JP2693853B2 - Stabilized power supply circuit - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は、過電流保護回路を備えた安定化電源回路に
関し、特にモノリシック集積回路等による安定化電源回
路に関する。The present invention relates to a stabilized power supply circuit including an overcurrent protection circuit, and more particularly to a stabilized power supply circuit including a monolithic integrated circuit or the like.
〈従来の技術〉 従来の安定化電源回路の一例を第２図を参照して説明
する。<Prior Art> An example of a conventional stabilized power supply circuit will be described with reference to FIG.
第２図は従来例による安定化電源回路の回路図であ
る。FIG. 2 is a circuit diagram of a stabilized power supply circuit according to a conventional example.
この安定化電源回路は、電圧制御トランジスタとして
PNP型のトランジスタTr11を備え、このトランジスタTr
11のエミッタ−コレクタを介して入出力間を接続した定
電圧回路であり、以下に説明するように、トランジスタ
Tr11のベース電流を制御回路10によって制御することに
より図示しない負荷に一定の電圧を供給するようになっ
ている。This stabilized power supply circuit is used as a voltage control transistor.
Equipped with a PNP type transistor Tr 11
It is a constant voltage circuit that connects between the input and output via the emitter-collector of 11 , and as described below, a transistor
By controlling the base current of the Tr 11 by the control circuit 10, a constant voltage is supplied to a load (not shown).
トランジスタTr11は、エミッタが入力端子Ａに接続さ
れ、ベースがトランジスタTr12のコレクタに接続されて
おり、さらにコレクタが出力端子Ｂに接続されるととも
に抵抗R11・R12からなる分圧回路11を介して接地されて
いる。この分圧回路11における抵抗R11と抵抗R12との接
続点は、差動アンプ12の反転入力端子に接続されてい
る。差動アンプ12は、非反転入力端子が基準電圧Vrefに
接続され、出力端子が定電流回路13を介して入力端子Ａ
に接続されるとともに、トランジスタTr12のベースに接
続されている。トランジスタTr12は、エミッタが過電流
保護回路14のエミッタ拡散抵抗R13を介して接地される
とともに、トランジスタTr13のベースに接続されてお
り、トランジスタTr13は、エミッタが接地されていると
ともに、コレクタがトランジスタTr12のベースに接続さ
れている。The transistor Tr 11 has an emitter connected to the input terminal A, a base connected to the collector of the transistor Tr 12, a collector connected to the output terminal B, and a voltage dividing circuit 11 including resistors R 11 and R 12. Grounded through. The connection point between the resistor R 11 and the resistor R 12 in the voltage dividing circuit 11 is connected to the inverting input terminal of the differential amplifier 12. The differential amplifier 12 has a non-inverting input terminal connected to the reference voltage V ref and an output terminal via the constant current circuit 13 to the input terminal A.
It is also connected to the base of the transistor Tr 12 . The transistor Tr 12 has its emitter grounded via the emitter diffusion resistor R 13 of the overcurrent protection circuit 14 and is connected to the base of the transistor Tr 13 , and the transistor Tr 13 has its emitter grounded and The collector is connected to the base of transistor Tr 12 .
このように構成された安定化電源回路では、出力電圧
V0が分圧回路11における抵抗R11・R12により分圧され、
差動アンプ12の反転入力端子に帰還電圧VFとして入力さ
れる。差動アンプ12は、基準電圧Vrefと帰還電圧VFとを
比較し、定電流回路13から出力される電流を加減する。
これにより、トランジスタTr12のベース電流が調整され
る。従って、トランジスタTr11は、ベース電流の変化に
応じて出力電圧V0を制御することになる。In the regulated power supply circuit configured in this way, the output voltage
V 0 is divided by resistors R 11 and R 12 in voltage dividing circuit 11,
The feedback voltage V F is input to the inverting input terminal of the differential amplifier 12. The differential amplifier 12 compares the reference voltage V ref with the feedback voltage V F and adjusts the current output from the constant current circuit 13.
As a result, the base current of the transistor Tr 12 is adjusted. Therefore, the transistor Tr 11 controls the output voltage V 0 according to the change in the base current.
このような制御は、差動アンプ12に入力される基準電
圧Vrefと帰還電圧VFとの差がなくなるように行われるた
め、出力電圧V0は、結果として基準電圧Vrefに応じた一
定電圧に安定化される。すなわち、出力電圧V0は、トラ
ンジスタTr11、分圧回路11、差動アンプ12およびトラン
ジスタTr12からなるフィードバックループにより、一定
に保持されるように負帰還制御されているのである。Since such control is performed so that there is no difference between the reference voltage V ref input to the differential amplifier 12 and the feedback voltage V F , the output voltage V 0 is consequently constant according to the reference voltage V ref. Stabilized to voltage. That is, the output voltage V 0 is negatively feedback-controlled so as to be kept constant by the feedback loop including the transistor Tr 11 , the voltage dividing circuit 11, the differential amplifier 12, and the transistor Tr 12 .
また、上記の安定化電源回路では、出力電流I0が増大
すると、トランジスタTr11のベース電流がトランジスタ
Tr12を介してエミッタ拡散抵抗R13に流れる。そして、
この抵抗R13の両端に発生する電圧がトランジスタTr13
のベース・エミッタ間電圧VBE13に達すると、トランジ
スタTr13がオンし、トランジスタTr12のベース電流を減
少させる。これによって、トランジスタTr11のベース電
流が減少し、トランジスタTr11のコレクターエミッタ間
を流れる、出力電流I0が制御される。In the stabilized power supply circuit described above, when the output current I 0 increases, the base current of the transistor Tr 11 changes
It flows to the emitter diffusion resistance R 13 via Tr 12 . And
The voltage generated across the resistor R 13 is the transistor Tr 13
When the base-emitter voltage V BE13 of the transistor Tr 13 is reached, the transistor Tr 13 is turned on and the base current of the transistor Tr 12 is reduced. Thus, the base current is reduced in the transistor Tr 11, flowing between the collector-emitter of the transistor Tr 11, the output current I 0 is controlled.
ここで、トランジスタTr12の出力電流（エミッタ電
流）をI1とすると、前述の電流制限が行なわれるのはエ
ミッタ拡散抵抗R13の電圧降下がトランジスタTr13のベ
ース・エミッタ間電圧VBE13に等しくなりトランジスタT
r13がONする時、即ち、I1×R13＝VBE13の時に行なわれ
る。故に、エミッタ電流I1はI1＝VBE13／R13である。こ
の時のエミッタ電流I1を制限電流ID1とすると、 ID1＝VBE13／R13 ……式（１） である。Assuming that the output current (emitter current) of the transistor Tr 12 is I 1 , the above-mentioned current limiting is performed because the voltage drop of the emitter diffusion resistor R 13 is equal to the base-emitter voltage V BE13 of the transistor Tr 13. Nari transistor T
It is performed when r 13 is turned on, that is, when I 1 × R 13 = V BE13 . Therefore, the emitter current I 1 is I 1 = V BE13 / R 13 . Letting the emitter current I 1 at this time be the limiting current I D1 , I D1 = V BE13 / R 13 (Equation 1).
また、出力電流I0は以下の式で示される。The output current I 0 is given by the following equation.
I0＝hFE11×I1 ……式（２） 但し、hFE11はトランジスタTr11のhFEである。I 0 = h FE11 × I 1 (2) where h FE11 is the h FE of the transistor Tr 11 .
従ってトランジスタTr12のエミッタ電流I1が制限電流
ID1の値となった時の出力電流I0は以下の式で示され
る。Therefore, the emitter current I 1 of the transistor Tr 12 is the limiting current.
The output current I 0 when it reaches the value of I D1 is expressed by the following equation.
I0＝hFE11×ID1 ……式（３） 〈発明が解決しようとする課題〉 ところで、通常、トランジスタTr13のベース・エミッ
タ間の電圧VBE13の温度係数は、約−3000PPM/℃であ
り、エミッタ拡散抵抗R13の温度係数は、＋2000PPM/℃
である。ゆえに式（１）より制限電流ID1の温度係数
は、合計で約−5000PPM/℃となり、大きな値となる。そ
のために広範囲な動作温度のもとでは、制限電流ID1の
変動が大きく、前述の式（３）で示される出力電流I0を
安定に得ることができないという問題があった。I 0 = h FE11 × I D1 Formula (3) <Problems to be solved by the invention> By the way, the temperature coefficient of the base-emitter voltage V BE13 of the transistor Tr 13 is usually about −3000 PPM / ° C. Yes, the temperature coefficient of the emitter diffusion resistance R 13 is + 2000PPM / ℃
It is. Therefore, the temperature coefficient of the limited current I D1 is about −5000 PPM / ° C. in total from Expression (1), which is a large value. Therefore, under a wide operating temperature range, there is a problem that the fluctuation of the limiting current I D1 is large and the output current I 0 expressed by the above-mentioned formula (3) cannot be stably obtained.
以下に、前記問題点を詳細に説明する。 The above problems will be described in detail below.
第３図は制限電流ID1の動作温度特性を示した図であ
る。図中、ａ及びｂが従来回路の特性である。FIG. 3 is a diagram showing operating temperature characteristics of the limiting current I D1 . In the figure, a and b are characteristics of the conventional circuit.
特性ａが得られた回路設定条件は以下の通りである。 The circuit setting conditions for obtaining the characteristic a are as follows.
Vref＝1.26V,R11＝2.8KΩ，R12＝400Ω，R13＝25Ω，
トランジスタTr11のhFE＝80。V ref = 1.26V, R 11 = 2.8KΩ, R 12 = 400Ω, R 13 = 25Ω,
H FE of transistor Tr 11 = 80.
また、特性ｂが得られた回路設定条件を以下に記す。 The circuit setting conditions for obtaining the characteristic b will be described below.
Vref＝1.26V,R11＝2.8KΩ，R12＝400Ω，R13＝15Ω，
トランジスタTr11のhFE＝80。V ref = 1.26V, R 11 = 2.8KΩ, R 12 = 400Ω, R 13 = 15Ω,
H FE of transistor Tr 11 = 80.
第４図は、過電流保護特性を示した図であり、出力電
流I0の電流範囲を示している。FIG. 4 is a diagram showing the overcurrent protection characteristic and showing the current range of the output current I 0 .
図中、ａ′及びｂ′の範囲はそれぞれ第３図に示した
従来例の特性ａ及び特性ｂに対応し、また、回路設定条
件もそれぞれ特性ａ及び特性ｂと同一である。但し、
ａ′及びｂ′のいずれも、Tjが25℃乃至125℃の範囲に
おける出力電流I0の範囲のみを示している。In the figure, the ranges a'and b'correspond to the characteristics a and characteristics b of the conventional example shown in FIG. 3, respectively, and the circuit setting conditions are the same as the characteristics a and characteristics b, respectively. However,
Both a'and b'show only the range of the output current I 0 when T j is in the range of 25 ° C to 125 ° C.
a0およびb0は、Tj＝125℃の時の出力電流I0を、またa
1およびb1はTj＝25℃の時の出力電流I0を示している。a 0 and b 0 are the output current I 0 at T j = 125 ° C, and
1 and b 1 show the output current I 0 when T j = 25 ° C.
第４図に示すように、第２図の従来回路によればａ′
の回路設定条件においては、Tj＝125℃の時に、出力電
流I0は安定化電源回路として定格の1Aを満たすことがで
きない。また、ｂ′の回路設定条件においては、Tj＝25
℃の時に出力電流I0が2.6Aも流れ、過電流保護回路14が
保護機能をなしていない。As shown in FIG. 4, according to the conventional circuit of FIG.
Under the circuit setting conditions of, when T j = 125 ° C., the output current I 0 cannot satisfy the rating of 1 A as a stabilized power supply circuit. Further, under the circuit setting condition of b ′, T j = 25
The output current I 0 of 2.6 A flows at the temperature of ° C, and the overcurrent protection circuit 14 does not function as a protection.
このように、従来回路においては制限電流ID1の温度
係数が−5000PPM/℃と非常に大きいため、広範囲な動作
温度の下では、制限電流ID1の変動が大きく、この結果
安定した出力電流I0が得られないという問題があった。Thus, since the temperature coefficient of the limited current I D1 in the conventional circuit is very large and -5000 ppm / ° C., under a wide range of operating temperatures, large variations in the limit current I D1, the result stable output current I There was a problem that 0 could not be obtained.
そこで本発明の目的は、広範囲な動作温度のもとにお
いても制限電流の変動を小さくし、安定した出力電流を
得えられるような、安定化電源回路を提供することにあ
る。Therefore, an object of the present invention is to provide a stabilized power supply circuit that can reduce the fluctuation of the limiting current even under a wide operating temperature range and can obtain a stable output current.
〈課題を解決するための手段〉 前記目的を達成するために本発明は、出力電圧を制御
する電圧制御トランジスタと、負帰還させた出力電圧の
一部を一定の基準電圧と等しくなるように、前記電圧制
御トランジスタのベース電流を制御する制御回路とを備
え、前記制御回路は出力電流を制御する過電流保護回路
を含んでなる安定化電源回路において、前記過電流保護
回路の過電流検出用トランジスタのエミッタと前記基準
電圧との間に前記過電流検出用トランジスタと同じ温度
特性を持つトランジスタを接続してなる温度補償回路を
有することを特徴とする。<Means for Solving the Problems> In order to achieve the above object, the present invention provides a voltage control transistor for controlling an output voltage, and a part of the output voltage negatively fed back so as to be equal to a constant reference voltage. And a control circuit for controlling a base current of the voltage control transistor, the control circuit including an overcurrent protection circuit for controlling an output current, wherein an overcurrent detection transistor of the overcurrent protection circuit is provided. And a temperature compensation circuit formed by connecting a transistor having the same temperature characteristics as the overcurrent detection transistor between the emitter of the above-mentioned and the reference voltage.
〈作用〉 過電流保護回路に対する温度補償回路を基準電圧から
過電流保護回路に接続することにより、過電流保護回路
のトランジスタのオン時に該トランジスタのベース電位
が基準電圧と同一になるようにしているので、前記トラ
ンジスタのベースに流れ込む制限電流の温度係数は、従
来に比べ、前記トランジスタのベース・エミッタ間電圧
の温度係数が相殺される分小さくなり、動作温度の変化
による制限電流の変動を小さくでき、その結果、広い動
作温度範囲において安定した出力電流が得られる。<Operation> By connecting the temperature compensation circuit for the overcurrent protection circuit from the reference voltage to the overcurrent protection circuit, the base potential of the transistor of the overcurrent protection circuit becomes the same as the reference voltage when the transistor is turned on. Therefore, the temperature coefficient of the limiting current flowing into the base of the transistor is smaller than that of the conventional one by the amount that the temperature coefficient of the base-emitter voltage of the transistor is offset, and the fluctuation of the limiting current due to the change of the operating temperature can be reduced. As a result, a stable output current can be obtained in a wide operating temperature range.
〈実施例〉 本発明の一実施例について、第１図、第３図及び第４
図を参照して説明する。<Example> FIG. 1, FIG. 3 and FIG.
This will be described with reference to the drawings.
第１図は本実施例による安定化電源回路図である。以
下、第２図に示す従来例と異なる点のみを説明する。な
お、第２図の従来例と同一機能部品については同一記号
を符している。FIG. 1 is a diagram of a stabilized power supply circuit according to this embodiment. Only the points different from the conventional example shown in FIG. 2 will be described below. The same functional parts as those in the conventional example shown in FIG. 2 are designated by the same reference numerals.
第１図において、過電流保護回路14に対する温度補償
回路15として、まずトランジスタTr13のエミッタ−GND
間に抵抗R1が接続され、トランジスタTr13のエミッタと
抵抗R1との接続点に、トランジスタTr13と同一のベース
・エミッタ間電圧を有するトランジスタTr1のエミッタ
が接続されている。また、トランジスタTr1のベース及
びコレクタは基準電圧Vrefに接続されている。In FIG. 1, as the temperature compensating circuit 15 for the overcurrent protection circuit 14, first, the emitter-GND of the transistor Tr 13 is
A resistor R 1 is connected between them, and the emitter of the transistor Tr 1 having the same base-emitter voltage as the transistor Tr 13 is connected to the connection point between the emitter of the transistor Tr 13 and the resistor R 1 . Further, the base and collector of the transistor Tr 1 are connected to the reference voltage V ref .
以上のような回路において、出力電流I0が増大した時
に行なわれる電流制限は、従来例と同じくエミッタ拡散
抵抗R13の電圧降下が、トランジスタTr13のベース・エ
ミッタ間電圧VBE13に等しくなり、トランジスタTr13が
オンする時である。以下、制限電流ID1を求める。In the circuit as described above, the current limitation performed when the output current I 0 increases is that the voltage drop of the emitter diffusion resistor R 13 becomes equal to the base-emitter voltage V BE13 of the transistor Tr 13 as in the conventional example. It is when the transistor Tr 13 turns on. Below, the limiting current I D1 is obtained.
まず、Ｐ点の電位VPは以下の様になる。First, the potential V P at point P is as follows.
VP＝Vref−VBE1＋VBE13 ……式（４） 但し、VBE1はトランジスタTr1のベース・エミッタ間
電圧である。V P = V ref −V BE1 + V BE13 (4) where V BE1 is the base-emitter voltage of the transistor Tr 1 .
ここでVBE1＝VBE13であるので、VP＝Vrefとなる。Since V BE1 = V BE13 here, V P = V ref .
従って、トランジスタTr13のオン時には ID1×R13＝Vref ……式（５） となる。Therefore, when the transistor Tr 13 is on, I D1 × R 13 = V ref (Equation 5).
故に、ID1＝Vref／R13 ……式（６） 式（６）において、基準電圧Vrefの温度係数は約＋20
PPM/℃であり、エミッタ拡散抵抗R13の温度係数は約−2
000PPM/℃である。よってID1の温度係数は、Vrefの温度
係数を無視すれば、約−2000PPM/℃となり、従来例にく
らべて1/2.5となる。それゆえ、広範囲の動作温度にお
いても制限電流ID1の変動が少なく、しかも負の温特を
とどめているため、熱暴走に対する安全性についても従
来同様保証されている。Therefore, I D1 = V ref / R 13 (Equation (6)) In Equation (6), the temperature coefficient of the reference voltage V ref is approximately +20.
PPM / ° C, and the temperature coefficient of the emitter diffusion resistance R 13 is approximately −2.
It is 000PPM / ° C. Therefore, if the temperature coefficient of V ref is ignored, the temperature coefficient of I D1 becomes approximately −2000 PPM / ° C., which is 1 / 2.5 that of the conventional example. Therefore, the fluctuation of the limiting current I D1 is small even in a wide operating temperature range, and the negative temperature characteristic is retained, so that the safety against thermal runaway is guaranteed as in the conventional case.
以下、本実施例による効果を具体的に示す。 The effects of this embodiment will be specifically described below.
第３図は制限電流ID1の動作温度特性を示した図であ
る。図中、ｃが本実施例による特性である。FIG. 3 is a diagram showing operating temperature characteristics of the limiting current I D1 . In the figure, c is the characteristic according to this embodiment.
特性ｃの回路設定条件は例えば以下の通りである。 The circuit setting conditions of the characteristic c are as follows, for example.
Vref＝1.26V,R11＝2.8KΩ，R12＝400Ω，R13＝50Ω，
R1＝5KΩ，トランジスタTr11のhFE＝80。V ref = 1.26V, R 11 = 2.8KΩ, R 12 = 400Ω, R 13 = 50Ω,
R 1 = 5KΩ, h FE of transistor Tr 11 = 80.
第３図中、従来例による特性ａ及びｂと比較すると、
特性ｃは制限電流ID1の傾きの勾配が小さく、広範囲の
動作温度に対しても変動が少ないことがわかる。In FIG. 3, comparing with characteristics a and b according to the conventional example,
It can be seen that the characteristic c has a small gradient of the slope of the limiting current I D1 and has little variation over a wide operating temperature range.
第４図は過電流保護特性を示した図である。図中、
ｃ′が本実施例による出力電流I0の電流範囲を示し、c0
及びc1はそれぞれTj＝125℃及びTj＝25℃の時の出力電
流I0の値を示している。FIG. 4 is a diagram showing overcurrent protection characteristics. In the figure,
c ′ represents the current range of the output current I 0 according to the present embodiment, and c 0
And c 1 show the values of the output current I 0 at T j = 125 ° C. and T j = 25 ° C., respectively.
図中、従来例による出力電流I0の範囲ａ′及びｂ′に
比較すると、電流範囲ｃ′は狭く、出力電流I0の変動が
少なく安定している。従って、電流範囲ａ′のように出
力電流I0が1Aを割ることもなく、また、電流範囲ｂ′の
ように出力電流I0が2.6Aにまで達することもない。In the figure, compared with the ranges a ′ and b ′ of the output current I 0 according to the conventional example, the current range c ′ is narrow, and the variation of the output current I 0 is small and stable. Thus, the current range a 'without dividing the output current I 0 is 1A as, also, the current range b' is the output current I 0 as nor reach the 2.6A.
〈発明の効果〉 以上説明したように本発明によれば、広範囲の動作温
度においても制限電流の変動が少なく、従って安定した
出力電流が得られる安定化電源回路を実現できる。<Effects of the Invention> As described above, according to the present invention, it is possible to realize a stabilized power supply circuit in which the fluctuation of the limiting current is small even in a wide operating temperature range and therefore a stable output current can be obtained.
第１図は本発明の一実施例による安定化電源回路の回路
図、第２図は従来例による安定化電源回路の回路図、第
３図は制限電流の動作温度特性図、第４図は過電流保護
特性図である。 10……制御回路、14……過電流保護回路、15……温度補
償回路、Tr11……電圧制御トランジスタ、Vref……基準
電圧。FIG. 1 is a circuit diagram of a stabilized power supply circuit according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram of a stabilized power supply circuit according to a conventional example, FIG. 3 is an operating temperature characteristic diagram of a limiting current, and FIG. It is an overcurrent protection characteristic figure. 10 …… control circuit, 14 …… overcurrent protection circuit, 15 …… temperature compensation circuit, Tr 11 …… voltage control transistor, V ref …… reference voltage.
Claims (1)
と、負帰還させた出力電圧の一部を一定の基準電圧と等
しくなるように、前記電圧制御トランジスタのベース電
流を制御する制御回路とを備え、 前記制御回路は出力電流を制御する過電流保護回路を含
んでなる安定化電源回路において、 前記過電流保護回路の過電流検出用トランジスタのエミ
ッタと前記基準電圧との間に前記過電流検出用トランジ
スタと同じ温度特性を持つトランジスタを接続してなる
温度補償回路を有することを特徴とする安定化電源回
路。1. A voltage control transistor for controlling an output voltage, and a control circuit for controlling a base current of the voltage control transistor so that a part of the negatively fed back output voltage becomes equal to a constant reference voltage. In the stabilized power supply circuit, the control circuit includes an overcurrent protection circuit for controlling an output current, wherein the overcurrent detection circuit is provided between the emitter of the overcurrent detection transistor of the overcurrent protection circuit and the reference voltage. A stabilized power supply circuit having a temperature compensating circuit formed by connecting a transistor having the same temperature characteristic as a transistor.
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