JP2019140824A

JP2019140824A - Driver

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Publication number: JP2019140824A
Application number: JP2018023234A
Authority: JP
Inventors: 敏洋山本; Toshihiro Yamamoto; 林　和仁; Kazuhito Hayashi; 和仁林; 隼史山川; Junji Yamakawa
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2018-02-13
Filing date: 2018-02-13
Publication date: 2019-08-22
Anticipated expiration: 2038-02-13
Also published as: JP6954165B2

Abstract

To restrain voltage variation of power line, while suppressing increase in distortion of modulation wave.SOLUTION: An electric car 20 includes a three-phase motor 32, an inverter 34 for driving the three-phase motor 32 by switching of multiple switching elements T11-T16 as the upper and lower arms of respective phases, a power storage device 36 connected with the inverter 34 via the power line, and a control arrangement 50 for generating the PWM signal of the multiple switching elements T11-T16 by comparing the voltage command of each phase with a triangular wave, and switching the multiple switching elements T11-T16. When having a reflow mode time where two-phase reflow, three-phase reflow and two-phase reflow of the motor 32 and the inverter 34 occur in this order, the control arrangement 50 compensates the voltage command of each phase by using a square wave so that the reflow mode time is shortened.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、駆動装置に関し、詳しくは、モータとインバータと直流電源とを備える駆動装置に関する。 The present invention relates to a drive device, and more particularly, to a drive device including a motor, an inverter, and a DC power supply.

従来、この種の駆動装置としては、３相のモータジェネレータと、モータジェネレータを駆動するインバータと、インバータに電力ラインを介して接続された直流電源と、を備える駆動装置において、所望相の相電流がゼロになるタイミングで絶対値が最大になると共に極性が所望相の相電圧指令の極性と同一になる信号成分を含む３次高調波を相電圧指令に加算して変調波を生成し、この変調波を用いてインバータを制御するものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。この駆動装置では、こうした制御により、電力ラインの電圧変動を抑制している。 Conventionally, as this type of drive device, a drive device comprising a three-phase motor generator, an inverter driving the motor generator, and a DC power source connected to the inverter via a power line, a phase current of a desired phase When the absolute value becomes the maximum at the timing when becomes zero, the third harmonic including a signal component whose polarity is the same as the polarity of the phase voltage command of the desired phase is added to the phase voltage command to generate a modulated wave. One that controls an inverter using a modulated wave has been proposed (see, for example, Patent Document 1). In this drive device, the voltage fluctuation of the power line is suppressed by such control.

特開２０１５−３５８９７号公報JP 2015-35897 A

上述の駆動装置では、相電圧指令の位相と３次高調波の位相とのずれにより、相電圧指令の位相に対して変調波（補正後の相電圧指令）の位相がずれ、変調波の歪みが大きくなりやすい。 In the drive device described above, the phase of the phase voltage command and the phase of the third harmonic wave cause the phase of the modulated wave (corrected phase voltage command) to deviate from the phase of the phase voltage command, resulting in distortion of the modulated wave. Tends to grow.

本発明の駆動装置は、変調波の歪みが大きくなるのを抑制しつつ、電力ラインの電圧変動を抑制することを主目的とする。 The drive device of the present invention is mainly intended to suppress voltage fluctuation of the power line while suppressing an increase in distortion of the modulation wave.

本発明の駆動装置は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。 The drive device of the present invention employs the following means in order to achieve the main object described above.

本発明の駆動装置は、
３相モータと、
各相の上アームおよび下アームとしての複数のスイッチング素子のスイッチングにより前記３相モータを駆動するインバータと、
前記インバータに電力ラインを介して接続された蓄電装置と、
前記３相の各相の電圧指令と三角波との比較により前記複数のスイッチング素子のＰＷＭ信号を生成して前記複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう制御装置と、
を備える駆動装置であって、
前記制御装置は、前記モータおよび前記インバータを流れる電流の２相還流、３相還流、２相還流がこの順に生じる還流モード時間を有する場合、前記還流モード時間が短くなるように方形波を用いて前記各相の電圧指令を補正する、
ことを要旨とする。 The drive device of the present invention is
A three-phase motor,
An inverter that drives the three-phase motor by switching of a plurality of switching elements as upper and lower arms of each phase;
A power storage device connected to the inverter via a power line;
A controller for switching the plurality of switching elements by generating PWM signals of the plurality of switching elements by comparing the voltage command of each phase of the three phases and a triangular wave;
A drive device comprising:
When the controller has a reflux mode time in which two-phase reflux, three-phase reflux, and two-phase reflux of the current flowing through the motor and the inverter occur in this order, a square wave is used so that the reflux mode time is shortened. Correct the voltage command of each phase,
This is the gist.

この本発明の駆動装置では、モータおよびインバータを流れる電流の２相還流、３相還流、２相還流がこの順に生じる還流モード時間を有する場合、還流モード時間が短くなるように方形波を用いて各相の電圧指令を補正する。還流モード時間では、蓄電装置から電力ラインを介してインバータに入力される電流が低下して電力ラインの電圧変動が生じ、還流モード時間が長いほど電力ラインの電圧変動が大きくなる。したがって、還流モード時間を有する場合、還流モード時間が短くなるように各相の電圧指令を補正することにより、電力ラインの電圧変動を抑制することができる。しかも、方形波を用いて各相の電圧指令を補正することにより、変調波の歪みが大きくなるのを抑制することができる。 In the driving device of the present invention, when there is a reflux mode time in which two-phase reflux, three-phase reflux, and two-phase reflux of the current flowing through the motor and the inverter occur in this order, a square wave is used so that the reflux mode time is shortened. Correct the voltage command for each phase. In the recirculation mode time, the current input to the inverter from the power storage device via the power line is reduced to cause a voltage variation in the power line. The longer the recirculation mode time, the larger the voltage variation in the power line. Therefore, in the case of having the recirculation mode time, the voltage fluctuation of the power line can be suppressed by correcting the voltage command of each phase so that the recirculation mode time is shortened. In addition, by correcting the voltage command of each phase using a square wave, it is possible to suppress an increase in distortion of the modulated wave.

こうした本発明の駆動装置において、前記方形波は、前記モータの電気角での６０ｄｅｇ間隔で符号が反転するように設定されるものとしてもよい。この場合、前記方形波は、前記各相の電圧指令のうちの何れかゼロクロスするタイミングで符号が反転するように設定されるものとしてもよい。また、この場合、前記方形波は、各相における相電流指令または相電流がゼロクロスするタイミングの電圧指令の符号と同一となるように設定されるものとしてもよい。これらのようにすることにより、方形波をより適切に設定することができる。 In such a driving apparatus of the present invention, the square wave may be set so that the sign is inverted at intervals of 60 degrees in the electrical angle of the motor. In this case, the square wave may be set so that the sign is inverted at the timing of any zero crossing of the voltage commands of each phase. In this case, the square wave may be set to be the same as the sign of the phase current command in each phase or the voltage command at the timing when the phase current zero-crosses. By doing so, the square wave can be set more appropriately.

こうした本発明の駆動装置において、前記制御装置は、電圧の変調率が大きいときには小さいときに比して方形波の振幅を小さくするものとしてもよい。こうすれば、変調率に応じてより適切に各相の電圧指令を補正することができる。 In the driving device of the present invention, the control device may reduce the amplitude of the square wave when the voltage modulation rate is large as compared to when the voltage modulation rate is small. In this way, the voltage command for each phase can be corrected more appropriately according to the modulation rate.

本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。It is a block diagram which shows the outline of a structure of the electric vehicle 20 carrying the drive device as one Example of this invention. 電子制御ユニット５０により実行される制御ルーチンの一例を示すフローチャートである。4 is a flowchart showing an example of a control routine executed by the electronic control unit 50. 各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊や三角波、各相の上下アームのうちオンする側、各相の下アームのうち単独オンになる相、各相の上アームのうち単独オンになる相の、モータ３２の電気角θｅに対する様子の一例を示す説明図である。Voltage commands Vu *, Vv *, Vw * for each phase, triangle wave, the on side of the upper and lower arms of each phase, the phase that is turned on independently of the lower arm of each phase, and the individual arm that is turned on of the upper arm of each phase It is explanatory drawing which shows an example of the mode with respect to the electrical angle (theta) e of the motor 32 of the phase which becomes. 図３のうちモータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜６０ｄｅｇの範囲を拡大した拡大図である。FIG. 4 is an enlarged view in which the electric angle θe of the motor 32 in FIG. 3 is enlarged from 0 deg to 60 deg. ３つの上アームの全てをオンしたときの様子の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of a mode when all the three upper arms are turned on. Ｕ相の上アームおよびＶ相、Ｗ相の下アームをオンしたときで且つＵ相の相電流Ｉｕの絶対値が小さいときの様子の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of a mode when the U-phase upper arm and the V-phase and W-phase lower arms are turned on and the absolute value of the U-phase phase current Iu is small. 補正前の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、補正値α、各相の電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊，補正後の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、三角波、各相の上下アームのうちオンする側の、モータ３２の電気角θｅに対する様子の一例を示す説明図である。Voltage command Vu *, Vv *, Vw * for each phase before correction, correction value α, current command Iu *, Iv *, Iw * for each phase, voltage command Vu *, Vv *, Vw for each phase after correction *, It is explanatory drawing which shows an example of the mode with respect to the electrical angle (theta) e of the motor 32 on the side to turn on among the upper and lower arms of each phase. 図７のうちモータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲を拡大した拡大図である。FIG. 8 is an enlarged view in which the electric angle θe of the motor 32 in FIG. 7 is enlarged from 0 deg to 120 deg. 補正前の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、補正値α、各相の電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊，補正後の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、三角波、各相の上下アームのうちオンする側の、モータ３２の電気角θｅに対する様子の一例を示す説明図である。Voltage command Vu *, Vv *, Vw * for each phase before correction, correction value α, current command Iu *, Iv *, Iw * for each phase, voltage command Vu *, Vv *, Vw for each phase after correction *, It is explanatory drawing which shows an example of the mode with respect to the electrical angle (theta) e of the motor 32 on the side to turn on among the upper and lower arms of each phase. 図９のうちモータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲を拡大した拡大図である。FIG. 10 is an enlarged view in which the electric angle θe of the motor 32 in FIG. 9 is expanded from 0 deg to 120 deg. 変形例の制御ルーチンの一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the control routine of a modification. 係数設定用マップの一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the map for a coefficient setting.

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。 Next, the form for implementing this invention is demonstrated using an Example.

図１は、本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。実施例の電気自動車２０は、図示するように、モータ３２と、インバータ３４と、蓄電装置としてのバッテリ３６と、昇圧コンバータ４０と、電子制御ユニット５０と、を備える。 FIG. 1 is a configuration diagram showing an outline of a configuration of an electric vehicle 20 equipped with a drive device as an embodiment of the present invention. As illustrated, the electric vehicle 20 of the embodiment includes a motor 32, an inverter 34, a battery 36 as a power storage device, a boost converter 40, and an electronic control unit 50.

モータ３２は、同期発電電動機として構成されており、永久磁石が埋め込まれた回転子と、三相コイルが巻回された固定子と、を備える。このモータ３２の回転子は、駆動輪２２ａ，２２ｂにデファレンシャルギヤ２４を介して連結された駆動軸２６に接続されている。 The motor 32 is configured as a synchronous generator motor, and includes a rotor in which a permanent magnet is embedded and a stator around which a three-phase coil is wound. The rotor of the motor 32 is connected to a drive shaft 26 that is coupled to the drive wheels 22a and 22b via a differential gear 24.

インバータ３４は、モータ３２の駆動に用いられる。このインバータ３４は、高電圧側電力ライン４２を介して昇圧コンバータ４０に接続されており、６つのスイッチング素子としてのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６と、６つのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のそれぞれに並列に接続された６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６と、を有する。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６は、それぞれ、高電圧側電力ライン４２の正極側ラインと負極側ラインとに対してソース側とシンク側になるように２個ずつペアで配置されている。また、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の対となるトランジスタ同士の接続点の各々には、モータ３２の三相コイル（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のコイル）の各々が接続されている。したがって、インバータ３４に電圧が作用しているときに、電子制御ユニット５０によって、対となるトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合が調節されることにより、三相コイルに回転磁界が形成され、モータ３２が回転駆動される。以下、トランジスタＴ１１〜Ｔ１３を「上アーム」といい、トランジスタＴ１４〜Ｔ１６を「下アーム」ということがある。高電圧側電力ライン４２の正極側ラインと負極側ラインとには、平滑用のコンデンサ４６が取り付けられている。 The inverter 34 is used for driving the motor 32. The inverter 34 is connected to the boost converter 40 via the high-voltage side power line 42, and 6 transistors T11 to T16 as six switching elements and 6 transistors T11 to T16 connected in parallel to each other. Two diodes D11 to D16. Two transistors T11 to T16 are arranged in pairs so as to be on the source side and the sink side with respect to the positive electrode side line and the negative electrode side line of the high voltage side power line 42, respectively. Each of the connection points between the transistors T11 to T16 that are paired with each other is connected to each of the three-phase coils (U-phase, V-phase, and W-phase coils) of the motor 32. Therefore, when a voltage is applied to the inverter 34, the electronic control unit 50 adjusts the ratio of the on-time of the paired transistors T11 to T16, so that a rotating magnetic field is formed in the three-phase coil, and the motor 32 is rotationally driven. Hereinafter, the transistors T11 to T13 may be referred to as “upper arms”, and the transistors T14 to T16 may be referred to as “lower arms”. A smoothing capacitor 46 is attached to the positive electrode side line and the negative electrode side line of the high voltage side power line 42.

バッテリ３６は、例えばリチウムイオン二次電池やニッケル水素二次電池として構成されており、低電圧側電力ライン４４を介して昇圧コンバータ４０に接続されている。低電圧側電力ライン４４の正極側ラインと負極側ラインとには、平滑用のコンデンサ４８が取り付けられている。 The battery 36 is configured, for example, as a lithium ion secondary battery or a nickel hydride secondary battery, and is connected to the boost converter 40 via the low voltage side power line 44. A smoothing capacitor 48 is attached to the positive electrode side line and the negative electrode side line of the low voltage side power line 44.

昇圧コンバータ４０は、高電圧側電力ライン４２と低電圧側電力ライン４４とに接続されており、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２と、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２のそれぞれに並列に接続された２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２と、リアクトルＬと、を有する。トランジスタＴ３１は、高電圧側電力ライン４２の正極側ラインに接続されている。トランジスタＴ３２は、トランジスタＴ３１と、高電圧側電力ライン４２および低電圧側電力ライン４４の負極側ラインと、に接続されている。リアクトルＬは、トランジスタＴ３１，Ｔ３２同士の接続点と、低電圧側電力ライン４４の正極側ラインと、に接続されている。昇圧コンバータ４０は、電子制御ユニット５０によって、トランジスタＴ３１，Ｔ３２のオン時間の割合が調節されることにより、低電圧側電力ライン４４の電力を昇圧して高電圧側電力ライン４２に供給したり、高電圧側電力ライン４２の電力を降圧して低電圧側電力ライン４４に供給したりする。 Boost converter 40 is connected to high-voltage side power line 42 and low-voltage side power line 44, and includes two transistors T31 and T32 and two diodes connected in parallel to each of two transistors T31 and T32. D31, D32 and a reactor L. The transistor T31 is connected to the positive side line of the high voltage side power line. The transistor T32 is connected to the transistor T31 and the negative side line of the high voltage side power line 42 and the low voltage side power line 44. The reactor L is connected to a connection point between the transistors T31 and T32 and a positive electrode side line of the low voltage side power line 44. The step-up converter 40 adjusts the on-time ratio of the transistors T31 and T32 by the electronic control unit 50, thereby boosting the power of the low voltage side power line 44 and supplying it to the high voltage side power line 42, The power of the high voltage side power line 42 is stepped down and supplied to the low voltage side power line 44.

電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵ５２に加えて、処理プログラムを記憶するＲＯＭ５４や、データを一時的に記憶するＲＡＭ５６、入出力ポートを備える。電子制御ユニット５０には、各種センサからの信号が入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット５０に入力される信号としては、例えば、モータ３２の回転子の回転位置を検出する回転位置検出センサ（例えばレゾルバ）３２ａからの回転位置θｍや、モータ３２の各相の相電流を検出する電流センサ３２ｕ，３２ｖからの相電流Ｉｕ，Ｉｖを挙げることができる。また、バッテリ３６の端子間に取り付けられた電圧センサ３６ａからの電圧Ｖｂや、バッテリ３６の出力端子に取り付けられた電流センサ３６ｂからの電流Ｉｂも挙げることができる。さらに、リアクトルＬに直列に取り付けられた電流センサ４０ａからの電流ＩＬや、コンデンサ４６の端子間に取り付けられた電圧センサ４６ａからのコンデンサ４６（高電圧側電力ライン４２）の電圧ＶＨ、コンデンサ４８の端子間に取り付けられた電圧センサ４８ａからのコンデンサ４８（低電圧側電力ライン４４）の電圧ＶＬも挙げることができる。加えて、イグニッションスイッチ６０からのイグニッション信号や、シフトレバー６１の操作位置を検出するシフトポジションセンサ６２からのシフトポジションＳＰも挙げることができる。また、アクセルペダル６３の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃや、ブレーキペダル６５の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ６６からのブレーキペダルポジションＢＰ、車速センサ６８からの車速Ｖも挙げることができる。 The electronic control unit 50 is configured as a microprocessor centered on the CPU 52, and includes a ROM 54 for storing a processing program, a RAM 56 for temporarily storing data, and an input / output port in addition to the CPU 52. Signals from various sensors are input to the electronic control unit 50 via input ports. As a signal input to the electronic control unit 50, for example, the rotational position θm from the rotational position detection sensor (for example, resolver) 32a that detects the rotational position of the rotor of the motor 32, and the phase current of each phase of the motor 32 are used. The phase currents Iu and Iv from the current sensors 32u and 32v to be detected can be mentioned. Moreover, the voltage Vb from the voltage sensor 36a attached between the terminals of the battery 36 and the current Ib from the current sensor 36b attached to the output terminal of the battery 36 can also be mentioned. Furthermore, the current IL from the current sensor 40a attached in series to the reactor L, the voltage VH of the capacitor 46 (high voltage side power line 42) from the voltage sensor 46a attached between the terminals of the capacitor 46, the capacitor 48 The voltage VL of the capacitor 48 (low voltage side power line 44) from the voltage sensor 48a attached between the terminals can also be mentioned. In addition, the ignition signal from the ignition switch 60 and the shift position SP from the shift position sensor 62 that detects the operation position of the shift lever 61 can also be cited. Further, the accelerator opening Acc from the accelerator pedal position sensor 64 that detects the depression amount of the accelerator pedal 63, the brake pedal position BP from the brake pedal position sensor 66 that detects the depression amount of the brake pedal 65, and the vehicle speed sensor 68 The vehicle speed V can also be mentioned.

電子制御ユニット５０からは、各種制御信号が出力ポートを介して出力されている。電子制御ユニット５０から出力される信号としては、例えば、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６へのスイッチング制御信号や、昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２へのスイッチング制御信号を挙げることができる。電子制御ユニット５０は、回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２の回転子の回転位置θｍに基づいてモータ３２の電気角θｅや回転数Ｎｍを演算している。また、電子制御ユニット５０は、電流センサ３６ｂからのバッテリ３６の電流Ｉｂの積算値に基づいてバッテリ３６の蓄電割合ＳＯＣを演算している。ここで、蓄電割合ＳＯＣは、バッテリ３６の全容量に対するバッテリ３６の蓄電量（放電可能な電力量）の割合である。 Various control signals are output from the electronic control unit 50 through an output port. Examples of the signal output from the electronic control unit 50 include a switching control signal to the transistors T11 to T16 of the inverter 34 and a switching control signal to the transistors T31 and T32 of the boost converter 40. The electronic control unit 50 calculates the electrical angle θe and the rotational speed Nm of the motor 32 based on the rotational position θm of the rotor of the motor 32 from the rotational position detection sensor 32a. Further, the electronic control unit 50 calculates the storage ratio SOC of the battery 36 based on the integrated value of the current Ib of the battery 36 from the current sensor 36b. Here, the power storage ratio SOC is a ratio of the power storage amount (dischargeable power amount) of the battery 36 to the total capacity of the battery 36.

こうして構成された実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０は、アクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃと車速センサ６８からの車速Ｖとに基づいて駆動軸２６に要求される要求トルクＴｄ＊を設定し、設定した要求トルクＴｄ＊をモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に設定し、モータ３２がトルク指令Ｔｍ＊で駆動されるようにインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。また、電子制御ユニット５０は、モータ３２をトルク指令Ｔｍ＊で駆動できるように高電圧側電力ライン４２の目標電圧ＶＨ＊を設定し、高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨが目標電圧ＶＨ＊となるように昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２のスイッチング制御を行なう。 In the electric vehicle 20 of the embodiment configured as described above, the electronic control unit 50 requires the required torque required for the drive shaft 26 based on the accelerator opening Acc from the accelerator pedal position sensor 64 and the vehicle speed V from the vehicle speed sensor 68. Td * is set, the set required torque Td * is set to the torque command Tm * of the motor 32, and switching control of the transistors T11 to T16 of the inverter 34 is performed so that the motor 32 is driven by the torque command Tm *. Further, the electronic control unit 50 sets the target voltage VH * of the high voltage side power line 42 so that the motor 32 can be driven with the torque command Tm *, and the voltage VH of the high voltage side power line 42 becomes the target voltage VH *. Thus, switching control of the transistors T31 and T32 of the boost converter 40 is performed.

ここで、インバータ３４の制御について説明する。実施例では、インバータ３４を、正弦波ＰＷＭ（パルス幅変調）制御モード、過変調ＰＷＭ制御モード、矩形波制御モードのうちの何れかの制御モードで制御するものとした。正弦波ＰＷＭ制御モードは、擬似的な三相交流電圧がモータ３２に印加（供給）されるようにインバータ３４を制御する制御モードであり、過変調ＰＷＭ制御モードは、過変調電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御する制御モードであり、矩形波制御モードは、矩形波電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御する制御モードである。正弦波ＰＷＭ制御モードでは、変調率Ｒｍは値０以上で且つ値Ｒｍ１（略０．６１）以下となり、過変調制御モードでは、変調率Ｒｍは値Ｒｍ１よりも大きく且つＲｍ２（略０．７８）未満となり、矩形波制御モードでは、変調率Ｒｍは値Ｒｍ２となる。ここで、変調率Ｒｍは、インバータ３４の入力電圧（高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨ）に対する出力電圧（モータ３２の印加電圧）の実効値の割合である。実施例では、変調率Ｒｍに基づいて、正弦波ＰＷＭ制御モード、過変調ＰＷＭ制御モード、矩形波制御モードのうちの何れかの制御モードでインバータ３４を制御するものとした。 Here, the control of the inverter 34 will be described. In the embodiment, the inverter 34 is controlled in any one of the sine wave PWM (pulse width modulation) control mode, the overmodulation PWM control mode, and the rectangular wave control mode. The sine wave PWM control mode is a control mode in which the inverter 34 is controlled so that a pseudo three-phase AC voltage is applied (supplied) to the motor 32. The overmodulation PWM control mode is an overmodulation voltage applied to the motor 32. The rectangular wave control mode is a control mode in which the inverter 34 is controlled so that a rectangular wave voltage is applied to the motor 32. In the sinusoidal PWM control mode, the modulation factor Rm is greater than or equal to 0 and less than or equal to the value Rm1 (approximately 0.61). In the overmodulation control mode, the modulation factor Rm is greater than the value Rm1 and Rm2 (approximately 0.78). In the rectangular wave control mode, the modulation factor Rm becomes the value Rm2. Here, the modulation rate Rm is the ratio of the effective value of the output voltage (the applied voltage of the motor 32) to the input voltage of the inverter 34 (the voltage VH of the high voltage side power line 42). In the embodiment, the inverter 34 is controlled in any one of the sine wave PWM control mode, the overmodulation PWM control mode, and the rectangular wave control mode based on the modulation factor Rm.

次に，こうして構成された実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置の動作、特に、ＰＷＭ制御モード（正弦波ＰＷＭ制御モードや過変調ＰＷＭ制御モード）でインバータ３４を制御する際の動作について説明する。図２は、電子制御ユニット５０により実行される制御ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、繰り返し実行される。 Next, the operation of the drive device mounted on the electric vehicle 20 of the embodiment thus configured, particularly the operation when controlling the inverter 34 in the PWM control mode (sine wave PWM control mode or overmodulation PWM control mode). explain. FIG. 2 is a flowchart showing an example of a control routine executed by the electronic control unit 50. This routine is executed repeatedly.

図２の制御ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０は、最初に、モータ３２の電気角θｅや相電流Ｉｕ，Ｉｖ、トルク指令Ｔｍ＊、高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨなどのデータを入力する（ステップＳ１００）。ここで、モータ３２の電気角θｅは、回転位置検出センサ３２ａにより検出されたモータ３２の回転位置θｍに基づいて演算された値を入力するものとした。モータ３２の相電流Ｉｕ，Ｉｖは、電流センサ３２ｕ，３２ｖにより検出された値を入力するものとした。トルク指令Ｔｍ＊は、上述の駆動制御により設定された値を入力するものとした。高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨは、電圧センサ４６ａにより検出された値を入力するものとした。 When the control routine of FIG. 2 is executed, the electronic control unit 50 firstly sets data such as the electrical angle θe of the motor 32, the phase currents Iu and Iv, the torque command Tm *, and the voltage VH of the high voltage side power line 42. Is input (step S100). Here, as the electrical angle θe of the motor 32, a value calculated based on the rotational position θm of the motor 32 detected by the rotational position detection sensor 32a is input. As the phase currents Iu and Iv of the motor 32, values detected by the current sensors 32u and 32v are input. As the torque command Tm *, a value set by the drive control described above is input. As the voltage VH of the high voltage side power line 42, a value detected by the voltage sensor 46a is input.

こうしてデータを入力すると、モータ３２の三相コイルの各相に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの総和が値０であるとして、モータ３２の電気角θｅを用いてＵ相，Ｖ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する（ステップＳ１１０）。 When the data is input in this way, assuming that the sum of the phase currents Iu, Iv, Iw flowing in the respective phases of the three-phase coil of the motor 32 is 0, the U-phase and V-phase phase currents using the electrical angle θe of the motor 32. Iu and Iv are coordinate-converted (three-phase to two-phase conversion) into d-axis and q-axis currents Id and Iq (step S110).

続いて、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する（ステップＳ１２０）。ここで、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊は、実施例では、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊とｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との関係を予め定めてマップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊が与えられると、このマップから対応するｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を導出して設定するものとした。 Subsequently, d-axis and q-axis current commands Id * and Iq * are set based on the torque command Tm * of the motor 32 (step S120). In this embodiment, the d-axis and q-axis current commands Id * and Iq * are determined in advance in accordance with a relationship between the torque command Tm * of the motor 32 and the d-axis and q-axis current commands Id * and Iq *. The map is stored in the ROM 54, and when the torque command Tm * of the motor 32 is given, the corresponding d-axis and q-axis current commands Id * and Iq * are derived and set from the map.

そして、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑとを用いて式（１）および式（２）によりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を演算する（ステップＳ１３０）。ここで、式（１）および式（２）は、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑと電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との差分が打ち消されるようにするための電流フィードバックの関係式であり、式（１）および式（２）中、「ｋｄ１」，「ｋｑ１」は，比例項のゲインであり、「ｋｄ２」，「ｋｑ２」は、積分項のゲインである。 Then, using the d-axis and q-axis current commands Id * and Iq * and the d-axis and q-axis currents Id and Iq, the d-axis and q-axis voltage commands Vd * according to the equations (1) and (2). , Vq * is calculated (step S130). Here, the expressions (1) and (2) are relational expressions of current feedback for canceling the difference between the d-axis and q-axis currents Id and Iq and the current commands Id * and Iq *. In Equations (1) and (2), “kd1” and “kq1” are proportional term gains, and “kd2” and “kq2” are integral term gains.

Vd*=kd1・(Id*-Id)+kd2∫(Id*-Id)dt (1)
Vq*=kq1・(Iq*-Iq)+kq2∫(Iq*-Iq)dt (2) Vd * = kd1 ・ (Id * -Id) + kd2∫ (Id * -Id) dt (1)
Vq * = kq1 ・ (Iq * -Iq) + kq2∫ (Iq * -Iq) dt (2)

次に、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊と高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨとを用いて式（３）により電圧の変調率Ｒｍを演算し（ステップＳ１４０）、モータ３２の電気角θｅを用いてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換（２相−３相変換）する（ステップＳ１５０）。 Next, using the d-axis and q-axis voltage commands Vd * and Vq * and the voltage VH of the high-voltage side power line 42, the voltage modulation rate Rm is calculated according to the equation (3) (step S140). Is used to convert the d-axis and q-axis voltage commands Vd * and Vq * into voltage commands Vu *, Vv * and Vw * for each phase (two-phase to three-phase conversion) (step S150). .

続いて、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊とを用いて式（４）により電圧位相Ｖφを演算すると共に（ステップＳ１６０）、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を用いて式（５）により電流位相Ｉφを演算し（ステップＳ１７０）、式（６）に示すように、電圧位相Ｖφから電流位相Ｉφを減じて電圧電流位相差Δφを演算する（ステップＳ１８０）。電圧電流位相差Δφは、０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲内になるものとした。 Subsequently, the voltage phase Vφ is calculated by the equation (4) using the d-axis and q-axis voltage commands Vd * and Vq * (step S160), and the d-axis and q-axis current commands Id * and Iq * are calculated. Is used to calculate the current phase Iφ according to the equation (5) (step S170), and as shown in the equation (6), the current phase Iφ is subtracted from the voltage phase Vφ to calculate the voltage-current phase difference Δφ (step S180). . The voltage-current phase difference Δφ is assumed to be in the range of 0 deg to 120 deg.

Rm=√(Vd*²+Vq*²)/VH (3)
Vφ=tan^-1(Vd*/Vq*) (4)
Iφ=tan^-1(Id*/Iq*) (5)
Δφ=Vφ-Iφ (6) Rm = √ (Vd * ² + Vq * ² ) / VH (3)
Vφ = tan ^-1 (Vd * / Vq *) (4)
Iφ = tan ^-1 (Id * / Iq *) (5)
Δφ = Vφ-Iφ (6)

次に、電圧電流位相差Δφを３０ｄｅｇと比較する（ステップＳ１９０）。この処理は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の３相のうちの何れか１相（例えば、Ｕ相）の相電流指令（相電流）の絶対値が閾値以下（値０付近）となる領域で、３相のうちその１相（例えば、Ｕ相）以外の２相還流（例えば、Ｖ相、Ｗ相での電流の還流）、３相還流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相での電流の還流）、２相還流がこの順に生じる（以下、「還流モード時間が生じる」という）か否かを判定する処理である。 Next, the voltage / current phase difference Δφ is compared with 30 deg (step S190). This process is a region where the absolute value of the phase current command (phase current) of any one of the three phases U phase, V phase, and W phase (for example, U phase) is less than or equal to the threshold value (near value 0). In the three phases, two-phase reflux (for example, current reflux in the V-phase and W-phase) other than one phase (for example, U-phase), three-phase reflux (current in the U-phase, V-phase, and W-phase) This is a process for determining whether or not two-phase reflux occurs in this order (hereinafter referred to as “reflux mode time occurs”).

ここで、還流モード時間について説明する。図３は、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊や三角波、各相の上下アームのうちオンする側、各相の下アームのうち単独オンになる相、各相の上アームのうち単独オンになる相の、モータ３２の電気角θｅに対する様子の一例を示す説明図であり、図４は、図３のうちモータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜６０ｄｅｇの範囲を拡大した拡大図である。図４中、矢印で示した各範囲Ａが各相の下アーム（トランジスタＴ１４〜Ｔ１６）のうち単独オン（以下、「下アーム単独オン」という）になる相であり、各範囲Ｂが各相の上アーム（トランジスタＴ１１〜Ｔ１３）のうち単独オン（以下、「上アーム単独オン」という）になる相である。下アーム単独オンは、各相の下アームのうち１つの相（例えば、Ｕ相）の下アームをオンにすると共に残りの２相（例えば、Ｖ相、Ｗ相）の下アームをオフにすることをいい、上アーム単独オンは、各相の上アームのうち１つの相の上アームをオンにすると共に残りの２相の上アームをオフにすることをいう。 Here, the reflux mode time will be described. FIG. 3 shows the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase, the triangular wave, the on side of the upper and lower arms of each phase, the phase that is independently turned on among the lower arms of each phase, and the upper arm of each phase. FIG. 4 is an explanatory diagram showing an example of a state in which the phase that is independently turned on with respect to the electrical angle θe of the motor 32, and FIG. 4 is an enlarged view in which the electrical angle θe of the motor 32 in FIG. 3 is expanded from 0 deg to 60 deg. It is. In FIG. 4, each range A indicated by an arrow is a phase in which the lower arm (transistors T <b> 14 to T <b> 16) of each phase is individually turned on (hereinafter referred to as “lower arm only on”). The upper arm (transistors T11 to T13) is in a single on state (hereinafter referred to as “upper arm single on”). The lower arm alone ON turns on the lower arm of one of the lower arms of each phase (eg, U phase) and turns off the lower arms of the remaining two phases (eg, V phase, W phase). The upper arm alone on means that the upper arm of one of the upper arms of each phase is turned on and the upper arms of the remaining two phases are turned off.

図４に示すように、三角波の谷のタイミングでは、各相の上アームの全てがオン（以下、「上アーム全オン」）になり、三角波の山のタイミングでは、各相の下アームの全てがオン（以下、「下アーム全オン」という）になる。 As shown in FIG. 4, all the upper arms of each phase are turned on (hereinafter, “upper arm all on”) at the timing of the triangular wave valley, and all of the lower arms of each phase are turned on at the timing of the triangular wave peak. Is turned on (hereinafter referred to as “lower arm all on”).

また、図４に示すように、下アーム単独オンの相および上アーム単独オンの相は、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の大小関係により定まる。下アーム単独オンは、三角波の谷側における上アーム全オンの前後に生じる。したがって、三角波の谷側では、下アーム単独オン、上アーム全オン、下アーム単独オンの順に生じる。下アーム単独オンの相は、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうち値が最も小さい相（図４中、最も下側の相）となる。また、上アーム単独オンは、三角波の山側における下アーム全オンの前後に生じる。したがって、三角波の山側では、上アーム単独オン、下アーム全オン、上アーム単独オンの順に生じる。上アーム単独オンの相は、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうち値が最も大きい相（図４中、最も上側の相）となる。 Also, as shown in FIG. 4, the lower arm single-on phase and the upper arm single-on phase are determined by the magnitude relationship of the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * of each phase. Lower arm single-on occurs before and after upper arm full-on on the trough side of the triangular wave. Therefore, on the trough side of the triangular wave, the lower arm is singly on, the upper arm is fully on, and the lower arm is singly on. The phase in which the lower arm is individually turned on is the phase having the smallest value among the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase (the lowest phase in FIG. 4). Further, the upper arm single-on occurs before and after the lower arm is fully turned on the triangular wave peak side. Therefore, on the peak side of the triangular wave, the upper arm is singly on, the lower arm is all on, and the upper arm is singly on. The upper arm single-on phase is the phase having the largest value among the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase (the uppermost phase in FIG. 4).

図４では、下アーム単独オンの相は、モータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜６０ｄｅｇの範囲でＶ相（トランジスタＴ１５）となり、上アーム単独オンの相は、モータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜３０ｄｅｇの範囲でＷ相（トランジスタＴ１３）、３０ｄｅｇ〜６０ｄｅｇの範囲でＵ相（トランジスタＴ１１）となる。モータ３２の電気角θｅが６０ｄｅｇ〜３６０ｄｅｇの範囲についても同様であり、モータ３２の電気角θｅでの１周期で見ると、図３のようになる。具体的には、下アーム単独オンの相は、モータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜９０ｄｅｇ，３３０ｄｅｇ〜３６０の範囲ではＶ相（トランジスタＴ１５）となり、９０ｄｅｇ〜２１０ｄｅｇの範囲ではＷ相（トランジスタＴ１６）となり、２１０ｄｅｇ〜３３０ｄｅｇの範囲ではＵ相（トランジスタＴ１４）となる。また、上アーム単独オンの相は、モータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜３０ｄｅｇ，２７０ｄｅｇ〜３６０ｄｅｇの範囲ではＷ相（トランジスタＴ１３）となり、３０ｄｅｇ〜１５０ｄｅｇの範囲ではＵ相（トランジスタＴ１１）となり、１５０ｄｅｇ〜２７０ｄｅｇの範囲ではＶ相（トランジスタＴ１２）となる。 In FIG. 4, the lower arm single-on phase is the V phase (transistor T15) when the electrical angle θe of the motor 32 is in the range of 0 deg to 60 deg, and the upper arm single-on phase is the electric angle θe of the motor 32 of 0 deg to The W phase (transistor T13) is in the range of 30 deg and the U phase (transistor T11) is in the range of 30 deg to 60 deg. The same applies to the range in which the electrical angle θe of the motor 32 is 60 deg to 360 deg. When viewed in one cycle at the electrical angle θe of the motor 32, it is as shown in FIG. Specifically, the phase where the lower arm alone is ON is the V phase (transistor T15) when the electrical angle θe of the motor 32 is in the range of 0 deg to 90 deg, 330 deg to 360 deg, and the W phase (transistor T16) in the range of 90 deg to 210 deg. In the range of 210 deg to 330 deg, the U phase (transistor T14) is obtained. The upper arm single-on phase is the W phase (transistor T13) when the electrical angle θe of the motor 32 is in the range of 0 deg to 30 deg, 270 deg to 360 deg, the U phase (transistor T11) in the range of 30 deg to 150 deg, and 150 deg. In the range of ˜270 deg, the V phase (transistor T12) is obtained.

図５は、３つの上アームの全てをオンしたときの様子の一例を示す説明図であり、図６は、Ｕ相の上アームおよびＶ相、Ｗ相の下アームをオンしたとき（Ｕ相の上アームを単独オンしたとき）で且つＵ相の相電流Ｉｕの絶対値が小さいとき（例えば、略値０のとき）の様子の一例を示す説明図である。 FIG. 5 is an explanatory diagram showing an example of a state when all three upper arms are turned on, and FIG. 6 is a diagram when the upper arm of the U phase and the lower arm of the V phase and the W phase are turned on (U phase). FIG. 7 is an explanatory diagram showing an example of a state when the upper arm of the U-phase is turned on alone and when the absolute value of the U-phase phase current Iu is small (for example, when the value is approximately 0).

図５に示すように、各相の上アームの全てをオンしたときには、モータ３２およびインバータ３４の３相で電流が還流する（電流の向きや大きさは各相の相電流の値による）。このため、昇圧コンバータ４０からの出力電流Ｉｃｏのうちインバータ３４側に流れる電流Ｉｉｎが値０になって出力電流Ｉｃｏの全てがコンデンサ４６に供給され、コンデンサ４６（高電圧側電力ライン４２）の電圧ＶＨが上昇する。各相の下アームの全てをオンにしたときについても同様に考えることができる。 As shown in FIG. 5, when all the upper arms of each phase are turned on, current flows back in the three phases of the motor 32 and the inverter 34 (the direction and magnitude of the current depend on the phase current value of each phase). For this reason, the current Iin flowing to the inverter 34 side of the output current Ico from the boost converter 40 becomes the value 0, and all of the output current Ico is supplied to the capacitor 46, and the voltage of the capacitor 46 (high voltage side power line 42). VH rises. The same can be said when all the lower arms of each phase are turned on.

図６に示すように、Ｕ相の上アーム（トランジスタＴ１１）を単独オンしたときで且つＵ相の相電流Ｉｕの絶対値が小さいとき（例えば、略値０のとき）には、モータ３２およびインバータ３４のＶ相、Ｗ相で電流が還流する（電流の向きや大きさは各相の相電流の値による）。このとき、昇圧コンバータ４０からの出力電流Ｉｃｏのうちインバータ３４側に流れる電流Ｉｉｎが小さく且つコンデンサ４６に供給される電流が大きいことから、コンデンサ４６（高電圧側電力ライン４２）の電圧ＶＨが上昇する。Ｖ相、Ｗ相での電流の還流は、Ｕ相の相電流Ｉｕの絶対値が相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうち最小のときに生じると考えられる。即ち、Ｕ相の上アームを単独オンしたときでも、Ｕ相の相電流Ｉｕの絶対値が相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうち最小でないときには、Ｖ相、Ｗ相での電流の還流は生じないと考えられる。Ｕ相の下アーム（トランジスタＴ１２）を単独オンしたときで且つＵ相の相電流Ｉｕの絶対値が小さいときや、Ｖ相の上アーム（トランジスタＴ１２）または下アーム（トランジスタＴ１５）を単独オンしたときでＶ相の相電流Ｉｖの絶対値が小さいとき、Ｗ相の上アーム（トランジスタＴ１３）または下アーム（トランジスタＴ１６）を単独オンしたときでＷ相の相電流Ｉｗの絶対値が小さいときについても同様に考えることができる。 As shown in FIG. 6, when the U-phase upper arm (transistor T11) is turned on alone and the absolute value of the U-phase phase current Iu is small (for example, when the value is approximately 0), the motor 32 and Current flows back and forth in the V phase and W phase of the inverter 34 (the direction and magnitude of the current depends on the phase current value of each phase). At this time, since the current Iin flowing to the inverter 34 side is small and the current supplied to the capacitor 46 is large in the output current Ico from the boost converter 40, the voltage VH of the capacitor 46 (high voltage side power line 42) increases. To do. It is considered that the return of current in the V phase and the W phase occurs when the absolute value of the U phase current Iu is the smallest among the phase currents Iu, Iv, Iw. That is, even when the upper arm of the U phase is turned on alone, if the absolute value of the phase current Iu of the U phase is not the minimum among the phase currents Iu, Iv, and Iw, current circulation in the V phase and the W phase does not occur. it is conceivable that. When the U-phase lower arm (transistor T12) is turned on alone and the absolute value of the U-phase phase current Iu is small, or the V-phase upper arm (transistor T12) or lower arm (transistor T15) is turned on alone When the absolute value of the phase current Iv of the V phase is small, the absolute value of the phase current Iw of the W phase is small when the upper arm (transistor T13) or the lower arm (transistor T16) of the W phase is turned on alone. Can be considered similarly.

これらのことから、各相のうち下アーム単独オンの相または上アーム単独オンの相と相電流指令（相電流）がゼロクロスする相とが一致すると、上述の還流モード時間が生じると考えられる。上述したように、電圧電流位相差Δφは０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲内になるものとしたから、図３に示すように、モータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇでＵ相の電圧指令Ｖｕ＊が負から正にゼロクロスするときには、以下のように判断することができる。モータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜３０ｄｅｇの範囲でＵ相の相電流指令Ｉｕ＊（相電流Ｉｕ）が負から正にゼロクロスするとき、即ち、電圧電流位相差Δφが０ｄｅｇ〜３０ｄｅｇの範囲のときには、還流モード時間が生じないと判断することができる。また、モータ３２の電気角θｅが３０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲でＵ相の相電流指令Ｉｕ＊（相電流Ｉｕ）が負から正にゼロクロスするとき、即ち、電圧電流位相差Δφが３０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲のときには、還流モード時間が生じると判断することができる。なお、各相の相電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊は、モータ３２の電気角θｅを用いてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に座標変換（２相−３相変換）を施して得られる値であり、各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、この各相の相電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊に追従する。 From these facts, it is considered that the above-described reflux mode time occurs when the lower arm single-on phase or the upper arm single-on phase and the phase where the phase current command (phase current) zero-crosses coincide with each other. As described above, the voltage-current phase difference Δφ is in the range of 0 deg to 120 deg. Therefore, as shown in FIG. 3, the electric angle θe of the motor 32 is 0 deg and the U-phase voltage command Vu * is negative. When the zero crossing is positive, it can be determined as follows. When the U-phase phase current command Iu * (phase current Iu) zero-crosses from negative to positive when the electrical angle θe of the motor 32 is in the range of 0 deg to 30 deg, that is, when the voltage-current phase difference Δφ is in the range of 0 deg to 30 deg. It can be determined that the reflux mode time does not occur. Further, when the electric angle θe of the motor 32 is in the range of 30 deg to 120 deg and the U-phase phase current command Iu * (phase current Iu) is zero-crossed from negative to positive, that is, the voltage current phase difference Δφ is in the range of 30 deg to 120 deg. In this case, it can be determined that the reflux mode time occurs. The phase current commands Iu *, Iv *, and Iw * for each phase are coordinate-converted into current commands Id * and Iq * for the d-axis and q-axis using the electrical angle θe of the motor 32 (two-phase to three-phase conversion). ), And the phase currents Iu, Iv, Iw of each phase follow the phase current commands Iu *, Iv *, Iw * of each phase.

なお、各相の相電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊（相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）は、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に対して位相が遅れた波形となるから、図３の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の波形から分かるように、相電流指令Ｉｕ＊（相電流Ｉｕ）、相電流指令Ｉｗ＊（相電流Ｉｗ）、相電流指令Ｉｖ＊（相電流Ｉｖ）、相電流指令Ｉｕ＊（相電流Ｉｕ）、・・・の順に６０ｄｅｇ間隔でゼロクロスする。したがって、Ｕ相の相電流指令Ｉｕ＊（相電流Ｉｕ）のゼロクロスのときに還流モード時間が生じないときには、Ｖ相，Ｗ相の相電流指令Ｉｖ＊，Ｉｗ＊（相電流Ｉｖ，Ｉｗ）のゼロクロスのときにも還流モード時間が生じないと判断することができ、Ｕ相の相電流指令Ｉｕ＊（相電流Ｉｕ）のゼロクロスのときに還流モード時間が生じるときには、Ｖ相，Ｗ相の相電流指令Ｉｖ＊，Ｉｗ＊（相電流Ｉｖ，Ｉｗ）のゼロクロスのときにも還流モード時間が生じる、即ち、６０ｄｅｇ間隔で還流モード時間が生じると判断することができる。 The phase current commands Iu *, Iv *, Iw * (phase currents Iu, Iv, Iw) for each phase have waveforms whose phases are delayed with respect to the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * for each phase. From FIG. 3, the phase current command Iu * (phase current Iu), the phase current command Iw * (phase current Iw), and the phase current command are understood from the waveforms of the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * of each phase in FIG. Zero cross at 60 deg intervals in the order of Iv * (phase current Iv), phase current command Iu * (phase current Iu),. Therefore, when the reflux mode time does not occur when the U-phase phase current command Iu * (phase current Iu) is zero-crossed, the V-phase and W-phase phase current commands Iv * and Iw * (phase currents Iv and Iw) It can be determined that the reflux mode time does not occur even at zero crossing, and when the reflux mode time occurs at zero crossing of the U-phase phase current command Iu * (phase current Iu), the phases of the V phase and the W phase are determined. It can be determined that the reflux mode time also occurs when the current commands Iv * and Iw * (phase currents Iv and Iw) are zero crossed, that is, the reflux mode time occurs at intervals of 60 degrees.

ステップＳ１９０で電圧電流位相差Δφが０ｄｅｇ〜３０ｄｅｇの範囲のときには、還流モード時間は生じないと判断し、ステップＳ１５０で設定した各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と搬送波（三角波）との比較によりトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のＰＷＭ信号生成してインバータ３４に出力して（ステップＳ２５０）、本ルーチンを終了する。 When the voltage / current phase difference Δφ is in the range of 0 deg to 30 deg in step S190, it is determined that the reflux mode time does not occur, and the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase set in step S150 and the carrier wave (triangular wave) To generate a PWM signal of the transistors T11 to T16 and output the PWM signal to the inverter 34 (step S250), and the routine is terminated.

ステップＳ１９０で電圧電流位相差Δφが３０ｄｅｇ以上のときには、還流モード時間が生じると判断し、電圧電流位相差Δφを６０ｄｅｇと比較する（ステップＳ２００）。そして、電圧電流位相差Δφが３０ｄｅｇ〜６０ｄｅｇの範囲のときには、モータ３２の電気角θｅと電圧位相Ｖφとに基づいて式（７）および式（８）により係数ｋ１を設定する（ステップＳ２１０）。続いて、式（９）に示すように、設定した係数ｋ１を所定値Ａｖに乗じて補正値αを演算する（ステップＳ２３０）。式（７）〜式（９）から分かるように、この場合、補正値αは、６０ｄｅｇ間隔で、且つ、電圧位相Ｖφに対してモータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ，６０ｄｅｇ，・・・で（各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうちの何れかがゼロクロスするタイミングで）、符号が反転する方形波となる。 When the voltage / current phase difference Δφ is 30 deg or more in step S190, it is determined that the reflux mode time is generated, and the voltage / current phase difference Δφ is compared with 60 deg (step S200). When the voltage / current phase difference Δφ is in the range of 30 deg to 60 deg, the coefficient k1 is set according to the equations (7) and (8) based on the electrical angle θe of the motor 32 and the voltage phase Vφ (step S210). Subsequently, as shown in Expression (9), the correction value α is calculated by multiplying the predetermined coefficient Av by the set coefficient k1 (step S230). As can be seen from the equations (7) to (9), in this case, the correction value α is 60 deg intervals, and the electrical angle θe of the motor 32 is 0 deg, 60 deg,. When the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * of each phase are zero-crossed), a square wave whose sign is inverted is obtained.

k1=1：sin(3(θe-Vφ))＞0のとき (7)
k1=-1：sin(3(θe-Vφ))≦0のとき (8)
α=Av・k1 (9) k1 = 1: When sin (3 (θe-Vφ))> 0 (7)
k1 = -1: When sin (3 (θe-Vφ)) ≤ 0 (8)
α = Av ・ k1 (9)

そして、式（１０）〜式（１２）に示すように、演算した補正値αをステップＳ１８０で設定した各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に加えることにより電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正する（ステップＳ２４０）。そして、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と搬送波（三角波）との比較によりトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のＰＷＭ信号生成してインバータ３４に出力して（ステップＳ２５０）、本ルーチンを終了する。 Then, as shown in the equations (10) to (12), the calculated correction value α is added to the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase set in step S180, whereby the voltage commands Vu *, Vv * And Vw * are corrected (step S240). Then, by comparing the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase and the carrier wave (triangular wave), PWM signals of the transistors T11 to T16 are generated and output to the inverter 34 (step S250), and this routine is finished. .

Vu*＝Vu*+α (10)
Vv*＝Vu*+α (11)
Vw*＝Vu*+α (12) Vu * ＝ Vu * + α (10)
Vv * ＝ Vu * + α (11)
Vw * ＝ Vu * + α (12)

図７は、この場合の補正前の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、補正値α、各相の電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊，補正後の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、三角波、各相の上下アームのうちオンする側の、モータ３２の電気角θｅに対する様子の一例を示す説明図である。図８は、図７のうちモータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲を拡大した拡大図である。図７，図８に示すように、補正値αは、６０ｄｅｇ間隔で且つ各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうちの何れかがゼロクロスするタイミングで符号が反転し、更に、各相における相電流指令（相電流）がゼロクロスするタイミングの電圧指令の符号と同一となる方形波となる。 FIG. 7 shows the voltage command Vu *, Vv *, Vw * of each phase before correction in this case, the correction value α, the current command Iu *, Iv *, Iw * of each phase, and the voltage command of each phase after correction. It is explanatory drawing which shows an example of the mode with respect to the electrical angle (theta) e of the motor 32 on the side turned ON among Vu *, Vv *, Vw *, a triangular wave, and the upper and lower arms of each phase. FIG. 8 is an enlarged view in which the electric angle θe of the motor 32 in FIG. 7 is expanded from 0 deg to 120 deg. As shown in FIGS. 7 and 8, the correction value α is inverted at the timing at which any of the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase is zero-crossed at intervals of 60 deg. The phase current command in the phase (phase current) becomes a square wave that has the same sign as the voltage command at the timing of zero crossing.

図８では、モータ３２の電気角θｅが３０ｄｅｇ〜６０ｄｅｇの範囲でＵ相の相電流指令Ｉｕ＊がゼロクロスし、９０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲でＷ相の相電流指令Ｉｗ＊がゼロクロスしている。そして、補正値αを用いて各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正することにより、モータ３２の電気角θｅが３０ｄｅｇ〜６０ｄｅｇや６０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲の還流モード時間が短くなっている。０ｄｅｇ〜３０ｄｅｇ，６０ｄｅｇ〜３６０ｄｅｇについても同様である（図７参照）。したがって、高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨの変動（上昇）を抑制することができる。しかも、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と同位相（各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のゼロクロスで符号が反転する）の方形波を補正値αとして各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正するから、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の位相を補正前後でずらすことなく、即ち、電圧歪みが大きくなるのを抑制しつつ、高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨの変動を抑制することができる。 In FIG. 8, the U-phase phase current command Iu * crosses zero when the electrical angle θe of the motor 32 is in the range of 30 deg to 60 deg, and the W-phase phase current command Iw * crosses zero in the range of 90 deg to 120 deg. Then, by correcting the voltage command Vu *, Vv *, Vw * of each phase using the correction value α, the reflux mode time in which the electrical angle θe of the motor 32 is in the range of 30 deg to 60 deg or 60 deg to 120 deg is shortened. ing. The same applies to 0 deg to 30 deg and 60 deg to 360 deg (see FIG. 7). Therefore, the fluctuation (rise) of the voltage VH of the high voltage side power line 42 can be suppressed. Moreover, a square wave having the same phase as the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase (the sign is inverted at the zero crossing of the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase) is used as the correction value α for each phase. Since the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * are corrected, the phase of the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * of each phase is not shifted before and after the correction, that is, the increase in voltage distortion is suppressed. However, fluctuations in the voltage VH of the high voltage side power line 42 can be suppressed.

ステップＳ２００で電圧電流位相差Δφが６０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲のときには、還流モード時間が生じると判断し、モータ３２の電気角θｅと電圧位相Ｖφとに基づいて式（１３）および式（１４）により係数ｋ１を設定し（ステップＳ２２０）、上述のステップＳ２３０〜Ｓ２５０の処理により、補正値αを演算し、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正し、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６のＰＷＭ信号生成してインバータ３４に出力して、本ルーチンを終了する。式（１３），式（１４）および上述の式（９）から分かるように、この場合、補正値αは、６０ｄｅｇ間隔で、且つ、電圧位相Ｖφに対してモータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ，６０ｄｅｇ，・・・で（各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうちの何れかがゼロクロスするタイミングで）、符号が反転する方形波となる。 When the voltage-current phase difference Δφ is in the range of 60 deg to 120 deg in step S200, it is determined that the recirculation mode time occurs, and based on the electrical angle θe of the motor 32 and the voltage phase Vφ, the equations (13) and (14) are used. The coefficient k1 is set (step S220), the correction value α is calculated by the processing in steps S230 to S250 described above, the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * for each phase are corrected, and the PWM of the transistors T11 to T16 is corrected. A signal is generated and output to the inverter 34, and this routine is terminated. As can be seen from the equations (13), (14) and the above equation (9), in this case, the correction value α is an interval of 60 deg, and the electrical angle θe of the motor 32 is 0 deg with respect to the voltage phase Vφ, 60 deg,... (When any one of the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase is zero-crossed), a square wave whose sign is inverted is obtained.

k1=1：sin(3(θe-Vφ-180))＞0のとき (13)
k1=-1：sin(3(θe-Vφ-180))≦0のとき (14) k1 = 1: When sin (3 (θe-Vφ-180))> 0 (13)
k1 = -1: When sin (3 (θe-Vφ-180)) ≤ 0 (14)

図９は、この場合の補正前の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、補正値α、各相の電流指令Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊，補正後の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、三角波、各相の上下アームのうちオンする側の、モータ３２の電気角θｅに対する様子の一例を示す説明図である。図１０は、図９のうちモータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲を拡大した拡大図である。図９，図１０に示すように、補正値αは、６０ｄｅｇ間隔で且つ各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうちの何れかがゼロクロスするタイミングで符号が反転し、更に、各相における相電流指令（相電流）がゼロクロスするタイミングの電圧指令の符号と同一となる方形波となる。 FIG. 9 shows the voltage command Vu *, Vv *, Vw * for each phase before correction, the correction value α, the current command Iu *, Iv *, Iw * for each phase, and the voltage command for each phase after correction in this case. It is explanatory drawing which shows an example of the mode with respect to the electrical angle (theta) e of the motor 32 on the side turned ON among Vu *, Vv *, Vw *, a triangular wave, and the upper and lower arms of each phase. FIG. 10 is an enlarged view in which the electric angle θe of the motor 32 in FIG. 9 is enlarged from 0 deg to 120 deg. As shown in FIGS. 9 and 10, the correction value α is inverted at a timing at which any one of the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * of each phase is zero-crossed at intervals of 60 deg. The phase current command in the phase (phase current) becomes a square wave that has the same sign as the voltage command at the timing of zero crossing.

図１０では、モータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜３０ｄｅｇの範囲でＶ相の相電流指令Ｉｖ＊がゼロクロスし、６０ｄｅｇ〜９０ｄｅｇの範囲でＵ相の相電流指令Ｉｕ＊がゼロクロスしている。そして、補正値αを用いて各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正することにより、モータ３２の電気角θｅが６０ｄｅｇ〜１２０ｄｅｇの範囲の還流モード時間が短くなっている（図１０参照）。モータ３２の電気角θｅが０ｄｅｇ〜６０ｄｅｇ，１２０ｄｅｇ〜３６０ｄｅｇについても同様である（図９参照）。したがって、高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨの変動（上昇）を抑制することができる。しかも、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と同位相（各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のゼロクロスで符号が反転する）の方形波を補正値αとして各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正するから、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の位相を補正前後でずらすことなく、即ち、電圧歪みが大きくなるのを抑制しつつ、高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨの変動を抑制することができる。 In FIG. 10, the V-phase phase current command Iv * is zero-crossed when the electrical angle θe of the motor 32 is in the range of 0 deg to 30 deg, and the U-phase phase current command Iu * is zero-crossed in the range of 60 deg to 90 deg. Then, by correcting the voltage command Vu *, Vv *, Vw * of each phase using the correction value α, the reflux mode time in which the electrical angle θe of the motor 32 is in the range of 60 deg to 120 deg is shortened (FIG. 10). The same applies to the electrical angle θe of the motor 32 of 0 deg to 60 deg and 120 deg to 360 deg (see FIG. 9). Therefore, the fluctuation (rise) of the voltage VH of the high voltage side power line 42 can be suppressed. Moreover, a square wave having the same phase as the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase (the sign is inverted at the zero crossing of the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase) is used as the correction value α for each phase. Since the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * are corrected, the phase of the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * of each phase is not shifted before and after the correction, that is, the increase in voltage distortion is suppressed. However, fluctuations in the voltage VH of the high voltage side power line 42 can be suppressed.

以上説明した実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、還流モード時間が生じる場合には、６０ｄｅｇ間隔で且つ各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうちの何れかがゼロクロスするタイミングで符号が反転し更に各相における相電流指令（相電流）がゼロクロスするタイミングの電圧指令の符号と同一となる方形波を用いて、各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正する。これにより、補正後の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の歪みが大きくなるのを抑制しつつ、電力ラインの電圧変動を抑制することができる。 In the drive device mounted on the electric vehicle 20 of the above-described embodiment, when the reflux mode time occurs, any of the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase is zero-crossed at intervals of 60 degrees. The voltage command Vu *, Vv *, Vw * for each phase is obtained using a square wave that has the same sign as that of the voltage command at the timing that the sign is inverted at the timing of the phase and the phase current command (phase current) in each phase is zero-crossed. Correct. Thereby, the voltage fluctuation of the power line can be suppressed while suppressing the distortion of the corrected voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * of each phase.

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、電子制御ユニット５０は、図２の制御ルーチンを実行するものとしたが、これに代えて、図９の制御ルーチンを実行するものとしてもよい。図１１の制御ルーチンは、ステップＳ２３０の処理に代えてステップＳ３００，Ｓ３１０の処理を実行する点を除いて、図２の制御ルーチンと同一である。したがって、図１１の制御ルーチンにおいて、図２の制御ルーチンと同一の処理については同一のステップ番号を付し、その詳細な説明を省略する。 In the driving apparatus mounted on the electric vehicle 20 of the embodiment, the electronic control unit 50 executes the control routine of FIG. 2, but instead of this, the electronic control unit 50 may execute the control routine of FIG. 9. . The control routine of FIG. 11 is the same as the control routine of FIG. 2 except that the processes of steps S300 and S310 are executed instead of the process of step S230. Therefore, in the control routine of FIG. 11, the same processes as those of the control routine of FIG. 2 are denoted by the same step numbers, and detailed description thereof is omitted.

図１１の制御ルーチンでは、電子制御ユニット５０は、ステップＳ２１０の処理またはステップＳ２２０の処理により係数ｋを設定すると、変調率Ｒｍに基づいて係数ｋ２を設定し（ステップＳ３００）、式（１５）に示すように、係数ｋおよび係数ｋ２を所定値Ａｖに乗じて補正値αを演算して（ステップＳ３１０）、ステップＳ２４０以降の処理を実行する。 In the control routine of FIG. 11, when the electronic control unit 50 sets the coefficient k by the process of step S210 or the process of step S220, the electronic control unit 50 sets the coefficient k2 based on the modulation factor Rm (step S300), and the expression (15) As shown, the correction value α is calculated by multiplying the coefficient k and the coefficient k2 by the predetermined value Av (step S310), and the processing after step S240 is executed.

α=Av・k1・k2 (15) α = Av ・ k1 ・ k2 (15)

ここで、係数ｋ２は、この変形例では、変調率Ｒｍと係数ｋ２との関係を予め定めて係数設定用マップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、変調率Ｒｍが与えられると、このマップから対応する係数ｋ２を導出して設定するものとした。係数設定用マップの一例を図１２に示す。図示するように、係数ｋ２は、変調率Ｒｍが大きいときに小さいときに比して小さくなるように設定するものとした。これは以下の理由による。変調率Ｒｍが大きくなると、モータ３２の線間電圧が正弦波にならずに歪む。この歪みの程度は、上述の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の補正を行なうと、より大きくなりやすい。このため、変調率Ｒｍが大きい領域では、還流モード時間による高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨの変動よりも、モータ３２の線間電圧の歪みによる高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨの変動が大きくなりやすい。したがって、これを考慮して、変調率Ｒｍが大きいときに小さいときに比して小さくなるように係数ｋ２ひいては補正値αの絶対値を設定することにより、変調率Ｒｍに応じてより適切に高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨの変動を抑制することができる。 Here, in this modification, the coefficient k2 is stored in the ROM 54 as a coefficient setting map by predetermining the relationship between the modulation rate Rm and the coefficient k2, and when the modulation rate Rm is given, it corresponds from this map. The coefficient k2 was derived and set. An example of the coefficient setting map is shown in FIG. As shown in the figure, the coefficient k2 is set to be smaller when the modulation rate Rm is large than when it is small. This is due to the following reason. When the modulation rate Rm increases, the line voltage of the motor 32 is distorted without becoming a sine wave. The degree of this distortion is likely to increase when the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * for each phase are corrected. For this reason, in the region where the modulation factor Rm is large, the fluctuation of the voltage VH of the high voltage side power line 42 due to the distortion of the line voltage of the motor 32 is larger than the fluctuation of the voltage VH of the high voltage side power line 42 due to the return mode time. Easy to grow. Therefore, in consideration of this, by setting the coefficient k2 and the absolute value of the correction value α so as to be smaller than when the modulation rate Rm is large, a higher value is appropriately set according to the modulation rate Rm. Variations in the voltage VH of the voltage side power line 42 can be suppressed.

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、昇圧コンバータ４０を備えるものとしたが、こうした昇圧コンバータ４０を備えないものとしてもよい。 The drive device mounted on the electric vehicle 20 according to the embodiment is provided with the boost converter 40, but may not include such a boost converter 40.

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、蓄電装置として、バッテリ３６を用いるものとしたが、キャパシタを用いるものとしてもよい。 In the drive device mounted on the electric vehicle 20 of the embodiment, the battery 36 is used as the power storage device, but a capacitor may be used.

実施例では、モータ３２を備える電気自動車２０に搭載される駆動装置の形態とした。しかし、モータ３２に加えてエンジンも備えるハイブリッド自動車に搭載される駆動装置の形態としてもよいし、自動車以外の車両や船舶、航空機などの移動体に搭載される駆動装置の形態としてもよいし、建設設備などの移動しない設備に搭載される駆動装置の形態としてもよい。 In the embodiment, the driving device is mounted on the electric vehicle 20 including the motor 32. However, it may be in the form of a drive device mounted on a hybrid vehicle including an engine in addition to the motor 32, or may be in the form of a drive device mounted on a moving body such as a vehicle other than an automobile, a ship, an aircraft, It is good also as a form of the drive device mounted in the facilities which do not move, such as construction facilities.

実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータ３２が「３相モータ」に相当し、インバータ３４が「インバータ」に相当し、バッテリ３６が「蓄電装置」に相当し、電子制御ユニット５０が「制御装置」に相当する。 The correspondence between the main elements of the embodiment and the main elements of the invention described in the column of means for solving the problems will be described. In the embodiment, the motor 32 corresponds to a “three-phase motor”, the inverter 34 corresponds to an “inverter”, the battery 36 corresponds to a “power storage device”, and the electronic control unit 50 corresponds to a “control device”.

なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。 The correspondence between the main elements of the embodiment and the main elements of the invention described in the column of means for solving the problem is the same as that of the embodiment described in the column of means for solving the problem. Therefore, the elements of the invention described in the column of means for solving the problems are not limited. That is, the interpretation of the invention described in the column of means for solving the problems should be made based on the description of the column, and the examples are those of the invention described in the column of means for solving the problems. It is only a specific example.

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。 As mentioned above, although the form for implementing this invention was demonstrated using the Example, this invention is not limited at all to such an Example, In the range which does not deviate from the summary of this invention, it is with various forms. Of course, it can be implemented.

本発明は、駆動装置の製造産業などに利用可能である。 The present invention can be used in the manufacturing industry of drive devices.

２０電気自動車、２２ａ，２２ｂ駆動輪、２４デファレンシャルギヤ、２６駆動軸、３２モータ、３２ａ回転位置検出センサ、３２ｕ，３２ｖ電流センサ、３４インバータ、３６バッテリ、３６ａ電圧センサ、３６ｂ電流センサ、４０昇圧コンバータ、４０ａ電流センサ、４２高電圧側電力ライン、４４低電圧側電力ライン、４６，４８コンデンサ、４６ａ，４８ａ電圧センサ、５０電子制御ユニット、５２ＣＰＵ、５４ＲＯＭ、５６ＲＡＭ、６０イグニッションスイッチ、６１シフトレバー、６２シフトポジションセンサ、６３アクセルペダル、６４アクセルペダルポジションセンサ、６５ブレーキペダル、６６ブレーキペダルポジションセンサ、６８車速センサ、Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ３１，Ｄ３２ダイオード、Ｌリアクトル、Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ３１，Ｔ３２トランジスタ。 20 electric vehicle, 22a, 22b drive wheel, 24 differential gear, 26 drive shaft, 32 motor, 32a rotational position detection sensor, 32u, 32v current sensor, 34 inverter, 36 battery, 36a voltage sensor, 36b current sensor, 40 boost converter 40a current sensor, 42 high voltage side power line, 44 low voltage side power line, 46, 48 capacitor, 46a, 48a voltage sensor, 50 electronic control unit, 52 CPU, 54 ROM, 56 RAM, 60 ignition switch, 61 shift Lever, 62 Shift position sensor, 63 Accelerator pedal, 64 Accelerator pedal position sensor, 65 Brake pedal, 66 Brake pedal position sensor, 68 Vehicle speed sensor, D11 to D16, D31, D3 2 Diode, L reactor, T11 to T16, T31, T32 transistors.

Claims

A three-phase motor,
An inverter that drives the three-phase motor by switching of a plurality of switching elements as upper and lower arms of each phase;
A power storage device connected to the inverter via a power line;
A control device for switching the plurality of switching elements by generating PWM signals of the plurality of switching elements by comparing the voltage command of each of the three phases with a triangular wave;
A drive device comprising:
When the control device has a reflux mode time in which two-phase reflux, three-phase reflux, and two-phase reflux of the current flowing through the motor and the inverter occur in this order, a square wave is used to shorten the reflux mode time. Correct the voltage command of each phase,
Drive device.