JP3011948B2 - ディジタル等化器 - Google Patents
ディジタル等化器Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H21/00—Adaptive networks
- H03H21/0012—Digital adaptive filters
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ディジタル等化器に係り、より詳細には、
例えばFM受信機の受信信号に内在するマルチパス信号成
分を補正するマルチパス補正フィルタに関する。
例えばFM受信機の受信信号に内在するマルチパス信号成
分を補正するマルチパス補正フィルタに関する。
FM放送を受信する際にしばしば遭遇する問題として、
マルチパス伝送がある。これは、山・建物等での反射に
よって遅延した単一あるいは複数の電波が、送信点によ
り直接到来した電波と共に受信されることによって生じ
るもので、FM復調後には歪み成分となり、放送の受信品
質を著しく悪化させる。カーラジオのように受信地点の
移動を伴う受信機では、この問題の影響は特に顕著なも
のとなる。
マルチパス伝送がある。これは、山・建物等での反射に
よって遅延した単一あるいは複数の電波が、送信点によ
り直接到来した電波と共に受信されることによって生じ
るもので、FM復調後には歪み成分となり、放送の受信品
質を著しく悪化させる。カーラジオのように受信地点の
移動を伴う受信機では、この問題の影響は特に顕著なも
のとなる。
適応フィルタ マルチパス伝送された電波から正しい受信信号を得る
ための手法として適応信号処理を用いた適応フィルタの
考え方がある。
ための手法として適応信号処理を用いた適応フィルタの
考え方がある。
すなわち、離散的なフィルタのｎ時点における出力y
(n)は、 で与えられる。akはフィルタの係数、 Nx(n-k)は入力信号である。
(n)は、 で与えられる。akはフィルタの係数、 Nx(n-k)は入力信号である。
適応信号処理はフィルタの希望の応答d(n)とフィルタ
出力y(n)との誤差 e(n)＝d(n)−y(n) …（２） の２乗平均値（２乗平均誤差）εを評価係数Ｆとして定
義し、 ε＝Ｅ〔e(n) 2〕＝Ｆ …（３） Ｅ〔・〕は期待値演算 これが最小となるようにフィルタの係数制御（調整）を
行うものである。
出力y(n)との誤差 e(n)＝d(n)−y(n) …（２） の２乗平均値（２乗平均誤差）εを評価係数Ｆとして定
義し、 ε＝Ｅ〔e(n) 2〕＝Ｆ …（３） Ｅ〔・〕は期待値演算 これが最小となるようにフィルタの係数制御（調整）を
行うものである。
このような適応フィルタの係数制御には演算量が比較
的少なく実時間処理が容易な逐次修正形の勾配アルゴリ
ズムが広く用いられている。このアルゴリズムはｎ時点
で推定された係数ベクトルa(n)の修正量ベクトルΔa(n)
を求め、 （ｎ＋１）＝(n)−Δ(n) …（４） をｎ＋１時点での係数ベクトルとして逐次的に最適な係
数ベクトルへと収束されるものである。修正量ベクトル
量Δ(n)は評価係数Ｆの最急勾配によって決定され、
すなわち、 がｎ＋１時点の係数ベクトルとなる。αは修正量をコン
トロールする正の定数である。なお、係数ベクトル
(n)は、 (n)＝［…,ak(n),…］Ｔ …（６） で与えられる（Ｔは転置を表す）。
的少なく実時間処理が容易な逐次修正形の勾配アルゴリ
ズムが広く用いられている。このアルゴリズムはｎ時点
で推定された係数ベクトルa(n)の修正量ベクトルΔa(n)
を求め、 （ｎ＋１）＝(n)−Δ(n) …（４） をｎ＋１時点での係数ベクトルとして逐次的に最適な係
数ベクトルへと収束されるものである。修正量ベクトル
量Δ(n)は評価係数Ｆの最急勾配によって決定され、
すなわち、 がｎ＋１時点の係数ベクトルとなる。αは修正量をコン
トロールする正の定数である。なお、係数ベクトル
(n)は、 (n)＝［…,ak(n),…］Ｔ …（６） で与えられる（Ｔは転置を表す）。
従来例１ この従来例１は上記適応フィルタをマルチパス補正フ
ィルタに応用したものである。
ィルタに応用したものである。
すなわち、FM信号は振幅（エンベロープ）に情報が含
まれておらず、一定振幅であり、一方、マルチパス伝送
されたFM信号はその伝達関数の影響により、エンベロー
プが変動している。したがって、エンベロープ一定の信
号を希望の応答と考え、適応フィルタの考え方をマルチ
パス伝送の補正フィルタに適用することができる。フィ
ルタ係数の適応制御のための評価関数Ｆとしては、例え
ば、 Ｆ＝Ｅ（｛|y(n)|2−g(n)｝２） …（７） ここに、g(n)は基準値で、 g(n)＝constantである。
まれておらず、一定振幅であり、一方、マルチパス伝送
されたFM信号はその伝達関数の影響により、エンベロー
プが変動している。したがって、エンベロープ一定の信
号を希望の応答と考え、適応フィルタの考え方をマルチ
パス伝送の補正フィルタに適用することができる。フィ
ルタ係数の適応制御のための評価関数Ｆとしては、例え
ば、 Ｆ＝Ｅ（｛|y(n)|2−g(n)｝２） …（７） ここに、g(n)は基準値で、 g(n)＝constantである。
あるいは、 等が考えられる。このような考え方に基づいたマルチパ
ス補正フィルタの公知文献としては、次のものが挙げら
れる。
ス補正フィルタの公知文献としては、次のものが挙げら
れる。
文献１…J.R.Treichler,B.G.Agee:“A new Approach
to Multlpath Correctlon of constant Modulus Signal
s",IEEE Trans.vol.ASSP−31,No.2,pp459−471（1983） 文献２…伊丹、羽鳥：“判定帰還構成による包絡線一
定信号のマルチパス除去”、信学技報、CAS87−154,pp.
19−24（1987） ところが、上記従来例１によりFM放送において十分な
マルチパス補正を行うためにはフィルタ係数が相当量必
要となり、それによるフィルタ演算及びフィルタ係数制
御のための演算は膨大なものとなる。
to Multlpath Correctlon of constant Modulus Signal
s",IEEE Trans.vol.ASSP−31,No.2,pp459−471（1983） 文献２…伊丹、羽鳥：“判定帰還構成による包絡線一
定信号のマルチパス除去”、信学技報、CAS87−154,pp.
19−24（1987） ところが、上記従来例１によりFM放送において十分な
マルチパス補正を行うためにはフィルタ係数が相当量必
要となり、それによるフィルタ演算及びフィルタ係数制
御のための演算は膨大なものとなる。
従来例２ 第６図、第７図および第８図に従来例２の概要を示
す。この従来例２はマルチパス伝送路の伝達関数に着目
し、送信点より直接到来した電波（以下、直接波とい
う。）を基準として正規化することによりフィルタ演算
を行うマルチパス補正フィルタの例である。
す。この従来例２はマルチパス伝送路の伝達関数に着目
し、送信点より直接到来した電波（以下、直接波とい
う。）を基準として正規化することによりフィルタ演算
を行うマルチパス補正フィルタの例である。
すなわち、まず、この従来例２をFMチューナに適用し
た場合の概要を説明しておく。第６図にその概要図を示
す。アンテナ１で受信された電波信号はフロントエンド
２を経由してA/Dコンバータ３によりディジタル値に変
換される。そのディジタル信号は正規化回路４により直
接波を基準として正規化される。正規化された入力信号
Nx(n)は等化器５に入力される。等化器５は入力信号Nx
(n)にマルチパス補正を施し、その出力信号y(n)を復調
回路６に送る。
た場合の概要を説明しておく。第６図にその概要図を示
す。アンテナ１で受信された電波信号はフロントエンド
２を経由してA/Dコンバータ３によりディジタル値に変
換される。そのディジタル信号は正規化回路４により直
接波を基準として正規化される。正規化された入力信号
Nx(n)は等化器５に入力される。等化器５は入力信号Nx
(n)にマルチパス補正を施し、その出力信号y(n)を復調
回路６に送る。
等化器５は、第７図に示すように、伝送関数HEQ(z)を
もつディジタルフィルタ７と、その出力信号y(n)を抽出
する絶対値二乗要素８と、抽出されたフィードバック信
号と正規化のための基準値信号“1"とを比較する加算要
素９と、その比較偏差（すなわち、誤差信号e(n)）に基
づいてディジタルフィルタ７のフィルタ係数および遅
延量ｕを制御する制御要素10とからなる。ディジタルフ
ィルタ７は、第８図に示すように、FIR型のディジタル
フィルタである。
もつディジタルフィルタ７と、その出力信号y(n)を抽出
する絶対値二乗要素８と、抽出されたフィードバック信
号と正規化のための基準値信号“1"とを比較する加算要
素９と、その比較偏差（すなわち、誤差信号e(n)）に基
づいてディジタルフィルタ７のフィルタ係数および遅
延量ｕを制御する制御要素10とからなる。ディジタルフ
ィルタ７は、第８図に示すように、FIR型のディジタル
フィルタである。
さて、一般にマルチパス伝送路の伝達関数は次のよう
に表すことができる。
に表すことができる。
ここで、riは受信地点における各電波の複素振幅であ
り、 を示している。
り、 を示している。
次に、直接波を基準として正規化すると、伝達関数H
MP（ｊω）は、 と書き改められる。更に、信号を周期Ｔでサンプリング
することで離散信号に変換するならば、伝達関数H
MP（ｊω）は、 と表すことができる。特に、反射によって遅延した電波
（反射波）が単一の場合には、 HMP（ｚ）＝１＋ｒ・z-u …（13） が伝達関数となる。この場合の逆関数HEQ（ｚ）は、 となり、これを級数展開すると、 がマルチパス伝送路の逆関数として得られる。この逆関
数HEQ（ｚ）の特性を持ったマルチパス補正フィルタ
は、反射波の遅延時間τをサンプリング周期Ｔにより正
規化することによって得られた遅延量ｕの整数倍に相当
するところのみ非零の係数をもつフィルタとして実現で
きる。反射波が単一でない場合においては、複素振幅ｒ
のかわりに時変な複素振幅r(n)を定義することによっ
て、単一反射波の場合と同様に扱うことが可能となる。
このような構造のフィルタに適応フィルタの考え方を適
用したマルチパス補正フィルタの公知文献としては次の
ものが挙げられる。
MP（ｊω）は、 と書き改められる。更に、信号を周期Ｔでサンプリング
することで離散信号に変換するならば、伝達関数H
MP（ｊω）は、 と表すことができる。特に、反射によって遅延した電波
（反射波）が単一の場合には、 HMP（ｚ）＝１＋ｒ・z-u …（13） が伝達関数となる。この場合の逆関数HEQ（ｚ）は、 となり、これを級数展開すると、 がマルチパス伝送路の逆関数として得られる。この逆関
数HEQ（ｚ）の特性を持ったマルチパス補正フィルタ
は、反射波の遅延時間τをサンプリング周期Ｔにより正
規化することによって得られた遅延量ｕの整数倍に相当
するところのみ非零の係数をもつフィルタとして実現で
きる。反射波が単一でない場合においては、複素振幅ｒ
のかわりに時変な複素振幅r(n)を定義することによっ
て、単一反射波の場合と同様に扱うことが可能となる。
このような構造のフィルタに適応フィルタの考え方を適
用したマルチパス補正フィルタの公知文献としては次の
ものが挙げられる。
公知文献１…K.D.KAMMEYER,R.MANN and W.TOBERGTE:
“Modified Adaptlve FIR Equalizer for Multipath Ec
ho Cancellation in FM Transmission",IEEE J vol.SAC
−5,No.2,pp.226−237（1987） 公知文献２…特開昭62−140527号公報ところで、適応
制御のための評価関数Ｆとしては、 Ｆ＝Ｅ（｛|y(n)|2−g(n)｝２）， g(n)＝constant, …（16） を用いるが、直接波によって正規化された信号を用いる
場合には、 g(n)＝１ …（17） とすることができ、すなわち、 Ｆ＝Ｅ（｛|y(n)|2−１｝２） …（18） が評価関数となる。非零のフィルタ係数をhjと表すと係
数ベクトルは、 ＝［…,hj,…］Ｔ であり（ここで、明らかにh0＝（−ｒ）０＝１であ
る）、ｎ時点におけるフィルタ係数ベクトルの推定値
(n)からｎ＋１時点における推定値(n+1)を求めるため
の更新式は、 で与えられ（ｘは正の定数）、あるいは、係数ベクトル
の各要素は複素振幅ｒによって一意に決定されること
からｎ＋１時点における複素振幅r(n+1)を直接推定する
ための更新式、 によって、フィルタ係数を求めることもできる（ｒは）
正の整数）、また、ｎ時点における遅延量の推定値u(n)
からｎ＋１時点における遅延量u(n+1)を推定するための
更新式は、 で与えられる（μは正の定数）。このように非零のフィ
ルタ係数の値及びそれに相当する遅延量を求めることに
より、フィルタ演算及びフィルタ係数制御の演算量の大
幅な削減が可能となる。
“Modified Adaptlve FIR Equalizer for Multipath Ec
ho Cancellation in FM Transmission",IEEE J vol.SAC
−5,No.2,pp.226−237（1987） 公知文献２…特開昭62−140527号公報ところで、適応
制御のための評価関数Ｆとしては、 Ｆ＝Ｅ（｛|y(n)|2−g(n)｝２）， g(n)＝constant, …（16） を用いるが、直接波によって正規化された信号を用いる
場合には、 g(n)＝１ …（17） とすることができ、すなわち、 Ｆ＝Ｅ（｛|y(n)|2−１｝２） …（18） が評価関数となる。非零のフィルタ係数をhjと表すと係
数ベクトルは、 ＝［…,hj,…］Ｔ であり（ここで、明らかにh0＝（−ｒ）０＝１であ
る）、ｎ時点におけるフィルタ係数ベクトルの推定値
(n)からｎ＋１時点における推定値(n+1)を求めるため
の更新式は、 で与えられ（ｘは正の定数）、あるいは、係数ベクトル
の各要素は複素振幅ｒによって一意に決定されること
からｎ＋１時点における複素振幅r(n+1)を直接推定する
ための更新式、 によって、フィルタ係数を求めることもできる（ｒは）
正の整数）、また、ｎ時点における遅延量の推定値u(n)
からｎ＋１時点における遅延量u(n+1)を推定するための
更新式は、 で与えられる（μは正の定数）。このように非零のフィ
ルタ係数の値及びそれに相当する遅延量を求めることに
より、フィルタ演算及びフィルタ係数制御の演算量の大
幅な削減が可能となる。
従来例３ 第９図、第10図に従来例３の概要を示す。この従来例
３の上記従来例２のマルチパス補正フィルタを縦続接続
構造にて実現したものである。
３の上記従来例２のマルチパス補正フィルタを縦続接続
構造にて実現したものである。
第７図、第８図と比較して、この従来例３が異なるの
は、ディジタルフィルタ11として縦続接続型のFIRディ
ジタルフィルタを用いている点と、そのフィルタ係数
の更新制御を行う制御要素12の点である。
は、ディジタルフィルタ11として縦続接続型のFIRディ
ジタルフィルタを用いている点と、そのフィルタ係数
の更新制御を行う制御要素12の点である。
すなわち、上記マルチパス補正フィルタはマル27ス伝
送の補正を行うのに十分な総遅延量（有限長）をもつフ
ィルタとして実際には構成されるのであるが、非零の係
数の個数を２のべき乗に選ぶと、このフィルタの伝達関
数は、 と書き改めることができ、これは唯一つの係数をもった
フィルタの縦続接続によって実現される。
送の補正を行うのに十分な総遅延量（有限長）をもつフ
ィルタとして実際には構成されるのであるが、非零の係
数の個数を２のべき乗に選ぶと、このフィルタの伝達関
数は、 と書き改めることができ、これは唯一つの係数をもった
フィルタの縦続接続によって実現される。
ここで、 cm＝（−ｒ）2m-1,um＝2m-1・ｕ …（24） である。この縦続接続構造のフィルタにおける適応制御
も前記の場合と同様に行われ、更に演算量の削減が可能
となる。
も前記の場合と同様に行われ、更に演算量の削減が可能
となる。
なお、これらの従来例２および３に示したマルチパス
補正フィルタはマルチパスの補正だけでなく、このフィ
ルタ以前のアナログ処理（IFフィルタ等）により生じる
線形歪みの除去にもあわせて有効なものである。
補正フィルタはマルチパスの補正だけでなく、このフィ
ルタ以前のアナログ処理（IFフィルタ等）により生じる
線形歪みの除去にもあわせて有効なものである。
上記従来の方法においてはマルチパス伝送された信号
を直接波の振幅により正規化する操作を行っているた
め、評価関数Ｆにおけるエンベロープの基準値（フィル
タの希望応答）であるg(n)の値を g(n)＝１ …（25） とすることが可能である。しかしながら、実際の信号に
おいては直接波の振幅riは未知であり、補正フィルタに
入力される信号を正規化することは不可能である。その
ため、基準値g(n)を決定することは困難である。更に、
カーラジオのような移動を伴う受信機では受信場所によ
って直接波の受信強度が変化するために、直接波の振幅
riによる正規化が行われないことになるが、この場合に
は正規化された信号に代えて直接波の振幅そのものが基
準値となるため一定の振幅の出力信号を得ることは極め
て困難である。
を直接波の振幅により正規化する操作を行っているた
め、評価関数Ｆにおけるエンベロープの基準値（フィル
タの希望応答）であるg(n)の値を g(n)＝１ …（25） とすることが可能である。しかしながら、実際の信号に
おいては直接波の振幅riは未知であり、補正フィルタに
入力される信号を正規化することは不可能である。その
ため、基準値g(n)を決定することは困難である。更に、
カーラジオのような移動を伴う受信機では受信場所によ
って直接波の受信強度が変化するために、直接波の振幅
riによる正規化が行われないことになるが、この場合に
は正規化された信号に代えて直接波の振幅そのものが基
準値となるため一定の振幅の出力信号を得ることは極め
て困難である。
本発明は、フィルタの入力信号の直接波の振幅による
正規化の操作を行うことなく、マルチパス補正を行うこ
とが可能なディジタル等化器を提供することを目的とす
る。
正規化の操作を行うことなく、マルチパス補正を行うこ
とが可能なディジタル等化器を提供することを目的とす
る。
上記目的を達成するために、本発明は振幅（ｒ）また
は位相（θ）が異なる複数の同一周波数信号の多重化信
号に対応するディジタル入力信号（x(n)）をフィルタ演
算処理するディジタルフィルタ（７）と、このディジタ
ルフィルタの出力信号（y(n)）を予め定められた基準値
信号（g(n)）と比較し、その比較偏差分（e(n)）に基づ
いて前記出力信号（y(n)）の振幅を一定に制御するフィ
ードバック回路と、を備えたディジタル等化器におい
て、前記フィードバック回路は、前記出力信号（y(n)）
に前記比較偏差分（ｅ（ｎ））に対応して生成され、比
較偏差分（ｅ（ｎ））をゼロに収束せしめるための係数
信号（ｂ（ｎ））を乗算する乗算要素（14）を含むよう
構成する。
は位相（θ）が異なる複数の同一周波数信号の多重化信
号に対応するディジタル入力信号（x(n)）をフィルタ演
算処理するディジタルフィルタ（７）と、このディジタ
ルフィルタの出力信号（y(n)）を予め定められた基準値
信号（g(n)）と比較し、その比較偏差分（e(n)）に基づ
いて前記出力信号（y(n)）の振幅を一定に制御するフィ
ードバック回路と、を備えたディジタル等化器におい
て、前記フィードバック回路は、前記出力信号（y(n)）
に前記比較偏差分（ｅ（ｎ））に対応して生成され、比
較偏差分（ｅ（ｎ））をゼロに収束せしめるための係数
信号（ｂ（ｎ））を乗算する乗算要素（14）を含むよう
構成する。
本発明によれば、ディジタルフィルタ（７）から出力
される出力信号（y(n)）はフィードバック回路によりフ
ィードバックされ、基準振幅信号（g(n)）との比較偏差
が算出されるが、このときフィードバックされるディジ
タルフィルタの出力信号には乗算要素（14）において前
記比較偏差分（e(n)）に対応する係数信号（b(n)）が乗
ぜられる。この係数信号（b(n)）はディジタルフィルタ
（７）のフィルタ係数の更新と同時に繰返し更新され
る。その結果、比較偏差分（e(n)）はゼロに収束し、振
幅が一定となるので、一定振幅の出力信号を出力させる
とができ、多重信号による混変調ひずみを除去した出力
信号を得ることができる。
される出力信号（y(n)）はフィードバック回路によりフ
ィードバックされ、基準振幅信号（g(n)）との比較偏差
が算出されるが、このときフィードバックされるディジ
タルフィルタの出力信号には乗算要素（14）において前
記比較偏差分（e(n)）に対応する係数信号（b(n)）が乗
ぜられる。この係数信号（b(n)）はディジタルフィルタ
（７）のフィルタ係数の更新と同時に繰返し更新され
る。その結果、比較偏差分（e(n)）はゼロに収束し、振
幅が一定となるので、一定振幅の出力信号を出力させる
とができ、多重信号による混変調ひずみを除去した出力
信号を得ることができる。
次に、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
原理 本発明の実施例を説明する前に、本発明の原理を説明
する。
する。
マルチパス補正フィルタの伝達関数HEQ(z)を非零のフ
ィルタ係数ベクトル要素hjを用いて表すと、 であり、この構造のフィルタを適応制御するための評価
関数Ｆとして、 Ｆ＝Ｅ〔｛b(n)・|y(n)|2−g(n)｝２〕 g(n)＝constant …（27） を定義するが、基準値g(n)は任意の定数であり、ここで
仮に、 g(n)＝１ …（28） とすると、すなわち、 Ｆ＝Ｅ〔｛b(n)・|y(n)|2−１｝２〕 …（29） が評価関数となる。この評価関数Ｆに含まれている係数
b(n)の値を適応制御することにより、入力信号を直接波
の振幅で正規化する操作を行うことなくマルチパス補正
フィルタの実現を可能にするものである。
ィルタ係数ベクトル要素hjを用いて表すと、 であり、この構造のフィルタを適応制御するための評価
関数Ｆとして、 Ｆ＝Ｅ〔｛b(n)・|y(n)|2−g(n)｝２〕 g(n)＝constant …（27） を定義するが、基準値g(n)は任意の定数であり、ここで
仮に、 g(n)＝１ …（28） とすると、すなわち、 Ｆ＝Ｅ〔｛b(n)・|y(n)|2−１｝２〕 …（29） が評価関数となる。この評価関数Ｆに含まれている係数
b(n)の値を適応制御することにより、入力信号を直接波
の振幅で正規化する操作を行うことなくマルチパス補正
フィルタの実現を可能にするものである。
この補正フィルタの適応動作は、複素振幅ｒからフィ
ルタ係数を求める場合を例にとると、ｎ＋１時点の複素
振幅r(n+1)を推定する更新式は、 であり、ｎ＋１時点の遅延量u(n+1)を推定する更新式
は、 で与えられ、またｎ＋１時点の係数b(n+1)については、 によって更新され（βは正の定数）、これらの３つのパ
ラメータの更新を繰り返すことによってフィルタの最適
制御が行われる。各パラメータの更新式について更に詳
細な演算を示すならば（期待値演算は瞬時値で置き換え
る）、 b(n+1) ＝b(n)−２・β・e(n)・y(n)・y(n) ＊ …（35） となる。ここでRe［・］は複素数の実数部を示し、＊は
複素共役を表している。またはフィルタの入力信号ベ
クトルであり、 (n)＝［…,x（ｎ−ｊ・ｕ），…］Ｔ …（36） フィルタ出力y(n)は、 y(n)＝▲T (n)▼・▲ｘ- (n)▼ …（37） によって得られるものである。e(n)はフィルタ出力の誤
差信号であり、 e(n)＝b(n)・|y(n)|2−１ …（38） である。
ルタ係数を求める場合を例にとると、ｎ＋１時点の複素
振幅r(n+1)を推定する更新式は、 であり、ｎ＋１時点の遅延量u(n+1)を推定する更新式
は、 で与えられ、またｎ＋１時点の係数b(n+1)については、 によって更新され（βは正の定数）、これらの３つのパ
ラメータの更新を繰り返すことによってフィルタの最適
制御が行われる。各パラメータの更新式について更に詳
細な演算を示すならば（期待値演算は瞬時値で置き換え
る）、 b(n+1) ＝b(n)−２・β・e(n)・y(n)・y(n) ＊ …（35） となる。ここでRe［・］は複素数の実数部を示し、＊は
複素共役を表している。またはフィルタの入力信号ベ
クトルであり、 (n)＝［…,x（ｎ−ｊ・ｕ），…］Ｔ …（36） フィルタ出力y(n)は、 y(n)＝▲T (n)▼・▲ｘ- (n)▼ …（37） によって得られるものである。e(n)はフィルタ出力の誤
差信号であり、 e(n)＝b(n)・|y(n)|2−１ …（38） である。
第１実施例 上記原理に基づく本発明の第１実施例を第１図に示
す。なお、第１図において第７図の従来例と重複する部
分には同一の符号を附して以下説明する。
す。なお、第１図において第７図の従来例と重複する部
分には同一の符号を附して以下説明する。
第１図において第７図と異なる点は、絶対値二乗要素
８と加算要素９との間に係数信号ｂを絶対値二乗要素８
の出力信号に乗算する乗算要素14が介在されている点、
基準値信号として正規化のための基準値ではなく任意に
収束すべきパラメータ値としての基準値信号g(n)が与え
られる点、および係数信号ｂをフィルタ係数に合わせ
て更新制御する制御要素15を含めた点である。
８と加算要素９との間に係数信号ｂを絶対値二乗要素８
の出力信号に乗算する乗算要素14が介在されている点、
基準値信号として正規化のための基準値ではなく任意に
収束すべきパラメータ値としての基準値信号g(n)が与え
られる点、および係数信号ｂをフィルタ係数に合わせ
て更新制御する制御要素15を含めた点である。
すなわち、本発明は、（27）式あるいは（29）に示す
評価関数Ｆに含まれている係数b(n)の値を適応制御する
ことにより、入力信号x(n)の直接波の振幅ｒで正規化す
る操作を行うことなくマルチパスの補正するものであ
り、前述の（30）式〜（32）式（より詳細には、（33）
式〜（35）式）の演算を実行するものである。ここで、
第２図に、第１実施例の等化器について下記の条件下で
シュミレーションした場合の単一反射の場合の各パラメ
ータの収束特性を示す。
評価関数Ｆに含まれている係数b(n)の値を適応制御する
ことにより、入力信号x(n)の直接波の振幅ｒで正規化す
る操作を行うことなくマルチパスの補正するものであ
り、前述の（30）式〜（32）式（より詳細には、（33）
式〜（35）式）の演算を実行するものである。ここで、
第２図に、第１実施例の等化器について下記の条件下で
シュミレーションした場合の単一反射の場合の各パラメ
ータの収束特性を示す。
第２図からわかるように、各パラメータおよび出力信
号y(n)ともに所定時間後に一定値に収束しており、マル
チパス補正が正しく行われていることがわかる。
号y(n)ともに所定時間後に一定値に収束しており、マル
チパス補正が正しく行われていることがわかる。
なお、複素振幅ｒのかわりに係数ベクトルを直接更
新する場合についても同様である。
新する場合についても同様である。
以上の等化器をFMチューナに適用した例を第６図との
比較において第３図に示す。この第３図からわかるよう
に、正規化回路４（第６図）が省略され、構成の簡素化
とともに確実にマルチパスの補正をすることが可能とな
る。
比較において第３図に示す。この第３図からわかるよう
に、正規化回路４（第６図）が省略され、構成の簡素化
とともに確実にマルチパスの補正をすることが可能とな
る。
第２実施例 第４図に本発明の第２実施例を示す。
この第２実施例は、乗算要素14の挿入位置をディジタ
ルフィルタ７と絶対値二乗要素８の抽出点との間に置き
換えたものである。
ルフィルタ７と絶対値二乗要素８の抽出点との間に置き
換えたものである。
すなわち、この第２実施例は、正規化された伝達関数
HEQ(z)の構造を持つフィルタに係数b(n)を縦続接続構成
したフィルタ、 ＨEQ′（ｚ）＝b(n)・HEQ(z) を次の評価関数、 Ｆ＝Ｅ〔｛|y(n)|2−g(n)｝２〕、 g(n)＝constant、 を用いて適応制御するようにしたものである。Ｈ
EQ′（ｚ）の各パラメータ複素振幅ｒ、遅延量ｕ、係数
ｂの更新は上記と同様の更新式、 によって行われる。
HEQ(z)の構造を持つフィルタに係数b(n)を縦続接続構成
したフィルタ、 ＨEQ′（ｚ）＝b(n)・HEQ(z) を次の評価関数、 Ｆ＝Ｅ〔｛|y(n)|2−g(n)｝２〕、 g(n)＝constant、 を用いて適応制御するようにしたものである。Ｈ
EQ′（ｚ）の各パラメータ複素振幅ｒ、遅延量ｕ、係数
ｂの更新は上記と同様の更新式、 によって行われる。
このようにしても出力y(n)に対して係数信号ｂを乗算
することに変りなはなく、同等の効果を得ることができ
る。
することに変りなはなく、同等の効果を得ることができ
る。
第３実施例 第５図に本発明の第３実施例を示す。
この第３実施例は、乗算要素14の挿入位置をディジタ
ルフィルタ７の入力端とし、乗算要素14とディジタルフ
ィルタ７との縦続接続としたものである。動作原理は第
２実施例と同様である。このように係数信号ｂとディジ
タルフィルタとの接続順序は出力信号y(n)の値に影響を
与えず、同等の効果を得ることができる。
ルフィルタ７の入力端とし、乗算要素14とディジタルフ
ィルタ７との縦続接続としたものである。動作原理は第
２実施例と同様である。このように係数信号ｂとディジ
タルフィルタとの接続順序は出力信号y(n)の値に影響を
与えず、同等の効果を得ることができる。
上記第１実施例、第２実施例は第７図、第８図の非巡
回型FIRディジタルフィルタに対応して構成した例を示
したが、補正フィルタを次式の伝達関数、 で表される第９図、第10図の縦続接続構成のフィルタに
適用した場合についても全て同様の効果が得られるもの
である。
回型FIRディジタルフィルタに対応して構成した例を示
したが、補正フィルタを次式の伝達関数、 で表される第９図、第10図の縦続接続構成のフィルタに
適用した場合についても全て同様の効果が得られるもの
である。
以上のようにして、任意の入力信号に対して動作可能
なマルチパス補正フィルタを比較的少ない演算量で実現
できる。
なマルチパス補正フィルタを比較的少ない演算量で実現
できる。
以上の各実施例ではチューナを例にとって説明したが
電話回線等の通信回線に使われるFM等の伝達信号にも適
用可能である。また以上の実施例ではFMを例にして説明
したがその他のPM、FSK、PSK等のエンベロープ一定の信
号にも適用可能である。さらにQPSK等のディジタル変調
にも有効である。さらにまた伝送路の特性を推定、測定
する事にも用いうる。
電話回線等の通信回線に使われるFM等の伝達信号にも適
用可能である。また以上の実施例ではFMを例にして説明
したがその他のPM、FSK、PSK等のエンベロープ一定の信
号にも適用可能である。さらにQPSK等のディジタル変調
にも有効である。さらにまた伝送路の特性を推定、測定
する事にも用いうる。
以上の通り、本発明によれば、直接波の振幅による正
規化の操作を行うことなく、任意の入力信号に対し適正
な等化を行うことができ、正しい信号データを得ること
ができる。特に、入力信号がマルチパス伝送路を経由し
て受信される電波信号の等化処理（すなわち、マルチパ
ス補正）を行うことができ、受信強度の変化しやすい車
載用ラジオの受信品質の向上に寄与するものである。
規化の操作を行うことなく、任意の入力信号に対し適正
な等化を行うことができ、正しい信号データを得ること
ができる。特に、入力信号がマルチパス伝送路を経由し
て受信される電波信号の等化処理（すなわち、マルチパ
ス補正）を行うことができ、受信強度の変化しやすい車
載用ラジオの受信品質の向上に寄与するものである。
第１図は本発明の第１実施例のブロック図、 第２図はシミュレーションによる単一反射の場合の各パ
ラメータの収束特性を示す特性図、 第３図は本発明を適用したFMチューナ例のブロック図、 第４図は本発明の第２実施例のブロック図、 第５図は本発明の第３実施例のブロック図、 第６図は従来の等化器を適用したFMチューナ例のブロッ
ク図、 第７図は従来例２の等化器のブロック図、 第８図は従来例２の非巡回型FIRディジタルフィルタの
ブロック図、 第９図は従来例３の等化器のブロック図、 第10図は従来例３の縦続接続型FIRディジタルフィルタ
のブロック図である。 １……アンテナ ２……フロントエンド ３……A/Dコンバータ ６……復調回路 ７……ディジタルフィルタ ８……絶対値二乗要素 ９……加算要素 13……等化器 14……乗算要素 15……制御要素 x(n)……ディジタル入力信号 y(n)……出力信号 r(n)……複素振幅 θ(n)……位相 u(n)……遅延量 b(n)……係数信号 g(n)……基準値信号
ラメータの収束特性を示す特性図、 第３図は本発明を適用したFMチューナ例のブロック図、 第４図は本発明の第２実施例のブロック図、 第５図は本発明の第３実施例のブロック図、 第６図は従来の等化器を適用したFMチューナ例のブロッ
ク図、 第７図は従来例２の等化器のブロック図、 第８図は従来例２の非巡回型FIRディジタルフィルタの
ブロック図、 第９図は従来例３の等化器のブロック図、 第10図は従来例３の縦続接続型FIRディジタルフィルタ
のブロック図である。 １……アンテナ ２……フロントエンド ３……A/Dコンバータ ６……復調回路 ７……ディジタルフィルタ ８……絶対値二乗要素 ９……加算要素 13……等化器 14……乗算要素 15……制御要素 x(n)……ディジタル入力信号 y(n)……出力信号 r(n)……複素振幅 θ(n)……位相 u(n)……遅延量 b(n)……係数信号 g(n)……基準値信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭56−78244（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−196613（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−81532（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−151321（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 3/04 - 3/18 H04B 7/005
Claims (5)
- 【請求項１】振幅（ｒ）または位相（θ）が異なる複数
の同一周波数信号の多重化信号に対応するディジタル入
力信号（ｘ（ｎ））をフィルタ演算処理するディジタル
フィルタ（７）と、このディジタルフィルタの出力信号
（ｙ（ｎ））を予め定められた基準値信号（ｇ（ｎ））
と比較し、その比較偏差分（ｅ（ｎ））に基づいて前記
出力信号（ｙ（ｎ））の振幅を一定に制御するフィード
バック回路と、を備えたディジタル等化器において、 前記フィードバック回路は、前記出力信号（ｙ（ｎ））
に前記比較偏差分（ｅ（ｎ））に対応して生成され、比
較偏差分（ｅ（ｎ））をゼロに収束せしめるための係数
信号（ｂ（ｎ））を乗算する乗算要素（14）を含むこと
を特徴とするディジタル等化器。 - 【請求項２】請求項１記載のディジタル等化器におい
て、乗算要素（14）は前記ディジタルフィルタ（７）の
出力信号（ｙ（ｎ））のフィードバック信号抽出回路内
に含めたことを特徴とするディジタル等化器。 - 【請求項３】請求項１記載のディジタル等化器におい
て、乗算要素（14）は前記ディジタルフィルタ（７）の
出力端とフィードバック信号抽出点との間に介在させた
ことを特徴とするディジタル等化器。 - 【請求項４】請求項１記載のディジタル等化器におい
て、乗算要素（14）は前記ディジタルフィルタ（７）の
入力端に接続したことを特徴とするディジタル等化器。 - 【請求項５】請求項１乃至４記載のディジタル等化器に
おいて、多重化信号（ｘ（ｎ））はマルチパス伝送され
たFM変調信号であることを特徴とするディジタル等化
器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1198151A JP3011948B2 (ja) | 1989-07-31 | 1989-07-31 | ディジタル等化器 |
| DE69014470T DE69014470T2 (de) | 1989-07-31 | 1990-03-26 | Digitaler Entzerrer und FM-Empfänger damit. |
| US07/498,672 US5157691A (en) | 1989-07-31 | 1990-03-26 | Digital equalizer and fm receiver having same |
| EP90303184A EP0411741B1 (en) | 1989-07-31 | 1990-03-26 | Digital equalizer and FM receiver having same |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1198151A JP3011948B2 (ja) | 1989-07-31 | 1989-07-31 | ディジタル等化器 |
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| JPH0362628A JPH0362628A (ja) | 1991-03-18 |
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Family
ID=16386309
Family Applications (1)
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| EP (1) | EP0411741B1 (ja) |
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| SE469251B (sv) * | 1991-10-16 | 1993-06-07 | Ericsson Telefon Ab L M | Beslutsaaterkopplad olinjaer utjaemnare |
| US8352400B2 (en) | 1991-12-23 | 2013-01-08 | Hoffberg Steven M | Adaptive pattern recognition based controller apparatus and method and human-factored interface therefore |
| US10361802B1 (en) | 1999-02-01 | 2019-07-23 | Blanding Hovenweep, Llc | Adaptive pattern recognition based control system and method |
| ES2048092B1 (es) * | 1992-02-14 | 1996-11-16 | Alcatel Standard Electrica | Ecualizador automatico digital asincrono para transmision de datos por cable. |
| DE4206476A1 (de) * | 1992-03-02 | 1993-09-09 | Blaupunkt Werke Gmbh | Schaltungsanordnung zur beseitigung von stoerungen bei stereo-rundfunk-signalen |
| JP3283913B2 (ja) * | 1992-08-20 | 2002-05-20 | 日本無線株式会社 | Ｇｐｓ受信装置 |
| JPH06309794A (ja) * | 1993-04-26 | 1994-11-04 | Toshiba Corp | 再生信号等化装置 |
| NO944905L (no) * | 1993-12-21 | 1995-06-22 | Nec Corp | Senderanordning for mobilt satelittkommunikasjonsutstyr |
| JP3354286B2 (ja) | 1994-06-04 | 2002-12-09 | 株式会社ケンウッド | マルチパス除去フィルタ |
| US5809072A (en) * | 1996-03-15 | 1998-09-15 | Integrated Circuit Systems | Mixed signal adaptive equalizer |
| US7268700B1 (en) | 1998-01-27 | 2007-09-11 | Hoffberg Steven M | Mobile communication device |
| US7904187B2 (en) | 1999-02-01 | 2011-03-08 | Hoffberg Steven M | Internet appliance system and method |
| US9818136B1 (en) | 2003-02-05 | 2017-11-14 | Steven M. Hoffberg | System and method for determining contingent relevance |
| JP4205509B2 (ja) * | 2003-08-19 | 2009-01-07 | パイオニア株式会社 | マルチパスひずみ除去フィルタ |
| JP4246562B2 (ja) * | 2003-08-19 | 2009-04-02 | パイオニア株式会社 | マルチパスひずみ除去フィルタ |
| US7590174B2 (en) | 2005-12-20 | 2009-09-15 | Altera Corporation | Signal adjustment receiver circuitry |
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| JPS5833313A (ja) * | 1981-08-21 | 1983-02-26 | Nec Corp | トランスバ−サル定利得可変等化器 |
| JPS59211313A (ja) * | 1983-05-17 | 1984-11-30 | Toshiba Corp | 自動等化器 |
| DE3345284A1 (de) * | 1983-12-14 | 1985-06-27 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Verfahren und schaltungsanordnung zur digitalsignalverarbeitung nach art eines vorzugsweise adaptiven transversalfilters |
| US4604755A (en) * | 1984-06-01 | 1986-08-05 | International Business Machines Corp. | Feed forward dual channel automatic level control for dual tone multi-frequency receivers |
| FR2583938A1 (fr) * | 1985-06-21 | 1986-12-26 | Labo Electronique Physique | Filtre numerique de quadrature et demodulateur de signal numerique module en frequence comprenant un tel filtre |
| DE3543898A1 (de) * | 1985-12-12 | 1987-06-19 | Blaupunkt Werke Gmbh | Entzerrer in form eines digitalen nichtrekursiven filters |
| US4839905A (en) * | 1986-04-30 | 1989-06-13 | Conklin Instrument Corporation | Multirate automatic equalizer |
| NL8701331A (nl) * | 1987-06-09 | 1989-01-02 | Philips Nv | Datatransmissiesysteem bevattende een beslissingsteruggekoppelde egalisator en gebruik makende van partieleresponsie technieken. |
| DE3884178D1 (de) * | 1988-01-27 | 1993-10-21 | Blaupunkt Werke Gmbh | Autoradio mit einem Kaskadenentzerrer in nichtrekursiver Form. |
-
1989
- 1989-07-31 JP JP1198151A patent/JP3011948B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-03-26 US US07/498,672 patent/US5157691A/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-03-26 DE DE69014470T patent/DE69014470T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-03-26 EP EP90303184A patent/EP0411741B1/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
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| US5157691A (en) | 1992-10-20 |
| JPH0362628A (ja) | 1991-03-18 |
| DE69014470D1 (de) | 1995-01-12 |
| EP0411741B1 (en) | 1994-11-30 |
| DE69014470T2 (de) | 1995-06-29 |
| EP0411741A1 (en) | 1991-02-06 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |