JP2018064223A - Satellite broadcast receiver - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、衛星放送受信装置に関する。 The present invention relates to a satellite broadcast receiving apparatus.
従来、受信した電波に含まれる同期信号を用いて周波数および時間の同期を確立するための技術が開発されている。 Conventionally, a technique for establishing frequency and time synchronization using a synchronization signal included in a received radio wave has been developed.
たとえば、非特許文献1(石川清貴、和田知久、”LTEにおける周波数誤差とサンプリング周波数誤差の検知に関する検討”、信学技報、SIP2010−88、RCS2010−218、P.115−119)には、以下のような技術が開示されている。すなわち、受信後のPSS(Primary Synchronization Signal)およびSSS(Secondary Synchronization Signal)に含まれる循環シフトの回転量を用いて、キャリア周波数誤差およびサンプリング周波数誤差の検知を行う。キャリア周波数誤差は、サブキャリアのキャリア番号に関係なくすべてのキャリアの回転を発生させる。一方、サンプリング周波数誤差は、キャリア番号に比例して回転を発生させる。すなわち、高周波側の回転量の平均値と低周波側の回転量の平均値とを算出し、算出した各平均値に基づいて、周波数に対する回転量の変化を示す直線を求め、求めた直線の切片および傾きからキャリア周波数誤差およびサンプリング周波数誤差がそれぞれ求まる。そこで、シンボルの低周波側の平均回転量と高周波側の平均回転量とを用いてキャリア周波数誤差およびサンプリング周波数誤差を検出する。 For example, Non-Patent Document 1 (Kiyotaka Ishikawa, Tomohisa Wada, “Study on Detection of Frequency Error and Sampling Frequency Error in LTE”, IEICE Technical Report, SIP 2010-88, RCS 2010-218, P. 115-119) The following techniques are disclosed. That is, the carrier frequency error and the sampling frequency error are detected using the rotation amount of the cyclic shift included in the received PSS (Primary Synchronization Signal) and SSS (Secondary Synchronization Signal). The carrier frequency error causes rotation of all carriers regardless of the carrier number of the subcarrier. On the other hand, the sampling frequency error causes rotation in proportion to the carrier number. That is, the average value of the rotation amount on the high frequency side and the average value of the rotation amount on the low frequency side are calculated, and a straight line indicating the change in the rotation amount with respect to the frequency is obtained based on each calculated average value. A carrier frequency error and a sampling frequency error are obtained from the intercept and the slope, respectively. Therefore, the carrier frequency error and the sampling frequency error are detected using the average rotation amount on the low frequency side and the average rotation amount on the high frequency side of the symbol.
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)等のマルチキャリア変調方式に対して非特許文献1に記載の技術を用いることにより、キャリア周波数誤差およびサンプリング周波数誤差の検知を行うことが可能である。しかしながら、シングルキャリアの衛星放送波に対して上述の技術を適用することができない。
By using the technique described in
この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、簡易な構成で、シングルキャリアについて同期処理を行うことが可能な衛星放送受信装置を提供することである。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a satellite broadcast receiving apparatus capable of performing synchronization processing on a single carrier with a simple configuration.
(1)上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる衛星放送受信装置は、受信されたARIB(Association of Radio Industries and Businesses) STD−B44に従う通信信号を復調した復調信号を出力する直交復調器と、前記直交復調器から受けた前記復調信号をデジタル信号に変換するA/D(Analog−to−Digital)変換器と、前記A/D変換器によって変換された前記デジタル信号に含まれる、BPSK(Binary Phase Shift Keying)変調された複数のシンボルの示す所定の同期パターンを用いて、前記直交復調器におけるキャリア周波数の誤差、および前記A/D変換器におけるサンプリング周波数の誤差を検出する検出部と、前記検出部の検出結果に基づいて前記キャリア周波数および前記サンプリング周波数を調整する調整部とを備える。 (1) In order to solve the above problems, a satellite broadcast receiving apparatus according to an aspect of the present invention outputs a demodulated signal obtained by demodulating a received communication signal according to ARIB (Association of Radio Industries and Businesses) STD-B44. Included in the quadrature demodulator, an A / D (Analog-to-Digital) converter that converts the demodulated signal received from the quadrature demodulator into a digital signal, and the digital signal converted by the A / D converter And detecting a carrier frequency error in the quadrature demodulator and a sampling frequency error in the A / D converter using a predetermined synchronization pattern indicated by a plurality of symbols modulated by BPSK (Binary Phase Shift Keying). detection If, and an adjustment unit for adjusting the carrier frequency and the sampling frequency based on a detection result of the detecting unit.
本発明は、このような特徴的な処理部を備える衛星放送受信装置として実現することができるだけでなく、衛星放送受信装置を備える衛星放送受信システムとして実現したり、かかる特徴的な処理をステップとする方法として実現したり、かかるステップをコンピュータに実行させるためのプログラムとして実現したりすることができる。また、衛星放送受信装置の一部または全部を実現する半導体集積回路として実現することができる。 The present invention can be realized not only as a satellite broadcast receiving apparatus including such a characteristic processing unit, but also as a satellite broadcast receiving system including a satellite broadcast receiving apparatus, or performing such characteristic processing as a step. Or a program for causing a computer to execute such steps. Further, it can be realized as a semiconductor integrated circuit that realizes part or all of the satellite broadcast receiving apparatus.
本発明によれば、簡易な構成で、シングルキャリアについて同期処理を行うことができる。 According to the present invention, synchronization processing can be performed on a single carrier with a simple configuration.
最初に、本発明の実施形態の内容を列記して説明する。 First, the contents of the embodiment of the present invention will be listed and described.
(1)本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置は、受信されたARIB(Association of Radio Industries and Businesses) STD−B44に従う通信信号を復調した復調信号を出力する直交復調器と、前記直交復調器から受けた前記復調信号をデジタル信号に変換するA/D(Analog−to−Digital)変換器と、前記A/D変換器によって変換された前記デジタル信号に含まれる、BPSK(Binary Phase Shift Keying)変調された複数のシンボルの示す所定の同期パターンを用いて、前記直交復調器におけるキャリア周波数の誤差、および前記A/D変換器におけるサンプリング周波数の誤差を検出する検出部と、前記検出部の検出結果に基づいて前記キャリア周波数および前記サンプリング周波数を調整する調整部とを備える。 (1) A satellite broadcast receiving apparatus according to an embodiment of the present invention includes: a quadrature demodulator that outputs a demodulated signal obtained by demodulating a received communication signal according to ARIB (Association of Radio Industries and Businesses) STD-B44; An A / D (Analog-to-Digital) converter that converts the demodulated signal received from the demodulator into a digital signal, and a BPSK (Binary Phase Shift) included in the digital signal converted by the A / D converter. A detecting unit for detecting an error in a carrier frequency in the quadrature demodulator and an error in a sampling frequency in the A / D converter using a predetermined synchronization pattern indicated by a plurality of symbols modulated by the keying; and the detecting unit In the detection result Zui and and an adjusting unit for adjusting the carrier frequency and the sampling frequency.
このように、所定の同期パターンがBPSK変調される構成により、他のクロック同期処理等の特別の処理を行うことなく当該所定の同期パターンを復調することができる。そして、所定の同期パターンを用いて、ARIB STD−B44に従うシングルキャリアの通信信号を復調する直交復調器におけるキャリア周波数の誤差およびサンプリング周波数の誤差を検出する構成により、シングルキャリアについてキャリア周波数誤差、およびサンプリング周波数誤差を簡易に検出することができる。また、検出結果に基づいてキャリア周波数およびサンプリング周波数を調整する構成により、ARIB STD−B44に従う通信信号との同期を確立することができる。したがって、簡易な構成で、シングルキャリアについて同期処理を行うことができる。 In this way, with the configuration in which the predetermined synchronization pattern is BPSK-modulated, the predetermined synchronization pattern can be demodulated without performing special processing such as other clock synchronization processing. Then, by using a predetermined synchronization pattern, a carrier frequency error and a sampling frequency error in a quadrature demodulator that demodulates a single carrier communication signal according to ARIB STD-B44, and a carrier frequency error for a single carrier, and A sampling frequency error can be easily detected. In addition, synchronization with the communication signal according to ARIB STD-B44 can be established by adjusting the carrier frequency and the sampling frequency based on the detection result. Therefore, it is possible to perform synchronization processing for a single carrier with a simple configuration.
(2)好ましくは、前記検出部は、前記同期パターンを示す複数のシンボルのうち、連続する論理値を示す複数のシンボルに基づいて前記サンプリング周波数の誤差を検出する。 (2) Preferably, the detection unit detects an error in the sampling frequency based on a plurality of symbols indicating successive logical values among a plurality of symbols indicating the synchronization pattern.
サンプリング周波数に誤差が含まれる場合において、コンスタレーションでは、連続する論理値を示す複数のシンボルの特徴的な位置ずれが観測される。このような特徴的な位置ずれからサンプリング周波数の誤差を正しく検出することができる。 In the case where an error is included in the sampling frequency, in the constellation, characteristic positional deviations of a plurality of symbols indicating continuous logical values are observed. An error in the sampling frequency can be correctly detected from such a characteristic positional deviation.
(3)より好ましくは、前記検出部は、前記同期パターンを示す複数のシンボルのうち、連続するゼロの論理値を示す複数のシンボル、および連続する1の論理値を示す複数のシンボルに基づいて前記サンプリング周波数の誤差を検出する。 (3) More preferably, the detection unit is based on a plurality of symbols indicating a continuous logical value of zero and a plurality of symbols indicating a continuous logical value among a plurality of symbols indicating the synchronization pattern. An error of the sampling frequency is detected.
サンプリング周波数に誤差が含まれる場合において、コンスタレーションでは、連続するゼロの論理値を示す複数のシンボル、および連続する1の論理値を示す複数のシンボルのより特徴的な位置ずれが観測される。このような特徴的な位置ずれからサンプリング周波数の誤差をより正しく検出することができる。 In the case where an error is included in the sampling frequency, in the constellation, a more characteristic positional shift of a plurality of symbols indicating a continuous zero logical value and a plurality of symbols indicating a continuous one logical value is observed. An error in the sampling frequency can be detected more correctly from such a characteristic positional deviation.
(4)好ましくは、前記調整部は、前記キャリア周波数を調整した場合における前記デジタル信号を算出する複素乗算器と、前記サンプリング周波数を調整した場合における前記デジタル信号を算出するインタポレータとを含む。 (4) Preferably, the adjustment unit includes a complex multiplier that calculates the digital signal when the carrier frequency is adjusted, and an interpolator that calculates the digital signal when the sampling frequency is adjusted.
このような構成により、衛星放送受信装置全体をデジタル回路で実現することができるので、ソフトウェアによるキャリア周波数およびサンプリング周波数の調整を行うことができる。すなわち、PLL(Phase Locked Loop)等のハードウェアによるキャリア周波数およびサンプリング周波数の調整を行うことなく、全ての処理を同一クロックのデジタル回路内で完結することができる。これにより、FPGA(Field−Programmable Gate Array)等のプログラムロジックICを用いて衛星放送受信装置を容易に実現することができる。また、装置の試作を容易に行うことができるとともに、装置全体を簡素化することができる。 With such a configuration, the entire satellite broadcast receiving apparatus can be realized by a digital circuit, so that the carrier frequency and sampling frequency can be adjusted by software. That is, all processes can be completed within the digital circuit of the same clock without adjusting the carrier frequency and sampling frequency by hardware such as PLL (Phase Locked Loop). Thereby, a satellite broadcast receiving apparatus can be easily realized using a program logic IC such as an FPGA (Field-Programmable Gate Array). In addition, the prototype of the apparatus can be easily made and the entire apparatus can be simplified.
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。また、以下に記載する実施の形態の少なくとも一部を任意に組み合わせてもよい。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals and description thereof will not be repeated. Moreover, you may combine arbitrarily at least one part of embodiment described below.
[構成および基本動作]
図1は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信システムの構成を示す図である。
[Configuration and basic operation]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a satellite broadcast receiving system according to an embodiment of the present invention.
図1を参照して、衛星放送受信システム301は、衛星放送受信装置101と、ストリーム処理装置151とを備える。
Referring to FIG. 1, a satellite
アンテナ111は、たとえば、非特許文献2(社団法人 電波産業会、” 高度広帯域衛星デジタル放送の伝送方式 (ISDB−S3) 標準規格 ARIB STD−B44 2.1版”、[online]、[平成28年6月21日検索]、インターネット〈URL:http://www.arib.or.jp/english/html/overview/doc/2−STD−B44v2_1.pdf〉)に記載の規格すなわちARIB STD−B44に従う通信信号の一例であるシングルキャリアの衛星放送波を受信する。 For example, Non-Patent Document 2 (Radio Industry Association, “Transmission System for Advanced Broadband Satellite Digital Broadcasting (ISDB-S3) Standard ARIB STD-B44 2.1 Version”, [online], [2016] June 21, 2009], the standard described in the Internet <URL: http://www.arib.or.jp/english/html/overview/doc/2-STD-B44v2_1.pdf>), that is, ARIB STD-B44 A single carrier satellite broadcast wave, which is an example of a communication signal according to the above, is received.
図2は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置が受信する衛星放送波に含まれる変調スロットの一例を示す図である。 FIG. 2 is a diagram showing an example of a modulation slot included in a satellite broadcast wave received by the satellite broadcast receiver according to the embodiment of the present invention.
図2を参照して、衛星放送波には、たとえば、π/2BPSK(Binary Phase Shift Keying)変調されたフレーム同期信号が含まれる。フレーム同期信号は、24シンボルからなり、論理値としてたとえば52F866hおよびAD0799hのいずれか一方を含む。ここで、「h」は16進数を意味する。 Referring to FIG. 2, the satellite broadcast wave includes, for example, a π / 2 BPSK (Binary Phase Shift Keying) modulated frame synchronization signal. The frame synchronization signal is composed of 24 symbols and includes, for example, one of 52F866h and AD0799h as a logical value. Here, “h” means a hexadecimal number.
また、変調スロットには、フレーム同期信号の代わりにスロット同期信号が含まれる場合がある。スロット同期信号は、24シンボルからなり、論理値としてたとえば36715Ahを含む。フレーム同期信号およびスロット同期信号は、たとえば繰り返し送信される。 The modulation slot may include a slot synchronization signal instead of the frame synchronization signal. The slot synchronization signal consists of 24 symbols and includes, for example, 36715Ah as a logical value. The frame synchronization signal and the slot synchronization signal are repeatedly transmitted, for example.
再び図1を参照して、アンテナ111は、受信した衛星放送波を、BS−IF(BS Intermediate Frequency)を有するIF信号にダウンコンバートする。
Referring to FIG. 1 again,
衛星放送受信装置101は、アンテナ111からIF信号を受信し、たとえば、受信したIF信号に対してダイレクトコンバーションを行うことによりベースバンド信号を生成する。
The satellite
衛星放送受信装置101は、生成したベースバンド信号から同期信号を検出し、検出した同期信号を用いて周波数および時間の同期を確立する。そして、衛星放送受信装置101は、ベースバンド信号からストリームを生成し、生成したストリームをストリーム処理装置151へ送信する。
The satellite
ストリーム処理装置151は、たとえば、録画装置またはテレビジョン等であり、衛星放送受信装置101から受信するストリームを記録したり、ディスプレイに再生したりする。
The
図3は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信システムにおける衛星放送受信装置の構成を示す図である。 FIG. 3 is a diagram showing the configuration of the satellite broadcast receiving apparatus in the satellite broadcast receiving system according to the embodiment of the present invention.
図3を参照して、衛星放送受信装置101は、アナログ信号処理部1と、デジタル信号処理部2とを備える。アナログ信号処理部1は、直交復調器11と、A/D変換器(ADC)12I,12Qと、基準信号源発振器13と、クロック生成回路14とを含む。デジタル信号処理部2は、RRF(Root Roll−Off Filter)15I,15Qと、同期処理部16と、LDPC(Low Density Parity Check)復号部17とを含む。以下、A/D変換器12I,12Qの各々をA/D変換器12とも称する。
Referring to FIG. 3, satellite
基準信号源発振器13は、たとえば水晶発振器であり、27MHzの周波数を有する基準信号を生成し、生成した基準信号を直交復調器11へ出力する。
The reference
クロック生成回路14は、クロック信号を生成し、生成したクロック信号をA/D変換器12へ出力する。
The
図4は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置における直交復調器の構成を示す図である。 FIG. 4 is a diagram showing a configuration of an orthogonal demodulator in the satellite broadcast receiving apparatus according to the embodiment of the present invention.
図4を参照して、直交復調器11は、AGC(Automatic Gain Control)アンプ31と、PLL部32と、ミキサ33I,33Qと、ローパスフィルタ34I,34Qとを含む。
Referring to FIG. 4,
直交復調器11は、受信されたIF信号を復調した復調信号を出力する。より詳細には、直交復調器11におけるAGCアンプ31は、アンテナ111から受信するIF信号を、後段のA/D変換器12において最適な振幅で信号が入力されるように増幅し、増幅後のIF信号をミキサ33I,33Qへ出力する。
The
PLL部32は、基準信号源発振器13から受ける基準信号と同期した局部発振信号であるローカル信号LIを生成するとともに、ローカル信号LIに対して位相がπ/2ずれたローカル信号LQを生成する。PLL部32は、生成したローカル信号LIおよびLQをミキサ33Iおよび33Qへそれぞれ出力する。
The
ミキサ33Iは、AGCアンプ31から受けるIF信号を、PLL部32から受けるローカル信号LIを用いてダウンコンバートすることにより復調信号の一例であるベースバンド信号BIを生成し、生成したベースバンド信号BIをローパスフィルタ34Iへ出力する。
The mixer 33I generates a baseband signal BI which is an example of a demodulated signal by down-converting the IF signal received from the
ミキサ33Qは、AGCアンプ31から受けるIF信号を、PLL部32から受けるローカル信号LQを用いてダウンコンバートすることにより復調信号の一例であるベースバンド信号BQを生成し、生成したベースバンド信号BQをローパスフィルタ34Qへ出力する。
The
ローパスフィルタ34Iは、ミキサ33Iにおいて生成されたベースバンド信号BIの周波数成分のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させる。 The low-pass filter 34I attenuates a component having a frequency equal to or higher than a predetermined frequency among the frequency components of the baseband signal BI generated by the mixer 33I.
ローパスフィルタ34Qは、ミキサ33Qにおいて生成されたベースバンド信号BQの周波数成分のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させる。
The low-
再び図3を参照して、A/D変換器12は、直交復調器11から受けたベースバンド信号をデジタル信号に変換する。詳細には、A/D変換器12I,12Qは、クロック生成回路14から受けるクロック信号の周波数でベースバンド信号BI,BQのサンプリング処理をそれぞれ行う。
Referring to FIG. 3 again, A /
より詳細には、A/D変換器12Iは、ローパスフィルタ34Iを通過したベースバンド信号BIを、サンプリング周期ごとにqビット(qは2以上の整数)のデジタルのベースバンド信号DIに変換する。A/D変換器12Iは、変換後のベースバンド信号DIをデジタル信号処理部2へ出力する。
More specifically, the A / D converter 12I converts the baseband signal BI that has passed through the low-pass filter 34I into a digital baseband signal DI of q bits (q is an integer of 2 or more) for each sampling period. The A / D converter 12I outputs the converted baseband signal DI to the digital
A/D変換器12Qは、ローパスフィルタ34Qを通過したベースバンド信号BQを、サンプリング周期ごとにqビットのデジタルのベースバンド信号DQに変換する。A/D変換器12Qは、変換後のベースバンド信号DQをデジタル信号処理部2へ出力する。
The A /
デジタル信号処理部2は、たとえばFPGAを構成する半導体集積回路により実現される。
The digital
デジタル信号処理部2におけるRRF15Iは、たとえば、A/D変換器12Iから受けるベースバンド信号DIに対して、0.03のロールオフ率でルートロールオフフィルタ処理を行うことによりベースバンド信号DIに帯域制限を加え、処理後のベースバンド信号DIを同期処理部16へ出力する。
For example, the RRF 15I in the digital
RRF15Qは、たとえば、A/D変換器12Qから受けるベースバンド信号DQに対して、0.03のロールオフ率でルートロールオフフィルタ処理を行うことによりベースバンド信号DQに帯域制限を加え、処理後のベースバンド信号DQを同期処理部16へ出力する。
For example, the
図5は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置における同期処理部の構成を示す図である。 FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a synchronization processing unit in the satellite broadcast receiving apparatus according to the embodiment of the present invention.
図5を参照して、同期処理部16は、シンボル同期検出部44と、調整部45とを含む。調整部45は、インタポレータ41と、デジタルLPF(ローパスフィルタ)42I,42Qと、複素乗算器43とを含む。インタポレータ41は、タップ係数保持部46を含む。なお、調整部45は、デジタルLPF42I,42Qを含まない構成であってもよい。
Referring to FIG. 5,
インタポレータ41は、たとえば、サンプリング周波数を調整した場合におけるベースバンド信号DI,DQを算出可能である。
The
より詳細には、インタポレータ41におけるタップ係数保持部46は、たとえばRAM(Random Access Memory)であり、サンプリング周波数の調整比率ごとのタップ係数を保持する。
More specifically, the tap
ここで、タップ係数は、サンプリング周波数A1でサンプリングされたデジタル信号D1を、対象の調整比率とサンプリング周波数A1とを乗じたサンプリング周波数A2でサンプリングされたデジタル信号D2に変換するための係数である。 Here, the tap coefficient is a coefficient for converting the digital signal D1 sampled at the sampling frequency A1 into the digital signal D2 sampled at the sampling frequency A2 obtained by multiplying the target adjustment ratio and the sampling frequency A1.
タップ係数を用いることにより、デジタル信号D1をオーバーサンプリングすることにより生成した信号を、サンプリング周波数A2でリサンプリングすることにより得られるべきデジタル信号D2を簡易に算出することができる。 By using the tap coefficient, it is possible to easily calculate the digital signal D2 to be obtained by resampling the signal generated by oversampling the digital signal D1 at the sampling frequency A2.
インタポレータ41は、たとえば、RRF15I,15Qからそれぞれ受ける、複数のサンプリングタイミングのベースバンド信号DI,DQを保持する。
The
また、インタポレータ41は、たとえば、シンボル同期検出部44から後述する周波数誤差情報SEを受けるまでサンプリング周波数の調整を行わず、保持する各ベースバンド信号DI,DQをデジタルLPF42I,42Qへそれぞれ出力する。
Further, the
デジタルLPF42Iは、インタポレータ41から受ける各ベースバンド信号DIの周波数成分のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させ、減衰させた各ベースバンド信号DIを複素乗算器43へ出力する。
The
デジタルLPF42Qは、インタポレータ41から受ける各ベースバンド信号DQの周波数成分のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させ、減衰させた各ベースバンド信号DQを複素乗算器43へ出力する。
The
複素乗算器43は、たとえば、キャリア周波数を調整した場合におけるベースバンド信号DI,DQを算出可能である。
For example, the
より詳細には、複素乗算器43は、デジタルLPF42I,42Qから各ベースバンド信号DI,DQをそれぞれ受け、以下の処理を行う。
More specifically, the
すなわち,複素乗算器43は、同じサンプリングタイミングにおけるベースバンド信号DIの値およびDQの値をそれぞれ実数および虚数として有する複素数である対象複素数をサンプリングタイミングごとに生成する。
That is, the
複素乗算器43は、たとえば、後述する周波数誤差情報CEをシンボル同期検出部44から受けるまで、キャリア周波数の調整に伴う対象複素数の位相の調整を行わない。
The
複素乗算器43は、各サンプリングタイミングの対象複素数の実部および虚部をそれぞれベースバンド信号DIおよびDQとしてLDPC復号部17へ出力するとともに、シンボル同期検出部44へ出力する。
The
図6は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置が復調する復調信号を示すコンスタレーションの一例を示す図である。 FIG. 6 is a diagram showing an example of a constellation showing a demodulated signal demodulated by the satellite broadcast receiving apparatus according to the embodiment of the present invention.
図6では、横軸はI軸を示し、縦軸はQ軸を示す。また、IQ平面における方位角φは、I軸方向が0°であり、反時計回り方向に増加するように定義する。また、IQ平面には、ベースバンド信号DIの値の2乗とベースバンド信号DQの値の2乗との和の平方根の半径を有する円C1が、(I=0,Q=0)の位置が中心となるように示されている。 In FIG. 6, the horizontal axis represents the I axis, and the vertical axis represents the Q axis. The azimuth angle φ in the IQ plane is defined so that the I-axis direction is 0 ° and increases in the counterclockwise direction. On the IQ plane, a circle C1 having a radius of the square root of the sum of the square of the value of the baseband signal DI and the square of the value of the baseband signal DQ is a position of (I = 0, Q = 0). Is shown in the center.
図6を参照して、π/2BPSK変調されたフレーム同期信号およびスロット同期信号は、IQ平面における円C1上にプロットされる。より詳細には、たとえば、52F866hの値を有するフレーム同期信号F1は、0101 0010 1111 1000 0110 0110の論理値を示す24個のシンボルを含む。 Referring to FIG. 6, the π / 2 BPSK modulated frame synchronization signal and slot synchronization signal are plotted on a circle C1 in the IQ plane. More specifically, for example, the frame synchronization signal F1 having a value of 52F866h includes 24 symbols indicating a logical value of 0101 0010 1111 1000 0110 0110.
これらのシンボルのうち、シンボル番号k(kは1以上の整数。)が奇数のシンボルについては、0の論理値を示すシンボルは、円C1におけるφ=π/4の位置にプロットされ、また、1の論理値を示すシンボルは、円C1におけるφ=5π/4の位置にプロットされる。 Among these symbols, for symbols with an odd symbol number k (k is an integer equal to or greater than 1), a symbol indicating a logical value of 0 is plotted at a position of φ = π / 4 in the circle C1, and A symbol indicating a logical value of 1 is plotted at a position of φ = 5π / 4 in the circle C1.
一方、シンボル番号kが偶数のシンボルについては、0の論理値を示すシンボルは、円C1におけるφ=3π/4の位置にプロットされ、また、1の論理値を示すシンボルは、円C1におけるφ=7π/4の位置にプロットされる。 On the other hand, for symbols with an even symbol number k, a symbol indicating a logical value of 0 is plotted at a position of φ = 3π / 4 in the circle C1, and a symbol indicating a logical value of 1 is plotted in the circle C1. = Plotted at 7π / 4 position.
すなわち、シンボル番号kが奇数のシンボルでは、I成分およびQ成分の符号が同じ同相となり、シンボル番号kが偶数のシンボルでは、I成分およびQ成分の符号が異なる逆相となる。 That is, for symbols with an odd symbol number k, the signs of the I component and Q component are the same in phase, and for symbols with an even symbol number k, the signs of the I component and Q component are different.
図7は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置における同期処理部が行うフレーム同期信号の計算処理の一例を示す図である。 FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a frame synchronization signal calculation process performed by the synchronization processing unit in the satellite broadcast receiving apparatus according to the embodiment of the present invention.
図7を参照して、シンボル同期検出部44は、複素乗算器43から受ける各サンプリングタイミングのベースバンド信号DIおよびDQを監視し、たとえば、フレーム同期信号F1を検出すると、以下の処理を行う。
Referring to FIG. 7, symbol
すなわち、シンボル同期検出部44は、ベースバンド信号DIすなわちI成分、およびベースバンド信号DQすなわちQ成分に基づいて、フレーム同期信号F1における各信号すなわち各シンボルの方位角φ1〜φ24を算出する。
That is, the symbol
シンボル同期検出部44は、算出した方位角φ1がたとえばπ/4になるように、方位角φ1〜φ24それぞれに対してオフセット角αを加える。
The symbol
そして、シンボル同期検出部44は、方位角φ1〜φ24をπ/2で除したときの余りをずれ角θ1〜θ24としてそれぞれ算出する。
Then, the symbol
図8は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置におけるシンボル同期検出部が算出するずれ角θのシンボルごとの変化の一例を示す図である。なお、図8では、縦軸はずれ角θを示し、横軸はシンボル番号kを示す。 FIG. 8 is a diagram illustrating an example of a change for each symbol of the shift angle θ calculated by the symbol synchronization detection unit in the satellite broadcast receiving device according to the embodiment of the present invention. In FIG. 8, the vertical axis indicates the deviation angle θ, and the horizontal axis indicates the symbol number k.
図8には、基準信号源発振器13によってPLL部32が、衛星放送波を送出する装置におけるキャリア周波数(以下、送信側キャリア周波数とも称する。)と50ppm分ずれた周波数(以下、受信側キャリア周波数)を有する局部発振信号を生成し、かつA/D変換器12が、当該装置におけるD/A変換器のサンプリング周波数(以下、送信側サンプリング周波数とも称する。)と同じサンプリング周波数(以下、受信側サンプリング周波数とも称する。)で動作している状態におけるずれ角θのシンボルごとの変化が示される。
In FIG. 8, the reference
図2および図8を参照して、シンボル同期検出部44は、A/D変換器12によって変換されたデジタル信号に含まれる、BPSK変調された複数のシンボルの示す所定の同期パターンを用いて、直交復調器11におけるキャリア周波数の誤差、およびA/D変換器12におけるサンプリング周波数の誤差を検出する。
Referring to FIGS. 2 and 8, symbol
具体的には、シンボル同期検出部44は、フレーム同期信号F1のパターンを用いて、キャリア周波数の誤差およびサンプリング周波数の誤差を検出する。
Specifically, the symbol
より詳細には、シンボル同期検出部44は、算出したずれ角θ1〜θ24を用いて直線SL1を算出し、算出した直線SL1の傾きに基づいて、キャリア周波数の誤差の有無を検出する。
More specifically, the symbol
具体的には、シンボル同期検出部44は、直線SL1の傾きがゼロでないことから、キャリア周波数の誤差がゼロでないこと、すなわち受信側キャリア周波数と送信側キャリア周波数とがずれていると判断する。
Specifically, since the slope of the straight line SL1 is not zero, the symbol
そして、シンボル同期検出部44は、たとえば、直線SL1の傾きに基づいて、シンボル番号kの関数であるフィードバック関数を算出する。
Then, the symbol
より詳細には、シンボル同期検出部44は、たとえば、直線SL1の傾きの符号から受信側キャリア周波数および送信側キャリア周波数のいずれが大きいかを判定する。シンボル同期検出部44は、受信側キャリア周波数が送信側キャリア周波数より大きいと判定した場合、exp(−iωk+α)をフィードバック関数として算出し、また、受信側キャリア周波数が送信側キャリア周波数より小さいと判定した場合、exp(iωk+α)をフィードバック関数として算出する。ここで、ωは、送信側キャリア周波数と受信側キャリア周波数との差周波数である。
More specifically, the symbol
図9は、図8に示す直線に対してフィードバック関数を作用させた場合におけるずれ角θのシンボルごとの変化の一例を示す図である。なお、図9では、縦軸はずれ角θを示し、横軸はシンボル番号kを示す。 FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a change in the shift angle θ for each symbol when the feedback function is applied to the straight line illustrated in FIG. 8. In FIG. 9, the vertical axis indicates the deviation angle θ, and the horizontal axis indicates the symbol number k.
図9を参照して、図8に示すk=1〜24のシンボルに対応する24個の対象複素数に対して、対応の変数kを入力した場合におけるフィードバック関数の出力値をそれぞれ乗ずることにより、直線SL1を直線SL2に変換することができる。すなわち、直線SL1の傾きをゼロにするとともに、1番目のシンボルの方位角φを、オフセット角αを加えることなくπ/4にすることができる。 Referring to FIG. 9, by multiplying the 24 target complex numbers corresponding to the symbols of k = 1 to 24 shown in FIG. 8 by the output values of the feedback function when the corresponding variable k is input, The straight line SL1 can be converted into the straight line SL2. That is, the slope of the straight line SL1 can be made zero, and the azimuth angle φ of the first symbol can be made π / 4 without adding the offset angle α.
図10は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置におけるシンボル同期検出部が算出するずれ角θのシンボルごとの変化の一例を示す図である。なお、図10では、縦軸はずれ角θを示し、横軸はシンボル番号kを示す。 FIG. 10 is a diagram showing an example of a change for each symbol of the shift angle θ calculated by the symbol synchronization detection unit in the satellite broadcast receiving apparatus according to the embodiment of the present invention. In FIG. 10, the vertical axis indicates the deviation angle θ, and the horizontal axis indicates the symbol number k.
図10には、基準信号源発振器13によってPLL部32が、送信側キャリア周波数と50ppm分ずれた受信側キャリア周波数を有する局部発振信号を生成し、かつA/D変換器12が、送信側サンプリング周波数に対して255/256倍の受信側サンプリング周波数で動作している状態すなわち受信側サンプリング周波数が送信側サンプリング周波数より低い状態におけるずれ角θのシンボルごとの変化が示される。
In FIG. 10, the reference
図11は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置におけるシンボル同期検出部が算出するずれ角θのシンボルごとの変化の一例を示す図である。なお、図11では、縦軸はずれ角θを示し、横軸はシンボル番号kを示す。 FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a change for each symbol of the shift angle θ calculated by the symbol synchronization detection unit in the satellite broadcast receiving device according to the embodiment of the present invention. In FIG. 11, the vertical axis indicates the deviation angle θ, and the horizontal axis indicates the symbol number k.
図11には、基準信号源発振器13によってPLL部32が、送信側キャリア周波数と50ppm分ずれた受信側キャリア周波数を有する局部発振信号を生成し、かつA/D変換器12が、送信側サンプリング周波数に対して257/256倍の受信側サンプリング周波数で動作している状態すなわち受信側サンプリング周波数が送信側サンプリング周波数より高い状態におけるずれ角θのシンボルごとの変化が示される。
In FIG. 11, the reference
図10および図11を参照して、シンボル同期検出部44は、図8の場合と異なり、図10および図11のようにずれ角θのシンボルごとの変化が直線にならない場合、キャリア周波数の誤差を以下のように検出する。
Referring to FIGS. 10 and 11, unlike in the case of FIG. 8, the symbol
すなわち、シンボル同期検出部44は、たとえば、フレーム同期信号F1に対応する24個のずれ角θを、前から順番に4個ずつにグループ分けし、グループごとにずれ角θの平均値を算出する。そして、シンボル同期検出部44は、算出した各平均値の近傍を通る直線を求め、求めた直線の傾きに基づいてフィードバック関数を算出する。
That is, for example, the symbol
なお、シンボル同期検出部44は、たとえば、最小二乗法を用いて当該24個のずれ角θの近傍を通る直線を求め、求めた直線の傾きに基づいてフィードバック関数を算出してもよい。
Note that the symbol
シンボル同期検出部44は、算出したフィードバック関数を含む周波数誤差情報CEを作成し、作成した周波数誤差情報CEを複素乗算器43へ出力する。
The symbol
再び図5を参照して、調整部45は、シンボル同期検出部44の検出結果に基づいてキャリア周波数およびサンプリング周波数を調整する。
Referring to FIG. 5 again,
より詳細には、調整部45における複素乗算器43は、シンボル同期検出部44から周波数誤差情報CEを受けると、受けた周波数誤差情報CEからフィードバック関数を取得する。
More specifically, when receiving the frequency error information CE from the symbol
そして、複素乗算器43は、取得したフィードバック関数を用いて各サンプリングタイミングの対象複素数の位相を調整することで、キャリア周波数を調整した場合におけるベースバンド信号DI,DQを算出する。
Then, the
具体的には、複素乗算器43は、たとえば、1番目のサンプリングタイミングの対象複素数に対して、対応の変数k、この例では1を入力した場合におけるフィードバック関数の出力値を乗ずることにより当該対象複素数の位相をずらす。ここで、1番目のサンプリングタイミングの対象複素数は、たとえばフレーム同期信号F1における1番目のシンボルに対応する対象複素数である。
Specifically, the
複素乗算器43は、2番目以降のサンプリングタイミングの対象複素数に対しても同様の処理を行い、各サンプリングタイミングの対象複素数の位相をずらす。
The
複素乗算器43は、各サンプリングタイミングの対象複素数の実部および虚部をそれぞれベースバンド信号DIおよびDQとしてLDPC復号部17へ出力するとともに、シンボル同期検出部44へ出力する。
The
図12は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置におけるシンボル同期検出部が算出するずれ角θのシンボルごとの変化の一例を示す図である。なお、図12では、縦軸はずれ角θを示し、横軸はシンボル番号kを示す。 FIG. 12 is a diagram showing an example of a change for each symbol of the shift angle θ calculated by the symbol synchronization detection unit in the satellite broadcast receiving apparatus according to the embodiment of the present invention. In FIG. 12, the vertical axis indicates the deviation angle θ, and the horizontal axis indicates the symbol number k.
図12には、図10に示すずれ角θのシンボルごとの変化において、キャリア周波数のずれが解消され、かつ受信側サンプリング周波数が送信側サンプリング周波数に対して低い側にずれている状態が維持されている場合の変化が示される。 In FIG. 12, in the change for each symbol of the deviation angle θ shown in FIG. 10, the state where the carrier frequency deviation is eliminated and the reception side sampling frequency is shifted to the lower side with respect to the transmission side sampling frequency is maintained. Changes are shown.
図13は、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置におけるシンボル同期検出部が算出するずれ角θのシンボルごとの変化の一例を示す図である。なお、図13では、縦軸はずれ角θを示し、横軸はシンボル番号kを示す。 FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a change for each symbol of the shift angle θ calculated by the symbol synchronization detection unit in the satellite broadcast receiving device according to the embodiment of the present invention. In FIG. 13, the vertical axis indicates the deviation angle θ, and the horizontal axis indicates the symbol number k.
図13には、図11に示すずれ角θのシンボルごとの変化において、キャリア周波数のずれが解消され、かつ受信側サンプリング周波数が送信側サンプリング周波数に対して高い側にずれている状態が維持されている場合の変化が示される。 FIG. 13 maintains the state in which the shift of the carrier frequency is eliminated and the reception side sampling frequency is shifted to the higher side with respect to the transmission side sampling frequency in the change of the deviation angle θ shown in FIG. 11 for each symbol. Changes are shown.
図12および図13を参照して、シンボル同期検出部44は、たとえば、フレーム同期信号F1のパターンを示す複数のシンボルのうち、連続する論理値を示す複数のシンボルに基づいてサンプリング周波数の誤差を検出する。
Referring to FIGS. 12 and 13, symbol
より詳細には、シンボル同期検出部44は、たとえば、フレーム同期信号F1のパターンを示す複数のシンボルのうち、連続するゼロの論理値を示す複数のシンボル、および連続する1の論理値を示す複数のシンボルに基づいてサンプリング周波数の誤差を検出する。
More specifically, the symbol
具体的には、シンボル同期検出部44は、たとえば、kが17〜24における0110 0110のシンボルに基づいてサンプリング周波数の誤差を検出する。
Specifically, the symbol
より具体的には、シンボル同期検出部44は、ずれ角θのシンボルごとの変化が直線にならないことから、サンプリング周波数の誤差がゼロでない、すなわち受信側サンプリング周波数と送信側サンプリング周波数とがずれていると判断する。
More specifically, since the symbol
そして、シンボル同期検出部44は、たとえば、k=17〜24のずれ角θの変化パターンに基づいて、受信側サンプリング周波数および送信側サンプリング周波数のいずれが大きいかを判定する。
Then, the symbol
より詳細には、シンボル同期検出部44は、たとえば、図12の領域Rsに示すように、kが17,20,21,24のずれ角θがより大きい値を示し、かつkが18,19,22,23のずれ角θがより小さい値を示す場合、受信側サンプリング周波数が送信側サンプリング周波数より小さいと判定する。
More specifically, the symbol
そして、シンボル同期検出部44は、たとえば、kが17,20,21,24のずれ角θの平均値とkが18,19,22,23のずれ角θの平均値との差の絶対値を誤差の大きさとして算出する。
Then, the symbol
一方、シンボル同期検出部44は、図13の領域Rfに示すように、kが17,20,21,24のずれ角θがより小さい値を示し、かつkが18,19,22,23のずれ角θがより大きい値を示す場合、受信側サンプリング周波数が送信側サンプリング周波数より大きいと判定する。
On the other hand, as shown in the region Rf of FIG. 13, the symbol
そして、シンボル同期検出部44は、たとえば、kが17,20,21,24のずれ角θの平均値とkが18,19,22,23のずれ角θの平均値との差の絶対値を誤差の大きさとして算出する。
Then, the symbol
シンボル同期検出部44は、判定結果および誤差の大きさを含む周波数誤差情報SEを作成し、作成した周波数誤差情報SEをインタポレータ41へ出力する。
The symbol
再び図5を参照して、インタポレータ41は、シンボル同期検出部44から周波数誤差情報SEを受けると、受けた周波数誤差情報SEに基づいて、サンプリング周波数を調整した場合におけるベースバンド信号DI,DQを算出する。
Referring to FIG. 5 again, when
より詳細には、インタポレータ41は、周波数誤差情報SEから判定結果および誤差の大きさを取得し、取得した判定結果および誤差の大きさに基づいて調整比率を算出する。
More specifically, the
具体的には、たとえば、送信側サンプリング周波数より受信側サンプリング周波数が小さいことを判定結果が示す場合、調整比率は1より大きい。一方、送信側サンプリング周波数より受信側サンプリング周波数が大きいことを判定結果が示す場合、調整比率は1より小さい。 Specifically, for example, when the determination result indicates that the reception-side sampling frequency is smaller than the transmission-side sampling frequency, the adjustment ratio is greater than 1. On the other hand, when the determination result indicates that the reception side sampling frequency is higher than the transmission side sampling frequency, the adjustment ratio is smaller than 1.
インタポレータ41は、算出した調整比率に対応するタップ係数をタップ係数保持部46から取得する。
The
インタポレータ41は、RRF15I,15Qから受けて保持する各ベースバンド信号DI,DQの値にタップ係数を乗じ、処理後の各ベースバンド信号DI,DQをデジタルLPF42I,42Qへそれぞれ出力する。
The
シンボル同期検出部44が、デジタルLPF42I,42Qおよび複素乗算器43経由で受ける各ベースバンド信号DI,DQについてのずれ角θのシンボルごとの変化は、図9に示す直線SL2のようになる。
The change for each symbol of the shift angle θ for each baseband signal DI, DQ received by the symbol
すなわち、衛星放送波との良好な同期を確立することができるので、32APSK(Amplitude and Phase Shift Keying)変調方式および16APSK変調方式等により変調された衛星放送波を受信する場合においても、当該衛星放送波から各シンボルの論理値を良好に取得することができる。 That is, since good synchronization with the satellite broadcast wave can be established, even when a satellite broadcast wave modulated by the 32 APSK (Amplitude and Phase Shift Keying) modulation method and the 16 APSK modulation method is received, the satellite broadcast The logical value of each symbol can be obtained well from the wave.
再び図3を参照して、LDPC復号部17は、複素乗算器43から受けるベースバンド信号DIおよびDQに対して低密度パリティ検査を行い、処理後のベースバンド信号DIおよびDQに基づくストリームをストリーム処理装置151へ送信する。
Referring to FIG. 3 again, LDPC decoding unit 17 performs a low density parity check on baseband signals DI and DQ received from
なお、衛星放送受信装置101は、キャリア周波数を調整した後、サンプリング周波数を調整する構成であるとしたが、これに限定するものではなく、サンプリング周波数を調整した後、キャリア周波数を調整する構成であってもよいし、サンプリング周波数およびキャリア周波数を同時に調整する構成であってもよい。
The satellite
また、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置では、調整部45におけるインタポレータ41および複素乗算器43が、デジタル回路においてサンプリング周波数およびキャリア周波数をそれぞれ調整する構成であるとしたが、これに限定するものではない。衛星放送受信装置101では、調整部45が、クロック生成回路14のクロック周波数、および基準信号源発振器13の発振周波数を調整することにより、アナログ回路においてサンプリング周波数およびキャリア周波数をそれぞれ調整する構成であってもよい。
In the satellite broadcast receiving apparatus according to the embodiment of the present invention, the
また、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置では、シンボル同期検出部44は、フレーム同期信号F1のパターンを用いて、キャリア周波数の誤差およびサンプリング周波数の誤差を検出する構成であるとしたが、これに限定するものではない。シンボル同期検出部44は、フレーム同期信号F1の代わりに、AD0799hの値を含むフレーム同期信号またはスロット同期信号を用いて、キャリア周波数の誤差およびサンプリング周波数の誤差を検出する構成であってもよい。
In the satellite broadcast receiving apparatus according to the embodiment of the present invention, the symbol
ところで、OFDM等のマルチキャリア変調方式に対して非特許文献1に記載の技術を用いることにより、キャリア周波数誤差およびサンプリング周波数誤差の検知を行うことが可能である。しかしながら、シングルキャリアの衛星放送波に対して上述の技術を適用することができない。
By the way, it is possible to detect a carrier frequency error and a sampling frequency error by using the technique described in
これに対して、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置では、直交復調器11は、受信されたARIB STD−B44に従う通信信号を復調した復調信号を出力する。A/D変換器12は、直交復調器11から受けた復調信号をデジタル信号に変換する。シンボル同期検出部44は、A/D変換器12によって変換されたデジタル信号に含まれる、BPSK変調された複数のシンボルの示す所定の同期パターンを用いて、直交復調器11におけるキャリア周波数の誤差、およびA/D変換器12におけるサンプリング周波数の誤差を検出する。そして、調整部45は、シンボル同期検出部44の検出結果に基づいてキャリア周波数およびサンプリング周波数を調整する。
In contrast, in the satellite broadcast receiving apparatus according to the embodiment of the present invention,
このように、所定の同期パターンがBPSK変調される構成により、他のクロック同期処理等の特別の処理を行うことなく当該所定の同期パターンを復調することができる。そして、所定の同期パターンを用いて、ARIB STD−B44に従うシングルキャリアの通信信号を復調する直交復調器11におけるキャリア周波数の誤差、およびサンプリング周波数の誤差を検出する構成により、シングルキャリアについてキャリア周波数誤差およびサンプリング周波数誤差を簡易に検出することができる。また、検出結果に基づいてキャリア周波数およびサンプリング周波数を調整する構成により、ARIB STD−B44に従う通信信号との同期を確立することができる。したがって、簡易な構成で、シングルキャリアについて同期処理を行うことができる。
In this way, with the configuration in which the predetermined synchronization pattern is BPSK-modulated, the predetermined synchronization pattern can be demodulated without performing special processing such as other clock synchronization processing. A carrier frequency error for a single carrier is detected by using a predetermined synchronization pattern to detect a carrier frequency error and a sampling frequency error in a
また、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置では、シンボル同期検出部44は、同期パターンを示す複数のシンボルのうち、連続する論理値を示す複数のシンボルに基づいてサンプリング周波数の誤差を検出する。
Moreover, in the satellite broadcast receiving apparatus according to the embodiment of the present invention, the symbol
サンプリング周波数に誤差が含まれる場合において、コンスタレーションでは、連続する論理値を示す複数のシンボルの特徴的な位置ずれが観測される。このような特徴的な位置ずれからサンプリング周波数の誤差を正しく検出することができる。 In the case where an error is included in the sampling frequency, in the constellation, characteristic positional deviations of a plurality of symbols indicating continuous logical values are observed. An error in the sampling frequency can be correctly detected from such a characteristic positional deviation.
また、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置では、シンボル同期検出部44は、同期パターンを示す複数のシンボルのうち、連続するゼロの論理値を示す複数のシンボル、および連続する1の論理値を示す複数のシンボルに基づいてサンプリング周波数の誤差を検出する。
Moreover, in the satellite broadcast receiving apparatus according to the embodiment of the present invention, the symbol
サンプリング周波数に誤差が含まれる場合において、コンスタレーションでは、連続するゼロの論理値を示す複数のシンボル、および連続する1の論理値を示す複数のシンボルのより特徴的な位置ずれが観測される。このような特徴的な位置ずれからサンプリング周波数の誤差をより正しく検出することができる。 In the case where an error is included in the sampling frequency, in the constellation, a more characteristic positional shift of a plurality of symbols indicating a continuous zero logical value and a plurality of symbols indicating a continuous one logical value is observed. An error in the sampling frequency can be detected more correctly from such a characteristic positional deviation.
また、本発明の実施の形態に係る衛星放送受信装置では、調整部45は、キャリア周波数を調整した場合におけるデジタル信号を算出する複素乗算器43と、サンプリング周波数を調整した場合におけるデジタル信号を算出するインタポレータ41とを含む。
In the satellite broadcast receiving apparatus according to the embodiment of the present invention, the
このような構成により、衛星放送受信装置101全体をデジタル回路で実現することができるので、ソフトウェアによるキャリア周波数およびサンプリング周波数の調整を行うことができる。すなわち、PLL等のハードウェアによるキャリア周波数およびサンプリング周波数の調整を行うことなく、全ての処理を同一クロックのデジタル回路内で完結することができる。これにより、FPGA等のプログラムロジックICを用いて衛星放送受信装置101を容易に実現することができる。また、装置の試作を容易に行うことができるとともに、装置全体を簡素化することができる。
With such a configuration, the entire satellite
上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The above embodiment should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
以上の説明は、以下に付記する特徴を含む。 The above description includes the following features.
[付記1]
受信されたARIB(Association of Radio Industries and Businesses) STD−B44に従う通信信号を復調した復調信号を出力する直交復調器と、
前記直交復調器から受けた前記復調信号をデジタル信号に変換するA/D(Analog−to−Digital)変換器と、
前記A/D変換器によって変換された前記デジタル信号に含まれる、BPSK(Binary Phase Shift Keying)変調された複数のシンボルの示す所定の同期パターンを用いて、前記直交復調器におけるキャリア周波数の誤差、および前記A/D変換器におけるサンプリング周波数の誤差を検出する検出部と、
前記検出部の検出結果に基づいて前記キャリア周波数および前記サンプリング周波数を調整する調整部とを備え、
前記検出部は、π/2BPSK変調されたフレーム同期信号のシンボルの示す、0101 0010 1111 1000 0110 0110の論理値のパターンを用いて前記キャリア周波数の誤差を検出し、
前記検出部は、前記フレーム同期信号のシンボルの示す、0110 0110の論理値のパターンを用いて前記キャリア周波数の誤差を検出する、衛星放送受信装置。
[Appendix 1]
A quadrature demodulator that outputs a demodulated signal obtained by demodulating a received communication signal according to ARIB (Association of Radio Industries and Businesses) STD-B44;
An A / D (Analog-to-Digital) converter that converts the demodulated signal received from the quadrature demodulator into a digital signal;
An error of a carrier frequency in the quadrature demodulator using a predetermined synchronization pattern indicated by a plurality of BPSK (Binary Phase Shift Keying) symbols included in the digital signal converted by the A / D converter, And a detector for detecting an error in sampling frequency in the A / D converter,
An adjustment unit for adjusting the carrier frequency and the sampling frequency based on the detection result of the detection unit;
The detection unit detects an error of the carrier frequency using a logic value pattern of 0101 0010 1111 1000 0110 0110, which is indicated by a symbol of a π / 2 BPSK modulated frame synchronization signal,
The satellite broadcast receiving apparatus, wherein the detection unit detects an error in the carrier frequency using a logical value pattern of 0110 0110 indicated by a symbol of the frame synchronization signal.
1 アナログ信号処理部
2 デジタル信号処理部
11 直交復調器
12 A/D変換器
13 基準信号源発振器
14 クロック生成回路
15I,15Q RRF
16 同期処理部
17 LDPC復号部
31 AGCアンプ
32 PLL部
33I,33Q ミキサ
34I,34Q ローパスフィルタ
41 インタポレータ
42I,42Q デジタルLPF
43 複素乗算器
44 シンボル同期検出部
45 調整部
46 タップ係数保持部
101 衛星放送受信装置
111 アンテナ
151 ストリーム処理装置
301 衛星放送受信システム
DESCRIPTION OF
16 synchronization processing unit 17
43
Claims (4)
前記直交復調器から受けた前記復調信号をデジタル信号に変換するA/D(Analog−to−Digital)変換器と、
前記A/D変換器によって変換された前記デジタル信号に含まれる、BPSK(Binary Phase Shift Keying)変調された複数のシンボルの示す所定の同期パターンを用いて、前記直交復調器におけるキャリア周波数の誤差、および前記A/D変換器におけるサンプリング周波数の誤差を検出する検出部と、
前記検出部の検出結果に基づいて前記キャリア周波数および前記サンプリング周波数を調整する調整部とを備える、衛星放送受信装置。 A quadrature demodulator that outputs a demodulated signal obtained by demodulating a received communication signal according to ARIB (Association of Radio Industries and Businesses) STD-B44;
An A / D (Analog-to-Digital) converter that converts the demodulated signal received from the quadrature demodulator into a digital signal;
An error of a carrier frequency in the quadrature demodulator using a predetermined synchronization pattern indicated by a plurality of BPSK (Binary Phase Shift Keying) symbols included in the digital signal converted by the A / D converter, And a detector for detecting an error in sampling frequency in the A / D converter,
A satellite broadcast receiving apparatus comprising: an adjustment unit that adjusts the carrier frequency and the sampling frequency based on a detection result of the detection unit.
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