数演算手段
によって受信信号に対するある逆拡散符号位相との相関
値の累積度数を求められる。その累積度数出力は、マル
チパス同期獲得手段において１シンボルに対して所定の
個数のピーク波形を検出され、その検出結果に基づいて
ダイバーシティ合成に使用する逆拡散符号位相とアンテ
ナを求め送信機側との同期が獲得される。その後は、マ
ルチパス同期獲得手段からの出力によってディジタルト
ラッキング動作が行なわれ、このディジタルトラッキン
グデータに基づいて入力データに対する回転角度の補正
が行なわれて回転角度補正され、回転角度補正されたデ
ータについてダイバーシティ合成が行なわれるとともに
データ復号が行なわれて受信データが得られる。本発明
においては、各アンテナごとに別々に相関値が求めら
れ、また累積度数を求められるが、マルチパス同期獲得
手段においては、複数の累積度数出力にわたり１シンボ
ルに対して所定の個数のピーク波形を検出される。これ
により、本発明ではレイク（ＲＡＫＥ）ダイバーシティ
とスペース ダイバーシティを併用した通信システムに
おいてレイク合成のための遅延波の選択と、スペース
ダイバーシティのためのアンテナの選択が同じ次元で行
なわれる。
た後、相関器によって拡散信号の拡散符号位相と受信機
の逆拡散符号（レプリカ コード）の位相との相関関係
を求められ、その結果としての出力は累積度数演算手段
によって受信信号に対するある逆拡散符号位相との相関
値の累積度数を求められる。その累積度数出力は、マル
チパス同期獲得手段において１シンボルに対して所定の
個数のピーク波形を検出され、その検出結果に基づいて
ダイバーシティ合成に使用する逆拡散符号位相とアンテ
ナを求め送信機側との同期が獲得される。その後は、マ
ルチパス同期獲得手段からの出力によってディジタルト
ラッキング動作が行なわれ、このディジタルトラッキン
グデータに基づいて入力データに対する回転角度の補正
が行なわれて回転角度補正され、回転角度補正されたデ
ータについてダイバーシティ合成が行なわれるとともに
データ復号が行なわれて受信データが得られる。本発明
においては、各アンテナごとに別々に相関値が求めら
れ、また累積度数を求められるが、マルチパス同期獲得
手段においては、複数の累積度数出力にわたり１シンボ
ルに対して所定の個数のピーク波形を検出される。これ
により、本発明ではレイク（ＲＡＫＥ）ダイバーシティ
とスペース ダイバーシティを併用した通信システムに
おいてレイク合成のための遅延波の選択と、スペース
ダイバーシティのためのアンテナの選択が同じ次元で行
なわれる。
【００１３】また、本発明では、上記受信装置のマルチ
パス同期獲得手段による複数の累積度数出力にわたるピ
ーク波形を検出に際して、複数の累積度数演算手段の累
積度数出力の中から、累積度数が所定のしきい値を超え
るものの中の最大の累積度数を持つものから順に所定の
個数（例えば４個）の累積度数に相当する逆拡散符号位
相を選び出されることができる。
パス同期獲得手段による複数の累積度数出力にわたるピ
ーク波形を検出に際して、複数の累積度数演算手段の累
積度数出力の中から、累積度数が所定のしきい値を超え
るものの中の最大の累積度数を持つものから順に所定の
個数（例えば４個）の累積度数に相当する逆拡散符号位
相を選び出されることができる。
【００１４】また、上記受信動作に際して、累積度数演
算手段は、パワー モードのみによる演算処理を行な
い、その結果として得られた累積度数をマルチパス同期
獲得手段に送付しても一定の効果は得られるが、より好
ましくは、累積度数演算手段はパワー モード演算部と
疑似遅延検波モード演算部とを有しており、パワー モ
ード演算部によって受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ
／Ｄ変換したデータを受信してＩ2 ＋Ｑ2 を計算し、そ
の結果をフィルターに通すことで平均受信電力を累積度
数として出力する一方、疑似遅延検波モード演算部で
は、受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ変換したデ
ータを受信し、Ｉ成分とＱ成分をそれぞれ前シンボルの
対応するデータと乗算し、Ｉ成分とＱ成分の両方につい
ての乗算結果を加算し、フィルターを通した結果を累積
度数として出力するようにするのがよい。これにより受
信機がまだ１波のＰＮ同期も獲得できていない場合は累
積度数演算手段のパワー モード演算部をオンに設定し
て主波のみでもＰＮ同期獲得を行なわせ、その後、少な
くとも１波ＰＮ同期が獲得できたら、疑似遅延検波モー
ド演算部をオンに設定して疑似遅延検波モードの演算を
行なうようにすることができ、両方の演算の特徴を活か
すことができる。
算手段は、パワー モードのみによる演算処理を行な
い、その結果として得られた累積度数をマルチパス同期
獲得手段に送付しても一定の効果は得られるが、より好
ましくは、累積度数演算手段はパワー モード演算部と
疑似遅延検波モード演算部とを有しており、パワー モ
ード演算部によって受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ
／Ｄ変換したデータを受信してＩ2 ＋Ｑ2 を計算し、そ
の結果をフィルターに通すことで平均受信電力を累積度
数として出力する一方、疑似遅延検波モード演算部で
は、受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ変換したデ
ータを受信し、Ｉ成分とＱ成分をそれぞれ前シンボルの
対応するデータと乗算し、Ｉ成分とＱ成分の両方につい
ての乗算結果を加算し、フィルターを通した結果を累積
度数として出力するようにするのがよい。これにより受
信機がまだ１波のＰＮ同期も獲得できていない場合は累
積度数演算手段のパワー モード演算部をオンに設定し
て主波のみでもＰＮ同期獲得を行なわせ、その後、少な
くとも１波ＰＮ同期が獲得できたら、疑似遅延検波モー
ド演算部をオンに設定して疑似遅延検波モードの演算を
行なうようにすることができ、両方の演算の特徴を活か
すことができる。
【００１５】さらに、上記受信装置の累積度数演算手段
の疑似遅延検波モード演算部の動作に関しては、受信機
無線部のＩ成分とＱ成分の両方についての乗算結果を加
算した後に、この加算した値の平方根を求め、フィルタ
ーを通した結果を累積度数として出力するようにしても
よい。
の疑似遅延検波モード演算部の動作に関しては、受信機
無線部のＩ成分とＱ成分の両方についての乗算結果を加
算した後に、この加算した値の平方根を求め、フィルタ
ーを通した結果を累積度数として出力するようにしても
よい。
【００１６】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図１は本発明の一実施例に係る拡散通信システム
の受信装置を示すブロック図、図２は前記実施例に係る
拡散通信システムの受信装置に組み込まれる累積度数演
算回路の具体例を示すブロック図、図３は同じく前記実
施例に組み込まれる同期検波用回転角度補正回路の構成
を表すブロック図、図４は前記実施例に組み込まれるダ
イバーシティ合成・データ復調回路の構成を表すブロッ
ク図である。
する。図１は本発明の一実施例に係る拡散通信システム
の受信装置を示すブロック図、図２は前記実施例に係る
拡散通信システムの受信装置に組み込まれる累積度数演
算回路の具体例を示すブロック図、図３は同じく前記実
施例に組み込まれる同期検波用回転角度補正回路の構成
を表すブロック図、図４は前記実施例に組み込まれるダ
イバーシティ合成・データ復調回路の構成を表すブロッ
ク図である。
【００１７】図１において、符号１１は第１のアンテナ
１１ａおよび第２のアンテナ１１ｂを含み拡散通信シス
テムの無線部に接続されて拡散送信信号を受信する複数
のアンテナで、第１のアンテナ１１ａは、この第１のア
ンテナ１１ａで受信された受信信号が伝送される経路と
してスペース ダイバーシティ ブランチ１を形成し、
第２のアンテナ１１ｂは、この第２のアンテナ１１ｂで
受信された受信信号が伝送される経路としてスペース
ダイバーシティ ブランチ２を形成している。アンテナ
１１は第１および第２のアンテナ１１ａ、１１ｂ以外に
もさらに多くのアンテナが設置されてもよい。１２はア
ンテナ１１を通して受信された電波信号を受信装置内に
取り込む受信機無線部で、第１および第２のアンテナ１
１ａ、１１ｂで受信された各受信信号をＩ成分、Ｑ成分
に分けて出力する。１３は第１のアンテナ１１ａを通し
て受信された信号をアナログ信号からディジタル信号へ
変換するＡ／Ｄ変換器で、この受信信号のＩ成分につい
てのＡ／Ｄ変換を行なうＩ成分Ａ／Ｄ変換部１３ａと、
Ｑ成分についてのＡ／Ｄ変換を行なうＱ成分Ａ／Ｄ変換
部１３ｂとから構成される。１４は第２のアンテナ１１
ｂを通して受信された信号をアナログ信号からディジタ
ル信号へ変換するＡ／Ｄ変換器で、この受信信号のＩ成
分についてのＡ／Ｄ変換を行なうＩ成分Ａ／Ｄ変換部１
４ａと、Ｑ成分についてのＡ／Ｄ変換を行なうＱ成分Ａ
／Ｄ変換部１４ｂとから構成される。
１１ａおよび第２のアンテナ１１ｂを含み拡散通信シス
テムの無線部に接続されて拡散送信信号を受信する複数
のアンテナで、第１のアンテナ１１ａは、この第１のア
ンテナ１１ａで受信された受信信号が伝送される経路と
してスペース ダイバーシティ ブランチ１を形成し、
第２のアンテナ１１ｂは、この第２のアンテナ１１ｂで
受信された受信信号が伝送される経路としてスペース
ダイバーシティ ブランチ２を形成している。アンテナ
１１は第１および第２のアンテナ１１ａ、１１ｂ以外に
もさらに多くのアンテナが設置されてもよい。１２はア
ンテナ１１を通して受信された電波信号を受信装置内に
取り込む受信機無線部で、第１および第２のアンテナ１
１ａ、１１ｂで受信された各受信信号をＩ成分、Ｑ成分
に分けて出力する。１３は第１のアンテナ１１ａを通し
て受信された信号をアナログ信号からディジタル信号へ
変換するＡ／Ｄ変換器で、この受信信号のＩ成分につい
てのＡ／Ｄ変換を行なうＩ成分Ａ／Ｄ変換部１３ａと、
Ｑ成分についてのＡ／Ｄ変換を行なうＱ成分Ａ／Ｄ変換
部１３ｂとから構成される。１４は第２のアンテナ１１
ｂを通して受信された信号をアナログ信号からディジタ
ル信号へ変換するＡ／Ｄ変換器で、この受信信号のＩ成
分についてのＡ／Ｄ変換を行なうＩ成分Ａ／Ｄ変換部１
４ａと、Ｑ成分についてのＡ／Ｄ変換を行なうＱ成分Ａ
／Ｄ変換部１４ｂとから構成される。
【００１８】１５は受信動作時の同期獲得を行なうため
にディジタル変換された受信データを間引き処理する第
１の間引き回路、１６はデータ復調処理を行なうために
ディジタル変換された受信データを間引き処理する第２
の間引き回路、１７はＡ／Ｄ変換器１３、１４、第１の
間引き回路１５および第２の間引き回路１６に対し動作
タイミングを取るためのクロック周期を与えるフェーズ
・ロック・ループ回路（ＰＬＬ）である。
にディジタル変換された受信データを間引き処理する第
１の間引き回路、１６はデータ復調処理を行なうために
ディジタル変換された受信データを間引き処理する第２
の間引き回路、１７はＡ／Ｄ変換器１３、１４、第１の
間引き回路１５および第２の間引き回路１６に対し動作
タイミングを取るためのクロック周期を与えるフェーズ
・ロック・ループ回路（ＰＬＬ）である。
【００１９】１８は第１のアンテナ１１ａによって受信
された拡散信号の拡散符号位相と受信機の逆拡散符号
（レプリカ コード）の位相との相関関係を求める相関
器で、この受信拡散信号のＩ成分についての相関関係を
求めるＩ成分相関器１８ａと、Ｑ成分についての相関関
係を求めるＱ成分相関器１８ｂとから構成される。１９
は第２のアンテナ１１ｂによって受信された拡散信号の
拡散符号位相と受信機の逆拡散符号（レプリカ コー
ド）の位相との相関関係を求める相関器で、この受信拡
散信号のＩ成分についての相関関係を求めるＩ成分相関
器１９ａと、Ｑ成分についての相関関係を求めるＱ成分
相関器１９ｂとから構成される。２０は第１のアンテナ
１１ａによって受信された信号に対する或る逆拡散符号
位相との相関値の累積度数を求める第１の累積度数演算
回路、２１は第２のアンテナ１１ｂによって受信された
信号に対する或る逆拡散符号位相との相関値の累積度数
を求める第２の累積度数演算回路、２２は累積度数演算
回路２０、２１の累積度数出力を取り入れ、１シンボル
に対して所定の個数のピーク波形を検出してダイバーシ
ティ合成に使用する逆拡散符号位相とアンテナを求め送
信機側との同期を獲得するマルチパス同期獲得回路、２
３は同期獲得用の疑似ノイズであるパイロットＰＮコー
ドを発生するパイロットＰＮ発生器である。
された拡散信号の拡散符号位相と受信機の逆拡散符号
（レプリカ コード）の位相との相関関係を求める相関
器で、この受信拡散信号のＩ成分についての相関関係を
求めるＩ成分相関器１８ａと、Ｑ成分についての相関関
係を求めるＱ成分相関器１８ｂとから構成される。１９
は第２のアンテナ１１ｂによって受信された拡散信号の
拡散符号位相と受信機の逆拡散符号（レプリカ コー
ド）の位相との相関関係を求める相関器で、この受信拡
散信号のＩ成分についての相関関係を求めるＩ成分相関
器１９ａと、Ｑ成分についての相関関係を求めるＱ成分
相関器１９ｂとから構成される。２０は第１のアンテナ
１１ａによって受信された信号に対する或る逆拡散符号
位相との相関値の累積度数を求める第１の累積度数演算
回路、２１は第２のアンテナ１１ｂによって受信された
信号に対する或る逆拡散符号位相との相関値の累積度数
を求める第２の累積度数演算回路、２２は累積度数演算
回路２０、２１の累積度数出力を取り入れ、１シンボル
に対して所定の個数のピーク波形を検出してダイバーシ
ティ合成に使用する逆拡散符号位相とアンテナを求め送
信機側との同期を獲得するマルチパス同期獲得回路、２
３は同期獲得用の疑似ノイズであるパイロットＰＮコー
ドを発生するパイロットＰＮ発生器である。
【００２０】２４は第２の間引き回路１６およびマルチ
パス同期獲得回路２２からの信号に基づき、遅延波を生
成してディジタルトラッキング動作を行なうディジタル
トラッキング、２５はディジタルトラッキングデータに
基づいて入力データに対する同期検波のための回転角度
の補正を行なう同期検波用回転角度補正回路、２６は回
転角度補正されたデータをダイバーシティ合成し、また
データ復調して受信データを得るダイバーシティ合成・
データ復調回路、２７は同期検波用回転角度補正回路２
５において得られた回転角度補正値を基に受信機無線部
１２およびＰＬＬ１７の同期動作タイミングを決める周
波数を調整する自動周波数制御部（ＡＦＣ：Ａuto Ｆre
quency Ｃontrol）である。
パス同期獲得回路２２からの信号に基づき、遅延波を生
成してディジタルトラッキング動作を行なうディジタル
トラッキング、２５はディジタルトラッキングデータに
基づいて入力データに対する同期検波のための回転角度
の補正を行なう同期検波用回転角度補正回路、２６は回
転角度補正されたデータをダイバーシティ合成し、また
データ復調して受信データを得るダイバーシティ合成・
データ復調回路、２７は同期検波用回転角度補正回路２
５において得られた回転角度補正値を基に受信機無線部
１２およびＰＬＬ１７の同期動作タイミングを決める周
波数を調整する自動周波数制御部（ＡＦＣ：Ａuto Ｆre
quency Ｃontrol）である。
【００２１】この実施例において、第１および第２の累
積度数演算回路２０、２１は、図２に示すように、逆拡
散符号位相との相関値の累積度数を算出する演算部とし
てパワー モード演算部３１と疑似遅延検波モード演算
部３２とパワー モード演算出力と疑似遅延検波モード
演算出力とを切替選択する切替スイッチ３３と、累積度
数を求めるフィルター手段としてのＦＩＲ・ＩＩＲフィ
ルター３４とを有している。パワー モード演算部３１
は、受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ変換したデ
ータを受信してＩ2 ＋Ｑ2 を計算し、その結果をＦＩＲ
・ＩＩＲフィルターに通すことで平均受信電力を累積度
数として出力する。
積度数演算回路２０、２１は、図２に示すように、逆拡
散符号位相との相関値の累積度数を算出する演算部とし
てパワー モード演算部３１と疑似遅延検波モード演算
部３２とパワー モード演算出力と疑似遅延検波モード
演算出力とを切替選択する切替スイッチ３３と、累積度
数を求めるフィルター手段としてのＦＩＲ・ＩＩＲフィ
ルター３４とを有している。パワー モード演算部３１
は、受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ変換したデ
ータを受信してＩ2 ＋Ｑ2 を計算し、その結果をＦＩＲ
・ＩＩＲフィルターに通すことで平均受信電力を累積度
数として出力する。
【００２２】一方、疑似遅延検波モード演算部３２は、
受信信号のＩ成分についてシンボル遅延を行なう第１の
シンボル遅延部３５と、Ｑ成分についてシンボル遅延を
行なう第２のシンボル遅延部３６と、受信信号のＩ成分
について現在の受信信号とシンボル遅延された信号とを
乗算処理する第１の乗算器３７と、受信信号のＱ成分に
ついて現在の受信信号とシンボル遅延された信号とを乗
算処理する第２の乗算器３８と、第１の乗算器３７の出
力と第２の乗算器３８の出力とを加算する加算器３９
と、加算器３９出力についてダイナミックレンジを圧縮
するために平方根を求めるルート演算器４０とを有し、
演算結果をフィルターに通した結果を累積度数として出
力する。なお、疑似遅延検波モード演算部３２におい
て、上記ルート演算器４０を省略した構成にし、第１お
よび第２の乗算器３７、３８の乗算結果を加算器３９で
加算し、その出力をフィルターに通した結果を累積度数
として出力することもできる。
受信信号のＩ成分についてシンボル遅延を行なう第１の
シンボル遅延部３５と、Ｑ成分についてシンボル遅延を
行なう第２のシンボル遅延部３６と、受信信号のＩ成分
について現在の受信信号とシンボル遅延された信号とを
乗算処理する第１の乗算器３７と、受信信号のＱ成分に
ついて現在の受信信号とシンボル遅延された信号とを乗
算処理する第２の乗算器３８と、第１の乗算器３７の出
力と第２の乗算器３８の出力とを加算する加算器３９
と、加算器３９出力についてダイナミックレンジを圧縮
するために平方根を求めるルート演算器４０とを有し、
演算結果をフィルターに通した結果を累積度数として出
力する。なお、疑似遅延検波モード演算部３２におい
て、上記ルート演算器４０を省略した構成にし、第１お
よび第２の乗算器３７、３８の乗算結果を加算器３９で
加算し、その出力をフィルターに通した結果を累積度数
として出力することもできる。
【００２３】また、同期検波用回転角度補正回路２５
は、図３に示すように、この同期検波用回転角度補正回
路２５の動作タイミング合わせを行なうための遅延バッ
ファ４１と、主波の回転角度を出力するために、主波に
相当するダイバーシティ合成ブランチを選択する主波選
択回路４２と、ダイバーシティ合成ブランチのパイロッ
トＰＮ発生器の位相を選択するためのＰＮ発生器選択回
路４３と、所定のダイバーシティ合成ブランチのための
同期検波用回転角度補正用のパイロットＰＮ発生器４４
と、或るダイバーシティ合成ブランチのための同期検波
用回転角度補正用のＩ成分用相関器４５と、あるダイバ
ーシティ合成ブランチのための同期検波用回転角度補正
用のＱ成分用相関器４６と、あるダイバーシティ合成ブ
ランチのための同期検波用回転角度補正用のＩ成分用フ
ィルター４７と、あるダイバーシティ合成ブランチのた
めの同期検波用回転角度補正用のＱ成分用フィルター４
８と、あるダイバーシティ合成ブランチのための同期検
波用回転角度補正用のＩ成分とＱ成分を正規化する回路
４９と、あるダイバーシティ合成ブランチのための同期
検波用回転角度補正用の回転補正値を演算する極性反転
回路５０と、あるダイバーシティ合成ブランチのための
同期検波用回転角度補正用の補正演算を行なう複素数乗
算器５１とを有して成る。
は、図３に示すように、この同期検波用回転角度補正回
路２５の動作タイミング合わせを行なうための遅延バッ
ファ４１と、主波の回転角度を出力するために、主波に
相当するダイバーシティ合成ブランチを選択する主波選
択回路４２と、ダイバーシティ合成ブランチのパイロッ
トＰＮ発生器の位相を選択するためのＰＮ発生器選択回
路４３と、所定のダイバーシティ合成ブランチのための
同期検波用回転角度補正用のパイロットＰＮ発生器４４
と、或るダイバーシティ合成ブランチのための同期検波
用回転角度補正用のＩ成分用相関器４５と、あるダイバ
ーシティ合成ブランチのための同期検波用回転角度補正
用のＱ成分用相関器４６と、あるダイバーシティ合成ブ
ランチのための同期検波用回転角度補正用のＩ成分用フ
ィルター４７と、あるダイバーシティ合成ブランチのた
めの同期検波用回転角度補正用のＱ成分用フィルター４
８と、あるダイバーシティ合成ブランチのための同期検
波用回転角度補正用のＩ成分とＱ成分を正規化する回路
４９と、あるダイバーシティ合成ブランチのための同期
検波用回転角度補正用の回転補正値を演算する極性反転
回路５０と、あるダイバーシティ合成ブランチのための
同期検波用回転角度補正用の補正演算を行なう複素数乗
算器５１とを有して成る。
【００２４】この同期検波用回転角度補正回路２５にお
いて、最終出力であるダイバーシティの回転角度補正し
たＩおよびＱサンプル４種類（ダイバーシティ１〜４）
は、ダイバーシティ合成ブランチ数を「４」とした場合
のブランチ１、２、３、４のそれぞれに対応するもので
ある。そしてパイロットＰＮ発生器４４から相関器４
５、４６の組を経て複素数乗算器５１に至る処理系列
は、上記各ブランチ１、２、３、４のそれぞれに対応す
る同期検波用回路セットを構成している。そして、遅延
バッファ４１にはダイバーシティ１〜４のＩおよびＱサ
ンプルが入力される。また主波選択回路４２には正規化
回路４９出力が入力されるとともに、この主波選択回路
４２からは主波の回転角度情報が出力される。ＰＮ発生
器選択回路４３にはＰＮ発生器選択情報が入力され、パ
イロットＰＮ発生器４４にはＰＮ位相情報が入力され
る。また、相関器４５、４６には、前記遅延バッファ４
１と同様、ダイバーシティ１〜４のＩおよびＱサンプル
が入力される。
いて、最終出力であるダイバーシティの回転角度補正し
たＩおよびＱサンプル４種類（ダイバーシティ１〜４）
は、ダイバーシティ合成ブランチ数を「４」とした場合
のブランチ１、２、３、４のそれぞれに対応するもので
ある。そしてパイロットＰＮ発生器４４から相関器４
５、４６の組を経て複素数乗算器５１に至る処理系列
は、上記各ブランチ１、２、３、４のそれぞれに対応す
る同期検波用回路セットを構成している。そして、遅延
バッファ４１にはダイバーシティ１〜４のＩおよびＱサ
ンプルが入力される。また主波選択回路４２には正規化
回路４９出力が入力されるとともに、この主波選択回路
４２からは主波の回転角度情報が出力される。ＰＮ発生
器選択回路４３にはＰＮ発生器選択情報が入力され、パ
イロットＰＮ発生器４４にはＰＮ位相情報が入力され
る。また、相関器４５、４６には、前記遅延バッファ４
１と同様、ダイバーシティ１〜４のＩおよびＱサンプル
が入力される。
【００２５】また、ダイバーシティ合成・データ復調回
路２６は、図４に示すように、あるダイバーシティ合成
ブランチのパイロットＰＮ発生器の位相を選択するため
のＰＮ発生器選択回路６１と、ダイバーシティ ブラン
チ数が４である場合において、ブランチ番号４のダイバ
ーシティ合成回路ＰＮ発生器６２と、ブランチ番号３の
ダイバーシティ合成回路ＰＮ発生器６３と、ブランチ番
号２のダイバーシティ合成回路ＰＮ発生器６４と、ブラ
ンチ番号１のダイバーシティ合成回路ＰＮ発生器６５
と、ダイバーシティ ブランチ数が４である場合のブラ
ンチ４、３、２、１のＩ成分のダイバーシティ合成回路
用相関器６６、６７、６８、６９と、ダイバーシティ
ブランチ数が４である場合のブランチ４、３、２、１の
Ｑ成分のダイバーシティ合成回路用相関器７０、７１、
７２、７３と、ダイバーシティ ブランチ数が４である
場合のブランチ４、３、２、１のＩ成分のダイバーシテ
ィ合成回路用加算器７４と、ダイバーシティ ブランチ
数が４である場合のブランチ４、３、２、１のＱ成分の
ダイバーシティ合成回路用加算器７５と、Ｉデータを復
調するための減算器７６と、Ｑデータを復調するための
加算機７７とから構成されている。
路２６は、図４に示すように、あるダイバーシティ合成
ブランチのパイロットＰＮ発生器の位相を選択するため
のＰＮ発生器選択回路６１と、ダイバーシティ ブラン
チ数が４である場合において、ブランチ番号４のダイバ
ーシティ合成回路ＰＮ発生器６２と、ブランチ番号３の
ダイバーシティ合成回路ＰＮ発生器６３と、ブランチ番
号２のダイバーシティ合成回路ＰＮ発生器６４と、ブラ
ンチ番号１のダイバーシティ合成回路ＰＮ発生器６５
と、ダイバーシティ ブランチ数が４である場合のブラ
ンチ４、３、２、１のＩ成分のダイバーシティ合成回路
用相関器６６、６７、６８、６９と、ダイバーシティ
ブランチ数が４である場合のブランチ４、３、２、１の
Ｑ成分のダイバーシティ合成回路用相関器７０、７１、
７２、７３と、ダイバーシティ ブランチ数が４である
場合のブランチ４、３、２、１のＩ成分のダイバーシテ
ィ合成回路用加算器７４と、ダイバーシティ ブランチ
数が４である場合のブランチ４、３、２、１のＱ成分の
ダイバーシティ合成回路用加算器７５と、Ｉデータを復
調するための減算器７６と、Ｑデータを復調するための
加算機７７とから構成されている。
【００２６】そして、ＰＮ発生器選択回路６１にはＰＮ
発生器選択情報が入力され、ＰＮ発生器６２〜６５には
ＰＮ発生器選択回路６１の出力とＰＮ位相情報とが入力
され、各ＰＮ発生器６２〜６５の出力はそれぞれ対応す
る相関器６６〜７３に入力される。具体的には、ＰＮ発
生器６２の出力は相関器６６、７０に入力され、ＰＮ発
生器６３の出力は相関器６７、７１に入力され、ＰＮ発
生器６４の出力は相関器６８、７２に入力され、ＰＮ発
生器６５の出力は相関器６９、７３に入力される。また
相関器６６にはダイバーシティ４の回転角度補正したＱ
サンプルが入力され、相関器６７にはダイバーシティ３
の回転角度補正したＱサンプルが入力され、相関器６８
にはダイバーシティ２の回転角度補正したＱサンプルが
入力され、相関器６９にはダイバーシティ１の回転角度
補正したＱサンプルが入力される。また、相関器７０に
はダイバーシティ４の回転角度補正したＩサンプルが入
力され、相関器７１にはダイバーシティ３の回転角度補
正したＩサンプルが入力され、相関器７２にはダイバー
シティ２の回転角度補正したＩサンプルが入力され、相
関器７３にはダイバーシティ１の回転角度補正したＩサ
ンプルが入力される。
発生器選択情報が入力され、ＰＮ発生器６２〜６５には
ＰＮ発生器選択回路６１の出力とＰＮ位相情報とが入力
され、各ＰＮ発生器６２〜６５の出力はそれぞれ対応す
る相関器６６〜７３に入力される。具体的には、ＰＮ発
生器６２の出力は相関器６６、７０に入力され、ＰＮ発
生器６３の出力は相関器６７、７１に入力され、ＰＮ発
生器６４の出力は相関器６８、７２に入力され、ＰＮ発
生器６５の出力は相関器６９、７３に入力される。また
相関器６６にはダイバーシティ４の回転角度補正したＱ
サンプルが入力され、相関器６７にはダイバーシティ３
の回転角度補正したＱサンプルが入力され、相関器６８
にはダイバーシティ２の回転角度補正したＱサンプルが
入力され、相関器６９にはダイバーシティ１の回転角度
補正したＱサンプルが入力される。また、相関器７０に
はダイバーシティ４の回転角度補正したＩサンプルが入
力され、相関器７１にはダイバーシティ３の回転角度補
正したＩサンプルが入力され、相関器７２にはダイバー
シティ２の回転角度補正したＩサンプルが入力され、相
関器７３にはダイバーシティ１の回転角度補正したＩサ
ンプルが入力される。
【００２７】さらにマルチパス同期獲得回路２２につい
てみると、このマルチパス同期獲得回路２２は、その前
段の累積度数演算回路まではブランチ別（アンテナ別）
に取り込まれた受信信号に対する処理がなされてきたの
に対して、複数の累積度数演算回路２０、２１の累積度
数出力を取り入れ、複数の累積度数出力にわたり、１シ
ンボルに対して所定の個数のピーク波形を検出してダイ
バーシティ合成に使用する逆拡散符号位相とアンテナを
求め送信機側との同期を獲得する構成となっている。さ
らに、マルチパス同期獲得回路２２は、複数の累積度数
演算回路２０、２１の累積度数出力の中から、累積度数
が所定のしきい値を超えるものの中の最大の累積度数を
持つものから順に所定の個数（例えば４個）の累積度数
に相当する逆拡散符号位相を選び出すようになってい
る。このようにして選び出された累積度数と相対位相と
の関係を図５に示す。
てみると、このマルチパス同期獲得回路２２は、その前
段の累積度数演算回路まではブランチ別（アンテナ別）
に取り込まれた受信信号に対する処理がなされてきたの
に対して、複数の累積度数演算回路２０、２１の累積度
数出力を取り入れ、複数の累積度数出力にわたり、１シ
ンボルに対して所定の個数のピーク波形を検出してダイ
バーシティ合成に使用する逆拡散符号位相とアンテナを
求め送信機側との同期を獲得する構成となっている。さ
らに、マルチパス同期獲得回路２２は、複数の累積度数
演算回路２０、２１の累積度数出力の中から、累積度数
が所定のしきい値を超えるものの中の最大の累積度数を
持つものから順に所定の個数（例えば４個）の累積度数
に相当する逆拡散符号位相を選び出すようになってい
る。このようにして選び出された累積度数と相対位相と
の関係を図５に示す。
【００２８】かかる構成を有する拡散通信システムの動
作について図６および図７のフロー図に基づいて説明す
る。
作について図６および図７のフロー図に基づいて説明す
る。
【００２９】図６および図７はマルチパス同期獲得回路
２２の処理動作を説明するフロー図である。このマルチ
パス同期獲得回路２２の処理動作が開始されると、ステ
ップ８１において累積度数演算回路２０、２１を主波獲
得状態であるパワー モードに設定し、パワー モード
演算部３１にＩ2 ＋Ｑ2 の演算を行なわせ、ステップ８
２においてパイロットＰＮ発生器２３の位相を初期位相
ｆに設定する。次に、ステップ８３において相関器１８
と１９でスペース ダイバーシティ１と２のＩ、Ｑ成分
それぞれの現在のＰＮ位相の相関値を計算し、ステップ
８４において累積度数演算回数がｇより大きいか否かを
チェックし、小さければステップ８３の処理に戻る一
方、大きければステップ８５でパイロットＰＮ発生器２
３の位相を、パイロットＰＮ符号の初期同期獲得の位相
調整分であるｈチップで調整する。その後、ステップ８
６においてパイロットＰＮの１周期分を監視したか否か
をチェックし、監視していなければステップ８３の処理
に戻る一方、監視していればステップ８７において同期
獲得のためのしきい値レベルｉより高い累積度数を持っ
ているＰＮ位相の数（スペース ダイバーシティの全ブ
ランチの結果でみなすことができる）ｊが０より大きい
か否かのチェックを行なう。
２２の処理動作を説明するフロー図である。このマルチ
パス同期獲得回路２２の処理動作が開始されると、ステ
ップ８１において累積度数演算回路２０、２１を主波獲
得状態であるパワー モードに設定し、パワー モード
演算部３１にＩ2 ＋Ｑ2 の演算を行なわせ、ステップ８
２においてパイロットＰＮ発生器２３の位相を初期位相
ｆに設定する。次に、ステップ８３において相関器１８
と１９でスペース ダイバーシティ１と２のＩ、Ｑ成分
それぞれの現在のＰＮ位相の相関値を計算し、ステップ
８４において累積度数演算回数がｇより大きいか否かを
チェックし、小さければステップ８３の処理に戻る一
方、大きければステップ８５でパイロットＰＮ発生器２
３の位相を、パイロットＰＮ符号の初期同期獲得の位相
調整分であるｈチップで調整する。その後、ステップ８
６においてパイロットＰＮの１周期分を監視したか否か
をチェックし、監視していなければステップ８３の処理
に戻る一方、監視していればステップ８７において同期
獲得のためのしきい値レベルｉより高い累積度数を持っ
ているＰＮ位相の数（スペース ダイバーシティの全ブ
ランチの結果でみなすことができる）ｊが０より大きい
か否かのチェックを行なう。
【００３０】このチェック動作において、ｊが０より大
きくなければ、ステップ８２の処理に戻る。一方、先の
チェック動作においてしきい値レベルｉより高い累積度
数を持っているＰＮ位相の数ｊが０より大きいと判断さ
れたときは、ステップ８８において上記条件のＰＮ位相
の数ｊがダイバーシティ合成用ブランチ数ｂより大きい
か否かをチェックし、ｂより大きいときは、ステップ８
９において上位ｂ個の累積度数に相当するパイロットＰ
Ｎの位相とダイバーシティ合成ブランチ番号をディジタ
ルトラッキング回路２４に送付する。他方、ｊがｂより
大きくなければステップ９０において上位ｊ個の累積度
数に相当するパイロットＰＮの位相とダイバーシティ合
成ブランチ番号をディジタルトラッキング回路２４に送
付する。そしてステップ８９またはステップ９０のいず
れかの処理が行なわれると、ステップ９１において累積
度数演算回路２０、２１を疑似遅延検波モードに設定す
る。
きくなければ、ステップ８２の処理に戻る。一方、先の
チェック動作においてしきい値レベルｉより高い累積度
数を持っているＰＮ位相の数ｊが０より大きいと判断さ
れたときは、ステップ８８において上記条件のＰＮ位相
の数ｊがダイバーシティ合成用ブランチ数ｂより大きい
か否かをチェックし、ｂより大きいときは、ステップ８
９において上位ｂ個の累積度数に相当するパイロットＰ
Ｎの位相とダイバーシティ合成ブランチ番号をディジタ
ルトラッキング回路２４に送付する。他方、ｊがｂより
大きくなければステップ９０において上位ｊ個の累積度
数に相当するパイロットＰＮの位相とダイバーシティ合
成ブランチ番号をディジタルトラッキング回路２４に送
付する。そしてステップ８９またはステップ９０のいず
れかの処理が行なわれると、ステップ９１において累積
度数演算回路２０、２１を疑似遅延検波モードに設定す
る。
【００３１】疑似遅延検波モードに設定されると、疑似
遅延検波モード演算部３２が作動し、ステップ９２にお
いてパイロットＰＮ発生器２３の位相を初期位相ｆに設
定する。次いでステップ９３において相関器１８、１９
でスペース ダイバーシティ１と２のＩ成分およびＱ成
分それぞれの現在のＰＮ位相の相関値を計算し、ステッ
プ９４において累積度数演算回数がｇより大きいか否か
をチェックし、小さければステップ９３の処理に戻る一
方、大きければステップ９５でパイロットＰＮ発生器２
３の位相を、パイロットＰＮ符号の初期同期獲得の位相
調整分であるｈチップで調整する。その後、ステップ９
６においてパイロットＰＮの現在の位相から初期位相ｆ
を減算し、その結果の値が遅延波サーチの範囲設定値よ
りも小さいか否かをチェックし、小さくなければステッ
プ９３の処理に戻る一方、小さければステップ９７にお
いて同期獲得のためのしきい値レベルｉより高い累積度
数を持っているＰＮ位相の数ｊが０より大きいか否かを
チェックし、０より大きくなければ、ステップ９３の処
理に戻る。
遅延検波モード演算部３２が作動し、ステップ９２にお
いてパイロットＰＮ発生器２３の位相を初期位相ｆに設
定する。次いでステップ９３において相関器１８、１９
でスペース ダイバーシティ１と２のＩ成分およびＱ成
分それぞれの現在のＰＮ位相の相関値を計算し、ステッ
プ９４において累積度数演算回数がｇより大きいか否か
をチェックし、小さければステップ９３の処理に戻る一
方、大きければステップ９５でパイロットＰＮ発生器２
３の位相を、パイロットＰＮ符号の初期同期獲得の位相
調整分であるｈチップで調整する。その後、ステップ９
６においてパイロットＰＮの現在の位相から初期位相ｆ
を減算し、その結果の値が遅延波サーチの範囲設定値よ
りも小さいか否かをチェックし、小さくなければステッ
プ９３の処理に戻る一方、小さければステップ９７にお
いて同期獲得のためのしきい値レベルｉより高い累積度
数を持っているＰＮ位相の数ｊが０より大きいか否かを
チェックし、０より大きくなければ、ステップ９３の処
理に戻る。
【００３２】他方、先のチェック動作においてしきい値
レベルｉより高い累積度数を持っているＰＮ位相の数ｊ
が０より大きいと判断されたときは、ステップ９８にお
いて既に使用中のＰＮ位相に相当するｂ個の累積度数よ
り高いＪ個中の累積度数の数ｋが０より大きいか否かを
チェックし、ｋが０より大きくないときはステップ９２
の処理に戻る。他方、ステップ９８においてｋがｂより
大きいと判断されたときは、ステップ９９において前記
ｋの数がダイバーシティ合成用ブランチ数ｂより大きい
か否かをチェックし、ｂより大きいときは、ステップ１
００においてｋ個中の上位ｂ個の累積度数に相当するパ
イロットＰＮの位相とダイバーシティ合成ブランチ番号
をディジタルトラッキング回路２４に送付する。この動
作を図５についてみると、図５（ａ）に示す第１のアン
テナ１１ａによる受信では、 ｊ＝４ であり、図５（ｂ）に示す第２のアンテナ１１ｂによる
受信では、 ｊ＝３である。 そして、前述したところからｂの値を４とすれば、ｋは
ｂより大きくなるから、上記のようにステップ１００の
処理が実行される。これにより、累積度数が所定のしき
い値を超えるものの中の最大の累積度数を持つものから
順に４個の累積度数に相当する逆拡散符号位相が選び出
されるのである。
レベルｉより高い累積度数を持っているＰＮ位相の数ｊ
が０より大きいと判断されたときは、ステップ９８にお
いて既に使用中のＰＮ位相に相当するｂ個の累積度数よ
り高いＪ個中の累積度数の数ｋが０より大きいか否かを
チェックし、ｋが０より大きくないときはステップ９２
の処理に戻る。他方、ステップ９８においてｋがｂより
大きいと判断されたときは、ステップ９９において前記
ｋの数がダイバーシティ合成用ブランチ数ｂより大きい
か否かをチェックし、ｂより大きいときは、ステップ１
００においてｋ個中の上位ｂ個の累積度数に相当するパ
イロットＰＮの位相とダイバーシティ合成ブランチ番号
をディジタルトラッキング回路２４に送付する。この動
作を図５についてみると、図５（ａ）に示す第１のアン
テナ１１ａによる受信では、 ｊ＝４ であり、図５（ｂ）に示す第２のアンテナ１１ｂによる
受信では、 ｊ＝３である。 そして、前述したところからｂの値を４とすれば、ｋは
ｂより大きくなるから、上記のようにステップ１００の
処理が実行される。これにより、累積度数が所定のしき
い値を超えるものの中の最大の累積度数を持つものから
順に４個の累積度数に相当する逆拡散符号位相が選び出
されるのである。
【００３３】一方、ｋがｂより大きくなければステップ
１０１においてｋ個の累積度数に相当するパイロットＰ
Ｎの位相とダイバーシティ合成ブランチ番号をディジタ
ルトラッキング回路２４に送付し、その後ステップ９２
の処理動作に移行する。
１０１においてｋ個の累積度数に相当するパイロットＰ
Ｎの位相とダイバーシティ合成ブランチ番号をディジタ
ルトラッキング回路２４に送付し、その後ステップ９２
の処理動作に移行する。
【００３４】なお、上記受信動作に際して、累積度数演
算回路２０、２１は、パワー モードのみによる演算処
理を行ない、その結果として得られた累積度数を複数の
アンテナ１１について算出しマルチパス同期獲得回路２
２に送付しても一定の効果は得られる。なぜなら、本発
明では各アンテナ（１１ａ、１１ｂなど）ごとに別々に
相関値が求められ、また累積度数を求められるが、マル
チパス同期獲得回路２２においては、複数の累積度数出
力（図５の（ａ）、（ｂ））にわたり１シンボルに対し
て所定の個数のピーク波形を検出される。これにより、
本発明ではレイク（ＲＡＫＥ）ダイバーシティとスペー
ス ダイバーシティを併用した通信システムにおいてレ
イク合成のための遅延波の選択と、スペース ダイバー
シティのためのアンテナの選択が同じ次元で行なわれ、
より正確な同期を取ることができるからである。しか
し、より好ましくは、累積度数演算回路２０、２１はパ
ワー
算回路２０、２１は、パワー モードのみによる演算処
理を行ない、その結果として得られた累積度数を複数の
アンテナ１１について算出しマルチパス同期獲得回路２
２に送付しても一定の効果は得られる。なぜなら、本発
明では各アンテナ（１１ａ、１１ｂなど）ごとに別々に
相関値が求められ、また累積度数を求められるが、マル
チパス同期獲得回路２２においては、複数の累積度数出
力（図５の（ａ）、（ｂ））にわたり１シンボルに対し
て所定の個数のピーク波形を検出される。これにより、
本発明ではレイク（ＲＡＫＥ）ダイバーシティとスペー
ス ダイバーシティを併用した通信システムにおいてレ
イク合成のための遅延波の選択と、スペース ダイバー
シティのためのアンテナの選択が同じ次元で行なわれ、
より正確な同期を取ることができるからである。しか
し、より好ましくは、累積度数演算回路２０、２１はパ
ワー
【００３５】モード演算部３１と疑似遅延検波モード演
算部３２の両方を有しており、パワー モード演算部３
１によって受信機無線部１２のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ
変換したデータを受信してＩ2 ＋Ｑ2 を計算し、その結
果をＦＩＲ・ＩＩＲフィルター３４に通すことで平均受
信電力を累積度数として出力する一方、疑似遅延検波モ
ード演算部３２では、受信機無線部１２のＩ成分とＱ成
分をＡ／Ｄ変換したデータを受信し、Ｉ成分とＱ成分を
それぞれ前シンボルの対応するデータと乗算しＩ成分と
Ｑ成分の両方についての乗算結果を加算し、ＦＩＲ・Ｉ
ＩＲフィルター３４を通した結果を累積度数として出力
するようにするのがよい。これにより受信機がまだ１波
のＰＮ同期も獲得できていない場合は累積度数演算回路
２０、２１のパワー モード演算部３１をオンに設定し
て主波のみでもＰＮ同期獲得を行なわせ、その後、少な
くとも１波ＰＮ同期が獲得できたら、疑似遅延検波モー
ド演算部３２をオンに設定して疑似遅延検波モードの演
算を行なうようにすることができ、両方の演算の特徴を
活かして、迅速で正確な同期獲得ができる。
算部３２の両方を有しており、パワー モード演算部３
１によって受信機無線部１２のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ
変換したデータを受信してＩ2 ＋Ｑ2 を計算し、その結
果をＦＩＲ・ＩＩＲフィルター３４に通すことで平均受
信電力を累積度数として出力する一方、疑似遅延検波モ
ード演算部３２では、受信機無線部１２のＩ成分とＱ成
分をＡ／Ｄ変換したデータを受信し、Ｉ成分とＱ成分を
それぞれ前シンボルの対応するデータと乗算しＩ成分と
Ｑ成分の両方についての乗算結果を加算し、ＦＩＲ・Ｉ
ＩＲフィルター３４を通した結果を累積度数として出力
するようにするのがよい。これにより受信機がまだ１波
のＰＮ同期も獲得できていない場合は累積度数演算回路
２０、２１のパワー モード演算部３１をオンに設定し
て主波のみでもＰＮ同期獲得を行なわせ、その後、少な
くとも１波ＰＮ同期が獲得できたら、疑似遅延検波モー
ド演算部３２をオンに設定して疑似遅延検波モードの演
算を行なうようにすることができ、両方の演算の特徴を
活かして、迅速で正確な同期獲得ができる。
【００３６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば拡
散通信システムにおける受信品質を向上させることがで
き、また、拡散通信システムの受信動作に際しての同期
確立が迅速且つ確実に行なえるという効果が得られる。
散通信システムにおける受信品質を向上させることがで
き、また、拡散通信システムの受信動作に際しての同期
確立が迅速且つ確実に行なえるという効果が得られる。
【図１】本発明の一実施例に係る拡散通信システムの受
信装置を示すブロック図
信装置を示すブロック図
【図２】前記実施例に係る拡散通信システムの受信装置
に組み込まれる累積度数演算回路の具体例を示すブロッ
ク図
に組み込まれる累積度数演算回路の具体例を示すブロッ
ク図
【図３】前記実施例に組み込まれる同期検波用回転角度
補正回路の構成を表すブロック図
補正回路の構成を表すブロック図
【図４】前記実施例に組み込まれるダイバーシティ合成
・データ復調回路の構成を表すブロック図
・データ復調回路の構成を表すブロック図
【図５】（ａ）第１のアンテナにより受信された信号に
ついて累積度数演算回路で求められた累積度数と相対位
相との関係を示す図 （ｂ）第２のアンテナにより受信された信号について累
積度数演算回路で求められた累積度数と相対位相との関
係を示す図
ついて累積度数演算回路で求められた累積度数と相対位
相との関係を示す図 （ｂ）第２のアンテナにより受信された信号について累
積度数演算回路で求められた累積度数と相対位相との関
係を示す図
【図６】本発明のマルチパス同期獲得回路の処理動作を
説明するフロー図
説明するフロー図
【図７】本発明のマルチパス同期獲得回路の処理動作を
説明する図６に引き続くフロー図
説明する図６に引き続くフロー図
【図８】従来のダイバーシティ合成指定回路の構成を示
すブロック図
すブロック図
１１ アンテナ １２ 受信機無線部 １３、１４ Ａ／Ｄ変換器 １５ 第１の間引き回路 １６ 第２の間引き回路 １７ ＰＬＬ（フェーズ・ロック・ループ回路） １８、１９相関器 ２０、２１累積度数演算回路 ２２マルチパス同期獲得回路 ２３ パイロットＰＮ発生器 ２４ 遅延波用ディジタル トラッキング ２５ 同期検波用回転角度補正回路 ２６ ダイバーシティ合成とデータ復調回路 ２７ ＡＦＣ ３０ パワー モード演算部 ３１ 疑似遅延検波モード演算部 ３４ 切替スイッチ ３５、３６ シンボル遅延部
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06 H04B 7/08 H04L 7/00
Claims (5)
- 【請求項１】 拡散通信システムの無線部に接続されて
拡散送信信号を受信する複数のアンテナと、アンテナ毎
に対応して設けられ各アンテナによって受信された拡散
信号の拡散符号位相と受信機の逆拡散符号（レプリカ
コード）の位相との相関関係を求める複数の相関器と、
アンテナ毎に対応して設けられ受信信号に対するある逆
拡散符号位相との相関値の累積度数を求める複数の累積
度数演算手段と、これらの複数の累積度数演算手段の累
積度数出力を取り入れ、複数の累積度数出力にわたり、
１シンボルに対して所定の個数のピーク波形を検出して
ダイバーシティ合成に使用する逆拡散符号位相とアンテ
ナを求め送信機側との同期を獲得するマルチパス同期獲
得手段と、マルチパス同期獲得手段からの出力によって
ディジタルトラッキング動作を行なうディジタルトラッ
キング手段と、ディジタルトラッキングデータに基づい
て入力データに対する回転角度の補正を行なう回転角度
補正手段と、回転角度補正されたデータをダイバーシテ
ィ合成するダイバーシティ合成手段とを備えた拡散通信
システムの受信装置。 - 【請求項２】 マルチパス同期獲得手段は、複数の累積
度数演算手段の累積度数出力の中から、累積度数が所定
のしきい値を超えるものの中の最大の累積度数を持つも
のから順に所定の個数の累積度数に相当する逆拡散符号
位相を選び出すことを特徴とする請求項１記載の拡散通
信システムの受信装置。 - 【請求項３】 累積度数演算手段は、パワー モード演
算部と疑似遅延検波モード演算部とを有し、パワー モ
ード演算部は、受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ
変換したデータを受信してＩ2 ＋Ｑ2 を計算し、その結
果をフィルターに通すことで平均受信電力を累積度数と
して出力する演算部であり、疑似遅延検波モード演算部
は、受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ変換したデ
ータを受信し、Ｉ成分とＱ成分をそれぞれ前シンボルの
対応するデータと乗算し、Ｉ成分とＱ成分の両方につい
ての乗算結果を加算し、フィルターを通した結果を累積
度数として出力する演算部であることを特徴とする請求
項１または２記載の拡散通信システムの受信装置。 - 【請求項４】 累積度数演算手段の疑似遅延検波モード
演算部は、受信機無線部のＩ成分とＱ成分をＡ／Ｄ変換
したデータを受信し、Ｉ成分とＱ成分をそれぞれ前シン
ボルの対応するデータと乗算し、Ｉ成分とＱ成分の両方
についての乗算結果を加算した後に、この加算した値の
平方根を求め、フィルターを通した結果を累積度数とし
て出力することを特徴とする請求項３記載の拡散通信シ
ステムの受信装置。 - 【請求項５】 累積度数演算手段のパワー モード演算
部は受信機の逆拡散符号が同期確立出来ていない段階で
演算動作を行なって累積度数を求める一方、疑似遅延検
波モード演算部は、逆拡散符号の同期確立ができている
場合に演算動作を行なって累積度数を求めることを特徴
とする請求項３または４記載の拡散通信システムの受信
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13836195A JP3030230B2 (ja) | 1995-06-06 | 1995-06-06 | 拡散通信システムの受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13836195A JP3030230B2 (ja) | 1995-06-06 | 1995-06-06 | 拡散通信システムの受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08331011A JPH08331011A (ja) | 1996-12-13 |
| JP3030230B2 true JP3030230B2 (ja) | 2000-04-10 |
Family
ID=15220144
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13836195A Expired - Fee Related JP3030230B2 (ja) | 1995-06-06 | 1995-06-06 | 拡散通信システムの受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3030230B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3105871B2 (ja) | 1998-09-25 | 2000-11-06 | 埼玉日本電気株式会社 | 無線装置とその無線受信方法 |
| JP3412689B2 (ja) | 1999-08-26 | 2003-06-03 | 日本電気株式会社 | 携帯電話機 |
-
1995
- 1995-06-06 JP JP13836195A patent/JP3030230B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| １９９５年電子情報通信学会総合大会講演論文集，分冊２，ｐ．４１２ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08331011A (ja) | 1996-12-13 |
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|---|---|---|---|
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