JP2864079B2

JP2864079B2 - 呼出信号発生回路

Info

Publication number: JP2864079B2
Application number: JP4291974A
Authority: JP
Inventors: 尚立山; 正幸植木; 常治木目田
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; Iwasaki Tsushinki KK
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; Iwasaki Tsushinki KK
Priority date: 1992-10-07
Filing date: 1992-10-07
Publication date: 1999-03-03
Anticipated expiration: 2014-03-03
Also published as: JPH06121037A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交換機又はボタン電話
システムで使用する呼出信号を発生させるための回路に
関わる。

【０００２】

【従来の技術】交換機又はボタン電話システムでは、収
用する単独電話機を着信鳴動させるために、呼出信号を
送出する必要がある。呼出信号は一般に、ｐ−ｐ２００
Ｖ程度で１６Ｈｚ程度の信号が用いられている。一方、
システムから供給される電圧は一般には−４８Ｖや＋２
４Ｖなので、システムの電源からｐ−ｐ２００Ｖ程度の
呼出信号を作成するためには、何かの方法で昇圧する必
要がある。また、呼出信号は方形波や階段波でなくでき
るだけ正弦波に近いほうが望ましい。呼出信号は、電波
放射を低減するために高調波を含まないようにする必要
があり、電子化された単独電話機では、呼出信号が方形
波や階段波であるとうまく鳴動しなかったり着信音が小
さいことが多く、効率的に着信鳴動させるには呼出信号
は正弦波であることが理想的である。

【０００３】呼出信号回路で、従来一般に用いられて来
た回路を図９，図１０に示す。図９において、１は１６
Ｈｚ正弦波発振器、２，３は駆動アンプ、４，５は出力
トランジスタ、６は出力トランスである。ここでトラン
ジスタ４，５のバイアス回路は省略してあるが、トラン
ジスタ４，５及び出力トランス６は、Ｂ級プッシュプル
出力増幅器を構成している。トランス６の１次側で得ら
れた電力を、トランス６を用いて必要な電圧まで昇圧し
て正弦波の呼出信号を発生させている。この回路におい
てはトランス６の１次側の回路では正弦波を効率的に発
生している。トランス６を除いた回路は比較的小型軽量
に構成することができる。

【０００４】また、図１０の従来回路において、７はシ
ステムの電源を入力して＋１００Ｖと−１００Ｖを発生
するＤＣ／ＤＣコンバータ、８，９は出力スイッチング
トランジスタ、１０はトランジスタ８，９の制御回路で
ある。制御回路１０は、１６Ｈｚの周期でトランジスタ
８，９を交互にＯＮ／ＯＦＦさせている。この回路の効
率について検討してみると、ＤＣ／ＤＣコンバータ７
は、入力電力を数１０ｋＨｚ以上の発振周波数でスイッ
チングするため、使用しているトランスは小型軽量のも
のを使用することができ、高効率で電力変換することが
できる。また、トランジスタ８，９は、完全にＯＮ，Ｏ
ＦＦされているので、ここで消費される電力は極めて小
さい。このためこの回路の効率は高く、また小型軽量に
実現することができる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】図９の従来例では、ト
ランス６は１６Ｈｚという非常に低い周波数に対して充
分大きなインピーダンスを得るために、巻線の巻数を多
くする必要がある。このため巻線及びトランスコアが大
型化し、重量も重くなる。また、巻線の巻数が多くなる
と直流抵抗が増すのでトランス６の効率が低くなる。そ
れを防ぐためには、巻線の太さを太くする必要がある
が、そうすると益々トランスは大型化重量化することに
なる。以上のようにこのトランス６は小型軽量化と高効
率化とは相反することとなり、大型で重量が重く直流抵
抗が高いので効率は低い。図９の回路全体としては、正
弦波の呼出信号を得られる反面、以上述べた出力トラン
ス６が存在するために大型で重量が重く効率が低いとい
う欠点を持っている。

【０００６】一方、図１０の回路では、その出力波形に
ついて考えてみると、ＤＣ／ＤＣコンバータ７の出力を
トランジスタ８，９でスイッチングしているため、出力
は方形波である。前述したように、呼出信号は方形波や
階段波でなく、できるだけ正弦波に近いほうが望ましい
が、この回路は、小型軽量であるが出力が方形波である
という欠点を持っている。

【０００７】本発明は、以上の如き従来回路の欠点を除
去し、高効率，小型，軽量で正弦波の呼出信号を発生す
ることができる呼出信号発生回路を提供するものであ
る。

【０００８】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
には、本発明による呼出信号発生回路は、ＤＣ／ＤＣ昇
圧コンバータ又はＡＣ／ＤＣ昇圧コンバータと、呼出信
号と同じ周波数の正弦波出力を発生する正弦波発生器
と、前記コンバータの出力電源により駆動され該正弦波
発生器の前記正弦波出力を増幅した呼出信号出力ととも
に直流出力電流を供給するアナログ出力アンプとを備
え、前記アナログ出力アンプは、その直流出力電流値が
第１の一定電流値を越えたときには直ちに該第１の一定
電流値以下に電流制限をし、該第１の電流値以下である
が該第１の一定電流値より低い第２の一定電流値を越え
ているときには所望の時定数を以て該直流出力電流を該
第２の一定電流値までに制限する時定数付出力電流制限
回路を備えた構成を有している。また、前記アナログ出
力アンプは出力素子としてＦＥＴを用いるように構成す
ることができる。

【０００９】

【実施例】図１に本発明の主要部の第１の構成例を示
す。ここで、１１はＤＣ／ＤＣコンバータ、１２は１６
Ｈｚ発振器、１３はＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を
駆動電源とする出力アンプである。この回路は−４８Ｖ
をＤＣ／ＤＣコンバータで＋１００Ｖ，−１００Ｖに昇
圧し、出力アンプはその出力電圧を駆動電源として、１
６Ｈｚ，ｐ−ｐ２００Ｖの正弦波を呼出信号として出力
している。まず、回路の効率について考えると、図１の
回路において主に電力の損失が生じるのは「ＤＣ／ＤＣ
コンバータ１１」と「出力アンプ１３」の部分である。
まず、図１の「出力アンプ１３」について検討すれば、
電源電圧を限度まで使用して正弦波を出力した場合、例
えば抵抗負荷ならば理論的には７８％の高効率であるこ
とが一般に知られており、比較的小型軽量に回路を構成
することができる。次に、「ＤＣ／ＤＣコンバータ１
１」は、数１０ｋＨｚ以上の発振周波数でスイッチング
するため、使用するトランスは小型軽量のトランスを使
用することができるため、ＤＣ／ＤＣコンバータ全体を
小型軽量にでき、電力変換効率は高効率である。

【００１０】図２は、本発明の主要部の他の構成例であ
る。図２において、２２は−４８Ｖから１００Ｖ（１０
０Ｖ〜１００ＶＧ）に昇圧する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ、２３は１００Ｖ−１００ＶＧの中間の電位を発生
する中間電位発生回路、２４は１６Ｈｚ発振器、２５，
２６はＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を電源とする出
力アンプ、２７〜３２は抵抗器である。この例は、シン
グルエンド出力でなくプッシュプル出力の例である。出
力負荷が比較的重い場合に、プッシュプル出力にするこ
とにより、一つのアンプでの許容電力損失を半分に軽減
することができるよう工夫したものである。

【００１１】以上の構成例を用いて、大容量の呼出信号
発生回路を構成する場合に必要な出力アンプについて考
える。例えば、同時に数十台の電話機を鳴動させる場合
には、図２に示すようなプッシュプル回路の構成とした
場合、電源電圧が１００Ｖ程度で数百ミリアンペアの出
力電流を持つ出力アンプを用いなければならない。図３
に、従来よく用いられている、出力素子としてバイポー
ラトランジスタを用いた出力アンプの例を示す。ここ
で、３３，３４は入力トランジスタ、３５は駆動トラン
ジスタ、３６，３７は出力トランジスタ、３８，３９は
ダイオード、４０〜４４は抵抗器である。このアンプ
は、大容量の呼出信号発生回路の出力アンプとして用い
るためには、次のような短所を有している。高電圧，大電流での動作領域が狭い。バイポーラト
ランジスタにはそれ特有の性質として、二次降伏現象を
有する。このため、高電圧，大電流のとき、使用できる
安全動作領域が限られ、それを越えた場合破壊の危険が
ある。無負荷時の無効電力が大きい。高耐圧，大電流のバ
イポーラトランジスタは、一般に電流の増幅率ｈ_feが２
０〜３０程度と低い。最大時数百ｍＡの出力電流をもたせるには、トランジス
タに数十ｍＡのドライブ電流を流さなければならない。
図３において、数十ｍＡの電流を流すように抵抗４４を
低い抵抗値にすると、このアンプの電源電圧から高いた
め、たとえ無負荷でもアンプ内に数十ｍＡの無効電流を
流し続けなければならなくなり、数Ｗの電力が無駄に消
費され回路全体の効率が低下する。以上のように、従来
の出力アンプ回路を用いて、本願第１の構成例により大
容量呼出信号発生回路を構成する場合、回路の効率が低
下する欠点をもっている。

【００１２】以上の欠点を除去し、高効率で正弦波の呼
出信号を発生する大容量呼出信号発生回路を実現するこ
とのできる本願第２の発明の構成例（図２の回路）に用
いる出力アンプ（２５，２６）の具体例を図４に示す。
ここで、４５，４６は入力トランジスタ、４７は駆動ト
ランジスタ、４８，４９は出力ＦＥＴ、５０は数個のダ
イオード、５１〜５５は抵抗器である。この回路は出力
素子がＦＥＴとなっているため、図３に比較して次のよ
うな長所を持っている。高電圧，大電流での動作領域が広い。バイポーラト
ランジスタと異なり、二次降伏現象がないので、使用で
きる安全動作領域が広い。無負荷時の無効電力が少ない。バイポーラトランジ
スタと異なり、ＦＥＴ４８，４９はハイ入力インピーダ
ンスの電圧駆動素子であり、制御のための電力が極めて
少ない。抵抗４４に相当する抵抗５５も極めて高いもの
が使用でき、無負荷時の無効電力を数百ｍＷにすること
ができる。

【００１３】さらに図５のように構成することもでき
る。ここで、５６，５７は入力トランジスタ、５８は出
力兼用駆動ＦＥＴ、５９は出力ＦＥＴ、６０はダイオー
ド、６１〜６５は抵抗器である。図５においては、ＦＥ
Ｔがハイ入力インピーダンスの電圧駆動素子であるの
で、駆動トランジスタを１段削除することができ、図３
における駆動トランジスタ３５に相当するＦＥＴ５８自
体を出力ＦＥＴの一方としたアンプである。

【００１４】図６に図５の構成例のアンプを用いた呼出
信号発生回路の構成例を示す。ここで、６６は−４８Ｖ
から１００Ｖ（１００Ｖ〜１００ＶＧ）に昇圧する絶縁
型ＤＣ／ＤＣコンバータ、６７は１００Ｖ〜１００ＶＧ
の中間電位を発生する中間電位発生回路、６８は１６Ｈ
ｚ発振器、６９，７０は図６に示した、ＤＣ／ＤＣコン
バータの出力電圧を電源となし、ＦＥＴを出力素子とし
た出力アンプ、７１〜７６は抵抗器である。

【００１５】図２及び図４乃至図６の構成例により、正
弦波の呼出信号を出力でき、無効電力が少なく高効率の
大容量呼出信号発生回路を実現することができる。

【００１６】次に、大容量の呼出信号発生回路の先に接
続された単独電話機（以下「電話機」とする）が直流回
路を形成した場合（オフ・フック）について考える。図
７は、交換機又はボタン電話システムが電話機に呼出信
号を送出している場合の系統図を示す。電話機は、直流
回路を形成していない時（オン・フック時）には、直流
は流れないが、オフ・フック時には１台の単独電話機当
り、数１０ｍＡの直流電流が流れる。この数１０ｍＡの
直流電流が流れる期間は、電話機を収容する各インタフ
ェース回路毎に、直流電流が流れたかどうかの検出回路
を持っているので、長くても数１００ｍＳである。しか
し、この呼出信号発生回路は、この数１００ｍＳの間オ
フ・フックした電話機のみに接続されているのではな
く、他の電話機にも同時に接続されているので、他のオ
ン・フックした電話機にも呼出信号を供給し続けなけれ
ばならない。そのため、呼出信号発生回路は、１６Ｈｚ
の交流電流を直流電流に重畳して流す能力が必要であ
る。

【００１７】ここで、本発明においては、出力が直接出
力アンプにつながっているので、出力アンプ自体が、１
６Ｈｚの交流電流に加えて直流電流も供給できるもので
なければならないことになる。しかし、呼出信号は交換
機やボタン電話システムの内部に分配され、さらにはそ
の外部にも接続されるので、呼出信号が対地や電源と短
絡する危険性がある。その場合にも呼出信号発生回路が
破壊・焼失しないように出力電流保護回路が必要であ
る。問題はその出力電流保護回路の保護電流の設定値で
ある。設定値を大きくすれば、出力アンプ内の出力素子
の許容電力損失を大きく設計しなければならなくなり、
アンプの出力素子やその放熱板は大型のものが必要とな
り、呼出信号発生回路全体が大型となる。

【００１８】例えば、同時に２４台の電話機に呼出信号
を供給する大規模の呼出信号発生回路について考える。
この時同時に３台以上の電話がオフ・フックされる機会
はトラヒック上極めて少ないので考えないこととする。
出力電流保護回路の保護電流の設定値を２台がオフ・フ
ック状態で残り２２台がオン・フック状態の交流＋直流
の最大値の電流値とすると、非常に大きな電流値とな
る。何らかの事故により呼出信号の配線が短絡されて、
この大きな保護電流値を持続したままの状態になった時
でも呼出信号発生回路が破損・焼失しないよう設計する
には、極めて大きな容量の出力素子や放熱板が必要とな
り、呼出信号発生回路が大型になる。

【００１９】従って、高効率で正弦波の呼出信号を発生
し、かつ小型・軽量の大容量呼出信号発生回路を実現す
る本願発明の実施例について説明する。この実施例の要
点は、図１，２，６の構成例の出力アンプに時定数付の
出力電流制御回路をつけることである。

【００２０】先と同じように、例えば同時に２４台の電
話機に呼出信号と供給する規模の呼出信号発生回路につ
いて考える。今回も同時に３台以上の電話がフック・ア
ップすることは実際上まれなので考えないこととする。
時定数付の電流制御回路は、２４台中２台がオフ・フ
ックした時の電流（第１の電流値）以上の電流が流れそ
うになった時には、直ちに制限する。２４台中２台が
オフ・フックした状態（第１の電流値）が持続した時に
は徐々に電流を第１の電流値より低い第２の電流値まで
制限していく。この第２の電流値は１台オフ・フックし
たときより少ない。２４台の電話機が全てオン・フッ
クの時には電流制限はかけない。このような時定数付の
電流制御回路を用いると、例えば２４台中２台がオフ・
フックした時の電流を持続して流せるような時定数無し
の電流制御回路を用いた場合とを比較すると、出力アン
プの許容電力損失は数分の一となる。従って、出力アン
プの出力素子やその放熱板の体積をより小型にでき、小
型・軽量の大容量呼出信号発生回路を実現することがで
きる。

【００２１】図８に時定数付出力電流制限回路を有する
本発明に用いられる出力アンプの構成例を示す。ここ
で、１０１，１０２は入力トランジスタ、１０３は出力
兼用駆動ＦＥＴ、１０４は出力ＦＥＴ、１０５，１０６
は出力電流制御トランジスタ、１０７，１０８はコンデ
ンサ、１０９〜１２３は抵抗器、１２４はダイオードで
ある。出力ＦＥＴ１０３の出力電流制御について説明す
る。抵抗１１３は数Ωの抵抗で、抵抗１１４〜１１７は
数Ｋ〜数１０ＫΩの抵抗である。このためＦＥＴ１０３
の出力電流のほとんどは抵抗１１３を流れ、抵抗１１３
の両端に現れる電圧はＦＥＴ１０３の出力電流に比例す
る。抵抗１１６は抵抗１１５の１０倍程度の値をもつの
で、コンデンサ１０７には、ＦＥＴ１０３の平均出力電
流に比例した電圧が現れる。トランジスタ１０５のベー
ス−エミッタ間電圧Ｖ_beがＶ_F以上になると、トランジ
スタ１０５はＯＮになりはじめ、ＦＥＴ１０３のゲート
・ソース間電位を下げるので、ＦＥＴ１０３の出力電流
を制限する。２４台中２台がオフ・フックした時の電流以上の電
流が流れそうになると、抵抗１１４を通して、直ちにト
ランジスタ１０５はオンになりはじめ、出力電流を制御
する。２４台中２台がオフ・フックした状態が持続する
と、ＦＥＴ１０３の平均電流が増加するため、コンデン
サ１０７の両端の電圧は徐々に上昇し、抵抗１１６及び
抵抗１１４を通して、トランジスタ１０５は徐々に制限
電流値を下げていく。２４台の電話機が全てオン・フックの時は、瞬間的
な電流は大きくなく、平均電流も小さいので、抵抗１１
４や１１６を介してトランジスタ１０５がオンになりは
じめることはなく、ＦＥＴ１０３の出力電流は制限され
ない。ＦＥＴ１０４の出力電流制限特性も同様である。

【００２２】この実施例に関する大容量呼出信号発生回
路全体の図は、図６において、アンプ６９を図８に示す
アンプにおきかえれば良い。図６において、アンプ６９
から出力された電流は必ずアンプ７０に戻ってくるの
で、アンプ６９，７０の両方を時定数付出力電流制限回
路とする必要はなく、アンプ６９のみ時定数付出力電流
制限回路を持っていれば良いこととなる。

【００２３】

【発明の効果】以上、説明したように、本願発明により
アナログ出力アンプを使用して正弦波を出力することに
より、電波放射をおさえ、収用する単独電話機に効率的
な呼出信号を送出することができる。また、ＤＣ／ＤＣ
コンバータを使用することにより省電力で発熱をへら
し、アナログ出力アンプには出力トランスを用いないで
直流出力電流も供給する構成としさらに呼出信号出力の
負荷が異常に増大したときにも回路を破壊，消失から防
止し得る出力電流保護機能を持たせることにより小型，
軽量で大容量の呼出信号発生回路を構成することができ
る。また、出力アンプにＦＥＴを用いることにより、さ
らに大容量化が可能である。以上のように本発明は交換
機，ボタン電話システムの省電力化，小型軽量化に大き
く貢献するものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の主要部の一構成例を示す回路図であ
る。

【図２】本発明の主要部の他の構成例を示す回路図であ
る。

【図３】本発明に用いる出力アンプの１例を示す回路図
である。

【図４】本発明に用いる出力アンプの１例を示す回路図
である。

【図５】本発明に用いる出力アンプの１例を示す回路図
である。

【図６】本発明の主要部の他の構成例を示す回路図であ
る。

【図７】本発明を適用する交換機又はボタン電話システ
ムの例を示す系統図である。

【図８】本発明に用いる出力アンプの構成例を示す回路
図である。

【図９】従来の呼出信号発生回路例を示す回路図であ
る。

【図１０】従来の呼出信号発生回路例を示す回路図であ
る。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭60−178760（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−168454（ＪＰ，Ａ) 実開平１−95852（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04M 3/02 - 3/06 H04M 19/00 - 19/08

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】ＤＣ／ＤＣ昇圧コンバータ又はＡＣ／Ｄ
Ｃ昇圧コンバータと、呼出信号と同じ周波数の正弦波出力を発生する正弦波発
生器と、前記コンバータの出力電源により駆動され該正弦波発生
器の前記正弦波出力を増幅した呼出信号出力とともに直
流出力電流を供給するアナログ出力アンプとを備え、前記アナログ出力アンプは、その直流出力電流値が第１
の一定電流値を越えたときには直ちに該第１の一定電流
値以下に電流制限をし、該第１の電流値以下であるが該
第１の一定電流値より低い第２の一定電流値を越えてい
るときには所望の時定数を以て該直流出力電流を該第２
の一定電流値までに制限する時定数付出力電流制限回路
を備えた呼出信号発生回路。
【請求項２】前記アナログ出力アンプは出力素子とし
てＦＥＴを用いたことを特徴とする請求項１に記載の呼
出信号発生回路。