JP2947256B1 - 電圧判定回路及びこれを備える電池パック - Google Patents
電圧判定回路及びこれを備える電池パックInfo
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- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Tests Of Electric Status Of Batteries (AREA)
Abstract
【要約】
【目的】 低消費電流で高精度の電圧判定ができる電圧
判定回路及びこれを備える電池パック４１を提供する。 【解決手段】 １個のダイオードまたは直列に接続され
る複数のダイオードＤ１〜Ｄｎを被測定電圧に挿入し、
カレントミラー回路ＣＭ１により電圧を測定し、その出
力電流と予め設定しておいた基準電流Ｉｒとをカレント
ミラー回路ＣＭ２に依って比較し、その判定結果を出力
する。
判定回路及びこれを備える電池パック４１を提供する。 【解決手段】 １個のダイオードまたは直列に接続され
る複数のダイオードＤ１〜Ｄｎを被測定電圧に挿入し、
カレントミラー回路ＣＭ１により電圧を測定し、その出
力電流と予め設定しておいた基準電流Ｉｒとをカレント
ミラー回路ＣＭ２に依って比較し、その判定結果を出力
する。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電圧判定回路及び
これを備える電池パックに関し、特に、充電式電池に好
適に使用される電圧判定回路及びこれを備えた充電式電
池パックに関する。
これを備える電池パックに関し、特に、充電式電池に好
適に使用される電圧判定回路及びこれを備えた充電式電
池パックに関する。
【０００２】
【従来の技術】移動電話や携帯端末等の普及に伴い、充
電式小型電池の需要が増大している。かかる充電式小型
電池としてリチウムイオン電池が知れられており、例え
ば、複数個のリチウムイオン電池が直列に接続されて、
所望の電圧を出力するリチウム電池パックとして構成さ
れる形式のものも市販されている。
電式小型電池の需要が増大している。かかる充電式小型
電池としてリチウムイオン電池が知れられており、例え
ば、複数個のリチウムイオン電池が直列に接続されて、
所望の電圧を出力するリチウム電池パックとして構成さ
れる形式のものも市販されている。
【０００３】リチウム電池では、過充電によって電池が
破裂する等の事例があり、このような過充電を防止する
必要がある。このため、前記リチウム電池パックでは、
個々のリチウム電池が所定の充電電圧に達したら、全体
の充電を停止して過充電を防止する構成が採用される。
この目的のために、電池の端子電圧を判定する電圧判定
回路が各電池（セル）ごとに設けられている。
破裂する等の事例があり、このような過充電を防止する
必要がある。このため、前記リチウム電池パックでは、
個々のリチウム電池が所定の充電電圧に達したら、全体
の充電を停止して過充電を防止する構成が採用される。
この目的のために、電池の端子電圧を判定する電圧判定
回路が各電池（セル）ごとに設けられている。
【０００４】図５は、リチウム電池パックに内蔵される
従来の電圧判定回路を示す回路図である。電圧判定回路
は、被判定電圧Ｖｉｎが入力される差動アンプＯＰ１
と、差動アンプＯＰ１の出力を所定の基準電圧Ｖｒｅｆ
と比較するコンパレータＣＭＰ１とで構成されている。
被判定電圧Ｖinは、抵抗Ｒ１及びＲ３を介して夫々差動
アンプＯＰ１の反転入力（−）及び非反転入力（＋）に
入力され、差動アンプＯＰ１の出力は抵抗Ｒ２を介して
その反転入力（−）に負帰還され、非反転入力（＋）は
抵抗Ｒ４を介して接地されている。
従来の電圧判定回路を示す回路図である。電圧判定回路
は、被判定電圧Ｖｉｎが入力される差動アンプＯＰ１
と、差動アンプＯＰ１の出力を所定の基準電圧Ｖｒｅｆ
と比較するコンパレータＣＭＰ１とで構成されている。
被判定電圧Ｖinは、抵抗Ｒ１及びＲ３を介して夫々差動
アンプＯＰ１の反転入力（−）及び非反転入力（＋）に
入力され、差動アンプＯＰ１の出力は抵抗Ｒ２を介して
その反転入力（−）に負帰還され、非反転入力（＋）は
抵抗Ｒ４を介して接地されている。
【０００５】上記構成により、被判定電圧Ｖｉｎの電圧
値は、差動アンプＯＰ１で所定の比率で変換された後
に、コンパレータＣＭＰ１で基準電圧Ｖｒｅｆと比較さ
れる。変換された電圧値が、基準電圧Ｖｒｅｆに達する
と、コンパレータＣＭＰ１の出力ｏｕｔが反転する。リ
チウム電池パック内部では、電池の充電中に１つの電圧
判定回路の出力が“Ｌ”になると、その充電を停止す
る。
値は、差動アンプＯＰ１で所定の比率で変換された後
に、コンパレータＣＭＰ１で基準電圧Ｖｒｅｆと比較さ
れる。変換された電圧値が、基準電圧Ｖｒｅｆに達する
と、コンパレータＣＭＰ１の出力ｏｕｔが反転する。リ
チウム電池パック内部では、電池の充電中に１つの電圧
判定回路の出力が“Ｌ”になると、その充電を停止す
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の電圧判定回
路では、差動アンプの非反転端子が抵抗Ｒ４を介して接
地されており、夫々の電位にある各セルの負極端子との
間に電位差があるため、電流が流れ続けている。このた
め、電圧判定回路の消費電流が大きいという問題があ
る。従来の方法では消費電流を１μＡ以下にするために
は１０ＭΩ以上の抵抗がたくさん必要になり（Ｒ１〜Ｒ
４）、それらを集積回路に内蔵することは不可能であ
る。
路では、差動アンプの非反転端子が抵抗Ｒ４を介して接
地されており、夫々の電位にある各セルの負極端子との
間に電位差があるため、電流が流れ続けている。このた
め、電圧判定回路の消費電流が大きいという問題があ
る。従来の方法では消費電流を１μＡ以下にするために
は１０ＭΩ以上の抵抗がたくさん必要になり（Ｒ１〜Ｒ
４）、それらを集積回路に内蔵することは不可能であ
る。
【０００７】また、電圧判定の精度を高めるためには、
各抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値に高い精度が要求される。こ
こで、判定回路を構成するＩＣとは別に各抵抗を個別に
製作すれば、高い精度の抵抗値は得られるが、判定回路
の回路規模が大きくなり、コストもかさむという問題が
生ずる。
各抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値に高い精度が要求される。こ
こで、判定回路を構成するＩＣとは別に各抵抗を個別に
製作すれば、高い精度の抵抗値は得られるが、判定回路
の回路規模が大きくなり、コストもかさむという問題が
生ずる。
【０００８】本発明は、上記に鑑み、低消費電流で作動
でき、回路規模を増大させることなく高精度の電圧判定
が可能な電圧判定回路、及び、該電圧判定回路を備え電
池の消耗を低く抑えた電池パックを提供することを目的
とする。
でき、回路規模を増大させることなく高精度の電圧判定
が可能な電圧判定回路、及び、該電圧判定回路を備え電
池の消耗を低く抑えた電池パックを提供することを目的
とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の電圧判定回路は、被判定電圧に順方向に挿
入される１のダイオード又は直列接続された複数のダイ
オードと、該ダイオードの順方向電流を取り出す電流取
出し部と、該電流取出し部からの出力電流を所定の電流
値と比較しその比較結果を出力する比較部とを備えるこ
とを特徴とする。
に、本発明の電圧判定回路は、被判定電圧に順方向に挿
入される１のダイオード又は直列接続された複数のダイ
オードと、該ダイオードの順方向電流を取り出す電流取
出し部と、該電流取出し部からの出力電流を所定の電流
値と比較しその比較結果を出力する比較部とを備えるこ
とを特徴とする。
【００１０】本発明の電圧判定回路では、被判定電圧が
ダイオードの順方向電流に変換され、その順方向電流を
所定の基準電流と比較することで、被判定電圧が所定の
電圧に達したか否かが判定できる。この場合、ダイオー
ドの順方向電流と順方向電圧との間の変換精度は高いの
で、高い精度での電圧判定が可能である。また、所定の
電圧以下の被判定電圧では、ダイオードの順方向電流は
きわめて小さく設定できるので、判定に必要な消費電流
も小さくできる。
ダイオードの順方向電流に変換され、その順方向電流を
所定の基準電流と比較することで、被判定電圧が所定の
電圧に達したか否かが判定できる。この場合、ダイオー
ドの順方向電流と順方向電圧との間の変換精度は高いの
で、高い精度での電圧判定が可能である。また、所定の
電圧以下の被判定電圧では、ダイオードの順方向電流は
きわめて小さく設定できるので、判定に必要な消費電流
も小さくできる。
【００１１】ここで、前記電流取出し部が、前記ダイオ
ードに直列接続されるレファレンス側の第１のトランジ
スタと、出力側の第２のトランジスタとを備える第１の
カレントミラー回路を備えることが好ましい。この場
合、電流取出し部は、ダイオードの順方向電流を特に精
度高く取り出すことが出来る。また、この場合には、ダ
イオード接続される第１のトランジスタの構造と、前記
ダイオードの構造とを共通にすることができ、特に電圧
判定回路の設計が容易になる。
ードに直列接続されるレファレンス側の第１のトランジ
スタと、出力側の第２のトランジスタとを備える第１の
カレントミラー回路を備えることが好ましい。この場
合、電流取出し部は、ダイオードの順方向電流を特に精
度高く取り出すことが出来る。また、この場合には、ダ
イオード接続される第１のトランジスタの構造と、前記
ダイオードの構造とを共通にすることができ、特に電圧
判定回路の設計が容易になる。
【００１２】また、前記比較部は、基準電流が流れるレ
ファレンス側の第３のトランジスタと、前記第２のトラ
ンジスタと直列に接続される出力側の第４のトランジス
タとを有する第２のカレントミラー回路を備えることが
好ましい。この場合、第２のトランジスタ及び第４のト
ランジスタを相互に接続する接続ノードの電位の“Ｈ”
または“Ｌ”によって、被判定電圧が所定の電圧値に達
したか否かが容易に判定できる。
ファレンス側の第３のトランジスタと、前記第２のトラ
ンジスタと直列に接続される出力側の第４のトランジス
タとを有する第２のカレントミラー回路を備えることが
好ましい。この場合、第２のトランジスタ及び第４のト
ランジスタを相互に接続する接続ノードの電位の“Ｈ”
または“Ｌ”によって、被判定電圧が所定の電圧値に達
したか否かが容易に判定できる。
【００１３】本発明の電池パックは、相互に直列に接続
される複数のバッテリと、該バッテリの夫々に対応して
配設され対応するバッテリの端子電圧を判定する複数の
電圧判定回路とを備え、該電圧判定回路が上記本発明の
電圧判定回路であることを特徴とする。
される複数のバッテリと、該バッテリの夫々に対応して
配設され対応するバッテリの端子電圧を判定する複数の
電圧判定回路とを備え、該電圧判定回路が上記本発明の
電圧判定回路であることを特徴とする。
【００１４】本発明の電池パックでは、充電電圧の測定
に必要な消費電流が小さいので、電池の消耗が低く抑え
られる。また、ダイオード、電流取出し部、及び、比較
部は精度高くＩＣに作り込むことができ、判定回路の回
路規模を、従って、電池パックの全体規模を小さく抑え
ることが出来る。
に必要な消費電流が小さいので、電池の消耗が低く抑え
られる。また、ダイオード、電流取出し部、及び、比較
部は精度高くＩＣに作り込むことができ、判定回路の回
路規模を、従って、電池パックの全体規模を小さく抑え
ることが出来る。
【００１５】
【発明の実施の形態】図面を参照して本発明を更に詳細
に説明する。図１は、本発明の第１の実施形態例の電圧
判定回路を示す。本電圧判定回路は、被測定電圧Ｖｉｎ
に順方向に挿入され相互に直列に接続されるｎ−１個の
ダイオードＤ１〜Ｄn-1と、ダイオードの順方向電流を
取り出す第１のカレントミラー回路ＣＭ１と、基準電流
を得てこれを取り出すための第２のカレントミラー回路
ＣＭ２とを備える。
に説明する。図１は、本発明の第１の実施形態例の電圧
判定回路を示す。本電圧判定回路は、被測定電圧Ｖｉｎ
に順方向に挿入され相互に直列に接続されるｎ−１個の
ダイオードＤ１〜Ｄn-1と、ダイオードの順方向電流を
取り出す第１のカレントミラー回路ＣＭ１と、基準電流
を得てこれを取り出すための第２のカレントミラー回路
ＣＭ２とを備える。
【００１６】各ダイオードＤ１〜Ｄn-1は、ベースとコ
レクタとが共通に接続されたダイオード接続のＰＮＰト
ランジスタから構成される。第１のカレントミラー回路
ＣＭ１は、電流路がダイオードＤ１〜Ｄn-1と直列に接
続され且つダイオード接続されたレファレンス側の第１
のＰＮＰトランジスタＴｒ１と、この第１のＰＮＰトラ
ンジスタの共通接続されたベース及びコレクタにベース
が接続された出力側の第２のＰＮＰトランジスタＴｒ２
とから構成される。ここで、ｎ−１個の各ダイオードＤ
１〜Ｄn-1及び第１のカレントミラー回路ＣＭ１のダイ
オード接続された第１のＰＮＰトランジスタＴｒ１は、
いずれも同じ構造を有し、これらはｎ個の同じ構造のダ
イオードＤ１〜Ｄｎと見なすことが出来る。ダイオード
Ｄ１〜Ｄｎの電流特性は、被判定電圧の大きさに対応し
て設計される。
レクタとが共通に接続されたダイオード接続のＰＮＰト
ランジスタから構成される。第１のカレントミラー回路
ＣＭ１は、電流路がダイオードＤ１〜Ｄn-1と直列に接
続され且つダイオード接続されたレファレンス側の第１
のＰＮＰトランジスタＴｒ１と、この第１のＰＮＰトラ
ンジスタの共通接続されたベース及びコレクタにベース
が接続された出力側の第２のＰＮＰトランジスタＴｒ２
とから構成される。ここで、ｎ−１個の各ダイオードＤ
１〜Ｄn-1及び第１のカレントミラー回路ＣＭ１のダイ
オード接続された第１のＰＮＰトランジスタＴｒ１は、
いずれも同じ構造を有し、これらはｎ個の同じ構造のダ
イオードＤ１〜Ｄｎと見なすことが出来る。ダイオード
Ｄ１〜Ｄｎの電流特性は、被判定電圧の大きさに対応し
て設計される。
【００１７】第２のカレントミラー回路ＣＭ２は、基準
電流を得るための抵抗Ｒ５に直列に接続され且つダイオ
ード接続されたレファレンス側の第１のＮＰＮトランジ
スタＴｒ３と、第１のＮＰＮトランジスタの共通接続さ
れたベース及びコレクタにベースが接続された出力側の
第２のＮＰＮトランジスタＴｒ４とから構成される。抵
抗Ｒ５は、精度の高い抵抗値を得るために、電圧判定回
路を構成するＩＣに外付けの抵抗として製作される。な
お、本実施形態例では、各カレントミラー回路ＣＭ１及
びＣＭ２におけるレファレンス側と出力側の電流比率
は、１：１である。
電流を得るための抵抗Ｒ５に直列に接続され且つダイオ
ード接続されたレファレンス側の第１のＮＰＮトランジ
スタＴｒ３と、第１のＮＰＮトランジスタの共通接続さ
れたベース及びコレクタにベースが接続された出力側の
第２のＮＰＮトランジスタＴｒ４とから構成される。抵
抗Ｒ５は、精度の高い抵抗値を得るために、電圧判定回
路を構成するＩＣに外付けの抵抗として製作される。な
お、本実施形態例では、各カレントミラー回路ＣＭ１及
びＣＭ２におけるレファレンス側と出力側の電流比率
は、１：１である。
【００１８】本実施形態例の電圧判定回路は以下のよう
に動作する。被判定電圧Ｖｉｎは、直列接続されたｎ個
のダイオードＤ１〜Ｄｎに対して順方向に印加され、判
定出力は、第２のＰＮＰトランジスタＴｒ２と第２のＮ
ＰＮトランジスタＴｒ４のコレクタの接続ノードから取
り出される。被判定電圧Ｖｉｎは、ｎ個の直列接続ダイ
オードの順方向電流Ｉｏに変換され、この電流Ｉ0は第
１のカレントミラー回路で第２のＰＮＰトランジスタＴ
ｒ２のコレクタ電流として取り出される。一方、抵抗Ｒ
５で規定される基準電流Ｉrも第２のカレントミラー回
路で第２のＮＰＮトランジスタのコレクタ電流として取
り出される。
に動作する。被判定電圧Ｖｉｎは、直列接続されたｎ個
のダイオードＤ１〜Ｄｎに対して順方向に印加され、判
定出力は、第２のＰＮＰトランジスタＴｒ２と第２のＮ
ＰＮトランジスタＴｒ４のコレクタの接続ノードから取
り出される。被判定電圧Ｖｉｎは、ｎ個の直列接続ダイ
オードの順方向電流Ｉｏに変換され、この電流Ｉ0は第
１のカレントミラー回路で第２のＰＮＰトランジスタＴ
ｒ２のコレクタ電流として取り出される。一方、抵抗Ｒ
５で規定される基準電流Ｉrも第２のカレントミラー回
路で第２のＮＰＮトランジスタのコレクタ電流として取
り出される。
【００１９】被判定電圧Ｖｉｎが所定の電圧Ｖｒｅｆよ
りも低いと、順方向電流Ｉｏは基準電流Ｉｒよりも小さ
く、出力端子ｏｕｔの電位は、低電位側電位である接地
電位になる。つまり、出力端子ｏｕｔから“Ｌ”が出力
される。被判定電圧Ｖｉｎが所定の電圧Ｖｒｅｆよりも
高くなると、順方向電流Ｉｏが基準電流Ｉｒよりも大き
くなり、出力端子ｏｕｔの電位は、高電位側電位である
Ｖｃｃになる。つまり、出力端子ｏｕｔから“Ｈ”が出
力される。
りも低いと、順方向電流Ｉｏは基準電流Ｉｒよりも小さ
く、出力端子ｏｕｔの電位は、低電位側電位である接地
電位になる。つまり、出力端子ｏｕｔから“Ｌ”が出力
される。被判定電圧Ｖｉｎが所定の電圧Ｖｒｅｆよりも
高くなると、順方向電流Ｉｏが基準電流Ｉｒよりも大き
くなり、出力端子ｏｕｔの電位は、高電位側電位である
Ｖｃｃになる。つまり、出力端子ｏｕｔから“Ｈ”が出
力される。
【００２０】各ダイオードＤ１〜Ｄｎの電流特性は、所
定の判定電圧ＶＴと、直列に接続されるダイオードの個
数ｎと、比較電流Ｉｒとの関係によって定められる。こ
こで、各ダイオードの順方向電圧降下ＶFは、 ＶF=ＶT／ｎ であり、また、ＶFはバイポーラトランジスタのベース
・エミッタ間電圧として、 ＶF＝（ｋＴ／ｑ）・ｌｎ（Ｉｒ／Ｉｓ） から求められる。ここで、Ｉｒは基準電流、Ｉｓはトラ
ンジスタの逆飽和電流、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対
温度、ｑは電子の電荷量１．６×１０-19クーロンであ
る。Ｔ＝３００Ｋ（２７℃）とした場合には、ｋＴ／ｑ
＝０．０２５９Ｖになる。基準電流Ｉｒは、抵抗Ｒ５の
選定によって定まり、例えば抵抗Ｒ５を４ＭΩ、電源電
圧Ｖｃｃを４Ｖ＋ＶBEとすると、基準電流Ｉｒは１μＡ
となる。ここで、判定電圧ＶＴを４．２Ｖ、ｎを７とす
ると、ＶF=０．６Ｖとなる。この場合、トランジスタの
逆飽和電流Ｉｓを８．７×１０-17Ａにすればよい。ト
ランジスタの逆飽和電流Ｉｓは、集積回路の製造工程に
おいてエミッタの大きさを変えることで任意に設定でき
る。
定の判定電圧ＶＴと、直列に接続されるダイオードの個
数ｎと、比較電流Ｉｒとの関係によって定められる。こ
こで、各ダイオードの順方向電圧降下ＶFは、 ＶF=ＶT／ｎ であり、また、ＶFはバイポーラトランジスタのベース
・エミッタ間電圧として、 ＶF＝（ｋＴ／ｑ）・ｌｎ（Ｉｒ／Ｉｓ） から求められる。ここで、Ｉｒは基準電流、Ｉｓはトラ
ンジスタの逆飽和電流、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対
温度、ｑは電子の電荷量１．６×１０-19クーロンであ
る。Ｔ＝３００Ｋ（２７℃）とした場合には、ｋＴ／ｑ
＝０．０２５９Ｖになる。基準電流Ｉｒは、抵抗Ｒ５の
選定によって定まり、例えば抵抗Ｒ５を４ＭΩ、電源電
圧Ｖｃｃを４Ｖ＋ＶBEとすると、基準電流Ｉｒは１μＡ
となる。ここで、判定電圧ＶＴを４．２Ｖ、ｎを７とす
ると、ＶF=０．６Ｖとなる。この場合、トランジスタの
逆飽和電流Ｉｓを８．７×１０-17Ａにすればよい。ト
ランジスタの逆飽和電流Ｉｓは、集積回路の製造工程に
おいてエミッタの大きさを変えることで任意に設定でき
る。
【００２１】図２は、所望の判定電圧ＶTを得るために
必要な基準電流Ｉｒを、直列接続されるダイオードの数
ｎごとに示すグラフである。基準電流を対数目盛にする
と、図のような線型の関係が得られる。Ｉｒが一桁変わ
ると、判定電圧は約６０ｍＶ変化する。このように定め
られたＩｒによって、抵抗Ｒ５の値が設定される。
必要な基準電流Ｉｒを、直列接続されるダイオードの数
ｎごとに示すグラフである。基準電流を対数目盛にする
と、図のような線型の関係が得られる。Ｉｒが一桁変わ
ると、判定電圧は約６０ｍＶ変化する。このように定め
られたＩｒによって、抵抗Ｒ５の値が設定される。
【００２２】上記実施形態例の電圧判定回路では、ダイ
オードの順方向電圧が一定の電圧に達するまでは、ダイ
オードに大きな電流は流れない。また、電圧判定回路内
に接地箇所を持たないので、前記電池パックにおける、
低電位側端子が特定の電位にある端子電圧の判定に使用
しても、接地との間に循環電流は流れず、従来に比して
消費電流の低減が可能である。更に、トランジスタの逆
飽和電流は高精度に設定できるので、正確なダイオード
の順方向電圧が得られ、従って精度の高い電圧判定がで
きる。また、精度が高い抵抗値を必要とする外付け抵抗
はＲ５の１つだけであり、回路規模が小さく構成でき
る。
オードの順方向電圧が一定の電圧に達するまでは、ダイ
オードに大きな電流は流れない。また、電圧判定回路内
に接地箇所を持たないので、前記電池パックにおける、
低電位側端子が特定の電位にある端子電圧の判定に使用
しても、接地との間に循環電流は流れず、従来に比して
消費電流の低減が可能である。更に、トランジスタの逆
飽和電流は高精度に設定できるので、正確なダイオード
の順方向電圧が得られ、従って精度の高い電圧判定がで
きる。また、精度が高い抵抗値を必要とする外付け抵抗
はＲ５の１つだけであり、回路規模が小さく構成でき
る。
【００２３】図３は、本発明の第２の実施形態例の電圧
判定回路を示す。本実施形態例の電圧判定回路は、ダイ
オードＤ１〜Ｄn-1及び第１のカレントミラー回路ＣＭ
１にＮＰＮトランジスタを用いた点、第１のカレントミ
ラー回路ＣＭ１と第２のカレントミラー回路ＣＭ２との
間に第３のカレントミラー回路ＣＭ３を設け、第２のカ
レントミラー回路の出力側トランジスタＴｒ８と第２の
カレントミラー回路の出力側トランジスタＴｒ４の接続
ノードに出力端子を設けた点で第１の実施形態例と異な
る。
判定回路を示す。本実施形態例の電圧判定回路は、ダイ
オードＤ１〜Ｄn-1及び第１のカレントミラー回路ＣＭ
１にＮＰＮトランジスタを用いた点、第１のカレントミ
ラー回路ＣＭ１と第２のカレントミラー回路ＣＭ２との
間に第３のカレントミラー回路ＣＭ３を設け、第２のカ
レントミラー回路の出力側トランジスタＴｒ８と第２の
カレントミラー回路の出力側トランジスタＴｒ４の接続
ノードに出力端子を設けた点で第１の実施形態例と異な
る。
【００２４】本実施形態例の電圧判定回路では、ダイオ
ードＤ１〜ＤｎをＮＰＮトランジスタで構成したことに
より、電圧判定回路を複数備えた場合に、各電圧判定回
路の出力ｏｕｔの“Ｈ”レベルが高電位側電位Ｖｃｃに
統一できるので、次段の回路構成が簡単になるという利
点がある。
ードＤ１〜ＤｎをＮＰＮトランジスタで構成したことに
より、電圧判定回路を複数備えた場合に、各電圧判定回
路の出力ｏｕｔの“Ｈ”レベルが高電位側電位Ｖｃｃに
統一できるので、次段の回路構成が簡単になるという利
点がある。
【００２５】図４は、本発明の第３の実施形態例を成
す、本発明の電圧判定回路を備えた電池パックのブロッ
ク図を示す。
す、本発明の電圧判定回路を備えた電池パックのブロッ
ク図を示す。
【００２６】電池パックは、４Ｖの端子電圧を有する４
個のリチウム電池Ｅ１〜Ｅ４が直列に接続されて電源部
が構成されており、各電池Ｅ１〜Ｅ４に対応して配設さ
れ電池の端子電圧が所定の電圧に達したか否かを判定す
る電圧判定回路ＤＴ１〜ＤＴ４と、各電圧判定回路ＤＴ
１〜ＤＴ４のＡＮＤをとるＡＮＤゲートＡＮＤ１とを備
える。
個のリチウム電池Ｅ１〜Ｅ４が直列に接続されて電源部
が構成されており、各電池Ｅ１〜Ｅ４に対応して配設さ
れ電池の端子電圧が所定の電圧に達したか否かを判定す
る電圧判定回路ＤＴ１〜ＤＴ４と、各電圧判定回路ＤＴ
１〜ＤＴ４のＡＮＤをとるＡＮＤゲートＡＮＤ１とを備
える。
【００２７】通常時は、各電圧判定回路ＤＴ１〜ＤＴ４
の出力が“Ｈ”であるため、ＡＮＤゲートＡＮＤ１の出
力は、“Ｈ”であり、充電が進んでリチウム電池の端子
電圧が上昇し、１つのリチウム電池の端子電圧が所定の
電圧よりも高くなると、対応する電圧判定回路の出力が
“Ｌ”になり、ＡＮＤゲートの出力が“Ｌ”になる。こ
の信号“Ｌ”によって充電回路による電池パックの充電
を停止する。
の出力が“Ｈ”であるため、ＡＮＤゲートＡＮＤ１の出
力は、“Ｈ”であり、充電が進んでリチウム電池の端子
電圧が上昇し、１つのリチウム電池の端子電圧が所定の
電圧よりも高くなると、対応する電圧判定回路の出力が
“Ｌ”になり、ＡＮＤゲートの出力が“Ｌ”になる。こ
の信号“Ｌ”によって充電回路による電池パックの充電
を停止する。
【００２８】以上、本発明をその好適な実施形態例に基
づいて説明したが、本発明の電圧判定回路は、上記実施
形態例の構成にのみ限定されるものでなく、上記実施形
態例の構成から種々の修正および変更を施した電圧判定
回路も、本発明の範囲に含まれる。
づいて説明したが、本発明の電圧判定回路は、上記実施
形態例の構成にのみ限定されるものでなく、上記実施形
態例の構成から種々の修正および変更を施した電圧判定
回路も、本発明の範囲に含まれる。
【００２９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の電圧判定
回路及びこれを備える電池パックによれば、充電後の放
電を防ぎ、低消費電流で高精度の電圧判定ができる。
回路及びこれを備える電池パックによれば、充電後の放
電を防ぎ、低消費電流で高精度の電圧判定ができる。
【図１】本発明の第１の実施形態例に依る電圧判定回路
の回路図。
の回路図。
【図２】基準電流Ｉｒを求めるためのグラフ。
【図３】本発明の第２の実施形態例に依る電圧判定回路
の回路図。
の回路図。
【図４】本発明の第３の実施形態例に依る電池パックの
回路図。
回路図。
【図５】従来のバッテリーの電圧判定回路の回路図。
Ｄ１〜Ｄn-1、Ｄｎ ダイオード１〜ｎ Ｔｒ１、Ｔｒ２ ｎ型トランジスタ Ｔｒ３、Ｔｒ４、Ｔｒ５、Ｔｒ６ ｐ型トランジスタ ＣＭ１〜ＣＭ３ カレントミラー回路 Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗 Ｒ５ 外付け抵抗 Ｉｏ 準方向電流 Ｉｒ 基準電流 ＤＴ１〜ＤＴ４ 電圧判定回路 Ｅ１〜Ｅ４ 電池セル ＡＮＤ１ ＡＮＤゲート Ｖｃｃ 高電位側電位 Ｖｒｅｆ 基準電圧 Ｖｉｎ 被判定電圧 ＯＰ１ 作動アンプ ＣＭＰ１ コンパレータ ４１ 電池パック
Claims (6)
- 【請求項１】 被判定電圧に順方向に挿入される１のダ
イオード又は直列接続された複数のダイオードと、該ダ
イオードの順方向電流を取り出す電流取出し部と、該電
流取出し部からの出力電流を所定の電流値と比較しその
比較結果を出力する比較部とを備えることを特徴とする
電圧判定回路。 - 【請求項２】 前記電流取出し部が、前記ダイオードに
直列接続されるレファレンス側の第１のトランジスタ
と、出力側の第２のトランジスタとを備える第１のカレ
ントミラー回路を備えることを特徴とする請求項１に記
載の電圧判定回路。 - 【請求項３】 前記比較部は、基準電流が流れるレファ
レンス側の第３のトランジスタと、前記トランジスタと
直列に接続される出力側の第４のトランジスタとを有す
る第２のカレントミラー回路を備えることを特徴とする
請求項２に記載の電圧判定回路。 - 【請求項４】 前記ダイオードが前記第１のトランジス
タと同じ構造のトランジスタから構成されることを特徴
とする請求項１〜３のいずれか一に記載の電圧判定回
路。 - 【請求項５】 相互に直列に接続される複数のバッテリ
と、該バッテリの夫々に対応して配設され対応するバッ
テリの端子電圧を判定する複数の電圧判定回路とを備
え、該電圧判定回路が請求項１乃至４のいずれか一に記
載の電圧判定回路であることを特徴とする電池パック。 - 【請求項６】 前記複数の電圧判定回路を一のチップに
搭載したことを特徴とする請求項５に記載の電池パッ
ク。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10060895A JP2947256B1 (ja) | 1998-03-12 | 1998-03-12 | 電圧判定回路及びこれを備える電池パック |
| US09/265,780 US6091226A (en) | 1998-03-12 | 1999-03-10 | Voltage judgment circuit and battery cell pack having the same |
| DE19911098A DE19911098B4 (de) | 1998-03-12 | 1999-03-12 | Batteriezellenpaket |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10060895A JP2947256B1 (ja) | 1998-03-12 | 1998-03-12 | 電圧判定回路及びこれを備える電池パック |
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| Publication Number | Publication Date |
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| JP2947256B1 true JP2947256B1 (ja) | 1999-09-13 |
| JPH11260423A JPH11260423A (ja) | 1999-09-24 |
Family
ID=13155560
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10060895A Expired - Fee Related JP2947256B1 (ja) | 1998-03-12 | 1998-03-12 | 電圧判定回路及びこれを備える電池パック |
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| US6885224B2 (en) * | 2002-04-20 | 2005-04-26 | Texas Instruments Incorporated | Apparatus for comparing an input voltage with a threshold voltage |
| US7665063B1 (en) | 2004-05-26 | 2010-02-16 | Pegasystems, Inc. | Integration of declarative rule-based processing with procedural programming |
| DE102004038552B4 (de) * | 2004-08-06 | 2006-05-11 | Atmel Germany Gmbh | Spannungskomparator |
| JP2006112906A (ja) * | 2004-10-14 | 2006-04-27 | Sanyo Electric Co Ltd | 電圧検出回路 |
| US7015683B1 (en) * | 2004-10-20 | 2006-03-21 | Analog Devices, Inc. | JFET switch select circuit |
| US7812569B2 (en) * | 2004-12-17 | 2010-10-12 | Visteon Global Technologies, Inc. | Circuit to measure vehicle battery voltage |
| US8335704B2 (en) | 2005-01-28 | 2012-12-18 | Pegasystems Inc. | Methods and apparatus for work management and routing |
| US8924335B1 (en) | 2006-03-30 | 2014-12-30 | Pegasystems Inc. | Rule-based user interface conformance methods |
| US8250525B2 (en) | 2007-03-02 | 2012-08-21 | Pegasystems Inc. | Proactive performance management for multi-user enterprise software systems |
| US9091736B2 (en) * | 2009-01-06 | 2015-07-28 | Texas Instruments Incorporated | Systems and methods of battery cell anomaly detection |
| US8253383B2 (en) * | 2009-02-05 | 2012-08-28 | O2Micro Inc | Circuits and methods for monitoring multi-cell battery packs |
| US8843435B1 (en) | 2009-03-12 | 2014-09-23 | Pegasystems Inc. | Techniques for dynamic data processing |
| US8468492B1 (en) | 2009-03-30 | 2013-06-18 | Pegasystems, Inc. | System and method for creation and modification of software applications |
| US8880487B1 (en) | 2011-02-18 | 2014-11-04 | Pegasystems Inc. | Systems and methods for distributed rules processing |
| US9195936B1 (en) | 2011-12-30 | 2015-11-24 | Pegasystems Inc. | System and method for updating or modifying an application without manual coding |
| FR2995696B1 (fr) * | 2012-09-19 | 2015-05-29 | Commissariat Energie Atomique | Circuit de mesure de tension differentielle |
| US10469396B2 (en) | 2014-10-10 | 2019-11-05 | Pegasystems, Inc. | Event processing with enhanced throughput |
| US10698599B2 (en) | 2016-06-03 | 2020-06-30 | Pegasystems, Inc. | Connecting graphical shapes using gestures |
| US10698647B2 (en) | 2016-07-11 | 2020-06-30 | Pegasystems Inc. | Selective sharing for collaborative application usage |
| US11048488B2 (en) | 2018-08-14 | 2021-06-29 | Pegasystems, Inc. | Software code optimizer and method |
| US11567945B1 (en) | 2020-08-27 | 2023-01-31 | Pegasystems Inc. | Customized digital content generation systems and methods |
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| US4978868A (en) * | 1989-08-07 | 1990-12-18 | Harris Corporation | Simplified transistor base current compensation circuitry |
| DE4200681A1 (de) * | 1992-01-14 | 1993-07-15 | Bosch Gmbh Robert | Schaltungsanordnung zur unterspannungserkennung |
| JP3217498B2 (ja) * | 1992-10-29 | 2001-10-09 | 富士通株式会社 | 半導体集積回路装置 |
| JPH06188641A (ja) * | 1992-12-17 | 1994-07-08 | Fuji Electric Co Ltd | 電流検出装置および電流制限装置 |
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| JP3597281B2 (ja) * | 1995-11-28 | 2004-12-02 | 株式会社ルネサステクノロジ | 電位検出回路及び半導体集積回路 |
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-
1999
- 1999-03-10 US US09/265,780 patent/US6091226A/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-03-12 DE DE19911098A patent/DE19911098B4/de not_active Expired - Fee Related
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