JP2805547B2

JP2805547B2 - Spread spectrum signal receiver

Info

Publication number: JP2805547B2
Application number: JP50969594A
Authority: JP
Inventors: 和彦府川; 博鈴木
Original assignee: エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社
Priority date: 1993-10-13
Filing date: 1994-10-12
Publication date: 1998-09-30
Anticipated expiration: 2013-09-30

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の属する技術分野〕本発明はディジタル通信に利用する。特に、スペクト
ラム拡散信号方式における受信信号中の干渉波除去およ
び伝送路変動が激しい状況下での受信技術に関する。[Technical field to which the present invention pertains] The present invention is used for digital communication. In particular, the present invention relates to a technique for removing interference waves in a received signal in a spread spectrum signal system and a receiving technique in a situation where transmission line fluctuation is severe.

[Conventional technology]

近年、ディジタル移動通信において周波数の有効利用
を図るため、スペクトラム拡散方式を用いたCDMA（Code
Division Multiple Access）方式が検討されている。
このスペクトラム拡散方式は大別すると、直接拡散方式
と周波数ホッピング方式とに分けられる。Recently, in order to make effective use of frequency in digital mobile communication, CDMA (Code
Division Multiple Access) is being studied.
The spread spectrum method is roughly classified into a direct spread method and a frequency hopping method.

まず、従来例の直接拡散受信機として適応RAKE受信機
の構成を図７を参照して説明する（IEEE JOURNAL ON SE
LECTED AREAS IN COMMUNICATIONS,Vol.11,NO.7,SEPTEMB
ER 1993）。図７は従来例の直接拡散受信機のブロック
構成図である。ここでは、伝搬路は先行波と遅延波とか
らなる２波モデルとして説明をする。入力端子１から受
信信号が入力される。この受信信号はPN符号等の拡散符
号を用いて帯域拡散されており、復調するためには同じ
拡散符号を用いて逆拡散しなくてはならない。乗算器２
は受信信号にPN符号発生器５が出力するPN符号を乗算し
積分回路６に入力する。この操作は逆拡散に相当する。
PN符号は自己相関性が強く、送受信でのPN符号のタイミ
ングが一致しないと信号が抽出できない。ここで先行波
のPN符号とPN符号発生器５が出力するPN符号のタイミン
グが一致していると、積分回路６から先行波のパス成分
が抽出され逆拡散信号として出力される。同様に、乗算
器３は遅延回路４が出力する遅延したPN符号を乗算し積
分回路７に入力する。この操作は逆拡散に相当する。遅
延波のPN符号と遅延回路４により遅延されたPN符号のタ
イミングが一致していると、積分回路７から遅延波のパ
ス成分が抽出され逆拡散信号として出力される。ここ
で、乗算器２、乗算器３、遅延回路４、PN符号発生器
５、積分回路６および７は逆拡散受信手段に相当する。
各逆拡散信号はそれぞれ乗算器８および９でタップ係数
を乗算され、加算器72により加算される。加算器72が出
力する加算信号は判定回路11に入力される。判定回路11
は信号判定手段に相当し、信号判定を行い出力端子12か
ら判定信号を出力する。減算回路14はこの判定信号と加
算信号との差分、すなわち事前推定誤差を計算し出力す
る。ただし、受信信号に既知のトレーニング信号が含ま
れているとき、トレーニング信号区間では判定信号の代
わりにトレーニング信号メモリ15から出力されるトレー
ニング信号を用いる。この切替操作はスイッチ回路13が
行う。タップ係数推定手段に相当するタップ係数制御回
路16は、減算回路14が出力する差分と各逆拡散信号とを
入力として前述のタップ係数を出力する。First, the configuration of an adaptive RAKE receiver as a conventional direct sequence receiver will be described with reference to FIG. 7 (IEEE JOURNAL ON SE
LECTED AREAS IN COMMUNICATIONS, Vol.11, NO.7, SEPTEMB
ER 1993). FIG. 7 is a block diagram of a conventional direct sequence receiver. Here, the propagation path will be described as a two-wave model including a preceding wave and a delayed wave. A reception signal is input from an input terminal 1. This received signal is band-spread using a spreading code such as a PN code, and must be despread using the same spreading code to demodulate. Multiplier 2
Multiplies the received signal by the PN code output from the PN code generator 5 and inputs the result to the integration circuit 6. This operation corresponds to despreading.
The PN code has strong autocorrelation, and a signal cannot be extracted unless the timing of the PN code in transmission and reception does not match. If the timing of the PN code of the preceding wave matches the timing of the PN code output by the PN code generator 5, the path component of the preceding wave is extracted from the integration circuit 6 and output as a despread signal. Similarly, the multiplier 3 multiplies the delayed PN code output from the delay circuit 4 and inputs the result to the integration circuit 7. This operation corresponds to despreading. When the timing of the PN code of the delayed wave matches the timing of the PN code delayed by the delay circuit 4, the path component of the delayed wave is extracted from the integration circuit 7 and output as a despread signal. Here, the multiplier 2, the multiplier 3, the delay circuit 4, the PN code generator 5, and the integration circuits 6 and 7 correspond to a despread receiving unit.
Each despread signal is multiplied by a tap coefficient in multipliers 8 and 9 and added by an adder 72. The addition signal output from the adder 72 is input to the determination circuit 11. Judgment circuit 11
Corresponds to signal determination means, performs signal determination, and outputs a determination signal from the output terminal 12. The subtraction circuit 14 calculates and outputs a difference between the determination signal and the addition signal, that is, a prior estimation error. However, when a known training signal is included in the received signal, the training signal output from the training signal memory 15 is used instead of the determination signal in the training signal section. This switching operation is performed by the switch circuit 13. A tap coefficient control circuit 16 corresponding to a tap coefficient estimating means receives the difference output from the subtraction circuit 14 and each despread signal and outputs the above-described tap coefficient.

タップ係数制御回路16は、推定誤差の大きさが最小に
なるように最小二乗法、例えばRLS（Recursive Least S
quares:逐次最小二乗法）アルゴリズムを用いてタップ
係数を推定する。この動作について図８を参照して説明
する。図８は従来例のタップ係数制御回路16のブロック
構成図であ。入力端子17および18から逆拡散信号がゲイ
ン生成回路20に入力される。ゲイン生成回路20はゲイン
ベクトルを生成し乗算回路21に入力する。乗算回路21は
入力端子19から入力される前述の差分、すなわち事前推
定誤差とゲインベクトルとを乗算し、修正ベクトルを出
力する。加算回路22は事前タップ係数ベクトルと修正ベ
クトルとを加算し、事後タップ係数ベクトルを更新す
る。遅延回路23は事後タップ係数ベクトルを変調波のシ
ンボル周期分遅延させ、事前タップ係数ベクトルとして
加算回路22およびベクトル変換回路24に入力する。ベク
トル変換回路24は事前タップ係数ベクトルの要素を出力
端子25および26からタップ係数として出力する。The tap coefficient control circuit 16 performs a least squares method, for example, RLS (Recursive Least S
Estimate tap coefficients using a quares (successive least squares) algorithm. This operation will be described with reference to FIG. FIG. 8 is a block diagram of a conventional tap coefficient control circuit 16. The despread signals are input from input terminals 17 and 18 to gain generation circuit 20. The gain generation circuit 20 generates a gain vector and inputs it to the multiplication circuit 21. The multiplication circuit 21 multiplies the aforementioned difference inputted from the input terminal 19, that is, the prior estimation error by the gain vector, and outputs a correction vector. The addition circuit 22 adds the pre-tap coefficient vector and the correction vector, and updates the post-tap coefficient vector. The delay circuit 23 delays the post-tap coefficient vector by the symbol period of the modulated wave, and inputs the post-tap coefficient vector to the addition circuit 22 and the vector conversion circuit 24 as a pre-tap coefficient vector. The vector conversion circuit 24 outputs the elements of the pre-tap coefficient vector from the output terminals 25 and 26 as tap coefficients.

事前タップ係数ベクトルの更新アルゴリズムについて
数式を用いて説明する。以下では信号は全て、同相成分
を実数部に持ち、直交成分を虚数部に持つ複素表示を用
いて表す。まず、逆拡散信号系列を以下に示すような２
次元ベクトルＣ（ｉ）で、 C^H（ｉ）＝〔y₁（ｉ）y₂（ｉ）〕 …（１）と表す。ここで、y₁（ｉ）は時刻ｉにおける積分回路６
の出力である逆拡散信号、y₂（ｉ）は時刻ｉにおける積
分回路７の出力である逆拡散信号である。ただし、^Ｈは
複素共役転置を表す。An algorithm for updating the pre-tap coefficient vector will be described using mathematical expressions. Hereinafter, all signals are represented using a complex representation having an in-phase component in a real part and an orthogonal component in an imaginary part. First, the despread signal sequence is represented by 2 as shown below.
The dimension vector C (i) is expressed as C ^H (i) = [y ₁ (i) y ₂ (i)] (1). Here, y ₁ (i) is the integration circuit 6 at time i.
Is a despread signal, and y ₂ (i) is a despread signal output from the integrating circuit 7 at time i. Here, ^H represents a complex conjugate transpose.

次に、事後タップ係数ベクトルＸ（ｉ）を以下のよう
に２次元ベクトル X^H（ｉ）＝〔w₁ ^＊（ｉ）w₂ ^＊（ｉ）〕 …（２）で表す。ここで、^＊は複素共役を表し、w₁（ｉ）は乗算
器８に設定するタップ係数、w₂（ｉ）は乗算器９に設定
するタップ係数である。最小二乗では、ｅ（ｉ）＝ｄ（ｉ）−C^H（ｉ）Ｘ（ｉ） …（３）で表される事後推定誤差ｅ（ｉ）の重み付け二乗和が最
小になるように事後タップ係数ベクトルＸ（ｉ）を推定
する。ただし、ｄ（ｉ）は変調波の複素シンボル信号で
あり、トレーニング信号区間ではトレーニング信号を用
い、データ信号区間では判定信号を用いる。Next, the posterior tap coefficient vector X (i) is represented by the following two-dimensional vector X ^H (i) = [w ₁ ^* (i) w ₂ ^* (i)] (2). Here, ^* represents a complex conjugate, w ₁ (i) is a tap coefficient set in the multiplier 8, and w ₂ (i) is a tap coefficient set in the multiplier 9. Minimum is square, e (i) = d ( i) -C H (i) X (i) ... (3) represented by posteriori estimation error e (i) post-tap as weighted sum of squares becomes minimum Estimate the coefficient vector X (i). Here, d (i) is a complex symbol signal of a modulated wave, and a training signal is used in a training signal section, and a determination signal is used in a data signal section.

事後タップ係数ベクトルＸ（ｉ）の推定方法には最小
二乗法を逐次的に厳密に行うRLSアルゴリズム、その処
理を効率的に行う高速RLSアルゴリズム、高速トランス
バーサルフィルタ（FTF）などがあり、また近似的な推
定方法としては、LMSが有名である（Haykin著、Adaptiv
e Filter Theory、Prentice−Hall、1986参照）。Methods for estimating the post-tap coefficient vector X (i) include an RLS algorithm for sequentially and strictly performing the least squares method, a fast RLS algorithm for efficiently performing the processing, and a fast transversal filter (FTF). LMS is famous as a typical estimation method (by Haykin, Adaptiv
e Filter Theory, Prentice-Hall, 1986).

RLSアルゴリズムによる事後タップ係数ベクトルＸ
（ｉ）の推定値をX_e（ｉ）とすると、X_e（ｉ）の更新ア
ルゴリズムは、Ｋ（ｉ）＝〔λ^-1・Ｐ（ｉ−１）・Ｃ（ｉ）〕／〔１＋λ^-1・C_H（ｉ）・Ｐ（ｉ−１）・Ｃ（ｉ）〕 …（4a） α（ｉ）＝ｄ（ｉ）−C^H（ｉ）・X_e（ｉ−１） …（4b） X_e（ｉ）＝X_e（ｉ−１）＋Ｋ（ｉ）・α（ｉ） …（4c）Ｐ（ｉ）＝λ^-1・Ｐ（ｉ−１）−λ^-1・Ｋ（ｉ）・C^H（ｉ）・Ｐ（ｉ−１） …（4d）となる。ここで、Ｐ（ｉ）はＣ（ｉ）の自己相関行列の
逆行列、Ｋ（ｉ）はゲインベクトル、X_e（ｉ−１）は事
前タップ係数ベクトルの推定値、α（ｉ）は事前推定誤
差、λは忘却係数（１以下の正数）である。Post tap coefficient vector X by RLS algorithm
If an estimate of (i) and X _e (i), update algorithm of X _e (i) is, K (i) = ^{[λ -1 · P (i-1} ) · C (i) ] / [1 + lambda ^{_{-1 · C H (i) ·}} P (i-1) · C (i) ] ... (4a) α (i) = d (i) -C H (i) · X e (i-1) ... ( 4b) X _e (i) = X _e (i−1) + K (i) · α (i) (4c) P (i) = λ ⁻¹ · P (i−1) −λ ⁻¹ · K ( i) · ^CH (i) · P (i−1) (4d) Here, P (i) is an inverse matrix of the autocorrelation matrix of C (i), K (i) is a gain vector, X _e (i−1) is an estimated value of a prior tap coefficient vector, and α (i) is a priori. The estimation error, λ, is a forgetting factor (a positive number equal to or less than 1).

次に、従来例の周波数ホッピング受信機を図９を参照
して説明する（電子情報通信学会信学技法TECHNICAL
REPORT OF IEICE.RCS92−109（1993−01）pp.61−6
6）。図９は従来例の周波数ホッピング受信機のブロッ
ク構成図である。ここでは、受信信号のキャリア周波数
がf1とf2との二つにホッピングするものとする。入力端
子１から受信信号が入力される。この受信信号は一定の
パターンでキャリア周波数がホッピングしており、復調
するためには同じパターンで周波数がホッピングするキ
ャリア信号を用いて逆拡散しなくてはならない。乗算器
28は受信信号にキャリア信号発生器29が間欠的に出力す
る周波数f1のキャリア信号を乗算しローパスフィルタ30
に入力する。この操作は逆拡散に相当する。ここで、受
信波に含まれるキャリア周波数f1の変調信号とキャリア
信号発生器29が出力する周波数f1のキャリア信号のタイ
ミングが一致しているとすると、ローパスフィルタ30か
らキャリア周波数f1の変調信号が抽出され逆拡散信号と
して出力される。同様に、乗算器31はキャリア信号発生
器32が間欠的に出力する周波数f2のキャリア信号を乗算
しローパスフィルタ33に入力する。この操作は逆拡散に
相当する。受信波に含まれるキャリア周波数f2の変調信
号とキャリア信号発生器32が出力する周波数f2のキャリ
ア信号のタイミングが一致しているとすると、ローパス
フィルタ33からキャリア周波数f2の変調信号が抽出され
逆拡散信号として出力される。ここで、乗算器28、乗算
器31、キャリア信号発生器29、キャリア信号発生器32、
ローパスフィルタ30およびローパスフィルタ33は逆拡散
受信手段に相当する。各逆拡散信号はタイミング調整回
路55、56で遅延されタイミング調整された後に、それぞ
れ乗算器34および乗算器35でタップ係数を乗算され、加
算器36で加算される。加算器36が出力する加算信号は判
定回路11に入力される。判定回路11は信号判定手段に相
当し、信号判定を行う出力端子12から判定信号を出力す
る。減算回路14はこの判定信号と加算信号との差分、す
なわち事前推定誤差を計算し出力する。ただし、受信信
号に既知のトレーニング信号が含まれているとき、トレ
ーニング信号区間では判定信号の代わりにトレーニング
信号メモリ15から出力されるトレーニング信号を用い
る。この切替操作はスイッチ回路42が行う。タップ係数
推定手段に相当するタップ係数制御回路40は、減算回路
14が出力する差分とタイミング調整された各逆拡散信号
とを入力として前述のタップ係数を出力する。このタッ
プ係数制御回路40の構成は図８と同じである。Next, a conventional frequency hopping receiver will be described with reference to FIG. 9 (IEICE Technical Technique Technical).
REPORT OF IEICE. RCS92-109 (1993-01) pp.61-6
6). FIG. 9 is a block diagram of a conventional frequency hopping receiver. Here, it is assumed that the carrier frequency of the received signal hops to two, f1 and f2. A reception signal is input from an input terminal 1. This received signal has a carrier frequency hopping in a fixed pattern, and to demodulate, it must be despread using a carrier signal whose frequency hops in the same pattern. Multiplier
A low-pass filter 28 multiplies the received signal by a carrier signal having a frequency f1 output intermittently by a carrier signal generator 29.
To enter. This operation corresponds to despreading. Here, assuming that the timing of the modulated signal of the carrier frequency f1 included in the received wave matches the timing of the carrier signal of the frequency f1 output from the carrier signal generator 29, the modulated signal of the carrier frequency f1 is extracted from the low-pass filter 30. And output as a despread signal. Similarly, the multiplier 31 multiplies the carrier signal of the frequency f2 output intermittently by the carrier signal generator 32 and inputs the result to the low-pass filter 33. This operation corresponds to despreading. Assuming that the timing of the modulated signal of the carrier frequency f2 included in the received wave coincides with the timing of the carrier signal of the frequency f2 output from the carrier signal generator 32, the modulated signal of the carrier frequency f2 is extracted from the low-pass filter 33 and despread. Output as a signal. Here, a multiplier 28, a multiplier 31, a carrier signal generator 29, a carrier signal generator 32,
The low-pass filter 30 and the low-pass filter 33 correspond to despread receiving means. After the respective despread signals are delayed and adjusted in timing by the timing adjustment circuits 55 and 56, the despread signals are multiplied by tap coefficients in the multipliers 34 and 35, respectively, and are added in the adder 36. The addition signal output from the adder 36 is input to the determination circuit 11. The determination circuit 11 corresponds to a signal determination unit, and outputs a determination signal from an output terminal 12 that performs signal determination. The subtraction circuit 14 calculates and outputs a difference between the determination signal and the addition signal, that is, a prior estimation error. However, when a known training signal is included in the received signal, the training signal output from the training signal memory 15 is used instead of the determination signal in the training signal section. This switching operation is performed by the switch circuit 42. The tap coefficient control circuit 40 corresponding to the tap coefficient estimating means includes a subtraction circuit
The above-described tap coefficient is output by using the difference output by 14 and each despread signal whose timing has been adjusted as inputs. The configuration of the tap coefficient control circuit 40 is the same as that of FIG.

次に、周波数ホッピング受信機のその他の従来例を図
10を参照して説明する（電子情報通信学会信学技法TE
CHNICAL REPORT OF IEICE.CS93−54,RCS93−32,SST93−
11（1993−06）pp.7−12）。図10は周波数ホッピング受
信機のその他の従来例を示す図である。ここでは、受信
信号のキャリア周波数がf1とf2との二つにホッピングす
るものとする。入力端子１から受信信号が入力される。
周波数ホッピング方式においては、同じ周波数帯域を異
なるホッピングパターンを持つ局で使用する。したがっ
て、この受信信号は一定のパターンでキャリア周波数が
ホッピングする希望波と、異なるパターンでキャリア周
波数がホッピングする干渉波とが重畳されている。希望
波を復調するためには、希望波と同じパターンで周波数
がホッピングするキャリア信号を用いて受信信号をダウ
ンコンバート、すなわち逆拡散しなくてはならない。乗
算器28は受信信号にキャリア信号発生器29が間欠的に出
力する周波数f1のキャリア信号を乗算しローパスフィル
タ30に入力する。この操作は逆拡散に相当する。ここ
で、受信波に含まれるキャリア周波数f1の変調信号とキ
ャリア信号発生器29が出力する周波数f1のキャリア信号
のタイミングが一致しているとすると、ローパスフィル
タ30からキャリア周波数f1の変調信号が抽出され逆拡散
信号として出力される。タイミング調整回路55はこの逆
拡散信号を遅延させタイミング調整して出力する。同様
に、乗算器31はキャリア信号発生器32が間欠的に出力す
る周波数f2のキャリア信号を乗算しローパスフィルタ33
に入力する。この操作は逆拡散に相当する。受信波に含
まれるキャリア周波数f2の変調信号とキャリア信号発生
器32が出力する周波数f2のキャリア信号のタイミングが
一致しているとすると、ローパスフィルタ33からキャリ
ア周波数f2の変調信号が抽出され逆拡散信号として出力
される。タイミング調整回路56はこの逆拡散信号を遅延
させタイミング調整して出力する。ここで、乗算器28、
乗算器31、キャリア信号発生器29、キャリア信号発生器
32、ローパスフィルタ30、ローパスフィルタ33、タイミ
ング調整回路55およびタイミング調整回路56は逆拡散受
信手段に相当する。ブランチメトリック演算回路201お
よび202は、タイミング調整された各逆拡散信号と、最
尤系列推定回路210が出力する希望波と干渉波との信号
系列候補を入力として事前推定誤差の二乗を出力する。
加算器72は、逆拡散信号ごとの事前推定誤差に二乗和を
算出し、最尤系列推定回路210に入力する。この事前推
定誤差の二乗和に負の定数を乗算したものは信号系列候
補に対する尤度情報、すなわちブランチメトリックに相
当する。最尤系列推定回路210は事前推定誤差の二乗和
を基に最尤推定による信号判定を行う。すなわち、ブラ
ンチメトリックの累積和を対数尤度関数として計算し対
数尤度関数が最大となる信号系列候補を推定し、希望波
の判定信号を出力端子12から出力する。ここで最尤系列
推定回路210は信号判定手段に相当する。Next, other conventional examples of frequency hopping receivers are shown.
Explain with reference to 10 (IEICE IEICE Tech.
CHNICAL REPORT OF IEICE.CS93−54, RCS93−32, SST93−
11 (1993-06) pp. 7-12). FIG. 10 is a diagram showing another conventional example of the frequency hopping receiver. Here, it is assumed that the carrier frequency of the received signal hops to two, f1 and f2. A reception signal is input from an input terminal 1.
In the frequency hopping scheme, the same frequency band is used by stations having different hopping patterns. Therefore, in the received signal, a desired wave whose carrier frequency hops in a fixed pattern and an interference wave whose carrier frequency hops in a different pattern are superimposed. In order to demodulate the desired signal, the received signal must be down-converted, that is, despread, using a carrier signal whose frequency hops in the same pattern as the desired signal. Multiplier 28 multiplies the received signal by a carrier signal of frequency f1 intermittently output by carrier signal generator 29 and inputs the result to low-pass filter 30. This operation corresponds to despreading. Here, assuming that the timing of the modulated signal of the carrier frequency f1 included in the received wave matches the timing of the carrier signal of the frequency f1 output from the carrier signal generator 29, the modulated signal of the carrier frequency f1 is extracted from the low-pass filter 30. And output as a despread signal. The timing adjustment circuit 55 delays the despread signal, adjusts the timing, and outputs the result. Similarly, the multiplier 31 multiplies the carrier signal of the frequency f2 output intermittently by the carrier signal generator 32 to form a low-pass filter 33.
To enter. This operation corresponds to despreading. Assuming that the timing of the modulated signal of the carrier frequency f2 included in the received wave coincides with the timing of the carrier signal of the frequency f2 output from the carrier signal generator 32, the modulated signal of the carrier frequency f2 is extracted from the low-pass filter 33 and despread. Output as a signal. The timing adjustment circuit 56 delays the despread signal, adjusts the timing, and outputs the adjusted signal. Where the multiplier 28,
Multiplier 31, carrier signal generator 29, carrier signal generator
32, the low-pass filter 30, the low-pass filter 33, the timing adjustment circuit 55, and the timing adjustment circuit 56 correspond to a despread receiver. The branch metric calculation circuits 201 and 202 receive the despread signals whose timing has been adjusted and the signal sequence candidates of the desired wave and the interference wave output from the maximum likelihood sequence estimation circuit 210 and output the square of the pre-estimation error.
The adder 72 calculates the sum of squares of the pre-estimation error for each despread signal, and inputs the sum to the maximum likelihood sequence estimation circuit 210. A value obtained by multiplying the sum of squares of the pre-estimation error by a negative constant corresponds to likelihood information for a signal sequence candidate, that is, a branch metric. The maximum likelihood sequence estimation circuit 210 performs signal determination by maximum likelihood estimation based on the sum of squares of the pre-estimation error. That is, the cumulative sum of branch metrics is calculated as a log likelihood function, a signal sequence candidate having the maximum log likelihood function is estimated, and a determination signal of a desired wave is output from the output terminal 12. Here, the maximum likelihood sequence estimation circuit 210 corresponds to a signal determination unit.

次に、ブランチメトリック演算回路201、202を図11を
参照して説明する。図11はブランチメトリック演算回路
201、202のブロック構成図である。逆拡散推定信号生成
部300では、逆拡散推定信号を希望波および干渉波の信
号候補の線形合成として生成する。入力端子117から希
望波および干渉波の信号系列候補が入力される。複素乗
算器127は信号系列候補に含まれる希望波の信号候補に
タップ係数を乗算し、複素乗算器128は信号系列候補に
含まれる干渉波の信号候補にタップ係数を乗算し出力す
る。加算器73はこれらの乗算結果を足し合わせ、逆拡散
推定信号として出力する。入力端子16から逆拡散信号が
入力し、減算器122は逆拡散信号から逆拡散信号推定値
を減算し、その結果を事前推定誤差として出力する。二
乗演算回路123は事前推定誤差の二乗を計算し出力端子9
5から出力する。タップ係数制御回路60は減算器122から
出力される事前推定誤差と、希望波および干渉波の信号
系列候補を入力とし、推定誤差の二乗平均が最小になる
ようにRLS（Recursive Least Squares:逐次最小二乗
法）アルゴリズム等の最小二乗法を用いてタップ係数を
推定し出力する。Next, the branch metric calculation circuits 201 and 202 will be described with reference to FIG. Figure 11 shows the branch metric calculation circuit
It is a block diagram of 201,202. The despread estimation signal generation section 300 generates a despread estimation signal as a linear combination of the signal candidates of the desired wave and the interference wave. From input terminal 117, signal sequence candidates of the desired wave and the interference wave are input. The complex multiplier 127 multiplies the signal candidate of the desired wave included in the signal sequence candidate by the tap coefficient, and the complex multiplier 128 multiplies the signal candidate of the interference wave included in the signal sequence candidate by the tap coefficient and outputs the result. Adder 73 adds these multiplication results and outputs the result as a despread estimation signal. The despread signal is input from the input terminal 16, and the subtracter 122 subtracts the despread signal estimated value from the despread signal, and outputs the result as a pre-estimation error. The square operation circuit 123 calculates the square of the pre-estimation error and outputs
Output from 5. The tap coefficient control circuit 60 receives the pre-estimation error output from the subtracter 122 and the signal sequence candidates of the desired wave and the interference wave as inputs, and performs RLS (Recursive Least Squares: A tap coefficient is estimated and output using a least square method such as a square method.

〔発明が解決しようとする課題〕以上説明したように、従来の直接拡散方式では、異な
る拡散符号間の相関は低いため、他局の信号、すなわち
干渉波はレベルが小さければ逆拡散の過程でレベルの低
い雑音成分と見なすことができる。しかし、干渉波のレ
ベルが非常に高い場合には、希望波の逆拡散信号に高い
レベルの干渉波成分が残る。上記の直接拡散受信機で
は、この干渉波成分を除去するために逆拡散信号の線形
合成を行う。しかし、高いレベルの干渉波成分を除去す
るように線形合成すると、線形合成した信号に含まれる
希望波成分のレベルが下がり伝送特性が劣化するという
欠点がある。[Problems to be Solved by the Invention] As described above, in the conventional direct spreading method, since the correlation between different spreading codes is low, the signal of another station, that is, the interference wave is in the process of despreading if the level is small. It can be regarded as a low-level noise component. However, when the level of the interference wave is very high, a high-level interference wave component remains in the despread signal of the desired wave. The direct spread receiver described above performs linear synthesis of the despread signal in order to remove the interference wave component. However, if linear synthesis is performed so as to remove high-level interference wave components, there is a disadvantage that the level of the desired wave component included in the linearly synthesized signal is reduced and transmission characteristics are deteriorated.

また、伝送路が変動すればそれに伴い最適な事後タッ
プ係数ベクトルＸ（ｉ）を変動し、伝送路変動に追従し
て事後タップ係数ベクトルＸ（ｉ）を推定しなくてはな
らない。最小二乗法は、忘却係数で決まる時定数の間は
事後タップ係数ベクトルＸ（ｉ）が一定であるとし、こ
の時間間隔での平均操作により事後タップ係数ベクトル
Ｘ（ｉ）を推定する。時定数を短くすれば伝送路の変動
に対する追従性は向上するが、短くしすぎると数値的な
発散を起こす。したがって、最小二乗法には追従性の限
界があり、伝送路の変動がこの限界を越えると伝送特性
が劣化する欠点がある。Also, if the transmission path changes, the optimum post-tap coefficient vector X (i) changes accordingly, and the post-tap coefficient vector X (i) must be estimated following the transmission path fluctuation. The least-squares method assumes that the posterior tap coefficient vector X (i) is constant during the time constant determined by the forgetting coefficient, and estimates the posterior tap coefficient vector X (i) by averaging at this time interval. If the time constant is shortened, the followability to the fluctuation of the transmission path is improved, but if it is too short, numerical divergence occurs. Therefore, the least squares method has a limit of followability, and there is a disadvantage that the transmission characteristics deteriorate when the fluctuation of the transmission path exceeds this limit.

本発明は、このような背景に行われたものであり、干
渉波のレベルが高い状況下または伝送路変動が激しい状
況下でも良好な信号判定を行うことができるスペクトラ
ム拡散信号受信機を提供することを目的とする。The present invention has been made in such a background, and provides a spread spectrum signal receiver capable of performing a good signal determination even in a situation where the level of an interference wave is high or in a situation where transmission path fluctuation is severe. The purpose is to:

[Means for solving the problem]

本発明によれば、スペクトラム拡散され希望波および
干渉波が重畳された受信信号をパス毎にそれぞれ逆拡散
し逆拡散信号として出力する逆拡散受信手段と、希望波
の判定信号を出力する手段とを含むスペクトラム拡散信
号受信機において、希望波と干渉波との信号系列候補を
入力してその逆拡散推定信号を生成する手段と、前記パ
ス毎の逆拡散信号からこの逆拡散推定信号をそれぞれ減
算する手段と、この減算結果をそれぞれ二乗する手段
と、この二乗する手段の出力をそれぞれ加算する手段と
を備え、前記出力する手段は、この加算する手段の出力
にしたがって信号判定を行い前記希望波の判定信号およ
び前記希望波と干渉波との信号系列候補を出力する信号
判定手段を備えるスペクトラム拡散信号受信機が提供さ
れる。According to the present invention, a despread receiving unit that despreads a received signal on which a desired signal and an interference wave are superimposed and is superimposed on each path and outputs the despread signal as a despread signal, and a unit that outputs a desired signal determination signal Means for inputting a signal sequence candidate of a desired wave and an interference wave to generate a despread estimation signal, and subtracting the despread estimation signal from the despread signal for each path. Means for squaring the results of the subtraction, and means for adding the outputs of the means for squaring, respectively. The output means performs signal determination in accordance with the output of the means for adding, and performs the signal determination. And a signal determination unit that outputs a determination signal and a signal sequence candidate of the desired wave and the interference wave.

前記逆拡散推定信号を生成する手段は、前記希望波と
干渉波との信号系列候補にタップ係数をそれぞれ乗算し
線形合成して逆拡散推定信号を生成する手段と、この信
号系列候補および前記減算する手段の出力を入力し前記
タップ係数を推定するタップ係数制御回路とを備えるこ
とがよい。Means for generating the despread estimation signal, means for multiplying each of the signal sequence candidates of the desired wave and the interference wave by a tap coefficient and linearly synthesizing them to generate a despread estimation signal, And a tap coefficient control circuit for inputting an output of the means for performing the tap coefficient and estimating the tap coefficient.

前記タップ係数制御回路は、前記タップ係数としてそ
のＮ（Ｎは自然数）次微分を含む値を更新する遷移行列
をあらかじめ保持するメモリと、この遷移行列を最小二
乗演算の過程で乗算する行列乗算回路とを備えることが
よい。The tap coefficient control circuit includes a memory that previously holds a transition matrix for updating a value including an N-th (N is a natural number) derivative as the tap coefficient, and a matrix multiplication circuit that multiplies the transition matrix in a process of least squares operation It is preferable to provide

前記遷移行列は、Ｋを行番号、Ｌを列番号とすると
き、であることがよい。The transition matrix is expressed as follows, where K is a row number and L is a column number. It is good to be.

前記逆拡散受信手段は、複数のアンテナからの受信信
号をパス毎にそれぞれ逆拡散し逆拡散信号として出力す
る手段を備え、前記減算する手段は前記アンテナ毎また
はパス毎の逆拡散信号から逆拡散推定信号を減算する手
段を備えることによりダイバーシチ受信機を提供するこ
ともできる。The despreading receiving means includes means for despreading received signals from a plurality of antennas for each path and outputting the despread signal as a despread signal, and the subtracting means despreads the despread signal from the despread signal for each antenna or path. By providing a means for subtracting the estimated signal, a diversity receiver can be provided.

本発明によれば、スペクトラム拡散された受信信号を
各パス毎にそれぞれ逆拡散する逆拡散受信手段と、この
手段から出力される逆拡散信号にそれぞれタップ係数を
乗算する手段と、この乗算する手段のそれぞれの出力を
加算する手段と、この加算する手段の出力を入力として
信号判定を行い判定信号を出力する信号判定手段と、前
記加算する手段の出力とこの判定信号との差分を演算す
る減算回路と、この差分と前記逆拡散信号とを入力とし
て最小二乗演算により前記タップ係数を推定するタップ
係数制御回路とを備えたスペクトラム拡散信号受信機に
おいて、前記タップ係数制御回路は、前記タップ係数と
してそのＮ（Ｎは自然数）次微分を含む値を更新する遷
移行列をあらかじめ保持するメモリと、この遷移行列を
最小二乗演算の過程で乗算する行列乗算回路とを備えス
ペクトラム拡散信号受信機が提供される。According to the present invention, despread receiving means for despreading a spread spectrum received signal for each path, means for multiplying the despread signal output from the means by a tap coefficient, and means for multiplying Means for adding the respective outputs of the above, signal determination means for performing a signal determination using the output of the addition means as an input and outputting a determination signal, and subtraction for calculating the difference between the output of the addition means and the determination signal Circuit, and a spread-spectrum signal receiver including a tap coefficient control circuit for estimating the tap coefficient by least-squares operation with the difference and the despread signal as inputs, wherein the tap coefficient control circuit includes: A memory in which a transition matrix for updating a value including the Nth (N is a natural number) derivative is stored in advance, and the transition matrix is subjected to a process of least square operation. And a matrix multiplication circuit for multiplying the spread spectrum signal receiver is provided.

前記逆拡散受信手段は、複数のアンテナからの受信信
号をパス毎にそれぞれ逆拡散し逆拡散信号として出力す
る手段を備えたダイバーシチ受信機を提供することもで
きる。The despreading reception means may provide a diversity receiver comprising means for despreading reception signals from a plurality of antennas for each path and outputting the despread signal as a despread signal.

本発明によれば、スペクトラム拡散され希望波および
干渉波が重畳された受信信号を各キャリア信号の変調信
号に分離して複数の逆拡散信号として出力する逆拡散受
信手段と、希望波と干渉波との信号系列候補を入力して
その逆拡散推定信号を生成する手段と、各逆拡散信号毎
に前記逆拡散信号からこの逆拡散推定信号をそれぞれ減
算する手段と、この減算結果をそれぞれ二乗する手段
と、この二乗する手段のそれぞれの出力を加算する手段
と、この加算する手段の出力にしたがって信号判定を行
い希望波の判定信号および前記希望波と干渉波との信号
系列候補を出力する信号判定手段とを備え、前記逆拡散
推定信号を生成する手段は、前記希望波と干渉波との信
号系列候補にタップ係数をそれぞれ乗算し線形合成して
逆拡散推定信号を生成する手段と、この信号系列候補お
よび前記減算する手段の出力を入力し前記タップ係数を
推定するタップ係数制御回路とを備えたスペクトラム拡
散信号受信機において、前記タップ係数制御回路は、前
記タップ係数としてそのＮ（Ｎは自然数）次微分を含む
値を更新する遷移行列をあらかじめ保持するメモリと、
この遷移行列を最小二乗演算の過程で乗算する行列乗算
回路とを備えたスペクトラム拡散信号受信機が提供され
る。According to the present invention, a despread receiving means for separating a received signal on which a desired signal and an interference signal are spread and superimposed on a modulated signal of each carrier signal and outputting as a plurality of despread signals, a desired signal and an interference signal Means for generating a despread estimation signal by inputting the signal sequence candidates of the above, means for subtracting the despread estimation signal from the despread signal for each despread signal, and squaring the subtraction result Means, means for adding the respective outputs of the means for squaring, and a signal for making a signal determination according to the output of the means for adding and determining a desired signal and a signal sequence candidate for the desired wave and the interference wave Determining means for generating the despread estimation signal, wherein the means for generating the despread estimation signal is obtained by multiplying each of the signal sequence candidates of the desired wave and the interference wave by a tap coefficient and linearly combining them. And a tap coefficient control circuit for inputting the output of the signal sequence candidate and the subtraction means and estimating the tap coefficient, wherein the tap coefficient control circuit has A memory in which a transition matrix for updating a value including the N (N is a natural number) derivative is previously stored;
A spread spectrum signal receiver comprising a matrix multiplication circuit for multiplying the transition matrix in the course of the least square operation is provided.

前記逆拡散受信手段は、複数のアンテナからの受信信
号を各キャリア信号の変調信号に分離して複数の逆拡散
信号として出力する手段を備えたダイバーシチ受信機を
提供することもできる。The despread receiving means may provide a diversity receiver comprising means for separating received signals from a plurality of antennas into modulated signals of respective carrier signals and outputting the modulated signals as a plurality of despread signals.

本発明によれば、スペクトラム拡散された受信信号を
キャリア信号の異なる変調信号毎にそれぞれ逆拡散する
逆拡散受信手段と、この手段から出力される逆拡散信号
にそれぞれタップ係数を乗算する手段と、この乗算する
手段のそれぞれの出力を加算する手段と、この加算する
手段の出力を入力として信号判定を行い判定信号を出力
する信号判定手段と、前記加算する手段の出力とこの判
定信号との差分を演算する減算回路と、この差分と前記
逆拡散信号とを入力として最小二乗演算により前記タッ
プ係数を推定するタップ係数制御回路とを備えたスペク
トラム拡散信号受信機において、前記タップ係数制御回
路は、前記タップ係数としてそのＮ（Ｎは自然数）次微
分を含む値を更新する遷移行列をあらかじめ保持するメ
モリと、この遷移行列を最小二乗演算の過程で乗算する
行列乗算回路とを備えたスペクトラム拡散信号受信機が
提供される。According to the present invention, despread receiving means for despreading a spread-spectrum received signal for each of different modulation signals of a carrier signal, and means for multiplying the despread signal output from this means by a tap coefficient, Means for adding the respective outputs of the means for multiplying, signal determination means for making a signal determination using the output of the means for addition as an input and outputting a determination signal, and a difference between the output of the means for adding and the determination signal And a tap coefficient control circuit for estimating the tap coefficient by least squares operation with the difference and the despread signal as inputs, wherein the tap coefficient control circuit includes: A memory that previously holds a transition matrix for updating a value including the N-th derivative (N is a natural number) as the tap coefficient, Spread spectrum signal receiver having a matrix multiplication circuit which multiplies in the course of least squares computation is provided.

受信信号を各パス成分毎に、あるいは各キャリア信号
の変調信号毎に分離して複数の逆拡散信号として出力す
る。そして、（ｉ）各逆拡散信号ごとにタップ係数を乗
算して加算し信号判定を行う。加算した信号と信号判定
を行った信号との差分は事前推定誤差であり、この事前
推定誤差と逆拡散信号とを入力としてタップ係数推定を
行う。または、（ii）各逆拡散信号毎に、希望波と干渉
波との信号系列候補にタップ係数を乗算し逆拡散信号推
定値を生成する。各逆拡散信号から逆拡散信号推定値を
減算し、事前推定誤差を生成し、これを基に信号判定を
行う。タップ係数推定は、事前推定誤差と希望波と干渉
波との信号系列候補を入力として行う。本発明では、事
前タップ係数ベクトルを事前タップ係数ベクトルに遷移
行列を乗算したものに置き換えるRLSアルゴリズムを用
いてタップ係数を推定する。このアルゴリズムを用いる
と、時定数の時間幅においてタップ係数ベクトルが時間
に対してＮ次関数的に変動するとみなして推定を行うこ
とができる。The received signal is separated for each path component or for each modulated signal of each carrier signal and output as a plurality of despread signals. Then, (i) a signal determination is performed by multiplying and adding a tap coefficient for each despread signal. The difference between the added signal and the signal subjected to signal determination is a pre-estimation error, and tap coefficient estimation is performed using the pre-estimation error and the despread signal as inputs. Alternatively, (ii) for each despread signal, a signal sequence candidate of the desired wave and the interference wave is multiplied by a tap coefficient to generate a despread signal estimated value. A despread signal estimated value is subtracted from each despread signal to generate a pre-estimation error, and a signal is determined based on the error. The tap coefficient estimation is performed by using a prior estimation error and a signal sequence candidate of a desired wave and an interference wave as inputs. In the present invention, tap coefficients are estimated by using an RLS algorithm that replaces a pre-tap coefficient vector with a pre-tap coefficient vector multiplied by a transition matrix. When this algorithm is used, the estimation can be performed assuming that the tap coefficient vector fluctuates in an N-order function with respect to time in the time width of the time constant.

これにより、干渉波のレベルが高い状況下または伝送
路変動が激しい状況下でも良好な信号判定を行うことが
できる。ダイバーシチ受信機を構成することにより、さ
らに良好な信号判定を実現することができる。As a result, good signal determination can be performed even under a situation where the level of the interference wave is high or under a situation where the transmission path fluctuates drastically. By configuring a diversity receiver, it is possible to realize better signal determination.

[Embodiment of the invention]

（第一実施例）本発明第一実施例を図１を参照して説明する。図１は
本発明第一実施例装置のブロック構成図である。First Embodiment A first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram of the first embodiment of the present invention.

この第一実施例のスペクトラム拡散信号受信機はスペ
クトラム拡散され希望波および干渉波が重畳された受信
信号をパス毎にそれぞれ逆拡散し逆拡散信号として出力
する逆拡散受信手段として、乗算器２、３および遅延回
路４およびPN符号発生器５および積分回路６、７と、希
望波の判定信号を出力する手段としての最尤系列推定回
路210とを含むスペクトラム拡散信号受信機である。The spread spectrum signal receiver according to the first embodiment is a multiplier 2, as a despread receiving means for despreading a received signal on which a desired signal and an interference wave are superimposed and superimposed on each path, and outputting the despread signal as a despread signal. 3 is a spread spectrum signal receiver including a delay circuit 4, a PN code generator 5, integration circuits 6, 7, and a maximum likelihood sequence estimation circuit 210 as a means for outputting a desired signal determination signal.

次に、本発明第一実施例の動作を説明する。ここで、
伝搬路は先行波と遅延波とからなる２波モデルとする。
入力端子１から受信信号が入力される。乗算器２は受信
信号にPN符号発生器５が出力する希望波の拡散符号を乗
算し積分回路６に入力する。この操作は逆拡散に相当す
る。拡散符号としてのPN符号は自己相関性が強く、送受
信での拡散符号のタイミングが一致しないと信号が抽出
できない。ここで、先行波の拡散符号とPN符号発生器５
が出力する拡散符号のタイミングが一致しているとする
と、積分回路６から先行波のパス成分が抽出され逆拡散
信号として出力される。同様に、乗算器３は遅延回路４
が出力する遅延した希望波の拡散符号を乗算し積分回路
７に入力する。この操作は逆拡散に相当する。遅延波の
拡散符号と遅延した拡散符号のタイミングが一致してい
るとすると、積分回路７から遅延波のパス成分が抽出さ
れ逆拡散信号として出力される。ここで、乗算器２、３
および遅延回路４およびPN符号発生器５および積分回路
６、７は逆拡散受信手段に相当する。ブランチメトリッ
ク演算回路201、202は各逆拡散信号と、最尤系列推定回
路210が出力する希望波と干渉波との信号系列候補を入
力として事前推定誤差の二乗を出力する。加算器72は逆
拡散信号ごとの事前推定誤差の二乗和を算出し、最尤系
列推定回路210に入力する。この事前推定誤差の二乗和
に負の定数を乗算したものは信号系列候補に対する尤度
情報、すなわちブランチメトリックに相当する。最尤系
列推定回路210は事前推定誤差の二乗和を基に最尤推定
による信号判定を行う。すなわち、ブランチメトリック
の累積和を対数尤度関数として計算し対数尤度関数が最
大となる信号系列候補を推定し、希望波の判定信号を出
力端子12から出力する。ここで最尤系列推定回路210は
信号判定手段に相当する。なお、ここでは伝搬路のパス
数が２としたが、３パス以上の場合にも容易に拡張でき
る。Next, the operation of the first embodiment of the present invention will be described. here,
The propagation path is a two-wave model consisting of a preceding wave and a delayed wave.
A reception signal is input from an input terminal 1. The multiplier 2 multiplies the received signal by the spread code of the desired wave output from the PN code generator 5 and inputs the multiplied signal to the integration circuit 6. This operation corresponds to despreading. A PN code as a spreading code has strong autocorrelation, and a signal cannot be extracted unless the timing of the spreading code in transmission and reception does not match. Here, the spreading code of the preceding wave and the PN code generator 5
Assuming that the timings of the spreading codes output by the two coincide, the path component of the preceding wave is extracted from the integrating circuit 6 and output as a despread signal. Similarly, the multiplier 3 includes a delay circuit 4
Are multiplied by the output spread code of the desired signal and input to the integration circuit 7. This operation corresponds to despreading. Assuming that the timings of the spread code of the delayed wave and the delayed spread code match, the path component of the delayed wave is extracted from the integrating circuit 7 and output as a despread signal. Here, multipliers 2 and 3
The delay circuit 4, the PN code generator 5, and the integration circuits 6, 7 correspond to despread receiving means. The branch metric calculation circuits 201 and 202 receive the respective despread signals and the signal sequence candidates of the desired wave and the interference wave output from the maximum likelihood sequence estimation circuit 210 and output the square of the pre-estimation error. The adder 72 calculates the sum of squares of the pre-estimation error for each despread signal, and inputs the sum to the maximum likelihood sequence estimation circuit 210. A value obtained by multiplying the sum of squares of the pre-estimation error by a negative constant corresponds to likelihood information for a signal sequence candidate, that is, a branch metric. The maximum likelihood sequence estimation circuit 210 performs signal determination by maximum likelihood estimation based on the sum of squares of the pre-estimation error. That is, the cumulative sum of branch metrics is calculated as a log likelihood function, a signal sequence candidate having the maximum log likelihood function is estimated, and a determination signal of a desired wave is output from the output terminal 12. Here, the maximum likelihood sequence estimation circuit 210 corresponds to a signal determination unit. Although the number of paths in the propagation path is set to two here, the number of paths can be easily expanded to three or more.

次に、本発明第一実施例の構成を用いる２ブランチダ
イバーシチを図２を参照して説明する。図２は本発明第
一実施例の構成を用いる２ブランチダイバーシチを示す
図である。１番目のダイバーシチブランチ、すなわち１
番目のアンテナからの受信信号が入力端子１から入力さ
れる。乗算器２は、受信信号にPN符号発生器５が出力す
る希望波の拡散符号を乗算し積分回路６に入力する。こ
の操作は逆拡散に相当する。拡散符号としてのPN符号は
自己相関性が強く、送受信での拡散符号のタイミングが
一致しないと信号が抽出できない。ここで、先行波の拡
散符号とPN符号発生器５が出力する拡散符号のタイミン
グが一致しているとすると、積分回路６から先行波のパ
スが抽出され逆拡散信号として出力される。同様に、乗
算器３は遅延回路４が出力する遅延した希望波の拡散符
号を受信信号に乗算し積分回路７に入力する。この操作
は逆拡散に相当する。遅延波の拡散符号と遅延した拡散
符号のタイミングとが一致していると、積分回路７から
遅延波のパス成分が抽出され逆拡散信号として出力され
る。ブランチメトリック演算回路201、202は１番目のダ
イバーシチブランチの各逆拡散信号と、最尤系列推定回
路210が出力する希望波と干渉波との信号系列候補を入
力として事前推定誤差の２乗を出力する。Next, two-branch diversity using the configuration of the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a diagram showing two-branch diversity using the configuration of the first embodiment of the present invention. The first diversity branch, ie 1
The signal received from the antenna is input from the input terminal 1. The multiplier 2 multiplies the received signal by the spread code of the desired wave output from the PN code generator 5 and inputs the multiplied signal to the integration circuit 6. This operation corresponds to despreading. A PN code as a spreading code has strong autocorrelation, and a signal cannot be extracted unless the timing of the spreading code in transmission and reception does not match. Here, assuming that the timing of the spreading code of the preceding wave and the timing of the spreading code output from the PN code generator 5 match, the path of the preceding wave is extracted from the integration circuit 6 and output as a despread signal. Similarly, the multiplier 3 multiplies the received signal by the spread code of the delayed desired signal output from the delay circuit 4 and inputs the multiplied signal to the integration circuit 7. This operation corresponds to despreading. When the timing of the spread code of the delayed wave matches the timing of the delayed spread code, the path component of the delayed wave is extracted from the integrating circuit 7 and output as a despread signal. The branch metric calculation circuits 201 and 202 output each despread signal of the first diversity branch and a signal sequence candidate of a desired wave and an interference wave output from the maximum likelihood sequence estimation circuit 210 and output the square of the pre-estimation error. I do.

一方、２番目のダイバーシチブランチ、すなわち２番
目のアンテナからの受信信号が入力端子１′から入力す
る。乗算器２′は、受信信号にPN符号発生器５が出力す
る希望波の拡散符号を乗算し積分回路６′に入力する。
ここで、先行波の拡散符号とPN符号発生器５が発生する
拡散符号のタイミングが一致していると、積分回路６′
から先行波のパスが抽出され逆拡散信号として出力され
る。同様に、乗算器３′は遅延回路４′が出力する遅延
した希望波の拡散符号を受信信号に乗算し積分回路７′
に入力する。この操作は逆拡散に相当する。遅延波の拡
散符号と遅延した拡散符号のタイミングが一致している
と、積分回路７′から遅延波のパス成分が抽出され逆拡
散信号として出力される。ここで、乗算器２、３、
２′、３′および遅延回路４、４′および積分回路６、
７、６′、７′は逆拡散受信手段に相当する。ブランチ
メトリック演算回路201′、202′は２番目のダイバーシ
チブランチの各逆拡散信号と、最尤系列推定回路210が
出力する希望波と干渉波との信号系列候補を入力として
事前推定誤差の２乗を出力する。加算器72はブランチメ
トリック演算回路201、202、201′、202′が出力する事
前推定誤差の２乗和を算出し、最尤系列推定回路210に
入力する。この事前推定誤差の２乗和に負の定数を乗算
したものは信号系列候補に対する尤度情報、すなわちブ
ランチメトリックに相当する。最尤系列推定回路210は
事前推定誤差の２乗和を基に最尤推定による信号判定を
行う。すなわち、ブランチメトリックの累積値を対数尤
度関数として計算し対数尤度関数が最大となる信号系列
候補を推定し、希望波の判定信号を出力端子12から出力
する。ここで、最尤系列推定回路210は信号判定手段に
相当する。ダイバーシチ受信しているため、ダイバーシ
チ受信しない場合に比べて誤り率特性が改善できる。On the other hand, the second diversity branch, that is, the received signal from the second antenna is input from the input terminal 1 '. Multiplier 2 'multiplies the received signal by the spreading code of the desired wave output from PN code generator 5, and inputs the result to integrating circuit 6'.
Here, if the timings of the spreading code of the preceding wave and the spreading code generated by the PN code generator 5 match, the integration circuit 6 '
, The path of the preceding wave is extracted and output as a despread signal. Similarly, the multiplier 3 'multiplies the received signal by the spread code of the delayed desired signal output from the delay circuit 4', and
To enter. This operation corresponds to despreading. When the timing of the spread code of the delayed wave coincides with the timing of the delayed spread code, the path component of the delayed wave is extracted from the integration circuit 7 'and output as a despread signal. Here, multipliers 2, 3,
2 ', 3' and delay circuits 4, 4 'and integrating circuit 6,
7, 6 'and 7' correspond to despread receiving means. The branch metric calculation circuits 201 'and 202' receive the despread signals of the second diversity branch and the signal sequence candidates of the desired wave and the interference wave output from the maximum likelihood sequence estimation circuit 210 and square the pre-estimation error. Is output. The adder 72 calculates the sum of squares of the pre-estimation errors output from the branch metric operation circuits 201, 202, 201 ', and 202', and inputs the sum to the maximum likelihood sequence estimation circuit 210. A value obtained by multiplying the sum of squares of the pre-estimation error by a negative constant corresponds to likelihood information for a signal sequence candidate, that is, a branch metric. The maximum likelihood sequence estimation circuit 210 performs signal determination by maximum likelihood estimation based on the sum of squares of the pre-estimation error. That is, the cumulative value of the branch metric is calculated as a log likelihood function, a signal sequence candidate that maximizes the log likelihood function is estimated, and a desired signal determination signal is output from the output terminal 12. Here, the maximum likelihood sequence estimation circuit 210 corresponds to a signal determination unit. Since diversity reception is performed, error rate characteristics can be improved as compared with a case where diversity reception is not performed.

（第二実施例）本発明第二実施例を図３を参照して説明する。図３は
本発明第二実施例のタップ係数制御回路のブロック構成
図である。全体構成は図７を参照のこと。なお、図７の
構成は、伝搬路のパス数が２の場合であるが、パス数が
３以上への拡張は容易である。Second Embodiment A second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a block diagram of a tap coefficient control circuit according to a second embodiment of the present invention. See FIG. 7 for the overall configuration. Note that the configuration in FIG. 7 is a case where the number of paths in the propagation path is two, but the number of paths can easily be expanded to three or more.

本発明第二実施例は、すでに図７に示したように、ス
ペクトラム拡散された受信信号を各パス毎にそれぞれ逆
拡散する逆拡散受信手段としての乗算器２および３、遅
延回路４、PN符号発生器５、積分回路６および７と、こ
の手段から出力される逆拡散信号にそれぞれタップ係数
を乗算する手段としての乗算器８および９と、この乗算
器８および９のそれぞれの出力を加算する手段としての
加算器72と、この加算器72の出力を入力として信号判定
を行い判定信号を出力する信号判定手段としての判定回
路11と、加算器72の出力とこの判定信号との差分を演算
する減算回路14と、この差分と前記逆拡散信号とを入力
として前記タップ係数を推定するタップ係数制御回路16
とを備えたスペクトラム拡散信号受信機である。In the second embodiment of the present invention, as already shown in FIG. 7, multipliers 2 and 3 as despread receiving means for despreading a spread spectrum received signal for each path, a delay circuit 4, a PN code Generator 5, integrating circuits 6 and 7, multipliers 8 and 9 as means for multiplying the despread signal output from the means by tap coefficients, and the respective outputs of multipliers 8 and 9 are added. An adder 72 as means, a determination circuit 11 as signal determination means for performing signal determination by using an output of the adder 72 as an input and outputting a determination signal, and calculating a difference between the output of the adder 72 and the determination signal And a tap coefficient control circuit 16 for estimating the tap coefficient by using the difference and the despread signal as inputs.
And a spread spectrum signal receiver comprising:

ここで、本発明第二実施例の特徴とするところは、タ
ップ係数制御回路16は、図３に示すように、前記タップ
係数としてそのＮ（Ｎは自然数）次微分を含む値を更新
する遷移行列をあらかじめ保持するメモリとしての遷移
行列メモリ50と、この遷移行列を最小二乗演算の過程で
乗算する行列乗算回路51とを備えるところにある。ここ
では、Ｎ＝１として説明する。Here, a feature of the second embodiment of the present invention is that, as shown in FIG. 3, the tap coefficient control circuit 16 updates the value including the Nth (N is a natural number) derivative as the tap coefficient. It has a transition matrix memory 50 as a memory for holding a matrix in advance, and a matrix multiplication circuit 51 for multiplying the transition matrix in the process of least squares operation. Here, description will be made on the assumption that N = 1.

次に、タップ係数制御回路16の動作を説明する。入力
端子43および44から逆拡散信号がゲイン生成回路46に入
力される。ゲイン生成回路46はゲインベクトルを生成し
乗算回路47に入力する。乗算回路47は入力端子45から入
力される前述の差分、すなわち事前推定誤差とゲインベ
クトルとを乗算し修正ベクトルを出力する。加算回路48
は事前タップ係数ベクトルと修正ベクトルとを加算し、
事後タップ係数ベクトルを更新する。遅延回路49は事後
タップ係数ベクトルを変調波のシンボル周期分遅延さ
せ、行列乗算回路51はこの遅延した事後タップ係数ベク
トルに遷移行列メモリ50から出力される遷移行列を乗算
し、事前タップ係数ベクトルとして加算回路48およびベ
クトル変換回路52に入力する。ベクトル変換回路52は事
前タップ係数ベクトルの要素を出力端子53および54から
タップ係数として出力する。Next, the operation of the tap coefficient control circuit 16 will be described. The despread signals are input from input terminals 43 and 44 to gain generation circuit 46. The gain generation circuit 46 generates a gain vector and inputs it to the multiplication circuit 47. The multiplication circuit 47 multiplies the aforementioned difference inputted from the input terminal 45, that is, the prior estimation error by the gain vector, and outputs a correction vector. Adder circuit 48
Adds the pre-tap coefficient vector and the correction vector,
Update the post tap coefficient vector. The delay circuit 49 delays the post-tap coefficient vector by the symbol period of the modulated wave, and the matrix multiplication circuit 51 multiplies the delayed post-tap coefficient vector by the transition matrix output from the transition matrix memory 50 and generates a pre-tap coefficient vector. The signals are input to the addition circuit 48 and the vector conversion circuit 52. The vector conversion circuit 52 outputs the elements of the pre-tap coefficient vector from the output terminals 53 and 54 as tap coefficients.

タップ係数制御回路16は全体的な動作として更新アル
ゴリズムを実行している。遅延回路49の遅延時間をＴ時
間とし、更新アルゴリズムの時定数をτ時間とすれば、
Ｔ＜τ（およそ5T≒τ）である。図７に示した従来例に
おいては、τ時間内のタップ係数ベクトルは一定である
としてRLSアルゴリズムにより推定されるが、図１に示
した本発明第二実施例のタップ係数制御回路16において
は、遷移行列メモリ50にあらかじめ記憶されている遷移
行列を遅延回路49から出力される事後タップ係数ベクト
ルと乗算することにより、τ時間内におけるタップ係数
ベクトルの推定値が一次関数的な増加または減少傾向も
含めて推定される。これにより、追従性の良いタップ係
数制御回路16が実現できる。The tap coefficient control circuit 16 executes an update algorithm as an overall operation. If the delay time of the delay circuit 49 is T time and the time constant of the update algorithm is τ time,
T <τ (approximately 5T ≒ τ). In the conventional example shown in FIG. 7, the tap coefficient vector within the time τ is estimated by the RLS algorithm as being constant. However, in the tap coefficient control circuit 16 of the second embodiment of the present invention shown in FIG. By multiplying the transition matrix stored in advance in the transition matrix memory 50 with the post-tap coefficient vector output from the delay circuit 49, the estimated value of the tap coefficient vector within the time τ also has a linear function of increasing or decreasing tendency. It is estimated to include. As a result, the tap coefficient control circuit 16 having good tracking performance can be realized.

事前タップ係数ベクトルの更新アルゴリズムについて
説明する（電子情報通信学会論文誌Ｂ−II Vol.J75−Ｂ
−II No.7 pp.415−423 1992.7月）。まず、逆拡散信号
系列を以下のような４次元ベクトルC_ext（ｉ）として、 C^H _ext（ｉ）＝〔Oy₁（ｉ）Oy₂（ｉ）〕 …（５）で表す。ここで、y₁（ｉ）は図７の積分回路６が出力す
る逆拡散信号、y₂（ｉ）は同図の積分回路７が出力する
逆拡散信号である。つぎに、事後タップ係数ベクトルX
_ext（ｉ）を以下のような４次ベクトル X^H _ext（ｉ）＝〔w₁〕^（１）＊（ｉ）w₁ ^＊（ｉ）w₂ ^（１）＊（ｉ）w₂ ^＊（ｉ）〕 …（６）で表す。ここで、w₁ ⁽¹⁾（ｉ）、w₂ ⁽¹⁾（ｉ）はタップ係
数の１次時間微分を表す。４×４の遷移行列Φの行列要
素をのように定める。このアルゴリズムは、時定数の時間幅
でタップ係数が時間に対して１次関数的に変動するとみ
なして推定を行っている。事後タップ係数ベクトルX_ext
（ｉ）の推定にカルマンフィルタを適用すると、X
_ext（ｉ）の更新アルゴリズムは、 K_ext（ｉ）＝P_ext（i|i−１）・C_ext（ｉ）・〔C^H _ext（ｉ）・P_ext（i|i−１）・C_ext（ｉ）＋１〕^-1 …（8a） α_ext（ｉ）＝ｄ（ｉ）−C^H _ext（ｉ）・Φ・X_ext（ｉ−１） …（8b） X_ext（ｉ）＝Φ・X_ext（ｉ−１）＋K_ext（ｉ）・α_ext（ｉ） …（8c） P_ext（ｉ）＝P_ext（i|i−１）− K_ext（ｉ）・C^H _ext（ｉ）・P_ext（i|i−１） …（8d） P_ext（ｉ＋1|i）＝Φ・P_ext（ｉ）・Φ^Ｈ＋σ_n ^-2・Ｑ（ｉ） …（8e）のようになる。The algorithm for updating the pre-tap coefficient vector is described (IEICE Transactions on Electronics, B-II Vol. J75-B)
−II No.7 pp.415-423 1992.7). First, represented by the despread signal sequences as 4-dimensional vector C _ext (i) as follows, C ^H _ext (i) = _{_{[Oy 1 (i) Oy 2 (}} i) ] ... (5). Here, y ₁ (i) is a despread signal output from the integration circuit 6 in FIG. 7, and y ₂ (i) is a despread signal output from the integration circuit 7 in FIG. Next, the posterior tap coefficient vector X
_ext (i) as follows 4-order vector X ^H _ext (i) = [w _1] ^{(1) * (i) w} 1 * (i) w 2 (1) * (i) w 2 * (i )]... (6) Here, w ₁ ⁽¹⁾ (i) and w ₂ ⁽¹⁾ (i) represent the first-order time derivative of the tap coefficient. The matrix elements of the 4 × 4 transition matrix Φ Determined as follows. This algorithm performs estimation by assuming that the tap coefficient fluctuates linearly with time in the time width of the time constant. Posterior tap coefficient vector X _ext
When the Kalman filter is applied to the estimation of (i), X
updating algorithm of _ext (i) _{is, K ext (i) = P} ext (i | i-1) · C ext (i) · ^{_{[C H ext (i) · P}} ext (i | i-1) · C _ext (i) +1] ^-1 (8a) α _ext (i) = d (i) −C ^H _ext (i) · Φ · X _ext (i−1) (8b) X _ext (i) = Φ X _ext (i-1) + K _ext (i) α _ext (i) ... (8c) P _ext (i) = P _ext (i | i-1)-K _ext (i) C ^H _ext (i ) · P _ext (i | i−1)… (8d) P _ext (i + 1 | i) = Φ · P _ext (i) · Φ ^H + σ _n ⁻² · Q (i)… (8e) .

ただし、α_ext（ｉ）は事前推定誤差、σ_n ²は熱雑音
電力であり、P_ext（ｉ）およびP_ext（i|i−１）はタッ
プ係数ベクトルの事後共分散行列および事前共分散行列
をσ_n ²で規格化したものである。Ｑ（ｉ）は生成雑音の
自己相関行列であり、前述の時定数τを実質上決めるも
のであり、具体的にＱ（ｉ）＝ｑ・σ_n ²・Φ・P_ext（ｉ）・Φ^Ｈと置くことで、時定数τ＝（１＋ｑ）/qとすることがで
きる。ここで、ｑは正数である。なお、時刻ｉにおける
事前フィルタ係数ベクトルは、 Φ・X_ext（ｉ−１）となる。このアルゴリズムは、時定数の時間幅でタップ
係数ベクトルが時間に対して１次関数的に変動するとみ
なして推定を行う。一方、従来の最小二乗法は時定数の
時間幅では時間的に変動しないとしてタップ係数ベクト
ルを推定しているので、本アルゴリズムは追従性という
点で最小二乗法より優れている。したがって、本発明は
伝送路変動が激しいときでも良好に動作する。Here, α _ext (i) is a prior estimation error, σ _n ² is a thermal noise power, and P _ext (i) and P _ext (i | i−1) are a posterior covariance matrix and a prior covariance of a tap coefficient vector. The matrix is normalized by σ _n ² . Q (i) is the autocorrelation matrix of the generated noise, which substantially determines the above-mentioned time constant τ. Specifically, Q (i) = q · σ _n ² · Φ · P _ext (i) · Φ ^By setting ^H , the time constant τ = (1 + q) / q can be obtained. Here, q is a positive number. Note that the pre-filter coefficient vector at the time i is Φ · X _ext (i−1). This algorithm performs estimation by assuming that the tap coefficient vector varies linearly with time in the time width of the time constant. On the other hand, the conventional least-squares method estimates the tap coefficient vector on the assumption that there is no temporal variation in the time width of the time constant. Therefore, the present algorithm is superior to the least-squares method in terms of followability. Therefore, the present invention operates well even when transmission line fluctuations are severe.

以上、カルマンフィルタによるアルゴリズムを説明し
たが、簡略アルゴリズムを適用することもできる。この
簡略アルゴリズムを数式で表すと、 α_ext（ｉ）＝ｄ（ｉ）−C^H _ext（ｉ）・Φ・X_ext（ｉ−１） …（9a） X_ext（ｉ）＝Φ・X_ext（ｉ−１）＋μＤ（ｉ）α_ext（ｉ） …（9b）となる。ここで、μは０＜μ１＜１の条件を満足する定
数、Ｄ（ｉ）は４次元ベクトルであり、Ｄ（ｉ）＝〔μy₁（ｉ）（２−μ）y₁（ｉ）μy₂（ｉ）（２−μ）y₂（ｉ）〕 …（9c）となる。数式9a〜9cで表される簡略アルゴリズムは、数
式8a〜8eにおいて、K_ext（ｉ）を K_ext（ｉ）→μＤ（ｉ） …（9d）と置き換えたものであり、カルマンフィルタよりも演算
量が少なくて済むという長所がある。なお、数式8a〜8e
でP_ext（ｉ）を固定行列に置き換えても簡略アルゴリズ
ムは導くことができる（電子情報通信学会論文誌Ｂ−II
Vol.J75−Ｂ−II No.7 pp.415−423 1992.7月）。な
お、この簡略アルゴリズムと同様の操作を行うものとし
て、QT−LMSアルゴリズム（電子情報通信学会論文誌A V
ol.J72−A No.7 pp.1038−1044 1989.7月）があり、こ
のアルゴリズムを代わりに適用することもできる。The algorithm using the Kalman filter has been described above, but a simplified algorithm can also be applied. When this simplified algorithm is expressed by a mathematical formula, α _ext (i) = d (i) −C ^H _ext (i) · Φ · X _ext (i−1) (9a) X _ext (i) = Φ · X _ext (I-1) + μD (i) α _ext (i) (9b) Here, μ is a constant satisfying the condition of 0 <μ1 <1, D (i) is a four-dimensional vector, and D (i) = [μy ₁ (i) (2-μ) y ₁ (i) μy ₂ (i) (2-μ) y ₂ (i)] (9c). The simplified algorithm represented by Equations 9a to 9c is obtained by replacing K _ext (i) with K _ext (i) → μD (i) (9d) in Equations 8a to 8e, and is more computational than the Kalman filter. Has the advantage of requiring less. Equations 8a to 8e
Even if P _ext (i) is replaced with a fixed matrix, a simplified algorithm can be derived (IEEE Transactions B-II
Vol.J75-B-II No.7 pp.415-423 1992.7). Note that the same operation as this simplified algorithm is performed using the QT-LMS algorithm (Transactions of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, AV
ol. J72-A No. 7 pp. 1038-1044 July 1989), and this algorithm can be applied instead.

なお、ここでは、前述のようにＮ＝１として説明した
が、Ｎ＞１のときは、 C^H _ext（ｉ）＝〔Oy₁（ｉ）Oy₂（ｉ）〕 …（10）をとし、 X^H _ext（ｉ）＝〔w₁ ^（１）＊（ｉ）w₁ ^＊（ｉ）w₂ ^（１）＊w₂ ^＊（ｉ）〕 …（12）をとし、をとすることにより同様に説明することができる。Here, although described as N = 1, as described above, when the ^{_{N> 1, C H ext (}} i) = _{_{[Oy 1 (i) Oy 2 (}} i) ] a ... (10) And then, X ^H _ext (i) = _{^{[w 1 (1) * (i}} ) w 1 * (i) w 2 (1) * w 2 * (i) ] the ... (12) age, To Can be similarly explained.

次に、本発明第二実施例の構成を用いる２ブランチダ
イバーシチを図４を参照して説明する。図４は本発明第
二実施例の構成を用いる２ブランチダイバーシチを示す
図である。１番目のダイバーシチブランチ、すなわち、
１番目のアンテナからの受信信号が入力端子１から入力
される。この受信信号は拡散符号としてのPN符号を用い
て帯域拡散されており、復調するためには同じ拡散符号
を用いて逆拡散しなくてはならない。乗算器２は受信信
号にPN符号発生器５が出力するPN符号を乗算し積分回路
６に入力する。この操作は逆拡散に相当する。PN符号は
自己相関性が強く、送受信でのPN符号のタイミングが一
致しないと信号が抽出できない。今、先行波のPN符号と
PN符号発生器５が出力するPN符号のタイミングが一致し
ているとすると、積分回路６から先行波のパス成分が抽
出され逆拡散信号として出力される。同様に、乗算器３
は遅延回路４が出力する遅延したPN符号を受信信号に乗
算し積分回路７に入力する。この操作は逆拡散に相当す
る。遅延波のPN符号と遅延したPN符号のタイミングが一
致しているとすると、積分回路７から遅延波のパス成分
が抽出され逆拡散信号として出力される。一方、２番目
のダイバーシチブランチ、すなわち、２番目のアンテナ
からの受信信号が入力端子１′から入力する。乗算器
２′は受信信号にPN符号発生器５が出力するPN符号を乗
算し積分回路６′に入力する。この操作は逆拡散に相当
する。今、先行波のPN符号とPN符号発生器５が出力する
PN符号のタイミングが一致しているとすると、積分回路
６′から先行波のパス成分が抽出され逆拡散信号として
出力される。同様に、乗算器３′、遅延回路４′が出力
する遅延したPN符号を受信信号に乗算し積分回路７′に
入力する。この操作は逆拡散に相当する。遅延波のPN符
号と遅延したPN符号のタイミングが一致しているとする
と、積分回路７′から遅延波のパス成分が抽出され逆拡
散信号として出力される。ここで、乗算器２、乗算器
３、乗算器２′、乗算器３′、遅延回路４、遅延回路
４′、PN符号発生器５、積分回路６、積分回路６′、積
分回路７および積分回路７′は逆拡散受信手段に相当す
る。Next, two-branch diversity using the configuration of the second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 4 is a diagram showing two-branch diversity using the configuration of the second embodiment of the present invention. The first diversity branch, ie
A received signal from the first antenna is input from input terminal 1. This received signal is band-spread using a PN code as a spreading code, and must be despread using the same spreading code in order to demodulate. The multiplier 2 multiplies the received signal by the PN code output from the PN code generator 5 and inputs the multiplied signal to the integration circuit 6. This operation corresponds to despreading. The PN code has strong autocorrelation, and a signal cannot be extracted unless the timing of the PN code in transmission and reception does not match. Now, with the PN code of the preceding wave,
Assuming that the timing of the PN code output from the PN code generator 5 matches, the path component of the preceding wave is extracted from the integration circuit 6 and output as a despread signal. Similarly, multiplier 3
Multiplies the received signal by the delayed PN code output from the delay circuit 4 and inputs the multiplied signal to the integration circuit 7. This operation corresponds to despreading. Assuming that the timing of the PN code of the delayed wave coincides with the timing of the delayed PN code, the path component of the delayed wave is extracted from the integration circuit 7 and output as a despread signal. On the other hand, the second diversity branch, that is, the received signal from the second antenna is input from the input terminal 1 '. The multiplier 2 'multiplies the received signal by the PN code output from the PN code generator 5 and inputs the multiplied signal to the integration circuit 6'. This operation corresponds to despreading. Now, the PN code of the preceding wave and the PN code generator 5 output
If the timings of the PN codes match, the path component of the preceding wave is extracted from the integration circuit 6 'and output as a despread signal. Similarly, the received signal is multiplied by the delayed PN code output from the multiplier 3 'and the delay circuit 4' and input to the integration circuit 7 '. This operation corresponds to despreading. Assuming that the timing of the PN code of the delayed wave matches the timing of the delayed PN code, the path component of the delayed wave is extracted from the integrating circuit 7 'and output as a despread signal. Here, multiplier 2, multiplier 3, multiplier 2 ', multiplier 3', delay circuit 4, delay circuit 4 ', PN code generator 5, integration circuit 6, integration circuit 6', integration circuit 7, and integration The circuit 7 'corresponds to despread receiving means.

各逆拡散信号は各々乗算器８、乗算器９、乗算器
８′、および乗算器９′でタップ係数を乗算され、拡散
器72で加算される。加算器72が出力する加算信号は判定
回路11に入力される。判定回路11は信号判定手段に相当
し、信号判定を行い出力端子12から希望波の判定信号を
出力する。減算回路14はこの判定信号と加算信号との差
分、すなわち事前推定誤差を計算し出力する。ただし、
受信信号に既知のトレーニング信号が含まれていると
き、トレーニング信号区間では判定信号の代わりにトレ
ーニング信号メモリ15から出力されるトレーニング信号
は用いる。この切替え操作はスイッチ回路13が行う。タ
ップ係数推定手段に相当するタップ係数制御回路16は、
減算回路14が出力する事前推定誤差と各逆拡散信号を入
力として前述のタップ係数を出力する。ダイバーシチ受
信しない場合に比べて誤り率特性が改善できる。Each despread signal is multiplied by a tap coefficient in a multiplier 8, a multiplier 9, a multiplier 8 ', and a multiplier 9', and added by a spreader 72. The addition signal output from the adder 72 is input to the determination circuit 11. The determination circuit 11 corresponds to signal determination means, performs signal determination, and outputs a desired signal determination signal from the output terminal 12. The subtraction circuit 14 calculates and outputs a difference between the determination signal and the addition signal, that is, a prior estimation error. However,
When a known training signal is included in the received signal, the training signal output from the training signal memory 15 is used instead of the determination signal in the training signal section. This switching operation is performed by the switch circuit 13. Tap coefficient control circuit 16 corresponding to tap coefficient estimation means
The above-described tap coefficient is output using the pre-estimation error output from the subtraction circuit 14 and each despread signal as inputs. The error rate characteristics can be improved as compared with the case where diversity reception is not performed.

（第三実施例）次に、実施例第三実施例を説明する。本発明第三実施
例は、本発明第二実施例で図３に示したタップ係数制御
回路を図10に示した周波数ホッピング受信機に用いる場
合の例である。Third Embodiment Next, a third embodiment will be described. The third embodiment of the present invention is an example in which the tap coefficient control circuit shown in FIG. 3 in the second embodiment of the present invention is used for the frequency hopping receiver shown in FIG.

本発明第三実施例は、すでに図10に示したように、ス
ペクトラム拡散され希望波および干渉波が重畳された受
信信号を各キャリア信号の変調信号に分離して複数の逆
拡散信号として出力する逆拡散受信手段としての乗算器
28、31、ローパスフィルタ30、33およびタイミング調整
回路55、56と、希望波と干渉波との信号系列候補を入力
してその逆拡散推定信号を生成する手段としての図11に
示す逆拡散推定信号生成部300と、前記逆拡散信号から
この逆拡散推定信号をそれぞれ減算する手段としての減
算器122と、この減算結果をそれぞれ二乗する手段とし
ての二乗演算回路123と、この二乗演算回路123のそれぞ
れの出力を加算する手段としての加算器72と、この加算
器72の出力にしたがって信号判定を行い希望波の判定信
号および前記希望波と干渉波との信号系列候補を出力す
る信号判定手段としての最尤系列推定回路210とを備
え、逆拡散推定信号生成部300は、前記希望波と干渉波
との信号系列候補にタップ係数をそれぞれ乗算し線形合
成して逆拡散推定信号を生成する手段としての図11に示
す複素乗算器127、128および加算器73と、この信号系列
候補および減算器122の出力である事前推定誤差を入力
し前記タップ係数を推定するタップ係数制御回路60とを
備えたスペクトラム拡散信号受信機である。As shown in FIG. 10, the third embodiment of the present invention separates a received signal on which a desired signal and an interference wave are superimposed with a spread spectrum into modulated signals of carrier signals and outputs a plurality of despread signals. Multiplier as despread receiver
28, 31, low-pass filters 30, 33, and timing adjustment circuits 55, 56, and despreading estimation shown in FIG. 11 as means for inputting a signal sequence candidate of a desired wave and an interference wave and generating a despreading estimation signal thereof A signal generator 300, a subtractor 122 as a means for subtracting the despread estimation signal from the despread signal, a squaring circuit 123 as a means for squaring the subtraction result, and a squaring circuit 123. An adder 72 as a means for adding the respective outputs, and a signal determination means for performing a signal determination according to the output of the adder 72 and outputting a determination signal of a desired wave and a signal sequence candidate of the desired wave and the interference wave The maximum likelihood sequence estimation circuit 210 is provided, and the despread estimation signal generation unit 300 generates a despread estimation signal by multiplying each of the signal sequence candidates of the desired wave and the interference wave by a tap coefficient and linearly combining them. The complex multipliers 127 and 128 and the adder 73 shown in FIG. 11 and the tap coefficient control circuit 60 that receives the signal sequence candidate and the pre-estimation error output from the subtractor 122 and estimates the tap coefficient are provided. It is a spread spectrum signal receiver provided.

ここで、本発明第三実施例の特徴とするところは、タ
ップ係数制御回路60は、前記タップ係数としてそのＮ次
微分を含む値を更新する遷移行列をあらかじめい保持す
るメモリとしての遷移行列メモリ50と、この遷移行列を
最小二乗演算の過程で乗算する行列乗算回路51とを備え
るところにある。タップ係数制御回路60の動作は本発明
第二実施例で示したタップ係数制御回路16の動作と同様
である。ただし、式（５）、式（９−Ｃ）、式（11）に
おいて、y₁（ｉ）を時刻ｉにおける希望波の信号候補a₁
（ｉ）に、y₂（ｉ）を時刻ｉにおける干渉波の信号候補
a₂（ｉ）に置き換え、式（８−ｂ）のｄ（ｉ）を逆拡散
信号に置き換える必要がある。Here, a feature of the third embodiment of the present invention is that the tap coefficient control circuit 60 is provided with a transition matrix memory as a memory that previously holds a transition matrix for updating a value including its Nth derivative as the tap coefficient. 50 and a matrix multiplication circuit 51 for multiplying the transition matrix in the course of the least square operation. The operation of the tap coefficient control circuit 60 is the same as the operation of the tap coefficient control circuit 16 shown in the second embodiment of the present invention. However, in Expression (5), Expression (9-C), and Expression (11), y ₁ (i) is a signal candidate a _{1 of} a desired wave at time i.
In (i), y ₂ (i) is a signal candidate of an interference wave at time i.
a ₂ (i), and d (i) in equation (8-b) needs to be replaced with a despread signal.

次に、本発明第三実施例において、受信信号のキャリ
ア周波数がf₁とf₂の２つにホッピングするものとし、２
ブランチダイバーシチの構成例を図５を参照して説明す
る。図５は本発明第三実施例の２ブランチダイバーシチ
の構成を示す図である。１番目のダイバーシチブラン
チ、すなわち、１番目のアンテナから受信信号が入力端
子１から入力される。周波数ホッピング方式において
は、同じ周波数帯域を異なるホッピングパターンを持つ
局で使用する。したがって、この受信信号は一定のパタ
ーンでキャリア周波数がホッピングする希望波と、異な
るパターンでキャリア周波数がホッピングする干渉波と
が重畳されている。希望波を復調するためには、希望波
と同じパターンで周波数がホッピングするキャリア信号
を用いて受信信号をダウンコンバート、すなわち逆拡散
しなくてはならない。乗算器28は受信信号にキャリア信
号発生器29が間欠的に出力する周波数f₁のキャリア信号
を乗算しローパスフィルタ30に入力する。この操作は逆
拡散に相当する。今、受信波に含まれるキャリア周波数
f₁の変調信号とキャリア信号発生器29が出力する周波数
f₁のキャリア信号のタイミングが一致しているとする
と、ローパスフィルタ30からキャリア周波数f₁の変調信
号が抽出され逆拡散信号として出力される。同様に、乗
算器31はキャリア信号発生器32が間欠的に出力する周波
数f₂のキャリア信号を乗算しローパスフィルタ33に入力
する。この操作は逆拡散に相当する。受信波に含まれる
キャリア周波数f₂の変調信号とキャリア信号発生器32が
出力する周波数f₂のキャリア信号のタイミングが一致し
ているとすると、ローパスフィルタ33からキャリア周波
数f₂の変調信号が抽出され逆拡散信号として出力され
る。ブランチメトリック演算回路201および202は、タイ
ミング調整回路55、56で遅延されタイミング調整された
各逆拡散信号と、最尤系列推定回路210が出力する希望
波と干渉波の信号系列候補を入力として事前推定誤差の
２乗を出力する。Then, in the present invention a third embodiment, the carrier frequency of the received signal is assumed that the hopping into two f ₁ and f _2, 2
A configuration example of branch diversity will be described with reference to FIG. FIG. 5 is a diagram showing the configuration of the two-branch diversity according to the third embodiment of the present invention. A reception signal is input from an input terminal 1 from a first diversity branch, that is, a first antenna. In the frequency hopping scheme, the same frequency band is used by stations having different hopping patterns. Therefore, in the received signal, a desired wave whose carrier frequency hops in a fixed pattern and an interference wave whose carrier frequency hops in a different pattern are superimposed. In order to demodulate the desired signal, the received signal must be down-converted, that is, despread, using a carrier signal whose frequency hops in the same pattern as the desired signal. Multiplier 28 multiplies the received signal by a carrier signal of frequency f ₁ intermittently output by carrier signal generator 29, and inputs the result to low-pass filter 30. This operation corresponds to despreading. Now, the carrier frequency included in the received wave
frequency-modulated signal and the carrier signal generator 29 of f ₁ is outputted
When the timing of the carrier signal f ₁ is matched, from the low pass filter 30 modulated signal of the carrier frequency f ₁ is outputted as a despread signal is extracted. Similarly, the multiplier 31 multiplies the carrier signal of the frequency f ₂ output intermittently by the carrier signal generator 32 and inputs the result to the low-pass filter 33. This operation corresponds to despreading. When the timing of the carrier signal of the frequency f ₂ of the modulated signal and the carrier signal generator 32 of the carrier frequency f ₂ included in the received waves are output are matched, from the low pass filter 33 modulated signal of the carrier frequency f ₂ is extracted And output as a despread signal. The branch metric calculation circuits 201 and 202 receive in advance the despread signals delayed and adjusted in timing by the timing adjustment circuits 55 and 56, and the signal sequence candidates of the desired wave and the interference wave output from the maximum likelihood sequence estimation circuit 210 as inputs. The square of the estimation error is output.

一方、２番目のダイバーシチブランチ、すなわち、２
番目のアンテナからの受信信号が入力端子１′から入力
する。乗算器28′は受信信号にキャリア信号発生器29が
間欠的に出力する周波数f₁のキャリア信号を乗算しロー
パスフィルタ30′に入力する。この操作は逆拡散に相当
する。今、受信波に含まれるキャリア周波数f₁の変調信
号とキャリア信号発生器29が出力する周波数f₁のキャリ
ア信号のタイミングが一致しているとすると、ローパス
フィルタ30′からキャリア周波数f₁の変調信号が抽出さ
れ逆拡散信号として出力される。同様に、乗算器31′は
キャリア信号発生器32が間欠的に出力する周波数f₂のキ
ャリア信号を乗算しローパスフィルタ33′に入力する。
この操作は逆拡散に相当する。受信波に含まれるキャリ
ア周波数f₂の変調信号とキャリア信号発生器32が出力す
る周波数f₂のキャリア信号のタイミングが一致している
とすると、ローパスフィルタ33′からキャリア周波数f₂
の変調信号が抽出され逆拡散信号として出力される。こ
こで、乗算器28、乗算器28′、乗算器31、乗算器31′、
キャリア信号発生器29、キャリア信号発生器32、ローパ
スフィルタ30、ローパスフィルタ30′、ローパスフィル
タ33およびローパスフィルタ33′は逆拡散検波手段に相
当する。ブランチメトリック演算回路201′および202′
は、タイミング調整回路55′、56′で遅延されタイミン
グ調整された各逆拡散信号と、最尤系列推定回路210が
出力する希望波と干渉波の信号系列候補を入力として事
前推定誤差の２乗を出力する。On the other hand, the second diversity branch, ie, 2
The signal received from the antenna is input from the input terminal 1 '. The multiplier 28 'carrier signal generator 29 to the received signal is multiplied by a carrier signal of frequency f ₁ for outputting intermittently pass filter 30' is input to. This operation corresponds to despreading. Assuming that the timing of the carrier signal of frequency f ₁ modulated signal and a carrier signal generator 29 of the carrier frequency f ₁ is outputted in the received wave is matched, modulated from the low-pass filter 30 'of the carrier frequency f ₁ The signal is extracted and output as a despread signal. Similarly, the multiplier 31 'the carrier signal generator 32 multiplies the carrier signal of frequency f ₂ to be output intermittently pass filter 33' is input to.
This operation corresponds to despreading. When the timing of the carrier signal of the frequency f ₂ of the modulated signal and the carrier signal generator 32 of the carrier frequency f ₂ included in the received waves are output are matched, the carrier frequency f ₂ from the low-pass filter 33 '
Is extracted and output as a despread signal. Here, multiplier 28, multiplier 28 ', multiplier 31, multiplier 31',
The carrier signal generator 29, the carrier signal generator 32, the low-pass filter 30, the low-pass filter 30 ', the low-pass filter 33, and the low-pass filter 33' correspond to a despreading detector. Branch metric operation circuits 201 'and 202'
Is the square of the pre-estimation error when each despread signal delayed and adjusted in timing by the timing adjustment circuits 55 ′ and 56 ′ and the signal sequence candidates of the desired wave and the interference wave output from the maximum likelihood sequence estimation circuit 210 are input. Is output.

加算器72は、ブランチメトリック演算回路201、202、
201′および202′が出力する事前推定誤差の２乗和を演
算し、最尤系列推定回路210に入力する。この事前推定
誤差の２乗和に負の定数を乗算したものは、信号系列候
補に対する尤度情報、すなわちブランチメトリックに相
当する。最尤系列推定回路210は事前推定誤差の２乗和
を基に最尤推定による信号判定を行う。すなわち、ブラ
ンチメトリックの累積和を対数尤度関数として計算し対
数尤度関数が最大となる信号系列候補を推定し、希望波
の判定信号を出力端子12から出力する。ここで最尤系列
推定回路210は信号判定手段に相当する。ダイバーシチ
受信しているため、ダイバーシチ受信しない場合に比べ
て誤り率特性が改善できる。The adder 72 includes branch metric calculation circuits 201 and 202,
The sum of squares of the pre-estimation errors output from 201 ′ and 202 ′ is calculated and input to the maximum likelihood sequence estimation circuit 210. A value obtained by multiplying the sum of squares of the pre-estimation error by a negative constant corresponds to likelihood information for a signal sequence candidate, that is, a branch metric. The maximum likelihood sequence estimation circuit 210 performs signal determination by maximum likelihood estimation based on the sum of squares of the pre-estimation error. That is, the cumulative sum of branch metrics is calculated as a log likelihood function, a signal sequence candidate having the maximum log likelihood function is estimated, and a determination signal of a desired wave is output from the output terminal 12. Here, the maximum likelihood sequence estimation circuit 210 corresponds to a signal determination unit. Since diversity reception is performed, error rate characteristics can be improved as compared with a case where diversity reception is not performed.

（第四実施例）次に、本発明第四実施例を説明する。本発明第四実施
例は、本発明第二実施例で図３に示したタップ係数制御
回路を図９に示したスペクトラム拡散信号受信機に用い
る場合の例である。本発明第四実施例において、受信信
号のキャリア周波数がf₁とf₂の２つのホッピングするも
のとし、２ブランチダイバーシチの構成例を図６を参照
して説明する。１番目のダイバーシチブランチ、すなわ
ち、１番目のアンテナからの受信信号が入力端子１から
入力する。この受信信号は一定のパターンでキャリア周
波数がホッピングしており、復調するためには同じパタ
ーンで周波数がホッピングするキャリア信号を用いて逆
拡散しなくてはならない。乗算器28は受信信号にキャリ
ア信号発生器29が間欠的に出力する周波数f₁のキャリア
信号を乗算しローパスフィルタ30に入力する。この操作
は逆拡散に相当する。今、受信波に含まれるキャリア周
波数f₁の変調信号とキャリア信号発生器29が出力する周
波数f₁のキャリア信号のタイミングが一致しているとす
ると、ローパスフィルタ30からキャリア周波数f₁の変調
信号が抽出され逆拡散信号として出力される。同様に、
乗算器31はキャリア信号発生器32が間欠的に出力する周
波数f₂のキャリア信号を乗算しローパスフィルタ33に入
力する。この操作は逆拡散に相当する。受信波に含まれ
るキャリア周波数f₂の変調信号とキャリア信号発生器32
が出力する周波数f₂のキャリア信号のタイミングが一致
しているとすると、ローパスフィルタ33からキャリア周
波数f₂の変調信号が抽出され逆拡散信号として出力され
る。Fourth Embodiment Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. The fourth embodiment of the present invention is an example in which the tap coefficient control circuit shown in FIG. 3 in the second embodiment of the present invention is used in the spread spectrum signal receiver shown in FIG. In the present invention a fourth embodiment, the carrier frequency of the received signal is assumed that the two hopping f ₁ and f _2, a configuration example of a two-branch diversity will be described with reference to FIG. The first diversity branch, that is, the received signal from the first antenna is input from the input terminal 1. This received signal has a carrier frequency hopping in a fixed pattern, and to demodulate, it must be despread using a carrier signal whose frequency hops in the same pattern. Multiplier 28 multiplies the received signal by a carrier signal of frequency f ₁ intermittently output by carrier signal generator 29, and inputs the result to low-pass filter 30. This operation corresponds to despreading. Assuming that the timing of the carrier signal of frequency f ₁ modulated signal and a carrier signal generator 29 of the carrier frequency f ₁ included in the received waves are output are matched, the modulation signal from the low pass filter 30 of the carrier frequency f ₁ Is extracted and output as a despread signal. Similarly,
The multiplier 31 multiplies the carrier signal of the frequency f ₂ output intermittently by the carrier signal generator 32 and inputs the result to the low-pass filter 33. This operation corresponds to despreading. Modulated signal of the carrier frequency f ₂ included in the received wave and a carrier signal generator 32
There When the timing of the carrier signal of the output frequency f ₂ are the same, the modulated signal of the carrier frequency f ₂ is outputted as a despread signal is extracted from the low-pass filter 33.

一方、２番目のダイバーシチブランチ、すなわち、２
番目のアンテナからの受信信号が入力端子１′から入力
する。乗算器28′は受信信号にキャリア信号発生器29が
間欠的に出力する周波数f₁のキャリア信号を乗算しロー
パスフィルタ30′に入力する。この操作は逆拡散に相当
する。今、受信波に含まれるキャリア周波数f₁の変調信
号とキャリア信号発生器29が出力する周波数f₁のキャリ
ア信号のタイミングが一致しているとすると、ローパス
フィルタ30′からキャリア周波数f₁の変調信号が抽出さ
れ逆拡散信号として出力される。同様に、乗算器31′は
キャリア信号発生器32が間欠的に出力する周波数f₂のキ
ャリア信号を乗算しローパスフィルタ33′に入力する。
この操作は逆拡散に相当する。受信波に含まれるキャリ
ア周波数f₂の変調信号とキャリア信号発生器32が出力す
る周波数f₂のキャリア信号のタイミングが一致している
とすると、ローパスフィルタ33′からキャリア周波数f₂
の変調信号が抽出され逆拡散信号として出力される。こ
こで、乗算器28、乗算器28′、乗算器31、乗算器31′、
キャリア信号発生器29、キャリア信号発生器32、ローパ
スフィルタ30、ローパスフィルタ30′、ローパスフィル
タ33およびローパスフィルタ33′は逆拡散受信手段に相
当する。On the other hand, the second diversity branch, ie, 2
The signal received from the antenna is input from the input terminal 1 '. The multiplier 28 'carrier signal generator 29 to the received signal is multiplied by a carrier signal of frequency f ₁ for outputting intermittently pass filter 30' is input to. This operation corresponds to despreading. Assuming that the timing of the carrier signal of frequency f ₁ modulated signal and a carrier signal generator 29 of the carrier frequency f ₁ is outputted in the received wave is matched, modulated from the low-pass filter 30 'of the carrier frequency f ₁ The signal is extracted and output as a despread signal. Similarly, the multiplier 31 'the carrier signal generator 32 multiplies the carrier signal of frequency f ₂ to be output intermittently pass filter 33' is input to.
This operation corresponds to despreading. When the timing of the carrier signal of the frequency f ₂ of the modulated signal and the carrier signal generator 32 of the carrier frequency f ₂ included in the received waves are output are matched, the carrier frequency f ₂ from the low-pass filter 33 '
Is extracted and output as a despread signal. Here, multiplier 28, multiplier 28 ', multiplier 31, multiplier 31',
The carrier signal generator 29, the carrier signal generator 32, the low-pass filter 30, the low-pass filter 30 ', the low-pass filter 33, and the low-pass filter 33' correspond to a despread receiver.

タイミング調整回路55、56、55′および56′で遅延さ
れタイミング調整された各逆拡散信号は各々乗算器34、
35、34′および35′でタップ係数を乗算され、加算器36
で加算される。加算器36が出力する加算信号は判定回路
11に入力される。判定回路11は信号判定手段に相当し、
信号判定を行い出力端子12から希望波の判定信号を出力
する。減算回路14はこの判定信号と加算信号の差分、す
なわち事前推定誤差を計算し出力する。ただし、受信信
号に既知のトレーニング信号が含まれているとき、トレ
ーニング信号区間では判定信号の代わりにトレーニング
信号メモリ15から出力されるトレーニング信号を用い
る。この切替え操作はスイッチ回路42が行う。タップ係
数推定手段に相当するタップ係数制御回路40は、減算回
路14が出力する事前推定誤差と各逆拡散信号を入力とし
て前述のタップ係数を出力する。ダイバーシチ受信しな
い場合に比べて誤り率特性が改善できる。The despread signals delayed and adjusted in timing by the timing adjustment circuits 55, 56, 55 'and 56' are respectively supplied to the multiplier 34,
Multiplied by tap coefficients at 35, 34 'and 35'
Is added. The addition signal output by the adder 36 is a judgment circuit
Entered in 11. The determination circuit 11 corresponds to signal determination means,
The signal is determined and a desired signal determination signal is output from the output terminal 12. The subtraction circuit 14 calculates and outputs the difference between the determination signal and the addition signal, that is, the prior estimation error. However, when a known training signal is included in the received signal, the training signal output from the training signal memory 15 is used instead of the determination signal in the training signal section. This switching operation is performed by the switch circuit 42. The tap coefficient control circuit 40 corresponding to the tap coefficient estimating means outputs the above-described tap coefficient by inputting the pre-estimation error output from the subtraction circuit 14 and each despread signal. The error rate characteristics can be improved as compared with the case where diversity reception is not performed.

図面の簡単な説明図１は本発明第一実施例装置のブロック構成図であ
る。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a block diagram of the first embodiment of the present invention.

図２は本発明第一実施例の構成を用いる２ブランチダ
イバーシチを示す図である。FIG. 2 is a diagram showing two-branch diversity using the configuration of the first embodiment of the present invention.

図３は本発明第二実施例のタップ係数制御回路のブロ
ック構成図である。FIG. 3 is a block diagram of a tap coefficient control circuit according to a second embodiment of the present invention.

図４は本発明第二実施例の構成を用いる２ブランチダ
イバーシチを示す図である。FIG. 4 is a diagram showing two-branch diversity using the configuration of the second embodiment of the present invention.

図５は本発明第三実施例の２ブランチダイバーシチの
構成を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing the configuration of the two-branch diversity according to the third embodiment of the present invention.

図６は本発明第四実施例の構成図である。 FIG. 6 is a configuration diagram of the fourth embodiment of the present invention.

図７は従来例の直接拡散受信機のブロック構成図であ
る。FIG. 7 is a block diagram of a conventional direct sequence receiver.

図８は従来例のタップ係数制御回路16のブロック構成
図である。FIG. 8 is a block diagram of a conventional tap coefficient control circuit 16.

図９は従来例の周波数ホッピング受信機のブロック構
成図である。FIG. 9 is a block diagram of a conventional frequency hopping receiver.

図10は周波数ホッピング受信機のその他の従来例を示
す図である。FIG. 10 is a diagram showing another conventional example of the frequency hopping receiver.

図11はブランチメトリック演算回路のブロック構成図
である。FIG. 11 is a block diagram of the branch metric operation circuit.

Claims

(57) [Claims]

1. A despread receiving means for despreading a received signal on which a desired signal and an interference wave are superimposed and superimposed on each path, and outputting as a despread signal, a signal sequence candidate of the desired wave and the interference wave. Means for inputting and generating the despread estimation signal, means for subtracting the despread estimation signal from the despread signal for each path, means for squaring the result of the subtraction, and output of the means for squaring Respectively, and signal determination means for performing signal determination in accordance with the output of the addition means and outputting a determination signal of the desired wave and a signal sequence candidate of the desired wave and the interference wave. Means for generating an estimated signal includes means for multiplying each of the signal sequence candidates of the desired wave and the interference wave by a tap coefficient and linearly combining them to generate a despread estimation signal; And a tap coefficient control circuit for estimating the tap coefficient by inputting the output of the complement and the subtraction means, wherein the tap coefficient control circuit has N (N is a natural number) as the tap coefficient. A spread-spectrum signal receiver, comprising: a memory in which a transition matrix for updating a value including a second derivative is previously stored; and a matrix multiplication circuit for multiplying the transition matrix in a process of least-squares operation.

2. The transition matrix, where K is a row number and L is a column number, The spread spectrum signal receiver according to claim 1, wherein

3. The despreading receiving means includes means for despreading a received signal from a plurality of antennas for each path and outputting the despread signal as a despread signal. The subtracting means includes means for each antenna or each path. 2. The spread spectrum receiver according to claim 1, further comprising means for subtracting the despread estimation signal from the despread signal.

4. A despread receiving means for despreading a spread-spectrum received signal for each path, a means for multiplying the despread signal output from the means by a tap coefficient, and a means for multiplying the despread signal. Means for adding the respective outputs, signal determination means for performing a signal determination using the output of the addition means as an input and outputting a determination signal, and a subtraction circuit for calculating a difference between the output of the addition means and the determination signal And a tap coefficient control circuit for estimating the tap coefficient by a least-squares operation with the difference and the despread signal as inputs, wherein the tap coefficient control circuit has the tap coefficient as the tap coefficient. A memory in which a transition matrix for updating a value including an N-th (N is a natural number) derivative is stored in advance, and this transition matrix is multiplied in the process of least square operation. A spread spectrum signal receiver, comprising:

5. The transition matrix according to claim 1, wherein K is a row number and L is a column number. The spread spectrum signal receiver according to claim 4, wherein

6. The spread spectrum signal receiver according to claim 4, wherein said despreading receiving means includes means for despreading the received signals from a plurality of antennas for each path and outputting as despread signals.

7. A despread receiving means for separating a received signal on which a desired wave and an interference wave are superimposed and superimposed on a modulated signal of each carrier signal and outputting as a plurality of despread signals, a desired wave and an interference wave. Means for generating a despread estimation signal by inputting the signal sequence candidates, means for subtracting the despread estimation signal from the despread signal for each despread signal, and means for squaring the subtraction result Means for adding the respective outputs of the means for squaring, and signal determination for performing a signal determination according to the output of the means for adding and outputting a determination signal of a desired wave and a signal sequence candidate of the desired wave and the interference wave Means for generating the despread estimation signal, wherein the signal sequence candidates of the desired signal and the interference signal are multiplied by tap coefficients and linearly combined to generate a despread estimation signal. Means and a tap coefficient control circuit for inputting the output of the signal sequence candidate and the subtraction means and estimating the tap coefficient, wherein the tap coefficient control circuit has the tap coefficient as the tap coefficient. A spread-spectrum signal characterized by comprising: a memory that previously holds a transition matrix for updating a value including an N-th (N is a natural number) derivative; and a matrix multiplication circuit that multiplies the transition matrix in a process of least-squares operation. Receiving machine.

8. The transition matrix, where K is a row number and L is a column number, The spread spectrum signal receiver according to claim 7, wherein

9. The spread spectrum signal receiver according to claim 7, wherein said despreading receiving means includes means for separating signals received from a plurality of antennas into respective carrier signals and outputting them as a plurality of despread signals.

10. A despread receiving means for despreading a spread-spectrum received signal for each of different modulation signals of a carrier signal, a means for multiplying the despread signal output from the means by a tap coefficient, and A means for adding the respective outputs of the means for multiplying, a signal determining means for performing a signal determination using the output of the means for adding as an input and outputting a determination signal, and a difference between the output of the means for adding and the determination signal. A subtraction circuit for calculating, and a tap coefficient control circuit for estimating the tap coefficient by least-squares calculation with the difference and the despread signal as inputs, wherein the tap coefficient control circuit includes: A memory that previously holds a transition matrix that updates a value including its N-th (N is a natural number) derivative as a tap coefficient, And a matrix multiplying circuit for multiplying the signal by a least squares operation in the process of least squares.

11. The transition matrix, wherein K is a row number and L is a column number, 11. The spread spectrum signal receiver according to claim 10, wherein

12. The spread spectrum signal receiver according to claim 10, wherein said despreading receiving means includes means for despreading received signals from a plurality of antennas for each of different modulation signals of each carrier signal.