JP2988844B2

JP2988844B2 - 衛星放送用コンバータのスイッチング回路

Info

Publication number: JP2988844B2
Application number: JP7099285A
Authority: JP
Inventors: 潤一染井
Original assignee: Consejo Superior de Investigaciones Cientificas CSIC
Current assignee: Consejo Superior de Investigaciones Cientificas CSIC
Priority date: 1995-04-25
Filing date: 1995-04-25
Publication date: 1999-12-13
Anticipated expiration: 2014-12-13
Also published as: KR950035084A; JPH08293812A; US5649311A; TW264589B; DE69522205D1; KR0156306B1; EP0740415B1; DE69522205T2; EP0740415A1

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、衛星放送の受信信号
帯域を選択する衛星放送用コンバータ(ＢＳコンバータ)
のスイッチング回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＢＳ放送のディジタル化およびチャンネ
ル数増加に伴って、受信周波数の広帯域化が行われてい
る。その際に、例えば、１０.７ＧＨz〜１２.７５ＧＨz
の受信周波数においては、一般的には、１０.７ＧＨz〜
１１.７ＧＨzと１１.７ＧＨz〜１２.７５ＧＨzとに周波
数を分割している。その結果、双方の周波数帯を受信す
るためには、アンテナとＢＳコンバータとの組を互いに
独立して２組必要としている。

【０００３】近年、１台のアンテナと１台のＢＳコンバ
ータで上記双方の周波数帯域を受信するために、ＢＳコ
ンバータに内蔵されている局部発振器の発振周波数を電
源電圧に重畳した外部パルス信号に基づいて切り換え
て、双方の周波数帯域を１台のＢＳコンバータで受信で
きるシステムが望まれている。

【０００４】ところで、パルス信号の処理回路として
は、ピーク検出回路やパルス−電圧変換回路(パルス・レ
ート・メータ)等のＤ/Ａ変換回路が知られている。

【０００５】図４は、上記パルス・レート・メータの回路
図である。このパルス・レート・メータは、入力される信
号のパルス率(毎秒何個の割合でパルスが入っているか)
に比例した出力信号を得る回路である。図４において、
入力信号に波高値Ｖsのパルスを加えると、ダイオード
Ｄ1,Ｄ2から成るポンプ回路を通じて容量Ｃfのコンデン
サＣfに電荷Ｑ(＝Ｖs・Ｃp)が流れ込み、出力信号として
１段のステップの波高値がＶ₀(＝(Ｃp/Ｃf)・Ｖs)に相当
する直線性の良い階段波が得られる。その際に、メータ
Ｍの揺れを小さくするために、Ｃf/Ｃpを非常に大きく
取り、Ｒfも大きくしている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記パ
ルス・レート・メータを上述のＢＳコンバータ用スイッチ
ング回路のパルス処理回路として用いる場合には、以下
のような問題がある。すなわち、上記パルス・レート・メ
ータでは、パルスレベルやパルス幅等に応じたアナログ
出力を得ることができる。しかしながら、上述のような
ＢＳコンバータ用スイッチング回路のパルス処理回路と
して必要な回路特性は、パルスの有無の判別のみであ
る。したがって、図４に示すような複雑な回路は必要と
はしないのである。

【０００７】また、上記電源電圧に重畳されるパルス電
圧は０.６Ｖ±０.２Ｖと非常に小さく、図４に示すよう
なパルス・レート・メータではＣf/Ｃpを非常に大きく取
っているので、入力信号のパルス波高値Ｖsが小さ過ぎ
ると感度が非常に悪くなる。したがって、図４に示すよ
うな回路のパルス・レート・メータでは、上記ＢＳコンバ
ータをスイッチング動作させるのは非常に困難である。

【０００８】そこで、この発明の目的は、簡単な回路構
成で高い感度を確保できるＢＳコンバータスイッチング
回路を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に係る発明は、ＢＳコンバータに内蔵され
た異なる発振周波数を有する複数の局部発振器を,ＢＳ
チューナから送出されるバンド切換用パルス信号が重畳
されたパルス信号に応じて切り換えるＢＳコンバータの
スイッチング回路であって、上記ＢＳチューナからのパ
ルス信号を取り込んで上記バンド切換用パルス信号の周
波数成分のみを抽出するフィルタ回路と、上記フィルタ
回路からのパルス信号を増幅する増幅回路と、上記増幅
回路によって増幅されたパルス信号を整流する整流回路
と、上記整流回路からの直流電圧と基準電圧とを比較し
て,上記パルス信号に上記バンド切換用パルス信号が重
畳されているか否かを表す信号を出力する比較回路と、
上記比較回路からの信号を受けて,上記比較結果に応じ
た発振周波数の局部発振器を駆動するドライブ回路を備
えたことを特徴としている。

【００１０】また、請求項２に係る発明は、請求項１に
係る発明のＢＳコンバータのスイッチング回路におい
て、上記整流回路は、ダイオードを有することを特徴と
している。

【００１１】また、請求項３に係る発明は、請求項１に
係る発明のＢＳコンバータのスイッチング回路におい
て、上記フィルタ回路は、ローパスフィルタであること
を特徴としている。

【００１２】また、請求項４に係る発明は、請求項１に
係る発明のＢＳコンバータのスイッチング回路におい
て、上記フィルタ回路は、バンドパスフィルタであるこ
とを特徴としている。

【００１３】また、請求項５に係る発明は、請求項１に
係る発明のＢＳコンバータのスイッチング回路におい
て、上記増幅回路は、上記パルス信号の増幅率を調整す
る増幅率調整手段を備えたことを特徴としている。

【００１４】また、請求項６に係る発明は、請求項１に
係る発明のＢＳコンバータのスイッチング回路におい
て、基準電圧を調整する基準電圧調整手段を備えたこと
を特徴とする衛星放送用コンバータのスイッチング回
路。

【００１５】また、請求項７に係る発明は、請求項１に
係る発明のＢＳコンバータのスイッチング回路におい
て、上記整流回路はフィルタ手段を有することを特徴と
している。

【００１６】また、請求項８に係る発明は、請求項１に
係る発明の衛星放送用コンバータのスイッチング回路に
おいて、上記増幅回路は、差動増幅回路であることを特
徴としている。

【００１７】

【作用】請求項１に係る発明では、受信信号帯域を指定
するために、バンド切換用パルス信号が重畳されたパル
ス信号がＢＳチューナから入力される。そうすると、フ
ィルタ回路によって、上記パルス信号から上記バンド切
換用パルス信号の周波数成分のみが抽出される。そし
て、増幅回路によって増幅され、整流回路によって整流
され、さらに比較回路によって、上記整流回路からの直
流電圧と基準電圧とが比較されて、上記パルス信号に上
記バンド切換用パルス信号が重畳されているか否かを表
す信号が出力される。ドライブ回路は、上記比較回路か
らの信号を受けて、上記比較結果に応じた発振周波数の
局部発振器を駆動する。こうして、上記ＢＳチューナに
よって指定された受信信号帯域の局部発振器が駆動され
る。

【００１８】また、請求項２に係る発明では、上記バン
ド切換用パルス信号の周波数成分のみが上記フィルタ回
路で抽出されて上記増幅回路で増幅されたパルス信号が
上記整流回路に入力されると、ダイオードによって整流
されて上記比較回路に入力される。

【００１９】また、請求項３に係る発明では、バンド切
換用パルス信号が重畳されたパルス信号がＢＳチューナ
から入力されると、上記フィルタ回路を構成するローパ
スフィルタによって、上記パルス信号から高周波ノイズ
が除去されて上記バンド切換用パルス信号の周波数成分
のみが抽出され、上記増幅回路に送出される。

【００２０】また、請求項４に係る発明では、バンド切
換用パルス信号が重畳されたパルス信号がＢＳチューナ
から入力されると、上記フィルタ回路を構成するバンド
パスフィルタによって、上記バンド切換用パルス信号の
周波数成分以外の周波数成分のノイズが除去される。こ
うして、上記バンド切換用パルス信号の周波数成分のみ
が抽出されて、上記増幅回路に送出される。

【００２１】また、請求項５に係る発明では、増幅率調
整手段によって増幅回路の増幅率が調整されて、この調
整された増幅率に従って上記局部発振器の切り換えの敏
感さが設定される。

【００２２】また、請求項６に係る発明では、基準電圧
が基準電圧調整手段によって調整されて、この調整され
た基準電圧に従って上記局部発振器の切り換えの敏感さ
が設定される。

【００２３】また、請求項７に係る発明では、上記バン
ド切換用パルス信号が重畳されたパルス信号が上記整流
回路によって整流されるに際して、フィルタ手段によっ
て、整流後の信号から上記バンド切換用パルス信号の周
波数成分等のノイズが除去される。こうして、上記ドラ
イブ回路から局部発振器への駆動信号にノイズが重畳さ
れることが防止される。

【００２４】また、請求項８に係る発明では、上記フィ
ルタ回路からの信号が差動増幅回路によって増幅され
る。その場合に、上記差動増幅回路の反転入力端子の入
力電圧を調整することによってバンド切換用パルス信号
の増幅率が調整されて、局部発振器の切り換えの敏感さ
が任意に設定される。

【００２５】

【実施例】以下、この発明を図示の実施例により詳細に
説明する。図１は本実施例のＢＳコンバータのスイッチ
ング回路を具備したＢＳ放送受信系の構成図である。屋
外にはパラボラアンテナ６およびＢＳコンバータ４が設
置されており、ＢＳコンバータ４には、後に詳述するよ
うに、ＢＳチューナ１からＢＳケーグル２を介して電源
電圧にバンド切換用のパルスが重畳されたパルス信号が
供給される。一方、衛星からのＢＳ信号(１２ＧＨz帯の
マイクロ波信号)は、パラボラアンテナ６で反射されて
フィードホーン５を介してＢＳコンバータ４に入力され
る。そして、一般の同軸線で伝送可能なように１ＧＨz
の中間周波数に周波数変換された後、得られた中間周波
数の信号(以下、ＢＳ−ＩＦ信号と言う)がＦ型コネクタ
３を介して屋内のＢＳチューナ１に供給される。

【００２６】上記電源電圧に重畳されるバンド切換用パ
ルス信号は、ＢＳチューナ１でハイバンド(１１.７ＧＨ
z〜１２.７５ＧＨz)が選択された際に供給(オン)されて
重畳される一方、ローバンド(１０.７ＧＨz〜１１.７Ｇ
Ｈz)が選択された際には供給されない(オフされる)よう
になっている。また、上記バンド切換用パルス信号は、
一般的に２２±４ＫＨzと非常に低い周波数であり、Ｂ
Ｓ−ＩＦ信号の周波数９５０ＭＨz〜２１５０ＭＨzに対
して全く影響を与えないようになっている。

【００２７】図２は、上記ＢＳコンバータ４の内部回路
を示す図である。上記ＢＳチューナ１から出力された上
述のようなパルス信号は、ＢＳケーブル２およびＦ型コ
ネクタ(ＢＳコンバータ出力端子)３を介してＢＳコンバ
ータ４に入力される。そして、ＢＳ−ＩＦ信号カット用
インダクタ１８によってＢＳ−ＩＦ信号がカットされ
て、電源電圧にバンド切換用パルス信号が重畳されたパ
ルス信号のみがスイッチング回路９に供給される。

【００２８】上記スイッチング回路９は、入力された上
記パルス信号のＤＣ成分をＤＣカット用コンデンサ１０
でカットし、フィルタ回路１１で２２ＫＨz±４ＫＨz
(バンド切換用パルス信号の周波数)以外の周波数成分を
カットし、差動増幅回路１２で増幅し、整流回路(Ｄ/Ａ
変換器)１３で直流電圧に変換し、比較回路１４でバン
ド切換用パルス信号の電圧を検知してドライブ回路１５
を制御する。

【００２９】上記ドライブ回路１５は、比較回路１４か
らの検知信号に基づいて、バンド切換用パルス信号が重
畳されている(ハイバンドが選択されている)場合には、
ハイバンド用局部発振器１６をオンする一方、ローバン
ド用局部発振器１７をオフする。これに対して、バンド
切換用パルス信号が重畳されていない(ローバンドが選
択されている)場合には、ハイバンド用局部発振器１６
をオフする一方、ローバンド用局部発振器１７をオンす
る。

【００３０】図３は、上記スイッチング回路９の具体的
な回路図である。上記ＢＳ−ＩＦ信号カット用インバー
タ１８を介して入力されたバンド切換用パルス信号に
は、図３(a)に示すように、種々の周波数のノイズが重
畳されている。そこで、先ず、フィルタ回路１１を構成
するＢＰＦ(バンドパスフィルタ)２５あるいはＬＰＦ
(ローパスフィルタ)２６によって、２２ＫＨz±４ＫＨz
以外の周波数成分を除去して、図３(b)に示すような波
高値Ｖ_I＝０.６Ｖのパルス信号（バンド切換用パルス信
号)を得る。このようにして、上記バンド切換用パルス
信号以外の周波数のノイズによる誤動作を防止するので
ある。

【００３１】こうして得られたバンド切換用パルス信号
の波高値は上述のように０.６Ｖ前後であるために、比
較回路１４によるバンド切換用パルス信号検知の際に高
い感度で検知できない。そこで、オペレーショナルアン
プ２９を含む差動増幅回路１２によって、図３(c)に示
すように約１０倍の電圧Ｖ_T(＝６Ｖ±２Ｖ)まで増幅す
るのである。すなわち、上記オペレーショナルアンプ２
９の非反転入力端子に上記パルス信号が入力すると、チ
ップ抵抗２７,２８の抵抗値Ｒ₂₇,Ｒ₂₈の比の値Ｒ₂₈/Ｒ
₂₇倍の電位が出力端子に現れる。このチップ抵抗２７,
２８の抵抗値の比率(すなわち増幅率)は、チップ抵抗２
７の抵抗値Ｒ₂₇を変化させることによって、１〜２０倍
程度の範囲で自由に選択することができる。つまり、本
スイッチング回路９の敏感さは、上記基準電圧調整手段
を構成するチップ抵抗２７の抵抗値Ｒ₂₇で定まる上記増
幅比率によって調整可能なのである。

【００３２】こうして増幅されたバンド切換用パルス信
号は、整流回路１３を構成するダイオード３０,３１に
よって整流されて、図３(d)に示すような直流電圧Ｖpが
得られる。この整流回路１３は、差動増幅回路１２によ
る感度設定によって所定の感度を確保しておけば、外気
温度に関係なくＤ/Ａ変換できる特徴を持つ。尚、抵抗
器３２とコンデンサ３３とは上記フィルタ手段としての
ローパスフィルタを形成して、局部発振器１６,１７へ
の制御信号に重畳されるバンド切換用パルス信号や他の
ノイズを除去して、局部発振器１６,１７への悪影響を
低減する。また、抵抗器３４は、コンデンサ３３にチャ
ージされた電位のディスチャージ用の抵抗器である。

【００３３】上記整流回路１３によって得られた直流電
圧Ｖpは、上記比較回路１４を構成するオペレーショナ
ルアンプ３５の反転入力端子に入力される。そして、非
反転入力端子に入力される電池３６で定まる基準電位と
電位比較されて、出力端子から反転出力される。すなわ
ち、上記スイッチング回路９にバンド切換用パルス信号
が入力された場合には、ダイオード３０,３１からの直
流電圧Ｖpは６Ｖ±２Ｖの電位を保持してオペレーショ
ナルアンプ３５の反転入力端子に入力されるために、オ
ペレーショナルアンプ３５の出力は図３(e)に示すよう
に電位Ｖ_L(＝０Ｖ)となる。これに対して、バンド切換
用パルス信号が入力されない場合には、ダイオード３
０,３１からの直流電圧Ｖpは０Ｖの電位を保持してオペ
レーショナルアンプ３５の反転入力端子に入力されるの
で、オペレーショナルアンプ３５の出力は図３(e)に示
すように電位Ｖ_H(＝８Ｖ)となる。

【００３４】上記ドライブ回路１５のスイッチ３７は、
オペレーショナルアンプ３５の出力電圧がＶ_Hとなると
局部発振器ドライブトランジスタ３９側に切り替わる。
そうすると、局部発振器ドライブトランジスタ３９がオ
ンとなり、出力端子４１に接続されたローバンド用局部
発振器１７がオンされる。一方、局部発振器ドライブト
ランジスタ３８がオフとなり、出力端子４０に接続され
たハイバンド用局部発振器１６がオフされる。こうし
て、受信周波数帯域が１０.７ＧＨz〜１１.７５ＧＨzの
ローバンド側に設定される。これに対して、上記オペレ
ーショナルアンプ３５の出力電圧がＶ_Lとなると、スイ
ッチ３７は局部発振器ドライブトランジスタ３８側に切
り替わる。そうすると、局部発振器ドライブトランジス
タ３８がオンとなり、出力端子４０に接続されたハイバ
ンド用局部発振器１６がオンされる。一方、局部発振器
ドライブトランジスタ３９がオフとなり、出力端子４１
に接続されたローバンド用局部発振器１７がオフされ
る。こうして、受信周波数帯域が１１.７ＧＨz〜１２.
７５ＧＨzのハイバンド側に設定される。

【００３５】こうして、上記スイッチング回路９の動作
によって上記受信周波数帯域が設定されると、以下のよ
うにして、周波数変換が行われる。衛星から送られてき
た１２ＧＨzの周波数帯域のＢＳ信号は、パラボラアン
テナ６によってＢＳコンバータ４のフィードホーン５に
集められて低雑音増幅器１９(図２参照)に伝送され、垂
直偏波と水平偏波とに分波される。ここで、垂直偏波お
よび水平偏波の選択は、電源供給部２３へ供給される電
源電圧の高(１８Ｖ)/低(１３Ｖ)に応じた切換部２４の
スイッチング動作によって、低雑音増幅器１９を構成す
るＨＥＭＴ(高電子移動度トランジスタ)を切り換えるこ
とによって行われる。

【００３６】上記低雑音増幅器１９は３段に構成されて
いる。そして、低雑音増幅器１９の１段目は、垂直偏波
および水平偏波の増幅と上記スイッチング動作とを行
う。また、２段目および３段目は、１段目のスイッチン
グ動作によって選択された偏波の増幅を行う。

【００３７】マイクロ波ＢＰＦ２０は、受信されたＢＳ
信号からマイクロ波周波数(１２ＧＨz)以外の周波数成
分を除去して妨害電波の抑制を図る。こうして、増幅/
雑音除去されたマイクロ波信号はミクサ２１に供給され
る。ミクサ２１は、マイクロ波ＢＰＦ２０からのマイク
ロ波信号と、ハイバンド用局部発振器１６あるいはロー
バンド用局部発振器１７のうち上述のようにして設定さ
れた受信周波数帯域に対応する局部発振器からの信号と
の差信号を、上記ＢＳ−ＩＦ信号として出力する。こう
して得られたＢＳ−ＩＦ信号は、ＢＳ−ＩＦ増幅器２２
によって増幅されてＢＳコンバータ出力端子としてのＦ
型コネクタ３を介してＢＳチューナ１に送出される。

【００３８】このように、本実施例においては、上記ハ
イバンド側の受信信号帯域を選択する場合には、電源電
圧にバンド切換用のパルス信号が重畳されたパルス信号
をＢＳチューナ１からＢＳコンバータ４に供給する。そ
うすると、ＢＳコンバータ４は、内蔵するスイッチング
回路９のフィルタ回路１１で抽出されたパルス信号を差
動増幅回路１２および整流回路１３で増幅/整流し、比
較回路１４で基準電圧と比較することによって、バンド
切換用パルス信号の有無を検出する。そして、バンド切
換用パルス信号が検出された場合にはドライブ回路１５
によってハイバンド用局部発振器１７がオンされる。一
方、バンド切換用パルス信号が検出されない場合にはロ
ーバンド用局部発振器１６がオンされる。その際に、上
記差動増幅回路１２は、入力される０.６Ｖ程度のバン
ド切換用パルス信号を約１０倍の電圧Ｖ_T(＝６Ｖ±２
Ｖ)まで増幅するので、高い感度を確保して精度良く動
作することができるのである。

【００３９】また、上記チップ抵抗２７の抵抗値Ｒ₂₇を
変化させることによって差動増幅回路１２の増幅率を変
化できるので、本スイッチング回路９による局部発振器
１６,１７のスイッチング感度を調整して任意に設定で
きる。また、上記整流回路１３は２つのダイオード３
０,３１で整流するようにしているので、パルス・レート
・メータを整流手段として用いる場合よりも簡単な回路
構成でスイッチング回路９を実現できる。さらに、上記
整流回路１３は、抵抗器３２とコンデンサ３３で成るロ
ーパスフィルタを有しているので、局部発振器１６,１
７への制御信号にバンド切換用パルス信号や他のノイズ
が重畳されるのを防止して、局部発振器１６,１７への
悪影響を低減できる。

【００４０】尚、上記実施例においては、上記チップ抵
抗２７の抵抗値Ｒ₂₇を変化させることによって、本スイ
ッチング回路９の敏感さを調整するようにしている。し
かしながら、この発明はこれに限定されるものではな
く、例えば比較回路１４のオペレーショナルアンプ３５
用の基準電位を変化可能にしても差し支えない。

【００４１】

【発明の効果】以上より明らかなように、請求項１に係
る発明のＢＳコンバータのスイッチング回路は、ＢＳチ
ューナから送出されたパルス信号からバンド切換用パル
ス信号の周波数成分のみを抽出するフィルタ回路、この
フィルタ回路からのパルス信号を増幅する増幅回路、上
記増幅されたパルス信号を整流する整流回路、得られた
直流電圧と基準電圧とを比較して上記バンド切換用パル
ス信号の有無を判定する比較回路、上記比較回路の比較
結果(判定結果)に応じた発振周波数の局部発振器を駆動
するドライブ回路を備えているので、波高値が極めて低
いバンド切換用パルス信号を増幅して高い感度で検出で
きる。したがって、上記バンド切換用パルス信号が重畳
されたパルス信号を上記ＢＳチューナからＢＳコンバー
タに送出することによって、精度良く受信信号帯域を切
り換え選択できる。

【００４２】また、請求項２に係る発明のＢＳコンバー
タのスイッチング回路は、上記整流回路はダイオードで
整流するので非常に簡単な構成で実現できる。

【００４３】また、請求項３に係る発明のＢＳコンバー
タのスイッチング回路は、上記フィルタ回路をローパス
フィルタで構成したので、ＢＳチューナからのパルス信
号から高周波ノイズを除去してバンド切換用パルス信号
の周波数成分のみを的確に抽出できる。

【００４４】また、請求項４に係る発明のＢＳコンバー
タのスイッチング回路は、上記フィルタ回路をバンドパ
スフィルタで構成したので、ＢＳチューナからのパルス
信号からバンド切換用パルス信号の周波数成分以外の周
波数成分のノイズを的確に除去できる。

【００４５】また、請求項５に係る発明のＢＳコンバー
タのスイッチング回路は、上記増幅回路に増幅率調整手
段を設けたので、上記増幅回路におけるパルス信号の増
幅率を調整して上記局部発振器の切り換えの敏感さを任
意に設定できる。

【００４６】また、請求項６に係る発明のＢＳコンバー
タのスイッチング回路は、基準電圧調整手段を有してい
るので、基準電圧調整手段によって調整された基準電圧
に従って上記局部発振器の切り換えの敏感さを任意に設
定できる。

【００４７】また、請求項７に係る発明のＢＳコンバー
タのスイッチング回路は、上記整流回路にフィルタ手段
を設けたので、整流後の信号からバンド切換用パルス信
号の周波数成分等のノイズを除去できる。したがって、
上記ドライブ回路から局部発振器への駆動信号にノイズ
が重畳されることを防止できる。

【００４８】また、請求項８に係る発明のＢＳコンバー
タのスイッチング回路は、上記増幅回路を差動増幅回路
で構成したので、反転入力端子の入力電圧を調整するこ
とによってバンド切換用パルス信号の増幅率を調整でき
る。したがって、局部発振器の切り換えの敏感さを任意
に設定でき、不要ノイズ等の誤動作にも対応できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明のＢＳコンバータのスイッチング回路
を具備したＢＳ放送受信系の構成図である。

【図２】図１におけるＢＳコンバータの内部回路を示す
図である。

【図３】図２におけるスイッチング回路の具体的な回路
図である。

【図４】パルス・レート・メータの回路図である。

【符号の説明】１…ＢＳチューナ、２…ＢＳケーブ
ル、４…ＢＳコンバータ、６…パラボラアン
テナ、９…スイッチング回路、１１…フィルタ回
路、１２…差動増幅回路、１３…整流回路、１４…比較回路、１５…ドライブ回
路、１６…ハイバンド局部発振器、１７…ローバンド
局部発振器、１９…低雑音増幅器、２０…マイクロ波
ＢＰＦ、２１…ミクサ、２２…ＢＳ−ＩＦ
増幅器、２５…ＢＰＦ、２６…ＬＰＦ、２７,２８…チップ抵抗、２９,３５…オペ
レーショナルアンプ、３０,３１…ダイオード、３２,３４…抵抗
器、３３…コンデンサ、３６…電池、３７…スイッチ、３８,３９…局部発振器ドライブトランジスタ。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】衛星放送用コンバータに内蔵された異な
る発振周波数を有する複数の局部発振器を、衛星放送用
チューナから送出されるバンド切換用パルス信号が重畳
されたパルス信号に応じて切り換える衛星放送用コンバ
ータのスイッチング回路であって、上記衛星放送用チューナからのパルス信号を取り込ん
で、上記バンド切換用パルス信号の周波数成分のみを抽
出するフィルタ回路と、上記フィルタ回路からのパルス信号を増幅する増幅回路
と、上記増幅回路によって増幅されたパルス信号を整流する
整流回路と、上記整流回路からの直流電圧と基準電圧とを比較して、
上記パルス信号に上記バンド切換用パルス信号が重畳さ
れているか否かを表す信号を出力する比較回路と、上記比較回路からの信号を受けて、上記比較結果に応じ
た発振周波数の局部発振器を駆動するドライブ回路を備
えたことを特徴とする衛星放送用コンバータのスイッチ
ング回路。
【請求項２】請求項１に記載の衛星放送用コンバータ
のスイッチング回路において、上記整流回路は、ダイオードを有することを特徴とする
衛星放送用コンバータのスイッチング回路。
【請求項３】請求項１に記載の衛星放送用コンバータ
のスイッチング回路において、上記フィルタ回路は、ローパスフィルタであることを特
徴とする衛星放送用コンバータのスイッチング回路。
【請求項４】請求項１に記載の衛星放送用コンバータ
のスイッチング回路において、上記フィルタ回路は、バンドパスフィルタであることを
特徴とする衛星放送用コンバータのスイッチング回路。
【請求項５】請求項１に記載の衛星放送用コンバータ
のスイッチング回路において、上記増幅回路は、上記パルス信号の増幅率を調整する増
幅率調整手段を備えたことを特徴とする衛星放送用コン
バータのスイッチング回路。
【請求項６】請求項１に記載の衛星放送用コンバータ
のスイッチング回路において、基準電圧を調整する基準電圧調整手段を備えたことを特
徴とする衛星放送用コンバータのスイッチング回路。
【請求項７】請求項１に記載の衛星放送用コンバータ
のスイッチング回路において、上記整流回路は、フィルタ手段を有することを特徴とす
る衛星放送用コンバータのスイッチング回路。
【請求項８】請求項１に記載の衛星放送用コンバータ
のスイッチング回路において、上記増幅回路は、差動増幅回路であることを特徴とする
衛星放送用コンバータのスイッチング回路。