JP2989268B2 - Adaptive equalization receiver and maximum likelihood sequence estimation receiver - Google Patents
Adaptive equalization receiver and maximum likelihood sequence estimation receiverInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 この発明は、適応等化受信機及び最尤系列推定受信機
に関するものである。より詳細には、高速ディジタル移
動通信において、周波数選択性フェージングによる伝送
特性の劣化を補償するための装置に関するものである。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to an adaptive equalization receiver and a maximum likelihood sequence estimation receiver. More specifically, the present invention relates to an apparatus for compensating for deterioration of transmission characteristics due to frequency selective fading in high-speed digital mobile communication.
背景技術 近年、移動体通信などにおいて高速デジタル移動通信
を実現するための技術が研究されている。例えば、この
様な高速デジタル移動通信においては、マルチパス伝搬
による周波数選択性フェージングのために、伝送特性が
大きく劣化する場合がある。つまり、自動車電話などに
おいては、基地局から自動車に対して送信されている、
例えば数百kbps以上のデータ通信電波が自動車側で受信
される場合は、直接波の他に地表波や山や建物などから
の反射波が受信されるため、受信波は直接波だけのとき
の受信波形と異なり、受信レベルが大きくなったり、小
さくなったりする。しかも、自動車は移動するので移動
速度に応じて受信レベルが更に変動し、移動速度によっ
ては、受信レベルの変化の周期（周波数）が変化する。
従って、受信レベルが不規則に変動するので、この様な
マルチパス伝搬の影響を受けた受信波から直接にPSK（P
hase Shift Keying、位相ソフトキーイング）変調信号
に対する復調などを行うと誤った符号（データ）を出力
する場合がある。BACKGROUND ART In recent years, technologies for realizing high-speed digital mobile communication in mobile communication and the like have been studied. For example, in such high-speed digital mobile communication, transmission characteristics may be significantly deteriorated due to frequency selective fading due to multipath propagation. In other words, in a car phone or the like, a base station transmits a message to a car,
For example, when a data communication radio wave of several hundred kbps or more is received on the automobile side, a ground wave, a reflected wave from a mountain, a building, or the like is received in addition to a direct wave. Unlike the reception waveform, the reception level increases or decreases. In addition, since the automobile moves, the reception level further changes according to the moving speed, and the cycle (frequency) of the change of the reception level changes depending on the moving speed.
Accordingly, since the reception level fluctuates irregularly, PSK (P
If demodulation of a hase shift keying (phase soft keying) modulation signal is performed, an incorrect code (data) may be output.
この様な場合には、上記劣化（誤り）を補償するため
に、適応等化器等を用いて受信波の劣化を補償すること
が行われている。この適応等化器の従来の技術について
は、例えば、文献:IEEE Transactions on Vehicular Te
chnology、Vol.40、No.2、pp.333〜pp.341、May、1991
年、『Adaptive Equalization for TDMA Digital Mobil
e Radio』、などに示されている。In such a case, in order to compensate for the above-mentioned degradation (error), the degradation of the received wave is performed using an adaptive equalizer or the like. Regarding the conventional technology of this adaptive equalizer, for example, a document: IEEE Transactions on Vehicular Te
chnology, Vol.40, No.2, pp.333-341, May, 1991
Year, `` Adaptive Equalization for TDMA Digital Mobil
e Radio].
そして、この様な適応等化器を備えた受信機も開発さ
れている。この様な適応等化受信機においては、判定帰
還型等化器を用いたものや、線形等化器を用いたものが
挙げられ、また、最尤系列推定受信機なども挙げられ
る。A receiver having such an adaptive equalizer has also been developed. Such adaptive equalization receivers include those using a decision feedback equalizer, those using a linear equalizer, and a maximum likelihood sequence estimation receiver.
そこで、適応等化受信機に備えられる判定帰還型等化
器や線形等化器についてさらに説明すると、判定帰還型
等化器や線形等化器は、トランスバーサル型のフィルタ
で構成されている。トランスバーサル型のフィルタのタ
ップ係数は、多重波（直接波と遅延波の合成波）を等化
する様に設定される。そして、伝送路の状況に合わせて
適応的に更新される。そして、等化する多重波の直接波
に対する遅延波の遅延時間が長くなるにつれて、トラン
スバーサル型のフィルタのタップ数を増やす必要があ
る。しかも、タップ数が増加することに伴ない、タップ
数の更新に要する演算量も増加する。Therefore, the decision feedback equalizer and the linear equalizer provided in the adaptive equalization receiver will be further described. The decision feedback equalizer and the linear equalizer are configured by transversal filters. The tap coefficients of the transversal filter are set so as to equalize a multiplex wave (a combined wave of a direct wave and a delayed wave). Then, it is adaptively updated according to the status of the transmission path. Then, as the delay time of the delayed wave with respect to the direct wave of the multiplexed wave to be equalized increases, it is necessary to increase the number of taps of the transversal filter. In addition, as the number of taps increases, the amount of calculation required for updating the number of taps also increases.
また、最尤系列推定受信機は、受信信号の帯域外雑音
をフィルタで除去した後、信号をデジタル化し、雑音の
影響を最小化する整合フィルタを通し、その出力から状
態推定回路により送信シンボルを最尤推定するものであ
る。この状態推定回路の最尤推定アルゴリズムとして
は、例えばビタビアルゴリズムが用いられる。ここで、
整合フィルタのタップ係数は、データの処理の前又は処
理と同時に推定された伝送路のインパルス応答に基づい
て設定される。また、この推定された伝送路のインパル
ス応答は、送信シンボルの最尤推定のためにも用いられ
る。Also, the maximum likelihood sequence estimation receiver filters out the out-of-band noise of the received signal, then digitizes the signal, passes through a matched filter that minimizes the influence of noise, and uses the state estimation circuit to determine the transmission symbol from the output. The maximum likelihood estimation is performed. As the maximum likelihood estimation algorithm of the state estimation circuit, for example, a Viterbi algorithm is used. here,
The tap coefficient of the matched filter is set based on the impulse response of the transmission path estimated before or simultaneously with the processing of the data. Further, the estimated impulse response of the transmission path is also used for maximum likelihood estimation of a transmission symbol.
このような最尤系列推定受信機は、一般に、周波数選
択性フェージングの下では、他の適応等化受信機と比較
して良好な受信特性を有する。しかし、考慮すべきマル
チパスの最大遅れ時間が長くなる場合には、考慮すべき
インパルス応答の時間間隔も長くなって、状態推定回路
における送信シンボルの最尤推定に係る処理量が指数的
に増加するため、従来は実現が難しいと考えられてい
た。しかし、最近は、デジタル信号処理技術の発展によ
り実用のための検討が盛んに行なわれている。Such a maximum likelihood sequence estimation receiver generally has better reception characteristics under frequency selective fading as compared with other adaptive equalization receivers. However, when the maximum delay time of the multipath to be considered becomes longer, the time interval of the impulse response to be considered also becomes longer, and the processing amount for the maximum likelihood estimation of the transmission symbol in the state estimation circuit increases exponentially. In the past, it was considered difficult to realize. However, recently, due to the development of digital signal processing technology, studies for practical use have been actively conducted.
デジタル信号処理技術の発展により最尤系列推定受信
機を実用化する上でも、上述した課題を解決すること、
すなわち状態推定回路の処理量を押さえることが求めら
れる。この要求は考慮すべきインパルス応答の時間間隔
の選定の問題であり、従来は良好な受信特性が得られか
つ状態推定回路が実用化できる程度の値を選定してい
た。In practical use of the maximum likelihood sequence estimation receiver by the development of digital signal processing technology, to solve the above-described problems,
That is, it is required to suppress the processing amount of the state estimation circuit. This requirement is a matter of selecting a time interval of the impulse response to be considered. Conventionally, a value that can obtain a good reception characteristic and can be used for a state estimation circuit has been selected.
なお、考慮すべきインパルス応答の時間間隔に応じ
て、整合フィルタのタップ数も決定していた。Note that the number of taps of the matched filter is also determined according to the time interval of the impulse response to be considered.
発明の開示 従ってこの発明の目的は、受信等化特性を低下させる
ことなく、適応等化の演算量を最小にし得る適応等化受
信機を提供することにある。DISCLOSURE OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to provide an adaptive equalization receiver capable of minimizing the amount of computation for adaptive equalization without deteriorating reception equalization characteristics.
この発明のさらなる目的は、受信等化特性を低下させ
ることなく、状態推定手段の演算量を抑えるとともに受
信機での処理遅延を小さくできる最尤系列推定受信機を
提供することにある。A further object of the present invention is to provide a maximum likelihood sequence estimation receiver that can reduce the amount of calculation of the state estimating means and reduce the processing delay in the receiver without lowering the reception equalization characteristics.
すなわちこの発明は、 受信信号から伝送路のインパルス応答を推定する伝送
路推定手段と、 前記伝送路推定手段で推定された伝送路のインパルス
応答に基づいて、前記受信信号が多重波であるか否かを
判断して、多重波判断情報を出力する判断手段と、 前記多重波判断情報によって、前記受信信号が多重波
であると判断されたときに、前記受信信号の適応等化を
行い符号を出力する適応等化手段と、 受信信号から、符号判定のみにて符号を出力する符号
判定手段と、 前記多重波判断情報によって、前記受信信号が多重波
であると判断されるときには前記適応等化手段の出力し
た符号を選択出力し、前記受信信号が多重波でないと判
断されるときには前記符号判定手段の出力した符号を選
択出力する選択手段と、 を備えたことを特徴とする適応等化受信機である。That is, the present invention provides a transmission path estimating means for estimating an impulse response of a transmission path from a received signal; and determining whether the received signal is a multiplex wave based on the impulse response of the transmission path estimated by the transmission path estimating means. Determining means for outputting multiplexed wave determination information, and when the received signal is determined to be a multiplexed wave by the multiplexed wave determination information, adaptive equalization of the received signal and code Adaptive equalizing means for outputting; code determining means for outputting a code only from the received signal by code determination; and adaptive adaptive equalizing when the received signal is determined to be a multiplex by the multiplexed wave determination information. Selecting means for selectively outputting the code output by the means, and selecting and outputting the code output by the code determining means when it is determined that the received signal is not a multiplex wave. It is a 応等 of the receiver.
また別の発明は、 受信信号から伝送路のインパルス応答を推定する伝送
路推定手段と、 有効なタップ数を任意に設定できるとともに、推定さ
れた前記伝送路のインパルス応答に基づいた適応フィル
タのタップ係数を適応させながら、供給される信号の適
応等化を行う適応フィルタと、 推定された前記伝送路のインパルス応答の最小時間間
隔に対応する前記適応フィルタのタップ数を算出して、
前記適応フィルタのタップ数を設定するフィルタタップ
数設定手段と、 を備えたことを特徴とする適応等化受信機である。Still another invention is a transmission path estimating means for estimating an impulse response of a transmission path from a received signal, and a tap of an adaptive filter based on the estimated impulse response of the transmission path, which can arbitrarily set an effective number of taps. Calculating the number of taps of the adaptive filter corresponding to the estimated minimum time interval of the impulse response of the transmission path,
And a filter tap number setting means for setting the number of taps of the adaptive filter.
また、さらに別の発明は、 受信信号から伝送路のインパルス応答を推定する伝送
路推定手段と、 有効なタップ数を任意に設定できるとともに、前記伝
送路推定手段で推定されたインパルス応答に基づいたタ
ップ係数によって、前記受信信号における雑音の影響を
最小化するトランバーサル型の整合フィルタと、 考慮すべき状態数を任意に設定できるとともに、前記
伝送路推定手段で推定されたインパルス応答に基づい
て、前記整合フィルタの出力から送信シンボル列を最尤
推定する状態推定手段と、 前記伝送路推定手段で推定されたインパルス応答を表
し得る最小時間間隔に対応させて、前記整合フィルタの
タップ数及び前記状態推定手段で考慮する状態数を算出
するとともに、前記整合フィルタのタップ数及び前記状
態推定手段の状態数を設定するタップ数設定手段と、 を備えたことを特徴とする最尤系列推定受信機である。Still another aspect of the invention is based on a transmission path estimating means for estimating an impulse response of a transmission path from a received signal, and an effective number of taps can be arbitrarily set, and based on the impulse response estimated by the transmission path estimating means. With the tap coefficient, a traversal-type matched filter that minimizes the influence of noise on the received signal, and the number of states to be considered can be arbitrarily set, and based on the impulse response estimated by the transmission path estimation unit, State estimating means for maximum likelihood estimation of a transmission symbol sequence from the output of the matched filter; and the number of taps and the state of the matched filter corresponding to a minimum time interval capable of representing an impulse response estimated by the transmission path estimating means. The number of states considered by the estimating means is calculated, and the number of taps of the matched filter and the number of states of the state estimating means are calculated. And a tap number setting means for setting the maximum likelihood sequence estimation receiver.
また、さらに別の発明は、 受信信号から伝送路のインパルス応答を推定する伝送
路推定手段と、 前記伝送路推定手段で推定されたインパルス応答に基
づいたタップ係数によって、前記受信信号における雑音
の影響を最小化するトランバーサル型の整合フィルタ
と、 考慮すべき状態数を任意に設定できるとともに、前記
伝送路推定手段で推定されたインパルス応答に基づい
て、前記整合フィルタの出力から送信シンボル列を最尤
推定する状態推定手段と、 前記伝送路推定手段で推定されたインパルス応答を表
し得る最小時間間隔に対応させて、前記状態推定手段の
考慮すべき状態数を算出し、前記状態推定手段の状態数
を設定するフィルタタップ数設定手段と、 を備えたことを特徴とする最尤系列推定受信機である。Still another aspect of the present invention is a transmission path estimating means for estimating an impulse response of a transmission path from a received signal, and a tap coefficient based on the impulse response estimated by the transmission path estimating means, the influence of noise on the received signal. And a traversal-type matched filter that minimizes the number of states to be considered. The number of states to be considered can be set arbitrarily, and a transmission symbol sequence is extracted from the output of the matched filter based on the impulse response estimated by the transmission path estimating means. State estimating means for likelihood estimation, and calculating the number of states to be considered by the state estimating means in association with the minimum time interval that can represent the impulse response estimated by the transmission path estimating means, A maximum likelihood sequence estimation receiver characterized by comprising: filter tap number setting means for setting the number.
図面の簡単な説明 第１図は、第１の実施例の適応等化受信機の機能ブロ
ック図である。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a functional block diagram of the adaptive equalization receiver according to the first embodiment.
第２図は、伝送路のインパルス応答の例を示す図であ
る。FIG. 2 is a diagram showing an example of an impulse response of a transmission line.
第３図は、伝送路のインパルス応答の例を示す図（そ
の２）である。FIG. 3 is a diagram (part 2) illustrating an example of an impulse response of a transmission line.
第４図は、伝送路のインパルス応答の例を示す図（そ
の３）である。FIG. 4 is a diagram (part 3) illustrating an example of an impulse response of a transmission line.
第５図は、伝送路推定回路の構成図である。 FIG. 5 is a configuration diagram of a transmission path estimation circuit.
第６図は、適応等化回路の構成図である。 FIG. 6 is a configuration diagram of the adaptive equalization circuit.
第７図は、第２の実施例の適応等化受信機の機能ブロ
ック図である。FIG. 7 is a functional block diagram of the adaptive equalization receiver according to the second embodiment.
第８図は、伝送路のインパルス応答の例を示す図（そ
の４）である。FIG. 8 is a diagram (part 4) illustrating an example of an impulse response of the transmission path.
第９図は、トランスバーサル型フィルタの構成例を示
すブロック図である。FIG. 9 is a block diagram showing a configuration example of a transversal filter.
第10図は、第１図の適応等化受信機に最尤系列推定の
等化器を用いたブロック図である。FIG. 10 is a block diagram using an equalizer for maximum likelihood sequence estimation in the adaptive equalization receiver of FIG.
第11図は、最尤系列推定受信機を示すブロック図であ
る。FIG. 11 is a block diagram showing a maximum likelihood sequence estimation receiver.
第12図は、状態推定回路の詳細構成例を示すブロック
図である。FIG. 12 is a block diagram showing a detailed configuration example of a state estimation circuit.
第13図は、第１図の適応等化受信機に第２の実施例の
等化器を用いたブロック図である。FIG. 13 is a block diagram using the equalizer of the second embodiment in the adaptive equalization receiver of FIG.
発明を実施するための最良の形態 以下にこの発明の適応等化受信機の好適な実施例を図
面を用いて説明する。第１図は第１の実施例の適応等化
受信機の機能ブロック図である。この第１図において、
この適応等化受信機は、入力端子１と、周波数変換回路
２と、ロウパスフィルタ（LPF）３と、アナログ／デジ
タル（A/D）変換器４と、伝送路推定回路５と、多重波
検出回路６と、スイッチ７と、出力端子８と、符号判定
回路９と、適応等化回路10とから構成される。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION A preferred embodiment of an adaptive equalization receiver according to the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a functional block diagram of the adaptive equalization receiver according to the first embodiment. In this FIG.
This adaptive equalization receiver includes an input terminal 1, a frequency conversion circuit 2, a low-pass filter (LPF) 3, an analog / digital (A / D) converter 4, a transmission path estimation circuit 5, It comprises a detection circuit 6, a switch 7, an output terminal 8, a sign determination circuit 9, and an adaptive equalization circuit 10.
そして、この第１図において、入力端子１は例えばア
ンテナ等の受信手段であり、周波数変換回路２は、その
入力端子１から受信された数百kbps以上のPSK変調され
た高周波信号を与えられると、対応して同期検波などを
行って、ベースバンド信号に変換して出力する。このベ
ースバンド信号は、ロウパスフィルタ３に供給される。
尚、上記数百kbps以上の伝送速度の受信信号には、例え
ば、既知の信号系列であるトレーニング信号がデータと
共に含まれているものとする。In FIG. 1, the input terminal 1 is a receiving means such as an antenna, for example, and the frequency conversion circuit 2 receives the high-frequency signal of PSK modulation of several hundred kbps or more received from the input terminal 1. , Correspondingly perform synchronous detection and the like, convert it to a baseband signal, and output it. This baseband signal is supplied to the low-pass filter 3.
The received signal having a transmission rate of several hundred kbps or more includes, for example, a training signal which is a known signal sequence together with data.
そして、ロウパスフィルタ（LPF）３は、周波数変換
回路２から供給されるベースバンド信号から所望帯域外
の雑音成分を除去して、アナログ／デジタル（A/D）変
換器４に供給する。そして、アナログ／デジタル（A/
D）変換器４は、１サンプル信号毎に所定のビット数に
変換して、この受信デジタル信号を伝送路推定回路５
と、符号判定回路９と、適応等化回路10とに供給する。Then, the low-pass filter (LPF) 3 removes noise components outside the desired band from the baseband signal supplied from the frequency conversion circuit 2 and supplies the same to the analog / digital (A / D) converter 4. And analog / digital (A /
D) The converter 4 converts each sample signal into a predetermined number of bits and converts the received digital signal into a transmission path estimation circuit 5.
Is supplied to the sign determination circuit 9 and the adaptive equalization circuit 10.
そして、伝送路推定回路５は、アナログ／デジタル
（A/D）変換器４から供給される受信デジタル信号と、
内部のトレーニング信号発生回路から供給されるトレー
ニング信号系列とから伝送路のインパルス応答特性を推
定する。このインパルス応答特性とは、例えば、直接波
と遅延波との合成である多重波が受信されている場合
の、伝送路のインパルス応答をいう。そして、得られた
伝送路インパルス応答のサンプル値を多重波検出回路６
と適応等化回路10に供給する。Then, the transmission path estimating circuit 5 receives the received digital signal supplied from the analog / digital (A / D) converter 4,
The impulse response characteristics of the transmission path are estimated from the training signal sequence supplied from the internal training signal generation circuit. The impulse response characteristic refers to, for example, an impulse response of a transmission path when a multiplex wave that is a combination of a direct wave and a delayed wave is received. Then, the obtained sample value of the transmission path impulse response is
Is supplied to the adaptive equalization circuit 10.
ここで、第２図は第１の実施例の伝送路推定回路５に
よる伝送路のインパルス応答の例を示している。この第
２図において、時間軸の１目盛り（Ｔ時間）は、１シン
ボル期間を表す。第２図（ａ）は、インパルス応答が多
重波でない場合（マルチパス伝搬がない場合であって、
直接波だけのとき）の特性図である。そして、伝送路の
インパルス応答は、１シンボル期間Ｔ以内に収められて
いる。Here, FIG. 2 shows an example of the impulse response of the transmission line by the transmission line estimation circuit 5 of the first embodiment. In FIG. 2, one scale (T time) on the time axis represents one symbol period. FIG. 2A shows a case where the impulse response is not a multiple wave (the case where there is no multipath propagation,
FIG. 9 is a characteristic diagram of the case of only a direct wave). Then, the impulse response of the transmission path is contained within one symbol period T.
一方、第２図（ｂ）は、インパルス応答が多重波であ
る場合（マルチパス伝搬があり、直接波と遅延波の多重
波のとき）の特性図である。そして、多重波による伝送
路のインパルス応答は、１シンボル期間Ｔ内には収まっ
ていない。On the other hand, FIG. 2B is a characteristic diagram when the impulse response is a multiplex wave (when there is multipath propagation and a multiplex wave of a direct wave and a delayed wave). The impulse response of the transmission path due to the multiplex wave does not fall within one symbol period T.
そして、第１図の多重波検出回路６は、伝送路推定回
路５から供給されるインパルス応答のサンプル値が、１
シンボル期間Ｔ以内に収められているか否かを判定す
る。この判定結果は多重波判断情報として、符号判定回
路９と適応等化回路10とスイッチ７の制御入力ｄに供給
される。The multiplexed wave detection circuit 6 in FIG. 1 determines that the sample value of the impulse response supplied from the transmission path estimation circuit 5 is 1
It is determined whether or not the time is within the symbol period T. This determination result is supplied to the code determination circuit 9, the adaptive equalization circuit 10, and the control input d of the switch 7 as multiplexed wave determination information.
そして、符号判定回路９は、アナログ／デジタル（A/
D）変換器４から供給される符号を判定することによっ
て、送信シンボルを推定してスイッチ7aに供給する。The sign determination circuit 9 outputs an analog / digital (A /
D) By determining the code supplied from the converter 4, a transmission symbol is estimated and supplied to the switch 7a.
更に、適応等化回路10は、アナログ／デジタル（A/
D）変換器４から供給される符号を適応等化するもので
あって、この適応等化の演算は、多重波検出回路６から
供給される多重波判断情報によって制御される。つま
り、受信信号が多重波であると判断されると、この適応
等化の演算は実行され、受信信号が多重波でないと判断
されると、この適応等化の演算は停止される。そして、
適応等化の出力符号はスイッチ7bに供給される。In addition, the adaptive equalization circuit 10 is provided with an analog / digital (A /
D) The code supplied from the converter 4 is adaptively equalized, and the operation of the adaptive equalization is controlled by the multiplexed wave judgment information supplied from the multiplexed wave detection circuit 6. That is, when it is determined that the received signal is a multiplex, the adaptive equalization operation is performed. When it is determined that the received signal is not a multiplex, the adaptive equalization operation is stopped. And
The output code of the adaptive equalization is supplied to the switch 7b.
スイッチ７は、その多重波判断情報によって受信信号
が多重波であると判断される場合には、多重波に含まれ
る遅延波を等化した適応等化回路10の出力符号を出力端
子８に出力する。また、スイッチ７は、多重波判断情報
によって受信信号が多重波でないと判断される場合に
は、符号判定回路９から供給される符号を出力端子８に
出力する。The switch 7 outputs the output code of the adaptive equalizer 10 equalizing the delayed wave included in the multiplex wave to the output terminal 8 when the received signal is determined to be a multiplex wave based on the multiplex wave determination information. I do. When the switch 7 determines that the received signal is not a multiplex wave based on the multiplex wave determination information, the switch 7 outputs the code supplied from the code determination circuit 9 to the output terminal 8.
この様な多重波の有無によって、スイッチ７は適応等
化回路10の等化出力又は符号判定回路９の出力のいずれ
かを選択出力して、マルチパス伝搬の影響を除去した符
号を出力することができる。The switch 7 selectively outputs either the equalized output of the adaptive equalizing circuit 10 or the output of the code judging circuit 9 depending on the presence or absence of such a multiplex wave, and outputs a code from which the influence of multipath propagation has been removed. Can be.
続いて、多重波検出回路６における具体的な多重波検
出方法について説明する。Subsequently, a specific multiplex wave detection method in the multiplex wave detection circuit 6 will be described.
この多重波検出回路６は、伝送路推定回路５から供給
されるインパルス応答のエネルギーの時間的な広がりに
よって多重波を検出することができる。The multiplex wave detection circuit 6 can detect a multiplex wave based on the time spread of the energy of the impulse response supplied from the transmission path estimation circuit 5.
例えば、第３図は伝送路のインパルス応答を推定した
ときの特性図である。この第３図において、Ｌは伝送路
インパルス応答の観測時間であり、Ｔはインパルス応答
が最大となる時点を中心とした１シンボル（１符号）期
間である。For example, FIG. 3 is a characteristic diagram when the impulse response of the transmission path is estimated. In FIG. 3, L is the observation time of the transmission path impulse response, and T is one symbol (one code) period centered on the time when the impulse response is maximum.
そして、多重波検出回路６は、観測時間Ｌ内に含まれ
るエネルギーと、１シンボル期間Ｔに含まれるエネルギ
ーをそれぞれ計算する。この計算結果に基づいて、多重
波検出回路６は、１シンボル期間Ｔに含まれる所定のエ
ネルギーに対する観測時間Ｌ内に含まれるエネルギーの
割合を求め、その割合が予め定めた閾値Ａ以上であれ
ば、インパルス応答が１シンボル期間Ｔ以内に収まって
いないものと判断する。そして、多重波検出回路６は、
受信信号が多重波であると判断して、多重波情報を出力
する。また、多重波検出回路６は、その割合が上記閾値
Ａ以下であれば、受信信号が多重波でないと判断して、
非多重波情報を出力する。Then, the multiplex wave detection circuit 6 calculates the energy included in the observation time L and the energy included in one symbol period T, respectively. Based on the calculation result, the multiplex wave detection circuit 6 calculates the ratio of the energy included in the observation time L to the predetermined energy included in one symbol period T, and if the ratio is equal to or larger than a predetermined threshold A, , The impulse response does not fall within one symbol period T. Then, the multiplex wave detection circuit 6
It determines that the received signal is a multiplex, and outputs multiplex information. If the ratio is equal to or less than the threshold value A, the multiplex wave detection circuit 6 determines that the received signal is not a multiplex wave,
Output non-multiplexed wave information.
また、多重波検出回路６の別の検出方法を説明する。
例えば、多重波検出回路６は、伝送路推定回路５から供
給される伝送路のインパルス応答のサンプル値が予め定
められた閾値Ｓ以上になる期間を求める。この結果に基
づいて、多重波検出回路６は、受信信号が多重波である
か否かを判断することができる。Further, another detection method of the multiplex wave detection circuit 6 will be described.
For example, the multiplex wave detection circuit 6 obtains a period in which the sample value of the impulse response of the transmission path supplied from the transmission path estimation circuit 5 is equal to or more than a predetermined threshold S. Based on this result, the multiplex wave detection circuit 6 can determine whether or not the received signal is a multiplex wave.
さらに具体的に述べると、第４図において、Ｓは予め
定められた閾値である。ｔは伝送路のインパルス応答が
閾値Ｓを上回っている期間である。そして、多重波検出
回路６は、閾値Ｓを上回っている期間ｔを計算し、ｔ＜
Ｔの関係であれば受信信号が多重波でないと判断し、非
多重波情報を出力する。また、ｔ＞Ｔの関係であれば、
多重波検出回路６は受信信号が多重波であると判断し、
多重波情報を出力する。More specifically, in FIG. 4, S is a predetermined threshold. t is a period during which the impulse response of the transmission path exceeds the threshold S. Then, the multiplex wave detection circuit 6 calculates a period t during which the value exceeds the threshold value S, and t <
If the relationship is T, it is determined that the received signal is not a multiplex wave, and non-multiplex wave information is output. If t> T, then
The multiplex wave detection circuit 6 determines that the received signal is a multiplex wave,
Outputs multiplex information.
そして、第５図は伝送路推定回路５の構成図である。 FIG. 5 is a configuration diagram of the transmission path estimation circuit 5.
この第５図において、伝送路推定回路５は、トランス
バーサルフィルタ90と、トレーニング信号発生回路95か
ら構成されている。そして、トレーニング信号発生回路
95から供給されるトレーニング信号は遅延器41に供給さ
れる。また、アナログ／デジタル（A/D）変換器４から
受信デジタル信号は遅延器82に供給される。In FIG. 5, the transmission path estimating circuit 5 includes a transversal filter 90 and a training signal generating circuit 95. And the training signal generation circuit
The training signal supplied from 95 is supplied to the delay unit 41. The digital signal received from the analog / digital (A / D) converter 4 is supplied to a delay unit 82.
そして、遅延器41〜4Nの出力信号は、それぞれ乗算器
50〜5L及び乗算器60〜6Lに供給される。乗算器50〜5L
は、遅延器41〜4Nからの信号と、加算器70〜7Lとからの
信号を乗算し、その乗算結果をタップ係数（フィルタ係
数）として加算器80に供給する。加算器80は乗算器50〜
5Lからの乗算結果を加算して、加算結果を加算器81に供
給する。The output signals of the delay units 41 to 4N are
Supplied to 50-5L and multipliers 60-6L. Multiplier 50-5L
Multiplies the signals from the delay units 41 to 4N by the signals from the adders 70 to 7L, and supplies the multiplication result to the adder 80 as tap coefficients (filter coefficients). The adder 80 is a multiplier 50 to
The multiplication result from 5L is added, and the addition result is supplied to the adder 81.
そして、加算器81は、遅延器82から供給される受信信
号と、トランスバーサルフィルタ90の加算器80の加算結
果との差を取り、差分信号を乗算器83に供給する。乗算
器83はこの差分信号に定数Ｄを乗算して、乗算結果を乗
算器60〜6Lに供給する。そして、乗算器60〜6Lは、遅延
器41〜4Nからの信号と、乗算器83からの信号との乗算を
行い、乗算結果を加算器70〜7Lに供給する。そして、加
算器70〜7Lは、乗算器60〜6Lから信号を積分加算して、
加算信号を伝送路のインパルス応答を表すタップ係数f0
〜f1として、多重波検出回路６並びに適応等化回路10に
供給する。また、この加算信号は、乗算器50〜5Lの乗算
係数（タップ係数）としても供給される。Then, the adder 81 calculates the difference between the received signal supplied from the delay unit 82 and the addition result of the adder 80 of the transversal filter 90, and supplies the difference signal to the multiplier 83. The multiplier 83 multiplies the difference signal by a constant D and supplies the result of the multiplication to the multipliers 60 to 6L. Then, multipliers 60 to 6L multiply the signals from delay units 41 to 4N by the signal from multiplier 83, and supply the multiplication results to adders 70 to 7L. Then, the adders 70 to 7L integrate and add the signals from the multipliers 60 to 6L,
Tap coefficient f0 representing the impulse response of the transmission line
Ff1 are supplied to the multiplex wave detection circuit 6 and the adaptive equalization circuit 10. The addition signal is also supplied as a multiplication coefficient (tap coefficient) of the multipliers 50 to 5L.
この様にして伝送路推定回路５で、伝送路のインパル
ス応答のサンプル値f0〜fLをフィルタのタップ係数とし
て求めることができる。In this way, the transmission path estimation circuit 5 can determine the sample values f0 to fL of the impulse response of the transmission path as tap coefficients of the filter.
第６図は適応等化回路10の構成図である。この第６図
の適応等化回路10は、判定帰還型の適応等化回路であ
る。そして、この判定帰還型等化回路は、入力信号をフ
ィードフォワードフィルタ680と、フィードバックフィ
ルタ690で適応等化するものであって、等化出力は判定
回路660から出力される。そして、多重波検出回路６か
ら出力される多重波判断情報によって、フィルタの演算
が停止又は再開制御される。その他の方法として、例え
ば、多重波判断情報によって、この判定帰還型等化回路
の電力供給が停止又は再開制御されるものであってもよ
い。FIG. 6 is a configuration diagram of the adaptive equalization circuit 10. The adaptive equalizer 10 of FIG. 6 is a decision feedback type adaptive equalizer. The decision feedback equalization circuit adaptively equalizes an input signal with a feedforward filter 680 and a feedback filter 690, and an equalized output is output from the decision circuit 660. The calculation of the filter is controlled to be stopped or restarted based on the multiplex wave determination information output from the multiplex wave detection circuit 6. As another method, for example, the power supply to the decision feedback equalizer may be stopped or restarted by the multiplexed wave decision information.
そして、各フィルタのタップ係数は、伝送路のインパ
ルス応答をタップ係数設定回路670が伝送路推定回路５
から取り込んで設定される。Then, the tap coefficient of each filter is determined by using the tap coefficient setting circuit 670 to calculate the impulse response of the transmission path.
It is set by importing from.
第７図は、第２の実施例の適応等化受信機の機能ブロ
ックであり、第８図は、伝送路のインパルス応答の例を
示す図（その４）である。さらに、第９図は、第７図の
フィードバックフィルタおよびフィードフォワードフィ
ルタに用いられるトランスバーサル型フィルタの構成例
を示す図である。その第７図、第８図及び第９図を用い
て第２の実施例並びにタップ係数の設定動作を詳細に説
明する。FIG. 7 is a functional block diagram of the adaptive equalization receiver according to the second embodiment, and FIG. 8 is a diagram (part 4) illustrating an example of an impulse response of a transmission line. FIG. 9 is a diagram showing a configuration example of a transversal filter used in the feedback filter and the feedforward filter shown in FIG. The second embodiment and the setting operation of the tap coefficient will be described in detail with reference to FIG. 7, FIG. 8 and FIG.
例えば第８図は、アンテナに直接波と、遅延波とが１
波ずつ受信された場合の伝送路のインパルス応答特性を
推定した例を示す図である。そして、この第８図（ａ）
は、直接波に対して遅延波の遅延時間が比較的短い場合
のインパルス応答特性図である。また、第８図（ｂ）
は、直接波に対する遅延波の遅延時間が比較的長い場合
のインパルス応答特性図である。For example, FIG. 8 shows that the direct wave and the delayed wave
FIG. 7 is a diagram illustrating an example of estimating an impulse response characteristic of a transmission path when waves are received one by one. Then, FIG. 8 (a)
FIG. 4 is an impulse response characteristic diagram when a delay time of a delayed wave is relatively short with respect to a direct wave. FIG. 8 (b)
FIG. 4 is an impulse response characteristic diagram when a delay time of a delayed wave with respect to a direct wave is relatively long.
そして、第８図（ａ）の特性の場合、伝送路推定回路
５は、黒丸（●）で示されるインパルス応答のサンプル
値f0〜f5をＴ時間間隔で出力し、タップ数設定回路123
に供給する。In the case of the characteristic shown in FIG. 8A, the transmission path estimating circuit 5 outputs sample values f0 to f5 of the impulse response indicated by black circles (●) at T time intervals, and the tap number setting circuit 123
To supply.
伝送路推定回路５から出力されたインパルス応答のサ
ンプル値f0〜f5を供給されたタップ数設定回路123は、
予め定められている閾値Ｓを越えるインパルス応答のサ
ンプル値f1、f2が収まる時間間隔Ｔをタップ数設定に採
用する。The tap number setting circuit 123 to which the sample values f0 to f5 of the impulse response output from the transmission path estimation circuit 5 are supplied,
A time interval T in which the sample values f1 and f2 of the impulse response exceeding the predetermined threshold S fall is adopted for setting the number of taps.
ところで、判定帰還型等化器においては、最大遅延時
間（例えば、ｍ・Ｔと表す。ｍは正の整数）の遅延波を
適応等化する場合、必要最小限のフィードバックフィル
タ（FBF）122のタップ数はｍ個であり、これに対して、
フィードフォワードフィルタ（FFF）121のタップ数は、
遅延時間（ｍ＋１）・Ｔに相当する。従って、第９図に
示したフィードフォワードフィルタ（FFF）121の遅延器
500〜50（Ｎ＋１）の各遅延時間をT/2とすると、フィー
ドフォワードフィルタ（FFF）121のタップ数は、（ｍ＋
１）・２個となる。Incidentally, in the decision feedback equalizer, when adaptively equalizing a delayed wave having a maximum delay time (for example, represented by m · T, where m is a positive integer), a minimum necessary feedback filter (FBF) 122 is used. The number of taps is m, whereas
The number of taps of the feed forward filter (FFF) 121 is
It corresponds to the delay time (m + 1) · T. Therefore, the delay unit of the feedforward filter (FFF) 121 shown in FIG.
Assuming that each delay time of 500 to 50 (N + 1) is T / 2, the number of taps of the feedforward filter (FFF) 121 is (m +
1) · 2
このタップ数を決める条件によって、上述の第８図
（ａ）の場合においては、タップ数を決める時間間隔が
１・Ｔ（ｍ＝１）であったので、フィードフォワードフ
ィルタ（FFF）121のタップ数は４個に設定され、フィー
ドフォワードフィルタ（FFF）121に供給される。このタ
ップ数情報を受けたフィードフォワードフィルタ（FF
F）121は、タップS0〜S3の４個のタップを閉じ、残りの
タップは開放に設定させる。According to the conditions for determining the number of taps, in the case of FIG. 8A described above, the time interval for determining the number of taps was 1 · T (m = 1). The number is set to four and supplied to a feed forward filter (FFF) 121. The feedforward filter (FF
F) 121 closes the four taps S0 to S3 and sets the remaining taps to open.
更に、タップ数設定回路123は、遅延波の時間がＴ
（第８図（ａ））に対して、フィードバックフィルタ
（FBF）122のτ時間遅延器500〜50（Ｎ＋１）の遅延時
間Ｔでタップ数を決めるとタップ数が１個となる。この
タップ数情報は、フィードバックフィルタ（FBF）122に
供給され、タップ数が設定される。すなわち、このタッ
プ数情報を受けたフィードバックフィルタ（FBF）122
は、タップS0を閉じ、残りのタップは開放に設定する。Further, the tap number setting circuit 123 determines that the time of the delayed wave is T
With respect to (FIG. 8 (a)), when the number of taps is determined by the delay time T of the τ time delay units 500 to 50 (N + 1) of the feedback filter (FBF) 122, the number of taps becomes one. This tap number information is supplied to a feedback filter (FBF) 122, and the number of taps is set. That is, a feedback filter (FBF) 122 receiving this tap number information
Closes tap S0 and sets the remaining taps to open.
この様にして得られたタップ数情報（即ち、フィード
フォワードフィルタ（FFF）121のタップ数は４、そし
て、フィードバックフィルタ（FBF）122のタップ数は１
の情報）はタップ係数更新回路124にも供給される。The tap number information obtained in this manner (that is, the number of taps of the feedforward filter (FFF) 121 is four, and the number of taps of the feedback filter (FBF) 122 is one)
Is also supplied to the tap coefficient updating circuit 124.
また、第８図（ｂ）においては、直接波に対する遅延
波の遅延時間が比較的長い場合のインパルス反応を表し
ている。この第８図（ｂ）の特性の場合、伝送路推定回
路５は、黒丸（●）で示されるインパルス応答のサンプ
ル値f0〜f15をＴ時間間隔で出力し、タップ数設定回路1
23に供給する。そして、このインパルス応答のサンプル
値f10〜f15を供給されたタップ数設定回路123は、予め
定められている閾値Ｓを越えるインパルス応答のサンプ
ル値f11、f14が収まる時間間隔3Tをタップ設定に採用す
る。FIG. 8B shows an impulse response when the delay time of the delayed wave with respect to the direct wave is relatively long. In the case of the characteristic shown in FIG. 8 (b), the transmission path estimating circuit 5 outputs sample values f0 to f15 of the impulse response indicated by black circles (●) at T time intervals, and the tap number setting circuit 1
Supply 23. Then, the tap number setting circuit 123 supplied with the sample values f10 to f15 of the impulse response adopts a time interval 3T in which the sample values f11 and f14 of the impulse response exceeding the predetermined threshold S fall within the tap setting. .
そして、この第８図（ｂ）の特性においては、最大遅
延時間が3Tであるので、必要最小限のフィードバックフ
ィルタ（FBF）122のタップ数（ｍ）は３個となる。ま
た、フィードフォワードフィルタ（FFF）121の遅延器50
0〜50（Ｎ＋１）の各遅延時間はT/2であり、しかも、フ
ィードフォワードフィルタ（FFF）121のタップ数は、
（ｍ＋１）・２であるので、ｍ＝３とすると、フィード
フォワードフィルタ（FFF）121のタップ数は８個とな
る。In the characteristic shown in FIG. 8 (b), the maximum delay time is 3T, so that the minimum necessary number of taps (m) of the feedback filter (FBF) 122 is three. In addition, the delay unit 50 of the feedforward filter (FFF) 121
Each delay time from 0 to 50 (N + 1) is T / 2, and the number of taps of the feedforward filter (FFF) 121 is
Since (m + 1) · 2, if m = 3, the number of taps of the feedforward filter (FFF) 121 is eight.
そして、タップ数が３個であることを示すタップ数情
報は、フィードバックフィルタ（FBF）122に供給され
る。この結果、フィードバックフィルタ（FBF）122のタ
ップ数が３個に設定される。また、このタップ数情報
は、タップ係数更新回路124にも供給される。更に、タ
ップ数が８個であることを示すタップ数情報は、フィー
ドフォワードフィルタ（FFF）121に供給される。この結
果、フィードフォワードフィルタ（FFF）121のタップ数
が８個に設定される。また、このタップ数情報は、タッ
プ数更新回路124にも供給される。Then, tap number information indicating that the number of taps is three is supplied to the feedback filter (FBF) 122. As a result, the number of taps of the feedback filter (FBF) 122 is set to three. The tap number information is also supplied to the tap coefficient updating circuit 124. Further, tap number information indicating that the number of taps is eight is supplied to a feedforward filter (FFF) 121. As a result, the number of taps of the feedforward filter (FFF) 121 is set to eight. The tap number information is also supplied to the tap number updating circuit 124.
そして、タップ係数更新回路124は、上記供給される
タップ数に対して、誤差推定回路125から供給される誤
差情報に基づき、この誤差が最小になるフィルタ係数を
設定する。即ち、タップ係数更新回路124は、タップ数
が３個であることを示すタップ情報に基づいてタップ係
数を設定し、フィードバックフィルタ（FBF）122に供給
して設定させる。また、タップ数８に対してもタップ係
数を設定して、フィードフォワードフィルタ（FFF）121
に供給して設定させる。Then, the tap coefficient updating circuit 124 sets a filter coefficient that minimizes the error with respect to the supplied tap number based on the error information supplied from the error estimating circuit 125. That is, the tap coefficient update circuit 124 sets the tap coefficient based on the tap information indicating that the number of taps is three, and supplies the tap coefficient to the feedback filter (FBF) 122 for setting. Also, tap coefficients are set for eight taps, and a feedforward filter (FFF) 121 is set.
To be set.
また、マルチパス伝搬による遅延波がない場合は、伝
送路インパルス応答は、直接波によるインパルス応答だ
けになるために、上述の第８図の例のような遅延時間は
存在しない。従って、ｍ・Ｔで示されるフィードバック
フィルタ（FBF）122のタップ数は、０個となる。また、
（ｍ・１）・２で示されるフィードフォワードフィルタ
（FFF）121のタップ数は、２個となる。このタップ数に
対応してタップ係数更新回路124でタップ係数が設定さ
れる。If there is no delay wave due to multipath propagation, the impulse response of the transmission path is only an impulse response due to a direct wave, and thus there is no delay time as in the example of FIG. Therefore, the number of taps of the feedback filter (FBF) 122 represented by m · T is zero. Also,
The number of taps of the feedforward filter (FFF) 121 represented by (m · 1) · 2 is two. The tap coefficient is set by the tap coefficient updating circuit 124 in accordance with the number of taps.
そして、フィードフォワードフィルタ（FFF）121は、
供給されるタップ数情報に対応するタップ係数によっ
て，アナログ／デジタル（A/D）変換器４から供給され
るデジタル信号の適応等化して、加算器127に供給す
る。And the feed forward filter (FFF) 121 is
The digital signal supplied from the analog / digital (A / D) converter 4 is adaptively equalized by the tap coefficient corresponding to the supplied tap number information, and supplied to the adder 127.
そして、加算器127は、フィードフォワードフィルタ
（FFF）121からの信号と、フィードバックフィルタ（FB
F）122から供給される信号との和を求め、データ判定回
路128及び誤差推定回路125に供給する。そして、データ
判定回路128は、加算器127から供給される加算信号から
データ判定を行う。すなわち、論理１レベルであるか、
論理０レベルであるかを符号判定して適応等化出力の符
号を出力する。この出力符号は、スイッチ129を介して
誤差推定回路125及びフィードバックフィルタ（FBF）12
2に供給される。The adder 127 outputs a signal from the feedforward filter (FFF) 121 and a feedback filter (FB
F) The sum with the signal supplied from 122 is obtained and supplied to the data determination circuit 128 and the error estimation circuit 125. Then, the data determination circuit 128 performs data determination from the addition signal supplied from the adder 127. That is, whether it is at the logic 1 level,
The code is determined whether it is at the logical 0 level, and the code of the adaptive equalization output is output. This output code is supplied to an error estimating circuit 125 and a feedback filter (FBF) 12 via a switch 129.
Supplied to 2.
このスイッチ129は、トレーニング信号を受信してい
る時には、参照信号発生回路130からの参照信号が誤差
推定回路125及びフィードバックフィルタ（FBF）122に
供給する。また、トレーニング信号区間以外では、デー
タ判定回路128の出力信号は誤差推定回路125及びフィー
ドバックフィルタ（FBF）122に供給される。そして、誤
差推定回路125は、加算器127からの加算信号とスイッチ
129からの信号との差を求め、この差を適応等化におけ
る誤差とし、この誤差信号をタップ係数更新回路124に
供給する。When receiving the training signal, the switch 129 supplies the reference signal from the reference signal generation circuit 130 to the error estimation circuit 125 and the feedback filter (FBF) 122. In addition, outside the training signal section, the output signal of the data determination circuit 128 is supplied to the error estimation circuit 125 and the feedback filter (FBF) 122. Then, the error estimating circuit 125 outputs the addition signal from the adder 127 and the switch
The difference from the signal from 129 is obtained, and this difference is used as an error in adaptive equalization, and this error signal is supplied to a tap coefficient updating circuit 124.
第９図はそのフィードフォワードフィルタ（FFF）５
及びフィードバックフィルタ（FBF）６をトランスバー
サル（FIR）型のフィルタで実現した場合の構成図であ
る。Figure 9 shows the feedforward filter (FFF) 5
FIG. 2 is a configuration diagram when a feedback filter (FBF) 6 is realized by a transversal (FIR) type filter.
この第９図において、このトランスバーサル（FIR）
型のフィルタは、τ時間遅延器301〜30（Ｍ−１）と、
開閉スイッチであるタップS0〜SMと、乗算器400〜40M
と、加算器130とから構成されている。In FIG. 9, the transversal (FIR)
Type filters include τ time delay units 301 to 30 (M−1),
Taps S0-SM as open / close switches and multipliers 400-40M
And an adder 130.
そして、入力信号は遅延器301と、タップS0に与えら
れる。更に、各遅延器301〜30（Ｍ−１）の出力信号
は、それぞれタップS1〜SMに供給される。このタップS0
〜SMの開閉制御は、タップ数設定回路123からのタップ
数設定信号によって行われる。このタップS0〜Ｓ（Ｎ−
１）が閉じられると、与えられた信号はそれぞれ乗算器
400〜40（Ｎ−１）に供給される。Then, the input signal is provided to delay device 301 and tap S0. Further, the output signals of the delay units 301 to 30 (M-1) are supplied to taps S1 to SM, respectively. This tap S0
To SM is controlled by a tap number setting signal from the tap number setting circuit 123. These taps S0 to S (N-
When 1) is closed, the given signals are each multiplied by a multiplier.
400 to 40 (N-1).
そして、乗算器400〜40（Ｎ−１）は、タップ係数更
新回路124から供給されるタップ係数C0〜Ｃ（Ｎ−１）
を、タップS0〜Ｓ（Ｎ−１）から与えられる信号に乗算
して、乗算結果はそれぞれの乗算器400〜40（Ｎ−１）
から加算器130に供給される。そして、加算器130は加算
結果を出力する。Then, multipliers 400 to 40 (N−1) provide tap coefficients C0 to C (N−1) supplied from tap coefficient update circuit 124.
Is multiplied by the signal given from the taps S0 to S (N-1), and the result of the multiplication is given by each of the multipliers 400 to 40 (N-1).
Is supplied to the adder 130. Then, the adder 130 outputs the addition result.
尚、上記τ時間遅延器301〜30Mの遅延時間は、フィー
ドフォワードフィルタ（FFF）121用のトランスバーサル
型フィルタの場合は、T/2時間とする。このＴ時間は送
信データの１送信シンボルの周期を表す。一方、フィー
ドバックフィルタ（FBF）122用の場合の遅延時間はＴ時
間とする。Note that the delay time of the τ time delay units 301 to 30M is T / 2 time in the case of a transversal filter for the feedforward filter (FFF) 121. This T time represents the period of one transmission symbol of transmission data. On the other hand, the delay time for the feedback filter (FBF) 122 is T time.
以上の第２の実施例の適応等化器によれば、伝送路の
特性はインパルス応答特性で表わされている。そして、
タップ数は、このインパルス応答特性を表す最小時間間
隔に対応して決定され、フィードフォワードフィルタ
（FFF）121及びフィードバックフィルタ（FBF）122に設
定される。マルチパス伝搬による遅延波を等化するとき
には、このタップ数に基づいて遅延波の適応等化できる
と共に、伝送路推定ごとに最小時間間隔のタップ数が設
定されるので、フィードフォワードフィルタ（FFF）121
及びフィードバックフィルタ（FBF）122の演算量は軽減
される。According to the adaptive equalizer of the second embodiment described above, the characteristics of the transmission path are represented by the impulse response characteristics. And
The number of taps is determined corresponding to the minimum time interval representing the impulse response characteristic, and set in the feedforward filter (FFF) 121 and the feedback filter (FBF) 122. When equalizing a delay wave due to multipath propagation, the delay wave can be adaptively equalized based on the number of taps, and the number of taps at a minimum time interval is set for each transmission path estimation, so that a feedforward filter (FFF) is used. 121
In addition, the calculation amount of the feedback filter (FBF) 122 is reduced.
また、マルチパス伝搬が少ない場合は、タップ数が最
小に設定されるので、演算量が最小になり、適応等化の
速度が高速になる。When the number of multipath propagation is small, the number of taps is set to the minimum, so that the amount of calculation is minimized, and the speed of adaptive equalization is increased.
さらに、第２の実施例で説明した適応等化器を第１の
実施例に適応可能であることを以下に説明する。第10図
は、第１図の適応等化受信機に第２の実施例の等化器を
用いたブロック図である。すなわち、第10図は、第１図
の適応等化回路10に、第７図に示した適応等化器を配設
した構成となっている。Further, it will be described below that the adaptive equalizer described in the second embodiment can be applied to the first embodiment. FIG. 10 is a block diagram using the equalizer of the second embodiment in the adaptive equalization receiver of FIG. That is, FIG. 10 shows a configuration in which the adaptive equalizer shown in FIG. 7 is provided in the adaptive equalizer circuit 10 in FIG.
第１の実施例で既に説明したが、アナログ／デジタル
（A/D）変換器４は、受信デジタル信号を伝送路設定回
路５と、符号判定回路９と、適応等化回路10とに供給す
る。As described in the first embodiment, the analog / digital (A / D) converter 4 supplies the received digital signal to the transmission path setting circuit 5, the sign determination circuit 9, and the adaptive equalization circuit 10. .
そして、伝送路推定回路５は、アナログ／デジタル
（A/D）変換器４から供給される受信デジタル信号と、
内部のトレーニング信号発生回路から供給されるトレー
ニング信号系列とから伝送路のインパルス応答特性を推
定する。そして、得られた伝送路インパルス応答のサン
プル値を多重波検出回路６と適応等化回路10に供給す
る。Then, the transmission path estimating circuit 5 receives the received digital signal supplied from the analog / digital (A / D) converter 4,
The impulse response characteristics of the transmission path are estimated from the training signal sequence supplied from the internal training signal generation circuit. Then, the obtained sample value of the transmission path impulse response is supplied to the multiplex wave detection circuit 6 and the adaptive equalization circuit 10.
多重波検出回路６は、伝送路推定回路５から供給され
るインパルス応答のサンプル値が、１シンボル期間Ｔ以
内に収められているか否かを判定する。この判定結果は
多重波判断情報として、符号判定回路９と適応等化回路
10とスイッチ７の制御入力ｄに供給される。そして、適
応等化回路10並びに符号判定回路９は、多重波検出回路
６から供給される多重波判断情報によって制御される。
つまり、受信信号が多重波であると判断されると、この
適応等化の演算は実行され、符号判定回路９は動作しな
い。また、受信信号が多重波でないと判断されると、符
号判定回路９は動作し、適応等化の演算は停止される。The multiplex wave detection circuit 6 determines whether or not the sample value of the impulse response supplied from the transmission path estimation circuit 5 is within one symbol period T. This determination result is used as multiplexed wave determination information as a code determination circuit 9 and an adaptive equalization circuit.
10 and the control input d of the switch 7. The adaptive equalization circuit 10 and the code judgment circuit 9 are controlled by the multiplex wave judgment information supplied from the multiplex wave detection circuit 6.
That is, when it is determined that the received signal is a multiplex wave, the operation of the adaptive equalization is executed, and the sign determination circuit 9 does not operate. On the other hand, if it is determined that the received signal is not a multiplex wave, the code determination circuit 9 operates and the operation of adaptive equalization is stopped.
同様にして、スイッチ７は、多重波検出回路６からの
多重波判断情報から判断して、受信信号が多重波である
と判断される場合は、多重波に含まれる遅延波を等化し
た適応等化回路10の出力符号を、スイッチ7cから出力す
る。また、多重波判断情報から判断して、受信信号が多
重波でない判断される場合は、マルチパス伝搬による遅
延波がなく、直接波だけであると判断して、符号判定回
路９から供給される符号をスイッチ7cから出力する。Similarly, when the switch 7 determines from the multiplex wave determination information from the multiplex wave detection circuit 6 that the received signal is a multiplex wave, the switch 7 equalizes the delayed wave included in the multiplex wave to the adaptive signal. The output code of the equalization circuit 10 is output from the switch 7c. Also, when it is determined from the multiplexed wave determination information that the received signal is not a multiplexed wave, it is determined that there is no delayed wave due to multipath propagation and only a direct wave, and supplied from the code determination circuit 9. The code is output from the switch 7c.
この実施例によれば、多重波検出回路６でマルチパス
伝搬による直接波と遅延波との合成波である多重波であ
るか否かを判断し、多重波が検出されない場合は、受信
信号の適応等化を行うこと無く、符号判定回路９による
判定によって符号を出力する事ができる。また、多重波
が存在する場合は適応等化を実行させて得られた符号を
出力することができる。According to this embodiment, the multiplexed wave detection circuit 6 determines whether or not the multiplexed wave is a composite wave of the direct wave and the delayed wave by the multipath propagation. The code can be output by the determination by the code determination circuit 9 without performing the adaptive equalization. When a multiplex wave exists, a code obtained by executing adaptive equalization can be output.
尚、上述した第１及び第２の実施例において、伝送路
推定回路５の一例を第５図で示したが、これに限定する
ものではない。例えば、受信信号とトレーニング信号と
の複素相互相関関数を求めて伝送路のインパルス応答を
求めることであってもよい。この具体的な実現方法の一
例は、例えば、文献：電子情報通信学会、1989年、11
月、論文誌Ｂ−II、Vol.J72−Ｂ−ll、No.11、pp.587〜
pp.594、『TDMAデジタル移動通信における適応等化』な
どに示されている。In the first and second embodiments, an example of the transmission path estimating circuit 5 is shown in FIG. 5, but the present invention is not limited to this. For example, the impulse response of the transmission path may be obtained by obtaining a complex cross-correlation function between the received signal and the training signal. An example of this concrete realization method is described in, for example, Reference: IEICE, 1989, 11
Month, Journal B-II, Vol.J72-B-ll, No.11, pp.587-
pp. 594, "Adaptive Equalization in TDMA Digital Mobile Communications", etc.
次に、最尤系列推定型受信機の構成を第11図を参照し
ながら説明する。第11図において、この最尤系列推定型
受信機は、受信信号入力端子１、周波数変換回路２と、
ロウパスフィルタ（LPF）３と、アナログ／デジタル（A
/D）変換器４と、伝送路推定回路５と、整合フィルタ13
5、状態推定回路136、推定信号出力端子７、係数設計回
路138、タップ数設定回路139から構成されている。Next, the configuration of the maximum likelihood sequence estimation type receiver will be described with reference to FIG. In FIG. 11, the maximum likelihood sequence estimation type receiver includes a reception signal input terminal 1, a frequency conversion circuit 2,
Low-pass filter (LPF) 3 and analog / digital (A
/ D) converter 4, transmission path estimating circuit 5, matched filter 13
5, a state estimating circuit 136, an estimated signal output terminal 7, a coefficient designing circuit 138, and a tap number setting circuit 139.
第11図における受信信号入力端子１からアナログ／デ
ジタル（A/D）変換器４までの構成については、第１の
実施例で説明した通りであるからここでは説明を省略す
る。The configuration from the reception signal input terminal 1 to the analog / digital (A / D) converter 4 in FIG. 11 is the same as that described in the first embodiment, and a description thereof will be omitted.
そして、整合フィルタ135には、第９図に示したタッ
プ数可変型のフィルタが適用されている。タップ数設定
回路139は、伝送路推定回路５の推定したインパルス応
答が与えられると、整合フィルタ135において有効に機
能させるタップ数（これはインパルス応答の最小時間間
隔に１対１で対応する）を決定してそのタップ数情報を
整合フィルタ135及び係数設定回路に与える。また、タ
ップ数設定回路139は、状態推定回路136で考慮すべき状
態数を計算して状態推定回路136に与える。この値は、
採り得る信号点数の（タップ数−１）乗となる。The matching filter 135 employs the tap number variable type filter shown in FIG. When the impulse response estimated by the transmission path estimating circuit 5 is given, the tap number setting circuit 139 sets the number of taps to function effectively in the matched filter 135 (this corresponds to the minimum time interval of the impulse response on a one-to-one basis). The determined tap number information is provided to the matching filter 135 and the coefficient setting circuit. Further, the tap number setting circuit 139 calculates the number of states to be considered in the state estimating circuit 136 and provides the calculated state number to the state estimating circuit 136. This value is
It is the power of the number of possible signal points (the number of taps-1).
そこで、再び第８図に示された伝送路のインパルス応
答の例を用いて説明する。伝送路のインパルス応答の長
さが比較的短いときは、伝送路のインパルス応答は、第
８図（ａ）の矢印に示すように例えば２サンプルで表す
ことができ、それ以外のサンプルは零とみなすことがで
きる。これに対して、伝送路のインパルス応答の長さが
比較的長いときには、第８図（ｂ）の矢印に示すよう
に、例えば４サンプルで表すことができる。この実施例
の場合、整合フィルタ135のタップ数は、伝送路のイン
パルス応答の有効な長さ（最小時間間隔）に応じて決定
されることとしている。Therefore, description will be made again using the example of the impulse response of the transmission line shown in FIG. When the length of the impulse response of the transmission path is relatively short, the impulse response of the transmission path can be represented by, for example, two samples as shown by an arrow in FIG. Can be considered. On the other hand, when the length of the impulse response of the transmission path is relatively long, the impulse response can be represented by, for example, four samples as shown by the arrow in FIG. 8B. In the case of this embodiment, the number of taps of the matched filter 135 is determined according to the effective length (minimum time interval) of the impulse response of the transmission path.
第11図において、タップ設定回路139は、伝送路推定
回路５から与えられたシンボル周期ずつ異なるインパル
ス応答成分の範囲内で、所定閾値以上の絶対値を取るイ
ンパルス応答成分の中から、遅れが最も小さいものから
遅れが最も大きいものまでの期間に所定のオフセット
（０又は１シンボル周期）を加えた期間を求める。そし
て、タップ設定回路139は、そのオフセットが加えられ
た期間をシンボル周波数で割ってタップ数に変換する。In FIG. 11, the tap setting circuit 139 determines the delay among the impulse response components having an absolute value equal to or larger than a predetermined threshold value within the range of the impulse response components different from each other by the symbol period given from the transmission path estimation circuit 5. A period in which a predetermined offset (0 or 1 symbol period) is added to the period from the smallest to the largest delay is obtained. Then, tap setting circuit 139 divides the period to which the offset is added by the symbol frequency to convert the divided period into the number of taps.
係数設定回路138は、タップ数設定回路139から与えら
れたタップ数分のタップ係数を、伝送路推定回路５から
与えられたインパルス応答に基づいて決定して整合フィ
ルタ135に与える。係数設定回路138は、例えば、タップ
数分の伝送路のインパルス応答成分の推定値の複素共役
を取り、時間を反転させたものを整合フィルタ135のタ
ップ係数として与える。The coefficient setting circuit 138 determines tap coefficients for the number of taps given from the tap number setting circuit 139 based on the impulse response given from the transmission path estimating circuit 5 and supplies the determined tap coefficients to the matched filter 135. The coefficient setting circuit 138 takes, for example, the complex conjugate of the estimated value of the impulse response component of the transmission line for the number of taps, and gives the inverted time as the tap coefficient of the matched filter 135.
上述した整合フィルタ135は第９図に示したトランス
バーサル型のフィルタで実現することができる。The above-mentioned matched filter 135 can be realized by the transversal type filter shown in FIG.
そこで、第９図を用いてここでの動作を説明する。第
９図において、この整合フィルタ135は、入力端子160か
ら入力されたデジタル信号を１サンプリング周期（シン
ボル周期）ずつ遅延させる縦続接続されたＭ個の１サン
プリング遅延回路301〜30Mと、これらＭ個の１サンプリ
ング遅延回路300〜30Mによって得られた１サンプリング
周期ずつ異なるＭ＋１個のデジタル信号の通過非通過を
制御するスイッチS0〜SMと、閉じた状態にあるこれらス
イッチS0〜Ｓ（Ｎ−１）を通過したデジタル信号に設定
されているタップ係数C0〜Ｃ（Ｎ−１）を乗算する乗算
器400〜40（Ｎ−１）と、乗算器400〜40Mからの乗算出
力の総和を出力端子170に与える総和回路130とから構成
されている。The operation here will be described with reference to FIG. In FIG. 9, this matched filter 135 is composed of M cascade-connected one-sampling delay circuits 301 to 30M for delaying the digital signal input from the input terminal 160 by one sampling period (symbol period). Switches S0 to SM for controlling the passage and non-passage of M + 1 digital signals different by one sampling period obtained by one sampling delay circuit 300 to 30M, and switches S0 to S (N-1) in a closed state Multipliers 40 to 40 (N-1) for multiplying the tap coefficients C0 to C (N-1) set on the digital signal passing through the digital signal, and the sum of the multiplied outputs from the multipliers 400 to 40M is output to an output terminal 170. And a summation circuit 130 to be provided to
すなわち、整合フィルタ135は、トランスバーサル型
フィルタを基本構成とし、有効なタップ数を可変できる
構成となっている。ただし、τ時間遅延器の遅延時間は
Ｔとする。That is, the matching filter 135 has a transversal type filter as a basic configuration, and has a configuration in which the number of effective taps can be changed. Here, the delay time of the τ time delay unit is T.
スイッチS0〜SMは、タップ数設定回路139から与えら
れるタップ数信号によって開閉が制御されるものであ
り、第９図はＮ個のスイッチS0〜Ｓ［Ｎ−１］が閉じ、
スイッチSN〜SMが開いている状態を示している。従っ
て、上述した係数設定回路138は、係数C0〜Ｃ［Ｎ−
１］をそれぞれS0〜Ｓ［Ｎ−１］に出力している。The switches S0 to SM are those whose opening and closing are controlled by the tap number signal given from the tap number setting circuit 139, and FIG. 9 shows that the N switches S0 to S [N-1] are closed,
This shows a state where the switches SN to SM are open. Therefore, the coefficient setting circuit 138 described above calculates the coefficients C0 to C [N−
1] are output to S0 to S [N-1].
この様にして、整合フィルタ135は、スイッチの開閉
が制御されると共にタップ係数が設定される。そして受
信信号が整合フィルタ135に入力されると、タップ係数
が伝送路のインパルス応答の時間反転特性に設定されて
いるので、このフィルタリングによって雑音の影響が最
小になる。その処理後の受信信号が状態推定回路136に
与えられる。In this way, the matching filter 135 controls the opening and closing of the switch and sets the tap coefficient. When the received signal is input to the matched filter 135, the tap coefficient is set to the time reversal characteristic of the impulse response of the transmission line, and thus the filtering minimizes the influence of noise. The received signal after the processing is provided to state estimation circuit 136.
なお、Ｎ個のタップ出力を取出してフィルタリングす
る場合、スイッチS0〜SMの内の隣合う連続するＮ個のス
イッチだけを閉じさえすれば良く、それがスイッチS0〜
Ｓ［Ｎ−１］でなくても整合フィルタ135の雑音除去と
いう機能からは問題にはならない。しかし、整合フィル
タ135における処理遅延時間を最少とすることを考慮し
た場合には、第９図のように、遅延時間が小さい方のＮ
個の出力を取出すようにスイッチを閉じることが好まし
い。When extracting and filtering the N tap outputs, it is only necessary to close only N consecutive switches adjacent to each other among the switches S0 to SM.
Even if it is not S [N-1], it does not matter from the function of the matched filter 135 to remove noise. However, in consideration of minimizing the processing delay time in the matched filter 135, as shown in FIG.
Preferably, the switch is closed so as to take out more outputs.
ここで、伝送路のインパルス応答がどのような場合で
も閉じるスイッチ（例えばS0）は省略しても良い。Here, a switch (for example, S0) that closes whatever the impulse response of the transmission path is may be omitted.
なお、第９図は、専用的回路として整合フィルタ135
を実現した例を示したが、同じ機能をDSPなどを用いて
実現することもできる。FIG. 9 shows a matching filter 135 as a dedicated circuit.
Although the example of realizing the above is shown, the same function can be realized using a DSP or the like.
状態推定回路136は、整合フィルタ135からの受信信号
列から送信シンボルを最尤推定し、結果を推定信号出力
端子７へ出力する。この実施例の場合、状態推定回路13
6における最尤推定にビタビ（Viterbi）アルゴリズムを
用いる。The state estimation circuit 136 estimates the maximum likelihood of the transmission symbol from the received signal sequence from the matched filter 135 and outputs the result to the estimated signal output terminal 7. In the case of this embodiment, the state estimation circuit 13
The Viterbi algorithm is used for maximum likelihood estimation in 6.
第12図は、ビタビアルゴリズムが適用された状態推定
回路136の詳細構成例を示すものである。状態推定回路1
36は、入力端子141を介して与えられた整合フィルタ135
からの受信信号と伝送路推定回路５から与えられたイン
パルス応答から受信信号と採り得る全ての状態との距離
（ブランチメトリック）をサンプル毎に計算するブラン
チメトリック演算回路142と、受信信号と予測される状
態を時系列の信号としブランチメトリックの演算結果を
基に信号系列としての距離（パスメトリック）を計算す
るパスメトリック演算回路144と、受信信号系列に最も
近い予測信号系列を選択するパス選択回路145と、パス
メトリック演算回路144が利用するパスメトリックを記
憶するパスメトリック記憶回路143と、受信信号系列に
最も近い予測値列を与えるデータ列を送信シンボルとし
て逐次選択決定するパスデータ変換回路146とからな
る。FIG. 12 shows a detailed configuration example of the state estimation circuit 136 to which the Viterbi algorithm is applied. State estimation circuit 1
36 is a matched filter 135 provided through an input terminal 141.
A branch metric calculation circuit 142 for calculating, on a sample-by-sample basis, the distance (branch metric) between the received signal from the transmitter and the impulse response given from the transmission path estimation circuit 5 and the received signal and all possible states; Metric calculation circuit 144 that calculates the distance (path metric) as a signal sequence based on the calculation result of the branch metric based on the state of the time series signal and a path selection circuit that selects the predicted signal sequence closest to the received signal sequence 145, a path metric storage circuit 143 that stores a path metric used by the path metric calculation circuit 144, and a path data conversion circuit 146 that sequentially selects and determines a data sequence that gives a predicted value sequence closest to the received signal sequence as a transmission symbol. Consists of
上述したように、状態推定回路136において、評価値
たるブランチメトリックを計算するために伝送路のイン
パルス応答が必要になり、上述したように伝送路推定回
路５から伝送路のインパルス応答がブランチメトリック
演算回路142に与えられるようになされている。この実
施例の場合、ビタビアルゴリズムの演算量を少なくすべ
く、ビタビアルゴリズムで考慮すべき状態数を必要最少
限に、すなわち、タップ数設定回路139が設定した状態
数にするようにしている。メトリックの演算に利用する
伝送路のインパルス応答成分の数は、タップ数設定回路
139が設定したタップ数となる。As described above, the state estimation circuit 136 needs the impulse response of the transmission line to calculate the branch metric which is the evaluation value. As described above, the impulse response of the transmission line It is adapted to be provided to a circuit 142. In the case of this embodiment, the number of states to be considered in the Viterbi algorithm is set to the minimum necessary, that is, the number of states set by the tap number setting circuit 139, in order to reduce the operation amount of the Viterbi algorithm. The number of impulse response components of the transmission line used for metric calculation is determined by the tap number setting circuit.
139 is the set tap number.
例えば、状態推定回路136をDSPで構成する場合におい
て、ブランチメトリック演算回路142として外部から与
えられたタップ数や状態数に応じて演算に用いるインパ
ルス応答成分の数やアルゴリズムの状態数を切り替える
ものを適用したり、ブランチメトリック演算回路142と
して異なる最小時間間隔用の複数のブランチメトリック
演算処理部を内蔵し与えられた状態数情報に応じたいず
れかのブランチメトリック演算処理部を動作させるもの
を適用したりする。For example, when the state estimation circuit 136 is configured by a DSP, a branch metric calculation circuit 142 that switches between the number of impulse response components used for calculation and the number of states of the algorithm in accordance with the number of taps and the number of states given from outside is used. A branch metric calculation circuit 142 that incorporates a plurality of branch metric calculation processing units for different minimum time intervals and operates one of the branch metric calculation processing units according to given state number information is applied. Or
なお、ブランチメトリック演算回路142以外の回路も
状態数情報に応じて処理を変えるようにしても良い。Note that circuits other than the branch metric calculation circuit 142 may change the processing according to the number-of-states information.
従って、上記実施例によれば、伝送路のインパルス応
答の最小時間間隔に応じて、整合フィルタ135のタップ
数を可変すると共に、状態推定回路136において考慮す
る状態を可変するようにしたので、受信特性を落とすこ
となく、伝送路のインパルス応答に応じた無駄のない演
算量で送信シンボルを復号することができ、従来に比し
て平均的な復号時間を短くすることができると共に、消
費電力を押さえることができる。Therefore, according to the above embodiment, the number of taps of the matched filter 135 is changed according to the minimum time interval of the impulse response of the transmission path, and the state considered in the state estimation circuit 136 is changed. The transmission symbol can be decoded with a lean operation amount according to the impulse response of the transmission path without deteriorating the characteristics, and the average decoding time can be shortened as compared with the related art, and the power consumption can be reduced. Can be held down.
また、この最尤推定のための構成については、例え
ば、文献：電子情報通信学会、技術研究報告、1988年、
RCS88−38、『移動通信における最尤復号器の性能評
価』などに示されている。この文献に示されている最尤
復号器の構成を利用して適用することもできる。更にま
た、以上の第１の実施例においては、PSK変調された受
信信号の適応等化について説明したが、これに限るもの
ではない。例えば、その他にQPSK（Quadrature PSK、４
相PSK）変調や、MSK（Minimum Shift Keying）変調や、
QAM（Quadrature AM、直交振幅変調）された受信信号な
どの適応等化に適用することもできる。例えば、QPSK変
調された受信信号の場合は、同期検波を行うことによっ
て、同相（Inphase）成分と、直交（Quadrature）成分
とからなる複素信号を伝送路推定回路５、整合フィルタ
135及び状態推定回路136などで処理することによって、
遅延波を適応等化することもできる。しかも、以上の第
１の実施例においては、アンテナで受けた受信信号を直
接に周波数変換回路２に供給する構成を示したが、これ
に限定するものではない。例えば、アンテナで受けられ
た受信信号をローカル周波数を使ってミキサでミキシン
グし、中間周波数に落とした信号を周波数変換回路２に
供給する様に構成してもよい。The configuration for the maximum likelihood estimation is described in, for example, References: IEICE, Technical Research Report, 1988,
RCS88-38, “Performance evaluation of maximum likelihood decoder in mobile communication” and the like. It can also be applied using the configuration of the maximum likelihood decoder shown in this document. Furthermore, in the above-described first embodiment, adaptive equalization of a PSK-modulated received signal has been described, but the present invention is not limited to this. For example, QPSK (Quadrature PSK, 4
Phase PSK) modulation, MSK (Minimum Shift Keying) modulation,
It can also be applied to adaptive equalization of QAM (Quadrature AM, quadrature amplitude modulation) received signals. For example, in the case of a QPSK-modulated received signal, a complex signal consisting of an in-phase (Inphase) component and a quadrature (Quadrature) component is converted to a transmission path estimation circuit 5, a matched filter by performing synchronous detection.
By processing at 135 and the state estimation circuit 136, etc.
The delayed wave can be adaptively equalized. Moreover, in the above-described first embodiment, the configuration has been described in which the received signal received by the antenna is directly supplied to the frequency conversion circuit 2, but the present invention is not limited to this. For example, the reception signal received by the antenna may be mixed by a mixer using a local frequency, and a signal reduced to an intermediate frequency may be supplied to the frequency conversion circuit 2.
なお、最尤系列推定受信機の実施例においては、伝送
路の推定したインパルス応答によって整合フィルタ135
のタップ数を可変するものを示したが、伝送路のインパ
ルス応答に応じて状態推定回路136において考慮する状
態数だけを可変するようなものであっても良い。このよ
うにしても上述の実施例とほぼ同様な効果を得ることが
できる。In the embodiment of the maximum likelihood sequence estimation receiver, the matched filter 135 is used according to the impulse response estimated for the transmission path.
Although the number of taps is varied, it is also possible to vary only the number of states considered in the state estimation circuit 136 according to the impulse response of the transmission path. Even in this case, substantially the same effect as in the above-described embodiment can be obtained.
また、状態推定回路136にビタビアルゴリズムを適用
したものを示したが、他の最尤推定アルゴリズムを適用
したものであっても良い。要は、伝送路のインパルス応
答に応じて状態推定回路136において考慮する状態数を
可変するものであれば良い。In addition, although a state in which the Viterbi algorithm is applied to the state estimating circuit 136 is shown, a state in which another maximum likelihood estimation algorithm is applied may be used. The point is that the number of states to be considered in the state estimation circuit 136 may be varied according to the impulse response of the transmission path.
また、以上の実施例においては、受信信号が多重波で
あるか否かを判断するために、伝送路のインパルス応答
を推定して、このインパルス応答から多重波であるか否
かを判断したが、これに限定するものではない。他の特
性を推定して判断することであってもよい。In the above embodiment, the impulse response of the transmission path is estimated in order to determine whether the received signal is a multiplex wave, and it is determined whether the received signal is a multiplex wave from the impulse response. However, the present invention is not limited to this. The determination may be made by estimating another characteristic.
以上の第１並びに第２の実施例においては、適応等化
回路10の一例として、第６図および第９図の判定帰還型
等化回路の構成を示したが、これに限定するものではな
い。例えば、後述する第11図に示した最尤系列推定型の
等化回路でも実現できる。In the first and second embodiments described above, the configuration of the decision feedback equalizer shown in FIGS. 6 and 9 is shown as an example of the adaptive equalizer 10, but the present invention is not limited to this. . For example, the present invention can be realized by a maximum likelihood sequence estimation type equalization circuit shown in FIG. 11 described later.
そこで、第１の実施例の構成に最尤系列推定受信機の
等化回路を適用した場合、すなわち、第１図の適応等化
回路10に第11図で説明した最尤系列推定型の等化器を適
用した場合を第13図を参照して説明する。Therefore, when the equalizing circuit of the maximum likelihood sequence estimation receiver is applied to the configuration of the first embodiment, that is, the adaptive equalizing circuit 10 of FIG. The case where the modifier is applied will be described with reference to FIG.
この受信機は、入力端子１と、周波数変換回路２と、
ロウパスフィルタ（LPF）３と、アナログ／デジタル（A
/D）変換器４と、伝送路推定回路５と、タップ数設定回
路139と、係数設定回路138と、整合フィルタ135と、状
態推定回路136と、多重波検出回路６と、スイッチ７
と、符号判定回路９とから構成される。つまり、タップ
数設定回路139と、係数設定回路138と、整合フィルタ13
5と、状態推定回路136とで第１図における適応等化回路
10を構成している。This receiver has an input terminal 1, a frequency conversion circuit 2,
Low-pass filter (LPF) 3 and analog / digital (A
/ D) converter 4, transmission path estimation circuit 5, tap number setting circuit 139, coefficient setting circuit 138, matched filter 135, state estimation circuit 136, multiplex wave detection circuit 6, switch 7
And a sign determination circuit 9. That is, the tap number setting circuit 139, the coefficient setting circuit 138, and the matching filter 13
5 and the state estimation circuit 136, the adaptive equalization circuit in FIG.
Make up 10.
この第13図において、入力端子１からアナログ／デジ
タル（A/D）変換器４の動作はこれまで説明した通りで
あるからここでの説明は省略する。ただし、アナログ／
デジタル（A/D）変換器４は、受信ディジタル信号を伝
送路推定回路５と、整合フィルタ135に加えて符号判定
回路９に供給する。In FIG. 13, the operation of the analog / digital (A / D) converter 4 from the input terminal 1 is the same as that described so far, and a description thereof will be omitted. However, analog /
The digital (A / D) converter 4 supplies the received digital signal to the sign determination circuit 9 in addition to the transmission path estimation circuit 5 and the matched filter 135.
そして、伝送路推定回路５は、アナログ／デジタル
（A/D）変換器４から供給される受信デジタル信号と、
内部のトレーニング信号発生回路から供給されるトレー
ニング信号系列とから伝送路のインパルス応答特性を推
定する。そして、得られた伝送路インパルス応答のサン
プル値を多重波検出回路６とタップ数設定回路139と適
応等化回路10に供給する。Then, the transmission path estimating circuit 5 receives the received digital signal supplied from the analog / digital (A / D) converter 4,
The impulse response characteristics of the transmission path are estimated from the training signal sequence supplied from the internal training signal generation circuit. Then, the obtained sample value of the transmission path impulse response is supplied to the multiplex wave detection circuit 6, the tap number setting circuit 139, and the adaptive equalization circuit 10.
そこで、多重波検出回路６は、上述したように伝送路
推定回路５から供給されるインパルス応答のエネルギー
の時間的な広がりによって多重波を検出するか、もしく
はこれも上述したように伝送路のインパルス応答のサン
プル値が予め定められた閾値Ｓ以上になる期間を求める
ことによって多重波であるか否かを判断することができ
る。そして、多重波検出回路６は、その判断結果を適応
等化回路10、符号判定回路９、スイッチ７に出力する。Therefore, the multiplex wave detection circuit 6 detects the multiplex wave based on the time spread of the energy of the impulse response supplied from the transmission path estimation circuit 5 as described above, or the multiplex wave detection circuit 6 also detects the multiplex wave as described above. By determining a period during which the response sample value is equal to or greater than the predetermined threshold value S, it is possible to determine whether the signal is a multiplex wave. Then, the multiplex wave detection circuit 6 outputs the result of the determination to the adaptive equalization circuit 10, the sign determination circuit 9, and the switch 7.
適応等化回路10は、多重波検出回路６から出力に基づ
いて受信信号が多重波であると判断された場合には、上
述したタップ設定の動作を行い、受信信号が多重波でな
いと判断された場合には、タップ設定の動作を行わな
い。When the received signal is determined to be a multiplex based on the output from the multiplex detection circuit 6, the adaptive equalization circuit 10 performs the above-described tap setting operation, and determines that the received signal is not a multiplex. In this case, the tap setting operation is not performed.
また、スイッチ７は、多重波検出回路６からの多重波
判断情報から判断して多重波であると判断される場合
は、多重波に含まれる遅延波を等化した適応等化回路10
の出力符号を、スイッチ7cから出力する。また、一方、
多重波判断情報から判断して多重波でないと判断される
場合は、マルチパス伝搬による遅延波がなく、直接波だ
けであると判断して、符号判定回路９から供給される符
号をスイッチ7cから出力する。When the switch 7 is determined to be a multiplex by judging from the multiplex wave judgment information from the multiplex wave detection circuit 6, the switch 7 is adapted to equalize the delayed wave included in the multiplex wave.
Is output from the switch 7c. Also, on the other hand,
If it is determined from the multiplexed wave determination information that it is not a multiplexed wave, it is determined that there is no delayed wave due to multipath propagation and that it is only a direct wave, and the code supplied from the code determination circuit 9 is switched from the switch 7c. Output.
産業上の利用可能性 従って、従来に比べ適応等化のための演算量を軽減す
ることができる。しかも、受信等化特性を劣化させるこ
ともない。Industrial Applicability Therefore, the amount of calculation for adaptive equalization can be reduced as compared with the related art. In addition, the reception equalization characteristics do not deteriorate.
そして、この様な適応等化受信機は、自動車電話など
の高速デジタル通信に適用して有効である。Such an adaptive equalization receiver is effective when applied to high-speed digital communication such as a car telephone.
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−190345（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−278725（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−268623（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 1/10 - 1/14 H04B 3/00 - 1/60 H04B 7/005 - 7/015 H03H 17/00 - 17/08 Continuation of front page (56) References JP-A-3-190345 (JP, A) JP-A-3-278725 (JP, A) JP-A-3-268623 (JP, A) (58) Fields investigated (Int) .Cl. 6 , DB name) H04B 1/10-1/14 H04B 3/00-1/60 H04B 7/005-7/015 H03H 17/00-17/08
Claims (8)
定する伝送路推定手段と、 推定された前記伝送路のインパルス応答のエネルギーが
１シンボル期間中に集中する度合に基づいて、前記受信
信号が多重波であるか否かを判断して、多重波判断情報
を出力する判断手段と、 前記多重波判断情報によって、前記受信信号が多重波で
あると判断されたときに、前記受信信号の適応等化を行
い符号を出力する適応等化手段と、 受信信号から、符号判定のみにて符号を出力する符号判
定手段と、 前記多重波判断情報によって、前記受信信号が多重波で
あると判断されるときには前記適応等化手段の出力した
符号を選択出力し、前記受信信号が多重波でないと判断
されるときには前記符号判定手段の出力した符号を選択
出力する選択手段と、 を備えたことを特徴とする適応等化受信機。1. A transmission path estimating means for estimating an impulse response of a transmission path from a reception signal, wherein the reception signal is generated based on a degree that the estimated energy of the impulse response of the transmission path is concentrated in one symbol period. A determination unit that determines whether or not the received signal is a multiplex wave and outputs multiplex wave determination information; and, when the received signal is determined to be a multiplex wave by the multiplex wave determination information, an adaptation of the received signal. Adaptive equalizing means for performing equalization and outputting a code, code determining means for outputting a code only from the received signal based on code determination, and the multiplexed wave determination information determines that the received signal is a multiplexed wave. And selecting means for selectively outputting the code output from the adaptive equalizing means when the received signal is not a multiplexed wave, and selecting and outputting the code output from the code determining means when it is determined that the received signal is not a multiplexed wave. Adaptive equalization receiver, characterized in that the.
定する伝送路推定手段と、 推定された前記伝送路のインパルス応答のレベルが予め
定められた閾値以上である期間を算出し、前記期間が１
シンボル期間以上であるか否かに基づいて、前記受信信
号が多重波であるか否かを判断して、多重波判断情報を
出力する判断手段と、 前記多重波判断情報によって、前記受信信号が多重波で
あると判断されたときに、前記受信信号の適応等化を行
い符号を出力する適応等化手段と、 受信信号から、符号判定のみにて符号を出力する符号判
定手段と、 前記多重波判断情報によって、前記受信信号が多重波で
あると判断されるときには前記適応等化手段の出力した
符号を選択出力し、前記受信信号が多重波でないと判断
されるときには前記符号判定手段の出力した符号を選択
出力する選択手段と、 を備えたことを特徴とする適応等化受信機。2. A transmission path estimating means for estimating an impulse response of a transmission path from a received signal, and calculating a period in which the estimated level of the impulse response of the transmission path is equal to or more than a predetermined threshold value, wherein the period is 1
Determining means for determining whether or not the received signal is a multiplex based on whether or not the received signal is a symbol period or more, and outputting multiplexed wave determination information; An adaptive equalizer that outputs a code by performing adaptive equalization of the received signal when it is determined that the received signal is a multiplex wave; a code determiner that outputs a code only from the received signal by code determination; According to the wave determination information, when it is determined that the received signal is a multiplex wave, the code output from the adaptive equalizing means is selectively output. When it is determined that the received signal is not a multiplex wave, the output of the code determination means is output. Selecting means for selecting and outputting the selected code. An adaptive equalizing receiver comprising:
た前記伝送路のインパルス応答に基づいた適応フィルタ
のタップ係数を適応させながら、供給される信号の適応
等化を行う適応フィルタと、 前記伝送路推定手段で推定されたインパルス応答を表し
得る最小時間間隔に対応する前記適応フィルタのタップ
数を算出するとともに、前記適応フィルタのタップ数を
設定するフィルタタップ数設定手段と、 を備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の適
応等化受信機。3. The adaptive equalization means can arbitrarily set an effective number of taps, and adapts a tap coefficient of an adaptive filter based on an estimated impulse response of the transmission path, while adjusting a tap coefficient of a supplied signal. An adaptive filter that performs adaptive equalization, and a filter that calculates the number of taps of the adaptive filter corresponding to a minimum time interval that can represent an impulse response estimated by the transmission path estimating unit and sets the number of taps of the adaptive filter. The adaptive equalization receiver according to claim 1, further comprising: a tap number setting unit.
路推定手段で推定されたインパルス応答に基づいたタッ
プ係数によって、前記受信信号における雑音の影響を最
小化するトランバーサル型の整合フィルタと、 考慮すべき状態数を任意に設定できるとともに、前記伝
送路推定手段で推定されたインパルス応答に基づいて、
前記整合フィルタの出力から送信シンボル列を最尤推定
する状態推定手段と、 前記伝送路推定手段で推定されたインパルス応答を表し
得る最小時間間隔に対応させて、前記整合フィルタのタ
ップ数及び前記状態推定手段で考慮する状態数を算出す
るとともに、前記整合フィルタのタップ数及び前記状態
推定手段の状態数を設定するタップ数設定手段と、 を備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の適
応等化受信機。4. The adaptive equalizing means can arbitrarily set an effective number of taps and minimizes the influence of noise in the received signal by a tap coefficient based on an impulse response estimated by the transmission path estimating means. A traversal type matched filter to be converted, and the number of states to be considered can be arbitrarily set, and based on the impulse response estimated by the transmission path estimating means,
State estimating means for maximum likelihood estimation of a transmission symbol sequence from the output of the matched filter; and the number of taps and the state of the matched filter corresponding to a minimum time interval capable of representing an impulse response estimated by the transmission path estimating means. The number of taps to be considered by the estimating means is calculated, and tap number setting means for setting the number of taps of the matched filter and the number of states of the state estimating means is provided. Adaptive equalization receiver.
いたタップ係数によって、前記受信信号における雑音の
影響を最小化するトランバーサル型の整合フィルタと、 考慮すべき状態数を設定できるとともに、前記伝送路推
定手段で推定されたインパルス応答に基づいて、前記整
合フィルタの出力から送信シンボル列を最尤推定する状
態推定手段と、 前記伝送路推定手段で推定されたインパルス応答を表し
得る最小時間間隔に対応させて、前記状態推定手段の考
慮すべき状態数を算出し、前記状態推定手段の状態数を
設定するタップ数設定手段と、 を備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の適
応等化受信機。5. A traversal-type matched filter for minimizing the influence of noise in the received signal by a tap coefficient based on an impulse response estimated by the transmission path estimating means, The number of states to be set can be set, and based on the impulse response estimated by the transmission path estimating means, state estimation means for maximum likelihood estimation of a transmission symbol sequence from the output of the matched filter; Tap number setting means for calculating the number of states to be considered by the state estimating means in correspondence with the minimum time interval that can represent the impulse response obtained, and setting the number of states of the state estimating means. The adaptive equalization receiver according to claim 1 or 2, wherein:
定する伝送路推定手段と、 有効なタップ数を任意に設定できるとともに、推定され
た前記伝送路のインパルス応答に基づいた適応フィルタ
のタップ係数を適応させながら、供給される信号の適応
等化を行う適応フィルタと、 推定された前記伝送路のインパルス応答の最小時間間隔
に対応する前記適応フィルタのタップ数を算出して、前
記適応フィルタのタップ数を設定するタップ数設定手段
と、 を備えたことを特徴とする適応等化受信機。6. A transmission path estimating means for estimating an impulse response of a transmission path from a received signal, and a tap coefficient of an adaptive filter based on the estimated impulse response of the transmission path, wherein an effective number of taps can be arbitrarily set. Calculating the number of taps of the adaptive filter corresponding to the estimated minimum time interval of the impulse response of the transmission path, and calculating the number of taps of the adaptive filter. An adaptive equalization receiver, comprising: tap number setting means for setting the number of taps.
定する伝送路推定手段と、 有効なタップ数を任意に設定できるとともに、前記伝送
路推定手段で推定されたインパルス応答に基づいたタッ
プ係数によって、前記受信信号における雑音の影響を最
小化するトランバーサル型の整合フィルタと、 考慮すべき状態数を任意に設定できるとともに、前記伝
送路推定手段で推定されたインパルス応答に基づいて、
前記整合フィルタの出力から送信シンボル列を最尤推定
する状態設定手段と、 前記伝送路推定手段で推定されたインパルス応答を表し
得る最小時間間隔に対応させて、前記整合フィルタのタ
ップ数及び前記状態推定手段で考慮する状態数を算出す
るとともに、前記整合フィルタのタップ数及び前記状態
推定手段の状態数を設定するタップ数設定手段と、 を備えたことを特徴とする最尤系列推定受信機。7. A transmission path estimating means for estimating an impulse response of a transmission path from a received signal, an effective number of taps can be arbitrarily set, and a tap coefficient based on the impulse response estimated by the transmission path estimating means is provided. A traversal-type matched filter that minimizes the effect of noise in the received signal, and the number of states to be considered can be arbitrarily set, and based on the impulse response estimated by the transmission path estimation unit,
State setting means for maximum likelihood estimation of a transmission symbol sequence from the output of the matched filter; and the number of taps and the state of the matched filter corresponding to a minimum time interval capable of representing an impulse response estimated by the transmission path estimating means. A maximum likelihood sequence estimation receiver comprising: a number of states to be considered by the estimating means; and a tap number setting means for setting the number of taps of the matched filter and the number of states of the state estimating means.
定する伝送路推定手段と、 前記伝送路推定手段で推定されたインパルス応答に基づ
いたタップ係数によって、前記受信信号における雑音の
影響を最小化するトランバーサル型の整合フィルタと、 考慮すべき状態数を任意に設定できるとともに、前記伝
送路推定手段で推定されたインパルス応答に基づいて、
前記整合フィルタの出力から送信シンボル列を最尤推定
する状態推定手段と、 前記伝送路推定手段で推定されたインパルス応答を表し
得る最小時間間隔に対応させて、前記状態推定手段の考
慮すべき状態数を算出し、前記状態推定手段の状態数を
設定するタップ数設定手段と、 を備えたことを特徴とする最尤系列推定受信機。8. A transmission path estimating means for estimating an impulse response of a transmission path from a received signal, and a tap coefficient based on the impulse response estimated by the transmission path estimating means, to minimize an influence of noise on the received signal. A traversal type matched filter, and the number of states to be considered can be arbitrarily set, and based on the impulse response estimated by the transmission path estimating means,
State estimating means for maximum likelihood estimation of a transmission symbol sequence from the output of the matched filter; and a state to be considered by the state estimating means corresponding to a minimum time interval capable of representing an impulse response estimated by the transmission path estimating means. A maximum-likelihood sequence estimation receiver, comprising: a tap number setting means for calculating the number of states and setting the number of states of the state estimation means.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6503873A JP2989268B2 (en) | 1992-09-18 | 1993-09-16 | Adaptive equalization receiver and maximum likelihood sequence estimation receiver |
Applications Claiming Priority (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24936892 | 1992-09-18 | ||
| JP4-249368 | 1992-09-18 | ||
| JP4-249367 | 1992-09-18 | ||
| JP24936792 | 1992-09-18 | ||
| JP24936692 | 1992-09-18 | ||
| JP4-249366 | 1992-09-18 | ||
| PCT/JP1993/001318 WO1994007311A1 (en) | 1992-09-18 | 1993-09-16 | Adaptative equalizing receiver and maximum likelihood sequence estimation receiver |
| JP6503873A JP2989268B2 (en) | 1992-09-18 | 1993-09-16 | Adaptive equalization receiver and maximum likelihood sequence estimation receiver |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2989268B2 true JP2989268B2 (en) | 1999-12-13 |
Family
ID=27478159
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6503873A Expired - Lifetime JP2989268B2 (en) | 1992-09-18 | 1993-09-16 | Adaptive equalization receiver and maximum likelihood sequence estimation receiver |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2989268B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009044211A (en) * | 2007-08-06 | 2009-02-26 | Sony Corp | Waveform equalizer and control method thereof, and reception device and control method thereof |
-
1993
- 1993-09-16 JP JP6503873A patent/JP2989268B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009044211A (en) * | 2007-08-06 | 2009-02-26 | Sony Corp | Waveform equalizer and control method thereof, and reception device and control method thereof |
| US8385396B2 (en) | 2007-08-06 | 2013-02-26 | Sony Corporation | Waveform equalizer and method for controlling the same, as well as receiving apparatus and method for controlling the same |
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