JP2855171B2 - Apparatus and method for initial synchronization of spreading code in CDMA transmission system - Google Patents
Apparatus and method for initial synchronization of spreading code in CDMA transmission systemInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、移動通信において、スペクトル拡散を用い
てマルチプルアクセスを行う、CDMA伝送システムにおけ
る拡散符号の初期同期装置および方法に関するものであ
る。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to an apparatus and method for initial synchronization of spread codes in a CDMA transmission system that performs multiple access using spread spectrum in mobile communication.
背景技術 直接拡散（DS）CDMA伝送では、情報データの１次変調
信号に、高速レートの拡散符号で拡散する２次変調を行
って伝送する。受信側では、まず、広帯域の受信信号
（拡散信号）を逆拡散という過程で元の狭帯域の信号に
戻してから、通常の復調処理を行う。この受信側の逆拡
散では、受信信号と、この受信信号中の拡散符号の位相
に同期した拡散レプリカ符号との相関検出を行う。した
がって、情報データを再生するためには、受信信号中の
拡散符号と拡散レプリカ符号との同期をとる必要があ
る。BACKGROUND ART In direct sequence (DS) CDMA transmission, secondary modulation is performed by spreading a primary modulation signal of information data with a high-rate spreading code. On the receiving side, first, a wideband received signal (spread signal) is restored to an original narrowband signal in the process of despreading, and then normal demodulation processing is performed. In the despreading on the receiving side, a correlation between the received signal and a spread replica code synchronized with the phase of the spread code in the received signal is detected. Therefore, in order to reproduce information data, it is necessary to synchronize the spread code in the received signal with the spread replica code.
この同期は、初期同期（Acquisition）と呼ばれる過
程と、同期保持（Tracking）と呼ばれる過程に分類でき
る。拡散符号として用いられる直交符号は、通常、±１
チップの範囲でしか自己相関が得られないため、まず初
期同期の過程で受信拡散符号と拡散レプリカ符号との位
相差が、±１チップより十分小さい範囲に入るよう捕捉
し、次のトラッキングの処理では相互の符号をこの範囲
に保持する。本発明は初期同期法に関するものであるた
め、以下従来の初期同期法について説明する。This synchronization can be classified into a process called initial synchronization (Acquisition) and a process called synchronization maintenance (Tracking). Orthogonal codes used as spreading codes are usually ± 1
Since the autocorrelation can be obtained only within the chip range, first, during the initial synchronization process, the phase difference between the received spread code and the spread replica code is captured so as to be within a range sufficiently smaller than ± 1 chip, and the next tracking processing is performed. Will keep the mutual signs in this range. Since the present invention relates to an initial synchronization method, a conventional initial synchronization method will be described below.
一般的な拡散符号の初期同期は、次のように行われ
る。先ず、受信信号と拡散レプリカ符号とを乗算し、そ
の積を１拡散符号周期にわたり積分することによって、
これら２つの信号の相関をとる。次に、この相関出力を
振幅２乗検波し、出力がしき値を超えるか否かによっ
て、同期が確立したか否かを判定する。搬送波信号の位
相は送受の信号間で非同期であり、逆拡散の前に搬送波
信号の位相を求めることは困難である。このため、通常
は、相関検出および積分後の信号を振幅２乗検波し、搬
送波位相の影響を取り除き、しきい値判定を行う、ノン
コヒーレントな方法が用いられる。Initial synchronization of a general spreading code is performed as follows. First, by multiplying the received signal by the spreading replica code and integrating the product over one spreading code period,
The two signals are correlated. Next, the correlation output is subjected to amplitude square detection, and whether or not synchronization has been established is determined based on whether or not the output exceeds a threshold value. The phase of the carrier signal is asynchronous between the transmitted and received signals, and it is difficult to determine the phase of the carrier signal before despreading. For this reason, usually, a non-coherent method is used in which the signal after the correlation detection and integration is subjected to amplitude square detection to remove the influence of the carrier wave phase and make a threshold decision.
初期同期の相関検出法には、時間積分を行なうスライ
ディング相関器と空間積分を行なうマッチト・フィルタ
がある。マッチト・フィルタは、拡散率相当のタップ数
を有し、拡散符号を各タップ係数とする、FIRフィルタ
（トランスバーサル・フィルタ）である。マッチト・フ
ィルタは、受信信号中の拡散符号と拡散レプリカ符号と
の相関検出を、空間積分で同時に行うため、初期同期時
間が非常に短くて済む。しかし、マッチト・フィルタ
は、拡散率分のタップ数を有し、また、帯域制限された
受信信号に対しては、サンプリング・タイミングをピー
ク位置に調整する必要がある。そのため、最低でもチッ
プ・レートの２倍で相関検出処理をする必要がある。こ
のため、拡散率の２倍のタップ数を必要とし、回路規模
の点でスライディング相関器に比較して不利である。The correlation detection method for initial synchronization includes a sliding correlator for performing time integration and a matched filter for performing spatial integration. The matched filter is an FIR filter (transversal filter) having a tap number corresponding to a spreading factor and using a spreading code as each tap coefficient. Since the matched filter detects the correlation between the spreading code and the spreading replica code in the received signal simultaneously by spatial integration, the initial synchronization time can be very short. However, the matched filter has the number of taps corresponding to the spreading factor, and it is necessary to adjust the sampling timing to the peak position for a band-limited received signal. Therefore, it is necessary to perform the correlation detection processing at least twice the chip rate. For this reason, a tap number twice as large as the spreading factor is required, which is disadvantageous in terms of circuit scale as compared with the sliding correlator.
本発明は、情報シンボルに比較して非常に周期の長い
ロングコード周期に関するものであり、マッチトフィル
タで実現することは実現性が低いと考えられる。そこ
で、本発明に関連するスライディング相関器による初期
同期法について考える。The present invention relates to a long code cycle whose cycle is much longer than that of an information symbol, and it is considered that realization with a matched filter is less feasible. Therefore, an initial synchronization method using a sliding correlator related to the present invention will be considered.
雑音成分を含んだ受信信号は、拡散レプリカ符号と相
関検出され、相関出力は振幅２乗検波器で振幅検波され
る。検波出力は、積分ダンプ回路でdwell time τの
間、積分される。この積分出力をしきい値処理する。こ
のスライディング相関検出法は、回路構成が簡単である
が、初期同期時間がかかる欠点がある。The received signal containing the noise component is detected as a correlation with the spread replica code, and the correlation output is subjected to amplitude detection by an amplitude square detector. The detection output is integrated by the integration dump circuit for dwell time τ. This integrated output is subjected to threshold processing. Although the sliding correlation detection method has a simple circuit configuration, it has a disadvantage that an initial synchronization time is required.
CDMAをセルラ方式に適用する場合、音声に代表される
情報データを伝送する通信チャネルがはられる前に、制
御チャネルを通して、基地局、移動局間で制御情報のや
りとりを行なう。一般に拡散符号の周期が長いほど、位
相の不確定領域か大きくなるため、初期同期にかかる時
間も大きくなるが、拡散符号の数が増えて多重度を上げ
ることができる。この性質を用いて、制御チャネルには
情報データ１シンボル周期の拡散符号であるショートコ
ードを用い、通信チャネルについては、情報データ１シ
ンボルに比較して非常に長い周期のロングコードを、シ
ョートコードの上にかぶせて併用する方法が提案されて
いる。この方法では、制御チャネルの初期同期は、ショ
ートコードを用いて行い、通信チャネルの初期同期は、
制御チャネルの内部に、ロングコードの開始位相情報を
挿入おくことによって行う。こうして、基地局および移
動局間で、ほぼロングコードのチップ位相があった状態
で、通信チャネルの初期同期がとられる。したがって、
両チャネルの初期同期を短時間で確立することができ
る。When CDMA is applied to a cellular system, control information is exchanged between a base station and a mobile station through a control channel before a communication channel for transmitting information data represented by voice is established. In general, the longer the period of the spreading code, the larger the area where the phase is uncertain, and the longer the time required for the initial synchronization. However, the number of spreading codes increases and the multiplicity can be increased. Using this property, a short code which is a spread code having a period of one symbol of information data is used for a control channel, and a long code having a very long period as compared with one symbol of information data is used for a communication channel. There has been proposed a method of covering the above and using them together. In this method, the initial synchronization of the control channel is performed using a short code, and the initial synchronization of the communication channel is
This is performed by inserting the start phase information of the long code into the control channel. In this way, the communication channel is initially synchronized with the base station and the mobile station having a chip phase of almost a long code. Therefore,
Initial synchronization of both channels can be established in a short time.
しかしながら、この方法も、制御チャネルにショート
コードを用いるという点で問題がある。すなわち、直交
符号の数は拡散率によって決まるため、制御チャネルを
ショートコードで拡散した場合、制御チャネルの数は相
当に限定されてしまう。限られた数の制御チャネルをセ
ルラ方式に用いるためには、この制御チャネルについ
て、拡散符号の管理が必要になる。このような管理を避
けるためには、制御チャネルの数を増大させなければな
らないが、この場合には、制御チャネルの拡散率も、あ
る程度増大させる必要がある。このため、制御チャネル
にも、情報データ１シンボル周期よりも長い周期の拡散
符号を用いることが必要となる。この場合には、初期同
期の高速化が問題となる。However, this method also has a problem in that a short code is used for the control channel. That is, since the number of orthogonal codes is determined by the spreading factor, when the control channels are spread with short codes, the number of control channels is considerably limited. In order to use a limited number of control channels in the cellular system, it is necessary to manage spreading codes for these control channels. In order to avoid such management, the number of control channels must be increased, but in this case, the spreading factor of the control channels also needs to be increased to some extent. For this reason, it is necessary to use a spreading code having a period longer than one symbol period of information data for the control channel. In this case, speeding up the initial synchronization becomes a problem.
発明の開示 本発明の目的は、ロングコードを用いた直接拡散CDMA
伝送システムにおいて、短時間で初期同期を確立するこ
とのできるCDMA伝送システムにおける拡散符号の初期同
期装置および方法を提供することである。DISCLOSURE OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a direct spreading CDMA using a long code.
An object of the present invention is to provide an apparatus and a method for initial synchronization of spread codes in a CDMA transmission system capable of establishing initial synchronization in a short time in a transmission system.
第１に、本発明によれば、情報シンボルに比較して周
期の長い拡散符号であるロングコードを発生するロング
コード発生手段と、 前記ロングコードによって、送信情報を拡散して広帯
域の拡散信号を生成する拡散手段と、 前記ロングコードとの相互相関値が無視できるほど小
さく、かつ前記ロングコードの位相を示すアプリオリ符
号を発生するアプリオリ符号発生手段と、 前記拡散信号中に前記アプリオリ符号を予め定められ
た一定周期で挿入してフレームを形成するアプリオリ符
号挿入手段と、 前記フレームを送信する送信手段と を具備することを特徴とするCDMA伝送システムにおけ
る送信機が提供される。First, according to the present invention, a long code generating means for generating a long code which is a spreading code having a longer cycle than an information symbol, and spreading the transmission information by the long code to generate a wideband spread signal Spreading means for generating, a priori code generating means for generating a priori code having a cross-correlation value with the long code that is so small as to be negligible and indicating the phase of the long code, and setting the a priori code in the spread signal in advance A transmitter in a CDMA transmission system, comprising: a priori code insertion means for inserting a frame at a given fixed period to form a frame; and transmission means for transmitting the frame.
前記アプリオリ符号は、その自己相関値が滑らかに変
化し、かつゼロクロス点を有するようにしてもよい。The apriori code may have its autocorrelation value change smoothly and have a zero cross point.
前記アプリオリ符号の自己相関値は、三角形状のプロ
フィールを有するようにしてもよい。The autocorrelation value of the apriori code may have a triangular profile.
前記アプリオリ符号は、ステップ状のプロフィールを
有するようにしてもよい。The apriori code may have a step-like profile.
前記アプリオリ符号は、前記ロングコードよりも短い
周期を有するようにしてもよい。The apriori code may have a shorter period than the long code.
前記アプリオリ符号挿入手段は、通常開始時にのみ、
前記アプリオリ符号を前記拡散信号に予め定めた範囲で
挿入するようにしてもよい。The apriori code insertion means is normally only at the start,
The a priori code may be inserted into the spread signal within a predetermined range.
前記アプリオリ符号発生手段は、予め定められた畳み
込む符号を発生する手段と、該畳み込む符号と前記ロン
グコードとの畳み込み演算を行い、前記アプリオリ符号
を出力する演算手段とを有し、前記アプリオリ符号挿入
手段は、前記演算手段の出力を前記拡散信号に挿入する
ようにしてもよい。The a priori code generating means includes a means for generating a predetermined convolutional code, a calculating means for performing a convolution operation of the convolutional code and the long code, and outputting the a priori code, and The means may insert the output of the calculating means into the spread signal.
第２に、本発明によれば、情報シンボルに比較して周
期の長い拡散符号であるロングコードによって拡散され
た拡散信号と、前記ロングコードとの相互相関値が無視
できるほど小さく、かつ前記ロングコードの位相を示す
アプリオリ符号とを含む受信信号を受信して、所望の情
報を復調するCDMA伝送システムにおいて、 前記ロングコードのレプリカを発生し、前記受信信号
と前記ロングコードのレプリカとの相関を計算する第１
の相関手段と、 前記アプリオリ符号のレプリカを発生し、前記受信信
号と前記アプリオリ符号のレプリカとの相関を計算する
第２の相関手段と、 前記第２の相関手段の出力に基づいて、前記ロングコ
ードの受信位相を推定する位相推定手段と、 前記位相推定手段の出力によって、前記ロングコード
のレプリカの発生位相を制御する制御手段と を具備することを特徴とするCDMA伝送システムにおけ
る拡散符号の初期同期装置が提供される。Second, according to the present invention, a cross-correlation value between a spread signal spread by a long code, which is a spread code having a longer cycle than an information symbol, and the long code is negligibly small, and In a CDMA transmission system that receives a received signal including an a priori code indicating a phase of a code and demodulates desired information, a replica of the long code is generated, and a correlation between the received signal and the replica of the long code is generated. First to calculate
A correlation means for generating a replica of the a priori code, and calculating a correlation between the received signal and the replica of the a priori code; and, based on an output of the second correlation means, A phase estimating means for estimating a reception phase of a code, and a control means for controlling a generation phase of a replica of the long code by an output of the phase estimating means. A synchronizer is provided.
前記アプリオリ符号は、前記拡散信号中に、一定の周
期で挿入され、 前記第２の相関手段は、相関検出開始タイミングがΔ
だけシフトした第１のアプリオリ符号のレプリカと第２
のアプリオリ符号のレプリカとからなるペアアプリオリ
符号のレプリカを発生し、前記第１のアプリオリ符号の
レプリカと前記受信信号との相関を計算する相関器と、
前記第２のアプリオリ符号のレプリカと前記受信信号と
の相関を計算する相関器とからなるペア相関器を備え、 前記位相推定手段は、前記ペア相関器の出力に基づい
て、前記ロングコードの受信位相を推定するようにして
もよい。The apriori code is inserted into the spread signal at a constant period, and the second correlation means sets the correlation detection start timing to Δ
The first apriori code replica shifted by
A correlator that generates a replica of a pair a priori code consisting of a replica of the a priori code and calculates a correlation between the replica of the first a priori code and the received signal;
A pair correlator comprising a correlator for calculating a correlation between the replica of the second apriori code and the received signal, wherein the phase estimating means receives the long code based on an output of the pair correlator. The phase may be estimated.
前記ペア相関器中の各相関器は、前記受信信号と前記
アプリオリ符号のレプリカとの積を、前記アプリオリ符
号の１周期にわたって積分し、 前記位相推定手段は、２つの積分値から前記ロングコ
ードの受信位相を推定するようにしてもよい。Each of the correlators in the pair correlators integrates the product of the received signal and the replica of the apriori code over one period of the apriori code, and the phase estimating means calculates the long code of the long code from two integrated values. The reception phase may be estimated.
前記第２の相関手段は、前記ペア相関器をｍ組（ｍは
１より大きい整数）有し、隣接ペア相関器の相関検出お
よび積分開始タイミングは、TA/m（ただし、TAはアプリ
オリ符号の長さ）の時間差を有するようにしてもよい。The second correlating means has m pairs of correlators (m is an integer greater than 1), and the correlation detection and integration start timing of adjacent pair correlators is T A / m (where T A is a priori). (Code length).
前記位相推定手段は、前記ペア相関器から、最大出力
を与えるペア相関器を選択する手段を備え、前記最大出
力とその検出タイミングとによって、前記ロングコード
の受信位相を推定するようにしてもよい。The phase estimating means may include means for selecting a pair correlator that gives a maximum output from the pair correlators, and may estimate a reception phase of the long code based on the maximum output and its detection timing. .
前記位相推定手段は、前記最大出力とその検出タイミ
ングとから、前記受信信号と前記アプリオリ符号のレプ
リカとの相関値がゼロとなるゼロクロス点を求め、該ゼ
ロクロス点から、前記アプリオリ符号の受信位相を推定
し、前記制御手段は、推定された前記アプリオリ符号の
受信位相によって前記ロングコードのレプリカの発生位
相を制御するようにしてもよい。The phase estimating means obtains, from the maximum output and the detection timing thereof, a zero cross point at which the correlation value between the received signal and the replica of the apriori code becomes zero, and calculates the reception phase of the apriori code from the zero cross point. The control unit may estimate and control the generation phase of the replica of the long code based on the estimated reception phase of the apriori code.
前記制御手段は、前記位相推定手段によって推定され
た前記アプリオリ符号の受信位相を中心として、前記ロ
ングコードのレプリカの発生位相を設定し、前記受信信
号中のロングコードと前記ロングコードのレプリカとの
位相が同期しないときには、前記ロングコードのレプリ
カの発生位相を徐々に範囲を広げてシフトするノンユニ
ホームサーチを行うようにしてもよい。The control unit sets a generation phase of a replica of the long code around a reception phase of the apriori code estimated by the phase estimation unit, and sets a long code in the received signal and a replica of the long code. When the phases are not synchronized, a non-uniform search in which the generation phase of the long code replica is gradually widened and shifted may be performed.
前記アプリオリ符号は、前記拡散信号の先頭部分にの
み挿入するようにしてもよい。The apriori code may be inserted only at the head of the spread signal.
前記アプリオリ符号は、制御チャネルの、前記拡散信
号の先頭部分にのみ挿入するようにしてもよい。The apriori code may be inserted only into a control channel at the head of the spread signal.
前記第１の相関手段は、スライディング相関器でもよ
い。The first correlating means may be a sliding correlator.
前記第２の相関手段は、前記受信信号の直交検波後の
搬送波信号のＩ成分（同相成分）と前記アプリオリ符号
のレプリカのＩ成分との相関を検出するＩ相関器と、前
記受信信号の直交検波後の搬送波信号のＱ成分（直交成
分）と前記アプリオリ符号のレプリカＱ成分との相関を
検出するＱ相関器とを備え、前記位相推定手段は、前記
Ｉ成分および前記Ｑ成分の両者を用いて前記ロングコー
ドの受信位相を推定するようにしてもよい。A second correlator for detecting a correlation between an I component (in-phase component) of the carrier signal after quadrature detection of the received signal and an I component of the replica of the a priori code; A Q correlator for detecting a correlation between a Q component (quadrature component) of the detected carrier signal and a replica Q component of the apriori code, wherein the phase estimating means uses both the I component and the Q component. Thus, the reception phase of the long code may be estimated.
前記位相推定手段は、前記Ｉ相関器の出力および前記
Ｑ相関器の出力の複素振幅を求め、この複素振幅を用い
て前記ロングコードの受信位相を推定するようにしても
よい。The phase estimator may determine a complex amplitude of an output of the I correlator and an output of the Q correlator, and estimate a reception phase of the long code using the complex amplitude.
前記位相推定手段は、前記Ｉ相関器の出力および前記
Ｑ相関器の出力を比較し、絶対値の大きな方の出力を用
いて前記ロングコードの受信位相を推定するようにして
もよい。The phase estimating means may compare the output of the I correlator and the output of the Q correlator, and estimate the reception phase of the long code using the output with the larger absolute value.
前記位相推定手段は、前記Ｉ相関器の出力から前記ロ
ングコードの受信位相推定値を求めるとともに、前記Ｑ
相関器の出力から前記ロングコードの受信位相推定値を
求め、これら２つの受信位相推定値を平均化することに
よって、前記ロングコードの受信位相を推定するように
してもよい。The phase estimating means obtains a reception phase estimation value of the long code from the output of the I correlator,
The reception phase of the long code may be estimated by obtaining the reception phase estimation value of the long code from the output of the correlator, and averaging these two reception phase estimation values.
第３に、本発明によれば、情報シンボルに比較して周
期の長い拡散符号であるロングコードによって拡散され
た拡散信号と、前記ロングコードとの相互相関値が無視
できるほど小さく、かつ前記ロングモードの位相を示す
アプリオリ符号とを含む受信信号を受信して、所望の情
報を復調するCDMA伝送システムにおいて、 前記ロングコードのレプリカを発生し、前記受信信号
と前記ロングコードのレプリカとの相関を計算する第１
の相関手段と、 前記アプリオリ符号のレプリカを発生し、前記受信信
号と前記アプリオリ符号のレプリカとの相関を計算する
第２の相関手段と、 前記第２の相関手段の出力に基づいて、前記ロングコ
ードの受信位相を推定する位相推定手段と、 前記位相推定手段の出力によって、前記ロングコード
のレプリカの発生位相を制御する制御手段と を具備することを特徴とするCDMA伝送システムにおけ
る受信機が提供される。Third, according to the present invention, the cross-correlation value between a spread signal spread by a long code, which is a spread code having a longer cycle than an information symbol, and the long code is negligibly small, and In a CDMA transmission system that receives a received signal including an a priori code indicating a mode phase and demodulates desired information, a replica of the long code is generated, and a correlation between the received signal and the replica of the long code is generated. First to calculate
A correlation means for generating a replica of the a priori code, and calculating a correlation between the received signal and the replica of the a priori code; and, based on an output of the second correlation means, A receiver in a CDMA transmission system, comprising: a phase estimating means for estimating a reception phase of a code; and a control means for controlling a generation phase of a replica of the long code by an output of the phase estimating means. Is done.
第４に、本発明によれば、情報シンボルに比較して周
期の長い拡散符号であるロングコードを発生するロング
コード発生手段と、 前記ロングコードによって、送信情報を拡散して広帯
域の拡散信号を生成する拡散手段と、 前記ロングコードとの相互相関値が無視できるほど小
さく、かつ前記ロングコードの位相を示すアプリオリ符
号を発生するアプリオリ符号発生手段と、 前記拡散信号中に前記アプリオリ符号を予め定められ
た一定周期で挿入してフレームを形成するアプリオリ符
号挿入手段と、 前記フレームを送信する送信手段と 前記フレームを受信する受信手段と、 前記ロングコードのレプリカを発生し、前記受信信号
と前記ロングコードのレプリカとの相関を計算する第１
の相関手段と、 前記アプリオリ符号のレプリカを発生し、前記受信信
号と前記アプリオリ符号のレプリカとの相関を計算する
第２の相関手段と、 前記第２の相関手段の出力に基づいて、前記ロングコ
ードの受信位相を推定する位相推定手段と、 前記位相推定手段の出力によって、前記ロングコード
のレプリカの発生位相を制御する制御手段と を具備することを特徴とするCDMA伝送システムが提供
される。Fourth, according to the present invention, a long code generating means for generating a long code that is a spreading code having a longer cycle than an information symbol, and spreading the transmission information by the long code to generate a wideband spread signal. Spreading means for generating, a priori code generating means for generating a priori code having a cross-correlation value with the long code that is so small as to be negligible and indicating the phase of the long code, and setting the a priori code in the spread signal in advance A priori code inserting means for forming a frame by inserting the frame at a given fixed period; transmitting means for transmitting the frame; receiving means for receiving the frame; generating a replica of the long code; The first to calculate the correlation of the code with the replica
A correlation means for generating a replica of the a priori code, and calculating a correlation between the received signal and the replica of the a priori code; and, based on an output of the second correlation means, A CDMA transmission system is provided, comprising: a phase estimating means for estimating a reception phase of a code; and a control means for controlling a generation phase of a replica of the long code by an output of the phase estimating means.
第５に、本発明によれば、情報シンボルに比較して周
期の長い拡散符号であるロングコードを発生する過程
と、 前記ロングコードによって、送信情報を拡散して広帯
域の拡散信号を生成する過程と、 前記ロングコードとの相互相関値が無視できるほど小
さく、かつ前記ロングコードの位相を示すアプリオリ符
号を発生する過程と、 前記拡散信号中に前記アプリオリ符号を予め定められ
た一定周期で挿入してフレームを形成する過程と、 前記フレームを送信する過程と を具備することを特徴とするCDMA伝送システムにおけ
る送信方法が提供される。Fifth, according to the present invention, a process of generating a long code that is a spreading code having a longer cycle than an information symbol, and a process of spreading transmission information and generating a wideband spread signal using the long code. Generating a priori code whose cross-correlation value with the long code is so small as to be negligible, and indicating the phase of the long code; and inserting the apriori code into the spread signal at a predetermined constant period. And transmitting the frame in the CDMA transmission system.
第６に、本発明によれば、情報シンボルに比較して周
期の長い拡散符号であるロングコードによって拡散され
た拡散信号と、前記ロングコードとの相互相関値が無視
できるほど小さく、かつ前記ロングコードの位相を示す
アプリオリ符号とを含む受信信号を受信して、所望の情
報を復調するCDMA伝送システムにおいて、 前記ロングコードのレプリカを発生する過程と、 前記受信信号と前記ロングコードのレプリカとの相関
を計算する過程と、 前記アプリオリ符号のレプリカを発生する過程と、 前記受信信号と前記アプリオリ符号のレプリカとの相
関を計算する過程と、 前記受信信号と前記アプリオリ符号のレプリカとの相
関に基づいて、前記ロングコードの受信位相を推定する
過程と、 推定された前記ロングコードの受信位相によって、前
記ロングコードのレプリカの発生位相を制御する過程と を具備することを特徴とするCDMA伝送システムにおけ
る拡散符号の初期同期方法が提供される。Sixth, according to the present invention, a cross-correlation value between a spread signal spread by a long code, which is a spread code having a longer cycle than an information symbol, and the long code is negligibly small, and In a CDMA transmission system that receives a received signal including an a priori code indicating a phase of a code and demodulates desired information, a step of generating a replica of the long code, and a step of generating a replica of the long code. Calculating a correlation, generating a replica of the a priori code, calculating a correlation between the received signal and the replica of the a priori code, and based on a correlation between the received signal and the replica of the a priori code. Estimating the reception phase of the long code, and estimating the reception phase of the long code. Controlling the generation phase of the replica of the long code. A method for initial synchronization of a spreading code in a CDMA transmission system is provided.
第７に、本発明によれば、情報シンボルに比較して同
期の長い拡散符号であるロングコードを発生する過程
と、 前記ロングコードによって、送信情報を拡散して広帯
域の拡散信号を生成する過程と、 前記ロングコードとの相互相関値が無視できるほど小
さく、かつ前記ロングコードの位相を示すアプリオリ符
号を発生する過程と、 前記拡散信号中に前記アプリオリ符号を予め定められ
た一定周期で挿入してフレームを形成する過程と、 前記フレームを送信する過程と、 前記フレームを受信する過程と、 前記ロングコードのレプリカを発生する過程と、 前記受信信号と前記ロングコードのレプリカとの相関
を計算する過程と、 前記アプリオリ符号のレプリカを発生する過程と、 前記受信信号と前記アプリオリ符号のレプリカとの相
関を計算する過程と、 前記受信信号と前記アプリオリ符号のレプリカとの相
関に基づいて、前記ロングコードの受信位相を推定する
過程と、 推定された前記ロングコードの受信位相によって、前
記ロングコードのレプリカの発生位相を制御する過程と を具備することを特徴とするCDMA伝送方法が提供され
る。Seventh, according to the present invention, a process of generating a long code that is a spreading code having a longer synchronization than an information symbol, and a process of spreading transmission information and generating a wideband spread signal using the long code. Generating a priori code whose cross-correlation value with the long code is so small as to be negligible, and indicating the phase of the long code; and inserting the apriori code into the spread signal at a predetermined constant period. Forming a frame, transmitting the frame, receiving the frame, generating a replica of the long code, and calculating a correlation between the received signal and the replica of the long code. Generating a replica of the apriori code; and calculating a correlation between the received signal and the replica of the apriori code. Estimating the reception phase of the long code based on the correlation between the received signal and the replica of the apriori code; and generating the replica of the long code based on the estimated reception phase of the long code. And a phase controlling step.
図面の簡単な説明 図１は、本発明によるCDMAシステムの第１実施例の送
信機の構成を示すブロック図である。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a transmitter of a CDMA system according to a first embodiment of the present invention.
図２は、本発明における、拡散信号とアプリオリ符号
とからなる送信フレームの構成を示す概念図である。FIG. 2 is a conceptual diagram showing a configuration of a transmission frame including a spread signal and an apriori code according to the present invention.
図3Aおよび3Bは、アプリオリ符号の一例と、その自己
相関および拡散符号との相関とを示すグラフである。3A and 3B are graphs showing an example of an apriori code and its autocorrelation and correlation with a spreading code.
図4Aおよび4Bは、アプリオリ符号の他の例と、その自
己相関および拡散符号との相関とを示すグラフである。4A and 4B are graphs showing another example of an apriori code and its autocorrelation and correlation with a spreading code.
図5A−5Cは、畳み込みによるアプリオリ符号の生成方
法を説明する波形図であり、図5Aは拡散符号の波形、図
5Bは畳み込む符号Ｘの波形、図5Cはアプリオリ符号の波
形を示す。5A to 5C are waveform diagrams illustrating a method of generating an a priori code by convolution, and FIG.
5B shows the waveform of the convolution code X, and FIG. 5C shows the waveform of the a priori code.
図６は、本発明によるCDMAシステムの第１実施例の受
信機の構成を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the receiver of the first embodiment of the CDMA system according to the present invention.
図７は、図６の受信機の逆拡散回路の内部構成を示す
ブロック図である。FIG. 7 is a block diagram showing the internal configuration of the despreading circuit of the receiver in FIG.
図８は、ペア相関器と受信信号とのタイミング関係を
概念図である。FIG. 8 is a conceptual diagram illustrating a timing relationship between a pair correlator and a received signal.
図９は、ペア相関器の最大相関出力R1およびR2と、そ
の検出タイミングt1およびt2とから、アプリオリ符号の
受信開始タイミングを推定する方法を説明するためのグ
ラフである。9, the maximum correlation output R 1 and R 2 pair correlator, from the detection timing t 1 and t 2 Prefecture is a graph for explaining a method of estimating the reception start timing of the a priori code.
図10は、ノンユニホームサーチにおける推定位相の設
定順序を示す概念図である。FIG. 10 is a conceptual diagram showing a setting order of estimated phases in non-uniform search.
図11Aおよび図11Bは、第１実施例の動作を示すフロー
チャートである。FIGS. 11A and 11B are flowcharts showing the operation of the first embodiment.
図12−15は、本発明によるCDMAシステムの受信機の要
部の構成を示すブロック図である。FIG. 12-15 is a block diagram showing a configuration of a main part of the receiver of the CDMA system according to the present invention.
発明を実施するための最良の形態 以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
実施例１ 図１は、この発明によるCDMA伝送システムにおける送
信機の構成を示すブロック図である。Embodiment 1 FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a transmitter in a CDMA transmission system according to the present invention.
この送信機は、図２に示すようなフレームを生成し、
これを送信する 図２において、フレーム10は、ロングコードで拡散さ
れたロングコード拡散部11の間に、アプリオリ符号12を
一定の周期TBで挿入した形をしている。ここで、アプリ
オリ符号12は、ロングコードの受信位相の推定に使用す
る情報であり、その長さは10シンボル長程度である。ま
た、ロングコード拡散部11の長さは、ロングコードの長
さに等しく、1000シンボル長程度である。これらの長さ
は、かなり自由に設定可能である。以下の説明において
は、アプリオリ符号12そのものの長さを、アプリオリ符
号長TAとう。また、アプリオリ符号12およびロングコー
ド拡散部11を合わせたものをアプリオリブロックとい
い、その長さTBをアプリオリ周期と呼ぶこととする。This transmitter generates a frame as shown in FIG.
2 to transmit this frame 10, between the long code spreading portion 11 spread by the long code, in the form of inserting the a priori code 12 at a constant period T B. Here, the apriori code 12 is information used for estimating the reception phase of a long code, and its length is about 10 symbols. Further, the length of the long code spreading section 11 is equal to the length of the long code, which is about 1000 symbols. These lengths can be set quite freely. In the following description, the length of the a priori code 12 itself, Tou priori code length T A. Further, to the combined priori code 12 and the long code spread section 11 is called a priori block, it will be referred to the length T B and a priori period.
図3Aは、ステップ状のプロフィールをもつアプリオリ
符号12Aを示し、図3Bはその自己相関と、ロングコード
との相互相関を示す。図3Bから分かるように、このアプ
リオリ符号12Aの自己相関値は、三角状のプロフィール1
3を有し、ロングコードとの相関値は、ほぼゼロに抑え
られている。したがって、このアプリオリ符号12Aとロ
ングコードとを一定の位相関係でフレーム化して送信
し、受信側でアプリオリ符号12Aの自己相関値を検出す
れば、アプリオリ符号12Aの位置を検出することができ
る。FIG. 3A shows an a priori code 12A with a step profile, and FIG. 3B shows its autocorrelation and cross-correlation with long codes. As can be seen from FIG. 3B, the autocorrelation value of this apriori code 12A is a triangular profile 1
3, and the correlation value with the long code is suppressed to almost zero. Therefore, if the apriori code 12A and the long code are framed and transmitted with a fixed phase relationship and the reception side detects the autocorrelation value of the apriori code 12A, the position of the apriori code 12A can be detected.
図4Aは、他のアプリオリ符号12Bを示し、図4Bはその
自己相関とし、ロングコードとの相互相関を示す。図4B
から分かるように、アプリオリ符号12Bの自己相関値
は、図3Bの場合と同様に、三角状のプロフィール14を有
し、ロングコードとの相関値は、ほぼゼロに抑えられて
いる。FIG. 4A shows another a priori code 12B, and FIG. 4B shows its autocorrelation and shows the cross-correlation with the long code. FIG.
As can be understood from FIG. 3, the autocorrelation value of the apriori code 12B has a triangular profile 14, as in the case of FIG. 3B, and the correlation value with the long code is suppressed to almost zero.
図5A−5Cは、アプリオリ符号12Bの生成方法を示す。
図5Cに示すアプリオリ符号12Bは、図5Aに示す周期TAの
拡散符号15に、図5Bに示す周期TAの符号Ｘを畳み込むこ
とによって得られる。この畳み込み演算は、周知のもの
である。5A-5C show a method of generating a priori code 12B.
Priori code 12B shown in FIG. 5C, the spreading code 15 of the period T A as shown in Figure 5A, is obtained by convolving the sign X period T A as shown in Figure 5B. This convolution operation is well known.
図１に戻り、送信機の入力端子21に入力された送信情
報は、フレーム生成／マッピング部22に供給される。フ
レーム生成／マッピング部22は、送信情報をフレーム化
し、変調方式に応じたマッピングを行う。フレーム生成
／マッピング部22から出力された送信情報の同相成分DI
（ｔ）と直交成分DQ（ｔ）とは、符号拡散部23の乗算器
23Iおよび23Qに供給される。Returning to FIG. 1, the transmission information input to the input terminal 21 of the transmitter is supplied to the frame generation / mapping unit 22. The frame generation / mapping unit 22 frames transmission information and performs mapping according to the modulation method. In-phase component D I of transmission information output from frame generation / mapping unit 22
The multiplier (t) and the orthogonal component D Q (t) are
Supplied to 23 I and 23 Q.
一方、拡散符号としてのロングコードの同相成分C
I（ｔ）および直交成分CQ（ｔ）は、ロングコード発生
器24から乗算器23Iおよび23Qにそれぞれ供給される。乗
算器23Iは、送信情報DI（ｔ）とロングコードCI（ｔ）
とを乗算し、乗算器23Qは、送信情報DQ（ｔ）とロング
コードCQ（ｔ）とを乗算する。これによって、送信情報
は、ロングコードによって拡散され、図２のロングコー
ド拡散部11が生成される。生成されたロングコード拡散
部11は、信号切替スイッチ25に供給される。On the other hand, the in-phase component C of the long code as the spreading code
I (t) and quadrature component C Q (t) are supplied from the long code generator 24 to the multiplier 23 I and 23 Q. Multiplier 23 I transmits transmission information D I (t) and long code C I (t)
, And the multiplier 23 Q multiplies the transmission information D Q (t) by the long code C Q (t). As a result, the transmission information is spread by the long code, and the long code spreading unit 11 of FIG. 2 is generated. The generated long code spreading unit 11 is supplied to the signal changeover switch 25.
これに対して、アプリオリ符号発生器26によって発生
されたアプリオリ符号の同相成分PI（ｔ）および直交成
分PQ（ｔ）は、アプリオリ符号発生器26から信号切替ス
イッチ25に直接供給される。信号切替スイッチ25は、切
替制御部27からの切替信号によって、アプリオリ符号12
とロングコード拡散部11とを切り替え、図２に示すフォ
ーマットのフレーム10を、D/A変換器31Iおよび31Qに供
給する。On the other hand, the in-phase component P I (t) and the quadrature component P Q (t) of the a-priori code generated by the a-priori code generator 26 are supplied directly from the a-priori code generator 26 to the signal switch 25. The signal changeover switch 25 responds to a changeover signal from the changeover control
And the long code spreading unit 11 to supply the frame 10 having the format shown in FIG. 2 to the D / A converters 31 I and 31 Q.
D/A変換器31I,31Qに供給された送信情報（拡散信号）
は、アナログ信号に変換された後、直交変換器32に供給
される。直交変調器32は、発振器33から供給されるキャ
リア信号を、拡散信号によって直交変調する。直交変調
された拡散信号は、BPF（バンドパスフィルタ）34によ
って、帯域幅制限された後、周波数変換器35に供給され
る。周波数変換器35は、直交変調された拡散信号を、局
部発振器36からの信号によって周波数変換し、BPF37で
帯域幅制限した後、アンテナ38を介して送信する。Transmission information (spread signal) supplied to D / A converters 31 I and 31 Q
After being converted into an analog signal, is supplied to the orthogonal transformer 32. The quadrature modulator 32 quadrature-modulates the carrier signal supplied from the oscillator 33 with a spread signal. The orthogonally modulated spread signal is supplied to a frequency converter 35 after its bandwidth is limited by a BPF (band pass filter) 34. The frequency converter 35 converts the frequency of the orthogonally modulated spread signal by a signal from the local oscillator 36, limits the bandwidth with the BPF 37, and transmits the signal via the antenna 38.
図６は、本発明によるCDMA伝送システムの受信機の全
体構成を示すブロック図である。アンテナ51で受信され
た電波は、目的の受信信号がひずまない程度に、BPF52
で帯域制限される。帯域制限された受信信号は、ミキサ
53によって、局部発振器54からの局部発振信号とミキシ
ングされ、周波数変換される。周波数変換された信号
は、AGC（自動利得制御回路）55で適正なレベルにされ
る。ここで、BPF52は、AGC55の正常動作を確保するため
に挿入されている。FIG. 6 is a block diagram showing an overall configuration of a receiver of the CDMA transmission system according to the present invention. The radio wave received by the antenna 51 is transmitted to the BPF 52 to the extent that the target received signal is not distorted.
Is limited. The band-limited received signal is
The signal 53 is mixed with the local oscillation signal from the local oscillator 54 and frequency-converted. The frequency-converted signal is adjusted to an appropriate level by an AGC (automatic gain control circuit) 55. Here, the BPF 52 is inserted to ensure the normal operation of the AGC 55.
次に、受信信号の搬送波と同一の周波数をもつ、ロー
カル発振器56からのローカル信号を用いて、直交準同期
検出器57で直交準同期検波する。直交準同期検波器57の
出力は、A/D変換器58Iおよび58Qによって、ディジタル
拡散信号に変換される。この拡散信号は、逆拡散回路60
によって逆拡散され、所望の信号が取り出される。逆拡
散された信号は、復調器61によって復調され、出力端子
62から所望の情報が出力される。Next, quadrature quasi-synchronous detection is performed by the quadrature quasi-synchronous detector 57 using a local signal from the local oscillator 56 having the same frequency as the carrier of the received signal. The output of the quadrature quasi synchronous detector 57, the A / D converters 58 I and 58 Q, is converted into a digital spread signal. This spread signal is supplied to a despreading circuit 60.
And the desired signal is extracted. The despread signal is demodulated by the demodulator 61, and the output terminal
Desired information is output from 62.
図７は、逆拡散回路60の構成を示すブロック図であ
る。A/D変換器58Iから供給されたディジタル拡散信号
は、相関器CR1−CR2mの乗算器71と、スライディング相
関器SCIの乗算器81とに供給される。一方、A/D変換器58
Qから供給されたディジタル拡散信号は、スライディン
グ相関器SCQの乗算器81に供給される。２つのスライデ
ィング相関器SCIおよびSCQは、拡散符号発生器として機
能する。FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of the despreading circuit 60. Digital spread signal supplied from the A / D converter 58 I includes a multiplier 71 of the correlator CR 1 -CR 2m, it is supplied to a multiplier 81 of a sliding correlator SC I. On the other hand, the A / D converter 58
The digital spread signal supplied from Q is supplied to multiplier 81 of sliding correlator SC Q. Two sliding correlator SC I and SC Q functions as a diffusion code generator.
乗算器71は、アプリオリ符号発生器72から供給される
アプリオリ符号のレプリカを拡散信号に乗算し、その積
を積分ダンプ回路73に供給する。積分ダンプ回路73は、
この積を１アプリオリ符号長TAの間、積分する。これら
の乗算器71、アプリオリ符号発生器72および積分ダンプ
回路73は、相関器CRk（ｋ＝１−2m）を構成する。図７
の回路には、ｍペアの相関器CR1,CR2,...CR2mが設けら
れている。同一ペア内の２つの相関器は、相関検出（積
分）開始タイミングがΔシフトしている。たとえば、ペ
ア相関器CR1とCR2の相関検出（積分）開始時間は、Δず
れている。また、隣接ペア相関器は相関検出（積分）開
始タイミングがTA/mだけシフトされている。たとえば、
隣接ペア相関器CR1とCR3の相関検出（積分）開始タイミ
ングは、TA/mだけシフトされている。The multiplier 71 multiplies the spread signal by a replica of the a priori code supplied from the a priori code generator 72, and supplies the product to the integration dump circuit 73. The integration dump circuit 73
This product is integrated for one apriori code length T A. The multiplier 71, the a priori code generator 72, and the integral dump circuit 73 constitute a correlator CR k (k = 1−2m). FIG.
Are provided with m pairs of correlators CR 1 , CR 2 ,... CR 2m . The two correlators in the same pair have a correlation detection (integration) start timing shifted by Δ. For example, correlation detection pair correlators CR 1 and CR 2 (integration) start time is offset delta. In the adjacent pair correlator, the correlation detection (integration) start timing is shifted by T A / m. For example,
Correlation detection (integration) start timings of adjacent pairs correlators CR 1 and CR 3 are shifted by T A / m.
これら2m個の相関値は、これらの相関値の相関検出タ
イミングとともに、相関メモリ74に記憶される。ここ
で、相関検出タイミングとは、各相関器における積分開
始タイミングを意味する。相関メモリ74に記憶されたmT
B/TA個のペア相関値および相関検出タイミングは、切替
スイッチ75を介して最大相関値検出器76とロングコード
位相推定器77に供給される。切替スイッチ75は、後述す
るロングコードの受信位相推定モードでは最大相関値検
出器76側に接続され、ロングコードの受信位相検出モー
ドでは、ロングコード位相推定器77側に接続される。最
大相関値検出器76は、mTB/TA個のペア相関値のうちから
最大の相関値を選択し、それに関わるペア相関器の２つ
の相関値R1およびR2と、これらの相関値の相関検出タイ
ミングt1およびt2を、ロングコード位相推定器77に供給
する。These 2m correlation values are stored in the correlation memory 74 together with the correlation detection timing of these correlation values. Here, the correlation detection timing means an integration start timing in each correlator. MT stored in correlation memory 74
B / T A pairs are correlation values and correlation detection timings are supplied to the maximum correlation value detector 76 and the long code phase estimator 77 via the selector switch 75. The changeover switch 75 is connected to the maximum correlation value detector 76 in the long code reception phase estimation mode described later, and is connected to the long code phase estimator 77 in the long code reception phase detection mode. The maximum correlation value detector 76 selects the maximum correlation value from the mT B / T A pair correlation values, and the two correlation values R 1 and R 2 of the pair correlator related thereto and the correlation values correlation detection timings t 1 and t 2 of the supplies to the long code phase estimator 77.
ロングコード位相推定器77は、ゼロクロス検出器77
1、アプリオリ符号位相推定器772およびノンユニフォー
ムサーチ制御部773を有している。ゼロクロス検出器771
は、２点（R1,t1）と（R2,t2）を結ぶ直線がゼロクロス
する点を検出する。アプリオリ符号位相推定器772は、
このゼロクロス点からアプリオリ符号の受信開始タイミ
ングを推定し、各アプリオリ符号発生器72の発振位相を
制御する。また、ノンユニホームサーチ制御部は、アプ
リオリ符号位相推定器772が推定した受信開始タイミン
グから割り出されるロングコードの推定受信位相を中心
として、ロングコード発生器82の発振位相を制御する。
なお、これらの動作の詳細は後述する。The long code phase estimator 77 is a zero-cross detector 77
1. It has an a priori code phase estimator 772 and a non-uniform search control unit 773. Zero cross detector 771
Detects a point at which a straight line connecting the two points (R 1 , t 1 ) and (R 2 , t 2 ) crosses zero. The a priori code phase estimator 772
The reception start timing of the apriori code is estimated from the zero cross point, and the oscillation phase of each apriori code generator 72 is controlled. Further, the non-uniform search control unit controls the oscillation phase of the long code generator 82 around the estimated reception phase of the long code determined from the reception start timing estimated by the a priori code phase estimator 772.
The details of these operations will be described later.
一方、乗算器81に供給された拡散信号は、ロングコー
ド発生器82からのロングコードのレプリカと乗算され、
これらの相関値がとられる。この相関値は、積分ダンプ
回路83で１シンボル期間積分され、しきい値判定回路84
に供給される。しきい値判定回路84は、積分ダンプ回路
83から供給された相関値を、予め設定されたしきい値と
比較し、相関値がしきい値より小さいときには、ロング
コード発生器82の発振位相を図10のようにシフトし、相
関値がしきい値以上の場合には、その発振位相を維持す
るように制御する。なお、これらの構成要素81−81は、
スライディング相関器SCIを構成している。On the other hand, the spread signal supplied to the multiplier 81 is multiplied by the long code replica from the long code generator 82,
These correlation values are taken. This correlation value is integrated for one symbol period by an integration dump circuit 83, and a threshold value judgment circuit 84
Supplied to The threshold value judgment circuit 84 is an integral dump circuit
The correlation value supplied from 83 is compared with a preset threshold value, and when the correlation value is smaller than the threshold value, the oscillation phase of the long code generator 82 is shifted as shown in FIG. If it is greater than or equal to the threshold, control is performed to maintain the oscillation phase. In addition, these constituent elements 81-81,
Constitute a sliding correlator SC I.
制御部88は、これら各部を制御する。たとえば、切替
スイッチ75の切り替えタイミングを制御する。制御部88
の動作説明は、図11Aおよび図11Bのフローチャートの説
明中で行う。The control unit 88 controls these units. For example, the switching timing of the changeover switch 75 is controlled. Control unit 88
The operation will be described in the description of the flowcharts of FIGS. 11A and 11B.
図８は、ペア相関器CRk（ｋ＝１−2m）と受信信号
（拡散信号）との関係を示す概念図である。各相関器CR
kは、アプリオリ符号のレプリカと受信信号との相関値
を１アプリオリ符号長TAの間積分し、その積分値と相関
検出タイミングとをTAごとに出力する。出力された値は
相関メモリ74に記憶される。この場合、積分開始時間が
少しずつシフトしている。すなわち、同一ペア内の２つ
の相関器の積分開始時間はΔだけずれており、隣接ペア
の対応相関器の積分開始時間はTA/mだけシフトしてい
る。ここで、Δの値としては、たとえば、TA/4、ｍとし
ては、４が代表的な値である。このような相関検出は、
少なくとも１アプリオ周期TBの間、普通は、数アプリオ
リ周期の間、実行される。この結果、相関検出タイミン
グとアプリオリ符号12の受信開始タイミングとが最もよ
く一致したペア相関器から、最大の相関値が得られる。
したがって、このように積分位相のずれたペア相関器か
ら出力される相関値によって、アプリオリ符号12の受信
開始タイミングを推定することができる。FIG. 8 is a conceptual diagram showing a relationship between a pair correlator CRk (k = 1−2 m) and a received signal (spread signal). Each correlator CR
k integrates the correlation value between the replica of the apriori code and the received signal for one apriori code length T A , and outputs the integration value and the correlation detection timing for each T A. The output value is stored in the correlation memory 74. In this case, the integration start time shifts little by little. That is, the integration start time of the two correlators in the same pair is shifted by Δ, and the integration start time of the corresponding correlator in the adjacent pair is shifted by T A / m. Here, as the value of Δ, for example, T A / 4, and as m, 4 are typical values. Such correlation detection is
For at least 1 priori period T B, usually for several a priori periods, is performed. As a result, the maximum correlation value is obtained from the pair correlator in which the correlation detection timing and the reception start timing of the apriori code 12 best match.
Therefore, the reception start timing of the apriori code 12 can be estimated based on the correlation values output from the pair correlators whose integration phases are shifted as described above.
図９は、最大相関値R1およびR2と、その相関検出タイ
ミングt1およびt2とから、アプリオリ符号12の受信開始
タイミングtapを推定する方法を説明するためのグラフ
である。図９において、横軸は時間を示し、縦軸は受信
信号とアプリオリ符号12のレプリカとの相関レベルを表
している。横軸の長さは、アプリオリ符号長TAに等しく
とられ、中点tapがアプリオリ符号の受信開始タイミン
グを示している。また、t1およびt2は、相関値R1および
R2の検出タイミング、すなわち、相関器による積分開始
タイミングを示している。積分開始タイミングが、アプ
リオリ符号の受信開始タイミングと一致したとき（たと
えば、t1＝tapのとき）に、相関レベルが最大となる。
図９においては、相関値R1およびR2に関わる積分開始タ
イミングt1およびt2が、アプリオリ符号の受信タイミン
グよりも、少し先行していたことを示している。FIG. 9 is a graph for explaining a method of estimating the reception start timing t ap of the apriori code 12 from the maximum correlation values R 1 and R 2 and the correlation detection timings t 1 and t 2 . In FIG. 9, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the correlation level between the received signal and the replica of the a priori code 12. The length of the horizontal axis is taken equal to the a priori code length T A, midpoint t ap indicates the reception start timing of the a priori code. Also, t 1 and t 2 are the correlation values R 1 and
Detection timing of the R 2, that is, the integration start timing by the correlator. When the integration start timing matches the apriori code reception start timing (for example, when t 1 = t ap ), the correlation level becomes maximum.
FIG. 9 shows that the integration start timings t 1 and t 2 relating to the correlation values R 1 and R 2 are slightly ahead of the apriori code reception timing.
ゼロクロス検出器771は、最大相関値検出器76から、
最大相関値R1およびR2と、その検出タイミングt1および
t2を供給される。ゼロクロス検出器771は、２点（t1,
R1）および（t2,R2）を結ぶ線が相関レベル０の線とク
ロスする点、すなわち、ゼロクロス点tz1を求める。こ
れは、ゼロクロス点がフェージング環境下でも変動しに
くい事実を利用して、アプリオリ符号の受信開始タイミ
ングを推定するためである。この場合、相関検出時点t1
およびt2の位置によって、次のような場合が生じる。The zero-crossing detector 771, from the maximum correlation value detector 76,
The maximum correlation values R 1 and R 2 and their detection timings t 1 and
It is supplied with t 2. The zero cross detector 771 has two points (t 1 ,
The point at which the line connecting R 1 ) and (t 2 , R 2 ) crosses the line at correlation level 0, that is, the zero cross point t z1 is obtained. This is for estimating the reception start timing of the apriori code using the fact that the zero-cross point does not easily change even in a fading environment. In this case, the correlation detection time t 1
And the position of t 2, the following case occurs.
（１）t1およびt2が、両方とも、受信開始タイミングt
apの右側、または左側にある場合（図９では、両方と
も、左側にある）。この場合は、２点を結ぶことによっ
て、図９の範囲内でゼロクロス点を求めることができ
る。言い換えれば、ゼロクロス点と相関検出タイミング
との時間差が、TA/4以内に収まる場合である。(1) t 1 and t 2 are both reception start timings t
If it is on the right or left side of ap (both are on the left side in FIG. 9). In this case, by connecting the two points, the zero cross point can be obtained within the range of FIG. In other words, this is a case where the time difference between the zero-cross point and the correlation detection timing falls within T A / 4.
（２）t1およびt2が、受信開始タイミングに関して、反
対側にある場合。この場合は、２点を結ぶ線と相関レベ
ル０の線とが平行に近づくため、ゼロクロス点が図９の
範囲外に出てしまう。すなわち、ゼロクロス点と相関検
出タイミングとの時間差がTA/4以上となる場合である。(2) When t 1 and t 2 are on the opposite sides with respect to the reception start timing. In this case, since the line connecting the two points and the line with the correlation level 0 approach parallel, the zero crossing point goes out of the range of FIG. That is, this is a case where the time difference between the zero-cross point and the correlation detection timing is equal to or greater than T A / 4.
アプリオリ符号位相推定器772は、ゼロクロス点から
アプリオリ符号の受信開始タイミングを推定する。すな
わち、（１）の場合は、ゼロクロスタイミングをTA/4だ
け、相関値の大きい方にずらしたタイミングを、アプリ
オリ符号受信開始タイミングtapと推定する。一方、
（２）の場合には、２つの相関検出タイミングt1および
t2の中点をアプリオリ符号受信開始タイミングtapと推
定する。The apriori code phase estimator 772 estimates the reception start timing of the apriori code from the zero cross point. That is, in the case of (1), the timing at which the zero-cross timing is shifted by T A / 4 to the larger correlation value is estimated as the apriori code reception start timing t ap . on the other hand,
In the case of (2), two correlation detection timings t 1 and
The midpoint of t 2 is estimated with a priori code receiving start timing t ap.
このように、ゼロクロス点を求めてから、アプリオリ
符号受信開始タイミングを推定するのは、次の理由によ
る。実際の伝搬路では、フェージングが存在し、アプリ
オリ符号12の相関特性が反転することがある。しかしな
がら、アプリオリ符号の長さTAが、フェージング周期に
対して短く、相関検出積分時間におけるフェージングの
複素包絡線が一定とみなせる場合には、相関値＝０とな
る位置は不動であり、相関関数の直線性も保たれる。こ
のため、上述の方法で、アプリオリ符号の受信開始タイ
ミングを求めることができる。The reason for estimating the apriori code reception start timing after obtaining the zero crossing point in this manner is as follows. In an actual propagation path, fading exists, and the correlation characteristic of the a priori code 12 may be inverted. However, if the length T A of the apriori code is short with respect to the fading period, and the complex envelope of fading in the correlation detection integration time can be regarded as constant, the position where the correlation value = 0 is immovable, and the correlation function Is also kept linear. Therefore, the reception start timing of the apriori code can be obtained by the above-described method.
図10は、ノンユニフォームサーチ制御部773によるサ
ーチ方法を説明するための概念図である。図において、
横軸は、アプリオリ符号の位相を示し、縦軸は時間を示
している。また、白丸中の番号は、サーチの順番を示し
ている。図に示すように、ノンユニホームサーチ制御部
は、推定位相（アプリオリ符号の受信開始タイミング）
から始めて、サーチの範囲を前後に徐々に広げて行くよ
うに、ロングコード発生器82を制御する。これによっ
て、ロングコード受信位相点を効率良く検出することが
可能となる。なお、このサーチ方法は、NUEA（Non−Uni
formly Expanded Alternate serial search strategy）
と呼ばれ、その詳細は、文献V.M.Jovanovic,“Analysis
of Strategies for Serial−Search Spread−Spectrum
Code Acquisition−Direct Approach",IEEE Trans.on
Communications,VOL.COM36,No.11,pp.1208−1220,Novem
ber 1988,に記載されている。FIG. 10 is a conceptual diagram for describing a search method by non-uniform search control section 773. In the figure,
The horizontal axis indicates the phase of the apriori code, and the vertical axis indicates time. The numbers in the white circles indicate the search order. As shown in the figure, the non-uniform search control unit calculates the estimated phase (reception start timing of a priori code).
, The long code generator 82 is controlled so as to gradually expand the search range back and forth. This makes it possible to efficiently detect the long code reception phase point. This search method is based on NUEA (Non-Uni
formly Expanded Alternate serial search strategy)
For more information, see VMJovanovic, “Analysis
of Strategies for Serial−Search Spread−Spectrum
Code Acquisition-Direct Approach ", IEEE Trans.on
Communications, VOL.COM36, No.11, pp.1208-1220, Novem
ber 1988.
次に、図11Aおよび図11Bのフローチャートを参照し
て、本実施例の動作を説明する。Next, the operation of this embodiment will be described with reference to the flowcharts of FIGS. 11A and 11B.
初期同期が開始されると、制御部88は、ステップSP1
において、2m個の相関器CRkにアプリオリ符号をセット
する。すなわち、各相関器のアプリオリ符号発生器72
に、同一のアプリオリ符号を同位相でセットする。これ
によって、相関器CR1−CR2mの乗算器71は、図８で説明
したように、受信信号とアプリオリ符号のレプリカとの
相関をとる。得られた各相関値は、積分ダンプ回路73に
供給され、時間TAの間積分される（ステップSP2）。こ
の動作が、１アプリオリ周期TBの間継続され、各相関器
からTB/TA個の相関値と、相関検出タイミングとが出力
される。すなわち、全体でmTB/TA個のペア相関値および
相関検出タイミングが得られる。これらは、ステップSP
3において、相関メモリ74に記憶される。When the initial synchronization is started, the control unit 88 proceeds to step SP1
, An apriori code is set in 2m correlators CRk. That is, the a priori code generator 72 of each correlator
, The same apriori code is set in phase. Thus, the multiplier 71 of the correlator CR 1 -CR 2m, as described in FIG. 8, the correlation between the received signal and the a priori code replica. Each correlation values obtained are supplied to the integrating dump circuit 73 is integrated between the time T A (step SP2). This operation is continued for one a priori period T B , and each correlator outputs T B / T A correlation values and the correlation detection timing. That, mT B / T A pairs are correlation values and correlation detection timing in the whole can be obtained. These are the steps SP
At 3, it is stored in the correlation memory 74.
切替スイッチ75は、初期同期開始時には、最大相関値
検出器76側に接続されている。このため、相関メモリ74
に記憶された相関値と相関検出タイミングとは、最大相
関値検出器76に供給される。最大相関値検出器76は、こ
れらのデータの中から、最大の相関値を出力したペア相
関器の、相関値R1およびR2と、これらの相関検出タイミ
ングt1およびt2とを検出する（ステップSP4）。The changeover switch 75 is connected to the maximum correlation value detector 76 when the initial synchronization is started. Therefore, the correlation memory 74
Are supplied to the maximum correlation value detector 76. The maximum correlation value detector 76 detects the correlation values R 1 and R 2 of the paired correlators that output the maximum correlation value, and the correlation detection timings t 1 and t 2 among these data. (Step SP4).
次に、制御部88は、ステップSP5において、ステップS
P1−４の動作を繰り返して、相関値と相関検出タイミン
グとの確認を行うか否かを決定する。確認を行う場合
は、ステップSP6に進み、ステップSP1−４の動作、すな
わち、図11AのブロックＡの動作を繰り返す。そして、
ステップSP7において、最大相関値の検出タイミングが
前回と同じか否かを確認する。同じでないときは、ステ
ップSP6において、ブロックＡの動作を繰り返し、同じ
ときには、ステップSP8において、最大相関値R1およびR
2と、その検出タイミングt1およびt2とを、ロングコー
ド位相推定器77のゼロクロス検出器771に供給する。Next, in step SP5, the control unit 88 performs step S5.
The operation of P1-4 is repeated to determine whether to confirm the correlation value and the correlation detection timing. When the confirmation is performed, the process proceeds to step SP6, and the operation of step SP1-4, that is, the operation of block A in FIG. 11A is repeated. And
In step SP7, it is checked whether the detection timing of the maximum correlation value is the same as the previous timing. If they are not the same, the operation of block A is repeated in step SP6, and if they are the same, the maximum correlation values R 1 and R
2 and the detection timings t 1 and t 2 are supplied to the zero-cross detector 771 of the long code phase estimator 77.
ゼロクロス検出器771は、図９で説明した方法で、ゼ
ロクロス点を求める。すなわち、ステップSP11におい
て、相関値R1およびR2と、検出タイミングt1およびt2と
から得られる２点（R1,t1）および（R2,t2）とを直線補
間し、ゼロクロス点tzを求める。アプリオリ符号位相推
定器772は、ステップSP12において、時刻t1とtz、およ
びt2とtzを比較し、これらの差がTA/4以上か否かを判定
する。差がTA/4以上の場合は、ステップSP13において、
アプリオリ符号位相推定器772は時刻t1とt2との中点
を、アプリオリ符号受信開始タイミングtapと推定す
る。一方、差がTA/4より小さい場合は、アプリオリ符号
位相推定器772は、ステップSP14において、ゼロクロス
点tzを、大きい方の相関値R2の方にTA/4だけシフトした
タイミングをアプリオリ符号の受信開始タイミングtap
と推定する。こうして、アプリオリ符号位相推定器772
は、アプリオリ符号の推定受信開始タイミングtapを出
力する。ロングコードの受信位相は、この推定受信開始
タイミングtapから、一定時間経過した点として推定さ
れる。The zero-cross detector 771 obtains a zero-cross point by the method described with reference to FIG. That is, in step SP11, the correlation value R 1 and R 2, 2 points obtained from the detection timing t 1 and t 2 Metropolitan (R 1, t 1) and (R 2, t 2) and linearly interpolating the zero-crossing determine the point t z. Priori code phase estimator 772 determines, in step SP 12, the time t 1 and t z, and compares t 2 and t z, whether these differences T A / 4 or more. If the difference is T A / 4 or more, in step SP13,
Priori code phase estimator 772 the midpoint of the time t 1 and t 2, and estimates a priori code receiving start timing t ap. On the other hand, if the difference is T A / 4 less than the priori code phase estimator 772, in step SP14, the zero-cross point t z, shifted by T A / 4 towards the correlation value R 2 of the larger timing Apriori code reception start timing t ap
It is estimated. Thus, a priori code phase estimator 772
Outputs the estimated reception start timing t ap of priori code. The reception phase of the long code is estimated as a point after a predetermined time has elapsed from the estimated reception start timing tap .
ステップSP15において、ノンユニホームサーチ制御部
773は、図10に示すようなノンユニホームサーチを用い
て、スライディング相関器SCIおよびSCQを制御し、初期
同期検出を行う。すなわち、ノンユニホームサーチ制御
部773は、ロングコード発生器82の発振位相を、ロング
コードの推定受信位相に初期設定し、図10に示す順序
で、ロングコードのレプリカの位相をずらしていく。こ
のとき、しきい値判定回路84は、相関検出値がしきい値
を越えたか否かを調べる。相関検出値がしきい値を越え
た場合、このときのロングコード発生器82の発振位相
で、初期同期が完了したする。In step SP15, the non-uniform search control unit
773, using a non-uniform search as shown in FIG. 10, controls the sliding correlator SC I and SC Q, performs initial synchronization detection. That is, the non-uniform search control unit 773 initially sets the oscillation phase of the long code generator 82 to the estimated reception phase of the long code, and shifts the phase of the long code replica in the order shown in FIG. At this time, the threshold value judgment circuit 84 checks whether or not the correlation detection value has exceeded the threshold value. When the correlation detection value exceeds the threshold value, the initial synchronization is completed at the oscillation phase of the long code generator 82 at this time.
あるいは、アプリオリ符号の受信開始タイミングtap
を数回求めて平均化する場合は、制御部88は、各部を制
御して、ステップSP21−23の動作を実行させる。すなわ
ち、ステップSP21において、最大相関検出タイミングの
nTB後のタイミングで（ｎ＝1,2,...）、受信信号とアプ
リオリ符号のレプリカとの相関を検出し、ステップSP22
において、図11BのブロックＢの動作、すなわちステッ
プSP11−14の動作を繰り返す。こうして、複数の推定ア
プリオリ符号受信開始タイミングが得られたら、アプリ
オリ符号位相推定器772は、ステップSP23で、それらの
平均を求め、新たな推定アプリオリ符号受信開始タイミ
ングとする。そして、ステップSP15の動作を行う。こう
して、ロングコード発生器82の初期同期が完了し、トラ
ッキングモードに入る。Alternatively, the reception start timing t ap of the apriori code
When calculating and averaging several times, the control unit 88 controls each unit to execute the operation of step SP21-23. That is, in step SP21, the maximum correlation detection timing
At the timing after nT B (n = 1, 2,...), the correlation between the received signal and the replica of the apriori code is detected, and step SP22 is performed.
, The operation of block B in FIG. 11B, that is, the operation of step SP11-14 is repeated. When a plurality of estimated a priori code reception start timings are obtained in this way, the a priori code phase estimator 772 calculates the average of them at step SP23, and sets it as a new estimated apriori code reception start timing. Then, the operation of step SP15 is performed. Thus, the initial synchronization of the long code generator 82 is completed, and the apparatus enters the tracking mode.
アプリオリ符号の挿入位置としては、一般に、通信開
始時の短い時間で十分である。前述したように、CDMAを
セルラ方式に適用する場合、音声に代表される情報デー
タを伝送する通信チャネルがはられる前に、制御チャネ
ルを通して、基地局と移動局との間で制御情報のやりと
りを行なう。したがって、制御チャネルの初期同期は、
アプリオリ符号を用いて行い、通信チャネルの初期同期
は、制御チャネルの内部に、ロングコードの開始位相情
報を挿入おくことによって行うことも可能である。こう
すれば、基地局と移動局との間で、ほぼロングコードの
チップ位相があった状態で、通信チャネルの初期同期を
確立することができる。この結果、両チャネルの初期同
期を短時間で確立することができる。Generally, a short time at the start of communication is sufficient as the insertion position of the apriori code. As described above, when CDMA is applied to the cellular system, control information is exchanged between a base station and a mobile station through a control channel before a communication channel for transmitting information data represented by voice is established. Do. Therefore, the initial synchronization of the control channel is
The initial synchronization of the communication channel can be performed by inserting a long code start phase information inside the control channel. By doing so, the initial synchronization of the communication channel can be established between the base station and the mobile station in a state where the chip phase of a substantially long code exists. As a result, initial synchronization of both channels can be established in a short time.
本実施例においては、送信機にアプリオリ符号発生器
26を設けたが、このアプリオリ符号発生器26に代えて、
図5Bに示す畳み込む符号Ｘを発生する発生器と、畳み込
み演算器とを設け、ロングコード発生器24から出力され
るロングコードと符号Ｘとを畳み込み演算することによ
って、アプリオリ符号を発生することも可能である。In this embodiment, the transmitter has an apriori code generator.
26, but instead of this apriori code generator 26,
By providing a generator for generating the convolution code X shown in FIG. 5B and a convolution operation unit, it is also possible to generate an a priori code by performing a convolution operation on the long code output from the long code generator 24 and the code X. It is possible.
実施例２ 上述した実施例１における受信ロングコードの受信位
相推定においては、受信信号の同相成分（Ｉ成分）また
は直交成分（Ｑ成分）の、いずれか一方の相関値のみを
用いていた。この場合、フェージング複素包絡線の状態
によっては、雑音の影響が増大し、推定精度が劣化する
場合もある。本実施例は、Ｉ成分およびＱ成分の双方を
用いて、位相の推定を行うことによって、フェージング
環境下での推定精度劣化を軽減し、迅速な初期同期を可
能とするものである。Second Embodiment In the above-described first embodiment, in the reception phase estimation of the reception long code, only one of the correlation value of the in-phase component (I component) and the quadrature component (Q component) of the received signal is used. In this case, depending on the state of the fading complex envelope, the effect of noise may increase and the estimation accuracy may deteriorate. In the present embodiment, by estimating the phase using both the I component and the Q component, deterioration of the estimation accuracy in a fading environment is reduced, and quick initial synchronization is enabled.
図12Aは、受信信号とアプリオリ符号のレプリカとの
相関値の同相成分を示し、図12Bは、その直交成分を示
す。図12Aにおいて、横軸は、受信信号中のアプリオリ
符号とアプリオリ符号発生器72によって発生されたアプ
リオリ符号のレプリカとの位相差を、時間差として表し
た値であり、時刻tapは時間差がゼロの点を示してい
る。当然のことながら、このとき縦軸の相関レベルは最
大となる。また、R1iおよびR2iは、時刻t1およびt2にお
ける相関値のＩ成分である。また、時刻tz1は、相関値
がゼロとなるゼロクロス点の時刻である。図12Bは、こ
れと対応するＱ成分の相関値R1qおよびR2qを示してい
る。FIG. 12A shows the in-phase component of the correlation value between the received signal and the replica of the a priori code, and FIG. 12B shows the quadrature component thereof. In Figure 12A, the horizontal axis, the phase difference between the a priori code and the a priori code replica generated by a priori code generator 72 in the received signal is a value expressed as a time difference, the time t ap time difference is zero Points are shown. Naturally, at this time, the correlation level on the vertical axis becomes maximum. R 1i and R 2i are the I components of the correlation value at times t 1 and t 2 . Time t z1 is the time of the zero cross point at which the correlation value becomes zero. FIG. 12B shows the correlation values R 1q and R 2q of the Q component corresponding thereto.
以下、図13−15を参照して、Ｉ成分およびＱ成分を用
いた受信位相推定装置を説明する。以下の説明におい
て、LiおよびLqは、それぞれ、Ｉ相関値とＱ相関値の大
きさを表わす値であり、次式のいずれかで表わすことが
できる。Hereinafter, a reception phase estimating apparatus using the I component and the Q component will be described with reference to FIGS. In the following description, L i and L q are values representing the magnitudes of the I correlation value and the Q correlation value, respectively, and can be represented by any of the following equations.
Li＝R1i 2＋R2i 2 または、 Lqについても同様である。L i = R 1i 2 + R 2i 2 or The same applies to L q .
図13は、本実施例による第１の位相推定器の構成を示
す。この図において、Ｉ相関検出器91は、図７の乗算器
71、アプリオリ符号発生器72、積分ダンプ回路73、相関
メモリ74、切替スイッチ75および最大相関検出器76から
なる回路に対応する。Ｑ相関検出器92も同様である。Ｉ
相関検出器91には、図６のA/D変換器58Iから拡散信号の
Ｉ成分が供給され、Ｑ相関検出器92には、A/D変換器58Q
から拡散信号のＱ成分が供給される。これらの相関検出
器91および92の出力は、演算器93に供給される。演算器
93の出力は、ロングコード位相推定器94に供給される。
このロングコード推定器94は、図７のロングコード位相
推定器77に対応する。FIG. 13 shows a configuration of the first phase estimator according to the present embodiment. In this figure, an I correlation detector 91 is a multiplier of FIG.
71, an a priori code generator 72, an integration dump circuit 73, a correlation memory 74, a changeover switch 75, and a maximum correlation detector 76. The same applies to the Q correlation detector 92. I
The I component of the spread signal is supplied from the A / D converter 58I of FIG. 6 to the correlation detector 91, and the A / D converter 58Q is supplied to the Q correlation detector 92.
Supplies the Q component of the spread signal. The outputs of the correlation detectors 91 and 92 are supplied to a calculator 93. Arithmetic unit
The output of 93 is provided to a long code phase estimator 94.
This long code estimator 94 corresponds to the long code phase estimator 77 in FIG.
このような構成において、演算器93は、Ｉ相関検出器
91から供給されたＩ相関値およびＱ相関検出器92から供
給されたＱ相関値から、相関値の複素振幅を求め、この
値をロングコード位相推定器94に供給する。相関値の正
負はＩ相関値とＱ相関値の振幅の、大きな方の符号を用
いる。具体的には、Ｉ相関検出器91からのＩ相関値と、
Ｑ相関検出器92からのＱ相関値とから、演算器93は、次
式によって２つの相関値を求める。In such a configuration, the arithmetic unit 93 is an I correlation detector
The complex amplitude of the correlation value is determined from the I correlation value supplied from 91 and the Q correlation value supplied from the Q correlation detector 92, and this value is supplied to a long code phase estimator 94. The sign of the correlation value uses the larger sign of the amplitudes of the I correlation value and the Q correlation value. Specifically, the I correlation value from the I correlation detector 91 and
From the Q correlation value from the Q correlation detector 92, the calculator 93 obtains two correlation values by the following equation.
ここで、sgn（ａ）はａの符号を意味する。得られたR
1,R2およびt1,t2を用いて、ロングコード位相推定器94
で、実施例１で説明したように受信ロングコードの位相
推定を行う。 Here, sgn (a) means the sign of a. R obtained
1 , R 2 and t 1 , t 2 , a long code phase estimator 94
Then, the phase of the received long code is estimated as described in the first embodiment.
図14は、本実施例の第２の位相推定器の構成を示す。
この装置が図13の装置と異なる点は、演算器93の代わり
に、相関比較器95を用いている点である。FIG. 14 shows the configuration of the second phase estimator of the present embodiment.
This device differs from the device of FIG. 13 in that a correlation comparator 95 is used instead of the arithmetic unit 93.
この構成において、Ｉ相関検出器91からのＩ相関値
と、Ｑ相関検出器92からのＱ相関値とは、相関比較器95
に供給される。相関比較器95は、これら２つの相関値を
比較し、値の大きな方を出力する。ロングコード位相推
定器94は、この大きな方の相関値を用いて、受信拡散符
号位相を推定する。すなわち、次式から得られたR1,R2
およびt1,t2を用いて、実施例１で説明したようにして
受信拡散符号位相推定を行う。In this configuration, the I correlation value from the I correlation detector 91 and the Q correlation value from the Q correlation detector 92 are compared with the correlation comparator 95
Supplied to The correlation comparator 95 compares these two correlation values and outputs the larger one. The long code phase estimator 94 estimates the received spread code phase using the larger correlation value. That is, R 1 , R 2 obtained from the following equation
The received spread code phase is estimated as described in the first embodiment, using t 1 and t 2 .
図15は、本実施例の第３の位相推定器の構成を示す。
図15において、Ｉ相関検出器91およびＱ相関検出器92
は、ロングコード位相推定器96に接続されている。ロン
グコード位相推定器96は、２つのロングコード位相プレ
推定器97および98と、演算器99を備えている。 FIG. 15 shows the configuration of the third phase estimator of the present embodiment.
In FIG. 15, an I correlation detector 91 and a Q correlation detector 92
Are connected to a long code phase estimator 96. The long code phase estimator 96 includes two long code phase pre-estimators 97 and 98 and a calculator 99.
このような構成において、ロングコード位相プレ推定
器97および98は、Ｉ相関検出器91からのＩ相関値および
Ｑ相関検出器92からのＱ相関値により、両成分毎の位相
推定を行い、演算器99がその結果を合成する。In such a configuration, the long code phase pre-estimators 97 and 98 perform the phase estimation for each of the components based on the I correlation value from the I correlation detector 91 and the Q correlation value from the Q correlation detector 92, and calculate The vessel 99 synthesizes the result.
得られた２つの推定位相の合成法には、単純平均と、
それぞれの相関レベルに応じた重み付け平均との２通り
が考えられる。重み付け平均を用いた方が、より高い推
定精度が得られる。ここで、Ｉ相相関値R1iおよびR
2iと、その検出タイミングt1およびt2とから得た推定ア
プリオリ符号受信開始タイミングをtapiとし、Ｑ相相関
値R1qおよびR2qと、その検出タイミングt1およびt2とか
ら得た推定アプリオリ符号受信開始タイミングをtapqと
したとき、最終的に得られる推定アプリオリ符号受信開
始タイミングtapは、次式で得られる。The method of combining the two estimated phases obtained includes a simple average and
There are two types: a weighted average according to each correlation level. Higher estimation accuracy can be obtained by using the weighted average. Here, the I-phase correlation values R 1i and R
2i and the estimated a priori code reception start timing obtained from the detection timings t 1 and t 2 is represented by t api, and the estimation obtained from the Q-phase correlation values R 1q and R 2q and the detection timings t 1 and t 2 Assuming that the apriori code reception start timing is t apq , the finally obtained estimated apriori code reception start timing t ap is obtained by the following equation.
（１）単純平均を用いる場合 （２）重み付け平均を用いる場合 これらの演算は、演算器99が実行する。(1) When using simple average (2) When using weighted average These calculations are performed by the calculator 99.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号 特願平7−257644 (32)優先日 平７(1995)10月４日 (33)優先権主張国 日本（ＪＰ） (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04J 13/00──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (31) Priority claim number Japanese Patent Application No. Hei 7-257644 (32) Priority date Heisei 7 (1995) October 4 (33) Priority claim country Japan (JP) (58) Survey Field (Int.Cl. 6 , DB name) H04J 13/00
Claims (26)
号であるロングコードを発生するロングコード発生手段
と、 前記ロングコードによって、送信情報を拡散して広帯域
の拡散信号を生成する拡散手段と、 前記ロングコードとの相互相関値が無視できるほど小さ
く、かつ前記ロングコードの位相を示すアプリオリ符号
を発生するアプリオリ符号発生手段と、 前記拡散信号中に前記アプリオリ符号を予め定められた
一定周期で挿入してフレームを形成するアプリオリ符号
挿入手段と、 前記フレームを送信する送信手段と を具備することを特徴とするCDMA伝送システムにおける
送信機。1. Long code generating means for generating a long code which is a spreading code having a longer cycle than an information symbol; and spreading means for generating transmission signals of a wide band by spreading transmission information by the long code. A cross-correlation value with the long code is so small as to be negligible, and a priori code generating means for generating an a priori code indicating the phase of the long code, the a priori code in the spread signal at a predetermined constant period A transmitter in a CDMA transmission system, comprising: an a priori code insertion unit that inserts a frame to form a frame; and a transmission unit that transmits the frame.
滑らかに変化し、かつゼロクロス点を有することを特徴
とする請求の範囲第１項に記載のCDMA伝送システムにお
ける送信機。2. A transmitter in a CDMA transmission system according to claim 1, wherein said apriori code has an autocorrelation value that changes smoothly and has a zero-cross point.
形状のプロフィールを有することを特徴とする請求の範
囲第２項に記載のCDMA伝送システムにおける送信機。3. The transmitter in a CDMA transmission system according to claim 2, wherein the autocorrelation value of the apriori code has a triangular profile.
フィールを有することを特徴とする請求の範囲第２項に
記載のCDMA伝送システムにおける送信機。4. The transmitter according to claim 2, wherein said apriori code has a step-like profile.
よりも短い周期を有することを特徴とする請求の範囲第
１項に記載のCDMA伝送システムにおける送信機。5. The transmitter according to claim 1, wherein said apriori code has a shorter period than said long code.
時にのみ、前記アプリオリ符号を前記拡散信号に予め定
めた範囲で挿入することを特徴とする請求の範囲第１項
に記載のCDMA伝送システムにおける送信機。6. The CDMA transmission system according to claim 1, wherein said apriori code insertion means inserts said apriori code into said spread signal within a predetermined range only at the start of communication. Transmitter.
られた畳み込む符号を発生する手段と、該畳み込む符号
と前記ロングコードとの畳み込み演算を行い、前記アプ
リオリ符号を出力する演算手段とを有し、前記アプリオ
リ符号挿入手段は、前記演算手段の出力を前記拡散信号
に挿入することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の
CDMA伝送システムにおける送信機。7. The a priori code generation means includes means for generating a predetermined convolutional code, and operation means for performing a convolution operation of the convolutional code and the long code and outputting the a priori code. 2. The apparatus according to claim 1, wherein said a priori code inserting means inserts an output of said calculating means into said spread signal.
Transmitter in CDMA transmission system.
号であるロングコードによって拡散された拡散信号と、
前記ロングコードとの相互相関値が無視できるほど小さ
く、かつ前記ロングコードの位相を示すアプリオリ符号
とを含む受信信号を受信して、所望の情報を復調するCD
MA伝送システムにおいて、 前記ロングコードのレプリカを発生し、前記受信信号と
前記ロングコードのレプリカとの相関を計算する第１の
相関手段と、 前記アプリオリ符号のレプリカを発生し、前記受信信号
と前記アプリオリ符号のレプリカとの相関を計算する第
２の相関手段と、 前記第２の相関手段の出力に基づいて、前記ロングコー
ドの受信位相を推定する位相推定手段と、 前記位相推定手段の出力によって、前記ロングコードの
レプリカの発生位相を制御する制御手段と を具備することを特徴とするCDMA伝送システムにおける
拡散符号の初期同期装置。8. A spread signal spread by a long code which is a spread code having a longer period than an information symbol;
A CD for receiving a reception signal including a cross-correlation value with the long code that is so small as to be negligible, and an a priori code indicating the phase of the long code, and demodulating desired information;
In the MA transmission system, a first correlation means for generating a replica of the long code, calculating a correlation between the received signal and the replica of the long code, and generating a replica of the apriori code, A second correlation unit for calculating a correlation with the replica of the apriori code; a phase estimation unit for estimating a reception phase of the long code based on an output of the second correlation unit; and an output of the phase estimation unit. And control means for controlling a generation phase of the replica of the long code. An initial synchronization apparatus for a spreading code in a CDMA transmission system, comprising:
に、一定の周期で挿入され、 前記第２の相関手段は、相関検出開始タイミングがΔだ
けシフトした第１のアプリオリ符号のレプリカと第２の
アプリオリ符号のレプリカとからなるペアアプリオリ符
号のレプリカを発生し、前記第１のアプリオリ符号のレ
プリカと前記受信信号との相関を計算する相関器と、前
記第２のアプリオリ符号のレプリカと前記受信信号との
相関を計算する相関器とからなるペア相関器を備え、 前記位相推定手段は、前記ペア相関器の出力に基づい
て、前記ロングコードの受信位相を推定することを特徴
とする請求の範囲第８項に記載のCDMA伝送システムにお
ける拡散符号の初期同期装置。9. The a priori code is inserted into the spread signal at a constant period, and the second correlating means outputs a replica of the first a priori code whose correlation detection start timing is shifted by Δ and a second A correlator for generating a replica of a pair of a priori codes consisting of a replica of the a priori code of the above and calculating a correlation between the replica of the first apriori code and the received signal; A pair correlator comprising a correlator for calculating a correlation with a signal, wherein the phase estimating means estimates a reception phase of the long code based on an output of the pair correlator. Item 9. An initial synchronization device for a spreading code in the CDMA transmission system according to Item 8.
信信号と前記アプリオリ符号のレプリカとの積を、前記
アプリオリ符号の１周期にわたって積分し、 前記位相推定手段は、２つの積分値から前記ロングコー
ドの受信位相を推定することを特徴とする請求の範囲第
８項に記載のCDMA伝送システムにおける拡散符号の初期
同期装置。10. Each of the correlators in the pair correlator integrates a product of the received signal and the replica of the apriori code over one period of the apriori code, and the phase estimating means outputs two integrated values. 9. The apparatus for initializing a spreading code in a CDMA transmission system according to claim 8, wherein a receiving phase of the long code is estimated from the following.
をｍ組（ｍは１より大きい整数）有し、隣接ペア相関器
の相関検出および積分開始タイミングは、TA/m（ただ
し、TAはアプリオリ符号の長さ）の時間差を有すること
を特徴とする請求の範囲第10項に記載のCDMA伝送システ
ムにおける拡散符号の初期同期装置。11. The second correlation means has m pairs of correlators (m is an integer greater than 1), and the correlation detection and integration start timing of adjacent pair correlators is T A / m (where , T A has a time difference of a priori code length), wherein the initial apparatus for spreading code in a CDMA transmission system according to claim 10 is characterized in that:
ら、最大出力を与えるペア相関器を選択する手段を備
え、前記最大出力とその検出タイミングとによって、前
記ロングコードの受信位相を推定することを特徴とする
請求の範囲第11項に記載のCDMA伝送システムにおける拡
散符号の初期同期装置。12. The phase estimating means includes means for selecting a pair correlator that gives a maximum output from the pair correlators, and estimates a reception phase of the long code based on the maximum output and its detection timing. 12. The apparatus for initial synchronization of a spreading code in a CDMA transmission system according to claim 11, wherein:
の検出タイミングとから、前記受信信号と前記アプリオ
リ符号のレプリカとの相関値がゼロとなるゼロクロス点
を求め、該ゼロクロス点から、前記アプリオリ符号の受
信位相を推定し、前記制御手段は、推定された前記アプ
リオリ符号の受信位相によって前記ロングコードのレプ
リカの発生位相を制御することを特徴とする請求の範囲
第12項に記載のCDMA伝送システムにおける拡散符号の初
期同期装置。13. The phase estimating means obtains a zero cross point at which the correlation value between the received signal and the replica of the apriori code becomes zero from the maximum output and the detection timing thereof, and from the zero cross point, obtains the a priori point. The CDMA transmission system according to claim 12, wherein a reception phase of the code is estimated, and the control unit controls a generation phase of the replica of the long code according to the estimated reception phase of the apriori code. Initial synchronization device for spreading codes in the system.
って推定された前記アプリオリ符号の受信位相を中心と
して、前記ロングコードのレプリカの発生位相を設定
し、前記受信信号中のロングコードと前記ロングコード
のレプリカとの位相が同期しないときには、前記ロング
コードのレプリカの発生位相を徐々に範囲を広げてシフ
トするノンユニホームサーチを行うことを特徴とする請
求の範囲第13項に記載のCDMA伝送システムにおける拡散
符号の初期同期装置。14. The control means sets a generation phase of a replica of the long code centering on a reception phase of the apriori code estimated by the phase estimation means, and sets a long code in the received signal and the long code in the received signal. 14. The CDMA transmission system according to claim 13, wherein when the phase with the code replica is not synchronized, a non-uniform search for shifting the generation phase of the long code replica by gradually widening the range is performed. Initial synchronization device for spreading code in.
先頭部分にのみ挿入されたことを特徴とする請求の範囲
第８項に記載のCDMA伝送システムにおける拡散符号の初
期同期装置。15. The apparatus according to claim 8, wherein the a priori code is inserted only at the head of the spread signal.
の、前記拡散信号の先頭部分にのみ挿入されたことを特
徴とする請求の範囲第８項に記載のCDMA伝送システムに
おける拡散符号の初期同期装置。16. An apparatus according to claim 8, wherein said apriori code is inserted only into a head portion of said spread signal in a control channel.
相関器であることを特徴とする請求の範囲第８項に記載
のCDMA伝送システムにおける拡散符号の初期同期装置。17. An apparatus according to claim 8, wherein said first correlating means is a sliding correlator.
直交検波後の搬送波信号のＩ成分（同相成分）と前記ア
プリオリ符号のレプリカのＩ成分との相関を検出するＩ
相関器と、前記受信信号の直交検波後の搬送波信号のＱ
成分（直交成分）と前記アプリオリ符号のレプリカのＱ
成分との相関を検出するＱ相関器とを備え、前記位相推
定手段は、前記Ｉ成分および前記Ｑ成分の両者を用いて
前記ロングコードの受信位相を推定することを特徴とす
る請求の範囲第８項に記載のCDMA伝送システムにおける
拡散符号の初期同期装置。18. The I correlation means for detecting a correlation between an I component (in-phase component) of a carrier signal after quadrature detection of the received signal and an I component of a replica of the apriori code.
A correlator, and a Q of the carrier signal after quadrature detection of the received signal.
Component (orthogonal component) and Q of the replica of the a priori code
A Q correlator for detecting a correlation with a component, wherein the phase estimating means estimates a reception phase of the long code using both the I component and the Q component. Item 9. An initial synchronization device for a spreading code in the CDMA transmission system according to Item 8.
力および前記Ｑ相関器の出力の複素振幅を求め、この複
素振幅を用いて前記ロングコードの受信位相を推定する
ことを特徴とする請求の範囲第18項に記載のCDMA伝送シ
ステムにおける拡散符号の初期同期装置。19. The phase estimating means obtains a complex amplitude of an output of the I correlator and an output of the Q correlator, and estimates a reception phase of the long code using the complex amplitude. 19. An apparatus for initial synchronization of a spreading code in a CDMA transmission system according to claim 18.
力および前記Ｑ相関器の出力を比較し、絶対値の大きな
方の出力を用いて前記ロングコードの受信位相を推定す
ることを特徴とする請求の範囲第18項に記載のCDMA伝送
システムにおける拡散符号の初期同期装置。20. The phase estimator compares an output of the I correlator with an output of the Q correlator, and estimates a reception phase of the long code using an output having a larger absolute value. 19. An apparatus for initial synchronization of a spreading code in a CDMA transmission system according to claim 18, wherein:
力から前記ロングコードの受信位相推定値を求めるとと
もに、前記Ｑ相関器の出力から前記ロングコードの受信
位相推定値を求め、これら２つの受信位相推定値を平均
化することによって、前記ロングコードの受信位相を推
定することを特徴とする請求の範囲第18項に記載のCDMA
伝送システムにおける拡散符号の初期同期装置。21. The phase estimating means obtains a reception phase estimation value of the long code from an output of the I correlator, and obtains a reception phase estimation value of the long code from an output of the Q correlator. 19. The CDMA according to claim 18, wherein the reception phase of the long code is estimated by averaging two reception phase estimation values.
Initial synchronization device for spreading code in transmission system.
符号であるロングコードによって拡散された拡散信号
と、前記ロングコードとの相互相関値が無視できるほど
小さく、かつ前記ロングコードの位相を示すアプリオリ
符号とを含む受信信号を受信して、所望の情報を復調す
るCDMA伝送システムにおいて、 前記ロングコードのレプリカを発生し、前記受信信号と
前記ロングコードのレプリカとの相関を計算する第１の
相関手段と、 前記アプリオリ符号のレプリカを発生し、前記受信信号
と前記アプリオリ符号のレプリカとの相関を計算する第
２の相関手段と、 前記第２の相関手段の出力に基づいて、前記ロングコー
ドの受信位相を推定する位相推定手段と、 前記位相推定手段の出力によって、前記ロングコードの
レプリカの発生位相を制御する制御手段と を具備することを特徴とするCDMA伝送システムにおける
受信機。22. A cross-correlation value between a spread signal spread by a long code, which is a spread code having a longer period than an information symbol, and the long code is so small as to be negligible and indicates the phase of the long code. In a CDMA transmission system that receives a received signal including an a priori code and demodulates desired information, a first code that generates a replica of the long code and calculates a correlation between the received signal and the replica of the long code Correlation means, second correlation means for generating a replica of the apriori code, and calculating a correlation between the received signal and the replica of the apriori code, and the long code based on an output of the second correlation means. Phase estimating means for estimating the received phase of the long code, and the generation phase of the replica of the long code is controlled by the output of the phase estimating means. Receiver in a CDMA transmission system characterized by comprising a control means for.
符号であるロングコードを発生するロングコード発生手
段と、 前記ロングコードによって、送信情報を拡散して広帯域
の拡散信号を生成する拡散手段と、 前記ロングコードとの相互相関値が無視できるほど小さ
く、かつ前記ロングコードの位相を示すアプリオリ符号
を発生するアプリオリ符号発生手段と、 前記拡散信号中に前記アプリオリ符号を予め定められた
一定周期で挿入してフレームを形成するアプリオリ符号
挿入手段と、 前記フレームを送信する送信手段と 前記フレームを受信する受信手段と、 前記ロングコードのレプリカを発生し、前記受信信号と
前記ロングコードのレプリカとの相関を計算する第１の
相関手段と、 前記アプリオリ符号のレプリカを発生し、前記受信信号
と前記アプリオリ符号のレプリカとの相関を計算する第
２の相関手段と、 前記第２の相関手段の出力に基づいて、前記ロングコー
ドの受信位相を推定する位相推定手段と、 前記位相推定手段の出力によって、前記ロングコードの
レプリカの発生位相を制御する制御手段と を具備することを特徴とするCDMA伝送システム。23. Long code generating means for generating a long code which is a spreading code having a longer cycle than an information symbol, and spreading means for spreading transmission information by the long code to generate a wideband spread signal. A cross-correlation value with the long code is so small as to be negligible, and a priori code generating means for generating an a priori code indicating the phase of the long code, the a priori code in the spread signal at a predetermined constant period A priori code inserting means for inserting and forming a frame, transmitting means for transmitting the frame, receiving means for receiving the frame, generating a replica of the long code, and generating a replica of the long code. First correlation means for calculating a correlation; generating a replica of the a priori code; Second correlation means for calculating a correlation between a signal and a replica of the apriori code; phase estimation means for estimating a reception phase of the long code based on an output of the second correlation means; Control means for controlling the generation phase of the replica of the long code according to the output of the CDMA transmission system.
符号であるロングコードを発生する過程と、 前記ロングコードによって、送信情報を拡散して広帯域
の拡散信号を生成する過程と、 前記ロングコードとの相互相関値が無視できるほど小さ
く、かつ前記ロングコードの位相を示すアプリオリ符号
を発生する過程と、 前記拡散信号中に前記アプリオリ符号を予め定められた
一定周期で挿入してフレームを形成する過程と、 前記フレームを送信する過程と を具備することを特徴とするCDMA伝送システムにおける
送信方法。24. A step of generating a long code which is a spreading code having a longer cycle than an information symbol; a step of spreading transmission information by the long code to generate a wideband spread signal; Generating a priori code whose cross-correlation value is so small as to be negligible and indicating the phase of the long code; and forming a frame by inserting the a priori code into the spread signal at a predetermined constant period. And transmitting the frame. A transmission method in a CDMA transmission system, comprising: transmitting a frame.
符号であるロングコードによって拡散された拡散信号
と、前記ロングコードとの相互相関値が無視できるほど
小さく、かつ前記ロングコードの位相を示すアプリオリ
符号とを含む受信信号を受信して、所望の情報を復調す
るCDMA伝送システムにおいて、 前記ロングコードのレプリカを発生する過程と、 前記受信信号と前記ロングコードのレプリカとの相関を
計算する過程と、 前記アプリオリ符号のレプリカを発生する過程と、 前記受信信号と前記アプリオリ符号のレプリカとの相関
を計算する過程と、 前記受信信号と前記アプリオリ符号のレプリカとの相関
に基づいて、前記ロングコードの受信位相を推定する過
程と、 推定された前記ロングコードの受信位相によって、前記
ロングコードのレプリカの発生位相を制御する過程と を具備することを特徴とするCDMA伝送システムにおける
拡散符号の初期同期方法。25. A cross-correlation value between a spread signal spread by a long code, which is a spread code having a longer period than an information symbol, and the long code is so small as to be negligible and indicates the phase of the long code. In a CDMA transmission system that receives a received signal including an apriori code and demodulates desired information, a step of generating a replica of the long code, and a step of calculating a correlation between the received signal and the replica of the long code Generating a replica of the a priori code; calculating a correlation between the received signal and the replica of the a priori code; and calculating the long code based on a correlation between the received signal and the replica of the a priori code. Estimating the reception phase of the long code, and estimating the reception phase of the long code. Controlling the generation phase of a code replica in a CDMA transmission system.
符号であるロングコードを発生する過程と、 前記ロングコードによって、送信情報を拡散して広帯域
の拡散信号を生成する過程と、 前記ロングコードとの相互相関値が無視できるほど小さ
く、かつ前記ロングコードの位相を示すアプリオリ符号
を発生する過程と、 前記拡散信号中に前記アプリオリ符号を予め定められた
一定周期で挿入してフレームを形成する過程と、 前記フレームを送信する過程と、 前記フレームを受信する過程と、 前記ロングコードのレプリカを発生する過程と、 前記受信信号と前記ロングコードのレプリカとの相関を
計算する過程と、 前記アプリオリ符号のレプリカを発生する過程と、 前記受信信号と前記アプリオリ符号のレプリカとの相関
を計算する過程と、 前記受信信号と前記アプリオリ符号のレプリカとの相関
に基づいて、前記ロングコードの受信位相を推定する過
程と、 推定された前記ロングコードの受信位相によって、前記
ロングコードのレプリカの発生位相を制御する過程と を具備することを特徴とするCDMA伝送方法。26. A step of generating a long code which is a spreading code having a longer cycle than an information symbol; a step of spreading transmission information with the long code to generate a wideband spread signal; Generating a priori code whose cross-correlation value is so small as to be negligible and indicating the phase of the long code; and forming a frame by inserting the a priori code into the spread signal at a predetermined constant period. Transmitting the frame; generating the replica of the long code; calculating a correlation between the received signal and the replica of the long code; Generating a code replica; and calculating a correlation between the received signal and the apriori code replica. Estimating a reception phase of the long code based on a correlation between the reception signal and the replica of the apriori code; and controlling a generation phase of the replica of the long code by the estimated reception phase of the long code. Performing a CDMA transmission method.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP51674195A JP2855171B2 (en) | 1994-12-28 | 1995-12-27 | Apparatus and method for initial synchronization of spreading code in CDMA transmission system |
Applications Claiming Priority (9)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32872594 | 1994-12-28 | ||
| JP11860395 | 1995-05-17 | ||
| JP14638195 | 1995-06-13 | ||
| JP6-328725 | 1995-10-04 | ||
| JP7-118603 | 1995-10-04 | ||
| JP25764495 | 1995-10-04 | ||
| JP7-146381 | 1995-10-04 | ||
| JP7-257644 | 1995-10-04 | ||
| JP51674195A JP2855171B2 (en) | 1994-12-28 | 1995-12-27 | Apparatus and method for initial synchronization of spreading code in CDMA transmission system |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2855171B2 true JP2855171B2 (en) | 1999-02-10 |
Family
ID=27526806
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP51674195A Expired - Lifetime JP2855171B2 (en) | 1994-12-28 | 1995-12-27 | Apparatus and method for initial synchronization of spreading code in CDMA transmission system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2855171B2 (en) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5622885U (en) * | 1979-07-27 | 1981-02-28 | ||
| US5203720A (en) * | 1990-10-10 | 1993-04-20 | Mortara Rangoni Europe S.R.L. | Multiple-core, multiple-screen strap-type connecting cable, particularly for electrocardiographs or for other measuring instruments |
-
1995
- 1995-12-27 JP JP51674195A patent/JP2855171B2/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5622885U (en) * | 1979-07-27 | 1981-02-28 | ||
| US5203720A (en) * | 1990-10-10 | 1993-04-20 | Mortara Rangoni Europe S.R.L. | Multiple-core, multiple-screen strap-type connecting cable, particularly for electrocardiographs or for other measuring instruments |
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